СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА БИНАРНОЙ ИНФОРМАЦИИ ПО КАНАЛАМ РАДИОСВЯЗИ В НЕАВТОМАТИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ (ВАРИАНТЫ)
METHOD OF BINARY INFORMATION TRANSMITTING AND RECEIVING OVER RADIO COMMUNICATION CHANNELS IN NON-AUTOMATIC MODE (VERSIONS)

Заявленные технические решения объединены единым изобретательским замыслом, относятся к технике радиосвязи и могут быть использованы в целях повышения помехоустойчивости приема информации в условиях случайных и преднамеренных помех, а также увеличения ее энергетической скрытности.
Известен способ ведения радиообмена в неавтоматическом режиме с приемом на слух азбуки Морзе [1], который с начала первой мировой войны (более века) продолжает использоваться в декаметровом (ДКМ) диапазоне волн для связи с удаленными объектами наземного и морского базирования. В данном способе формируют бинарные посылки при помощи длинных и коротких сигналов в виде так называемых «точек» и «тире», причем единицей времени при кодировании букв алфавита, цифр, знаков препинания и других символов принимают длительность одной «точки». Длительность одного «тире» равна трем «точкам», пауза между знаками в одной букве - одна «точка», между буквами в слове - три «точки», между словами - семь «точек». Передают сигналы на фиксированных частотах волн в режиме амплитудной телеграфии (AT), а принимают на слух с использованием головных телефонов. В некоторых случаях данный способ является безальтернативным из-за уникальных возможностей слуха человека в сравнении с автоматическими системами по распознаванию радиосигнала на фоне шумов и помех.
Недостатками данного способа являются низкая помехозащищенность радиообмена из-за значительной загрузки ДКМ диапазона волн сосредоточенными помехами и наличие замираний сигнала в среде распространения, а также низкая скорость телеграфирования.
Также известен способ передачи данных по радиоканалу с использованием линейно-частотно-модулированных* (Линейная частотная модуляция (ЛЧМ) сигнала - это вид частотной модуляции, при которой частота несущего сигнала изменяется по линейному закону) (ЛЧМ) сигналов, описанный, например, в [2, 3]. В данном способе для передачи информационных «0» и «1» формируют два ЛЧМ-сигнала соответственно с линейно возрастающим и линейно убывающим законом изменения частоты, а для приема используют корреляционный метод или метод согласованной фильтрации.
Недостатком способа является низкая помехозащищенность радиообмена, что при автоматическом приеме влечет пропуск сигнала при распознавании на фоне шумов и помех.
Наиболее близким по технической сущности (прототипом) к заявленному способу передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях сосредоточенных и шумовых помех является способ визуального радиообмена QRSS, называемый в США как «сверхмедленный телеграф» [4]. Он основан на том, что на передающей стороне формируют на крайне низкой скорости передачи бинарные посылки в виде последовательности коротких и длинных элементов, передают их на фиксированных частотах волн, а принимают визуально по спектрограмме с экрана монитора. При этом длительность отдельных элементов телеграфных посылок кода Морзе может достигать от 3 с для «точки» и 9 с для «тире» до 60 с и 180 с соответственно (в QRSS-60). В результате чего прием на слух становится практически невозможным, а для регистрации сигналов используют компьютерную обработку сигнала с применением звуковой карты, после чего отображают их в виде телеграфного кода на спектрограмме в плоскости «время-частота» на экране монитора.
Недостатком данного способа является очень низкая скорость передачи информации. Так при передаче одного бинарного элемента (бита) знака за 180 с время передачи знака в целом (буквы, цифры) может достигать более 10 мин, а слова - более 1 часа. Кроме того, прием информации становится проблематичным при совпадении частоты передачи сигнала с частотой одной из мощных сосредоточенных помех, характерных для ДКМ диапазона волн.
Известен способ передачи и приема цифровой информации в радиолиниях с использованием сигнала с расширением спектра скачками частоты - FHSS* (FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum - расширение спектра скачками частоты) - расширенный сигнал получается путем изменения (сканирования) несущей частоты передатчика по псевдослучайному закону в соответствии со значениями символов передаваемой кодовой последовательности) [5], в соответствии с которым на передающей стороне величину несущей частоты модулируют информационной последовательностью по одному из известных узкополосных методов, изменяют расширяющей кодовой последовательностью по псевдослучайному закону и излучают в эфир. На приемной стороне частоту первого гетеродина изменяют в соответствии с расширяющей кодовой последовательностью, назначенной на передающей стороне, а принятый сигнал после гетеродинирования переносят на фиксированную промежуточную частоту, где осуществляют селективную фильтрацию.
Недостатком способа приема сигналов FHSS является необходимость динамической скоростной перестройки фильтров (их переключение), что усложняет приемник и не всегда позволяет получить требуемое качество фильтрации.
Известен способ сдвоенного приема с разнесением по частоте [6], при котором на одну антенну через дуплексор подается сигнал от двух передатчиков, работающих на разных частотах, к которым через общий модулятор поступает групповой сигнал от каналообразующей аппаратуры. Приемная станция также имеет одну антенну, к которой через дуплексор подключены два приемника, настроенные на соответствующие передатчикам частоты. При определенном разносе между этими заданными частотами замирания радиосигналов на входах приемников оказываются декоррелированными, благодаря чему и обеспечивается снижение влияния помех и быстрых замираний радиосигнала на качество приема.
Недостатком данного способа является то, что для повышения помехоустойчивости приема требуется R-кратное разнесение по частоте, но при этом требуется R передатчиков и R приемников. Мощные передатчики и чувствительные приемники всегда сложны, а к стабильности частоты их возбудителей и гетеродинов предъявляются весьма высокие требования.
Наиболее близким по технической сущности (прототипом) к заявленному способу передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях преднамеренных помех является способ внутрибитовой псевдослучайной перестройки рабочих частот (ППРЧ), описанный, например, в [7, 8]. Он заключается в том, что повышение помехоустойчивости в условиях воздействия помех осуществляется за счет расширения спектра передаваемого сигнала, при этом формируют многочастотный сигнал, в котором каждый его частотный элемент передают на частоте псевдослучайного кода. На приемной стороне восстанавливают бинарные посылки путем преобразования принимаемого сигнала в исходную частотную форму, причем их длительность равна отношению длительности бита к числу скачков рабочей частоты внутри одного бита, изменяющихся по псевдослучайному коду. Восстановление принятого бита осуществляют путем преобразования принимаемого сигнала в исходную частотную форму за счет его перемножения с сформированным гетеродинным сигналом на частотах используемого псевдослучайного кода.
В этом способе использование метода анализа панорамных спектрограмм не позволяет оператору в реальном масштабе времени визуально демодулировать и декодировать группы коротких импульсов (менее 0,1 с), передаваемых на разных частотах в режиме ППРЧ. Прием таких сообщений осуществляется, как правило, только в автоматическом режиме, что в силу сложной помеховой обстановки в ДКМ канале требует для обеспечения устойчивой связи повышения мощности передачи. В свою очередь, это приводит к увеличению вероятности обнаружения сигнала и, в особых условиях, к постановке преднамеренных помех, что является недостатком данного прототипа. Также использование режима ППРЧ требует наличия в системе радиосвязи четкой синхронизации, особенно с побитовой и внутрибитовой (так называемой, «быстрой») ППРЧ [7].
Техническим результатом, достигаемым с помощью заявленного способа, является повышение помехоустойчивости и энергетической скрытности принимаемой информации.
В заявленном способе передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях сосредоточенных и шумовых помех технический результат достигается тем, что на передающей стороне формируют бинарные посылки и передают их на заданном интервале времени, принимают которые с использованием компьютерной обработки сигнала и отображают на экране монитора в виде спектрограммы. Причем бинарные посылки представляют отрезками линейно-частотно-модулированных сигналов с линейно возрастающим или линейно убывающим законами изменения частоты в зависимости от значения бинарной посылки «0» или «1», а на приемной стороне отображают их на экране монитора в виде элементов с различными градиентами* (на спектрограмме в частотно-временной области помеха отображается в виде вертикальной линии и любые одночастотные сигналы типа азбуки Морзе при совпадении с нею неразличимы (градиент отличия равен нулю)) наклона, не совпадающими с градиентом прямых, отображающих сосредоточенные помехи на спектрограмме в плоскости «время-частота». Далее принятый бит информационного сообщения декодируют по заданному образу из двоичного алфавита, после чего идентифицируют зрительный образ знака сообщения по принятой бинарной последовательности. В случае сложной помеховой обстановки по сохраняемой в цифровой форме спектрограмме восстанавливают принятые бинарные посылки по фрагментарным данным путем повторного анализа в режиме замедленного воспроизведения или в статике.
Благодаря новой совокупности существенных признаков способа передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях сосредоточенных и шумовых помех и введенной последовательности действий, основанной на применении визуальной идентификации бинарных посылок, зрительный образ которых на спектрограмме существенно отличается от отображения сосредоточенных и шумовых помех, обеспечивается повышение помехоустойчивости за счет доведения до нейронной сети головного мозга оператора информации от зрительного анализатора, способного обеспечивать трансляции в мозг до 90% данных о внешней среде [9] (слуховой анализатор - 9%, вкусовые, обонятельные, тактильные анализаторы и др. - 1%).
<mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mover accent="true"><mrow><mn>1,</mn><mi>n</mi></mrow><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow>
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>−</mo><msubsup><mi>f</mi><mrow><mi>i</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mrow><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>−</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>л</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>л</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mi>c</mi><mi>o</mi><mi>n</mi><mi>s</mi><mi>t</mi></mrow>
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mi>c</mi><mi>o</mi><mi>n</mi><mi>s</mi><mi>t</mi></mrow>
i
В заявленном способе передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях преднамеренных помех технический результат достигается тем, что на передающей стороне формируют бинарные посылки в виде многочастотного дискретного сигнала, состоящего из n чипов, в котором каждый его i-й частотный чип (
) передают на частоте псевдослучайного кода, а на приемной стороне их принимают и восстанавливают путем преобразования принимаемого сигнала в исходную частотную форму. Причем несущие колебания частот
каждого i-го частотного чипа, информационной бинарной посылки «0» или «1» до частотного преобразования по псевдослучайному закону дискретно изменяют с равномерным шагом
с постоянным дискретно повышающим или дискретно понижающим изменением частоты на заданных интервалах времени
или
, оставляя их постоянными на длительности i-го частотного чипа t (
,
). После приема и обратного преобразования по псевдослучайному закону на приемной стороне их отображают в виде группы n чипов, зрительно воспроизводящих вид бинарной посылки с соответствующим градиентом наклона на спектрограмме в плоскости «время-частота». Принятый бит информационного сообщения декодируют по заданному образу из двоичного алфавита, после чего идентифицируют зрительный образ знака сообщения по принятой бинарной последовательности. В случае сложной помеховой обстановки по сохраняемой в цифровой форме спектрограмме восстанавливают принятые бинарные посылки по фрагментарным данным путем повторного анализа в режиме замедленного воспроизведения или в статике.
Благодаря новой совокупности существенных признаков способа передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях преднамеренных помех и введенной последовательности действий, основанной на применении режима внутрибитовой псевдослучайной перестройки рабочих частот с уменьшением длительности частотного чипа до времени, меньшего времени реакции системы радиоэлектронного противодействия, обеспечивается повышение помехоустойчивости и фактический переход от канала с прицельной преднамеренной помехой к каналу со случайными сосредоточенными помехами, выделение сигнала на фоне которых осуществляется за счет визуальной идентификации принятых бинарных посылок. При этом их зрительный образ на спектрограмме отличается от отображения помех своими градиентами наклона и другими характеристиками, а также обеспечивается повышение помехоустойчивости за счет доведения до нейронной сети головного мозга оператора информации от зрительного анализатора, способного обеспечивать трансляции в мозг до 90% данных о внешней среде [9].
За простым чтением «точек» и «тире» на дисплее скрывается эффективная работа по выделению сигналов ниже уровня внешнего шума. Так к энергетическим характеристикам зрительного анализатора оператора, определяемым мощностью (интенсивностью) световых сигналов, воспринимаемых глазом, можно отнести диапазон яркостей, контраст, цветоощущение. Для примера, исследования Массачусетского технологического института показали, что мозг человека позволяет идентифицировать объект (зрительный образ) за 13 мс [10]. Это говорит о том, что даже слабейшие следы сигналов могут восприниматься зрением: мозг человека с высокой вероятностью определяет наличие заранее известного образа (фигуры, линии и т.п.) из зрительного хаоса. 10% сохранившихся на фоне помех элементов фигуры позволяют восстановить весь ее образ целиком. В условиях сложной помеховой обстановки и при наличии замираний в радиоканале увеличение времени визуального анализа спектрограммы (за счет медленного воспроизведения) на экране дисплея или на распечатке (в статике) значительно повысит вероятность восстановления бинарных посылок.
Заявленные технические решения поясняются чертежами, на которых показаны:
фиг. 1 - алгоритм заявленного способа передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях сосредоточенных и шумовых помех;
фиг. 2 - алгоритм заявленного способа передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях преднамеренных помех;
фиг. 3 - а) частотно-временная характеристика ЛЧМ-сигнала с законом линейно возрастающего изменения частоты (в); б) частотно-временная характеристика ЛЧМ-сигнала с законом линейно убывающего изменения частоты (г); д) частотно-временная характеристика многочастотного дискретного сигнала с законом линейно возрастающего изменения частоты (ж); е) частотно-временная характеристика многочастотного дискретного сигнала с законом линейно убывающего изменения частоты (з);
фиг. 4 - сравнение величин выигрыша в скорости передачи группы бинарных посылок (знака): а) при передаче сигналов AT (азбуки Морзе); б) при передаче бинарных посылок в виде отрезков ЛЧМ-сигналов с защитными интервалами между ними; в) при передаче бинарных посылок виде отрезков ЛЧМ-сигналов без защитных интервалов между ними; г) при передаче бинарных посылок в виде многочастотного дискретного сигнала с защитными интервалами между ними; д) при передаче бинарных посылок в виде многочастотного дискретного сигнала, без защитных интервалов между ними, позволяющего обеспечить работу в режиме ППРЧ;
фиг. 5 - вид отображения на спектрограмме принимаемых групп (знаков) сообщения при использовании многоканальной передачи и познаковой идентификации сообщения: а) при передаче бинарных посылок в виде отрезков ЛЧМ-сигналов; б) при передаче бинарных посылок в виде многочастотного дискретного сигнала, позволяющего обеспечить работу в режиме ППРЧ; в) вариант чтения (идентификации) видеоизображения бинарных посылок при вертикальной и горизонтальной (д) развертках принятых групп знаков сообщения в виде ЛЧМ-сигналов; г) вариант чтения (идентификации) видеоизображения бинарных посылок при вертикальной и горизонтальной (д) развертках принятых групп знаков сообщения в виде многочастотного дискретного сигнала;
фиг. 6 - вариант визуализации сигналов AT (азбуки Морзе) в условиях сосредоточенных и шумовых помех: а) АЧХ и спектрограмма сигнала AT рядом с шумовой помехой; б) спектрограмма сигнала AT рядом с сосредоточенной помехой; в) спектрограмма сигнала AT под мощными шумовой и сосредоточенной помехами; г) спектрограмма сигнала AT под шумовой помехой;
п
c
фиг. 7 - вариант идентификации бинарных посылок в виде ЛЧМ-сигнала: а) без помех (фрагмент А); б) в условиях мощной сосредоточенной помехи с уровнями помехи и сигнала h = -100 дБ и h = -120 дБ соответственно (фрагмент Б);
i
<mrow><msub><mi>t</mi><mi>i</mi></msub><mo><</mo><msubsup><mi>τ</mi><mrow><mi>Р</mi><mi>Э</mi><mi>Б</mi></mrow><mrow><mi>р</mi><mi>е</mi><mi>а</mi><mi>к</mi><mi>ц</mi><mo>.</mo></mrow></msubsup></mrow>
фиг. 8 - фрагмент АЧХ и спектрограммы сигналов ДКМ диапазона волн в режиме внутрибитовой ППРЧ при длительности частотного элемента t=10 мс (меньше времени реакции системы радиоэлектронного противодействия
): фрагменты А-А - обратная свертка (декодирование) бинарной посылки и идентификация ее градиента наклона на приемной стороне; фрагменты Б-Б - декодирование и идентификация бинарных посылок (Б′-Б′′-Б′′′) в составе знака (буквы) сообщения на приемной стороне;
фиг. 9 - вид отображения на спектрограмме варианта визуального восстановления (идентификации) бинарной посылки по фрагментарным данным при приеме четырех (а), трех (б) и двух (в, г, д) частотных чипов (элементов бинарных посылок) в условиях сложной помеховой обстановки (вертикальные сплошные и пунктирные линии соответствуют на спектрограмме мощным сосредоточенным помехам);
п
c
c
п
ш
c
ш
фиг. 10 - вариант восстановления бинарных посылок по фрагментам принятых сигналов: а) АЧХ и спектрограмма многочастотного дискретного сигнала под мощными сосредоточенной и шумовой помехами (h = -100 дБ, h = -120 дБ); б) детализация фрагмента Α-A* и восстановление бинарной посылки при потере нескольких элементов многочастотного дискретного сигнала (1-1*, 2-2*); в) спектрограмма многочастотного дискретного сигнала (h = -110 дБ) под сосредоточенной помехой (h = -90 дБ) и шумами (h = -130 дБ); г) спектрограмма многочастотного дискретного сигнала (h = -110 дБ) под шумовой помехой (h = -120 дБ); д) спектрограмма широкополосного ЛЧМ-сигнала под помехой: фрагмент А - пилообразный ЛЧМ-сигнал под сосредоточенной помехой; фрагмент Б - сложный пилообразный ЛЧМ-сигнал под шумовой помехой; * - спектрограмма в градациях синего.
Реализация заявленных способов передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях сосредоточенных, шумовых и преднамеренных помех стала возможной благодаря достижениям в последние годы в области SDR-технологий* (SDR (Software Define Radio) - программно определяемое радио), создании высокопроизводительных аналого-цифровых преобразователей (АЦП) и программно-логических интегральных схем (ПЛИС) 5 поколения. Это привело к появлению многоканальных перепрограммируемых радиоприемных устройств (РПУ) [3, 8], позволяющих получить максимально высокие характеристики приемного тракта с графическим представлением принимаемого сигнала.
Для радиоканала характерно наличие помех естественного и искусственного происхождения, а также искажение принимаемого сигнала из-за эффекта «многолучевости», что приводит к снижению вероятности приема сообщений в автоматизированных радиосистемах. С учетом этого для передачи сообщений в ряде случаев применяется параллельная передача: по автоматизированной радиолинии с соответствующей сигнально-кодовой конструкцией, а также передача текста в коде «азбуки Морзе» с последующим его приемом дежурным оператором в «слуховом режиме». Это связано с тем, что система слухового восприятия у человека способна адаптироваться к посторонним шумам и определять наличие полезного сигнала даже при соотношении сигнал/шум менее 1.
Вместе с тем, зрительное восприятие человеком заранее заданного образа (геометрической фигуры, отрезка линии и т.д.) обеспечивается при потере или искажении до 90% элементов изображения в результате воздействия помех (шумов) на его фрагменты, позволяя отождествить оставшиеся элементы изображения с заданным образом. Это определяется важной особенностью нейронной сети головного мозга человека по восстановлению полного ключевого образа, хранящегося в памяти, по неполным и искаженным данным [7].
Реализация заявленного способа передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях сосредоточенных и шумовых помех объясняется алгоритмом, который представлен на фиг. 1.
0
0
max
min
max
min
с
с
0
max
min
На шаге 1 осуществляется формирование бинарных посылок (информационного «0» и информационной «1») в виде отрезков ЛЧМ-сигналов с линейно возрастающим  и линейно убывающим  законами изменения частоты, где S - амплитуда сигнала, f=(f+f)/2 - центральное значение несущей частоты, b=(f-f)/Т - параметр, равный скорости изменения частоты во времени, Т - длительность сигнала, φ - начальная фаза, a f и f - максимальное и минимальное значения частот радиосигнала. Данный вид модуляции преимущественно используется в радиолокации и в системах мониторинга состояния ионосферы, и только в последнее время все чаще стал применяться для передачи информации. Процесс формирования сигналов с данным видом модуляции известен и подробно описан, например, в [2, 3, 6, 8]. ЛЧМ-сигналы, формируемые по линейно возрастающему (информационный «0») и линейно убывающему (информационная «1») законам изменения частоты приведены соответственно на фиг. 3в) г) и отображаются в частотно-временной плоскости наклонными линейными отрезками с положительной и отрицательной крутизной наклона (градиентом) линейного изменения закона модуляции, фиг. 4а) б).
бп
защ
мг
На шаге 2 (фиг. 1) сформированные последовательности логических «0» или «1» для передачи знаков информационного сообщения представляют таким образом, что время передачи любой бинарной посылки Т сопоставимо с временем передачи «точки» (70 мс) (фиг. 4а) в режиме AT при передаче азбуки Морзе. При этом необходимо учесть что «тире» в режиме AT при передаче азбуки Морзе передается в три раза длиннее «точки» (210 мс), защитный интервал Т между «точками» и «тире» (бинарными посылками) внутри одного знака равен периоду передачи «точки», а межгрупповой интервал Т (между знаками информационной последовательности) равен длительности «тире».
защ
в
В заявленном способе предлагается сократить время для передачи бинарной посылки (увеличить скорость передачи) по сравнению с передачей азбуки Морзе в режиме AT, поскольку на приемной стороне возможно принятую бинарную последовательность анализировать как в режиме реального времени, так и в режиме записи с изменением скорости воспроизведения, а также в статике. Кроме того, передачу бинарных посылок внутри информационного знака можно осуществлять как с защитным интервалом Т (фиг. 4б), так и без него (фиг. 4в), что дает дополнительную величину выигрыша Т в передаче знака.
бп
защ
мг
Межзнаковый интервал внутри информационного сообщения необходимо оставить, но также сократить его по сравнению с режимом передачи азбуки Морзе, поскольку полное его отсутствие потребует ввода дополнительной системы синхронизации для эффективной идентификации знаков на приемной стороне. Для примера на фиг. 4 показана сравнительная оценка выигрыша в скорости передачи знаков информационной последовательности. Так при времени передачи бинарных посылок заявленным способом (Т = 80 мс), величине защитного интервала между ними (Т = 20 мс) и величине защитного интервала между знаками (группами бинарных посылок) (Т = 40 мс) (см. фиг. 4б) величина выигрыша в скорости передачи группы бинарных посылок (знака) по сравнению с вариантом передачи азбуки Морзе в режиме AT (см. фиг. 4а) составит более чем в два раза - 600 мс, а в случае отсутствия защитных интервалов между бинарными посылками внутри знака (см. фиг. 4в) составит еще больше - 680 мс. Следовательно, и скорость передачи увеличится.
Длительность бинарных посылок и межзнаковых интервалов можно уменьшать и далее, а скорость передачи наращивать, поскольку современные радиоприемные устройства на SDR технологиях позволяют вести запись принимаемой бинарной последовательности с последующим анализом и идентификацией на медленной скорости воспроизведения или в статике.
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>Л</mi><mi>Ч</mi><mi>М</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>Л</mi><mi>Ч</mi><mi>М</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
бп
бп
бп
min
max
На шаге 3 (фиг. 1) осуществляется передача сформированных ЛЧМ-сигналов известными в радиотехнике способами [2]. При этом осуществляют согласование частотных характеристик разверток для каждой несущей
и
(фиг. 3а, б) в отношении их длительности Т в соответствии с условиями канала передачи (для радиоканалов со сложной помеховой обстановкой Т может быть увеличена). После чего на интервале Т модулируют информационный сигнал несущей частотой, линейно изменяющейся от f до f или наоборот, в зависимости от передаваемой информационной бинарной посылки «0» или «1» и передают сформированный сигнал.
На шаге 4 (фиг. 1) прием сигнала осуществляют известными в радиотехнике способами [2]. При этом после фильтрации сигнала осуществляют согласование с ЛЧМ пилот-сигналом, оцифровку и преобразование в другую частотную форму посредством смешивания или перемножения принимаемого сигнала с сформированным гетеродинным сигналом, имеющим знак изменения частоты, противоположный знаку изменения частоты несущей волны передаваемого сигнала, так что частота несущей волны преобразованного сигнала является постоянной, либо частотные составляющие соответствующего спектра представляют собой постоянные частоты. Также существует возможность обработки спектральных составляющих принятого частотно-преобразованного сигнала с применением более сложных фильтровых систем по одиночке, параллельно в блоке, в случае необходимости комбинируя их друг с другом с целью восстановления, или извлечения, или выделения параметров, несущих информацию. Для этого могут применяться способы, известные из общедоступных источников по цифровой обработке сигналов [13].
На шаге 5 (фиг. 1) осуществляют отображение принятых бинарных посылок информационной последовательности на экране монитора автоматизированного рабочего места оператора (радиотелеграфиста) радиолинии.
Для отделения/очистки от различных помеховых составляющих может оказаться достаточным применение простых фильтров, например полосно-пропускающих фильтров (ППФ). При этом такие фильтры могут настраиваться на интересующие составляющие, или, с другой стороны, соответствующие составляющие могут переноситься в заданный частотный диапазон, например, посредством синхронизации соответствующей вспомогательной частоты с соответствующей многолучевой составляющей. Также для повышения помехоустойчивости в сложной помеховой обстановке может использоваться согласованная фильтрация с блоком защиты от сосредоточенных помех [14, 15].
На шаге 6 (фиг. 1) отображенную на экране монитора бинарную посылку декодируют, ставя ей в соответствие заданный образ из двоичного алфавита «0» или «1». Необходимо отметить, что во всех используемых до настоящего времени ЛЧМ несущие частотные градиенты устанавливаются слишком малыми (около ±20° от вертикали развертки типа «Водопад»), что важно для функции мониторинга радиочастотного спектра. Однако при передаче данных для эффективного декодирования оператором принятых бинарных посылок, а также для получения наилучшего технического результата по повышению помехоустойчивости и зрительной различимости информационных «0» и «1» величину градиента отображаемых на экране монитора бинарных посылок с линейно возрастающим или линейно убывающим законами изменения частоты необходимо поддерживать около ±45° от вертикали, как показано на фиг. 3а), б). Поскольку только противоположные градиенты наклона, близкие к ±45°, от вертикали (горизонтали) в отображении бинарных посылок наиболее различимы нейронной сетью головного мозга оператора при идентификации, в том числе и в условиях помех. Это доказано продолжительной изотерической практикой с использованием «карт Зенера» [16], в соответствии с которой наиболее различимыми фигурами для лучшего зрительного восприятия человеком являются: , «/», «\», , , , «≈», причем отображение градиентов «/» «\» (отрезков с противоположной крутизной наклона) на экране монитора, фиксирующих линейно убывающий (возрастающий) закон изменения частоты, можно менять путем регулировки скорости развертки в ручном режиме оператора на приемной стороне, придерживаясь оптимальной величины в 45°.
На шаге 7 (фиг. 1) осуществляют идентификацию знака (буквы) принимаемого сообщения с априори известной оператору кодировкой (МТК-2, КОИ-8 и др.) в режиме реального времени. Причем, обычно, при нормальном изображении, целостность восприятия формируется эмпирически, а при недостаточно полном отображении действительности у оператора включается мыслительная деятельность. Фрагментарность зрительных представлений проявляется в том, что в образе объекта зачастую отсутствуют многие существенные детали, что в значительной мере преодолевается благодаря развитию навыков зрительного обследования объектов в совокупности с деятельностью мышления при формировании целостного образа объекта в сумме его свойств: фрагментарность восприятия, схематизм, неточное отражение в сознании внешнего мира. Если к этому процессу добавляется еще один канал восприятия - слух человека, процесс отображения объекта в сознании внешнего мира значительно улучшается. При этом визуальная идентификация принимаемой информации (в неавтоматическом режиме) значительно увеличивает скорость приема по сравнению с используемым до настоящего времени слуховым приемом, поскольку слух человека принципиально не позволяет из радиоэфира принимать знак в целом. В то же время визуально оператору проще идентифицировать (читать) принимаемый текст познаково. Визуальная идентификация принятого знака (буквы) при этом осуществляется в целом, так называемыми «образами». Как отмечается в [10], мозг человека позволяет идентифицировать известный заранее зрительный образ всего за 13 мс и с высокой вероятностью восстанавливает весь образ (фигуры, отрезка линии и т.п.) целиком при сохранившихся всего лишь 10% его элементов на фоне помех и зрительного хаоса. При этом прием информации визуально познаково с использовании кода МТК-2 фактически повышает скорость приема в пять раз в сравнении со слуховым приемом каждой бинарной посылки знака (буквы используемого алфавита) раздельно и последовательно (фиг. 5а).
На шаге 8 (фиг. 1) в случае сложной помеховой обстановки, а также при высокой скорости передачи и малой длительности бинарных посылок, по сохраняемой в цифровой форме спектрограмме осуществляют восстановление принятых бинарных посылок в информационной последовательности по фрагментарным данным путем повторно визуального анализа в режиме замедленного воспроизведения или в статике. Фактически заявленный способ пригоден для передачи любой двоичной информации с любой скоростью, поскольку все современные средства имеют возможность записи (сохранения в карте памяти) для дополнительного просмотра и восстановления информации. При этом сохраненный сигнал, переданный с высокой скоростью, может быть проанализирован (визуально просмотрен) и восстановлен в группе сообщения как познаково (буквы, цифры, знаки) в целом, так и поэлементно (побитно) в статике или на медленной скорости воспроизведения. Причем восстановление информации по видеоизображению возможно при значительном превышении уровня сигнала над уровнем помех, когда исключена возможность автоматического приема или приема на слух (при использовании азбуки Морзе). На спектрограммах фиг. 6 приведены возможности визуальной идентификации сигналов азбуки Морзе (AT) при попадании «точек» и «тире» рядом с шумовой помехой (фиг. 6 а), под сосредоточенной помехой (фиг. 6 б) и под шумовыми помехами (фиг. 6 в) и г). При этом в условиях помеховой обстановки, представленной на фиг. 6 а), пока еще возможен слуховой прием, а в случаях, представленных на фиг. 6 б) в) и г), слуховой прием невозможен.
Вариант восстановления бинарных посылок в заявленном способе приведен на фиг. 7. Так сигнал (левый и правый градиенты наклона бинарных посылок) явно просматривается в режиме реального времени на фрагменте А на свободном от помех и шумов участке диапазона частот в правой части спектрограммы фиг. 7а). При переносе передачи сигнала заявленным способом в полосу частот, занятую мощной сосредоточенной помехой, левый и правый градиенты наклона бинарных посылок также легко восстанавливаются визуально, что продемонстрировано на фрагменте Б фиг. 7б), несмотря на превышение мощности помехи над сигналом на 35 дБ.
Также для восстановления принятой бинарной информации цветовая гамма фона и сигнала (помех) может быть изменена по усмотрению оператора, например, в градации синего, см. фиг. 10 д). Это значительно улучшает различимость сигналов на фоне помех и шумов, поскольку энергетические характеристики зрительного анализатора определяются мощностью (интенсивностью) световых сигналов, воспринимаемых глазом. К ним относятся: диапазон яркостей, контраст, цветоощущение и др. Так на выносках Α-A* фиг. 10 д) показаны одинаковые участки спектрограммы, но в градациях зеленого и синего. Выноска А* фиг. 10 д) в градациях синего явно повышает вероятность правильной идентификации сообщения, передаваемого заявленным способом по сравнению с вариантом восстановления с использованием выноски А в градациях зеленого.
Реализация заявленного способа передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме в условиях преднамеренных помех объясняется следующим алгоритмом, представленным на фиг. 2.
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mover accent="true"><mrow><mn>1,</mn><mi>n</mi></mrow><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow>
На шаге 1 формируют бинарные посылки в виде многочастотного дискретного сигнала, в котором несущие колебания частот
каждого i-го частотного чипа,
, информационной бинарной посылки «0» или «1» скачкообразно изменяются с постоянным повышающим или понижающим градиентом на заданном интервале времени (см. фиг. 3д-з), где n=8).
<mrow><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>−</mo><msubsup><mi>f</mi><mrow><mi>i</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mrow><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>−</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup></mrow>
При этом шаг скачкообразного изменения частоты Δf между чипами, формирующими передачу информационного «0» или информационной «1», одинаков  (
). Частота передачи каждого чипа при формировании информационного «0» или информационной «1» внутри чипа также постоянна  в то время как увеличение частот от  до  (от чипа к чипу) изменяется по линейному закону (по способу модуляции скачкообразного изменения частоты) (см. фиг. 5д, е).
<mrow><msubsup><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>п</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>п</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msub><mi>T</mi><mi>c</mi></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>п</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>п</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mi>n</mi><msub><mi>t</mi><mi>i</mi></msub></mrow>
<mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mover accent="true"><mrow><mn>1,</mn><mi>n</mi></mrow><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow>
<mrow><msub><mi>t</mi><mi>i</mi></msub><mo><</mo><msubsup><mi>τ</mi><mrow><mi>Р</mi><mi>Э</mi><mi>Б</mi></mrow><mrow><mi>р</mi><mi>е</mi><mi>а</mi><mi>к</mi><mi>ц</mi><mo>.</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><mi>n</mi><mo>=</mo><mo stretchy="false">[</mo><msub><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>п</mi></mrow></msub><mo>/</mo><msubsup><mi>τ</mi><mrow><mi>Р</mi><mi>Э</mi><mi>Б</mi></mrow><mrow><mi>р</mi><mi>е</mi><mi>а</mi><mi>к</mi><mi>ц</mi><mo>.</mo></mrow></msubsup><mo stretchy="false">]</mo></mrow>
i
На шаге 2 (фиг. 2) в сформированных на шаге 1 бинарных посылках (фиг. 3д-з) дискретно изменяют частоту модуляции через равные промежутки времени Δt (равных величине временных дискретов) для каждого из n чипов информационной бинарной посылки «0» или «1» на заданных интервалах времени
и
с длительностью t каждый. Причем длительности бинарных посылок равны между собой
,
, длительность i-го чипа (временного дискрета) зависит от требуемой (заданной) точности идентификации сигнала в условиях различной помеховой обстановки (состояния канала радиосвязи) и должна быть меньше времени реакции системы радиоэлектронной борьбы (РЭБ) противоборствующей стороны
[17], а количество частотных чипов в бинарной посылке должно быть не менее чем отношение
.
Максимальное количество частотных чипов n, предназначенных для передачи бинарной информационной посылки (логических «0» или «1»), и уверенной (надежной) их идентификации в условиях преднамеренных, аддитивных (сосредоточенных и шумовых), а также мультипликативных (замираний) помех зависит от ширины выделенной полосы частот, в которой осуществляется передача информации. Чем шире полоса частот, тем меньше вероятность попадания под помеху, а также в интервал селективных замираний. Полосу частот для передачи чипов, из которых формируется информационный «0» или информационная «1», целесообразно выбирать больше чем коэффициент частотной корреляции в ДКМ радиоканале для того, чтобы не допустить попадания всей бинарной посылки под замирания. С наибольшей вероятностью селективные замирания в ДКМ радиоканале проявляются в полосе 3÷5 кГц. Поэтому для защиты от замираний передаваемых частотных чипов внутри информационных бинарных посылок полосу частот для них необходимо брать 10÷15 кГц.
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>−</mo><msubsup><mi>f</mi><mrow><mi>i</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mrow><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo>−</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>п</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>T</mi><mrow><mi>б</mi><mi>п</mi></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mi>c</mi><mi>o</mi><mi>n</mi><mi>s</mi><mi>t</mi></mrow>
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mi>c</mi><mi>o</mi><mi>n</mi><mi>s</mi><mi>t</mi></mrow>
<mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>min</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>f</mi><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mn>1</mn><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>f</mi><mi>n</mi></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>n</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo>></mo><msubsup><mi>f</mi><mrow><mi>i</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>f</mi><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mn>1</mn><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msub><mi>f</mi><mrow><mi>min</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>f</mi><mi>n</mi></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>f</mi><mi>n</mi><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup><mo><</mo><msubsup><mi>f</mi><mrow><mi>i</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo></mrow></msubsup></mrow>
i
Фактически несущие колебания частот излучения каждого i-го чипа
дискретно меняются с равномерным шагом
с постоянным дискретно (ступенчато) повышающим или понижающим градиентом модуляции изменения частоты информационной бинарной посылки на заданных интервалах времени
или
, оставляя их постоянными внутри чипа t (
,
). Причем для передачи информационного «0» из веера n частотных чипов с постоянными дискретно изменяющимися частотами  формируется сигнал с линейно возрастающим законом дискретного изменения частот передачи чипов от
до
(фиг. 3д) в информационной бинарной посылке (
), а для передачи информационной «1» из веера n частотных чипов с постоянными дискретно изменяющимися частотами  формируется сигнал с линейно убывающим законом дискретного изменения частот передачи чипов
до
(фиг. 5е) в информационной бинарной посылке (
).
защ
в
Кроме того, передачу бинарных посылок внутри информационного знака можно осуществлять как с защитным интервалом Т (фиг. 4г), так и без него (фиг. 4д), что дает дополнительную величину выигрыша Т в передаче знака.
<mrow><msub><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>i</mi><mrow><mo>"</mo><mn>0</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">(</mo><mo>"</mo><mn>1</mn><mo>"</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mi>П</mi><mi>П</mi><mi>Р</mi><mi>Ч</mi></mrow></msub></mrow>
На шаге 3 (фиг. 2) для повышения помехоустойчивости при передаче информации по радиоканалу каждый частотный чип информационной бинарной посылки «0» или «1» передают на частоте псевдослучайного кода, обеспечивая известный [7] режим псевдослучайной перестройки рабочих частот (ППРЧ), например, как показано на спектрограмме фиг. 8, с последующей обратной сверткой бинарной посылки в интересах получателя информации. При этом достигается более высокая устойчивость при передаче данных в условиях динамических помех. Причем передача сформированных бинарных посылок осуществляется в режиме побитовой ППРЧ [7], когда передача каждого i-го частотного чипа внутри информационных бинарных посылок «0» или «1» осуществляется на частотах псевдослучайного кода
. При этом число чипов n равно числу скачков рабочей частоты (см. фиг. 3д, е и фрагмент Б фиг. 8) внутри одной бинарной посылки и более.
На шаге 4 (фиг. 2) принимают сигнал известным способом [7] путем обработки в соответствии с установленным протоколом передачи или в соответствии с частотно-временным расписанием и ППРЧ (см. спектрограмму фиг. 8), целенаправленно объединяя независимые частотные элементы (чипы) бинарной посылки сигнала, распределяемые в частотно-временной области в режиме побитовой ППРЧ, путем фильтрации, оцифровки и преобразования в другую частотную форму [13] путем перемножения принимаемого сигнала с сформированным гетеродинным сигналом на частотах используемого псевдослучайного кода и имеющим знак градиента частоты, противоположный знаку градиента частоты несущей волны передаваемого сигнала, так что частота несущей волны преобразованного сигнала является постоянной, либо частотные составляющие соответствующего спектра представляют собой постоянные частоты.
На шаге 5 (фиг. 2) бинарные посылки восстанавливают путем преобразования принимаемого сигнала в исходную частотную форму. На фиг. 8 продемонстрирован вариант восстановления бинарной посылки (логическая «1» - фрагмент А-А*, входящий в информационную бинарную последовательность).
На шаге 6 (фиг. 2) после приема, обратного преобразования по псевдослучайному закону и восстановлению на приемной стороне бинарные посылки отображают в виде группы n чипов с определенным градиентом наклона на спектрограмме в плоскости «время-частота» в составе информационной бинарной последовательности, например, как показано на фрагменте Б* (Б′-Б′′-Б′′′) фиг. 8 в виде формализованной информационной команды «1» «1» «0».
Для более эффективного декодирования и идентификации оператором принятых бинарных посылок и знаков величину градиента отображаемых на экране монитора бинарных посыпок необходимо поддерживать около ±45° от вертикали, как показано на фиг. 3д), е). Это доказано изотерической практикой с использованием «карт Зенера» [16]. Вид отображения бинарных посылок на спектрограмме в плоскости «время-частота» на экране монитора автоматизированного рабочего места оператора радиолинии приведен на фиг. 10а-г). Для отделения/очистки от помеховых составляющих принятого сигнала может использоваться фильтрация, как описано выше, на шаге 5 предыдущего способа.
На шаге 7 (фиг. 2) отображенную на экране монитора бинарную посылку декодируют, ставя ей в соответствие заданный образ из двоичного алфавита «0» или «1», как описано выше на шаге 6 предшествующего способа (см. фрагмент А* фиг. 8). Для повышения эффективности визуального декодирования бинарных посылок следует реализовать на экране монитора в зоне отображения принимаемых импульсов «маску», осуществляющую отображение принятых сигналов с правым и левым градиентами наклона бинарных посылок. Данный подход необходим для уменьшения площади отображения сигналов, повышения скорости и вероятности правильного анализа принимаемого графического элемента сообщения. Причем наличие двух пространственных фильтров (ПФ) ПФ-0 для графического «0» и ПФ-1 для графической «1» повысит вероятность приема за счет автоматически решаемой нейронной сетью мозга оператора задачи сравнительной оценки правдоподобия объектов.
<mrow><msub><mi>t</mi><mi>i</mi></msub><mo><</mo><msubsup><mi>τ</mi><mrow><mi>Р</mi><mi>Э</mi><mi>Б</mi></mrow><mrow><mi>р</mi><mi>е</mi><mi>а</mi><mi>к</mi><mi>ц</mi><mo>.</mo></mrow></msubsup></mrow>
В настоящее время все способы передачи/приема и декодирования информации, основанные на использовании режима ППРЧ, требуют автоматического приема с наличием системы синхронизации. Однако в заявленном способе передачи/приема и декодирования информации в режиме ППРЧ без наличия дорогостоящей системы единого времени (СЕВ) обеспечить четкую синхронизацию в радиолинии на больших расстояниях не представляется возможным, тем более при длительности передачи чипа бинарной информационной посылки в 10-20 мс (менее времени реакции системы РЭБ
). В связи с чем в заявленном способе синхронизацию предлагается осуществить без установки на приемных радиоцентрах СЕВ, а только за счет ввода в текст сообщения межзнаковых интервалов, после трансляции каждой группы частотных чипов, составляющих бинарную информационную посылку (знак, букву, цифру). Если в азбуке Морзе длина интервала между группами «точек» и «тире» составляет 210 мс, то при передаче информации заявленным способом в режиме ППРЧ данный межзнаковый интервал может быть соизмерим с временем трансляции бита информации (одной бинарной информационной посылки) - 40-80 мс.
Отсутствие дорогостоящей СЕВ в заявленном способе является существенным преимуществом, и наряду с использованием ППФ, значительно снижающих площадь анализа частотно-временного пространства на спектрограмме при визуальном декодировании бинарных посылок. Это позволяет вести уверенный прием информации в режиме ППРЧ не только в автоматическом, но и в неавтоматическом режимах, что особо важно при визуальном приеме и визуальном декодировании информации оператором радиолинии.
На шаге 8 (фиг. 2) по группе принятых и декодированных бинарных посылок идентифицируют знак (букву) принимаемого сообщения с априори известным оператору кодом (МТК-2, КОИ-8 и др.) в режиме реального времени. Данный этап описан выше при рассмотрении предыдущего алгоритма. Прием информации визуально познаково при использовании кода МТК-2 фактически повышает скорость приема в пять раз в сравнении со слуховым приемом каждого элемента знака раздельно и последовательно (см. фиг. 5б).
На шаге 9 (фиг. 2) в случае сложной помеховой обстановки, а также при высокой скорости передачи и малой длительности бинарных посылок, по сохраняемой в цифровой форме спектрограмме осуществляют восстановление принятых бинарных посылок в информационной последовательности по фрагментарным данным путем повторно визуального анализа в режиме замедленного воспроизведения или в статике. Как отмечалось на завершающем шаге предшествующего алгоритма, заявленный способ фактически пригоден для передачи любой двоичной информации с любой скоростью, поскольку все современные средства имеют возможность сохранения в карте памяти для документирования, а также дополнительного просмотра и восстановления информации.
Вариант визуального восстановления принятых сигналов ППРЧ по фрагментарным данным при потере нескольких частотных чипов в бинарных посылках представлен на фиг. 10. Так из детализации фрагмента Α-A* фиг. 10а) и б) видно, что все бинарные посылки принятой информационной последовательности могут быть восстановлены оператором визуально, без инструментальных методов повышения помехоустойчивости, несмотря на превышение мощности помехи над сигналом на 20 дБ. На фрагментах фиг. 10в) и г) также наблюдается уверенное восстановление частотных чипов бинарных посылок информационной последовательности при превышении мощности помехи над мощностью сигнала в 20 дБ и в 10 дБ соответственно.
Количество частотных чипов внутри сформированной бинарной посылки может достигать десяти и более в зависимости от состояния радиоканала или от преднамеренного воздействия. Так на фиг. 3д) и е) показаны информационные бинарные посылки, состоящие из восьми частотных чипов, что значительно повышает помехоустойчивость заявленного способа, поскольку вероятность одновременного глубокого замирания сигнала на такой полосе частот значительно меньше вероятности столь же глубоких замираний в полосе частот каждого передаваемого частотного чипа в отдельности.
Минимальное количество частотных чипов, необходимых для уверенного (надежного) восстановления (с определением градиента наклона линейно убывающего или возрастающего законов дискретного изменения частоты) на приемной стороне при визуальном восприятии оператором информации, равно двум. Это определяется тем, что любой наклон отрезка можно определить всего по двум его точкам. Даже при наличии глубоких замираний, поражающих весь частотный чип (или несколько чипов), входящий в бинарную информационную посылку, для ее визуального восстановления на приемной стороне достаточно уверенного восстановления (распознавания) всего двух чипов, по которым возможно определить градиент наклона бинарной посылки. На фиг. 19 представлен вид отображения на спектрограмме варианта визуального восстановления бинарной посылки по фрагментарным данным при приеме четырех (а), трех (б) и двух (в, г, д) частотных чипов (элементов бинарных посылок) в условиях сложной помеховой обстановки. При этом вертикальные сплошные и пунктирные линии соответствуют на спектрограмме мощным сосредоточенным помехам.
Рассматривая детально спектрограмму, приведенную на фиг. 10а) и б), можно констатировать, что если в автоматическом режиме при уровне сосредоточенной помехи на 20 дБ превышающем уровень сигнала, бинарные посылки, обозначенные цифрами 1 и 2 на фрагментах Α-A* не будут приняты из-за потери большей части своих частотных чипов, то визуальный прием позволит оператору радиолинии уверенно восстановить градиент наклона («левый» или «правый») данных бинарных посылок всего по двум устойчиво принятым чипам бинарных посылок (частотные чипы 1* и 2* на фрагменте А* спектрограммы б) фиг. 10). Для сравнения на фиг. 6 в) при передаче сигналов азбуки Морзе (в режиме AT) при воздействии помех с аналогичными характеристиками слуховой прием невозможен. Также для восстановления принятой бинарной информации цветовая гамма фона и сигнала (помех) может быть изменена по усмотрению оператора в зависимости от особенностей его зрительного анализатора, например в градации синего (см. фиг. 10). Это значительно улучшает различимость сигналов на фоне помех и шумов. Так на выносках Б-Б* фиг. 10 показаны одинаковые участки спектрограммы, но в градациях зеленого и синего. Выноска Б* фиг. 10 демонстрирует явное повышение вероятности правильной идентификации сообщения при отображении принятого сигнала в градациях синего для случая одинаковых энергетических характеристик помех и сигнала, передаваемого заявленным способом в режиме ППРЧ.
Дальнейшее увеличение скорости передачи, а также и обработки информации на приемной стороне может быть достигнуто с помощью использования алгоритма многоканальной передачи и многоканального приема [3, 8, 12]. Так при использовании пятиэлементного международного телеграфного кода МТК-2 предлагается вести одновременную параллельную передачу и одновременный параллельный прием всех пяти элементов (бинарных посылок) группы знака. При этом оператором на приемной стороне осуществляется сразу познаковое визуальное «чтение» (прием) сообщения (5 элементов знака, буквы) (см. фиг. 5 а, б) вместо последовательного поэлементного приема, предусмотренного в режиме AT (азбука Морзе) (фиг. 6 а) или последовательного поэлементного приема заявленным способом, приведенного на фрагменте А фиг. 7.
Повышение скорости передачи/приема бинарной информации в заявленном способе основано на том, что слуховой прием азбуки Морзе изначально рассчитан на последовательный прием «точек» и «тире» радиотелеграфистом, в то время как визуальный прием ориентирован на познаковое распознавание зрительного образа буквы (знака) оператором радиолинии, т.е. на параллельный прием. К примеру, за счет параллельной передачи информационная скорость для кода МТК-2 увеличивается в пять раз, для кода КОИ-8 - в восемь раз. А за счет параллельного приема и группового отображения информации на видеомониторе с визуальным распознанием образа знака оператором или автоматом скорость обработки информации также возрастает в пять или восемь раз.
При этом вариант размещения монитора для удобства визуализации (чтения) принимаемой информации оператором может быть изменен с вертикального (чтение снизу вверх, показано на фиг. 5 в) на горизонтальный (чтение слева направо, показано на фиг. 5 д). Все это говорит о возможностях оператора (радиотелеграфиста) индивидуально улучшить вероятность приема сообщения за счет настройки интерфейса монитора по энергетическим (диапазон яркостей, контраст, цветоощущение), временным (скорость чтения бинарных посылок или знаков в целом, последовательный или параллельный прием, возможность повторного просмотра на медленной скорости или в статике), пространственным (возможности изменения размера бинарных посылок, их расположение на плоскости в виде вертикального «водопада» или в строку слева направо, вплоть до отображения 3D спектрограмм в пространстве) и информационным (яркость и время послесвечения - так называемый эффект фосфорного послесвечения, которым обладают современные анализаторы спектра). Именно совокупность данных характеристик и их численные значения определяют видимость объекта (сигнала) для глаза оператора и могут настраиваться им индивидуально.
Вывод. Испытания, проведенные заявителями (ПАО «Интелтех», ВАС) на реальных радиотрассах, показали, что заявленные способы передачи и приема бинарной информации по каналам радиосвязи в неавтоматическом режиме как в условиях случайных (сосредоточенных и шумовых), так и в условиях преднамеренных помех с использованием приемника, отображающего на мониторе спектрограмму сигнала, позволяет зрительно зарегистрировать передаваемую информацию даже в том случае, когда в автоматическом или в слуховом режиме прием невозможен из-за слишком низкого соотношения сигнал/помеха.
<mrow><msubsup><mi>Р</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow><mrow><mi>А</mi><mi>в</mi><mi>т</mi><mo>.</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mn>0,63</mn></mrow>
<mrow><msubsup><mi>Р</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow><mrow><mi>В</mi><mi>и</mi><mi>з</mi><mo>.</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mn>0,98</mn></mrow>
<mrow><msubsup><mi>Р</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow><mrow><mi>А</mi><mi>в</mi><mi>т</mi><mo>.</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mn>0,67</mn></mrow>
<mrow><msubsup><mi>Р</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow><mrow><mi>В</mi><mi>и</mi><mi>з</mi><mo>.</mo></mrow></msubsup><mo>=</mo><mn>0,99</mn></mrow>
Так в условиях превышения уровня сосредоточенной помехи над уровнем полезного сигнала на 35 дБ (помеховая обстановка, приведена на фрагменте Б фиг. 7б), при передаче сообщения объемом 2000 бит с использованием заявленного способа на основе ЛЧМ-сигналов автоматически (Авт) было принято 1263 бит, что составило вероятность правильного приема элемента сообщения (бита информации)
, в то время как при визуальном (Виз) приеме сообщения заявленным способом в той же помеховой обстановке обеспечено значение вероятности правильного приема
. Это говорит о повышении помехоустойчивости на 36% заявленным способом. При передаче сообщения той же длительностью с использованием заявленного способа в режиме ППРЧ в условиях помеховой обстановки, приведенной на фиг. 10 а), где уровень преднамеренных помех превышает уровень полезного сигнала на 20 дБ, автоматически можно обеспечить вероятность правильного приема элемента сообщения лишь
. А при визуальном приеме сообщения заявленным способом обеспечено значение вероятности правильного приема
, что говорит о повышении помехоустойчивости на 31% заявленным способом.
Все это говорит о достижимости цели изобретения.
бп
i
При этом необходимо отметить, что помехоустойчивость заявленных способов зависит не только от выбранного частотного диапазона, состояния радиоканала, превышения уровня помех над уровнем сигнала, но также и от длительности бинарной посылки (Т), количества частотных чипов n, используемых для формирования бинарных посылок и их длительности t, а также возможностей системы РЭБ.
Литература
1. История отечественных средств связи. / Под ред. А.С. Якунина. - М.: ЗАО «Издательский дом «Столичная энциклопедия», 2013. - 576 с. (см. с. 459-475).
2. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: РиС, 1986. - 513 с.
3. Николашин Ю.Л., Будко П.А., Жолдасов Е.С., Жуков Г.А. Перспективные методы повышения помехоустойчивости декаметровых радиолиний. // Наукоемкие технологии в космических исследованиях Земли. 2014, №1. - С. 30-37. (§ 4, рис. 3).
4. Айзенберг Г.З., Грудинская Г.П., Белоцерковский Г.Б. Некоторые рекомендации по работе на длинных волнах. // Радиолюбитель КВ и УКВ. №2, 1999. (http://www.qrss.thersgb.net/Receiving-QRSS.html).
5. Галкин B.A. Цифровая мобильная радиосвязь. - M.: Изд-во «Горячая линия - Телеком», 2007. - 432 с. (см. с. 137-140).
6. Нарытник Т.Н. Радиорелейные и тропосферные системы передачи. - К.: Концерн «Видавничий Дiм «Iн Юре», 2003. - 336 с. (см. с. 192).
7. Беккиев А.Ю., Борисов В.И. Базовые принципы создания помехозащищенных систем радиосвязи. // Теория и техника радиосвязи, 2014. №1. - С. 3-16. (См. С. 9, рис. 9, 10).
8. Николашин Ю.Л., Кулешов И.А., Будко П.Α., Жолдасов Е.С., Жуков Г.А. SDR радиоустройства и когнитивная радиосвязь в декаметровом диапазоне частот // Наукоемкие технологии в космических исследованиях Земли. 2015, №1. - С. 20-31. (См. п. 3, рис. 10).
9. Айзман Р.И., Герасев А.Д., Дюкарев И.А. Молекулярные основы физиологии человека: Компендиум. 2-е изд. - Новосибирск: НГПУ, 2010. - 306 с.
10. http://www.vesti.ru/doc/ html?id=1204177. 27.01.2014.
11. Дьяконов В.П. Современные цифровые анализаторы спектра. // Компоненты и технологии №5, 2010. - С. 185-195.
12. Будко П.А., Жолдасов Е.С., Жуков Г.А. Будко Н.П. SDR технологии и новые принципы приема сообщений в симплексных радиолиниях. // Наукоемкие технологии в космических исследованиях Земли. 2013, №1. - С. 34-38.
13. Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов. - СПб.: Питер, 2002. - 608 с.
14. Семенов A.M., Сикарев А.А. Широкополосная связь. - М.: Воениздат, 1970. - 278 с.
15. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / Г.И. Тузов, В.А. Сивов, В.И. Прытков и др.; Под ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с.
16. Психология. А-Я. Кордуэлл М. Словарь-справочник. / Пер. с англ. К.С. Ткаченко. - М.: Фаир-Пресс. 2000. - 448 с.
17. Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба. - М.: Вузовская книга, 2013. - 360 с.