СПУТНИКОВЫЙ МНОГОПОЛОСНЫЙ АНТЕННЫЙ БЛОК
SATELLITE MULTI-BAND ANTENNA UNIT

Настоящее изобретение относится к области спутниковой связи и антеннам для наземных терминалов спутниковой связи и, в частности, направлено на многополосную параболическую антенну.
Антенны с большим коэффициентом усиления в то же время с низким уровнем фонового шума имеют большое значение для обмена информацией с помощью электромагнитных сигналов в свободном пространстве. Они применяются, в частности, если получаемые сигналы ослаблены или расстояние между передатчиком и приемником является большим, таким как, например, в случае связи с участием спутников.
Хорошо известно, что антенну-отражатель применяют для наземного приема радиосигналов (спутниковое телевидение), которые передают с помощью геостационарного спутника, при этом поверхности этой антенны-отражателя соответствуют параболическому контуру. Антенна-отражатель принимает сигналы от так называемой антенны-облучателя (часто также называемой облучателем или первичными излучателями). Как правило, в облучатель встроен так называемый малошумящий спутниковый конвертер (LNB), который усиливает принимаемые сигналы с минимально возможным уровнем шума и преобразует их в более низкие частоты. Фазовый центр облучателя находится в точке фокусировки параболоида или вблизи нее. Согласно действующему уровню техники, частоты приема телевизионных сигналов в основном лежат в диапазоне Ku, обычно от 10,7 до 12,75 ГГц.
В последнее время доступ к Интернету через спутник приобретает все большее значение; он предлагает очень хороший вариант для таких потребителей, которые заинтересованы в широкополосном доступе в Интернет, при котором не доступны наземные альтернативы, такие как услуги широкополосного доступа с помощью кабельной или телефонной линии. В настоящее время применяют спутниковый доступ к Интернету, и он получил благоприятное признание на рынке. В этом случае обмен сигналами между наземной антенной и спутником происходит двунаправленно. В указанных двунаправленных системах могут быть применены, например, частоты в диапазоне Ka, обычно от 26,6 до 40 ГГц (канал восходящей связи), и в диапазоне K, обычно от 18 до 26,5 ГГц (канал нисходящей связи), которые не перекрываются частотами, предусмотренными для телевидения (диапазон Ku).
Сервис, предлагающий услугу двунаправленного высокоскоростного доступа к Интернету через спутник, однако, может обработать ограниченное число пользователей и, более того, требует громоздкого оборудования, которое трудно установить (тяжелые опоры для антенны, обязательное добавление второй антенны или замена существующей антенны и прокладка одного или двух дополнительных коаксиальных кабелей).
Известное решение этой проблемы состоит в создании единой параболической антенны с возможностью обработки двустороннего Интернет-соединения, а также прием в диапазоне Ku спутника. Такое решение раскрыто в документе US6512485, в котором описана спутниковая многополосная антенна, содержащая:
- основной параболический отражатель;
- вспомогательный отражатель с частотно-избирательной отражающей поверхностью (FSS);
- первый облучатель, подключенный к первому LNB, причем указанный первый облучатель расположен в первом местоположении для приема сигналов в диапазоне Ku, отраженных от основного отражателя и пропущенных через вспомогательный отражатель с FSS;
- второй облучатель, подключенный ко второму LNB, причем указанный второй облучатель расположен во втором местоположении для приема сигналов в диапазоне Ka, отраженных от основного отражателя и от вспомогательного отражателя с FSS;
- передатчик, подключенный к указанному второму облучателю для передачи сигналов канала восходящей связи в диапазоне Ka на основной отражатель.
Вспомогательный отражатель с FSS, согласно документу US6512485, состоит из листа из диэлектрического материала, на котором расположены на расстоянии друг от друга резонансные элементы. Резонансные элементы рассчитаны и выполнены с возможностью резонирования на частотах, которые должны быть отражены FSS.
Обычно применяют FSS со встроенными резонансными элементами, если необходимы низкочастотные характеристики FSS. Потери при передаче FSS, построенной с резонансными элементами и применяемой в качестве фильтра высоких частот, могут быть слишком высокими.
Также известны другие типы FSS (смотреть, например, статью "Performance of the X-/Ka-/KABLE-Band Dichroic Plate in the DSS-13 Beam Waveguide Antenna" - Chen и др. - TDA Progress Report 42-115, ноябрь 1993 г.). В последнем случае FSS представляет собой отдельную проводящую пластину с отверстиями. Недостатки такой компоновки в основном заключаются в сложности изготовления, так чтобы требования к передаче и отражению могли быть выполнены; среди прочего, толщина пластины по сравнению с толщиной боковых стенок отверстий, т.е. соотношение сторон, должно быть относительно большим. Поскольку отверстия выполнены в прямоугольной форме, простое изготовление путем сверления не представляется возможным. В других публикациях форма отверстий отличается (например, крестообразная) или поперечное сечение отверстия изменяется в зависимости от глубины отверстия, для которого также требуется очень сложный производственный процесс.
В документе EP0059343 раскрывается многополосная антенна, содержащая частотно-избирательную отражающую поверхность (FSRS) высокочастотного типа. FSRS содержит две или три металлических решетки с квадратными отверстиями, расположенные параллельно друг другу. Взаимодействия между решетками создают резонансные точки, расширяющие характеристику полосы пропускания FSRS. Однако с такой резонансной конструкцией FSRS, описанная в документе EP0059343, может иметь непредсказуемое влияние на характеристики антенны и энергетический потенциал линии связи по спутнику. Особенно сложным с такой резонансной конструкцией может быть поддержание характеристик антенны в соответствии с техническими требованиями оператора спутниковой связи. Это касается главным образом диаграммы направленности боковых лепестков антенны для передающих антенн и кросс-поляризационной селекции. Такая FSRS может быть достаточно хорошей для решений, предназначенных только для приема от спутника высокой мощности, которые обеспечивают достаточный энергетический запас линии связи, чтобы компенсировать ослабление, вносимое частотно-избирательной поверхностью, но не для решений, предназначенных для приема и передачи в антеннах с ограниченной мощностью передачи.
Одной целью настоящего изобретения является создание спутникового многополосного антенного блока для обеспечения двухстороннего широкополосного доступа к Интернету и прямого телевизионного вещания, при этом в указанном антенном блоке применяется FSS-блок типа фильтра высоких частот, который проще в изготовлении, и который обладает улучшенными характеристиками, особенно с точки зрения частотной избирательности.
Точнее, настоящее изобретение предоставляет спутниковый многополосный антенный блок, содержащий:
- основной отражатель;
- частотно-избирательный отражательный блок;
- первый облучатель, подключенный к первому спутниковому конвертеру, при этом указанный первый облучатель расположен в первом местоположении для приема излучения в первой полосе частот, при этом указанное излучение в первой полосе частот содержит множество падающих лучей, отраженных от указанного основного отражателя и пропущенных через указанный частотно-избирательный отражательный блок;
- второй облучатель, подключенный ко второму спутниковому конвертеру, при этом указанный второй облучатель расположен во втором местоположении для приема излучения во второй полосе частот, ниже, чем указанная первая полоса частот, при этом указанное излучение во второй полосе частот содержит множество падающих лучей, отраженных от указанного основного отражателя и от указанного частотно-избирательного блока;
- передатчик, подключенный к одному из указанных первому или второму облучателю для передачи излучения по восходящему каналу на указанный основной отражатель;
при этом указанный частотно-избирательный отражательный блок содержит по меньшей мере две электропроводные пластины, обращенные друг к другу, при этом у каждой пластины есть массив отверстий, расположенных на расстоянии друг от друга, и при этом у каждой пластины отверстия, расположенные на расстоянии друг от друга, имеют внутренние размеры, увеличивающиеся с углом падающих лучей, при этом указанный угол падающих лучей измерен относительно нормального вектора частотно-избирательного отражательного блока.
Настоящее изобретение направлено на антенный блок, содержащий частотно-избирательный отражательный блок с характеристиками фильтра высоких частот.
Согласно настоящему изобретению, предлагается применять по меньшей мере две электропроводные пластины, расположенные каскадно и на указанном расстоянии для улучшения частотных характеристик частотно-избирательного отражательного блока. Каждое отверстие электропроводных пластин можно понимать как волновод, т.е. полую проводящую трубку с равномерным поперечным сечением произвольной формы, а не в качестве резонансной конструкции.
Сам факт применения каскада пластин (вместо отдельной толстой пластины) делает возможным применение тонких пластин с очень небольшим соотношением сторон и которые намного легче изготовить (например, получить прямоугольные или квадратные отверстия посредством сверления). Кроме того, тот факт, что внутренние размеры отверстий увеличиваются с увеличением угла падающих лучей, позволяет коэффициенту передачи и коэффициенту отражения быть одинаковыми для каждого луча падающего излучения.
В спутниковой многополосной антенне, согласно настоящему изобретению, может также присутствовать один или несколько из перечисленных ниже признаков, рассматриваемых отдельно или в соответствии со всеми технически возможными комбинациями:
- указанный передатчик подключен к указанному первому облучателю;
- указанная первая полоса частот охватывает диапазон K и/или диапазон Ka; предпочтительно, указанная первая полоса частот представляет собой диапазон K;
- указанная вторая полоса частот представляет собой диапазон Ku;
- расстояние между указанными пластинами по существу равно λ/4, где λ – это длина волны на частоте среза волновода указанных отверстий;
- указанные пластины разделены с помощью диэлектрического материала;
- указанный диэлектрический материал имеет диэлектрическую проницаемость, по существу равную единице;
- указанные пластины имеют по существу одинаковые размеры;
- блок, согласно настоящему изобретению, содержит более двух пластин, расположенных каскадно, при этом каждая последующая пластина обращена к предыдущей;
- для каждой пластины соотношение между толщиной указанной пластины и шириной отверстия меньше либо равно 1:4 (Соотношение рабочего примера составляет 1:4).
Другие отличительные признаки и преимущества настоящего изобретения будут очевидны из нижеследующего описания варианта осуществления настоящего изобретения, приведенного в качестве примера и со ссылками на прилагаемые графические материалы, на которых:
- на фиг. 1 схематически показан спутниковый многополосный антенный блок 1 согласно настоящему изобретению;
- на фиг. 2–4 схематически изображены частотно-зависимые характеристики передачи и отражения частотно-избирательного отражательного блока, включенного в антенный блок по фиг. 1;
- на фиг. 5 и 6 показаны соответственно вид сверху и вид сбоку тонкой пластины, применяемой в каскаде в первом варианте осуществления антенного блока согласно настоящему изобретению;
- на фиг. 7 изображена электрическая эквивалентная схема тонкой пластины по фиг. 5 и 6;
- на фиг. 8 и 9 показаны частотно-зависимые характеристики коэффициента отражения и коэффициента передачи (в дБ) в зависимости от частоты для двух различных размеров отверстий тонкой пластины по фиг. 5 и 6;
- на фиг. 10 схематически изображен частотно-избирательный отражательный блок, включенный в антенный блок первого варианта осуществления;
- на фиг. 11 и 12 изображены две электрические эквивалентные схемы частотно-избирательного отражательного блока по фиг. 10;
- на фиг. 13 и 14 показаны частотно-зависимые характеристики коэффициента отражения и коэффициента передачи (в дБ) в зависимости от частоты для частотно-избирательного отражательного блока по фиг. 10;
- на фиг. 15 изображены амплитуды коэффициента отражения и коэффициента передачи в зависимости от угла поля падающего излучения; и
- на фиг. 16 показан вид сверху тонкой пластины, применяемой в каскаде во втором варианте осуществления антенного блока, согласно настоящему изобретению.
На фиг. 1 схематически показан спутниковый многополосный антенный блок 1, согласно настоящему изобретению.
Указанный спутниковый многополосный антенный блок 1 содержит:
- основной отражатель 2;
- частотно-избирательный отражательный (FSR) блок 3;
- первый облучатель 4, прикрепленный к приемопередатчику 5 в корпусе, в том числе первый спутниковый конвертер (LNB) и передатчик, выполняющий функцию преобразователя с повышением частоты;
- второй облучатель 6, подключенный ко второму LNB 7.
Основной отражатель 2, например, представляет собой параболическую тарелку-отражатель, которая представляет собой офсетный параболический отражатель с передним расположением облучателя с главным фокусом 8 на передней вогнутой стороне 9 тарелки. Задняя выпуклая сторона 10 тарелки 2 закреплена с помощью, например, болтов на непоказанном расположенном сзади опорном кронштейне, опирающимся на непоказанную монтажную мачту. Предпочтительно, FSR 3 наклонен под углом по отношению к оси симметрии AA' параболической формы основного отражателя 2. Типичное значение этого угла α составляет 70°; указанный угол α предпочтительно меньше или равен 90°.
Первый облучатель 4 обеспечивает возможность осуществлять Интернет-связь двунаправленно и по существу расположен в главном фокусе 8 (т.е. в точке фокусировки параболического отражателя или вблизи нее).
Как упомянуто выше, приемопередатчик 5 содержит:
- первый LNB получает от указанного первого облучателя 4 сигналы канала нисходящей связи, которые могут быть в диапазоне K (18–26,5 ГГц), усиливает принятые сигналы с минимально возможным шумом и преобразует их в более низкие частоты для предоставления на установленный в помещении модем данных;
- преобразователь с повышением частоты, который получает сигналы от модема данных и преобразовывает их в более высокие частоты, чем могут быть, например, в диапазоне Ka (26,6–40 ГГц) для обеспечения сигналов канала восходящей связи на указанный первый облучатель 4.
FSR-блок 3, когда он выполняет функцию отражателя, устанавливают для определения заднего фокуса 11 основного отражателя 2. Конструкция FSR-блока 3, согласно настоящему изобретению, будет подробно описана ниже со ссылкой на фиг. 10 и 16.
Второй облучатель 6 обеспечивает возможность обрабатывать сигналы телевидения и, по существу, расположен в заднем фокусе 11 (т.е. в точке заднего фокуса главного параболического отражателя 2 или вблизи нее).
Второй LNB 7 получает от указанного второго облучателя 6 сигналы канала нисходящей связи, которые могут быть в диапазоне Ku (10,7–12,75 ГГц), усиливает принятые сигналы с минимально возможным шумом и преобразует их в более низкие частоты для обеспечения ТВ сигналов.
В настоящем варианте осуществления, рассмотренном исключительно в качестве примера, частоты в диапазоне Ka (канала восходящей связи) и диапазоне K (канала нисходящей связи) не перекрываются частотами, предусмотренными в диапазоне Ku для телевидения.
FSR-блок 3 расположен на траектории луча между облучателями (т.е. указанными первым и вторым облучателями 4 и 6 соответственно) и основным отражателем 2.
FSR-блок 3 предназначен для различной работы в зависимости от частоты сигнала; другими словами, сигналы либо передаются через FSR-блок 3, либо отражаются указанным FSR-блоком. В этом случае желательно, чтобы для определенной частоты было либо очень большое отражение, а передача очень маленькая, либо передача очень большая, а отражение сигналов очень маленькое.
На фиг. 2–4 схематически показаны частотно-зависимые характеристики передачи и отражения FSR-блока 3, включенного в антенный блок по фиг. 1, для различных частот. Как это можно увидеть на графических материалах, FSR-блок 3 предназначен и выполнен с возможностью быть по существу прозрачным для первого поля 20 излучения в диапазонах Ka или K (фиг. 2), в то же время, отражая второе поле 21 излучения в диапазоне Ku (фиг. 3). Оба поля 20 и 21 излучения могут накладываться друг на друга (фиг. 4), что приводит к многополосной антенне связи (обычно диапазон Ku выделен для телевидения, а диапазон K / Ka выделен для интернет-доступа). Здесь, частотно-зависимые характеристики FSR-блока 3 соответствуют фильтру высоких частот: высокочастотные сигналы, соответствующие первому полю 20 излучения (то есть, например выше чем 19,5 ГГц), передаются, в то время как низкочастотные сигналы, соответствующие второму полю 21 излучения (то есть, например, ниже 12,75 ГГц), отражаются FSR-блоком 3.
Каждая из этих электромагнитных волн 20 и 21 может быть представлена множеством лучей. Из-за конечного расстояния между основным отражателем 2 и FSR-блоком 3 (фиг.1) (или между облучателями 4, 6 и FSR-блоком 3, если учитывать передачу спутниковых сигналов), каждый луч падает под различным углом на FSR-блок 3. Таким образом, считается, что падающие лучи не параллельны друг другу. Лучи передаваемого поля 20 излучения сходятся в главном фокусе 8, тогда как лучи отраженного поля 21 излучения сходятся в заднем фокусе 11.
1
2
3
1
2
3
Иначе говоря, угол между каждым лучом и направлением, перпендикулярным к поверхности пластины 30, изменяется в зависимости от положения луча на указанной поверхности. В примере на фиг. 2 показаны три падающих луча 201, 202 и 203: верхний луч 201 является падающим на FSR-блок 3, при этом угол Θ больше угла Θсреднего луча 202, который сам по себе больше угла Θ нижнего луча 203 (Θ > Θ > Θ). Нижний луч 203 является ближайшим лучом к точкам фокусировки 8 и 11 (главный фокус 8 и задний фокус 11 обращены к нижней части FSR-блока 3).
Согласно настоящему изобретению, FSR-блок 3 содержит несколько (здесь две) частотно-избирательных тонких пластин и (такие как тонкая пластина 30, представленная на фиг. 5 и 6, или тонкая пластина 30', представленная на фиг. 16) в качестве каскада с указанным определенным расстоянием. Преимущества применения двух или более пластин каскадно будут объяснены далее, в отношении фигур 5–14.
На фиг. 5 и 6 показаны соответственно вид сверху и вид сбоку тонкой пластины 30, которая может быть включена в FSR-блок 3 в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения. Указанная тонкая пластина 30 представляет собой частотно-избирательную пластину с множеством прямоугольных отверстий 31. В неограничивающем варианте осуществления выбранная пластина 30 квадратная.
х
у
x
y
Все прямоугольные отверстия 31 тонкой пластины 30 являются идентичными и имеют длины кромок А и А. Устройство основано на квадратной сетке с периодом р. Указанные отверстия 31, таким образом, периодически (вдоль обеих своих длин) расположены в соответствии с решетчатой структурой. На фиг. 5 каждое из выбранных прямоугольных отверстий 31 является квадратным (т.е. A=A), но отверстие может отличаться по размеру и форме.
x
y
x
y
Толщина пластины 30 составляет h. Как упомянуто ранее, пластина 30 тонкая, что означает, что внутренние размеры отверстий (обеих длин кромок A и A) значительно больше чем толщина h. Предпочтительно, соотношение между толщиной указанной пластины 30 и размером A (здесь A=A=A) отверстия составляет или меньше чем 1:4.
x
Исключительно в качестве примера (т.е. размеры не являются ограничивающими признаками) выбраны следующие размеры р = 8 мм, w = 50 мкм и h = 50 мкм.
Сама пластина 30 изготовлена из электропроводного материала, такого как металл. Предпочтительно, следует выбирать материал с большой проводимостью (например, медь, серебро, алюминий или латунь).
среза
среза
среза
Каждое из отверстий 31 следует рассматривать как волновод (учитывая пластину 30 в качестве двумерной сетки с отверстиями, имеющими поперечное сечение, которое не зависит от глубины), который, подобно корпусу полого волновода, имеет частоту среза f. Это означает, что электромагнитные волны с частотой, которая существенно ниже чем f, не могут проходить сквозь отверстия и отражаются. И наоборот, если частота электромагнитной волны существенно выше, чем f, то она может проходить пластину практически без потерь с весьма низким коэффициентом отражения.
Как показано на фиг. 7, тонкая пластина 30 эквивалентна электрической схеме с двумя входами, которая состоит из параллельно подключенной катушки индуктивности L. Эта эквивалентная схема приблизительно описывает приблизительно электрические характеристики потока сигнала для рассматриваемого диапазона частоты (следует отметить, что полностью эквивалентная схема должна содержать емкость, но влияние такой емкости в рассматриваемом частотном диапазоне незначительное).
x
y
x
y
Индуктивность L зависит от расширения волноводов перпендикулярно направлению вектора электрического поля, то есть от внутренних размеров A, A отверстий 31, и от длины волновода (то есть от толщины h пластины 30). При уменьшении размера (A и/или A) отверстий 31 индуктивность L уменьшается и, с точки зрения ее свойств, приближает короткое замыкание. То же самое происходит и когда длина h волноводов 31 увеличивается. Кроме того, индуктивность L определяет частоту среза волноводов, и, следовательно, характеристики передачи и отражения пластины.
На основании эквивалентной схемы, согласно фиг. 7, частотно-зависимые характеристики коэффициента отражения и коэффициента передачи (в дБ) для двух различных размеров A1 и A2>A1 (стрелка 32 указывает на увеличение размера A) отверстий, которые показаны на фиг. 8 (коэффициент отражения в зависимости от частоты в ГГц) и 9 (коэффициент передачи в зависимости от частоты в ГГц). Указанный коэффициент передачи представляет собой отношение плотностей мощности переданных электромагнитных волн и падающих электромагнитных волн, а указанный коэффициент отражения представляет собой отношение плотностей мощности отраженных электромагнитных волн и падающих электромагнитных волн.
х
y
В первую очередь следует отметить, что увеличение размера А (А = А = A в этом примере) (как уменьшение толщины h) приводит к тому, что коэффициент отражения становится все меньше, а коэффициент передачи становится все выше.
Кроме того, как это можно увидеть на фиг. 8 и 9, требования к коэффициенту отражения и коэффициенту передачи (показаны прямоугольником со штриховкой) не могут быть выполнены одновременно ни для отверстия размером А1, ни для отверстий размером А2. В таком случае трудно определить размер отверстия для получения эффективных характеристик (высокого коэффициента отражения) с точки зрения частоты в диапазоне Ku, но с низкой эффективностью (высокий коэффициент передачи) с точки зрения частоты в диапазонах K и Kа.
Согласно настоящему изобретению, с целью выполнения одновременно требований к коэффициенту отражения и коэффициенту передачи, предлагается применять по меньшей мере две тонкие пластины каскадно для FSR-блока 3. В первом варианте осуществления FSR-блока 3 пластины, применяемые каскадно, относятся к типу, представленному на фиг. 5 и 6, с отверстиями одинакового размера. Такая компоновка FSR-блока 3 представлена на фиг. 10.
FSR-блок 3 содержит:
- первую электропроводную пластину 30A;
- вторую электропроводную пластину 30B;
- диэлектрическую распорку 12 между указанной первой электропроводной пластиной 30A и указанной второй электропроводной пластиной 30B.
Согласно первому варианту осуществления, показанному на фиг. 10, указанная первая электропроводная пластина 30A и указанная вторая электропроводная пластина 30B имеют одинаковые размеры и выполнены из одинакового материала; предпочтительно, каждая из первой и второй пластин 30A и 30B идентичны пластине 30, показанной на фиг. 5 и 6. Пластины 30A и 30B обращены друг к другу, так чтобы отверстие пластины 30A было обращено к соответствующему отверстию пластины 30B. Расстояние между пластинами 30A и 30B, т.е. толщина d диэлектрической распорки 12, по существу равно λ/4, где λ – это длина волны на частоте среза указанных отверстий 31.
Однако можно предположить, что пластины имеют разные размеры и формы.
r
Электрически изолирующая распорка 12 должна предпочтительно иметь значение относительной диэлектрической проницаемости ɛ близкое к единице. Следует отметить, что также могут быть использованы материалы с высокой диэлектрической проницаемостью. Предпочтительно, угол диэлектрических потерь должен быть маленьким (например, меньше 0,01). В качестве примеров изолирующих материалов, используемых для изолирующей распорки 12, приводятся Rohacell (Evonic) или пенометариалы типа полистирола.
На фиг. 11 показана первая эквивалентная схема частотно-избирательного отражательного блока по фиг. 10. Каждую из отдельных тонких пластин 30A и 30B заменяют индуктивностью L (как описано применительно к фиг. 7), тогда как диэлектрическую распорку 12 заменяют линий передачи длиной λ / 4.
Линия передачи длиной λ / 4 выполняет функцию инвертора сопротивления, константа которого равна волновому сопротивлению линии передачи. Таким образом, линия передачи длиной λ / 4 и катушка индуктивности L справа на фиг. 11 могут быть замещены конденсатором С, последовательно подключенным с катушкой индуктивности L слева. Таким образом получают LC-схему, как показано на фиг. 12, которая представляет другую эквивалентную схему (которая соответствует фильтру высоких частот) частотно-избирательного отражательного блока по фиг. 10.
Другими словами, характер фильтра высоких частот, присущий схеме по фиг. 7, улучшен за счет образования каскада с последовательно подключенным конденсатором, чтобы получить частотно-избирательный отражательный блок по фиг. 10, эквивалентный LC-схеме, т.е. простому фильтру высоких частот.
среза
r
Диэлектрическая распорка 12 должна обеспечивать настолько низкий уровень потерь, насколько это возможно, поэтому ее диэлектрическая проницаемость должна быть как можно ближе к единице. Толщина d слоя приблизительно равна λ / 4, где λ – это длина волны на частоте среза f фильтра высоких частот. В данном случае, частота среза составляет 12,5 ГГц, которая с диэлектрической проницаемостью ɛ, по существу равной 1, соответствует длине волны 24 мм и приводит к d = 6 мм.
Если необходимо достичь характеристик передачи, которые соответствуют фильтру большего числа циклов (больше 2), более двух тонких пластин может быть соответствующим образом каскадно расположено описанным выше способом.
Благодаря настоящему изобретению, таким образом, обеспечивается возможность применения каскадных тонких пластин с окнами или отверстиями, которые значительно проще в изготовлении, чем толстые пластины с окнами, тогда как их частотные характеристики аналогичны. Такие характеристики с точки зрения требований к частоте показаны на фиг. 13 и 14, которые представляют соответственно частотно-зависимые характеристики коэффициента отражения и коэффициента передачи (в дБ) в зависимости от частоты (в ГГц) для частотно-избирательного отражательного блока 3 по фиг. 10 (см. кривые 40 и 41). Можно легко увидеть, что требования к частоте теперь выполнены для FSR-блока 3 с эффективными характеристиками (высокий коэффициент отражения) с точки зрения частоты в диапазоне Ku и с высокой эффективностью (высокий коэффициент передачи) в диапазонах K и Kа.
Как показано на фиг. 15, коэффициент отражения и коэффициент передачи зависят от угла Θ лучей, которые составляют поле падающего излучения. В частности, с увеличением угла Θ коэффициент передачи понижается, тогда как коэффициент отражения увеличивается. Таким образом, характеристики отражения и передачи волноводов могут изменяться в зависимости от их расположения в пластинах.
В FSR-блоке, согласно фиг. 10, при отверстиях одинакового размера зависимость коэффициента отражения и коэффициента передачи с углом наклона Θ может привести к снижению рабочих характеристик антенны, из-за возмущения переданного/отраженного поля излучения. Ослабляются соответствующие свойства антенного блока, такие как усиление, кросс-поляризационная селекция и подавление боковых лепестков. Кросс-поляризационная селекция представляет собой затухание сигнала, переданного в одной поляризации по сравнению с другой поляризацией (с целью удваивания ее емкости, в спутниковой связи традиционно используются две различные поляризации одновременно на одной и той же частоте). Подавление боковых лепестков имеет отношение к уменьшению помех, вызванных утечками сигнала через боковую сторону направленной антенны.
Во втором варианте осуществления FSR-блока 3 предлагается принять размеры волновода в каждом узле решетки пластин такими чтобы коэффициент передачи и коэффициент отражения были одинаковыми для каждого луча поля падающего излучения. Таким образом, свойства антенны будут сохранены.
x
y
Такая пластина 30' схематически изображена на фиг. 16. Отверстия 31' в верхней части пластины 30' выполнены большими, чем отверстия 31' в нижней части пластины 30'. Это позволяет повысить уровень коэффициента передачи в верхней части пластины (когда угол падения велик) и уровень коэффициента отражения в нижней части пластины (когда угол падения мал). Внутренние размеры A, A отверстий 31', принадлежащих к тому же ряду решетки, предпочтительно одинаковы.
xi
yi
xn
yn
xi
yi
xn
yn
Например, в антенном блоке 1 по фиг. 1, угол Θ падающих лучей обычно составляет от 30 до 70 градусов. Внутренние размеры отверстий 31 в пластине 30' могут изменяться постепенно от A = 8 мм, A = 7 мм до A = 6 мм, A = 4 мм, где A и A – это внутренние размеры отверстий 31' в первом ряду в верхней части пластины 30', а A и A – это внутренние размеры отверстий 31' в последнем ряду в нижней части пластины 30'.
За исключением внутренних размеров отверстий, пластины 30' выполнены с такой же конфигурацией, что и пластины 30 для образования FSR-блока 3 и имеют те же преимущества, что и описанные в отношении фиг. 10–14.
Естественно, что настоящее изобретение не ограничивается описанными и показанными примером и вариантом осуществления, и настоящее изобретение может предусматривать многочисленные варианты, которые доступны специалистам в данной области техники.
Кроме того, данное изобретение относится к многополосной антенне, пригодной для любого применения, в котором три радиочастотных принимающих или передающих модуля управляются отдельной параболической антенной и три модуля работают на трех частотных диапазонах, и которые не должны быть ограничены до диапазонов Kа и K и применения в диапазоне Ku, описанных выше.