ФОРМИРОВАТЕЛЬ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ С МИНИМАЛЬНЫМ ЧАСТОТНЫМ СДВИГОМ

Полезная модель (ПМ) относится к области передачи цифровых сигналов.
Известны формирователи цифровых сигналов с минимальным частотным сдвигом и предварительной гауссовской фильтрацией (ГМЧС), которые используются в системах подвижной радиосвязи (GSM) и описаны в литературе, например в:
1. Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи. - М.: Эко-трендз, 1998. - С.115-118.
2. Маковеева М.М., Шинаков Ю.С. Системы связи с подвижными объектами. - М.: Радио и связь, 2002. - С.114-116.
3. Волков А.А. Радиопередающие устройства. - М.: Маршрут, 2002. - С.283 - 284.
По технической сущности наиболее близким к ПМ является формирователь, описанный в первом источнике, который по этой причине и принимается за ее прототип. В остальных источниках описаны аналоги ПМ.
Прототип состоит из аналого-цифрового преобразователя (АЦП) речи, гауссовского фильтра, интегратора сигнала по времени, двух блоков формирования косинуса и синуса по их входным сигналам, двух перемножителей сигналов, генератора колебания несущей частоты, фазовращателя на 90 градусов, сумматора, причем, АЦП подключен к одному входу сумматора через последовательно соединенные гауссовский фильтр, интегратор, блок формирования косинуса, первый перемножитель сигналов, а к другому его входу подключен выход интегратора через последовательно соединенные блок формирования синуса и второй перемножитель сигналов; выход генератора колебания несущей частоты подключен ко второму входу первого перемножителя сигналов непосредственно и ко второму входу второго перемножителя сигналов через фазовращатель на 90 градусов.
Данный формирователь представляет собой частотный модулятор с частотным сдвигом, близком к нулю, отчего полоса частот сигнала на его выходе практически равна удвоенной полосе частот сигнала с выхода гауссовского фильтра, которая согласно С.87 [1] составляет 81,2 кГц, а на выходе формирователя она равна 200 кГц, что больше 2×81,2=162,4 кГц. Такая полоса частот не всегда приемлема для практики.
Основным недостатком прототипа является широкая полоса частот сигнала на его выходе, т.е. низкая его частотная эффективность.
Техническим результатом ПМ является сокращение полосы частот выходного сигнала прототипа более чем в 2 раз без ухудшения качества речи.
Сущность ПМ состоит в том, что в прототип, состоящий из АЦП речи, гауссовского фильтра, интегратора, двух блоков формирования косинуса и синуса по их входным сигналам, генератора колебания несущей частоты, фазовращателя на 90 градусов, сумматора, причем, АЦП подключен к одному входу сумматора через последовательно соединенные гауссовский фильтр, интегратор, блок формирования косинуса, первый перемножитель сигналов, а к другому его входу подключен выход интегратора через последовательно соединенные блок формирования синуса и второй перемножитель сигналов; выход генератора колебания несущей частоты подключен ко второму входу первого перемножителя сигналов непосредственно и ко второму входу второго перемножителя сигналов через фазовращатель на 90 градусов, дополнительно введены дифференциатор сигналов по времени, фазоинвертор, второй сумматор, третий и четвертый перемножители сигналов, два усилителя - ограничителя амплитуды сигнала, два когерентных детектора, генератор вспомогательной несущей частоты, блок задержки по времени, регулятор уровня сигнала, причем, выход интегратора подключен к н.ч. входу второго перемножителя сигналов через последовательно соединенные вторй сумматор, четвертый перемножитель сигналов, второй усилитель-ограничитель амплитуды сигнала, второй когерентный детектор, второй перемножитель сигналов; вход интегратора подключен ко второму входу второго сумматора через последовательно соединенные дифференциатор сигнала по времени и фазоинвертор, выход интегратора подключен также и к второму входу первого сумматора через последовательно соединенные четвертый перемножитель сигналов, второй усилитель-ограничитель амплитуды сигнала, второй когерентный детектор, регулятор уровня сигнала, второй перемножитель сигналов; выход гауссовского фильтра подключен также к н.ч. входу первого перемножителя сигналов через последовательно включенные третий перемножитель сигналов, первый усилитель-ограничитель амплитуды сигнала, первый когерентный детектор, блок задержки по времени; выход генератора вспомогательной несущей частоты подключен к в.ч. входам третьего и четвертого перемножителей сигналов, а также ко вторым входам обоих когерентных детекторов.
Существенным отличием ПМ являются введенные элементы и их связи, т.к. только они позволяют уменьшить полосу частот выходного сигнала более чем в 2 раза без ухудшения качества речи.
Полезная модель иллюстрируется чертежами.
На фиг.1 представлена структурная схема формирователя сигнала с ГМЧС, а на фиг.2 - амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) огибающих сигналов, поясняющие его работу.
На фиг.1 обозначено:
1 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);
2 - дифференциатор сигнала по времени;
3 - интегратор сигнала по времени;
4 - гауссовский фильтр;
5 - фазоинвертор;
6, 20 - сумматоры;
7, 9, 16, 19 - перемножители сигналов;
8 - генератор колебания вспомогательной несущей частоты;
10, 11 - усилители - ограничители сигналов;
12, 13 - когерентные детекторы;
14 - блок задержки по времени;
15 - регулятор уровня сигнала;
17 - генератор колебания несущей частоты;
18 - фазовращатель сигнала на 90 градусов.
Введенные элементы обведены пунктирной линией. Работа схемы происходит следующим образом.
Цифровой сигнал (ЦС) с блока 1 поступает на первый вход сумматора 20 через последовательно включенные гауссовский фильтр (ГФ) 4, третий перемножитель сигналов 7, первый усилитель - ограничитель 10 амплитуды сигнала, первый когерентный детектор 12, блок задержки по времени 14, первый перемножитель 16 сигналов.
4
8
8
7
4
8
8
10
8
12
10
8
10
8
10
8
12
16
14
17
14
17
0
14
17
0
0
Гауссовский фильтр 4, имея колоколообразную амплитудно-частотную характеристику (АЧХ), устраняет высшие гармоники ЦС, начиная со второй гармоники, так что на его выходе имеет место непрерывное колебание, представляющее собой практически первую гармонику ЦС. Это колебание согласно теории аналитического сигнала можно представить в квазигармоническом виде как u(t)=U(t)cosφ(t), где U(t) - огибающая, а φ(t) - фаза. Для упрощения записи будем полагать, что φ(t)=Ωt, где круговая частота Ω=dφ/dt. Сигнал с ГФ u(t)=U(t)·cosφ(t), являющийся широкополосным, поступает на низкочастотный (н.ч) вход третьего перемножителя сигналов 7, на высокочастотный (в.ч.) вход которого подается колебание вспомогательной несущей частоты u(t)=U coswt с генератора 8. На выходе блока 7 колебание u(t)=u(t)*u(t)=0,5U(t)U*[cos(w+Ω)t+cos(w-Ω)t] является балансно-модулированным, узкополосным, которое поступает на вход первого усилителя-ограничителя 10 его амплитуды. На выходе блолка 10 глубокоограниченное по амплитуде колебание u(t) состоит из первой гармоники и более высоких (в.ч.) гармоник, которое поступает на сигнальный вход первого когерентного детектора 12, на опорный вход которого подается колебание вспомогательной несущей частоты u(t) с генератора 8. Когерентный детектор состоит из перемножителя сигналов и ФНЧ на его выходе. На выходе перемножителя блока 12 колебание u(t)=u(t)*u(t)=U{[cos(w+Ω)t+cos(w-Ω)t]+в.ч.}*Ucoswt=U*Ucosvt+в.ч. ФНЧ пропускает на свой выход только н.ч. сигнал и не пропускает в.ч. составляющие. Сигнал u(t) поступает через блок временной задержки 14 на н.ч. вход первого перемножителя 16 сигналов, на в.ч. вход которого подается с генератора 17 колебание несущей частоты u17(t)coswt непосредственно. На выходе блока 16 колебание u(t)=u(t)*u(t)=UcosΩt*Ucoswt=0,5U*U[cos(w+Ω)t+cos(w-Ω)t], которое поступает на первый вход первого сумматора 20.
2
4
6
3
5
4
6
6
6
8
9
6
8
8
9
11
13
11
8
11
0
0
8
0
11
8
19
15
18
15
18
0
15
18
0
0
15
18
14
17
17
18
20
16
19
20
0
20
20
0
Сигнал с ГФ 4 поступает также на второй вход первого сумматора 20 через последовательно включенные интегратор 3, второй сумматор 6, четвертый перемножитель сигналов 9, второй усилитель-ограничитель 11, второй когерентный детектор 13, регулятор уровня сигнала 15, второй перемножитель сигналов 19. Вход интегратора 3 соединен со вторым входом второго сумматора 6 через последовательно включенные дифференциатор 2 и фазоинвертор 5. На выходе интегратора 3 колебание , а на выходе дифференциатора 2 колебание u(t)=du(t)/dt=-ΩU(t)sinΩt=-ΩU(t)cos(Ωt-90°), которое через фазоинвертор 5, менящий знак с минуса на плюс, поступает на второй вход второго сумматора 6. При интегрировании и дифференцировании огибающая U(t) считается постоянной, так как она меняется во времени во много раз медленнее, чем cosΩt. Видно, что колебания на входах второго сумматора 6 сдвинуты по фазе на 90 градусов относительно сигнала с ГФ 4, имея разный закон изменения амплитуды от частоты: на одном входе - прямо пропорционально частоте Ω, а другом - обратно пропорционально Ω, как показано на фиг.2. На выходе сумматора 6 колебание u(t)=u(t)+u(t)=(1/Ω+Ω)U(t)cos(Ωt-90), тоже сдвинутое по фаза на 90 градусов относительно u(t), имеет огибающую (1/Ω+Ω)U(t), не равную нулю ни при какой частоте Ω, хотя ее уровень зависит от этой частоты (фиг.2). Это значит, что фазовращатель на 90 градусов, состоящий из блоков 2, 3 ,5, 6 не ограничивает полосу частот ни снизу, ни сверху. Только такой фазовращатель обеспечивает фазовый сдвиг на 90 градусов с погрешностью мене 1 градуса цифровому сигналу, прошедшему через ГФ 4 и имеющий на его выходе ширину полосы частот от 0 до 81,2 кГц. Для выравнивания амплитуды сигнала u(t) на всех частотах его усиливают и глубоко ограничивают по уровню. Во избежания нелинейных искажений от этого за счет попадания в полосу частот сигнала u(t) гармоник его н.ч. составляющих этот широкополосный сигнал преобразуют в узкополосный путем балансной модуляции. Для этого сигнал u(t) подается на н.ч. вход третьего перемножителя сигналов 9, на в.ч. вход которого подается колебание вспомогательной несущей частоты u(t) с генератора 8. На выходе блока 9 колебание u(t)=u(t)*u(t)=0,5(1/Ω+Ω)U(t)U{cos[(w+Ω)t-90]+cos[(w-Ω)t+90]}. Далее узкополосное колебание u(t) усиливается и глубоко ограничивается по амплитуде в блоке 11, отчего на его выходе имеет место первая гармоника входного сигнала постоянного уровня и более высокие (в.ч.) гармоники. С выхода блока 11 колебание u(t) подается на один вход второго когерентного детектора 13, на другой вход которого подается колебание вспомогательной несущей частоты с генератора 8. Когерентный детектор состоит из перемножителя и ФНЧ на его выходе. На выходе перемножителя блока 13 колебание u(t)=u(t)*u(t)=U{cos[(w+Ω)t-90]+cos[(w+Ω)t+90]+в.ч.}*U cos wt=U*Ucos(Ωt-90)+в.ч. ФНЧ блока 13 пропускает на свой выход только н.ч. составляющую, а в.ч - не пропускает. Сигнал с блока 13 поступает через регулятор уровня 15 на н.ч. вход второго перемножителя сигналов 19, на в.ч вход которого поступает колебание несущей частоты с генератора 17 через фазовращатель на 90 градусов 18. На выходе блока 19 колебание u(t)=u(t)*u(t)=Ucos(Ωt-90)*Ucos(wt+90)=0,5UU[cos(w+Ω)t-cos(w-Ω)t], которое подается на второй вход сумматора 20. С помощью регулятора 15 выравниваются уровни н.ч. сигналов на входах перемножителей, отчего 0,5UU=0,5UU при U=U. Поэтому на выходе сумматора 20 колебание u(t)=u(t)+u(t)=Ucos(w+Ω)t. Это колебание одной боковой полосы частот (ОБП), в данном случае верхней (ВБП), ширина полосы частот которой равна ширине полосы частот сигнала на выходе ГФ 4, т.е. равна 81,2 кГц. Для получения нижней боковой полосы (НБП) u(t)=Ucos(w-Ω)t надо поменять местами блоки 2 и 3 или ввести дополнительный фазоинвертор между блоками 19 и 20.
Технико-экономическим эффектом полезной модели является сокращение полосы частот сигнала на выходе формирователя по сравнению с прототипом в 200/81,2=2,46 раза без ухудшения качества восстановленной речи. Это значит, что в заданной полосе частот радиоканала вместо одного можно организовать два таких цифровых канала.