Source: https://es.scribd.com/document/59305873/IEC-7P
Timestamp: 2019-04-26 16:04:47+00:00

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Cargado por Limbert Ath Qbrt
lab1 amplif operacional
filtro cuestiones
0741 ⇒ N ≥ 7.5 10 −3    KPa  P (KPa ) + - b) Un amplificador en tensión con entrada y salida diferencial  2R  v A − vB = 1 + 1  (v2 − v4 )  R0    + c) Conversor tensión intensidad de tipo Howland modificado: io = R3 + R4 1 (v A − v B ) R2 R4 + - d) Conversión intensidad-tensión a través de la resistencia a la entrada del A/D.741   P (Kpa )   R R0  R4  KPa  2  Como las presiones que se miden están en el rango 0 a 10 KPa.41 V. el rango de tensiones de entrada al conversor A/D es 0 V a 7. v AD = RL io + La función de transferencia global del circuito es:  2 R  (R + R4 ) 1  V  io = 1 + 1  3 RL = 0. el número de bits del conversor A/D debe ser: 2 − N 10 = 0.1) El circuito se compone de las etapas que se muestra en la siguiente figura: P Presión (KPa) + a) Transductor convierte la presión P de entrada en una tensión diferencial v2-v4:  V  v 2 − v 4 = 2.0741 V.08 ⇒ N =8 . esto es de 0. Si la resolución que se requiere es del 1%.
741 . que en este caso se puede leer directamente de las hojas características.15 W 2 2(R4 + RL ) T < 125ºC J La resistencia térmica máxima entre la unión y la carcasa se puede obtener del circuito térmico que se muestra: Θ P= 0. El valor por esta causa en la salida del sistema (VAD) es. el único error del sistema es el error de linealidad del transductor.15W 4) Incertidumbre de la medida de presión. La incertidumbre es únicamente la debida a la resolución del conversor A/D. Dado que el circuito electrónico es lineal y se le considera error de linealidad nulo. y en consecuencia. Los errores que se dan como el offset o la nolinealidad son parámetros estacionarios. 2 −810 U Display = = 0. % Elinealidad = 1 % FSS 3) Máxima potencia en el transistor y análisis térmico.15 W J A 25º Θ JA ≤ 125º C − 25º C = 667 º C / W 0. Efecto del error de linealidad. El transistor opera en clase A. Como el fondo de escala es de 25 mV. En las características del transductor no hay información de ruido aleatorio. el error de offset es % Eoffset = 1mV 100 = 4% 25mV Este tipo de error solo puede compensarse haciendo medidas a presiones patrones conocidas y estimando a partir de ellas el offset actual del transductor. Esto es. si sobre un equipo construido se mide sucesivamente la presión. la máxima potencia se consigue cuando en el transistor cae la mitad de la tensión de la fuente.0225 ⇒ IVAD = 2U Display = 0.67 mA V Vcc PQ max = cc = 0.2) Efecto del offset del transductor.06 KPa 0. En las hojas características se puede comprobar que el máximo offset del transductor es de 1 mV. 0 ≤ io ≤ 33. el efecto de offset o de linealidad dan siempre lo mismo (la incertidumbre es nula).045V 3 Lo que en presión equivale a I I P = VAD = 0.
permita satisfacer la funcionalidad prevista. La carga requiere que uno de sus terminales sea tierra.Ejemplo 7. El convertidor A/D es monopolar. ¿Satisfacen los offset de entrada del amplificador operacional µA741 este requisito?. 5º) Determinar los valores de los offset de tensión e intensidad de entrada de los amplificadores operacionales. En caso positivo. que respectivamente lee el valor de A/D y establece el valor del D/A. En el diseño utilizar amplificadores operacionales del tipo µA741. y transistores de baja potencia NPN y PNP de Silicio y de alta ganancia. se considera la resolución de 10 bits de ambos convertidores y se consideran ideales a los amplificadores operacionales. suponiendo una impedancia media. La impedancia de la carga fluctúa entre 4 y 6 ohmios. 3º) De acuerdo con el diseño propuesto en 1) escribir un programa que implemente procedure EstablecePotencia(PotenciaWatios: real). determinar la resistencia térmica que deben tener. y procedure PonDA(V:Word). Para ello. 4º) Si se disponen de resistencias con el 1% de precisión. Se necesita controlar con gran precisión y desde un computador la potencia que se suministra a una carga resistiva cuya impedancia no es bien conocida y que incluso varía lentamente con el tiempo. determinar la incertidumbre (para un nivel de confianza del 95%) en la potencia que establece el equipo. tiene un rango de entrada de 0 a 5 V y una resolución de 10 bits. A través de un convertidor A/D se mide la tensión que realmente se produce en ella y en función de ésta se corrige la intensidad aplicada para que la potencia sea la requerida. Considerar que se disponen de function LeeAD:Word.2: Control de la potencia a una carga. sea inferior a la mitad de la variación introducida por el cambio del bit menos significativo. 1º) Proponer el circuito de una fuente de intensidad controlada por tensión y un amplificador de tensión que bajo comportamiento ideal. y la potencia que se desea proporcionar se encuentra en el rango 1W a 5 W. Así mismo. y que haga pasar por la carga la potencia que se pasa en el argumento PotenciaWatios. . transistores de media potencia NPN 2N3055. 2º) Realizar una análisis térmico de los transistores de potencia y determinar si requieren disipadores. el convertidor D/A es monopolar su rango de salida es de 0 a 5 V y tiene una resolución de 10 bits. para que el error que introducen en la tensión que se establece en la carga y en la medida de la intensidad de la carga que se realiza. se controla desde el computador y a través de un convertidor D/A la intensidad que se aplica a la carga.
12 A Cálculo de las resistencias: El convertidor V/I se diseña para que con vv =5 V de entrada genere en su salida la intensidad máxima que requiere la carga 1.48 V Pmin / Rmax = 1W/6 Ω = 0.1) Se propone el circuito de la figura. R2. Como el amplificador V/V requiere una ganancia menor que la unidad. Las resistencias R4 y R5 son 10 000 veces mas altas que la carga. y las potencias que se van a suministrar en el rango 1W a 5 W. y con una etapa de potencia tipo A realizada con los transistores Q1 y Q2.12 A.vi ) = vi vi RI RI En este circuito se considera que el producto de las ganancias en intensidad β1β2de los transistores es suficientemente alta (>10. R3 y R4 son iguales.41 A ≤ i L ≤ Pmax / Rmin = 5W/4Ω = 1. se realiza mediante un divisor de tensión y un amplificador de ganancia unidad para desacoplar impedancias realizado con OA2. Si las cuatro resistencias R1. los rangos de las tensiones e intensidades en la carga son: Pmin Rmin = 1W * 4Ω = 2 V ≤ v L ≤ Pmax Rmax = 5W * 6 Ω = 5.000) para que la intensidad de la base de Q2 se pueda despreciar frente a la que pasa por la carga. Se realiza el convertidor V/I mediante una configuración realizada con el amplificador OA1. . La transresistencia de esta etapa es.( V cc . Av = vv = R6 v L R5 + R6 Con resistencias de carga RL en el rango 4Ω a 6 Ω. GV/I = i L = V cc . luego la intensidad que fluye por ellas es despreciable respecto de iL.
y la resistencia térmica entre unión y carcasa ΘJC=1. la funcionalidad del circuito es. Con las resistencias introducidas.5 > 5. Con estos valores de resistencias. la tensión en el convertidor A/D la tensión sea el fondo de escala de 5 V.71* 4 = 2.224 (A/V) vi vv = 0. con la que se obtiene una tensión de 5.91 v L 2) Análisis térmicodel transistor de potencia Q1.48 V en la carga.71 (A) = 4.84 V P RL = 0.46)=0.1 = 10. I L = 0. La resistencia del disipador entre carcasa y ambiente que se requiere para una temperatura ambiente de 25 ºC es.52 ºC/W.48 + 5 + 0. la potencia que hace que en el transistor Q1 cae la tensión Vcc/2=6 V.91 = ==> R5 = 2.5V R6 + R5 R7 = 2K La mínima fuente de alimentación que se requiere.46 Ω El amplificador V/V se diseña para que con la máxima potencia y carga.58 V Se elige una fuente de tensión de alimentación Vcc=12 V. cuando se suministra a la carga mínima (4 Ω). i L = 0.71 A v L = 0. R6 = 22K 5V R6 = 0.71* 2.26 W esto ocurre cuando.02 W De acuerdo con las hojas características del transistor 2N3055.12 A = 0. PQ1max = 6 (V)* 0. se calcula en el peor caso de potencia maxima (5 W) y resistencia máxima RL = 6Ω . La máxima potencia se disipa en Q1. la máxima temperatura de la unión TJmax = 200 ºC. V cc ≥ v L max + I L * R I + V CEsa = = 5.84 = 2.71 A.18K Av = 5.GV/I = 1 RI = 1.224 A/V ==> 5V R1 = 22K R 2 = 22K R 3 = 22K R 4 = 22K R I = 4. para esta tensión la intensidad que circula es iL=6/(4+4. .
Vi. CodVi := Vi/Fesc*CodFesc. 3) Programa que implementa el procedure EstablecePotencia. CodVi : word. (* Establece la potencia *) end. (* Intensidad que debe pasar por la carga *) (* Tensión que debe generar D/A *) Vi:= IL / 0. (* Código que debe ponerse en D/A *) PonDA(CodVi).25 T Jmax .224. Vv. La potencia de la carga se establece como P RL = V L I L = Vv * * V v V i * Ad V I GV/I = * Av Av RI y su incertidumbre se puede expresar como. IL.224. Vi:= IL / 0. .T a + PQ 1 ( Θ JC + Θ Rad ) = T J < 200 º C Θ Rad < 200 . const Fesc: real = 5.1. dada la alta resistencia que se puede admitir.52 = 39. (* Tensión en la carga *) RL:= VL/IL. (* Carga que realmente existe *) (* Corrijo la intensidad para que la potencia sea la requerida *) (* Intensidad que debepasar por la carga *) IL:= sqrt(PotenciaWatios/RL).26 PQ 1 Aunque no existen datos sobre la resistencia entre la carcasa y el medio ambiente del propio emcapsulado del transistor. var VL. (* Código que debe ponerse en D/A *) PonDA(CodVi). es razonable pensar que no se necesite un radiador externo. (* Código del fondo de escala *) const RMed: real = (6+4)/2. 4º) Incertidumbre en la potencia por errores en la resistencia y cuantización en convertidores. (* Resistencia media de las posibles *) begin (* Suponiendo carga media establezco la potencia *) IL:= sqrt(PotenciaWatios/Rmed). (* Establece la potencia *) (* Evalúo la carga real colocada *) (* Leo código del A/D *) CodVv:=LeeAD. var CodVv.T a .91 . Vv:= CodVv/CodFesc*Fesc.56 º C/W Θ JC ==> Θ Rad < 4.0. (* Tensión entrada A/D *) VL:= Vv / 0. (* Fondo de escala de los convertidores *) const CodFesc: word =1024. RL : real. procedure EstablecePotencia(PotenciaWatios : real). (* Tensión que debe generar D/A *) CodVi := Vi/Fesc*CodFesc.
U 2 PRL   ∂  2 ∂ ∂   2 ∂ ∂ =  P RL  U Vv +  P RL  U 2 +  P RL  U Vi +  P RL  U 2 +  P RL  U 2 = Av RI Ad  ∂Ad   ∂Vi   ∂Av   ∂Vv   ∂ RI  2 2 2 2  2  = P2 U Vv + U Av + U Vi + U RI + U Ad  RL 2 2 2 2 2 Ad  RI Av V i Vv 2 2 2 2 2 El valor de cada componente de la incertidumbre es. . V LOV = V OS < 5 2 n+1 ==> V OS < 5 2-11 = 2.R6 R5     =  +  ( + )2    ( + )2   3   R 5 R6   3   R 5 R6   2 2 2 2 5 -10 = 2 = 2. U Vv = Resolución D/A 3 2 5 -10 = 2 = 2. para un nivel de confianza del 95% (k=2) es 5º) Influencias de los offset de tensión e intensidad.44 mV 5 -11 = ( R5 // R6 ) I OS < 5 2n+1 ==> I OS < 2 3 = 1. 2 2 2   5W   5W   5W 2 = 2.22 mV V LOV 2 R2   5 2-11  R1  n+1 = 0.01 R 2    0.58 10 .3V  +  2.22 µA V LOI 2 10 En el amplificador µA741.026 U RI = 3 3 2 2 2 2  ∂Ad   ∂Ad   ∂Ad  2  ∂Ad  2 2 2   U Ad =   U R 4 +  ∂  U R 5 +  ∂R  U R′4 +  ∂R  U R′5 =    ’5   ∂ R4   R5   ’4  Evaluando la incertidumbre para una potencia de 5W y una resistencia de carga de 5 Ω.3 A  + U PRL  5V   0.82 10 .82 10 .01 R1    . el offset de tensión típico es de 1 mV y el offset de intensidad típico es de 20 nA. 5 -11   =  1 + R1 V OS < 5 Av 2n+1 ==> V OS < 2 = 1.3 VV 3 2  ∂Av   ∂Av   U R 52 +   U R 62 = U Av =   ∂ R6  ∂ R5     U Vi = Resoluci n A/D   0.3 V 3 3 Exactitud R I 0.82 10 .026 Ω  +    1Ω   1 I PRL = 2 U PRL = 2   =  W 2 W 2 La incertidumbre en la potencia. En el convertidor V/I.91   5V    5W  5W 0.01 R I = = 0.11 µA V LOI =  1 + ( R1 // R2 ) I OS < 5 Av 2 ==> I OS < 2 11 103 R2   En el convertidor I/V.82 10 .3  +  2.
La frecuencia de reloj fCLOCKLIN se establece a través del cristal de cuarzo. y la tensión de referencia VREF es la interna de 2. Características del conversor tensión frecuencia fOUTmax 0. y tiene la curva de transferencia VA -VB que se muestra en la gráfica.2 1.5 Voltios. dado que el ancho de banda de la variación de la señal luminosa es de 80 Hz. fOUT Input Voltaje vA El conversor tensión-frecuencia ha sido construido con el circuito AD7741.Ejemplo 7. es necesario poder hacer medidas desde el ordenador con una frecuencia de al menos 160 Hz.0 0. Así mismo.6 0. La curva de transferencia de este circuito es la que se muestra en la figura.05 fCLOCKIN 0 vREF vIN .4 1. y la medida de la frecuencia mediante una tarjeta contador incorporada al computador. A efecto de este análisis se considera ideal dentro de su rango de comportamiento logarítmico.15%. la conversión de la señal en una señal de impulsos modulada en frecuencia que se transfiere por una fibra óptica. cuyas hojas características se acompañan a este examen.3 Sensor de infrarrojos remoto En un sistema telescópico se dispone de un sensor de infrarrojos que debe detectar intensidad luminosa por unidad de superficie (iluminancia) dentro de tres ordenes de magnitud. El sensor de infrarrojos es lineal dentro del rango requerido.2 0.8 0. ya que no se ha conectado el terminal RefIn. su detección a la entrada del VDD LED RefIn 10K Circuito de adaptación lineal I-V Amplificador Logarítmico Circuito de adaptación lineal V-V PD VDD Is VA + VB + VIN Conversor lineal v-F fOUT AD7741 VC + ClkIn ClkOut GND Fibra óptica Output Voltaje vB 1. El amplificador logarítmico ha sido construido utilizando el circuito TL441. Se necesita leer la iluminancia desde un ordenador con un error relativo que en el peor caso debe ser inferior al 0.005 a 5 lux .4 0.0 10-4 10-3 10-2 10-1 100 101 Al PC Contador_0 (16 bits) Contador_1 (16 bits) Fotodiodo Al PC computador mediante un foto diodo. tiene una sensibilidad de 1 mA/lux y una impedancia interna de 10KΩ.45 fCLOCKIN fOUTmin 0. desde 0. Dados los requerimientos del sensor y del proceso de medida se ha optado por una conversión de rango logarítmica.
. muestreando a la frecuencia de 160 muestras por segundo. determinar: 1) Diseñar los dos circuitos de conversión lineal que se requieren y elegir la frecuencia del cristal de cuarzo para el sistema satisfaga la funcionalidad requerida. determinar exactamente el error relativo máximo que se consigue con el diseño propuesto. (* Retorna la cuenta del contador 0 *) function Read_1: Word. 2) Proponer un programa detallado que permita obtener un registro de la señal que corresponda a un segundo de señal. Para el sistema de medida que se ha descrito. Ambos contadores se arranca (Start) y para (Hold) por una misma señal hardware. (* Para la cuenta de ambos contadores simultáneamente *) function Read_0: Word. (* Inicial la cuenta de los contadores desde cero *) procedure Hold. (* Retorna la cuenta del contador 1 *) 3) Determinar si pueden utilizarse los amplificadores µA741C en los circuitos de acoplo lineal que se haya propuesto en función de sus características de offset de tensión y de intensidad de entrada y de las especificaciones de error propuestas en el circuito. y en consecuencia su cuenta corresponde siempre a un mismo tiempo. Así mismo. Suponer en el programa que se dispone de las siguientes funciones de control de los contadores: procedure Start.A fin de evitar los errores que se introducen por los retrasos introducidos por la ejecución del software. 4) Determinar si pueden utilizarse los amplificadores µA741C en los circuitos de acoplo lineal que se haya propuesto en función de sus características de ruido y de las especificaciones de error propuestas en el circuito. se ha introducido un segundo contador que cuenta la frecuencia del reloj ClockOut.
005 Is(mA) 5.001 V a 1. la primera R depende del valor de Rs y si esta tiene una LM741 + variabilidad alta.0 K = 1/ 3 v  1  v  ⇒ L ⇒ v B = K L log A  = log A   V  3  0. endrá efecto sobre la exactitud vA del sistema.25ms) 1. Cuestión 1: CLKOUT CLKIN Circuito de Is 10K adaptación lineal I-V + VA Amplificador Logarítmico + VB Circuito de adaptación lineal V-V VIN + VC PD VDD LED Conversor lineal v-F AD7741 GND REFIN Fibra óptica Al PC Contador (16 bits) Fotodiodo Diseño Global: Max Min F(Lux) 5.0 ⇒ v B = 1 .2003 Solución del examen.0 2. tiene la ecuación de transferencia v A = 0. ni la naturaleza del sensor).0 0. El amplificador logarítmico.800 17. Esto significa que el primer circuito de adaptación lineal.0 V. y en consecuencia del factor del conversión I-V sería del 0. debe satisfacer: R v A (volt ) = 200(Volt / Amp) * I s ( Amp) LM741 Este circuito de adaptación puede ser: + vA Is Rs R1 R1 // Rs = R = 200 Ω ⇒ R1 = 204 Ω Nota: De las dos configuraciones.005 vA(Volt) vB(Volt) vC(Volt) FOUT(Hz) N(T=6.0 1.0 307.280 0.0 0.18% que supera el error admitido.5 2.764.950 La tensión vA está limitada por el rango de entrada del amplificador logarítmico que es 0.INSTRUMENTACIÓN ELECTRÓNICA DE COMUNICACIONES Febrero.001  v A = 1 .200 1.0 Vr = 0. Se puede comprobar que si Rs tuviese Is Rs R una variación del 10% la varición del paralelo.001  r   .001 0.0 0.001 ⇒ v B = 0. pero requiere que el sensor sea flotante(El enunciado del problema no dice nada sobre la variabilidad de Rs. El segundo circuito no depende de Rs.
que debe ser al menos la necesaria para poder medir con una frecuencia de 160 muestras/s. Este se puede implementar como: R2= 15 KΩ R3= 10 KΩ R4= R2//R3= 6 KΩ vB R3 R2 R4 LM741C + vC A fin de incrementar la resolución.000 Hz fOUT= 2.00625 = 80 Hz.760 Hz b) No de sobrepasar el máximo del convertidor AD7741: fCLOCKin<6.056% El error relativo que se obtiene en la medida del flujo luminoso es inferior al que estaba especificado en el enunciado del problema.Como el rango de entrada del conversor v-f es de 0 volt a 2.485. Is y F: %F = %Is=%vA=%vB= 0.5. Hay dos límites para esta frecuencia: a) No debe saturar el contador durante el tiempo de cuenta TC. se debe elegir la frecuencia fCLOCKin mas alta posible en el conversor v-f.5 cuenta/0. Error absoluto en vC: ∆vC = ∆fOUT * Vref / fCLOCKin /0.144.764.400 Nmax= 17.00625 < 65536 ⇒ f CLOCKin < 10.05 + C 0. TCmax= 1/160 = 0.00625 s.5 vC= 0.4    Vref   Las cuentas máximas para los contadores son: Contador_0: Contador_1 vC= 2.144.000 Hz Con esta frecuencia la relación entrada salida del conversor tensión-frecuencia es:   v f OUT = fCLOCKin *  0.15% . el segundo circuito de adaptación lineal v-v ha de ser un amplificador de ganancia 2.144.056%     Errores relativos en vA..4 = 81 µVolt  ∆vC K L  Error relativo en vB: %v B = 10010 − 1 = 0. N Max = f CLOCKin * 0.5 cuenta Error absoluto en fOUT: ∆fOUT = 0.800 Hz fOUT= 307.200 Hz Nmax= 38.056%< 0.5 volt. %F= 0.920 Calculo de los errores por cuantización de los contadores: Error absoluto en el contador: ∆N= 0.000 Hz Elegimos el cristal para la mas restrictiva de ambas: fCLOCKin= 6.0 fCLOCKin= 6.280 Nmax= 1.
NumMuestra-1. logaritmico en voltios *) cosnt RI:Real=200. proxMuestra:= proxMuestra + TM. end. (* frecuencia del v-f en Hz *) const FCLOCKIN:real = 6144000.0 nA Ioffset=20. (* Constante del amplificador logaritmico *) const Ln10:real = ln(10. f[muestra]:= i_s * 1000.. logaritmico en voltios *) const KBC:real =2.4*(fout / FCLOCKIN-0. vb:= vc/KBC.00625. fout:= fclockin*Read_1/Read_0.001. (* Retorna en la variable f que se pasa por referencia un array con 160 muestras correpondientes a 1 segundo de la señal flujo luminoso en Lux *) var muestra: 0. for muestra= 0 to NumMuestras-1 do begin delay until proxMuestra. (* Cuenta la muestra que se mide *) var proxMuestra: Time.5. Start. (* Ganancia conversor lineal v-v *) const VR: real =0. (* Salida del sensor en amperios *) var va:real. (* Constante del conversor v-f *) var vb: real . (* Salida del Ampl.05). (* Neperiano del número 10 *) var i_s: real. ………….. (* Entrada Ampl.0). Hold.0 nA .. ProxMuestra:= Clock + TM. (* Intervalo de muestreo en segundos *) begin Start. (* Constante del amplificador logaritmico *) const KL= 1.0.Cuestión 2: const NumMuestras:Natural= 160.. type Registro: array [0. (* Proximo Time para muestreo *) var fout: real. Cuestión 3: Los parámetros de offset de entrada del amplificador operacional LM741C son (utilizo valores medios): Voffset=2. vc:= VREF / 0. va:= exp(ln (VR) + vb / KL * Ln10). (* Frecuencia del crystal en Hz *) var vc: real. (* Transresistencia del I-V de entrada *) const TM: Duration = 0.0.5. end. (* Entrada del conversor v-f en voltios *) const VREF: real = 2.0.0/3.NumMuestras] of Real. i_s:= va / RI.0.0 mV Ibias= 82. procedure Registro_1s(var f : Registro).
por lo buscando un A.0 mV vCoffset= 0 (ya que Rp=Rn) vCoffset= (1+R2/R3)Ioffset *R4 = 0.0015=1. es en tres ordenes de magnitud superior. es solo un órden de magnitud superior. para un error relativo de 0. Comentario: Se comprueba que el offset introducido por la intensidad de offset del amplificador operacional es del mismo orden de magnitud que el requerido.001 es: ∆vAmax = 0.0 E-15 V2/Hz fce=100 Hz i2nw=4.0015)=0. Así mismo el offset introducido por la tensión de offset del amplificador operacional. para un error relativo de 0.15% en la entrada F es: ∆vCmax = KL*log(1+%F/100)= 1/3 log(1+0. Cuestión 4: Los parámetros relativos a ruido del amplificador operacional son: e2nw=3.0 E-25 A2/Hz fT= 1Mhz fci=2000 Hz .001*0.5 µV El offset que introduce el amplificador operacional LM741C es mucho mayor que el que se requiere la aplicación.Offset en la salida del primer amplificador (conversor lineal I-V): Debida a tensión de offset: Debida a Intensidad Bias: Debida a Intensidad offset vAoffset= Voffset = 2.0 mV vAoffset= 0 (ya que Rp=Rn) vAoffset= Ioffset *R1 = 4 µV Error absoluto mínimo que se requiere en la salida vA. por lo que quedan pocas esperanzas de encontrar un amplificador operacional adecuado. Offset en la salida del segundo amplificador (conversor lineal V-V): Debida a tensión de offset: Debida a Intensidad Bias: Debida a Intensidad offset vCoffset= (1+R2/R3)Voffset = 5. El problema requiere técnicas de calibrado con entrada nula para compensar el offset.O con un offset 3 veces menor se puede obtener el requerimiento.15% en su valor mínimo vAmin=0.3 mV Error absoluto mínimo que se requiere en la salida vC. por lo buscando un A.217 mV El offset que introduce el amplificador operacional LM741C es mayor que el que se requiere la aplicación.O con un offset 2 veces menor se puede obtener el requerimiento. Comentario: Se comprueba que el offset introducido por la intensidad de offset del amplificador operacional es del mismo orden de magnitud que el requerido. Pero el offset introducido por la tensión de offset del amplificador operacional. por lo que se puede buscar un amplificador operacional adecuado.
001*0.0015=1.6 µF Is no introduce ruido.5 E − 7  f     L   Debido a ruido térmico: v ARrms = 4 KT (R p + Rn )( NEB f H − f L ) = 3.5 µV El amplificador operacional no satisface el requerimiento de ruido por dos ordenes de magnitud. ya que la anchura de banda de la señal es de 80 Hz Comentario: Esto se podría conseguir con el circuito siguiente.87 E − 5 Vrms v App = 6 v Arms = 4.87 E − 5  f    L   Vrms Debido a inw:   f  v Airms = i 2 nw  fci R 2 p + R 2 n log H  + NEB f H − f L  = 7. debido a cada una de las fuentes son: En este amplificador: Ganancia unitaria : Av= 2.57 (Calculamos el ruido directamente a la salida del amplificador) Debido a enw:   f   v Aerms = e 2 new  fce log H  + NEB f H − f L  = 6.El ruido rms en la salida del amplficador del conversor linear I-V. También este circuito supone que el condensador de 1. Pero esto se podría resolver disminuyendo la anchura de banda en 4 ordenes de magnitud hasta 100Hz.25E − 5 Vrms ( ) Vrms Ruido total debido a las tres fuentes: v Arms = v 2 Aerms + v 2 Airms + v 2 Aerms = 6. debido a cada una de las fuentes son: En este amplificador: Ganancia unitaria : Av= 1 Anchura de banda: fH= fT = 1 MHz Frecuencia mínima: fL= 1 Hz (Se considera la situación establecida en la cuestión 2 en la que se adquiere un registro de 1 segundo de señal) Rp= Rn = 200 Ω NEB = 1.6 µF LM741C El ruido rms en la salida del amplficador del conversor linear V-V. siempre que la impedancia de entrada del amplificador logarítmico fuese muy superior a 1 KΩ.12 E − 4 V pp Dado que el máximo error absoluto que se admite en esta tensión es de ∆vAmax = 0. _ + Rs R1 R1 1 KΩ vA 1.5 .
17 E − 5 Vrms vCpp = 6 v Arms = 7.81E − 5 Vrms Ruido total debido a las tres fuentes: vCrms = v 2 Aerms + v 2 Airms + v 2 Aerms = 1.02 E − 5 V pp Dado que el máximo error absoluto que se admite en esta tensión es de ∆vCmax = KL*log(1+%F/100)= 1/3 log(1+0.217 mV Este amplificador operacional LM741C si satisface el requerimiento de ruido establecido en el problema.43E − 5  f     L   ( ) Vrms Debido a ruido térmico: v ARrms = Av 4 KT (R p + Rn )( NEB f H − f L ) = 2.09 E − 4  f    L   Vrms Debido a inw:   f  vCirms = Av i 2 nw  fci R 2 p + R 2 n log H  + NEB f H − f L  = 3.0015)=0. .Anchura de banda: fH= fT / Av = 0.4 MHz Frecuencia mínima: fL= 1 Hz (Se considera la situación establecida en la cuestión 2 en la que se adquiere un registro de 1 segundo de señal) Rp= Rn = 6 KΩ NEB = 1.57 (Calculamos el ruido directamente a la salida del amplificador) Debido a enw:   f   vCerms = Av e 2 new  fce log H  + NEB f H − f L  = 1.
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