КОРРЕЛЯЦИОННЫЙ АВТОКОМПЕНСАТОР ПОМЕХ
CORRELATION INTERFERENCE SELF-COMPENSATOR

Предлагаемый автокомпенсатор помех относится к радиотехнике и предназначен для использования в приемниках супергетеродинного типа в радиолокационных станциях военного назначения.
Известны автокомпенсаторы помех радиолокационных приемников, в которых приняты меры по повышению защищенности от помех, воздействующих по боковым лепесткам диаграммы направленности (ДН) антенны.
Так, описанный в книге "Радиолокационные устройства" под ред. В.В. Григорина-Рябова, М., "Сов. радио", 1970, стр. 518, рис. 18.21 автокомпенсатор помех содержит дополнительный приемный канал с всенаправленной по азимуту антенной, выходной видеосигнал которого вычитается из видеосигнала основного канала. Коэффициент усиления дополнительной (компенсационной) антенны должен быть, по крайней мере, равен, или, если возможно, превышать уровень наибольшего из боковых лепестков ДН антенны основного (радиолокационного) канала. Сигналы, принимаемые дополнительной антенной, всегда будут больше сигналов, принимаемых боковыми лепестками основной антенны, так как усиление дополнительной антенны (с учетом усиления в приемнике дополнительного канала приема) больше, чем боковых лепестков основной антенны. Если вычитающий узел отрегулирован так, чтобы на его выход проходили сигналы только в случае превышения сигналов основного канала над сигналами дополнительного канала, то помехи, принятые боковыми лепестками, будут подавлены.
Этот автокомпенсатор помех имеет следующие недостатки.
Первым недостатком является то, что часть полезного сигнала при приеме по основному лучу теряется. Это уменьшает соотношение сигнал/помеха и, следовательно, помехоустойчивость.
Вторым недостатком является то, что при одновременном воздействии по боковым лепесткам двух (или нескольких) помех защита от помех не обеспечивается, так как амплитуда сигнала на выходах приемных каналов зависит от фаз, с которыми суммируются помехи на высоких частотах, а эти фазы могут быть совершенно разными в основном канале приема и в дополнительном.
Третьим недостатком является то, что в качестве компенсирующего сигнала используется, по существу, сумма сигналов, принятых по основному и зеркальному каналам приема дополнительного приемника, а это не позволяет, как будет показано ниже, получить высокий коэффициент подавления помехи.
Известен автокомпенсатор помех радиолокационного приемника, в котором устранен первый из указанных выше недостатков (см. Радиолокационные устройства под ред. В.В. Григорина-Рябова, М., "Сов. радио", 1970, стр. 519, рис. 18.23). В нем исключаются потери полезного сигнала при приеме по основному лучу путем формирования в диаграмме направленности дополнительной антенны минимума, совпадающего по направлению с направлением основного луча антенны РЛС. Это достигается путем введения в автокомпенсатор направленного ответвителя, аттенюатора, фазовращателя и узла вычитания. Однако остальные указанные выше недостатки в этом автокомпенсаторе помех сохраняются.
Известен автокомпенсатор помех, в котором улучшена защита от одновременно действующих нескольких помех (см. Теоретические основы радиолокации под ред. В.Е. Дулевича, М., "Сов. радио", 1978, стр. 458, рис. 16.5).
Повышение помехоустойчивости в нем достигается тем, что компенсация осуществляется на промежуточной частоте (когерентный метод), а уровень компенсирующего сигнала регулируется автоматически при помощи корреляционной обратной связи).
Этот автокомпенсатор помех принят нами за прототип.
Он содержит соединенные последовательно основную антенну, основной приемный канал супергетеродинного типа, и сумматор, а также содержит N компенсационных антенн, N смесителей, гетеродинные входы которых соединены с гетеродинным выходом основного приемного канала, N УПЧ, N формирующих цепей, первые входы которых через УПЧ и смесители соединены с выходами компенсационных антенн, вторые входы формирующих цепей соединены с выходом сумматора, а выходы соединены с другими входами сумматора, причем формирующая цепь содержит фазовращатель, два усилителя и два коррелятора, первые входы корреляторов соединены между собой и являются вторым входом формирующей цепи, выходами которой являются выходы усилителей, управляющие входы которых соединены с выходами корреляторов, сигнальные входы усилителей соединены с вторыми входами тех же корреляторов, сигнальный вход одного усилителя является сигнальным входом формирующей цепи, при этом сигнальные входы усилителей соединены между собой через фазовращатель.
В этом известном устройстве устранен и второй из указанных выше недостатков, обеспечена эффективная работа и при одновременном воздействии нескольких помех, приходящих с разных направлений. Это достигнуто благодаря тому, что компенсация производится на промежуточной частоте, при помощи корреляционных обратных связей точно регулируются и амплитуда и фаза компенсирующего сигнала.
Однако в этом устройстве имеет место третий из указанных выше недостатков, малое подавление помех, поступающее одновременно по основному и по "зеркальному" каналам приема.
На этот недостаток автокомпенсаторов помех до настоящего времени внимания не обращали.
Недостаток обусловлен тем, что даже при поступлении помех с одного направления, но на разных частотах (основной и зеркальной), для их компенсации требуются в общем случае различные управляющие сигналы, так как боковые лепестки ДН антенн по уровню и по фазе не являются полностью коррелированными (см. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи, составитель Д.Р.Ж. Уайт, вып. 1, М., "Сов. радио", 1977, стр. 153).
Известный автокомпенсатор вырабатывает при этом некоторые усредненные управляющие сигналы, в результате чего мало подавление помех, поступающих по обоим каналам.
Такое явление имеет место при широкополосной помехе, когда ее ширина превышает удвоенную промежуточную частоту, т.е. в обычных случаях превышает 60-100 МГц.
В связи с развитием за последние годы техники радиопротиводействия, помехи такого типа реальны уже в настоящее время и будут широко использоваться в будущем.
В связи с этим необходимо в кратчайший срок обеспечить помехоустойчивость существующей и проектируемой аппаратуры в указанных условиях, в частности, обеспечить эффективную работу автокомпенсаторов при воздействии широкополосных помех.
Целью данного изобретения является повышение помехоустойчивости.
Поставленная цель достигается тем, что в корреляционный автокомпенсатор помех, поступающих по боковым лепесткам, содержащий соединенные последовательно основную антенну, основной приемный канал супергетеродинного типа и сумматор, а также содержащий N компенсационных антенн, N смесителей, гетеродинные входы которых соединены с гетеродинным выходом основного приемного канала, N УПЧ, N формирующих цепей, первые входы которых соединены с выходами УПЧ, вторые входы соединены с выходом сумматора, а выходы соединены с другими входами сумматора, причем формирующая цепь содержит фазовращатель, два усилителя и два коррелятора, первые входы корреляторов соединены между собой и являются вторым входом формирующей цепи, выходами которой являются выходы усилителей, управляющие входы которых соединены с выходами корреляторов, сигнальные входы усилителей соединены с вторыми входами тех же корреляторов, сигнальный вход одного усилителя является сигнальным входом формирующей цепи, при этом сигнальные входы усилителей соединены между собой через фазовращатель, вводятся N квадраторов, N узлов вычитания, N дополнительных смесителей, сумматоров, УПЧ, формирующих цепей и фазовращателей, причем каждая компенсационная антенна через квадратор соединяется с сигнальными входами пары смесителей, первые входы узла вычитания и дополнительного сумматора соединяются с выходом первого смесителя пары, а их вторые входы через фазовращатель соединены с выходом второго смесителя, выходы дополнительных УПЧ через дополнительные формирующие цепи соединяются с другими входами сумматора, выход которого соединяется также со вторыми входами дополнительных формирующих цепей, при этом гетеродинный выход основного приемного канала соединяется также с гетеродинными входами дополнительных смесителей, а выходы узлов вычитания и дополнительных сумматоров соединяются с входами соответствующих УПЧ, а также тем, что квадратор содержит щелевой мост и поглощающую нагрузку, причем первое плечо моста является входом квадратора, третье и четвертое - его выходами, а второе соединено с поглощающей нагрузкой.
Введенные квадратор, смеситель, фазовращатель, узел вычитания, сумматор совместно с основным смесителем компенсационного канала частично разделяют помехи, принятые по основному и зеркальному каналам приема, создают эффект их частичной ортогональности, что позволяет всей совокупности признаков осуществить раздельную выработку компенсирующих сигналов из их смеси, поступавшей из общей компенсационной антенны, тем самым повысить коэффициент подавления обеих помех.
Выполнение квадратора в указанном виде обеспечивает широкополосность устройства, работоспособность автокомпенсатора помех при перестройке РЛС в широком диапазоне частот, что является необходимым для современных РЛС военного назначения.
Следует отметить, что определенное повышение подавления помех, поступающих по "зеркальному" каналу, может быть достигнуто путем установки до смесителя фильтров СВЧ, пропускающих полезные сигналы и подавляющих помехи на "зеркальных" частотах, причем такие фильтры нужны и в основном и во всех компенсационных каналах приема. Однако при этом возникает целый ряд трудностей. Практически все современные РЛС военного назначения работают с быстрой перестройкой в широком диапазоне частот, измеряемом обычно сотнями мегагерц.
Установить в таких РЛС фильтры с фиксированной настройкой для подавления помех на "зеркальных" частотах можно, если промежуточная частота превышает диапазон перестройки, т.е. также составляет сотни мегагерц и более. Однако при такой высокой промежуточной частоте высоки собственные шумы приемника, мала его чувствительность, возникают трудности и в выполнении УПЧ.
Использование двойного преобразования частоты приводит к дополнительным потерям полезного сигнала и усложнению аппаратуры. Да и подавление помех на "зеркальных" частотах здесь не полное, при типовых параметрах элементов можно ожидать подавление порядка 20 дБ, что в современных условиях зачастую недостаточно.
Применение узкополосных фильтров СВЧ требует осуществлять их быструю перестройку в широком диапазоне частот, точного сопряжения процесса перестройки фильтров с перестройкой передатчика РЛС. Это является сложной технической задачей. В узкополосных фильтрах более высокие потери полезного сигнала. Подавление помех на "зеркальной" частоте здесь также может быть недостаточным.
Следует отметить, что в известном автокомпенсаторе, в принципе, может осуществляться подавление помех, идущих не только по основному, но и по "зеркальному" каналам. Но для этого нужно удвоить количество автокомпенсационных каналов, включающих компенсационные антенны, для подавления помех на "зеркальных" частотах выделить такие каналы. В современных РЛС имеется по 2-4 компенсационные антенны, больше установить невозможно из конструктивных соображений. Если же половина из них будет работать на подавление помех на "зеркальной" частоте, то количество станций помех, с которыми сможет бороться РЛС, с 2-4 уменьшится до 1-2, что недопустимо из тактических соображений.
На фиг. 1 представлена функциональная схема предлагаемого автокомпенсатора помех.
На фиг. 2 представлены рассчитанные графики зависимости уровней заградительных и прицельных помех, принимаемых по боковым лепесткам типовой антенны, от дальности до станции помех.
На фиг. 3 представлены рассчитанные графики зависимости коэффициента подавления помехи от коэффициента корреляции.
Предлагаемый автокомпенсатор содержит соединенные последовательно между собой антенну 1, основной приемный канал 2, содержащий смеситель 3 с гетеродином 4 и УПЧ 5, и сумматор 6, а также содержит компенсационную антенну 7, к выходу которого подключен квадратор 8, к выходам которых подключены сигнальные входы смесителей 11, 12, гетеродинные входы которых соединены с гетеродинным выходом основного приемного канала 2. Автокомпенсатор содержит также сумматор 13, узел вычитания 14, два УПЧ 15, 16, две формирующие цепи 17, 18, фазовращатель 24.
Выход смесителя 11 соединен с первыми входами сумматора 13 и узла вычитания 14, выходы которых через УПЧ 15, 16 соединены с первыми входами формирующих цепей 17, 18, выходы которых соединены с другими входами сумматора 6, выход которого соединены со вторыми входами обеих формирующих цепей 17, 18.
Выход смесителя 12 через фазовращатель 24 соединен со вторыми входами сумматора 13 и узла вычитания 14.
Формирующая цепь 18 (17) содержит фазовращатель 19, усилители 20, 21 и корреляторы 22, 23. Первым входом формирующей цепи 18 являются соединенные между собой сигнальный вход усилителя 21, первый вход коррелятора 23 и вход фазовращателя 19, выход которого соединен с сигнальным входом усилителя 20 и первым входом коррелятора 22. Выходы корреляторов 22, 23 соединены с управляющими входами усилителей 20, 21 соответственно. Выходы усилителей 20, 21 являются выходами блока 18, а соединенные между собой вторые входы корреляторов 22, 23 - вторым входом блока 18.
Квадратор 8 выполнен на щелевом волноводном мосте, одно из плеч которого соединено с поглощающей нагрузкой, смежное с ним плечо является входом квадратора, а два остальных - выходами квадратора. Входной сигнал квадратор 8 делит поровну между выходами, фазы выходных сигналов отличаются между собой на 90°.
Антенна 1 - зеркального типа, усиление 2000, уровень боковых лепестков ориентировочно на 25 дБ ниже уровня излучения по главному лепестку.
Смесители 3, 11, 12 - волноводные балансные на кристаллических диодах Д-405. Гетеродин 4 - отражательный клистрон типа К-30А.
Сумматоры 6, 13, узел вычитания 14 - равновесные, работают на промежуточной частоте 30 МГц, выполнены на микросхемах серии 265.
УПЧ 5, 15, 16 - усилители с полосой пропускания 4 МГц и средней частотой настройки 30 МГц, согласованы по полосе с зондирующим импульсом РЛС, в которой применен автокомпенсатор. Выполнены УПЧ на микросхемах серии 265.
Фазовращатель 19 выполнен на трех соединенных последовательно RC дифференцирующих элементах, входного и выходного эмиттерных повторителей и усилителя, компенсирующего потери в дифференцирующих элементах и эмиттерных повторителях. Коэффициент передачи фазовращателя на частоте 30 МГц равен 1, общий фазовый сдвиг составляет 90°.
Средний коэффициент передачи усилителей 20, 21 равен 1, электронно управляется в пределах ±10 дБ.
Усилители 20, 21, усилитель и эмиттерный повторители узла 19 выполнены на микросхемах серии 265.
Корреляторы 22, 23 содержат перемножитель входных сигналов и ФНЧ с полосой пропускания 10 кГц на выходе.
Работает предлагаемый автокомпенсатор следующим образом. Компенсационная антенна принимает сигналы помехи как на основной, так и на зеркальной частоте настройки, т.е. на частотах, отличающихся от частоты гетеродина 4 на величина промежуточной частоты 30 МГц.
Обозначим их как
о
з
sin ωt и sin ωt
Квадратор 8 вносит в эти сигналы разность фаз в 90°, т.е. на входе смесителя 11 имеем сигналы
1
о
з
U=sin ωt+sin ωt
а на входе смесителя 12 имеем сигналы
2
о
з
U=sin(ωt-90°)+sin(ωt-90°).
Для упрощения амплитудные коэффициенты опускаем. Сигнал гетеродина 4 поступает на гетеродинные входы смесителей 11, 12 в фазе, обозначим его как
г
г
U=sin ωt
Знаки приращения фазы в смесителях для основной и зеркальной частот различны.
После исключения всех членов, содержащих высшие частоты, получаем на выходе смесителя 12
3
г
о
з
г
U=cos[(ω-ω)t+90°]+cos[(ω-ω)t-90°],
а на выходе смесителя 11
4
г
о
з
г
U=cos[(ω-ω)t]+cos[(ω-ω)t].
3
Фазовращатель 24 вносит сдвиг фаз +90° в обе составляющие проходящего через него сигнала U, на его выходе получаем
5
г
о
з
г
U=cos[(ω-ω)t+180°]+cos[(ω-ω)]t]=
г
о
з
о
=-cos[(ω-ω)t]+cos[(ω-ω)t].
На выходе узла 13 имеем
6
4
5
з
о
U=U+U=2cos[(ω-ω)t].
На выходе узла 14 имеем
7
4
5
г
о
U=U-U=2cos[(ω-ω)t].
Таким образом, на выходе узла 14 преобладает сигнал, принятый на основной частоте, а на выходе узла 13 преобладает сигнал, принятый на зеркальной частоте.
Полное разделение сигналов основного и зеркального каналов получить не удается в связи с имеющейся в реальной аппаратуре нестабильностью параметров элементов (смесителей, фазовращателей), что, вероятно и привело к тому, что устройства, использующие подобный метод для подавления зеркального канала, распространения в технике не получили (см. Лосс, Фазовое подавление паразитного зеркального канала в приемниках СВЧ, Электроника, №14, 1965 г.).
Однако в предлагаемом автокомпенсаторе и не стоит задача полного разделения основного и зеркального каналов, или подавления зеркального. Требуется только добиться различия в их характеристиках на выходах двух узлов (13 и 14), создать тем самым эффект ортогональности двух сигналов (хотя бы частичной), что создаст принципиальную возможность эффективной работы корреляционной обратной связи, выработки весовых коэффициентов введения компенсирующих сигналов, обеспечивающих высокий коэффициент подавления помех, идущих одновременно и по основному, и по зеркальному каналу. Практически для работы предлагаемого автокомпенсатора достаточно относительное подавление зеркального и основного сигналов на 10 дБ, что в предлагаемом варианте построения автокомпенсатора обеспечивается с большим запасом.
Сигналы с выходов узлов 13 и 14 через УПЧ 15, 16 и формирующие цепи 17, 18 поступают на сумматор 6.
Отдельные цепи корреляционной обратной связи (корреляторы 22, 23) регулируют коэффициенты передачи усилителей 20, 21 формирующих цепей 18 и 17, сводя к минимуму помехи на выходе сумматора 6.
Рассмотрим некоторые количественные соотношения.
Уровень собственных шумов в основном канале приема определим по формуле, заимствованной из книги "Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи", составитель Д.Р.Ж. Уайт, вып. 1, М., "Сов. радио", 1977, стр. 127:
о
пр
P=[-174+10 lgB+F], дБ,
пр
где B - полоса пропускания приемника РЛС, МГц;
F - коэффициент шума приемника РЛС, дБ;
пр.
Примем B=4 МГц, F=8 дБ, тогда
о
6
-13
P=-174+10 lg(4·10)+8=-100 ДБМ=10 Вт.
Мощность помехи, принимаемой основным приемным каналом по боковым лепесткам, определяем по известной формуле:
<mrow><msub><mi>P</mi><mrow><mi>п</mi><mi>б</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>G</mi><mi>б</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>G</mi><mi>о</mi></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>P</mi><mi>п</mi></msub><msub><mi>G</mi><mi>п</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>B</mi><mi>п</mi></msub></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><msub><mi>B</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi><mo>.</mo></mrow></msub><mfrac><mrow><msub><mi>A</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi><mo>.</mo></mrow></msub></mrow><mrow><mn>4</mn><mi>π</mi><msup><mi>D</mi><mn>2</mn></msup></mrow></mfrac></mrow>
,
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>G</mi><mi>б</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>G</mi><mi>о</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
где
- отношение среднего уровня коэффициента направленности боковых лепестков диаграммы направленности антенны основного приемного канала к усилению ее главного лепестка;
п
P - мощность помехи, излучаемая станцией помех;
п
G - усиление антенны станции помех;
п
B - полоса излучаемой помехи;
пр.
B - полоса принимаемых сигналов (полоса пропускания) автокомпенсатора;
пр.
A - эквивалентная площадь антенны основного приемного канала;
D - дальность до станции помех.
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>G</mi><mi>б</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>G</mi><mi>о</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
Значение
примем равным -25 дБ, что является типовым значением для обычных антенн.
Полосу пропускания приемного канала автокомпенсатора примем равной
пр
B=4 МГц,
а эквивалентную площадь антенны
пр
2
A=1 м,
что также являются типовыми значениями.
Рассмотрим случай, когда помехи создает типовая серийная станция помех QRC-98 и перспективная станция помех QRC-98 имеет параметры:
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>P</mi><mi>п</mi></msub><msub><mi>G</mi><mi>п</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>B</mi><mi>п</mi></msub></mrow></mfrac><mo>≈</mo><mn>7</mn><mtext> Вт/МГц</mtext></mrow>
в полосе частот свыше 200 МГц.
Перспективные станции помех (см. Перспективы использования ФАР в станциях радиопротиводействия, Радиоэлектроника за рубежом, вып. 42, 1972 г.) создают спектральную плотность помехи на 15-20 дБ выше.
Как показывает опыт применения помех в боевых условиях (см. Радиоэлектронная война во Вьетнаме, Военный зарубежник №7, 1968 г.; Авиация ВМС США в войне во Вьетнаме, Военный зарубежник №7, 1968 г.), помехи подобными станциями помех создаются обычно с расстояния порядка 30 км, носитель станции помех летает по кругу вокруг подавляемых РЛС на таком расстоянии, или совершает челночные полеты примерно на таком расстоянии.
На основании приведенных выше формул и параметров на ЭВМ БЭСМ-6 выполнены расчеты соотношения уровня принятой по боковым лепесткам помехи к уровню собственных шумов приемника в зависимости от дальности до станции помех.
Эти зависимости представлены на чертеже фиг. 2, причем нижняя кривая соответствует случаю серийной станции помехи, а верхняя - перспективной.
Из полученных зависимостей следует, что в случае воздействия серийной станции помех помеху, воздействующую по боковым лепесткам, необходимо дополнительно подавить (при помощи автокомпенсатора) не менее чем на 20 дБ, а в случае перспективной станции помех - не менее чем на 40 дБ. Это подавление, естественно, должно быть обеспечено как на основной рабочей частоте, так и на "зеркальной".
Коэффициент подавления в автокомпенсаторе определяется по известной формуле
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>п</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msup><mi>σ</mi><mn>2</mn></msup><msub><mrow /><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msup><mi>σ</mi><mn>2</mn></msup><msub><mrow /><mrow><mi>в</mi><mi>ы</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mn>1</mn><mo>−</mo><msup><mi>ρ</mi><mn>2</mn></msup></mrow></mfrac></mrow>
,
где ρ - значение огибающей коэффициента взаимной корреляции помех в основном и компенсирующем каналах.
На чертеже фиг. 3 представлен график зависимости коэффициента подавления помехи от коэффициента корреляции процессов. График рассчитан по приведенной выше формуле.
При одновременном воздействии помех по основному и "зеркальному" каналам, имеющем место при воздействии широкополосной помехи, декорреляция создается частичным различием боковых лепестков ДН (по амплитуде и фазе) на основной и "зеркальной" частотах.
п
п
Анализ материалов, приведенных в главе 5 упомянутой книги Уайта, показывает, что в большинстве реальных случаев коэффициент корреляции ρ будет лежать в пределах 0,9-0,99, среднее его значение составит примерно 0,95. Соответственно средний коэффициент подавления составит примерно 11 дБ, а этого, как было показано выше, недостаточно для подавления не только перспективной помехи (требуется K≥40 дБ), но и серийной станции помех QRC-98 (требуется K≥20 дБ).
В предлагаемом автокомпенсаторе осуществляется практически раздельная компенсация помех, идущих на основной и на "зеркальной" частоте, в связи с чем указанного снижения коэффициента подавления помех нет, коэффициент подавления помех остается на уровне порядка 40 дБ.
Если в известном автокомпенсаторе компенсационных каналов по крайней мере в два раза больше, чем воздействующих помех, то там также можно получить достаточно высокий коэффициент подавления, хотя процесс регулирования будет происходить значительно медленнее. При этом выигрышем в предлагаемом автокомпенсаторе можно считать то, что он подавляет в 2 раза больше помех, чем известный, при том же качестве компенсационных антенн.
Предлагаемый автокомпенсатор легко реализовать, он не требует реконструкции антенных постов РЛС, использует набор стандартных узлов.
Он может использован при разработке перспективных РЛС, может быть введен путем доработки в серийные РЛС. Ценой малых затрат он позволяет существенно улучшить помехоустойчивость аппаратуры.
Расчет годового экономического эффекта от внедрения предлагаемого технического решения выполняем по методике 74-0551-06-78 "Определение экономической эффективности создания и использования новой техники, изобретений и рационализаторских предложений в судостроительной промышленности".
В качестве базы сравнения выбираем прибор Т-31 ГК2.003.016.
Стоимость этого устройства ( в ценах 1984 г.):
1
С=118592 руб.
Количество подавляемых помех, действующих по боковым лепесткам, в известном устройстве
1
B=1,
в предлагаемом устройстве
2
B=2.
Стоимость дополнительно введенных блоков составляет 5 тыс. руб., т.е.
2
С=118,592+5=123,592 (тыс. руб.).
2
Считаем, что за год будет изготовлен один прибор, т.е. A=1.
Отсюда годовой экономический эффект
<mrow><mi>Э</mi><mo>=</mo><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>C</mi><mn>1</mn></msub><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>B</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>B</mi><mn>1</mn></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><msub><mi>C</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mo>]</mo></mrow><msub><mi>A</mi><mn>2</mn></msub><mo>=</mo><mo stretchy="false">[</mo><mn>118</mn><mo>,</mo><mn>592</mn><mo>⋅</mo><mfrac><mn>2</mn><mn>1</mn></mfrac><mo>−</mo><mn>123</mn><mo>,</mo><mn>592</mn><mo stretchy="false">]</mo><mo>⋅</mo><mn>1</mn><mo>=</mo><mn>113</mn><mo>,</mo><mn>592</mn><mtext>  (</mtext><mi>т</mi><mi>ы</mi><mi>с</mi><mo>.</mo><mtext> </mtext><mi>р</mi><mi>у</mi><mi>б</mi><mo>.</mo><mtext>)</mtext></mrow>