Source: https://patents.google.com/patent/JP5337886B2/en
Timestamp: 2019-04-23 02:42:54+00:00

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A DC-coupled laser drive circuit (1) includes (i) a voltage drop section (14) provided between a power source and a pre-driver (12) and (ii) a voltage drop amount controlling section (16) for controlling, according to an output of the pre-driver (12), an amount of a voltage drop in the voltage drop section (14).
本発明は、半導体レーザ素子を駆動するＤＣ結合型レーザ駆動回路に関する。 The present invention relates to a DC-coupled laser drive circuit for driving the semiconductor laser element. また、ＤＣ結合型レーザ駆動回路を用いた半導体レーザ素子の駆動方法に関する。 Further, a method of driving a semiconductor laser device using a DC-coupled laser drive circuit.
光通信に用いる信号光を発する光源として、半導体レーザ素子が広く用いられている。 As a light source for emitting signal light used for optical communication, a semiconductor laser device has been widely used. 半導体レーザ素子は、通常、その半導体レーザ素子に駆動電流を供給するレーザ駆動回路により駆動される。 The semiconductor laser element is usually driven by a laser drive circuit for supplying a drive current to the semiconductor laser element. このようなレーザ駆動回路は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路と、ＡＣ結合型レーザ駆動回路とに大別される。 Such laser drive circuit is roughly classified into DC-coupled laser driver circuit, and the AC coupled laser drive circuit.
従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路の典型的な構成を図７（ａ）に示す。 A typical configuration of a conventional DC-coupled laser drive circuit shown in Figure 7 (a). 図７（ａ）は、従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の概略構成を示すブロック図である。 7 (a) is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional DC-coupled laser drive circuit 100.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００は、入力信号（データ信号により変調された電圧信号）の電圧値（電位差）に応じた駆動電流ＩＬＤを半導体レーザ素子ＬＤに供給するための回路であり、図７（ａ）に示すように、入力バッファ１１０と、プリドライバ１２０と、メインドライバ１３０と、電圧降下器１４０と、定電流源１５０とを備えている。 DC-coupled laser drive circuit 100 is a circuit for supplying a driving current ILD corresponding to the voltage value of the input signal (voltage signal modulated by the data signal) (potential difference) in the semiconductor laser device LD, 7 ( as shown in a), an input buffer 110, a pre-driver 120, and a main driver 130, a voltage drop section 140, a constant current source 150.
入力バッファ１１０は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の入力インピーダンス（負荷インピーダンス）を伝送路の特性インピーダンスと整合させるための回路である。 Input buffer 110 is a circuit for matching the characteristic impedance of the transmission line input impedance of the DC-coupled laser drive circuit 100 (load impedance). プリドライバ１２０は、入力バッファ１１０を介して入力された入力信号の振幅を調整するための回路である。 Predriver 120 is a circuit for adjusting the amplitude of an input signal through the input buffer 110. メインドライバ１３０は、プリドライバ１２０により振幅が調整された入力信号を電流信号に変換するための回路である。 The main driver 130 is a circuit for converting an input signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver 120 into a current signal. 電圧降下器１４０は、固定抵抗やダイオードなどの電圧降下器であり、電圧ＶＣＣの電源とプリドライバ１２０との間に挿入される。 Voltage drop 140 is a voltage drop device such as a fixed resistor or a diode is inserted between the power source and the pre-driver 120 voltage VCC.
メインドライバ１３０には、定電流源１５０と半導体レーザ素子ＬＤとが接続され、半導体レーザ素子ＬＤには、定電流源１５０より流出する流出電流Ｉｄｃからメインドライバ１３０に流入する流入電流Ｉｍｏｄを減じた駆動電流ＩＬＤ＝Ｉｄｃ−Ｉｍｏｄが供給される。 The main driver 130 is connected to a constant current source 150 and the semiconductor laser device LD is, the semiconductor laser device LD, minus the inflow current Imod flowing into the main driver 130 from the outflow current Idc flowing from the constant current source 150 drive current ILD = Idc-Imod is supplied. 入力信号の電圧値がローレベルのときには、流入電流Ｉｍｏｄの電流値がハイレベルとなり、その結果、駆動電流ＩＬＤの電流値はローレベルになる。 When the voltage value of the input signal is at the low level, the current value of the inflow current Imod goes high, as a result, the current value of the drive current ILD is at a low level. 逆に、入力信号の電圧値がハイレベルのときには、流入電流Ｉｍｏｄの電流値がローレベルとなり、その結果、駆動電流ＩＬＤの電流値はハイレベルになる。 Conversely, when the voltage value of the input signal is high, the current value of the inflow current Imod goes low, as a result, the current value of the drive current ILD to high level.
なお、定電流源１５０より流出する流出電流Ｉｄｃの大きさは、バイアス電流Ｉｂｉａｓの大きさがレーザ閾値電流Ｉｔｈよりも大きくなるように調整されている。 The size of the outflow current Idc flowing from the constant current source 150, the magnitude of the bias current Ibias is adjusted to be larger than the laser threshold current Ith. ここで、バイアス電流Ｉｂｉａｓとは、入力信号の電圧値がローレベルのときに半導体レーザ素子ＬＤに供給される駆動電流ＩＬＤの電流値のことを指す。 Here, the bias current Ibias, refers to the current value of the drive current ILD to the voltage value of the input signal is supplied to the semiconductor laser device LD is at a low level.
従来のＡＣ結合型レーザ駆動回路の典型的な構成を図７（ｂ）に示す。 The typical structure of a conventional AC coupled laser drive circuit shown in FIG. 7 (b). 図７（ｂ）は、従来のＡＣ結合型レーザ駆動回路２００の概略構成を示すブロック図である。 Figure 7 (b) is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional AC coupled laser drive circuit 200.
図７（ｂ）に示すＡＣ結合型レーザ駆動回路２００は、上述したＤＣ結合型レーザ駆動回路１００と同様、データ信号の値に応じた駆動電流ＩＬＤを半導体レーザ素子ＬＤに供給するための回路であり、図７（ｂ）に示すように、入力バッファ２１０と、プリドライバ２２０と、メインドライバ２３０と、電圧降下器２４０と、定電流源２５０とを備えている。 AC coupled laser drive circuit 200 shown in FIG. 7 (b), similarly to the DC-coupled laser drive circuit 100 described above, a circuit for supplying a driving current ILD corresponding to the value of the data signal to the semiconductor laser device LD There, as shown in FIG. 7 (b), an input buffer 210, a pre-driver 220, and a main driver 230, the voltage drop 240, a constant current source 250.
図７（ｂ）に示す入力バッファ２１０、プリドライバ２２０、メインドライバ２３０、電圧降下器２４０、及び定電流源２５０は、それぞれ、図７（ａ）に示す入力バッファ１１０、プリドライバ１２０、メインドライバ１３０、電圧降下器１４０、及び定電流源１５０と同様の機能を有する。 Input buffer 210 shown in FIG. 7 (b), the pre-driver 220, a main driver 230, a voltage drop section 240, and the constant current source 250, respectively, the input buffer 110 shown in FIG. 7 (a), the pre-driver 120, a main driver 130, has the same function as the voltage drop unit 140, and a constant current source 150.
ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００は、メインドライバ２３０と半導体レーザ素子ＬＤとの間にコンデンサ２６０が介在する点で、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００と異なる。 AC coupled laser drive circuit 200, in that the capacitor 260 is interposed between the main driver 230 and the semiconductor laser device LD, it differs from the DC-coupled laser drive circuit 100. このため、ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００においては、メインドライバ２３０の出力電圧ＶｏｕｔがＤＣ成分を有していても、そのＤＣ成分が半導体レーザ素子ＬＤに印加されることがない。 Therefore, in the AC-coupled laser drive circuit 200, it is not the output voltage Vout of the main driver 230 may have a DC component, the DC component is applied to the semiconductor laser device LD.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００は、ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００と比べて以下の長所を有している。 DC-coupled laser drive circuit 100 has the following advantages compared to the AC-coupled laser drive circuit 200.
（１）ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００においては、コンデンサ２６０として、０．１μＦ程度の容量を持つ大型のコンデンサを用いる必要がある。 (1) In the AC-coupled laser drive circuit 200, a capacitor 260, it is necessary to use a large capacitor having a capacitance of about 0.1ĩF. したがって、ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００は、省スペース化が困難である。 Therefore, AC coupled laser drive circuit 200, it is difficult to save space. 一方、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００は、このようなコンデンサを要さないので、省スペース化が容易である。 On the other hand, DC-coupled laser drive circuit 100, so does not require such a capacitor, it is easy to save space.
（２）ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００においては、コンデンサ２６０が駆動電流ＩＬＤの低周波成分を遮断する。 (2) In the AC-coupled laser drive circuit 200, the capacitor 260 blocks the low frequency component of the driving current ILD. したがって、ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００は、ブロードバンド化が困難である。 Therefore, AC coupled laser drive circuit 200, broadband is difficult. 一方、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００は、このようなコンデンサを要さないので、ブロードバンド化が容易である。 On the other hand, DC-coupled laser drive circuit 100, so does not require such a capacitor, broadband is easy.
（３）ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００においては、メインドライバ２３０の出力インピーダンスを低く抑える必要があるため、駆動電流ＩＬＤの損失が大きくなり易い。 (3) In the AC-coupled laser drive circuit 200, it is necessary to maintain low output impedance of the main driver 230, easy loss of the drive current ILD is increased. このため、ＡＣ結合型レーザ駆動回路２００は、省電力化が困難である。 Therefore, AC coupled laser drive circuit 200, it is difficult to save power. 一方、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００は、メインドライバ１３０の出力インピーダンスを低く抑える必要がないので、省電力化が容易である。 On the other hand, DC-coupled laser drive circuit 100, there is no need to maintain low output impedance of the main driver 130, it is easy to save power.
例えば、ＡＯＣ（Active Optical Cable）に搭載するレーザ駆動回路は、省スペース化が必要であるため、ＤＣ結合型であることが望ましい。 For example, the laser driver circuit mounted on the AOC (Active Optical Cable), because it is necessary to save space, it is desirable that the DC-coupled. また、ＰＯＮ(Passive Optical Network)等において、バースト信号を生成するために用いるレーザ駆動回路は、低周波成分を遮断することのないＤＣ結合型でなければならない。 Further, in PON (Passive Optical Network) or the like, the laser driving circuit used to generate the burst signal must be DC-coupled without blocking the low-frequency component.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路を開示した文献としては、例えば、特許文献１がある。 The literature discloses a DC-coupled laser drive circuit, for example, a patent document 1.
しかしながら、図７（ａ）に示す従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路１００においては、メインドライバ１３０を構成する各素子の動作条件を満たすために、プリドライバ１２０の電源電圧に対して厳しい制約が課されるという問題があった。 However, in the conventional DC-coupled laser drive circuit 100 shown in FIG. 7 (a), for the operation conditions are satisfied for the elements constituting the main driver 130, severe constraints impose to the power supply voltage of the pre-driver 120 there is a problem that is.
以下、この問題について、図８を参照して、もう少し詳しく説明する。 Hereinafter, this problem, with reference to FIG. 8, will be described in more detail. 図８は、図７（ａ）に示すＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の具体例を示す回路図である。 Figure 8 is a circuit diagram showing a specific example of a DC-coupled laser drive circuit 100 shown in Figure 7 (a).
入力バッファ１１０は、一対の終端抵抗を備えている。 Input buffer 110 is provided with a pair of terminal resistors. 一方の終端抵抗は、一端が電圧Ｖｔの電源に接続され、他端が入力端子ＤＡＴＡ＿Ｐに接続される。 One termination resistor has one end connected to the supply voltage Vt, the other end is connected to the input terminal DATA_P. 他方の終端抵抗は、一端が電圧Ｖｔの電源に接続され、他端が入力端子ＤＡＴＡ＿Ｎに接続される。 The other terminal resistor has one end connected to the supply voltage Vt, the other end is connected to the input terminal DATA_N. 例えば、伝送路の特性インピーダンスが５０Ωである場合、これら２つの終端抵抗として、５０Ωの固定抵抗が用いられる。 For example, when the characteristic impedance of the transmission line is 50 [Omega, as these two terminating resistors, 50 [Omega fixed resistance is used. これにより、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の入力インピーダンス（負荷インピーダンス）が伝送路の特性インピーダンスに整合する。 Thus, the input impedance of the DC-coupled laser drive circuit 100 (load impedance) is matched to the characteristic impedance of the transmission line.
プリドライバ１２０は、差動増幅回路１２０ａとエミッタフォロワ回路１２０ｂとにより構成される。 Predriver 120 is constituted by a differential amplifier circuit 120a and an emitter follower circuit 120b. 差動増幅回路１２０ａは、入力信号を差動増幅するための構成であり、エミッタフォロワ回路１２０ｂは、プリドライバ１２０の出力インピーダンスを、メインドライバ１３０の入力インピーダンスよりも低くするための構成である。 The differential amplifier circuit 120a is a component for differentially amplifying an input signal, an emitter follower circuit 120b is the output impedance of the pre-driver 120, a configuration for lower than the input impedance of the main driver 130.
差動増幅回路１２０ａは、１対の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、１対のトランジスタＱ１，Ｑ２と、定電流源Ｉ１とを備えており、入力信号の振幅をＲ１×Ｉ１（Ｒ２×Ｉ１と同一）に変換して出力する。 The differential amplifier circuit 120a is, (the same as the R2 × I1) and resistors R1, R2 pair, and transistors Q1, Q2 of the pair, and a constant current source I1, the amplitude of the input signal R1 × I1 conversion to the output. 抵抗Ｒ１は、一端が抵抗Ｒ２に接続され、他端がトランジスタＱ１のコレクタ端子に接続される。 Resistor R1 has one end connected to the resistor R2, the other end connected to the collector terminal of the transistor Q1. 同様に、抵抗Ｒ２は、一端が抵抗Ｒ１に接続され、他端がトランジスタＱ２のコレクタ端子に接続される。 Similarly, resistor R2 has one end connected to the resistor R1, the other end connected to the collector terminal of the transistor Q2. 抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との中間点は、電圧降下器１４０を介して電圧ＶＣＣの電源に接続される。 Midpoint between the resistor R1 and the resistor R2 is connected to the power supply voltage VCC via the voltage drop section 140. 電圧降下器１４０における電圧降下量をＶとした場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との中間点には、電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが印加される。 When the voltage drop amount in the voltage drop section 140 is V, the midpoint between the resistor R1 and the resistor R2, the voltage Vdc = VCC-V is applied. また、トランジスタＱ１は、ベース端子が入力端子ＤＡＴＡ＿Ｐに接続され、エミッタ端子がトランジスタＱ２のエミッタ端子に接続される。 The transistor Q1 has a base terminal connected to the input terminal DATA_P, an emitter terminal connected to the emitter terminal of the transistor Q2. 同様に、トランジスタＱ２は、ベース端子が入力端子ＤＡＴＡ＿Ｎに接続され、エミッタ端子がトランジスタＱ１のエミッタ端子に接続される。 Similarly, the transistor Q2 has a base terminal connected to the input terminal DATA_N, an emitter terminal connected to the emitter terminal of the transistor Q1. トランジスタＱ１のエミッタ端子とトランジスタＱ２のエミッタ端子との中間点は、定電流源Ｉ１を介して電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 Midpoint between the emitter terminals of the emitter terminal of transistor Q2 of the transistor Q1 is connected to the ground voltage VEE via a constant current source I1.
エミッタフォロワ回路１２０ｂは、一対のトランジスタＱ３，Ｑ４と、一対の定電流源Ｉ２，Ｉ３とを備えている。 Emitter follower circuit 120b includes a pair of transistors Q3, Q4, and a pair of constant current sources I2, I3. トランジスタＱ３は、コレクタ端子が電圧ＶＣＣの電源に接続され、ベース端子が差動増幅回路１２０ａの一方の出力点（トランジスタＱ ２のコレクタ端子）に接続され、エミッタ端子が定電流源Ｉ２を介して電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 The transistor Q3 is connected a collector terminal to the power supply voltage VCC, the base terminal connected to one output point (the collector terminal of the transistor Q 2) of the differential amplifier circuit 120a, an emitter terminal via the constant current source I2 It is connected to the ground of the voltage VEE. 同様に、トランジスタＱ４は、コレクタ端子が電圧ＶＣＣの電源に接続され、ベース端子が差動増幅回路１２０ａの他方の出力点（トランジスタＱ １のコレクタ端子）に接続され、エミッタ端子が定電流源Ｉ３を介して電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 Similarly, transistor Q4 is connected collector terminal to the power supply voltage VCC is connected to the other output point of the base terminal differential amplifier circuit 120a (the collector terminal of the transistor Q 1), an emitter terminal constant current source I3 It is connected to the ground voltage VEE through.
メインドライバ１３０は、一対のトランジスタＱ５，Ｑ６と、定電流源Ｉ４とを備えている。 The main driver 130 includes a pair of transistors Q5, Q6, a constant current source I4. トランジスタＱ５は、コレクタ端子が定電流源１５０を介して電圧ＶＣＣの電源に接続され、ベース端子がプリドライバ１２０の出力点（トランジスタＱ４のエミッタ端子）に接続され、エミッタ端子がトランジスタＱ６のエミッタ端子に接続される。 Transistor Q5 has a collector terminal connected to the power supply voltage VCC through a constant current source 150, a base terminal connected to the output point of the pre-driver 120 (emitter terminal of the transistor Q4), the emitter terminal of emitter terminal transistor Q6 It is connected to. 同様に、トランジスタＱ６は、コレクタ端子が電圧ＶＣＣの電源に接続され、ベース端子がプリドライバ１２０の他方の出力点（トランジスタＱ３のエミッタ端子）に接続され、エミッタ端子がトランジスタＱ５のエミッタ端子に接続される。 Similarly, transistor Q6 has a collector terminal connected to the power supply voltage VCC, the base terminal connected to the other output point of the pre-driver 120 (emitter terminal of the transistor Q3), connected emitter terminal to the emitter terminal of the transistor Q5 It is. トランジスタＱ５のエミッタ端子とトランジスタＱ６のエミッタ端子との中間点は、定電流源Ｉ４を介して電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 Midpoint between the emitter terminals of the emitter terminal of transistor Q6 of the transistor Q5 is connected to the ground voltage VEE via a constant current source I4.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の出力端子ＯＵＴは、定電流源１５０とメインドライバ１３０の出力点（トランジスタＱ５のコレクタ端子）との中間点に設けられる。 The output terminal OUT of the DC-coupled laser drive circuit 100 is provided at an intermediate point between the output point of the constant current source 150 and the main driver 130 (the collector terminal of the transistor Q5). したがって、この出力端子ＯＵＴから半導体レーザＬＤに供給される駆動電流ＩＬＤは、定電流源１５０から流出する流出電流ＩｄｃからトランジスタＱ５に流入する流入電流Ｉｍｏｄを減じたＩｄｃ−Ｉｍｏｄとなる。 Therefore, the drive current ILD supplied from the output terminal OUT to the semiconductor laser LD becomes Idc-Imod by subtracting the inflow current Imod flowing from the outflow current Idc flowing from the constant current source 150 to the transistor Q5.
以上のように構成されたＤＣ結合型レーザ駆動回路１００においては、トランジスタＱ５の動作条件と、定電流源Ｉ４の動作条件とを両立させることが極めて困難である。 More in DC-coupled laser drive circuit 100 configured as described above, to achieve both the operating conditions of the transistors Q5, and the operation condition of the constant current source I4 is extremely difficult. ここで、トランジスタＱ５の動作条件とは、トランジスタＱ５のベース電圧がトランジスタＱ５のコレクタ電圧以下になることを指す。 Here, the operating conditions of the transistors Q5, refers to the base voltage of the transistor Q5 is equal to or less than the collector voltage of the transistor Q5. また、定電流源Ｉ４の動作条件とは、定電流源Ｉ４に印加される電圧が０．５Ｖ以上になることを指す。 Further, the operating condition of the constant current source I4, refers to the voltage applied to the constant current source I4 is equal to or higher than 0.5V. これらの条件を満たさないと、トランジスタＱ５及び定電流源Ｉ４を正常に動作させることができない。 If these conditions are not met, it is impossible to normally operate the transistor Q5 and the constant current source I4.
以下、半導体レーザ素子ＬＤのバイアス電圧の変動範囲を１．５Ｖ以上２．５以下（２．０Ｖ±２５％）、電源電圧ＶＣＣの変動範囲を２．９７Ｖ以上３．６３Ｖ以下（３．３Ｖ±１０％）とした場合を例にとり、これら２つの動作条件が両立し得ないことを説明する。 Hereinafter, the variation range of the bias voltage of the semiconductor laser device LD or 1.5V 2.5 or less (2.0V ± 25%), 2.97V or 3.63V less fluctuation range of the power supply voltage VCC (3.3V ± the case of the 10%) as an example, these two operating conditions are described that not compatible.
まず、トランジスタＱ５の動作条件を満たすためには、電圧降下器１４０における電圧降下量Ｖを１．１３Ｖ以上に設定する必要がある。 First, to operation satisfying the transistor Q5, it is necessary to set the voltage drop amount V in the voltage drop section 140 than 1.13 V. なぜなら、電源電圧ＶＣＣが３．６３Ｖ、半導体レーザ素子ＬＤのバイアス電圧Ｖｏｕｔが１．５Ｖである場合、トランジスタＱ５のベース電圧は、３．６３Ｖ（電源電圧）−Ｖ（電圧降下器１４０における電圧降下量）−０．２Ｖ（抵抗Ｒ１における電圧降下量）−０．８Ｖ（トランジスタＱ４のベース・エミッタ間電圧）となり、トランジスタＱ５のコレクタ電圧は、１．５Ｖ（半導体レーザ素子ＬＤのバイアス電圧）に一致するからである。 This is because, when the power supply voltage VCC is 3.63V, a bias voltage Vout of the semiconductor laser device LD is 1.5V, the base voltage of the transistor Q5, the voltage drop at 3.63V (power supply voltage) -V (voltage drop 140 the amount) -0.2V (base-emitter voltage of the voltage drop amount) -0.8 V (transistor Q4 in the resistor R1), and the collector voltage of the transistor Q5, the 1.5V (bias voltage of the semiconductor laser device LD) This is because match. 実際、不等式３．６３−Ｖ−０．２−０．８≦１．５を解けば、Ｖ≧１．１３が得られる。 In fact, by solving the inequality 3.63-V-0.2-0.8 ≦ 1.5, V ≧ 1.13 is obtained.
ところが、電圧降下器１４０における電圧降下量Ｖを１．１３Ｖ以上に設定すると、例えば、電源電圧ＶＣＣが２．９７Ｖであるときに定電流源Ｉ４の動作条件が満たされない。 However, setting the voltage drop amount V in the voltage drop section 140 than 1.13 V, for example, the operating conditions of the constant current source I4 is not satisfied when the power supply voltage VCC is 2.97V. なぜなら、定電流源Ｉ４に印加される電圧、すなわち、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ電圧Ｖｅは、２．９７Ｖ（電源電圧）−１．１３Ｖ（電圧降下器１４０における電圧降下量の下限値）−０．２Ｖ（抵抗Ｒ１，Ｒ２における電圧降下量）−０．８Ｖ（トランジスタＱ４，Ｑ３のベース・エミッタ間電圧）−０．８Ｖ（トランジスタＱ５，Ｑ６のベース・エミッタ間電圧）＝０．０４Ｖよりも小さくなるためである。 This is because the voltage applied to the constant current source I4, i.e., the emitter voltage Ve of the transistors Q5, Q6, 2.97V (the lower limit of the voltage drop in the voltage drop section 140) (power supply voltage) -1.13V -0 .2V (resistor R1, a voltage drop in R2) -0.8 V (the base-emitter voltage of the transistor Q5, Q6) (transistors Q4, the base-emitter voltage of Q3) -0.8 V = than 0.04V This is because the smaller. この電圧が０．５Ｖ以下である場合、定電流源Ｉ４の動作条件を満足せず、定電流源Ｉ４が正常に動作しなくなることは、上述したとおりである。 If this voltage is 0.5V or less, does not satisfy the operation condition of the constant current source I4, the constant current source I4 does not operate normally, as described above.
このように、電源電圧ＶＣＣの変動範囲を２．９７Ｖ以上３．６３Ｖ以下とすると、トランジスタＱ５の動作条件と定電流源Ｉ４の動作条件とを両立させることができない。 Thus, when the fluctuation range of the power supply voltage VCC to 2.97V or 3.63V or less, it is impossible to achieve both operating conditions of the operating condition and the constant current source I4 of the transistor Q5. 換言すると、これら２つの動作条件を両立させるためには、電源電圧ＶＣＣの変動範囲をこれよりも厳しく制限する必要がある。 In other words, in order to achieve both of these two operating conditions, it is necessary to strictly limit than this variation range of the power supply voltage VCC.
なお、従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路１００において、電圧降下器１４０は、上述したように固定抵抗やダイオードなどによって構成され、その電圧降下量は一定であった。 Incidentally, in the conventional DC-coupled laser drive circuit 100, the voltage drop 140 is configured by a fixed resistor or a diode as described above, the voltage drop amount was constant.
本発明は、以上の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、メインドライバを構成する各素子の動作条件を満たすために、プリドライバの電源電圧に対して厳しい制約が課されることのないＤＣ結合型レーザ駆動回路を実現することにある。 The present invention has been made in consideration of the aforementioned problems, and its object is to operation satisfying the respective elements constituting the main driver, the severe constraints are imposed on the power supply voltage of the pre-driver It is to realize a free DC-coupled laser drive circuit.
上記課題を解決するために、本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路は、半導体レーザ素子を駆動するＤＣ結合型レーザ駆動回路であって、データ信号により変調された電圧信号の振幅を調整するプリドライバと、上記プリドライバにより振幅が調整された電圧信号を、上記半導体レーザ素子に供給する電流信号に変換するメインドライバと、上記プリドライバに電力を供給する電源と上記プリドライバとの間に挿入された電圧降下器であって、電圧降下量可変な電圧降下器と、上記プリドライバにより振幅が調整された電圧信号の値に応じて、上記電圧降下器における電圧降下量を制御する電圧降下量制御部と、を備えている、ことを特徴とする。 In order to solve the above problem, the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention is a DC-coupled laser drive circuit for driving a semiconductor laser device, the pre-adjusting the amplitude of the modulated voltage signal by the data signal inserting a driver, a voltage signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver, and a main driver for converting the current signal supplied to the semiconductor laser element, between the power supply and the pre-driver for supplying power to the pre-driver a voltage drop section which is a voltage drop amount variable voltage drop circuit, in accordance with the value of the voltage signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver, the voltage drop amount to control the amount of voltage drop in the voltage drop section It comprises a control unit, and wherein the.
上記の構成によれば、上記電圧降下器における電圧降下量が上記プリドライバにより振幅が調整された電圧信号の値に応じて設定される。 According to the above configuration, the voltage drop in the voltage drop section is set according to the value of the voltage signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver. したがって、上記電源の電圧が下がり、その結果、上記プリドライバの出力電圧（上記プリドライバにより振幅が調整された電圧信号の値）が小さくなり過ぎているときには、これに応じて上記電圧降下量を小さくすることができる。 Accordingly, the voltage of the power source is reduced, so that when the pre-driver output voltage (the value of the voltage signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver) is too small, the voltage drop amount in accordance with this it can be reduced. また、上記電源の電圧が上がり、その結果、上記プリドライバの出力電圧が大きくなり過ぎているときには、これに応じて上記電圧降下量を大きくすることができる。 Further, the voltage of the power source is increased, as a result, when the output voltage of the pre-driver is too large, it is possible to increase the voltage drop accordingly.
このため、従来のＤＣ駆動型レーザ駆動回路が抱えていた問題、すなわち、プリドライバの電源電圧が最大のときに、或る素子（例えば、トランジスタ）の動作条件を満たすように電圧降下量を設定した結果、プリドライバの電源電圧が最低のときに、他の素子（例えば、定電流源）の動作条件を満たすことができなくなるという問題を回避することができる。 Therefore, the conventional DC-driven laser drive circuit are problems not have, i.e., set when the power supply voltage of the pre-driver is maximum, certain elements (e.g., transistors) the voltage drop amount to meet the operating conditions of the as a result, it is possible to avoid when the power supply voltage of the pre-driver is the lowest, other elements (e.g., a constant current source) to the operation condition is satisfied problem that can not be the. したがって、プリドライバの電源電圧に対して厳しい制約を課す必要のないＤＣ型レーザ駆動回路を実現することができる。 Therefore, it is possible to realize a DC laser drive circuit need not to impose severe restrictions on the power supply voltage of the pre-driver.
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路において、上記電圧降下量制御部は、上記プリドライバにより振幅が調整された電圧信号の値が上記半導体レーザ素子のバイアス電圧以下となるように、上記電圧降下器における電圧降下量を制御する、ことが好ましい。 In the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention, the voltage drop amount control unit, so that the value of the voltage signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver is equal to or less than the bias voltage of the semiconductor laser element, the voltage drop controlling the amount of voltage drop in the vessel, it is preferable.
上記の構成によれば、上記メインアンプを構成する素子のうち、ベース端子が上記プリドライバに接続され、コレクタ端子が上記半導体レーザ素子に接続されるトランジスタの動作条件を満たすことができる。 According to the above configuration, among the elements constituting the main amplifier, the base terminal connected to the pre-driver, the collector terminal can operate satisfy the transistors connected to the semiconductor laser element. 特に、上記半導体レーザ素子のバイアス電圧にばらつきがある場合であっても、上記トランジスタの動作条件を満たすことができる。 In particular, even when there are variations in the bias voltage of the semiconductor laser device can operate satisfy the above transistor. すなわち、プリドライバの電源電圧に対して厳しい制約を課す必要のないことに加え、上記半導体レーザ素子のバイアス電圧に対しても厳しい制約を課す必要のないＤＣ結合型レーザ駆動回路を実現することができる。 That is, that the addition is not necessary to impose strict restrictions on the power supply voltage of the pre-driver, to realize a DC-coupled laser drive circuit need not to impose severe constraints with respect to the bias voltage of the semiconductor laser element it can.
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路において、上記電圧降下器は、一端が上記電源に接続され、他端が上記プリドライバに接続された抵抗を備えており、上記電圧降下量制御部は、上記プリドライバの非反転出力と反転出力との平均電圧を反転入力とし、上記半導体レーザ素子のバイアス電圧を非反転入力とするオペアンプと、ゲート端子に上記オペアンプの出力端子が接続され、ドレイン端子が上記電圧降下器と上記プリドライバと中間点に接続され、ソース端子が接地された電界効果トランジスタを備えている、ことが好ましい。 In the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention, the voltage drop section has one end connected to the power supply and the other end provided with a resistor connected to the pre-driver, the voltage drop amount controlling unit, the average voltage between the inverting output and the non-inverting output of the predriver and an inverting input, an operational amplifier to the non-inverting input bias voltage of the semiconductor laser device, the output terminal of the operational amplifier is connected to the gate terminal, a drain terminal it is connected to the voltage drop circuit and the pre-driver and the intermediate point, and a field effect transistor whose source terminal is grounded, it is preferable.
上記の構成によれば、電圧降下器及び電圧降下量制御回路を簡単な構成により実現することができる。 According to the arrangement, it is possible to realize a simple configuration a voltage drop section and the voltage drop amount control circuit.
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路において、上記電圧降下器は、ソース端子が上記電源に接続され、ドレイン端子が上記プリドライバに接続された電界効果トランジスタを備えており、上記電圧降下量制御部は、上記プリドライバの非反転出力と反転出力との平均電圧を反転入力とし、上記半導体レーザ素子のバイアス電圧を非反転入力とするオペアンプであって、出力端子が上記電界効果トランジスタのゲート端子に接続されたオペアンプを備えている、ことが好ましい。 In the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention, the voltage drop circuit, a source terminal is connected to the power supply, the drain terminal is provided with a field effect transistor connected to the pre-driver, the voltage drop amount controlling parts are the average voltage at the non-inverting output and the inverting output of the predriver and an inverting input, a operational amplifier to the non-inverting input bias voltage of the semiconductor laser element, the gate terminal of the output terminal is the field effect transistor and a connected operational amplifier, it is preferred.
上記の構成によれば、電圧降下器及び電圧降下量制御回路を簡単な構成により実現することができる。 According to the arrangement, it is possible to realize a simple configuration a voltage drop section and the voltage drop amount control circuit. しかも、電圧降下器を抵抗により構成した場合のように、電流の損失を生じることがないので、消費電力を削減することができる。 Moreover, as in the case where the voltage drop section by the resistance, so do not occur a loss of current, it is possible to reduce power consumption.
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路において、上記半導体レーザ素子のバイアス電圧は、他の電圧降下器を介して上記電圧降下量制御部に入力される、ことが好ましい。 In the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention, the bias voltage of the semiconductor laser element is input to the voltage drop control unit via another voltage drop circuit, it is preferable.
上記の構成によれば、ベース端子が上記プリドライバに接続され、コレクタ端子が上記半導体レーザ素子に接続されるトランジスタの動作条件をより確実に満たすことができる。 According to the above configuration, the base terminal connected to the pre-driver, the collector terminal can meet more reliably operating conditions of the transistor connected to the semiconductor laser element. なぜなら、当該トランジスタのベース電圧を、上記他の電圧降下器における電圧降下量分だけ当該トランジスタのコレクタ電圧よりも低くすることができるからである。 This is because the base voltage of the transistor, since it is possible to lower than the collector voltage of the voltage drop amount by the transistor in the other of the voltage drop section.
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路において、上記電圧降下量制御部は、上記プリドライバにより振幅が調整された電圧信号の値が予め定められた基準電圧以下となるように、上記電圧降下器における電圧降下量を制御する、ことが好ましい。 In the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention, the voltage drop amount control unit, so that the reference voltage less the value of the voltage signal whose amplitude is adjusted is predetermined by the pre-driver, the voltage drop section controlling the amount of voltage drop in, it is preferable.
上記の構成によれば、上記半導体レーザ素子のバイアス電圧が上記基準値よりも大きい場合に、上記メインアンプを構成する素子のうち、ベース端子が上記プリドライバに接続され、コレクタ端子が上記半導体レーザ素子に接続されるトランジスタの動作条件を満たすことができる。 According to the above configuration, when the bias voltage of the semiconductor laser element is larger than the reference value, among the elements constituting the main amplifier, the base terminal connected to the pre-driver, a collector terminal semiconductor laser it can operate satisfies transistor connected to the device. 特に、上記半導体レーザ素子のバイアス電圧にばらつきがある場合であっても、上記基準値をその下限値よりも小さく設定しておけば、上記トランジスタの動作条件を満たすことができる。 In particular, even when there are variations in the bias voltage of the semiconductor laser device, by setting smaller than the lower limit value of the above reference values, it can operate satisfy the above transistor. すなわち、プリドライバの電源電圧に対して厳しい制約を課す必要のないことに加え、上記半導体レーザ素子のバイアス電圧に対しても厳しい制約を課す必要のないＤＣ結合型レーザ駆動回路を実現することができる。 That is, that the addition is not necessary to impose strict restrictions on the power supply voltage of the pre-driver, to realize a DC-coupled laser drive circuit need not to impose severe constraints with respect to the bias voltage of the semiconductor laser element it can.
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路において、上記電圧降下器は、一端が上記電源に接続され、他端が上記プリドライバに接続された抵抗を備えており、上記電圧降下量制御部は、上記プリドライバの非反転出力と反転出力との平均電圧を反転入力とし、上記基準電圧を非反転入力とするオペアンプと、ゲート端子に上記オペアンプの出力端子が接続され、ドレイン端子が上記電圧降下器と上記プリドライバと中間点に接続され、ソース端子がグランドに接続された電界効果トランジスタを備えている、ことが好ましい。 In the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention, the voltage drop section has one end connected to the power supply and the other end provided with a resistor connected to the pre-driver, the voltage drop amount controlling unit, the average voltage inverting input and the inverting output and the non-inverting output of the predriver, an operational amplifier to the non-inverting input the reference voltage, the output terminal of the operational amplifier is connected to the gate terminal, the drain terminal is the voltage drop section and is connected to the pre-driver and the intermediate point, and a field effect transistor having a source terminal connected to ground, it is preferable.
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路において、上記電圧降下器は、ソース端子が上記電源に接続され、ドレイン端子が上記プリドライバに接続された電界効果トランジスタを備えており、上記電圧降下量制御部は、上記プリドライバの非反転出力と反転出力との平均電圧を反転入力とし、上記基準電圧を非反転入力とするオペアンプであって、出力端子が上記電界効果トランジスタのゲート端子に接続されたオペアンプを備えている、ことが好ましい。 In the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention, the voltage drop circuit, a source terminal is connected to the power supply, the drain terminal is provided with a field effect transistor connected to the pre-driver, the voltage drop amount controlling parts are the average voltage inverting input and the inverting output and the non-inverting output of the pre-driver, a operational amplifier to the non-inverting input the reference voltage, the output terminal connected to the gate terminal of the field effect transistor and an operational amplifier, it is preferable.
上記課題を解決するために、ＤＣ結合型レーザ駆動回路を用いて半導体レーザ素子を駆動する駆動方法であって、上記ＤＣ結合型レーザ駆動回路は、データ信号により変調された電圧信号の振幅を調整するプリドライバと、上記プリドライバにより振幅が調整された電圧信号を、上記半導体レーザ素子に供給する電流信号に変換するメインドライバと、上記プリドライバに電力を供給する電源と上記プリドライバとの間に介在する電圧降下器であって、電圧降下量可変な電圧降下器とを備えており、当該駆動方法は、上記プリドライバにより振幅が調整された電圧信号の値に応じて、上記電圧降下器における電圧降下量を制御する電圧降下量制御工程を含んでいる、ことを特徴とする。 In order to solve the above problems, a driving method for driving a semiconductor laser device using a DC-coupled laser drive circuit, the DC-coupled laser drive circuit adjusts the amplitude of the modulated voltage signal by the data signal between the pre-driver, a voltage signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver, and a main driver for converting the current signal supplied to the semiconductor laser element, a power source and the pre-driver for supplying power to the pre-driver that a voltage drop circuit to be interposed, and a voltage drop amount varying voltage drop section, the driving method, according to the value of the voltage signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver, the voltage drop section it includes voltage drop amount controlling step of controlling the amount of voltage drop in, characterized in that.
上記の構成によれば、上記のＤＣ結合型レーザ駆動回路と同様の効果を奏する。 According to the above construction, the same effect as the DC-coupled laser drive circuit described above.
本発明によれば、プリドライバの電源電圧に対して厳しい制約を課す必要のないＤＣ型レーザ駆動回路を実現することができる。 According to the present invention, it is possible to realize a DC laser drive circuit need not to impose severe restrictions on the power supply voltage of the pre-driver. また、プリドライバの電源電圧に対して厳しい制約を課す必要のない半導体レーザ素子の駆動方法を実現することができる。 Further, it is possible to realize a driving method of a semiconductor laser element is not necessary to impose strict restrictions on the power supply voltage of the pre-driver.
本発明の第１の実施形態に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路の概略構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a schematic configuration of a DC-coupled laser drive circuit according to a first embodiment of the present invention. 図１に示すＤＣ結合型レーザ駆動回路の第１の具体例を示す回路図である。 It is a circuit diagram showing a first specific example of the DC-coupled laser drive circuit shown in FIG. 図１に示すＤＣ結合型レーザ駆動回路の第２の具体例を示す回路図である。 It is a circuit diagram showing a second specific example of the DC-coupled laser drive circuit shown in FIG. 本発明の第２の実施形態に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路の概略構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a schematic configuration of a DC-coupled laser drive circuit according to a second embodiment of the present invention. 図４に示すＤＣ結合型レーザ駆動回路の第１の具体例を示す回路図である。 It is a circuit diagram showing a first specific example of the DC-coupled laser drive circuit shown in FIG. 図４に示すＤＣ結合型レーザ駆動回路の第２の具体例を示す回路図である。 It is a circuit diagram showing a second specific example of the DC-coupled laser drive circuit shown in FIG. 従来のレーザ駆動回路の概略構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional laser driving circuit. （ａ）は、従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路の概略構成を示し、（ｂ）は、従来のＡＣ結合型レーザ駆動回路の概略構成を示す。 (A) shows a schematic configuration of a conventional DC-coupled laser drive circuit, (b) show a schematic configuration of a conventional AC coupled laser drive circuit. 図７（ａ）に示す従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路の具体例を示す回路図である。 Is a circuit diagram showing a specific example of a conventional DC-coupled laser drive circuit shown in Figure 7 (a).
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路の第１の実施形態について、図１を参照して説明する。 A first embodiment of the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention will be described with reference to FIG. 図１は、本実施形態に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路１の概略構成を示すブロック図である。 Figure 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a DC-coupled laser drive circuit 1 of the present embodiment.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路１は、入力信号（データ信号により変調された電圧信号）の電圧値（電位差）に応じた駆動電流ＩＬＤを半導体レーザ素子ＬＤに供給するための回路であり、図１に示すように、入力バッファ１１と、プリドライバ１２と、メインドライバ１３と、電圧降下器１４と、定電流源１５と、電圧降下量制御部１６とを備えている。 DC-coupled laser drive circuit 1 is a circuit for supplying a driving current ILD corresponding to the voltage value (potential difference) of the input signal (voltage signal modulated by the data signal) to the semiconductor laser device LD, Figure 1 as shown, an input buffer 11, a pre-driver 12, a main driver 13, and a voltage drop circuit 14, a constant current source 15, and a voltage drop amount control unit 16.
入力バッファ１１は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１の入力インピーダンス（負荷インピーダンス）を伝送路の特性インピーダンスと整合させるための回路である。 Input buffer 11 is a circuit for matching the characteristic impedance of the transmission line input impedance of the DC-coupled laser drive circuit 1 (load impedance). プリドライバ１２は、入力バッファ１１を介して入力された入力信号の振幅を調整するための回路である。 Predriver 12 is a circuit for adjusting the amplitude of an input signal through the input buffer 11. ここで、入力信号（電圧信号）の振幅を調整するとは、入力信号の振幅を規定値に一致させることを指す。 Here, to adjust the amplitude of the input signal (voltage signal), refers to match the amplitude of the input signal to the specified value. メインドライバ１３は、プリドライバ１２により振幅が調整された入力信号を電流信号に変換するための回路である。 The main driver 13 is a circuit for converting an input signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver 12 to a current signal. 電圧降下器１４は、電圧降下量可変な電圧降下器であり、電圧ＶＣＣの電源とプリドライバ１２との間に挿入される。 Voltage drop section 14 is a voltage drop varying voltage drop section is inserted between the power supply and the pre-driver 12 of the voltage VCC.
メインドライバ１３には、定電流源１５と半導体レーザ素子ＬＤとが接続される。 The main driver 13, a constant current source 15 and the semiconductor laser device LD is connected. なお、本実施形態においては、半導体レーザ素子ＬＤのカソード端子を接地し、半導体レーザ素子ＬＤのアノード端子をメインドライバ１３に接続する構成を採用しているが、本発明はこれに限定されない。 In the present embodiment, grounding the cathode terminal of the semiconductor laser device LD, adopts a configuration of connecting the anode terminal of the semiconductor laser device LD in the main driver 13, the present invention is not limited thereto. すなわち、半導体レーザ素子ＬＤのアノード端子を定電圧源に接続し、半導体レーザ素子ＬＤのカソード端子をメインドライバ１３に接続する構成を採用してもよい。 That is, the anode terminal of the semiconductor laser device LD is connected to a constant voltage source, a configuration may be adopted to connect the cathode terminal of the semiconductor laser device LD in the main driver 13.
半導体レーザ素子ＬＤには、定電流源１５より流出する流出電流Ｉｄｃからメインドライバ１３に流入する流入電流Ｉｍｏｄを減じた駆動電流ＩＬＤ＝Ｉｄｃ−Ｉｍｏｄが供給される。 The semiconductor laser device LD is source current Idc drive current by subtracting the inflow current Imod flowing into the main driver 13 from ILD = Idc-Imod flowing from the constant current source 15 is supplied. 入力信号の電圧値がローレベルのときには、流入電流Ｉｍｏｄの電流値がハイレベルとなり、その結果、駆動電流ＩＬＤの電流値はローレベルになる。 When the voltage value of the input signal is at the low level, the current value of the inflow current Imod goes high, as a result, the current value of the drive current ILD is at a low level. 逆に、入力信号の電圧値がハイレベルのときには、流入電流Ｉｍｏｄの電流値がローレベルとなり、その結果、駆動電流ＩＬＤの電流値はハイレベルになる。 Conversely, when the voltage value of the input signal is high, the current value of the inflow current Imod goes low, as a result, the current value of the drive current ILD to high level.
なお、定電流源１５より流出する流出電流Ｉｄｃの大きさは、バイアス電流Ｉｂｉａｓの大きさがレーザ閾値電流Ｉｔｈよりも大きくなるように調整されている。 The size of the outflow current Idc flowing from the constant current source 15, the magnitude of the bias current Ibias is adjusted to be larger than the laser threshold current Ith. ここで、バイアス電流Ｉｂｉａｓとは、入力信号の電圧値がローレベルのときに半導体レーザ素子ＬＤに供給される駆動電流ＩＬＤの電流値のことを指す。 Here, the bias current Ibias, refers to the current value of the drive current ILD to the voltage value of the input signal is supplied to the semiconductor laser device LD is at a low level.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路１において特徴的な構成は、電圧降下量制御部１６である。 Characteristic configuration in the DC-coupled laser drive circuit 1, the voltage drop amount controlling unit 16. 電圧降下量制御部１６は、プリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎに応じて、電圧降下器１４における電圧降下量Ｖを制御するための回路である。 Voltage drop amount controlling unit 16, the output voltage V3p of the pre-driver 12, in response to V3n, a circuit for controlling the voltage drop amount V in the voltage drop section 14. 本実施形態においては、プリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎの平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が半導体レーザ素子ＬＤのバイアス電圧Ｖｏｕｔ以下となるように、電圧降下器１４における電圧降下量を制御する構成が採用されている。 In the present embodiment, as the output voltage V3p of the pre-driver 12, the average voltage of V3n (V3p + V3n) / 2 is equal to or less than the bias voltage Vout of the semiconductor laser device LD, configured to control the voltage drop in the voltage drop section 14 There has been adopted.
このような構成を採用することによって、電源電圧ＶＣＣが下がり、その結果、プリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎの中間値（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が小さくなり過ぎているときには、これに応じて電圧降下量Ｖを小さくすることができる。 By adopting such a configuration, lowers the power supply voltage VCC, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 12, when the intermediate value of V3n (V3p + V3n) / 2 is too small, the voltage drop accordingly it is possible to reduce the amount V. 逆に、電源電圧ＶＣＣが上がり、その結果、プリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎの中間値が大きくなり過ぎているときには、これに応じて電圧降下量Ｖを大きくすることができる。 Conversely, increases the power supply voltage VCC, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 12, when the intermediate value of V3n is too large, it is possible to increase the voltage drop amount V accordingly.
このため、従来のＤＣ駆動型レーザ駆動回路１００（図８参照）が抱えていた問題、すなわち、電源電圧ＶＣＣが最大のときに、トランジスタＱ５の動作条件を満たすように電圧降下量Ｖを設定した結果、電源電圧ＶＣＣが最低のときに、定電流源Ｉ４の動作条件を満たすことができなくなるという問題を回避することができる。 Therefore, the conventional DC-driven laser drive circuit 100 (see FIG. 8) is not a problem faced, that is, when the power supply voltage VCC is at a maximum, and sets the voltage drop amount V so as to satisfy the operating conditions of the transistor Q5 result, it is possible to supply voltage VCC is at a minimum, to avoid the problem that it becomes impossible operation satisfy the constant current source I4.
例えば、図８に示す従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路１００において、電源電圧ＶＣＣが３．６Ｖの条件でバイアス電圧Ｖｏｕｔ＝１．５Ｖの半導体レーザ素子ＬＤを駆動するために、Ｖ３ ｎ ＝１．５Ｖとしたい場合、電圧降下量Ｖを１．３Ｖ程度に設定する必要がある。 For example, in a conventional DC-coupled laser drive circuit 100 shown in FIG. 8, in order to supply voltage VCC for driving the semiconductor laser device LD bias voltage Vout = 1.5V in the conditions of 3.6V, V3 n = 1. If you want a 5V, it is necessary to set the amount of voltage drop V to about 1.3V. しかし、電圧降下量Ｖが１．３Ｖに設定された状態で、電源電圧ＶＣＣが３．０Ｖに低下すると、定電流源Ｉ４に印加される電圧は０．１Ｖ程度になる。 However, in a state in which the voltage drop amount V is set to 1.3V, when the power supply voltage VCC drops 3.0 V, the voltage applied to the constant current source I4 is about 0.1 V. したがって、定電流源Ｉ４が正常に動作しなくなる。 Therefore, the constant current source I4 does not operate normally.
一方、図１に示すＤＣ結合型レーザ駆動回路１においては、電源電圧ＶＣＣが３．６Ｖのとき、Ｖ３ｐがバイアス電圧Ｖｏｕｔ＝１．５Ｖと一致するように電圧降下量Ｖが１．３Ｖに制御され、電源電圧ＶＣＣが３．０Ｖのとき、Ｖ３ｐがバイアス電圧Ｖｏｕｔ＝１．５Ｖと一致するように電圧降下量Ｖが０．７Ｖに制御される。 On the other hand, in the DC-coupled laser drive circuit 1 shown in FIG. 1, when the power supply voltage VCC is 3.6V, the voltage drop amount V is controlled to 1.3V so V3p matches the bias voltage Vout = 1.5V is, the power supply voltage VCC is when 3.0 V, V3p voltage drop amount V to match the bias voltage Vout = 1.5V is controlled to 0.7 V. このように、電圧降下量Ｖをプリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎに応じて変化させることによって、Ｖ３ｐを好ましい値に保つことができる。 Thus, the output voltage V3p of the pre-driver 12 a voltage drop amount V, by varying depending on V3n, can be kept to a preferred value V3p.
本実施形態に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路１のより具体的な回路構成について、図２を参照して説明する。 A more specific circuit configuration of the DC-coupled laser drive circuit 1 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. 図２は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１の第１の具体例を示す回路図である。 Figure 2 is a circuit diagram showing a first specific example of the DC-coupled laser drive circuit 1. なお、入力バッファ１１については、従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の入力バッファ１１０と同様に構成することが可能であるので、ここでは図示を省略している。 Note that the input buffer 11, so it is possible have a structure similar to that of the input buffer 110 of the conventional DC-coupled laser drive circuit 100, is omitted from the illustration.
プリドライバ１２は、差動増幅回路１２ａとエミッタフォロワ回路１２ｂとにより構成される。 Predriver 12 is constituted by a differential amplifier circuit 12a and an emitter follower circuit 12b. 差動増幅回路１２ａは、入力信号を差動増幅するための構成であり、エミッタフォロワ回路１２ｂは、プリドライバ１２の出力インピーダンスを、メインドライバ１３の入力インピーダンスよりも低くするための構成である。 The differential amplifier circuit 12a is a structure for differentially amplifying an input signal, an emitter follower circuit 12b, the output impedance of the pre-driver 12, a configuration for lower than the input impedance of the main driver 13. なお、差動増幅回路１２ａのゲインは、その出力信号の振幅が規定値に一致するように設定される（０ｄＢ以上の値に設定されることもあるし、０ｄＢ以下の値に設定されることもある）。 The gain of the differential amplifier circuit 12a, to also be set to set the (0dB or more values ​​such that the amplitude of the output signal matches the predetermined value, it is set to the following values ​​0dB also there).
差動増幅回路１２ａは、１対の抵抗Ｒ２，Ｒ２'と、１対のトランジスタＱ１，Ｑ２と、１対の定電流源Ｉ１，Ｉ１'とを備えており、入力信号の振幅を規定値Ｒ２×（Ｉ１＋Ｉ１'）＝Ｒ２'×（Ｉ１＋Ｉ１'）に変換して出力する。 The differential amplifier circuit 12a 'and the transistors Q1, Q2 of the pair, a pair of constant current sources I1, I1' pair of resistors R2, R2 and a, defining the amplitude of the input signal values ​​R2 × (I1 + I1 ') = R2' is converted into × (I1 + I1 ') outputs. 抵抗Ｒ２は、一端が抵抗Ｒ２'に接続され、他端がトランジスタＱ１のコレクタ端子に接続される。 Resistor R2 has one end connected to the resistor R2 ', the other end connected to the collector terminal of the transistor Q1. 同様に、抵抗Ｒ２'は、一端が抵抗Ｒ２に接続され、他端がトランジスタＱ２のコレクタ端子に接続される。 Similarly, the resistor R2 'has one end connected to the resistor R2, the other end connected to the collector terminal of the transistor Q2. 抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ２'との中間点は、電圧降下器１４を介して電圧ＶＣＣの電源に接続される。 Midpoint between the resistor R2 and the resistor R2 'is connected to the power supply voltage VCC via the voltage drop section 14. 電圧降下器１４における電圧降下量をＶとした場合、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ２'との中間点には、電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが印加される。 If the voltage drop amount in the voltage drop section 14 and is V, the midpoint between the resistor R2 and the resistor R2 ', the voltage Vdc = VCC-V is applied. また、トランジスタＱ１は、ベース端子が入力端子ＤＡＴＡ＿Ｐに接続され、エミッタ端子がトランジスタＱ２のエミッタ端子に接続される。 The transistor Q1 has a base terminal connected to the input terminal DATA_P, an emitter terminal connected to the emitter terminal of the transistor Q2. 同様に、トランジスタＱ２は、ベース端子が入力端子ＤＡＴＡ＿Ｎに接続され、エミッタ端子がトランジスタＱ１のエミッタ端子に接続される。 Similarly, the transistor Q2 has a base terminal connected to the input terminal DATA_N, an emitter terminal connected to the emitter terminal of the transistor Q1. トランジスタＱ１のエミッタ端子とトランジスタＱ２のエミッタ端子との中間点は、互いに並列に接続された定電流源Ｉ１，Ｉ１'を介して電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 Midpoint between the emitter terminals of the emitter terminal of transistor Q2 of the transistor Q1 is connected to the ground voltage VEE via a constant current source I1, I1 'which are connected in parallel with each other.
エミッタフォロワ回路１２ｂは、一対のトランジスタＱ３，Ｑ４と、一対の定電流源Ｉ２，Ｉ２'とを備えている。 The emitter follower circuit 12b includes a pair of transistors Q3, Q4, and a pair of constant current sources I2, I2 '. トランジスタＱ３は、コレクタ端子が電圧ＶＣＣの電源に接続され、ベース端子が差動増幅回路１２ａの一方の出力点（トランジスタＱ ２のコレクタ端子）に接続され、エミッタ端子が定電流源Ｉ２を介して電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 The transistor Q3 is connected a collector terminal to the power supply voltage VCC, the base terminal connected to one output point (the collector terminal of the transistor Q 2) of the differential amplifier circuit 12a, an emitter terminal via the constant current source I2 It is connected to the ground of the voltage VEE. 同様に、トランジスタＱ４は、コレクタ端子が電圧ＶＣＣの電源に接続され、ベース端子が差動増幅回路１２ａの他方の出力点（トランジスタＱ １のコレクタ端子）に接続され、エミッタ端子が定電流源Ｉ２'を介して電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 Similarly, transistor Q4 is connected collector terminal to the power supply voltage VCC is connected to the other output point of the base terminal differential amplifier circuit 12a (the collector terminal of the transistor Q 1), an emitter terminal constant current source I2 It is connected to the ground voltage VEE through a '.
メインドライバ１３は、一対のトランジスタＱ５，Ｑ６と、一対の抵抗Ｒ３，Ｒ３'と、定電流源Ｉ３とを備えている。 The main driver 13 includes a pair of transistors Q5, Q6, and a pair of resistors R3, R3 ', and a constant current source I3. トランジスタＱ５は、コレクタ端子が定電流源１５を介して電圧ＶＣＣの電源に接続され、ベース端子がプリドライバ１２の出力点（トランジスタＱ４のエミッタ端子）に接続され、エミッタ端子が抵抗Ｒ３，Ｒ３'を介してトランジスタＱ６のエミッタ端子に接続される。 Transistor Q5 is connected to the power supply voltage VCC collector terminal through a constant current source 15, the output point of the base terminal predriver 12 is connected to the (emitter terminal of the transistor Q4), emitter terminal resistor R3, R3 ' It is connected to the emitter terminal of the transistor Q6 through. 同様に、トランジスタＱ６は、コレクタ端子が電圧ＶＣＣの電源に接続され、ベース端子がプリドライバ１２の他方の出力点（トランジスタＱ３のエミッタ端子）に接続され、エミッタ端子が抵抗Ｒ３，Ｒ３'を介してトランジスタＱ５のエミッタ端子に接続される。 Similarly, transistor Q6 is connected collector terminal to the power supply voltage VCC, the base terminal connected to the other output point of the pre-driver 12 (the emitter terminal of the transistor Q3), the emitter terminal via the resistor R3, R3 ' It is connected to the emitter terminal of the transistor Q5 Te. 抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ３'との中間点は、定電流源Ｉ３を介して電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 Midpoint between the resistor R3 and the resistor R3 'is connected to the ground voltage VEE via a constant current source I3.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路１の出力端子ＯＵＴは、定電流源１５とメインドライバ１３の出力点（トランジスタＱ５のコレクタ端子）との中間点に設けられる。 The output terminal OUT of the DC-coupled laser drive circuit 1 is provided at an intermediate point between the output point of the constant current source 15 and the main driver 13 (the collector terminal of the transistor Q5). したがって、この出力端子ＯＵＴから半導体レーザＬＤに供給される駆動電流ＩＬＤは、定電流源１５から流出する流出電流ＩｄｃからトランジスタＱ５に流入する流入電流Ｉｍｏｄを減じたＩｄｃ−Ｉｍｏｄとなる。 Therefore, the drive current ILD supplied from the output terminal OUT to the semiconductor laser LD becomes Idc-Imod by subtracting the inflow current Imod flowing from the outflow current Idc flowing from the constant current source 15 to the transistor Q5.
電圧降下器１４は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とにより構成される。 Voltage drop section 14 is composed of a resistor R1 and a capacitor C1. 抵抗Ｒ１の一端は、電源ＶＣＣの電源に接続され、抵抗Ｒ１の他端は、プリドライバ１２の差動増幅回路１２ａに接続される。 One end of the resistor R1 is connected to the power supply VCC, the other end of the resistor R1 is connected to the differential amplifier circuit 12a of the pre-driver 12. 抵抗Ｒ１としては、例えば、抵抗値２４０Ωの固定抵抗が用いられる。 The resistor R1, for example, a fixed resistor of resistance value 240Ω is used. また、コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１に並列に接続される。 The capacitor C1 is connected in parallel with the resistor R1. ここで、コンデンサＣ１を付加しているのは、電源ＶＣＣに含まれる高周波ノイズを吸収し、プリドライバ１２に印加される電圧Ｖｄｃを安定化させるためである。 Here, what adds capacitor C1 absorbs the high frequency noise included in the power supply VCC, in order to stabilize the voltage Vdc applied to the pre-driver 12.
電圧降下量制御部１６は、一対の抵抗Ｒ，Ｒ'と、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）と、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）とにより構成される。 Voltage drop amount control unit 16 is constituted by a pair of resistors R, and R ', an operational amplifier (OP_AMP), a field effect transistor (MOSFET-N). 抵抗Ｒと抵抗Ｒ'とは、同一の抵抗値を有しており、抵抗Ｒと抵抗Ｒ'とによって、プリドライバ１２の非反転出力Ｖ３ｐと反転出力Ｖ３ｎの平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が得られる。 A resistor R the resistor R 'and has the same resistance value, the resistor R the resistor R' by the non-inverting output V3p the average voltage of the inverted output V3n of the pre-driver 12 (V3p + V3n) / 2 is obtained It is. オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の非反転入力端子には、この平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が入力され、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の反転入力端子には、半導体レーザ素子ＬＤのバイアス電圧Ｖｏｕｔが入力される。 The non-inverting input terminal of the operational amplifier (OP_AMP), the average voltage (V3p + V3n) / 2 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier (OP_AMP), the bias voltage Vout of the semiconductor laser device LD is input. 電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）は、その記号からも明らかなように、ｎ型ＭＯＳＦＥＴである。 Field effect transistor (MOSFET-N) is is apparent from the symbol, an n-type MOSFET. 電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）は、ゲート端子がオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力端子に接続され、ドレイン端子が電圧降下器１４とプリドライバ１２との中間点に接続され、ソース端子が電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 Field effect transistor (MOSFET-N) has a gate terminal connected to the output terminal of the operational amplifier (OP_AMP), is connected to an intermediate point between the drain terminal voltage drop section 14 and the pre-driver 12, the source terminal of the voltage VEE ground It is connected to.
平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２がバイアス電圧Ｖｏｕｔよりも大きくなると、電圧降下量制御部１６は、以下のように動作する。 When the average voltage (V3p + V3n) / 2 is greater than the bias voltage Vout, the voltage drop amount control unit 16 operates as follows. すなわち、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧が上昇し、その結果、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）を流れる電流が増加する。 That is, the output voltage rises of the operational amplifier (OP_AMP), as a result, the current flowing through the field effect transistor (MOSFET-N) is increased. そうすると、電圧降下器１４を構成する抵抗Ｒ１を流れる電流が増加し、その結果、抵抗Ｒ１における電圧降下量Ｖが大きくなる。 Then, increases current flowing through the resistor R1 constituting a voltage drop section 14, as a result, the voltage drop V across resistor R1 increases. これにより、プリドライバ１２に印加される電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが小さくなり、その結果、プリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが低下する。 Thus, the smaller the voltage Vdc = VCC-V to be applied to the pre-driver 12, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 12, V3n decreases. この動作は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２がバイアス電圧Ｖｏｕｔと一致するまで続く。 This operation, the average voltage (V3p + V3n) / 2 continues until it coincides with the bias voltage Vout.
逆に、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２がバイアス電圧Ｖｏｕｔよりも小さくなると、電圧降下量制御部１６は、以下のように動作する。 Conversely, if the average voltage (V3p + V3n) / 2 is less than the bias voltage Vout, the voltage drop amount control unit 16, it operates as follows. すなわち、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧が低下し、その結果、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）を流れる電流が減少する。 In other words, decreases the output voltage of the operational amplifier (OP_AMP), as a result, the current flowing through the field effect transistor (MOSFET-N) is decreased. そうすると、電圧降下器１４を構成する抵抗Ｒ１を流れる電流が減少し、その結果、抵抗Ｒ１における電圧降下量Ｖが小さくなる。 Then, reduces the current flowing through the resistor R1 constituting a voltage drop section 14, as a result, the voltage drop amount V is smaller in the resistance R1. これにより、プリドライバ１２に印加される電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが大きくなり、その結果、プリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが上昇する。 Accordingly, the applied voltage Vdc = VCC-V becomes large is the pre-driver 12, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 12, V3n rises. この動作は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２がバイアス電圧Ｖｏｕｔと一致するまで続く。 This operation, the average voltage (V3p + V3n) / 2 continues until it coincides with the bias voltage Vout.
以上のようにして、電圧降下量制御部１６は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２をバイアス電圧Ｖｏｕｔに一致させるように、電圧降下器１４における電圧降下量Ｖを制御する。 As described above, the voltage drop amount control unit 16, an average voltage (V3p + V3n) / 2 to match the bias voltage Vout, and controls the voltage drop amount V in the voltage drop section 14.
なお、本具体例においては、電圧降下量制御部１６を構成するトランジスタとして、電界効果トランジスタを用いているが、これに限定されるものではない。 In the present embodiment, as the transistors constituting the voltage drop amount controlling section 16, but using a field effect transistor, but is not limited thereto. すなわち、電圧降下量制御部１６を構成するトランジスタとして、ｎ型ＭＯＳＦＥＴの代わりにｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いてもよい。 That is, the transistors constituting the voltage drop amount controlling unit 16, may be used npn type bipolar transistors instead of n-type MOSFET.
また、本具体例においては、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、直接オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用しているが、これに限定されるものではない。 Further, in this example, the average voltage (V3p + V3n) / 2, is adopted a configuration that directly input to the operational amplifier (OP_AMP), but is not limited thereto. すなわち、例えば、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、Ａ点（図２参照）に挿入された電圧降下器を介してオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用してもよい。 That is, for example, an average voltage (V3p + V3n) / 2, may be adopted a configuration in which input to the operational amplifier (OP_AMP) via a voltage drop section which is inserted to the point A (see FIG. 2). このような構成を採用した場合、この電圧降下器における電圧降下量をΔＶ＞０とすると、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２をＶｏｕｔ−ΔＶに一致させることができる。 When employing such a configuration, when the voltage drop amount in the voltage drop section and [Delta] V> 0, it is possible to match the average voltage (V3p + V3n) / 2 to Vout-[Delta] V. これにより、トランジスタＱ５のコレクタ電圧を、トランジスタＱ５のベース電圧（半導体レーザ素子ＬＤのバイアス電圧Ｖｏｕｔに一致）よりも低い値に保つことができる。 Thus, it is possible to maintain the collector voltage of the transistors Q5, to a value lower than the base voltage of the transistor Q5 (matching bias voltage Vout of the semiconductor laser device LD). その結果、トランジスタＱ５の動作をより安定化させることができる。 As a result, it is possible to further stabilize the operation of the transistor Q5. トランジスタＱ６についても、同様のことが言える。 The transistor Q6, the same can be said.
また、本具体例においては、バイアス電圧Ｖｏｕｔ及び平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用しているが、これに限定されるものではない。 Further, in this example, the bias voltage Vout and an average voltage (V3p + V3n) / 2, is adopted a configuration in which the input to the operational amplifier (OP_AMP), but is not limited thereto. すなわち、バイアス電圧Ｖｏｕｔを、Ｂ１点（図２参照）に挿入されたローパスフィルタを介してオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力し、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、Ｂ２点（図２参照）に挿入されたローパスフィルタを介してオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用してもよい。 That is, the bias voltage Vout, via a low-pass filter inserted in a point B1 (see FIG. 2) is input to an operational amplifier (OP_AMP), the average voltage (V3p + V3n) / 2, is inserted into the point B2 (see FIG. 2) a configuration may be adopted that input to the operational amplifier (OP_AMP) via a low-pass filter. このような構成を採用した場合、バイアス電圧Ｖｏｕｔ及び平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が変調によりばたついたとしても、これに起因するオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の入力電圧の変動を抑えることができる。 If such a configuration is employed, even as the bias voltage Vout and an average voltage (V3p + V3n) / 2 is flapping the modulation, it is possible to suppress variation in input voltage of the operational amplifier (OP_AMP) caused thereby. その結果、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧を安定化させることができる。 As a result, the output voltage of the operational amplifier (OP_AMP) can be stabilized.
次に、本実施形態に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路１のより具体的な回路構成について、図３を参照して説明する。 A more specific circuit configuration of the DC-coupled laser drive circuit 1 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. 図３は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路１の第２の具体例を示す回路図である。 Figure 3 is a circuit diagram showing a second specific example of the DC-coupled laser drive circuit 1. なお、入力バッファ１１については、従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の入力バッファ１１０と同様に構成することが可能であるので、ここでも図示を省略している。 The input to buffer 11, since it is possible have a structure similar to that of the input buffer 110 of the conventional DC-coupled laser drive circuit 100, are omitted here.
本具体例におけるプリドライバ１２及びメインドライバ１３の回路構成は、それぞれ、第１の具体例におけるプリドライバ１２及びメインドライバ１３の回路構成と同様である。 The circuit configuration of the pre-driver 12 and the main driver 13 in this embodiment are respectively the same as the circuit configuration of the pre-driver 12 and the main driver 13 in the first embodiment. 本具体例が第１の具体例と異なるのは、電圧降下器１４及び電圧降下量制御回路１６の回路構成である。 This example differs from the first embodiment, a circuit configuration of the voltage drop section 14 and the voltage drop amount control circuit 16.
電圧降下器１４は、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）により構成される。 Voltage drop section 14 is constituted by a field effect transistor (MOSFET-P). 電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）は、その記号からも明らかなように、ｐ型ＭＯＳＦＥＴである。 Field effect transistor (MOSFET-P) is As apparent from the symbol, a p-type MOSFET. 電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のソース端子は、電圧ＶＣＣの電源に接続され、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のドレイン端子は、プリドライバ１２の差動増幅回路１２ａに接続される。 The source terminal of the field effect transistor (MOSFET-P) is connected to the power supply voltage VCC, the drain terminal of the field effect transistor (MOSFET-P) is connected to the differential amplifier circuit 12a of the pre-driver 12. 電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）は、ドレイン−ソース間抵抗が変化する可変抵抗として機能する。 Field effect transistor (MOSFET-P) is the drain - functions as a variable resistor between the source resistance changes.
電圧降下量制御部１６は、一対の抵抗Ｒ，Ｒ'と、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）とにより構成される。 Voltage drop amount control unit 16 is constituted by a pair of resistors R, and R ', an operational amplifier (OP_AMP). 抵抗Ｒと抵抗Ｒ'とは、同一の抵抗値を有しており、抵抗Ｒと抵抗Ｒ'とによって、プリドライバ１２の非反転出力Ｖ３ｐと反転出力Ｖ３ｎの平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が得られる。 A resistor R the resistor R 'and has the same resistance value, the resistor R the resistor R' by the non-inverting output V3p the average voltage of the inverted output V3n of the pre-driver 12 (V3p + V3n) / 2 is obtained It is. オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の非反転入力には、この平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が入力され、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の反転入力には、半導体レーザ素子ＬＤのバイアス電圧Ｖｏｕｔが入力される。 The non-inverting input of the operational amplifier (OP_AMP), the average voltage (V3p + V3n) / 2 is input to the inverting input of the operational amplifier (OP_AMP), the bias voltage Vout of the semiconductor laser device LD is input. オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力端子には、電圧降下器１４を構成する電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のゲート端子に接続される。 The output terminal of the operational amplifier (OP_AMP), is connected to the gate terminal of the field effect transistors constituting the voltage drop section 14 (MOSFET-P).
平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２がバイアス電圧Ｖｏｕｔよりも大きくなると、電圧降下量制御部１６は、以下のように動作する。 When the average voltage (V3p + V3n) / 2 is greater than the bias voltage Vout, the voltage drop amount control unit 16 operates as follows. すなわち、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧が上昇し、その結果、電圧降下器１４を構成する電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のゲート電圧が上昇する。 That is, the output voltage rises of the operational amplifier (OP_AMP), as a result, the gate voltage of the field effect transistors constituting the voltage drop section 14 (MOSFET-P) increases. そうすると、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のソース−ドレイン間抵抗が大きくなり、その結果、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）における電圧降下量Ｖが大きくなる。 Then, the source of the field effect transistor (MOSFET-P) - drain resistance is increased, as a result, the voltage drop amount V increases in field effect transistors (MOSFET-P). これにより、プリドライバ１２に印加される電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが小さくなり、その結果、プリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが低下する。 Thus, the smaller the voltage Vdc = VCC-V to be applied to the pre-driver 12, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 12, V3n decreases. この動作は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２がバイアス電圧Ｖｏｕｔと一致するまで続く。 This operation, the average voltage (V3p + V3n) / 2 continues until it coincides with the bias voltage Vout.
逆に、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２がバイアス電圧Ｖｏｕｔよりも小さくなると、電圧降下量制御部１６は、以下のように動作する。 Conversely, if the average voltage (V3p + V3n) / 2 is less than the bias voltage Vout, the voltage drop amount control unit 16, it operates as follows. すなわち、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧が低下し、その結果、電圧降下器１４を構成する電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のゲート電圧が上昇する。 In other words, it decreases the output voltage of the operational amplifier (OP_AMP), as a result, the gate voltage of the field effect transistors constituting the voltage drop section 14 (MOSFET-P) increases. そうすると、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のソース−ドレイン間抵抗が小さくなり、その結果、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）における電圧降下量Ｖが小さくなる。 Then, the source of the field effect transistor (MOSFET-P) - drain resistance is reduced, as a result, the voltage drop amount V is smaller in field effect transistors (MOSFET-P). これにより、プリドライバ１２に印加される電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが大きくなり、その結果、プリドライバ１２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが上昇する。 Accordingly, the applied voltage Vdc = VCC-V becomes large is the pre-driver 12, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 12, V3n rises. この動作は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２がバイアス電圧Ｖｏｕｔと一致するまで続く。 This operation, the average voltage (V3p + V3n) / 2 continues until it coincides with the bias voltage Vout.
なお、本具体例においては、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、直接オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用しているが、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、Ａ点（図３参照）に挿入された電圧降下器を介してオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用してもよい。 In the present embodiment, the average voltage (V3p + V3n) / 2, is adopted a configuration that directly input to the operational amplifier (OP_AMP), the average voltage (V3p + V3n) / 2, the point A (see FIG. 3) a configuration may be adopted that input to the operational amplifier (OP_AMP) through the insertion voltage drop section. このような構成を採用した場合、この電圧降下器における電圧降下量をΔＶ＞０とすると、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２をＶｏｕｔ−ΔＶに一致させることができる。 When employing such a configuration, when the voltage drop amount in the voltage drop section and [Delta] V> 0, it is possible to match the average voltage (V3p + V3n) / 2 to Vout-[Delta] V. これにより、トランジスタＱ５のコレクタ電圧を、トランジスタＱ５のベース電圧（半導体レーザ素子ＬＤのバイアス電圧Ｖｏｕｔに一致）よりも低い値に保つことができる。 Thus, it is possible to maintain the collector voltage of the transistors Q5, to a value lower than the base voltage of the transistor Q5 (matching bias voltage Vout of the semiconductor laser device LD). その結果、トランジスタＱ５の動作をより安定化させることができる。 As a result, it is possible to further stabilize the operation of the transistor Q5. トランジスタＱ６についても、同様のことが言える。 The transistor Q6, the same can be said.
また、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、Ｂ１点（図３参照）に挿入されたローパスフィルタを介してオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力し、バイアス電圧Ｖｏｕｔを、Ｂ２点（図３参照）に挿入されたローパスフィルタを介してオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用してもよい。 Also, the average voltage (V3p + V3n) / 2, and inputs to the operational amplifier (OP_AMP) via a low-pass filter inserted in a point B1 (see FIG. 3), the bias voltage Vout, is inserted into the point B2 (see FIG. 3) a configuration may be adopted that input to the operational amplifier (OP_AMP) via a low-pass filter. このような構成を採用した場合、バイアス電圧Ｖｏｕｔ及び平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が変調によりばたついたとしても、これに起因するオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の入力電圧の変動を抑えることができる。 If such a configuration is employed, even as the bias voltage Vout and an average voltage (V3p + V3n) / 2 is flapping the modulation, it is possible to suppress variation in input voltage of the operational amplifier (OP_AMP) caused thereby. その結果、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧を安定化させることができる。 As a result, the output voltage of the operational amplifier (OP_AMP) can be stabilized.
本発明に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路の第２の実施形態について、図４を参照して説明する。 A second embodiment of the DC-coupled laser drive circuit according to the present invention will be described with reference to FIG. 図４は、本実施形態に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路２の概略構成を示すブロック図である。 Figure 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a DC-coupled laser drive circuit 2 according to the present embodiment.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路２は、入力信号（データ信号により変調された電圧信号）の電圧値（電位差）に応じた駆動電流ＩＬＤを半導体レーザ素子ＬＤに供給するための回路であり、図４に示すように、入力バッファ２１と、プリドライバ２２と、メインドライバ２３と、電圧降下器２４と、定電流源２５と、電圧降下量制御部２６と、定電圧源２７とを備えている。 DC-coupled laser drive circuit 2 is a circuit for supplying a driving current ILD corresponding to the voltage value of the input signal (voltage signal modulated by the data signal) (potential difference) in the semiconductor laser device LD, Figure 4 as shown, an input buffer 21, a pre-driver 22, a main driver 23, the voltage drop circuit 24, a constant current source 25, a voltage drop amount controlling unit 26, and a constant voltage source 27.
入力バッファ２１は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路２の入力インピーダンス（負荷インピーダンス）を伝送路の特性インピーダンスと整合させるための回路である。 Input buffer 21 is a circuit for matching the characteristic impedance of the transmission line input impedance of the DC-coupled laser drive circuit 2 (load impedance). プリドライバ２２は、入力バッファ２１を介して入力された入力信号の振幅を調整するための回路である。 Pre-driver 22 is a circuit for adjusting the amplitude of an input signal through the input buffer 21. ここで、入力信号（電圧信号）の振幅を調整するとは、入力信号の振幅を規定値に一致させることを指す。 Here, to adjust the amplitude of the input signal (voltage signal), refers to match the amplitude of the input signal to the specified value. メインドライバ２３は、プリドライバ２２により振幅が調整された入力信号を電流信号に変換するための回路である。 The main driver 23 is a circuit for converting an input signal whose amplitude has been adjusted by the pre-driver 22 to a current signal. 電圧降下器２４は、電圧降下量可変な電圧降下器であり、電圧ＶＣＣの電源とプリドライバ２２との間に挿入される。 Voltage drop section 24 is a voltage drop varying voltage drop section is inserted between the power supply and the pre-driver 22 of the voltage VCC.
メインドライバ２３には、定電流源２５と半導体レーザ素子ＬＤとが接続される。 The main driver 23, a constant current source 25 and the semiconductor laser device LD is connected. なお、本実施形態においては、半導体レーザ素子ＬＤのカソード端子を接地し、半導体レーザ素子ＬＤのアノード端子をメインドライバ２３に接続する構成を採用しているが、本発明はこれに限定されない。 In the present embodiment, grounding the cathode terminal of the semiconductor laser device LD, adopts a configuration of connecting the anode terminal of the semiconductor laser device LD to the main driver 23, the present invention is not limited thereto. すなわち、半導体レーザ素子ＬＤのアノード端子を定電圧源に接続し、半導体レーザ素子ＬＤのカソード端子をメインドライバ２３に接続する構成を採用してもよい。 That is, the anode terminal of the semiconductor laser device LD is connected to a constant voltage source, a configuration may be adopted to connect the cathode terminal of the semiconductor laser device LD to the main driver 23.
半導体レーザ素子ＬＤには、定電流源２５より流出する流出電流Ｉｄｃからメインドライバ２３に流入する流入電流Ｉｍｏｄを減じた駆動電流ＩＬＤ＝Ｉｄｃ−Ｉｍｏｄが供給される。 The semiconductor laser device LD is source current Idc drive current by subtracting the inflow current Imod flowing into the main driver 23 from ILD = Idc-Imod flowing from the constant current source 25 is supplied. 入力信号の電圧値がローレベルのときには、流入電流Ｉｍｏｄの電流値がハイレベルとなり、その結果、駆動電流ＩＬＤの電流値はローレベルになる。 When the voltage value of the input signal is at the low level, the current value of the inflow current Imod goes high, as a result, the current value of the drive current ILD is at a low level. 逆に、入力信号の電圧値がハイレベルのときには、流入電流Ｉｍｏｄの電流値がローレベルとなり、その結果、駆動電流ＩＬＤの電流値はハイレベルになる。 Conversely, when the voltage value of the input signal is high, the current value of the inflow current Imod goes low, as a result, the current value of the drive current ILD to high level.
なお、定電流源２５より流出する流出電流Ｉｄｃの大きさは、バイアス電流Ｉｂｉａｓの大きさがレーザ閾値電流Ｉｔｈよりも大きくなるように調整されている。 The size of the outflow current Idc flowing from the constant current source 25, the magnitude of the bias current Ibias is adjusted to be larger than the laser threshold current Ith. ここで、バイアス電流Ｉｂｉａｓとは、入力信号の電圧値がローレベルのときに半導体レーザ素子ＬＤに供給される駆動電流ＩＬＤの電流値のことを指す。 Here, the bias current Ibias, refers to the current value of the drive current ILD to the voltage value of the input signal is supplied to the semiconductor laser device LD is at a low level.
ＤＣ結合型レーザ駆動回路２において特徴的な構成は、電圧降下量制御部２６である。 Characteristic configuration in the DC-coupled laser drive circuit 2 is a voltage drop amount control unit 26. 電圧降下量制御部２６は、プリドライバ２２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎに応じて、電圧降下器２４における電圧降下量Ｖを制御するための回路である。 Voltage drop amount controlling unit 26, the output voltage V3p of the pre-driver 22, in response to V3n, a circuit for controlling the voltage drop amount V in the voltage drop section 24. 本実施形態においては、プリドライバ２２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎの平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が予め定められた基準電圧Ｖｒｅｆ以下となるように、電圧降下器２４における電圧降下量を制御する構成が採用されている。 In the present embodiment, the output voltage V3p of the pre-driver 22, so that the less the average voltage (V3p + V3n) / 2 is the reference voltage Vref predetermined of V3n, is configured to control the voltage drop in the voltage drop section 24 It has been adopted. このため、基準電圧Ｖｒｅｆを出力する定電圧源２７が電圧降下量制御部２６に接続されている。 Therefore, the constant voltage source 27 for outputting a reference voltage Vref is connected to the voltage drop amount control unit 26.
このような構成を採用することによって、電源電圧ＶＣＣが下がり、その結果、プリドライバ２２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎの中間値（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が小さくなり過ぎているときには、これに応じて電圧降下量Ｖを小さくすることができる。 By adopting such a configuration, lowers the power supply voltage VCC, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 22, when the intermediate value of V3n (V3p + V3n) / 2 is too small, the voltage drop accordingly it is possible to reduce the amount V. 逆に、電源電圧ＶＣＣが上がり、その結果、プリドライバ２２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎの中間値が大きくなり過ぎているときには、これに応じて電圧降下量Ｖを大きくすることができる。 Conversely, increases the power supply voltage VCC, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 22, when the intermediate value of V3n is too large, it is possible to increase the voltage drop amount V accordingly.
本実施形態に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路２のより具体的な回路構成について、図５を参照して説明する。 A more specific circuit configuration of the DC-coupled laser drive circuit 2 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. 図５は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路２の第１の具体例を示す回路図である。 Figure 5 is a circuit diagram showing a first specific example of the DC-coupled laser drive circuit 2. なお、入力バッファ２１については、従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の入力バッファ１１０と同様に構成することが可能であるので、ここでは図示を省略している。 Note that the input buffer 21, so it is possible have a structure similar to that of the input buffer 110 of the conventional DC-coupled laser drive circuit 100, is omitted from the illustration.
本具体例におけるプリドライバ２２、メインドライバ２３、及び電圧降下器２４の回路構成は、それぞれ、第１の実施形態の第１の具体例におけるプリドライバ１２、メインドライバ１３、及び電圧降下器１４の回路構成と同様である。 Predriver 22 in this specific example, the main driver 23, and the circuit configuration of the voltage drop section 24, respectively, the pre-driver 12 in the first specific example of the first embodiment, the main driver 13, and the voltage drop 14 is the same as the circuit configuration. 本具体例が第１の実施形態の第１の具体例と異なるのは、電圧降下量制御回路２６の入力である。 This example differs from the first example of the first embodiment, the input of the voltage drop amount control circuit 26.
本具体例における電圧降下量制御部２６は、一対の抵抗Ｒ，Ｒ'と、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）と、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）とにより構成される。 Voltage drop amount control unit 26 in this embodiment is comprised of a pair of resistors R, and R ', an operational amplifier (OP_AMP), a field effect transistor (MOSFET-N). 抵抗Ｒと抵抗Ｒ'とは、同一の抵抗値を有しており、抵抗Ｒと抵抗Ｒ'とによって、プリドライバ２２の非反転出力Ｖ３ｐと反転出力Ｖ３ｎの平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が得られる。 A resistor R the resistor R 'and has the same resistance value, the resistor R the resistor R' by the non-inverting output V3p the average voltage of the inverted output V3n of the pre-driver 22 (V3p + V3n) / 2 is obtained It is. オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の非反転入力端子には、この平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が入力され、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の反転入力端子には、定電圧源２７により生成された基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。 The non-inverting input terminal of the operational amplifier (OP_AMP), the average voltage (V3p + V3n) / 2 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier (OP_AMP), the reference voltage Vref generated by the constant voltage source 27 is inputted . 電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）は、その記号からも明らかなように、ｎ型ＭＯＳＦＥＴである。 Field effect transistor (MOSFET-N) is is apparent from the symbol, an n-type MOSFET. 電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）は、ゲート端子がオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力端子に接続され、ドレイン端子が電圧降下器２４とプリドライバ２２との中間点に接続され、ソース端子が電圧ＶＥＥのグランドに接続される。 Field effect transistor (MOSFET-N) has a gate terminal connected to the output terminal of the operational amplifier (OP_AMP), is connected to an intermediate point between the drain terminal voltage drop section 24 and the pre-driver 22, the source terminal of the voltage VEE ground It is connected to.
平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなると、電圧降下量制御部２６は、以下のように動作する。 When the average voltage (V3p + V3n) / 2 is greater than the reference voltage Vref, the voltage drop amount control unit 26 operates as follows. すなわち、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧が上昇し、その結果、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）を流れる電流が増加する。 That is, the output voltage rises of the operational amplifier (OP_AMP), as a result, the current flowing through the field effect transistor (MOSFET-N) is increased. そうすると、電圧降下器２４を構成する抵抗Ｒ１を流れる電流が増加し、その結果、抵抗Ｒ１における電圧降下量Ｖが大きくなる。 Then, increases current flowing through the resistor R1 constituting a voltage drop section 24, as a result, the voltage drop V across resistor R1 increases. これにより、プリドライバ２２に印加される電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが小さくなり、その結果、プリドライバ２２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが低下する。 Thus, the smaller the voltage Vdc = VCC-V to be applied to the pre-driver 22, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 22, V3n decreases. この動作は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するまで続く。 This operation continues until the average voltage (V3p + V3n) / 2 is equal to the reference voltage Vref.
逆に、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなると、電圧降下量制御部２６は、以下のように動作する。 Conversely, if the average voltage (V3p + V3n) / 2 is smaller than the reference voltage Vref, the voltage drop amount control unit 26 operates as follows. すなわち、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧が低下し、その結果、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｎ）を流れる電流が減少する。 In other words, decreases the output voltage of the operational amplifier (OP_AMP), as a result, the current flowing through the field effect transistor (MOSFET-N) is decreased. そうすると、電圧降下器２４を構成する抵抗Ｒ１を流れる電流が減少し、その結果、抵抗Ｒ１における電圧降下量Ｖが小さくなる。 Then, reduces the current flowing through the resistor R1 constituting a voltage drop section 24, as a result, the voltage drop amount V is smaller in the resistance R1. これにより、プリドライバ２２に印加される電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが大きくなり、その結果、プリドライバ２２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが上昇する。 Thus, strong voltage Vdc = VCC-V to be applied to the pre-driver 22, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 22, V3n rises. この動作は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するまで続く。 This operation continues until the average voltage (V3p + V3n) / 2 is equal to the reference voltage Vref.
以上のようにして、電圧降下量制御部２６は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を基準電圧Ｖｒｅｆに一致させるように、電圧降下器２４における電圧降下量Ｖを制御する。 As described above, the voltage drop amount control unit 26, an average voltage (V3p + V3n) / 2 to match the reference voltage Vref, the control the voltage drop amount V in the voltage drop section 24.
なお、本具体例においては、基準電圧Ｖｒｅｆ及び平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、直接オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用しているが、これに限定されるものではない。 In the present embodiment, the reference voltage Vref and the average voltage (V3p + V3n) / 2, is adopted a configuration that directly input to the operational amplifier (OP_AMP), but is not limited thereto. すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆを、Ｂ１点（図５参照）に挿入されたローパスフィルタを介してオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力し、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２を、Ｂ２点（図５参照）に挿入されたローパスフィルタを介してオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）に入力する構成を採用してもよい。 That is, the reference voltage Vref, the via a low-pass filter inserted in a point B1 (see FIG. 5) inputted to the operational amplifier (OP_AMP), the average voltage (V3p + V3n) / 2, is inserted into the point B2 (see FIG. 5) a configuration may be adopted that input to the operational amplifier (OP_AMP) via a low-pass filter. このような構成を採用した場合、基準電圧Ｖｒｅｆに高周波ノイズが含まれていたり、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が変調によりばたついたりしても、これらに起因するオペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の入力電圧の変動を抑えることができる。 If such a configuration is employed, or contains high-frequency noise on the reference voltage Vref, the average voltage (V3p + V3n) / 2 even or flapping by the modulation, the input voltage of the operational amplifier (OP_AMP) caused by these it is possible to suppress the fluctuation. その結果、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧を安定化させることができる。 As a result, the output voltage of the operational amplifier (OP_AMP) can be stabilized.
本実施形態に係るＤＣ結合型レーザ駆動回路２の他の具体的な回路構成について、図６を参照して説明する。 For other specific circuit configuration of the DC-coupled laser drive circuit 2 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. 図６は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路２の第２の具体例を示す回路図である。 Figure 6 is a circuit diagram showing a second specific example of the DC-coupled laser drive circuit 2. なお、入力バッファ２１については、従来のＤＣ結合型レーザ駆動回路１００の入力バッファ１１０と同様に構成することが可能であるので、ここでも図示を省略している。 The input to buffer 21, since it is possible have a structure similar to that of the input buffer 110 of the conventional DC-coupled laser drive circuit 100, are omitted here.
本具体例におけるプリドライバ２２、メインドライバ２３、及び電圧降下器２４の回路構成は、それぞれ、第１の実施形態の第２の具体例におけるプリドライバ１２、メインドライバ１３、及び電圧降下器２４の回路構成と同様である。 Predriver 22 in this embodiment, the circuit configuration of the main driver 23, and the voltage drop section 24, respectively, the pre-driver 12 in the second example of the first embodiment, the main driver 13, and the voltage drop 24 is the same as the circuit configuration. 本具体例が第１の実施形態の第２の具体例と異なるのは、電圧降下量制御回路２６の入力である。 This example differs from the second example of the first embodiment, the input of the voltage drop amount control circuit 26.
本具体例における電圧降下量制御部２６は、一対の抵抗Ｒ，Ｒ'と、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）とにより構成される。 Voltage drop amount control unit 26 in this embodiment is comprised of a pair of resistors R, and R ', an operational amplifier (OP_AMP). 抵抗Ｒと抵抗Ｒ'とは、同一の抵抗値を有しており、抵抗Ｒと抵抗Ｒ'とによって、プリドライバ２２の非反転出力Ｖ３ｐと反転出力Ｖ３ｎの平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が得られる。 A resistor R the resistor R 'and has the same resistance value, the resistor R the resistor R' by the non-inverting output V3p the average voltage of the inverted output V3n of the pre-driver 22 (V3p + V3n) / 2 is obtained It is. オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の非反転入力には、この平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が入力され、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の反転入力には、定電圧源２７により生成された基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。 The non-inverting input of the operational amplifier (OP_AMP), the average voltage (V3p + V3n) / 2 is input to the inverting input of the operational amplifier (OP_AMP), the reference voltage Vref generated by the constant voltage source 27 is input. オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力端子には、電圧降下器２４を構成する電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のゲート端子に接続される。 The output terminal of the operational amplifier (OP_AMP), is connected to the gate terminal of the field effect transistors constituting the voltage drop section 24 (MOSFET-P).
平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなると、電圧降下量制御部２６は、以下のように動作する。 When the average voltage (V3p + V3n) / 2 is greater than the reference voltage Vref, the voltage drop amount control unit 26 operates as follows. すなわち、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧が上昇し、その結果、電圧降下器２４を構成する電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のゲート電圧が上昇する。 That is, the output voltage rises of the operational amplifier (OP_AMP), as a result, the gate voltage of the field effect transistors constituting the voltage drop section 24 (MOSFET-P) increases. そうすると、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のソース−ドレイン間抵抗が大きくなり、その結果、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）における電圧降下量Ｖが大きくなる。 Then, the source of the field effect transistor (MOSFET-P) - drain resistance is increased, as a result, the voltage drop amount V increases in field effect transistors (MOSFET-P). これにより、プリドライバ２２に印加される電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが小さくなり、その結果、プリドライバ２２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが低下する。 Thus, the smaller the voltage Vdc = VCC-V to be applied to the pre-driver 22, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 22, V3n decreases. この動作は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するまで続く。 This operation continues until the average voltage (V3p + V3n) / 2 is equal to the reference voltage Vref.
逆に、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなると、電圧降下量制御部２６は、以下のように動作する。 Conversely, if the average voltage (V3p + V3n) / 2 is smaller than the reference voltage Vref, the voltage drop amount control unit 26 operates as follows. すなわち、オペアンプ（ＯＰ＿ＡＭＰ）の出力電圧が低下し、その結果、電圧降下器２４を構成する電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のゲート電圧が上昇する。 In other words, it decreases the output voltage of the operational amplifier (OP_AMP), as a result, the gate voltage of the field effect transistors constituting the voltage drop section 24 (MOSFET-P) increases. そうすると、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）のソース−ドレイン間抵抗が小さくなり、その結果、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ−Ｐ）における電圧降下量Ｖが小さくなる。 Then, the source of the field effect transistor (MOSFET-P) - drain resistance is reduced, as a result, the voltage drop amount V is smaller in field effect transistors (MOSFET-P). これにより、プリドライバ２２に印加される電圧Ｖｄｃ＝ＶＣＣ−Ｖが大きくなり、その結果、プリドライバ２２の出力電圧Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが上昇する。 Thus, strong voltage Vdc = VCC-V to be applied to the pre-driver 22, as a result, the output voltage V3p of the pre-driver 22, V3n rises. この動作は、平均電圧（Ｖ３ｐ＋Ｖ３ｎ）／２が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するまで続く。 This operation continues until the average voltage (V3p + V3n) / 2 is equal to the reference voltage Vref.
本発明は、ＤＣ結合型レーザ駆動回路一般に広く適用することができる。 The present invention can be widely applied to the DC-coupled laser drive circuit common. 特に、ＡＯＣ（Active Optical Cable）に搭載するレーザ駆動回路や、ＰＯＮ(Passive Optical Network)においてバースト信号を生成するために用いるレーザ駆動回路などとして、好適に利用することができる。 In particular, it is possible to AOC and the laser drive circuit to be mounted on (Active Optical Cable), as such a laser driver circuit used to generate the burst signal in the PON (Passive Optical Network), is suitably used.
ことを特徴とするＤＣ結合型レーザ駆動回路。 DC-coupled laser drive circuit, characterized in that.
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ結合型レーザ駆動回路。 DC-coupled laser drive circuit according to claim 1, characterized in that.
ことを特徴とする請求項４に記載のＤＣ結合型レーザ駆動回路。 DC-coupled laser drive circuit according to claim 4, characterized in that.
ことを特徴とする請求項４から６までの何れか１項に記載のＤＣ結合型レーザ駆動回路。 DC-coupled laser drive circuit according to any one of claims 4 to 6, characterized in that.
ことを特徴とする駆動方法。 The driving method characterized in that.

References: V. 
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