ФАЗОКОМПЕНСАЦИОННЫЙ ПОДАВИТЕЛЬ ЗЕРКАЛЬНОГО КАНАЛА В ПРИЕМНИКЕ РАДИОСИГНАЛОВ
PHASE-COMPENSATING IMAGE CHANNEL SUPPRESSOR IN RADIO SIGNAL RECEIVER

Изобретение относиться к области приема радиосигналов в железнодорожных радиостанциях (ЖР).
Известны фазокомпенсационные подавители зеркального канала в приемнике, описанные в литературе, например в:
1. Горелов Г.В., Фомин А.Ф., Волков А.А., Котов В.К.
Теория передача сигналов на железной дороге в транспорте - М:. ФГБОУ, 2013. - С. 356-359.
2. Верзунов М.В. и др. Однополосная модуляция. - М.: Связьиздат, 1962. - С. 95-101.
3. Момот Е.Г. Проблемы и техника синхронного радиоприема. - М.: Наука, 1961. - С.59-60.
По технической сущности наиболее близким к изобретению является устройство, описанное в первом источнике, которое по этой причине и принимается за его прототип. Во втором и третьем источниках описаны аналоги изобретения.
Прототип состоит из двух смесителей, гетеродина, фазовращателя на 90°, полосового фазовращателя на 90°, фазоинвертора, сумматора, фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), причем входы обоих смесителей соединены между собой накоротко и подключены к выходу преселектора приемника; выход первого смесителя подключен к одному входу сумматора непосредственно, а выход другого смесителя подключен ко второму входу сумматора через последовательно соединенные полосовой фазовращатель 90° и фазоинвертор или минуя фазоинвертор; к выходу сумматора подключен ФСС; выход гетеродина соединен со вторым входом первого смесителя непосредственно и со вторым входом второго смесителя - через фазовращатель на 90°.
з
Основным недостатком прототипа является относительно низкая степень подавления зеркального канала σ=35 дБ из-за большой погрешности Δφ=2°-3° фазового сигнала на угол φ=90° в полосовом фазовращателе, что приводит к существенному снижению помехоустойчивости и качества радиоприема.
з
Техническим результатом изобретения является повышение помехоустойчивости и качества радиоприема за счет повышение степени подавления зеркального канала в приемнике до требуемого значения σ=80 дБ.
Сущность изобретения состоит в том, что в фазокомпенсационный подавитель зеркального канала в приемнике радиосигналов, состоящий из преселектора (ПРС), двух смесителей, гетеродина, фазовращателя на 90°, фазоинвертора, сумматора, фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), причем, сигнальные входы обоих смесителей соединены между собой накоротко и подключены к выходу ПРС приемника, а выход гетеродина подключен ко второму входу первого смесителя непосредственно и ко второму входу второго смесителя - через фазовращатель на 90°; выход сумматора соединен со входом ФСС, дополнительно введены два резистора одинаковых сопротивлений, два конденсатора одинаковых емкостей и два ограничителя амплитуды сигналов, причем первый резистор и первый конденсатор подключены последовательно к выходу первого смесителя, а второй конденсатор и второй резистор подключены последовательно к выходу второго смесителя; вход первого конденсатора подключен к первому входу сумматора через первый ограничитель амплитуды, а вход второго резистора подключен к второму входу сумматора только через второй ограничитель амплитуды при частоте гетеродина меньше частоты сигнала или через последовательно соединенные фазоинвертор и второй ограничитель амплитуды, если частота гетеродина больше частоты сигнала.
Существенным отличием изобретения являются введенные элементы и их связи, так как только они позволяют подавить на 80 дБ зеркальный канал и добиться указанного технического эффекта.
Изобретение иллюстрируется чертежами.
На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого фазокомпенсационного подавителя зеркального канала, а на фиг. 2 - векторные диаграммы, поясняющие его работу.
На фиг. 1 обозначено: 1 - преселектор (ПРС); 2, 5 - смесители; 3 - гетеродин, 4 - фазовращатель сигнала на 90°; 6, 11 - резисторы одинаковых сопротивлений; 7, 8 - конденсаторы одинаковых емкостей; 9, 10 - ограничители амплитуды сигнала; 12 - сумматор; 13 - фазоинвертор; 14 - фильтр сосредоточенной селекции (ФСС). Введенные элементы обведены пунктирной линией.
Работа схемы происходит следующим образом.
c
c
c
c
0
С выхода преселектора (ПРС) 1 сумма сигналов основного u(t)=Ucos[ωt+θ(λ, t)]
з
з
з
з
з
1
с
з
и зеркального u(t)=Ucos[ωt+θ(λ, t)] каналов, т.е. u(t)=u(t)+u(t),
поступает на одни входы смесителей 2, 5. Здесь θ(λ, t) - составляющая фазы сигнала, несущая информацию о передаваемом сообщении λ(t).
г
г
г
г
с
<mrow><msub><mi>u</mi><mi>г</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mi>г</mi></msub><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mi>г</mi></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><mn>90</mn><mo>°</mo><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mi>г</mi></msub><mi>sin</mi><msub><mi>ω</mi><mi>г</mi></msub><mi>t</mi><mo>=</mo><msub><mrow><mover><mi>u</mi><mo>∧</mo></mover></mrow><mi>г</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Колебания гетеродина 3 u(t)=Ucosωt подаются на второй вход смесителя 2 непосредственно и на второй вход смесителя 5 - через фазовращатель 4 на 90°, т.е.
, при частоте гетеродина ω>ω.
На выходе смесителей 2, 5, представляющих собой в эквиваленте перемножители сигналов с активной нагрузкой, образуются колебания:
2
1
г
1
г
г
с
с
с
з
г
з
з
u(t)=u(t)·u(t)=0,5UU{cos[(ω-ω)t-θ(λ, t)]+cos[(ω-ω)t+θ(λ, t)]+b, ч},
<mrow><msub><mi>u</mi><mn>5</mn></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><msub><mi>u</mi><mn>1</mn></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>⋅</mo><msub><mrow><mover><mi>u</mi><mo>∧</mo></mover></mrow><mi>г</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mn>0,5</mn><msub><mi>U</mi><mn>1</mn></msub><msub><mi>U</mi><mi>г</mi></msub><mo>{</mo><mi>sin</mi><mo stretchy="false">[</mo><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mi>г</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>ω</mi><mi>с</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mi>t</mi><mo>−</mo><msub><mi>θ</mi><mi>c</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>λ</mi><mi>c</mi></msub><mo>,</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">]</mo><mo>−</mo><mi>sin</mi><mo stretchy="false">[</mo><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mi>з</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>ω</mi><mi>г</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>θ</mi><mi>з</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>λ</mi><mi>з</mi></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">]</mo><mo>+</mo><mi>b</mi><mo>,</mo><mi>ч</mi><mo>}</mo></mrow>
г
с
з
г
пр
где ω-ω=ω-ω=ω - промежуточная частота.
г
з
5
2
c
пр
пр
пр
Видно, что второе колебание отличается от первого сдвигом по фазе на 90° (sin вместо cos) и знаком «-» у сигнала зеркального канала, так как частота гетеродина меньше частоты зеркального канала (ω<ω). Для исключения зеркального канала колебание u(t) сдвигается по фазе на 90° относительно колебания u(t) с помощью двух RC-цепочек, у которых элементы R и С включены последовательно, причем R1=R2, а С1=С2. Одна цепочка 6, 7 подключена к выходу первого смесителя 2, а другая 8, 11 с обратным включением элементов - к выходу второго смесителя 5. Фазы сигналов на элементах этих цепочек всегда сдвинуты между собой на 90°, о чем говорит символ j у сопротивления конденсатора X=1/jωc, которое является реактивным в отличие от активного сопротивления R. Известно, что угол, находящийся на окружности, стороны которого соединены с концами ее диаметра, всегда равен 90°, что и показано на фиг. 2. Каждая RC-цепочка ращепляет свой входной сигнал на два сигнала, сдвинутых между собой по фазе на 90°, а с учетом того, что входные сигналы этих цепочек тоже сдвинуты между собой по фазе на 90°, то и векторные диаграммы на фиг. 2 тоже сдвинуты между собой на 90°. Поэтому сигнал на емкости первой цепочки совпадает по направлению и знаку с сигналом на резисторе второй цепочки, что отмечено одинаковым перечеркиванием их векторов на фиг. 2 и было подтверждено компьютерно и экспериментально. На промежуточной частоте ω=ω модули этих сигналов равны между собой и поэтому в сумме зеркальный сигнал исключается, а основной удваивается по величине. Если же частота изменится, то эти векторы останутся параллельными между собой, хотя изменится их направление и нарушатся равенства их модулей, как показано на фиг. 2 вторым треугольником. Поэтому зеркальный канал только ослабится, а основной увеличится менее чем в 2 раза. Но промежуточная частота более чем в 100 раз превосходит частоту модулирующего сигнала Ω и поэтому общая частота будет изменяться незначительно: ω+Ω≈ω, а модули векторов сигналов на R и С будут оставаться практически неизменными. Тем не менее амплитуды этих сигналов выравниваются в ограничителях амплитуды 9 и 10, после чего они поступают на свои входы сумматора 12, минуя фазоинвертор 13, если частота входного сигнала больше частоты гетеродина. Если же имеет место обратное неравенство этих частот, то сигнал с блока 10 поступает на свой вход сумматора через фазоинвертор 13. В результате на выходе сумматора 12 имеется только колебание основного канала:
12
9
10
1
Г
пр
с
с
u(t)=u(t)-u(t)=UUcos[ωt-θ(λ, t)]+B.Ч.
12
пр
Далее сигнал u(t) поступает на вход ФСС 14, пропускающий на свой выход только основной сигнал промежуточной частоты ω и не пропускающий В.Ч. составляющие.
з дб
з
з
Так фазокомпенсационным способом с помощью введенных элементов подавляется зеркальный канал. Степень этого подавления определяется выражением: (σ=-20lg[sin(0,5Δφ]), где погрешность фазового сдвига в RC-цепочках Δφ очень мала, вплоть до 7 минут. В этом случае σ=80 дБ в отличие от прототипа, где σ=35 дБ.
Технико-экономическим эффектом изобретения является повышение помехоустойчивости и качества приема сигналов в железнодорожных радиостанциях (ЖР), что способствует повышению безопасности движения поездов, а также упрощению и удешевлению приемника. Это достигается за счет дополнительного подавления зеркального канала в приемнике на 80 дБ вместо 35 дБ введенными элементами и их связями.