Восстановление импульсных сигналов в кабельных линиях связи

ВОССТАНОВЛЕНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ В КАБЕЛЬНЫХ ЛИНИЯХ

СВЯЗИ

В.П.Тимошенков, А.С.Шалимов, А.С.Тимошенков

Искажения сигналов

Прохождение импульсных сигналов через дисперсионную линию связи с потерями сопровождается ослаблением высокочастотных составляющих сигнала. Повышение скорости передачи информации достигается как уменьшением потерь в линии, так и использованием эквалайзеров, компенсирующих потери тракта передачи [1]. Кроме ослабления высокочастотной составляющей в тракте присутствует дисперсия, то есть различие задержки частотных составляющих сигнала. Символы в посылке различаются, если изменение групповой задержки в полосе пропускания тракта не превышает длительности периода наиболее высокочастотной составляющей.

Восстановление импульсных сигналов

Теоретическое решение задачи восстановления требует создания устройства, у которого амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) имеет вид кривой, зеркально отображенной относительно оси X, по сравнению с АЧХ тракта передачи. Это означает, что надо спроектировать устройство, которое имеет операторную передаточную функцию, компенсирующую потери в кабеле.

В силу значительной нелинейности АЧХ для всех случаев практической реализации задача в настоящее время не решена. Ситуация осложняется тем, что компенсирующее устройство до момента подключения не знает, какие потери необходимо компенсировать. Таким образом, чтобы устройство было адаптивным, то есть могло подстраивать свою характеристику к потерям в линии передачи в зависимости от частоты сигнала и длины тракта [2]. При практической реализации амплитудно-частотную характеристику эквалайзера подстраивают под реальную характеристику тракта передачи в нескольких точках.

В параллельной структуре эквалайзера частотно-избирательные фильтры включены параллельно, а их выходные сигналы суммируются в выходном усилителе. Эта структура обладает следующими недостатками:

• точность воспроизведения зеркального отображения АЧХ тракта зависит от добротности фильтров. В интегральном исполнении трудно получить добротность более 7-8, что увеличивает диапазон частот, выделяемых одним фильтром

• увеличивается суммарная входная емкость эквалайзера, что значительно усложняет реализацию самого высокочастотного фильтра.

Более предпочтительна последовательная структура эквалайзера, представленная на рис.1.

Рис.1 Структурная схема активного эквалайзера

Она состоит из входного каскада (Эпд1мА), обеспечивающего согласование с 50омным входным трактом, блока эквализации (Эк12мА) и выходного усилителя (Эпд1мА, ДУ1мА, Эпд2мА, ДУ2мА, Эпд4мА, УЧК35мА), обеспечивающего мощный выходной сигнал на внешнюю 50-омную нагрузку.

Электрические схемы входных и выходных каскадов показаны на рис.2. Цифровое обозначение в названии блока соответствует величине потребляемого постоянного тока.

Рис.2 Входные и выходные каскады устройства: а) эмиттерные повторители, б) и в) дифференциальные усилители

Каждый каскад эквалайзера представляет собой фильтр высокой частоты. На низкой частоте коэффициент усиления близкий к единице задается отношением резисторов.

Структурная схема блока эквалайзеров и электрическая схема одного каскада приведены на рис.3.

Глубина эквализации (подъем амплитудно-частотной характеристики на высоких частотах) обеспечивается включением внутреннего дифференциального каскада и отключением внешнего при помощи ключей на транзисторах Т4, Т5, Т8, Т9, Т12, Т13 и Т16, Т17.

Указанные ключи переключаются под воздействием сигналов от входного дифференциального каскада (транзисторы Т1-Т3 и резисторы Я1-Я5). Максимальный коэффициент усиления обеспечивается при условии, когда транзисторы Т5,Т8 и Т13, Т15 включены, а Т4, Т17 и Т9, Т12 выключены.

Рис.3. Структурные и электрические схемы эквалайзера: а) структурная схема блока эквалайзера, б) электрическая схема

Таким образом, проектирование блока эквализации с точки зрения компенсации потерь линии передач, заключается в расчете частот среза и порядка фильтра соответственно. На рис.4 показаны результаты моделирования ИМС эквалайзера в комбинации с моделью кабеля. Кривые соответствуют различному дифференциальному напряжению на входе блока контроля глубины эквализации.

1Е.0

Коэффициент

усиления,

сп —5,00

1 00Ы Частота,Гц

Рис.4. Компьютерное моделирование ИМС эквалайзера

Экспериментальные исследования

Проектирование микросхемы эквалайзера выполнено на основе технологического процесса фирмы Tower Jazz Semiconductor, который позволяет создавать высокоскоростные (Ft=120 ГГц) гетеропереходные биполярные транзисторы с высокими коэффициентами усиления по току (~р=150), имеющие минимальный размер эмиттера

0.18x0.76 мкм, пи p канальные МОП транзисторы, а также пассивные компоненты,

поликремниевые резисторы, конденсаторы типа «металл-диэлектрик-металл» и «металл-диэлектрик-полупроводник» и индуктивности. Процесс содержит шесть уровней металлической разводки [3]. Разработанный кристалл имеет размер 0.7x0.7 мм x мм.

Исследования функционирования кристаллов эквалайзера проводились с использованием модуля, содержащего высокочастотные входные/выходные линии, а также шины питания и управляющего сигнала [4-6].

В качестве входного сигнала использовалась псевдослучайная последовательность цифровых импульсов с периодом повторения 210-1 бит, скоростью 12.5 Гбит/с и амплитудой 100 мВ. Для регистрации входных сигналов применялся цифровой осциллограф Agilent 83752А со стробоскопическим блоком 86109А. Величины собственного джиттера осциллографа и генератора псевдослучайной последовательности составили 1 пс (RMS) и 1.2 пс (RMS) соответственно.

Осциллограммы и «глаз-диаграммы» сигналы после кабеля и восстановленного сигнала, показаны на рис.5. Из осциллограмм видно, что информация в результате эквализации полностью восстановлена. Величина джиттера составляет 25 пс.

Рис.5. Прохождение псевдослучайного сигнала с длительностью посылки 210-1 и скоростью передачи 12.5 Гбит/с: а) осциллограмма б) «глаз-диаграмма»: канал 1 - сигнал после кабеля, канал 2 - восстановленный сигнал

Реализация интегрального эквалайзера приемника и передатчика

Как было отмечено выше целесообразнее иметь эквалайзеры как в цепи передатчика, так и в цепи приемника. Приемная часть содержит малошумящий усилитель и блок активных эквалайзеров.

Каждый эквалайзер приемника имеет режим прозрачности. В этом режиме цифровая информация проходит без изменения спектра. Эквализация подразумевает отключение режима прозрачности и включение соответствующего эквалайзера в цепь сигнала. Сигнал на блок эквалайзеров поступает от малошумящего усилителя (МШУ). Основные параметры блока активных эквалайзеров. А также основные параметры малошумящего усилителя сведены в таблицах 1 и 2.

Таблица №1

Параметры активного эквалайзера приемника

Параметр Min ТУР Max Размерн. Примечание

Вариация групповой задержки 100 пс

Наклон АЧХ в 19 дБ измерено от 3 до 5ГГц, Шаг 2

диапазоне от 3ГГц до 17 дБ дБ

5ГГц 8 дБ при моделировании

0 дБ по умолчанию

Таблица №2

Характеристики МШУ (Т]=50°С, Уее=+3.3В)_______________________

Параметр Міп Тур Max Размерн. Примечание

Рассеиваемая мощность РУсс 150 мВт

Частотный диапазон В^№ 3 4,5 6 ГГц По уровнюЗдБ

Шум КБ 2,5 дБ При макс. усилении

Усиление О 4 27 дБ от 3 до 5ГГ ц

Входные потери Б11 8 дБ от 3 до 5ГГ ц

Выходные потери Б22 8 дБ от 3 до 5ГГ ц

Входной динамический диапазон ШВСР -18 -6 дБм от 3 до 5ГГ ц

Структурная схема передатчика содержит входной усилитель, блок пассивных эквалайзеров и усилитель мощности, преобразующий дифференциальный сигнал в монополярный с выходной мощностью не менее 20 дБм. От входного усилителя сигнал поступает либо на блоки пассивных эквалайзеров, либо непосредственно на выходной усилитель мощности (режим прозрачности). Эквалайзеры передатчика отключаются поочередно. В режиме прозрачности все эквалайзеры отключены. Основные параметры эквалайзера и усилителя мощности передатчика собраны в таблицах 3 и 4.

Таблица №3

Параметры пассивного^ эквалайзера передатчика ^ (Т]=50°С, Усс=+3.3В)______

Параметр Min Typ Max Размерн. Примечание

Вариация групповой 50 пс В диапазоне от 3 до 5ГГ ц

задержки

Наклон АЧХ в диапазоне от 20 дБ Измерено от 3 до 5ГГ ц

3ГГц до 5ГГц 18 дБ

16 дБ

14 дБ По умолчанию

12 дБ

10 дБ

0 дБ Режим прозрачности

Таблица №4

Параметры усилителя мощности (Т]=50°С, Усс=+3.3В)__________________

Параметр Min Typ Max Размерн. Примечание

Диапазон входной мощности -10 0 дБм

Компрессия выходной мощности 20 дБм В диапазоне от 3ГГ ц до 5ГГц

Коэффициент усиления 4.2 22.5 29 дБ См.таблицу 5.9

Неравномерность коэффициента усиления +2 дБ эквалайзер отключен, Режим прозрачности, усиление= 22.5дБ, полоса 3-5ГГц

Входные потери (811) 10 14 дБ В диапазоне 3-5ГГц

Выходные потери (822) 6 8 дБ В диапазоне 3-5ГГц

Эффективность 25 % При Pout = 20дБм в середине частотного диапазона

Номинальный ток 200 240 mA При макс. коэф. усиления

Усилитель мощности передатчика формирует линейный монополярный сигнал, поступающий от блока пассивных эквалайзеров. Управление выходной мощностью осуществляется с помощью трехбитного цифрового сигнала (А0,А1,А2), который поступает с блока последовательно-параллельного интерфейса (SPI).

Введение последовательно-параллельного интерфейса (SPI) является особенностью устройства; управление работой приемника и передатчика, а также изменение их параметров, обеспечивается цифровым способом.

Структурная схема эквалайзера приемника содержит малошумящий усилитель (МШУ) и блок активных эквалайзеров.

Активный эквалайзер содержит эмиттерные повторители с нагрузкой на основе МОП транзисторов и дифференциальный эквалайзер. Подъем амплитудно-частотной характеристики на высоких частотах обеспечивается с помощью дифференциальной планарной катушки индуктивности, подключенной к коллекторам транзисторов дифференциальной пары.

Коэффициент усиления отдельного каскада эквалайзера на частоте 3ГГц - 0,63. На частоте 5ГГц коэффициент усиления составит 1,38.

Передатчик содержит блок пассивных эквалайзеров, который обеспечивает большую линейность по сравнению с активными.

Входные дифференциальные усилители преобразуют дифференциальный сигнал в монополярный. Выходное сопротивление этих усилителей составляет 50 Ом и согласовано с входным сопротивлением пассивного фильтра. Выходные усилители включаются/выключаются синхронно с входными и обеспечивают аналоговое мультиплексирование сигнала на нагрузке.

Проектирование интегрального эквалайзера приемника и передатчика выполнено на основе технологического процесса фирмы Tower Jazz Semiconductor. Процесс содержит шесть уровней металлической разводки. Разработанный кристалл ИМС имеет размер 2,42^3,0 мм2.

Результаты моделирования наклона АЧХ, а также экспериментальные исследования эквалайзера передатчика показаны на рис. 6 а,б.

Анализ результатов показывает, что:

• максимальный наклон АЧХ составляет 12,86дБ в полосе пропускания от 3,2ГГц до 4,7ГГц;

• максимальный коэффициент усиления (в режиме прозрачности на частоте 4ГГц) равен 24,74дБ;

• предельно допустимая глубина эквализации составляет 12,86 дБ;

• потери на выходе усилителя мощности из-за рассогласования импедансов составляет -5,75дБ, -7,67дБ и -14,8дБ на частотах 3,2ГГц, 4ГГц и 4,7ГГц соответственно;

• расхождения экспериментальных исследований и теоретического моделирования составляют 22,8% для максимального наклона амплитудно-частотной характеристики и 21,2% для максимального коэффициента усиления в режиме прозрачности.

Максимальная выходная мощность усилителя составляет 22дБм (158,5мВт), а компрессия выходной мощности на 1дБ равна P1dBCP =20,5дБ. Отклонение от результатов

моделирования не превышает 14,6%. Максимальная эффективность усилителя обеспечивается при максимальном значении входного сигнала. Экспериментальные значения максимальной эффективности составляют 24%

50

Номинал, Vcc=3,3 В

І І І

I I ]

Рабочий частотный диапазон :

Рис.6 Исследование наклона амплитудно-частотной характеристики пассивного эквалайзера передатчика совместно с усилителем мощности: а) моделирование; б) экс периментальные измерения

Проведены экспериментальные и теоретические исследования приемника.

Анализ теоретических и экспериментальных результатов показывает, что:

• максимальный наклон АЧХ приемника составляет 10,79дБ в полосе пропускания от 3,2ГГц до 4,7ГГц;

• максимальный коэффициент усиления эквалайзера приемника в режиме прозрачности МШУ составляет 22дБ;

• максимальный коэффициент усиления МШУ (на частоте 4 ГГц) в режиме прозрачности эквалайзера равен 27дБ;

• приведенный ко входу шум не превышает 3,5дБ в полосе пропускания от 3,2ГГц до 4,7ГГц;

• входные/выходные потери приемника не хуже -15дБ на частоте 4ГГц;

• расхождение экспериментальных и теоретических результатов составляет 20,5% по наклону АЧХ и 13,6% по максимальному коэффициенту усиления эквалайзера.

Заключение

Наиболее эффективные решения для восстановления импульсных сигналов в дисперсионных кабельных каналах связи реализуются на основе гетероструктурной SiGe БиКМОП технологии и основаны на совмещении в одной микросхеме высокочастотных аналоговых блоков на гетероструктурных биполярных транзисторах и блоков управления и адаптивной коррекции параметров на основе КМОП транзисторов. Микросхемы эквалайзеров с адаптивной коррекцией параметров обеспечивают высокое качество восстановления сигналов с наименьшими затратами на настройку и регулировку кабельных линий передач.

Литература

1. D.Friedman. Understanding UWB over coax // RFDesign, July 2006.

2. V.Vasiliev, I.Angelov, S.Kovtonyuk and V.Belitsky. Low Noise Selective Amplifier and Active Equalizer with Contrrolled Gain-Slope for 3.4-4.6 GHz. Proceeding of GHz2000 Symposium, pp177-180, Gotebog, Sweden, March 13-14, 2000

3. M.Racanelli, P.Kempf. “SiGe BiCMOS Technology for Communication Products” // Jazz Semiconductors, May 2007.

4. В.П.Тимошенков "Эквалайзер электрических сигналов гигагерцового диапазона на основе гетеропереходных биполярных транзисторах" // Материалы международной конференции «Микроэлектроника и нано-инженерия», Москва 2008,с.169-170

5. В.П.Тимошенков, “Интегральный эквалайзер гигагерцового диапазона на гетеропереходных биполярных транзисторах” // «Известия Высших Учебных Заведений. Электроника» N4(84), 2010, с.20-27

6. V.P.Timoshenkov, "An Integrated Equalizer of the Gigahertz Range Based on Heterojunction Bipolar Transistors" // ISSN 1063-7397, Russian Microelectronics, 2011, Vol. 40, No. 7, pp. 446-452.