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Timestamp: 2019-09-15 17:19:43
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JP2000350490A - Brushless motor control device - Google Patents
Brushless motor control device
JP2000350490A
JP2000350490A JP11154424A JP15442499A JP2000350490A JP 2000350490 A JP2000350490 A JP 2000350490A JP 11154424 A JP11154424 A JP 11154424A JP 15442499 A JP15442499 A JP 15442499A JP 2000350490 A JP2000350490 A JP 2000350490A
JP11154424A
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2000-12-15 Publication of JP2000350490A publication Critical patent/JP2000350490A/en
PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain a brushless motor control device that achieves control, where the phase of the output voltage of an inverter circuit part is adjusted by a closed loop, corresponding to load fluctuation for increasing the efficiency of a motor by an inexpensive and space-saving configuration. SOLUTION: In the brushless motor control device that detects a rotor position and controls an inverter circuit part 2, so that the inverter circuit part 2 rotates at setting speed, a current detection means 8 and a control means 9 are provided, where the current detection means 8 detects the current to a sensorless DC brushless motor 1 as the brushless motor at the input side of the inverter circuit part 2, and the control means 9 controls the phase of the output voltage of the inverter circuit part 2, so that the current of the sensorless DC brushless motor 1 continuously and orthogonally crosses the flux of the magnet of a rotor, based on the detected current value.
【発明の属する技術分野】本発明は、空気調和機用圧縮機などに用いられるブラシレスモータを駆動制御するブラシレスモータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to relates to a brushless motor control device that drives and controls the brushless motor used in an air conditioner or the like for the compressor.
【従来の技術】従来、空気調和機用圧縮機などには、ブラシレスモータとしてセンサレスＤＣ（直流）ブラシレスモータを３相１２０°通電で駆動するブラシレスモータ制御装置を用いたものがある。 Conventionally, the such as air conditioner compressor, there is one using a brushless motor controller for driving a sensorless DC (direct current) brushless motor 3-phase 120 ° conduction as a brushless motor. 従来のセンサレスＤＣ Conventional sensorless DC
ブラシレスモータ制御装置（第１の従来例）は、図７に示すように、センサレスＤＣブラシレスモータ１と、スイッチング素子で構成されて直流電圧を交流電圧に変換してセンサレスＤＣブラシレスモータ１に印加するインバータ回路部２と、センサレスＤＣブラシレスモータ１ Brushless motor control device (first conventional example), as shown in FIG. 7, a sensorless DC brushless motor 1 is applied is constituted by switching devices to convert the DC voltage into an AC voltage to a sensorless DC brushless motor 1 an inverter circuit 2, sensorless DC brushless motor 1
のＵ，Ｖ，Ｗ各相のうちの無通電相の端子電圧からセンサレスＤＣブラシレスモータ１の回転子の誘起電圧を検出してこの回転子の位置を推定する位置検出回路部３ Of U, V, the position detection circuit part 3 detects the induced voltage of the non from the terminal voltage of the conduction phase of the sensorless DC brushless motor 1 rotor of the W phase estimates the position of the rotor
と、センサレスＤＣブラシレスモータ１への出力電圧と回転数とを制御するマイクロコンピュータ（以下、マイコンと略す。）４と、インバータ回路部２に直流入力電源を供給する直流電源５とで構成されている。 When a microcomputer (hereinafter, referred to as a microcomputer.) For controlling the rotational speed and the output voltage of the sensorless DC brushless motor 1 and 4, it is composed of a DC power source 5 for supplying a DC input power to the inverter circuit 2 there.
【０００３】マイコン４は、回転子の位置情報より得られるモータの回転数と設定回転数とを取り込み、それが一致するようにインバータ回路部２の出力電圧を制御することで、センサレスＤＣブラシレスモータ１の回転数を設定回転数に近づけている。 [0003] The microcomputer 4 takes the rotational speed of the motor obtained from the position information of the rotor and the setting rotational speed, by controlling the output voltage of the inverter circuit 2 as it matches, sensorless DC brushless motor and close the first rotation speed to the set speed. すなわち、実回転数が設定回転数より高ければインバータ回路部２の出力電圧を低くし、回転数が低ければインバータ回路部２の出力電圧を高くしてセンサレスＤＣブラシレスモータ１を駆動している。 That is, the higher the actual speed is below the set rotational speed to lower the output voltage of the inverter circuit 2, driving the sensorless DC brushless motor 1 by increasing the output voltage of the inverter circuit 2 A low speed.
【０００４】また、過電流によってインバータ回路部２ Further, the inverter circuit 2 by an overcurrent
のインバータ回路素子などが破壊されるのを保護するために、図８に示すように、直流電源５とインバータ回路部２との間にシャント抵抗６を配置し、このシャント抵抗６に流れる電流を検出しインバータ回路部２に信号を出力して過電流によるダメージを与えないようにインバータ回路部２を保護する過電流保護回路７を設けたものもある。 For such an inverter circuit elements to protect the destruction, as shown in FIG. 8, arranged shunt resistor 6 between the DC power source 5 and the inverter circuit 2, the current flowing through the shunt resistor 6 some of which provided an overcurrent protection circuit 7 for protecting the inverter circuit 2 as outputs the detected signal to the inverter circuit 2 is not damaged by the overcurrent.
【０００５】しかしながら前記制御方法のように、モータを回転数のみで制御するのは効率が悪く、モータの最大トルクを出すために、磁束と電流とを直交させるようモータへ出力する電圧の位相を制御することが必要である。 However as the control method, the inefficient to control the motor with only the rotational speed, in order to achieve maximum torque of the motor, the voltage of the phase output to the motor so as to orthogonal to the magnetic flux and the current it is necessary to control. 以下に、この制御について説明する。 The following describes the control. 回転子に磁石を貼り付けたＳＰＭ（表面型永久磁石）のＤＣブラシレスモータの場合には、磁石による磁束φ Mと巻線電流Ｉ When the DC brushless motor SPM pasted magnet (surface permanent magnet) in the rotor, the magnetic flux generated by the magnet phi M and the winding current I
と力Ｆとの関係は、図９（ａ）に示すようになっている。 The relationship between the force F and is as shown in Figure 9 (a). また、巻線電流Ｉの周囲には、同図に示すように巻線電流Ｉによる磁束φ I （電機子反作用）が発生する。 Around the winding current I, the magnetic flux phi I by winding current I as shown in FIG. (Armature reaction) occurs.
なお、図９（ａ）には、巻線電流Ｉを磁束φ Mと直交する位置に配置しているが、これは、制御によって磁束と電流が常に直交するように電流を流すという意味であり、このようにすることでトルクが最大値となる。 Incidentally, in FIG. 9 (a), but are arranged winding current I in a position perpendicular to the magnetic flux phi M, which is located in the sense of supplying a current to the magnetic flux and the current is always perpendicular the control , the torque becomes the maximum value in doing so.
【０００６】ここで、磁石による磁束φ Mと電流による磁束φ Iとその合成磁束φとの関係は、回転子の角度方向の長さを横軸方向にとると、図９（ｂ）のようになっている。 [0006] Here, the relationship by the magnetic flux phi M and the current generated by the magnet flux phi I and its synthesis flux phi is, taking the length of the angular direction of the rotor in the horizontal direction, as shown in FIG. 9 (b) It has become. すなわち、次に示す（式１）のようになっている。 That is, the following are as shown in (Equation 1). φ＝φ M ＋φ I・・・・ （式１） なお、１２０°通電の場合、磁束φ Iは正弦波にならないが、ここでは簡略化のため正弦波で示している。 Note φ = φ M + φ I ···· ( Equation 1), when the 120 ° conduction, although the magnetic flux phi I is not a sine wave, is shown here in a sine wave for simplicity.
【０００７】図７に示した位置検出回路部３で検出する位置検出信号は、合成磁束φによって誘起された電圧が１２０°通電される各相のうちの無通電相に現れたものである。 [0007] The position detection signal detected by the position detecting circuit unit 3 shown in FIG. 7, a voltage induced by the synthetic magnetic flux φ is one that appeared not energized phase of each phase to be energized 120 °. 検出された合成磁束φは、実際の回転子磁石の位置を表す磁束φ Mに、巻線電流Ｉによる磁束φ Iが含まれているので、位置検出信号は実際の回転子の位置から図９（ｂ）に示す位相差θ分だけ位相がずれる。 Detection synthetic flux phi, the magnetic flux phi M representing the position of the actual rotor magnet, because it contains the magnetic flux phi I by winding current I, the position detection signal diagram from the position of the actual rotor 9 (b) the phase difference θ amount corresponding phase shown in shifts. この位相差θは、磁束φ Iの大きさによって決まり、これは巻線電流Ｉの大きさ、すなわちモータの負荷によって変動する。 This phase difference theta, determined by the magnitude of the magnetic flux phi I, which is the magnitude of the winding current I, i.e. varies with the load of the motor.
【０００８】モータの最大トルクを出すには、磁束φ M [0008] To issue a maximum torque of the motor, the magnetic flux φ M
に対して巻線電流Ｉを直交して流すことが必要である。 It is necessary to flow perpendicular to the winding current I against.
よって、マイコン４からのモータ駆動信号は、合成磁束φによる位置検出信号より、位相差θだけ進角させて出力しなければならない。 Therefore, the motor drive signal from the microcomputer 4, the position detection signal by combining the magnetic flux phi, must output by advanced by a phase difference theta. そこで、前記の位相制御を実現すべく図１０に示すようなブラシレスモータ制御装置（第２の従来例）がある。 Therefore, the there is a brushless motor control device shown in FIG. 10 in order to implement the phase control (second conventional example). このブラシレスモータ制御装置は、周波数に応じた位相のずれθ（または巻線電流Ｉ The brushless motor control device, the phase shift corresponding to the frequency theta (or winding current I
による磁束φ I ）のデータをマイコン４ａの内部に格納しておき、周波数によって出力電圧の進角θを決定するものである。 May be stored the data of the magnetic flux phi I) inside the microcomputer 4a by, it is what determines the θ advance angle of the output voltage with frequency. マイコン４ａは、その内部に格納した周波数−電流テーブルに基づいて位置検出信号の進角θを算出し、進角θだけ位相を進めた信号をインバータ回路部２へ出力している。 The microcomputer 4a has a frequency stored therein - are calculated and output θ advance of the position detection signal based on the current table, a signal advanced phase only advance θ to the inverter circuit 2.
【０００９】また、この他のブラシレスモータ制御装置（第３の従来例）としては、巻線電流Ｉによる磁束φ I [0011] As other brushless motor control device (third conventional example), the magnetic flux phi I by winding current I
が巻線電流Ｉに比例することから、図１１に示すように、電流センサ３ａなどを用いて巻線電流Ｉを検出し、 There since it is proportional to the winding current I, as shown in FIG. 11, to detect the winding current I using a current sensor 3a,
それをもとに位置検出信号の位相のずれθを決定して出力信号を出すものがある。 There is one which was determined phase shift θ of the position detection signal based produce an output signal. マイコン４ｂは、図１１に示すように、モータの巻線電流Ｉを検出する電流センサ３ Microcomputer 4b, as shown in FIG. 11, a current sensor 3 for detecting a winding current I of the motor
ａの出力を取り込んでこの巻線電流Ｉによる磁束φ Iを推定し、出力電圧の進角θを算出して、その結果の進角θだけ位相を進めた信号をインバータ回路部２へ出力している。 It captures the output of a to estimate the flux phi I according to the winding current I, calculates the advance angle θ of the output voltage, and outputs a signal advanced in phase by advance θ of the result to the inverter circuit 2 ing. なお、電流センサ３ａは、センサレスＤＣブラシレスモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相のうちの少なくとも２相に設けられている。 The current sensor 3a is of a sensorless DC brushless motor 1 U, V, is provided on at least 2 of the three phases of the W.
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前述の第１の従来例のブラシレスモータ制御装置では、回転数制御のみを実施するので、モータの効率が悪くモータの最大トルクを出すことができない。 [0005] However, in the brushless motor control device of the first conventional example described above, since implementing only the rotation speed control, it is impossible to motor efficiency issues a maximum torque of poor motor. そこでモータの効率を良くするために、第２，第３の従来例に示すような制御を行っているが、この第２，第３の従来例では下記に示すような問題がある。 Therefore in order to improve the efficiency of the motor, the second, is performed the third control, as shown in the conventional example, the second, in the third conventional example has problems as shown below.
【００１１】前述の第２の従来例は、周波数に応じた進角θ（または巻線電流Ｉによる磁束φ I ）のデータをマイコン内に格納しておき、周波数によって出力電圧の進角θを決定するものである。 A second conventional example described above, the advance angle corresponding to the frequency θ data (or flux phi I by winding current I) may be stored in the microcomputer, the advance θ of the output voltage by the frequency it is those determined. この制御方法は、ある周波数に対する負荷（電流値）は一定であると仮定したものであり、制御は開ループになる。 This control method, the load on a certain frequency (current value) is obtained by assuming a constant, control becomes open loop. この開ループ制御では、負荷の変動に対して磁束と電流を直交させることができないので最大効率を得ることができず、急激な負荷変動に対しては追従できず脱調してしまうという問題がある。 In this open-loop control, it is impossible to obtain a maximum efficiency can not be perpendicular to the magnetic flux and current to variations in load, for sudden load change is a problem that loss of synchronism can not follow is there.
【００１２】前述の第３の従来例は、電流センサ等の電流検出手段を用いて巻線電流を検出し、それをもとに出力電圧の進角θを決定するものである。 A third conventional example described above is to detect a winding current by using the current detecting means such as a current sensor to determine the lead angle θ of the output voltage based on it. この制御方法では、制御を負荷に対応した閉ループで行うことが可能であるが、電流センサ等の高価な部品が必要であり、比較的に大きい電流センサをモータの外部に配設しなければならず大きなスペースが必要であるという問題がある。 In this control method, it is possible to perform a closed loop corresponding control to load, requires expensive components, such as current sensors, it must arranged a large current sensor relatively to the outside of the motor there is a problem that it requires a large space not.
【００１３】本発明は、これらの従来の課題を解決するものであり、出力電圧の位相を負荷変動に対応して閉ループで調整してモータの効率を上げる制御を安価で省スペースな構成で実現したブラシレスモータ制御装置を提供することを目的とする。 [0013] The present invention is intended to solve these conventional problems, and adjusted in a closed loop in response to the output voltage of the phase of the load fluctuation implement a control to increase the efficiency of the motor in a space-saving construction is inexpensive and to provide a brushless motor control apparatus.
【課題を解決するための手段】本発明のブラシレスモータ制御装置は、インバータ回路部の入力側でブラシレスモータへの電流を検出する電流検出手段と、検出した前記電流値に基づいて前記ブラシレスモータの電流と回転子の磁石の磁束とが常に直交するように前記インバータ回路部の出力電圧の位相を制御する制御手段とを設けたものである。 Brushless motor control device of the present invention According to an aspect of the current detection means for detecting a current to the brushless motor on the input side of the inverter circuit portion, of the brushless motor based on the current value detected it is provided with a control means for controlling the phase of the output voltage of the inverter circuit so that the magnetic flux of the magnets of the current and the rotor is always perpendicular.
【００１５】本発明によると、負荷変動に対応して出力電圧の位相制御を閉ループで行い効率を上げる制御を安価で省スペースな構成で実現することができる。 [0015] According to the present invention, the control for increasing the efficiency performs phase control in a closed loop of the output voltage in response to the load variation can be implemented in a space-saving configuration at low cost.
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明は、回転子位置を検出して設定回転数で回転するようインバータ回路部を制御するブラシレスモータ制御装置において、前記インバータ回路部の入力側でブラシレスモータへの電流を検出する電流検出手段と、検出した前記電流値に基づいて前記ブラシレスモータの電流と前記回転子の磁石の磁束とが常に直交するように前記インバータ回路部の出力電圧の位相を制御する制御手段とを設けたブラシレスモータ制御装置としたものであり、検出した前記電流値に基づいて巻線電流による磁束を算出しこの磁束から合成磁束の中の回転子の磁石による磁束を求め、回転子の磁石による磁束と巻線電流とが常に直交するようにインバータ回路部の出力電圧の位相を制御することができ、従来の The invention according to claim 1 of the embodiment of the present invention, in the brushless motor control device for controlling the inverter circuit so as to rotate at a set rotation speed to detect the rotor position, of the inverter circuit unit current detecting means for detecting the current to the brushless motor on the input side, of the inverter circuit so that the magnetic flux of the magnet of the rotor and current of the brushless motor is always perpendicular on the basis of the current value detected output is obtained by a brushless motor control apparatus provided with a control means for controlling the voltage of the phase, and calculates the magnetic flux due to the winding current based on the current value detected magnet rotor in the synthetic magnetic flux from the magnetic flux by seeking the magnetic flux, it is possible to control the phase of the output voltage of the inverter circuit so that the magnetic flux and winding current by the magnet of the rotor is always perpendicular, conventional うな電流センサを不必要とすることができ、安価で省スペースな構成で回転子の磁石による磁束と巻線電流とを直交させる状態を実現することができ、モータの効率を上げることができる。 Una current sensor can be unnecessary, inexpensive can be realized a state where the orthogonalizing the flux and winding current by the magnet of the rotor in a space-saving arrangement, it is possible to increase the efficiency of the motor.
【００１７】本発明の請求項２に記載の発明は、センサレスＤＣブラシレスモータを３相１２０°通電で駆動するインバータ回路部と、前記センサレスＤＣブラシレスモータの回転子位置を検出する位置検出回路部と、全モータ電流が流れる位置に直列に配置したシャント抵抗とを有するブラシレスモータ制御装置において、前記シャント抵抗に流れる電流値を検出しその検出した電流値に基づいて、モータ電流とモータ回転子磁石の磁束とが常に直交するようにインバータの出力電圧の位相を制御する制御手段を設けたブラシレスモータ制御装置としたものであり、回転子の磁石による磁束と巻線電流とを直交させてモータの効率を上げることが、安価に省スペースで実現できる。 [0017] The invention according to claim 2 of the present invention includes an inverter circuit for driving a sensorless DC brushless motor in three-phase 120 ° conduction, a position detecting circuit for detecting a rotor position of the sensorless DC brushless motor in the brushless motor control device having a shunt resistor arranged in series in a position in which all the motor current flows, on the basis of the detected value of the current flowing through the shunt resistor current value detection, motor current and the motor rotor magnets are those in which the magnetic flux is always a brushless motor control device having a control means for controlling the phase of the inverter output voltage so as to be orthogonal, the motor efficiency by orthogonally the flux and winding current by the magnet of the rotor raising the can, it can be achieved at a low cost and a space-saving.
【００１８】本発明の請求項３に記載の発明は、制御手段を、シャント抵抗に流れる電流のサンプリングをモータ回転の一定周期毎に行うよう構成した請求項２記載のブラシレスモータ制御装置としたものであり、電流検出値の回転脈動による変動を低減することができ、検出精度を上げて出力電圧の位相制御ができるので、モータの効率をさらに上げることができる。 The invention described in claim 3 of the present invention, which control means, and a brushless motor control device of the construction claims 2, wherein to perform the sampling of the current flowing to the shunt resistor in a predetermined cycle of the motor rotation , and the it is possible to reduce variations due to the rotation pulsation of the current detection value, since it is the phase control of the output voltage by increasing the detection accuracy, it is possible to further optimize efficiency of the motor.
【００１９】本発明の請求項４に記載の発明は、制御手段を、シャント抵抗に流れる電流のサンプリング周期をモータ回転数に応じて調整するよう構成した請求項２記載のＤＣブラシレスモータの制御装置としたものであり、高回転数領域で電流検出サンプリング数が少なすぎようこの電流検出サンプリング数を適切な程度に多くすることができ、低回転数領域では急変に対して出力電圧の制御が粗くならないようこの出力電圧の制御を細かくすることができ、低回転数領域から高回転数領域までの広範囲において、電流検出の平均を最適化することができ、電流検出精度を上げて制御することによって出力電圧の制御の性能を向上させることができ、モータの効率を上げることができる。 [0019] The invention according to claim 4 of the present invention, the control means, the control device of the DC brushless motor configuration claims 2, wherein to adjust in accordance with the sampling period of the current flowing to the shunt resistor in the motor rotation speed and is obtained by the current detection sampling number of Yoko too little current detection sampling number in a high speed range can be increased to an appropriate extent, coarse control of the output voltage to the sudden change in the low speed range become not so possible to finely control the output voltage, in a wide range from the low rotational speed range to a high rotational speed region, it is possible to optimize the average of the current detection, by controlling to increase the accuracy of current detection it is possible to improve the performance of the control of the output voltage, it is possible to improve the efficiency of the motor.
【００２０】以下、本発明のブラシレスモータ制御装置を具体的な実施の形態に基づいて説明する。 [0020] Hereinafter, will be described with reference to specific embodiments of the brushless motor control device of the present invention. （実施の形態１）図１に示した本発明の実施の形態１のブラシレスモータ制御装置は、従来例と同様に、回転子位置を検出して設定回転数で回転するようインバータ回路部２を制御するブラシレスモータ制御装置であって、 The brushless motor control device of the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 (Embodiment 1), as in the conventional example, the inverter circuit 2 to rotate at a set rotation speed to detect the rotor position the brushless motor control device for controlling,
インバータ回路部２の入力側でブラシレスモータとしてのセンサレスＤＣブラシレスモータ１への電流を検出する電流検出手段８と、検出した前記電流値に基づいてセンサレスＤＣブラシレスモータ１の電流と回転子の磁石の磁束とが常に直交するようにインバータ回路部２の出力電圧の位相を制御する制御手段９とを設けた点が従来例とは異なっている。 A current detecting means 8 for detecting the current to the sensorless DC brushless motor 1 as a brushless motor on the input side of the inverter circuit 2, the sensorless DC brushless motor 1 based on the current value detected current and the rotor magnet point provided with a control unit 9 for controlling the phase of the output voltage of the inverter circuit 2 so that the magnetic flux is always perpendicular is different from the conventional example.
【００２１】電流検出手段８は、例えば、全モータ電流が流れる位置に直列に配置したシャント抵抗６と、シャント抵抗６に流れる電流を検出する電流検出回路部１０ The current detecting means 8, for example, a shunt resistor 6 arranged in series in a position in which all the motor current flows, the current detection circuit 10 for detecting a current flowing to the shunt resistor 6
とで構成されている。 It is composed of a. 制御手段９は、モータへの出力電圧と位相および回転数を制御するマイコン１１に設けられている。 Control means 9 is provided in the microcomputer 11 for controlling the output voltage and the phase and the rotational speed of the motor. なお、インバータ回路部２は、スイッチング素子で構成されており、直流電圧を交流電圧に変換してモータに印加するものである。 The inverter circuit 2 is constituted by a switching element, is intended to be applied to the motor by converting a DC voltage into an AC voltage. 位置検出回路部３は、ブラシレスモータのＵ，Ｖ，Ｗ各相のうちの無通電相の端子電圧からモータ回転子の磁束φによる誘起電圧を検出して回転子の位置を推定するものである。 Position detecting circuit unit 3 is to estimate the position of the rotor by detecting the induced voltage due to the magnetic flux φ of the motor rotor from the terminal voltage of the non-energized phase of U, V, W phases of the brushless motor . 直流電源５ DC power supply 5
は、インバータ回路部２に直流入力電源を供給するものである。 Is for supplying a DC input power to the inverter circuit 2.
【００２２】ここで、このセンサレスＤＣブラシレスモータ１の制御をＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation： [0022] Here, the control of the sensorless DC brushless motor 1 PAM (Pulse Amplitude Modulation:
パルス振幅変調）方式の３相１２０°通電にした場合のモータ端子電圧と電流の関係について説明する。 It will be described relationship between the motor terminal voltage and the current in the case of the 3-phase 120 ° conduction pulse amplitude modulation) scheme. 図２に示すように、センサレスＤＣブラシレスモータ１のＵ， As shown in FIG. 2, the sensorless DC brushless motor 1 U,
Ｖ，Ｗ相のそれぞれの端子電圧をＶ U ，Ｖ V ，Ｖ Wとし、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの巻線電流をＩ U ，Ｉ V ， V, each of the terminal voltages V U and W-phase, and V V, V W, U, V, each of the winding current of the W-phase I U, I V,
Ｉ Wとし、ノイズを除いた理論上のシャント抵抗に流れる電流をＩ And I W, the current flowing to the shunt resistor of theoretical except for noise I RS RS として示す。 It is shown as. ＤＣモータの場合はＡＣモータにみられるような無効電力分がないので、巻線電流Ｉ U ，Ｉ V ，Ｉ Wは、図２に示すように、端子電圧Ｖ U ，Ｖ Since there is no reactive power component, such as seen in AC motor when the DC motor, winding current I U, I V, I W, as shown in FIG. 2, the terminal voltage V U, V V ，Ｖ Wに対して理論上同位相となる。 V, the theory on the same phase with respect to V W. 図２に示すように、相切換のパターン１においては、電流はＵ As shown in FIG. 2, in the pattern 1 of the phase-change, the current U
相からＶ相に流れ、Ｗ相には電流は流れない。 Flow to the V-phase from the phase, the W-phase current does not flow. よって、 Thus,
シャント抵抗６の電流のＩ RS I RS of the current of the shunt resistor 6 は、Ｕ相に流れた電流と同じなる。 The same as a current flowing in the U-phase. また、相切換パターン２においては、電流はＵ相からＷ相に流れＶ相には流れないので、シャント抵抗６の電流Ｉ RS In the phase-change-pattern 2, since current does not flow through the flow V phase to the W phase from the U-phase, the shunt resistor 6 current I RS は、Ｕ相に流れた電流と同じになる。 Is the same as current flowing through the U-phase.
他の相切換パターンの場合も同様なので、シャント抵抗６の電流Ｉ RS Since even same for other phase-change pattern, the current I RS of the shunt resistor 6 は理論上、モータに流れる電流となる。 Theoretically, the current flowing through the motor.
【００２３】図１に示した位置検出回路部３では、モータの回転子の位置を１２０°通電の中の無通電相に現れる合成磁束φの誘起電圧により検出するが、前述の図９ [0023] In the position detecting circuit unit 3 shown in FIG. 1, but is detected by the induced voltage of the synthetic magnetic flux φ appearing the position of the rotor of the motor to de-energized phase in the 120 ° conduction, the above-mentioned FIG. 9
（ｂ）からわかるように、実際の回転子の位置を求めるには、巻線電流Ｉによる磁束φ Iを除かなければならない。 As can be seen from (b), to determine the actual position of the rotor, must be removed flux phi I by winding current I. ここで、このブラシレスモータ制御装置の回転数と制御の関係について説明する。 The following describes the relationship between the rotational speed and control of the brushless motor control device.
【００２４】図３に示すように、モータの回転数が設定回転数に到達して安定した後に、シャント抵抗６に流れる電流Ｉ RSを電流検出回路１０で検出し、フィルタ回路（図示せず）またはマイコン１１等によってこの検出した電流Ｉ RSから高周波成分を除去し、マイコン１１は、 As shown in FIG. 3, after the rotation speed of the motor is stably reaches the set rotational speed, detected by the current detecting circuit 10 a current I RS flowing to the shunt resistor 6, (not shown) the filter circuit or high-frequency components are removed from the detected current I RS by the microcomputer 11 or the like, the microcomputer 11,
この高周波成分を除去した電流Ｉ RSを用いて巻線電流Ｉ Winding current I using a current I RS removing the high frequency component
による磁束φ Iを算出し、位置検出信号より検出した合成磁束φと回転子の磁石による磁束φ Mとの位相差θを求め、回転子の磁石による磁束φ Mと巻線電流Ｉとを直交させて最大効率が得られるようにインバータ回路部２ Calculates by magnetic flux phi I, we obtain a phase difference θ between the magnetic flux phi M by the magnet of the detected synthesized magnetic flux phi and the rotor from the position detection signal, orthogonal to the magnetic flux phi M and the winding current I by the magnet of the rotor is not the inverter for maximum efficiency is obtained by the circuit section 2
の出力電圧の位相を制御する。 It controls the phase of the output voltage. 具体的には、マイコン１ More specifically, the microcomputer 1
１は、電流Ｉ RSが大きいほどインバータ回路部２の出力電圧の位相の進角θ（０〜π／４）を大きくする。 1, to increase the advance of the phase of the output voltage of about inverter circuit 2 is greater current I RS θ (0~π / 4) .
【００２５】このように構成したため、従来のような電流センサを不必要とすることができ、安価で省スペースな構成で回転子の磁石による磁束φ Mと巻線電流Ｉとを直交させる状態を実現することができ、モータの効率を上げることができる。 [0025] Because of this configuration, the conventional current sensors, such as can be unnecessary, the state in which orthogonal the flux phi M and the winding current I by the magnet of the rotor in a space-saving construction is inexpensive can be realized, it is possible to increase the efficiency of the motor. 本実施の形態１では、回転子の磁石による磁束φ Mと巻線電流Ｉとを常に直交させてモータの効率を上げることができるので、巻線電流Ｉを最適な程度に低減でき、図９（ｂ）に示す巻線電流Ｉによる磁束φ Iの振幅を最適な程度に低減でき、この磁束φ I In the first embodiment, always is perpendicular to the magnetic flux phi M and the winding current I by the magnet of the rotor it is possible to increase the efficiency of the motor can reduce the winding current I to the optimum extent, FIG. 9 the amplitude of the magnetic flux phi I by winding current I shown in (b) can be reduced to an optimum extent, this flux phi I
による位相差θを最適な程度に低減できる。 By it can be reduced to an optimum extent the phase difference theta.
【００２６】（実施の形態２）本実施の形態２の制御手段は、前述の実施の形態１の制御手段９に、シャント抵抗６に流れる電流のサンプリングをモータ回転の一定周期毎に行う機能を追加して構成したものである。 [0026] (Embodiment 2) The control unit of the second embodiment, the control unit 9 of the first embodiment described above, a function for sampling the current flowing to the shunt resistor 6 in a predetermined cycle of the motor rotation it is constructed by added. 具体的には、マイコン１１やフィルタ回路（図示せず）によって、シャント抵抗６に流れる電流からノイズを除去し、 More specifically, the microcomputer 11 and a filter circuit (not shown) to remove noise from the current flowing to the shunt resistor 6,
マイコン１１では、このノイズ除去後の電流値をモータの回転と同期させた一定周期毎に平均する。 The microcomputer 11 averages the current values ​​after the noise removal to a predetermined cycle in synchronization with the rotation of the motor.
【００２７】前述の図２は、ＤＣブラシレスモータの制御を３相１２０°通電にした場合のモータ端子電圧と電流の関係を理論的に示した図であり、実際のモータ電流には、相切換時に逆方向に流れる電流成分やモータのリアクタンスによる成分が含まれるので、各相の巻線電流には図４に示すような脈動があるものとなる。 [0027] Figure 2 described above is a view theoretically showing the relationship of the motor terminal voltage and current when the control of the DC brushless motor into a three-phase 120 ° conduction, to the actual motor current, phase-change because sometimes includes a component due to the reactance of the current component or motor flowing in the reverse direction, the phase of the winding current becomes that there is a pulsating shown in FIG. このような脈動があるので、この実施の形態２では、電流のノイズ除去後の平均を、図５に示すように１周期毎（電気角≠機械角）に設定し、モータの回転に同期させて行う。 Since there is such a pulsation, in the second embodiment, the average after the noise removal of the current, is set to one cycle each as shown in FIG. 5 (electrical angle ≠ mechanical angle), in synchronism with the rotation of the motor carried out.
図５に示すように、モータの回転数に依らず１周期毎にノイズ除去後の電流値を平均している。 As shown in FIG. 5, and the average current value after noise removal in each cycle regardless of the rotational speed of the motor. 但し、サンプリング間隔はモータの回転数に依らず一定であり、図５ However, the sampling interval is constant irrespective of the rotational speed of the motor, Figure 5
（ａ）に示すようなモータが高速回転している場合は、 When the motor as shown in (a) is high speed rotation,
サンプリング数は例えば１２ポイントとなり、図５ Sampling number becomes 12 points for example, FIG. 5
（ｂ）に示すようなモータが低速回転している場合は、 When the motor as shown in (b) is a low speed rotation,
サンプリング数は例えば２４ポイントとなっている。 Sampling number has become 24 points for example.
【００２８】このようにして、図４に示した脈動のある各電流波形から脈動を除去して前述の図２に示すような脈動のない各相の巻線電流とシャント抵抗６に流れる電流とを得ている。 [0028] In this manner, the current flowing through each phase winding current and the shunt resistor 6 pulsation-free as shown in FIG. 2 described above to remove the pulsating from each current waveform with a pulsation shown in FIG. 4 the are obtained. なおここでは、電流のノイズ除去後の平均を、１周期毎に設定しているが、１／６周期毎などのように任意に設定しても良い。 Note here, the average after the noise removal of the current, but are set every period may be arbitrarily set, such as 1/6 cycle per.
【００２９】ここで、このセンサレスＤＣブラシレスモータ１の制御をＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation： [0029] Here, the control of the sensorless DC brushless motor 1 PAM (Pulse Amplitude Modulation:
パルス振幅変調）方式の３相１２０°通電にした場合のモータ端子電圧と電流の関係について説明する。 It will be described relationship between the motor terminal voltage and the current in the case of the 3-phase 120 ° conduction pulse amplitude modulation) scheme. 図２に示すように、モータのＵ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの端子電圧をＶ U ，Ｖ V ，Ｖ Wとし、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの巻線電流をＩ U ，Ｉ V ，Ｉ Wとし、ノイズを除いたシャント抵抗に流れる電流をＩ RS 2, the motor of the U, V, each of the terminal voltages of W phase and V U, V V, V W, U, V, each of the winding current of the W-phase I U, I V, and I W, the current flowing to the shunt resistor, except for the noise I RS として示す。 It is shown as. ＤＣモータの場合はＡＣモータにみられるような無効電力分がないので、巻線電流Ｉ U ，Ｉ V ，Ｉ Wは、図２に示すように、端子電圧Ｖ U ，Ｖ V ，Ｖ Wに対して理論上同位相となる。 Since there is no reactive power component, such as seen in AC motor when the DC motor, winding current I U, I V, I W, as shown in FIG. 2, the terminal voltage V U, V V, the V W the theory on the same phase for. 図２に示すように、相切換のパターン１においては、電流はＵ相からＶ相に流れ、Ｗ相には電流は流れない。 As shown in FIG. 2, in the pattern 1 of the phase-change, current flows in V phase from the U-phase, the W phase current does not flow. よって、シャント抵抗６の電流のＩ RS Therefore, the current in the shunt resistor 6 I RS は、Ｕ相に流れた電流と同じなる。 The same as a current flowing in the U-phase. また、相切換パターン２においては、電流はＵ相からＷ相に流れＶ相には流れないので、シャント抵抗６の電流Ｉ RS In the phase-change-pattern 2, since current does not flow through the flow V phase to the W phase from the U-phase, the shunt resistor 6 current I RS は、Ｕ相に流れた電流と同じになる。 Is the same as current flowing through the U-phase. 他の相切換パターンの場合も同様なので、シャント抵抗６の電流Ｉ RS Since even same for other phase-change pattern, the current I RS of the shunt resistor 6 は理論上、モータに流れる電流となる。 Theoretically, the current flowing through the motor.
【００３０】図１に示した位置検出回路部３では、モータの回転子の位置を１２０°通電の中の無通電相に現れる磁束φの誘起電圧により検出するが、前述の図９ [0030] In the position detecting circuit unit 3 shown in FIG. 1, but is detected by the induced voltage of the magnetic flux φ appearing the position of the rotor of the motor to de-energized phase in the 120 ° conduction, the above-mentioned FIG. 9
【００３１】図３に示すように、モータの回転数が設定回転数に到達して安定した後に、シャント抵抗６に流れる電流Ｉ RS As shown in FIG. 3, after the rotation speed of the motor is stabilized and reaches a set rotational speed, the current I RS flowing to the shunt resistor 6 を電流検出回路１０で検出し、フィルタ回路（図示せず）やマイコン１１等によってこの検出した電流Ｉ RS The detected by the current detection circuit 10, a filter circuit (not shown) and current I RS this that detected by the microcomputer 11 or the like から高周波成分を除去し、マイコン１１は、 Removing high frequency components from, and the microcomputer 11,
この高周波成分を除去した電流値をモータの回転と同期させた１周期毎に平均し脈動のない電流を得ており、この脈動のない電流を用いて巻線電流Ｉによる磁束φ Iを算出し、位置検出信号より検出した合成磁束φの中の回転子の磁石による磁束φ Mを求め、回転子の磁石による磁束φ Mと巻線電流Ｉとを直交させて最大効率が得られるようにインバータ回路部２の出力電圧の位相を制御する。 The current value of the high-frequency component has been removed by averaging every period in synchronization with the rotation of the motor achieved a current with no pulsation, and calculates the magnetic flux phi I by winding current I with no current of this pulsation obtains the magnetic flux phi M by the magnet of the rotor in the synthetic magnetic flux phi detected from the position detection signal, the inverter for maximum efficiency is obtained by orthogonalizing the flux phi M and the winding current I by the magnet of the rotor It controls the phase of the output voltage of the circuit portion 2. 具体的には、マイコン１１は、電流Ｉ RS Specifically, the microcomputer 11, the current I RS が大きいほどインバータ回路部２の出力電圧の位相の進角θ（０ Lead angle theta (0 of the larger of the output voltage of the inverter circuit 2 phases
〜π／４）を大きくする。 ~π / 4) be increased.
【００３２】このように構成したため、従来のような電流センサを不必要とすることができ、安価で省スペースな構成で回転子の磁石による磁束φ Mと巻線電流Ｉとを直交させる状態を実現することができる。 [0032] Because of this configuration, the conventional current sensors, such as can be unnecessary, the state in which orthogonal the flux phi M and the winding current I by the magnet of the rotor in a space-saving construction is inexpensive it can be realized. さらに、シャント抵抗６を流れる電流からノイズを除去した後の電流値をモータの回転と同期させた一定周期毎に平均して検出することによって、電流検出値の回転脈動による変動を低減することができ、検出精度を上げて出力電圧の位相制御ができるので、モータの効率をさらに上げることができる。 Further, by detecting an average current value after removal of noise from the current flowing through the shunt resistor 6 a predetermined cycle in synchronization with the rotation of the motor, it is possible to reduce the fluctuation due to the rotation pulsation of the current detection value can, since it is the phase control of the output voltage by increasing the detection accuracy, it is possible to further optimize efficiency of the motor.
【００３３】（実施の形態３）本実施の形態３の制御手段は、前述の実施の形態１の制御手段９に、シャント抵抗６に流れる電流のサンプリング周期をモータ回転数に応じて調整する機能を追加して構成したものである。 The control unit of the third embodiment (Embodiment 3), the control unit 9 of the first embodiment described above, the ability to adjust in accordance with the sampling period of the current flowing to the shunt resistor 6 to the motor rotation speed Add the one in which you configured. 具体的には、マイコン１１やフィルタ回路（図示せず）によって、シャント抵抗６に流れる電流からノイズを除去し、マイコン１１は、ノイズ除去後の電流値を平均する周期をモータの回転数に応じて調整している。 More specifically, the microcomputer 11 and a filter circuit (not shown) to remove noise from the current flowing to the shunt resistor 6, the microcomputer 11, response period to average current value after noise removal to the rotational speed of the motor It is adjusted Te.
【００３４】前述の実施の形態２のように電流を検出すると、サンプリング数が良好に設定された回転数領域では有効に作用するが、高回転数領域では制御のもとになる電流のサンプリング数が少なくなり、低回転数領域ではサンプリング時間が長いので出力電圧制御が電流の急変に追従しないといった不具合が生じる。 [0034] Upon detection of current as in the second embodiment described above, acts effectively in the rotational speed range where the sampling number is successfully set, the sampling number of current that is under the control in the high rpm range is reduced, inconvenience since in the low speed range a long sampling time output voltage control does not follow the rapid change in the current. このような不具合を解消するために、マイコン１１でノイズ除去後の電流値を平均する周期をモータの回転数に応じて調整している。 To solve such problems, it is adjusted in accordance with the period for averaging the current value after noise removal by the microcomputer 11 to the rotational speed of the motor.
【００３５】ここで、このマイコン１１でノイズ除去後の電流値を平均する周期をモータの回転数に応じて調整する動作について説明する。 [0035] Here, in this microcomputer 11 periodically averaging the current value after the noise removal operation be adjusted according to the rotational speed of the motor will be described. 図６（ａ）に示すように、 As shown in FIG. 6 (a),
高回転数領域では電流平均周期を長くしてインバータ回路部２の出力電圧の位相を制御し、図６（ｂ）に示すように、低回転数領域では電流平均の周期を短くして制御する。 In a high rotational speed range by increasing the current average period to control the phase of the output voltage of the inverter circuit 2, as shown in FIG. 6 (b), in the low speed range control by shortening the period of the current average . つまり、電流平均時間を回転数によって大きく変わることがないように調整している。 That is, adjusted so as not to change significantly the current average time the rotation speed.
【００３６】このように構成したため、高回転数領域で電流検出サンプリング数が少なすぎないようこの電流検出サンプリング数を適切な程度に多くすることができ、 [0036] Thus for the construction, can be a lot appropriate degree the current detection sampling number not too small, the current detection sampling number in the high rotational speed region,
低回転数領域では出力電圧の制御が遅くならないようこの出力電圧の制御を細かくすることができ、低回転数領域から高回転数領域までの広範囲において、電流検出の平均を最適化することができ、電流検出精度を上げて制御することによって出力電圧の制御の性能を向上させることができ、モータの効率を上げることができる。 In the low speed range can be finely controlled in this output voltage so as not slow control of the output voltage, in a wide range from the low rotational speed range to a high rotational speed region, it is possible to optimize the average current detection , it is possible to improve the performance of the control of the output voltage by controlling to increase the accuracy of current detection, it is possible to increase the efficiency of the motor.
【発明の効果】以上のように本発明のブラシレスモータ制御装置によれば、インバータ回路部の入力側でブラシレスモータへの電流を検出する電流検出手段と、検出した前記電流値に基づいて前記ブラシレスモータの電流と回転子の磁石の磁束とが常に直交するように前記インバータ回路部の出力電圧の位相を制御する制御手段とを設けたことにより、検出した前記電流値に基づいて巻線電流による磁束を算出しこの磁束から合成磁束の中の回転子の磁石による磁束を求め、回転子の磁石による磁束と巻線電流とが常に直交するようにインバータ回路部の出力電圧の位相を制御することができ、従来のような電流センサを不必要とすることができ、安価で省スペースな構成で回転子の磁石による磁束と巻線電流とを直交させる状態を実現する According to the brushless motor control device of the above the present invention, a current detecting means for detecting the current to the brushless motor on the input side of the inverter circuit section, on the basis of the said current detected brushless by providing a control means for controlling the phase of the inverter circuit of the output voltage so that the motor current and the rotor magnet flux is always perpendicular, by the winding current based on the current value detected calculated magnetic flux calculating a magnetic flux from the magnetic flux generated by the rotor magnet in a synthetic flux, controlling the phase of the output voltage of the inverter circuit so that the magnetic flux and winding current by the magnet of the rotor is always perpendicular can be a conventional current sensors, such as can be unnecessary to achieve the state that is orthogonal to the magnetic flux and winding current by the magnet of the rotor in a space-saving construction is inexpensive とができ、モータの効率を上げることができる。 Bets can be, it is possible to increase the efficiency of the motor.
【００３８】また、前記電流検出手段を、全モータ電流が流れる位置に直列に配置したシャント抵抗に流れる電流値を検出するように構成した場合では、回転子の磁石による磁束と巻線電流とを直交させてモータの効率を上げることが、安価に省スペースで実現できる。 Further, the current detecting means, when configured to detect the current flowing through the shunt resistor arranged in series to a position in which all the motor current flows and a magnetic flux and winding current by the magnet of the rotor be allowed orthogonal to increase the efficiency of the motor can be realized at a low cost and a space saving. また、前記制御手段を、シャント抵抗に流れる電流のサンプリングをモータ回転の一定周期毎に行うよう構成した場合では、シャント抵抗に流れる電流値をモータの回転と同期させた一定周期毎に平均して検出することによって、電流検出値の回転脈動による変動を低減することができ、 Further, the control means, in the case configured to perform sampling of the current flowing to the shunt resistor in each predetermined period of the motor rotation, on average at every constant period in synchronization with the rotation of the motor current flowing through the shunt resistor by detecting, it is possible to reduce variations due to the rotation pulsation of the current detection value,
検出精度を上げて出力電圧の位相制御ができるので、モータの効率をさらに上げることができる。 Because by increasing the detection accuracy can phase control of the output voltage, it is possible to further increase the efficiency of the motor.
【００３９】また、前記制御手段を、シャント抵抗に流れる電流のサンプリング周期をモータ回転数に応じて調整するよう構成した場合では、高回転数領域で電流検出サンプリング数が少なすぎようこの電流検出サンプリング数を適切な程度に多くすることができ、低回転数領域では出力電圧の制御が遅くならないようこの出力電圧の制御を細かくすることができ、低回転数領域から高回転数領域までの広範囲において、電流検出の平均を最適化することができ、電流検出精度を上げて制御することによって出力電圧の制御の性能を向上させることができ、 Further, the control means, in the case that is configured to adjust in accordance with the sampling period of the current flowing to the shunt resistor in the motor rotational speed, Yoko current detection sampling too little current detection sampling number in the high rpm range can be a lot extent appropriate numbers, in the low speed range can be finely controlled in this output voltage so as not slow control of the output voltage, in a wide range from the low rotational speed range to a high rotational speed region , it is possible to optimize the average of the current detection, it is possible to improve the performance of the control of the output voltage by controlling to increase the accuracy of current detection,
モータの効率を上げることができる。 It can increase the efficiency of the motor.
【図１】本発明の実施の形態１のブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図 Block diagram showing a configuration of a brushless motor control device of the first embodiment of the present invention; FIG
【図２】同実施の形態１の要部の電流・電圧波形を示す図 FIG. 2 shows a current-voltage waveform of the main part of Embodiment 1 of the embodiment
【図３】同実施の形態１での回転数と制御の関係を示す説明図 Explanatory view showing a rotational speed and control of the relationship in FIG. 3 embodiment 1 of the same embodiment
【図４】本発明の実施の形態２の平均前の電流・電圧波形を示す図 Shows the average before the current and voltage waveforms of the second embodiment of the present invention; FIG
【図５】同実施の形態２のサンプリング間隔を説明する図 Figure 5 illustrates a sampling interval of the form 2 of the same embodiment
【図６】本発明の実施の形態３のサンプリング周期を調整することを説明する図 Diagram for explaining adjusting the sampling period of the third embodiment of the invention; FIG
【図７】第１の従来例のブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図 FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a brushless motor control device of the first conventional example
【図８】第１の従来例において過電流保護回路を設けたブロック図 8 is a block diagram provided an overcurrent protection circuit in the first conventional example
【図９】回転子の磁石による磁束と巻線電流による磁束とを示す磁束分布図 [9] the magnetic flux distribution diagram showing the magnetic flux due to magnetic flux and winding current by the magnet of the rotor
【図１０】第２の従来例のブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図 10 is a block diagram showing a configuration of a brushless motor control device of the second conventional example
【図１１】第３の従来例のブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図 11 is a block diagram showing a configuration of a brushless motor control device of the third prior art example
１ センサレスＤＣブラシレスモータ ２ インバータ回路部 ３ 位置検出回路部 ５ 直流電源 ６ シャント抵抗 ８ 電流検出手段 ９ 制御手段 １０ 電流検出回路部 １１ マイコン 1 sensorless DC brushless motor 2 inverter circuit part 3 position detecting circuit 5 the DC power supply 6 shunt resistor 8 current detector 9 controlling means 10 current detecting circuit 11 microcomputer
【請求項１】回転子位置を検出して設定回転数で回転するようインバータ回路部を制御するブラシレスモータ制御装置において、 前記インバータ回路部の入力側でブラシレスモータへの電流を検出する電流検出手段と、 検出した前記電流値に基づいて前記ブラシレスモータの電流と前記回転子の磁石の磁束とが常に直交するように前記インバータ回路部の出力電圧の位相を制御する制御手段とを設けたブラシレスモータ制御装置。 1. A brushless motor control device for controlling the inverter circuit so as to rotate at a set rotation speed to detect the rotor position, current detecting means for detecting the current to the brushless motor on the input side of the inverter circuit unit When a brushless motor provided with a control means for controlling the phase of the inverter circuit of the output voltage as a flux based on the current value detected in the current and the rotor of the brushless motor magnets is always perpendicular Control device.
【請求項２】センサレスＤＣブラシレスモータを３相１ 2. A sensorless DC brushless motor 3 phase 1
２０°通電で駆動するインバータ回路部と、前記センサレスＤＣブラシレスモータの回転子位置を検出する位置検出回路部と、全モータ電流が流れる位置に直列に配置したシャント抵抗とを有するブラシレスモータ制御装置において、 前記シャント抵抗に流れる電流値を検出しその検出した電流値に基づいて、モータ電流とモータ回転子磁石の磁束とが常に直交するようにインバータの出力電圧の位相を制御する制御手段を設けたブラシレスモータ制御装置。 An inverter circuit for driving at 20 ° energized, a position detecting circuit for detecting a rotor position of the sensorless DC brushless motor, the brushless motor control device having a shunt resistor arranged in series in a position in which all the motor current flows , on the basis of the detected current value that detects a current value flowing to the shunt resistor, it is provided a control means for controlling the phase of the inverter output voltage so that the magnetic flux of the motor current and the motor rotor magnets are always orthogonal brushless motor control device.
【請求項３】制御手段を、シャント抵抗に流れる電流のサンプリングをモータ回転の一定周期毎に行うよう構成した請求項２記載のブラシレスモータ制御装置。 The 3. A control unit, the brushless motor control device according to claim 2, wherein the sampling is configured to perform a predetermined cycle of rotation of the motor current flowing to the shunt resistor.
【請求項４】制御手段を、シャント抵抗に流れる電流のサンプリング周期をモータ回転数に応じて調整するよう構成した請求項２記載のブラシレスモータの制御装置。 The 4. A control means, the control device for a brushless motor configuration the second aspect to the sampling period is adjusted in accordance with the motor speed of the current flowing to the shunt resistor.
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JP11154424A Pending JP2000350490A (en) 1999-06-02 1999-06-02 Brushless motor control device
JP (1) JP2000350490A (en)
JP2009293907A (en) * 2008-06-09 2009-12-17 Daikin Ind Ltd Air conditioner and manufacturing method of air conditioner
CN101713397A (en) * 2003-12-30 2010-05-26 艾默生环境优化技术有限公司 Compressor protection and diagnostic system
US8368332B2 (en) 2010-02-23 2013-02-05 On Semiconductor Trading, Ltd. Motor driving circuit
WO2017061817A1 (en) * 2015-10-07 2017-04-13 엘지전자 주식회사 Motor driving apparatus and home appliance comprising same
1999-06-02 JP JP11154424A patent/JP2000350490A/en active Pending
US8616016B2 (en) 2008-06-09 2013-12-31 Daikin Industries, Ltd. Air conditioner, air conditioner manufacturing method, and compressor
JP3832257B2 (en) 2006-10-11 Synchronous motor start control method and control apparatus
CN1744426B (en) 2011-01-12 Motor drive apparatus and motor drive method
CN1278483C (en) 2006-10-04 Motor control device
JP3888082B2 (en) 2007-02-28 Motor apparatus and control method thereof
CN1285167C (en) 2006-11-15 Device and method for controlling brushless DC motor
JP3610897B2 (en) 2005-01-19 Inverter, compressor driving device, the refrigerating and air-conditioning apparatus, a control method of the inverter device
JP4067949B2 (en) 2008-03-26 Motor controller
JP5524925B2 (en) 2014-06-18 Method of controlling the electric machine
EP0707378B1 (en) 2001-11-21 Method of controlling driving of brushless dc motor, and apparatus therefor, and electric machinery and apparatus used therefor