ОЦЕНКА МУЛЬТИПЛЕКСИРОВАННЫХ С ОРТОГОНАЛЬНЫМ ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ
ASSESSMENT OF ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEX CHANNELS

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
В современном мире многие виды информации передаются от источников информации, таких как поставщики телевизионных программ, к приемникам, таким как телевизионные приемники в жилых домах. Таким образом, примером такой информации является информация цифрового телевидения (DTV). Передача цифровой информации, как правило, включает в себя преобразование цифровой информации в аналоговый сигнал и модулирование амплитуды и/или фазы радиочастотной несущей частоты, используя аналоговый сигнал, и передачу модулированного сигнала через среду распространения, такую как воздух, в направлении приемника.
На фиг.1 изображена коммуникационная система 1, содержащая передатчик 2 и приемник 4. Передатчик 2 и приемник 4 снабжены антеннами, соответственно 6 и 8, которые здесь показаны внешними по отношению к передатчику 2 и приемнику 4, хотя антенны 6 и 8 могут считаться составными частями передатчика 2 и приемника 4. Передатчик 2 выполнен с возможностью передавать информацию через среду распространения, в данном случае по системе наземного вещания, к приемнику 4 (например, в виде сигналов 14, 16 и 18). При передаче информации через среду распространения происходит искажение сигнала, вызываемое шумом (например, статическим), изменениями интенсивности (замирание сигнала), изменениями фазового сдвига, доплеровским расширением, доплеровским замиранием сигнала, многолучевыми задержками и т.д. Многолучевые задержки происходят из-за того, что передаваемые сигналы приходят от передатчика к приемнику через среду распространения по разным путям, например, вследствие отражения от здания 10 и/или будучи ретранслированными посредством ретрансляционной станции 12. Различные пути передаваемого сигнала p(t) (например, сигналы 14, 16 и 18) имеют следствием различные коэффициенты усиления и различные времена задержки, в результате чего задержанные по времени копии сигнала p(t) приходят в приемник 4 в разное время (подобно эхо-сигналам), если сравнивать с сигналом 16, переданным напрямую. Принятый сигнал r(t) является комбинацией сигнала, передаваемого напрямую, и/или его реплик, если они имеются. Многолучевые помехи приводят к межсимвольным искажениям (ISI), когда к текущему символу добавляются вклады от других символов с весовыми коэффициентами, и/или к межканальным искажениям, когда отдельные поднесущие интерферируют между собой. Шум и/или помехи в сигнале r(t) могут также создаваться иными источниками, например передатчиком. Эти эффекты могут вызывать ошибки при передаче и/или интерпретации информации между передатчиком 2 и приемником 4. Когда частота ошибочных битов (BER) системы превышает пороговое значение и подавляет ее устойчивость к ошибкам, система выходит из строя.
Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM) может использоваться для передачи множества сигналов DTV через среду распространения. Системы OFDM передают сигнал, например телевизионный, параллельно на одной или нескольких поднесущих, используя один или несколько временных интервалов в каждой поднесущей. Каждая поднесущая занимает отличную часть частотного спектра, используемого для передачи сигнала DTV. Разнесение поднесущих является таким, что каждая частота поднесущей ортогональна любой другой частоте поднесущей (например, частотное разнесение поднесущих является достаточно близким к обратной величине длительности символа OFDM). Ортогональность частот поднесущих обеспечивает более высокую устойчивость к радиочастотным взаимным помехам и к многолучевым искажениям, чем при использовании неортогональных частот в качестве поднесущих. Каждая поднесущая включает в себя, например, символы данных, пилотные символы и символы сигналов параметров передачи (TPS), являющихся специальным типом символов данных. Пилотные символы являются заранее определенными известными сигналами, используемыми для помощи приемнику в оценке каналов передачи.
При получении приемником 4 OFDM-сигнала (например, r(t)) используется оценка канала для подавления эффектов искажения в переданном сигнале (например, p(t)). Например, поскольку p(t) является линейной комбинацией сигналов 14, 16 и 18, соотношение между p(t) и r(t) может определяться конкретной математической функцией (т.е. передаточной функцией). Когда передаточная функция среды распространения известна, для уменьшения внесенных средой распространения искажений может быть применен фильтр, являющийся обратной функцией к передаточной функции среды распространения. Поскольку среда распространения постоянно меняется (например, объекты, вызывающие многолучевые ошибки, могут перемещаться, погода может изменяться, уровень шума может изменяться и т.д.), передаточная функция любой данной среды распространения тоже постоянно меняется. Когда среда распространения изменяется быстро, r(t) становится каналом передачи «с быстрым замиранием сигнала», что может увеличить сложность процесса оценки. Когда среда распространения имеет большое расширение задержки, появляются «длинные каналы». Например, если расстояние, преодолеваемое сигналом 18, чтобы достичь приемника 4, существенно больше расстояния для сигнала 16, то символ в сигнале 18 может прибыть в приемник 4 после прибытия того же символа через сигнал 16, что создаст ISI.
РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Приемник для приема сигнала цифрового видеовещания (DVB), мультиплексированного с ортогональным частотным разделением (OFDM), включающего в себя наборы OFDM-символов, содержащие символы данных и пилотные символы, передаваемые на нескольких поднесущих, где указанный OFDM DVB-сигнал передается приемнику по каналу передачи, причем приемник включает в себя входной модуль, выполненный с возможностью принимать OFDM DVB-сигнал по каналу передачи, и модуль оценки канала, подключенный ко входному модулю и выполненный с возможностью вычислять оценки канала для канала передачи путем выполнения преобразования Фурье для наборов OFDM-символов для получения преобразованных наборов символов в частотной области и путем выполнения коррекции по минимальной среднеквадратической ошибке (MMSE) для преобразованных наборов символов, используя подмножество пилотных символов в OFDM DVB-сигнале.
Варианты реализации данного изобретения могут включать в себя один или несколько нижеследующих признаков. Модуль оценки канала выполняет одно преобразование Фурье для каждого принятого набора OFDM-символов. Подмножество пилотных символов является существенно меньшим, чем все пилотные символы в наборе OFDM-символов. Модуль оценки канала выполнен с возможностью выбирать, в качестве подмножества пилотных символов, N ближайших пилотных символов, переданных на поднесущих с меньшими частотами, чем частота, используемая для передачи контролируемого символа данных, и N ближайших пилотных символов, переданных на поднесущих с большими частотами, чем частота, используемая для передачи контролируемого символа данных. Модуль оценки канала выполнен с возможностью выбирать, в качестве подмножества пилотных символов, N ближайших пилотных символов, переданных на поднесущих с большими частотами, чем частота, используемая для передачи контролируемого символа данных. Модуль оценки канала выполнен с возможностью выбирать, в качестве подмножества пилотных символов, N ближайших пилотных символов, переданных на поднесущих с меньшими частотами, чем частота, используемая для передачи контролируемого символа данных. Модуль оценки канала вычисляет оценку канала для каждой соответствующей поднесущей, используемой для передачи каждого набора OFDM-символов.
Также варианты реализации данного изобретения могут включать в себя один или несколько следующих признаков. Модуль оценки канала выполнен с возможностью вычислять оценку канала параллельно для более чем одного символа данных. Константа N равна 2, и модуль оценки канала выполнен с возможностью выполнять оценку канала для каждого символа данных по формуле
p
p
где c - соответствующий коэффициент фильтрации, Ĥ(m) - оценка канала для соответствующего одного из подмножества пилотных символов и p - индекс соответствующего одного из подмножества пилотных символов. Модуль оценки канала выполнен с возможностью вычислять коэффициенты фильтрации по формуле
где
где M - общее количество поднесущих в OFDM DVB-сигнале, l - индекс, представляющий каждый соответствующий луч многолучевого OFDM DVB-сигнала, L - число, представляющее расширение задержки канала 115, m - целое число, представляющее количество промежуточных каналов между двумя выбранными каналами, для которых вычислялась корреляция, и
l
где h(k) - импульсная характеристика канала в момент времени k для l-го луча в канале передачи.
Варианты реализации данного изобретения могут также включать в себя один или несколько следующих признаков. Модуль оценки канала выполнен с возможностью вычислять величину межканальных помех (ICI) в частотной области, относительно канала передачи. Модуль оценки канала выполнен с возможностью выполнять оценку канала, используя величину ICI. Модуль оценки канала выполнен с возможностью выполнять MMSE коррекцию после вычитания величины ICI из принятого OFDM DVB-сигнала. Модуль оценки канала выполнен с возможностью вычислять оценку канала, оценивая значение корреляции канала по формуле
2
1
M
где K - число случаев, для которых выполняется (k-k)= m, и M - общее количество поднесущих в OFDM DVB-сигнале. Оцененное значение корреляции канала усредняется по формуле
где β - заранее определенный известный параметр. Модуль оценки канала выполнен с возможностью использовать декодер Витерби.
В общем, в другом аспекте, данное изобретение предоставляет способ вычисления оценки канала для канала передачи, используемого для передачи сигнала цифрового видеовещания (DVB), мультиплексированного с ортогональным частотным разделением (OFDM), включающего в себя наборы OFDM-символов, содержащие символы данных и пилотные символы, передаваемые на нескольких поднесущих, причем способ содержит этапы, на которых принимают OFDM DVB-сигнал в приемнике по каналу передачи и вычисляют оценки канала для канала передачи в частотной области путем выполнения преобразования Фурье для наборов OFDM-символов для получения преобразованных наборов символов в частотной области и выполнения для преобразованных наборов символов коррекции по минимальной среднеквадратической ошибке (MMSE), используя подмножество пилотных символов в OFDM DVB-сигнале.
Варианты реализации изобретения могут включать в себя один или несколько нижеследующих признаков. Вычисление оценки канала включает в себя вычисление оценок канала путем выполнения одного преобразования Фурье для каждого принятого набора OFDM-символов. Способ дополнительно включает в себя выбор, в качестве подмножества пилотных символов, N ближайших пилотных символов, переданных на поднесущих с меньшими частотами, чем частота, используемая для передачи контролируемого символа данных, и N ближайших пилотных символов, переданных на поднесущих с большими частотами, чем частота, используемая для передачи контролируемого символа данных. Способ дополнительно включает в себя выбор, в качестве подмножества пилотных символов, N ближайших пилотных символов, переданных на поднесущих с меньшими частотами, чем частота, используемая для передачи контролируемого символа данных. Способ дополнительно включает в себя выбор, в качестве подмножества пилотных символов, N ближайших пилотных символов, переданных на поднесущих с большими частотами, чем частота, используемая для передачи контролируемого символа данных. Вычисление оценок канала включает в себя вычисление оценок канала параллельно для более чем одного символа данных.
Варианты реализации данного изобретения могут также включать в себя один или несколько следующих признаков. Вычисление оценки канала включает в себя вычисление оценки канала для интересующего символа данных при N, равном 2, по следующей формуле:
p
p
где c - соответствующий коэффициент фильтрации, Ĥ(m) - оценка канала для соответствующего одного из подмножества пилотных символов и p - индекс соответствующего одного из подмножества пилотных символов. Вычисление оценки канала включает в себя вычисление коэффициентов фильтрации по формуле
где
где M - общее количество поднесущих в OFDM DVB-сигнале, l - индекс, представляющий каждый соответствующий луч многолучевого OFDM DVB-сигнала, L - число, представляющее расширение задержки канала 115, m - целое число, представляющее количество промежуточных каналов между двумя выбранными каналами, для которых вычислялась корреляция, и
l
где h(k) - импульсная характеристика канала в момент времени k для l-го луча в канале передачи.
Также варианты реализации данного изобретения могут включать в себя один или несколько следующих признаков. Вычисление оценки канала включает в себя вычисление оценки канала для каждой соответствующей поднесущей, использованной для передачи данного OFDM DVB-сигнала. Способ дополнительно включает в себя вычисление величины межканальных помех (ICI) в частотной области относительно канала передачи. Вычисление оценки канала включает в себя вычисление оценки канала, используя величину ICI. Вычисление оценок канала включает в себя выполнение MMSE коррекции после вычитания величины ICI из OFDM DVB-сигнала. Вычисление оценки канала включает в себя вычисление оценки канала путем оценки значения корреляции канала по формуле
2
1
M
где K - число случаев, для которых выполняется(k-k)= m, и M - общее количество поднесущих в OFDM DVB-сигнале. Вычисление оценки канала дополнительно включает в себя усреднение оцененного значения корреляции канала по формуле
где β - заранее определенный известный параметр. Вычисление оценки канала дополнительно включает в себя выполнение декодирования по алгоритму Витерби.
Различные аспекты настоящего изобретения могут предоставить одну или более из следующих возможностей. Вычисления, выполняемые модулем оценки DTV-канала, могут быть сокращены по сравнению с предшествующим уровнем техники. Стоимость реализации модуля оценки DTV-канала может быть уменьшена по сравнению с предшествующим уровнем техники. Оценка канала может быть выполнена путем использования одного преобразования Фурье для каждого символа, принятого по каждому каналу OFDM DTV-сигнала. Может быть выполнена одномерная оценка канала в частотной области. Оценка минимальной среднеквадратической ошибки может быть выполнена, используя подмножество пилотных символов, обеспеченных в OFDM DTV-сигнале. Для вычисления оценки выбранного канала может быть использовано подмножество пилотных символов (например, четыре). Использование объединения каждого третьего символа (начиная со второй поднесущей с самой нижней частоты) и пилотных символов обеспечивает эффективность, подобную той, которая достигается при использовании всех поднесущих в системе 8K DVB-T/H (цифрового наземного телевизионного вещания). Эти и другие возможности данного изобретения, наряду с самим изобретением, станут более понятны после рассмотрения приложенных чертежей, подробного описания и формулы изобретения.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Фиг.1 - схематическое представление канала передачи.
Фиг.2 - блок-схема системы OFDM базовой полосы, включающей в себя передатчик и приемник.
Фиг.3 - схема OFDM-кадра, передаваемого передатчиком, изображенным на фиг.2.
Фиг.4 - блок-схема функциональных элементов приемника, изображенного на фиг.2.
Фиг.5 является блок-схемой последовательности операций процесса выполнения оценки канала в системе OFDM-передачи, показанной на фиг.2.
ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Варианты осуществления изобретения обеспечивают методы для оценки и коррекции каналов передачи цифрового видеовещания (DVB) путем комбинирования в частотной области коррекции минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE), используя подмножество всех доступных пилотных символов, и оценки межканальных помех (ICI). Например, система DTV включает в себя передатчик и приемник. Передатчик генерирует OFDM-сигнал, включающий в себя пилотные символы. Передатчик широковещательно передает OFDM-сигнал в направлении приемника. Приемник вычисляет оценку канала, используя MMSE-коррекцию в частотной области. MMSE-коррекция выполняется с использованием корреляционной информации канала и подмножества пилот-сигналов, содержащихся в OFDM-сигнале. Оценки канала используются приемником для оценки сигнала, переданного передатчиком. Передатчик выдает результирующий сигнал, по существу подобный сигналу, переданному передатчиком в направлении приемника. Другие варианты осуществления также входят в объем данного изобретения.
Система 100 OFDM-передачи, показанная на фиг.2, содержит передатчик 105 и приемник 110. Система 100 включает в себя соответствующие аппаратные, микропрограммные и/или программные средства (включая считываемые компьютером и предпочтительно исполняемые компьютером команды) для реализации описанных ниже функций. Передатчик 105 и приемник 110 могут быть выполнены с возможностью обмениваться различными типами информации. В данном документе, только в качестве примера, а не в ограничивающем смысле, передатчик 105 является передатчиком DTV-сигналов, а приемник 110 является DTV-приемником, таким как цифровой телевизор или комбинация телевизионной абонентской приставки и цифрового телевизора. Например, система 100 выполнена с возможностью передавать и принимать сигналы наземного цифрового телевизионного вещания (DTV) по стандарту DVB-T/H посредством антенн (не показанных на фиг.2). Передатчик 105 и приемник 110 соединены каналом 115 передачи. Канал 115 передачи является средой распространения, такой как атмосфера (в случае наземного вещания), хотя возможны другие виды среды распространения (например, кабель, при использовании соответствующих передатчика и приемника). Передатчик 105 сконфигурирован для приема входного сигнала 120 и широковещательной передачи OFDM сигнала 125 в направлении приемника 110. Канал передачи 115 может оказывать влияние на сигнал 125, преобразуя его в сигнал 130. Приемник 110 сконфигурирован для приема сигнала 130 и выдачи выходного сигнала 135, который предпочтительно по существу равен сигналу 125.
Отношение между сигналами 125 и 130 может быть выражено во временной области как
l
l
2
где y(k) - сигнал 130, l - индекс пути сигнала (в канале 115 передачи), представляющий отводы канала во временной области, x(k-l) - сигнал 125, h(k) - импульсная характеристика канала (CIR) в момент времени k для l-го луча в канале 115 передачи, n(k) (0≤k≤M-1) - независимые комплексные случайные гауссовы переменные (например, аддитивный белый гауссов шум (AWGN)) во временной области, имеющие нулевое среднее и дисперсию σ для действительной и для мнимой составляющей, L - число, представляющее расширение задержки канала 115, и M - количество поднесущих, используемых передатчиком 105. CIR h(k) (0≤l≤L-1) могут быть независимыми комплексными случайными переменными для различных лучей, имеющими гауссово распределение, и представляющими канал с частотно-избирательным рэлеевским замиранием сигнала, где
d
s
d
s
Изменение канала 115 передачи по времени может быть охарактеризовано значением fT, где f - доплеровская частота, а T - длительность набора символов OFDM. Далее, энергетический спектр процесса рэлеевского замирания сигнала (например, расширение по времени сигнала (или дисперсия сигнала) и/или изменение по времени характеристик канала 115 передачи) может быть выражено как
где корреляция CIR ответвления (например, CIR одного луча многолучевого сигнала) в частотной области может быть определена как
0
где J(·) есть нулевой порядок функции Бесселя первого рода:
Передатчик 105 содержит блок 140 модуляции, последовательно-параллельный (S/P) преобразователь 150, процессоры 155 и 160 и параллельно-последовательный (P/S) преобразователь 165. Блок 140 модуляции сконфигурирован для приема сигнала 120 частотной области, включающего в себя информацию (например, информацию, представляющую видеоизображение), и для модулирования сигнала 120 с использованием одной (или более) из нескольких схем модуляции. Например, блок 140 модуляции может отображать сигнал 120 на констелляцию, используя схему модуляции, такую как квадратурная манипуляция сдвигом фазы (QPSK) или квадратурная амплитудная модуляция (например, 16-КАМ или 64-КАМ), хотя возможно применение и других схем модуляции. Для разных поднесущих могут применяться разные схемы модуляции (например, одна поднесущая может модулироваться как 16-КАМ, а другая как QPSK), или же для всех поднесущих может использоваться одна и та же схема модуляции. Блок 140 модуляции сконфигурирован для выдачи модулированного сигнала 145, который может включать в себя несколько переменных комплексных данных (например, X(0), …,X(M-1)), где M - число поднесущих (например, число выборок в одном OFDM-символе)). Блок 145 модуляции сконфигурирован для подачи модулированного сигнала 140 на S/P-преобразователь 150. S/P-преобразователь 150 сконфигурирован для преобразования сигнала 145 в параллельный информационный сигнал 152, который может подаваться параллельными потоками на процессор 155. Число параллельных потоков может зависеть от типа реализуемой системы цифрового видеовещания (DVB) (например, система 2K, 4K или 8K). Процессор 155 сконфигурирован для выполнения обратного дискретного преобразования Фурье (IFFT) для сигнала 152 для преобразования сигнала 145 в сигнал 157 временной области, включающий в себя выходные символы x(0),…,x(M-1). Процессор 160 сконфигурирован для прибавления циклического префикса в начало каждого выходного символа, генерируемого процессором 155, и получения сигнала 162. Циклический префикс кадра x может повторять часть кадра x-1 и может быть использован для уменьшения эффектов межсимвольных помех (ISI). P/S-преобразователь 165 сконфигурирован для преобразования сигнала 162 в последовательный передаваемый сигнал 125. Передатчик 105 сконфигурирован для широковещательной передачи сигнала 125 с помощью антенны (не показана на фиг.2). Хотя передатчик 105 описан здесь как включающий в себя множество процессоров и аппаратных компонентов, функциональные возможности, обеспечиваемые передатчиком 105, могут также быть скомбинированы, например, в одной микросхеме, содержащей множество программных модулей для выполнения соответствующих задач.
Фиг.3 показывает сигнал 125, включающий в себя OFDM-кадр 205, содержащий наборы 210 OFDM-символов. Каждый набор 210 OFDM-символов содержит множество символов 215, модулированных различающимися частотами поднесущих. Каждый набор 210 OFDM-символов содержит пилотные символы 220, символы 225 данных и TPS-символы 227 (сигналы параметров передачи), хотя возможны и другие конфигурации. Пилотные символы 220 включают в себя непрерывные (постоянные) пилотные символы 221, модулированные одной и той же частотой поднесущей в каждом наборе 210 OFDM-символов, и рассеянные пилотные символы 222, располагающиеся а разных позициях поднесущих в разных наборах 210 символов. Расстояние между каждым из рассеянных пилотных символов 222 равно 12 символьным позициям, так что каждая 12-я символьная позиция в наборе символов занята рассеянным пилотным символом. Появления рассеянных пилотных символов 222 и постоянных пилотных символов 221 могут совпадать (например пилотный символ 223). Хотя OFDM-кадр 205 изображен на фиг.3 как имеющий двенадцать наборов 210 OFDM-символов, возможны и другие количества наборов 210 символов. Более того, размещение пилотных символов 220, символов 225 данных и TPS-символов 227 может варьироваться в зависимости от компоновки, показанной на фиг.3.
1
n
Приемник 110 содержит S/P-преобразователь 170, процессоры 175, 180, 185, 190 и 191 и блок 200 демодуляции. Приемник 110 сконфигурирован для приема сигнала 130 и выдачи сигнала 135. Сигнал 130 содержит информацию временной области (например, символы y(0),…,y(M-1), где M - число поднесущих, использованных при передаче сигнала 130). S/P-преобразователь 170 сконфигурирован для приема сигнала 130 и его преобразования в параллельный сигнал 172. S/P-преобразователь 170 сконфигурирован таким образом, что каждый из параллельных путей 172-172 сигнала 172 содержит символы, переданные на различных частотах поднесущих. Число параллельных потоков в сигнале 172 равно количеству символов 215 в каждом наборе 210 OFDM-символов, хотя возможны и другие конфигурации. S/P-преобразователь 170 сконфигурирован для обеспечения сигнала 172 в процессор 175. Процессор 175 сконфигурирован для приема сигнала 172 и удаления циклического префикса, добавленного процессором 160. Процессор 175 сконфигурирован для обеспечения параллельного сигнала 177 временной области в процессор 180. Процессор 180 сконфигурирован для выполнения быстрого преобразования Фурье (FFT) для преобразования сигнала 177 временной области в сигнал 182 частотной области. Процессор 191 сконфигурирован для обеспечения символьной синхронизации, с помощью которой можно получить начальный символ набора OFDM-символов во временной области OFDM для использования в преобразовании Фурье.
Операция FFT, выполняемая процессором 180, может быть определена как
l
где Y(m) - сигнал 182, X(n) - сигнал 152, N(m) - аддитивный белый гауссов шум (AWGN), описанный в частотной области, и H(m-n) задается формулой
Уравнение (6) может быть переписано в векторной форме как
H
где элемент в m-й строке и n-ом столбце канальной матрицы  есть
Каждый из процессоров 185 и 190 сконфигурирован для приема сигнала 182, обеспечиваемого процессором 180. Процессор 185 сконфигурирован для использования информации, обеспечиваемой процессором 190 (например, окончательных оценок канала, как описано ниже), для оценки местоположения выборок в констелляции выбранного способа модуляции. Например, каждый из параллельных информационных субпотоков сигнала 182 содержит символы модуляции (например, 16-КАМ, 64-КАМ и/или QPSK), и процессор 185 может отображать символы модуляции на соответствующие точки констелляции, используя окончательные оценки канала, обеспеченные процессором 190. Хотя приемник 110 был описан как включающий в себя множество процессоров и других аппаратных частей, функциональные возможности, обеспечиваемые приемником 110, могут быть объединены, например, в одной микросхеме, имеющей множество программных модулей, обеспечивающих соответствующие функциональные возможности.
Для каждого набора 210 OFDM-символов, которые приемник 110 принимает от передатчика 105, посредством сигнала 130, процессор 190 сконфигурирован, чтобы
• вычислять заранее (или извлекать из памяти) IFFT для (k - (M-1)/2);
• вычислять коэффициенты MMSE фильтрации, используя начальные оценки корреляции канала, интерполяцию и подмножество пилотных символов, представленных в сигнале 182;
• выполнять оценку канала по MMSE, используя вычисленные коэффициенты MMSE фильтрации;
• оценивать сигнал 125, используя результат оценки канала по MMSE и однолучевой корректор (содержащийся в процессоре 190);
• вычислять изменение в частотной области канала 115 передачи;
• выполнять схему устранения ICI для повторной оценки переданного сигнала 125;
• выполнять корректировку по MMSE для версии сигнала 130, из которого вычтено оцененное ICI, используя вычисленные ранее коэффициенты MMSE;
• получать оценку передаточной функции канала 115 передачи, используя окончательные оценки сигнала 125 и сигнала 130;
• оценивать и обновлять корреляцию канала в частотной области;
• обновлять коэффициенты фильтрации по MMSE и
• обеспечивать процессору 185 окончательную оценку канала (например, передаточную функцию).
На фиг.2 и 3, процессор 190 сконфигурирован для использования априори известных пилотных символов в качестве известных опорных точек для оценки характеристик канала 115 передачи. Приемник 110 сконфигурирован так, чтобы ожидать пилотных символов на определенных частотах и/или в моменты времени в каждом OFDM-кадре 205. Процессор 190 сконфигурирован для поиска в сигнале 130 пилотных символов, на которые повлиял канал 115 передачи (например, в соответствии с передаточной функцией, заданной уравнением (1)). Процессор 190 сконфигурирован для вычисления оценок канала 115 передачи с использованием подмножества (например, четырех) принятых рассеянных пилотных символов 222, в каждом наборе 210 OFDM-символов, предпочтительно вокруг и ближайших к оцениваемому символу 215. Например, для выполнения оценки канала для символа 245 можно использовать пилотные символы 246, 247, 248 и 249. Оценки канала для символов 215, появляющихся вблизи самой нижней и самой верхней частоты поднесущих (например, символ 250 и символ 255, соответственно), могут вычисляться, используя меньше чем четыре пилотные символа. Например, для вычисления оценки канала для символа 253 могут использоваться пилотные символы 246 и 247 или пилотные символы 246, 247, 248 и 249. Хотя подмножество пилотных символов было описано как два и/или четыре рассеянных пилотных символа 222, возможны и другие количества символов. Используя подмножество рассеянных пилотных символов 222, компенсация по MMSE может быть применена в частотной области для обеспечения алгоритма оценки канала, который может использоваться для быстро меняющихся каналов передачи и/или длинных каналов передачи.
На фиг.4, процессор 190 содержит модули 300 и 305, шину 310 и память 315. Модули 300 и 305 могут быть, например, программными функциями, выполняемыми процессором, хотя возможны и другие конфигурации (например, в виде отдельных аппаратных частей). Процессор 190 сконфигурирован для приема копий каждого из символов 215 в каждом наборе 210 OFDM-символов, принятом приемником 110, и выдачи процессору 185 окончательных оценок канала. Память 315 сконфигурирована для хранения копий символов 215, принятых от процессора 180. Хотя процессор 190 показан как включающий в себя шину 310, другие топологии также возможны (например, двусторонние соединения). Процессор 191 сконфигурирован для вычисления требуемого окна преобразования Фурье, основываясь на выходе S/P-преобразователя 170. Например, процессор 191 сконфигурирован для использования свойства того, что циклический префикс набора OFDM-символов является повторением последних (хвостовых) элементов предыдущего набора OFDM-символов.
Модуль 300 сконфигурирован для выполнения первоначальной корреляции канала, используя пилотные символы 222 и интерполяцию. Корреляция - это вычисление того, насколько хорошо передаточная функция первой поднесущей может быть предсказана на основе измерений передаточной функции второй поднесущей. Высокое значение корреляции между двумя поднесущими указывает, что есть более высокая вероятность предсказания поведения (например, передаточной функции) первой поднесущей, основываясь на наблюдениях за второй поднесущей. Таким образом, большие значения корреляции могут указывать на то, что частоты поднесущих имеют весьма сходные друг с другом передаточные функции, тем самым, обеспечивая более высокий уровень предсказуемости между двумя поднесущими. Меньшее значение корреляции может указывать, что каналы независимы, таким образом, понижая уровень предсказуемости между двумя поднесущими. Модуль 300 сконфигурирован для вычисления начальной корреляции между двумя поднесущими, используя предполагаемую корреляцию, задаваемую формулой
где M - общее число поднесущих, L - число, представляющее расширение задержки канала 115, и l - индекс луча канала (в канале 115 передачи), представляющего ответвления канала во временной области. Предпочтительным образом уравнение (10) применяется, когда приемником 110 не было принято каких-либо предыдущих наборов 210 OFDM-символов (например, при запуске), хотя уравнение (10) может использоваться, и когда предыдущие наборы 210 OFDM-символов были приняты.
Модуль 300 сконфигурирован для определения расположения четырех ближайших пилотных сигналов 222 для каждого символа 215 в каждом наборе 210 OFDM-символов. Для того чтобы выбрать четыре пилотных сигнала, ближайших к интересующей поднесущей, модуль 300 сконфигурирован для выбора двух ближайших рассеянных пилотных символов 222, имеющих более высокие индексы поднесущих, чем интересующая поднесущая, и двух ближайших рассеянных пилотных символов 222, имеющих более низкие индексы поднесущих, чем интересующая поднесущая. Например, для вычисления оценки канала для символа 245 модуль 300 сконфигурирован для выбора пилотных символов 246 и 247 (двух ближайших пилотных символов 222, имеющих более низкие индексы, чем интересующая поднесущая), и выбора пилотных символов 248 и 249 (двух ближайших пилотных сигналов 222, имеющих более большие индексы, чем интересующая поднесущая).
Для «краевых» поднесущих (например, поднесущих, используемых для передачи символов 215 между пилотными символами 246 и 247) модуль 300 сконфигурирован для использования менее четырех пилотных сигналов в процессе оценки. Например, имеется только один пилотный символ 222, переданный на поднесущей с более низкой частотой, чем для символа 253 (например, пилотный символ 246). Аналогично, имеется только один пилотный символ 222, переданный на поднесущей с более высокой частотой, чем для символа 254, например пилотный символ 256 (полагается, что пилотный символ 256 рассматривается как «рассеянный» пилотный символ). Пилотные символы, используемые модулем 300 для вычисления оценок каналов для краевых поднесущих, могут быть симметричными или несимметричными. Например, для вычисления оценки канала для символа 253 могут быть использованы пилотные символы 246 и 247; пилотные символы 246 и 248; пилотные символы 247 и 248 или пилотные символы 248 и 249. Альтернативно, модуль 300 может быть сконфигурирован для нахождения расположения четырех (или более) пилотных символов, предназначенных для использования для оценки краевых поднесущих. Например, модуль 300 может быть сконфигурирован для выбора пилотных символов 246, 247, 248 и 249 для вычисления оценки канала для символа 253. Использование двух вместо четырех пилотных символов для оценки краевых поднесущих может снизить объем вычислений, используемых в процессе оценки.
Модуль 300 сконфигурирован для вычисления, по меньшей мере, двенадцати наборов коэффициентов фильтрации по MMSE для каждого из наборов 210 OFDM-символов, принятых приемником 110. Каждый набор коэффициентов фильтрации по MMSE соответствует одному из символов 215 между пилотными символами 247 и 248, и один набор коэффициентов фильтрации соответствует пилотному символу 248. Более того, каждый набор коэффициентов фильтрации по MMSE соответствует соответствующей позиции символа (относительно окружающих рассеянных пилотных символов 222). Например, первый набор коэффициентов MMSE соответствует символам 225 данных с индексами на единицу больше, чем индексы рассеянных пилотных символов 222 (например, первый набор коэффициентов MMSE соответствует символам 260, 270, 280, …); второй набор коэффициентов MMSE соответствует символам 225 данных с индексами на два больше чем индексы рассеянных пилотных символов 222 (например, второй набор коэффициентов MMSE соответствует символам 261, 271, 281, …); третий набор коэффициентов MMSE соответствует символам 225 данных с индексами на три больше, чем индексы рассеянных пилотных символов 222 (например, третий набор коэффициентов MMSE соответствует символам 262, 272, 282, …), и т.д. Один из наборов коэффициентов (например, двенадцатый набор) соответствует рассеянным пилотным символам 222. Модуль 300 сконфигурирован для вычисления двенадцати наборов коэффициентов фильтрации по MMSE по следующей формуле:
M
где (•) - модулярная операция, и
R
R
где  предпочтительно вычисляется каждый раз, когда набор 210 OFDM-символов принимается приемником 110. , однако, может вычисляться чаще, чем один раз на каждый принятый набор 210 OFDM-символов.
Модуль 300 сконфигурирован для вычисления дополнительных коэффициентов фильтрации по MMSE, соответствующих поднесущим вблизи наибольшей и наименьшей частот поднесущих, используемых для передачи сигнала 125. Количество дополнительных коэффициентов MMSE, вычисляемых модулем 300, зависит от шаблона пилотных символов 220. Наборы 210 OFDM-символов, показанные на фиг.3, имеют четыре различные конфигурации рассеянных пилотных символов 222. Например, конфигурация рассеянных пилотных символов 222 идентична в OFDM-кадрах 211 и 216, в OFDM-кадрах 212 и 217, в OFDM-кадрах 213 и 218 и в OFDM-кадрах 214 и 219. Количество дополнительных наборов MMSE-коэффициентов, вычисляемых процессором 190, может зависеть от количества символов 225 данных между поднесущей с самой низкой частотой и имеющим самую низкую частоту рассеянным пилотным символом 222 (или вторым от имеющего самую низкую частоту, рассеянным пилотным символом 222, когда имеющий самую низкую частоту непрерывный пилотный символ 221 совпадает с рассеянным пилотным символом 222, имеющим самую низкую частоту). Например, если пилотный символ 222 с самой низкой частотой передается на четвертой снизу поднесущей, то вычисляются четыре дополнительных набора MMSE-коэффициентов. Если пилотный символ 222 с самой низкой частотой передается на седьмой снизу поднесущей, то вычисляются семь дополнительных наборов MMSE-коэффициентов. Аналогично, количество вычисляемых процессором дополнительных наборов MMSE-коэффициентов зависит от количества символов 225 данных между поднесущей с самой высокой частотой и рассеянным пилотным символом 222, имеющим самую высокую частоту (или вторым по убыванию частот рассеянным пилотным символом 222, когда имеющий самую высокую частоту непрерывный пилотный символ 221 совпадает с рассеянным пилотным символом 222 самой высокой частоты). Уравнение 12 может варьироваться в зависимости от шаблона пилотных символов 220. Например, если для вычисления оценки канала для краевых поднесущих используются два пилотных символа 220, то уравнение 12 может быть переписано как
где S - расстояние между пилотными символами 220, использованными для вычисления оценки канала. Например, для OFDM-кадра 213 уравнение 12 может быть переписано как
для OFDM-кадра 214 уравнение 12 может быть переписано как
для OFDM-кадра 216 уравнение 12 может быть переписано как
для OFDM-кадра 217 уравнение 12 может быть переписано как
Хотя модуль 300 был описан как вычисляющий четыре, семь, десять или тринадцать дополнительных MMSE-коэффициентов, может вычисляться и другое количество дополнительных коэффициентов.
Модуль 300 сконфигурирован для вычисления оценки канала интересующей поднесущей с использованием указанных выше коэффициентов фильтрации, по формуле
p
где Ĥ(m) - оценки каналов поднесущих, использованных для передачи выбранного подмножества пилотных символов 220 (выбранных как указано выше):
p
и c(m) - соответствующие коэффициенты MMSE-фильтрации.
Модуль 300 сконфигурирован для оценки сигнала, передаваемого передатчиком 105 (например, сигнал 125), используя начальные значения оценок канала, полученные с использованием уравнения (13). Модуль 300 сконфигурирован для оценки сигнала, передаваемого передатчиком 105, используя оценки каналов всех поднесущих, использованных для передачи сигнала 125. Модуль 300 сконфигурирован для вычисления оценки сигнала 125, используя однолучевую коррекцию по формуле
где (m) - оцененная версия переданного сигнала (здесь, сигнала 125), Y(m) - преобразование Фурье сигнала 130, и Ĥ(m) - оценки канала, полученные из уравнения (13).
Модуль 300 сконфигурирован для подстановки вместо принятых пилотных символов действительно переданных пилотных символов 220 и для замены принятых TPS-символов 227 на оцененные TPS-символы. Замена принятых пилотных символов 220 на действительные пилотные символы и замена принятых TPS-символов 227 на оцененные TPS-символы может увеличить точность оценок канала, вычисляемых процессором 190. Например, на рассеянный пилотный символ 247 оказал влияние канал 115 передачи (как описано выше). Приемнику 110, однако, априори известно значение пилотного символа 247. Поэтому модуль 300 может подставить действительную версию пилотного символа 247 вместо принятой версии пилотного символа 247. Далее, модуль 300 сконфигурирован для замены принятых TPS-символов 227 на оцененные TPS-символы для установления дополнительных известных опорных точек. Для замены принятых TPS-символов 227 на оцененные TPS-символы модуль 300 сконфигурирован для оценки TPS-символов 227 путем взятия среднего всех TPS-символов в одном наборе 210 OFDM-символов по формуле
Повышение точности вычислений корреляции канала благодаря использованию подставленных пилотных символов 220 и усредненных TPS-символов 227 может увеличить точность процесса оценки канала. Таким образом, модуль 300 сконфигурирован для изменения начальных значений корреляции канала, вычисленных по уравнению (10). Модуль 300 сконфигурирован для изменения начальной корреляции канала путем вычисления другой итерации оценок канала по формуле
где (m) - теперь уже оцененная версия сигнала 125 с подставленными пилотными символами и подставленными TPS-символами. Модуль 300 сконфигурирован для вычисления оценки корреляции канала (таким образом, заменяя предположения, сделанные в уравнении (10)) по формуле
2
1
M
где K - количество случаев, которые удовлетворяют (k-k)=m. Модуль 300 корреляции канала сконфигурирован для хранения (m) в памяти 315. Для вычисления корреляции канала предпочтительно используются пилотные символы 220 и TPS-символы 227, так как оценки канала, полученные с использованием этих символов, являются более достоверными, чем при использовании символов данных. Зная априори пилотные символы 220, процессор 190 может более точно вычислить канальную корреляцию. Например, процессор 190 может вычислить по существу точную оценку канала (для конкретного момента времени и частоты, для каждого соответствующего пилотного символа 220) путем сравнения действительно переданного пилотного символа с принятой версией переданного пилотного символа. Используя по существу точную оценку канала для пилотных символов 220, процессор 190 может достигать более высокого правдоподобия в вычислении более точного значения корреляции канала. Другие каналы (например, не пилотные и не TPS-символы) могут выбираться в качестве опорных точек, используя, например, отношение сигнал-шум в качестве критерия выбора.
Модуль 300 корреляции канала сконфигурирован для получения оцененной средней корреляции канала 115 во временной области по формуле
где β - заданный определенный параметр (например, 1/16 или 1/8), используемый для замены части предыдущей оценки корреляции. Увеличение количества наборов 210 символов, используемых для вычисления средней корреляции канала, приводит к корреляции канала, которая является более гладкой и/или более близкой к действительной корреляции канала. Модуль 300 корреляции канала сконфигурирован для хранения (m) в памяти 305.
Для выполнения оценки канала для быстро изменяющегося канала передачи приемник 110 должен включать ICI в вычисления канальных оценок. Межканальные помехи могут возникать, когда канал 115 передачи не постоянен в пределах одного набора 210 OFDM-символов. ICI может быть учтен в MMSE-вычислениях путем записи уравнения (6) как
где
что является FFT усредненной CIR в пределах конкретного OFDM-символа, и
что является помехой, вызванной изменениями по времени канала 115 передачи.
Модуль 305 сконфигурирован для учета быстро изменяющихся каналов путем учета ICI, присутствующей в сигнале 130. Модуль 305 сконфигурирован для оценки и вычитания из оцененного сигнала (например,  ICI в частотной области, присутствующей в сигнале 130. Модуль 305 сконфигурирован в предположении, что изменение канала 115 передачи во временной области, между двумя из наборов 210 OFDM-символов, является линейным, хотя могут быть сделаны и другие предположения. Используя это предположение, модуль 305 сконфигурирован для вычисления разницы между оценками канала для принимаемого в данный момент набора 210 OFDM-символов и оценками канала предшествующего принятого набора 210 OFDM-символов, по формуле
Ĥ
Ĥ
Ĥ
Ĥ
C
P
C
Р
где  - оценки канала для текущего набора 210 OFDM-символов,  - оценки канала для предшествующего набора 210 OFDM-символов (например, извлеченного из памяти 315), и G -известная априори длительность защитного интервала.  и  могут быть вычислены, как описано в данном документе.
Для понимания соотношения между градиентом канала и элементом межканальной помехи ICI удобно преобразовать уравнение (6) в виде
где Ñ(m) включает в себя N(m) и остальные элементы для |q|>Q, где q - индекс поднесущей. Используя уравнение (23), модуль 305 сконфигурирован для представления импульсной характеристики канала 115 передачи, согласно формуле
где
l
и α - градиент изменения канала. Поэтому уравнение (22) может быть упрощено следующим образом:
где
(т.е. обратное быстрое преобразование Фурье IFFT для k-(M-1)/2), которое может быть вычислено заранее (например, сохранено в памяти при изготовлении приемника 110), и
slope
(т.е. Ĥ является оценкой градиента канала в частотной области). Модуль 305 сконфигурирован для оценки градиента импульсной характеристики канала (CIR) по формуле
Ĥ
slope
где  есть , выраженное в частотной области. Модуль 305 сконфигурирован для обеспечения вычисленной информации модулю 300.
Модуль 300 сконфигурирован для оценки переданного сигнала (например, сигнала 125) с использованием информации, обеспеченной модулем 305 (например, информации межканальных помех ICI). Модуль 300 сконфигурирован для оценки переданного сигнала (например, сигнала 125) вычитанием из принятого сигнала (например, сигнала 130) информации межканальной помехи (ICI), обеспеченной модулем 305, по формуле
где Q - небольшое целое число (например, 1 или 2, хотя возможны и другие целые числа).
Модуль 300 сконфигурирован для вычисления дальнейших итераций уравнения (30), что может повысить эффективность окончательных оценок канала. Модуль 300 сконфигурирован для выполнения оценки канала по MMSE в частотной области для сигнала, из которого вычтена ICI, по формуле
Если требуется, модули 300 и 305 могут выполнить дополнительные итерации удаления ICI и/или дополнительную MMSE-корректировку. Более того, корреляция канала, вычисленная модулем 300 по уравнению (9), может быть обновлена, используя уравнение (12). Модуль 300 сконфигурирован для использования уравнений (30) и (31) при вычислении окончательных оценок канала по формуле
Модуль 300 сконфигурирован для хранения значения Ĥ(m) в памяти 315. Память 315 может быть сконфигурирована, чтобы для каждой интересующей поднесущей обеспечивать процессору 185 окончательную канальную оценку, используя уравнение (32). Альтернативно, память 315 может быть сконфигурирована таким образом, что окончательные оценки канала, полученные по уравнению (32), сохраняются в памяти и извлекаются процессором 185, когда требуется. Процессор 185 сконфигурирован для вычисления окончательной оценки сигнала 130, используя информацию, обеспечиваемую процессором 190, путем отображения принятых единиц символов 215 на соответствующие точки констелляции (например, QPSK, 16-КАМ или 64-КАМ констелляции).
В процессе оценки канала может использоваться декодер Витерби, чтобы повысить точность вычисленных канальных оценок и уменьшить ICI между поднесущими. Например, модуль 300 сконфигурирован для анализа выхода уравнения 23 с помощью алгоритма Витерби. Модуль 300 сконфигурирован, кроме того, для кодирования битов, декодированных по алгоритму Витерби, согласно, например, стандарту, DVB-T/H, для получения оцененного переданного сигнала (например, сигнала 125), представленного точками констелляции. Модуль 300 сконфигурирован также для выполнения устранения межканальной помехи ICI с помощью оценок градиента канала, полученных путем анализа, например, аппаратных и/или программных решений с использованием алгоритма Витерби. При использовании декодера Витерби модуль 300 сконфигурирован для выполнения MMSE, используя сигналы с вычтенными межканальными помехами ICI для получения дополнительных канальных оценок. Этап MMSE с использованием сигналов с вычтенными из них межканальными помехами ICI может быть опущен для уменьшения сложности процесса оценки канала.
При выполнении, в соответствии с фиг.5 и со ссылками также на фиг.2-4, процесс 400 выполнения оценок канала при помощи системы 100 содержит показанные этапы. Процесс 400, однако, является лишь примерным и не ограничивающим. Процесс 400 может быть изменен, например, путем добавления, удаления или изменения порядка имеющихся этапов.
1
n
На этапе 405 приемник 110 принимает сигнал 125 (например, OFDM DVB-T/H сигнал, который был преобразован в сигнал 130), переданный передатчиком 105 по каналу 115 передачи. Для каждого набора 210 OFDM-символов, принятого приемником 110, последовательно-параллельный (S/P) преобразователь 170 преобразует этот набор 210 OFDM-символов в параллельный сигнал 172. Каждый поток (например, с 172 по 172) соответствует различным поднесущим, использованным для передачи сигнала 125 по каналу 115 передачи. Процессор 175 принимает сигнал 172 от S/P-преобразователя 170. Процессор 175 удаляет циклический префикс, добавленный процессором 160. Процессор 175 обеспечивает сигнал 177 в процессор 180. Процессор 180 выполняет быстрое преобразование Фурье (FFT) над сигналом 177, преобразуя его в сигнал 182 в частотной области. Процессор 182 обеспечивает каждый набор 210 OFDM-символов на процессоры 185 и 190.
R
R
На этапе 410 процессор 190 выполняет начальную оценку корреляции канала. Модуль 300 вычисляет , соответствующее принятому набору 210 OFDM-символов, и сохраняет  в памяти 315. Модуль 300 вычисляет, по меньшей мере, двенадцать наборов коэффициентов MMSE-фильтрации, используя уравнение (11), причем каждому из упомянутых наборов MMSE-коэффициентов соответствует определенная позиция символов 225 данных относительно окружающих пилотных символов 220. Модуль 300 сохраняет коэффициенты MMSE-фильтрации в памяти 315. Модуль 300 вычисляет дополнительные коэффициенты MMSE-фильтрации, соответствующие поднесущим вблизи наименьшей и наибольшей частот, используемых для передачи сигнала 125. Для кадра 205, в зависимости от конфигурации рассеянных пилотных символов 222 в наборе 210 символов, модуль 300 вычисляет четыре, семь, десять или тринадцать дополнительных коэффициентов, используя уравнение (11).
На этапе 415 модуль 300 определяет подмножество пилотных сигналов 220, предназначенное для использования для вычисления оценок канала. Для каждого из символов 225 данных и TPS-символов 227 модуль 300 определяет, присутствуют ли по меньшей мере два рассеянных пилотных символа 222 между поднесущей, использованной для передачи исследуемого символа 215, и поднесущими с наибольшей и с наименьшей частотами, использованных для передачи сигнала 125. Если имеется, по меньшей мере, два рассеянных пилотных символа 222 между поднесущей, использованной для передачи исследуемого символа 215, и поднесущими с наибольшей и с наименьшей частотой, тогда модуль 300 выбирает четыре пилотных символа 222 для использования в MMSE-коррекции. Например, модуль 300 выбирает два ближайших рассеянных пилотных символа 222, имеющих частоты поднесущих меньшие, чем у исследуемого символа 215, и два ближайших рассеянных пилотных символа 222, имеющих частоты поднесущих выше, чем у исследуемого символа 215. Например, при вычислении оценки канала для символа 245 модуль 300 выбирает пилотные символы 246, 247, 248 и 249. Если же для исследуемого символа 215 имеется менее двух рассеянных пилотных символов 222 между поднесущей, использованной для передачи исследуемого символа, и поднесущими с наибольшей и с наименьшей частотами, использованными для передачи сигнала 125, тогда модуль 300 выбирает два ближайших рассеянных пилотных символа 222 (имеющих меньшую или большую частоту поднесущих). Например, при определении, какое подмножество пилотных сигналов 222 использовать для вычисления оценки канала для символа 253, модуль выбирает пилотные символы 246 и 247. Модуль 300 выполняет MMSE-коррекцию на каждом из исследуемых символов 215, используя уравнение (13), для получения начальной оценки канала каждой из исследуемых поднесущих. Для оценки краевых поднесущих можно использовать больше двух или меньше двух пилотных символов 222.
На этапе 420 модуль 300 вычисляет оценку сигнала 125, используя уравнение (14) и начальные оценки канала, полученные на этапе 415. Модуль 300 заменяет оцененные пилотные символы на действительные пилотные символы. Модуль 300 дополнительно повышает точность оценки TPS-символов путем усреднения всех TPS-символов 227 в исследуемом наборе 210 OFDM-символов, используя уравнение (15). Модуль 300 вычисляет оценку канала 115 передачи, используя оценку сигнала 125 (с замененными пилотными и TPS-символами) и уравнение (16). Модуль 300 вычисляет обновленную корреляцию канала по уравнению (17), которая сохраняется в памяти 315. Затем модуль 300 вычисляет оцененную среднюю корреляцию по уравнению (18).
На этапе 425 модуль 305 оценивает межканальную помеху (ICI) в частотной области, присутствующую в сигнале 130, и вычитает ее из оцененного сигнала (например,  Модуль 305 предполагает, что изменения по времени между двумя наборами 210 OFDM-символов линейны, и вычисляет разницу между оценками канала принимаемого в данный момент набора 210 OFDM-символов и оценками канала предыдущего принятого набора 210 OFDM-символов. Модуль 305 вычисляет разницу между текущей и предыдущей оценкой канала по уравнению (22). Модуль 300 использует информацию о межканальной помехе (ICI), обеспеченную модулем 305 (например, либо непосредственно по шине 310, либо косвенно через память 315) для выполнения оценки канала по MMSE, используя оценочный сигнал с вычтенной из него ICI, по уравнению (31). Если требуется, с помощью модулей 300 и 305 можно выполнить дополнительные итерации устранения межканальной помехи (ICI) и/или дополнительную MMSE-корректировку.
На этапе 430 модуль 300 вычисляет окончательные оценки канала 115 передачи и обновляет корреляцию канала. Модуль 300 вычисляет окончательные оценки канала 115 передачи по уравнению (32).
На этапе 435 процессор 190 определяет, принят ли другой набор 210 OFDM-символов приемником 110. Если да, процесс 400 возвращается на этап 405. В противном случае процесс 400 завершается.
Другие варианты осуществления находятся в объеме и соответствуют сущности изобретения. Например, в силу природы программного обеспечения, описанные выше функции могут быть реализованы, используя программное обеспечения, аппаратное обеспечение, микропрограммное обеспечение, фиксированный монтаж или комбинацию любых из них. Признаки, реализующие функции, могут быть физически расположены в различных местоположениях, включая возможность быть распределенными таким образом, что части функций реализуются в разных физических местоположениях. Например, хотя на фиг.4 показано некоторое число модулей, каждый из которых был выше описан как выполняющий конкретные функции, функциональные возможности, обеспечиваемые каждым из этих модулей, могут быть скомбинированы в одном модуле и/или разделены в дополнительные модули. Приемник 110 может быть сконфигурирован для обработки множества оценок канала за по существу то же время, используя параллельную обработку. Хотя память 305 показана как компонент процессора 190, другие конфигурации также возможны (например, память 305 может быть расположена в процессоре 185 или расположена удаленно через сетевое соединение).
Процесс 400, изображенный на фиг.5, может быть модифицирован для накапливания канала передачи с изменяющимся по времени энергетическим профилем. Например, процесс 400 может включать в себя этапы, на которых корреляция основана на текущей оценке канала, и перед применением устранения межканальной помехи (ICI) выполняется дополнительное MMSE. Более того, MMSE, выполняемое на этапе 420, может быть выполнено на этапе 410, и оценка корреляции канала может быть перемещена из этапа 430 на этап 410.
Хотя изобретение было описано в контексте стандарта DVB-T/H, где расстояние между поднесущими, используемыми для передачи рассеянных пилотных символов 222, равно двенадцати, возможны и другие конфигурации. Например, изобретение может быть адаптировано к работе со стандартами передачи, в которых расстояние между поднесущими, используемыми для передачи рассеянных пилотных символов 222, равно трем.
Хотя процессор 190 был описан как использующий рассеянные пилотные символы 222, возможно использование и других пилотных символов. Например, процессор 190 может использовать непрерывные пилотные символы 221, даже когда выбранный один из непрерывных пилотных символов 221 не совпадает с рассеянным пилотным символом 222. Например, на фиг.3, символ 250 может быть использован для вычисления оценки канала для символа 251. Использование непрерывных пилотных символов 221, не совпадающих с рассеянными пилотными символами 222, может, однако, увеличить сложность вычислений, выполняемых процессором 190, например, добавить дополнительные элементы в уравнениях (11) и (12). Хотя конкретные значения и/или величины были описаны как вычисляемые по одному или нескольким уравнениям, возможны и другие конфигурации. Например, вместо того чтобы вычислять конкретное значение, его можно заранее подсчитать и затем извлекать из памяти 315.
Хотя изобретение было описано в контексте цифрового телевещания, изобретение также может быть использовано в других мобильных или беспроводных каналах, например для сотовой связи, спутниковой связи, спутникового радиовещания, наземного радиовещания, беспроводных сетей (например, WiFi) и т.д.
Далее, хотя вышеприведенное описание ссылается на одно изобретение, данное описание может включать в себя более чем одно изобретение.