Исследование помехоустойчивости частотного дискриминатора шумоподобного сигнала

Библиографический список

1. Горяшин, Н. Н. Исследование энергетических характеристик квазирезонансных преобразователей с целью их использования в системах электропитания космических аппаратов / Н. Н. Горяшин, А. Б. Базилевский // Вестник Сиб. гос. аэрокосмич. ун-та им. акад. М. Ф. Решетнева : сб. науч. тр. / под ред. проф. Г. П. Белякова ; Сиб. гос. аэрокосмич. ун-т. Вып. 5. Красноярск, 2004. С. 63-69.

2. Горяшин, Н. Н. Особенности разработки резонансных преобразователей напряжения для систем электроснабжения космических аппаратов / Н. Н. Горяшин //

САКС-2004 : материалы Междунар. науч.-прак. конф. / Сиб. гос. аэрокосмич. ун-т. Красноярск, 2004. С. 77-78.

3. Andreycak, W. Zero Voltage Switching Resonant Power Conversion / W. Andreycak // Application Note U-138. Unitrode Corp. April 1999.

4. Горяшин, H. H. Математическая модель стабилизатора напряжения на базе квазирезонансного преобразователя / H. H. Горяшин // Вестник Сиб. гос. аэрокосмич. ун-та им. акад. М. Ф. Решетнева : сб. науч. тр. / под ред. проф. Г. П. Белякова ; Сиб. гос. аэрокосмич. ун-т. Вып. 6. Красноярск, 2005. С. 119-125.

N. N. Goryashin, A. A. Solomatova

THE CHOICE ANALYSIS OF RESONANT TANK IMPEDANCE OF QUASI-RESONANT CONVERTER

The defining method of zero-current switch converter resonant tank parameters is given.

Принята к печати в мае 2006 г.

УДК 621.376.52

В. Н. Бондаренко, Е. В. Кузьмин

ИССЛЕДОВАНИЕ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ ЧАСТОТНОГО ДИСКРИМИНАТОРА ШУМОПОДОБНОГО СИГНАЛА

Предложены квазиоптималъные алгоритмы частотного дискриминирования для системы слежения за частотой шумоподобного сигнала с минималъной частотной манипуляцией, приведены резулътаты анализа их помехоустойчивости.

В перспективных широкополосных радионавигационных системах (например, GEOLOC (Франция), СПРУТ (Российская Федерация)) широкое применение находят шумоподобные сигналы с минимальной частотной манипуляцией (МЧМ-ШПС), превосходящие традиционные ШПС с фазовой манипуляцией по спектральной эффективности и другим показателям [1].

Одной из основных проблем при приеме шумоподобных сигналов является осуществление фазовой синхронизации, заключающейся в формировании опорного колебания несущей частоты, синфазного с принятым ШПС, что необходимо для реализации когерентного приема и фазовых методов измерения координат места и параметров движения объектов. Требование высокой точности фазовой синхронизации обусловливает очень малые значения шумовой полосы следящего измерителя (менее 0,1 Гц), что усложняет захват сигнала по частоте и увеличивает время синхронизации. Для обеспечения бес-поисковой синхронизации и быстрого захвата сигнала по частоте целесообразно на начальном этапе работы использовать алгоритм частотной автоподстройки (ЧАП), а на заключительном этапе - алгоритм фазовой автоподстройки (ФАП) несущей частоты [2].

Дискриминатор систем ЧАП и ФАП (соответственно частотный и фазовый) является наиболее специфическим элементом, структура и характеристики кото-

рого определяются видом модуляции и параметрами ШПС.

В статье исследуется помехоустойчивость частотного дискриминатора МЧМ-ШПС при использовании различных алгоритмов формирования сигнала ошибки применительно к задаче приема сигнала на фоне аддитивного белого гауссова шума.

Принимаемый сигнал может быть представлен в виде s(t) = ^ЩDk cos[2n( f ± Fi)t + 0(t) - ф],

t e[kT.i,

где p - мощность сигнала; f0 - несущая частота; F - доплеровский сдвиг частоты; ф - начальная фаза; К t

0(t) = — I d (t')dt' - функция, определяющая закон угло-27 0

N -1

вой модуляции; d(t) = ^ dj rect(t - jT), {dj} - псевдо-

j=0

случайная последовательность (ПСП) символов ±1 ; rect(t) - прямоугольный импульс единичной амплитуды и длительности T; Dk - информационный символ, принимающий значения ±1 ; T; = NT - период повторения ШПС, N - длина ПСП.

Структурная схема системы ЧАП представлена на рис. 1. На вход частотного дискриминатора (ЧД) поступают с шагом T отсчеты аддитивной смеси сигнала (1) и шума.

Квадратурный преобразователь формирует квадратурные составляющие xi = x(7;.) и у= у (7;.), ti = /Та , / = 1,2,..., которые обрабатываются квадратурным коррелятором. Опорные квадратурные сигналы несущей частоты

cos

= cos

= sin

формируются цифровым синтезатором отсчетов с использованием оценки F, доплеровского сдвига частоты. Отсчеты I j = I (tj) и Qj = Q (tj) опорных низкочастотных квадратурных сигналов, необходимых для снятия широкополосной кодовой частотной манипуляции в квадратурном корреляторе, формируются системой кодовой синхронизации (СКС). Квадратурные составляющие Z1k и Z 2k сжатого по спектру сигнала, сформированные на каждом периоде повторения ШПС, поступают на формирователь сигнала ошибки. Петлевой фильтр осуществляет цифровую фильтрацию сигнала ошибки ZAk и управление частотой цифрового синтезатора отсчетов.

Особенностью схемы квадратурного преобразователя (рис. 2) является использование преобразователя Гильберта (ПГ) для формирования квадратурных низкочастотных компонентов сигнала:

S1 (t) = s(t,) cos Ф+ s± (t,.) sin Ф, = D (tt) cos (0,. + ф,.), 1

^2 (t,) = s± (t,) cos Ф- s(t,) sin Ф= D (t,) sin (0, + ф,), J

где s± (t,) - отсчеты сигнала на выходе преобразователя Гильберта; D (t,) - отсчеты сообщения, принимающего значение Dk на интервале наблюдения, соответствующем k-му периоду повторения ШПС; ф, = 2nF-t,--ф, F, = Fa - Fa, - дискретные значения частотного рассогласования, неизменные на интервале каждого k-го шага фильтрации.

Применение преобразователя Гильберта обеспечивает полное подавление составляющих удвоенной частоты f на выходе квадратурного преобразователя.

Упрощение оптимального алгоритма корреляционной обработки ШПС достигается аппроксимацией опорных низкочастотных квадратурных сигналов, используемых в квадратурном корреляторе, ступенчатыми функциями вида

Ij =1 (tj) = cos 0 (j), Qj = Q (j) = sin 0 (),

tj = T/4 + (j - 1)T/ 2 , j = 1,...,2 N .

В этом случае корреляционная обработка ШПС выполняется в два этапа: равновесовая обработка п = Т / 27! наблюдений х и уі на интервалах, равных Т/2, осуществляется входными интеграторами £ квадратурного

коррелятора, и весовая обработка результатов Xі = ^ хі

І

и Уі = ^ у поэлементной обработки в соответствии с

і

алгоритмом

2Ы

^ =1

j=1

2 N

= К - YjI, t

j=1

(индекс к у переменных в системе уравнений (2) опущен в целях простоты записи).

Указанная замена приводит к потерям в помехоустойчивости (около 0,2 дБ) по сравнению со строго оптимальным алгоритмом [3] и вполне оправдана, так как сокращает в п/2 раз число операций умножения, связанных с реализацией алгоритма корреляционной обработки.

Исследуемые алгоритмы частотного дискриминиро-вания основаны на использовании квадратурных составляющих уравнений (2) и отличаются способом формирования сигнала ошибки:

2КХ

2А2 (к ) = [(к - 1)- 22 (к ) - (к )• 22 (к - 1)] ] [ (к )]

с

Zаз (kt = [ф(k)-ф(k-^], Ф(kt = arctg

2nT

Z2(kt'

Z1 (k t

где v(k) = Z1 (k)• Z1 (k-1) + Z2 (k)• Z2 (k-1); sign(x) -знаковая функция; ф(k) - максимально правдоподобная оценка фазового сдвига ф^) на k-м шаге фильтрации; C - коэффициент, определяющий крутизну дискриминационной характеристики.

Анализ помехоустойчивости рассмотренных алгоритмов проводится в предположении, что отношение сигнал/ шум в полосе следящего измерителя двых >> 1. Это позволяет использовать в качестве критерия помехоустойчивости дисперсию эквивалентных частотных флуктуаций [3]

°2

где О2 (0t - значение флуктуационной характеристики при F = 0 ; ka = dZа(F)/dF.

крутизна дискримина-

Рис. 1 10З

ционной характеристики Za (F) (черта сверху означает статистическое усреднение).

Характеристики частотного дискриминатора, полученные методом статистического моделирования (усреднением по 104 реализациям) при значениях отношения сигнал/шум в полосе информационного символа q = 20 дБ и q = 5 дБ (кривые 2 и 3 соответственно) и параметрах ШПС N = 214 -1 = 16383 , Тп = 40 мс (рис. З, 4). Там же (кривые

1 на рис. З) приведены дискриминационные характеристики рассмотренных алгоритмов при q ^^ , рассчитанные по формулам

ZJF) = 4(nNt P2 sinc4 (nT Ftsin(4nT Ft,

Zs2(F ) = 2 (nN t2 p sinc2 (nT,F tsin (2nT, F tsign (cos (2rnT, F t Za3(F) = CF при C = 0,2 ,

где sinc (x t = sin (x 't/х.

Шрмированные по значению Zamax (при q ) дискриминационные характеристики для рассмотренных алгоритмов (З) представлены на рис. З, а флуктуацион-ные характеристики, нормированные по Zamax, представлены на рис. 4.

Результаты сравнительного анализа помехоустойчивости рассмотренных алгоритмов с использованием критерия (4) приведены на рис. 5. Зависимости дисперсии эквивалентных частотных флуктуаций от q представлены на рис. 5, а (кривые 1, 2 и 3 для соответствующих алгоритмов). Зависимости проигрыша в помехоустойчивости Пj = о2, /О23 , j = 1,2 алгоритмов (1) и (2) по сравнению с алгоритмом (З) приведены на рис. 5, б.

Рис.

Как свидетельствуют результаты анализа, при q > 20 дБ рассмотренные алгоритмы частотного дискри-минирования практически эквивалентны. При отношении сигнал/шум q = 5 дБ алгоритм (2), использующий преобразование вида sign(x) для снятия инверсной модуляции при формировании сигнала ошибки, проигрывает в помехоустойчивости оптимальному алгоритму (3) около 1,5 дБ. Из трех рассмотренных алгоритмов, алгоритм (2) наиболее прост в реализации, что позволяет рекомендовать его для использования в следящих корреляционных приемниках МЧМ-ШПС.

Библиографический список

1. Бондаренко, В. Н. Помехоустойчивость алгоритмов фазового дискриминирования шумоподобного сигнала / В. Н. Бондаренко, Е. В. Кузьмин // Современные проблемы радиоэлектроники : сб. науч. тр. М. : Радио и связь, 2006. 629 с.

2. Бондаренко, В. Н. Цифровой частотно-фазовый дискриминатор шумоподобного сигнала / В. Н. Бондаренко, В. И. Кокорин, Е. В. Кузьмин // Цифровая обработка сигналов и ее применение : материалы Международной НТК. Москва, 2006.

3. Бондаренко, В. Н. Цифровой фазовый дискриминатор шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией / В. Н. Бондаренко, Е. В. Кузьмин // Современные проблемы радиоэлектроники : сб. науч. тр. Красноярск : ИПЦ КГТУ, 2005. 731 с.

1...n

2

1 3

5  4  з  2  1 у 0 V !

F—0-+

F-Гц

t 1 2

у & 1 3

L ***** ц к" 0 1

,дБ

Рис. 3

Р.Гц

> f

'з

: - j  з  : - 0 % i

os

Р,Гц

1

2

о],Тц

.дБ

£5

3

^ 2 —1—-

ч 1

2

з

q,dE

Рис. 5

V. N. Bondarenko, E. V. Kuzmin

NOISE-IMMUNITY OF THE SPREAD SPECTRUM SIGNAL DISCRIMINATOR RESEARCH

Discriminator for the search-tracing correlation receiver of noise-like signal with minimum shift keying structure is described. Algorithms of frequency discrimination of the spread spectrum signal are suggested. Comparison of the quasioptimal algorithms and the results of signals processing algorithms simulation are given.

Принята к печати в декабре 2006 г.