負反饋放大器是一種將輸出訊號按比例反饋回輸入訊號，從而達到控制的放大器。透過引入負反饋，放大器的效能，例如增益的穩定性、線性、頻率響應、階躍響應等，可以得到改善。此外，製造過程以及使用環境所造成的器件引數偏差對放大器效能的影響，可以透過引入負反饋緩解。由於以上優點，負反饋放大器在許多放大電路以及控制系統中有著廣泛的應用。 一個負反饋放大器具有負反饋模式的三個基本元素（如圖 1）：一個開環增益為 AOL 的放大器、一個係數為 β 1 的負反饋網路以及一個加減運算電路。上述三個元素只有放大器本身是必須的，在某些情況中，另外兩個元素可能被省略。例如，在電壓跟隨器中，反饋網路以及求和電路並不必需。 概述 普遍地說，所有的電子裝置都提供了一定的功率增益（例如真空管、雙極性電晶體和場效電晶體），然而它們實際上大多屬於非線性器件。負反饋可以透過降低增益來改善器件的線性。如果放大器沒有正確地設計為負反饋，那麼放大器的工作會變得不穩定，其產生的結果是一些不希望看到的行為，例如振盪。可以利用貝爾實驗室的哈里奈奎斯研究出的奈奎斯特穩定判據來研究反饋放大器的穩定性。 反饋放大器具有以下特點： 優點： 能根據需要增加或減少輸入阻抗（根據反饋形式） 能根據需要增加或減少輸出阻抗（根據反饋形式） 降低訊號失真（增加線性） 展寬頻帶 使增益對引數擾動的靈敏度降低 能夠控制放大器的階躍響應 缺點： 如果設計不周，可能會導致工作不穩定 放大器的實際增益降低 接入反饋的放大器（也稱閉環放大器）的輸入、輸出阻抗與未接入反饋的放大器（也稱開環放大器）的增益有關。 歷史 負反饋放大器是由哈羅德史蒂芬布萊克在他 1927 年 8 月 2 日前往貝爾實驗室途中發明的。布萊克當時正在努力研究降低電話通訊中中繼放大器訊號失真的解決辦法。當時，布萊克在他購買的《紐約時報》的一處空白記錄下了他的靈感，Currently on display at Bell Laboratories in Mountainside New Jersey 即一個類似圖 1 的框圖，以及一些推導的方程。 他隨後在 1928 年 8 月 8 日向美國專利局提交了他的發明，之後耗費了 8 年時間才正式發表了這一專利。後來，布萊克寫到：導致如此嚴重的時間延遲的原因之一是這一概念與專利局的固有思維太過違背，以至於他們最初認為這套系統根本不可能工作。 經典反饋 降低增益 在下面的敘述中，接入反饋網路的放大器的閉環增益Afb 由放大器的開環增益（openloop gain）AOL 以及反饋係數 β（決定輸出量以何種比例反饋到輸入端）共同決定。如圖 1，開環增益 AOL 大多數情況下是頻率和電壓的函式；反饋係數 β 由引入放大器的反饋網路形式決定。對於一個運算放大器，可以利用兩個電阻構成分壓器來為反饋網路設定介於 0 與 1 之間的反饋係數。也可以引入電容器和電感元件等具有特殊響應特性的元件來修改反饋網路的特性，使其來實現調頻或者產生震盪特殊功能能夠。引入反饋之後，電壓放大器的增益可以由下面的過程推導。 當沒有引入反饋時，輸入電壓 Vin 直接接在放大器的輸入端，相應的輸出電壓是 V_out A_OLcdot V_in 現在假設接入一個反饋係數為 β 的反饋電路，那麼，輸出電壓與輸入電壓與反饋電壓的差值直接相關。這個差值作為接在放大器輸入端的 輸入電壓 V_in V_in beta cdot V_out 將它代入第一個式中替換 Vin，則 V_out A_OL V_in beta cdot V_out 整理得 V_out 1 beta cdot A_OL V_in cdot A_OL 這樣，反饋放大器的閉環增益 Afb 可以表達為 A_mathrm fb frac V_mathrm outV_mathrm in frac A_OL1 beta cdot A_OL 如果 AOL 1，那麼 Afb 1 β，並且等效的放大倍數（閉環增益）Afb，則可以透過改變反饋係數 β 來設定，由此改變反饋網路的效能（這樣的反饋系統通常可以方便地設定），提高放大的線性以及穩定性。同時需要注意的是，如果 β AOL 1，則放大器的實際增益為無窮大，這樣放大器將產生振盪，系統將變得不穩定。二者的乘積可以在奈奎斯特圖中顯示整個反饋網路的穩定性（也可以利用更為簡單的波德圖進行分析）。 L β AOL 在反饋分析中十分常見，有時也被稱作是環路增益。1 β AOL 在分析中也較為常見，被稱為倒靈敏度因數或改善因數。 展寬頻帶 thumb380px 圖 2：具有反饋和不具有反饋的單級放大器的增益 頻率曲線；截止頻率在圖中被標識出。 反饋網路也可以被用來展寬放大器的頻帶，但是增益相應地必須減少。圖 2 展示了上述的這一點，可以透過下面的方式理解此曲線圖：當沒有介入反饋網路，開環增益中只含有一個頻率響應時間常數 A_OLf frac A_0 1 j f f_C 這裡，fC 為放大器的截止頻率。在這一例子中，fC 104 赫茲，零位頻率時的增益為 A0 105。上圖顯示了截止頻率左側，增益基本維持不變，不過當頻率大於截止頻率，增益會下降。當反饋網路被引入，則閉環增益的計算公式為 A_fbf frac A_OL 1 beta A_OL frac A_01jff_C 1 beta A_01jff_C frac A_0 1 jff_C beta A_0 frac A_0 1 beta A_0left 1j frac f 1 beta A_0 f_C right 上面最後一式表示，反饋放大器仍然具有單一時間常數的行為方式，但是截止頻率透過乘以 1 β A0 得到了擴充套件，不過零位頻率處的增益幾乎以相同的倍數減少。這一特性被稱作是增益帶交換。增益和頻寬總是此消彼長。在圖 2 中，1 β A0 103，因此 Afb 0 105 103 100 VV，fC 增加到 104103 107 赫茲。 當放大器的開環增益具有多個極點，而非上述例子中所示的單極點，則引入反饋可以得到復極點（，具有實部和虛部兩部分）。在雙極點的情況中，反饋放大器在其截止頻率附近得到其最佳的頻率響應，且在階躍響應中會發生訊號過沖。當有多個極點時，反饋放大器會變得不穩定，併產生振盪。對於複雜情況較為詳細的討論，可以參閱相關專業的文獻。 訊號流分析 上述的說明有一個理想化的處理，就是將網路分割成兩個獨立的模組（即擁有各自獨立確定的傳遞函式），這是 電路劃分 的一個例子，在此情況下就是指劃分為一個正向放大模組和一個反饋模組。在實際的放大器中，資訊流不是像這裡展示的如此單向化。通常這些模組會視為二埠網路，考慮雙向的資訊傳遞。然而，把放大器轉換成這種形式並不容易，尤其是當涉及到的反饋並不是全域性的（即直接從輸出到輸入）而是區域性的（即反饋網路內涉及輸入或輸出端子以外的節點）。 在這些更一般的情況下，放大器的分析更為直接，不用像圖中劃分成模組，而是使用基於訊號流分析的分析，如以及漸近增益模型。For an introduction see Choma 對訊號流的方法評論道： In contrast to block diagram and twoport approaches to the feedback network analysis problem signal flow methods mandate no a priori assumptions as to the unilateral or bilateral properties of the open loop and feedback subcircuits Moreover they are not predicated on mutually independent open loop and feedback subcircuit transfer functions and they do not require that feedback be implemented only globally Indeed signal flow techniques do not even require explicit identification of the open loop and feedback subcircuits Signal flow thus removes the detriments pervasive of conventional feedback network analyses but additionally it proves to be computationally efficient as well 採用此建議，根據 DAmico et al 作出一個負反饋放大器的訊號流圖。根據這些作者的用法，記號如下： 變數 xS xO 表示輸入和輸出訊號，此外準確示出了，其他兩個變數 xi xj 透過控制變數 P 聯絡起來。變數 aij 為權重分支。變數 xi xj 和控制變數 P 模擬了一個受控的發電機，或者說是電路兩個結點間電壓和電流的關係。 右圖中，記 a11 為控制變數 P 置零後輸入和輸出的傳遞函式；a12 為輸入源 xS 指令後輸出和受控變數 xj 之間的傳遞函式；a21 表示受控變數 xj 置零（即控制引數 P 置零）後源變數和內部變數之間的傳遞函式；a22 給出控制變數 P 和輸入變數 xS 均置零後獨立內部變數和受控內部變數的關係。 運用此圖，這些作者推匯出用控制變數 P 表示的一般性的增益表示式，定義了受控源關係 xjP xi x_Oa_11 x_S a_12 x_j x_i a_21 x_S a_22 x_j 和 x_jP x_i 結合這些結果，增益就為： frac x_Ox_S a_11frac a_12 a_21 P1Pa_22 運用這個公式，需要找出特定放大電路的關鍵受控源。例如，P 可以是如 DAmico et al 中特定情形的一個二埠網路的控制變數。再舉一個不同的例子，如果令 a12a121 PA a22 β（負反饋）以及 a110（無正反饋），我們重新得到了簡單的兩個單向模組的結果。 用二埠網路分析反饋 儘管訊號流分析一節中提到的一些訊號流分析的形式是處理負反饋放大器最一般的形式，表示成兩個二埠卻是教科書中最常見的方法，並在這裡給出。它保持了放大器的兩模組的電路分割，但允許雙向的模組。此方法的一些缺陷將在結尾處闡述。 放大器使用電壓或者電流作為其輸入訊號以及輸出訊號，因此總共有 4 種反饋接法。所有接法都是利用最簡單的開環放大器引入反饋網路。不同的接法的設計目標有所不同，其型別不一定與開環放大器的型別相同。例如，一個運算放大器（電壓放大）可以透過其他的接法來充當電流放大的功能。 任何型別的負反饋放大器都可使用二埠網路的組合來實現。有四種二埠網路，如何選擇取決於反饋的型別，圖中展示了這 4 種不同的連線拓撲結構。這些接法通常稱為串聯接法或並聯接法。圖中左面一欄是並聯輸入；右面一欄是串聯輸入。上面一行是串聯輸出；下面一行是並聯輸出。連線和雙埠的各種組合見下表。 反饋放大器型別 輸入連線 輸出連線 理想反饋網路 兩埠反饋 電流 並聯 串聯 CCCS g 引數 互阻 並聯 並聯 CCVS y 引數 互導 串聯 串聯 VCCS z 引數 電壓 串聯 並聯 VCVS h 引數 比如，對於一個電流反饋放大器，輸出電流被取樣，並與輸入電流合併。於是，理想情況下的反饋是使用（輸出）電流控制電流源（CCCS）工作的，使用二埠網路的不完美實現也必須包含一個 CCCS，也就是說，反饋網路應當選擇 g 引數二埠網路。這裡使用一文中處理的電路來給出大多數教材中使用的兩埠的方法。 thumbnail250px 圖 3：電流並聯反饋放大器 圖 3 中雙晶體放大器的有一反饋電阻 Rf。分析此電路的目的是求三個專案：增益、從負載端看過去的輸出阻抗、以及從輸入源看過去的輸入阻抗。 用二埠替代反饋網路 第一步是用二埠來替代反饋網路。那麼哪些部分要用二埠替代呢？ 在二埠的輸入端有 Rf。如果 Rf 右側的電壓變化，就會改變 Rf 內的電流，這個電流要從流入電晶體基極的電流中減掉。也就是說，二埠的輸入端是一個由電阻 R2 上端的電壓控制的受控電流源。 有人可能會說，放大器的第二級只是一個電壓跟隨器，將輸入電晶體集電極上的電壓傳遞到 R2 的上端。也就是說檢測到的輸出端的訊號就是輸入電晶體的集電極電壓。這一觀點是合理的，但是電壓跟隨器一級成為了反饋網路的一部分，從而使得分析反饋更加複雜了。 thumbnail250px 圖 4：g 引數反饋網路 另一種觀點是，R2 上端的電壓是由輸出電晶體的發射極電流所確定的。這種觀點產生了一種由 R2 與 Rf 組成的完全無源的反饋網路。因為反饋的控制變數是發射級電流，所以反饋是電流控制的電流源（CCCS）。如圖 4 所示，我們在 4 種二埠網路中進行尋找，發現只有一個有 CCCS 是 g 引數的二埠。下一個任務是是選出 g 引數，使得圖四中的二埠與 R2 和 Rf 組成的 L 型部分是等效的。這個選擇是一個大多僅需要觀察兩種分立情況的代數過程：一種是在 V1 0 的情況下，使得二埠右側的 VCVS 短路；另一種是在 I2 0 的情況下，使得左側的 CCCS 開路。這兩種情況下的代數計算比較簡單，比立刻解出所有變數容易的多。g 引數的選取可以使得二埠與 L 型部分的作用方式相同，如下表格所示： g11 g12 g21 g22 frac 1 R_fR_2 frac R_2R_2R_f frac R_2 R_2R_f R_2R_f thumbnail400px 圖 5：用二埠作為反饋網路的小訊號電路；上面的陰影框：主放大器；下面的陰影框：反饋二埠替代的 Rf 和 R2 組成的 L 型部分。 小訊號電路 下一步就是用電晶體的在原來位置畫出這個放大器的小訊號示意圖。圖 5 示意圖中的符號 R3 RC2 RL 而 R11 1 g11，R22 g22。 有負載的開環增益 圖 3 顯示的是輸出結點，而不是輸出變數的選取。可以選取將放大器的短路輸出電流（產生短路電流增益）。因為這個變數能很容易匯出其他選取（例如，負載電壓或負載電流）的結果。下面就來求解短路電流增益。 首先求出有負載的開環增益。可透過令 g12 g21 0 切斷反饋。這樣做是為了找到在反饋關閉時，由於電阻在反饋網路中而造成的放大器的增益的改變數。因為 R11 RB，和 rπ1 都是並聯的，並且 v1 vπ，所以計算是相當容易的。令 R1 R11 RB rπ1。此外，i2 β1 iB。開環電流增益 AOL 即為： A_OL frac beta i_B i_S g_m R_C left frac betabeta 1 right left frac R_1 R_22 frac r_ pi 2 R_C beta 1 right 反饋增益 在研究反饋的經典方法中，VCVS 代表的前饋（即 g21 v1）被忽略。如果考慮前饋的話，它會使開環增益發生變化，通常來說這個量相對於開環增益本身是相當小的，所以可以捨棄。還要注意到主放大器模組是單向的。這使得圖 5 中的電路與圖 1 中的框圖類似，得到反饋增益如下： A_FB frac A_OL 1 beta_FB A_OL A_FB frac A_OL 1 frac R_2 R_2R_f A_OL 在反饋中，係數 βFB g12。引入符號 βFB 來標記反饋係數，以區別於電晶體 β 係數。 輸入和輸出電阻 thumb500px 圖 6：Circuit setup for finding feedback amplifier input resistance 反饋用來更好地匹配訊號源與負載。例如，一種直接耦合電壓源與電阻性負載可能會由於分壓導致訊號缺損，但是插入一個負反饋放大器能夠增強由源可見的表 面負載，並減少表面驅動阻抗的負載，避免由於電壓分壓大而導致的訊號衰減。這種優勢並不侷限於電壓放大器，並且類似的匹配改進可以應用在電流放大器，跨導放大器和跨阻放大器中。 為了解釋這些反饋對阻抗的影響，首先對二埠理論與電阻定義的銜接進行補充說明，這樣它在放大器中的應用就比較容易了。 電阻定義的背景 圖 6 顯示了電壓反饋放大器（左端）輸入電阻等效電路，與電流反饋放大器（右端）等效電路。這些佈局是密勒定理的典型運用。在電壓放大器的情況下，反饋網路的輸出電壓 βVout 是應用於串聯並且與輸入電壓 Vx 極性相反，Vx 是從環路上流經的（但是但相對於地面，極性相同）。因此，放大器的輸入電阻 Rin 上有效降落的電壓與流經的電流都減小，以致電路輸入電阻增強（有人可能會說 Rin 明顯增加）。它的新值可以透過應用密勒定理計算（電壓）或電路的基本定律計算。因此基爾霍夫電壓定律提供： V_x I_x R_in beta v_out 其中 vout Av vin Av Ix Rin。 將上述方程的結果進行替代，求解含反饋放大器的輸入電阻： R_infb frac V_x I_x left 1 beta A_v right R_in 參考文獻及註釋 N N