shopkeeper/korean_wiki_content_only_120125 huggingface dataset:
RC 회로는 특정 주파수를 차단하고 다른 주파수를 통과시켜 신호를 필터링하는 데 사용될 수 있다. 가장 일반적인 두 가지 RC 필터는 하이패스 필터와 로우패스 필터이다. 대역 필터 및 밴드 저지 필터는 일반적으로 RLC 회로를 필요로 하지만, RC 필터로도 조악하게 만들 수 있다.
자연 응답.
가장 간단한 RC 회로는 외부 전압원 없이 단일 루프에서 서로 연결된 저항 을 가진 저항기와 축전 용량 을 가진 충전된 축전기로 구성된다. 축전기는 저장된 에너지를 저항기를 통해 방전한다. 그림에서 축전기의 상단 플레이트 전압을 하단 플레이트 전압에 대해 라고 하면, 축전기 전류-전압 관계에 따라 축전기의 상단 플레이트에서 나가는 전류 는 에 의 음의 시간 미분값을 곱한 것과 같다. 키르히호프의 전류 법칙에 따르면 이 전류는 저항기의 상단으로 들어가는 전류와 동일하며, 옴의 법칙에 따라 과 같다. 이는 선형 미분 방정식을 산출한다.
이는 지수적 감쇠의 표준 형식에 따라 재배열될 수 있다:
이것은 어느 시점에서든 전압 감소의 순간적인 속도가 그 시점의 전압에 비례한다는 것을 의미한다. 를 풀이하면 0에 점근적으로 접근하는 지수적 감쇠 곡선이 나온다:
여기서 는 시간 에서의 축전기 전압이고, 는 자연로그의 밑이다.
전압이 로 떨어지는 데 필요한 시간을 RC 시정수라고 하며 다음 식으로 주어진다.
국제단위계를 사용할 때, 은 옴 (단위) 단위이고, 는 패럿 단위이므로, 는 초 (시간) 단위가 된다. 임의의 시간 에서, 축전기의 전하 또는 전압은 초기 값의 이 된다. 따라서 축전기의 전하 또는 전압이 100%에서 시작한다고 하면, 에서는 36.8%가 남고, 에서는 13.5%가 남고, 에서는 5%가 남고, 에서는 1.8%가 남고, 이후에는 0.7% 미만이 남는다.
반감기 ()는 전하 또는 전압이 절반으로 줄어드는 데 걸리는 시간이다.
예를 들어, 전하 또는 전압의 50%는 시간 후에 남아 있고, 25%는 시간 후에 남아 있으며, 12.5%는 시간 후에 남아 있고, 은 시간 후에 남아 있다.
RC 방전 계산기.
예를 들어, 저항과 축전 용량은 약 의 시정수를 생성한다. 이 는 약 또는 의 차단 주파수에 해당한다. 만약 축전기가 의 초기 전압 을 가진다면, (약 또는 후 축전기의 전압은 약 로 방전될 것이다:
(τ) ≈ % of
복소 온저항.
RC 회로의 동작은 라플라스 변환 영역에서 잘 분석될 수 있으며, 이 글의 나머지 부분은 라플라스 변환 영역에 대한 기본적인 이해를 필요로 한다. 라플라스 변환 영역은 복소 주파수 를 사용하는 주파수 영역 표현으로, 이는 (일반적으로) 복소수이다.
라플라스 변환 영역에서 회로 방정식을 평가할 때, 축전기와 유도 용량의 시간 의존적인 회로 요소는 실수 저항 대신 복소값 온저항을 가진 저항기처럼 취급할 수 있다. 저항기의 복소 온저항 은 단순히 저항값 과 같은 실수 값이지만, 축전기 의 복소 온저항은 대신
키르히호프의 전류 법칙에 따르면 직렬 회로의 전류는 두 요소 모두에서 반드시 동일하다. 옴의 법칙에 따르면 이 전류는 입력 전압 formula_8을 축전기와 저항기의 복소 온저항의 합으로 나눈 것과 같다.
회로를 전압 나누개로 보면 축전기 양단의 전압은 다음과 같다.
저항기 양단의 전압은 다음과 같다.
입력 전압에서 축전기 양단의 전압까지의 전달 함수는
마찬가지로, 입력에서 저항기 양단의 전압까지의 전달 함수는 다음과 같다.
두 전달 함수 모두 다음과 같은 위치에 단일 극점을 갖는다.
또한, 저항기 양단의 전압에 대한 전달 함수는 원점에 영점을 가진다.
주파수 영역 고려사항.
정현파 정상 상태는 순수 정현파만으로 구성된 입력을 고려하는 복소 주파수의 특별한 경우이다. 따라서 정상 상태만 관심 대상일 때 복소 주파수 방정식 formula_15에서 formula_16로 표현되는 지수적 감쇠 성분은 무시할 수 있다. 따라서 이전 전달 함수에 formula_17를 간단히 대입하면 회로의 정현파 이득 및 위상 응답을 얻을 수 있다.
두 구성 요소에 걸친 이득의 크기는 다음과 같다.
주파수가 매우 커지면 (), 축전기는 단락 회로처럼 작동하므로:
주파수가 매우 작아지면 (), 축전기는 개방 회로처럼 작동하므로:
하이패스 또는 로우패스 필터로서의 작동.
이러한 극단적인 주파수에서의 동작은 축전기 양단에서 출력을 취하면 고주파는 감쇠되고 저주파는 통과되므로 이러한 회로 구성은 로우패스 필터임을 보여준다. 그러나 저항기 양단에서 출력을 취하면 고주파는 통과되고 저주파는 감쇠되므로 이러한 구성은 하이패스 필터이다.
차단 주파수.
필터가 통과시키는 주파수 범위를 대역폭 (신호 처리)이라고 한다. 필터가 신호를 필터링되지 않은 전력의 절반으로 감쇠시키는 주파수를 차단 주파수라고 한다. 이를 위해서는 회로의 이득이 다음과 같이 감소되어야 한다.
위 방정식을 풀면 다음과 같은 결과가 나온다.
이는 필터가 원래 전력의 절반으로 감쇠시키는 주파수이다.
위상 각은
일 때:
출력 신호의 입력 대비 위상 변화는 주파수에 따라 달라지지만, 일반적으로 이득 변화보다 덜 흥미롭다. 직류 (0 Hz)에서 축전기 전압은 입력 신호 전압과 동위상이며 저항기 전압은 90° 앞선다. 주파수가 증가함에 따라 축전기 전압은 입력 신호에 대해 90° 지연되고 저항기 전압은 입력 신호와 동위상이 된다.
페이저 표현.
이득과 위상 표현을 함께 결합하여 출력을 나타내는 다음 페이저 표현을 만들 수 있다.
각 전압에 대한 임펄스 응답은 해당 전달 함수의 라플라스 역변환이다. 이는 임펄스 또는 디랙 델타 함수로 구성된 입력 전압에 대한 회로의 응답을 나타낸다.
축전기 전압에 대한 임펄스 응답은
여기서 는 단위 계단 함수이고 는 시간 상수이다.
마찬가지로, 저항기 전압에 대한 임펄스 응답은
시간 영역 고려 사항.
시간 영역 동작을 도출하는 가장 간단한 방법은 위에 주어진 및 표현의 라플라스 변환을 사용하는 것이다. 계단 입력을 가정하면 (즉, 이전에는 이고 그 이후에는 ):
부분 분수 전개와 라플라스 역변환을 사용하면 다음과 같다.
이 방정식은 축전기가 충전되는 동안 축전기와 저항기 양단의 전압을 계산하기 위한 것이며, 방전 시에는 그 반대이다. 이 방정식은 및 관계 (옴의 법칙 참조)를 사용하여 전하 및 전류의 항으로 다시 쓸 수 있다.
따라서 축전기 양단의 전압은 시간이 지남에 따라 로 향하는 반면, 저항기 양단의 전압은 0으로 향한다. 이는 그림에 나타난 바와 같이 축전기가 시간이 지남에 따라 전원 전압으로부터 충전되어 결국 완전히 충전될 것이라는 직관적인 점과 일치한다.
곱 는 및 이 최종 값의 이내에 도달하는 시간이다. 즉, 는 축전기 양단의 전압이 까지 상승하거나 저항기 양단의 전압이 까지 떨어지는 데 걸리는 시간이다. 이 RC 시정수는 문자 타우 ()로 표시된다.
변화율은 당 의 분수이다. 따라서 에서 로 이동할 때, 전압은 에서의 수준에서 최종 값으로 약 63.2% 이동할 것이다. 따라서 축전기는 후에 약 63.2% 충전되고, 약 후에 완전히 충전된 것으로 간주된다 (&gt;99.3%). 전압원이 단락 회로로 대체되고 축전기가 완전히 충전되면 축전기 양단의 전압은 에서 0으로 에 따라 지수적으로 감소한다. 축전기는 후에 약 36.8% 방전되고, 약 후에 완전히 방전된 것으로 간주된다 (&lt;0.7%). 회로의 전류 는 옴의 법칙에 따라 저항기 양단의 전압과 동일하게 동작한다.
이러한 결과는 회로를 기술하는 미분방정식을 풀어서도 도출할 수 있다.
첫 번째 방정식은 적분인자를 사용하여 풀 수 있으며 두 번째 방정식은 쉽게 따라온다. 해는 라플라스 변환을 통해 얻은 것과 정확히 동일하다.
적분기.
고주파에서 축전기 양단의 출력을 고려하라. 즉,
이것은 축전기가 충전될 시간이 충분하지 않아서 전압이 매우 작다는 것을 의미한다. 따라서 입력 전압은 저항기 양단의 전압과 거의 같다. 이를 확인하려면 위에서 주어진 formula_35에 대한 표현을 고려하라.
그러나 설명된 주파수 조건은 다음을 의미한다.
이는 옴의 법칙이다.
그러므로 축전기 양단의 전압은 고주파에 대해 입력 전압의 적분기와 거의 비슷하게 작용한다.
미분기.
저주파에서 저항기 양단의 출력을 고려하라. 즉,
이는 축전기가 전압이 거의 전원 전압과 같아질 때까지 충전할 시간을 갖는다는 것을 의미한다. 에 대한 표현을 다시 고려하면,
따라서 저항기 양단의 전압은 저주파에 대해 입력 전압의 미분기와 거의 비슷하게 작용한다.
적분과 미분은 연산 증폭기의 입력 및 피드백 루프에 저항기와 축전기를 적절히 배치하여 달성할 수도 있다 (연산 증폭기 적분기 및 연산 증폭기 미분기 참조).
병렬 RC 회로는 일반적으로 직렬 회로보다 관심도가 낮다. 이는 주로 출력 전압 이 입력 전압 과 같기 때문이며, 결과적으로 이 회로는 전압 입력 대신 전류 입력에 대한 필터로 작동한다.
복소 온저항으로:
이는 축전기 전류가 저항기 (및 전원) 전류와 90° 위상차가 있음을 보여준다. 또는 다음의 지배 미분방정식을 사용할 수 있다.
전류원에 의해 공급될 때 병렬 RC 회로의 전달 함수는 다음과 같다.
때때로 s에 주어진 유리 함수로부터 RC 회로를 합성할 필요가 있다. 수동 요소로 합성이 가능하려면 함수는 양실함수여야 한다. RC 회로로 합성하려면 모든 임계 주파수 (극점과 영점)는 음의 실수 축에 있어야 하며, 극점과 영점이 같은 수로 번갈아 나타나야 한다. 또한, 유리 함수가 어드미턴스(admittance)가 아닌 임피던스(impedance)를 나타낸다고 가정할 때, 원점에 가장 가까운 임계 주파수는 극점이어야 한다.
합성은 LC 회로 합성에 사용되는 포스터 합성 또는 카우어 합성의 변형으로 달성할 수 있다. 카우어 합성의 경우 저항과 축전기로 구성된 래더 네트워크가 생성된다.
일렉트로닉스에서 트랜스임피던스 증폭기(Transimpedance amplifier, TIA)는 전류를 전압으로 변환하는 장치이며, 거의 전적으로 하나 이상의 연산 증폭기 (opamp)로 구현된다. TIA는 가이거-뮐러 계수관, 광전자 증배관, 가속도계, 광검출기 및 기타 센서 (이는 전류원으로 잘 모델링됨)의 전류 출력을 사용할 수 있는 전압으로 증폭하는 데 사용될 수 있다.
전류-전압 변환기는 측정된 물리량에 대한 전류 응답이 전압 응답보다 더 선형적인 센서와 함께 사용된다. 이는 광다이오드의 경우에 해당하며, 넓은 범위의 빛 입력에 대해 전류 응답이 1% 이상의 비선형성을 갖지 않는 것이 드물지 않다.
트랜스임피던스 증폭기는 센서에 낮은 온저항을 제공하고 센서를 연산 증폭기의 출력 전압으로부터 분리한다. 가장 간단한 형태 (그림 1)에서 트랜스임피던스 증폭기는 단지 큰 값의 피드백 저항기, Rf가 있는 연산 증폭기이다. 이 저항기는 증폭기의 트랜스임피던스 (즉, 출력 전압 변화를 입력 전류 변화로 나눈 값이며, 때로는 단순히 "이득"이라고도 함)를 -Rf로 설정한다. 증폭기가 반전 구성에 있으므로 음수이다.
트랜스임피던스 증폭기에는 여러 가지 다른 구성이 있으며, 각각 특정 응용 분야에 적합하다. 이들이 공통적으로 가지고 있는 한 가지 요소는 센서의 낮은 수준 전류를 전압으로 변환해야 한다는 요구 사항이다. 이득, 대역폭 (신호 처리)뿐만 아니라 전류 및 전압 오프셋은 다양한 유형의 센서에 따라 달라지므로 트랜스임피던스 증폭기의 다른 구성이 필요하다.
DC 동작.
그림 1에 표시된 회로에서, 광다이오드와 같은 센서(전류원으로 표시됨)는 접지와 연산 증폭기의 반전 입력 사이에 연결된다. 연산 증폭기의 다른 입력도 접지에 연결되어 있으므로 비반전 입력은 가상 접지가 된다. 이는 광다이오드에 낮은 온저항 부하를 제공하여 광다이오드 전압을 낮게 유지한다. 광다이오드는 외부 바이어스 없이 광기전력 효과 모드로 작동한다. 연산 증폭기의 높은 이득은 광다이오드 전류를 Rf를 통한 피드백 전류와 동일하게 유지한다. 이 자체 바이어스 광기전력 모드에서는 광다이오드로 인한 입력 오프셋 전압이 매우 낮다. 이를 통해 큰 출력 오프셋 전압 없이 큰 이득을 얻을 수 있다. 이 구성은 낮은 광 레벨로 조명되고 많은 이득을 필요로 하는 광다이오드에 사용된다.
트랜스임피던스 증폭기의 DC 및 저주파 이득은 다음 방정식으로 결정된다.
이 비율은 저항 (전기) 단위이며, SI 단위로는 옴(Ω)이며, 이득(무차원량) 대신 기술적으로 트랜스임피던스라고 불린다. 이득이 크면 연산 증폭기의 비반전 입력에서의 입력 오프셋 전압은 출력 DC 오프셋을 유발한다. 연산 증폭기의 반전 단자에서의 입력 바이어스 전류도 유사하게 출력 오프셋을 유발한다. 이러한 효과를 최소화하기 위해 트랜스임피던스 증폭기는 일반적으로 매우 낮은 입력 오프셋 전압을 갖는 장효과 트랜지스터 (FET) 입력 연산 증폭기로 설계된다.반전 TIA는 그림 2에 표시된 것과 같이 광전도 모드로 작동하는 광다이오드와 함께 사용될 수도 있다. 광다이오드의 음극에 양전압이 가해지면 역바이어스가 적용된다. 이 역바이어스는 결핍 영역의 폭을 증가시키고 접합 전기 용량을 낮춰 고주파 성능을 향상시킨다. 트랜스임피던스 광다이오드 증폭기의 광전도 구성은 더 높은 대역폭 (신호 처리)이 요구될 때 사용된다. 피드백 축전기 Cf는 일반적으로 안정성을 향상시키는 데 필요하다.
대역폭과 안정성.
트랜스임피던스 증폭기의 주파수 응답은 피드백 저항기에 의해 설정된 이득에 반비례한다. 트랜스임피던스 증폭기가 사용되는 센서는 일반적으로 연산 증폭기가 처리할 수 있는 것보다 더 많은 전기 용량을 가진다. 센서는 그림 3에서와 같이 병렬로 전기 용량 formula_3와 함께 전류원으로 모델링될 수 있다. 연산 증폭기의 내부 전기 용량을 포함하는 연산 증폭기의 입력 단자 양단의 이 전기 용량은 피드백 경로에 로우패스 필터를 도입한다. 이 필터의 로우패스 주파수 응답은 피드백 계수로 특성화될 수 있다.
이 로우패스 필터 응답의 효과를 고려할 때, 회로의 응답 방정식은 다음과 같다.
여기서 formula_6은 연산 증폭기의 개루프 이득이다.
저주파에서는 피드백 계수 β가 증폭기 응답에 거의 영향을 미치지 않는다. 증폭기 응답은 이상적인 값에 가까울 것이다.
루프 이득 formula_8이 1보다 훨씬 큰 한.
보상 없음.
보상되지 않은 트랜스임피던스 증폭기의 보드 선도 (그림 4)에서 피크를 가진 평평한 곡선인 "I-to-V 이득"은 트랜스임피던스 증폭기의 주파수 응답이다. 이득 곡선의 피크는 보상되지 않거나 불완전하게 보상된 트랜스임피던스 증폭기의 전형적인 특징이다. AOL로 표시된 곡선은 증폭기의 개루프 응답이다. 역수로 플로팅된 피드백 계수는 1/β로 표시된다.
1/β와 AOL 곡선은 주파수 축과 이등변삼각형을 형성한다. 한쪽은 1차 극점의 결과이고 다른 한쪽은 1차 영점의 결과이므로 두 변은 같지만 반대 경사를 가진다. 각 경사는 20 dB/decade의 크기를 가지며, 이는 90°의 위상 변화에 해당한다. 여기에 증폭기의 180° 위상 반전이 추가되면, 결과적으로 점선 수직선으로 표시된 fi 절편에서 전체 360°가 된다. 이 절편에서 1/β = AOL이 되어 루프 이득이 AOLβ = 1이 된다. 360° 위상 변화, 즉 양의 피드백과 단위 이득 때문에 주파수 fi에서 발진이 발생한다.
보상 포함.
이러한 효과를 완화하기 위해 트랜스임피던스 증폭기의 설계자들은 피드백 저항기와 병렬로 작은 값의 보상 축전기 (그림 3의 formula_9)를 추가한다. 이 피드백 축전기를 고려하면 보상된 피드백 계수는 다음과 같다.
피드백 축전기는 다음과 같은 주파수에서 영점 또는 응답 곡선의 편향을 생성한다.
이는 다음과 같은 주파수에서 Ci에 의해 생성된 극점을 상쇄한다.
피드백 경로에 보상 축전기가 있는 트랜스임피던스 증폭기의 보드 선도가 그림 5에 나와 있다. 보상된 피드백 계수는 역수인 1/β로 플로팅되며, fi 이전에 감쇠하기 시작하여 절편에서의 기울기를 줄인다. 루프 이득은 여전히 1이지만, 총 위상 변화는 완전한 360°가 아니다. 발진을 위한 요구 사항 중 하나는 보상 축전기의 추가로 제거되므로 회로는 안정성을 가진다. 이는 또한 이득 피킹을 줄여 전체적으로 더 평탄한 응답을 생성한다.
보상 축전기의 값을 계산하는 데 사용되는 여러 가지 방법이 있다. 과도한 전기 용량은 증폭기의 대역폭 (신호 처리)을 줄이고, 너무 적은 전기 용량은 발진을 일으킬 수 있다. 이러한 위상 보상 방법의 한 가지 어려움은 결과적으로 축전기의 값이 작고, 값을 최적화하기 위해 종종 반복적인 방법이 필요하다는 것이다. 모든 경우에 작동하는 축전기 값 계산을 위한 명시적인 공식은 없다. 기생 용량 효과에 덜 민감한 더 큰 값의 축전기를 사용하는 보상 방법도 사용할 수 있다.
잡음 고려 사항.
TIA의 입력 환산 전압 잡음은 저주파에서 지배적인 플리커 잡음( 1/f 잡음)과 고주파에서 지배적인 열잡음( 열 잡음)으로 구성된다. 연산 증폭기의 입력 및 피드백 경로에도 잡음을 수정하고 형성하는 기생 용량이 있다.
열 잡음.
연산 증폭기의 반전 입력이 가상 접지이기 때문에, 출력 환산 열 전압 잡음은 단순히 피드백 저항의 열 전압 잡음이다. 특정 대역폭 (신호 처리) formula_13에 걸쳐, 이는 저항의 열역학 온도 formula_14와 저항 formula_15의 제곱근에 따라 증가하는 제곱평균제곱근 (RMS) 진폭을 갖는다.
여기서 formula_17는 볼츠만 상수이다.
저항은 또한 열잡음 전류원 (그림 6)과 병렬로 formula_15의 잡음 없는 저항으로 모델링될 수 있다. 연산 증폭기의 반전 입력에서 키르히호프의 전류 법칙 때문에, 이 열잡음 전류는 저항 formula_15로 흐르면서 입력 전류와 합쳐진다. 따라서 입력 환산 열잡음은 열잡음 전류와 동일하며, 이는 RMS 값을 갖는다.formula_20.이 입력 환산 열잡음은 저항의 제곱근에 반비례하여 감소하지만, 출력 환산 열잡음은 저항의 제곱근에 비례하여 증가한다. 이는 증폭기의 트랜스임피던스가 저항에 선형적으로 비례하여 증가하기 때문이다. 이 결과는 큰 피드백 저항이 잡음 성능에 바람직하다는 것을 시사하지만, 더 큰 피드백 저항은 또한 출력 전압 스윙을 증가시키고, 결과적으로 연산 증폭기로부터 더 높은 이득이 필요하며, 높은 이득-대역폭 곱을 가진 연산 증폭기를 요구한다. 따라서 피드백 저항과 감도는 트랜스임피던스 증폭기의 필요한 작동 주파수에 의해 제한된다.
개별 TIA 설계.
장효과 트랜지스터를 이득 요소로 사용하여 개별 부품으로 트랜스임피던스 증폭기를 구성하는 것도 가능하다. 이는 매우 낮은 잡음 지수가 필요할 때 수행되었다.
시간의 아버지는 시간의 의인화로서, 특히 역사의 진전과 죽음의 접근을 상징한다. 최근 몇 세기 동안, 보통 수염을 기른 노인으로 묘사되어 왔으며, 때로는 날개가 있고, 로브를 입고 큰낫과 모래시계 또는 다른 시간 측정 장치를 들고 있다.
"시간의 아버지" 이미지의 기원은 다양하다. 고대 그리스인들은 원초신 크로노스 (시간의 신)를 수확자의 낫 속성을 가진 신 크로노스와 연관시키기 시작했다. 로마인들은 크로노스를 낫을 가진 사투르누스와 동일시했는데, 사투르누스는 종종 지팡이를 든 노인으로 다뤄졌다. 날개와 모래시계는 초기 르네상스 시대에 추가되었고, 그는 결국 죽음의 의인화인 그림 리퍼의 동반자가 되어 종종 그의 큰 낫을 들게 되었다. 그는 영원함을 상징하는 고대 이집트의 상징인 꼬리를 문 뱀을 속성으로 가질 수 있다.
시간의 아버지(Father Time)은 대자연(Mother Nature)와 대응적으로 사용될 수 있다.
신년.
신년전야 무렵, 미디어(특히 시사만화)에서는 시간의 아버지를 이전 해("구년" 또는 "묵은 해")의 의인화로 사용하는 편리한 수사법으로 활용한다. 이때 시간의 아버지는 그의 임무를 똑같이 의인화된 아기 신년("신년" 또는 "새해")에게 "넘겨준다". 이러한 묘사에서 시간의 아버지는 보통 오래된 연도가 적힌 띠를 두르고 있다.
우의적 형태의 시간은 종종 우의적인 진실을 드러내거나 밝히는 것으로 묘사되는데, 이때 허위, 사기 또는 질투의 의인화를 희생시킨다. 이 주제는 베리타스 필리아 템포리스(Veritas filia temporis, 시간의 딸 진실)라는 생각과 관련이 있다.
시간의 아버지는 수많은 문화권에서 확립된 상징이며 다양한 예술과 미디어에 등장한다. 어떤 경우에는 그들이 명확히 시간의 아버지로 나타나지만, 다른 이름(예: 사투르누스)을 가질 수도 있다. 하지만 그 인물들은 시간의 아버지가 수세기 동안 얻어온 속성들을 보여준다.
포락선 검출기(envelope detector, 피크 검출기)는 (상대적으로) 고주파 신호를 입력으로 받아 원본 신호의 엔벨로프를 출력하는 전자 회로이다.
다이오드 검출기.
라디오 검파기에 사용되는 단순한 형태의 포락선 검출기는 다이오드 검출기이다. 이 검출기의 출력은 입력의 상단 포락선이 전압 이동된 버전과 근사하다. 회로의 입력과 출력 사이에는 순방향 바이어스된 다이오드가 있어 반파 정류를 수행하며, 입력 전압이 출력 단자보다 다이오드 강하 정도 높을 때만 상당한 전류 흐름을 허용한다. 음성 및 음악은 대략적으로 동일한 양의 및 음의 전압 진폭 범위를 가지므로, 축전기는 피크 값까지 충전되기만 하면 된다. RC 시정수는 너무 빠르거나 너무 느린 방전을 방지하도록 선택된다.
출력은 값 formula_1의 축전기와 값 formula_2의 저항기에 병렬로 접지되어 연결된다. 축전기는 입력 전압이 양의 피크에 접근할 때 충전된다. 다른 시간에는 축전기가 저항기를 통해 점차적으로 방전된다. 저항기와 축전기는 1차 로우패스 필터를 형성하며, 이 필터는 차단 주파수인 formula_3 이상에서 옥타브당 -6dB의 비율로 고주파수를 감쇠시킨다. 필터의 RC 시정수 formula_4는 급격히 떨어지는 엔벨로프 기울기를 추적하고 음의 피크 클리핑을 방지하기 위해 모든 피크에서 엔벨로프의 전압을 "보충"할 만큼 충분히 작아야 한다.
AM 복조.
포락선 검출기는 진폭 변조된 (AM) 신호를 복조하는 데 사용될 수 있다. 이러한 장치는 변조된 신호의 포락선이 기저 대역 신호와 동일하기 때문에 AM 라디오 신호를 복조하는 데 자주 사용된다. 반송파 주파수 formula_5를 충분히 감쇠시키려면 로우패스 필터의 차단 주파수가 반송파 주파수보다 훨씬 낮아야 한다. 음의 피크 클리핑을 피하려면 변조된 원본 신호가 AM 신호의 최대 하락률을 제한하기 위해 일반적으로 최대 주파수 formula_6로 제한된다. 리플과 음의 피크 클리핑으로 인한 왜곡을 최소화하려면 다음 부등식이 지켜져야 한다.
다음으로, DC 성분을 필터링하기 위해 출력은 DC 차단 축전기와 같은 단순한 고역 통과 필터를 통과할 수 있다.
대부분의 실제 포락선 검출기는 신호의 반파 또는 전파 정류를 사용하여 AC 오디오 입력을 펄스형 DC 신호로 변환한다. 전파 정류는 엔벨로프의 양의 피크와 음의 피크를 모두 추적한다. 반파 정류는 음의 피크를 무시하는데, 이는 응용 분야에 따라 허용될 수 있으며 특히 입력 신호가 수평축에 대해 대칭인 경우 더욱 그렇다. 낮은 문턱 전압 다이오드(예: 저마늄 또는 쇼트키 다이오드)는 매우 작은 엔벨로프를 추적하는 데 선호될 수 있다.
최종 결과를 평활화하기 위한 필터링은 거의 완벽하지 않으며, 특히 베이스 악기와 같은 저주파 입력의 경우 출력에 일부 "리플"이 남을 가능성이 있다. 필터 차단 주파수를 낮추면 더 부드러운 출력을 얻을 수 있지만, 설계자는 이를 회로의 고주파 응답과 절충해야 한다.
엔벨로프의 정의.
모든 AM 또는 FM 신호 formula_8는 다음과 같은 형태로 쓸 수 있다.
AM의 경우, φ(t) (신호의 위상 성분)는 일정하며 무시할 수 있다. AM에서 반송파 주파수 formula_10 또한 일정하다. 따라서 AM 신호의 모든 정보는 R(t)에 있다. R(t)는 신호의 엔벨로프라고 불린다. 따라서 AM 신호는 다음 함수로 주어진다.
여기서 m(t)는 원래의 오디오 주파수 메시지를 나타내고, C는 반송파 진폭이며, R(t)는 C + m(t)와 같다. 따라서 AM 신호의 엔벨로프를 추출할 수 있다면 원래 메시지를 복구할 수 있다.
FM의 경우, 전송된 formula_8는 상수 엔벨로프 R(t) = R을 가지며 무시할 수 있다. 그러나 많은 FM 수신기는 수신 신호 강도 표시를 위해 어쨌든 엔벨로프를 측정한다.
정밀 검출기.
포락선 검출기는 정밀 정류기를 사용하여 로우패스 필터로 공급하여 구성할 수도 있다.
포락선 검출기는 몇 가지 단점을 가지고 있다.
이러한 단점들은 대부분 비교적 사소하며, 포락선 검출기를 사용하는 단순성과 저렴한 비용에 대한 합리적인 절충점으로 일반적으로 허용된다.
포락선 검출기는 음악 환경에서 때때로 엔벨로프 팔로워라고 불린다. 이 장치는 여전히 들어오는 신호의 진폭 변화를 감지하여 이러한 변화와 유사한 제어 신호를 생성하는 데 사용된다. 그러나 이 경우 입력 신호는 가청 주파수로 구성된다.
포락선 검출기는 컴프레서 또는 오토와우나 엔벨로프-팔로우드 필터와 같은 다른 회로의 구성 요소인 경우가 많다. 이러한 회로에서 엔벨로프 팔로워는 "사이드 체인"으로 알려진 부분의 일부이며, 이는 입력의 특정 특성(이 경우 볼륨)을 설명하는 회로이다.
익스팬더와 컴프레서 모두 엔벨로프의 출력 전압을 사용하여 증폭기의 게인을 제어한다. 오토와우는 전압을 사용하여 필터의 차단 주파수를 제어한다. 아날로그 신시사이저의 전압 제어 필터는 유사한 회로이다.
현대적인 엔벨로프 팔로워는 다음과 같이 구현할 수 있다.
주파수 신시사이저(Frequency synthesizer)는 단일 기준 주파수에서 다양한 주파수를 생성하는 전자 회로이다. 주파수 신시사이저는 무선 수신기, 텔레비전, 휴대 전화, 무선 전화, 워키토키, CB 라디오, 케이블 텔레비전 컨버터 박스, 위성 수신기 및 GPS 시스템과 같은 장치에 사용된다. 주파수 신시사이저는 주파수 체배, 주파수 분할, 직접 디지털 합성, 주파수 혼합 및 위상동기회로 기술을 사용하여 주파수를 생성할 수 있다. 주파수 신시사이저 출력의 안정성과 정확도는 기준 주파수 입력의 안정성 및 정확도와 관련이 있다. 따라서 신시사이저는 결정 진동자에서 제공하는 것과 같이 안정적이고 정확한 기준 주파수를 사용한다.
세 가지 유형의 신시사이저를 구분할 수 있다. 첫 번째와 두 번째 유형은 독립형 아키텍처로 일상적으로 발견된다. 직접 아날로그 합성 (1960년대 HP 5100A에서 발견된 바와 같이 믹스-필터-분할 아키텍처라고도 함)과 더 현대적인 직접 디지털 합성기(DDS) (테이블 룩업). 세 번째 유형은 통신 시스템 IC 빌딩 블록으로 일상적으로 사용된다. 정수-N 및 분수-N을 포함한 간접 디지털 (위상동기회로) 신시사이저. 최근에 등장한 TAF-DPS도 직접적인 접근 방식이다. 이는 클럭 펄스 트레인의 각 펄스 파형을 직접 구성한다.
디지페이즈 신시사이저.
디지페이즈 신시사이저는 어떤 면에서는 DDS와 유사하지만, 아키텍처적 차이가 있다. 장점 중 하나는 주어진 기준 주파수로 다른 유형의 신시사이저보다 훨씬 더 정밀한 해상도를 허용한다는 것이다.
시간-평균-주파수 직접 주기 합성 (TAF-DPS).
시간-평균-주파수 직접 주기 합성(TAF-DPS)은 집적 회로를 구동하는 클럭 신호의 주파수 생성에 중점을 둔다. 다른 모든 기술과 달리, 이는 시간 평균 주파수라는 새로운 개념을 사용한다. 그 목적은 온칩 클럭 신호 생성 분야의 두 가지 오랜 문제인 임의 주파수 생성과 순간 주파수 전환을 해결하는 것이다.
기본 시간 단위부터 시작하여 TAF-DPS는 먼저 두 가지 유형의 주기 TA와 TB를 생성한다. 이 두 가지 유형의 주기는 인터리빙 방식으로 클럭 펄스 트레인을 생성하는 데 사용된다. 그 결과, TAF-DPS는 임의 주파수 생성 및 순간 주파수 전환 문제를 효과적으로 해결할 수 있다. TAF 개념을 활용한 첫 번째 회로 기술은 1990년대 후반에 개발된 플라잉-애더 또는 플라잉-애더 위상동기회로였다.
신시사이저가 널리 사용되기 전에는 다른 주파수의 방송국을 수신하기 위해 라디오 및 텔레비전 슈퍼헤테로다인 수신기는 공진 회로를 사용하여 주파수를 생성하는 국부 발진기의 수동 튜닝에 의존했다. 수신기는 1980년대 이전에 텔레비전 수신기에서 일반적으로 사용되던 터렛 튜너와 같이 가변 커패시터 또는 원하는 채널에 적합한 튜닝 회로를 선택하는 스위치로 다른 주파수에 맞춰 조정되었다. 그러나 튜닝 회로의 공진 주파수는 매우 안정적이지 않다. 온도 변화 및 부품 노화로 인해 주파수 드리프트가 발생하고 수신기가 방송국 주파수에서 벗어났다. 자동 주파수 제어(AFC)는 드리프트 문제의 일부를 해결하지만 수동 재조정이 종종 필요했다. 송신기 주파수는 안정화되어 있으므로 수신기에서 고정되고 안정적인 주파수의 정확한 소스가 바람직하다.
석영 결정 공진기는 LC 회로보다 훨씬 더 안정적이며, 국부 발진기의 주파수를 제어하는 데 사용될 때 수신기를 튜닝 상태로 유지하기에 충분한 안정성을 제공한다. 그러나 결정의 공진 주파수는 치수에 의해 결정되며 수신기를 다른 주파수로 튜닝하기 위해 변경할 수 없다. 한 가지 해결책은 원하는 주파수마다 하나의 결정을 사용하여 여러 개의 결정을 사용하고 올바른 것을 회로에 전환하는 것이다. 이 기술은 소수의 주파수만 필요한 경우 실용적이지만 많은 응용 분야에서 빠르게 비용이 많이 들고 비실용적이다. 예를 들어, 많은 국가의 FM 라디오 대역은 약 88에서 108 MHz까지 100개의 개별 채널 주파수를 지원한다. 각 채널을 튜닝하는 기능은 100개의 결정을 필요로 할 것이다. 케이블 텔레비전은 훨씬 더 넓은 대역에서 훨씬 더 많은 채널을 지원할 수 있다. 많은 수의 결정은 비용을 증가시키고 추가 공간을 필요로 한다.
이 문제의 해결책은 결정 발진기에 의해 생성된 기준 주파수에서 여러 주파수를 생성할 수 있는 회로의 개발이었다. 이를 주파수 신시사이저라고 한다. 새로운 합성 주파수는 마스터 결정 발진기에서 파생되었으므로 마스터 결정 발진기와 동일한 주파수 안정성을 갖는다.
코히런트(Coherent) 기술은 단일의 안정적인 마스터 발진기에서 파생된 주파수를 생성한다. 대부분의 응용 분야에서는 결정 진동자가 일반적이지만 다른 공진기 및 주파수 소스를 사용할 수도 있다. 인코히런트(Incoherent) 기술은 여러 안정적인 발진기 세트에서 주파수를 파생한다. 상업적 응용 분야의 대다수 신시사이저는 단순성과 저렴한 비용으로 인해 코히런트 기술을 사용한다.
주파수 분할기, 위상동기회로(PLL) 및 직접 디지털 합성(DDS)을 포함하여 주파수를 일관되게 합성하는 데 여러 기술을 사용할 수 있다. 접근 방식의 선택은 비용, 복잡성, 주파수 스텝 크기, 스위칭 속도, 위상 잡음, 스퓨리어스 출력과 같은 여러 요소에 따라 달라진다. 많은 유형의 주파수 신시사이저는 집적 회로로 제공되어 비용과 크기를 줄여준다.
시스템 분석 및 설계.
주파수 합성 기술에 대한 영향력 있는 초기 서적에는 플로이드 M. 가드너(1966년 그의 Phaselock 기술)와 벤체슬라프 F. 크루파(1973년 그의 주파수 합성)의 서적이 포함된다.
잘 고안된 설계 절차는 성공적인 신시사이저 프로젝트의 첫 번째 중요한 단계로 간주된다. 마나세비치는 주파수 신시사이저의 시스템 설계에서 경험 많은 신시사이저 설계자만큼이나 많은 최적의 설계 절차가 있다고 말한다. 주파수 신시사이저의 시스템 분석에는 출력 주파수 범위, 주파수 조정 증분, 주파수 안정성, 위상 잡음 성능, 스위칭 시간, 크기, 전력 소비 및 비용이 포함된다. 크로포드는 이러한 것들이 상호 모순되는 요구 사항이라고 말한다.
주파수 합성 계수가 정수 비율일 때 기계적 기어비 관계와 유사한 수학적 기술을 주파수 합성에 사용할 수 있다. 이 방법은 스펙트럼 스퓨리어스 신호의 분포 및 억제를 효과적으로 계획할 수 있도록 한다. DDS를 포함한 가변 주파수 신시사이저는 위상을 나타내기 위해 모듈러 산술을 사용하여 일상적으로 설계된다.
위상동기회로 신시사이저의 원리.
위상동기회로는 피드백 제어 시스템이다. 두 입력 신호의 위상을 비교하여 위상 간의 차이에 비례하는 오차 신호를 생성한다. 오차 신호는 저역 통과 필터링되어 출력 주파수를 생성하는 전압 제어 발진기(VCO)를 구동하는 데 사용된다. 출력 주파수는 주파수 분할기를 통해 시스템 입력으로 다시 공급되어 음성 되먹임 루프를 생성한다. 출력 주파수가 드리프트되면 위상 오차 신호가 증가하여 오차를 줄이기 위해 주파수를 반대 방향으로 구동한다. 따라서 출력은 다른 입력의 주파수에 고정된다. 이 다른 입력은 레퍼런스(reference)라고 불리며 일반적으로 안정적인 결정 발진기에서 파생된다.
주파수 신시사이저가 여러 주파수를 생성할 수 있는 능력의 핵심은 출력과 피드백 입력 사이에 배치된 분할기이다. 이것은 일반적으로 디지털 카운터의 형태로 되어 있으며, 출력 신호가 클럭 신호 역할을 한다. 카운터는 일부 초기 카운트 값으로 사전 설정되어 클럭 신호의 각 사이클에서 카운트 다운된다. 0에 도달하면 카운터 출력은 상태를 변경하고 카운트 값은 다시 로드된다. 이 회로는 플립플롭을 사용하여 구현하기 쉽고, 디지털 특성이므로 다른 디지털 구성 요소 또는 마이크로프로세서에 인터페이스하기 매우 쉽다. 이를 통해 신시사이저에서 출력되는 주파수를 디지털 시스템으로 쉽게 제어하고 사용할 수 있다.
기준 신호가 100 kHz이고 분할기를 1에서 100 사이의 어떤 값으로든 사전 설정할 수 있다고 가정해 보자. 비교기에서 생성되는 오류 신호는 분할기의 출력이 100 kHz일 때만 0이 된다. 이 경우, VCO는 분할기 카운트 값에 100 kHz를 곱한 주파수로 작동해야 한다. 따라서 카운트가 1일 때 100 kHz, 카운트가 2일 때 200 kHz, 카운트가 10일 때 1 MHz 등의 출력을 생성한다. 가장 간단한 정수 N 분할기로는 기준 주파수의 정수배만 얻을 수 있다는 점에 유의해야 한다. 이러한 제한을 극복하는 분수 N 분할기는 쉽게 구할 수 있다.
실질적인 고려 사항.
실제로 위상동기회로 기반 주파수 신시사이저는 비교기가 제한된 대역폭을 가지며 에일리어싱 문제로 고통받을 수 있기 때문에 매우 넓은 주파수 범위에서 작동할 수 없다. 이는 잘못된 잠금 상황 또는 전혀 잠글 수 없는 상황으로 이어질 수 있다. 또한 매우 넓은 범위에서 작동하는 고주파 VCO를 만드는 것은 어렵다.
많은 무선 애플리케이션에서는 디지털 카운터에 직접 입력할 수 있는 것보다 높은 주파수가 필요하다. 프리 스케일러(prescaler)라고 하는 빠른 초기 분할 단계를 사용하여 주파수를 관리 가능한 수준으로 줄일 수 있다. 프리 스케일러가 전체 분할 비율의 일부이므로 고정 프리 스케일러는 무선 애플리케이션에서 일반적으로 발생하는 좁은 채널 간격을 지원하는 시스템을 설계하는 데 문제를 일으킬 수 있다. 이는 듀얼 모듈러스 프리 스케일러를 사용하여 극복할 수 있다.
추가적인 실질적인 측면은 시스템이 채널 간에 전환할 수 있는 시간, 처음 켰을 때 잠기는 시간, 그리고 출력에 얼마나 많은 잡음이 있는가에 관한 것이다. 이 모든 것은 주파수 비교기 출력과 VCO 입력 사이에 배치된 저역 통과 필터인 시스템의 루프 필터 기능이다. 일반적으로 주파수 비교기의 출력은 짧은 오류 펄스 형태이지만 VCO 입력은 부드러운 잡음 없는 직류 전압이어야 한다. (이 신호의 모든 잡음은 당연히 VCO의 주파수 변조를 유발한다.) 심한 필터링은 VCO가 변화에 느리게 반응하게 하여 드리프트와 느린 응답 시간을 유발하지만, 가벼운 필터링은 잡음과 고조파와 같은 다른 문제를 유발한다. 따라서 필터 설계는 시스템 성능에 중요하며, 사실 설계자가 신시사이저 시스템을 구축할 때 집중할 주요 영역이다.
주파수 변조기로 사용.
많은 위상동기회로 주파수 신시사이저는 주파수 변조(FM)도 생성할 수 있다. 변조 신호는 루프 필터의 출력에 추가되어 VCO 및 신시사이저 출력의 주파수를 직접적으로 변화시킨다. 변조는 위상 비교기 출력에도 나타나며, 주파수 분할에 의해 진폭이 감소된다. 변조 신호의 스펙트럼 성분 중 루프 필터에 의해 차단하기에는 너무 낮은 성분은 변조 신호와 반대 극성으로 VCO 입력으로 되돌아와 서로 상쇄된다. (루프는 이러한 성분을 추적해야 할 VCO 잡음으로 효과적으로 본다.) 루프 필터 차단 주파수 이상의 변조 성분은 VCO 입력으로 돌아갈 수 없으므로 VCO 출력에 남아 있다. 따라서 이 간단한 방식은 저주파(또는 직류) 변조 신호를 직접 처리할 수 없지만, 이 방법을 사용하는 많은 AC 결합 비디오 및 오디오 FM 송신기에서는 문제가 되지 않는다. 이러한 신호는 위상동기회로 루프 필터의 차단 주파수 위의 서브캐리어에 배치될 수도 있다.
위상동기회로 주파수 신시사이저는 위의 한계를 극복하기 위해 투 포인트 변조를 사용하여 저주파 및 DC까지 변조될 수도 있다. 변조는 이전과 같이 VCO에 적용되지만, 이제는 빠른 델타 시그마 ADC를 사용하여 아날로그 FM 신호와 동기화하여 신시사이저에 디지털 방식으로도 적용된다.
일렉트로닉스에서 안테나 증폭기(Antenna amplifier) 또는 공중파 증폭기 또는 부스터는 안테나 신호를 증폭하는 장치로, 일반적으로 입력 온저항과 동일한 온저항을 가진 출력으로 증폭한다. 일반적으로 동축 케이블의 경우 75옴, 트윈-리드 케이블의 경우 300옴이다.
안테나 증폭기는 전파를 수신하는 장치에 대해 무선 신호를 상당히 증폭한다. 많은 장치에는 안테나 신호를 증폭하는 RF 증폭기 단계가 회로에 포함되어 있으며, 여기에는 라디오, 텔레비전, 휴대폰, Wi-Fi 및 블루투스 장치 등이 포함되지만 이에 국한되지는 않는다. 증폭기는 안테나에 존재하는 원하는 신호와 노이즈 모두를 증폭한다. 일반적인 신호 노이즈는 다음과 같다: 주변 배경 소음 (전동 모터의 전기 브러시 노이즈, 예를 들어 가솔린 엔진 점화와 같은 고전압원, 또는 원하는 수신 전기 철조망 근처의 큰 분산 전류). 또한 증폭기 자체에서 발생하는 노이즈와 신호를 수신할 장치에서 발생할 수 있는 기타 모든 전기 노이즈를 고려해야 한다. 예를 들어, 휴대폰 회로 설계에서는 자체 안테나에서 나오는 원하는 전송 신호를 방해하지 않도록 자체 회로의 노이즈를 최대한 제거하기 위해 많은 고려가 필요하다.
실내 안테나는 증폭기 회로를 포함할 수 있으며, 신호의 전원 수신은 FM, UHF/VHF 신호를 최대한 포착하여 라디오 또는 텔레비전 신호를 증폭하는 데 도움이 될 수 있다. 단점은 어떤 노이즈도 일반적으로 증폭된다는 것이며, 이로 인한 일반적인 결과는 고스트 이미지(아날로그 신호의 경우)와 지역적으로 또는 심지어 우주적으로 존재하는 다른 모든 교란 요소(예: 해당 주파수 범위에서 작동하는 장치의 우주 마이크로파 배경 복사)의 증폭이다.
최소한의 노이즈로 수신기에 "좋은" 수준의 입력을 제공하는 핵심은 전기 증폭기에서 많은 설계 고려 사항을 포함한다. 이론적으로는 "노이즈가 많은" 신호를 높은 수준으로 증폭하는 것보다 "깨끗한" 신호를 높은 수준으로 증폭하는 것이 가장 좋으며, 많은 회로에는 원하는 수신 신호를 제외한 모든 것을 제거하기 위한 필터가 포함되어 있다. 케이블 손실 및 원하는 신호 주파수를 고려해야 한다. 예를 들어 주파수가 높을수록 (VHF 또는 그 이상: 2.4 GHz Wi-Fi/3세대 휴대폰) 케이블 손실이 커지고 전송 케이블이 노이즈 저하에 더 취약해진다. 안테나에서 동축 케이블을 통해 전달되는 신호에서 시작하여 손실량은 여러 요인에 따라 달라지며, 케이블 유형과 케이블 길이는 가장 중요한 두 가지이다. 케이블은 특정 주파수에서 케이블 길이당 db 손실로 등급이 매겨지며, 예를 들어 RG-6 동축 케이블은 텔레비전 수신에 가장 많이 사용되는 케이블이다.
채널 32는 580 MHz, 채널 52는 700 MHz이며 5 db 손실이 있다. TV 채널 2에서는 케이블 손실이 1.4 db가 될 것이다. 따라서 채널 18에서는 안테나와 TV 사이 100피트 케이블에서 전력의 1/2 이상을 잃게 된다.
임피던스 분석기(Impedance analyzer)는 테스트 주파수에 따라 복소 온저항을 측정하는 데 사용되는 전자 테스트 장비의 한 종류이다.
임피던스는 전자 부품, 전자 회로 및 부품을 만드는 데 사용되는 재료를 특성화하는 데 사용되는 중요한 매개변수이다. 임피던스 분석은 생체 조직, 식품 또는 지질 샘플과 같이 유전체 거동을 나타내는 재료를 특성화하는 데도 사용될 수 있다.
임피던스 분석기는 세 가지 고유한 하드웨어 구현으로 제공되며, 이 세 가지 구현을 통해 초저주파부터 극초단파까지 탐색할 수 있으며 μΩ에서 TΩ까지 임피던스를 측정할 수 있다.
임피던스 분석기는 주파수에 따라 복소 온저항을 측정하는 계측기 종류이다. 이는 측정 과정에서 측정 주파수가 변경되는 동안 테스트 중인 장치에 인가된 전류 및 전압의 위상 감지 측정을 포함한다. 임피던스 분석기의 주요 사양은 주파수 범위, 임피던스 범위, 절대 임피던스 정확도 및 위상 각도 정확도이다. 추가 사양에는 측정 중 전압 바이어스 및 전류 바이어스를 적용하는 기능과 측정 속도가 포함된다.
임피던스 분석기는 일반적으로 최대 0.05%의 기본 정확도를 갖는 등 매우 정확한 임피던스 측정 기능을 제공하며, μHz부터 GHz까지의 주파수 측정 범위를 갖는다. 임피던스 값은 μΩ부터 TΩ까지 수십 년에 걸쳐 다양할 수 있으며, 위상 각도 정확도는 10밀리도 범위이다. 측정된 임피던스 값에는 절대 임피던스, 측정된 임피던스의 실수 및 허수 부분, 전압과 전류 사이의 위상이 포함된다. 컨덕턴스, 인덕턴스 및 커패시턴스와 같은 모델 파생 임피던스 매개변수는 교체 회로 모델을 기반으로 계산되어 표시된다.
LCR 미터도 임피던스 측정 기능을 제공하며, 일반적으로 유사한 정확도를 가지지만 주파수 범위는 더 낮다. LCR 미터의 측정 주파수는 일반적으로 스윕되지 않고 고정되며, 그래픽으로 표시할 수 없다.
네 번째 구현인 벡터 네트워크 분석기(VNA)는 별개의 기기로 간주될 수 있다. 임피던스 분석기와 달리 VNA도 임피던스를 측정하지만, 일반적으로 임피던스 분석기보다 훨씬 높은 주파수에서 훨씬 낮은 정확도로 측정한다.
리액턴스 차트.
대부분의 임피던스 분석기에는 특정 주파수에 대한 용량성 리액턴스 XC 및 유도성 리액턴스 XL의 리액턴스 값을 보여주는 리액턴스 차트가 함께 제공된다. 계측기의 정확도는 차트에 전이되어 사용자가 특정 주파수 및 리액턴스에 대해 예상할 수 있는 정확도를 빠르게 확인할 수 있다.
무선 수신기 설계에서 노이즈 블랭커(Noise blanker)는 수신 신호에 대한 특정 종류의 무선 노이즈의 영향을 줄이기 위한 회로이다. 이것은 종종 방송용 단파 수신기나 통신 수신기 및 일부 유형의 양방향 무선 무선 송수신기에 사용된다. 노이즈 블랭커는 번개나 자동차 점화 시스템과 같은 임펄스형 노이즈에만 효과적이며, 광대역 연속 배경 노이즈 또는 동일 주파수의 간섭 신호에서는 성능을 향상시킬 수 없다. 원하는 주파수 근처의 주파수에 강한 신호가 있는 경우, 노이즈 블랭커 회로가 비효율적일 수 있으며 수신 신호의 품질을 저하시킬 수 있다.
일반적으로 이것은 수신기의 중간 주파수 섹션에 있는 네트워크이다. 노이즈 펄스가 IF 증폭기를 통과할 때, 그것은 일반적으로 원하는 신호보다 더 큰 진폭을 갖는다. 노이즈 블랭커 회로는 임펄스 동안 IF 단계의 이득을 순간적으로 줄인다. 더 복잡한 노이즈 블랭커는 보조 IF 단계를 사용하고 조정 가능한 임계값 및 타이밍 특성을 가질 수 있어 수신기의 오디오 단계로 전달되는 노이즈를 줄일 수 있다.
노이즈 블랭커는 신호 경로의 협대역 필터 이전에 적용하는 것이 가장 좋으며, 이는 필터링된 신호에 "링잉" 및 왜곡을 유발하지 않기 위함이다. 노이즈 블랭커는 진폭 변조 또는 단일 측파대 신호에 가장 유용하다. 주파수 변조 수신기는 일반적으로 노이즈 펄스를 거부하는 경향이 있는 신호 리미터 단계를 포함한다.
마이크로파 및 무선주파수 공학에서 스터브(stub) 또는 공진 스터브는 한쪽 끝에만 연결된 전송선로 또는 도파관이다. 스터브의 자유 끝은 개방 회로로 남겨두거나 단락 회로로 만든다(도파관의 경우 항상 그렇다). 전송선 손실을 무시하면 스터브의 입력 임피던스는 순전히 리액턴스이다. 스터브의 전기적 길이와 개방 또는 단락 회로 여부에 따라 용량성 또는 유도성이다. 따라서 스터브는 무선 주파수에서 축전기, 유도자 및 공진 회로로 기능할 수 있다.
스터브의 동작은 길이를 따라 정상파 때문에 발생한다. 그 리액턴스 특성은 무선 파장의 파장과 관련된 물리적 길이에 의해 결정된다. 따라서 스터브는 파장이 충분히 짧아 스터브를 편리하게 작게 만들 수 있는 UHF 또는 마이크로파 회로에서 가장 일반적으로 사용된다. UHF 및 마이크로파 주파수에서 집중 소자는 기생 리액턴스 때문에 성능이 저하되므로 스터브는 종종 개별 축전기 및 유도자를 대체하는 데 사용된다. 스터브는 일반적으로 안테나 임피던스 매칭 회로, 주파수 선택 분포 소자 필터, UHF 발진기 및 RF 앰프의 공진 회로에 사용된다.
스터브는 모든 유형의 전송선로: Lecher 선이라고 불리는 병렬 도체선, 동축 케이블, 스트립선, 도파관 및 유전체 도파관으로 구성될 수 있다. 스터브 회로는 원하는 리액턴스를 얻기 위해 어떤 길이의 선을 사용해야 하는지 결정할 수 있는 그래픽 도구인 스미스 차트를 사용하여 설계할 수 있다.
단락 스터브.
손실 없는 단락선의 입력 임피던스는 다음과 같다.
따라서 formula_7이 양수인지 음수인지에 따라 단락 스터브는 각각 유도성 또는 용량성이 된다.
각진동수 formula_8에서 축전기 역할을 하는 스터브의 길이는 다음과 같다.
동일한 주파수에서 유도자 역할을 하는 스터브의 길이는 다음과 같다.
두 방정식 모두에서 은 임피던스를 변경하지 않고 선에 임의로 추가할 수 있는 반파장(0일 수도 있음)의 정수이다.
개방 스터브.
손실 없는 개방 회로 스터브의 입력 임피던스는 다음과 같다.
이 섹션에서 사용된 기호 formula_12 등은 위 섹션과 동일한 의미를 갖는다.
formula_13이 양수인지 음수인지에 따라 스터브는 각각 용량성 또는 유도성이 된다.
각진동수 formula_8에서 유도자 역할을 하는 개방 회로 스터브의 길이는 다음과 같다.
동일한 주파수에서 축전기 역할을 하는 개방 회로 스터브의 길이는 다음과 같다.
여기서도 은 세그먼트에 삽입할 수 있는(0 포함) 임의의 정수 반파장이다.
공진 스터브.
스터브는 종종 발진기 및 분포 소자 필터에서 공진 회로로 사용된다. 길이 formula_17의 개방 회로 스터브는 저주파에서 formula_18일 때 용량성 임피던스를 갖는다. 이 주파수 위에서는 임피던스가 유도성이다. 정확히 formula_19일 때 스터브는 단락 회로를 나타낸다. 이는 직렬 공진 회로와 질적으로 동일한 동작이다. 손실 없는 선의 경우 위상 변화 상수는 주파수에 비례한다.
여기서 v는 전파 속도이며 손실 없는 선의 경우 주파수와 함께 일정하다. 이러한 경우 공진 주파수는 다음과 같다.
스터브는 공진 회로로 작동하지만, 집중 소자 공진 회로와는 달리 여러 공진 주파수를 갖는다. 기본 공진 주파수 formula_22 외에도 이 주파수의 배수 formula_23에서 공진한다. 집중 조정 회로에서와 같이 임피던스는 공진 후 주파수와 함께 단조적으로 계속 증가하지 않는다. formula_24 지점까지 증가하며, 이 지점에서는 개방 회로가 된다. 이 지점(반공진 지점) 이후에는 임피던스가 다시 용량성이 되어 감소하기 시작한다. formula_25에서 다시 단락 회로가 될 때까지 계속 감소한다. 이 지점에서 스터브의 필터링 동작은 실패한다. 스터브의 이러한 응답은 주파수가 증가함에 따라 공진과 반공진 사이를 번갈아 가며 계속 반복된다. 이는 스터브뿐만 아니라 모든 분포 소자 필터의 특징으로, 필터가 실패하고 여러 원치 않는 통과대역이 생성되는 특정 주파수 이상이 존재한다.
마찬가지로, 단락 스터브는 formula_26에서 반공진기이며, 즉 병렬 공진 회로처럼 동작하지만 formula_27에 가까워지면 다시 실패한다.
스터브 매칭.
스터브는 부하 임피던스를 전송선 특성 임피던스에 매칭시킬 수 있다. 스터브는 부하로부터 일정한 거리에 위치한다. 이 거리는 주선의 길이의 임피던스 변환기 동작에 의해 그 지점에서 부하 임피던스의 저항 부분이 특성 임피던스의 저항 부분과 같아지도록 선택된다. 스터브의 길이는 제시된 임피던스의 리액턴스 부분을 정확히 상쇄하도록 선택된다. 스터브는 주선이 유도성 또는 용량성 임피던스를 나타내는지에 따라 각각 용량성 또는 유도성으로 만들어진다. 이는 부하 임피던스의 리액턴스 부분이 임피던스 변환기 동작과 저항 부분에 영향을 받기 때문에 부하의 실제 임피던스와는 다르다. 매칭 스터브는 테스트 시 매칭을 수정할 수 있도록 조절 가능하게 만들 수 있다.
단일 스터브는 특정 주파수에서만 완벽한 매칭을 달성한다. 넓은 대역 매칭을 달성하기 위해 여러 스터브를 주 전송선에 따라 배치할 수 있다. 이는 필터와 유사한 구조를 만든다. 체비쇼프 필터 설계와 같은 필터 설계 방법을 사용할 수 있지만, 통과대역 성능보다는 임피던스 매칭에 중점을 둔다. 결과적인 네트워크의 전송 함수는 체비쇼프 필터와 같은 통과대역 리플을 가지지만, 표준 필터에서와 같이 통과대역의 어떤 지점에서도 0 dB 삽입 손실에 도달하지 않는다.
방사형 스터브.
방사형 스터브는 일정한 폭의 선이 아니라 원의 섹터로 구성된 평면 부품이다. 저임피던스 스터브가 필요할 때 평면 전송선로와 함께 사용된다. 낮은 특성 임피던스 선은 넓은 선을 필요로 한다. 넓은 선의 경우 주선과의 스터브 접합이 잘 정의된 지점에 있지 않다. 방사형 스터브는 접합 지점에서 점으로 좁아짐으로써 이 어려움을 극복한다. 스터브를 사용하는 필터 회로는 종종 주선의 양쪽에 하나씩 연결된 쌍으로 사용한다. 이렇게 연결된 한 쌍의 방사형 스터브를 버터플라이 스터브 또는 보우타이 스터브라고 한다.