КОНВЕРТЕР ПОСТОЯННОГО ТОКА
DIRECT CURRENT CONVERTER

Заявляемый конвертер относится к устройствам преобразования электрической энергии и предназначен для использования в качестве вторичного источника питания электронных устройств или зарядного устройства.
Известны аналогичные устройства - см., например, рис.22.2 и 22.7 в [1], техническую документацию на интегральные микросхемы типа МАХ1795, ML4854 [2, 3] и т.д.
В первом упомянутом источнике представлены бестрансформаторный (рис. 22.2) и трансформаторный (рис. 22.7) конвертеры напряжения, в качестве выпрямляющего элемента в которых используется полупроводниковый диод. Поскольку работа диодного выпрямителя не нуждается в управлении и не зависит от сопротивления нагрузки, характер работы такого выпрямителя является неуправляемым. К достоинствам этих устройств можно отнести их исключительную простоту и надежность, а к недостаткам - недопустимо большую рассеиваемую мощность на выпрямительном элементе, что не только существенно снижает КПД конвертера, особенно при малых выходных напряжениях и больших выходных токах, но и увеличивает нагрев всего устройства.
Для устранения этих недостатков в интегральных конвертерах типа МАХ1795, ML4854 и других подобных устройствах используются синхронные выпрямители. Принцип работы таких выпрямителей основан на использовании управляемых ключей, которые за счет соответствующих логических цепей замыкаются синхронно с размыканием силового ключа преобразовательной секции конвертера, а размыкаются при смене полярности напряжения на выпрямительном ключе. Смена полярности определяется компаратором, один из входов которого соединен с входом, а второй - с выходом выпрямительного ключа.
Использование синхронного выпрямления позволяет в несколько раз уменьшить прямое падение на замкнутом ключе по сравнению с выпрямительными диодами. В результате существенно улучшается КПД преобразователя и уменьшается нагрев его элементов.
Однако преобразователи напряжения с синхронным выпрямлением слишком сложны для выполнения на дискретных элементах. Особенно затруднительной является реализация компаратора, определяющего полярность напряжения на выпрямительном ключе, поскольку это устройство при частоте преобразования, например всего в 50 кГц, уже должно иметь полосу усиления на полной мощности в несколько мегагерц при чувствительности в единицы милливольт и очень высокой точности по постоянному току, причем в условиях больших дифференциальных сигналов. Поэтому именно этим устройством определяется один из основных недостатков синхронного выпрямления - напряжение на выпрямительном ключе нельзя сделать сколь угодно малым, поскольку чем меньше падение напряжения на ключе, тем хуже условия работы компаратора, а следовательно преимущества, обеспечиваемые синхронным выпрямителем, в том числе КПД, в определенной степени ограничены. Кроме этого, синхронное выпрямление сложно реализовать при отсутствии гальванической связи между преобразовательной и выпрямительной секциями конвертера, т.е. в трансформаторных конвертерах, поскольку для создания таких устройств необходимо обеспечить как минимум одну скоростную линию передачи сигналов между секциями с трансформаторной или оптронной развязкой для замыкания выпрямительного ключа. При отсутствии же такой линии из-за задержки между размыканием ключа в преобразовательной секции конвертера и замыканием выпрямительного ключа на индуктивности нагрузки возникал бы высоковольтный импульс напряжения, способный вывести из строя элементы конвертера.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является конвертер постоянного тока типа ML4854 [3].
Это устройство содержит индуктивный импульсный коммутатор, выход которого соединен непосредственно с входом выпрямительного ключа, подключенного выходом к незаземленному выводу конденсатора фильтра, а также компаратор, выход которого через драйвер соединен с входом управления выпрямительного ключа.
Входы компаратора подключены к входу и выходу выпрямительного ключа.
Этому устройству присущи все недостатки, характерные для конвертеров с синхронным выпрямлением.
Задачей настоящего изобретения является увеличение КПД выпрямительной секции конвертера постоянного тока при упрощении ее структуры, особенно в трансформаторном варианте.
С этой целью, в конвертер постоянного тока, содержащий индуктивный импульсный коммутатор, выход которого соединен непосредственно или через трансформатор с входом выпрямительного ключа, подключенного выходом непосредственно или через вторичную обмотку трансформатора к незаземленному выводу конденсатора фильтра, а также компаратор, выход которого через драйвер соединен с входом управления выпрямительного ключа, введены дополнительно диод, включенный параллельно выпрямительному ключу в направлении, соответствующем протеканию через него части выпрямленного тока, цепь передачи переменной составляющей напряжения пульсаций, включенная между входом емкостного фильтра и одним из входов компаратора, второй вход которого подключен к общей шине, при этом конденсатор фильтра выполнен в виде последовательного соединения конденсатора и низкоомного резистора.
С целью дополнительного увеличения КПД выпрямительной секции конвертера постоянного тока в него введено дополнительно устройство восстановления постоянной составляющей, вход управления которого подключен к входу выпрямительного ключа, а коммутирующий элемент этого устройства включен между входами компаратора и через конденсатор подключен к выходу цепи передачи напряжения пульсаций.
Компаратор выполнен в виде транзисторного усилительного каскада с согласованной цепью смещения, выполненной на транзисторе с соединенными между собой коллектором и базой, причем эмиттеры обоих транзисторов являются входами компаратора.
Несколько различных вариантов практической реализации заявляемого устройства представлены на фиг.1-3, причем на фиг.1, 2 приведены упрощенные схемы конвертеров без устройства восстановления постоянной составляющей, а на фиг.3 - полная упрощенная схема устройства.
Конвертер содержит индуктивный импульсный коммутатор 1, вторичную обмотку 2 трансформатора, выпрямительный ключ 3, конденсатор фильтра 4, компаратор 5, драйвер 6, дополнительный диод 7, цепь передачи переменной составляющей напряжения пульсаций 8 емкостного или трансформаторного типа, а также устройство восстановления постоянной составляющей 9, содержащее конденсатор 10 и ключевой транзистор 11.
Варианты конвертера, представленные на фиг.1-3, работают следующим образом.
С момента начала работы индуктивного импульсного коммутатора 1 выпрямительная секция конвертера представляет собой обычный неуправляемый диодный выпрямитель, в котором задействованы диод 7 и конденсатор фильтра 4, а на фиг.2, 3 - дополнительно к этому первичная обмотка трансформатора цепи передачи переменной составляющей напряжения пульсаций 8, выполняющая функции сглаживающего дросселя, и выходной конденсатор. Другие элементы пассивны, так как им просто не хватает напряжения питания.
По мере увеличения выходного напряжения конвертера начинают включаться остальные элементы выпрямительной секции. При этом на выходе компаратора 5 устанавливается напряжение приблизительно 0,7 B, что обеспечивается как использованием пары согласованных транзисторов, так и точным равенством резисторов, соединяющих их с положительной шиной питания. В устройстве, показанном на фиг.1, сопротивления эмиттерных резисторов также устанавливаются равными и во много раз меньшими (в 100-200 раз) по сравнению с коллекторными резисторами.
В качестве драйвера 6 используется стандартный драйвер для управления МОП транзисторами с пороговым напряжением переключения примерно 1,2 B. Вследствие того, что начальное напряжение на выходе компаратора меньше этого уровня, при отсутствии внешних сигналов между входами компаратора 5 на выходе драйвера 6 поддерживается высокий потенциал в конвертере, изображенном на фиг.1, и низкий в конвертерах, представленных на фиг.2, 3. Соответственно выпрямительный ключ 3 во всех вариантах конвертера разомкнут.
Несмотря на то, что сигнал во всех устройствах подается на эмиттер усилительного транзистора компаратора 5, цепь передачи напряжения пульсаций 8 и источник сигнала - конденсатор фильтра 4 - имеют настолько низкое сопротивление по сравнению с выходным сопротивлением компаратора 5, что в предлагаемом включении коэффициент его усиления может достигать 100 при достаточно широкой полосе усиления на полной мощности, что определяется особенностями используемой структуры компаратора 5.
Если на выходе конвертера нагрузка отсутствует, то при широтно-импульсной модуляции пульсаций выходного напряжения нет, и все элементы выпрямителя за исключением диода 7 и элементов фильтра остаются пассивными. Более того, это состояние сохраняется и при подключении относительно высокоомных нагрузок к выходу конвертера, поскольку амплитуда возникающих пульсаций на конденсаторе фильтра 4 оказываются недостаточными для превышения выходным напряжением компаратора 5 порогового напряжения драйвера 6. Однако в таких условиях на диоде 7 выделяется настолько малая мощность, что в его шунтировании ключем 3 нет никакой необходимости.
При увеличении выходного тока пульсации возрастают, вследствие чего начинает открываться ключ 3, замыкая через себя большую часть входного тока импульсного коммутатора 1. Однако если в качестве конденсатора фильтра 4 использовать идеальный конденсатор, то заявляемое устройство не смогло бы функционировать, поскольку пульсации имели бы параболическую форму, а для правильного функционирования заявляемого устройства необходима форма пульсаций, повторяющая форму выходного тока импульсного коммутатора 1, т.е. треугольная. Такую форму пульсаций можно получить при использовании электролитических конденсаторов, величина активного сопротивления потерь которых вполне соответствует обеспечению правильного функционирования заявляемого устройства без дополнительных элементов. Иными словами, оговоренное в формуле соединение конденсатора и низкоомного резистора является эквивалентной схемой замещения электролитического конденсатора. При использовании пленочных или керамических конденсаторов может потребоваться дополнительный внешний резистор, однако такие конденсаторы в качестве элементов основного фильтра в достаточно мощных конвертерах практически не используются.
Вследствие треугольной формы пульсаций с крутым передним фронтом выпрямительный ключ 3 включается почти без задержки, шунтируя диод 7 на все время, пока ток через выпрямитель имеет значительную величину. В результате мощность, выделяемая на диоде 7, значительно снижается, общий КПД увеличивается, причем в отличие от синхронных выпрямителей заявляемые устройства могут иметь сколь угодно малое падение на выпрямительном ключе 3 без ухудшения характеристик выпрямления.
Однако напряжение пульсаций имеет однополярный характер, а цепь передачи напряжения пульсаций 8 выполнена таким образом, что постоянная составляющая сигнала теряется. Такая особенность является существенной для упрощения структуры заявляемого устройства, т.к. из-за этого появляется возможность исключить громоздкие схемы передачи постоянного уровня и выполнить компаратор 5 исключительно простым. Однако вследствие этого выпрямительный ключ 3 замкнут не все время, пока существует напряжение пульсации, а в течение меньшего времени, которое к тому же зависит от скважности выходного напряжения импульсного коммутатора 1. В результате в конвертерах, представленных на фиг.1, 2, через диод 7 всегда протекает некоторая часть выпрямленного тока. Однако как показали испытания, выигрыш в рассеиваемой на выпрямительном элементе мощности все равно оказывается существенным с учетом того, что при треугольной форме выходного тока импульсного коммутатора 1 уменьшается не только среднее значение тока через диод 7, но и существенно уменьшается время протекания этого тока, т.е. увеличивается скважность. Поэтому при величине выпрямленного тока примерно до 10 A при использовании в качестве выпрямительного ключа 3 транзисторов в корпусе SO8 (например, типа IRF7822) вполне возможно использовать варианты заявленного устройства, представленные на фиг.1, 2, вследствие их простоты и достаточно высокой эффективности. Диаграммы, поясняющие процесс выпрямления в заявляемом конвертере, представлены на фиг.4. Из диаграмм видно, что моменты включения выпрямительного ключа 3 в заявляемом устройстве из-за неизбежных задержек управления никогда не совпадают с моментами коммутации в импульсном коммутаторе 1. Кроме этого, наличие самого управления зависит от величины нагрузки. Этим заявляемый конвертер принципиально отличается от прототипа. Следовательно, в заявляемом конвертере осуществляется не синхронное, а управляемое выпрямление.
При увеличении выпрямляемого тока мощность, выделяемая на диоде 7, может оказаться слишком большой по сравнению с потерями мощности на замкнутом выпрямительном ключе 3. В таком случае целесообразно использовать вариант заявляемого устройства, показанный на фиг.3. Этот вариант содержит устройство восстановления постоянной составляющей 9, осуществляющее привязку напряжения на входе компаратора 5 к нулю каждый раз, когда напряжение на вторичной обмотке 2 имеет полярность, соответствующую непроводящему состоянию выпрямителя. При этом текущее напряжение в цепи передачи переменной составляющей напряжения пульсаций 8 при отсутствии пульсации запоминается конденсатором 10 и впоследствии суммируется с напряжением на входе компаратора 5. В результате обеспечивается наиболее высокий КПД выпрямительной секции конвертера, поскольку выпрямительный ключ 3 замкнут практически все время, пока конденсатор фильтра 4 заряжается с выходной обмотки 2. При этом диод 7 включается только при работе с высокоомными нагрузками и для зарядки конденсатора фильтра 4 в пусковом режиме, но поскольку этот процесс кратковременный, температура выпрямительного ключа 3 не успевает измениться существенно.
Следует отметить, что практически при реализации изобретения используется меньше элементов, нежели оговорено в формуле. Это объясняется тем, что дополнительный диод 7 входит в состав любого серийно выпускаемого МОП транзистора, используемого в качестве выпрямительного ключа 3, поэтому использовать внешний диод нет необходимости, а низкоомное активное сопротивление, показанное в составе конденсатора фильтра 4, содержится в составе любого реального конденсатора и внешний резистор необходим лишь тогда, когда это сопротивление недостаточно велико. Обычно сопротивление этого резистора выбирают исходя из условия, чтобы при максимальной амплитуде выпрямляемого тока амплитуда пульсации не превышала 0,2-0,5 B. При использовании электролитических конденсаторов выполнение этого условия обеспечивается выбором конденсатора соответствующей емкости (поскольку сопротивление потерь в электролитических конденсаторах примерно обратно пропорционально их емкости).
Кроме этого следует отметить, что при низких выходных напряжениях Vout компаратор 5 и драйвер 6 должны питаться от отдельного источника, реализованного, например, путем выпрямления напряжения на вторичной обмотке 2 обычным диодом, подключенным анодом к стоку выпрямительного ключа 3. Это необходимо для обеспечения достаточного открывающего напряжения на выходе драйвера 6, а также достаточного усиления и широкополосности компаратора 5.
При использовании устройства восстановления постоянной составляющей 9 в конвертере с емкостной цепью передачи напряжения пульсаций 8 (фиг.1) конденсатор 10 не используется.
Что касается практической реализации трансформаторного варианта цепи передачи переменной составляющей напряжения пульсаций 8, применяемой в вариантах конвертера, изображенных на фиг.2, 3, то в качестве первичной обмотки этого трансформатора используется стандартный дроссель, применяемый с целью сглаживания выходного напряжения. При реализации заявляемого устройства поверх основной обмотки этого дросселя наматывают вторичную обмотку тонким проводом для получения коэффициента трансформации в пределах от 1:1 до 1:5. В таких условиях в мощных устройствах число витков дополнительной обмотки обычно не превышает 30-50, при этом за счет возрастания усиления в цепи передачи напряжения пульсаций 8 эффективность выпрямления увеличивается дополнительно. Следует лишь учитывать возможное рассогласование между усилительным транзистором и цепью смещения в компараторе 5 при относительно большом сопротивлении этой обмотки, для ликвидации которого в эмиттер транзистора смещения следует включить симметрирующий резистор такого же сопротивления.
2
При испытаниях заявляемого технического решения использовался конвертер с выходным током 8 А на нагрузке в 1,1 Ом. При использовании в выпрямительной секции этого конвертера обычного неуправляемого выпрямителя на диоде Шоттки типа SB1040 потери мощности в этой секции превысили 4 Вт, что составляет приблизительно 50% от общих потерь мощности в конвертере. При выполнении выпрямительной секции конвертера в соответствии с предлагаемым изобретением по варианту, изображенному на фиг.2, нагрев выпрямительного ключа, в качестве которого использовался транзистор IRF7822 в корпусе S08 при площади печатных проводников не более 2,5 см, не превышает ориентировочно 45-50°, что соответствует примерно в 10 раз меньшей рассеиваемой мощности, при соответствующем улучшении общего КПД. В качестве транзисторов компаратора использовалась сборка BCV61, в качестве драйвера - MIC4416. С учетом отсутствия охлаждающего радиатора для диода существенно уменьшился объем вторичной секции конвертера и ее стоимость.
Источники информации
1. Р. Граф. «Электронные схемы. 1300 примеров» М., Мир. 1989 г., стр.180, 182.
2. Maxim. MAX1795-MAX1797. Low Supply Current, Step-Up DC-DC Converters with True-Shutdown. Datasheet.
3. Fairchild Semiconductor. ML4854. Adjustable, Low-Current, 2-Cell Boost Regulator with Shutdown and Low Battery Detect. Datasheet.