ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ СВЕТОДИОДНОГО СВЕТИЛЬНИКА С ПОВЫШЕННЫМ РЕСУРСОМ

Полезная модель относится к системам освещения на основе светодиодов и к обеспечению их электропитанием, а в частности к схеме питания светодиодных ламп. Технический результат - повышение срока службы источника вторичного электропитания светодиодного осветительного прибора без деградации параметров в течение всего срока эксплуатации светодиодов (до 100000 ч) при сохранении высокого КПД и высокой удельной мощности.
При создании систем освещения уличного, бытового и промышленного назначения одну из важных ролей играет срок эксплуатации в необслуживаемом режиме, что достигается за счет использования светодиодных элементов, срок службы которых может достигать от 30000 до 100000 ч. При этом источник вторичного электропитания, который поддерживает стабильное значение тока, протекающего через светодиодные элементы, должен обладать таким же ресурсом работы, чтобы эксплуатационные характеристики осветительного прибора в целом оставались максимально эффективными. А также используя, в качестве первичного источника электроэнергии электросети переменного тока, источник питания светодиодов должен обеспечивать выходной ток с малым уровнем пульсаций (обычно не более 5%) и не превышать допустимый уровень гармоник потребляемого тока, чего требуют соответствующие стандарты на электрооборудование, включая электроосветительные приборы.
При преобразовании электрической энергии, взятой от сети переменного тока, в постоянный ток заданной величины необходим промежуточный накопитель энергии, чтобы обеспечивать поддержание питания нагрузки постоянным током на заданном уровне в те моменты, когда электрическая мощность первичной сети снижается до нуля ввиду синусоидального характера напряжения в ней. В таких случаях используют емкостные накопители. Также емкостной фильтр обычно используется для сглаживания пульсаций напряжения и тока нагрузки на частоте преобразования, которая может составлять десятки и сотни килогерц. Самый распространенный вариант - использовать в качестве накопителя электролитический конденсатор, который обладает высокой удельной емкостью и низкой удельной стоимостью. Ресурс работы электролитических конденсаторов существенно зависит от температуры и срока их службы до выхода из строя и может составлять от 2 до 10 тысяч ч при предельной рабочей температуре и удваиваться при снижении температуры на каждые 10°С. Максимальная рабочая температура может иметь значение от 85 до 125°С, в зависимости от производителя. Стоимость электролитических конденсаторов с максимальной рабочей температурой 125°С превышает стоимость конденсаторов с максимальной рабочей температурой 85°С в несколько раз. Во всех случаях, такой тип конденсаторов подвержен саморазогреву при работе в качестве фильтра на выходе импульсного высокочастотного преобразователя, ввиду относительно высокого эквивалентного внутреннего сопротивления, особенно в высоковольтных схемах, таких как активный корректор коэффициента мощности. С другой стороны, использование электролитических конденсаторов при низких температурах до 40°С ниже нуля приводит к снижению их эффективной емкости на частотах выше 10 кГц в десятки раз. Использование таких конденсаторов особенно в жестких климатических условиях, как, например, в источниках питания уличных светодиодных светильников, где температура конденсаторов в летний период при плотном монтаже электрической схемы может достигать 70-90°С, приведет к значительному сокращению их срока службы, либо к преждевременному выходу из строя источника питания. Поэтому, чтобы обеспечить длительный ресурс электролитических конденсаторов в составе мощных светодиодных светильников им необходимо обеспечивать приемлемый температурный режим, т.е. конструктивно исключать тепловой контакт с тепловыделяющими компонентами светильника и источника питания, и обеспечивать необходимые условия естественной конвекции. Это, как правило, приводит к удорожанию источника питания и ограничению на компактность его конструкции в составе светильника. Опять же такие мероприятия не решают упомянутую ранее проблему работы электролитических конденсаторов при низких температурах.
Таким образом, длительный срок службы светодиодных систем освещения, работающих в жестких климатических условиях, может быть обеспечен только соответствующим ресурсом элементов источника питания и в первую очередь накопительных конденсаторов. Как известно, пленочные керамические конденсаторы обладают гораздо большим ресурсом работы по сравнению с электролитическими конденсаторами и не имеют существенной зависимости характеристик от температуры, однако удельная емкость таких конденсаторов на порядки ниже электролитических, а стоимость выше. Таким образом, замена электролитических конденсаторов, например, пленочными такой же емкости, может привести к значительному повышению стоимости, массы и габаритов источника питания.
Данный вопрос становится наиболее актуальным, когда речь идет о светодиодных осветителях большой мощности (от 60 Вт и выше), так как стоимость таких осветителей сравнительно высока.
Предлагаемое техническое решение предназначено для создания источников питания светодиодных осветителей уличного и промышленного назначения с питанием от сети переменного тока, к которым предъявляются такие требования как: высокий коэффициент мощности (до 0,99), гальваническая развязка между первичной сетью и потребителем - светодиодным элементом, высокий КПД (более 85%), длительный срок службы сравнимый со сроком службы светодиодов (до 100000 ч).
Известно техническое решение, описанное в [Datasheet IRS2983 International Rectifier], которое состоит из входного выпрямителя и обратноходового преобразователя с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). Последний осуществляет функцию коррекции коэффициента мощности и стабилизацию среднего выходного тока, протекающего через светодиодные элементы. Основным достоинством такого решения является использование одного силового транзисторного ключа. К основным недостаткам можно отнести низкую надежность за счет применения фильтрующего электролитического конденсатора большой емкости на выходе источника питания, высокий уровень генерируемой помехи в первичной цепи.
Другим типовым решением является источник питания, приведенный в [Datasheet CS1610/11 CIRRUS LOGIC], в котором реализован принцип двухступенчатого преобразования, где после входного выпрямителя включен активный корректор коэффициента мощности (ККМ), построенный на основе повышающего преобразователя напряжения с ШИМ, осуществляющего стабилизацию постоянного напряжения на уровне выше максимального амплитудного значения напряжения в первичной сети переменного тока (как правило, 350-400 В). Выход корректора коэффициента мощности подключается к импульсному преобразователю напряжения с широтно-импульсным законом регулирования, работающему в режиме стабилизации выходного тока. В отличие от предыдущего варианта данный преобразователь имеет низкий уровень помех, возвращаемых в первичную сеть, и возможность работать в широком диапазоне напряжений питающей сети. Однако, как правило, такой тип источников питания требует использования конденсаторов сравнительно большой емкости, как на выходе ККМ, так и на выходе импульсного стабилизатора тока.
Из наиболее близких по технической сущности известен источник питания для светодиодных осветительных приборов, описанный в [Application Note AN-1169 International Rectifier] и принятый за прототип. Приведенное устройство содержит входной фильтр, активный корректор коэффициента мощности, выход которого подключен к входу резонансного полумостового преобразователя, известного как LLC - преобразователь. Последний работает, как стабилизатор выходного тока. Использование резонансного преобразователя напряжения позволяет получить высокий КПД и низкий уровень генерируемой электромагнитной помехи. Однако предложенное решение требует применения емкостных фильтров, как на выходе ККМ, так и на выходе резонансного преобразователя. Применяемый в прототипе резонансный преобразователь требует специального контроллера управления, что делает его сложнее и дороже.
Задача, на решение которой направлена заявляемая полезная модель - повышение срока службы источника вторичного электропитания светодиодных ламп большой мощности при сохранении высоких КПД и удельной мощности за счет исключения из силовой части схемы быстростареющих электролитических конденсаторов и применения квазирезонансного высокочастотного преобразователя напряжения с индуктивным выходным фильтром.
Возможна замена быстростареющих электролитических конденсаторов на конденсаторы, которые способны работать более длительное время без существенной деградации в широком диапазоне температур, например, пленочные полипропиленовые конденсаторы с рабочим диапазоном температур от -55 до 85°С. Однако, при тех же габаритах, что и электролитические конденсаторы, пленочные имеют емкость в 3-5 раз меньше в зависимости от максимального рабочего напряжения. Таким образом, при той же мощности источника питания и тех же габаритах, что в случае использования электролитических конденсаторов, будут возникать повышенные пульсации напряжения на частоте выпрямленного напряжения питающей сети переменного тока. Чтобы скомпенсировать такие пульсации, необходимо использовать импульсный быстродействующий преобразователь напряжения, охваченный обратной связью по току нагрузки. Как известно, повысить быстродействие традиционных импульсных преобразователей с широтно-импульсной модуляцией возможно за счет повышения частоты преобразования, что позволяет снижать постоянную времени индуктивно-емкостного выходного фильтра, сохраняя заданный уровень выходных пульсаций тока на частоте преобразования. Однако повышение частоты приведет к увеличению коммутационных потерь на транзисторных и диодных ключах, что в свою очередь ухудшит КПД источника питания. Использование в режиме повышенных пульсаций напряжения на удвоенной частоте питающей сети на входе LLC - преобразователя, как в источнике питания принятом за прототип, имеет также ограничения, ввиду того, что для обеспечения резонансного режима коммутации LLC - преобразователь должен работать в ограниченном диапазоне входных напряжений. Диапазон входных напряжений, в свою очередь определяется параметрами резонансных компонентов, которых в данном преобразователе три - конденсатор, введенный индуктивный элемент и индуктивность намагничивания первичной обмотки трансформатора.
Решение поставленной задачи достигается за счет того, что в источнике питания, содержащим входной фильтр, выпрямитель, активный корректор коэффициента мощности и гальванический развязанный импульсный стабилизатор тока нагрузки, на выходе ККМ используется один или несколько соединенных параллельно пленочных конденсаторов вместо электролитических с суммарной емкостью в 3-5 раз ниже по сравнению с традиционными источниками питания такой же мощности. При этом относительные пульсации напряжения на емкостном накопителе могут достигать от 10 до 20%. Достижение заявленного технического результата осуществляется за счет применения в качестве стабилизатора тока светодиодной нагрузки квазирезонансного преобразователя с переключением ключевого элемента при нулевых значениях тока и частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ), охваченного обратной связью по току нагрузки, содержащего первичный двухтактный инвертор, импульсный высокочастотный трансформатор, резонансный контур, состоящий из индуктивного и емкостного элементов, диодный выпрямитель, дроссель, датчик тока, выход которого подается на усилитель рассогласования, где происходит сравнение сигнала тока нагрузки с опорным напряжением, после чего сигнал рассогласования подается на генератор, управляемый напряжением (ГУН), сигнал, с выхода которого подается на вход формирователя импульса, выход которого соединен со схемой управления транзисторными ключами инвертора.
На фиг. 1 показана структурная схема источника питания светодиодного светильника. Источник питания содержит входной фильтр 1, выпрямитель 2, активный ККМ 3, состоящий из дросселя 4, диода 5, транзисторного ключа 6, схемы управления 7, шунтового датчика тока 8, емкостного накопителя 9, к выходу корректора коэффициента мощности подключен квазирезонансный преобразователь напряжения, состоящий из первичного двухтактного инвертора 10, формирующего импульсы напряжения близкие к прямоугольной форме, импульсного трансформатора 13, выходного выпрямителя 15, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента 17 и резонансного конденсатора 20, рекуперативного диода 18, выходного индуктивного фильтра 22, схемы управления квазирезонансным преобразователем, состоящей из схемы управления транзисторными ключами инвертора 11, предназначенной для сдвига фаз управляющего сигнала на 180° для реализации двухтактного режима, формирователя импульса 12, ГУН 14, усилителя рассогласования 16, источника опорного напряжения 19, измерителя тока 21, к выходу подключена нагрузка в виде светодиодного осветительного элемента 23, состоящего из набора последовательно включенных светодиодов.
∧
∧
Источник, схема которого приведена на фиг. 1, работает следующим образом. Выпрямленное напряжение сети после выпрямительного моста 2 попадает на вход активного корректора коэффициента мощности 3, использующего общеизвестный принцип работы, задача которого формировать входной ток максимально близкий по форме к напряжению питающей сети и осуществлять стабилизацию выходного напряжения. При этом емкостной накопитель 9 имеет такое значение емкости, при котором относительные пульсации напряжения могут достигать 20%, считая, что относительный коэффициент пульсаций определяется как отношение амплитуды переменной составляющей к среднему значению напряжения умноженному на 100%. Стабилизация выходного напряжения ККМ осуществляется по его среднему значению. К выходу ККМ подключен квазирезонансный гальванический развязанный преобразователь напряжения с коммутацией при нулевых значениях тока. В первичной цепи преобразователь построен по любой известной схеме двухтактного преобразователя напряжения. Коммутация транзисторных ключей первичного инвертора 10 при нулевом токе достигается за счет того, что в силовой цепи преобразователя добавлен резонансный контур, образованный индуктивным компонентом 17 и резонансным конденсатором 20. Используемый резонансный режим известен как режим коммутации при нулевых значениях тока с половиной волны резонансного цикла. При появлении отпирающего сигнала управления на транзисторных ключах первичного инвертора 10, плечи которого работают попеременно в соответствии с двухтактным режимом, ток в первичной цепи и пропорционально коэффициенту трансформации импульсного трансформатора 13 ток во вторичной цепи будут нарастать линейно до тех пор, пока ток во вторичной цепи через индуктивный элемент 17 и выпрямитель 15 не станет равным текущему значению тока дросселя 22. В этот момент рекуперативный диод 18 запирается и токи в первичной и вторичной цепях будут изменяться по гармоническому закону за счет резонансного процесса до тех пор, пока их значения не станут равным нулю. Как только это произойдет, в тот же момент времени выпрямитель 15 запирается, тем самым не давая продолжаться резонансному процессу со сменой знака тока, и оставшаяся энергия, запасенная в конденсаторе резонансного контура 20, будет расходоваться в нагрузку через выходной дроссель 22 в течение времени, равном tраз=(Cp*Uc(tзап))/Iн, где tpaз - время разряда конденсатора 20 резонансного контура, Ср - значение емкости конденсатора 20, Uc(tзап) - напряжение на обкладках конденсатора 20 в тот момент, когда выпрямитель 15 запирается, Iн - текущее значение тока нагрузки (допуская, что ток нагрузки постоянен или его отклонения внутри цикла преобразования несущественны). По достижению напряжения на конденсаторе 20 нулевого значения, рекуперативный диод 18 отпирается и энергия, запасенная в дросселе 22, расходуется в нагрузку. Далее цикл повторяется с момента отпирания транзисторных ключей инвертора. В момент окончания импульса управления любого из плеч инвертора, вырабатываемого формирователем импульса 12, схема управления транзисторными ключами инвертора 11 формирует запирающий сигнал и транзисторы запираются. Формирователь импульса 12 устроен таким образом, что независимо от частоты на выходе ГУН 14 он вырабатывает последовательность импульсов с частотой ГУН с фиксированной длительностью. Для обеспечения режима коммутации при нулевых значениях тока в широком диапазоне напряжений на входе квазирезонансного преобразователя длительность импульса на выходе формирователя импульса 12 выбирается таким образом, чтобы быть больше длительности полуволны тока одного резонансного цикла и меньше длительности одного цикла напряжения на конденсаторе резонансного контура 20 при максимальном токе нагрузки. В установившемся режиме частота преобразования приходит к такому значению, при котором напряжение, соответствующее измеряемому току нагрузки на выходе датчика тока 21, станет равным значению опорного напряжения, которое вырабатывает источник опорного напряжения 19. Выходной дроссель 22 выбирается таким образом, чтобы относительные пульсации тока через него составляли не более 5%. Это позволяет использовать простой пропорционально-интегрирующий регулятор, реализуемый, как правило, на усилителе рассогласования для обеспечения динамической устойчивости, т.к. предлагаемый преобразователь с индуктивным фильтром можно рассматривать как динамическую систему первого порядка, которая с точки зрения теории автоматического управления является асимптотически устойчивой. Таким образом, становится возможным обеспечить высокое быстродействие стабилизатора тока, позволяющее отрабатывать пульсации напряжения на конденсаторе 9 на частоте выпрямленной сети существенного уровня до 25%, при которых пульсации выходного тока на той же частоте будут пренебрежимо малы. Максимальная частота преобразования связана с собственной частотой резонансного контура, которая должна быть в 2-2,5 раза выше заданной при проектировании максимальной удвоенной частоты коммутации первичного инвертора. При этом должно выполняться условие для обеспечения данного резонансного режима 0<(Iн*(Lp/Cp)0,5)/(Uвх*(w2/w1))<1, где Iн - средний ток нагрузки в установившемся режиме, Lp - индуктивность резонансного контура, приведенная к вторичной стороне преобразователя, Uвх - минимальное напряжение на выходе ККМ, w1 и w2 - количество витков первичной и вторичной обмоток импульсного трансформатора 13, соответственно. Очевидно, что индуктивность рассеяния трансформатора принимает участие в резонансном цикле, т.к. индуктивный элемент 17 электрически соединен последовательно с индуктивностью рассеяния трансформатора и может быть подключен как перед выпрямителем, так и после него, а также в первичной цепи последовательно с первичной обмоткой трансформатора. Таким образом, индуктивность рассеяния с той стороны трансформатора, где включен дополнительный индуктивный элемент 17 суммируется с индуктивностью последнего. На фиг. 2 показано правило переноса индуктивного элемента резонансного контура во вторичную цепь для удобства расчетов. Отсюда, результирующее значение индуктивного элемента 17 должно оцениваться формулой Lp=Lp2+Lp1*(w2/w1)2, где Lp2 - индуктивность рассеяния 24 трансформатора 13, Lp1 - индуктивность катушки резонансного контура 17.
На фиг. 3 представлен пример использования двухтактного полумостового инвертора, состоящего из двух транзисторных ключей 25 и 26. При этом, чтобы организовать полумостовую схему, накопительный конденсатор 9 на выходе корректора коэффициента мощности составлен из двух последовательно соединенных конденсаторов равной емкости. В качестве выходного выпрямителя 15 использована схема двухполупериодного выпрямителя со средней точкой, включающая в себя два диода. Схема управления транзисторными ключами 11 поочередно со сдвигом 180° отпирает транзисторы 25 и 26 с одинаковой длительностью открытого состояния, которая задается формирователем импульса фиксированной длительности 14.
На фиг. 4 показаны временные диаграммы, поясняющие режимы работы двухтактного квазирезонансного преобразователя, схема которого приведена фиг. 3. Здесь кривая 1 - напряжение на вторичной обмотке трансформатора, кривая 2 - напряжение на конденсаторе резонансного контура, кривая 3 - ток, через индуктивный элемент резонансного контура на вторичной стороне трансформатора, кривые под номером 4 - форма сигналов управления транзисторными ключами.
Временные диаграммы получены в результате имитационного моделирования с учетом основных динамических и статических характеристик полупроводниковых транзисторных и диодных ключей. В качестве двухтактного инвертора может быть использована любая другая схема с такой же физической сущностью.
Режим коммутации при нулевых значениях тока в заявляемом устройстве позволяет работать на высоких частотах в несколько сотен килогерц без снижения КПД, что в свою очередь позволяет существенно снизить массу и габариты импульсного трансформатора и выходного индуктивного фильтра.