Оптимизация фотоприемного модуля для магистральных волоконно-оптических линий связи

оптимизация фотоприемного модуля

для магистральных волоконно-оптических линий связи

Игорь Лукин, к. т. н.

Владислав удовиченко,

к. т. н.

Сергей Лебедев ИгорьТОЛСТИхин

Предлагается оптимизированная схема построения фотоприемного модуля для канальных трактов магистральных ВоЛС. Модуль предполагается выполнить в виде интегрированной комбинации оптического эквалайзера, автогомодинного фотоприемника с балансной схемой последетекторной обработки и стандартного декодера FEC.

Приемный модуль в магистральных волоконно-оптических линиях является терминальным устройством оптического слоя системы передачи, характеристики которого определяют при заданных параметрах остального линейного оборудования предельную дальность Lmax безреге-нерационной передачи цифрового сигнала с линейной тактовой скоростью Влин. В современных системных комплексах необходимый уровень энергетического потенциала (ЭП) обеспечивается практически для любых протяженностей передачи с помощью линейных оптических усилителей-ретрансляторов (ЛОУ) — эрбиевых, рамановских или их совокупностью, так что основными физическими факторами, ограничивающими величину Lmax, выступают:

• накопление усиленного спонтанного излучения (Amplified Spontaneous Emission, ASE)1 оптических усилителей, входящих в состав линейного тракта;

• межсимвольная интерференция (InterSymbol Interference, ISI), возникающая в приемном устройстве вследствие дисперсионных искажений оптического сигнала при распространении по волокну как диэлектрическому круглому волноводу оптического диапазона.

Воздействие накопления ASE, которое влияет, в основном, на отношение сигнал/шум в оптическом диапазоне (OSNR), определяется рабочими режимами ЛОУ, оптической фильтрацией, структурой линейного сигнала и схемой оконечного фотоприемного модуля. В этом плане оптимизация фотопри-емного модуля может сводиться к созданию технологически реализуемых (с приемлемыми затратами) оптоэлектронных схем, максимально приближающихся к теоретически

1 В этой работе используются аббревиатуры, общепринятые в англоязычной технической литературе, с необходимой расшифровкой.

оптимальным способам приема, то есть схем с когерентным способом приема [1-3].

Дисперсионные искажения, вызываемые хроматической (CD) и поляризационной мо-довой дисперсией (PMD), требуют применения специальных методов и схем компенсации этих искажений.

Можно считать, с некоторым приближением, что наибольший «удельный вес» в ограничении дальности безрегенерацион-ной передачи имеет именно влияние дисперсионных искажений передаваемых импульсов на достоверность принимаемого сигнала. Примерная оценка дальности передачи в системах без компенсации дисперсии может быть дана в виде таблицы.

Таблица 1. Примерная оценка дальности передачи в системах без компенсации дисперсии

Технология Предельное расстояние передачи сигнала без компенсации дисперсии в оптическом волокне, км

передачи Стандартное одномодовое волокно

STM 16 (2,5 Гбит/с) 640 440

STM 64 (10 Гбит/с) 0 о о 300-500

STM 256 (40 Гбит/с) 1 5 20-30

Хроматическая дисперсия (или дисперсия групповых скоростей, Group Velocity Dispersion, GVD) имеет характер регулярной функции от длины волны, так что компенсация ее может эффективно выполняться непосредственно в оптической области. Разработаны и широко применяются в магистральных системах разного класса (DWDM, TDM c SDH-64, 128 и более высокими скоростями) модули компенсации хроматической дисперсии (DCF) [4-6] на основе отрезков волоконных световодов с дисперсией, имеющей обратный знак, или на основе использования брэгговских решеток с переменным шагом. В магистральных системах с WDM

оптимизированные устройства компенсации CD, построенные по схеме с периодическим включением в тракт DCF-модулей, в принципе допускают возможность безрегенерацион-ной передачи при скорости каналов 10 Гбит/с на тысячи км, и даже для систем со скоростями 40 Гбит/с, при оптимальных условиях на дальность порядка 1000 км [7]. Однако на практике все обстоит значительно сложнее.

С внедрением на магистральных линиях систем со скоростями 40, а в ближайшем будущем 100 (и, возможно, 160) Гбит/с допуск на GVD ужесточается как квадрат битовой скорости. Кроме того, с использованием маршрутизаторов с преобразованием длин волн (например, в системах с МР^) оптический слой магистральной линии становится частью сетевого слоя, так что на приемных терминалах невозможно определить длину оптического пути для данного сигнала и, соответственно, результирующую величину дисперсионных искажений. В связи с этим понятна необходимость включения в приемный терминал функциональных средств для адаптивной компенсации остаточной дисперсии, меняющейся в процессе работы системы.

Но это лишь одна сторона проблемы оптимизации фотоприемных модулей. С увеличением тактовых скоростей и расстояния, на которое передается сигнал, доминирующим фактором дисперсионных искажений и, соответственно, межсимвольной интерференции становится поляризационная модовая дисперсия (PMD). Этот вид дисперсии возникает в одномодовых световодах вследствие того, что в результате неизбежных при изготовлении, прокладке и эксплуатации линейных кабелей даже относительно слабых внешних воздействий на волокно (давление, изгибы, температурные градиенты, технологические допуски и т. п.) для сигнала, распространяющегося по волокну в виде совокупности двух ортогонально поляризованных основных НЕ11

мод, константы распространения (фазовая и групповая скорости) слегка различны по основным состояниям поляризации (Principal State of Polarization, PSP). Так что стохастически дифференциальная групповая задержка 8x (Differential Group Delay, DGD) между этими двумя PSP, статистически подчиняющаяся распределению по Максвеллу [7, 8], формируется вдоль линии и обуславливает дисперсионный непрогнозируемый эффект на выходе линии. Среднеквадратичное значение 8т представляет суммарную величину PMD, формирующуюся в основном за счет коэффициента поляризационной модовой дисперсии линейного волокна Dpmd, имеющего размерность пс/^км.

Максимальная скорость Bmax (бит/с) связана с коэффициентом PMD соотношением [8]:

Bmax = (sxL 1/2)/DPMD,

где параметр s (доля битового интервала) выбирается в зависимости от того, какой коэффициент ошибок BER (без привлечения методов коррекции ошибок) является приемлемым. Так, теоретический анализ дает оценку s = 0,1 при BER = 10-12. Принципиальное ограничение на протяженность передачи Lmax в ВОЛС без компенсации влияния PMD хорошо видно при анализе данных таблицы 2 [8].

Таблица 2. Зависимость Lmax ВОЛС

от величины коэффициента DpMD

для основных скоростей STM-оборудования

DpMD, пс/^км 0,1 0,5 2

В0 = 2,4 Гбит/с Lmax- км 160 000 6400 400

Bq = 10 Гбит/с Lmax- км 10 000 400 25

Во = 40 Гбит/с Lmax- км 625 25 1,56

Ведущие фирмы-производители оптоволокна для ВОСП вводят жесткие стандарты для своей продукции, как, например, Согт^ (табл. 3) [9].

Таблица 3. Значения коэффициента PMD для оптоволокна

Тип волокна Значения PMD в индивидуальном волокне, пс/^км Значения PMD в линии,пс/^км

SMF-28e <0,2 <0,06

NexCor <0,2 <0,06

LEAF <0,1 <0,04

Тем не менее результаты имитационного моделирования влияния PMD и анализ динамики PMD в действующих и экспериментальных высокоскоростных магистралях [7] показывают, что адаптивное выравнивание этих нестационарных искажений сигналов также необходимо предусматривать.

С учетом изложенных предварительных замечаний мы рассмотрим вариант оптимизации канального фотоприемного модуля (ФП-М) для высокоскоростной волоконнооптической линии дальней передачи (рис. 1) при следующих исходных упрощениях:

ДМ ФП-М|

Рис. 1. Обобщенная схема приемного терминала DWDM-линии

• Режим работы малошумящего входного оптического предусилителя (МШПУ) и предварительная оптическая фильтрация, осуществляемая DWDM-демультиплексором (ДМ), обеспечивают близкое к оптимальному значение оптического отношения сигнал/шум (OSNR) на входе каждого канального фотоприемного модуля (ФП-М;).

• Влияние переходных помех и нелинейных искажений в принимаемых канальных сигналах пренебрежимо мало.

Для фотоприемного модуля конструктивно нетрудно предусмотреть несколько однотипных модификаций применительно к базовым вариантам использования (главным образом эти варианты могут определяться электронными последетекторными устройствами). Поэтому оптимизированный канальный фотоприемный модуль может быть выполнен как совокупность нескольких типов устройств интегральной оптоэлектроники и высокоскоростных интегральных схем, которые, как нетрудно заключить из публикаций, отражающих достижения в области функциональных узлов на основе планарной технологии, могут быть спроектированы и изготовлены современными конструкторско-технологическими средствами.

Структурная схема модуля ФП-М (рис. 2) содержит две составляющие:

• Оптический блок — преддетекторная обработка канального оптического сигнала. Он включает в себя интегрально-оптический эквалайзер (ИОС-Э) (адаптивная компенсация дисперсионных искажений) и фотоприемник с когерентным способом приема (КФП). Оптический блок обрабатывает

канальный сигнал в оптическом диапазоне, так что он «прозрачен» в отношении скоростей или протоколов принимаемого сообщения.

• Электронный блок — балансное приемное устройство (БФПУ), решающее устройство (РУ) и декодер системы упреждающей коррекции ошибок, FEC (ДЕК). В устройствах электронного блока могут быть модификации по скоростям (и, возможно, форматам кодирования) принятого сигнала.

Мы рассмотрим пример построения схем оптического блока, выполняющего основную функциональную задачу обработки принятого оптического канального сигнала с точки зрения оптимизации перед фотодетектированием и дальнейшими операциями в электронном блоке. Эти операции должны выполняться уже средствами микроэлектроники и программирования, для обеспечения оптимальной последетекторной обработки сигнала, а также формирования сигналов обратной связи в схемах автоподстройки режима (АРМГ, АПФ) и формирования сигнала ошибки и (MSE) — для схемы (СУ) управления работой компенсатора (ИОС-Э) дисперсионных искажений по критерию минимальной среднеквадратической ошибки (MSE). Очевидно, что требования к микроэлектронным схемам будут определяться не только самим сигналом, но и параметрами элементов и устройств оптического блока.

В качестве входного элемента оптического блока, ИОС-Э, целесообразно принять схему планарного интегрально-оптического эквалайзера (рис. 3), обстоятельно исследованную в работах [10-12]. Она предназначена для комплексной адаптивной компенсации

ОПТИЧЕСКИЙ БЛОК ЭЛЕКТРОННЫЙ БЛОК

Рис. 2. Структурная схема канального фотоприемного модуля

иос-э

Рис. 3. Структурная схема интегрально-оптического эквалайзера:

ПР — поляризационный расщепитель, разделяющий входной сигнал на два ортогональных компонента; УО — управляемый направленный ответвитель; Ат — элемент оптической задержки;

ФВ — управляемый фазовращатель; СУ — схема, вырабатывающая сигналы управления для УО и ФВ

как хроматической, так и поляризационной модовой дисперсии (и первого, и второго порядков), причем в качестве критерия управления используется контроль (условие минимума) среднеквадратической ошибки на выходе приемника, что обеспечивает адаптивность и наилучшие показатели в отношении BER.

Устройство интегрально-оптического планарного эквалайзера схематически представлено на рис. 3. Поляризационный расщепитель (ПР) разделяет входной оптический сигнал на два ортогональных компонента, причем один из них получает сдвиг на п/2, чтобы обе составляющие, х1; и x2i, имели одну и ту же поляризацию. Затем они подаются на входные оптические порты схемы ЭКВ. Эта схема представляет собой цепочку N двухвходовых звеньев, содержащих элемент оптической задержки Дт, фазовращатель ФВ, управляемый сигналом jn от схемы управления СУ, и перестраиваемый ответвитель УО, управляемый сигналом 9n. На входе ЭКВ установлен дополнительный ответвитель УО0, так что всего эквалайзер имеет 2N+1 степень свободы. В работе [11] показано, что такая решетчатая структура действует как FIR-фильтр (конечный импульсный отклик, Finite Impulse Response, FIR) с периодической передаточной функцией (период 1/Дт). Такой фильтр позво-

ляет оптимизировать общую передаточную функцию оптического канала по критерию максимальной эффективности (минимум среднеквадратичной ошибки, MSE) приемника в целом. Отсюда следует, что установка ИОС-Э на входе оптического тракта ФП-М обеспечивает, по крайней мере теоретически, возможность компенсации любых линейных искажений в пределах ограничений, связанных с числом N звеньев фильтра и величиной задержки Дт.

Динамичное управление всем комплексом степеней свободы схемы ЭКВ может осуществляться в соответствии с рекуррентными взаимосвязями [10] между параметрами ЭКВ в целом и векторами управляющих сигналов:

с = с(0); d = d(0);

0 = f(0о> j1> 01> •••> jN> 0n),

производящих необходимые преобразования векторов входных сигналов:

xu=x(xi> > xi> N

x2, i = V(x2> i> •••> X2, N

Эти взаимосвязи исчерпывающе исследованы в указанных работах> и основной вывод> представляющий интерес в нашем случае> состоит в том> что возможна> на осно-

ве анализа принятого сигнала, реализация оптимизационной стратегии, позволяющей максимизировать характеристики приемного модуля в целом, а попросту говоря — аппроксимировать инверсную передаточную функцию волоконной линии. В качестве исходных данных при этом принимаются передаваемый символ а{ в момент Т{, соответствующие сигналы х{ на входе и у на выходе ИОС-Э (рис. 2), сигнал si, принятый БФПУ, и аг- — символ, зарегистрированный после решающего устройства. В качестве сигнала ошибки (обратная связь) принимается среднее по конечному числу М отсчетов:

1 М 9 ЩМБЕ)=-^-а) ,

1=1

как оценка среднеквадратичной ошибки с дисперсией, уменьшающейся с ростом М. Соответствующие алгоритмы закладываются в программное устройство схемы СУ.

Важно отметить, что в схеме ЭКВ (рис. 4) ортогональные компоненты сигнала по-разному обрабатываются, а интерферируют друг с другом через фильтрацию, производимую всей интегральной структурой. При такой «двумерной» конфигурации достигается одновременная компенсация как хроматической дисперсии, так и PMD.

На рис. 5 показаны расчетные зависимости, полученные в работе [10] при анализе потенциальной эффективности ИОС-Э. Анализ проводился в предположении режима приема с ограничением спонтанным шумом входного предусилителя (в нашей схеме ФП-М это МШПУ) и для BER = 10-12. На этих графиках видно, что для достаточно широкого интервала DGD, отражающей относительную задержку оптических полей составляющих (в верхней и нижней ветвях, рис. 4), уже при числе звеньев N = 4 компенсация достаточна для обеспечения штрафа по OSNR не более 2 дБ при у = 0,2 и 0,4. Здесь у — безразмерный индекс хроматической дисперсии, предложенный в [13]:

у = (B0xLxDxX2)/п.xc,

где В0 — битовая скорость сигнала; L и В — соответственно длина и коэффициент хроматической дисперсии линейного волокна; X — рабочая длина волны, с — скорость света. Передаваемый сигнал — NRZ.

Если, по условиям работы в линии, на качество передачи влияет в основном хроматическая дисперсия (PMD << CD), то алгоритм работы СУ можно значительно упростить, перейдя к одномерной конфигурации, то есть обрабатывая только одну поляризационную составляющую входного сигнала. Тогда расчетная характеристика ИОС-Э будет иметь характер (рис. 6).

Скорректированный эквалайзером канальный оптический сигнал подается на фотоприемник, который, в общем случае, должен

Дт Дт Дт

Рис. 4. Эквивалентное представление работы решетчатой структуры типа оптической ЛЗ с отводами в составе интегральной схемы ЭКВ

Рис. 5. Расчетные оценки потенциальной эффективности компенсатора ИОС-Э полной дисперсии (CD+PMD) в линии

-а

пз

о.

і-

э

Индекс хроматической дисперсии, у

Рис. 6. Расчетные характеристики коррекции хроматической дисперсии (00) в линейном тракте

обеспечить максимальную чувствительность и стабильность при заданном качестве связи (определяемом значением коэффициента ошибок BER), а также иметь достаточно высокий уровень эксплуатационных и экономических характеристик (технологичность). В схемах приемного оборудования с прямым фотодетектированием и входным оптическим предусилением чувствительность существенно ограничивается шумовым фоном усиленного спонтанного излучения (ASE) оптического предусилителя, а применение дополнительной оптической фильтрации часто оказывается малоэффективным. Теоретически наивысшая чувствительность достигается в схемах с когерентным приемом. В каноническом варианте схемы оптического блока с когерентным приемом (фотосмешение принимаемого сигнала Рвх с излучением лазера-гетеродина (ЛГ) Рг) ЛГ должен соответствовать достаточно жестким техническим требованиям, в частности:

• Иметь систему синхронизации с принимаемым сигналом с точностью до фазы, обеспечивающую уверенный режим гомо-динного приема.

• Иметь систему достаточно широкополосной автоподстройки генерируемой длины волны для возможности работы с разными передатчиками.

• Иметь степень монохроматичности, соизмеримую с несущей принимаемого сигнала, чтобы не создавать высокого уровня шумового фона.

Затраты на реализацию такого ЛГ в составе серийного фотоприемного модуля могут быть нежелательно высокими.

Здесь мы рассмотрим альтернативный вариант когерентного приема — схему, работающую в режиме, иногда называемом автого-модинным, и при этом еще в сочетании с балансным фотоприемом. Отличие от обычной схемы когерентного фотоприемника состоит в том, что роль лазера-гетеродина играет оптический усилитель части того же принимаемого сигнала, при этом достижение условий го-модинного приема значительно упрощается.

А балансная схема приемника дает возможность дополнительного подавления шумов.

Структурная схема такого автогомодин-ного приемного устройства (АГ-ФП), предложенного в [14], приведена на рис. 7. Работа АГ-ФП может быть в общих чертах описана следующим образом. Принимаемый (скорректированный эквалайзером ИОС-Э) оптический сигнал мощностью Рвх подводится к входному направленному ответвителю ОНО1, который делит сигнал на две равные части Рс = Рвх/2. Одна из них, Рс1, направляется в сигнальный тракт, содержащий линию задержки (ЛЗ). Величина задержки равна времени прохождения сигнала через все элементы гетеродинного тракта.

Другая часть сигнала, Рс2, поступает в гетеродинный тракт, в котором формируется гетеродинирующий сигнал, жестко синхронизированный с сигналом в сигнальном тракте. Необходимое для эффективного когерентного приема условие преобладания мощности гетеродинирующего сигнала (Рг >> Рс) обеспечивается двухкаскадным усилением на полупроводниковых усилителях ПОУ1 и ПОУ2. Пусть коэффициенты усиления (в несколько раз) входного ПОУ1 и выходного ПОУ2 равны, соответственно, С1 и G2. На выходе ПОУ1 мы будем иметь:

Рвых1 = Рс2Х^+Рш1,

где Рш1 — мощность шумовой составляющей выходного сигнала ПОУ1, определяемая, в основном, биениями входного сигнала со спонтанным излучением самого усилителя. Точное воспроизведение на выходе ПОУ1 длины волны принимаемого сигнала соблюдается благодаря исключению паразитных внешних воздействий вследствие оптической развязки, обеспечиваемой оптическим вентилем ОВ. Оптические полосовые фильтры ОФ установлены для подавления спонтанных шумов в полосе инверсной населенности ПОУ за пределами рабочего диапазона. На выходе ПОУ2 мы получим:

РвыХ2 = Рвых1Х ^1+Рш2 =

= Рс2Х^Х ^2+Рш1Х ^2+Рш2,

где Рс2 Х01Х02 = Рг — полезная (гетеродиниру-ющая) составляющая, а Рш1ХС2+Рш2 = Ршг — мощность шумовой составляющей выходной мощности ПОУ2. Значения коэффициентов С1 и 02 устанавливаются для расчетного уровня принимаемого сигнала, исходя из условий:

(Рг/Ршг) ^ тах;

Рг >> Рс

(условие эффективного гетеродинирования), и, кроме того, уровень Рвых2 должен обе-

АГ-ФП

Рис. 7. Структурная схема АГ-ФП

спечивать преобладание дробовых шумов оптического сигнала над тепловыми шумами фотоприемника («квантовоограниченный» режим работы).

В целях оптимизации работы гетеродинного тракта (адаптации к изменению в широком диапазоне уровней входного канального сигнала) в схеме ФП-М предусматривается петля автоподстройки рабочего режима ПОУ. Для этого в составе электронного блока модуля имеется регулируемый источник накачки ПОУ, управляемый напряжением с выхода системы АРУ фотоприемника. При повышении уровня принимаемого оптического сигнала и приближении к насыщению величины оптического усиления в гетеродинном тракте напряжение АРУ через управляемый источник накачки (АРМГ) снизит усиление до уровня, исключающего перегрузку фотоприемника (БФПУ).

Принимаемый сигнал Рс1 с выхода ЛЗ и ге-теродинирующий Рвых2 с выхода ФВ поступают на входы ОНО2, делятся пополам и получают (в соответствии с общими свойствами направленных ответвителей на связанных волноводах) относительный фазовый сдвиг, равный п/2. Но, кроме того, с помощью управляемого фазовращателя ФВ создается дополнительный фазовый сдвиг:

Дф = п/2,

так что результирующая разность фаз составит в одном выходном канале ОНО2 Дф = фс-фг = 0, а в другом Дф = фс-фг = п. При выполнении этого условия на выходе схемы вычитания, входящей в состав балансного фотоприемника БФПУ с одинаковыми фотоприемными каналами, средний уровень принимаемого сигнала достигает максимума. По этому критерию и работает схема АПФ, управляющая фазовращателем ФВ, так что обеспечивается непрерывное выполнение условия (3).

Балансная схема выбрана в целях подавления шума гетеродинного излучения, являющегося основным фактором снижения чувствительности когерентных оптических приемников. В качестве краткого комментария приведем выражения для напряжения Увых на выходе такого фотоприемника, работающего по балансной схеме [15]:

Уых = ЛХ2Ег{

где Л — коэффициент преобразования входной оптической мощности сигнала с полосой В0 в выходное напряжение:

Л =

Здесь п — квантовая эффективность фотодетекторов; q — заряд электрона; к — постоянная Планка; V — частота несущего излучения принимаемого сигнала; Кфп — коэффициент усиления сигнала электронными цепями фотоприемника; Ег — на-

Рис. 8. Расчетная зависимость подавления шума гетеродина от степени симметричности БФПУ

пряженность полезной составляющей гете-родинирующего оптического поля (X = Хс) на выходе ОНО2; Ешг — напряженность шумовой составляющей гетеродинирующего оптического поля; Ес — напряженность полезной (информационной) составляющей сигнального оптического поля на выходе ОНО2; Еш — напряженность шумовой со-

ставляющей сигнального оптического поля; К — коэффициент несимметричности балансного фотоприемника. Из (4) следует, что при высокой степени симметричности плеч БФПУ (К ^ 1) шум гетеродина может быть существенно ослаблен (рис. 8).

Подавление шума в балансных схемах, по которой собран БФПУ, достигает 30-35 дБ, так что второе слагаемое в формуле (4) при К « 1 мало. Основной вклад в шумовую составляющую на выходе фотоприемника дает дробовый шум сигнал-спонтанных биений на выходе МШПУ.

С выхода решающего устройства сигнал подается на схему FEC-декодера. Класс методов прямой коррекции ошибок и соответствующие алгоритмы хорошо разработаны и закреплены в международных стандартах, один из наиболее современных изложен в [16]. На рис. 9 показана, в качестве примера, характеристика коррекции ошибок для стандартного кода Рида-Соломона (255.239) и возможностей так называемой супер-FEC, приводимой в этом же стандарте. Можно видеть, что коэффициент ошибок на выходе ФП-М BER ~10-12 при стандартном кодирова-

Рис. 9. Расчетные характеристики декодеров FEC

Q-фактор Q-фактор

Рис. 10. Зависимость коэффициента ошибок (BER) от Q-фактора принятого сигнала

нии может быть получен при величине этого коэффициента на выходе БФПУ всего лишь порядка 1,5x10л

Q-фактор принимаемого сигнала Q = = (г'(1)-г'(о))/(а(1}+а(о)), характеризующий соотношение информационной и шумовой компонент принимаемого сигнала и связанный с параметром BER соотношением: BER = (1/2)xerfc(Q/V2), может при этом иметь величину Q ~ 3,5 (а при отсутствии FEC для достижения того же коэффициента BER = 10-12 требуется Q > 7, рис. 10, [17]). Значение Q-фактора, которое следует ожидать при работе ФП-М на основе АГ-ФП и БФПУ, зависит от конкретных характеристик и элементов самого ФП-М и предшествующих ему МШПУ и ДМ.

Грубая оценка выходного сигнала БФПУ при автогомодинном приеме при К « 1 выражение (4) показывает возможность увеличения напряжения на выходах фотоприемников AVgux порядка V(G1xG2), где G1 и G2 — коэффициенты усиления (в несколько раз) ПОУ1 и ПОУ2 в рабочем режиме, с учетом потерь в ОФ и ФВ гетеродинного тракта. Если, например, G1 ~ 15 дБ, G2 ~ 20 дБ, потери в пассивных элементах тракта ~5 дБ, то A-Veux может быть порядка 15 дБ.

Литература

1. Agrawal G. P. Fiber-Optic Communication Systems. New York: J. Wiley & Sons, 1997.

2. Kazovsky L., Benedetto S., Willner A. Optical Fiber Communication Systems. Norwood, MA: Artech House, 1996.

3. Okoshi T., Kikuchi K. Coherent Optical Fiber Communications. Tokyo: KTK Scientific Publishers, 1988.

4. Микилев А. И. Компенсация дисперсии в ВОЛС // Фотон-Экспресс. 2010. № 2 (82).

5. Dispersion Compensation Module — Lambda Driver Module (EM 800/1600-CM and DCMD. Data sheet — www.mrv.com

6. Fews H. S., Stephens M. F. C. et al. Experimental Comparison of Fib^ and Grating-Based Compensation Schemes for 40 Channel 10 Gb/s DWDM Systems // ECOC’2006, paper Th. 3.2.5.

7. Hanik N. Worst Case Simulation of Polarisation Mode Dispersion in Long-Haul Optical Transmission // Proc. of the 7-th International Conference on Transparent Optical Networks (ICTON 2005). Vol. 2, paper WeC1.1.h.

8. Поляризационная модовая дисперсия — www.teralink.ru/? do=stech2&id=589

9. Corning LEAF Optical Fiber Product Information — www.corning.com/opticalfiber

10. Secondini M.> Forestieri E.> Prati G. PLC Optical Equalizer for Chromatic and PolarizationMode Dispersion Compensation Based on MSE Control // IEEE Photonics Technology Letters. Vol. 16. No 4. Apr. 2004.

11. Secondini M.> Forestieri E.> Prati G. Adaptive Minimum MSE Controlled PLC Optical Equalizer for Chromftic Dispersion Compensation // Journal of Lightwave Technology. Vol. 21. No 10. Oct. 2003.

12. Miao H.> Yang Ch. Feed-Forward PolarizationMode Dispersion Compensation with Four Fixed Differential Group Delay Elements // IEEE Photonics Technology Letters. Vol. 16. No 4. Apr. 2004.

13. Elrefaie A. F.> Wagner R. E.> Atlas D. A.> Daut D. G. Chromatic Dispersion Limitations in Coherent Lightwave Transmission Systems // Journal of Lightwave Technology. Vol. 6. May 1988.

14. Удовиченко В. Н.> Шумаев В. В. Когерентный оптический приемник // Патент РФ № 2095764> С1 кл. G 01 О 1/04> 1997.

15. Росс М. Лазерные приемники. М.: Мир> 1969.

16. Forward error correction for high bit-rate DWDM submarine systems. ITU-T G.975.1 (02/2004).

17. Gallion P. Basics of Digital Optical Communications. Ch. 3. Undersea Fibre Optical Communications // Acad. Press> 2002.