УСТРОЙСТВО ПОВЫШЕНИЯ УГЛОВОГО РАЗРЕШЕНИЯ МОНОИМПУЛЬСНОЙ РЛС В УСЛОВИЯХ ВОЗДЕЙСТВИЯ ШУМОВОЙ ПОМЕХИ

Предлагаемое устройство относится к области радиотехники и может быть использовано в моноимпульсных радиолокационных системах с зеркальной антенной или фазированной антенной решеткой, осуществляющих поиск и сопровождение по угловым координатам радиолокационных объектов в условиях воздействия преднамеренных шумовых помех.
Данное устройство позволяет повысить угловую разрешающую способность амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы и обеспечить обнаружение полезного импульсного сигнала в условиях воздействия по главному лепестку диаграммы направленности антенны интенсивной шумовой помехи.
Известно [1], что решение задачи разрешения по угловой координате двух равноудаленных объектов может рассматриваться как процедура обнаружения одного из них в условиях мешающего влияния другого. При этом разрешающая способность пеленгатора может быть определена как минимальный угол между направлениями на мешающий и обнаруживаемый с требуемыми показателями качества радиолокационный объект.
min
0,5P
0,5P
Для пеленгатора рассматриваемого типа угловую разрешающую способность принято характеризовать значением минимального угла Δθ примерно равного 1,5·θ [2]. Здесь θ - ширина диаграммы направленности антенны по уровню половинной мощности.
Использование устройства, предлагаемого в данной работе, в составе типовой моноимпульсной РЛС, при пеленговании источника импульсного сигнала, маскируемого шумовой помехи другого источника, также находящегося в главном лепестке диаграммы направленности антенны, может обеспечить существенное повышение показателей качества разрешения-обнаружения. В частности, при условии, когда разность угловых координат источников составляет менее ширины луча, а интенсивность помехи значительно превышает интенсивность полезного сигнала, обнаружение его возможно с высокой достоверностью [см. фиг. П. 11 - П. 12]. При этом обеспечивается возможность оценки дальности до источника эхо-сигнала с точностью до элемента разрешения, а также оценка угловых координат обеих источников с погрешностью, зависящей от интенсивности их излучений и взаимного относительного углового положения. При условии нахождения в луче пеленгатора одиночного источника излучения (импульсного сигнала или непрерывной шумовой помехи) устройство (см. фиг. П. 4) обеспечивает значительное уменьшение длительности огибающей принятого колебания по угловой координате. Это позволит обеспечить существенное повышение точности измерения пеленга объекта.
В предлагаемом устройстве технический эффект достигается за счет дополнительной функциональной обработки выходных радиочастотных сигналов приемника. В частности, за счет оценки параметров флюктуационного процесса, выделяемого путем нормирования сигнала суммарного канала сигналом разностного канала, низкочастотной фильтрации результата и его последующей весовой обработки.
Реализация предлагаемой полезной модели не требует существенных конструктивных изменений в аппаратуре типового варианта обзорной моноимпульсной РЛС и сводится к введению в ее состав дополнительного цифрового вычислительного устройства, подключаемого к радиочастотным выходам (на промежуточной частоте) каналов суммы и разности приемника, что не нарушает нормальной работы аппаратуры в штатных режимах.
В настоящее время известен ряд работ, посвященных исследованию устройств, предназначенных для повышения угловой разрешающей способности пеленгаторов при работе по группе источников некогерентного излучения и использующих функциональную обработку принятых сигналов. К их числу относится работа [3, с. 165]. Принцип работы этого устройства основан на формировании оценок корреляционных и взаимных корреляционных функций сигналов, принимаемых многоканальной антенной, и последующем решении систем уравнений, описывающих эти функции.
Рассмотренные в данной работе варианты решения задачи носят общетеоретический характер и не учитывают многих особенностей их практической реализации. При этом наиболее существенным является то, что предлагаемое связано с необходимостью использования специальной (нетиповой) многоканальной антенной системы. Что в случае практической реализации вызовет трудности в обеспечении идентичности, а также стабильности характеристик приемных каналов [2].
Применительно к группе источников, в частности, когерентного излучения известны способ и структурная схема устройства повышения угловой разрешающей способности моноимпульсной РЛС с использованием принципа стробирования по угловой координате [2, с. 109]. Основным элементом данного измерительного устройства, соответствующим одной плоскости пеленгации, является антенна с двумя рупорными облучателями, формирующими в пространстве две парциальные диаграммы направленности, которые возбуждаются одновременно соответствующими передатчиками, работающими на разнесенных частотах. Для приема отраженных сигналов использованы два приемника. Каждый из них построен по типовой двухканальной (соответственно для суммарного и разностного сигналов) схеме. Благодаря частотному разносу, фазовые детекторы приемных каналов формируют независимые напряжения сигнала угловой ошибки, которые содержат информацию об угловом положении групповой цели. С помощью специально вводимого суммарно-разностного устройства осуществляется формирование результирующего напряжения угловых ошибок. Нулевой сигнал ошибки служит критерием для решения о присутствии в контролируемом пространстве одиночной цели. При наличии в неразрешаемом объеме пространства двух целей равенство нулю сигнала на выходе системы становится невыполнимым. Это является признаком наличия в зоне пеленгования групповой цели [2]. Принятие решения о характере цели осуществляется оператором на основе анализа флюктуации сигнала ошибки, наблюдаемых на экране осциллографа.
Недостатками данного устройства являются сложность конструкции (необходимость введения в РЛС дополнительного канала приемопередающей аппаратуры), отсутствие четкого количественного критерия обнаружения, а также субъективность оператора в принятии решения. Кроме того, система работоспособна только в следящем режиме, т.к. требует точного совмещения и удержания совмещенными оптической оси антенны и энергетического центра наблюдаемой цели.
Наиболее близким по методу решения задачи и принципу его реализации является устройство, предложенное в работе [4]. Рассмотренный в ней вариант решения применительно пеленгатору рассматриваемого типа позволяет обеспечить обнаружение на фоне шумовой помехи импульсного сигнала и с точностью до элемента разрешения оценить дальность до его источника.
п
с
Анализ результатов моделирования алгоритма работы данного устройства подтверждает возможность получения высоких показателей качества углового разрешения, что обеспечивается для условий, когда источники сигнала и помехи соизмеримы по интенсивности (q≈q). Данное условие соответствует и формулировке критерия углового разрешения. Однако на практике весьма актуальным является рассмотрение возможности решения этой задачи в более сложных условиях, в частности, обнаружения слабого сигнала на фоне маскирующего шумового излучения другого, существенно более интенсивного источника.
п
c
0,5P
Поэтому в качестве основного недостатка алгоритма работы [4] рассматривается снижение его эффективности при q≥q и невозможность обеспечить разрешение-обнаружение при угловой базе Δθ<1,5·θ когда интенсивность помехи заметно превышает интенсивность импульсного эхо-сигнала (в частности, на порядок и более).
Кроме того, недостатком является и потребность в априорной информации об интенсивности помехи для адаптации порогового уровня обнаружения в условиях нестационарности помехи.
Основной целью предполагаемого изобретения является совершенствование алгоритма работы [4] путем повышения показателей качества разрешения-обнаружения амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы в условиях воздействия на нее шумовой помехи по интенсивности существенно превышающей сигнал (на 10 дБ и более), снижения зависимости показателей эффективности обнаружения от интенсивности помехи и обеспечения условий для повышения точности измерения дальности и пеленга источника сигнала.
Решение этой задачи позволит, в конечном итоге, повысить информативность и объективность анализа результатов радиолокационного наблюдения и создать условия более эффективного функционирования РЛС в условиях сложной помеховой обстановки.
В рассматриваемой полезной модели указанная цель достигается тем, что в приемное устройство типовой амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы (см. рис. 4.7 в [2, с. 75]), содержащее штатные элементы: антенну (1) с суммарно-разностным преобразователем, использующим волноводный мост (2), формирующим два выходных сигнала (суммы Σ и разности Δ), два смесителя (3, 4) и общий гетеродин (5), два согласованных фильтра (6, 7), два усилителя промежуточной частоты (8, 9), квадратичный фазовый детектор (10), формирующий сигнал угловой ошибки, используемый блоком формирования  (11), квадратичный амплитудный детектор (12), выделяющий огибающую суммарного сигнала, блок формирования оценки квадрата огибающей канала суммы  и оценки времени запаздывания сигнала  (13) для определения дальности до цели, устройство деления (14) для выделения оценки  нормированного значения сигнала угловой ошибки дополнительно введено специализированное вычислительное устройство, содержащее двух канальный аналого-цифровой преобразователь (15) и собственно само вычислительное устройство, в составе которого условно можно выделить элементы: процессор обработки сигналов (16) и устройство принятия решения (17). На входы аналого-цифрового преобразователя (АЦП) поступают радиочастотные сигналы с выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) каналов суммы и разности. АЦП осуществляет преобразование входных сигналов в соответствующие цифровые двоичные коды, которые затем используются в вычислительном устройстве (16, 17) согласно разработанному алгоритму.
Структурная схема, поясняющая место предлагаемого устройства в составе амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы, и связи ее с устройством приведены на фиг. П. 1. Структурная схема специализированного вычислительного устройства (СВУ), реализующего алгоритм обработки принятых сигналов, показана на фиг. П. 2.
z
z
c
з
п
Это устройство содержит двух канальный аналогово-цифровой преобразователь - 15, устройство принятия решения (УПР) - 17, процессор обработки сигналов - 16, а в его составе: делительное устройство - 18, фильтр нижних частот (ФНЧ) - 19, первый формирователь модульного значения - 20, вычитающее устройство - 21, формирователь математического ожидания m - 22, умножитель - 23, формирователь среднего квадратического значения σ - 24, второй формирователь модульного значения - 25, сумматор - 26, оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) - 27; формирователь оценок θ, t и θ - 28.
В сравнении со структурной схемой устройства, реализующего алгоритм работы [4], в схеме ПОС данного устройства имеются следующие основные отличия:
- удалены устройство перемножения аналоговых процессов  и , квадратичный амплитудный детектор формирования , а также устройство дискретизации;
z
z
- введены дополнительно вычитающее устройство и формирователь математического ожидания (m), умножитель и формирователь среднего квадратического значения (σ), второй формирователь модульного значения.
Связи между оставшимися и вновь введенными элементами соответствуют показанному на фиг. П. 2.
Предлагаемое устройство работает следующим образом.
0,5P
В процессе обзора пространства антенная система РЛС осуществляет линейное перемещение луча. В секторе обзора под прикрытием непрерывной шумовой помехи находится маскируемый (не наблюдаемый на ее фоне), подлежащий обнаружению источник импульсного эхо-сигнала. Угловое расстояние между источниками (помехи и сигнала) не превышает ширину луча антенны θ по уровню половинной мощности. Полагается, что по результатам обзора, реализуемого в штатном режиме, определен пеленг источника помехи. Тогда для уточнения помеховой обстановки в луче и обнаружения источника импульсного сигнала используется предлагаемое устройство.
д
д
0,5P
обз
обз
0,5P
С этой целью луч антенны в секторе, биссектриса которого соответствует пеленгу источника помехи, скачкообразно перемещается с дискретностью Δθ (Δθ<<θ). Размер сектора дополнительного обзора Δθ целесообразно выбирать не превышающим угловой размер элемента разрешения РЛС (т.е. Δθ≤θ).
При каждом фиксированном угловом положении луча пеленгатор излучает последовательность из n радиоимпульсов (модель в виде последовательности прямоугольных без внутриимпульсной модуляции радиоимпульсов) и осуществляет согласованный прием эхо-сигнала.
Σ
Δ
0пч
0пч
Получаемые на выходе тракта промежуточной частоты каналов суммы и разности приемника процессы y(t) и y(t) являются аддитивной смесью сигнала, помехи и внутреннего шума. При этом помеха и шум приемника представляют собой узкополосные нормальные случайные процессы на частоте f (f - среднее значение частоты полосы пропускания приемника на промежуточной частоте). Эти процессы одновременно поступают на элементы штатной части аппаратуры приемника - квадратичный амплитудный детектор (АД) и квадратичный фазовый детектор (ФД), а также на вход специализированного вычислительного устройства (см. фиг. П. 1 и П. 2).
п
Σ
Δ
Двух канальный аналогово-цифровой преобразователь (15) на интервале времени равном периоду повторения Т из аналоговых сигналов y(t) и y(t) формирует последовательности дискретных отсчетов комплексных амплитуд в виде одномерных массивов (вектор-столбцов)  и  соответственно. Делительное устройство (18) осуществляет операцию нормирования путем выполнения поэлементного деления  и формирования сигнала в виде вектора-столбца . Процесс  подвергается низкочастотной фильтрации с помощью фильтра нижних частот (19). Постоянная времени фильтра (ФНЧ) согласована с длительностью импульсного сигнала.
п
Σ
z
z
После фильтрации массив  поступает на первый формирователь модульного значения (20) для формирования однополярного случайного процесса . Далее флюктуационный процесс  последовательно подвергается операциям центрирования на вычитающем устройстве (21), а затем нормирования на умножителе (23). Для этого на участке интервала времени Т, где априорно в реализации y(t) отсутствует эхо-сигнал (обеспечивается выбором временного положения импульсного сигнала - строб "r") формирователи математического ожидания (22) и среднего квадратического значения (24) вычисляют оценки среднего m и среднего квадратического σ значений процессов  и  соответственно. Затем второй формирователь модульного значения (25) выделяет огибающую полученного нормированного центрированного процесса α.
п
Таким образом, на каждом текущем временном интервале времени Т формируется вектор-столбец дискретных значений параметра α.
н
п
С помощью сумматора (26) и оперативного запоминающего устройства (27) на интервале времени наблюдения Т равном n·Т формируется усредненное по n реализациям значение дискретного процесса , длительность которого соответствует исследуемому диапазону дальности для каждого фиксированного углового положения равносигнального направления (РСН) антенны.
c
п
з
Полученная реализация процесса  поступает на устройство (17) для принятия решения о результатах наблюдения, а также на формирователь оценок θ, θ - угловых координат источников излучения и t - времени запаздывания эхо-сигнала (28).
пор
Таким образом, решение о наличии или отсутствии источника эхо-сигнала в контролируемом направлении принимается по результатам сравнения оценки текущей реализации процесса  с пороговым уровнем U УПР (17).
В простейшем случае при аналоговом варианте реализации устройство принятия решения (17) может быть выполнено с использованием типового осциллографического индикатора с растровой разверткой луча и яркостной отметкой сигналов. При этом условии результат совместной обработки n реализации α при формировании усредненного процесса , выполняемой в схеме фиг. П. 2 элементами 26 и 27, может быть заменен накоплением на индикаторе за счет эффекта послесвечения экрана.
Это позволит непосредственно по экрану в координатах «дальность-угол» («r-θ») по совокупности отметок в смежных угловых направлениях оценивать результаты радиолокационного наблюдения, т.е. принимать решение об обнаружении эхо-сигнала, а также определять оценки параметров, характеризующих местоположение его источника.
Примеры вариантов вида экрана подобного индикатора для наиболее характерных условий исследования алгоритма приведены в приложении (см. фиг. П. 15 - П. 19).
Описание алгоритма обработки сигналов
0,5P
Двухканальная амплитудная суммарно-разностная моноимпульсная система в заданном секторе плоскости пеленгации осуществляет программный обзор пространства. Полается, что в контролируемом секторе находится группа из двух независимых источников излучения: источника импульсного эхо-сигнала (модель одиночного прямоугольного радиоимпульса без внутриимпульсной модуляции со случайными амплитудой и начальной фазой) и источника мешающего сигнала -постановщика маскирующей шумовой помехи (модель непрерывного белого гауссова шума). Источники излучения полагаются точечными. Явление возможного взаимного переизлучения не учитывается. Относительное угловое положение источников характеризуется угловой базой , величина которой не превышает ширину луча антенны θ (см. фиг. П. 3).
Прием сигнала осуществляется на фоне шумовой помехи и внутреннего шума каналов с помощью типового приемного устройства, описанного в известной монографии [2, рис. 4.7, фиг. П. 1]. Предполагается, что дополнительное специализированное вычислительное устройство (СВУ, фиг. П. 2), реализующее исследуемый алгоритм, подключено непосредственно к выходам УПЧ суммарного и разностного каналов. В его составе последовательно соединены: двух канальный АЦП - аналого-цифровой преобразователь, ПОС - процессор обработки сигналов, УПР - устройство принятия решения об обнаружении сигнала.
0,5P
д
обз
c
п
п
п
п
з max
п
Предполагается, что пеленгатор использует антенную решетку с электронным перемещением луча в плоскости пеленгации. Ширина диаграммы направленности парциального канала антенны по уровню половинной мощности соответствует θ. В процессе поиска луч скачкообразно с шагом Δθ перемещается в секторе обзора Δθ. На интервале времени наблюдения угловые положения источников (θ, θ) в луче радиолокатора, задаваемые относительно биссектрисы сектора обзора, полагаются неизменными. При каждом фиксированном положении луча пеленгатор излучает последовательность из n радиоимпульсов с частотой повторения F=1/T, T≥t. При этом обеспечивается статистическая независимость параметров помехи и внутреннего шума в двух смежных интервалах наблюдения Т (реализациях).
Полагается, что результирующее колебание на выходе УПЧ приемника представляет собой наложение сигнала, помехи и внутреннего шума.
0пч
0пч
В каналах приемника с помощью квазиоптимального (в частности, гауссовского) фильтра осуществляется фильтрация сигнала в полосе частот Δf (Δf/f<<1, f - среднее значение частоты полосы пропускания каналов приемника на промежуточной частоте).
п
п
ш
c
c
ш
с
п
ш
В результате помеха и шумы каналов на входе устройства дополнительной обработки (СВУ) представляют собой узкополосные нормальные случайные процессы с нулевым средним. На интервале времени наблюдения они удовлетворяют условиям стационарности и эргодичности. Параметры, характеризующие интенсивность помехи q=N/N и полезного сигнала q=E/N, соответствуют условию, когда источники излучения находятся на равносигнальном направлении (РСН) антенны. Здесь E, N, N - энергия сигнала и спектральная плотность помехи и внутреннего шума (оценивались на выходе УПЧ суммарного канала).
п
i
i
В процессе наблюдения на интервале времени Т в моменты времени t, где значения t - удовлетворяют условию
0
1
i
I
Σ
Δ
н
п
д
t, t, … t … t, т.e. i=0, 1, …, I, а параметр  аналогово-цифровой преобразователь СВУ (см. фиг. П. 2, элемент 15) формирует дискретные отсчеты текущих значений выходных процессов y(t) и y(t) каналов приемного устройства в виде двух одномерных массивов из I комплексных значений  и  соответственно. Здесь в (1) Т - интервал времени наблюдения, определяемый как n·T (n - количество импульсов в последовательности излучаемого сигнала для фиксированного углового направления); F=1/Δt - частота дискретизации.
п
На k-ом (k=1, …, n) временном интервале протяженностью Т в результате нормирования (операции деления) дискретных отсчетов процесса суммарного канала  дискретными отсчетами процесса разностного канала  и последующей фильтрации в ФНЧ формируется низкочастотный флюктуационный процесс
где
Здесь  - условный символ, означающий реализацию фильтрации комплексного процесса  путем вычисления дискретной свертки вектор-столбцов  и ;  - импульсная характеристика ФНЧ;  - вектор-столбец дискретных комплексных значений амплитуды процесса в суммарном (разностном) канале;  - условный символ, означающий операцию формирования вектор-столбца, элементы которого определены как частное от деления одноименных элементов вектор-столбцов  и .
п
Временно индекс k, означающий принадлежность дискретных отсчетов процесса k-му интервалу Т, опустим с тем, чтобы не усложнять запись выражений.
i
п
0
ф
и
В выражении (2) отношение  несет информацию о текущем мгновенном (на момент t) значении параметра, обратного значению относительного пеленга источника излучения. Во временной области на текущем интервале Т отношение  на выходе делителя ПОС соответствует независимой реализации случайного процесса. Полезная информативная составляющая этого процесса содержится во флюктуациях его огибающей. Для выделения этой информативной составляющей данный процесс подвергается низкочастотной фильтрации. Значение постоянной времени фильтра (3) выбрано согласованным с длительностью принимаемого импульсного сигнала (1/f<<τ≤τ).
п
k
Первый формирователь модульного значения (20) на временном интервале Т выделяет процесс . Далее для формирования реализации процесса α алгоритмом на элементах (21) и (23) последовательно выполняется центрирование, а затем и нормирование дискретного случайного процесса . Эти преобразования соответствуют выражению
z
z
п
z
z
z
z
где m, σ - оценки математического ожидания и среднего квадратического значений для реализации процессов  и  соответственно, формируемых элементами (22) и (24) в пределах той части временного интервала Т, где априорно полезный импульсный сигнал отсутствует. Следовательно, в формировании оценок m, σ участвуют либо «помеха + внутренний шум», либо только «внутренний шум». Для этого с синхронизатора РЛС на формирователи m, σ поступает импульсный сигнал - строб «r», временное положение которого обеспечивает указанное условие.
z
k
Центрирование  реализуется операции алгебраического суммирования на вычитающем устройстве (21), а процедура нормирования - путем умножения результата центрирования на 1/σ с помощью умножителя (23). В результате - на выходе умножителя формируется нормированное значение реализации флюктуационного процесса, интенсивность которого на интервале в пределах каждого элемента разрешения по времени запаздывания содержит информацию, используемую для формирования параметра обнаружения - α. С целью получения оценки данного параметра использован второй формирователь модульного значения (25).
н
k
Для формирования статистически усредненного выходного процесса  (по n реализациям на интервале Т) ПОС с помощью специального устройства в составе сумматора (26) и ОЗУ (27) осуществляет последовательное накопление текущих значений реализации α.
k
Данная операция осуществляется путем поэлементного суммирования сумматором реализации α и последующего сохранения каждого полученного дискретного отсчета в памяти запоминающего устройства. В итоге эта процедура выполняется согласно выражению
с
з
п
Полученная реализация процесса  поступает затем на устройство принятия решения (17) о результатах радиолокационного наблюдения, а также на формирователь оценок θ, t и θ (28) для измерения параметров местоположения источников излучения.
пop
Для фиксированного углового направления решение о наличии или отсутствии эхо-сигнала в каждом контролируемом элементе разрешения по времени запаздывания принимается устройством принятия решения путем сравнения текущего значения процесса  с пороговым уровнем U, сформированным согласно критерию Неймана-Пирсона.
обз
з
Таким образом, в процессе обзора углового сектора Δθ в соответствии с рассмотренным алгоритмом модель ПОС формирует оценку результатов наблюдения в виде реализации процесса , являющейся функцией двух переменных . Здесь t - значение текущего времени запаздывания, θ - текущее угловое положение РСН антенны в секторе обзора.
С физической точки зрения выходной результат обработки сигналов, представляемый в виде функции , может интерпретироваться как двумерный, в частности, дальномерно-угломерный рельеф.
Результаты статистического исследования модели алгоритма и оценка показателей эффективности
Результаты статистического исследования модели алгоритма обработки сигналов получены методом имитационного моделирования на ЭВМ с использованием математической системы Matlab версии 7.9.0.
В ходе исследования в качестве основных были использованы следующие значения параметров модели:
0пч
4
- средняя частота полосы пропускания УПЧ приемного устройства - f=5·10 Гц;
3
- полоса пропускания приемного устройства - Δf≈3,6·10 Гц;
д
5
- частота дискретизации сигналов - f≈5·10 Гц;
и
- длительность прямоугольного радиоимпульса эхо-сигнала - τ=0,2 мс;
зс
- время задержки радиоимпульса эхо-сигнала - t=2,0 мс;
зф
- время задержки сигнала в приемном устройстве (параметр квазиоптимального фильтра) - t=0,3 мс;
н
п
- интервал времени наблюдения принятого колебания для одной реализации (при n=1) - Т=Т=3,2 мс;
з cтp
- время задержки импульса «Строб r» - t=0,2 мс;
стр
- длительность импульса «Строб r» - τ=0,4 мс;
- интенсивности собственных шумов приемных каналов одинаковы - ;
0.5P
- ширина главного лепестка диаграммы направленности парциального канала антенны - θ=20°;
обз
- размер сектора обзора - Δθ=60° (или ±30° относительно биссектрисы);
д
- размер углового дискрета - Δθ=0,5°.
Результаты статистического исследования модели алгоритма работы предлагаемого устройства приведены в приложении.
з
зc
зф
Графики нормированного (нормированного к максимальному значению) пеленгационного рельефа  для контрольного элемента разрешения по времени запаздывания, соответствующего фиксированному значению времени задержки t=t+t=2,3 мс, показаны на фиг. П. 4. Эти графики получены для случая, когда в луче пеленгатора находится одиночный источник излучения: слева - источник непрерывной шумовой помехи, справа - источник импульсного сигнала.
Графики  для случая, когда в секторе обзора одновременно находятся оба источника (сигнала и помехи) и они традиционными методами не разрешаются, представлены на фиг. П. 5. Эти графики для указанных условий позволяют получить оценки углового положения раздельно для каждого из источников излучения.
c
п
0,5P
2
На фиг. П. 6, для примера, при условии, когда в луче антенны находятся оба источника излучения (q=50 дБ, q=45 дБ) и угловая база соответствует Δθ=0,2θ, а n=10, в координатах «угол-время запаздывания» показан вид нормированного двумерного рельефа - . С целью наглядности рельеф показан для двух ракурсов. Здесь, на этом рисунке, то, что напоминает своеобразный «забор» - соответствует рельефу источника помехи, а отдельно стоящий пик - рельефу источника сигнала.
При тех же условиях, но для случая одиночного источника излучения, в частности, источника помехи, вид двумерного рельефа показан на фиг. П. 7. Слева - формируемый на выходе амплитудного детектора канала суммы приемника (см. фиг. П. 1, элемент 12), справа - на выходе модели ПОС (см. там же, элемент 16).
На фиг. П. 8 для тех же контрольных точек структурной схемы фиг. П. 1 показан рельеф  для одиночного источника импульсного сигнала.
z
Следует заметить, что приведенные выше результаты исследования получены для условия, когда множитель 1/σ в выражении (3) зафиксирован и равен 1, что соответствует алгоритму обработки сигналов работы [4].
п
с
с
п
п
с
Анализ этих результатов свидетельствует о том, решение задачи обнаружения-разрешения с приемлемыми для практики показателями качества возможно лишь при выполнении условий, когда q≈q и q>>1, q>>1, т.е. когда интенсивности помехи и сигнала отличаются не значительно. В противном случае, в частности, при q>q и тех же значениях угловой базы Δθ показатели обнаружения заметно снижаются.
zk
п
с
0,5P
Как показали исследования, дополнительная весовая обработка, реализуемая элементом 23 (см. фиг. П. 2) путем нормирования угловых флюктуации параметром 1/σ - позволяет заметно снизить влияние интенсивности помехи на качество обнаружения сигнала и обеспечить его выделение из помехи при условии, когда ее интенсивность существенно превышает интенсивность сигнала (q>>q). Вместе с тем, исследования показали, что в этом случае огибающая по углу выделенного эхо-сигнала восстанавливает свою длительность практически до прежних размеров, определяемых значением θ.
Результаты моделирования алгоритма с учетом весовой обработки согласно выражению (3) показаны на фиг. П. 9 - П. 10.
Анализ этих результатов свидетельствует о дополнительных, новых в сравнении с результатами работы [4], возможностях исследуемого алгоритма для обнаружения сигнала и оценки его параметров , а также возможности оценки пеленга помехопостановщика  по положению провала в огибающей сигнала.
п
Наличие этого провала в случае оценки пеленга источника сигнала по положению энергетического центра огибающей приведет к систематической ошибке. Вместе с тем, из приведенного на фиг. П. 9 - П. 10 следует, что степень искажения, а, следовательно, и смещенность оценки пеленга уменьшается с увеличением относительной интенсивности помехи q.
с
с
с
с
5
Далее для углового направления θ=θ и времени запаздывания  были проведены статистические исследования зависимости показателей качества обнаружения от энергетических характеристик сигнала и получены графики кривых обнаружения. Эти графики для наиболее характерных условий приведены на фиг. П. 11 и П. 12. Они получены (при числе испытаний N=10) путем оценки огибающих гистограмм плотности вероятности w(α/q) распределения параметра  для двух альтернативных условий: при отсутствии (q=0) и наличии сигнала (q≠0) в контрольном элементе разрешения по времени запаздывания. Согласно критерию Неймана-Пирсона для принятого значения вероятности ложной тревоги F и различных значений интенсивности сигнала путем обработки результатов статистического эксперимента были получены оценки вероятности правильного обнаружения D. Эти результаты и представлены в виде графиков на фиг. П. 11 и П. 12.
0,5P
-3
a
Анализ этих графиков показывает, что принятие решения об обнаружении сигнала в контрольном элементе разрешения по результатам однократного зондирования (n=1) при угловой базе Δθ/θ=0,1 для значения ложной тревоги F=10 обеспечивается с вероятностью D≥0,5 при условии превышения помехи над сигналом более, чем на 20 дБ (см. фиг. П. 12, ). А, если использовать пачечный сигнал, например, при n=10, те же показатели могут быть обеспечены при превышении помехи над сигналом более, чем на 40 дБ (см. фиг. П. 12, б).
п
Отличительной особенностью исследуемого алгоритма от исследуемого в работе [4] является и то, что в данном случае при q>>1 пороговый уровень устройства принятия решения (УПР) практически не зависит от интенсивности помехи. Характер этого поясняется графиками фиг. П. 13.
п
с
На фиг. П. 14 показаны графические зависимости значения отношения сигнал-фон, соответствующего выходу модели алгоритма (ПОС), от углового положения равносигнального направления антенны относительно пеленга источника помехи. Они получены для нескольких вариантов фиксированного значения относительного углового положения источника сигнала и двух значений соотношения интенсивностей q и q.
0,5P
п
0,5P
п
Согласно этим результатам, если РСН антенны относительно пеленга источника помехи сместить на угол (0,1-0,3)θ, то для показанных условий может быть получен коэффициент улучшения отношения сигнал/помеха не менее 30 дБ. А минимальное значение угловой базы Δθ, при котором еще может быть обеспечено угловое разрешение (выделение полезного сигнала), определяется шириной провала, соответствующего пеленгу источника помехи θ. Этот провал для указанных на фиг. П. 14 условий не превышает значения 0,05θ, что собственно и характеризует угловую разрешающую способность алгоритма. Кроме того, анализ показывает, что ширина этого провала уменьшается с увеличением интенсивности помехи q.
п
с
Таким образом, результаты приведенные на фиг. П. 14 свидетельствуют о что, исследуемый алгоритм обеспечивает эффективное подавление шумовой помехи. Эффективность подавления слабо зависит от интенсивности источника помехи q и определяется, в основном, относительным угловым положением источника эхо-сигнала Δθ, а также его интенсивностью q.
Как известно, оконечное устройство обнаружителя (в частности, УПР) применительно случаю аналогового варианта его реализации может быть выполнено на основе типового осциллографического индикатора с растровой разверткой луча и яркостной отметкой сигналов. В таком случае на его экране в координатах «дальность-угол» («r-θ») можно непосредственно наблюдать и оценивать результаты радиолокационного наблюдения.
п
Тогда процесс совместной обработки n реализации с целью формирования усредненного на интервале Т процесса  и может быть заменен накоплением на экране индикатора за счет эффекта его послесвечения. А перемещение луча индикатора синхронно с движением луча антенны по угловой координате в этом случае позволит получить в смежных по углу элементах растра совокупность яркостных отметок, т.е. в итоге сформировать отметку, которая и позволит оценить координаты ,  источника сигнала и  источника помехи.
С целью обеспечения большей наглядности представляемых результатов в ходе исследования была разработана модель подобного индикатора для отображения значений нормированной зависимости  в виде яркостной модели рельефа.
Варианты вида экрана индикатора с растровой разверткой и комментарии к ним для различных условий исследования алгоритма показаны на фиг. П. 15 - П. 19.
а
а
2
Особый интерес может вызвать показанное на фиг. П. 17,  и б. Здесь на фиг. П. 17,  приведен результат, наблюдаемый на выходе амплитудного детектора канала суммы (элемент 12, фиг. П. 1) приемного устройства. Вид экрана на фиг. П. 17, б соответствует результату для того же испытания на выходе ПОС (элемент 16, фиг. П. 1). Судя по наблюдаемому на экране, имеет место подавление помехи, уровень которой в данном случае на 40 дБ превышает сигнал. Качество воспроизведения сигнала позволяет визуально с относительно высокой точностью оценить параметры , . Разрыв отметки сигнала (провал в огибающей по углу) позволяет оценить параметр . Этот результат получен для пачечного сигнала (n=10).
Для тех же угловых положений источников на фиг. П. 18 приведены результаты при условии n=1.
На фиг. П. 19 показан вид экрана индикатора для случая обнаружения на фоне маскирующей шумовой помехи групповой цели - двух независимых источников импульсных сигналов.
Все представленные в данной работе результаты, полученные методом имитационного моделирования на ЭВМ, позволяют утверждать о возможности с помощью исследуемого устройства обеспечить высокие показатели качества разрешения-обнаружения амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы в условиях воздействия на нее непрерывной шумовой помехи при условии, когда ее интенсивность существенно превышает интенсивность сигнала, и создать условия для точного измерения дальности и пеленга его источника.
Таким образом, предлагаемое устройство, обладая достоинствами прототипа [4], позволяет заметно улучшить его потребительские свойства.
СПИСОК, ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. Ширман Я.Д. Разрешение и сжатие сигналов. - М. : Сов. радио, 1974.
2. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. - 2-е изд., перераб. и доп. - М. : Радио и связь, 1984. - 312 с., ил.
3. Царьков Н.М. Многоканальные радиолокационные измерители. - М.: Сов. радио, 1980, 192 с.
4. Пат. №0119126 РФ. Устройство повышения углового разрешения амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы / С.А. Кузьмин, A.M. Лаврентьев, Ю.Н. Маринцев, Е.Е. Цубанов. Приоритет от 11.01.2012 г.