Новый источник питания для плазменной обработки деталей

УДК 621.314

Е. Н. Верещаго, И. Ф. Фельдшер, В. И. Костюченко

НОВЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ ДЛЯ ПЛАЗМЕННОЙ ОБРАБОТКИ ДЕТАЛЕЙ

В связи с развитием спроса на преобразователи с высокой объемной плотностью энергии для плазменной обработки деталей, предложена новая более эффективная топология преобразователя с 1-ОО-цепью. Имитационная модель подтвердила возможность уменьшения потерь переключения и получения высоких КПД (94 %) и коэффициента мощности (0,9) в диапазоне нагрузок от 20 % до 100 % номинальной. Также она дает возможность ключевым транзисторам источника функционировать с минимальными потерями при переключении во всем диапазоне нагрузок с частотой переключения до 150 кГц. По сравнению с известной топологией здесь требуется лишь незначительное количество дополнительных компонентов.

Поверхностная обработка деталей (современный электротехнологический процесс) с использованием нагрева концентрированными потоками энергии (электронный луч, лазерное излучение, плазменная дуга) является существенным резервом экономии материальных, трудовых и энергетических затрат. При этом определяющие показатели технологического процесса зависят не только от выбранного способа обработки (технологии), но и в существенной мере от параметров и режимов работы отдельных элементов (блоков) технологического оборудования.

Использование плазмотронов в сварочной технике и в смежных с ней отраслях получило интенсивное развитие во второй половине ХХ века. Интересно, что по плотности энергии плазменный источник тока находится в промежуточном, но более выгодном положении между электронно-лучевыми и лазерными источниками тепла [1].

Одним из перспективных направлений развития плазменной техники в настоящее время является создание малогабаритных и экономичных источников тока, построенных на инверторных преобразователях [1 -3]. Заметим, что для плазменной техники это направление более актуально, чем для электродуговой сварки, в силу больших мощностей плазмотронов.

Широкое внедрение современной электротехнологии и создание новых высокоэффективных технологических процессов немыслимы без непосредственного совершенствования управления плазменной дугой, источников ее питания. Качественные и точностные показатели зависят не только от технических возможностей оборудования, но и от гибкости реализуемого технологического процесса - способности управлять по определенной программе электрическими и тепловыми характеристиками дуги на уровне мгновенных значений тока и напряжения. Актуальность решения этой задачи постоянно возрастает в связи с требованиями технического прогресса к качеству и точности конеч-

© Е. Н. Верещаго, И. Ф. Фельдшер, В. И. Костюченко 2006 г. - 16 -

ного продукта, экономичности производства, ресур-со- и энергосбережению.

Современные источники питания для дуговой нагрузки строятся главным образом по инверторному принципу с ' 'жестким" режимом переключения (Hard Switch, сокращенно HS). Повышение частоты преобразования желательно как с точки зрения возможностей управления сварочной электрической и плазменной дуги как источников нагрева, которые могли бы поднять сварочную технологию на более высокий уровень, так и снижения массогабаритных показателей.

Как известно [3] повышение частоты преобразования (> 20 кГц) приводит к увеличению, в основном, потерь на переключение. В то же время нужно иметь в виду, что в процессе создания источников питания приходится решать и вопросы обеспечения высоких энергетических характеристик, малого уровня пульсаций и помех, высокой стабильности энергетических параметров. Комплекс перечисленных требований наиболее эффективно можно удовлетворить, используя новые резонансные и квазирезонансные преобразователи. В промышленном производстве эти преобразователи проявляются медленно в процессе развития технологии, а их проектирование упрощается [3].

С точки зрения коммутационных потерь к источнику питания дуговой нагрузки предъявляются специфические требования [2, 3]:

- регулирование выходных параметров в широких пределах при большом диапазоне изменения параметров нагрузки (практически от холостого хода до короткого замыкания);

- обеспечение высокого быстродействия.

Это означает, что для снижения потерь режим работы снабберов должен быть независимым от нагрузки.

Пожалуй, из двух методов квазирезонансных технологий с переключении при нулевом токе (ZCS) и нулевом напряжении (ZVS) наиболее подходящей при больших нагрузках является ZVS-техно-

логия [2]. Исходя из этого основное внимание сосредоточим на квазирезонансных преобразователях, переключаемых при нулевом напряжении, имея в виду их дальнейшее использование в источниках питания, мощность которых составляет единицы и десятки киловатт.

К недостаткам резонансной и квазирезонансной топологии относятся [2, 4]:

- коммутационные потери при выключении;

- сложности с устранением коммутационных потерь в широком диапазоне мощностей нагрузки;

- большие затраты из-за дополнительных элементов схемы, например, в мультирезонансных конверторах с переключением при нулевом токе (ZCS) и нулевом напряжении (ZVS) [2, 4].

Серьезным недостатком традиционного PS-ZVS-FB конвертора является зависимость ZVS-состоя-ния от нагрузки и потеря его при малых нагрузках. Действительно, транзисторы, например, S1 или S2 могут быть включены только после того, как конденсаторы С1 или С2 будут полностью разряжены. Разряд последних производится током нагрузки, приведенным к первичной обмотке трансформатора. Очевидно, что если ток нагрузки мал, то разряд конденсатора может происходить достаточно долго, а на холостом ходу разряд практически невозможен. Тогда при следующем включении транзистора конденсатор прямо разряжается на последний. В этом случае запасенная энергия в нем рассеивается в транзисторе в виде тепла

PSon = (C fs Uin2)'2, где fs - частота коммутации. Поэтому почти каждое приложение нуждается в большой коммутирующей индуктивности, включенной последовательно с мощным трансформатором для получения ZVS-режима в широком диапазоне нагрузок. В результате имеем неприемлемо высокие потери проводимости и уменьшенный рабочий цикл.

В дальнейшем будет показана возможность новой ZVS-топологии для решения широкого круга задач, возникающих при создании источников питания для дуговой нагрузки.

Схема такого преобразователя и теоретические временные диаграммы токов и напряжений, удовлетворяющая требованиям к источникам питания дуги, представляющей собой существенно нелинейную и весьма динамичную нагрузку, приведены на рис. 1. Это полномостовой квазирезонансный преобразователь с фазовой модуляцией (PS-ZVS-FB-PWM Converter). Расположенные по диагонали мостовой схемы ключи S1, S2 и S3, S4 возбуждаются вместе в полномостовом конверторе и поочередно подключают первичную обмотку трансформатора к входному напряжению питания в течении некоторого времени ton. S1 и S3 ведущие ключи, в то время как S2 и S4 переключаются со сдвигом фазы. Эффективное управление рабочим

циклом производится изменением сдвига фазы между сигналами возбуждения ключей одной половины моста относительно другой. В отличие от типового РБ-ЕУБ-РБ конвертора в данной схеме используются две Т-образные схемы С6-^-С7 и С8-^-С9. Относительно зажимов питания С6-С7 и С8-С9 представляют собой емкостные делители напряжения, вследствие чего напряжение на 1К1, 1К2 есть + и/п/2. Традиционный РБ-ЕУБ-РБ йС-йС преобразователь с 1-СС - контуром расширяет ЕУБ-диапазон без свойственной для общепринятого конвертора потери рабочего цикла.

Выбор основных элементов

Выбор снабберных конденсаторов С1-С4 важен с точки зрения получения минимальных потерь при выключении транзисторов 51-54 и устойчивой работы инвертора. При разработке конвертора согласно [3] принимаем

С/ = СагП = (1с Щ4 и1п), (I = 1...4), где tf - время спада тока коллектора 10

Рис. 1. Базовый FB-ZVБ-PWM конвертор: а - схема нового ЕУБ-преобразователя; б - временные диаграммы

б

- 0219яшВестникя)вигателестроенияя1 4/т006 - 17 -

Резонансная цепь образуется Lк1+L|к+Lr совместно с С1, С3 и выходными емкостями Coss Б1, Б3. Для того, чтобы гарантировать 2УБ-режим общая индуктивность должна удовлетворять соотношению [4]:

При подстановке в (1) (2) получим

Положим, что выходной ток ^ имеет малые пульсации и ^ небольшой (< 25 %) по сравнению с номинальным током нагрузки, тогда рабочий цикл потерь на основании (1) и (3) оценивается как

где п - коэффициент трансформации; IzVs критическое значение тока, необходимое для ZVS; Lк -индуктивность рассеяния трансформатора; Lr -резонансная индуктивность.

Внутреннее сопротивление источника электропитания зависит, в первую очередь, от индуктивности рассеяния трансформатора . Из временных диаграмм (рис.1) видно, что на интервале [ t3, t5] проводят оба диода VD5, VD6 и вторичная обмотка трансформатора закорочена, что вызывает сокращение длительности импульсов напряжения, прикладываемого ко входу выпрямителя и снижение выходного напряжения. Таким образом, в интервале ^3, t5] имеет место сокращение рабочего цикла на вторичной стороне (цикл потерь отмечен заштрихованной зоной на рис. 1). Это приводит к увеличению потерь проводимости для первичной стороны и необходимости увеличения напряжения на вторичной стороне трансформатора (уменьшению коэффициента трансформации п). Уместно отметить, что обеспечение трапециевидной формы тока на выходе трансформатора в нашем случае является эффективным средством исключения помех, создаваемых в источнике питания инерционностью выпрямительных диодов.

В предписании для достижения 2УБ-режима при переключении вводится преднамеренная задержка между включением и выключением очередного транзистора. На рис. 1 это отражено как интервалы времени [М, Щ и [t3, t4]. Ясно, что эти два отрезка сокращают интервал передачи энергии. Задержка для первого переключения в треугольной аппроксимации определится как

где ^ - минимальный ток в выходном реакторе приблизительно равный Izvs (пульсациями в выходном токе пренебрегаем в виду их незначительности); 1т - ток намагничивания.

Выходная емкость в рассматриваемой схеме во время задержки переключения разряжается резонансным способом. Время задержки оценивается как одна четвертая часть периода резонанса

где 0 = 1ои( - выходной ток.

Таким образом, для большой 2УБ - области в базовом применении будут иметь значительные потери проводимости. Для традиционного применения должны иметь запас энергии много больший Ет|п, необходимого для обеспечения 2УБ. Энергия циркуляции в этом конвертеоре может быть оценена с помощью выражения

Компьютерная модель и результаты исследования рассматриваемого преобразователя

Для исследования и проектирования FB-ZVS-PWM DC-DC конвертора использован пакет TCAD [2, 4]. Модель содержит мостовой преобразователь на МОП-транзисторах, шунтированных диодами, источник питания, снабберы, LCC-контур и схему управления, реализующую типовой закон управления [2]. В этой модели учтены внутренние параметры ключей, диодного выпрямителя, регулятора и пр. В качестве нагрузки выбрана активно-индуктивная с противо-ЭДС. Блоки измерения измеряют ток и напряжение на нагрузке, ток и напряжение на силовом ключе.

Чтобы оценить эффективность нового преобразователя, его динамические свойства, потери переключения, было проведено моделирование. Расчетным путем определены следующие параметры основных компонентов: С1 -С4 = 10 нФ; LK1 = Lk2 = 276 мкГн; Lf = 300 мкГн; LK + Lr = 20 мкГн; С6 -С8 = 0,68 мкФ. При моделировании использовались следующие параметры: Uin = 540 B; fs = 26 кГц; UL = 250 B; U0 = 120 B; IL = 0 ^ 100 A. На рис. 2 показаны временные диаграммы тока и напряжения на первичной обмотке, напряжения и тока силового транзистора инвертора в режиме сниженной выходной мощности при фазовом сдвиге 85 эл. градусов и временной задержке 1,5 мкс. Как видно из рис.2, результаты моделирования подтверждают эффективность нового преобразователя по сравнению с базовым. Видно, что транзисторы работают почти с отсутствием потерь переключения. При этом имеет место полный обмен зарядами снаб-

берных конденсаторов С1 -С4. Транзисторы 51 -54 в этом случае включаются при нулевом напряжении (ЕУБ).

Выводы

Топология базового PS -ZVS -FB конвертора, объединенная с LCC-контуром, дает возможность ключевым транзисторам инвертора источника питания функционировать с минимальными потерями во всем диапазоне нагрузки. Компьютерное моделирование процессов даже при быстрых изменениях нагрузки, при которых транзисторы преобразователя практически не эксплуатируются, подтвердили очень низкие потери переключения.

Предложенная топология квазирезонансного инвертора удобна для использования в качестве источника питания дуговой нагрузки.

Потери в рабочем цикле в предлагаемом конверторе зависят только от конструктивных ограничений согласующего трансформатора (определяются индуктивностью рассеяния трансформатора).

Список литературы

1. Смирнов В.В., Роговой М.Д., Повстян В.М. Работы источника сварки России в области плазменного оборудования и технологий (Обзор) // автоматическая сварка. - 2000. - №12. - C. 17 - 20.

2. Верещаго Е. Н., Квасницкий В.Ф., Явишев Д.И. Источник питания сварочной дуги на основе ZVS-схемы // Техническая электродинамика. -2005. - №6. - C. 24 -28.

3. Схемотехника инверторных источников питания для дуговой сварки / Е.Н. Верещаго, В.Ф. Квасницкий и др. - Николаев: УГМТУ, 2000. -283 с.

4. Jovanovic M. Zero- Voltage- Switching Technique in High-Frequency off-line Converters // IEEE Proceedings of APEC, 1988. - pp. 23-32.

Поступила в редакцию 22.06.2006 г.

Рис. 2. Временные диаграммы токов и напряжений нового ZVS-преобразователя

У зв'язку з розвитком попиту на перетворювач i з високою об'емною густиною енергИ' для плазмово! обробки деталей, запропонована нова бльш ефективна топологiя перетворювача з LCC-ланиюгом. Запропонованою схемою побудова силово!частини являеться квазiрезонансний перетворювач на базi нвертора з дроселем в ланирг змнного струму Функциональна модель пiдтвер-дила можливсть зменшення втрат перемикання i отримання високих ККД (94 %) i коефцента потужностi (0,9) у дiапазонiнавантажень вд 20 % до 100 % номнально!. Також вона дае можливють ключовим транзисторам джерела функцонувати з мiнiмальними втратами при пере-миканнi у всьому дiапазонi навантаження з частотою перемикання до 150 кГц У порiвняннi з вдомою топологiею тут вимагаеться лише незначна кльксть додаткових компонентiв.

A new more effective topology of a converter with LCC circuitry has been proposed in connection with the advancement of a demand for converters of a high volumetric energy density for plasma treatment of parts. Simulation model has proved potentialities of decreasing change-overs losses and obtaining high efficiency (94 %) and power coefficient (0.9) in a range of loadings from 20 % to 100 % of rated ones. This provides principal source transistors to work with minimum losses during change-over in all range of loading with frequency of change-over up to 150 kHz a few additional components are required for this new topology as compared to known one.

- (0ml 9яянЬестникядвигателестроенияяй 4/т006 - 19 -