カレントミラー
図3には出力抵抗を大きくするために負帰還を加えたカレントミラー回路が示してある。オペアンプがあることによって、これらの回路はゲイン増強型カレントミラー回路と呼ばれることもある。あるいは許容電圧が比較的低いため、ワイドスイング型カレントミラー回路と呼ばれることもある。とりわけMOSFETを用いたミラー回路では、この考えに基づいた様々な回路が用いられる。なぜなら、MOSFETはそれ自体の出力抵抗がそもそも小さいからである。図4にはMOSFETを用いたゲイン増強型カレントミラー回路が示されている。ここで、M3とM4は線形領域で動作しており、図3におけるエミッター抵抗REと同じ役割を果たしている。M1とM2は飽和領域で動作しており、図3におけるQ1とQ2と同じ役割を果たしている。図3の回路がどのような動作をするかは以下の通りである。
オペアンプには、抵抗REに接続されているQ1, Q2のエミッター端の電圧差V1 − V2が入力される。この電圧差はオペアンプによって増幅され、出力トランジスタQ2のベースに出力する。
このタイプのミラー回路の利点は、関数fがデバイス幅Wに対して線形変化するということであり、Shichman-Hodgesモデルよりもさらに正確なモデルにおいてもほぼ線形性は満たされる。したがって、二つのトランジスタ幅の比をそれぞれ調整することによって、参照電流値の整数倍の大きさの電流を生成することが可能である。
Shichman-Hodgesモデルは一世代前のトランジスタ技術においてのみ正確であるが、今日においてもその簡潔さからよく用いられている。近年ではより現実的なモデルに基づいてコンピュータでのシミュレーションによって電流電圧特性を計算する。この現実的なモデルでは、VGS依存性が二乗則に従わない、VDS依存性が単にλVDSで表されていない、という違いがある。その他の現実に即していない式としては、性能のチャネル長Lに関する依存性がある。GrayやMeyerらによって指摘されているように、L依存性に大きく寄与しているのはλである。彼らは、λは通常実験データから決定されなければならない、と指摘している。
個々のデバイス間でさえも閾値電圧Vthは大きな分散があるため、ディスクリートな部品でカレントミラー回路を構成するのは問題がある。ソース減衰抵抗によってこの分散が幾分補償されたとしても、その抵抗値は非常に大きくなるため、出力抵抗が(小さくなることによって)犠牲になる。従って、MOSFETでのカレントミラー回路は集積回路、または同一基板上でのものに限られる。