СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ДВУХЗВЕННЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ЧАСТОТЫ
METHOD TO CONTROL TWO-LEVEL FREQUENCY CONVERTER

Изобретение относится к преобразовательной технике, получающей применение в частотно-регулируемом электроприводе. В данной области широкое применение начинают получать так называемые двухзвенные преобразователи частоты (ДПЧ) с непосредственной связью нагрузки и питающей сети (см. Шрейнер Р.Т. и др. Концепция построения двухзвенных непосредственных преобразователей частоты для электроприводов переменного тока.- «Электротехника», 2002 г., №12). Основными звеньями данного устройства служат активный выпрямитель (АВ) и автономный инвертор напряжения (АИН), выполненные на одинаковой элементной базе в виде запираемых вентилей, например, IGBT. Применение в схеме реверсивного АВ транзисторных бивентилей с двухсторонней проводимостью тока позволяет работать электроприводу во всех 4-х квадрантах механических характеристик. Одновременно с этим появляется возможность исключить из состава звена постоянного тока полярный конденсатор фильтра, создав предпосылки для упрощения преобразователя частоты и электропривода в целом. Отсутствие конденсаторного фильтра компенсируется совмещением в работе активного выпрямителя нескольких функций. Кроме традиционных, связанных с регулированием напряжения и замыканием токов в выпрямительном и инверторном режимах работы, в их число должно входить обеспечение электромагнитной совместимости АВ как со стороны сетевого входа, так и со стороны выхода, то есть цепей питания АИН и АД. Выполнение указанных задач возможно на основе высокочастотной широтно-импульсной модуляции не только в условиях векторного, но и менее сложного в реализации скалярного принципа управления.
i=1, 2, … 6
i,1
i,2
k
k
Наиболее близкое техническое решение содержится (см. А.А.Ефимов «Активные преобразователи в регулируемых электроприводах переменного тока.» Под ред Шрейнера Р.Т. - г.Новоуральск, изд. НГТИ, 2001). Известный из данного первоисточника способ управления двухзвенным преобразователем частоты с инвертором напряжения и активным выпрямителем на сетевом входе, выполненным по 3-фазной мостовой схеме выпрямления на 6-ти транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока, предусматривает выполнение функций активного формирования сетевого тока симметричной квазисинусоидальной формы с заданной величиной фазового сдвига относительно сетевого напряжения, которую осуществляют на каждом i-м периоде повторяемости длительностью π/3 высокочастотным чередующимся подключением выходной цепи выпрямителя к двум коммутирующим линейным напряжениям сети, из которых первое U имеет наибольшие по сравнению с другими значения, а второе представлено ближайшими по величине и фазе напряжениями, одно из которых U с опережающим фазовым сдвигом используется в течение первого полупериода, а другое U с отстающим фазовым сдвигом - в течение второго полупериода, причем обе указанные функции активного выпрямителя осуществляют изменением длительности управляющих импульсов в виде парафазной широтно-модулированной последовательности логических сигналов x, , получаемых в моменты равенства управляющего и периодически изменяющегося опорного напряжений, после чего эти сигналы, в виде отпирающих импульсов u, распределяют по управляющим входам k=1, 2, … 6 транзисторных ключей с помощью импульсного распределителя.
Указанный способ направлен на достижение электромагнитной совместимости АВ с питающей сетью, однако не решает этой задачи со стороны выходного напряжения. Необходимость дополнительных мер по улучшению качества выпрямленного напряжения объясняется отсутствием в звене постоянного тока ДПЧ сглаживающего конденсатора. В этом случае низкочастотные (300 Гц) пульсации выпрямленного напряжения беспрепятственно попадают в цепи питания АД, увеличивая потери мощности в электрической машине. Вводимые для устранения низкочастотных пульсаций изменения в модуляционном законе управления АВ предлагется осуществлять на традиционной основе скалярного (модульного) управления. Технический результат - достижение более высоких энергетических показателей без существенного усложнения системы управления преобразователем.
k
k
i
i,1
i,2
i
i,1
i,2
Для этого опорный сигнал предлагается получать непрерывным интегрированием междуфазного напряжения коммутирующих фаз сети с изменением знака этого напряжения при каждом достижении опорным сигналом порогового уровня, а формирование и распределение отпирающих импульсов u осуществлять с помощью двухвходового импульсного умножителя, на первые входы которого подавать широтно-модулированные управляющие импульсы х, , а на вторые входы - синхронизирующие импульсы s, s, s, совпадающие по времени с интервалами подключения выходной цепи выпрямителя к указанным выше напряжениям сети U, U, U соответственно, согласно логическому уравнению  в раскрытом виде и матричной форме записи
.
d
d
yn
оп
k
A
B
C
А
B
C
На фиг.1 представлена обобщенная схема силовых цепей ДПЧ и управляющих цепей АВ в составе частотно-регулируемого электропривода привода. На фиг.2 - полученные компьютерным моделированием в пакете Mathcad диаграммы, иллюстрирующие работу АВ, в том числе диаграммы выпрямленного напряжения u и тока i (фиг.2, а), управляющего х и опорного х напряжений, а также широтно-модулированных импульсов х,  (фиг.2, б), сетевых фазных токов i, i, i широтно-модулированных напряжений u, u, u в цепях формирования этих токов (фиг.2, в, г, д). На фиг.3 приведены результаты имитационного моделирования рассматриваемых процессов в пакете Matlab (Simulink).
А
B
C
оп
i
i,1
i,2
k
k=1, 2, … 6
Силовые цепи устройства на фиг.1 содержат подключенные к трехфазной сети е, е, е последовательно соединенные активный выпрямитель АВ (1), автономный инвертор напряжения АИН (2) и асинхронный двигатель АД (3). Цепи управления активным выпрямителем выполнены с применением блока формирования опорного сигнала х (4), блока формирования синхронизирующих импульсов s, s, s (5) и блока формирования широтно-модулированных импульсов х,  (6), а также блока импульсного умножителя (7), на выходах которого формируются отпирающие импульсы u для транзисторных ключей активного выпрямителя.
k
yn
on
d
d
yn
on
on
on
on
yn
d
d
Как отмечалось, предлагаемый способ направлен на обеспечение электромагнитной совместимости АВ как со стороны питающей сети, так и со стороны нагрузки. Рассмотрим последнюю из этих двух задач, полагая, что формирование широтно-модулированных управляющих импульсов х,  происходит на выходе блока 6 в результате сравнения (вычитания) напряжений х и х. Устранения в составе выпрямленного напряжения u и тока i сетевых низкочастотных пульсаций модуляционным способом можно добиться на достаточно высокой несущей частоте (1-20 кГц) при условии, что сигнал х задает на каждом такте модуляции усредненные значения выпрямленного напряжения. Целесоооразность такого управления вытекает из известной зависимости мгновенных значений тока индуктивной нагрузки от интегральных значений питающего напряжения. Для его реализации формирование х в блоке 4 предлагается осуществлять непрерывным интегрированием междуфазного коммутирующего напряжения сети с изменением знака последнего в моменты достижения х порогового уровня. Данный алгоритм придает напряжению x повторяющуюся квазипилообразную форму, которая содержит необходимую информацию об интегральных значениях выпрямленного напряжения. Очевидно, что при указанной форме х постоянство управляющего напряжения x=const обеспечит такое же постоянство среднетактовых значений выпрямленного напряжения, а значит и мгновенных значений тока на выходе выпрямителя. Достигаемый эффект является результатом взаимной компенсации влияния на форму выпрямленного напряжения двух процессов - высокочастотной широтно-импульсной модуляции со стороны управляющего входа и низкочастотной амплитудной модуляции этого же напряжения со стороны питающей сети. Не трудно прийти к выводу, что получаемый таким образом эффект сглаживания тока оказывается наиболее заметным в цепях с малым активным сопротивлением. Уменьшение доли активного по сравнению с индуктивным сопротивлением происходит, как известно, по мере увеличения мощности электропривода. Пример компьютерного моделирования процессов в электроприводе мощностью 10 кВт подтверждает данный вывод. Полученные на фиг.2,а диаграммы выпрямленного напряжения u и тока i указывают на практическое отсутствие в их составе низкочастотной сетевой составляющей частоты 300 Гц.
k=1, 2, … 6
k
yn
on
i=1, 2, … 6
i,1
i,2
6,2
k
i
i,1
i,2
В свою очередь, задача электромагнитной совместимости с питающей сетью решается улучшением формы 3-фазного тока на сетевом входе активного выпрямителя. Покажем, что в условиях скалярного управления этого можно добиться за счет соответствующего распределения отпирающих импульсов u на управляющих входах транзисторных ключей АВ. В схеме фиг.1 распределение этих импульсов осуществляется с помощью импульсного умножителя 7. Элементной базой блока 7 могут служить двухвходовые логические схемы совпадения. Полагается, что на первые входы этих схем поступают широтно-модулированные управляющие импульсы x, , получаемые на основе сравнения напряжений х и х. На вторые разрешающие входы указанных схем совпадения с выхода блока 5 в режиме чередования поступают две последовательности синхронизирующих импульсов (см. фиг.2,а, б). Одна из этих последовательностей образована импульсами S длительностью π/3, передние и задние фронты которых совпадают с точками естественной коммутации на диаграмме фазных напряжений сети. Вторая импульсная последовательность S, S состоит из импульсов длительностью π/6, делящих импульсы первой последовательности пополам. В целях однозначности закона распределения передний фронт импульса S формируют таким образом, чтобы он совпадал с моментом перехода сетевого напряжения фазы А через ноль. Полагается также, что совпадение в блоке 7 импульсов x и s должно приводить к подключению выходной цепи АВ к наибольшему линейному напряжению сети. В свою очередь, совпадение импульсов  и S, S должно подключать эту цепь к напряжениям с опережающим или отстающим относительно указанного напряжения фазовым сдвигом ±π/3 соответственно. Данный алгоритм представлен выше в виде логического уравнения в матричной форме записи  Его реализация обеспечивает чередующееся высокочастотное подключение выходной цепи выпрямителя к двум указанным выше линейным напряжениям сети. Изменение длительности этих подключений обеспечивает плавное регулирование средневыпрямленного напряжения в пределах 0.7-0.95 по отношению к амплитуде сетевого напряжения. Расширение диапазона регулирования возможно за счет изменения порядка формирования синхронизирующих импульсов в блоке 5.
и
A
B
C
Из диаграмм на фиг.2 видно, что в течение периода сети представленный алгоритм способен изменять суммарную проводимость каждого транзисторного ключа в схеме АВ в пределах λ=0-π. Отметим, что большинство известных решений обеспечивает изменение этой проводимости в пределах λ=0-2π/3. Данное отличие является сутью второго предложения, направленного на улучшение формы кривых сетевого тока в 3-фазной мостовой схеме выпрямления. Известно, что работа ключей в обычной схеме выпрямления на диодах или однооперационных тиристорах происходит с постоянной длительностью проводящего состояния каждого вентиля λ=2π/3. Это приводит к появлению в сетевом токе 3-фазного моста нулевых пауз длительностью π/3. Наличие указанных пауз отрицательно влияет на гармонический состав этого тока при величинах коэффициента искажения К<0.95. В отличие от известного предлагаемое техническое решение переводит систему управления активным выпрямителем в режим λ=0-π. Практически данный перевод осуществляется с помощью представленного выше логического уравнения  за счет соответствующего выбора длительности и фазового расположения синхронизирующих импульсов относительно сетевого напряжения. Из представленных на фиг.2, 3 кривых видно, что распределение отпирающих импульсов с помощью данного уравнения позволяет устранить паузу в кривой сетевого тока выпрямителя, а также сохранить его симметричность и непрерывность в течение всего периода сети. Происходящий процесс высокочастотных переключений придает этому току желаемую квазисинусоидальную форму. Видно, что при надлежащем увеличении тактовой частоты модуляции форма 3-фазных токов i, i, i в указанной схеме может быть приближена к форме сетевых напряжений с любой заданной величиной коэффициента искажения. В свою очередь, изменением фазы синхронизирующих импульсов относительно сетевого напряжения -π<φ<π можно установить любое желаемое значение коэффициента сдвига сетевого тока (cosφ) и тем самым превратить двухзвенный преобразователь частоты не только в потребитель активной мощности, но также в потребитель (при φ>0) или генератор (при φ<0) реактивной мощности. В качестве примера диаграммы на фиг.2, 3 иллюстрируют работу ДПЧ в компенсированном режиме при cosφ=1.