СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ФАЗОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ
PHASE SYNCHRONISATION METHOD AND APPARATUS

Предлагаемое изобретение относится к гидроакустике и может быть использовано в системах целеуказания, самонаведения и телеметрии подводных аппаратов.
В гидроакустических эхолокаторах при обнаружении и пеленговании быстродвижущихся объектов, вследствие эффекта Доплера, отраженный сигнал находится в широкой частотной области. С целью повышения помехоустойчивости гидролокатора, система обработки узкополосного сигнала должна содержать большое количество фильтров такой частотной области. Известны способы фильтрации узкополосных сигналов с формированием откликов с дробно-линейной интерполяцией ортогональными функциями в заданной частотной области и дальнейшим интегрированием, возведением в квадрат и суммированием обладает пониженной точностью и сложностью процесса обработки (Ю.Ф. Тарасюк, Г.Н. Серавин. «Гидроакустическая телеметрия»., Л., 1973, с.110-112).
Известно техническое решение по а.с. СССР №221757, от 17.07.1968, согласно которому, узкополосный сигнал дискретизируют по переходам через нуль, преобразуют в двоичный код, сравнивают с одной из биортогональных последовательностей Радемахера-Уолша, интегрируют, возводят в квадрат, и по достижении порогового уровня принимают решение.
К сожалению такой метод не нашел широкого применения из-за несходства функций Радемахера-Уолша с узкополосными гармоническими сигналами и носит лишь теоретический характер.
В дальнейшем были найдены функции близкие к узкополосным гармоническим сигналам (а.с. СССР №136672 от 10.01.79, МКИ-2: H03H 7/10, G01S 7/52). В данном устройстве, содержится дискретизатор, схемы сравнения, генератор ортогональных функций на n-разрядных синусных и косинусных счетчиках с коммутаторами знаков и дальнейшим интегрированием известным способом.
Однако такой способ фильтрации обладает недостаточно высокой помехозащищенностью и как устройство для спектрального анализа периодических многочастотных сигналов, содержащих интергармоники и заданных цифровыми отсчетами, довольно громоздки по построению и не всегда могут быть реализованы в системах целеуказания, самонаведения и телеметрии.
Низкая помехозащищенность обусловлена высоким боковым лепестком спектральной функции опорных ортогональных последовательностей, выполненных по а.с. СССР №131092, «Устройство для генерирования ортогональных функций» с приоритетом от 30.08.78, МКИ-2: G01S 7/26 (прототип). Расчеты как теоретические, так и экспериментальные показали, что этот боковой выброс спектральной функции вне полосы оптимального фильтра составляет величину, близкую к одной чеверти от основного максимума, т.е. примерно 20-30%. Кроме того, спектральный анализ осуществляется параллельно и при частотной области, измеряемой в широком диапазоне частот потребуется несколько тысяч таких фильтров, что, зачастую, недопустимо при конструировании подводных комплексов по массо-габаритным, энергетическим и стоимостным ограничениям.
Целью предлагаемого изобретения является повышение помехоустойчивости узкополосной фильтрации путем разработки способа и устройства фазовой синхронизации, работающих в режиме реального масштаба времени применительно к гидроакустическим системам целеуказания, самонаведения и телеметрии.
Сущность предполагаемого изобретения понятна из блок-схемы, приведенной на фиг.1, где приняты следующие обозначения:
1 - усилитель с дискретизатором;
2 - блок оперативной памяти;
3 - блок булевого преобразования;
n
4 - умножители над полем Галуа GF(2);
5 - блок унитарного булевого преобразования;
6 - блок быстрого преобразования Уолша;
n
n
Согласно предлагаемому изобретению, полученный с выхода усилителя с дискретизатором 1 двоичный код сохраняют в оперативной памяти 2 и подвергают булевому преобразованию над полем Галуа GF(2) в блоке 3, перемножая попарно-сопряженные коэффициенты и суммируя над полем Галуа GF(2) по времени в умножителе 4, осуществляют унитарное булево преобразование с полученным вектором в блоке 5, а затем, с помощью быстрого преобразования Уолша в блоке 6 методом максимума Понтрягина по пороговому уровню вычисляют номер одной из биортогональных последовательностей, совпадающий с частотой узкополосного фильтра, не зависящей от фазы.
max
0
max
Согласно предлагаемому изобретению узкополосный сигнал, не содержащий частот больше f, дискретизируется в усилителе с дискретизатором 1 по переходам через нуль с частотой f=2f согласно теореме Котельникова и полностью определяется дискретным множеством значений выражений двоичным кодом F(Θ) в конечном интервале времени T, где -½≤Θ≤½; Θ=T.
n
Полученный двоичный код в блоке 3 подвергают булевому преобразованию над полем Галуа GF(2) согласно неприводимого примитивного полинома над GF(2).
n
После булевого преобразования перемножают на умножителях 4 попарно-сопряженные коэффициенты и вновь подвергают унитарному булевому преобразованию в блоке 5. В результате таких операций сигнал фазосинхронизируется, т.е. превращается в двоичную биортогональную последовательность, не зависящую от фаз, вследствие чего с помощью быстрого преобразования Уолша в блоке 6 методом максимума Понтрягина по пороговому уровню, составляющему ¾ от N=2-1, определяется номер узкополосного сигнала.
5
5
2
5
n
Моделирование способа фазовой синхронизации основано на присущей гамильтониановой форме свойства инвариантности для синусоидальных сигналов. Указанное моделирование проводилось с помощью дискретного преобразования (см. Табл. 1) над полем GF(2) расширением GF(2) неприводимым примитивным полиномом x⊕x⊕1, размерности N=2-1=31, что представлено в таблицах 2 и 3. В качестве главных векторов пучка выпуклоопределенной формы потенциальной энергии над GF(2) выбраны векторы таблицы 2. После перемножения сопряженных коэффициентов преобразования Лапласа над GF(2) всех этих 16 векторов получается унитарная матрица потенциальной энергии, представленной в таблице 4. Сопряженная над GF(2) матрица, которой станет F*, представлена в таблице 5:
-1
1
F*=(F*)=(F*).
n
n
5
Преобразование Лапласа FF* над GF(2) от которой дает 15 синусоидальных сигналов размерности 15 при нулевой фазе. Матрица FF* получается после перемножения коэффициентов преобразования Лапласа над GF(2) всех синусоидальных сигналов при различных сдвигах по фазе при квантовании N=31, вида представленного в таблице 6, и в метрике потенциальной энергии FF* станет выпуклоопределенной, т.е. над GF(2), откуда и следует информационная симметрия гамильтониана 15 синусоидальных сигналов, отквантованных по переходам через ноль с дискретизацией N=2-1=31. Она не зависит от фазы, т.е. инвариантна по времени. Это позволяет с помощью преобразования Лапласа квадратичной формы, описывающей кинетическую энергию перемножением сопряженных ее членов различать их независимо от фазы этих сигналов.
5
Быстрое унитарное булево преобразование над полем GF(2) представлено в таблице 7, она совпадает с таблицей 4.