РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ СО СТОРОННИМ ПОДСВЕТОМ СЕТЕЙ СОТОВОЙ СВЯЗИ СТАНДАРТА GSM

Предлагаемое изобретение относится к разнесенной радиолокации и может быть использовано для обнаружения, измерения координат и распознавания маловысотных целей в поле подсвета базовых станций сотовой связи стандарта GSM. Техническим результатом предлагаемого изобретения является улучшение тактико-технических характеристик, а именно повышение точности измерения координат и защита приемного устройства от влияния прямого проникающего сигнала базовой станции (БС) и отражений от местных предметов, а также возможность распознавания, локационной информации и передачи ее на пункты сбора и обработки информации.
Известен метод и способ пассивного когерентного определения местоположения самолетов гражданской авиации (патент США №7012552 B2, 14.03.2006, B64F 1/36; G01S 13/00; G01S 13/46; G01S 13/50; G01S 13/91; G01S 19/48; G01S 5/12; G08B 21/00; G08G 5/00; G08G 5/04; G01S 13/93)
Известна подвижная система обнаружения объекта и способ использования сигналов, передаваемых мобильной телефонной станцией (патент США №6930638 B2, 1.08.2001, G01S 3/00; G0S 13/46; G0S 13/58; G0S 13/92; H04Q 7/34; G0S 3/46) содержащая приемник, имеющий первую и вторую антенны, и средство обработки, причем первая (опорная)антенна выполнена с возможностью приема прямого сигнала, базовой станции мобильной телефонной связи; а вторая (целевая) антенна выполнена с возможностью приема сигнала базовой станции, отраженного от объекта. Средство обработки сравнивает сигнала, принимаемого от базовой станции мобильной телефонной с сигналом, отраженным от объекта и определяет скорость и положение объекта; Система состоит из множества базовых станций мобильной телефонной связи, которые передают сигнал. Недостаток системы - отсутствие средств компенсации проникающего по боковым лепесткам целевой антенны прямого сигнала базовой станции, что приводит к уменьшению дальности обнаружения и точности измерения координат.
Наиболее близким к предполагаемому изобретению относится полуактивная радиолокационная станция с использованием для подсвета радиолокационного наблюдения излучение базовых станций сотовой связи (Евразийский патент №008335, 9.06.2005; G01S 13/50), содержащая один основной, подключенной к направленной антенне и два опорных, подключенных к направленным на БС канала, причем выходы приемных каналов подключены к соответствующим входам пространственного автокомпенсатора, после чего для спектральной режекции проникающего по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны РЛС прямого входу M дальностных каналах, каждый из которых содержит перемножитель и N объединенных по входу доплеровских узкополосных фильтров. Формирование опорного сигнала осуществляется в специальном формирователе опорного сигнала, подключенном к выходу опорного канала. Дополнительная спектральная режекция обеспечивает повышение эффективности компенсации проникающего сигнала и увеличение дальности действия.
Рассматриваемая полуактивная радиолокационная станция не лишена ряда недостатков.
к
с
Во-первых. Представленная в описании модель сигнала стандарта GSM с с гауссовой частотной манипуляцией с минимальным частотным сдвигом GMSK модуляцией не учитывает кадровой периодической структуры сигнала. Так для передачи информации с использованием временного и кодового разделения каналов (TDMA) используется 5 видов периодических временных интервалов [1]. При этом в основе иерархического разделения структуры кадров находится кадр TDMA, длительностью τ=4615 мкс состоящий из 8 слотов длительностью τ=577 мкс каждый. Периодическая структура временных интервалов сигнала стандарта GSM приводит к тому, что спектр автосвертки сигнала GSM сигнала будет линейчатым и иметь наряду с центральной гармоникой ряд периодически следующих гармоник на частотах кратных  Гц и  Гц. Экспериментально полученные гармоники спектра автосвертки сигнала GSM приведенные на фиг. 1а и б, перекрывает ожидаемый диапазон доплеровских частот до 1700 Гц и становятся мешающей помехой при обнаружении маловысотных целей (МВЦ), летящих со скоростями до 900 км/ч. При этом, как показывают расчеты [2], основной лепесток спектра автосвертки сигнала GSM на 20-30 дБ превышает амплитуда первых периодических гармоник на частотах кратных 216.6 Гц и 1732.8 Гц. Известно, что мешающими помехами в разнесенных РЛС с ненаправленным подсветом являются прямые сигналы передатчика, проникающие по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны (ДНА) целевого канала, и отражения от местных предметов, находящиеся вместе с целью в основном луче ДНА и одном элементе разрешения по дальности.
При этом наиболее мощное помеховое воздействие на процесс обнаружения будут оказывать спектральные гармоники свертки мешающих и опорных сигналов на центральной частоте и частотах кратных 216.6 Гц и 1732.8 Гц. Однако в описании прототипа в качестве способа и средства дополнительной компенсации проникающей помехи описывается фильтр с амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) режекции только на центральной частоте свертки. Поэтому без компенсации периодических гармоник спектра автосвертки, заявленный в прототипе дополнительный коэффициент подавления проникающего сигнала на 30-40 дБ вряд ли достижим.
Во-вторых. Приведенная модель сигнала GSM базируется на допущении постоянства огибающей спектра сигнала. На самом деле огибающая спектра сигнала GSM не ограничивается только GMCK модуляцией и не является стационарной (фиг. 2, а). Кроме того структура GSM сигнала строго определена временными характеристиками огибающей сигнала излучаемого пакетами на канальном интервале кадра TDMA. Временная маска огибающей для сигнала интервала трафика (передачи речи и данных) полного кадра TDMA приведена на фиг. 2, б. [1]. Поэтому при изменении содержания трафика меняется и огибающая спектра сигнала. Это приводит к тому, что коэффициент корреляции сигналов будет зависеть от интервала трафика и его интенсивности. Кроме того изменение спектральных параметров сигналов GSM при незначительном расхождении идентичности основного и компенсационного трактов и приводит к декореляции сигналов. Так при технически предельно достижимом в настоящее время расхождении электрических параметров трактов в 1% максимально достижимый коэффициент подавления стационарной шумовой помехи не превышает 30 дБ. Поэтому коэффициент подавления мешающего нестационарного сигнала GSM не превысит 25 дБ. Кроме того изменение огибающей сигнала потребует стабилизации вероятности ложной тревоги. Поэтому наряду с пространственной и частотной селекцией для обеспечения требуемых показателей обнаружения необходимо применение устройств стабилизации порога обнаружения.
В-третьих. Обеспечение постоянного значения вероятности правильного обнаружения, в условиях когда бистатическая эффективная поверхность рассеяния (ЭПР) цели изменяется в диапазоне десятков дБ [6], требует применения устройства расширения динамического диапазона приемника. Отсутствие такого устройства в прототипе не позволит достичь заявленного уменьшения критичности РЛС к размещению относительно БС. Таким образом, целью заявляемого изобретения является:
1. Увеличение дальности обнаружения целей бистатической РЛС со сторонним подсветом, создаваемым базовой станцией стандарта GSM, за счет подавления периодических составляющих пассивных помех, образованных кадровой и слотовой структурой сигнала отраженного от местных предметов.
2. Обеспечение постоянства показателей обнаружения за счет применения устройств стабилизации порога обнаружения и логарифмического усиления.
Указанная цель достигается тем, что в полуактивную РЛС, содержащую последовательно соединенные обзорную антенну, с устройством управления, супергетеродинный приемник целевого канала, последовательно соединенные антенну и супергетеродинный приемник опорного канала, местный гетеродин, к входу которого подключены вторые входы супергетеродинных приемников и, причем антенна целевого канала осуществляет обзор пространства, а антенна опорного канала неподвижна и ориентирована на БС подсвета, автокомпенсатор, основной вход которого подключен к выходу супергетеродинного приемника целевого канала, а компенсационный вход подключен к выходу супергетеродинного приемника опорного канала, M объединенных по входу идентичных дальностных каналов, каждый из которых содержит канальный перемножитель, являюпщйся входом дальностного канала и набор N объединенных по входу узкополосных фильтров (УПФ), выходы которых образуют N выходов соответствующего дальностного канала, оконечное устройство (ОУ), к N входам которого подключены одноименные выходы дальностных каналов, M-канальный формирователь опорных сигналов, содержащий М-отводную линию задержки, вход которой является входом М-канального формирователя, а также опорный гетеродин, дополнительно введены в каждом из каналов М-канального формирователя содержит опорный перемножитель, усилители промежуточной частоты целевого канала и опорного канала с логарифмической характеристикой усиления (УПЧЛ) на частоте усиления, причем ко входу УПЧЛ целевого канала подключен выход автокомпенсатора, а к выходу УПЧЛ целевого канала параллельно подключены первые входы всех канальных перемножителей, в каждом дальностном канале последовательно соединенные канальный фильтр грубой селекции (ФГС) и вычитающее устройство, выход которого параллельно подключен ко входу набора УПФ, причем, вход канального канального фильтра грубой селекции подключен к выходу канального перемножителя, модем GPRS подключенный к выходу оконечного устройства, кроме того в каждом канале М-канального формирователя опорных сигналов последовательно соединенные смеситель, полосовой фильтр, а также опорный фильтр грубой селекции и управляемый усилитель, а так же селектирующий фильтр и амплитудный детектор, выход которого подключен ко второму входу управляемого усилителя, причем выход полосового фильтра i-го канала формирователя опорного сигнала подключен к первому входу опорного перемножителя, а также ко второму входу канального перемножителя одноименного дальностного канала, выход управляемого усилителя i-го канала формирователя опорного сигнала подключен ко второму входу вычитающего устройства одноименного дальностного канала, выход вычитающего устройства i-го дальностного канала подключен ко входу селектирующего фильтра одноименного канала формирователя опорного сигнала, выход УПЧЛ опорного канала параллельно подключен ко входу М-отводной линии задержки и ко второму входу опорных перемножителей всех каналов М-канального формирователя опорного сигнала, выход опорного гетеродина параллельно подключен к гетеродинным входам смесителей, а сигнальные входы смесителей каждого канала формирователя опорного сигнала подключены к соответствующему отводу М-отводной линии задержки.
Приведенная совокупность признаков отсутствует в исследованной патентной и научно-технической литературе по данному вопросу, следовательно предложенные технические решения соответствуют критерию «новизна».
Сущность изобретения поясняется фигурами 1-6.
Фиг. 1- экспериментальные спектры автосверток сигнала стандарта GSM в различных частотных масштабах.
Фиг. 2- реальный спектр а) и временная маска б) сигнала стандарта 08М.
Фиг. 3 - радиоканалы прохождения сигналов.
Фиг. 4 - блок-схема заявляемой РЛС.
Фиг. 5 - типовая амплитудная характеристика и зависимость коэффициента усиления УПЧЛ от входного напряжения.
Фиг. 6 - амплитудно-частотная характеристика ФГС.
Фиг. 7 - блок-схема оконечного устройства.
Аппаратура радиолокационной станции по фиг. 4 состоит из последовательно соединенных обзорной антенны 1 с устройством управления и супергетеродинного приемника 2 целевого канала, последовательно соединенных антенны 3 и супергетеродинного приемника 4 опорного канала, местного гетеродина 5, к входу которого подключены вторые входы супергетеродинных приемников 2 и 4, причем антенна 1 целевого канала осуществляет обзор пространства, а антенна 3 опорного канала неподвижна и ориентирована на БС подсвета, автокомпенсатора 6, основной вход которого подключен к выходу супергетеродинного приемника целевого канала 2, а компенсационный вход подключен к выходу супергетеродинного приемника опорного канала 4, усилителей промежуточной частоты целевого канала 7 и опорного канала 8 с логарифмической характеристикой усиления (УТГЧЛ) на частоте усиления, причем ко входу УПЧЛ целевого канала 7 подключен выход автокомпенсатора 6, а к входу УПЧЛ опорного канала 8 подключен выход супергетеродинного приемника опорного канала 4, М-объединенных по входу и параллельно подключенных к выходу УПЧЛ целевого канала 7 идентичных дальностных каналов 9, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный перемножитель 10, являющийся входом дальностного канала, канальный фильтр грубой селекции (ФГС) 11, вычитающее устройство 12, набор N объединенных по входу узкополосных фильтров (УПФ) 13, выходы которых образуют N выходов соответствующего дальностного канала, оконечного устройства (ОУ) 14, к N входам которого подключены одноименные выходы дальностных каналов, модема GPRS 15 подключенного к выходу оконечного устройства, М-канального формирователя опорных сигналов 16, содержащего М-отводную линию задержки 17, вход которой является входом М-канального формирователя, а также опорного гетеродина 18 и М идентичных каналов 25, причем, каждый из каналов М-канального формирователя 25 содержит последовательно соединенные смеситель 19, полосовой фильтр 20, опорный перемножитель 21, опорный фильтр грубой селекции 22 и управляемый усилитель 23, а так же селектирующий фильтр 24 и амплитудный детектор 26, подключенный ко второму входу управляемого усилителя 23, причем выход полосового фильтра 20 i-го канала формирователя опорного сигнала подключен ко второму входу канального перемножителя 10 одноименного дальностного канала, выход управляемого усилителя 23 i-го канала формирователя опорного сигнала подключен ко второму входу вычитающего устройства 12 одноименного дальностного канала, выход вычитающего устройства 12 i-го дальностного канала подключен ко входу селектриующего фильтра 24 одноименного канала формирователя опорного сигнала, выход УПЧЛ опорного канала 8 параллельно подключен ко входу М-отводной линии задержки 17 и ко второму входу опорных перемножителей 21 всех каналов М-канального формирователя опорного сигнала 16, выход опорного гетеродина 18 параллельно подключен к гетеродинным входам смесителей 19, а сигнальные входы смесителей 19 каждого канала формирователя опорного сигнала подключены к соответствующему отводу М-отводной линии задержки.
OK
Заявляемая радиолокационная станция со сторонним подсветом сетей сотовой связи стандарта GSM работает следующим образом фиг. 3. Произвольная j-базовая станция 28 сети сотовой связи стандарта 08М формирует ненаправленное или слабонаправленное (в зависимости от типа антенны БС) поле излучения 29. В поле излучения БС могут оказаться воздушные объекты локации - радиолокационные цели 30 и близкорасположенные пассивные мешающие отражатели 31. Обнаружение объектов локации осуществляется пассивным модулем радиолокационной станции 27, содержащим целевой и опорный каналы, которые формируют диаграммы направленности (ДНА) целевого 32 и опорного 37 канала. Диаграмма направленности антенны целевого канала 32 обеспечивает требуемое разрешение по угловым координатам и характеризуется коэффициентом усиления основного луча  и боковых лепестков . Диаграмма направленности антенны опорного канала является остронаправленной и характеризуется коэффициентом усиления G. При этом в основном луче ДНА 32 целевого канала в одном элементе разрешения по дальности оказываются эхо-сигналы отраженные от цели m(t) 33 и отражения от местных предметов s(t) 34. Кроме того через боковые лепестки ДНА антенны целевого канала 1 на входе супергетеродинного приемника целевого канала 2 попадает прямой проникающий сигнал передатчика БС n(t) 35, представляющий собой мощную проникающую помеху.
Таким образом на приемника целевого канала 2 действует аддитивная связь сигналов
o
Через основной лепесток ДНА опорного канала 37 на входе супергетеродинного приемника опорного канала 4 попадает прямой сигнал БС n(t) 36.
Где в уравнениях 1 и 2:
o
o
i
k
c
n(t)=N(t)exp(j[ωt+ΣΣjΨ(t-iτ-jτ)]);
n
n
N(t)=U(t)exp[jφ(t)] - комплексная огибающая опорного сигнала;
o
o
ω=2πft - несущая частота базовой станции;
i
j
k
c
ΣΣΨ(t-iτ-jτ) - закон фазовой модуляции стандарта GSM с учетом периодической и кадровой и слотовой структуры [7];
n
φ(t) - начальная фаза;
;
o
i
k
c
r
д
m(t)=M(t)exp(j[ωt+ΣΣjΨ(t-iτ-jτ-τ)-2πFt]);
r
τ - время запаздывания эхо- сигнала относительно опорного;
д
F - частота Доплера.
m
m
M(t)=U(t)exp[jφ(t)] - комплексная огибающая флюктуации эхо-сигнала;
o
i
k
c
s
s(t)=s(t)exp(j[ωt+ΣΣjΨ(t-iτ-jτ-τ)]);
s
s
S(t)=U(t)exp[jφ(t)] - комплексная амплитуда огибающей флюктуации сигнала отраженного от местного предмета;
s
s
τ - время запаздывания сигнала отраженного от местного предмета относительно опорного. При условии τ=τr сигнал отраженного от местного предмета становится пассивной помехой.
пч
o
o
В супергетеродинных приемниках 2 и 4 сигналы усиливаются и преобразуются на промежуточную частоту ω. В автокомпенсаторе 6 осуществляется пространственная компенсация - подавление в основном канале проникающей помехи n(t) путем однократного вычитания из него опорного сигнала n(t), принятого супергетеродинным приемником 4 опорного канала. В автокомпенсаторе сигнал n(t) используется как компенсационный, коррелированный по амплитуде и фазе, так чтобы обеспечить минимальную мощность подавляемого сигнала n(t) на выходе автокомпенсатора 6. Эта операция эквивалентна формированию провала в боковых лепестках ДНА целевого канала 32 в направлении на излучаемую БС [8] с уровнем . Процесс компенсации происходит линейно без изменения закона фазовой модуляции. Реально достижимая автокомпенсатором эффективность подавления
АК
o
нестационарной проникающей помехи не превысит 25 дБ. При отношении мощности эхо- сигнала к мощности поникающей помехи 70-90 дБ [4]. Поскольку процесс компенсации в автокомпенсаторе осуществляется линейно, то неподавленные остатки проникающего сигнал n(t) описывается фазовой модуляцией и комплексной огибающей амплитуды так-же как и прямой сигнал n(t). При этом амплитуда комплексной огибающей определяется по формуле:
АК
o
Выходной сигнал автокомпенсатора 6 содержит сигнал отраженный от цели т(1), частично подавленный проникающий сигнал n(t) и сигнал отраженный от местного предмета поступает на вход УПЧЛ целевого канала 7. Аналогично с выхода супергетеродинного приемника опорного канала 4 принятый сигнал n(t) поступает на вход УПЧЛ опорного канала 8. Усилители 7 и 8 обладают логарифмической характеристикой усиления на промежуточной частоте и динамическим диапазоном усиления до 80 дБ [9] и полосой пропускания 200 кГц, что соответствует ширине спектра сигналов БС. Типовая амплитудная характеристика и зависимость коэффициента усиления от входного напряжения приведена на фиг. 5. УПЧЛ позволяет сжимать амплитуды флюктуации мешающих колебаний до уровня амплитуд внутреннего шума, и тем самым предотвращать перегрузку приемного устройства, не теряя чувствительности при воздействии интенсивных помех. Особенностями УПЧЛ с усилением на промежуточной частоте являются:
1. линейность усиления слабых сигналов до наступления логарифмического участка, что позволяет обеспечить высокую чувствительность приемного устройства;
2. безинерционность усиления;
3. возможность ослабления сильных сигналов вплоть до собственных шумов приемника;
АК
4. возможность когерентной обработки после усиления. Перечисленные особенности УПЧЛ в силу особенностей спектра свертки GSM сигнала позволяют существенно снизить требования к величине компенсации неподавленных остатков проникающей и пассивной помехи. На выходе УПЧЛ целевого канала 7 слабый сигнал отраженный от цели m(t) усиливается, а остатки неподавленного n(t) и отраженного от местного предмета s(t) помех ослабляются. При этом происходит выравнивание амплитуд эхо и мешающих сигналов, а аддитивная смесь сигналов можно представить в виде:
цкл
f(t)=lg[s(t)]+lg[m(t)]+lg[n(t)].
o
З
С выхода УПЧЛ опорного канала 8 прямой сигнал БС поступает на вход М-канального формирователя опорного сигнала 16, а именно на вход М-отводной линии задержки и вторые входы опорных перемножителей 21 каждого из М каналов формирователя опорных сигналов 16. На выходах элементов М-отводной линии задержки 17 прямой сигнал БС n(t) последовательно задерживается на время Δτ равное интервалу корреляции равное
,
где
c
г
oc
Δf=200 кГц - ширина спектра БС и поступает на сигнальный вход смесителя 19 одноименного канала формирователя опорного сигнала 16. На гетереодинный вход смесителей 19 поступает напряжение опорного гетеродина 18 частотой ω. При этом на входе полосового фильтра 20 к-го канала формирователя опорного сигнала действует опорный сигнал lg[n(1)], где
oc
oc
c
i
j
k
c
зк
n(t)=N(t)exp(j[ωt+ΣΣΨ(t-iτ-jτ-Δτ)]);
oc
oc
n
N(t)=U(t)exp[jφ(t)] - комплексная огибающая опорного сигнала;
c
пч
г
c
c
дmax;
ω=ω-ω=ω=2πt - вторая промежуточная частота, выбираемая из условия fc=(5-10)F
дmax
пф
c
дmax
F - максимальное значение доплеровской частоты. Полосовой фильтр 20 имеет полосу пропускания Δf=f±2F. Напряжение с выхода полосового фильтра 20 поступает на второй вход канального перемножителя 10 к-го дальностного канала и на первый вход опорного перемножителя 21. В канальном перемножителе 10 формируется аддитивная смесь сигналов:
В опорном перемножителе 21 формируется аддитивная смесь сигналов
В аддитивной смеси сигналов 5 содержатся:
AK
oc
lg[n(t)] lg[n(t)] - свертка логарифмов опорного и неподавленного остатков проникающего сигналов. Данная свертка не демодулируется на интервале наблюдения, так как в общем случае время запаздывания сигналов разное, и будет представлять собой мешающий фон требующий дополнительной компенсации;
oc
зк
lg[m(t)] lg[n(t)]- логарифм свертки опорного и эхо-сигналов, в результате которой при условии τr=Δτ происходит демодуляция и сжатие по спектру эхо-сигнала, а также формирование максимального значения свертки, пропорционального эффективной поверхности цели (ЭПР), на частоте fc±Fд. Данная свертка содержит информацию о скорости и дальности обнаруживаемых объектов. При этом периодические составляющие свертки на частотах fc±Fд±216,6·n±1732.8·n, Гц, где n - целое число, будут на 20-30 дБ меньше (см. фиг. 1) [2] свертки на частоте fc±Fд.
oc
s
зк
lg[s(t)] lg[n(T)] - логарифм свертки опорного сигнала и пассивной помехи, в результате которой при условии τ=Δτ происходит демодуляция и сжатие по спектру сигнала пассивной помехи на частоте fc. При этом амплитуда гармоник на частотах fc±216,6·n±1732.8·n. меньше амплитуды свертки на частоте fc на 20-30 дБ. Отношение мощностей сверток третьего и второго слагаемых уравнения 5 пропорционально отношению
Величина отношения (7) может достигать значений 40 и более дБ.
Во втором уравнении формулируется логарифм свертки опорного и прямого сигнала БС:
o
oc
АК
lg[n(t)] lg[n(t)] - логарифм свертки отличается от третьего слагаемого в уравнении (5) значением комплексной амплитуды сигналов N(t) и N(t). Эти отличия до УПЧЛ определяются отношением
АК
AK
Комплексные амплитуды сигналов Т(t) и N(t) достаточно велики и попадают под логарифмический участок амплитудной характеристики УПЧЛ. При прохождении через УПЧЛ комплексные амплитуды огибающих N(t) и N(t) ограничиваются логарифмическим участком амплитудной характеристикой и незначительно отличаются по амплитуде. В этом случае отношение (8) принимает вид:
С учетом логарифмического ограничения пассивной помехи и (7)можно считать, что
АК
oc
o
oc
5
3
АК
oc
oc
10
21
Амплитуды сверток lg[n(t)]lg[n(t)] и lg[n(t)]lg[n(t)] будут незначительно отличаться по величине и имеют одинаковые законы изменения. Из уравнения (10) следует, что при условии т=Ат амплитуды сверток lg[n(t)] lg[n(t)] и lg[s(t)] lg[n(t)] будут одинаковы. Комплексная амплитуда эхо-сигнала на выходе УПЧЛ при интенсивном изменении амплитуды цели на входе (вследствие изменения дальности, ЭПР или ракурса наблюдения) ограничивается логарифмической характеристикой, и меняется незначительно. Это обеспечивает постоянство амплитуды и вероятности правильного обнаружения. С выходов канального 10 и опорного 21 перемножителей результаты сверток f(t) и f(t) поступают на входы канального 11 и опорного 22 ФГС соответственно.
11
max
max
дmax
max
max
Канальный фильтр грубой селекции имеет АЧХ приведенную на фиг. 6, а. АЧХ канального ФГС имеет центральную частоту, полосу пропускания Δf=±2Fдmax, а также зоны режекций на частотах fp=fc±216ξ, где ξ∈[0..ξ], ξ=Fдmax/216.6 - количество зон режекции; F=2V/λ - максимальное значение доплеровской частоты, λ - длина волны GSM сигнала, V - максимальное значение скорости маловысотной цели. Так при максимальной скорости маловысотной цели 500 км/ч, длине волны λ=0.32 м, количество зон режекции в одном частотном направлении равно ξ=4.
oc
В зоны режекции канального ФГС попадают наиболее мощные гармоники свертки опорного сигнала и пассивной помехи lg[s(t)]lg[n(t)] на частотах кратных 216.6 Гц (фиг. 6, а).
Коэффициент подавления пассивной помехи, определяемый по формуле
где
оc
Sп(f) - нормированный энергетический спектр свертки логарифмов опорного сигнала и пассивной помехи lg[s(t)]lg[n(t)];
oc
AK
oc
,
oc
oc
пч
дmax
- квадрат АЧХ зоны режекции канального ФГС 11 может достигать значений 30-40 дБ. При таксам значении подавления, помеховую составляющую lg[s(t)]lg[n(t)] можно исключить из процесса обработки. В пределах полосы±2 Р канального ФГС 11 осуществляется селекция результатов свертки опорного и неподавленных остатков проникающей помехи lg[n(t)]lg[n(t)] а также результатов свертки опорного и эхо-сигналов lg[m(t)]lg[n(t)]. В частном случае, когда доплеровская добавка частоты эхо- сигнала будет кратной 216.6 Гц, центральная гармоники взаимной свертки опорного и эхо-сигнала lg[m(t)]lg[n(t)] попадет в зону режекции. Данный недостаток может быть устранен путем пространственной настройки ДНА опорной антенны 37 на другую базовую станцию 28i (фиг. 3) в поле подсвета которой находится цель, и перестройке местного гетеродина 5 таким образом, чтобы значение Промежуточной частоты ω осталось бы неизменным. Известна [6] зависимость частоты Доплера в бистатической РЛС от геометрии и ориентации цели относительно линии базы. В этом случае центральная свертка сверки эхо-сигнала выйдет из зоны режекции. Опорные ФГС 22 в каждом из М-жаналах формирователя опорного сигнала не имеют зон режекции и перекрывают диапазон частот ±2F. (фиг. 6,б).
AK
oc
AK
oc
В общем случае вне зоны режекции канального ФГС 11 вместе с полезной сверткой оказывается и свертка неподавленных остатков проникающей помехи lg[n(t)]lg[n(t)]. Эта свертка дает нестационарный фон обнаружения эхо-сигнала, и подлежащий исключению из дальнейшей обработки. Для этого необходимо обеспечить формирование адаптивного порогового уровня (АПУ) обнаружения. Принцип реализации АПУ состоит в вычитании в вычитающем устройстве 12 помеховой свертки lg[n(t)]lg[n(t)] из выходного напряжения канального ФГС. На первый вход вычитающего устройства 12 поступает напряжение
На второй вход вычитающего устройства 12 поступает напряжение с выхода управляемого усилителя 23
р
где K - коэффициент регулирования управляемого усилителя 23.
r
зк
AK
oc
o
oc
Поскольку при условии τ=Δτ структуры сверток lg[n(t)]lg[n(t)] и lg[n(t)]lg[n(t)] одинаковы, то при подаче этих напряжений на соответствующие входы, на входе вычитающего устройства 12 получим разность:
При условии
AK
oc
Kp
в втором слагаемом lg[n(t)/n(t)]→0 и в уравнении 14 должно остаться только слагаемое, обусловленное сверткой эхо-сигнала:
12
oc
f(t)=lg[m(t)]lg[n(t)].
Реализация условия 15 осуществляется при условии, что коэффициент регулирования меняется по закону
AK
oc
p
АК
24
дmax
дmax
oc
AK
Поскольку логарифмы амплитуды сигналов n(t) и n(t) приблизительно равны, то K→1. Кроме того, в следствии влияния логарифмической амплитудной характеристики флюктуации будут незначительны. Вместе с тем, осуществить эффективную стабилизацию вероятности ложной тревоги, за счет компенсации нестационарных Неподавленных остатков проникающей помехи lg[n(t)] в вычитающем устройстве 12, невозможно без слежения за результатом компенсации. Для этого с выхода вычитающего устройства напряжение 14 через селектирующий фильтр 24 и амплитудный детектор 26 поступает на второй вход управляемого усилителя 23. Селектирующий фильтр 24 имеет) полосу пропускания Δf=F-2F, находящуюся за ожидаемыми диапазоном Доплеровских частот, что исключает возможность регулирования усилителя 23 по свертке эхо-сигналов lg[m(t)]lg[n(t)]. Детектор) 26 выделяет огибающую разносного напряжения 14, которое поступает на второй вход регулируемого усилителя 23. С увеличение разностного напряжения коэффициент регулирования Kp уменьшается, сокращая величину разносного напряжения. Ожидаемый реальный коэффициент подавления неподавленных остатков нестационарной проникающей помехи n(t) составит 20-25 дБ. С учетом подавления в автокомпенсаторе, общий коэффициент подавления проникающей помехи составит 50-60 дБ. При отсутствии УПЧЛ данного значения было бы недостаточно для обеспечения требуемых показателей качества обнаружения. Однако после прохождения напряжений свертки УПЧЛ и сжатия амплитуды проникающей помехи, отношение сигнал/помеха на выходе узкополосных фильтров 13 обеспечивает требуемые показатели качества обнаружения по следующим причинам:
АК
oc
oc
во-первых, на выходе УПЧЛ амплитуда свертки lg[n(t)]lg[n(t)] мешающего сигнала незначительно [превышает свертку lg[m(t)]lg[n(t)] на эхо-сигнала, следовательно дополнительная компенсация неподавленных остатков на 20-25 дБ существенно улучшает условия обнаружения;
во-вторых, как показывают расчеты [2] и реальные измерения (фиг. 1), Следовательно, при когерентной фильтрации в наборе узкополосных фильтров доплеровских фильтров, 13 центральный пик свертки эхо-сигналов превышает собственные боковые пики на 20-25 дБ;
oc
AK
oc
c
oc
ф
c
н
c
Kp
в-третьих, в следствии того, что неподавленные остатки свертки lg[n(t)]lg[n(t)/n(t)] распределены в полосе сигнала Δf=200 кГц, а полезная составляющая свертки lg[m(t)]lg[n(t)] эхо-сигнала когерентно выделяется в полосе доплеровского фильтра с полосой Агф «Δf<<Δf, то выделение полезного сигнала на фоне неподавленных остатков будет осуществляться с эффективность коэффициента корреляционного накопления K=Δf/Δfф При полосе узкополосного фильтра 20 Гц выигрыш в отношении сигнал/шум может составить 10 дБ.
При этом, как показывают расчеты [2] и реальные измерения (фиг. 1), уровень центрального пика спектра свертки GSM сигнала превышает собственные боковые пики кратные частоте следования кадров 216.6 Гц на 20-25 дБ.
Откуда за счет дополнительной компенсации вычитающем устройстве и когерентного накопления отношение сигнал/помеха на выходе узкополосного фильтра может составить 30-35 дБ, что достаточно для обнаружения целей с заданными показателями качества.
Таким образом, применение УПЧЛ с логарифмической амплитудной характеристикой обеспечивает постоянство амплитуды эхо-сигнала и следовательно - вероятность правильного обнаружения, а применение вычитающего устройства в каждом дальностном канале - постоянство вероятности ложной тревоги.
ф
нс
ф
ф
Когерентная фильтрация свертки эхо-сигнала осуществляется в наборе N объединенных по входу узкополосных фильтрах 13 по доплеровской частоте. Ширина полосы пропускания каждого фильтра Δf определяет время накопления T=1/Δf и разрешающую способность по скорости ΔV=λ/2Δf. Полоса пропускания каждого фильтра из набора N объединенных по входу узкополосных фильтров 13 определяется шириной центрального пика автоспектра и не превышает 20-25 Гц. Количество узкополосных фильтров выбирают из условия
дmin
дmax
Анализа сигналов во всем доплеровском диапазоне целей от F до F.
Количество каналов дальности M определяется отношением
,
где
- разрешающая способность РЛС по дальности;
мах
мин
Д - Д - измеряемый диапазон дальности.
r
1
м
Аппаратура оконечного устройства по фиг.7 содержит M - коммутаторов 39 выходов фильтров 38 доплеровской частоты подключенных к выходам соответствующих N объединенных по входу узкополосных фильтров (УПФ) 13 соответствующих дальностных каналов, а выходы этих коммутаторов подключены к соответствующим М входам коммутаторов по времени запаздывания 40 τ выход которого через детектор 44 подключен к сигнальным входам индикаторов «направление-скорость» 50 и «направление-дальность» 47 с амплитудной индикацией. При этом управляющий вход индикатора 50 объединен с управляющими входами коммутаторов 39 и подключен к выходу блока 41 обзора по доплеровской частоте, а управляющий вход индикатора 47 объединен с управляющим входом коммутатора 40 и подключен к выходу блока обзора 42 по времени запаздывания, причем вход блока 42 объединен с управляющими входами индикатора 50 и M-коммутаторов 39 и подключен к выходу блока 41 обзора по доплеровской частоте. Блок 41 формирует циклически меняющийся цифровой код со значениями от 0 до N, значение этого кода, поступая на управляющие входы коммутаторов 39, определяет номера входа от доплеровского фильтра 38, подключаемого на выход каждого из коммутаторов 39, то есть значения этого кода соответствует доплеровской частоте подключаемого на выход коммутатора сигнала и соответственно - отображаемой на индикаторе 50 радиальной скорости. Нулевое значение кода обеспечивает перевод в новое состояние блока 42, формирующего цифровой код значением от 0 до M, который поступая на управляющий вход коммутатора 40 определяет номер коммутатора 40, выходной сигнал от которого подключается к детектору 44. Поскольку коммутаторы 39..39подключены к соответствующим дальностным каналам, то это значение кода определяет номер отображаемого на индикаторе 47 интервала по времени запаздывания, так как значением кода задается положение развертки по координате времени индикатора 47, так же как и положение развертки по координате скорости индикатора 50 определяется значением кода с выхода блока 42. Выходной сигнал детектора 44 поступает на сигнальные входы индикаторов 50 и 47 обеспечивая амплитудную индикацию сигналов на экранах индикаторов. И принятия решения о наличии цели в направлении ориентации диаграммы антенны 1 РЛС, ее радиальной скорости и времени запаздывания, характеризующим дальность до цели. Развертка по направлению обеспечивается поступающим на соответствующие входы индикаторов по соответствующим связям цифровым кодом с выхода формирователя 43 кода углового положения диаграммы направленности антенны, вход которого подключен к выходу устройства управления антенной 1. Входы разверток по радиальной скорости и времени запаздывания индикаторов 50 и 47 соответственно подключены к выходам блоков 41 и 42, а входы яркостной индикации - к выходу детектора 44. В этом случае достигается формирование двумерной развертки на индикаторах 50 и 47 с яркостной индикацией положения цели, что обеспечивает приятие решения о наличии цели, ее скорости и дальности в условиях изменяющегося направления положения антенны 1. Пороговая схема 45 подключенная к выходу детектора 44, выход которой соединен с управляющими входами блока стробирования 46 с аналогово-цифровым преобразователем (АЦП) и блока 48 стробирования кодов, выходы этих блок подключены к соответствующим входам центрального вычислительного комплекса (ЦВК) 49 РЛС. При этом сигнальный вход блока 46 подключен к выходу детектора 44, а цифровые входы блока 46 к выходам блоков 41, 42, 43 соответственно. В случае превышения выходным сигналом детектора порогового уровня, пороговая схема 45 формирует сигнал наличия цели, который поступая на управляющий вход блока 46, обеспечивает выделение значений действующих в данный момент кодов доплеровской частоты, времени запаздывания и направления на цель, которые поступают на первый вход ЦВК 49 и по шине данных с выхода ЦВК на модем передачи данных GPRS 15. ЦВК выполняет необходимые расчеты по формированию взвешенных оценок координат, накопление решений о превышении порога и формирование интегрального решения о наличии цели, траекторные расчеты управлении антенной при программном обзоре, а также выдачу радиолокационной информации. Все перечисленные узлы, образующие оконечное устройство 14, известны, применяются в радиолокации, технически реализуемы и соответствует критерию «промышленная применимость». Авторы не претендуют на новизну технических решений оконечного устройства.
Патентная документация
Страны, по которым производился поиск
Основной индекс МПК
Вид используемых источников патентной информации
Глубина поиска
Выявленные аналоги
США
B64F 1/36; G01S 13/00; G01S 13/46; G01S 13/50; G01S 13/91; G01S 19/48; G01S 5/12; G08B 21/00;
РЕПС ФИПС, Фонд ПТО универсальной научной библиотеки им. A.M. Горького в Твери. http://books.google.com/patents/
1993-2013
Пат. США №7012552 B2, №6930638 B2,
Европейский союз
G01S 13/00; G01S 13/46; G01S 13/50;
http://worldwide.es http://pacenet.com/
1993-2013
EP №2065729 A2
Евразийская патентная организация
G01S 3/00; G0S1 3/46; G0S 13/58; G0S 13/92
http://www.eapo.org/ru/patents/reestr
1993-2013
Евраз. патент №008335 (прототип)
Научно-техническая литература.
1. Попов В.И. Основы сотовой связи стандарта GSM. - Мю: Экотрейдз, 205-296.
2. M. Cherniakov, R. Saini, M. Antonov, R. Zuo, and J. Edwards, SS-BSAR with transmitter of opportunity-Practical Aspects. Electrical and Computer Engineering University of Birmingham, 2006.
3. Проскурин В.И. Оценка требований к линейности приемного тракта активно-пассивной РЛС.// Радиотехника. (Журнал в журнале). 2011, №1. С. 80-83.
4. Охрименко Е.А., Пархоменко Н.Г., Семашко П.Г. Методы подавления прямого сигнала в радиолокаторах с подсветом от широковещательных передатчиков// Электромагнитные волны и электронные системы №5, т. 16,. 2011. С. 81-82.
5. Лебедев Е.П., Челпанов А.С. Кузь Н.Я. Влияние неидентичности каналов приема на качество компенсации помех корреляционным автокомпенсатором // Труды академии №72. Харьков.: АРТА, 1966. С. 57-65.
6. Аверьянов В.Я. Разнесенные радиолокационные станции и системы. - Мн.: Наука и техника, 1978.
7. Ingmar Land, Bernad H Fleury Digital modulation 2. Lecture Notes. Departament of electronic Systems. Aalborg University, 2006.
8. Радиоэлектронные системы. Основы построения и теория Справочник. Под ред. Я.Д. Ширмана. - Радиотехника. - 2007.
9. Приемные устройства радиолокационных сигналов. Часть 1, 2. Под ред. Ю.Н. Седышева. - Воениздат, 1978.
Поиск произведет по фондам ПТО библиотеки им М. Горького г. Тверь и сайту ФИПС.