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Timestamp: 2019-07-20 13:55:24+00:00

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RECEPTOR SDR SDR
Una colaboración de EB3EMD,Fernando
Tradicionalmente los equipos receptores y transceptores de radiocomunicaciones son equipos constituidos por multitud de componentes electrónicos, los cuales forman circuitos sintonizadores, etapas de frecuencia intermedia, detectores, amplificadores de baja frecuencia, etc…, es decir, están constituidos por “hardware”. Posteriormente, en los años 1980´s y 1990´s se introdujeron microprocesadores en estos equipos para el control de funciones internas (controles desde teclados y pulsadores) y para añadir nuevas prestaciones (relojes, pantallas informativas, programadores, etc…), y también se introdujo la posibilidad de controlar los equipos de radio desde un ordenador, añadiendo al equipo de radio puertos de comunicación o interfaces para la conexión al ordenador. En estos casos, y usando el software adecuado, es posible controlar desde el ordenador numerosas funciones del equipo de radio, igual o mejor que desde los controles del propio equipo. También en la década de los 1990´s comenzó la introducción en los modernos equipos de radio de los chips DSP o “Procesadores Digitales de Señal“, los cuales permiten mediante técnicas digitales realizar filtros de paso de banda y de supresión de ruidos, entre otras posibilidades, muy eficaces, mejor que los realizados tradicionalmente con circuitos analógicos.
Un chip DSP es básicamente una especie de CPU en miniatura, un chip microprocesador con un juego de instrucciones pequeño, pero capaz de ejecutarlas a una velocidad muy superior a la velocidad de una CPU corriente, gracias a una estructura simplificada y al reducido juego de instrucciones.
En cualquier caso, siempre se trata de equipos de radio realizados enteramente con componentes electrónicos, o sea, en términos informáticos se definirían como “radios hardware”. Pero desde principios de la década del 2000 radioaficionados como Gerald Youngblood (AC5OG), comenzaron a investigar y desarrollar un nuevo concepto de equipos de radiocomunicaciones, los equipos de radio desarrollados por programa o “radios software“, en siglas SDR (Software Defined Radio), en los que la parte hardware (circuitería) es mínima, y la mayor parte de las funciones que definen un equipo de radio se definen por software (programas) en un ordenador PC o de otro tipo, dotado de tarjeta de sonido (requisito necesario).
En primer lugar hay que decir que hay una enorme diferencia entre una radio definida por programas (SDR) y otra controlada por programas. Casi todos los equipos de radio modernos dotados de interfaces informáticos son equipos que tienen la opción de ser controlados por ordenador, permitiendo que desde este último se gobiernen y visualicen parte o todas las funciones y parámetros que normalmente están presentes en el frontal del equipo: frecuencia, elección de modo de operación (AM, FM, CW, SSB…), control automático de ganancia (CAG), etcétera. Incluso hay equipos de radiocomunicaciones que ni siquiera tienen un panel frontal de mandos e indicadores, siendo controlados totalmente desde el ordenador, el cual realiza todas las funciones del panel de mando del equipo, mostrando además éste en la pantalla del ordenador.
Las técnicas DSP comenzaron a ser introducidas en la década de los 90’s para funciones eficaces de filtrado y de redución de ruido en las etapas de audio, y actualmente se usan también para las etapas de FI de los receptores de radio más modernos, con mejores prestaciones que las clásicas etapas de FI de filtros resonantes sintonizados a la FI. Pero en cualquier caso, tanto unos como otros no dejan de ser al fin y al cabo equipos de radio convencionales, a pesar de los “añadidos avanzados” que estas técnicas puedan introducir.
Una radio software (SDR), en cambio, tiene casi todos sus “componentes” definidos y funcionando en forma de programas en un ordenador, a excepción de un mínimo de componentes físicos necesarios, externos al ordenador, que no pueden ser definidos por software en el ordenador. Y mientras no sea activado ese software o conjunto de programas, el equipo de radio no será tal, sino que será un simple conjunto de unas cuantas placas electrónicas externas, incapaces de hacer nada práctico. Es el software SDR que se haga funcionar en el ordenador el que define el esquema de modulación a emplear (AM, FM, SSB…), el tipo de silenciador (squelch), cómo actua el CAG, y, en fin, todo el equipo de radio. Y aunque las radios SDR funcionan con el software SDR que se hace funcionar en el ordenador, la mayor parte del trabajo no la hace en sí el ordenador, sino el dispositivo SDR empleado en éste (que, como veremos, habitualmente es la tarjeta de sonido).
Además una radio SDR es muy flexible, ya que modificando o reemplazando sus programas de software, o añadiendo nuevos programas, se consigue modificar sus funcionalidades, como es añadir nuevos modos o mejorar sus prestaciones. Ello permite también acomodar el SDR a las necesidades de cada tipo de usuario (radioaficionados, servicios de emergencias, etc…).
En la digitalización de las señales de entrada, se transforman las señales analógicas de entrada, que son “continuas en el tiempo” (y con un número de valores de amplitud teóricamente infinitos), en una secuencia de señales “discretas en el tiempo“, esto es, que se presentan a intervalos de tiempo determinados, y que se denominan “muestras“. Una vez digitalizadas estas muestras de la señal analógica (transformando cada muestra en un número fijo de bits), las señales eléctricas que las componen (los bits) tendrán un número de valores posibles de amplitud fijo y determinado, dos en el caso de las señales digitales binarias (denominados “0” y “1” lógicos).
El proceso por el que las señales analógicas de entrada se transforman en señales discretas en el tiempo se denomina “muestreo“. A este respecto, en 1933 Harry Nyquist estableció que cuando se digitalizan señales analógicas, para que posteriormente se pueda recuperar la señal analógica original mediante el proceso inverso (Conversión Digital-Analógica), la señal analógica debe ser muestreada a una velocidad como mínimo igual al doble de la frecuencia más alta presente en la señal analógica. La frecuencia máxima de la señal analógica de entrada es recomendable que sea limitada mediante el empleo de un filtro de pasobanda, denominado “filtro antialiasing“. Ello evita el efecto de “aliasing“, por el cual, al recuperar por el proceso inverso la señal analógica original, ésta puede aparecer distorsionada. El aliasing aparece cuando en el proceso de digitalización, la señal analógica de entrada tiene componentes cuyas frecuencias son superiores a la mitad del valor de la frecuencia de muestreo, y no son suprimidas antes de realizar el muestreo.
Así, por ejemplo, el oído humano puede llegar a percibir frecuencias en el rango de 20 Hz a 20 KHz (en el mejor de los casos), y por ello la digitalización de las señales de audio de alta fidelidad requiere que sean muestreadas al menos a 40 KHz (40.000 muestras por segundo). De hecho, en el caso de los CD’s de audio el muestreo empleado es de 44,100 KHz (lo cual previene también el aliasing). Esta velocidad de muestreo la soporta actualmente también cualquier tarjeta de sonido para sus conversores A/D. Además, muchas tarjetas de sonido incluyen un filtro antialiasing interno con una frecuencia de corte próxima a los 20 KHz.
Una vez la señal ha sido muestreada y digitalizada por la tarjeta de sonido, podemos procesarla como queramos, por ejemplo demodulándola: en modulación de amplitud (AM) se haría detectando la amplitud de la envolvente de la señal, en modulación de frecuencia (FM) habría que seguir las variaciones de frecuencia de la señal… Todos estos procesos se realizan mediante cálculos matemáticos adecuados por software, pues al fin y al cabo las señales digitales son señales discretas que representan valores numéricos (en formato binario) y por tanto (éstos) se pueden se pueden tratar matemáticamente con el software adecuado para realizar algo. Los resultados numéricos de estos tratamientos matemáticos son también representados por señales digitales, las cuales se llevan internamente a unos conversores Digital-analógicos (D/A) implementados en la propia tarjeta de sonido, para convertirlas a señales de audio equivalentes, que son amplificadas y conducidas a las salidas de altavoz de la tarjeta de sonido (caso de las modulaciones de fonía), o que son procesadas para mostrar la información en la pantalla del ordenador (caso de los modos digitales).
Un ejemplo: si recibimos una señal modulada de 28 MHz (no importa cuál sea el tipo de modulación) y la mezclamos con la señal pura de 20 MHz suministrada por un oscilador local, en la salida del mezclador obtendremos varias “versiones” de la señal recibida, una centrada en 8 MHz (28-20), y otra en 48 MHz (28+20), y también se tendrá algo de las señales originales de 28 y 20 MHz. Al decir que estas señales resultantes de la mezcla son “versiones” de la original significa que mantienen la misma modulación que la señal original (la de 28 MHz), sólamente difiere la frecuencia, que es diferente a la de la señal original (ha habido un cambio de frecuencia, sin modificar el esquema de modulación).
En un receptor que opera por conversión de frecuencias, se debe introducir un filtrado adicional a la salida del mezclador, para dejar pasar la señal que nos interese (por ejemplo, la de 8 MHz), y elimine las demás (las de 48, 28 y 20 MHz en el ejemplo). Eliminar por filtrado las señales no deseadas es fácil, pero supone una pérdida de energía respecto a la señal original, lo que perjudica el rendimiento del receptor en cuanto a la relación señal/ruido (eso es así porque la potencia de la señal de entrada útil, la de antena en este caso, se distribuye entre sus dos “versiones” cambiadas de frecuencia, además que el mezclador introducirá pérdidas adicionales en el proceso de conversión de frecuencia).
Los modernos receptores de radio, como son los receptores superheterodinos, operan con este procedimiento: La señal recibida en antena es convertida a una “Frecuencia Intermedia” (FI) de un valor fijo dado mediante el uso de un oscilador local y un mezclador, y la FI obtenida a la salida del mezclador es filtrada y amplificada en una etapa de varios pasos sintonizados a la frecuencia de la FI, de manera que sólo ésta, y no las otras señales que se obtienen a la salida del mezclador, es suficientemente filtrada y amplificada antes de entregarla al demodulador. Dependiendo de la calidad de los pasos sintonizados a la FI, la selectividad del receptor será mejor o peor, esto es, tendrá mejor o peor rechazo a frecuencias adyacentes a la sintonizada. Valores típicos de FI en los receptores superheterodinos ordinarios son 455 KHz (receptores de frecuencias bajas: Onda Media, Onda Larga y también Onda Corta) y 10,7 MHz (para frecuencias más altas, como es la banda de radiodifusión en FM y los buenos receptores de Onda Corta).
En efecto, supongamos que la frecuencia intermedia de un receptor superheterodino de Onda Corta es de 455 KHz. Significa que el oscilador local del receptor deberá oscilar 455 KHz por encima o por debajo de la frecuencia que se desea recibir. Si se desea recibir la frecuencia de 10.455 KHz, el oscilador local deberá oscilar a 10.000 KHz (o a 10.910 KHz), pero con esta frecuencia del oscilador también podrá recibir la frecuencia de 10.000 – 455 = 9.545 KHz, la cual sería la frecuencia imagen de 10.455 KHz. Dependiendo de la calidad del circuito de sintonía del receptor, esta frecuencia imagen será mejor o peor rechazada, pero en este caso, la relativa proximidad entre ambas frecuencias, y la baja selectividad de los circuitos de sintonía a esas frecuencias, hace que la frecuencia imagen sea normalmente poco rechazada, con lo que se escucharían en el mismo punto de sintonía del receptor señales que se transmitan en ambas frecuencias, 10.455 KHz y 9.545 KHz.
El simple procedimiento de conversión de frecuencia en un receptor de conversión directa no es el adecuado para un receptor SDR por los problemas anteriormente mencionados. El tipo de conversión utilizada elimina estos problemas, y se basa en el procedimiento que en los primeros días de la SSB se utilizó para conseguir la modulación de Banda Lateral Unica (BLU), eliminando en el proceso de modulación la banda lateral que no interesaba, sin el uso de los filtros a cristal de pasobanda estrecho (2,5 – 3 KHz) que se usan hoy en día para dejar pasar la banda lateral que interesa y eliminar la otra.
Dicho método, conocido como “Método de fase“, consistía en usar un doble mezclador balanceado al cual se aplicaban dos versiones de la frecuencia del oscilador local, una en fase y la otra desfasada 90 grados, y dos versiones de la señal recibida en antena, una en fase y otra desfasada 90 grados. Si ésta última estaba desfasada exactamente +90 grados respecto a la otra, a la salida del mezclador se obtenía la banda lateral superior, cancelando la banda lateral inferior, mientras que si estaba desfasada -90 grados, la que se cancelaba era la banda lateral superior, obteniéndose la banda lateral inferior.
Este procedimiento, empleado tanto para la modulación como para la demodulación, se denomina Mezcla en cuadratura, Detección de SSB por giro de fase, o Mezcla con rechazo de imagen. El doble mezclador empleado se denomina Mezclador de cuadratura o Mezclador IQ. Esta última denominación se debe porque a la señal convertida correspondiente a la original no desfasada se denomina Señal en Fase o Señal I (“In phase signal“), mientras que la señal convertida correspondiente a la señal original desfasada +90 (o -90) grados se denomina Señal en Cuadratura o Señal Q (“Quadrature signal“).
Este procedimiento, como se ha dicho, fue empleado con éxito en multitud de equipos de SSB en los primeros años de este nuevo modo de modulación que supliría a la AM (a mitad de los 1950’s), hasta la aparición de los equipos de SSB con filtros de banda de cristal a principios de los años 1960’s. Pero el problema de este sistema era que para que fuera realmente efectivo, las dos señales I y Q debían estar bien balanceadas en amplitud y fase, ya que incluso mínimas inexactitudes en el desfase de 90 grados de la señal Q, o en la igualdad de amplitud de las dos señales I y Q, da lugar a que no desaparezca totalmente la banda lateral (frecuencia imagen) que debía suprimirse, perjudicando el rendimiento del equipo. Conseguir implementar mediante circuitos analógicos (lo que había entonces) un desplazador de fase de +90 grados, que fuera preciso y uniforme en amplitud y en desplazamiento de fase en todo el ancho de banda de las señales de audio moduladoras (300 a 3400 Hz), era muy difícil de conseguir, y por ello nunca se conseguía una supresión elevada de la banda lateral no deseada. Alcanzar supresiones de 40 dB para la banda lateral no deseada con este procedimiento requería componentes analógicos de calidad y era bastante caro y difícil de conseguir. No obstante, de poderse conseguir desfases precisos de 90 grados, la modulación y demodulación eficaz de la SSB (y del resto de modulaciones) se vuelve fácil, y esto es mucho más fácil de conseguirlo digitalizando las señales I y Q. De hecho, actualmente muchos circuitos integrados de RF emplean exclusivamente las señales I y Q para realizar diversos procesos.
De hecho los equipos SDR se basan en este principio, como se ve en la figura 2, que muestra el principio de funcionamiento de un mezclador en cuadratura: La señal de RF de frecuencia fc es llevada a dos mezcladores idénticos en paralelo. El oscilador local genera la frecuencia de mezcla, flo, que es inyectada directamente al mezclador inferior (señal “seno”) para obtener la señal I a la salida del mezclador. Una parte de la señal flo pasa por un desfasador de 90 grados para obtener una señal del oscilador local desfasada 90 grados (señal “coseno“) que es llevada al mezclador superior, obteniéndose a su salida la señal en cuadratura Q. Las señales I y Q pasan por sendos filtros de banda (LPF) para eliminar las frecuencias no deseadas que aparecen en los procesos de mezclado de las señales, filtrando la señal deseada, y a continuación, son muestreadas (a la frecuencia de muestreo fs) y digitalizadas individualmente en sendos conversores analógico-digitales (A/D) para obtener las señales I y Q digitalizadas (It, Qt, discontinuas en el tiempo).
Construir un receptor SDR para ser usado con el ordenador es bastante sencillo: Sólo hay que realizar una “etapa frontal” que incluya el paso de antena y el mezclador de conversión directa en cuadratura, capaz de entregar en sus dos salidas las señales I y Q (señales idénticas pero desfasadas 90 grados) a nivel de bajas frecuencias, y entregar ambas señales a los canales izquierdo y derecho de una de las entradas de la tarjeta de sonido del ordenador (la cual ya incorpora los conversores A/D que permiten muestrear y digitalizar ambas señales. Una vez realizado esto, el software SDR cargado en el ordenador se encargará de todo lo demás, obteniéndose el resultado del procesado de las señales en los altavoces conectados a la salida de la tarjeta de sonido.
EL DETECTOR DE TAYLOE
El esquema empleado por Gerald (AC5OG) en su equipo SDR para obtener las señales I y Q es el llamado Detector por muestreo en cuadratura (QSD). Gerald se inspiró en un detector patentado por Dan Tayloe (N7VE, radioaficionado y técnico que trabaja para Motorola), que es un elegante detector por muestreo que toma muestras de la señal de RF cuatro veces por ciclo de su portadora, dando lugar a cuatro salidas de la señal de RF con desfases respectivos de 0, 90, 180 y 270 grados. Y al tratarse de un circuito muestreador y no de un mezclador, se obtienen las señales I y Q, pero sin las pérdidas y otras problemáticas propias de los mezcladores. Dicho detector se conoce también como “Detector Tayloe” (en honor a su desarrollador). Veamos su funcionamiento.
Imaginemos un conmutador rotativo conectado al circuito de entrada o de antena, (Figura 3) de cuatro posiciones, que gira a la frecuencia de portadora (Fc) de la señal de RF que queremos detectar. En cada contacto hay un pequeño condensador a masa. Durante el giro del conmutador, cada contacto, al ser “tocado” por el conmutador, recibirá la tensión de la señal de RF entrante, durante exactamente un cuarto de ciclo de portadora. El nivel de tensión de RF presente en la entrada del conmutador es aplicado al condensador, el cual quedará cargado con un valor de tensión promediado entre los valores de la tensión de la señal de RF entrante en ese cuarto de ciclo de la portadora. El condensador mantiene esta tensión de carga un cierto tiempo, y un ciclo de portadora después el conmutador volverá a tocar el mismo contacto y se repetirá el mismo proceso. Las tensiones adquiridas así por cada condensador, al ser integradas (promediadas) a lo largo de las sucesivas muestras, dan lugar a una señal audio en bornes de cada condensador.
Se obtienen así cuatro señales de audio con distintos desfases en las salidas del conmutador rotatorio. A partir de estas cuatro señales se obtienen las señales I y Q necesarias para realizar la demodulación mediante SDR. Las señales con desfases de 0 y 180 grados se aplican en las dos entradas de un amplificador operacional, obteniéndose en su salida la componente en fase I, mientras que las señales con desfases de 90 y 270 grados se aplican a las entradas de otro amplificador operacional, obteniéndose en su salida la componente en cuadratura Q.
BW  =  --------------
Pi * Rant * C
Es obvio que los cuatro condensadores de muestreo del detector Tayloe deberán ser exactamente iguales para obtener las mejores características de este tipo de detector.
El detector Tayloe opera similarmente a un filtro de conmutación digital, y ello significa que opera como un filtro seguidor de muy alto Q. El ancho de banda de la señal que entrega a su salida depende del número total de condensadores de muestreo, 4 en total (uno por posición del conmutador rotatorio), por lo que el ancho de banda de la señal de salida será:
BW  =  -------------------
4 * Pi * Rant * C
El detector de Tayloe es elegante, con muy buenas características, y puede ser realizado uno completamente (sin el oscilador local) con tres o cuatro circuitos integrados comerciales adecuados. La Figura 4 muestra un ejemplo de detector Tayloe realizado con pocos circuitos integrados. Este consiste en un demultiplexor FET 1:4 tipo PI5V331, que realiza la función de conmutador rotatorio de la señal de antena sobre los cuatro condensadores de muestreo. Dos chips flip-flops duales tipo 74AC74 están conectados como divisor por cuatro tipo Johnson, el cual genera a partir de una señal de reloj (generada por el oscilador local) las dos señales de reloj desfasadas 90 grados que gobiernan el conmutador rotatorio PI5V331. Las salidas de este conmutador, conectadas a los respectivos condensadores de muestreo, son llevadas a las entradas de un par de amplificadores operacionales de instrumentación, de muy bajo ruido, tipo LT1115, para formar por suma diferencial de fases las señales I y Q, las cuales serán llevadas a alguna entrada analógica de la tarjeta de sonido para su digitalización.
Dado que la impedancia de antena Rant es conectada el 25 % de cada ciclo de rotación del conmutador rotatorio a alguna entrada de los amplificadores operacionales, será la resistencia de entrada de ambos amplificadores operacionales, por lo que si Rf es la resistencia de realimentación de cada amplificador operacional, la ganancia de éstos será:
G  =  0,25 * Rf / Rant   =   Rf / (4 * Rant)
Hasta ahora hemos descrito cómo se traslada la señal de RF a frecuencias de audio (es decir, a Banda base), y la generación de las componentes I y Q ; falta todavía filtrar y demodular las señales, además de otros procesados en audio que se deseen. Ello se realiza digitalmente, por lo que hay que digitalizar las señales I y Q y luego procesarlas digitalmente. Por ello el diseño de AC5OG emplea una tarjeta de sonido común para digitalizar las señales I y Q y para proporcionar todas las funciones del receptor, sacando partido a la potencia del DSP implementado en la tarjeta de sonido y usando el software adecuado.
Sin emplear más que los programas adecuados, casi todas las tarjetas de sonido pueden ser programadas para actuar como un CAG, demodular una señal, eliminar señales no deseadas (como en los equipos más caros con DSP), reducir el ruido (NB), silenciar (squelch),… absolutamente todo lo que puedan hacer los equipos de radio, mas algunas cosas de las que éstos son incapaces; y todo ello en el ordenador. Desafortunadamente, los detalles de cómo se hace todo eso son demasiado extensos para describirlos aquí. Los mismos principios rigen en el otro sentido en transmisión, desde el micrófono que capta la voz hasta la señal enviada hacia la antena.
Cuando tenemos una señal modulada en amplitud (AM), lo único importante de la señal es la amplitud de la envolvente de la señal de RF (no la amplitud instantánea de la onda, sólo la de pico o cresta de cada semiciclo de la onda). Un detector de AM a diodo simplemente responde a la amplitud de la envolvente, que es la señal moduladora de BF que interesa obtener.
En un receptor que maneje señales I y Q, al estar ambas desfasadas 90 grados entre sí, si se representan vectorialmente sus amplitudes y fases en un gráfico de ejes de abcisas y ordenadas (x,y), la representación será del siguiente tipo (diagrama de fases en el plano complejo):
donde la longitud de los vectores I y Q representan las amplitudes de dichas señales. En este tipo de diagramas vectoriales, los ángulos de fase se giran en sentido antihorario.
Con este tipo de diagramas, el conjunto de las dos componentes I y Q se puede representar por un único vector resultante R, con un ángulo de fase ß. Dado que las componentes I y Q de este diagrama son “ortonormales“, esto es, perpendiculares entre sí (desfasadas 90 grados entre sí), el valor de la amplitud instantánea del vector R se calcula fácilmente por el teorema de Pitágoras, ya que R es la hipotenusa del triángulo recto formado por I y Q como lados catetos:
R  = \/  I²  +  Q²
Sin embargo, en las modulaciones de fase, como son la FM (modulación de frecuencia) o la PM (modulación de fase), en la modulación el ángulo de fase de la portadora varía con la amplitud de la señal moduladora (y en el caso de la FM ello conduce a la apariencia que la frecuencia de la portadora varía con la amplitud de la señal moduladora), y por ello la demodulación depende de las variaciones de la fase instantánea de la señal de RF. Esto a nivel de las señales I y Q implica que las amplitudes de estas dos componentes no varían de la misma forma en cada instante, y por tanto el ángulo de fase ß del vector R variará con el tiempo. De cómo varía este ángulo de fase dependerá la forma de la señal moduladora, y por tanto, el conocimiento del valor de este ángulo de fase con el tiempo permite la demodulación en fase o en frecuencia. Si conocemos las amplitudes instantáneas de las componentes I y Q, el ángulo de fase ß se puede deducir mediante la siguiente expresión:
ß  =  Arctang (Q / I)
El detector de Tayloe entrega las señales I y Q a nivel analógico. Estas son entregadas a la tarjeta de sonido, la cual en un primer paso las muestrea y las digitaliza. Al digitalizar las señales I y Q, se obtienen una sucesión de conjuntos de bits discretos en el tiempo, que codifican numéricamente el valor de amplitud de ambas señales. Es decir, la digitalización de las señales I y Q da lugar a una sucesión de números binarios que indican las amplitudes instantáneas de ambas señales a intervalos regulares en el tiempo. Y como números que son, ya pueden ser manejados matemáticamente, por lo que ya se pueden aplicar las fórmulas anteriores para conocer los valores del vector R y de su ángulo de fase ß, que permitirán conocer los valores de amplitud de la envolvente, en el caso de las modulaciones de AM, y de los desplazamientos de fase y frecuencia de la señal recibida, en el caso de las modulaciones FM y PM. Es decir, el cálculo numérico permite la demodulación de las señales de RF moduladas en AM, FM y PM. Los resultados de estos procesos matemáticos son también valores binarios, que al ser aplicados a un conversor digital-analógico (incluido en la tarjeta de sonido), permite obtener la señal moduladora ya a nivel analógico, la cual una vez amplificada es llevada al altavoz conectado a la tarjeta de sonido.
Para el caso de las modulaciones de banda lateral única (SSB), el proceso es algo más complicado, ya que el cálculo numérico sobre los valores digitales de las componentes I y Q requiere de más pasos de cálculo que para la AM y la FM, pero conociendo las expresiones matemáticas que se han de aplicar para determinar la forma de la señal moduladora a partir de los valores de amplitud de R y del ángulo de fase ß, tampoco es mucho problema realizar la demodulación de SSB. Y lo mismo se puede decir para cualquier otro tipo de modulación que se haya aplicado a la señal recibida en antena para poder demodularla.
Por ello, dado que en los receptores SDR hay muy poco procesado analógico de la señal, el método de conversión de frecuencia y detección empleado, y la posibilidad de gobernar muchos parámetros, es de esperar que un equipo de estas características superará las prestaciones de los mejores transceptores disponibles hoy en día.
Una de las herramientas más potentes de los dispositivos DSP es el uso de las Transformadas Rápidas de Fourier, FFT (Fast Fourier Transform), una herramienta matemática que permite realizar muy diversos tratamientos de las señales digitalizadas (filtrados, demodulaciones, ecualizaciones, etc…), y que se emplea por ello en los receptores SDR para el tratamiento de las señales I y Q entregadas por el hardware del equipo SDR. En este tipo de receptor se emplean las FFT y su función inversa, IFFT (Transformada Rápida de Fourier inversa) para las funciones de modulación y demodulación en banda lateral única (SSB) y para funciones de filtrado de señales.
Matemáticamente lo que hace una FFT es transformar señales en el dominio del tiempo a señales equivalentes en el dominio de la frecuencia, esto es, dada una señal cuya forma de onda es conocida a lo largo del tiempo (dominio del tiempo), es analizada para conocer su composición espectral, esto es, para conocer el conjunto de frecuencias que las componen y sus amplitudes respectivas (dominio de la frecuencia). Cualquier señal está compuesta por una o más componentes de distintas frecuencias, y los análisis matemáticos de Fourier permiten deducir las distintas frecuencias y sus amplitudes que componen una señal cualquiera en función de la forma de la onda de la señal. Así, una señal senoidal pura está constituida por una única frecuencia (tono puro), mientras que si la forma de la onda senoidal se distorsiona, aparecen junto con la frecuencia fundamental f otras frecuencias adicionales, como pueden ser frecuencias armónicas de la fundamental (2f, 3f, 4f,…), bandas laterales junto a la frecuencia fundamental, frecuencias aleatorias que representan al ruido, etc…, todo ello dependiendo de la forma de onda de la señal.
La forma de la onda de la señal en el tiempo es conocida, ya que se deduce de los sucesivos valores instantáneos de amplitud de ésta en el tiempo, y dado que al ser digitalizada la señal los valores de amplitud se codifican en valores numéricos binarios a intervalos de tiempo regulares, se pueden aplicar a estos las fórmulas matemáticas de Fourier para conocer la composición espectral de la señal analógica original.
A cada filtro de paso de banda muy estrecho se denomina “Bin“, y en realidad la banda de paso de cada bin se solapa algo con la del bin anterior y posterior, tal como se muestra en la Figura 5, donde se muestran los Bins solapados. Si el solapamiento entre bins consecutivos es en puntos a -3 dB, la respuesta de la FFT es lineal.
R  = \/  I²  +  Q²          ß  =  Arctang (Q / I)
Si en una FFT se emplean N bins (N es el “tamaño” de la FFT), y la señal está digitalizada con una frecuencia de muestreo fs, el ancho de banda de cada bin, BWbin, será:
BWbin  =  fs / N
fn  =  ---------
BWbin  =  44100 / 4096  =  10,7666 Hz      (ancho de cada bin)
fn  = n * 10,7666  Hz
Filtros de banda: Se tomará sólo las señales contenidas en determinados bins, omitiendo la información contenida en el resto de bins. Según el número de bins consecutivos tomados, el filtro será más ancho o más estrecho de banda, y con fuerte rechazo de las frecuencias fuera de banda (filtros muy selectivos).
Conversión de frecuencia (se traslada el contenido de uno o varios bins a otros bins: Hacemos conversiones de frecuencias).
Demodulación de telegrafía (CW) y banda lateral única (SSB) (en la SSB, basta determinar en qué bin estaría situada la portadora suprimida en el proceso de modulación de SSB, según se trate de USB o LSB , y entonces los bins vecinos se corresponderán con la señal moduladora).
Selección de banda lateral: útil para moduladores de SSB en transmisores de radio SDR: Conocido el espectro de la señal de AM, es fácil filtrar la banda lateral deseada tomando sólo la información contenida en los bins situados al lado adecuado del bin que contiene la frecuencia portadora.
Filtros de ruido, filtros de muesca, etc…
Squelch selectivo de frecuencia.
Ecualizadores gráficos (o control de tono, se realizan permitiendo asignar amplificaciones o atenuaciones ajustables a los distintos bins).
Otros procesos de modulación y demodulación (RTTY, PSK31, DRM, etc…).
Una vez la señal ha sido completamente procesada en el dominio de la frecuencia, es fácil convertirla de nuevo al dominio del tiempo, es decir, a una única señal equivalente definida como sucesión de valores de amplitud en el tiempo. Para ello se usa la operación matemática conocida como “Inversa de la Transformada rápida de Fourier“, IFFT (inverse FFT). Con la señal ya procesada y devuelta al dominio del tiempo, pueden realizarse algunas funciones adicionales en un receptor SDR, tales como la función de Control automático de ganancia (AGC), que se basará en la lectura de los valores de pico (máximos) de la señal a lo largo del tiempo, para controlar un amplificador o atenuador digital de ganancia variable que maneja la señal.
Las funciones de modulación y demodulación en AM, FM, SSB, RTTY, PSK (y otros modos que se deseen implementar), filtrado DSP y supresión de ruidos, AGC, control de frecuencia (control del DSS), etc…, están implementadas en el software SRD cargado en el ordenador.
Para evitar los inconvenientes de la conversión de las señales de entrada de antena directamente a banda base de BF (nivel de ruido mayor en frecuencias próximas a 0 Hz, típico de las conversiones directas), el receptor SDR no hace una conversión de frecuencia directa a banda base de 0 Hz, sino que hace una conversión a banda base de 11,025 KHz. Es decir, la frecuencia del oscilador local controlado por DDS aplicada al detector Tayloe ha de estar desplazada en 11025 Hz respecto a la señal sintonizada. Ello ayuda a reducir el efecto de los ruidos de fase de la señal generada por el oscilador-generador de frecuencias, y los ruidos próximos a 0 Hz. Una vez que la señal en banda base de 11025 Hz es digitalizada, es fácil usando el software adecuado pasarla a banda base de 0 Hz, antes de continuar con el resto de procesos de tratamiento digital de la señal (filtrados de ruidos, demodulación, etc…).
El software SDR original desarrollado por Gerald incluye muchas otras prestaciones adicionales. Es un software de “código abierto” (está publicado todo su código de programa, escrito en Visual Basic), por lo que está abierto a que cualquier usuario con conocimientos de programación pueda modificarlo para mejorar aspectos de éste o introducir nuevos modos y nuevas prestaciones.
Memorias para almacenar diversas condiciones de operación en las distintas bandas (anchos de banda de los filtros, tipo de CAG, etc…). Permite almacenar hasta cuatro configuraciones por cada banda de trabajo, seleccionables mediante clics del ratón.
Posibilidad de controlar dos transverters, y de operación en modo “split”. Ello está pensado a nivel del hardware mediante el uso de dos VCO, y de las funciones adecuadas en el hardware de control.
Y bastante más cosas…
IMPORTANCIA DE LA TARJETA DE SONIDO
Las prestaciones de un receptor SDR dependen totalmente de las prestaciones del chip DSP que procesa las señales I y Q, y en consecuencia, de que la tarjeta de sonido empleada en el ordenador contenga un chip DSP de mejores o peores prestaciones.
En efecto, usando una muy buena tarjeta de sonido, las prestaciones que proporciona al equipo SDR son elevadas, en cuanto a sensibilidad, selectividad e intermodulación, siempre que se ajusten los parámetros del software proporcionado para el equipo SDR a valores óptimos (lo cual puede ser un poco complicado). Debe tenerse en cuenta que la tarjeta de sonido procesa el audio entregado por el hardware o circuitería física del receptor SDR, y es una banda de audiofrecuencia que es digitalizada por un conversor A/D, procesada digitalmente por el DSP de la tarjeta y por el software SDR, y convertida de nuevo a sonido analógico mediante un conversor D/A, para escucharla en los altavoces conectados a la tarjeta de sonido.
La calidad del chip DSP, y por tanto, de la tarjeta de sonido, depende fundamentalmente de dos parámetros:
Resolución del chip DSP:
La resolución del chip DSP (o de la tarjeta de sonido que lo soporta) indica el número de bits por muestra de señal analógica digitalizada. Cuanto mayor sea esta resolución, mayor será el rango dinámico del equipo SDR.
Un rango dinámico muy alto hace que la tarjeta tenga una tendencia a la intermodulación y bloqueo por señales fuertes mucho menor y se equipare en este aspecto a los mejores equipos de radio convencionales. Los muestreos a una tasa de bits por muestra más alto permite que la tarjeta pueda muestrear eficazmente señales mucho más débiles, aumentando la sensibilidad del SDR.
Las primeras tarjetas de sonido tenían una resolución de 8 bits. Actualmente, la mayoría de las tarjetas de sonido para ordenador son de 16 bits de resolución, lo que proporciona una calidad de sonido bastante buena para las aplicaciones normales de audio. Pueden diferenciar 216 = 65.536 niveles de señal de audio. También existen tarjetas de sonido de 24 bits de resolución, que son empleadas para aplicaciones de sonido profesional, y por ello no se fabrican tarjetas de sonido de mayor resolución (32 bits o más) ya que es innecesario en el campo del sonido profesional. Una tarjeta de 24 bits pueden diferenciar 224 = 16.777.217 niveles de audio. Las tarjetas SoundBlaster de gama alta son de esta resolución.
Para una tarjeta de sonido o dispositivo DSP, su rango dinámico viene dado por:
Rango dinámico (dB) = 20 * log 2n (n = nº de bits de resolución)
que corresponde a 98 dB para resoluciones de 16 bits, y 144 dB para resoluciones de 24 bits. Esto es, con 16 bits se pueden distinguir señales con diferencias de nivel de -98 dB, y con 24 bits, se pueden distinguir diferencias de señales de -144 dB. Ello es teórico, ya que en la práctica se necesitan algunos bits para digitalizar una señal muy débil que tenga un aspecto mínimamente sinusoidal, lo que significa que el número de bits de resolución es en realidad inferior: Si suponemos que se emplean 4 bits para digitalizar señales muy débiles, quedan 12 bits de resolución real para las tarjetas de 16 bits, y 20 bits para las tarjetas de 24 bits, lo que corresponde respectivamente a rangos dinámicos de unos 74 dB para tarjetas de 16 bits (lo que es bastante corto para un equipo de radioaficionado), y de unos 120 db para tarjetas de 24 bits (lo cual ya está bastante bien y está a la altura de los buenos receptores de radioaficionado).
A la práctica, las tarjetas de sonido de 16 bits ordinarias (incluidas las que están incorporadas en las placas base de los ordenadores personales actuales) proporcionan un rango dinámico real de unos 68-75 dB (frente a los 98 dB teóricos), lo que haría que la calidad del receptor SDR fuera mediocre y poco operativo, mientras que para las tarjetas de 24 bits el rango dinámico real es de unos 90-100 dB.
La frecuencia de muestreo:
La frecuencia de muestreo va a determinar el ancho de banda máximo que podrá filtrar, monitorizar y procesar simultáneamente la tarjeta de sonido o el dispositivo DSP.
En efecto, el ancho de banda monitorizado corresponde a la mitad de la frecuencia de muestreo empleada:
Para una frecuencia de muestreo de 48 KHz, la unidad DSP puede monitorizar un ancho de banda de 24 KHz, esto es, +-12 KHz alrededor de la frecuencia del oscilador de conversión.
Para una frecuencia de muestreo de 96 KHz, la unidad DSP puede monitorizar un ancho de banda de 48 KHz, esto es, +-24 KHz alrededor de la frecuencia del oscilador de conversión.
Para una frecuencia de muestreo de 192 KHz, la unidad DSP puede monitorizar un ancho de banda de 96 KHz, esto es, +-48 KHz alrededor de la frecuencia del oscilador de conversión (agunas bandas de radioaficionado de HF tienen asignados segmentos para la práctica de la telegrafía de sólo 100 KHz, por lo que con una tarjeta o dispositivo DSP de 192 KHz de frecuencia de muestreo, prácticamente se puede monitorizar y trabajar la casi totalidad del segmento sin cambiar la sintonía del oscilador de conversión, que incluso puede ser un oscilador de frecuencia fija a cristal de cuarzo).
Las tarjetas de sonido de altas prestaciones actuales (tarjetas para aplicaciones profesionales, denominadas como tarjetas “pro”), incluyen más entradas de audio, pueden muestrear a velocidades más elevadas que las tarjetas más convencionales (pueden llegar a los 192 KHz de velocidad de muestreo), y con una mayor tasa de bits para las muestras (muestras de 24 bits, por ejemplo), y sus conversores A/D y D/A pueden responder a frecuencias desde 0 a incluso 96 KHz, y garantizan un rango dinámico en audio que casi alcanza los 100 dB o lo superan.
Hay equipos SDR que funcionan con la tarjeta de sonido del ordenador, y equipos SDR que incorporan una tarjeta DSP especialmente diseñada y que por tanto no requieren de la tarjeta de sonido del ordenador, utilizando éste sólo para controlar funciones básicas del equipo SDR (selección de frecuencia, selección de modos, filtros, etc…). Incluso hay dispositivos DSP con elevadas frecuencias de muestreo, de varios megahertzios, lo que permite que el receptor DSP pueda cubrir un ancho de banda de varios megahertzios, e incluso ser empleado como analizador de espectros.
Pero este equipo, como la mayoría de los equipos SDR del momento, se controla desde un ordenador externo en el cual funciona el programa SDR que lo maneja. A través de la conexión Firewire, el programa SDR del ordenador externo controla la frecuencia del oscilador de conversión del equipo, y por tanto, su sintonía, así como la selección de modos, filtros de banda, etc… Aunque todo el trabajo de procesamiento de las señales I y Q lo realiza la unidad DSP incorporada en el transceptor, haciendo innecesario el concurso de la tarjeta de sonido del ordenador externo, el transceptor envía muestras de las señales I y Q a través de la conexión Firewire al ordenador externo para que el programa SDR pueda realizar las funciones de visualización del espectro y de sintonía de señales.
HPSDR (High Performance Software Defined Radio, Radio Definido por software de altas prestaciones) es un proyecto para la creación de una nueva generación de equipos de radio de HF de tecnología SDR para su uso por los radioaficionados y los radioescuchas de la Onda Corta (SWL’s). Los equipos HPSDR son de característica modular, y su desarrollo incluye tanto la parte física o hardware, que es de tipo modular, como el software o programas que lo hacen funcionar, software que es de licencia “open source”, esto es, software de código abierto, y por tanto, el código de los programas es de conocimiento público, y de libre uso incluso para su estudio y modificación por el usuario.
El desarrollo hardware de un equipo HPSDR es de tipo modular: El equipo estaría constituido por una serie de módulos, cada uno de los cuales es diseñado para realizar una función determinada, y la interconexión entre los distintos módulos del equipo es a través de un bus de datos común soportado sobre una placa base, la cual dispone de los conectores necesarios para enchufar los distintos módulos. Físicamente esto es bastante similar a la estructura de un moderno ordenador PC de base, donde hay una placa base o “motherboard”, con una serie de conectores a los cuales se enchufan distintas tarjetas de ampliación de funciones del sistema (tarjeta de vídeo, de sonido, módem telefónico, tarjeta de red, etc…).
PANDORA : Proyecto de caja destinada a albergar todo el conjunto HPSDR. Alberga la placa base Atlas, las tarjetas enchufadas a ésta, un par de ventiladores de refirgeración, y en una de sus caras, están dispuestas ventanas alargadas para que asomen los conectores de los distintos módulos del sistema (similarmente a las “bahías” de las cajas de los ordenadores PC de base, por las que asoman los conectores de las placas de expansión del sistema).
Revista CQ RadioAmateur, Edición española, nº 243 (marzo 2004) y 287 (Marzo 2008)
Documento “Software defined Radio modèle SDR-1000, de Luc Favre (F6HJO-HB9ABB)
Documento “A software-Defined Radio for the masses, part 1“, de Gerald Youngblood (AC5OG)
Sitio web del grupo HPSDR.
Primera versión: Junio 2004
Fuente: https://www.ea1uro.com
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