ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ВЫСОКОЭФФЕКТИВНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ КОЛЕБАНИЙ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Полезная модель относится к радиотехнике и может быть использована в радиосвязи, в частности, в усилителях мощности радиопередатчиков KB и УКВ диапазонов.
Для усиления мощности сигналов, имеющих постоянную во времени огибающую, используются усилители, работающие в нелинейном режиме, что обеспечивает их высокую эффективность. К таким усилителям относятся, например, известные усилители класса D, которые находят не только самостоятельное применение в качестве генераторов высокочастотных колебаний, но и могут входить в состав более сложных устройств усиления сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией, построенных, например, по методу Канна [1] или дефазирования [2]. Однако такие усилителя недостаточно широкополосны, что обусловлено возрастанием коммутационных потерь в генераторных приборах с повышением рабочей частоты, которые снижают эффективность усилителя мощности. По этой причине усилители класса D используются на частотах не выше 30 МГц [3].
Гораздо более высокочастотными и достаточно эффективными являются усилители, построенные по двухтактным схемам с использованием широкополосных трансформаторов, выполненных на отрезках линии передачи, в которых транзисторы работают в режимах с отсечкой тока [4-7].
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является усилитель мощности, представленный в [7, стр.30, рис.2.21а], принятый за прототип.
Усилитель-прототип выполнен по двухтактной схеме на двух биполярных транзисторах, представляющих собой генераторный прибор. Напряжения смещения и питания подаются на базы и коллекторы транзисторов через высокочастотные дроссели. Транзисторы работают в режиме класса В, что обеспечивает минимальный уровень нечетных гармоник в спектре выходного сигнала. Подавление напряжения четных гармоник на коллекторах транзисторов обеспечивается гибридным замыкающим трансформатором, который также как и симметрирующие трансформаторы, предназначенные для перехода от двухтактной схемы к несимметричным нагрузке и источнику сигнала возбуждения, выполнен из отрезков длинной линии, расположенных на ферритовом сердечнике.
Теоретически такой усилитель мощности при резистивной нагрузке, которая может быть реализована при подключении нагрузки к выходу усилителя через фильтр-диплексер, имеет в диапазоне рабочих частот от единиц до ста и более мегагерц в критическом режиме работы (оптимальном с точки зрения достижения максимальной выходной мощности, КПД и коэффициента усиления [5-8]) электронный КПД по первой гармонике не более 78,5%, что представляется недостаточно высоким для современной аппаратуры связи. Кроме того, использование высокочастотных дросселей в цепях питания транзисторов приводит к увеличению габаритов, что также является недостатком устройства-прототипа.
Задача предлагаемого технического решения - повышение КПД усилителя мощности и уменьшение его габаритов.
Для решения поставленной задачи в широкополосном высокоэффективном усилителе мощности колебаний с угловой модуляцией, содержащем входную и выходную согласующе-трансформирующие цепи, подключенные соответственно к входам и выходам генераторного прибора, выполненного на двух транзисторах, включенных по двухтактной схеме, схему смещения, соединенную с соответствующим входом входной согласующее-трансформирующей цепи, а также гибридный замыкающий трансформатор и фильтр цепи питания, согласно полезной модели, в качестве генераторного прибора использованы мощные высокочастотные полевые транзисторы, включенные по схеме с общим истоком и работающие в перенапряженном режиме класса В, к стокам которых подключены соответственно первый и второй выводы гибридного замыкающего трансформатора, третий вывод которого подключен к выходу фильтра цепи питания и емкостному замыкающему элементу, для замыкания на «корпус» четных гармонических составляющих импульсов токов стоков транзисторов двухтактной схемы.
Такая возможность появляется при построении усилителя на мощных высокочастотных полевых транзисторах и его работе в классе В в перенапряженном режиме на резистивную нагрузку, поскольку в отличие от биполярных приборов, у полевых транзисторов в перенапряженном режиме не формируется провалов в импульсах тока, приводящих к деградации эффективности усилителя [9]. При этом для уменьшения габаритов устройства дроссели питания исключаются из схемы устройства, а подача напряжения питания на стоки указанных транзисторов производится через гибридный замыкающий трансформатор.
На фиг.1 представлена схема предлагаемого устройства, где обозначено:
1 - входная согласующе-трансформирующая цепь;
2 - схема смещения;
3 - генераторный прибор;
3.1, 3.2 - мощные высокочастотные полевые транзисторы;
4 - фильтр цепи питания;
5 - емкостной замыкающий элемент;
6 - гибридный замыкающий трансформатор;
8 - выходная согласующе-трансформирующая цепь.
Предлагаемое устройство содержит входную согласующе-трансформирующую цепь 1, первый вход которой является входом усилителя, а второй вход-входом для напряжения смещения, поступающего с выхода схемы смещения 2, подсоединенного к источнику смещения Есм, а выходы согласующе-трансформирующей цепи 1 подключены к соответствующим входам генераторного прибора 3 (затворам мощных высокочастотных полевых транзисторов 3.1 и 3.2, включенные по схеме с общим истоком), выходы которого подсоединены к соответствующим входам выходной согласующе-трансформирующей цепи 8, выход которой является выходом усилителя мощности. Кроме того, предлагаемое устройство содержит емкостной замыкающий элемент 5 и гибридный замыкающий трансформатор 6, причем первый и второй выводы гибридного замыкающего трансформатора 6 подключены к соответствующим выходам генераторного прибора 3 (стокам транзисторов 3.1 и 3.2), а третий выход - к емкостному замыкающему элементу 5, через который замыкаются на «корпус» четные гармонические составляющие импульсов токов транзисторов 3.1 и 3.2 генераторного прибора 3. При этом третий вывод гибридного замыкающего трансформатора 6 соединен с выходом фильтра цепи питания 4, подсоединенного к источнику питания Еп.
Причем генераторный прибор 3 может быть выполнен из двух мощных высокочастотных полевых транзисторов 3.1 и 3.2., включенных по схеме с общим истоком, стоки мощных транзисторов 3.1 и 3.2 подключены к первому и второму входам выходной согласующе-трансформирующей цепи 8 или одного сдвоенного мощного высокочастотного полевого транзистора. Использование в качестве генераторного прибора 3 сдвоенного мощного высокочастотного полевого транзистора обеспечивает симметрию плеч двухтактной схемы, упрощает схему смещения за счет идентичности характеристик транзисторов, более высокий коэффициент усиления за счет уменьшения индуктивности общего вывода.
Между выводами затвор-сток транзисторов генераторного прибора установлены цепочки отрицательной обратной связи, состоящие из RC или RLC элементов, соединенных последовательно.
Работает предлагаемое устройство следующим образом.
Входной высокочастотный сигнал, поступающий на вход усилителя мощности через входную согласующе-трансформирующую цепь 1, которая выполняется с использованием широкополосных трансформаторов типа длинной линии и при необходимости может содержать лестничные LC цепи, в противофазе подается на затворы транзисторов 3.1 и 3.2, (являющиеся входами генераторного прибора 3), на которые через входную согласующе-трансформирующую цепь 1 подается напряжение от схемы смещения 2, которая обеспечивает работу транзисторов 3.1 и 3.2 в режиме класса В. При этом схема смещения 2 может быть выполнена, например, в соответствии с [10], например, как [12], [13].
Высокочастотные сигналы со стоков транзисторов 3.1 и 3.2 (являющиеся выходами генераторного прибора 3) поступают на выходную согласующе-трансформирующую цепь 8, которая выполняется с использованием широкополосных трансформаторов типа длинной линии на ферритовых сердечниках, суммируются по мощности и передаются на выход усилителя мощности, например, как [12], [13].
Напряжение питания на стоки транзисторов 3.1 и 3.2 подается от источника питания Еп через фильтр цепи питания 4 и гибридный замыкающий трансформатор 6, который выполняется в виде трансформатора типа длинной линии с использованием коаксиального или полоскового радиочастотного кабеля, имеющего волновое сопротивление равное эквивалентному сопротивлению нагрузки транзисторов 3.1 и 3.2, и обеспечивает режим короткого замыкания для четных гармонических составляющих импульсов тока стока указанных транзисторов через емкостной замыкающий элемент 5, а также симметрию плеч двухтактной схемы.
Для повышения симметрии плеч двухтактной схемы между стоками и затворами транзисторов 3.1 и 3.2, могут быть установлены цепочки отрицательной обратной связи, состоящие из RC или RLC последовательно соединенных элементов, что так же повышает устойчивость усилителя мощности и снижает неравномерность его амплитудно-частотной характеристики. Емкостной замыкающий элемент 5 представляет собой один или несколько параллельно соединенных безвыводных высокочастотных конденсаторов разной емкости, что позволяет получить минимальное реактивное сопротивление в широкой полосе частот, в том числе на частотах высших гармоник импульсов тока стока транзисторов 3.1 и 3.2.
Повышенная эффективность предлагаемого усилителя достигается в перенапряженном режиме работы, который реализуется путем увеличения мощности сигнала возбуждения [9].
На фиг.2 приведены результаты расчета полного КПД усилителя η(θ), (9), который представляет собой отношение мощности сигнала первой гармоники в нагрузке к сумме мощности, потребляемой по цепи питания, и мощности, подаваемой на вход усилителя [11] в зависимости от коэффициента перегрузки по входу Кпвх, равного отношению мощности входного сигнала в перенапряженном режиме к мощности входного сигнала, необходимой для работы усилителя в критическом режиме, для разных величин коэффициента усиления G усилителя мощности в критическом режиме работы.
Как видно из фиг.2 полный КПД при разных коэффициентах усиления G имеет различные максимальные значения - 77,9%, 84,3%, 87,0% и 88,6% для G=10, 15, 20 дБ и G=∞ при коэффициентах перегрузки по входной мощности 1,183, 2,068, 2,837 и 3,684 дБ соответственно. В то же время, при компромиссной величине коэффициента перегрузки 2 дБ значения полного КПД составят 77,2%, 84,3%, 86,8% и 88,0% при коэффициентах усиления G=10, 15, 20 дБ и G=∞ соответственно. При этом в критическом режиме без перегрузки (как это имеет место в устройстве-прототипе) при тех же значениях коэффициентов усиления КПД составляет 72,7%, 76,6%, 77,9%, 78,5% соответственно.
Это означает, что предлагаемый усилитель мощности гораздо эффективнее устройства-прототипа. При этом вместе с увеличением мощности возбуждения относительно величины, требуемой для реализации критического режима, возрастает и выходная мощность усилителя (фиг.3), причем при коэффициенте перегрузки по входной мощности 2 дБ увеличение выходной мощности составляет 1,361 раза по отношению к выходной мощности в критическом режиме.
Литература.
1. Транзисторные генераторы гармонических колебаний в ключевом режиме. / В.Б.Козырев, В.Г.Лаврушенков, В.П.Леонов и др.; Под ред. И.А.Попова. М.: Радио и связь, 1985.
2. Н.М.Радько, Н.И.Козачок, B.C.Сафонюк, А.В.Фуфаев, Ю.В.Колесников, О.А.Иркутский, «Разработка высокоэффективного KB передатчика», Сборник докладов 15 МНТК «Радиолокация. Навигация. Связь», 14-16 апреля 2009 г., Воронеж, 2009.
3. F.H.Raab, «Broadband Class-E Power Amplifier for HF and VHF», Microwave Symposium Digest, IEEE MTT-S International, 11-16 June 2006, p.902-905.
4. Проектирование радиопередающих устройств: Учеб. пособие для вузов/ В.В.Шахгильдян, М.С.Шумилин, И.А.Попов, и др.; под ред. В.В.Шах-гильдяна. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.; Радио и связь, 1984.
5. Широкополосные радиопередающие устройства (Радиочастотные тракты на полупроводниковых приборах) / Алексеев О.В., Головков А.А., Полевой В.В., Соловьев А.А,; Под ред. О.В.Алексеева. - М.: Связь, 1978.
6. Каганов В.И. «Транзисторные радиопередатчики». Изд. 2-е, перераб. и доп. М.; «Энергия», 1976.
7. Несвижский Ю.Б. «Высокочастотные ферриты в радиопередающей технике». М., «Связь», 1976.
8. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А.Белов, М.В.Благовещенский, В.М.Богачев и др.; Под ред. М.В.Благовещенского, Г.М.Уткина. - М.: Радио и связь, 1982.
9. Grebennikov A., «RF and Microwave Power Amplifier Design», New York: McGraw Hill, 2005
10. Патент US 5654672 «Precision bias circuit for a class AB amplifier». Aug.5.1997.
11. М.Albulet, «RF Power Amplifier», Noble Publishing Associates, 2001.
12. AN 10953, BLF645 10 MHz to 600 MHz 120 W amplifier, Rev.1-3 March 2011 Application note
13. Патент US 2007/0285168 A1, DEC. 13, 2007