Экранированная колебательная система опорного свч-генератора с торцевым возбуждением дискового диэлектрического резонатора

Устройства и системы передачи, приема и обработки сигналов

DOI: 10.18721/^^3.10204 УДК 621.37

экранированная колебательная система опорного свч-генератора с торцевым возбуждением дискового диэлектрического резонатора

Е.В. Егоров, В.М. Малышев

Санкт-Петербургский политехнический университет Петра Великого,

Санкт-Петербург, Российская Федерация

Приведены результаты моделирования экранированной колебательной системы (КС) с дисковым диэлектрическим резонатором (ДДР) на резонансных частотах, лежащих вблизи 10 ГГц. Определены параметры КС, влияющие на нагруженную добротность и потери резонансной системы. Приведена компактная конструкция такой колебательной системы, возбуждаемой торцевым образом и предназначенной для создания опорного автогенератора (ОАГ) в гибридном исполнении. Приведены результаты моделирования и измерений характеристик компактной КС. Даны оценки уровней фазовых шумов (ФШ), достигаемых в ОАГ при применении такой КС. При размерах алюминиевой полости колебательной системы 28x8 мм и собственной добротности ДДР 10 000 при применении малошумящих БЮе биполярных транзисторов в ОАГ возможно достичь уровня ФШ —130 дБ/Гц на частотах анализа 10 кГц.

Ключевые слова: колебательная система; автогенератор; диэлектрический резонатор; фазовый шум; формула Лисона.

Ссылка при цитировании: Егоров Е.В., Малышев В.М. Экранированная колебательная система опорного СВЧ-генератора с торцевым возбуждением дискового диэлектрического резонатора // Научно-технические ведомости СПбГПУ. Информатика. Телекоммуникации. Управление. 2017. Т. 10. № 2. С. 45-57. БО!: 10.18721ДС8ТС8.10204

oscillating system of a reference microwave generator with screened dielectric resonator excited

from an end face

E.V. Egorov, V.M. Malyshev

Peter the Great St. Petersburg Polytechnic University, St. Petersburg, Russian Federation

The paper considers the simulation results of an oscillating system with a dielectric resonator at 10 GHz. The model was designed using CAD simulation in HFSS. The oscillating system with a dielectric resonator in a metal cavity is considered.

To minimize the phase noise of the oscillator, the resonator must be designed to have a high quality factor. The high quality factor is obtained by using the dielectric resonator in a metal cavity. Three types of metal cavities are analyzed and the parameters affecting their quality factor and losses are identified. The compact design of the resonator excited from the end face for the oscillator in hybrid form and the results of modeling and measuring the characteristics of the oscillating systems are given. Using these results, the phase noise level which can be reached in oscillators was assessed. With the dimensions of the aluminum cavity of the oscillating system of 28x8 mm and the inherent Q-factor of the DDR equal to 10000, using low-noise SiGe bipolar transistors in the self-excited oscillator, it is possible to reach the phase noise level of — 130 dB/Hz at the analyzed frequencies of 10 kHz.

Keywords: oscillating system; oscillator; dielectric resonator; phase noise; Lison's formula.

Citation: Egorov E.V., Malyshev V.M. Oscillating system of a reference microwave generator with screened dielectric resonator excited from an end face. St. Petersburg State Polytechnical University Journal. Computer Science. Telecommunications and Control Systems. 2017, Vol. 10, No. 1, Pp. 45-57. DOI: 10.18721/JCSTCS.10204

Малошумящие опорные автогенераторы (ОАГ) являются неотъемлемой частью приемо-передающих блоков многих радиотехнических систем. Низкий уровень фазовых шумов (ФШ) ОАГ важен для систем связи, радиолокации, радионавигации, телеметрии, а также для измерительных и многих других систем. Например, в аналоговых системах связи рост фазовых шумов приводит к ухудшению чувствительности и избирательности систем, а в системах связи с цифровой модуляцией — к ухудшению их характеристик по модулю вектора ошибки. В радиолокационных системах уровень ФШ также влияет на пространственное разрешение и точность определения скорости объекта.

Требования к уровню ФШ ОАГ во многом зависят от области применения. Наиболее высокие требования по уровню ФШ обычно предъявляются к прецизионным анализаторам фазовых шумов. Например, уровень ФШ внутреннего гетеродина в высокочувствительном анализаторе фазового шума R&SFRSWP фирмы Rohde & Schwarz на рабочей частоте 10 ГГц при частоте анализа 10 кГц достигает значения —133 дБ/Гц1. Низкие уровни

1 Анализатор фазового шума R&SFSWP. Прецизионный анализ источников сигналов и СВЧ-компонентов // URL: https://www.rohde-schwarz.ru/data/catalog_files/ (Дата обращения: 19.04.2017).

ФШ в таких изделиях достигаются как за счет применения уникальных компонент ОАГ, так и за счет усложнения его схемы [1]. Все это приводит к росту габаритов изделия и его стоимости. На практике часто требуются компактные опорные автогенераторы небольшой стоимости, имеющие приемлемый уровень фазовых шумов. К таким опорным генераторам относятся ОАГ с колебательной системой (КС) на основе диэлектрического резонатора (ДР).

Колебательная система, входящая в состав любого автогенератора (АГ), определяет его частоту колебаний и влияет на его фазовые шумы. В соответствии с известной моделью Лисона увеличение нагруженной добротности колебательной системы 0н, входящей в обратную связь (ОС) АГ, приводит к уменьшению уровня ФШ [2]. Для уменьшения габаритов ОАГ в качестве стабилизирующего элемента КС часто применяют диэлектрические резонаторы, работающие в диапазоне частот от 1 до 40 ГГц. Обычно они имеют форму дисков, так называемые дисковые диэлектрические резонаторы (ДДР). Реже (из-за близости высших видов колебаний) применяют ДР в виде цилиндров — ДРЦ. ДР в форме прямоугольных образцов и более сложных форм сегодня практически не используются, поскольку уступают в технологичности и добротности [3]. ДДР имеют высокую собственную добротность ()0, которая, как правило, линейно уменьшается с частотой.

Значение 00 для некоторых используемых материалов может достигать 10 000 на частоте 10 ГГц2 и даже более. Это позволяет создавать компактные твердотельные ОАГ с механической перестройкой частоты, обладающие низким уровнем фазовых шумов, достаточным для обеспечения нормальной работы многих радиотехнических систем. Например, для ОАГ с рабочей частотой 10 ГГц, построенном на многокаскадном 8Юе усилителе с КС, использующей ДР с 00 равной 22 000, достигнут уровень ФШ менее -135 дБ/Гц на частоте анализа 10 кГц [4].

Малогабаритные ОАГ изготавливают в микрополосковом исполнении с включением ДР по схеме «на отражение» или по схеме «на проход» [5]. Для уменьшения потерь на излучение ДР размещается в металлической полости с достаточно большим удалением от ее стенок. Следует отметить, что существует несколько конструкций такого рода ОАГ. В наиболее простых с технологической точки зрения конструкциях автогенератор и колебательная система с ДР устанавливаются на одной диэлектрической плате, размещенной в металлической полости, обычно выполненной в виде параллелепипеда [6]. Недостатком такой конструкции является влияние элементов АГ на параметры КС, что, в конечном счете, приводит к увеличению уровня ФШ таких ОАГ.

Уменьшение влияния АГ можно обеспечить или за счет отдаления ДР от схемы автогенератора, или за счет его полного экранирования [7, 8]. Оба этих способа естественно ведут к увеличению поперечных размеров ОАГ. Причем в случае полного экранирования необходимо выбрать способ связи ДР со схемой АГ, обеспечивающий необходимый коэффициент связи, а также компактный способ построения ОАГ.

Например, в [7] приведена конструкция ОАГ с КС на ДДР, выполненной в виде металлической цилиндрической полости. Связь ДДР со схемой АГ осуществляется

2 Каталог продукции ООО «Керамика» // URL: www.ceramics.sp.ru (Дата обращения: 19.04.2017).

с помощью элементов связи, проходящих через боковую поверхность цилиндра. Это приводит к значительному росту размера ОАГ. Меньшими размерами обладает опорный автогенератор, присоединенный к КС с помощью элементов связи, проходящих через основание цилиндрической полости, что позволяет расположить с обратной стороны основания плату АГ и соответственно уменьшить размеры ОАГ. Такая компактная конструкция ОАГ с КС в виде прямоугольного металлического резонатора с диэлектриком приведена в [9]. Однако в литературе практически нет сведений о конструкциях КС подобного вида, выполненных с применением ДДР.

В статье приведены результаты моделирования в САПР HFSS компактной колебательной системы, выполненной в виде призматической металлической полости с дисковым ДР, включенным в микропо-лосковом исполнении по схеме «на проход». Возбуждение КС осуществляется с помощью элементов связи, включенных через основание призмы снизу микропо-лосковой платы с ДР, что и обеспечивает создание компактной конструкции ОАГ. Резонансная частота КС лежит вблизи 10 ГГц и может механически перестраиваться в пределах ±200 МГц. Рассмотрены также результаты экспериментальных измерений характеристик макета такой конструкции КС. Для определения перспектив использования разработанной конструкции КС в ОАГ даны оценки уровня их фазовых шумов.

обоснование выбора конструкции и размеров КС

Резонансные свойства КС с ДР во многом определяются параметрами диэлектрического резонатора. Выбор ДР основывался на доступности таких резонаторов при достаточно высокой их собственной добротности и относительно низком температурном коэффициенте резонансной частоты.

Был выбран ДДР фирмы Token на подставке типа TE36-10BS. Основная рабочая мода этого резонатора TE015. Эти ДДР обладают достаточно высокой собственной добротностью Q0 = 10 000 на рабочей ча-

Рис. 1. Размеры диэлектрического резонатора TE36-10BS, установленного в КС с цилиндрической металлической полостью: 1 - ДР; 2 - подставка; 3 - МПЛ

Fig. 1. Dimensions of the dielectric resonator TE36-10BS, installed in the oscillating system with a cylindrical metal cavity: 1 — DR; 2 — dielectric support; 3 — microstrip

стоте 10 ГГц и имеют температурный коэффициент резонансной частоты не более 3 ррш/°С3 .

3 Token TE01 (Dielectric Resonators Materials // URL: http://www.token.com.tw (Дата обращения: 19.04.2017).

Размеры ДДР приведены на рис. 1. ДДР устанавливается по схеме «на проход» между микрополосковыми линиями (МПЛ) с волновым сопротивлением 50 Ом и длиной 1/2, где 1 — длина волны в МПЛ. В качестве подложки МПЛ использовался материал К0-4003С с толщиной диэлектрика

a)

Рис. 2. Виды моделируемых полостей с ДР: а — параллелепипед; б — цилиндр; в — усеченный цилиндр

Fig. 2. Types of simulated cavities with DR: a — parallelepiped; б — cylinder; в — truncated cylinder

Рис. 3. Зависимость модуля коэффициента передачи |S21| от частоты f Fig. 3. The frequency f dependence of the transmission coefficient |S21|

0,508 мм и толщиной медного покрытия 17 мкм4. Для уменьшения потерь на излу-

4 R04000 Series High Frequency Circuit Materials. Data Sheets. Rogers Corporation // URL: http:// www.rogerscorp.com (Дата обращения: 19.04.17).

чение ДР размещался в металлической полости с достаточно большим удалением его от стенок полости. Выбор вида полости и ее размеры были определены на основе моделирования в САПР НЕББ.

Было проведено моделирование КС

для трех видов металлической полости: в виде параллелепипеда, прямого кругового цилиндра и прямого усеченного цилиндра (рис. 2).

В качестве граничных условий использовались границы с конечной проводимостью (материал-медь). Возбуждение КС осуществлялось с помощью дискретных портов [10].

Как показало моделирование, нагруженная добротность колебательной системы 0н достигает значений больших половины 0о только на достаточно больших расстояниях МПЛ относительно центра конструкций (до 9 мм). Поэтому диаметры цилиндрических конструкций Б (см. рис. 1) и размеры оснований параллелепипедов были выбраны более 18 мм. Влияние высоты полости Н (см. рис. 1) проявлялось при Н меньших 14 мм. Поэтому большинство опытов было проведено для Н не более 20 мм.

В процессе моделирования рассчитывались ^-параметры КС. Частотные зависимости модулей коэффициентов передачи |821| показали наличие двух резонансов в диапазоне частот от 9 до 12 ГГц (рис. 3).

Первый резонанс находится вблизи резонансной частоты /рез 1 равной 10 ГГц, а второй резонанс расположен вблизи /рез 2 равной 11 ГГц. На величину резонансной частоты влияет как вид резонансной системы, так и ее размеры. Моделирование структуры электрического и магнитного полей на разных резонансных частотах показал, что резонанс вблизи частоты /рез 1 вызван взаимодействием поля ДР и МПЛ, а резонанс вблизи /рез 2 обусловлен взаимодействием поля ДР, металлической полости и МПЛ. Это также подтверждается и более низкой добротностью резонансной кривой вблизи /рез 2. Значения резонансных частот /рез 1, /рез 2 и добротности резонансных кривых 01, 02 зависят от вида и размеров КС, но всегда при больших значениях до-бротностей (более 1000) 01 > 02. Причем при равных расстояниях между МПЛ и ДР, одинаковых высотах полости Н и близких поперечных размерах РС добротность 01 цилиндрической полости обычно немного больше, чем у полостей, выполненных в виде параллелепипеда и усеченного цилин-

дра. Это дало основание выбрать для проведения более детальных исследований КС, использующую цилиндрическую полость.

Исследовались зависимости параметров КС (резонансных частот /рт 1, /рт 2, доброт-ностей резонансных кривых 01, 02 и модулей коэффициентов передачи |В21|(/ = /рез 1), |^21|(/= /рез 2)), от размеров КС: расстояния ¿Ь между краем МПЛ и подставкой ДДР (рис. 4), диаметра полости Б и высоты полости Н (рис. 5).

Увеличение расстояния ¿Ь приводит к росту резонансной частоты / рез 1 и незначительному изменению резонансной частоты /рт 2. При этом добротности резонансных кривых и их потери растут. Более значительный рост наблюдается для добротности 01 и потерь резонатора

Ь21(1 = /рез 1) = 1ЛШ = /Рез 1). Это подтверждает предположение о том, что резонанс вблизи частоты /рез 1 вызван взаимодействием поля ДР и МПЛ. Изменение диаметра Б и высоты Н полости также влияют на параметры КС: с ростом Б и Н добротность и потери Ь21/ = /рез 1) падают.

Полученные зависимости параметров КС от ее размеров использовались для определения габаритов КС, применяемой в ОАГ. Известно, что с ростом нагруженной добротности КС всегда наблюдается увеличение потерь резонатора. И это всегда учитывается при проектировании АГ. В зависимости от поставленных целей проектирования автогенераторов могут потребоваться разные потери резонатора. Например, для простого автогенератора с обратной связью для получения минимума фазового шума рекомендуется выбрать нагруженную добротность резонатора равной половине собственной добротности резонатора (0н = 0о/2), что соответствует потерям в резонаторе 6 дБ [1].

Для определения размеров КС предполагалось, что в ОАГ используется усилитель с коэффициентом усиления не более 10 дБ. Поэтому для обеспечения самовозбуждения автогенератора потери резонатора не должны превышать 8 дБ. Как видно из рис. 4, для получения потерь Ь21(/ = /рез 1) менее 8 дБ необходимо, чтобы расстояние ¿Ь было не более 7 мм. Результаты модели-

10

9.9

И"

ь

8

9.7

9.6

£

Со — -15

-20

8x10"

6x10"

О) з 4x10

2x10"

Н= 8* IM

У ✓ .......

Н = 16 мм

0 2 dL, 4 6 ММ

Я: \\ ^S». ч \ ч = 16 мм ь N

\ к Ч \ \ \ % \ ч \ ч \ 1

Н= 8 мм у \

2 4 6

dL, мм

/ / = 8 мм / / / / / / / / / / г #

/ / * / / / / / /

/У Н-* = 16 ММ

Я"

ь

11.6

11.4

11.2

в 11

10.8

10.6

PQ

II

&S5

- 10

О)

4x10

3x10

2x10

1x10

Н = 8 мм

---- 4= 16 м\ ...... .......

2 4 6

dL, мм

* ч ММ

Н= 16

Н=8ы [м Ч

\

\

0 2 4 6 8 dL, мм ч

2 4

dL, мм

Рис. 4. Зависимости параметров КС от расстояния dL

рования, приведенные на рис. 5, позволяют определить также диаметр и высоту полости, обеспечивающие заданные потери. Видно, что добротность <21 незначительно уменьшается с ростом диаметра Б. Поте-

ри резонатора Ь21(/ = / з также падают с ростом Б. Поэтому для получения потерь резонатора менее 8 дБ при ¿Ь более 5 мм следует выбирать диаметр полости не менее 26 мм. Изменение высоты Н в пределах от

5 до 10 мм приводит к уменьшению доброт- стигает 5 дБ. Поэтому для получения по-

ности 01 практически в два раза. При этом терь резонатора менее 8 дБ для ¿Ь более

также уменьшаются и потери резонатора. 5 мм следует выбирать высоту полости не

Для ¿Ь равного 6 мм это уменьшение до- менее 7 мм.

a)

9.95

9.9

Р 9.85

С

9.8

9.75

dL = 6 ms

Л Л\ н= Г-» 8 мм

i —dL = 4 » « ja

4 J i = 16мм

15 20 25 30

D, мм

35

б)

10.1

10

я

1—1

9.8

9.7

1 \ » \ 1 \

» \ 1 \ 1 \ 1 \ \ \

1 \ t \ % \ \ \ \ \ dL = 6мм

\ J " - dL = 4 мм

5 10 15 20

Н, мм

1

-6

- 10

15

20 25

D, мм

dL = 4 мм

---- -Т—J

H = 16 MM /¡J — 8 мм N

\ / / d L = 6mm

• 1 ..... • /

30 35

II

«?

-15

* dL = 4 мм

dL = 6 мм

/

10 15

Н, мм

20

6x10"

5x10"

4x10"

О)

3x10"

2x10"

1x10"

* * \

ж «•L 1L = 6 мм

if = 8 мм j тг Н= 16 мм/

\ 4

di м*- , = 4 мм

15

20 25 D, мм

30 35

6x10

5x10'

4x10'

О)

3x10'

2x10'

1x10'

dL = 6 мм

\ \

10 15

Н, ММ

Рис. 5. Зависимости параметров КС от:

а — диаметра полости D; б — высоты полости H

Fig. 5. The dependence of oscillating system parameters on:

a — cavity diameter D; б — cavity height H

Для обеспечения механической пере- располагается вдоль оси симметрии и вкру-стройки частоты КС используются настро- чивается в верхнее основание полости. Реечные винты, изменяющие эквивалентные зультаты моделирования показали, что при реактивные элементы контура. В рассма- диаметре настроечного винта Бс равного триваемой модели КС настроечный винт 5 мм возможно добиться перестройки ча-

а)

б)

Рис. 6. Макет КС с ДР с «торцевым» возбуждением МПЛ: a — вид сверху; б — вид снизу со снятой крышкой

Fig. 6. Oscillating system model with dielectric resonator excited from an end face: a — above view; б — bottom view with cover removed

стоты 400 МГц при изменении потерь на резонансной частоте не более, чем на 1 дБ.

описание макета колебательной системы

Результаты моделирования использовались для разработки макета КС с ДР с «торцевым» возбуждением МПЛ (рис. 6). Такая конструкция, как отмечалось выше, позволяет уменьшить габаритные размеры ОАГ. Из-за технологических трудностей в качестве металлической полости использовалась восьмигранная призматическая полость, наиболее близкая к цилиндрической.

Макет состоит из алюминиевой призматической полости 1; алюминиевого основания 2, на которое с одной стороны устанавливается «верхняя» микрополосковая плата 5, а с другой стороны — «нижняя» микрополосковая плата 9; рамы 4, на которой установлены 8МЛ разъемы 3 и основание 2. На «верхней» микрополосковой плате располагается ДР 6. Нижняя микрополосковая плата предназначена для соединения верхней платы с 8МЛ разъемами через отрезки коаксиального кабеля или провода 11 через микрополосковые линии 10. В ОАГ на нижней микрополосковой плате располагается схема автогенератора. Для перестройки частоты в верхней части полости 1 располагается резьбовое отверстие 7 для установки настроечного винта. Снизу рама 4 прикрывается алюминиевой крышкой.

Размеры конструкции следующие: высота полости 8 мм; размеры верхней платы 28x28 мм; соединение «верхней» платы с «нижней» платой осуществлялось с по-

мощью отрезков медного провода диаметром 0,51 мм; параметры подложки и размеры МПЛ аналогичны КС с цилиндрической полостью.

Известно, что перпендикулярное соединение коаксиальной и микрополосковой линии требует согласующего отрезка линии (отрезок согласующей линии ¿¡ш, присоединенный к месту стыка линий) [11]. Такое соединение длинных линий относительно узкополосное. Как показало моделирование, при длине ¿1ш равной 0,83 мм удается добиться модуля коэффициента отражения от стыка соединений линий менее —25 дБ в полосе частот от 9 до 11 ГГц.

Сравнительный анализ результатов моделирования и эксперимента

В табл. 1 приведены результаты моделирования и экспериментальные результаты для конструкции КС с алюминиевой призматической полостью (рис. 6). ДР типа ТБ36-10Б8 устанавливался на плате, изготовленной из материала К0-4003С, с толщиной диэлектрика 0,508 мм и толщиной медного покрытия 17 мкм. Соединение «верхней» платы с «нижней» платой осуществлялось с помощью отрезков медного провода диаметром 0,51 мм. Расстояние ¿Ь между краем МПЛ и подставкой ДДР (см. рис. 1) выбиралось равным 4 мм. Настройка на резонансную частоту 10 ГГц осуществлялась с помощью настроечного алюминиевого винта размера М5. При моделировании был также рассмотрен способ возбуждения КС через дискретные порты со стороны верхней платы.

Таблица 1

результаты моделирования и экспериментальные результаты Modeling and experimental results

Условия опытов Резонансная частота f0, ГГц Коэффициент передачи 1 Зд) 1, дБ Нагруженная добротность Qu

Моделирование. Возбуждение КС со стороны нижней платы 10,00 -1,33 775

Моделирование. Возбуждение КС со стороны верхней платы 10,0062 -2,46 1570

Экспериментальные результаты 10,006 -4,96 690

Таблица 2

результаты оценок уровней ФШ Levels of phase noise of reference oscillators

Добротность бн 690 1300 2600 4000

(Кш = 2 дБ) Уровень фазового шума Sф, дБ/Гц -124,4 -130 -136 -139,7

(Кш = 10 дБ) Уровень фазового шума Sф, дБ/Гц -116,4 -122 -128 -131,7

Из табл. 1 видно, что при возбуждении КС внутри полости получаются большие значения нагруженной добротности, чем в случае возбуждения со стороны «нижней» платы. Это связано с наличием паразитного излучения в месте соединения нижней и верхней платы, что также подтверждают и экспериментальные результаты. Уменьшение паразитного излучения возможно достичь при использовании для соединения «верхней» и «нижней» платы отрезков СВЧ-кабеля. Как показывает моделирование и эксперимент, при использовании кабеля Б2_8б_Си_ТР_М 17 фирмы ИиЪег-8иЬиег5 бн может достигать значений равных 1300.

оценки уровня фазового шума оАГ

Оценка уровня фазового шума Sф ОАГ производилась по формуле Лисона [12]:

S9 (F) =

K,,

1.

F2

k. T

fo

2. Q

н у

i + fe-

rn

где ¥ — частота анализа; /0 — рабочая частота АГ; Кш — коэффициент шума усилителя, к = 1,38*10-23 Дж/град — постоянная Больцмана; Т0 — температура окружающей среды в К°; Р0 — мощность на выходе АГ; /с — частота перегиба, на которой мощность фликкерных шумов равна мощности равномерных шумов.

Полагалось, что в качестве усилителя

в ОАГ используются малошумящие СВЧ 8Юе-транзисторы, обладающие низким коэффициентом шума и низким уровнем фликкерного шума6. Результаты оценок уровней ФШ ОАГ, работающих на частоте 10 ГГц с выходной мощностью 10 мВт, при использовании в усилителе транзисторов с Кш равным 2 дБ и /с меньше 10 кГц для частот анализа ¥ равных 10 кГц, приведены в табл. 2. Для сравнения также приведены результаты оценок уровня ФШ Sф для Кш равного 10 дБ. Увеличенное значение Кш приведено для получения более реалистичных оценок Sф. В АГ усилитель обычно работает в режиме ограничения, что обеспечивает работу АГ в режиме стационарных колебаний. Известно, что ФШ усилителя в режиме ограничения могут превышать уровень ФШ усилителя в линейном режиме на несколько дБ [13].

Из таблицы видно, что достаточно низкий уровень ФШ достигается уже для КС с нагруженной добротностью 0н равной 690. Такая добротность достигнута в макете при использовании элементов связи в виде отрезков провода. При использовании в качестве элементов связи отрезков кабеля нагруженная добротность увеличивается практически в два раза, а уровень фазовых шумов уменьшается на 6 дБ. Повышение нагруженной добротности возможно также за счет увеличения расстояния ¿Ь до б мм. Это может привести к росту 0н до 4000 и соответственно уменьшению уров-

5 Huber+Suhner. Products. Radio frequency. RF coaxial cables. Type EZ_86_CU_TP_M17_ COIL // URL: http://www. Hubersuhner.com/ ProdDet/2476067 (Дата обращения: 19.04.2017).

6 BFP843 Robust Low Noise Broadband Pre-Matched Bipolar RF Transistor. Datasheet // URL: http://www.infineon.com (Дата обращения: 19.04.2017).

ня фазовых шумов до низких значений -130 дБ/Гц.

Таким образом, результаты исследования показали, что применение возбуждения КС, выполненной в виде призматической металлической полости с ДДР, через элементы связи, расположенные в основании призмы снизу микрополосковой платы с ДР, позволяет создать компактную колебательную систему. Такая КС может

найти применение в ОАГ сантиметрового диапазона, выполненных в гибридном исполнении. При размерах алюминиевой полости 28x8 мм и собственной добротности ДДР 10 000 удается достичь нагруженной добротности КС равной 4000. Оценки фазовых шумов ОАГ, выполненных на 8Юе биполярных транзисторах и использующих такую КС, дают уровень ФШ -130 дБ/Гц на частотах анализа 10 кГц, который считается достаточно низким в настоящее время.

список литературы

1. ченакин А. Фазовые шумы в СВЧ-генераторах. Методы решения проблемы // Электроника НТБ. 2011. № 4. С. 52-61.

2. Leeson D.B. Oscillator Phase Noise: A 50-Year Review // IEEE Trans. оп UFFC. 2016. Vol. 63. No. 8. Pp. 1208-1225.

3. Геворкян В., Кочемасов В. Объемные диэлектрические резонаторы — основные типы, характеристики, производители // Электроника НТБ. 2016. № 4. С. 62—76.

4. Zhou L., Wu Z., Sallin M., Everard J. Broad tuning ultra low phase noise dielectric resonator oscillators using SiGe amplifier and ceramic-based resonators // IET Microw. Antennas Propag. 2007. Vol. 1. No 5. Pp. 1064—1070.

5. Grebennikov A. RF and Microwave Transmitter Design. John Wiley & Sons, Inc., 2011. 816 p.

6. Piekarski J., Czuba K. The Method of Designing Ultra Low Phase Noise Dielectric Resonator Oscillators // 18th Internat. Conf. on Microwaves, Radar and Wireless Communications. Proc. of the MIRON Conf. 2010. Vol. 1. Pp. 115—118.

7. Son B.I., Jeong H.C., Yeom K.W. Design of a Low Phase Noise Voltage Tuned DRO based on Improved Dielectric Resonator Coupling Structure // Proc. of APMC 2012, Kaohsiung, Taiwan, 2012.

Pp. 1121—1123.

8. Zhou L., Yin W.Y., Wang J., Wu L.S. Dielectric Resonators with High Q-factor for Tunable Low Phase Noise Oscillators // IEEE Trans. on CPMT. 2013. Vol. 3. No. 6. Pp. 1008—1015.

9. Yazdani M., Bates D., Murphy L. The Design and Fabrication of a Compact Low Phase Noise Dielectric Cavity Resonator Oscillator // Proc. of the EuMA Conf. Rome, Italy, 2014. Pp. 719—722.

10. Банков С.Е., Курушин А.А. Расчет антенн и СВЧ-структур с помощью HFSS Ansoft. М.: ЗАО «НПП «РОДНИК», 2009. 256 с.

11. Гасанов Л.Г., Липатов А.А., Марков В.В., Могильченко н.А. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи. М.: Радио и связь, 1988. 288 с.

12. Huan X., Tan F., Wei W., Fu W. A Revisit to Phase Noise Model of Leeson // Proc. of IEEE Frequency Control Symp. Geneva, 2007. Pp. 238—241.

13. Jauregui R., Portilla J. Optimum-setting and Calibration Procedures for Heterodyne Measurements of Amplitude and Phase Noise in High-frequency Amplifiers // IEEE Trans. on MTT. 2014. Vol. 62. No. 5. Pp. 1239—1248.

Статья поступила в редакцию 02.05.2017

references

1. Chenakin A. Fazovyye shumy v SVCh-generatorakh. Metody resheniya problem [Microwaves Generators Phase Noise. Methods for Problems Solution]. Elektronika NTB [Electronics: STB], 2011, No. 4, Pp. 52-61.

2. Leeson D.B. Oscillator Phase Noise: A 50-Year Review. IEEE Trans. on UFFC, 2016, Vol. 63, No. 8, Pp. 1208-1225.

3. Gevorkyan V., Kochemasov V. Obyemnyye dielektricheskiye rezonatory - osnovnyye tipy, kharakteristiki, proizvoditeli [Cavity dielectric resonators - basic types, characteristics,

manufacturers. Part 1]. Elektronika NTB [Electronics: STB], 2016, No. 4, Pp. 62-76.

4. Zhou L., Wu Z., Sallin M., Everard J. Broad tuning ultra low phase noise dielectric resonator oscillators using SiGe amplifier and ceramic-based resonators. IET Microw. Antennas Propag., 2007, Vol. 1, No 5, Pp. 1064-1070.

5. Grebennikov A. RF and Microwave Transmitter Design. John Wiley & Sons, Inc., 2011, 816 p.

6. Piekarski J., Czuba K. The Method of Designing Ultra Low Phase Noise Dielectric Resonator Oscillators. 18th International Conference

on Microwaves, Radar and Wireless Communications. Proceedings of the MIRON Conf., 2010, Vol. 1, Pp. 115-118.

7. Son B.I., Jeong H.C., Yeom K.W. Design of a Low Phase Noise Voltage Tuned DRO based on ImprovedG Dielectric Resonator Coupling Structure. Proceedings of APMC 2012, Kaohsiung, Taiwan, Dec. 4-7, 2012, Pp. 1121-1123.

8. Zhou L., Yin W.Y., Wang J., Wu L.S. Dielectric Resonators with High Q-factor for Tunable Low Phase Noise Oscillators. IEEE Trans. on CPMT, 2013, Vol. 3, No. 6, Pp. 1008-1015.

9. Yazdani M., Bates D., Murphy L. The Design and Fabrication of a Compact Low Phase Noise Dielectric Cavity Resonator Oscillator. Proc. of the EuMA Conf., Rome, Italy. 2014, Pp. 719-722.

10. Bankov S.Ye., Kurushin A.A. Raschet antenn i

Received 02.05.2017

SVCh struktur spomoshchyu HFSSAnsoft [ Calculation of antennas and microwave structures using HFSS Ansoft]. Moscow: ZAO «NPP «RODNIK» Publ., 2009, 256 p.

11. Gasanov L.G., Lipatov A.A., Markov V.V., Mogilchenko N.A. Tverdotelnyye ustroystva SVCh v tekhnike svyazi [Solid state microwave devices in communication technology]. Moscow: Radio i svyaz Publ, 1988, 288 p.

12. Huan X., Tan F., Wei W., Fu W. A Revisit to Phase Noise Model of Leeson. Proceedings of IEEE Frequency Control Symposium, Geneva, 29 May-1 Jun, 2007, Pp. 238-241.

13. Jauregui R., Portilla J. Optimum-setting and Calibration Procedures for Heterodyne Measurements of Amplitude and Phase Noise in High-frequency Amplifiers. IEEE Trans. on MTT, 2014, Vol. 62, No. 5, Pp. 1239-1248.

сведения об авторах / the authors

ЕГОРОВ Егор Владимирович EGOROV Egor V.

E-mail: egorkin.e@list.ru

МАЛЫШЕВ Виктор Михайлович MALYSHEV Victor M.

E-mail: uhmal@mail.ru

© Санкт-Петербургский политехнический университет Петра Великого, 2017