ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ С ПОЛНОЙ ВОЛНОЙ ТОКА РЕЗОНАНСНОГО ЦИКЛА
HIGH FREQUENCY QUAZI-RESONANCE VOLTAGE TRANSDUCER WITH FULL RESONANCE-TYPE CURRENT WAVE

Изобретение относится к преобразовательной технике и может найти применение в автономных системах электроснабжения, в частности во вторичных источниках электропитания.
Известны устройства аналогичного назначения - преобразователи напряжения (ПН) с прямоугольной формой напряжения и тока и широтно-импульсной модуляцией [Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: Техносфера, 2005, с.632, Wuidart, L. Topologies for switched-mode power supplies. STM Aplication Note, 1999, p.18], к недостаткам которых следует отнести: невозможность улучшения энергетических характеристик без повышения быстродействия ключевых элементов (КЭ), уменьшения падения напряжения на КЭ в открытом состоянии. Такая тенденция усилит влияние паразитных реактивных составляющих реальной схемы, т.е. увеличение скорости изменения напряжения на коллекторе (стоке) КЭ приведет к увеличению коммутационных помех, наложенных на выходное напряжение ПН.
Из известных устройств наиболее близким по своей технической сущности к заявляемому является квазирезонансный ПН с полной волной тока резонансного цикла с частотно-импульсной модуляцией [R.W.Erickson Fundamentals of Power Electronics First Edition New York: Chapman and Hall, May 1997. 791 pages, 929 line illustrations], принятый за прототип. Данный тип ПН содержит КЭ, реализованный на одном силовом МДП-транзисторе, включенном последовательно между первичным источником электроэнергии (ПИЭ) и цепью, содержащей последовательно включенные: резонансный контур (РК), содержащий резонансный индуктивный элемент Lp, один из выводов которого подключен к истоку силового МДП-транзистора, а другой вывод - к резонансному конденсатору Ср, параллельно которому включен обратносмещенный диод, к катоду которого подключен выходной LфСф - фильтр.
Основным недостатком указанного прототипа является то, что при запирании КЭ на основе МДП-транзистора в момент пересечения тока индуктивности РК через ноль отпирается встроенный в МДП-транзистор обратный диод, через который протекает отрицательная полуволна тока резонансного цикла, по завершении которого накопленный в диоде диффузионный заряд расходуется на тепловые потери - происходит процесс обратного восстановления встроенного в МДП-транзистор диода и, как следствие, увеличение потерь мощности и ограничение частоты преобразования. Традиционным решением данной проблемы является введение дополнительного шунтирующего диода с барьером Шоттки с таким же блокирующим напряжением, что и МДП-транзистор. Как показали эксперименты, при использовании полупроводниковых приборов с блокирующим напряжением более 100В данный способ не позволяет полностью исключить протекание тока через встроенный в МДП-транзистор диод, что отражает фиг.2, где I(t), I1(t) и I2(t) - токи, протекающие через МДП-транзистор, диод, встроенный в МДП-транзистор, и диод Шоттки соответственно.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, - снижение потерь в МДП-транзисторе при одновременном повышении частоты коммутации, за счет чего возможно увеличение удельной мощности и КПД.
Поставленная задача решается тем, что в высокочастотный квазирезонансный преобразователь напряжения с полной волной тока резонансного цикла введен индуктивный элемент с нелинейной зависимостью индуктивности от протекающего тока, один вывод которого подключен к истоку ключевого элемента на основе МДП-транзистора, а другой - к выводу индуктивности РК. Ключевой элемент и введенный индуктивный элемент зашунтированы диодом с барьером Шоттки таким образом, что катод диода соединен со стоком силового МДП-транзистора, а анод приходит в точку соединения выводов индуктивного элемента РК и вновь введенного индуктивного элемента. Второй вывод индуктивности РК подключен к потенциальной обкладке конденсатора РК, присоединенной к катоду обратносмещенного рекуперативного диода и выводу индуктивности выходного фильтра, другой вывод которой соединен с потенциальной обкладкой конденсатора выходного фильтра, а анод рекуперативного диода и другие обкладки конденсаторов резонансного контура и выходного фильтра объединены и присоединены к общей шине преобразователя. Вход преобразователя напряжения подключен к первичному источнику электроэнергии, а выход - к сопротивлению нагрузки.
На фиг.1 приведена схема заявляемого устройства. На фиг.3 - временные диаграммы работы заявляемого устройства.
Заявляемое устройство состоит из блока управления 3, выводы которого подключены к затвору и истоку МДП-транзистора 2, сток МДП-транзистора 2 соединен с ПИЭ 1, а исток - с выводом индуктивного элемента с нелинейной зависимостью индуктивности от протекающего тока 5, эти элементы зашунтированы диодом с барьером Шоттки 4 так, что катод диода 4 соединен со стоком силового МДП-транзистора 2, а анод - с точкой соединения выводов индуктивных элементов 5 и 6. Второй вывод индуктивного элемента РК 6 присоединен к потенциальной обкладке резонансного конденсатора 7, параллельно которому включен обратносмещенный рекуперативный диод 8, к катоду которого подключен один из выводов индуктивности выходного фильтра 9, а к другому выводу - потенциальная обкладка конденсатора выходного фильтра 10, параллельно которому подключено сопротивление нагрузки 11. Анод диода 8 и другие обкладки конденсаторов резонансного контура 7 и выходного фильтра 10 объединены и присоединены к общей шине преобразователя.
Устройство работает следующим образом: первоначально МДП-транзистор 2 закрыт. Выходной ток течет за счет энергии, запасенной в индуктивности выходного фильтра 9. В некоторый момент времени, определяемый устройством управления 3, МДП-транзистор 2 открывается. Колебательный контур, образованный индуктивными элементами 6, 5 и конденсатором 7 начинает получать энергию от ПИЭ 1, при этом индуктивный элемент 5 имеет значение индуктивности, существенно меньшее, чем элемент 6, и уменьшается с увеличением тока, таким образом, что при значениях тока более 10% от тока нагрузки значение индуктивного элемента 5 становится пренебрежимо малым. Заряд конденсатора 7 и последующий его разряд будут происходить по закону, близкому к синусоидальному, с частотой, равной резонансной частоте контура 6-7. Одновременно ток в индуктивности 6 также будет изменяться по синусоидальному закону - вначале увеличиваться, затем уменьшаться, причем положительная полуволна тока протекает через открытый канал МДП-транзистора 2, когда этот ток уменьшится до нуля, транзистор 2 запирается по сигналу устройства управления КЭ 3, которое синхронизируется с переходом тока РК через нулевое значение. При значениях тока, близких к нулевому, индуктивный элемент 5 принимает значение порядка 20-25% от значения индуктивного элемента 6. Таким образом, когда ток вследствие продолжающегося резонансного процесса меняет знак, при малых его значениях на индуктивном элементе падает некоторое напряжение, которое в сумме с прямым падением напряжения на встроенном в МДП-транзистор диоде имеет большее значение, чем прямое падение напряжения на диоде Шоттки 4. Вследствие чего основная часть тока отрицательной полуволны протекает через диод 4, как показано на экспериментальных осциллограммах на фиг.3. Когда ток через индуктивный элемент 6 становится равным нулю, запирается диод 4, и выходной ток течет через индуктивность выходного фильтра 9 и конденсатор 7, который быстро разряжается. Как только он разрядится до нуля, открывается диод 8. На этом один резонансный цикл заканчивается, и с открыванием КЭ начинается следующий. На фиг.3 изображены осциллограммы токов, протекающих через индуктивный элемент 6 - I(t), канал МДП-транзистора 2 - I3(t), диод Шоттки 4 - I2(t), встроенный в МДП-транзистор 2 диод - I1(t), и сигнал управления МДП-транзистором - Uупр(t).
Был изготовлен и испытан экспериментальный образец, в котором индуктивный элемент с нелинейной зависимостью индуктивности от протекающего тока выполнен в виде вывода истока МДП-транзистора с надетым на него сердечником тороидальной формы из феррита 2000НМ, имеющим габаритные размеры D=4 мм, d=2 мм, n=1 мм. Данный индуктивный элемент рассчитывается таким образом, чтобы магнитопровод входил в насыщение при токе порядка 10-15% от максимального тока нагрузки (Iнмакс) при условии, что Iнмакс определяется из (Iнмакс*(Lр/Ср)0,5/Uвх=0,9-0,95, при этом максимальное значение индуктивности (при токе резонансного контура, близком к нулю) должно составлять 20-25% от значения индуктивности основного индуктивного элемента РК. Индуктивность РК 6 составила 1,06 мкГн и емкость РК 7-22 нФ. В качестве ключевого элемента 2 использован МДП-транзистор IRFB61N15D, диод 4 - 20CTQ150, емкость выходного фильтра 10 составила 22,2 мкФ, индуктивность выходного фильтра 9-45 мкГн. На фиг.4 представлены экспериментальные кривые КПД высокочастотного квазирезонансного ПН с полной волной тока резонансного цикла, полученные при изменении выходной мощности, где кривая 1 соответствует КПД заявляемого устройства, кривая 2 - КПД его прототипа при стабилизированном выходном напряжении 24В и входном напряжении 80B при прочих равных условиях в диапазоне частоты коммутации от 357 до 375 кГц.