Исследование методов подавления шума в интегральных широкополосных МШУ

Исследование методов подавления шума в интегральных широкополосных МШУ

Ключевые слова: интегральные схемы, малошумящий усилитель, радиочастотный тракт, подавление шума, широкополосные усилители.

В настоящее время широко распространенной архитектурой МШУ является схема с резистивной обратной связью между стоком и затвором транзистора. Такая архитектура обеспечивает полосу усиления более 10 ГГц, однако возникает проблема одновременного согласования входного импеданса и обеспечения малого коэффициента шума. Кроме того, входной импеданс такого усилителя обратно пропорционален крутизне входного транзистора, что накладывает ограничение на максимально допустимый коэффициент усиления. Достичь одновременно приемлемого коэффициента усиления и согласования входного импеданса позволяют архитектуры усилителей с множественными обратными связями, однако они имеют высокое значение коэффициент шума, не менее 5 дБ. В настоящей работе предложена архитектура усилителя, выполненного по технологии СМОБ 0,18 мкм, с обратными связями, состоящего из усиливающего и повторяющего каскада, дополненного схемой подавления шума канала входного транзистора. Такая архитектура обеспечивает согласование входного импеданса во всей полосе усиления и малый коэффициент шума, не превышающий 2 дБ. Потребляемая мощность усилителя составляет 15 мВт при напряжении питания 1,8 В.

Белоусов Е.О.,

студент кафедры ТКС,

Национальный исследовательский университет "МИЭГ, kinddm@gmail.com

Круглов Ю.В.,

к.т.н., доцент кафедры ТКС,

Национальный исследовательский университет "МИЭГ, tcs@miee.iv

Введение

В настоящее время существуют множество стандартов связи, применяющихся в различных отраслях и использующие разные полосы частот, как например передача цифрового видео на частотах 450-850 МГц, спутниковая связь на 950-2150 МГц, сотовая связь на 850-1900 МГц и т.д. Исходя из этого, формируется общая тенденция создания приёмо-передающего устройства на кристалле, способного работать с множеством стандартов и полос частот. Следовательно, необходимо создать входной радиотракт, удовлетворяющий требованиям сразу нескольким стандартов связи. Ключевой деталью такого радиотракта является малошумящий усилитель, который должен иметь одновременно большую полосу усиления, малый коэффициент шума, высокую линейность, малую занимаемую площадь, и, в то же время, его входной импеданс должен быть согласован с выходным импедансом предыдущей ступени. Эти требования несложно выполнить путём добавления в простейшие архитектуры МШУ индуктивностей [1], образующих резонансные контуры с паразитными ёмкостями, при помощи чего можно добиться расширения полосы усиления, подавления высокочастотного шума и согласования импеданса на входе. Однако, интегральные индуктивности занимают значительную площадь кристалла, а также имеют малюю добротность, что ограничивает их применение.

В статье исследуется возможность реализации интегрального МШУ без индуктивностей, отвечающим вышеперечисленным требованиям, с множественными обратными связями и схемой подавления шума канала.

Схема МШУ с множественными обратными связями

Схема усилителя с множественными обратными связями [2] изображена на рисунке 1. Данная схема состоит из двух усиливающих каскадов, представляющих собой усилители с пассивной нагрузкой, соединённых параллельно-последовательной (резисторы 1^, 1^) и

последовательно-параллельной (резисторы RF2, RS]) обратными связями. Величины резисторов в цепях обратных связей выбраны таким образом, чтобы активные элементы схемы (транзисторы M1 и M2) находились в рабочей области без необходимости отдельного формирования рабочих потенциалов. Применение обратных связей позволяет достичь согласования входного импеданса (как правило 50 Ом) и достаточной полосы усиления (>2 ГГц).

Выбор большого коэффициента обратной связи, образованной резисторами Rfi -RS2 приводит к уменьшению зависимости коэффициента шума от пассивных элементов схемы, как показано в (1), где NEF (noise excess factor) - параметр, зависящий от рабочего режима транзистора, RS — сопротивление источника сигнала, RF — сопротивление, образованное последовательным соединением Rfi и Rs2-

NF = 1 + + NEF -R^C\m2 +- NEF

RS NEF

Rf

gm

'' gs 1

RS  gml R

gm

Таким образом, при увеличении величины 1?Р коэффициент шума определяется только крутизной и рабочим режимом транзисто-

+

Рис. 2. Модифицированная схема МШУ с множественными обратными связями

ра М1, увеличивая крутизну этого транзистора можно добиться уменьшения коэффициента шума.

Недостатком такой архитектуры является малый коэффициент передачи второй ступени усилителя, который может быть значительно меньше единицы. Это происходит потому, что для формирования достаточно большого напряжения на затворе М1 (~600 мВ) необходимо соответствующее падение напряжения на резисторе 1^, которое возможно получить только при величинах сопротивления 1*52 не менее нескольких сотен Ом. Такое большое сопротивление в истоке транзистора М2 приводит к значительной деградации его эффективной крутизны, и следовательно малому коэффициенту усиления (<8 дБ) усилителя в целом.

Решением этой проблемы является применение модифицированной схемы усилителя с обратными связями, которая показана на рис. 2.

Основным отличием данной архитектуры от предыдущей схемы является применение истокового повторителя в качестве второго каскада усилителя. Транзистор МЬ находится в пологой области и предназначен для формирования рабочего потенциала на затворе М1. Следовательно, его сопротивление сток-истоквелико (>1000 Ом), что приводит к приближению к единице коэффициента передачи второй ступени усилителя. Таким образом, формирование рабочего напря-

жения на затворе М1 не влечёт за собой уменьшения коэффициента усиления усилителя в целом.

Коэффициент усиления схемы определяется КУ первой ступени усилителя, который при малом коэффициенте последовательно-последовательной обратной связи приблизительно равен:

^1 _ ёт\ П1 II ПаМ 1

Реальная часть входного импеданса МШУ является частотнозависимой вследствие влияния паразитной ёмкости затвора М1 во входном узле МШУ, однако это влияние проявляется на частотах больших, чем полоса усиления, поэтому для оценки входного импеданса можно использовать следующее выражение [3]:

П П ____1 + ёт1 П3 11 Л5___________

Л N -*3

ёт 2 Л3 11 Л5 '(ёт1 Л1 - 1) - 1

Схема подавление шума для МШУ с множественными обратными связями

Выражение для коэффициента шума модифицированного МШУ аналогично (1), из него следует, что основным способом уменьшения коэффициента шума является увеличение крутизны входного транзистора. Однако при увеличении крутизны М1 либо уменьшается полоса усиления, либо режимные потенциалы М2 смещаются в нерабочую область.

Другим способом уменьшения коэффициента шума является применения схемы подавления шума канала входного транзистора. Для обоснования принципов ее работы рассмотрим шумовую модель МДП транзистора на рис. 3.

Источником т ока I ^ моделируется шумовой ток, текущий через затвор со спектральной плотностью 1^ = 4 кт • МЕЕд/ . | | 2 [4],

а источником тока I 2, — шумовой ток канала транзистора со спектральной плотностью:

12, = 4кт. Д/^т-ЖЕ

Шум канала можно также выразить через приведённое ко входу шумовое напряжение со спектральной плотностью:

VI = 4кТ • Д/

МЕЕ

В архитектуре усилителей с обратными связями шумовой ток канала протекает по цепям обратной связи без изменения полярнос-

Рис. 5. Модифицированный усилитель с множественными ОС и компенсацией шума

ти, что даёт возможность осуществить компенсацию шумового тока, как показано на рис. 4 [5]. Так как шумовой ток транзистора М1 имеет практически одинаковую фазу в узлах В и А, то усилив сигнал в точке А пропорционально отношению величин сопротивлений резистора обратной связи и источника сигнала можно добиться подавления шумового тока. Наилучшее подавление шума достигается при величине коэффициента усиления а = 1 +

V

В качестве основного усиливающего каскада в данной архитектуре используется усилитель с шунтирующей ОС, образованный резисторами 1^р 1^ и транзистором М,. Недостатком такой схемы является сильная зависимость между качеством согласования импеданса на входе и коэффициентом шума.

Модифицированная схема МШУ с обратными связями и схемой подавления шума канала представлена на рис. 5. Данная схема использует принцип, изображенный на рис. 4, но вместо усилителя с шунтирующей ОС применен усилитель с множественными обратными связями, так как для него зависимость между качеством со-

гласования импеданса на входе и коэффициентом шума проявляется в меньшей степени. В качестве усилителя и сумматора используется каскад, состоящий из повторителя М3 и усиливающего транзистора М4. Поскольку шум канала транзистора М1 подавляется в значительной степени, то шум всего усилителя определяется транзистором М4. Таким образом, согласно (3), для уменьшения коэффициента шума транзистор М4 должен иметь крутизну в несколько раз большую, чем М1, что приводит к увеличению его геометрических размеров, а, следовательно, к увеличению входной емкости усилителя и к сильной зависимости импеданса от частоты на частотах менее 500 МГц, как показано на рис. 6. Это приводит к возможности согласования входного импеданса только в ограниченной полосе частот.

Результаты моделирования

На рис. 7 изображены АЧХ исследуемых усилителей. Модифицированный МШУ с обратными связями и схемой подавления шума канала имеет наибольший КУ за счет наличия дополнительно усиливающего каскада, но меньшую полосу усиления по сравнению с МШУ с простейшей ОС. КУ усиления предложенного МШУ составляет 17,3 дБ при полосе усиления 3,74 ГГц при условии согласования импеданса на входе во всей полосе усиления.

На рис. 8 изображены графики зависимости коэффициента шума от частоты. Коэффициент шума предложенного МШУ не превышает 2,2 дБ в полосе усиления и имеет минимальное значение 2 дБ.

Несмотря на достоинства предложенной схемы, возможны проблемы при её интегральной реализации, связанные с невозможностью обеспечения точных номиналов резисторов при производстве интегральных схем. Разброс номиналов сопротивлений может достигать 30% относительно первоначального значения, что может привести к значительному смещению рабочих потенциалов транзисторов усилителя и выхода их из рабочей области. Для исследования возможности интегральной реализации предложенного МШУ были проведены моделирования при увеличенных на 30% и уменьшенных на 30% величинах номиналов резисторов, а также при различных температурах, от -60 до 120оС и различных моделях МДП транзисторов, отличающихся подвижностью носителей в канале, паразитными ёмкостями, пороговыми напряжениями и тд (рис. 9). Результаты моделирования показывают, что транзисторы усилителя находятся в рабочей области при всех возможных изменениях номиналов резисторов в схеме при всех рассмотренных температурах, поскольку коэффициент передачи усилителя во всех случаях не опускается ниже единицы. Таким образом, доказано, что возможна интегральная реализация предложенной архитектуры.

20

І

8

-ю

-20

0.01

Модифицированный усилитель \\ ’• V

со множественными ОС и \ч

компенсацией шума \ \\ '• \\

V

Усилитель со • \

множественными ОС \

— Усилитель с простой ОС

0.1

I

Частота

10

Рис. 6. Графики входных сопротивлений усилителей с ОС

Рис. 7. АЧХ усилителей с ОС

Рис. 8. Графики коэффициента шума усилителей с ОС

Выводы

В данной статье была представлена архитектура МШУ с обратными связями и схемой подавления шума канала входного транзистора, которая позволяет достичь одновременно малого коэффициента шума и согласование импеданса на входе в полосе усиления. Был проведён анализ схемы при различных начальных условиях и рассогласованиях пассивных элементах, который показал, что данную архитектуру возможно реализовать в интегральном виде.

Литература

1. Thomas H. Lea The design of CMOS Radio-Frequency Integrated circus/Cambridge University Press, 610 c.

Рис. 9. АЧХ модифицированного МШУ с ОС и компенсацией шумов при изменении номиналов резисторов на 30%, различных температурах и моделях транзисторов

2. Tzung-Han Wu, Jin-Siang Syu, Chin-Chun Meng "Analysis and Design of the 0.13-um CMOS Shunt-Series Series-Shunt Dual-Feedback Amplifier," IEEE Transactions on Circuits and Systems I, Nov. 2009, pp. 2737-2383

3. Gray P.R, Hiust PJ, Lewis S.H., Meyer R.G. Analysis and Design of Analog Integrated Circuits//John Wiley & Sons, 875 с.

4. Jung-Suk Goo, Chang-Hoon Cho" "Physical Origin of the Excess Thermal Noise in Short Channel MOSFETs," IEEE Electron Devce Letters, Feb. 2001, pp. 101-103.

5. Bnjccoleri F., Mumper nk EA 'Wide-Band CMOS Low-Noise Amplifier Exploiting Thermal Noise Canceling," IEEE Transactions on Circuits and Systems I, Feb. 2004, pp. 275-282.

Survey on noice cancelation techinques in integrated wideband low-noise amplifiers

Belousov Egor, graduated student of TCS, The National Research University of Electronic Technology, kinddm@gmail.com, Kruglov Yuri, PhD, associate professor, The National Research University of Electronic Technology, tcs@miee.ru

Abstract

Traditional wideband LNA's consists of MOSFET's and resistor in negative shunt-shunt feedback. Such technique provides frequency band which exceeds 10 GHz, but there are unavoidable restrictions of minimum achievable noise figure and reflection coefficient due to their inverse relations. Moreover, input impedance of such amplifier is inversely related to transconductance of the input device therefore limiting achievable voltage gain. LNAs with multiple feedback loops are capable of achieving acceptable voltage gain and input impedance matching but they have relatively high noise figure, no less than 5 dB. In this work wide-band LNA implementation with multiple feedback loops and channel noise cancelling circuit is proposed. Design's parameters were calculated for 180-nm CMOS technology and were simulated for 180-nm CMOS. Such LNA provides input impedance matching in whole amplification band and noise figure below 2.2 dB. LNA drains 8.3 mA from a 1.8 V supply.

Keywords: integrated circuits, low-noise amplifiers, RF front-end, noise cancellation, wideband.

22

T-Comm, #10-2012