Компенсация регулярных помех частотно-модулированного синтезатора частот вне кольца импульсно-фазовой автоматической подстройки частоты

РАДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ

С.А. Шерстюков,

доктор технических наук, доцент

КОМПЕНСАЦИЯ РЕГУЛЯРНЫХ ПОМЕХ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННОГО СИНТЕЗАТОРА ЧАСТОТ ВНЕ КОЛЬЦА

ИМПУЛЬСНО-ФАЗОВОЙ АВТОМАТИЧЕСКОЙ ПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ

COMPENSATION OF REGULAR INTERFERENCE OF THE FREQUENCY-MODULATED FREQUENCY SYNTHESIZER

OUTSIDE THE RING OF THE PULSE-PHASE AUTOMATIC FREQUENCY ADJUSTMENT

Показано применение в качестве компенсатора регулярных помех ЧМСЧ квадратурного фазового модулятора на базе амплитудных модуляторов в квадратурных каналах и устройств автокомпенсации амплитудно-фазовых искажений. Составлено общее уравнение автокомпенсатора ПФМ, получены выражения для передаточных функций, определяющих реакцию изменений амплитуды и фазы выходного сигнала на соответствующее возмущение.

The use of a quad-raster phase modulator as a compensator for regular interference on the basis of amplitude modulators in quadrature channels and auto-compensation devices for amplitude-phase distortions is shown. The general equation of the PFM auto-compensator is composed, expressions are obtained for the transfer functions that determine the response of changes in the amplitude and phase of the output signal to the corresponding perturbation.

Введение. Известно, что основной причиной возникновения паразитной угловой модуляции (ПУМ) в однокольцевых частотно-модулированных синтезаторах частот (ЧМСЧ) является неустранимое противоречие между степенью подавления ПУМ с частотой сравнения фазового детектора и быстродействием СЧ, связанным с наличием

фильтра нижних частот (ФНЧ) в цепи управления генератора управляемого напряжением (ГУН).

Предположим, что в выходном полезном радиосигнале ЧМСЧ присутствуют паразитная амплитудная модуляция (ПАМ) и паразитная фазовая модуляция (ПФМ). Введём для их устранения компенсационное устройство (КУ) в виде квадратурного фазового модулятора (КФМ) на базе амплитудных модуляторов в квадратурных каналах [1, 2]. Структурная схема, реализующая алгоритмы компенсации ПАМ и ПФМ вне кольца импульсно-фазовой автоматической подстройки частоты (ИФАПЧ), представлена на рис. 1.

Работа схемы. После установления режима синхронизма в кольце ИФАПЧ при подаче модулирующего напряжения на вход ГУН происходит его частотная модуляция. При этом на выходе делителя частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) импульсы оказываются промодулированными по фазе в соответствии с модулирующим напряжением. Для компенсации реакции кольца ИФАПЧ на модулирующее возмущение ГУН модулирующий сигнал от блока формирования модулирующего напряжения (БФМН) одновременно подается через управляемый аттенюатор (УА) и интегратор (ИНТ1) на модулирующий вход импульсно-фазового модулятора (ИФМ), в котором происходит модуляция опорных импульсов с выхода делителя частоты с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД) по фазе.

Рис. 1. Структурная схема компенсатора регулярных помех ЧМСЧ с использованием КФМ на базе амплитудных модуляторов в квадратурных каналах и устройств автокомпенсации амплитудно-фазовых искажений

Сравнение одинаково промодулированных по фазе входных импульсов ИФД показывает, что на его выходе отсутствует сигнал ошибки от модуляции, следовательно, отсутствует реакция кольца ИФАПЧ на модулирующее возмущение ГУН. В управ-

103

ляющем сигнале, поступающем с выхода ФНЧ на управляющий вход ГУН, имеются только составляющие от помех, кратные частоте сравнения, которые вызывают ПФМ выходного сигнала ГУН.

С выхода ГУН высокочастотный сигнал с угловой модуляцией помеховыми составляющими (ПУМ) и полезным модулирующим напряжением поступает на вход КФМ-АК, состоящего из амплитудных модуляторов АМ1 и АМ2, фазовращателя ФВ на л/2 и линейного сумматора С1.

Из-за ПУМ происходит отклонение начальной фазы входных сигналов АМ1 и АМ2 на некоторый угол (1. Одновременно с выхода интегратора ИНТ2 напряжение, пропорциональное изменению фазы (1, поступает через инвертор ИНВ1 и сумматор С2 на АМ1, а также через сумматор С4, усилитель У и сумматор СЗ на АМ2.

В результате линейного суммирования выходных сигналов амплитудных модуляторов АМ1 и АМ2, имеющих одновременно соответствующие фазовую модуляционную характеристику (ФМХ) и амплитудную модуляционную характеристику (АМХ), в КФМ-АК создается фазовый сдвиг (-(), при этом на выходе сумматора С1 формируется высокочастотный сигнал со значительно подавленной частотной модуляцией. Однако в выходном сигнале устройства имеется остаточная ПУМ (р2«(р1, вызванная неполной компенсацией ПУМ входного сигнала и ПУМ, возникающей из-за фазовых сдвигов в АМ1, АМ2 и ФВ на л/2, а также из-за флуктуации этого фазового сдвига при воздействии дестабилизирующих факторов.

Кроме частотной модуляции, результирующий сигнал на выходе С1 имеет остаточную ПАМ. Этот сигнал с амплитудной модуляцией поступает на вход амплитудного детектора (АМД), на выходе которого формируется напряжение, изменяющееся в соответствии с ПАМ выходного сигнала С1. После инвертирующего усилителя (ИУ) это напряжение в противофазе поступает через сумматор СЗ на АМ2 и через сумматор С2 на АМ1 и компенсирует ПАМ.

В результате перемножения выходных сигналов С1 и ГУН в фазовом детекторе (ФД) формируется напряжение ошибки, которое линейно суммируется с выходным сигналом ИНТ2, и на выходе С4 формируется сигнал, изменяющийся только по закону (р2. Этот сигнал, пройдя через усилитель У, суммируется в С3 с сигналом с выхода ИНТ2. В результате формируется напряжение, изменяющееся по закону (2+(1, которое поступает на АМ2 и модулирует его входной сигнал по амплитуде.

Одновременно с выхода У сигнал, изменяющийся по закону (2, поступает через инвертор ИНВ2 на вход С2, на другой вход которого с выхода ИНВ1 поступает напряжение, изменяющееся в соответствии с (-(1). В результате линейного суммирования этих сигналов на выходе С2 формируется управляющее напряжение, изменяющееся по закону [-((2+ (1)], которое модулирует по амплитуде входной сигнал АМ1.

После суммирования выходных сигналов АМ1 и АМ2 на выходе С1 формируется частотно-модулированный сигнал (ЧМС) с практически подавленными ПУМ и остаточной ПАМ.

Проведем анализ характеристик КФМ-АК в линейном режиме [3].

Для составления общего уравнения автокомпенсатора ПФМ запишем выходной сигнал ГУН

щ = и1 + (м +(] = Яе{и7 ехр^ю^)ехр((м)ехр(()},

и сигнал на выходе сумматора С1

U2 = и2 + фм +Ф2 - 4] = Re(U2 exp(ja0t)Qxp(jpM )exp(jp2 )}

где coo — частота несущего колебания ГУН;

(рм — мгновенный фазовый сдвиг выходного сигнала ГУН от модулирующего напряжения;

р1 — мгновенный фазовый сдвиг выходного сигнала ГУН, вызванный суммарной паразитной помеховой составляющей с выхода ФНЧ;

р2 — мгновенный фазовый сдвиг выходного сигнала КФМ-АК.

Выходную и входную комплексные амплитуды сигналов свяжем коэффициентом передачи автокомпенсатора

U2 exp

где Ki,2(ei,2) — нормированные регулировочные характеристики АМ1, АМ2;

Ki,2(Si,2) — коэффициенты, учитывающие нестабильность регулировочных характеристик АМ1 и АМ2 под действием дестабилизирующих факторов Si,2;

КфВ SS3 ) — коэффициент передачи фазовращателя ФВ, дающего сдвиг фазы

s, с учетом дестабилизирующего фактора.

При анализе зададим условие, что АМ1, АМ2 и фазовращатель широкополосны по отношению ко входному сигналу и их инерционные свойства не учитываются.

На входы АМ1 и АМ2 поступают управляющие напряжения ei и в2 с выходов сумматоров С2 и С3

ei = -

e2 =

где иФд = ГФД(р2 -pi;Ui;U2)ЕФДUiU2У^ФД(p) — напряжение на выходе фазового детектора ФД с учетом передаточной функции фильтра Жфд(р);

FФД ((2 - Pi Ui U2 ) — нормированная детекторная характеристика фазового детектора;

Ефд (Ui ;U2) — максимальное выходное напряжение ФД, зависящее от амплитуд подаваемых сигналов;

и ПАМ = ^АМД ( U2 ^)^АМД (p) — напряжение на выходе амплитудного детектора АМД с учетом детекторной характеристики АМД Еамд ( U2 ) и передаточной функции АМД Жамд (p);

и ПУМ = К ПФМ Pi — напряжение ПУМ на выходе интегратора ИНТ2;

Кпфм — крутизна преобразования фазы в напряжение в кольце ИФАПЧ;

Ку, Киу — коэффициенты усиления У и ИУ, соответственно.

Полученные уравнения являются нелинейными из-за нелинейностей характеристик ФД, АМД, АМ1 и АМ2. Произведем линеаризацию этих уравнений, полагая, что величины фазовых отклонений и дестабилизирующих факторов настолько малы, что не проявляются нелинейности характеристик структурных звеньев.

Для этого дадим входным координатам и дестабилизирующим факторам в стационарном режиме малые приращения

(1 = (01 + Л(; и1 = и 01 (1 + Ли 1);

& = &01 + Л&

Соответственно, получат приращения выходные координаты и управляющие напряжения

(2 =(02 + Л(2; и 2 = и 02 (1+ Ш2); е1 = е01 + Ае1; е2 = е02 + Ле2,

где индексом «О» обозначены значения параметров в точке стационарного режима. Подставив (4) и (5) в (1), получим

К0

„ / _ \ и02 ехр(](02) где К0 (<?0 &0 )=-7-\ — коэффициент передачи КФМ-АК в точке стацио-

и01 ехР

нарного режима.

Приращения управляющих сигналов с учетом

Ле1 = -КУ Рфд [{(02 +Л(2 )-{(01 + Л( \и01(1 + Ли1 \и02 (1 +Ли2 )]х х ефд [и01(1 + Ли1); и02(1 + Ли 2 №фд (Р) - (КУ + 1)К0 ПФМ (01 + Л(1 ) -

- Еамд [и02

+ КуЖфд(РУфд((02 -(01 ;и01 ;и02)ЕФД(и01 ;и02)+(Ку + 1к0 ПФМ + + ЕАМД (и02 )ЕАМД (и02 )КИУ ^АМД (р);

Ле2 = КУ ЕФД [((02 + Л(2 ) -(01 +Л(1 );и01(1 + Ли1 );и02 (1 + Ли 2 )]х Х ЕФД [ и01(1 + Ли11и02 (1 + Ли2 №ФД (р) + (КУ + 1)К0ПФМ (01 + -

- Еамд [и02

- КУ ^ФД (Р)ЕфД ((02 - (01 ;и01 ;и02 )ЕфД (и01 ;и02)- (КУ + 1К0 ПФМ +

+ ЕАМД

Уравнения (6)—(8) отличаются от исходных лишь заменой переменных по (4), (5). Приращения комплексных амплитуд входного и выходного сигналов при малых вариациях фазы и амплитуды запишем в виде суммы

1 + Ли1а )ехр

Нелинейные характеристики ФД и АД разложим в ряд Тейлора в окрестности точки стационарного режима и ограничимся линейными членами разложения

>

Рфц[(<02 + AP2)-(<Р01 + A<1\U01 (1 + AU1);U02(l + AU2)]- РфД0(<p02 -v01; U01 ;U02) + + ?Фди1 AU1U01 + Рфди 2 AU2U02 + Рфдр(Р-A<1);

Ефд [ U 01 (1+ AU1); U02 (1+ AU2)] - Ефд 0 (U01 ;U02) + AUU 01 + Ефди 2 A^^;

РАМД [U02 (1+AU2)]- РАМД0 ( U02 ) + РАмди2 AU2U02

Штрихи и индексы у функций обозначают производные по соответствующим координатам в точке стационарного режима. Тогда приращения управляющих сигналов

2

Ae1 = c

i=1 2

Ae2 = -c

i=1

где

c = -КуЖфД (p)ЕФД0FÍ

ФД\р)ЕФД 01 ФДф> ¿1 = -КУ ^ФД (Р)и01 (ЕФДО^ФДи{ + РфД0ЕФДи 1 ) / = -К ПФМ (ку + а

Ь = -КИУ ^АМД (рР)и02 {^АМД0ЕАМДи2 + ЕАМДО^АМДи2 ) Аналогичным образом, разложив коэффициент передачи КФМ-АК

2 3

к (е01 +М- +)=к0 (е0,30)+ ^ Ае1 + Е к3, >

1=1 - =1

поделив это выражение на К0 (е0,З0 ) и подставив полученный результат в (6), с учетом (9) получим

2 3

(1+ AU2 )exp(jAp2 ) = (1 + AU1 + jA<1) 1 + ^AeiZe. + EA8,- Zs.

i=1 i=1

,

где Ze. = Кe. /K0(e0,80) — комплексные нормированные крутизны АМ1, АМ2 по

управляющим напряжениям;

7<з. = К3. / К0 (е0,З0 ) — комплексные нормированные крутизны по соответствующим возмущениям.

Подставив = Яе+ 1ти = Яе+ 1тв (12) и выделив

действительную и мнимую части, пренебрегая при этом величинами второго порядка малости, получим два линейных уравнения:

AU2(j - d2 ReZe - hReZei + d2 ReZ^ - hReZe )+A^2(cReZe -

- cReZe^ )=AUj (l + dj ReZej - d2 ReZe2 )+A^7(f ReZej - f ReZe2 +

+ cReZe2 - cReZej )+]TReZs. ASt;

i=j

AU2 (d2 ImZe2 - d2 ImZeJ - hImZej - h ImZe2 )+ A^2 (j - cImZeJ -

- f Im Z + c Im Z )=AUj (d j ImZei - dj ImZe )+A^2(j - cImZei +

+ c ImZe2 - f ImZe2 )+lLImZS ASi •

i=J

Комплексные нормированные крутизны АМ1 и АМ2 по управляющим напряжениям для нулевой точки стационарного режима ео=0 при равенстве крутизн характеристик АМ1 и АМ2 и КфВ (/ /)/(/ I j) равны

Ze; =(O,5 + O,5j0)K/lel, Ze2 =(0,5 - 0,5je)Kjej •

Тогда уравнения (13) упрощаются, так как при использовании ФД-перемно-жителя di=0 и с учетом Re Ze^ 2 и ImZe^ 2 принимают вид

AU2 (j - hKjej) = AUj + ]гRezs. AS,

3

A^(j - c0Kjej - 0,5fOKjej) = A^j(j - c0Kjej + 05fGK'jej) +zImzs. AS•

i=j

В этом случае амплитуда и фаза выходного сигнала не зависят от фазы и амплитуды входного сигнала соответственно.

Комплексные нормированные крутизны Zs по соответствующим возмущениям, входящие в систему уравнений, определяются выражениями

Zs, = (j + jar ) Zs = ^ (j - jar ); Zs, ' -jr',

2 2 j +

где Kjej и K2e2 — крутизны характеристик АМ1 и АМ2 по соответствующим возмущениям; Г — крутизна изменения постоянной времени ФВ по возмущению.

Решением системы уравнений (14) являются выражения для передаточных функций, определяющих реакцию изменений амплитуды и фазы выходного сигнала на соответствующее возмущение: передаточная функция «фаза — фаза»

_AV2 J + NjWW(p)- N3. ,,,,

= " j + NjW^ (p) + N3 ' ( '

передаточные функции «дестабилизирующие факторы — фаза»

108

И _1_. ,,,,

Н Д3Д*= Д3, " 1 + N 1^ФД (р) + N3 ' ( >

передаточная функция «амплитуда — амплитуда»

_ Аи2_ 1

н диди = КТ т =~1 тттГг ;

Ди1 1 + ^АМД

передаточные функции «дестабилизирующие факторы — амплитуда»

НД3Ди * / = 7 и щ / V

д $ 1 + ^АМД

_ди, 1

и =

Здесь

N1 = КУ ЕфДфЕФД 0К1е1;

N2 = КИУ и02 {ЕАМЦ0^АмДЦ2 + ^АМД0Е'лМДи2 )К1е1;

N3 = 0,5К пум (Ку + 1)К'Ш.

Из выражений (15)—(18) следует, что при отсутствии фильтра после фазового детектора, ПУМ выходного сигнала КФМ-АК теоретически можно полностью скомпенсировать при 1+Ы1=Ыз, воздействие возмущений Д3- на фазу выходного сигнала

уменьшается в 1+Ы1+Ыз раз, а на амплитуду — в 1+Ы2 раз. Таким образом, применение КФМ-АК позволяет существенно уменьшить ПУМ выходного сигнала ЧМСЧ без изменения полосы ФНЧ ИФАПЧ, то есть при сохранении быстродействия СЧ.

Рассмотренное комбинированное использование принципов управления амплитудами сигналов и нелинейными искажениями позволяет эффективно компенсировать различные быстроизменяющиеся помехи как внутри амплитудных модуляторов, так и приходящие вместе с входным высокочастотным сигналом, однако требования по одновременному ослаблению внешних и внутренних помех в этом случае остаются противоречивыми. Тем не менее такое сочетание позволяет реализовывать достоинства систем с замкнутым и разомкнутым управлением, так как при этом «смягчаются недостатки» каждого из них. Теория автоматических систем с комбинированным управлением [4, 5] показывает, что в подобных системах имеется возможность существенного повышения точности работы без ухудшения устойчивости замкнутого кольца регулирования. В то же время важным вопросом при разработке устройств компенсации искажений является их способность различать не только амплитудные и фазовые искажения, но и частоты паразитного отклонения амплитуд и фаз или, другими словами, полосу частот, в которой сосредоточены паразитные составляющие спектра [3].

Для этого случая предлагается использовать КФМ-АК при модуляции вне кольца ИФАПЧ, структурная схема которого представлена на рис. 2. На этой схеме приняты следующие обозначения: УФУКС — устройство формирования управляющих компенсационных сигналов, ПС — перемножители сигналов, ДН — делитель напряжения, ИПН — источник постоянного напряжения; ВСКЗ — вычислитель среднего квадрати-ческого значения.

Работа структурной схемы. После установления режима синхронизма в кольце ИФАПЧ СЧ в управляющем сигнале, поступающем с выхода ФНЧ на управляющий вход ГУН, имеются составляющие от помех, кратные частоте сравнения, которые вызывают ПФМ выходного сигнала ГУН. С выходов ГУН и ИНТ2 высокочастотный сиг-

нал с угловой модуляцией помеховыми составляющими и низкочастотное напряжение ПФМ соответственно поступают на входы КФМ-АК, состоящего из амплитудных модуляторов АМ1, АМ2, фазовращателя ФВ на л/2, сумматора С1, а также цепей автокомпенсационного управления амплитудами сигналов (АМД, ИУ, С4, С5) и автоматической регулировки назад по нелинейным искажениям (ФД, С6, У, ИНВ4, С4, С5). В результате действия цепей автокомпенсации, в соответствии с выражениями (1) — (18) и при условии отсутствия модуляции СЧ на выходе линейного сумматора С7 формируется высокочастотный немодулированный сигнал с практически подавленными ПФМ и ПАМ.

Рис. 2. Структурная схема КФРС, реализующая одновременное формирование ФМС и компенсацию регулярных помех немодулированного СЧ вне кольца ИФАПЧ

с использованием КФМ-АК

Предположим, что с выхода БФМН через УА на УФУКС поступает модулирующее напряжение

N

е = ЕЕп С08(П^ + фп ) ,

п=1

где Еп, 0.п ,фп — амплитуды, частоты и начальные фазы составляющих модулирующего напряжения; п — целые числа, тогда в УФУКС последовательно выполняется следующий алгоритм преобразований модулирующего напряжения е:

Г N \2

'ПС 1

ЕЕп С08

\п=1

-ПС 2

( N \ ( N \2

2Еп cos

\n=j у \n=j

( N \3

2 En cos

V n=j

'ДН j

e

( n \3

2 En cos

V n = j_

6 '

( N \3

2 En cos

Vn=j

ИНВ 2

6

e у 2 =

( N ^

2En cos

V n=j

( N

2 En cos

V n=j_,

6

e

ИНВ 3

( N л

2 En cos

V n=j

( N 3

2En cos

V n = j_

6

ec3 = j -

(N

2En cos

V n=j

(N

2 En cos

V n=j

6

3

e yj =

j -

( N \

2 En Cos

V n=j

( N Л3

2 En cosPnt + Vn )

V n=j

6

Результатами модуляций в амплитудных модуляторах АМ1 и АМ2 при воздействии на них управляющих напряжений еу2 и ву1 являются соответственно выходные квадратурная и синфазная высокочастотные составляющие

3

2

-(1 - е у2 )Ъ

1 -

' N л

У Е сов(0 г + ( ) л п п гп7 V п = 1

Г N V

У Е сов(0 г + ( ) л п п гп7 V п = 1

6

х ки зтШ",

* АМ 2

= (1 + е у1 =

1 +

1 -

( N >

У Е сов(0 г + ( ) ^ п у п ^п' V п = 1

( N V

У Е сов(0 г + ( ) ^ п у п ^п' V п = 1

6

х ки со^аг.

Линейно складывая (28) и (29) в сумматоре С7, получаем выходной ФМС

ис7 = ПАМ1 + ПАМ2 = ис7СО$

где ис7 = 1,

/ Л

п

(с7 =-^ + ЗГс1§

(N ^

У Еп со8

V п=1

( N \3

У Еп со8

V п=1

6

( N

У Еп со8

V п=1

= со&

п

Ш — + агсзт

4

(N ^

У Еп со8

V п=1

( N \3

У Еп со8

V п=1

6

( N \3

У Еп с°8

V п=1

^ У

6

Представим арксинус двумя членами разложения по формуле Тейлора для многочлена. Тогда выражение (31) после преобразований с учётом третьей и пятой степеней модулирующего напряжения запишется в виде

= — <

2

2

V

uc7 = cos

ж

cot---ь

4

( N \

ЕEn c0s

V п=1

N

\5

12 V п=1

ЕEn c0s

Заключение. Использование структурной схемы на рис. 2 позволяет значительно повысить быстродействие СЧ за счёт введения модуляции вне кольца ИФАПЧ СЧ и перераспределения функций фильтрации регулярных помех между ФНЧ СЧ и КФМ-АК, при этом в формируемом выходном ФМС оказывается полностью скомпенсированной ПАМ и значительно ослабленной ПФМ. Также является очевидным, что цепи автокомпенсационного управления амплитудами сигналов и автоматической регулировки назад по нелинейным искажениям выполняют только функции ослабления регулярных помех СЧ и помех, возникающих в высокочастотных синфазном и квадратурном каналах КФМ-АК, а одновременное формирование неискажённого ФМС осуществляется в тракте УФУКС — КФМ-АК, адаптивном к изменениям параметров полезного и мешающих сигналов при произвольных законах изменения последних. В связи с этим появляется возможность дальнейшего увеличения значения фазового угла в выходных ФМС.

1

>

ЛИТЕРАТУРА

1. Свид. на ПМ № 9555 РФ, 6Н03С3/38. Квадратурный фазовый модулятор / С. А. Шерстюков, В. В. Ромашов. — № 9810592/20; Заявл. 26.03.98; Опубл. 16.03.99. — Бюл. № 3.

2. Квадратурные формирователи радиосигналов : монография / П. А. Попов, С. А. Шерстюков, Д. А. Жайворонок, В. В. Ромашов ; под ред. П. А. Попова. — Воронеж : Воронежский институт МВД России, 2001. — 176 с.

3. Автоматические компенсаторы амплитудно-фазовых искажений : монография / П. А. Попов [и др.] / под ред. П. А. Попова. — Воронеж : Воронежская высшая школа МВД России, 1998. — 200 с.

4. Уланов Г. М. Регулирование по возмущению (компенсация возмущений и инвариантность) / Г. М. Уланов. — М.—Л. : Госэнергоиздат, 1960. — 110 с.

5. Ивахненко А. Г. Кибернетические системы с комбинированным управлением / А. Г. Ивахненко. — Киев : Техника, 1966. — 512 с.

REFERENCES

1. Svid. na PM # 9555 RF, 6N03S3/38. Kvadraturnyiy fazovyiy modulyator / S. A. Sherstyukov, V. V. Romashov. — # 9810592/20; Zayavl. 26.03.98; Opubl. 16.03.99. — Byul. # 3.

2. Kvadraturnyie formirovateli radiosignalov : monografiya / P. A. Popov, S. A. Sherstyukov, D. A. Zhayvoronok, V. V. Romashov ; pod red. P. A. Popova. — Voronezh : Voronezhskiy institut MVD Rossii, 2001. — 176 s.

3. Avtomaticheskie kompensatoryi amplitudno-fazovyih iskazheniy : monografiya / P. A. Popov [i dr.] / pod red. P. A. Popova. — Voronezh : Voronezhskaya vyisshaya shkola MVD Rossii, 1998. — 200 s.

4. Ulanov G. M. Regulirovanie po vozmuscheniyu (kompensatsiya vozmuscheniy i in-variantnost) / G. M. Ulanov. — M.—L. : Gosenergoizdat, 1960. — 110 s.

5. Ivahnenko A. G. Kiberneticheskie sistemyi s kombinirovannyim upravleniem / A. G. Ivahnenko. — Kiev : Tehnika, 1966. — 512 s.

СВЕДЕНИЯ ОБ АВТОРАХ

Шерстюков Сергей Анатольевич. Профессор кафедры инфокоммуникационных систем и технологий. Доктор технических наук, доцент.

Воронежский институт МВД России. E-mail: sherstykovsa@vimvd.ru

Россия, 394065, Воронеж, проспект Патриотов, 53. Тел. (473) 200-52-26.

Sherstyukov Sergey Anatolyevich. Professor of the chair of Infocommunication Systems and Technologies. Doctor of Technical Sciences, Assistant Professor.

Voronezh Institute of the Ministry of the Interior of Russia. E-mail: sherstykovsa@vimvd.ru

Work adress: Russia, 394065, Voronezh, Prospect Patriotov, 53. Tel. (473) 200-52-26.

Ключевые слова: компенсатора регулярных помех; квадратурный фазовый модулятор; автокомпенсатор ПФМ.

Key words: compensator for regular interference; quad-raster phase modulator; PFM auto-compensator.

УДК 621.396.62

ИЗДАНИЯ ВОРОНЕЖСКОГО ИНСТИТУТА МВД РОССИИ

Моделирование коллективных действий сотрудников органов внутренних дел : монография / В. В. Меньших, А. Ф. Са-мороковский, Е. Н. Середа, В. В. Горлов. — Воронеж : Воронежский институт МВД России, 2017. - 236 с.

Монография содержит разработанные авторами моделеи коллективных действий сотрудников органов внутренних дел при возникновении чрезвычайных обстоятельств, описание комплекса программ принятия решений в подразделениях органов внутренних дел при возникновении чрезвычайных обстоятельств, Монография может быть использована для разработки планов действий ОВД при возникновении чрезвычайных обстоятельств, проведения тактико-специальных, командно-штабных учений, штабных тренировок и тактико-строевых занятий.