СПОСОБ ПЕЛЕНГАЦИИ РАДИОСИГНАЛОВ И ПЕЛЕНГАТОР ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ
METHOD OF RADIO SIGNAL DIRECTION FINDING AND DIRECTION FINDER TO THIS END

Заявляемые объекты объединены единым изобретательским замыслом, относятся к радиотехнике и могут быть использованы в навигационных, пеленгационных, локационных средствах, а также в средствах радиоконтроля для определения пеленга и угла места на источник априорно неизвестного сигнала.
Известен способ пеленгации радиосигналов по заявке Великобритании №2140238, G01S 3/48, опубл. 1984 г. Включает прием радиосигналов пятиэлементной эквидистантной кольцевой антенной решеткой, выполненной из ненаправленных антенн, расположенных в плоскости пеленгования, преобразование радиосигналов двухканальным приемником, измерение разностей фаз между преобразованными сигналами, принятыми отдельными парами ненаправленных антенн, сравнение всех измеренных разностей фаз между собой, по которым судят о значении пеленга.
Однако способ имеет недостаток, а именно ограниченную область применения, т.к. он не может быть использован для пеленгации источников радиоизлучения с кодовым разделением каналов.
Известен способ пеленгации источника сигнала (см. Пат.RU №2192651, G01S 3/14, G01S 3/00, опубл. 05.10.2000 г.), включающий прием пеленгуемого сигнала элементами двух линейных эквидистантных антенных решеток, расположенных взаимно-перпендикулярно, вычисление пространственного спектра Фурье пеленгуемого сигнала, принятого элементами первой линейной эквидистантной антенной решетки и комплексно-сопряженного пространственного спектра Фурье пеленгуемого сигнала, принятого элементами второй линейной эквидистантной антенной решетки, преобразование масштабов обоих вычисленных пространственных спектров пеленгуемого сигнала по логарифмическому закону, корреляционный анализ и измерение относительного сдвига преобразованных пространственных спектров пеленгуемого сигнала и оценку угловых координат.
Однако способ имеет недостаток, а именно ограниченную область применения, так как обеспечивает возможность пеленгования источников радиоизлучения только с частотным и временным разделением каналов, в то же время он не может быть использован для пеленгации источников радиоизлучения с кодовым разделением каналов.
Известен способ пеленгации по Пат. RU №2144200, МПК 7 G01S 3/14. Способ пеленгации радиосигналов и многоканальный пеленгатор. Опубл. 1.10.2000 г. Он включает прием радиосигналов антенной решеткой, состоящей из N антенных элементов, выполненных идентичными в количестве не менее трех и расположенных в плоскости пеленгования, измерение в каждом частотном поддиапазоне комплексных амплитуд пар сигналов, характеризующих фазы каждого радиосигнала, принимаемого в соответствующем частотном поддиапазоне одним из антенных элементов пары, выбранным в качестве сигнального, относительно фазы радиосигнала, принимаемом в том же частотном поддиапазоне другим из антенных элементов пары, выбранным в качестве опорного для всех используемых пар антенных элементов, формирование двухмерных угловых спектров каждого принимаемого в соответствующем частотном поддиапазоне радиосигнала по измеренным комплексным амплитудам пар сигналов для различных пар антенных элементов антенной решетки соответственно взаимному расположению этих антенных элементов в плоскости пеленгования, по которым судят об азимутах и углах места принятых радиосигналов.
Способ-аналог позволяет повысить точность пеленгования при сканировании в широком диапазоне частот и получить информацию об угле наклона фронта волны источника радиосигнала. Однако способ имеет недостаток, а именно ограниченную область применения, так как обеспечивает возможность пеленгования источников радиоизлучения только с частотным и временным разделением каналов, в то же время он не может быть использован для пеленгации источников радиоизлучения с кодовым разделением каналов.
Известно устройство для пеленгации Пат. RU №96113892, G01S 3/14. Многоканальный пеленгатор. Опубл. 1998.01.20. Содержит антенную систему, связанную с блоком сканирования, приемник, выполненный многоканальным и входы которого соединены с антенной системой, а выходы через аналого-цифровые преобразователи соединены с входами блоков преобразования Фурье, выходы которых соединены с входами вычислителя пеленга. Отличается тем, что антенная система выполнена из антенной решетки и ненаправленной антенны, блок сканирования выполнен в виде коммутатора, приемник выполнен с общим гетеродином и двумя каналами - опорным и сигнальным, сигнальный вход приемника выполнен с возможностью последовательной коммутации посредством коммутатора к выходам элементов антенной решетки, а опорный вход подсоединен к выходу ненаправленной антенны, введены генератор синхроимпульсов и запоминающие устройства компонент спектра для сигнального и опорного каналов, синхровыход генератора синхроимпульсов подсоединен к управляющему входу коммутатора и к синхровходам аналого-цифровых преобразователей, блоков преобразования Фурье и вычислителя пеленга, а выходы блоков преобразования Фурье для сигнального и опорного каналов соответственно соединены с входами вычислителя пеленга через запоминающие устройства компонент спектра для сигнального и опорного каналов соответственно.
Однако устройству также присущ недостаток, связанный с ограниченной областью возможного применения, в частности, устройство - прототип не обеспечивает возможность пеленгации источников радиоизлучения с кодовым разделением каналов.
Известно устройство для пеленгации Пат RU 2002130112, G01S 3/14. Многоканальный пеленгатор. Опубл. 2004.05.10. Содержит многоэлементную антенную решетку, выполненную из N идентичных элементов в количестве не менее трех, а также выполненные многоканальными соединенные последовательно приемник с общим гетеродином для всех каналов, аналого-цифровой преобразователь, блок преобразования Фурье, запоминающее устройство компонент спектров, вычислитель сверток и, кроме того, вычислитель пеленгов, выполненный с возможностью вычисления азимута и угла наклона фронта волны радиосигнала и генератор синхроимпульсов, синхронизирующий работу всех блоков. Отличается тем, что антенная решетка выполнена произвольной конфигурации с жестким взаимным расположением идентичных антенных элементов и соединена с входами приемника, производящего преобразование сигналов параллельно во времени от всех пар соседних элементов, причем число каналов приемника, аналого-цифрового преобразователя, блока преобразования Фурье, запоминающего устройства компонент спектров и вычислителя свертки соответствует числу антенных элементов, при этом вычислитель пеленгов содержит вычислитель аргументов сумм спектральных составляющих сверток, выходы которого соединены с соответствующими входами вычислителей пеленгов сигналов, управляющие входы которых соединены с управляющими входами вычислителя аргументов сумм спектральных составляющих сверток и вычислителя пеленга, а также запоминающее устройство коэффициентов (весов) суммирования аргументов, выход которого соединен с соответствующими входами вычислителей пеленгов сигналов, выходы которых являются выходами устройства.
Однако устройству также присущ недостаток, связанный с ограниченной областью возможного применения, в частности, устройство-прототип не обеспечивает возможность пеленгации источников радиоизлучения с кодовым разделением каналов.
Известно устройство-аналог для пеленгации Пат. RU №2144200, МПК7 G01S 3/14. Многоканальный пеленгатор. Опубл. 1.10.2000. Содержит антенную решетку, выполненную из N элементов в количестве не менее трех, расположенных в плоскости пеленгования, коммутатор, подсоединенный к ней, приемник, подсоединенный к коммутатору и выполненный многоканальным с опорным и сигнальным каналом на своем выходе и с общим гетеродином, аналого-цифровой преобразователь, блок преобразования Фурье, запоминающее устройство компонент спектра, вычислитель сверток, выполненные двухканальными соответственно с опорным и сигнальным каналом и соединенные последовательно, вычислитель пеленга, выполненный с возможностью вычисления азимута, подсоединенный своим входом к выходу вычислителя сверток, генератор синхроимпульсов, подсоединенный к управляющему входу коммутатора и к синхровходам аналого-цифрового преобразователя, блока преобразования Фурье, запоминающего устройства компонент спектра, вычислителя сверток, вычислителя пеленга. Отличается тем, что в качестве элементов антенной решетки использованы идентичные ненаправленные антенны, коммутатор выполнен с возможностью подключения последовательно во времени пары элементов и с возможностью подсоединения к опорному каналу одного элемента, не входящего в эту пару, генератор синхроимпульсов выполнен с возможностью выдачи команды на управляющий вход коммутатора для последовательного во времени подключения коммутатором следующих пар элементов, причем в качестве одного элемента, подсоединяемого к опорному каналу, использован элемент, не входящий в следующую пару элементов, при этом вычислитель пеленга выполнен с возможностью вычисления угла наклона фронта волны радиосигнала.
Устройство-аналог позволяет повысить точность пеленгования при сканировании в широком диапазоне частот и получить информацию об угле наклона фронта волны источника радиосигнала. Однако устройство-аналог имеет недостаток, а именно ограниченную область применения, так как обеспечивает возможность пеленгования источников радиоизлучения только с частотным и временным разделением каналов, в то же время он не может быть использован для пеленгации источников радиоизлучения с кодовым разделением каналов.
ν
ν
l,h
l,h,изм
ν
c
ν
s
ν
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу является способ пеленгации по Пат. RU №2263327, МПК 7 G01S 3/14. Способ пеленгации радиосигналов и пеленгатор для его осуществления. Опубл. 27.10.2005 г, бюл. № 30. Он включает прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf, Δf∈ΔF, ν=1,2,…V, V=ΔF/Δf, антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов, где N>2, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов каждой пары антенных элементов антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты, дискретизацию их и квантование, формирование из них четырех последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие, запоминание в каждой последовательности заданного числа В отсчетов квадратурных составляющих сигналов, коррекцию запомненных отсчетов последовательностей квадратурных составляющих путем последовательного умножения каждого из них на соответствующий отсчет заданного временного окна, формирование из скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов двух комплексных последовательностей отсчетов сигналов, элементы которых определяют путем попарного объединения соответствующих отсчетов скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов антенных элементов, преобразование обеих комплексных последовательностей отсчетов сигналов с помощью дискретного преобразования Фурье, попарное перемножение отсчетов сигнала преобразованной последовательности одного антенного элемента на соответствующие комплексно-сопряженные отсчеты сигнала преобразованной последовательности на той же частоте другого антенного элемента A, где l,h=1,2,…,N, l≠h, расчет для текущей пары антенных элементов разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона по формуле Δφ(f)=arctg(U(f)/U(f)), запоминание полученных разностей фаз радиосигналов, формирование и запоминание эталонного набора разностей фаз сигналов исходя из пространственного размещения антенных элементов антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений, вычитание из эталонных разностей фаз сигналов соответствующих значений измеренных разностей фаз, возведение в квадрат полученных значений невязок и их суммирование по всем парам антенных элементов и всем частотным поддиапазонам, запоминание полученных сумм, находящихся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов, определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала в горизонтальной и угломестной плоскостях по наименьшей сумме квадратов невязок.
Устройство позволяет решить поставленную перед ним задачу - улучшить качество пеленгования, а именно повысить его точность. Однако устройству-прототипу также присущ недостаток, связанный с низкой пропускной способностью пеленгования источников радиоизлучения.
Целью заявляемых технических решений является увеличение пропускной способности пеленгования источников излучения.
ν
ν
l
h
В заявленном способе поставленная цель достигается тем, что в известном способе пеленгации радиосигналов, включающем прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf, Δf∈ΔF, ν=1,2,…V, V=ΔF/Δf, антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов, где N>2, расположенных в плоскости пеленгования и согласованных с местными условиями варианта размещения. Последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов каждой пары антенных элементов антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты, причем в качестве опорного антенного элемента поочередно применяются все антенные элементы антенной решетки. Дискретизацию сигналов и их квантование. Формирование из них четырех последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие, запоминание в каждой последовательности заданного числа В отсчетов квадратурных составляющих сигналов, коррекцию запомненных отсчетов последовательностей квадратурных составляющих путем последовательного умножения каждого из них на соответствующий отсчет заданного временного окна. Формирование из скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов двух комплексных последовательностей отсчетов сигналов, элементы которых определяют путем попарного объединения соответствующих отсчетов скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов антенных элементов. Преобразование обеих комплексных последовательностей отсчетов сигналов с помощью дискретного преобразования Фурье, попарное перемножение отсчетов сигнала преобразованной последовательности одного антенного элемента A на соответствующие комплексно сопряженные отсчеты сигнала преобразованной последовательности на той же частоте другого антенного элемента A, где l,h=1,2,…,N, l≠h. Расчет для текущей пары антенных элементов разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона, запоминание полученных разностей фаз радиосигналов. Формирование и запоминание эталонного набора разностей фаз сигналов исходя из пространственного размещения антенных элементов антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений. Вычитание из эталонных разностей фаз сигналов соответствующих значений измеренных разностей фаз, возведение в квадрат полученных значений невязок и их суммирование по всем парам антенных элементов и всем частотным поддиапазонам. Запоминание полученных сумм, находящихся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов. Определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала в горизонтальной и угломестной плоскостях по наименьшей сумме квадратов невязок. Способ отличается тем, что через установочную шину пеленгатора задают пороговые значения основных характеристик видов модуляции радиосигналов. Затем после преобразования Фурье вычисляют основные характеристики видов модуляции принимаемых пеленгатором радиосигналов. Сравнивают их с заданными пороговыми значениями. Определяют вид модуляции принимаемых радиосигналов согласно алгоритму, представленному на фиг.9, в соответствии с которым из всей совокупности анализируемых радиосигналов, при определении наиболее вероятного направления прихода радиосигнала источника излучения, производят отбор полезных радиосигналов и подавление мешающих.
Новая совокупность существенных признаков позволяет достичь указанного технического результата за счет сравнения полученных значений различных видов модуляции с пороговыми значениями и определения видов модуляции. При принятии сигнала нужного вида происходит дальнейшее его преобразование и вычисление. В случае, когда сигнал окажется мешающим, в блоке сравнения происходит разрыв цепи путем размыкания ключа и дальнейшая его обработка не осуществляется.
В заявляемом пеленгаторе поставленная цель достигается тем, что в известном устройстве, состоящем из антенной решетки, выполненной из N>2 идентичных ненаправленных антенных элементов, расположенных в плоскости пеленгования и согласованных с местными условиями варианта размещения, антенного коммутатора, N входов которого подключены к соответствующим N выходам антенной решетки, а сигнальный и опорный выходы коммутатора подключены соответственно к сигнальному и опорному входам двухканального радиоприемника, выполненного по схеме с общими гетеродинами, двухканального аналого-цифрового преобразователя, причем сигнальный и опорный выходы промежуточной частоты двухканального радиоприемника соединены соответственно с сигнальным и опорным входами двухканального аналого-цифрового преобразователя, блока преобразования Фурье, выполненного двухканальным соответственно с сигнальным и опорным каналами, блока вычисления разности фаз, группа информационных выходов которого соединена с группой информационных входов второго запоминающего устройства, группа информационных выходов которого соединена с первой группой информационных входов блока вычитания, вторая группа информационных входов блока вычитания соединена с группой информационных выходов четвертого запоминающего устройства, информационные входы четвертого запоминающего устройства соединены с информационными выходами блока формирования эталонных значений разностей фаз, группа информационных входов которого является установочной шиной пеленгатора, последовательно по сигнальным входам соединенных умножителя, сумматора, третьего запоминающего устройства, блока определения азимута и угла места, причем первая и вторая группа информационных входов умножителя объединены и соединены с группой информационных выходов блока вычитания, генератора синхроимпульсов, выход которого соединен с управляющим входом антенного коммутатора, входами синхронизации двухканального аналого-цифрового преобразователя, двухканального блока преобразования Фурье, второго, третьего и четвертого запоминающих устройств, блока вычитания, умножителя, сумматора, блока определения азимута и угла места, блока формирования эталонных значений разностей фаз и блока вычисления разности фаз, причем первый и второй выходы блока определения азимута и угла места являются выходами пеленгатора, дополнительно введены первое запоминающее устройство, блок сравнения, блок формирования основных характеристик видов модуляции, первый и второй входы которого подключены соответственно к первому и второму выходам двухканального блока преобразования Фурье, а опорный, сигнальный и информационный выходы блока формирования основных характеристик видов модуляции соединены соответственно с опорным, сигнальным и информационными выходами блока сравнения, предназначенным для сопоставления сформированных основных характеристик видов модуляции принимаемых радиосигналов с заданными пороговыми значениями, и определения вида модуляции принимаемых радиосигналов, согласно алгоритму, представленному на фиг.9, в соответствии с которым из всей совокупности анализируемых радиосигналов, при определении наиболее вероятного направления прихода радиосигнала источника излучения в блоке определения азимута и угла места, производят отбор полезных радиосигналов и подавление мешающих, опорный и сигнальный выходы блока сравнения подключены соответственно к опорному и сигнальному входам блока вычисления разностей фаз, управляющие входы блока формирования основных характеристик видов модуляции и блока сравнения подключены к выходу генератора синхроимпульсов, информационный вход блока сравнения подключен к выходу первого запоминающего устройства, в котором хранится описание пороговых значений основных характеристик видов модуляции, а его вход подключен к входной установочной шине пеленгатора.
Благодаря новой совокупности существенных признаков в заявленном способе и устройстве, его реализующем за счет сравнения основных видов модуляции с пороговыми значениями, определения полезного сигнала и подавления мешающего, увеличивается пропускная способность пеленгования сигналов.
Заявленный способ и устройство поясняются чертежами, на которых:
на Фиг.1 представлена структурная схема пеленгатора;
l,h,эт
ν
на Фиг.2 иллюстрируется порядок формирования массива эталонных значений Δφ(f);
l,h,изм
ν
на Фиг.3 приведен порядок формирования массива измеренных значений Δφ(f);
l,h,изм
ν
на Фиг.4 иллюстрируется порядок формирования массива измеренных значений P(f);
на Фиг.5 представлены используемые для обработки пары АЭ
а) 8-элементной антенной решетки и полнодоступного антенного коммутатора;
б) 16-элементной АР при использовании неполнодоступного антенного коммутатора;
на Фиг.6 - алгоритм вычисления эталонных разностей фаз;
Θ,β
ν
1
c
на Фиг.7 приведен порядок вычисления суммы H(f) поддиапазона ν для ΔΘ и различных углов места Δβ;
max
ap
dp
а
af
аа
на Фиг.8 - порядок формирования массива значений основных характеристик принимаемых сигналов γ, σ, σ, Р*, σ, σ, σ, , .
на Фиг.9 - алгоритм распознавания различных видов модуляции.
Поскольку заявленный способ пеленгации радиосигналов реализуется в работе устройства, то подробное его описание приведено в разделе описания работы пеленгатора.
Пеленгатор (фиг.1) содержит антенную решетку (АР) 1, выполненную из N>2 идентичных ненаправленных антенных элементов, расположенных в плоскости пеленгования и согласованных с местными условиями варианта размещения, антенный коммутатор (АК) 2, N входов которого подключены к соответствующим N выходам АР 1, а сигнальный и опорный выходы АК 2 подключены соответственно к сигнальному и опорному входам двухканального радиоприемника 3, выполненного по схеме с общими гетеродинами, двухканальный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 4, причем сигнальный и опорный выходы промежуточной частоты двухканального радиоприемника 3 соединены соответственно с сигнальным и опорным входами двухканального АЦП 4, блок преобразования Фурье 5, выполненный двухканальным соответственно с сигнальным и опорным каналами, блок вычисления разности фаз (БВРФ) 9, группа информационных выходов которого соединена с группой информационных входов второго запоминающего устройства 10, группа информационных выходов которого соединена с первой группой информационных входов блока вычитания 11, вторая группа информационных входов блока вычитания 11 соединена с группой информационных выходов четвертого запоминающего устройства 19, информационные входы четвертого запоминающего устройства 19 соединены с информационными выходами блока формирования эталонных значений разностей фаз (БФЭЗРФ) 20, группа информационных входов которого является установочной шиной пеленгатора 21, последовательно по сигнальным входам соединенные умножитель 12, сумматор 13, третье запоминающее устройство 14, блок определения азимута и угла места 15, причем первая и вторая группа информационных входов умножителя 12 объединены и соединены с группой информационных выходов блока вычитания 11, генератор синхроимпульсов 8, выход которого соединен с управляющим входом АК 2, входами синхронизации двухканального АЦП 4, двухканального блока преобразования Фурье 5, второго 10, третьего 14 и четвертого 19 запоминающих устройств, блока вычитания 11, умножителя 12, сумматора 13, блока определения азимута и угла места 15, БФЭЗРФ 20 и БВРФ 9, причем первый и второй выходы блока определения азимута и угла 15 места являются выходами пеленгатора, отличается тем, что дополнительно введены первое запоминающее устройство 18, блок сравнения 7, блок формирования основных характеристик видов модуляции (БФОХВМ) 6, первый и второй входы которого подключены соответственно к первому и второму выходам двухканального блока преобразования Фурье 5, а опорный, сигнальный и информационный выходы БФОХВМ 6 соединены соответственно с опорным, сигнальным и информационными выходами блока сравнения 7, предназначенными для сопоставления вычисленных основных характеристик видов модуляции принимаемых радиосигналов с заданными пороговыми значениями и определения вида модуляции принимаемых радиосигналов, согласно алгоритму, представленному на фиг.9, в соответствии с которым из всей совокупности анализируемых радиосигналов, при определении наиболее вероятного направления прихода радиосигнала источника излучения в блоке определения азимута и угла места 15, производят отбор полезных радиосигналов и подавление мешающих, опорный и сигнальный выходы блока сравнения 7 подключены соответственно к опорному и сигнальному входам БВРФ 9, управляющие входы БФОХВМ 6 и блока сравнения 7 подключены к выходу генератора синхроимпульсов 8, информационный вход блока сравнения 7 подключен к выходу первого запоминающего устройства 18, в котором хранится описание пороговых значений основных характеристик видов модуляции, а его вход подключен к входной установочной шине пеленгатора 21.
Пеленгатор (фиг.1) работает следующим образом. Перед началом работы пеленгатора осуществляется пространственное описание АР 1. Для этого измеряются взаимные расстояния между элементами АР 1. Для кольцевой структуры данная операция несколько упрощается. Измеренные расстояния по шине 21 поступают на вход БФЭЗРФ 20.
max
ap
dp
a
af
aa
Параллельно с этим, по установочной шине 21 задаются пороговые значения основных характеристик аналоговых и цифровых видов модуляции t(γ), t(σ), t(σ), t(P*), t(σ), t(σ), t(σ),  которые записываются в первом запоминающем устройстве 18. Порядок выбора пороговых значений известен (см. Automatic modulation recognition of communication signals by Elsayed Elsayed Azzouz, Department of Electronic & Electrical Engineering, Military Technical College, Cairo, Egypt and Asoke Kumar Nandi Department of Electronic & Electrical Engineering, University of Strathclyde, Glasgow, U.K., Kluwer Academic Publishers Boston / Dordrecht / London, 2006, c.215).
Антенный коммутатор 2 обеспечивает синхронное подключение в едином промежутке времени любых пар АЭ к опорному и сигнальному выходам. В результате последовательно во времени на пару входов двухканального радиоприемника 3 пропускаются все возможные пары сигналов с АР 1 (см. фиг.5). При этом все антенные элементы периодически выступают как в качестве сигнальных, так и в качестве опорных АЭ (при условии использования полнодоступного АК 2). Этим достигается максимальный набор статистики о пространственных параметрах электромагнитного поля.
Радиосигналы, поступившие на вход двухканального радиоприемника 3, преобразуются в высокочастотные электрические сигналы, усиливаются, фильтруются и переносятся на промежуточную частоту. С опорного и сигнального выходов двухканального радиоприемника 3 сигналы промежуточной частоты поступают на соответствующие входы двухканального АЦП 4, где синхронно преобразуются в цифровые сигналы. Полученные цифровые отсчеты сигналов в блоке 4 перемножаются на цифровые отсчеты двух гармонических сигналов одной и той же частоты, сдвинутых друг относительно друга на угол
В самом общем виде принимаемый сигнал представляется в виде
0
где U(t) - огибающая амплитуды сигнала; φ(t) - фаза сигнала; ω - частота, относительно которой представлены огибающая амплитуды и фаза сигнала.
Более удобная форма представления сигнала базируется на квадратурных составляющих:
c
s
где V(t)=U(t)cos(φ(t) и V(t)=U(t)sin(φ(t)) - квадратурные составляющие сигнала.
c
s
Составляющие V(t) и V(t) соответствуют действительной и мнимой частям комплексной огибающей U(t) сигнала u(t).
0
c
Рассмотрим порядок получения квадратурных составляющих принимаемого сигнала в блоке 4. Умножение исходного сигнала u(t) на сигнал ν(t)=Acos(ωt) приводит к формированию сигнала u(t) вида
0
Если частота 2ω несколько превышает максимальную скорость изменения фазы φ(t)/2, то с помощью фильтра нижних частот можно выделить первое слагаемое в формуле (3)
c1
c
Выделенный с помощью фильтра нижних частот сигнал u (t) с точностью до постоянного множителя совпадает с квадратурной составляющей V(t).
0
Аналогичным образом в блоке 4 формируют вторую квадратурную составляющую путем умножения сигнала u(t) на сигнал ν(t)=Asin(ωt).
После выполнения в блоке 4 рассмотренных операций осуществляется дискретное преобразование Фурье в блоке 5
на выходах которого получают цифровые сигналы, характеризующие спектры совокупностей измеряемых сигналов пеленгуемой базовой станции в сигнальном и опорном трактах.
max
ар
dp
а
af
аа
При обнаружении сигнала в заданной полосе частот ΔF формируют девять массивов данных с сформированными основными характеристиками γ, σ, σ, Р*, σ, σ, σ, ,  (блок 6, фиг.8). Порядок формирования основных характеристик известен (см. Automatic modulation recognition of communication signals by Elsayed Elsayed Azzouz, Department of Electronic & Electrical Engineering, Military Technical College, Cairo, Egypt and Asoke Kumar Nandi Department of Electronic & Electrical Engineering, University of Strathclyde, Glasgow, U.K., Kluwer Academic Publishers Boston/ Dordrecht/ London, 2006, c.215).
Далее в блоке сравнения 7 происходит сопоставление сформированных основных характеристик с соответствующими им пороговыми значениями и определение вида модуляции согласно алгоритму, представленному на фиг.9. Алгоритм работает следующим образом:
max
max
max
max
max
max
На начальном этапе происходит сравнение максимального значения удельной мощности спектра стандартизированной мгновенной амплитуды γ с ее пороговым значением t(γ). Данная характеристика используется для различения двоичной частотной манипуляции и 4-уровневой частотной манипуляции как подмножество и двоичной амплитудной манипуляции и 4-уровневой амплитудной манипуляции, двоичной фазовой манипуляции и 4-уровневой фазовой манипуляции как второе подмножество. Так как сигналы с двоичной частотной манипуляцией и 4-уровневой частотной манипуляцией имеют постоянную мгновенную амплитуду, их стандартизированная-центрированная амплитуда составляет ноль. Таким образом, их спектральные удельные мощности составляют нули, то есть они по природе своей не обладают амплитудным значением γ<t(γ). С другой стороны, двоичная амплитудная манипуляция и 4-уровневая амплитудная манипуляция имеют амплитудное значение γ>t(γ). Кроме того, сигналы с двоичной фазовой манипуляцией и 4-уровневой фазовой манипуляцией обладают амплитудным значением, так как ограничение по полосе сообщает значение амплитуды, особенно при переходах между последовательными символами.
max
max
max
max
max
Также γ используется для различения сигналов с ЧМ как подмножества двухполосной модуляции и сигналов с комбинированной АМ-ЧМ модуляцией как второе подмножество. Так как сигналы с ЧМ имеют постоянную мгновенную амплитуду, их стандартизированная-центрированная мгновенная амплитуда равна нулю. Таким образом, их спектральные удельные мощности также равны нулю, то есть они не обладают значением амплитуды γ<t(γ). С другой стороны, сигналы с двухполосной модуляцией и комбинированной АМ-ЧМ модуляцией имеют значение амплитуды γ≥t(γ).
max
max
Вследствие первого этапа работы алгоритма, после сравнения максимального значения удельной мощности спектра стандартизированной мгновенной амплитуды γ с ее пороговым значением t(γ) происходит разделение сигналов на две группы (А и В). В группу А входят сигналы: амплитудной модуляции, двухполосной модуляции, многоуровневой (m-ичной) амплитудной манипуляции, модуляции с верхней (нижней) боковой полосой, комбинированной модуляции, многоуровневой (m-ичной) фазовой манипуляции, цифровой модуляции с частично подавленной боковой полосой; в группу В - сигналы с частотной модуляцией и многоуровневой (m-ичной) частотной манипуляции.
ар
ap
ар
ap
ар
ap
Для определения вида модуляции сигнала из группы А необходимо провести сравнение стандартной девиации абсолютного значения мгновенной фазы σ, оцененной в какие-то интервалы времени с ее пороговым значением t(σ). Данная характеристика используется для различения сигналов с двоичной амплитудной манипуляцией, 4-уровневой амплитудной манипуляцией и двоичной фазовой манипуляцией как одно подмножество и сигнала с 4-уровневой фазовой манипуляцией как второе подмножество. По своей природе, сигналы с двоичной амплитудной манипуляцией, 4-уровневой амплитудной манипуляцией не имеют абсолютного значения фазы σ<t(σ). Кроме того, хорошо известно, что прямая фаза сигнала с двоичной фазовой манипуляцией, идентичная двухполосной фазе, принимает значения 0 и π; следовательно, ее абсолютное значение после центрирования - постоянное,  из условия того, что она не имеет абсолютного значения σ<t(σ). С другой стороны, по своей природе, сигналы с 4-уровневой фазовой манипуляцией обладает абсолютным и прямым значением фазы.
ар
ар
ap
ар
ap
Также σ используется для различения сигналов с двухполосной модуляцией как одно подмножество и сигналы с комбинированной АМ-ЧМ модуляцией как второе подмножество. Исходя из  становится ясно, что прямая фаза сигнала с двухполосной модуляцией - после удаления линейного фазового компонента благодаря несущей частоте - приобретает значения 0 и π, следовательно, их абсолютное значение после центрирования - постоянное, равное , из условия, что оно не имеет абсолютного значения фазы σ<t(σ). С другой стороны, сигналы с комбинированным видом модуляции обладают абсолютным и прямым значением фазы σ≥t(σ).
ар
ар
Таким образом, в результате сравнения стандартной девиации абсолютного значения мгновенной фазы σ, оцененной в какие-то интервалы времени с ее пороговым значением t(σ), группу А можно разделить на две группы (С и D). В группу С входят сигналы амплитудной модуляции, двухполосной модуляции, многоуровневой (m-ичной) амплитудной манипуляции, двоичной фазовой манипуляции, цифровой модуляции с частично подавленной боковой полосой; в группу D - сигналы комбинированной модуляции, модуляции по верхней (нижней) боковой полосе, 4-уровневой фазовой манипуляции.
На следующем этапе в группах С и D происходит сравнение отношения Р*, которое измеряет симметрию спектра радиосигнала вокруг его несущей частоты и основывается на спектральной мощности для верхней и нижней боковой полосы с его пороговым значением t(P*).
Данное отношение Р* используется для различения сигналов с AM и цифровой модуляцией с частично подавленной боковой полосой, равно как для различения сигналов с одной боковой полосой (модуляция с верхней боковой полосой и модуляция с нижней боковой полосой) как одно подмножество и сигналов с ЧМ и комбинированной модуляцией как второе подмножество, поскольку |Р*| при бесконечном соотношении сигнал/шум должно быть 1 для сигналов с однополосной модуляцией (+1 для модуляции с нижней боковой полосой и 1 для модуляции с верхней боковой полосой) и 0 для сигналов с AM, ЧМ, двухполосной модуляцией и комбинированной модуляцией. Известно, что с точки зрения спектральной симметрии сигнал с цифровой модуляцией с частично подавленной боковой полосой представляет собой промежуточный вид между сигналами с AM и однополосной модуляцией - модуляцией с верхней боковой полосой. Исходя из чего, предлагается осуществлять выбор порога t(P*) между 0 и 1. Таким образом, используя данное правило, представляется возможным различать сигнал с цифровой модуляцией с частично подавленной боковой полосой от сигнала с AM модуляцией, так же как и различать сигналы с однополосной модуляцией от сигналов с двухполосной модуляцией, ЧМ и комбинированной (АМ-ЧМ) модуляцией.
а
а
a
В результате при сравнении отношения Р* с его пороговым значением t(P*), в группе С, определяется сигнал с цифровой модуляцией с частично подавленной боковой полосой или же группа Е, в которую входят следующие виды сигналов: амплитудной модуляции, двухполосной модуляции, многоуровневой (m-ичной) амплитудной манипуляции, двоичной фазовой манипуляции. В группе D происходит разделение на две группы G и Н - в первую входят сигналы с модуляцией по верхней и нижней боковой полосе, в группу Н - сигналы с комбинированной модуляцией и 4-уровневой фазовой манипуляцией. В первом случае вид модуляции определяется в соответствии с вычислением неравенства (при Р*>0 - модуляция с нижней боковой полосой, при Р*<0 - модуляция с верхней боковой полосой). Во втором случае для определения вида модуляции необходимо использовать еще одну основную характеристику - стандартную девиацию мгновенной амплитуды σ, оцененной в какие-то интервалы времени. Для этого производится сравнение характеристики σ с ее пороговым значением t(σ).
а
a
а
a
Данная характеристика применяется для различения сигналов с двухполосной модуляцией и двоичной фазовой манипуляцией, равно как и комбинированной (АМ-ЧМ) модуляцией и 4-уровневой фазовой манипуляцией. Сигналы двоичной фазовой манипуляции и 4-уровневой фазовой манипуляции не обладают вариациями амплитуды, за исключением ситуации перемещения последовательных символов, то есть стандартизированная-центрированная мгновенная амплитуда - постоянная, т.е. равна нулю, при длительности символа σ<t(σ). С другой стороны, сигналы с двухполосной модуляцией и комбинированные (АМ-ЧМ) сигналы имеют амплитудные данные σ>t(σ).
а
а
Таким образом, исходя из сравнения σ с пороговым значением t(σ), по данному алгоритму определяется 4-уровневая фазовая манипуляция или же сигнал с комбинированной модуляцией.
dp
dp
Для определения вида модуляции сигнала из группы Е, в которую входят сигналы: амплитудной модуляции, двухполосной модуляции, многоуровневой (m-ичной) амплитудной манипуляции, двоичной фазовой манипуляции, необходимо сравнить следующую основную характеристику - стандартную девиацию прямого (не абсолютного) значения мгновенной фазы σ, оцененной в какие-то интервалы времени с ее пороговым значением t(σ).
dp
dp
dp
dp
dp
dp
dp
dp
dp
Данная характеристика используется для различения сигналов с двоичной амплитудной манипуляцией и 4-уровневой амплитудной манипуляцией как одно подмножество и сигнал с двоичной фазовой манипуляцией как второе подмножество. Сигналы с двоичной амплитудной манипуляцией и 4-уровневой амплитудной манипуляцией не обладают прямым значением фазы σ<t(σ), а сигналы с двоичной фазовой манипуляцией имеют прямое значение σ>t(σ) (мгновенная фаза принимает значения 0 и π). Также σ используется для различения сигналов с AM и цифровой модуляцией с частично подавленной боковой полосой как одно подмножество и сигналов с двухполосной модуляцией, модуляцией с верхней (нижней) боковыми полосами, ЧМ и комбинированной (АМ-ЧМ) модуляцией как второе подмножество. Сигналы с AM и цифровой модуляцией с частично подавленной боковой полосой не обладают значением прямой фазы σ<t(σ). С другой стороны, другие виды модуляции имеют значение прямой фазы σ≥t(σ) по своей природе.
В результате данного сравнения происходит разделение сигналов на две группы (J и K). В группу J входят сигналы: AM, многоуровневой (m-ичная) амплитудной манипуляции, в группу K - сигналы с двухполосной модуляцией и двоичной фазовой манипуляцией.
а
a
Для определения вида модуляции в группе K используется рассмотренная выше характеристика - стандартная девиация мгновенной амплитуды σ, оцененной в какие-то интервалы времени, в результате сравнения которой с ее пороговым значением t(σ) можно определить сигнал с двухполосной модуляцией или же с двоичной фазовой манипуляцией.
На следующем этапе в группе J для определения вида модуляции происходит сравнение следующей характеристики - эксцесса стандартизированной мгновенной амплитуды со своим пороговым значением . Данная характеристика используется для различения сигналов с AM как подмножество и сигналов многоуровневой (m-ичной) амплитудной манипуляции (двоичная амплитудная манипуляция и 4-уровневая амплитудная манипуляция) как второго подмножества. Данная ключевая характеристика применяется для измерения «плотности распространения мгновенной амплитуды». Таким образом, это может быть использовано для различения сигналов с высокой плотностью распространения мгновенной амплитуды  таких как сигналы с AM (связанные с голосовым сигналом) и сигналов с низкой плотностью распространения мгновенной амплитуды  таких как сигналы многоуровневой (m-ичной) амплитудной манипуляции (двоичная амплитудная манипуляция и 4-уровневая амплитудная манипуляция), связанные с последовательностью символов.
В результате сравнения, в первом случае, определяется сигнал с амплитудной модуляцией, во втором - группа L, в которую входят сигналы с двоичной амплитудной манипуляцией и 4-уровневой амплитудной манипуляцией.
аа
aa
аа
aa
аа
aa
aa
Для определения вида модуляции сигнала в данной группе, необходимо провести сравнение еще одной характеристики - стандартной девиации абсолютного значения стандартизированной амплитуды σ с ее пороговым значением t(σ). Данная характеристика используется для различения двоичной амплитудной манипуляции и 4-уровневой амплитудной манипуляции, так как стандартизированная - центрированная мгновенная амплитуда сигнала с двоичной амплитудной манипуляцией изменяется между двумя уровнями, равными по величине и разными по признакам, следовательно, его абсолютное значение - постоянное и не имеет абсолютного значения амплитуды σ<t(σ). С другой стороны, по своей природе, сигнал с 4-уровневой амплитудной манипуляцией имеет абсолютное и прямое значение амплитуды σ>t(σ). Следовательно, σ может быть использована для различения сигналов с двоичной амплитудной манипуляцией и 4-уровневой амплитудной манипуляцией.
Рассмотрим виды модуляции, которые входят в группу В. Для определения их вида необходимо провести сравнение эксцесса стандартизированной мгновенной частоты  с его пороговым значением . Данная характеристика используется для различения сигналов с ЧМ модуляцией как подмножество и сигналы многоуровневой (m-ичная) частотной манипуляции (двоичная частотная манипуляция и 4-уровневая частотная манипуляция) как второе подмножество. Эта основная характеристика используется для измерения «плотности частотного распространения». Таким образом, она может быть применена при различении сигналов с ЧМ с высокой плотностью распространения мгновенной частоты  (связанное с голосовым сигналом) и многоуровневой (m-ичная) частотной манипуляцией, низкой плотностью распространения мгновенной частоты (связанное с последовательностью символов) .
В результате сравнения, в первом случае определяется сигнал с частотной модуляцией, во втором - группа F сигналов с двоичной частотной манипуляцией и 4-уровневой частотной манипуляцией.
af
af
af
af
af
af
af
Для определения вида модуляции в последней группе (F), необходимо произвести сравнение стандартной девиации абсолютного значения стандартизированной мгновенной частоты σ с ее пороговым значением t(σ). Данная характеристика используется для различения двоичной частотной манипуляции и 4-уровневой частотной манипуляции, так как стандартизированная-центрированная мгновенная частота сигнала с двоичной частотной манипуляцией изменяется между двумя уровнями, равными по величине, но разными по признакам, следовательно, ее абсолютное значение - постоянное и не имеет абсолютного значения частоты (σ<t(σ)). С другой стороны, по своей природе, сигнал с 4-уровневой частотной манипуляцией имеет прямое и абсолютное значение частоты (σ>t(σ)). Следовательно, σ может быть использована для различения сигналов с двоичной частотной манипуляцией и 4-уровневой частотной манипуляцией.
После определения вида модуляции, согласно структурной схеме (фиг.1), производится отбор полезных сигналов и подавление мешающих.
k
Далее каждая пара частотных отсчетов одного канала в блоке 9 умножается на комплексно-сопряженную пару отсчетов другого канала для каждого k-го частотного поддиапазона f∈ΔF
n,m
k
k
Сумма квадратурных составляющих каждого из полученных отсчетов соответствует взаимной мощности сигналов двух каналов P(f), а арктангенс отношения квадратурных составляющих соответствует разности фаз сигналов, принятых разными антенными элементами n и m в k-м частотном поддиапазоне f
n,m,изм
k
В дальнейшей работе устройства определяются значения Δφ(f), которые последовательно записываются во второе запоминающее устройство 10.
n,m
k
n,m
k
пор
n,m,изм
k
n,m,изм
k
n,m,изм
k
Возможен другой вариант реализации заявляемых способа и устройства, учитывающий информацию о взаимной мощности P(f) (выражение 9). В этом случае значение взаимной мощности P(f) используется для принятия решения в блоке 9 об обнаружении сигнала, принимаемого парой АЭ n и m в k-м частотном поддиапазоне путем сравнения с пороговым значением Р. При положительном решении значение Δφ(f) записывается в блок 10. В блоке 10 по измеренным значениям Δφ(f) различных поддиапазонов частот и пар АЭ решетки 1 (исходя из пространственного расположения этих АЭ в плоскости пеленгования) формируют таблицы измеренных значений разностей фаз Δφ(f) (фиг.3).
min
max
min
max
n
n
n
n
n
Формирование таблиц эталонных значений разностей фаз для различных пар элементов антенной решетки осуществляется в блоке 20 (фиг.2). Предварительно задаются сектором обработки по азимуту (θ,θ) и углу места (β,β) прихода радиосигнала (данные вводятся по шине 21), а также разрешением (точностью) вычисления угловых параметров Δθ и Δβ. В блоке 20 по шине 21 также вводятся удаление эталонных источников D и топология размещения антенных элементов {r}, где r=(x,y,z). В блоке 20 вычисляются координаты эталонных источников, расположенных на удалении D и имеющие угловых координаты
, где , ,
i,j
i,j
i,j
i,j
a={X,Y,Z}
i,j
i
j
i,j
i
j
i,j
j
где X=Dcos(θ)cos(β), Y=Dsin(θ)cos(β), Z=Dsin(β).
Далее для каждой угловой координаты эталонного источника вычисляются значения разностей фаз для всех возможных комбинаций пар элементов антенной решетки и всех частотных поддиапазонов
где  - расстояние между антенным элементом и эталонным источником; n,m=1…N; n≠m - номер антенного элемента.
n,m,эт
k
Значения Δφ(f) записываются в запоминающее устройство 19.
i
j
Следующим шагом является вычисление значений функции дисперсии невязок разностей фаз по всем угловым параметрам (θ,β) (см. фиг 7). Данная операция выполняется с помощью блоков 11, 12 и 13 в соответствии с выражением
где , ,
Δθ и Δβ - заданные точности измерения пеленга в азимутальной и угло-местной плоскостях, n,m=1…N; n≠m - номер антенного элемента.
i
j
В результате находятся элементы двухмерного спектра значений функции дисперсии невязок разностей фаз по заданным параметрам (θ,β.) которые записываются в запоминающее устройство 14.
i
j
i
j
i
j
В блоке 15 осуществляется исследование функции дисперсии невязок H(θ,β) на экстремум. Аргумент (θ,β) минимального значения функции H(θ,β) является наиболее вероятными пространственными параметрами сигнала (θ,β).
В устройстве, реализующем предложенный способ, используются известные элементы и блоки, описанные в научно-технической литературе. Варианты реализации антенных элементов и антенной решетки 1 широко рассмотрены в литературе (см. Саидов А.С. и др. Проектирование фазовых автоматических радиопеленгаторов. - М.: Радио и связь. 1997; Torriere D.J. Principles of military communication system. Dedham, Massachusetts. Artech Hause, inc., 1981. - 298 p.). Антенные коммутаторы 2 широко известны (см. Вениаминов В.Н. и др. Микросхемы и их применения. - М.: Радио и связь, 1989. - 240 с; Вайсблат А.В. Коммутационные устройства СВЧ на полупроводниковых диодах. - М.: Радио и связь, 1987. - 120 с). Двухканальный радиоприемник 3 может быть реализован с помощью двух полупрофессиональных приемников типа IC-R8500 фирмы ICOM (см. Communication Receiver IC-R8500. Instruction Manual). При этом первый и второй гетеродины одного из радиоприемников используются одновременно в качестве первого и второго гетеродинов второго радиоприемника. Кроме того, в качестве двухканального радиоприемника 3 могут попарно использоваться и другие приемники фирмы ICOM: IC-R7000, IC-PCR1000).
Двухканальный аналого-цифровой преобразователь 4 и блок преобразования Фурье 5, блок формирования основных характеристик видов модуляции 6, первое запоминающее устройство 18, блок вычисления разности фаз 9 и второе запоминающее устройство 7 реализуются с помощью стандартных плат: субмодуля цифрового приема ADMDDC2WB и ADP60PCI v3.2 на процессоре Sharc. ADSP-21062. Руководство пользователя (см. WWW-cepBep:www.insys.ru). Субмодуль ADMDDC2WB реализует функции блока 4 и содержит микросхемы DIGITAL DOWN CONVERTER (DDC) AD6620 фирмы Analog Devices для извлечения полосы частот из широкой полосы частот входного сигнала (например, сигнала второй промежуточной частоты приемника 3 IC-R8500), преобразования этой полосы в полосу модулирующих частот и вывод ее в квадратуре (выражения 3-6). Это преобразование выполняется смещением интересующей полосы частот к нулевой частоте при цифровом умножении данных от АЦП 4 на квадратурное опорное колебание из внутреннего генератора DDC.
Субмодуль цифрового приема ADMDDC2WB используется в несущих платах типа ADP60ISA, ADP60PCI, ADP62PCI. Базовый модуль на базе платы ADP60PCI v3.2 на процессоре Share ADSP-21062 реализует функцию дискретного преобразования Фурье (выражение 7, блок 5), операцию формирования основных характеристик видов модуляции сигналов, (блок 6) сравнение основных характеристик видов модуляции с их пороговыми значениями и определение вида модуляции (блок 7, фиг.9), операцию умножения на комплексно-сопряженную пару отсчетов каналов (выражение 8, блок 9), нахождение взаимной мощности сигналов и разности фаз сигналов (выражения 9, 10; блок 9), обнаружение сигнала, если таковое используется, запоминание измеренных разностей фаз (функция блока 10).
Построение генераторов синхроимпульсов 8 известно и широко освещено в литературе (Радиоприемные устройства: Учебн. Пособие для радиотехники. Спец. ВУЗов / Ю.Т.Давыдов и др.; - М.: Высшая школа, 1989. - 342 с; Функциональные узлы адаптивных компенсаторов помех: Часть II. В.В.Никитченко. - Л.: ВАС, 1990. - 176 с).
С помощью блоков 11, 12 и 13 реализуется выражение 12 описания. Варианты выполнения сумматора 13 и блока вычитания 11 приведены, например, в Ред. Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике: Схемы, блоки, 50-омная техника: Пер. с нем. - М.: Мир, 1990. - 256 с.
Первое 18, второе 10 и третье 14 запоминающие устройства реализованы по известным схемам (см. Большие интегральные схемы запоминающих устройств: Справочник / А.Ю.Гордонов и др. - М.: Радио и связь, 1990. - 288 с; Лебедев О.Н. Микросхемы памяти и их применение. - М: Радио и связь, 1990. - 160 с). Умножитель 12 реализует операцию возведения в квадрат (выражение 21), а его выполнение освещено в Рэд. Э. Справочное пособие по высокоточной схемотехнике: Схемы, блоки, 50-омная техника: Пер. с нем. - М.: Мир. 1990. - 256 с.
Задачей первого запоминающего устройства является запоминание поступающих со входной шины 21 пеленгатора заданных пороговых значений основных характеристик видов модуляции.
k
Блок формирования эталонных значений разностей фаз 17 предназначен для создания таблиц эталонных значений разностей фаз для различных пар элементов антенной решетки 1 и различных поддиапазонов частот f.
На подготовительном этапе по входной установочной шине 21 задаются следующие исходные данные пеленгатора:
min
max
min
max
сектор обработки по азимуту (θ,θ) и углу места (β,β);
точность нахождения пространственных параметров Δθ и Δβ;
удаление эталонных источников D;
n
n
n
n
n
топология размещения антенных элементов {r}, где r=(x,y,z)
max
ap
dp
a
af
aa
описание пороговых значений основных характеристик видов модуляции t(γ), t(σ), t(σ), t(P*), t(σ), t(σ), t(σ), , .
min
max
min
max
Величины (θ,θ) задаются пользователем исходя из задач, стоящих перед измерителем (пеленгатором). В общем случае θ=0°, a θ=360°. Точность нахождения пространственных параметров Δθ и Δβ ограничивается значением инструментальной точности пеленгатора. Последняя, в свою очередь, зависит от типа (размеров и геометрии используемой) АР 1, частотного диапазона, условий распространения радиоволн, вида модуляции сигнала и т.д. Задача блока 20 состоит в том, чтобы для каждого частотного поддиапазона для заданной топологии АР 1 с дискретами по азимуту и углу места рассчитать идеальные (эталонные) значения разностей фаз для всех пар антенных элементов с учетом того, что эталонный источник перемещается на удалении D от АР 1. Блок 19 может быть выполнен в виде автомата, реализованного на базе микропроцессора (см., например, Шевкоплес Б.В. Микропроцессорные структуры. Инженерные решения: Справочник. - 2-е изд. перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 512 с.) и работающего в соответствии с алгоритмом, приведенном на фиг.6. В качестве последнего целесообразно использовать высокопроизводительный 16-разрядный микропроцессор К1810 ВМ86 (см. Вениаминов В.Н. и др. Микросхемы и их применение: Справ. пособ. - 3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1989. - 240 с).
Реализация блока определения азимута и угла места 15 известна и широко освещена в литературе, выполняет аналогичную функцию блока 13 устройства-прототипа. Блок 17 целесообразно реализовывать по пирамидальной схеме с использованием быстродействующих компараторов (см. Шевкоплес Б.В. Микропроцессорные структуры. Инженерные решения: Справочник. - 2-е изд. перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 512 с).
Таким образом, заявленный способ и устройство за счет определения вида модуляции сигнала, одновременного измерения разностей фаз в парах антенных элементов решетки, более полного набора статистики о электромагнитном поле сигнала позволяют обеспечить повышение точности и пропускной способности пеленгования.
К другим достоинствам устройства можно отнести снятие ограничений на пространственное размещение антенных элементов решетки, повышение быстродействия пеленгатора.