ГАРМОНИЧЕСКИЙ УДВОИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ
HARMONIC DOUBLER OF FREQUENCY

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиопередающих и радиоприемных устройствах, измерительной технике, фазометрических системах в качестве источника гармонических колебаний повышенной частоты.
Известен гармонический умножитель частоты [1], в котором в качестве нелинейных активных элементов (АЭ) применены полевые транзисторы (ПТ) и, содержащий задающий генератор, двухтактный каскад, включающий парафазный усилитель, выполняющий функцию расщепителя фазы с первым и вторым противофазными выходами, нагрузочный резистор, первый АЭ и второй АЭ, выходные электроды которых соединены между собой и подключены к нагрузочному резистору, при этом истоковые электроды этих АЭ соединены с общей точкой, а их управляющие электроды через конденсаторы соединены с выходами парафазного усилителя, первый и второй источники напряжения смещения, первый и второй резисторы.
Это устройство осуществляет умножение частоты с кратностью умножения N=2 (удвоение частоты) и имеет высокий уровень побочных гармоник на выходе, что обусловлено несколькими причинами: отличием реальных характеристик АЭ от квадратичной параболы с отсечкой, разбросом параметров транзисторов двухтактного каскада, зависимости этих параметров от режима работы, температуры и частоты, отличием напряжений смещения от напряжений отсечки.
Высокий уровень четных гармоник, и прежде всего четверной, обусловлен тем, что реальная характеристика нелинейного элемента может значительно отличаться от идеальной квадратичной параболы. Так если реальная характеристика является кубической параболой, то уровень четверной гармоники, как показывают расчеты с использованием коэффициентов разложения [2], составляет 74,3%, т.е. очень велик. Что касается последующей четной шестой гармоники, то ее уровень, как следует из аналогичных расчетов с использованием [2], по сравнению с четвертой гармоникой составляет минус 19,2 дБ, т.е. на порядок ниже. Поэтому уровень четных гармоник определяется, в основном, величиной четвертой гармоники.
Влияние неидентичности характеристик АЭ, проведенное в [1] для полевых транзисторов, позволяет определить уровень амплитуд побочных гармоник, обусловленных разбросом параметров транзисторов неидентичностью амплитуд напряжений на входах двухтактного каскада
1
2
31
32
n
где β и β - коэффициенты, характеризующие усилительные свойства транзисторов двухтактной схемы первого и второго соответственно; U и U - амплитуды напряжений на затворах транзисторов двухтактной схемы; γ(2;θ) - коэффициенты разложения для параболы степени р=2 с отсечкой [2]; θ - угол отсечки; n=1, 3, 5, 7, … - номера гармоник.
n
1
2
1
2
Если провести количественную оценку спектра тока по формуле (1) с использованием значений коэффициентов γ(2;θ), то следует, что при θ=90° и при разбросе коэффициентов β и β транзисторов на 1% и неидентичности амплитуд напряжений на затворах (управляющих электродах) в 1%, относительный уровень первой гармоники тока ко второй гармонике ΔI/ΔI составляет 7%, т.е. уровень гармоник высок и для его уменьшения необходимо обеспечить большую идентичность параметров транзисторов. И этот ток создает напряжение на нагрузочном резисторе, которое передается на выход устройства. При этом степень идентичности плеч схемы определяется технологией изготовления устройства.
Однако устройство [1] имеет высокий уровень четных побочных гармоник даже при высокой идентичности плеч балансной схемы, так как эти составляющие, создаваемые каждым из ПТ, суммируются на нагрузке.
Цель изобретения - понижение уровня четных побочных гармоник в спектре выходного сигнала.
Это достигается тем, что в гармонический удвоитель частоты, содержащий задающий генератор, двухтактный каскад, включающий расщепитель фазы с первым и вторым противофазными выходами, нагрузочный резистор, первый АЭ и второй АЭ, выходные электроды которых соединены между собой и подключены к первому выводу нагрузочного резистора, первый конденсатор, первый вывод которого подсоединен к первому выходу расщепителя фазы, а второй его вывод соединен с управляющим электродом первого АЭ и, через последовательно соединенный первый резистор и первый источник напряжения смещения, к общей точке, второй конденсатор, первый вывод которого подключен ко второму выходу расщепителя фазы, а второй его вывод подсоединен к управляющему электроду второго АЭ и, через последовательно соединенные второй резистор и второй источник напряжения смещения, к общей точке, при этом истоковый электрод первого АЭ и истоковый электрод второго АЭ подсоединены к общей точке, источник напряжения питания и третий конденсатор, первый вывод которого подключен к потенциальному выводу источника питания, а второй к общей точке, при этом второй вывод нагрузочного резистора подсоединен к потенциальному выводу источника напряжения питания, введены фазовращатель, с фазовым сдвигом 180°, вход которого подключен к точке соединения выходных электродов первого АЭ и второго АЭ, выходная согласующая цепь с первым и вторым противофазными входами, первый вход которой подключен к точке соединения выходных электродов первого АЭ и второго АЭ, а второй ее вход подсоединен к выходу фазовращателя. При этом выходом устройства является выход выходной согласующей цепи.
На чертеже приведена схема гармонического удвоителя частоты, содержащего задающий генератор 1, двухтактный каскад, включающий расщепитель фазы 2 с первым 3 и вторым 4 противофазными выходами, нагрузочный резистор 5, первый АЭ 6 и второй АЭ 7, выходные электроды 8 и 9 которых соединены между собой и подключены к первому выводу нагрузочного резистора 5, первый конденсатор 10, первый вывод которого подсоединен к первому выходу расщепителя фазы 2, а второй его вывод соединен с управляющим электродом 11 первого АЭ 6 и, через последовательно соединенный первый резистор 12 и первый источник напряжения смещения 13, к общей точке, второй конденсатор 14, первый вывод которого подключен ко второму выходу 4 расщепителя фазы 2, а второй его вывод соединен с управляющим электродом 15 второго АЭ 7 и через последовательно соединенные второй резистор 16 и второй источник напряжения смещения 17 к общей точке, при этом истоковый электрод 18 первого АЭ 6 и истоковый электрод 19 второго АЭ 7 подсоединены к общей точке, источник напряжения питания и третий конденсатор 20, первый вывод которого подсоединен к потенциальному выводу источника питания, а второй к общей точке, при этом второй вывод нагрузочного резистора 5 подключен к потенциальному выводу источника напряжения питания, фазовращатель 21, с фазовым сдвигом 180°, вход 22 которого подключен к точке соединения выходных электродов 8 и 9 первого АЭ 6 и второго АЭ 7, выходная согласующая цепь 23 с первым 24 и вторым 25 противофазными входами, первый вход 24 которой подключен к точке соединения выходных электродов 8 и 9 первого АЭ 6 и второго АЭ 7, а второй ее вход 25 подсоединен к выходу 26 фазовращателя 21. При этом выходом устройства является выход выходной согласующей цепи 23.
вх
с1
с2
Гармонический удвоитель частоты работает следующим образом. Сигнал частоты ω с выхода задающего генератора 1 передается на вход расщепителя фазы 2. В результате на ее выходах 3 и 4 образуется два противофазных напряжения с одинаковой амплитудой. Далее каждое из этих напряжений передается на управляющие электроды 11 и 15 первого АЭ 6 и второго АЭ 7 соответственно. Одновременно на управляющий электрод 11 через первый резистор 12 подается напряжение смещения Е создаваемое первым источником напряжения смещения 13, а на управляющий электрод 15 через второй резистор 16 подается напряжение смещения Е, создаваемое вторым источником напряжения смещения 17. В результате на входе первого АЭ 6 образуется напряжение
где  - амплитуда напряжения на первом выходе 3 расщепителя фазы 2, а на входе второго АЭ 7 образуется напряжение
где  - амплитуда напряжения на втором выходе 4 расщепителя фазы 2. Из (2) и (3) следует, что напряжения на выходах 3 и 4 расщепителя фазы имеют фазовый сдвиг 180°, характеризующий противофазность этих напряжений.
c1
При воздействии напряжения (2) на вход 11 первого АЭ 6 и при его работе с углом отсечки Θ=90°, когда E=E' (Е' - напряжение отсечки первого АЭ 6) и при нелинейности его характеристики, через него и нагрузочный резистор 5 протекает высокочастотный ток
где , , ,  - амплитуды токов первой, второй, третьей и четвертой гармоник соответственно, а через второй АЭ 9 и нагрузочный резистор 5 протекает ток
где , , ,  - амплитуды токов первой, второй, третьей и четвертой гармоник соответственно, протекающих через второй АЭ 7.
с1
с2
Поскольку ток, протекающий через нагрузочный резистор 5, является суммой токов , то при равенстве амплитуд воздействующих напряжений  и Е=Е=Е', а также при идентичности параметров первого АЭ 6 и второго АЭ 7,  и с учетом (4) и (5)
N
Из (6) следует, что ток, протекающий через нагрузочный резистор 5, содержит четные гармоники с удвоенными амплитудами гармоник каждого АЭ с начальными фазовыми сдвигами, кратными периоду входного колебания. Поэтому эти гармоники суммируются на нагрузочном резисторе 5, поскольку функция cosNx является периодической с периодом T=360°/N. Вследствие этого напряжение, создаваемое током (6) на нагрузочном резисторе 5, содержит следующие гармоники
вых
вх
где ω=2ω - выходная частота удвоителя частоты.
вых
вых
вх
Напряжение (7) является выходным для устройства [1] и в реальных удвоителях частоты на его выходе уровень составляющих четных гармоник выходной частоты и, прежде всего, составляющей частоты 2ω высок. Это определяется отличием реальных характеристик АЭ плеч двухтактной схемы от идеальной квадратичной параболы с отсечкой. При этом уменьшение уровня четных гармоник и, прежде всего, составляющей 2ω=4ω обеспечить технологическими способами практически невозможно.
Однако при воздействии напряжения (7) на вход 22 фазовращателя 21 с фазовым сдвигом 180° на его выходе 26 образуется напряжение
вых1
вых2
где U, U - амплитуды первой и второй гармоник выходной частоты.
вых2
выхф2
вых
При поступлении напряжений (7) и (8) на противофазные вход 24 и вход 25 выходной согласующей цепи 23 и при условии U=U=U на ее выходе формируется напряжение
вых
где К - коэффициент передачи выходной согласующей цепи 23, поскольку составляющие с частотами 2ω на ее выход не передаются, т.к. они взаимно компенсируются ввиду их синфазности.
вых
вх
вх
вх
вых
вх
Поскольку напряжение (9) является выходным в заявляемом устройстве и не содержит составляющей 2ω=4ω, т.е. четвертой гармоники входной частоты, а уровень других четных гармоник 6ω, 8ω и т.д. даже для кубической параболы составляет минус 60 дБ и ниже по сравнению с ω=2ω, что позволяет их практически не учитывать.
вх
вх
Что касается нечетных гармоник ω, 3ω и т.д., то их уровень определяется технологическими возможностями обеспечения условий идентичности плеч и параметров первого АЭ 6 и второго АЭ 7 двухтактной схемы (1). При реализации по интегральной технологии двухтактной схемы их уровень реально составляет минус (60-80) дБ и ниже, что позволяет считать их практически отсутствующими в выходном сигнале.
Следовательно, уровень побочных четных гармоник на выходе заявляемого устройства значительно ниже по сравнению с известными устройствами даже при выполнении их по интегральной технологии, поскольку уровень четных гармоник технологией изготовления устройства не определяется, что является его существенным преимуществом по сравнению с известными [1].
Заявляемое устройство технически реализуемо. Так в качестве расщепителя фазы 2 наряду с парафазным каскадом [1] можно использовать также дифференциальный каскад и другие расщепители фазы с противофазными выходами. Выходную согласующую цепь целесообразно выполнять в виде широкополосного усилительного каскада на транзисторах с двумя противофазными входами, например в виде дифференциального каскада или операционного усилителя, что обеспечивает ее реализацию по интегральной технологии. При этом в качестве АЭ могут быть использованы и биполярные транзисторы (БТ). Целесообразность выбора БТ или ПТ определяется конкретными условиями работы устройства.
В качестве фазовращателя 21 с фазовым сдвигом 180° необходимо использовать активную цепь, выполненную по схеме с общим истоковым электродом и глубокой отрицательной обратной связью, что позволяет обеспечить его коэффициент передачи К=1. Так в случае применения ПТ - эта схема с общим истоком, а в случае БТ - это схема с общим эмиттером. Введение глубокой отрицательной обратной связи позволяет реализовать и устойчивый коэффициент передачи этого каскада, и стабильность его параметров в широкой полосе частот и при воздействии дестабилизирующих факторов. Возможны также другие варианты принципиальной схемы фазовращетеля 21.
Что касается реализации первого конденсатора 10, второго конденсатора 14 и третьего конденсатора 20, которые являются блокировочными, то их значения в области высоких частот составляют от единиц пФ до десятков сотен пФ, что также технологически реализуемо. Номиналы нагрузочного резистора 5, первого резистора 12 и второго резистора 16 составляют единицы - десятки кОм с учетом сопротивлений указанных конденсаторов.
Таким образом, заявляемое устройство отвечает требованиям промышленной реализуемости и имеет значительно меньший уровень четных побочных гармоник по сравнению с известными устройствами.
Источники информации
1. Махов М.Е. Умножители частоты на полевых транзисторах // Радиотехника, 1974, №9. С.96÷97, рис.1.
2. Бруевич А.А., Евтянов С.И. Аппроксимация нелинейных характеристик и спектры при гармоническом воздействии. - М.: Сов. радио, 1965, с.50, ф. (2.1.9).