СПОСОБ ИМИТАЦИИ ДВУХЧАСТОТНЫХ РАДИОСИГНАЛОВ
METHOD TO IMITATE DOUBLE-FREQUENCY RADIO SIGNALS

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации.
Известен способ имитации радиосигналов, основанный на использовании пассивных (уголковых и линзовых отражателей) и активных средств формирования вторичного радиоизлучения (радиоретрансляторов) (В.О.Кобак. Радиолокационные отражатели. М.: Соврадио, 1975 [1]). Такие средства предназначены для индикации наличия сигнала, но не приспособлены для контроля качества работы следящих систем радиолокационных станций (РЛС).
Известен способ имитации радиосигналов, основанный на генерации и излучении серии ответных импульсов, перекрывающих заданный интервал дальности вслед за носителем (Теоретические основы радиолокации. Под ред. В.Е.Дулевича, с.444, М.: Соврадио, 1978 [2]). При вариации задержки между импульсами такой многократный ответный сигнал способен имитировать движущиеся ложные цели и может затруднить распознавание истинной цели в режиме обзора радиолокационной обстановки. Однако имитирующие сигналы этого типа не несут ложной угловой информации и поэтому не могут использоваться для контроля качества работы следящих систем угломерного координатора РЛС.
Наиболее близким к предлагаемому техническому решению является способ имитации, основанный на формировании и излучении двухчастотного радиосигнала (А.И.Леонов, К.И.Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984 [3]). Преимуществом такого способа имитации является возможность внесения ложной угловой информации при простейшем одноточечном излучении сигнала с борта носителя. Если разнос по частоте между составляющими сигнала равен первой промежуточной частоте приемника РЛС, то при определенных условиях пеленгационная характеристика угломерного координатора РЛС искажается, сопровождение цели нарушается, следящая система дрейфует вплоть до срыва слежения. Обозначим эти условия. Во-первых, наличие режима прямого детектирования во входных элементах приемника РЛС во-вторых, наличие квадратической вольтамперной характеристики детекторов в-третьих, отсутствие побочных сигналов, например, отраженного сигнала в-четвертых, отсутствие гетеродинирования какой-либо из составляющих двухчастотного сигнала. При выполнении этих условий пеленгационная характеристика (ПХ) приобретает четную зависимость от угла рассогласования, при этом исчезают устойчивые нули ПХ. Однако реализовать эти условия, заложенные в основу известного способа, не удается. В самом деле, как показали экспериментальные исследования, детекторная характеристика СВЧ диодов содержит как четные (включая квадратичный) члены, так и нечетные (включая линейный) члены. Присутствие нечетных составляюших в сигнале нарушает четный характер ПХ, приводит к появлению устойчивых нулей, которые захватываются следящей системой и сохраняют сопровождение. Примерно такое же воздействие оказывает и отраженный сигнал. В области малых и средних дальностей до носителя, где влияние отраженного сигнала на входе РЛС особенно велико, сохраняются в ПХ устойчивые нули. Кроме того, возможно и гетеродинирование, так как вторая гармоника одной из составляющих двухчастотного сигнала после преобразования частоты попадает в полосу приемника РЛС. Все указанные явления разрушают полезный эффект, что снижает имитационную способность известного способа.
Технический результат предлагаемого решения состоит в повышении имитационной способности двухчастотного радиосигнала, что выражается в увеличении вероятности срыва слежения угломерного координатора РЛС.
Этот результат достигается тем, что меняют задержку принятых радиоимпульсов в сторону увеличения ("увод вперед ") до значения, соответствующего выбранной ложной дальности, формируют из задержанных колебаний путем балансной модуляции первую и вторую компоненты двухчастотного сигнала, отстоящие по частоте от принятых колебаний на величину , меняют фазу обеих компонент с постоянной скоростью, превышающей полосу пропускания усилителя первой промежуточной частоты РЛС, генерируют колебание типа меандр с частотой, большей полосы следящего измерителя дальности РЛС, меняют фазу одной из сформированных компонент относительно другой скачком от нуля до 180 градусов с частотой образованного меандра, одновременно с формированием компонент двухчастотного сигнала модулируют задержку на ложной дальности, например, по гармоническому закону, а разность фаз промодулированной задержки при переходе от четных к нечетным полупериодам меандра и обратно поддерживают постоянной.
При этом запоминают частоту принятых от РЛС радиоимпульсов путем их рециркуляции на заданное число оборотов, образуют запомненные пачки сигналов, детектируют принятые радиоимпульсы, задерживают продетектированные импульсы, меняют время задержки в соответствии с требуемым законом, а задержанными видеоимпульсами стробируют запомненные пачки радиосигналов.
Кроме того, фильтруют и детектируют принятый контрольный сигнал, выделяют из продетектированного напряжения опорный сигнал с частотой , генерируют непрерывное колебание, синхронизуют полученное колебание по частоте выделенным опорным сигналом, сдвигают по фазе, используют при балансной модуляции сдвинутые по фазе синхронизированные колебания в качестве модулирующих напряжений.
Для понимания существа поставленной задачи рассмотрим два идеализированных случая. Пусть на вход РЛС поступает лишь один полезный сигнал от цели, причем мощность этого сигнала существенно превышает внутренний шум приемника РЛС. В этом случае зависимость выходного напряжения угломерного координатора от угла рассогласования при размыкании обратной связи (то есть пеленгационная характеристика) имеет вблизи нуля нечетный характер. При включении следящей системы равносигнальное направление строго соответствует устойчивому нулю ПХ. Рассмотрим второй случай. Отключим СВЧ гетеродин, и будем излучать с той же цели в диапазоне РЛС два примерно равных импульсных радиосигнала, разнесенных на первую промежуточную частоту. Как в разностном, так и в суммарном каналах моноимпульсной РЛС входные смесители в этом случае будут работать в режиме прямого детектирования поступающих радиоимпульсов. Результат детектирования биений в полосе приемника зависит от мощности входных сигналов и вида вольтамперной характеристики (ВАX) СВЧ диодов, входящих в смесители. Если мощность мала, а ВАХ может уверенно апроксимироваться квадратичной функцией, ПХ близка к четной зависимости, и наоборот, когда мощность сигнала велика и достаточна для линейного детектирования, в ПХ преобладают нечетные составляющие с сохранением устойчивых нулей. Экспериментальные данные, приведенные на заре радиолокации, свидетельствуют [4], что ВАХ диодов может апроксимироваться в области положительных напряжений кривой, близкой к экспоненте, то есть содержать как нечетные, так и четные члены ряда. Отсюда следует, что при действии двухчастотного сигнала ПХ имеет в общем случае сложную форму с устойчивыми и неустойчивыми нулями.
Для приближения ПХ к форме, описываемой униполярной четной функцией, предлагается следующее: во-первых, сформировать такой сигнал, нечетные степени которого не смогли бы попасть в полосу пропускания приемника РЛС по промежуточной частоте. С другой стороны, этот же сигнал должен обеспечивать свободное прохождение через приемник РЛС четных степеней указанного сигнала, во-вторых, фазу формируемого сигнала периодически с определенной частотой менять на 180 градусов, в-третьих, задержку радиоимпульсов модулировать по закону медленно меняющейся функции, имитирующей допустимый маневр цели, например, по гармоническому закону, в-четвертых, обеспечить превалирование мощности сформированного и излучаемого сигнала над мощностью отраженного сигнала.
пр
пр
пр
пр
пр
пр
пр
пр
пр
Напряжение на выходе СВЧ детектора, как известно [4], определяется огибающей подаваемого сигнала. Огибающая двухчастотного сигнала зависит от характера биений этих частот, то есть от соотношения амплитуд порождающих колебаний, разностной частоты (ω) и взаимной фазировки этих колебаний. Полагая два первых параметра неизменными, будем достаточно быстро менять фазу биений от нуля до 180 градусов. Если усреднить этот процесс, придем к взаимной компенсации его составляющих. Иное положение складывается, когда задержка импульсов модулируется по медленно меняющемуся гармоническому закону, а одновременно со скачком фазы биений происходит скачок фазы низкочастотной гармоники на небольшую величину θ. Возникает "расщепление" исходной огибающей на две составляющие: при фазе биений нуль и при фазе, равной 180 градусов. Обе составляющие имеют одинаковую частоту биений, но противоположные знаки у переменных частей. Кроме того, у второй составляющей появляется дополнительный сдвиг по фазе, равный θ. В результате на входе приемника РЛС происходит компенсация нечетных частот ω·3ω·5ω и т.д., но сохраняются частоты 2ω·4ω·6ω и т.д., которые, однако, в полосу приемника не попадают, так как последний настроен на частоту ω. В отличие от этого, у квадрата огибающей (а также у четных ее степеней) сохраняются члены с частотой ω, которые проходят на выход приемника РЛС. При этом устойчивые нули исчезают, появляется полуустойчивый нуль, крутизна характеристики в котором падает до минимума, возникает дрейф следящей системы с последующим срывом слежения. Для восстановления слежения необходимо отключить указанную обработку сигнала, а затем после захвата срыв слежения по условиям испытаний может повториться.
Двухчастотный сигнал формируется путем двухполосной балансной модуляции импульсных радиоколебаний. Полученные в результате модуляции компоненты сигнала смещены по частоте относительно частоты входных колебаний на величину . Для обеспечения режима прямого детектирования двухчастотного сигнала в приемнике РЛС необходимо устранить опасность гетеродинного преобразования одной из компонент этого сигнала, что могло бы привести к дополнительному самоподсвету цели. Такая опасность реально существует, ибо вторая гармоника разностного сигнала при преобразовании частоты оказывается в полосе пропускания приемника РЛС. По этой причине предусматривается сдвиг частоты обеих компонент сигнала на величину, превышающую полосу пропускания приемника, но с сохранением разноса частот между компонентами. Делается это путем фазовой модуляции обеих компонент с постояннной скоростью δ изменения фазы.
Минимальная величина δ должна превосходить полосу пропускания усилителя РЛС по первой промежуточной частоте Δω. При этом по крайней мере первая и вторая гармоники разностной частоты при гетеродинировании образуемого сигнала не попадают в створ приемника РЛС. Однако с помощью простейших выкладок можно показать, что имеются зоны допустимых значений δ, и эти зоны определяются следующим неравенством
При малых значениях δ (но превышающих Δω) удобно использовать пилообразную фазовую модуляцию с частотой пил δ (при размахе модуляционной характеристики 2π) или с частотой δ/2 (при размахе 4π) и.т.д. В случае повышенных (но допустимых) значений δ применяется двухканальная, но однополосная балансная модуляция.
Для нейтрализации действия отраженного сигнала необходимо обеспечить условия его вывода из строба дальности селектора РЛС и замещения формируемым сигналом большей мощности. Для этого предусматривается плавное или плавно-ступенчатое (при цифровом исполнении) изменение задержки формируемых импульсов, например, по параболическому закону ("увод вперед") от минимального значения (определяемого остаточным запаздыванием при ретрансляции - до одной десятой мксек) до максимума, зависящего от выбранной ложной дальности (например, 1 км). Если испытанию подвергается лишь следящая система углового координатора, средства защиты от увода по дальности (при их наличии) отключаются, а ускорение строба дальности в процессе увода не превышает величины, допустимой при маневре цели. В случае комплексных испытаний по углу и дальности наряду с уводом может включаться шумовое прикрытие отраженного сигнала, препятствующее нормальному функционированию средств защиты дальномера.
Ложная дальность, на которую перенацеливается селектор и следящий измеритель дальности, превышает интервал, охватываемый стробом, но находится в пределах зоны возможного маневра цели. При этом задержка импульсов модулируется по закону медленно меняющейся функции. При выборе гармонической функции важное значение приобретает ее фазировка. Так как фаза модулирующей функции меняется каждые полпериода меандра на постоянную величину θ, а частота меандра превышает полосу следящей системы по дальности, эта система оказывается под воздействием двух сдвинутых импульсных последовательностей, разность задержки которых может быть описана как разность гармонических функций, смещенных по фазе. Теория при этом говорит, что разность двух гармоник одной и той же частоты с одинаковыми амплитудами и сдвинутыми на небольшой угол θ, представляет собой колебание той же частоты, ортогональное исходным колебаниям. Именно такого вида разностная импульсная последовательность после отработки и сглаживания поступает на входы азимутального и угломестного каналов РЛС.
Для формирования задержанных радиоимпульсов, сдвинутых по времени сначала по закону увода, а затем в окрестности выбранной задержки (ложной дальности) по закону гармонической функции, используется рециркуляция принятых от РЛС радиоимпульсов. Число оборотов радиоимпульсов в кольце рециркуляции или (что эквивалентно) время запоминания несущей частоты определяется шириной (длительностью) видеоимпульсов, замыкающих кольцо циркуляции. В свою очередь, длительность этих импульсов прямо зависит от выбранного интервала ложных дальностей. Чтобы получить из запомненной пачки радиоколебаний узкие, задержанные по заданному закону радиоимульсы, следует создать на видеочастоте последовательность импульсов, сдвинутых по времени по тому же закону и стробирующих запомненные радиоколебания в тракте СВЧ.
Информация о промежуточной частоте приемника РЛС может закладываться заранее, при подготовке носителя. Однако, более целесообразно направлять ее по радиоканалу вместе с контрольным сигналом в специально выделенном поддиапазоне частот. Вообще контрольный сигнал используется для проверки работоспособности бортовой аппаратуры, но в данном случае он может дополнительно модулироваться сигналом частоты . На борту носителя контрольный сигнал фильтруется в заданном поддиапазоне, детектируется, а затем выделенным в результате детектирования колебанием частоты  синхронизируется опорное напряжение, которое в соответствующей фазе подается для балансной модуляции формируемого сигнала.
Рассмотрим вопрос с математической точки зрения. Пусть радиоимпульс с частотой заполнения ω описывается функцией
m
0
0
u
u(t)=Vcos(ωt-φ); t≤t≤t+t,
u
3
где t - длительность импульса. Тот же импульс, задержка которого меняется по закону τ(t), имеет вид
m
3
u(t)=Vcos{ω(t-τ(t))-φ}
После двухполосной балансной модуляции и сдвига по частоте на величину δ получим двухчастотный сигнал
пр
Обе компоненты сигнала отстоят друг от друга по частоте на величину ω⊰⊰ω, вследствие чего двухчастотный сигнал может быть представлен в виде
1
m
3
u(t)=E(t)cos{(ω+δ)[t-τ(t)]-ψ(t)},
где
1
2
Δφ=φ-φ
m
Для огибающей E(t) удобнее пользоваться другим выражением
где
m1
m2
При V≠V коэффициент β<1.
Рассмотрим, как влияет фазовая меандровая модуляция на огибающую двучастотного сигнала. Полагая амплитудные соотношения неизменными (β=const) и учитывая, что одновременно со скачком фазы несущей на 180° происходит сдвиг модулирующей функции задержки на угол θ, получим выражение для огибающей в виде суммы двух составляющих
Вводя обобщенную фазу
пр
3
γ(t)=ω[t-τ(t)]-Δφ,
найдем
.
Мы привели сформированный двухчастотный сигнал к моночастотному виду, но с переменными огибающей и фазой
1
m1
1
u(t)=E(t)cos[(ω+δ)t+ψ(t)],
1
где ψ(t) - переменная фаза.
Рассмотрим теперь, как этот сигнал проходит через входные узлы приемника РЛС. На выходе антенн разностного и суммарного каналов РЛС имеем
Δ
m1
Δ
2
m1
Δ
u(t)=E(t)F(ν)cos[(ω+δ)t+ψ(t)]=E(t)F(ν)cosΦ(t)
Σ
m1
Σ
2
m1
Σ
u(t)=E(t)F(ν)cos[(ω+δ)t+ψ(t)]=E(t)F(ν)cosΦ(t)
Δ
Σ
2
1
где F, F - диаграммы направленности антенн, ν - угол рассогласования, ψ(t) отличается от фазы ψ(t) набегом фазы волны в пространстве. Далее полученные колебания подаются на входные смесители в режиме прямого детектирования. Вольтамперную характеристику СВЧ диодов будем аппроксимировать экспонентой [4]. При этом ограничимся тремя членами ряда, что позволяет исследовать действие как четных, так и нечетных составляющих выходного тока детекторов
Из классической радиотехники известно, что при воздействии гармонического колебания на нелинейность общего вида возникает реакция как на основной частоте, так и на частотах высших гармоник. Но амплитудный детектор - особая разновидность нелинейности, ибо в идеальном случае откликается лишь на огибающую подаваемого напряжения (но не фазу), хотя и на всех указанных частотах. Поэтому ток в цепи амплитудного детектора раскладывается в ряд Фурье следующего вида
Δ
Δ
0
m
Δ
1
m
Δ
2
m
Δ
i(x)=f(x)=f(EF)+f(EF)cosΦ(t)+f(EF)cos2Φ(t)+…
Σ
Σ
0
m
Σ
1
m
Σ
2
m
Σ
i(x)=f(x)=f(EF)+f(EF)cosΦ(t)+f(EF)cos2Φ(t)+…
Коэффициенты ряда вычисляются с помощью соотношений
2
где cosnΦ=cosn[(ω+δ)t+ψ(t)], n=1, 2…
f(x) - детекторная функция (вольтамперная характеристика).
2
0
Но высокочастотные составляющие (на частотах ω+δ, (ω+δ)…) не попадают в полосу приемника РЛС и фильтруются, поэтому нас интересует низкочастотный член ряда f.
Полагая , k=1, 2, 3, имеем ; ;  и т.д. (при вычислениях имеем в виду, что cosx=0, π/2≤x≤π).
m
m
m
m
mo
0
0
Начнем со случая линейного детектирования (k=1), при котором огибающая EF входит линейно. Но функция E(t) состоит из суммы двух радикалов, что затрудняет определение ее спектрального состава. Поступим следующим образом. Ввиду того, что E(t) зависит от малого параметра θ, разложим функцию I(t,θ)=E(t,θ)/E в ряд Тейлора по степеням θ. Фиксируя t=t и полагая θ⊰⊰t, найдем
m
Учитывая известные соотношения для дробных степеней двучленов (1±x), |х|<1, имеем
0
пр
пр
Как видим, вследствие компенсации нечетных степеней в I(t) кроме постоянных членов входят члены с удвоенной, учетверенной и т.д. частотами (т.е члены с частотами 2ω, 4ω и т.д.), которые в полосу УПЧ не попадают.
0
Вычисляя производную I'(t), убеждаемся в том, что члены с нечетными степенями β взаимно компенсируются и остаются лишь члены с четными степенями β.
0
m
Удвоенные, учетверенные и т.д. частоты, входящие в I'(t), в полосу приемника также не проходят. Можно показать, что аналогичное положение имеет место и с производными более высоких порядков. Таким образом, все составляющие функции E(t,θ) при линейном детектировании в тракт приемника РЛС по промежуточной частоте не попадают.
Обратимся теперь к квадратичному детектированию огибающей (k=2). Квадрат функции I(t,θ) имеет вид
2
Пренебрегая слагаемыми, которые не проходят в приемный тракт РЛС, получим: I(t,θ)≈2β[cosγ(t)-cosγ(t-θ)].
чет
Следовательно, за счет квадратичного детектирования в приемный тракт РЛС поступает сигнал в виде разности функций, сдвинутых во времени, что полностью соответствует описанной физике процессов. Естественно, что свой вклад в результирующий сигнал, хотя и сильно уменьшенный, внесут составляющие при более высоких, но четных степенях детекторной характеристики (k=4, 6…). Обозначим суммарно эти четные остаточные члены b.
Напряжение на входах фазовых детекторов угломерных каналов РЛС запишем в виде
n
0
Полагая γ(t)=ωt+γ(t), ; , найдем приближенное выражение для ПХ.
где  m=1, 2…
- четный остаточный член.
Таким образом ПХ имеет четный характер и не содержит устойчивых нулей.
На фиг.1 приведена блок-схема реализации предлагаемого способа, на фиг.2 - схема блока формирования стробирующих импульсов, на фиг.3 - схема блока воспроизведения несущей частоты, на фиг.4 - эпюры импульсов задержки, на фиг.5 - спектральные характеристики сигналов (а) спектр принятого сигнала, б) спектр двухчастотного сигнала, в) основная и комбинационные полосы УПЧ, г) допустимые значения, δ д) е) варианты сдвигов частоты), на фиг.6 - эпюры гармонических сигналов с учетом меандровых колебаний, на фиг 7 - эпюры модулирующих напряжений блоков 9 и 10.
Приемная антенна 1 соединена через разветвитель 2 с блоком воспроизведения несущей частоты 3, первым детектором 4 и вторым детектором 5. Выход блока 3 через СВЧ коммутатор 6 подключен к балансному модулятору 7, а детектор 4 - к блоку формирования стробирующих импульсов 8. Выходы балансного модулятора 7 через фазовые модуляторы 9 и 10, светвитель 11 и оконечный усилитель 12 соединены с передающей антенной 13. Выход детектора 5 через фильтр-усилитель 14, блок фазовой автоподстройки частоты 15 и расщепитель фазы 16 подключен к модулирующим входам балансного модулятора 7. Генератор частоты сдвига 17 и генератор колебаний типа меандр 18 через подмодулятор 19 соединены с модулирующими входами модуляторов 9 и 10.
Таймер 20 через блок управления 21 соединен с генератором уводящей функции 22 и генератором ложной дальности 23, а через них - с формирователем импульсов задержки 24 и выходным каскадом 25. Продетектированные импульсы с выхода детектора 4 поступают на входы блоков 21 и 24, а также на вход формирователя импульсов запоминания 26.
Первый направленный ответвитель 27 через СВЧ усилитель 28 соединен со вторым направленным ответвителем 29, который первым выходом подключен к СВЧ коммутатору 30 и линии задержки 31, а второй выход ответвителя 29 является выходом блока 3.
Принимаемый антенной 1 импульсный радиосигнал поступает на разветвитель 2, расфильтровывающий и разделяющий входной сигнал на три выхода. Фильтрация осуществляется в полосе рабочих частот (первый и второй выходы) и в полосе контрольных частот (третий выход). Радиосигнал с первого выхода подается на блок воспроизведения несущей частоты 3, который представляет собой устройство с запаздывающей обратной связью. Рециркуляция принимаемых радиоимпульсов производится в кольце обратной связи с помощью линии задержки 31 и СВЧ усилителя 28, охватывающих по диапазону всю полосу рабочих частот. Дополнительно кроме направленных ответвителей 27 и 29 в кольцо включен СВЧ коммутатор 30, определяющий число циркуляции импульсов или, что эквивалентно, интервал запоминания несущей частоты. Для этого на модулирующий вход коммутатора 30 подается импульс соответствующей длительности с формирователя 26. Время задержки в линии 31 целесообразно выбрать примерно равным длительности входных радиоимпульсов, но если последняя неизвестна или меняется, ширина циркулирующих импульсов нормируется путем подачи на управляющий вход усилителя 28 формирующих сигналов (на схеме управляющий сигнал не показан). Запомненный сигнал подается к закрытому в исходном состоянии СВЧ коммутатору 6, который размыкается задержанным видеоимпульсом, сформированным на выходе блока 8. Для получения последовательности таких стробирующих импульсов используется снятый со второго выхода разветвителя 2 радиосигнал, продетектированный импульсным детектором 4.
В качестве линии задержки в кольце рециркулятора могут быть использованы линии различных типов: все они имеют свои преимущества и недостатки, что требует компромиссного подхода. Так, волноводные линии имеют относительно малые погонные потери, но громоздки в конструкции. Твердотельные линии на базе кристаллов граната иттрия малогабаритны, но имеют большие потери, ультразвуковые линии за счет двойного преобразования частоты требуют серьезного усложнения схемы при работе в широком диапазоне несущих частот. Все перечисленные типы линий получили широкое практическое применение.
1
2
1
2
1
2
1
2
Основой функционирования блока формирования стробимпульсов 8 является выработка следующих друг за другом временных интервалов t и t, в течение которых производится увод по дальности (t) и модуляция задержки по закону ложной дальности (t). Задающим время источником служит таймер 20 с генератором тактовых импульсов. По задаваемым на таймер кодам и внешней команде начала работы в таймере наряду с тактовыми импульсами и импульсами синхронизации процессов формируются импульсы начала и конца интервалов t и t, которые (импульсы) поступают в блок управления 21. В этом блоке из полученных импульсов вырабатываются интервальные напряжения, обеспечивающие создание управляющих сигналов сначала в генераторе 22, а затем - в генераторе 23. Начало и конец импульсов, интервальных напряжений совпадает по времени с ближайшими принятыми от РЛС импульсами, причем конец интервала t совпадает с началом интервала t. Генераторы 22 и 23, а также формирователь 24 могут строиться как по аналоговой, так и цифровой схемам.
В первом случае для формирования параболического закона увода (блок 22) можно использовать электронный интегратор на операционных усилителях [5], а для создания низкочастотной гармонической функции (блок 23) - синхронизируемый RC генератор. В блоке 24 при небольших перекрытиях могут применяться ждущие мультивибраторы с электронной перестройкой длительности импульсов [5]. В таких схемах запуск производится принимаемыми от РЛС продетектированными импульсами, а регулировка длительности импульсов - с помощью напряжения, подаваемого на транзистор управления [5].
Для случая цифрового исполнения в блоках 22 и 23 производится преобразование напряжения в виде уводящей и гармонической функций в параллельный код. Для этого обычно выполняются операции деления тактовой частоты, запуск поделенными импульсами схемы линейно-нарастающего напряжения, сравнения с напряжением заданной функции, сброс «пилы» в момент равенства и кодирование соответствующего временного подинтервала [5].
Полученный код в данном подинтервале записывается в компараторе (блок 24). С приходом очередного импульса от РЛС (выход детектора 4) и при подаче тактового сигнала срабатывает входной триггер блока 24, который (триггер) запускает счетчик. Код на выходе счетчика сравнивается в компараторе с записанным кодом, и при равенстве кодов счетчик сбрасывается. В последующих подинтервалах код меняется в соответствии с изменениями функций в блоках 22 и 23. Далее коды дешифруются и преобразуются в задержанные импульсы.
пр
пр
Балансный модулятор 7 работает в режиме двухполосной модуляции, когда боковые отстоят от несущей на величину, равную . Модулятор состоит из двух симметричных плечей, причем СВЧ колебания поступают на них в фазе, а модулирующие напряжения - со сдвигом фаз 90°. Промодулированные колебания с помощью направленных ответвителей передаются на два выхода, при этом на один из выходов непосредственно, а на другой - со сдвигом 90°, вследствие чего удается отделить боковые друг от друга на выходах модулятора. Балансные модуляторы этого типа описаны в литературе и строятся в последние годы на базе применения гибридных кольцевых мостов с диодами в печатном исполнении [6]. В таких модуляторах обеспечивается подавление несущей в октавной полосе частот более 25 дб. Данные о промежуточной частоте передаются из РЛС на носитель путем модуляции контрольного сигнала напряжением частоты ω/2. Сам сигнал поступает по радиолинии в поддиапазоне контрольных частот и выделяется фильтром разветвителя 2 на третьем его выходе. После детектирования и усиления колебание частоты ω/2 подается на сигнальный вход системы фазовой автоподстройки частоты 15, где производится синхронизация перестраиваемого гетеродина под эту частоту. Из разделенных по фазе на 90° полученных составляющих формируется модулирующий сигнал, поступающий с блока 16 в блок 7.
Итак, компоненты двухчастотного сигнала, снятые с выходов блока 7, должны быть сдвинуты по частоте на одну и ту же величину δ и подвергнуты модуляции по фазе от нуля до 180°. Производятся обе операции в фазовых модуляторах 9 и 10. Для этого используется генератор пилообразного напряжения частоты δ 17 и генератор меандрового колебания 18. Пилообразные колебания усиливаются и нормируются в подмодуляторе 19 до напряжения, соответствующего размаху фазы 2π, а меандровые колебания - до напряжения, соответствующего фазам 0,π. Пилообразные колебания накладываются на меандр и подаются далее на модулирующий вход, например, блока 9, при этом на модулирующий вход блока 10 подаются только пилообразные колебания.
Источники информации
1. В.О.Кобак. Радиолокационные отражатели. М.: Соврадио, 1975.
2. Теоретические основы радиолокации. Под ред В.Е.Дулевича. М.: Соврадио, 1978.
3. А.И.Леонов, К.И.Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984.
4. В.И.Бунимович. Флюктуационные процессы в радиоприемных устройствах. М.: Соврадио, 1951.
5. Ю.Н.Ерофеев. Импульсная техника. М.: Высшая школа, 1984.
6. Е.М.Воробьевский и др. Широкополосные балансные модуляторы СВЧ. Электронная техника, серия 1, вып.9, 1984.