СПОСОБ РАДИОЛОКАЦИИ НА МАЛЫХ ДАЛЬНОСТЯХ
METHOD FOR SHORT-RANGE RADAR LOCATION

Изобретение относится к способам локации на малых дальностях (до нескольких километров) в радиосистемах посадки летательных аппаратов (ЛА), сближения и стыковки космических объектов, безопасного вождения и парковки автомобилей, мониторинга местности и пр. при решении задач обнаружения и распознавания объектов, особенно малоразмерных с малой эффективной площадью рассеивания (ЭПР), при определении их местоположения, построении радиолокационного изображения (РЛИ) местности с заданным разрешением, навигации в плохих погодных условиях и т.д.
В локаторе длительность зондирующего сигнала, как правило, определяется энергетическими соображениями, и, зачастую, особенно при использовании твердотельных генераторов и усилителей мощности, требуемая минимальная длительность зондирующего сигнала значительно превышает задержку эхо-сигнала на минимальной дальности работы локатора. При этом вследствие неидеальности развязки приемо-передающих трактов, при лоцировании объектов на малых дальностях в приемном тракте на принимаемый эхо-сигнал накладывается «пролезающий» зондирующий сигнал и возникает задача приема эхо-сигналов, отраженных от лоцируемых объектов, на фоне этого паразитного мешающего сигнала.
Амплитуда эхо-сигнала уменьшается обратно пропорционально 4-й степени увеличения дальности, а уровень мешающих сигналов («пролезающего» от зондирующего сигнала и собственных шумов приемного тракта) постоянен. При этом могут возникнуть три варианта приема. Первый случай соответствует приему эхо-сигналов на малых «нулевых» дальностях, когда эхо-сигнал значительно превышает паразитный сигнал от зондирующего сигнала. В этом случае можно использовать обычный зондирующий сигнал, например в виде одиночного импульса.
По мере увеличения дальности особенно при лоцировании малоразмерных объектов мощность эхо-сигналов становится соизмеримой или даже меньше мощности «пролезающей» помехи от зондирующего сигнала. На этом втором участке работа локатора невозможна без увеличения развязки приемо-передающих каналов. Наконец, третий участок соответствует дальности, когда задержка эхо-сигналов превосходит длительность зондирующего сигнала, и лоцирование осуществляется на фоне собственных шумов приемного тракта (и внешних помех, в общем случае).
Второй участок требует принятия специальных мер по развязке принятых эхо-сигналов от излучаемого. Но при использовании пространственных, частотных и поляризационных методов развязку более 50…70 дБ технически реализовать трудно. Полностью устранить эту проблему можно за счет разнесения по времени излучения зондирующего сигнала и приема отраженных от лоцируемых объектов сигналов, т.е. когда в любой момент времени система либо излучает сигнал, либо его принимает. В этом случае для решения проблемы можно использовать прерывистый сигнал (статья G. Brooker, D. Birch, J. Solms «W-Band Airborne Interrupted frequency Modulated CW Imaging Radar», журнал «Aerospace and Electronic Systems», vol. 41, no. 3, июль 2005).
Прерывистый сигнал на каждом такте зондирования имеет вид последовательности подымпульсов и характеризуется длительностью подымпульсов, их периодом повторения, их количеством и модуляцией сигналов в подымпульсах.
Похожие сигналы используют в ультразвуковой дефектоскопии (см., например, В.Г. Карташев, И.В. Соколов «Сплит-сигнал, его характеристики и методы обработки», журнал «Радиотехника», 2009, №1).
п
п
п
В указанной статье решают задачи согласованной фильтрации зондирующего сигнала в виде набора импульсов (квазигармоник, если использовать терминологию Карташева) с индивидуальной постоянной частотой заполнения и заданной огибающей (прямоугольной, гауссовской). В статье, в частности, показано, что если в импульсе укладывается не целое число длин волн частоты заполнения, то автокорреляционная функция (АКФ) такого сигнала дает побочные максимумы при t=К×Т, где К=1, 2, 3…, а Т - период повторения импульсов, т.е. в общем случае возникает неопределенность в местоположении лоцируемого объекта, а также возможны взаимные помехи эхо-сигналов от объектов, смещенных по дальности на величину сКТ/2, где с - скорость света.
Вместе с тем, так как в этой статье главной задачей является уменьшение объема вычислительных операций, то основное внимание в ней уделяется непрерывному сигналу и практически не обсуждаются методы подавления побочных максимумов для прерывистого сигнала. Тем не менее рассмотренный вариант применения прерывистого сигнала является наиболее близким аналогом-прототипом способа, предлагаемого для решения задач в условиях малой дальности локации.
дев
и
п
с
п
иΣ
и
с_min_с/ш
дев
Задачей предлагаемого изобретения является разработка способа локации объекта на малых дальностях с использованием прерывистого сигнала при подавлении побочных лепестков его АКФ до требуемого уровня. При этом для зондирования выбирают прерывистый импульсный сигнал, соответствующий стробированию (вырезанию) из прямоугольного импульса с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) и с девиацией частоты f N подымпульсов длительностью τ каждый и с периодом повторения Т, так что длительность всей пачки подымпульсов τ=N×Т. Причем суммарная длительность всех подымпульсов τ=N×τ должна быть не менее τ - минимально допустимой длительности зондирующего сигнала, определяемой требуемой энергией зондирующего сигнала (энергетическим потенциалом локатора). Девиацию частоты f определяют исходя из требований по разрешающей способности лоцирования по дальности, а при приеме проводят согласованную с зондирующим сигналом обработку, а также весовую обработку для уменьшения боковых лепестков по дальности. Применение прерывистого сигнала и подавление побочных лепестков его АКФ обеспечивают, с одной стороны, полную развязку принимаемых эхо-сигналов от «пролезающего» в приемный тракт локатора зондирующего сигнала, а, с другой, однозначность лоцирования объектов на заданном интервале дальностей и подавление помех от объектов, расположенных далее этого интервала, до требуемого уровня.
тр
ДЛ
дев
и
max
и
max
max
max
тр
max
и
ДЛ
max
и
Сущность изобретения состоит в том, что в способе радиолокации на малых дальностях, при котором при зондировании используют прерывистый импульсный сигнал, выбор параметров прерывистого сигнала осуществляют исходя из требуемого значения подавления «дифракционных» лепестков (ДЛ) автокорреляционной функции (АКФ) этого сигнала, вызванных переходом от одиночного ЛЧМ импульса к пачке из N подымпульсов, для чего определяют требуемое число К первых подавляемых ДЛ и осуществляют их подавление за счет размещения их в «нулевых» зонах АКФ путем выбора периода повторения этих лепестков, определяемого выражением Т=N/f, и длительностей τ и τ, где τ - длительность подымпульса, τ≥2R/c, R - максимальная дальность лоцирования, а с - скорость света, причем для k-го подавляемого ДЛ в диапазоне 1≤k≤К выполняется неравенство ((k-1)τ+kτ)<kТ<(kτ+(k-1)τ).
тр
При этом число подавляемых ДЛ К определяется выражением:
под
где L - требуемое значение подавления ДЛ в дБ, а Е[х] - целая часть от х.
max
max
Кроме того, при выборе параметров зондирующего сигнала сначала вычисляют требуемое количество подымпульсов N при τ=2R/c в соответствии с выражением:
max
дев
N=Е[τ×f],
и
c
min
c/ш
и
а затем находят длительность подымпульса как τ =(τ__)/N и количество подавляемых ДЛ, соответствующее этому τ:
<mrow><msub><mi>К</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>д</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>τ</mi><mi>и</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
тр
под
тр
и
и, если К ≤ К, то полученное К используют для вычисления τ
<mrow><msub><mi>τ</mi><mi>и</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow>
тр
под
max
с
min_с/ш
причем при невыполнении условия К ≥ К увеличивают R или уменьшают τ_ до выполнения этого условия.
Кроме того, для учета протяженности ДЛ и его расширения при весовой обработке для найденных параметров сигнала вычисляют корректировочные поправки
<mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>1,8</mn></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>τ</mi><mi>и</mi></msub><mo>=</mo><mi>Δ</mi><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub><mo>×</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
и
,
а итоговые параметры сигнала получают из выражений
<mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>и</mi><mo>_</mo><mi>р</mi><mi>а</mi><mi>б</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><msub><mi>R</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow><mrow><mi>c</mi><mo>∗</mo><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><mn>1,8</mn></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>×</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
,
<mrow><msub><mi>Т</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>в</mi><mo>_</mo><mi>р</mi><mi>а</mi><mi>б</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>+</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow><mrow><mi>c</mi><mo>∗</mo><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>+</mo><mfrac><mrow><mn>1,8</mn></mrow><mrow><msub><mi>К</mi><mrow><mi>т</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>∗</mo><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow>
.
Технический результат применения предлагаемого способа заключается в обеспечении возможности лоцирования объектов на малой дальности при недостаточном для радиолокации соотношении мощностей эхо-сигнала и мешающего «пролезающего» в приемный тракт зондирующего сигнала. Это достигается за счет использования для локации на малых дальностях прерывистого ЛЧМ сигнала, обработка и выбор параметров которого осуществляются в соответствии с предлагаемым способом.
Перечень фигур:
разн
На фиг. 1 изображены два сдвинутых относительно друг друга ЛЧМ сигнала, что иллюстрирует физический смысл разностной частоты (f) и ее зависимость от временного сдвига.
На фиг. 2 приведены два подымпульса прерывистого сигнала и сигнал разностной частоты. Показана причина возникновения дифракционных лепестков при когерентном суммировании - укладывание кратного количества длин волны разностной частоты в период повторения подымпульсов.
На фиг. 3 показан общий вид взаимокорреляционной функции, полученной при свертке прерывистого ЛЧМ сигнала с соответствующим непрерывным сигналом той же длительности. Здесь видны все возникающие дифракционные лепестки.
На фиг. 4 приведен общий вид автокорреляционной функции, полученной при свертке прерывистого ЛЧМ сигнала с точно таким же сигналом. Видны «нулевые зоны» и подавление некоторых дифракционных лепестков за счет попадания в эти зоны.
На фиг. 5 приведен вид взаимокорреляционной функции для расчетного примера.
На фиг. 6 приведен вид автокорреляционной функции для расчетного примера, показывающий подавление десяти дифракционных лепестков.
разн
п
Предлагаемый для лоцирования на малых дальностях зондирующий сигнал в виде прерывистого сигнала имеет периодическую структуру. При использовании прерывистого сигнала с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) его согласованную обработку можно представить как последовательное выполнение двух операций. Сначала осуществляют перемножение принятого сигнала на такой же, но смещенный по времени опорный сигнал, и получение сигнала разностной частоты (см. фиг. 1). Затем осуществляют интегрирование разностного сигнала за длительность всех подымпульсов опорного сигнала. При определенных взаимных смещениях принятого и опорного сигналов будут наблюдаться дифракционные максимумы - дифракционные лепестки (ДЛ). Действительно, это произойдет при укладывании целого числа волн разностной частоты λ в период повторения Т (см. фиг. 2), поэтому справедливо соотношение
<mrow><mi>К</mi><mo>×</mo><msub><mi>λ</mi><mrow><mi>р</mi><mi>а</mi><mi>з</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mi>с</mi><mo>×</mo><msub><mi>Т</mi><mi>п</mi></msub><mtext> </mtext><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
,
где К=1, 2, 3…
Эти ДЛ оказывают негативное влияние, выражающееся, как уже отмечалось, в двух факторах: в неоднозначности определения местоположения отражающего объекта и во взаимном влиянии (помехах) объектов, смещенных по своему положению на период(ы) повторения ДЛ.
доп
Из фиг. 1 видна связь между сдвигом подымпульса и разностной частотой. Из подобия треугольников и с учетом доплеровского смещения частоты f за счет движения ЛА, можно записать
<mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>р</mi><mi>а</mi><mi>з</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub><mo>×</mo><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>с</mi><mi>д</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>с</mi><mi>и</mi><mi>г</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>+</mo><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>о</mi><mi>п</mi></mrow></msub><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Исходя из (2) и (1), для К-го ДЛ справедливо соотношение
<mrow><mfrac><mi>К</mi><mrow><msub><mi>Т</mi><mi>п</mi></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub><mo>×</mo><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>с</mi><mi>д</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow><mrow><mi>N</mi><mo>∗</mo><msub><mi>Т</mi><mi>п</mi></msub></mrow></mfrac><mo>+</mo><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>о</mi><mi>п</mi></mrow></msub></mrow>
<mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>с</mi><mi>д</mi><mi>в</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mi>N</mi><mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo stretchy="false">(</mo><mi>К</mi><mo>−</mo><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>о</mi><mi>п</mi></mrow></msub><mo>×</mo><msub><mi>Т</mi><mi>п</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo><mtext> </mtext><mi>К</mi><mo>=</mo><mn>1,</mn><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mn>2,</mn><mtext> </mtext><mn>3</mn><mo>…</mo></mrow>
п
Доплеровская частота имеет порядок килогерц, а время Т порядок микросекунд, поэтому доплеровским слагаемым, в первом приближении, можно пренебречь. В результате формулу для положения К-го ДЛ можно записать как
<mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>с</mi><mi>д</mi><mi>в</mi></mrow></msub><mo>≈</mo><mi>К</mi><mo>×</mo><mfrac><mi>N</mi><mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>3</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><mfrac><mi>N</mi><mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow>
Отсюда следует, что период повторения ДЛ равен
и не зависит от временных параметров сигнала.
п
и
п
и
Вместе с тем, наличие в опорном сигнале «нулевых зон» (опорный сигнал равен 0), приводит к появлению так называемых «нулевых зон» в АКФ. В пределах одного периода повторения подымпульсов Т «нулевая зона» начинается в момент времени τ и заканчивается в (Т - τ). Таким образом, возникает возможность добиться такого перекрытия двух временных последователностей (повторение «нулевых зон» и повторение ДЛ), чтобы некоторое требуемое количество ДЛ было подавлено за счет их попадания в «нулевые зоны» АКФ. Подбором разности периодов повторения ДЛ и подымпульсов возможно наложение К-го ДЛ на К-ю «нулевую зону», т.е. когда каждый ДЛ совпадает со своей «нулевой зоной».
<mrow><mfrac><mi>N</mi><mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow>
Расстояние между двумя ближайшими дифракционными максимумами (период их повторения) равно
, поэтому для К-го ДЛ можно записать условия нахождения его в К-й «нулевой зоне» при заданной девиации сигнала:
min
max
max1
minK
где N - количество подымпульсов, при котором К-й ДЛ находится в самом начале К-й «нулевой зоны», a N - количество подымпульсов, при котором К-й ДЛ находится в самом конце К-й «нулевой зоны». Поэтому, если расположить первый ДЛ в конце первой «нулевой зоны» АКФ, то, так как все последующие ДЛ смещаются к началу соответствующей зоны, при оптимальном размещении некоторый К-й ДЛ встанет в начало К-й зоны. Приравняв количество подымпульсов в сигнале при условии N=N, получим выражение для количества подавляемых ДЛ:
и
п
max
<mrow><mfrac><mi>N</mi><mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>д</mi><mi>е</mi><mi>в</mi></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow>
Количество подавляемых ДЛ зависит от временных параметров (τ, Т) подымпульсов и не зависит от девиации и количества подымпульсов, поэтому есть возможность менять К, не изменяя при этом положение ДЛ, период повторения которых равен
.
Из условия нахождения первого ДЛ в конце первой «нулевой зоны» получаем условие на количество подымпульсов в сигнале:
функция Е[х] - целая часть от х
с_min
с/ш
Далее, зная полученное, исходя из требуемого энергетического потенциала локатора, минимальное общее время излучения τ, можно вычислить минимальную длительность подымпульса
max
max
и определить максимально возможное количество подавляемых ДЛ К в соответствии с выражением (4). Далее необходимо сравнить полученное значение К с требуемым количество подавляемых ДЛ, которое определяется заданным значением подавления ДЛ. Т.к. расстояние между ДЛ равно максимальной дальности локации, то минимальное (учитывающее только увеличение дальности) подавление К-го ДЛ будет равно . Отсюда получаем выражение для требуемого количества ДЛ:
под
под
где L - требуемое задаваемое значение подавления ДЛ в дБ, функция Е[х] - целая часть от х. При этом L определяется с учетом имеющихся пространственной и частотной развязок приемного тракта от зондирующего сигнала.
тр
max
Если К ≤ К, то это означает, что выбранные параметры прерывистого зондирующего сигнала отвечают поставленным требованиям и могут только уточняться, исходя из требований их технической реализации.
тр
max
Если же К > К, то нужно:
max
max
- увеличивать R (увеличивая, таким образом, время τ и количество подымпульсов N),
и
- уменьшать минимальную длительность подымпульса τ (задавая тем самым более жесткие требования к локатору),
под
тр
max
- уменьшать требуемый уровень подавления ДЛ L, но любым способом добиться выполнения условия К ≤ К.
После выполнения этого условия при необходимости уточняют длительность подымпульса из условия  количество подымпульсов , период повторения .
max
тр
и
max
Проведенные расчеты проводились в предположении, что длительность главного лепестка АКФ (и ДЛ также) значительно меньше τ. В этом случае теоретически максимум первого ДЛ помещался точно в конец первой «нулевой зоны». При этом примерно половина ДЛ попадает в ненулевую зону. Аналогичная ситуация для К-го ДЛ, который теоретически помещается (в худшем случае) в начало К-й «нулевой зоны». На практике при больших значениях девиации частоты это не имеет существенного значения. Тем не менее, чтобы подавить ДЛ полностью нужно несколько изменить положение «нулевых зон», т.е. изменить параметры τ и τ.
Введем следующие обозначения:
max
max
Δτ - приращение τ относительно полученного ранее значения,
и
и
Δτ - приращение τ относительно начального значения,
сж
Δτ - полуширина ДЛ, определяемая девиацией частоты за длительность всего прерывистого сигнала.
max
max
и
Отметим, что для сохранения количества подавляемых максимумов К τ должно увеличиваться, а τ - уменьшаться. Т.е., новые значения будут
max
сж
Тогда, чтобы подавить первый ДЛ полностью, нужно «нулевую зону» расширить вправо. При этом должно выполняться условие: Δτ≥Δτ.
Запишем абсолютное положение К-го максимума через исходные параметры сигнала и через скорректированные
Раскрыв скобки и убрав одинаковые члены, получим результат:
При согласованной обработке полуширина полученного центрального сжатого импульса, как и ширина половины ДЛ, определяются
При весовой обработке импульс расширяется в 1,5-2 раза, например, моделирование для окна Хэмминга дает результат примерно 1,8. Тогда для полуширины ДЛ можем записать:
max
и
Отсюда следует условие на минимальное Δτ и Δτ:
max
под
дев
с
min
с/ш
В качестве примера можно рассмотреть выбор параметров сигнала при ближней локации в диапазоне до R=3 км. Для определенности положим, что требуемый уровень подавления L = 40 дБ, девиация частоты f =10 МГц, общая длительность излучения τ__ = 40 мкс.
При этом:
время приема ;
количество подымпульсов
требуемое количество подавляемых
минимальное значение длительности подымпульса (исходя из энергетических соображений)
максимальное количество подавляемых
тр
max
Так как К<К, то длительность подымпульса может быть увеличена (что не противоречит указанным ранее энергетическим соображениям) до
При использовании весовой обработки (окно Хэмминга):
округляем (в большую сторону) до 0,2 мкс,
округляем (в большую сторону) до 0,2 мкс.
Итоговые параметры сигнала:
и_итог
max
итог
п
итог
Прерывистый сигнал с полученными параметрами может быть достаточно легко реализован на практике. ВКФ и АКФ такого сигнала с округленными для практической реализации значениями параметров τ =1,8 мкс, τ_ =20,2 мкс, τ_=22 мкс приведены на фиг. 5 и фиг. 6 соответственно. Эти фигуры подтверждают подавление заданного количества ДЛ и эффективность предлагаемого способа.