Способ радиоприема в широкой полосе радиочастотного спектра и радиоприемное устройство для его осуществления (варианты)
RADIO RECEPTION METHOD IN WIDE BAND OF RADIO-FREQUENCY SPECTRUM AND RADIO RECEIVING DEVICE (VERSIONS)

Предлагаемые изобретения, объединенные единым изобретательским замыслом, относятся к области радиотехники и могут быть использованы в системах радиосвязи, радиовещания и радиоконтроля с целью повышения помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе радиочастотного спектра.
Известен способ радиоприема, реализованный в устройстве (см. В.Н. Голубев и др. Возможности и ограничения использования прямого преобразования сигналов в качестве линейного тракта в радиопеленгаторах декаметрового диапазона волн, - журнал «Антенны», 2008, №12, с. 55-59.), заключающийся в приеме множества одиночных радиосигналов радиочастотного спектра, в выделении радиосигналов в требуемой широкой полосе радиочастотного спектра (РЧС), представляющих собой исходный групповой радиосигнал, в усилении исходного группового радиосигнала, в аналого-цифровом преобразовании исходного группового радиосигнала в цифровой групповой сигнал, который подвергают цифровой обработке.
Принцип прямого усиления с аналого-цифровым преобразованием и цифровой обработкой сигналов, используемый в данном способе, уменьшает число побочных каналов приема, исключает гармонические и интермодуляционные колебания на промежуточных частотах, характерные для супергетеродинного радиоприема, что позволяет несколько повысить помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС.
Однако, несогласованность динамического диапазона усиления и аналого-цифрового преобразования с большим динамическим диапазоном исходного группового радиосигнала приводит к амплитудным искажениям и блокированию сигналов, а также к возникновению множества гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков. Поэтому помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС по данному способу остается низкой.
Известен способ радиоприема в коротковолновом диапазоне волн (см. патент РФ на изобретение №2381618, М.кл. Н04В 1/00, опубл. 10.02.2010 г.), заключающийся в поступлении множества одиночных радиосигналов РЧС, в выделении из поступивших радиосигналов РЧС радиосигналов в требуемой широкой полосе частот РЧС, представляющих собой исходный групповой радиосигнал, в регулировании ослабления уровня исходного группового радиосигнала, в выделении из полосы частот исходного группового радиосигнала радиосигналов одной из n узких (субоктавных) частотных полос, представляющих собой частотно-выделенный групповой радиосигнал, в его усилении и аналого-цифровом преобразовании в цифровой групповой сигнал, который подвергают цифровой обработке.
В данном способе радиоприема, регулирование ослабления исходного группового радиосигнала в широкой полосе частот ослабляет уровни гармонических и интермодуляционных колебаний (помех), а выделение из исходного группового радиосигнала одной субоктавной полосы частот частотно-выделенного группового радиосигнала позволяет устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго порядка и, таким образом, повысить помехоустойчивость радиоприема.
Однако повышение помехоустойчивости радиоприема путем выделения из полосы частот исходного группового радиосигнала одной из n узких частотных полос приводит к тому, что прием радиосигналов в широкой полосе РЧС по данному способу возможен только методом последовательного сканирования n частотных полос частотно-выделенных групповых радиосигналов, что неизбежно приводит к пропуску кратковременных радиосигналов и прерываниям длительных по времени радиосигналов. При этом выделенные полосы частот не позволяют устранить интермодуляционные помехи третьего и более высоких порядков, а также предотвратить воздействие мощных мешающих радиосигналов, вызывающих блокирование и амплитудные искажения сигналов при усилении и аналого-цифровом преобразовании. Кроме того, ослабление исходного группового радиосигнала ухудшает реализуемую чувствительность приема радиосигналов. Таким образом, помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС по данному способу остается низкой.
Известен способ радиоприема, реализованный в высокоскоростном многоканальном радиоприемном устройстве КB диапазона (см. патент РФ на полезную модель №65329, М.кл. H04L 27/34, опубл. 27.07.2007 г.) и заключающийся в поступлении множества одиночных радиосигналов РЧС, в выделении из поступивших радиосигналов РЧС радиосигналов в заданной широкой регулируемой полосе частот РЧС, представляющих собой исходный групповой радиосигнал и, при необходимости, в подавлении путем режекции мощных радиосигналов в требуемых регулируемых полосах частот, находящихся как в полосе частот, так и вне полосы частот исходного группового радиосигнала, в регулировании и установке заданного уровня исходного группового радиосигнала, в аналого-цифровом преобразовании исходного группового радиосигнала в цифровой групповой сигнал, который подвергают цифровой обработке.
В данном способе, подавление путем режекции мощных радиосигналов в требуемых регулируемых полосах частот, регулирование и установка заданного уровня исходного группового радиосигнала, сужение регулируемой полосы частот исходного группового радиосигнала, позволяют предотвратить блокирование сигналов от мощных мешающих радиосигналов, уменьшить число и уровни гармонических и интермодуляционных помех и таким образом, несколько повысить помехоустойчивость радиоприема.
Однако, повышение помехоустойчивости путем сужения регулируемой полосы частот исходного группового радиосигнала противоречит принципу радиоприема в широкой полосе РЧС, при осуществлении которого значительно расширяют регулируемую полосу частот исходного группового радиосигнала, тем самым увеличивают число одиночных радиосигналов и следовательно амплитуду напряжения исходного группового радиосигнала, которая превышает верхнюю границу динамического диапазона усиления и аналого-цифрового преобразования по данному способу, что приводит к амплитудным искажениям и блокированию сигналов, к увеличению числа и уровней гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, и, следовательно, к снижению помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС.
Данный способ радиоприема выбран в качестве прототипа.
Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС. Достижение технического результата обеспечивается единым изобретательским замыслом, реализуемым тремя вариантами предлагаемого способа радиоприема в широкой полосе РЧС.
с
с
Первый вариант представляет собой способ радиоприема в широкой полосе радиочастотного спектра, заключающийся в поступлении множества одиночных радиосигналов РЧС, в выделении из поступивших радиосигналов РЧС радиосигналов в заданной широкой регулируемой полосе частот РЧС, представляющих собой исходный групповой радиосигнал, при необходимости, в подавлении путем режекции мощных мешающих радиосигналов в требуемых регулируемых полосах частот, находящихся как в полосе частот исходного группового радиосигнала, так и вне полосы частот исходного группового радиосигнала, после чего осуществляют регулирование и установку заданного уровня исходного группового радиосигнала, а также аналого-цифровое преобразование и цифровую обработку сигналов, отличиями которого является то, что после установки заданного уровня исходного группового радиосигнала производят формирование заданного числа групповых радиосигналов, каждый из которых подвергают аналого-цифровому преобразованию и из полученных соответствующих цифровых групповых сигналов формируют результирующий цифровой групповой сигнал, соответствующий исходному групповому радиосигналу, причем формирование заданного числа групповых радиосигналов осуществляют путем разделения исходного группового радиосигнала на заданное целое число N≥2 синфазных групповых радиосигналов, при этом ширину полосы частот каждого из N синфазных групповых радиосигналов устанавливают равной ширине полосы частот исходного группового радиосигнала, а мощность каждого из N синфазных групповых радиосигналов устанавливают в N раз меньше мощности исходного группового радиосигнала, затем задают требуемое значение фазового сдвига ϕ между начальными фазами колебаний синфазных групповых радиосигналов в пределах от 0 до π радиан включительно и определяют число k синфазных групповых радиосигналов, между начальными фазами колебаний соседних из которых необходимо создать заданный фазовый сдвиг ϕ, по формуле:
с
с
при этом если полученное k не является целым числом, то корректируют фазовый сдвиг ϕ до такого значения, при котором k представляет собой целое число, далее из N синфазных групповых радиосигналов создают М объединений, каждое из которых содержит k из N синфазных групповых радиосигналов, причем число М объединений определяют по формуле: М=N/k, при этом если полученное М не является целым числом, то корректируют число N до такого значения, при котором М представляет собой целое число, затем в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k групповых радиосигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно так, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних из k групповых радиосигналов заданный фазовый сдвиг ϕ, определяемый по формуле:
1
2
k
сц
где ϕ, ϕ, …, ϕ - регулируемые начальные фазы колебаний, соответственно первого, второго и так далее, до k-го включительно, групповых радиосигналов в каждом из М объединений, и таким образом из исходного группового радиосигнала формируют заданное число N групповых радиосигналов, затем каждый из N сформированных групповых радиосигналов, усиливают, подвергают фильтрации, подавляя помехи за пределами полосы частот каждого группового радиосигнала, осуществляют упомянутое аналого-цифровое преобразование каждого из N сформированных групповых радиосигналов и получают N соответствующих цифровых групповых сигналов, из которых создают М соответствующих объединений, каждое из которых содержит k из N соответствующих цифровых групповых сигналов, при этом начальные фазы колебаний цифровых групповых сигналов равны начальным фазам колебаний соответствующих сформированных групповых радиосигналов, затем из N цифровых групповых сигналов осуществляют упомянутое формирование результирующего цифрового группового сигнала, для этого в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно так, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних из k цифровых групповых сигналов фазовый сдвиг ϕ, равный нулю, определяемый по формуле:
1ц
2ц
kц
сц
где ϕ, ϕ, …, ϕ - регулируемые начальные фазы колебаний, соответственно первого, второго и так далее, до k-го включительно, цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений, после установки заданного фазового сдвига ϕ, равного нулю, получают N синфазных цифровых групповых сигналов, которые суммируют путем синфазного суммирования k синфазных цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений и получаемые М синфазных цифровых групповых сигналов синфазно суммируют, после чего полученный результирующий цифровой групповой сигнал R подвергают упомянутой цифровой обработке.
с
с
Второй вариант представляет собой способ радиоприема в широкой полосе радиочастотного спектра, заключающийся в поступлении множества одиночных радиосигналов РЧС, в выделении из поступивших радиосигналов РЧС радиосигналов в заданной широкой регулируемой полосе частот РЧС, представляющих собой исходный групповой радиосигнал, при необходимости, в подавлении путем режекции мощных мешающих радиосигналов в требуемых регулируемых полосах частот, находящихся как в полосе частот исходного группового радиосигнала, так и вне полосы частот исходного группового радиосигнала, после чего осуществляют регулирование и установку заданного уровня исходного группового радиосигнала, а также аналого-цифровое преобразование и цифровую обработку сигналов, отличиями которого является то, что после установки заданного уровня исходного группового радиосигнала производят формирование заданного числа групповых радиосигналов, каждый из которых подвергают аналого-цифровому преобразованию и из полученных соответствующих цифровых групповых сигналов формируют результирующий цифровой групповой сигнал, соответствующий исходному групповому радиосигналу, причем формирование заданного числа групповых радиосигналов осуществляют путем разделения исходного группового радиосигнала на заданное целое число N≥4 синфазных групповых радиосигналов, при этом ширину полосы частот каждого из N синфазных групповых радиосигналов устанавливают равной ширине полосы частот исходного группового радиосигнала, а мощность каждого из N синфазных групповых радиосигналов устанавливают в N раз меньше мощности исходного группового радиосигнала, затем задают требуемое значение фазового сдвига ϕ между начальными фазами колебаний синфазных групповых радиосигналов в пределах от 0 до π радиан включительно и определяют число k синфазных групповых радиосигналов, между начальными фазами колебаний соседних из которых необходимо создать заданный фазовый сдвиг ϕ, по формуле:
с
с
при этом если полученное k не является целым числом, то корректируют фазовый сдвиг ϕ до такого значения, при котором k представляет собой целое число, причем если полученное k>N/2, то корректируют число N до такого значения, при котором k≤N/2, далее из N синфазных групповых радиосигналов выбирают k синфазных групповых радиосигналов и отделяют n синфазных групповых радиосигналов, причем число n определяют по формуле: n=N-k, в результате из N синфазных групповых радиосигналов образуют n и k синфазных групповых радиосигналов так, что N=n+k, причем ширина полосы частот каждого из n и k синфазных групповых радиосигналов равна ширине полосы частот каждого из N синфазных групповых радиосигналов, а мощность каждого из n и k синфазных групповых радиосигналов равна мощности каждого из N синфазных групповых радиосигналов, затем из N синфазных групповых радиосигналов создают М объединений, каждое из которых содержит k из N синфазных групповых радиосигналов, причем число М определяют по формуле: М=N/k=(n+k)/k, при этом из n синфазных групповых радиосигналов создают m объединений, причем число m объединений определяют по формуле: m=n/k, и если полученное m не является целым числом, то корректируют число n путем изменения числа N до такого значения, при котором m представляет собой целое число, а из выбранных k синфазных групповых радиосигналов создают одно М-е объединение, где 1=k/k, в результате М=m+1, затем в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k групповых радиосигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно так, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних из k групповых радиосигналов заданный фазовый сдвиг ϕ, определяемый по формуле:
1
2
k
сц
где ϕ, ϕ, …, ϕ - регулируемые начальные фазы колебаний соответственно первого, второго и так далее, до k-го включительно, групповых радиосигналов в каждом из М объединений, при этом только в одном М-м объединении, или/и до, или/и после регулирования начальных фаз каждого из k выбранных групповых радиосигналов осуществляют регулирование ослабления каждого из k выбранных групповых радиосигналов, причем значение регулируемого коэффициента А ослабления уровня группового радиосигнала устанавливают согласно условию: 1<А<∞, и в результате из исходного группового радиосигнала формируют заданное число N групповых радиосигналов, каждый из которых усиливают, подвергают фильтрации, подавляя помехи за пределами полосы частот каждого группового радиосигнала, осуществляют упомянутое аналого-цифровое преобразование и получают N соответствующих цифровых групповых сигналов, из которых создают М соответствующих объединений, состоящих из m соответствующих объединений и одного М-го соответствующего объединения так, что М=m+1, где в каждом из М объединений содержится k из N полученных цифровых групповых сигналов, при этом начальные фазы колебаний цифровых групповых сигналов равны начальным фазам колебаний соответствующих сформированных групповых радиосигналов, затем из N цифровых групповых сигналов осуществляют упомянутое формирование результирующего цифрового группового сигнала, для этого в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно так, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних цифровых групповых сигналов фазовый сдвиг ϕ, равный нулю, при этом фазовый сдвиг определяют по формуле:
1ц
2ц
kц
сц
∑
1
2
2
2
2
X2
2
2
1
1
1
X1
1
1
X1
∑
1
2
2
где ϕ, ϕ, …, ϕ - регулируемые начальные фазы колебаний, соответственно первого, второго и так далее, до k-го включительно, цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений, после установки заданного фазового сдвига ϕ, равного нулю, получают N синфазных цифровых групповых сигналов, после чего в каждом из М объединений производят синфазное суммирование k синфазных цифровых групповых сигналов и получают М синфазных цифровых групповых сигналов, состоящих из m и одного М-го синфазных цифровых групповых сигналов, далее производят синфазное суммирование m синфазных цифровых групповых сигналов и получают цифровой групповой сигнал m, а М-й синфазный цифровой групповой сигнал умножают на коэффициент X, регулируемый в пределах: 1≤X≤А, получая при этом цифровой групповой сигнал Р, который разветвляют на первый и второй идентичные цифровые групповые сигналы P и Р, каждый из которых представляет собой цифровой групповой сигнал Р, затем второй цифровой групповой сигнал Р умножают на коэффициент Х, регулируемый в пределах: 1≤Х≤А, получая при этом цифровой групповой сигнал Р, причем значения регулируемых коэффициентов X и Х устанавливают согласно условию: 1≤Х×Х≤А, а первый цифровой групповой сигнал P умножают на коэффициент X, регулируемый в пределах: 0≤X≤А, получая при этом цифровой групповой сигнал Р, причем значения регулируемых коэффициентов X и X устанавливают согласно условию: 0≤X×X≤А, далее цифровой групповой сигнал P синфазно суммируют с цифровым групповым сигналом m, получая суммарный цифровой групповой сигнал S, который разветвляют на первый и второй идентичные суммарные цифровые групповые сигналы S и S, каждый из которых представляет собой суммарный цифровой групповой сигнал S, далее второй суммарный цифровой групповой сигнал S умножают на регулируемый коэффициент Y, получая цифровой групповой сигнал L, при этом значение регулируемого коэффициента Y устанавливают по формуле:
2
1
Y=-[XX/(mA+ХХ)],
X2
далее цифровой групповой сигнал L суммируют с цифровым групповым сигналом Р, получая при этом цифровой сигнал V, который умножают на регулируемый коэффициент Z и получают дополнительный цифровой сигнал D, при этом значение регулируемого коэффициента Z устанавливают по формуле:
1
1
2
b
(b-1)
Z=(mA+XX)(mA+XX)/[AXXm(A-1)],
1
где b=2, 3, … - задаваемый номер порядка интермодуляционных колебаний, которые необходимо устранить, далее дополнительный цифровой сигнал D суммируют с первым суммарным цифровым групповым сигналом S и полученный результирующий цифровой групповой сигнал R подвергают упомянутой цифровой обработке.
с
с
Третий вариант представляет собой способ радиоприема в широкой полосе радиочастотного спектра, заключающийся в поступлении множества одиночных радиосигналов РЧС, в выделении из поступивших радиосигналов РЧС радиосигналов в заданной широкой регулируемой полосе частот РЧС, представляющих собой исходный групповой радиосигнал, при необходимости, в подавлении путем режекции мощных мешающих радиосигналов в требуемых регулируемых полосах частот, находящихся как в полосе частот исходного группового радиосигнала, так и вне полосы частот исходного группового радиосигнала, после чего осуществляют регулирование и установку заданного уровня исходного группового радиосигнала, а также аналого-цифровое преобразование и цифровую обработку сигналов, отличиями которого является то, что после установки заданного уровня исходного группового радиосигнала производят формирование заданного числа групповых радиосигналов, каждый из которых подвергают аналого-цифровому преобразованию и из полученных соответствующих цифровых групповых сигналов формируют результирующий цифровой групповой сигнал, соответствующий исходному групповому радиосигналу, причем формирование заданного числа групповых радиосигналов осуществляют путем разделения исходного группового радиосигнала на заданное целое число N≥3 синфазных групповых радиосигналов, при этом ширину полосы частот каждого из N синфазных групповых радиосигналов устанавливают равной ширине полосы частот исходного группового радиосигнала, а мощность каждого из N синфазных групповых радиосигналов устанавливают в N раз меньше мощности исходного группового радиосигнала, далее из N синфазных групповых радиосигналов выбирают заданное целое число r≥1 и отделяют целое число n синфазных групповых радиосигналов, причем число n определяют по формуле: n=N-r, при этом если полученное n<2r, то корректируют числа N или r до таких значений, при которых значение числа n≥2r, в результате N синфазных групповых радиосигналов состоят из n и r синфазных групповых радиосигналов так, что N=n+r, при этом ширина полосы частот каждого из n и r синфазных групповых радиосигналов равна ширине полосы частот каждого из N синфазных групповых радиосигналов, а мощность каждого из n и r синфазных групповых радиосигналов равна мощности каждого из N синфазных групповых радиосигналов, затем задают требуемое значение фазового сдвига ϕ между начальными фазами колебаний синфазных групповых радиосигналов в пределах от 0 до π радиан включительно и определяют число k синфазных групповых радиосигналов, между начальными фазами колебаний соседних из которых необходимо создать заданный фазовый сдвиг ϕ, по формуле:
с
с
при этом если полученное k не является целым числом, то корректируют фазовый сдвиг ϕ до такого значения, при котором k представляет собой целое число, затем из n синфазных групповых радиосигналов создают m объединений, каждое из которых содержит k из n синфазных групповых радиосигналов, причем число m определяют по формуле: m=n/k, и если полученное m не является целым числом, то корректируют число n путем изменения числа N до такого значения числа n≥2r, при котором m представляет собой целое число, при этом каждый из выбранных r синфазных групповых радиосигналов разделяют на заданное целое число w≥2 выделенных синфазных групповых радиосигналов и получают заданное число p выделенных синфазных групповых радиосигналов, которое определяют по формуле: p=r×w, в результате из заданного числа N синфазных групповых радиосигналов образуют заданное число Н синфазных групповых радиосигналов, состоящих из n синфазных групповых радиосигналов и p выделенных синфазных групповых радиосигналов, причем число Н определяют по формуле: H=n+p, при этом ширину частотной полосы каждого из p выделенных синфазных групповых радиосигналов устанавливают равной ширине полосы частот каждого из r синфазных групповых радиосигналов, а мощность каждого из p выделенных синфазных групповых радиосигналов, устанавливают в w раз меньше мощности каждого из r синфазных групповых радиосигналов и в W раз меньше мощности исходного группового радиосигнала, причем число W определяют по формуле: W=w×N, после чего из p выделенных синфазных групповых радиосигналов создают s объединений, каждое из которых содержит k из p выделенных синфазных групповых радиосигналов, причем число s определяют по формуле: s=p/k, при этом если полученное s не является целым числом, то корректируют число p путем изменения чисел w или/и r, до таких значений, при которых s представляет собой целое число, причем изменение числа r осуществляют путем изменения числа N по формуле: r=N-n при r≤n/2, в результате из Н синфазных групповых радиосигналов создают М объединений, в каждом из которых содержится k синфазных групповых радиосигналов, причем число М определяют по формуле: M=H/k=(n+p)/k=m+s, далее в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k групповых радиосигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно так, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних из k групповых радиосигналов заданный фазовый сдвиг ϕ, определяемый по формуле:
1
2
k
сц
где ϕ, ϕ, …, ϕ - регулируемые начальные фазы колебаний соответственно первого, второго и так далее, до k-го включительно, групповых радиосигналов в каждом из М объединений, и таким образом из исходного группового радиосигнала формируют заданное число Н групповых радиосигналов, далее каждый из Н сформированных групповых радиосигналов усиливают и подвергают фильтрации, подавляя помехи за пределами полосы частот каждого группового радиосигнала, после чего осуществляют упомянутое аналого-цифровое преобразование каждого из Н сформированных групповых радиосигналов и получают Н соответствующих цифровых групповых сигналов, состоящих из n соответствующих цифровых групповых сигналов и p соответствующих выделенных цифровых групповых сигналов из которых создают М соответствующих объединений, состоящих из m и s соответствующих объединений так, что М=m+s, при этом каждое из m объединений содержит k из n соответствующих цифровых групповых сигналов, а каждое из s объединений содержит k из p соответствующих выделенных цифровых групповых сигналов, при этом начальные фазы колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов равны начальным фазам колебаний соответствующих сформированных групповых радиосигналов, затем из Н цифровых групповых сигналов осуществляют упомянутое формирование результирующего цифрового группового сигнала, для этого в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно таким образом, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних из k цифровых групповых сигналов фазовый сдвиг ϕ, равный нулю, который определяют по формуле:
1ц
2ц
kц
сц
∑
∑
∑
∑1
∑2
∑
∑1
∑
1
2
2
где ϕ, ϕ, …, ϕ - регулируемые начальные фазы колебаний, соответственно первого, второго и так далее до k-го включительно, цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений, после установки заданного фазового сдвига ϕ, равного нулю, получают Н синфазных цифровых групповых сигналов, после чего производят синфазное суммирование k синфазных цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений и получают М синфазных цифровых групповых сигналов, состоящих из m и s синфазных цифровых групповых сигналов, далее производят синфазное суммирование m синфазных цифровых групповых сигналов и s синфазных цифровых групповых сигналов и получают цифровые групповые сигналы m и s соответственно, после чего цифровой групповой сигнал s разветвляют на первый и второй идентичные цифровые групповые сигналы s и s, каждый из которых представляет собой цифровой групповой сигнал s, затем цифровой групповой сигнал s умножают на коэффициент X, регулируемый в пределах: 0≤X≤1, получая при этом цифровой групповой сигнал P, который синфазно суммируют с цифровым групповым сигналом m, получая при этом суммарный цифровой групповой сигнал S, который разветвляют на первый и второй идентичные суммарные цифровые групповые сигналы S, S, каждый из которых представляет собой суммарный цифровой групповой сигнал S, второй из которых S умножают на регулируемый коэффициент Y, получая цифровой сигнал L, при этом регулируемый коэффициент Y устанавливают по формуле:
∑2
далее цифровой групповой сигнал L суммируют с цифровым групповым сигналом s, получая цифровой сигнал V, который умножают на регулируемый коэффициент Z и получают дополнительный цифровой сигнал D, при этом регулируемый коэффициент Z устанавливают по формуле:
1
где b=2, 3, …, - задаваемый номер порядка интермодуляционных колебаний, которые необходимо устранить, далее дополнительный цифровой сигнал D суммируют с первым суммарным цифровым групповым сигналом S и полученный результирующий цифровой групповой сигнал R подвергают упомянутой цифровой обработке.
Во всех трех вариантах предлагаемого способа радиоприема в широкой полосе РЧС формирование из исходного группового радиосигнала заданного числа групповых радиосигналов, затем усиление, фильтрация и аналого-цифровое преобразование каждого из сформированных групповых радиосигналов в соответствующие цифровые групповые сигналы и далее формирование из цифровых групповых сигналов результирующего цифрового группового сигнала, соответствующего исходному групповому радиосигналу, позволяет снизить амплитудные искажения и блокирование сигналов, уменьшить число и уровни гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго, третьего и более высоких порядков, и, следовательно, повысить помехоустойчивость радиоприема.
В первом варианте предлагаемого способа радиоприема в широкой полосе РЧС формирование заданного числа групповых радиосигналов, осуществляемое разделением исходного группового радиосигнала на заданное число синфазных групповых радиосигналов и установкой заданного фазового сдвига между начальными фазами колебаний соседних групповых радиосигналов путем регулирования начальной фазы колебаний каждого из групповых радиосигналов, далее усиление, фильтрация и аналого-цифровое преобразование каждого из сформированных групповых радиосигналов в соответствующие цифровые групповые сигналы, затем формирование из цифровых групповых сигналов результирующего цифрового группового сигнала, осуществляемое регулированием начальной фазы колебаний каждого цифрового группового сигнала с установкой фазового сдвига между ними, равного нулю, и суммированием полученных синфазных цифровых групповых сигналов, позволяет снизить амплитудные искажения и блокирование сигналов, уменьшить число и уровни гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго, третьего и более высоких порядков, у которых фазовый сдвиг между начальными фазами колебаний не равен заданному фазовому сдвигу между начальными фазами колебаний сформированных групповых радиосигналов, и в результате повысить помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС.
Во втором варианте предлагаемого способа радиоприема в широкой полосе РЧС, в отличие от первого варианта, при формировании заданного числа групповых радиосигналов из всех синфазных групповых радиосигналов выбирают по меньшей мере два синфазных групповых радиосигнала, в каждом из которых, или/и до, или/и после установки заданного фазового сдвига между начальными фазами колебаний выбранных соседних групповых радиосигналов, осуществляют регулирование и установку ослабления уровня каждого из выбранных групповых радиосигналов, а при формировании результирующего цифрового группового сигнала осуществляют синфазное сложение выбранных синфазных цифровых групповых сигналов в один цифровой групповой сигнал, который вместе с суммой других цифровых групповых сигналов образуют суммарный цифровой групповой сигнал и дополнительный цифровой сигнал, при суммировании которых формируют результирующий цифровой групповой сигнал.
Второй вариант предлагаемого способа, как и первый вариант, позволяет снизить амплитудные искажения и блокирование сигналов, уменьшить число и уровни гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго, третьего и более высоких порядков, у которых фазовый сдвиг между начальными фазами колебаний не равен заданному фазовому сдвигу между начальными фазами колебаний сформированных групповых радиосигналов, при этом в отличие от первого варианта, второй вариант позволяет дополнительно устранить любые из интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, у которых фазовый сдвиг между начальными фазами колебаний равен заданному фазовому сдвигу между начальными фазами колебаний сформированных групповых радиосигналов и тем самым дополнительно, по сравнению с первым вариантом, повысить помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС.
В третьем варианте предлагаемого способа радиоприема в широкой полосе РЧС, в отличие от первого и второго вариантов, при формировании заданного числа групповых радиосигналов, из всех синфазных групповых радиосигналов выбирают по меньшей мере один, каждый из которых разделяют по меньшей мере на два выделенных синфазных групповых радиосигнала, а при формировании результирующего цифрового группового сигнала, осуществляют синфазное сложение выделенных синфазных цифровых групповых сигналов в один цифровой групповой сигнал, который вместе с суммой других цифровых групповых сигналов образуют суммарный цифровой групповой сигнал и дополнительный цифровой сигнал, при суммировании которых формируют результирующий цифровой групповой сигнал.
Третий вариант предлагаемого способа, как первый и второй варианты, позволяет снизить амплитудные искажения и блокирование сигналов, уменьшить число и уровни гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго, третьего и более высоких порядков, у которых фазовый сдвиг между начальными фазами колебаний не равен заданному фазовому сдвигу между начальными фазами колебаний сформированных групповых радиосигналов, при этом в отличие от первого варианта, третий вариант также как и второй, позволяет устранить любые из гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, у которых фазовый сдвиг между начальными фазами колебаний равен заданному фазовому сдвигу между начальными фазами колебаний сформированных групповых радиосигналов, и в отличие от второго варианта, в третьем варианте предлагаемого способа вместо ослабления уровней по меньшей мере двух групповых радиосигналах, осуществляется разделение по меньшей мере одного группового радиосигнала на по меньшей мере два выделенных синфазных групповых радиосигнала, что обеспечивает снижение отношения шум-сигнал в результирующем цифровом групповом сигнале и тем самым дополнительно, по сравнению с первым и вторым вариантами, повышает помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС.
с
с
При пояснении сущности способа используют обобщенную модель процесса радиоприема, аналогичную прототипу, и предлагаемые варианты усовершенствованной модели процесса радиоприема, описанные ниже и поясняемые: Приложением 1, в котором рассмотрен процесс взаимной компенсации гармонических и интермодуляционных колебаний при заданном фазовом сдвиге ϕ=π радиан; Приложением 2, в котором рассмотрен процесс взаимной компенсации гармонических и интермодуляционных колебаний при заданном фазовом сдвиге ϕ=π радиан, а также Фиг. 1, на которой представлены Таблица 1 и Таблица 2, в которых приведены результаты расчетов отношений шум-сигнал при втором и третьем вариантах реализации способа. При этом оценка повышения помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС осуществляется путем сравнения результатов анализа характеристик обобщенной модели с результатами анализа характеристик вариантов усовершенствованной модели по единому критерию.
Согласно обобщенной модели процесса радиоприема в широкой полосе РЧС:
В
Н
В
Н
- множество одиночных радиосигналов, расположенных в широкой полосе радиочастотного спектра (РЧС) и представляющих собой квазигармонические (синусоидальные или косинусоидальные) электрические колебания, поступают в идеальный широкополосный полосовой фильтр (ПФ), амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) которого прямоугольная и симметричная с регулируемыми верхней ω и нижней ω граничными частотами, регулирование ω и ω осуществляют путем выбора и включения фильтров нижних частот (ФНЧ) и фильтров верхних частот (ФВЧ) с заданными частотами среза. С целью подавления мощных радиосигналов (MP), как в ПП ПФ, так и вне ПП ПФ, используют режекторные фильтры (РФ), полосы задерживания (ПЗ) которых регулируют и устанавливают путем выбора и включения ФВЧ и ФНЧ с заданными частотами среза;
- в ПФ выделяется полоса частот исходного группового радиосигнала, равная ширине полосы пропускания (ПП) ПФ, определяемой по формуле:
В
Н
где ω и ω - соответственно верхняя и нижняя граничные частоты ПП ПФ, при этом коэффициент перекрытия ПП ПФ равен:
Число октав, укладывающихся в частотном спектре ПП ПФ, определяют по формуле:
где d, согласно (2).
- исходный групповой радиосигнал представляет собой сумму произвольного числа одиночных косинусоидальных радиосигналов, источники которых статистически независимы, фазы колебаний радиосигналов случайны с равномерным распределением в интервале от 0 до 2π радиан;
- при упорядоченном излучении радиосигналов, частотный интервал между одиночными радиосигналами, равный разности между значениями соседних частот несущих колебаний одиночных радиосигналов, определяют по формуле:
р
р
ПФ
где i=1, 2, 3, …, м-1; м - максимальное число частот несущих колебаний одиночных радиосигналов в ПП ПФ, причем в представленной модели значение Δω равно ширине полосы частот одиночного радиосигнала, при этом Δω << Δω;
- далее осуществляют регулирование и установку заданного уровня исходного группового радиосигнала;
- после чего исходный групповой радиосигнал при помощи одиночного усилительно-преобразовательного тракта (УПТ) усиливается, фильтруется и преобразуется в цифровой групповой сигнал, при этом амплитудная (передаточная) характеристика (АХ) УПТ аппроксимируется степенным рядом;
p
ПФ
- затем цифровой групповой сигнал подвергают цифровой обработке (ЦОС), где при помощи множества узкополосных цифровых фильтров (ЦФ), которые своими узкими частотными полосами, равными Δω, вплотную примыкающими друг к другу и суммарно перекрывающими полосу частот, равную Δω, выделяют из цифрового группового сигнала первые гармоники цифровых одиночных сигналов, которые подвергают дальнейшей обработке по назначению, при этом АЧХ каждого ЦФ прямоугольная и симметричная.
Итак, согласно модели, мгновенное напряжение исходного группового радиосигнала представляет собой сумму мгновенных напряжений одиночных радиосигналов в ПП ПФ:
i
mi
i
mi
i
Н
i
В
i
i
i
где i - ограниченный натуральный ряд чисел 1, …, м, каждое число которого соответствует номеру одиночного радиосигнала в ПП ПФ; м - максимальное число одиночных радиосигналов в ПП ПФ; u=U cos ωt - мгновенное значение напряжения одиночного радиосигнала; U и ω, - соответственно амплитуда напряжения и угловая частота (рад/с) колебания одиночного радиосигнала, ω<ω<ω, ω=2πf, f - линейная частота в герцах.
Амплитуда напряжения исходного группового радиосигнала, выраженная как среднее квадратическое значение суммы амплитуд напряжений одиночных радиосигналов, равна:
при этом максимальная мощность исходного группового радиосигнала равна:
2
mi
где U - максимальная мощность одиночного радиосигнала.
Отношение сигнал/шум определяют отношением квадратов эффективных значений соответствующих напряжений:
2
2
2
2
2
*
∑м
ш пф
∑м
m∑м
m∑м
где γ - отношение сигнал/шум в ПП ПФ, U - квадрат эффективного значения напряжения исходного группового радиосигнала, U - квадрат эффективного значения напряжения шума в ПП ПФ, при этом: U=(U/2), где U, согласно (4);
2
-23
ш пф
0
ПФ
U=4kТR (Δω/2π), где k - постоянная Больцмана, равная 1,38⋅10Дж/K;
0
ПФ
Т=293 K; R - эквивалентное сопротивление источника, равное входному сопротивлению в ПП ПФ, Δω - ширина ПП ПФ, согласно (1).
mi доп
ij
mij
ij
mij
ij
mij
mi доп
ij
i
Если, по меньшей мере один из i-х одиночных радиосигналов является или становится мощным мешающим радиосигналом (MP) и амплитуда напряжения MP больше допустимой U, то для обозначения MP к символу i добавляют символу j и мгновенное напряжение выражают как: u=Ucosωt, где U - амплитуда одиночного MP, ω - частота колебания одиночного MP, при этом U>U, ω=ω, тогда мгновенное напряжение суммы мгновенных напряжений одиночных MP определяют по формуле:
где j - натуральный ряд чисел 1, …, J, каждое число которого соответствует порядковому номеру MP в ПП ПФ, причем j∈i, a J - максимальное число MP из м одиночных радиосигналов в ПП ПФ, при этом J≤м.
Эффективное значение суммарной амплитуды напряжения одиночных MP в ПП ПФ равно:
при этом суммарную мощность MP определяют по формуле:
2
mij
где U - максимальная мощность одиночного MP.
*
При допущении равенства амплитуд напряжений одиночных MP формулы (6) и (6) соответственно принимают вид:
ij
i
mij
mi доп
Если амплитуда напряжения одиночного MP, действующего на частоте ω=ω, снижается до значения U≤U, то MP становится обычным одиночным радиосигналом с допустимой амплитудой напряжения и символ j в обозначении мгновенного напряжения бывшего MP убирают и тем самым обозначение мгновенного напряжения одиночного радиосигнала приводится в первоначальный вид. При этом порядковые номера мгновенных напряжений оставшихся MP изменяют и приводят в соответствие с рядом j.
ij
Числа м и J определяются существующей электромагнитной обстановкой (ЭМО) в месте приема и увеличиваются с расширением ПП ПФ. При неупорядоченном радиоизлучении числа м и J изменяются случайным образом и точно не определяются. Для подавления MP используют режекторные фильтры (РФ), которые настраивают на частоты колебаний MP, равные ω. Ширина ПЗ РФ должна быть равна ширине частотного спектра MP.
**
p
В условиях упорядоченного излучения радиосигналов, частотные спектры которых вплотную примыкают друг к другу с разностью между соседними частотами несущих колебаний, установленной в (2) и равной Δω, число м определяют по формуле:
р
при вычислении м берется целая часть числа, при этом число J и разность между соседними частотами MP, кратная Δω, остаются произвольными.
Эффективное значение амплитуды исходного группового радиосигнала без учета MP, определяют по формуле:
2
2
*
*
m∑м
m∑J
где U и U, согласно формулам (4) и (6) соответственно.
*
При упорядоченном радиоизлучении и допущении равенства амплитуд напряжений одиночных радиосигналов, формулы (4) и (4) соответственно принимают вид:
р
при этом отношение сигнал-шум в полосе частот одиночного радиосигнала, равной Δω, определяют отношением квадратов эффективных значений соответствующих напряжений:
2
2
2
**
i
mi
шi
0
р
р
где U=(U/2), U=4kТR(Δω/2π), где Δω - ширина полосы частот одиночного радиосигнала, согласно (2).
*
*
Из формул: (4), (4), (8), (9) и (9), видно, что с расширением ПП ПФ и, следовательно, с увеличением числа одиночных радиосигналов, возрастает амплитуда напряжения и мощность исходного группового радиосигнала, действующего на входе одиночного УПТ.
Цвых
∑м
Цвых
∑м
Обобщенную АХ УПТ, представляющую собой зависимость выходного переменного напряжения цифрового сигнала (u) УПТ от входного переменного напряжения исходного группового радиосигнала (u), выражают соотношением u=ƒ(u) и представляют в виде степенного ряда:
∑м
УПТ
УПТ
УПТ
'
''
где u - переменное напряжение исходного группового радиосигнала, согласно формуле (3), К - коэффициент передачи УПТ; К, К - соответственно первая и вторая производные коэффициента передачи УПТ.
При действии на входе УПТ напряжения исходного группового радиосигнала, определяемого по формуле (3), с амплитудой, определяемой по формулам (4) и (9), на выходе УПТ в цифровом групповом сигнале будут присутствовать искаженные амплитуды напряжений первых гармоник одиночных сигналов и множество гармонических и интермодуляционных (комбинационных) составляющих (колебаний). Существует алгебраическая формула (см. «Алгебраическая формула для амплитуд составляющих взаимной модуляции при произвольном числе частот» // «ТИИЭР», 1968, №8, с. 138-139), которая позволяет получить амплитуду любой комбинационной составляющей интермодуляции (взаимной модуляции) на выходе нелинейного устройства, описываемого степенным рядом. Однако данная формула не дает полного выражения выходного сигнала, необходимого для анализа характеристик нелинейности УПТ при радиоприеме в широкой полосе РЧС.
Полное выражение выходного переменного напряжения, согласно (10), с учетом известных тригонометрических соотношений понижения степени и произведения косинусов, дает формула:
где i=1, 2, 3, …, м; р=1, 2, 3, …, м; s=1, 2, 3 …, м, при этом i≠p, р≠s, s≠i.
Полученное выражение (11) раскрывает процессы в УПТ, обусловленные нелинейными взаимодействиями множества одиночных радиосигналов, вследствие которых проявляются нелинейные явления в виде амплитудных нелинейных искажений, блокирования радиосигналов, возникновения гармонических и интермодуляционных составляющих второго, третьего и более высоких порядков.
Цвых
После группировки и распределения составляющих выходного переменного напряжения цифрового группового сигнала (u) по возрастанию номеров гармоник и порядка интермодуляции радиосигналов, а также ограничившись третьим членом ряда (10), выражение (11) представляют в виде укороченной записи:
Выходное переменное напряжение УПТ, представленное ограниченным степенным рядом в виде выражения (12), содержит в своем составе:
- первые гармоники цифровых одиночных сигналов, на частоты которых настроены узкополосные ЦФ, определяются первыми тремя членами ряда;
- вторые и третьи гармоники цифровых одиночных сигналов, определяются соответственно четвертым и пятым членами ряда;
i
р
- интермодуляционные составляющие (колебания) второго порядка с комбинационными частотами (ω±ω), определяются шестым членом ряда;
р
i
i
р
s
- интермодуляционные составляющие третьего порядка с комбинационными частотами: (2ω±ω) и (ω±ω±ω), определяются соответственно седьмым и восьмым членами ряда. При упорядоченном излучении и равенстве амплитуд радиосигналов, согласно формуле (9) и трем первым членам ряда (12), амплитуда переменного напряжения цифрового группового сигнала, выраженная как среднее квадратическое значение суммы амплитуд напряжений первых гармоник цифровых одиночных сигналов, равна:
mp
mi
где U=U, р=1, 2, 3, …, м, i=1, 2, 3,…, м, при этом р≠i.
Согласно выражению (13) с учетом (9) определяют коэффициент амплитудных (нелинейных) искажений по формуле:
н3
УПТ
УПТ
''
где м>>1, р=(К/К) - дифференциальный параметр нелинейности третьего порядка УПТ, который измеряют или используют известное значение.
mi.доп
m∑м доп
и
и.доп
Максимально-допустимые амплитуды входного напряжения одиночного радиосигнала U и исходного группового радиосигнала U, при которых к не превысит допустимое значение, равное к, вычисляют согласно соотношениям:
и
и.доп
При малых искажениях (к≤к) амплитуды колебаний цифровых одиночного и группового сигналов определяются первым членом формулы (13) и соответственно равны:
при этом квадраты эффективных значений напряжений шумов, создаваемых одиночным УПТ в полосах частот цифровых одиночного и группового сигналов соответственно, равны:
Ш
УПТ
где К, К - коэффициенты шума и передачи УПТ соответственно, которые измеряют.
Отношение шум-сигнал на выходе УПТ определяют по формуле:
i
Ш
i
i
i
**
**
При равенстве амплитуд радиосигналов: h=h, а К=γ h=γh, где γ, γ согласно формулам: (4), (9) соответственно.
mij
mi.доп
*
Если, по меньшей мере один из одиночных радиосигналов является MP и при условии, что J << м и U >> U, то амплитуду переменного напряжения цифрового группового сигнала, согласно (13) с учетом (6) и (8), определяют по формуле:
б
из выражения (17) находят коэффициент блокирования к исходного группового радиосигнала отдельными MP по формуле:
m∑J
m∑(м-J)
*
где U и U согласно (6) и (8) соответственно.
и
б
и
б
Следует отметить, выражения (14) и (18) справедливы для УПТ в которых не проявляется эффект амплитудного детектирования. Однако эффект детектирования не снижает, а только усиливает зависимость коэффициентов амплитудных искажений к и блокирования к от амплитуд исходного группового радиосигнала и отдельных MP. Поэтому мерой по снижению к и к в любых УПТ, кроме снижения дифференциальных параметров нелинейности, является, уменьшение амплитуд напряжений отдельных MP и всего исходного группового радиосигнала, действующих на входе УПТ.
i
Н
i
В
Н
i
В
Согласно четвертому и пятому членам ряда (12), на выходе УПТ возникают напряжения гармонических колебаний с частотами, равными gω, где g=2, 3 - номер гармоники, а одиночные радиосигналы, частоты которых находятся в пределах: ω<ω<ω/g, являются субгармоническими помехами (субгармониками) для приема других одиночных радиосигналов, частоты которых находятся в пределах: gω<gω<ω.
Число субгармонических помех в ПП ПФ определяют по формуле:
сгg
сгg
где м - число одиночных радиосигналов в ПП ПФ, являющихся субгармоническими помехами g-го порядка, g=2, 3, …, - номер субгармоники (гармоники), числа d и м определяют по формулам (2) и (8). При вычислении м берется целая часть числа. При равенстве амплитуд одиночных радиосигналов в ПП ПФ, амплитуды напряжений вторых и третьих гармоник, а также коэффициенты субгармоник, соответственно равны:
н2
УПТ
УПТ
н3
УПТ
УПТ
'
''
где р=(К/К), p=(К/К) - параметры нелинейности второго и третьего порядков УПТ соответственно, которые измеряют или используют известные значения. Поскольку значения частот колебаний вторых, третьих и высших гармоник от различных одиночных радиосигналов могут совпадать, то средняя квадратическая величина суммы амплитуд напряжений гармоник, действующих в ПП ЦФ и общий коэффициент субгармоник, соответственно равны:
max
где g - максимальный номер гармоники (субгармоники).
Дополнительные каналы приема на субгармониках, согласно (19), возникают при d>2, а их число увеличивается с расширением ПП ПФ. С целью уменьшения влияния субгармоник на помехоустойчивость радиоприема необходимо снижать значения дифференциальных параметров нелинейности УПТ, сужать ПП ПФ и уменьшать амплитуды напряжений одиночных радиосигналов на входе УПТ.
к11
i
р
к11
Согласно шестому члену ряда (12), на выходе УПТ действуют интермодуляционные колебания (продукты интермодуляции) второго порядка с комбинационными частотами: (ω=ω±ω, где i=1, 2, 3, …, м, р=1, 2, 3, …, м, при этом i≠р, ω - комбинационная частота, равная сумме или разности частот первых гармоник колебаний двух произвольных взаимодействующих одиночных радиосигналов в ПП ПФ. Интермодуляционные колебания являются помехами для других одиночных радиосигналов, частоты колебаний которых совпадают с комбинационными частотами в пределах ПП ПФ. При этом напряжения интермодуляционных колебаний с одинаковыми частотами, образованные от различных пар радиосигналов, суммируются в ПП ЦФ.
При упорядоченном радиоизлучении, число пар радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания с одинаковой суммарной частотой,
0
+к11
i
р
равной ω=ω=ω+ω, определяют по формуле:
0
-к11
i
р
число пар радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания с одинаковой разностной частотой, равной ω=ω=ω-ω, определяют по формуле:
р
+к11
-к11
**
где Δω - частотный интервал из (2), при вычислениях м и м берутся целые части чисел.
Общее число пар радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания второго порядка с одинаковой комбинационной (суммарной и разностной) частотой
+к11
-к11
где м, м, согласно (23), (24), соответственно.
0
ПФ
0
0
Очевидно, что общее число пар радиосигналов в ПП ПФ, создающих помехи на одной из частот, находящейся в ПП ПФ и равной ω, зависит от Δω и расположения ω в частотном спектре ПП ПФ. При расположении ω в начале частотного спектра ПП ПФ,
0
Н
∑к11max
0
0
В
∑к11min
∑к11max
∑11кmin
то есть при ω≈ω, число пар радиосигналов будет максимальным м, при расположении ω в конце частотного спектра ПП ПФ, то есть при ω≈ω число пар будет минимальным м, при этом отношение (м/м)=2.
*
При применении субоктавных ПФ, у которых d<2 и <1 согласно (2) и (2) соответственно, пары радиосигналов, создающие интермодуляционные колебания второго порядка в ПП ПФ, отсутствуют.
При упорядоченном радиоизлучении и равенстве амплитуд напряжений радиосигналов в ПП ПФ, согласно шестому члену ряда (12), амплитуда напряжения интермодуляционной составляющей второго порядка и коэффициент интермодуляции второго порядка, соответственно равны:
mi
mp
где U=U.
0
Средняя квадратическая величина суммы амплитуд напряжений интермодуляционных составляющих второго порядка, действующих в ПП ЦФ с частотой ω и суммарный коэффициент интермодуляции второго порядка, соответственно равны:
н2
Для снижения числа и уровней интермодуляционных помех второго порядка на выходе УПТ, необходимо уменьшать значение параметра нелинейности второго порядка p, сужать ПП ПФ и уменьшать амплитуды напряжений одиночных радиосигналов на входе УПТ.
к21
к12
0
+к21
p
i
Согласно седьмому члену ряда (12), на выходе УПТ действуют интермодуляционные колебания третьего порядка с комбинационными частотами:  где i=1, …, м, р=1, …, м, при этом i≠р, ω (ω) - комбинационная частота, равная сумме или разности частот второй (первой) гармоники колебания одного и первой (второй) гармоники колебания другого из двух произвольных взаимодействующих одиночных радиосигналов в ПП ПФ. Интермодуляционные колебания являются помехами для других одиночных радиосигналов, частоты колебаний которых совпадают с комбинационными частотами в пределах ПП ПФ. При этом напряжения интермодуляционных колебаний с одинаковыми частотами, образованные от различных пар радиосигналов, суммируются в пределах ПП каждого ЦФ. При упорядоченном радиоизлучении, число пар радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания третьего порядка с суммарной частотой, равной ω=ω=2ω+ω, определяют по формуле:
0
-к21
р
i
число пар радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания третьего порядка с разностной частотой, равной ω=ω=2ω-ω, определяют по формуле:
0
-к12
i
p
число пар радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания третьего порядка с разностной частотой, равной ω=ω=ω-2ω, определяют по формуле:
p
+к21
-к21
-к12
**
где Δω - частотный интервал согласно (2), а при вычислениях м, м и м берутся целые части чисел.
Общее число пар радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания третьего порядка с одинаковой комбинационной частотой, равной  определяют по формуле:
+к21
-к21
-к12
где м, м, м, согласно (28), (29), (30), соответственно.
+к21
-к12
0
-к21
0
+к21
-к12
∑к21
0
∑к21
-к21
Значения чисел м и м зависят от расположения ω в частотном спектре ПП ПФ, а значение числа м не зависит от расположения ω в частотном спектре ПП ПФ. Поэтому при d≤3, согласно (2), значения чисел м и м равны нулю, а общее число м не зависит от расположения ω в частотном спектре ПП ПФ и равно: м=м=м/2. При упорядоченном радиоизлучении и равенстве амплитуд напряжений радиосигналов в ПП ПФ, согласно седьмому члену ряда (12), амплитуда напряжения интермодуляционной составляющей третьего порядка с комбинационной частотой, равной  и коэффициент интермодуляции третьего порядка, определяют по формуле:
mi
mp
где U=U.
0
Средняя квадратическая величина суммы амплитуд напряжений интермодуляционных составляющих третьего порядка, действующих в ПП ЦФ с частотой ω и суммарный коэффициент интермодуляции третьего порядка, соответственно равны:
Для снижения числа и уровней интермодуляционных помех третьего порядка, необходимо уменьшать значение параметра нелинейности третьего порядка УПТ, сужать ПП ПФ и уменьшать амплитуды напряжений одиночных радиосигналов на входе УПТ.
к111
i
p
s
к111
i
р
s
i
р
s
i
р
s
i
р
s
Согласно восьмому члену ряда (12), на выходе УПТ действуют интермодуляционные колебания третьего порядка с комбинационными частотами, равными: ω=ω±ω±ω, где i=1, 2, …, м; р=1, 2, …, м; s=1, 2, …, м, i≠р, i≠s, р≠s, ω - комбинационная частота, равная: сумме ω+ω+ω, или разности ω-ω-ω, или сумме - разности ω+ω-ω, или разности - сумме ω-ω+ω частот первых гармоник колебаний трех произвольных взаимодействующих между собой одиночных радиосигналов в ПП ПФ.
м
к111
i
р
s
3
Образовавшиеся интермодуляционные колебания являются помехами для других одиночных радиосигналов, расположенных в ПП ПФ, причем в среднем три из пяти образовавшихся интермодуляционных колебания попадает в пределы частотного спектра ПП ПФ. При этом если учесть, что каждая комбинация из трех одиночных радиосигналов создает четыре интермодуляционных колебания, а число комбинаций равно C, то среднее число троек радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные составляющие с комбинационными частотами, равными: ω=ω±ω±ω и распределенными в пределах частотного спектра ПП ПФ, определяют по формуле:
м
3
где м >>3, С - число возможных комбинаций из м одиночных радиосигналов, содержащих по три одиночных радиосигнала.
1
м
0
При этом среднее число троек радиосигналов в ПП ПФ, создающих интермодуляционные колебания с одинаковой комбинационной частотой, равной одной из м частот от ω до ω, которую обозначают как ω, определяют по формуле:
к111ПФ
к111ср
При вычислениях м и м берутся целые части чисел.
0
к111
i
р
s
0
0
Так как число троек радиосигналов, образующих интермодуляционные колебания с одинаковой комбинационной частотой ω=ω=ω±ω±ω, зависит от расположения ω в частотном спектре ПП ПФ, а напряжения интермодуляционных колебаний с одинаковыми комбинационными частотами, образованные от различных троек радиосигналов, суммируются в пределах ПП ЦФ, то число троек целесообразно определять непосредственно для одной заданной комбинационной частоты, равной ω.
р
0
+к111
i
р
s
**
При упорядоченном излучении радиосигналов, где частотный интервал Δω определен в (2), число троек радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания третьего порядка с суммарной частотой, равной: ω=ω=ω+ω+ω, определяют по формуле:
Н
0
В
где d>3, 3ω < ω ≤ ω.
0
Н
+к111
0
В
+к111
Очевидно, что при d<3 и при ω=ω число м=0, однако при d>3 и при ω=ω число м максимально и равно:
+к111max
2
м ≈ 0,125 м (м+2) ≈ 0,125 м.
0
-к111
i
р
s
Число троек радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания третьего порядка с разностной частотой ω=ω=ω-ω-ω, определяют по формуле:
Н
0
В
Н
р
где d>3, ω≤ω≤ω-2(ω+Δω).
0
В
-к111
0
Н
-к111
-к111max
2
При d<3 и ω=ω, число м=0, однако при d>3 и ω=ω, число м максимально и равно: м ≈ 0,125 м (м+2) ≈ 0,125 м.
Число троек радиосигналов в ПП ПФ, образующих интермодуляционные колебания третьего порядка с суммарно-разностной частотой, равной:  определяют по формуле:
Н
0
В
где ω≤ω≤ω.
0
Н
0
В
±к111
±к111min
2
При ω=ω или ω=ω, число м минимально и равно: м ≈ 0,25 м.
0
Ц
0
Ц
В
Н
±к111
±к111max
2
При расположении ω в центре ПП ПФ, равной ω, то есть при ω=ω=(ω+ω)/2 число м максимально и равно: м ≈ 0,375 м.
+к111
-к111
±к111
При вычислениях м, м и м берутся целые части чисел.
0
Общее число троек радиосигналов в ПП ПФ, создающих интермодуляционные колебания с комбинационной частотой, равной ω, определяют по формуле:
+к111
-к111
±к111
где м, м, м, согласно (36), (37), (38), соответственно.
0
Ц
Общее число троек радиосигналов, создающих интермодуляционные колебания с комбинационной частотой ω=ω, равно:
∑к111ωц
+к111ωц
-к111ωц
±к111ωц
2
2
2
2
2
м=м+м+м≈м/32+м/32+3м/8=7 м/16=0,4375 м.
0
Н
Общее число троек радиосигналов, создающих интермодуляционные колебания с комбинационной частотой ω=ω, равно:
∑к111ωн
+к111ωн
-к111ωн
±к111ωн
2
2
2
2
м=м+м+м≈0+м/8+м/4=3 м/8=0,375 м.
0
В
Общее число троек радиосигналов, создающих интермодуляционные колебания с комбинационной частотой ω=ω, равно:
∑к111ωв
+к111ωв
-к111ωв
±к111ωв
2
2
2
2
м=м+м+м≈м/8+0+м/4=3 м/8=0,375 м.
1
м
0
Среднее число троек радиосигналов в ПП ПФ, создающих интермодуляционные колебания с одинаковой комбинационной частотой, равной одной из м частот от ω до ω, равной ω, определяют по формуле:
Среднее число троек радиосигналов в ПП ПФ, создающих интермодуляционные колебания с комбинационными частотами, распределенными в пределах всего частотного спектра ПП ПФ, определяют по формуле:
При вычислениях чисел троек радиосигналов берутся целые части чисел. Незначительное расхождение в результатах независимых вычислений, полученных в (34), (35) и соответственно в (41), (40), свидетельствует о справедливости выражений (36), (37), (38), (39), используемых для определения числа троек радиосигналов в ПП ПФ, которые образуют такое же число интермодуляционных составляющих (колебаний) с одинаковой комбинационной частотой в пределах ПП каждого ЦФ.
При упорядоченном радиоизлучении и равенстве амплитуд напряжений радиосигналов, действующих в ПП ПФ, согласно восьмому члену ряда (12), амплитуда напряжения интермодуляционной составляющей третьего порядка вида:  и коэффициент интермодуляции третьего порядка, соответственно равны:
mi
mp
ms
где U=U=U,
допустим
2
*
Цшi
i
где U и h согласно (16) и (16) соответственно.
0
Средняя квадратическая величина суммы амплитуд напряжений интермодуляционных составляющих третьего порядка, действующих в ПП ЦФ с частотой ω и суммарный коэффициент интермодуляции третьего порядка, соответственно равны:
∑к111
где м согласно (39).
*
2
2
2
mЦ∑к111
Цшi
∑инт111
i
∑к111
Из (42), (43) следует, что U>U и к>h в м раз.
ПФ
р
ПФ
р
к111ср
mЦ∑к111
Цшi
∑инт111
i
2
2
2
2
Например, в широкой полосе Δω=100 МГц, в условиях упорядоченного излучения действует исходный групповой радиосигнал, состоящий из одиночных радиосигналов, частотная полоса каждого из которых Δω=5 кГц, тогда число радиосигналов, согласно (8), м=Δω/Δω=20000, а среднее число троек радиосигналов, создающих такое же число интермодуляционных колебаний третьего порядка с одинаковой комбинационной частотой согласно (40), равно: м ≈ 0,396 м=158400000, следовательно, U >> U и к >> h приблизительно в 158400000 раз, что в логарифмическом масштабе больше на 82 дБ, поэтому справедливо выражение:
ПФ
Таким образом, с увеличением ширины ПП ПФ, равной Δω, суммарная амплитуда напряжения интермодуляционных колебаний в частотной полосе каждого цифрового одиночного сигнала, равной ПП ЦФ, возрастает и значительно превышает уровень собственных шумов УПТ в ПП каждого ЦФ.
Для снижения числа и уровней интермодуляционных составляющих третьего порядка на выходе УПТ, необходимо уменьшать значение параметра нелинейности третьего порядка УПТ, сужать ПП ПФ и уменьшать амплитуды напряжений одиночных радиосигналов, а следовательно, уменьшать мощность исходного группового радиосигнала на входе УПТ.
0
Среднюю квадратическую величину суммы амплитуд напряжений гармонических и интермодуляционных составляющих различных порядков, действующих на выходе УПТ с одинаковой комбинационной частотой ω и общий коэффициент субгармоник и интермодуляции различных порядков, определяют соответственно по формулам:
mЦ∑г
∑сгg
mЦ∑к11
∑инт11
mЦ∑к21
∑инт21
mЦ∑к111
∑инт111
где U, к; U, к; U, к; U, к определяют по формулам: (22); (27); (33); (43) соответственно.
∑(сг, инт)
∑инт111
Из анализа числа и уровней интермодуляционных составляющих, очевидно, что наибольший вклад в увеличение К, согласно (43), вносит к, который определяется многочисленными тройками радиосигналов в ПП ПФ.
П
Количественную оценку помехоустойчивости радиоприема (приема сообщений) в широкой полосе РЧС выражают через коэффициент помехоустойчивости (коэффициент помех) К, который определяют по формуле:
и
i
б
∑(сг,инт)
∑(сг,инт)
i
*
*
2
где к, h, к, К определяют по формулам: (14), (16), (18), (45) соответственно, при этом, согласно (43), К>>h.
П
П
П
и
i
б
∑(сг,инт)
П
*
Уменьшение коэффициента помех К свидетельствует о соответствующем повышении, а увеличение К свидетельствует о соответствующем снижении помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС. Наибольшая помехоустойчивость радиоприема достигается при К=1, что соответствует идеальному радиоприему, при котором отсутствуют нелинейные явления и собственный шум в УПТ, то есть: к=0, h=0, к=0, К=0. В качестве критерия оценки помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС устанавливают коэффициент помех К, определяемый выражением (45).
Следует отметить, что при применении в данной модели радиоприема преобразований частот радиосигналов, что характерно для супергетеродинного радиоприема, необходимо дополнительно, используя полученные выражения с учетом частотного спектра гетеродинных напряжений, определять среднюю квадратическую величину суммарной амплитуды напряжения гармонических и интермодуляционных колебаний с частотами, расположенными в пределах ПП фильтра промежуточной частоты. Очевидно, что при преобразовании частот радиосигналов, сумма амплитуд напряжений гармонических и интермодуляционных колебаний, действующих в ПП каждого ЦФ, согласно (44), существенно увеличивается и, следовательно, снижается помехоустойчивость радиоприема.
сгg
∑к11
∑к21
∑к111
В реальных условиях радиоприема необходимо учитывать вероятность появления каждого из м независимых одиночных радиосигналов на соответствующей частотной позиции в пределах ПП ПФ. Значение вероятности р, которое находится в пределах от 0 до 1 включительно, определяют путем исследований ЭМО в месте приема, а формулы: (19), (25), (31), (39), при вычислениях м, м, м, м с учетом р, принимают вид:
сгg
м=рм(d-g)/g(d-1),
∑к11
+к11
-к11
2
м=р(м+м),
∑к21
+к21
-к21
-к12
2
м=р(м+м+м),
∑к111
+к111
-к111
±к111
3
м=р(м+м+м),
где при вычислениях берутся целые части чисел.
*
и
б
∑(сг, инт)
i
Оценка результатов анализа обобщенной модели процесса свидетельствуют о том, что для повышения помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС, определяемой формулой (45), следует максимально уменьшать значения: к, к, К и при этом желательно сохранять или минимально увеличивать значение h.
н2
н3
и
б
∑(сг,инт)
Поскольку дифференциальные параметры нелинейности УПТ (р, р, …) определяются современным состоянием элементной базы, то наиболее эффективными методами уменьшения к, к, К в настоящее время являются: сужение ПП ПФ и, следовательно, уменьшение числа м одиночных радиосигналов; подавление отдельных MP; уменьшение мощности (амплитуды напряжения) исходного группового радиосигнала в широкой ПП ПФ.
В известных способах радиоприема для повышения помехоустойчивости осуществляют: сужение ПП ПФ; режекцию MP при помощи РФ; регулирование и установку заданного уровня мощности исходного группового радиосигнала.
Ш
Очевидно, что уменьшение ширины ПП ПФ противоречит принципу радиоприема в широкой полосе РЧС, который основывается на все большем увеличении ширины ПП ПФ и поэтому метод сужения ПП ПФ не может применяться для повышения помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС. Кроме того, уменьшение ширины ПП ПФ до субоктавной не позволяет исключить интермодуляционные составляющие третьего порядка. При режекции MP при помощи РФ подавляются желательные радиосигналы с частотами, расположенными в ПЗ РФ и повышается коэффициент шума УПТ в ПП РФ. Уменьшение мощности исходного группового радиосигнала путем его ослабления при помощи аттенюатора с диссипативными потерями не позволяет полностью исключить интермодуляционные составляющие, а позволяет только снизить их уровни, однако при этом значительно увеличивается коэффициент шума приемного тракта, снижая реализуемую чувствительность радиоприема. Действительно, если коэффициент шума УПТ без включения РФ и аттенюатора, равен К, то коэффициент шума УПТ: при включенном РФ и выключенном аттенюаторе; при включенном аттенюаторе и выключенном РФ; а также при включенных РФ и аттенюаторе, согласно известной формуле, соответственно равен:
Ш РФ
Ш АТТ
Ш РФ
рРФ
Ш АТТ
рАТТ
рРФ
рАТТ
где К - коэффициент шума в ПП одиночного РФ, К - коэффициент шума аттенюатора, причем К=1/К, К=1/К, где К - коэффициент передачи по мощности в ПП одиночного РФ, К - коэффициент передачи по мощности аттенюатора. Очевидно, что при увеличении числа включенных РФ, общий коэффициент шума РФ увеличивается и равен произведению коэффициентов шума в ПП каждого одиночного РФ.
*
*
*
Ш
i
П
i
и
б
∑(сг,инт)
П
Из выражений, представленных в (46) с учетом (16), (16), (45), следует, что подавление MP при помощи режекции и ослабление исходного группового радиосигнала при помощи аттенюатора повышают коэффициент шума К, что увеличивает отношение шум-сигнал h и, следовательно, увеличивает коэффициент помех К и таким образом снижает помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС. Поэтому применение аттенюатора и режекторных фильтров целесообразно только при больших уровнях MP и исходного группового радиосигнала, что характерно для условий исключительно - сложной электромагнитной обстановки. В то же время при увеличении мощности исходного группового радиосигнала путем его усиления, значение h снижается, однако при этом значительно повышаются значения к, к, К, которые в формуле (45) являются превалирующими и, следовательно, К сильно увеличивается, что свидетельствует о резком снижении помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС. Поэтому увеличивать амплитуду напряжения исходного группового радиосигнала целесообразно только при очень низком его уровне, что характерно для условий плохого прохождения радиосигналов в среде распространения радиоволн.
Таким образом, известные способы не позволяют повысить помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС.
и
б
∑(сг, инт)
i
Основной задачей предлагаемого способа является повышение помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС путем уменьшения коэффициента амплитудных искажений к, коэффициента блокирования к, уменьшения или полного исключения коэффициента субгармоник и интермодуляции К, при этом не увеличивая или минимально увеличивая отношение шум-сигнал h. Решение поставленной задачи осуществляют путем усовершенствования обобщенной модели процесса радиоприема тремя вариантами предлагаемого способа радиоприема в широкой полосе РЧС, представляющих собой единый изобретательский замысел.
Применяемые в усовершенствованной модели радиоприема распределители (разделители) мощности радиосигналов, фазовращатели, аттенюаторы, при формировании групповых радиосигналов являются частотно-независимыми в широкой полосе РЧС, а производимые вычислительные операции синхронизированы так, чтобы обеспечить формирование результирующего цифрового группового сигнала.
*
*
m∑J
б
Таким образом, в усовершенствованной модели, как и в обобщенной модели, поступившие радиосигналы РЧС фильтруют ПФ с регулируемой ПП, ширину которой задают и вычисляют по формуле (1), образуя исходный групповой радиосигнал, который представляют выражением (3) с амплитудой, согласно (4), (9) и мощностью, согласно (4), (9). В исключительных случаях производят подавление по меньшей мере одного MP, который может находиться как в ПП ПФ, так и вне ПП ПФ, подавление MP осуществляют при помощи по меньшей мере одного РФ с регулируемой ПЗ. При включении РФ, уменьшаются амплитуды одиночных MP и, следовательно, согласно (6), (7) и (18), уменьшаются U и к соответственно. Затем осуществляют регулирование и установку заданного уровня исходного группового радиосигнала.
Далее во всех трех вариантах усовершенствованной модели из исходного группового радиосигнала формируют заданное число групповых радиосигналов. После чего каждый из сформированных групповых радиосигналов усиливают, подвергают фильтрации и аналого-цифровому преобразованию, в результате чего получают соответствующее число цифровых групповых сигналов. Затем из цифровых групповых сигналов формируют результирующий цифровой групповой сигнал, который, подвергают цифровой обработке.
ПФ
Поясним операции, выполняемые при первом варианте реализации способа, в котором для формирования заданного числа групповых радиосигналов осуществляют разделение исходного группового радиосигнала на заданное число N синфазных групповых радиосигналов (фазовый сдвиг между начальными фазами колебаний N групповых радиосигналов равен нулю), причем число N≥2 и N - целое число. При этом ширина частотной полосы каждого из N синфазных групповых радиосигналов равна ширине частотной полосы исходного группового радиосигнала Δω согласно (1), а мощность каждого из N синфазных групповых радиосигналов в N раз меньше мощности исходного группового радиосигнала и равна:
следовательно, амплитуда напряжения каждого из N синфазных групповых радиосигналов в  раз меньше амплитуды напряжения исходного группового радиосигнала и равна:
m∑м
m∑м
2
*
*
где U, U определяют согласно (4), (4) или (9), (9),  - амплитуда напряжения одиночного радиосигнала в каждом из N синфазных групповых радиосигналов. При этом амплитуду напряжения и максимальную мощность, по меньшей мере, одного MP определяют соответственно по формулам:
m∑J
m∑J
2
*
*
где U, U согласно (6), (6) или (7), (7).
с
Число N зависит от мощности исходного группового радиосигнала, но при этом всегда задают N≥2. Затем задают требуемый фазовый сдвиг ϕ от 0 до π радиан включительно, который необходимо создать между колебаниями соседних синфазных групповых радиосигналов и определяют число k из N групповых радиосигналов по формуле:
с
при этом если полученное k не целое число, то корректируют заданный фазовый сдвиг ϕ до такого значения, при котором k представляет собой целое число.
После чего из N синфазных групповых радиосигналов создают М объединений, каждое из которых содержит k из N групповых радиосигналов. Число М определяют по формуле:
если полученное М не целое число, то корректируют число N до такого значения, при котором М представляет собой целое число.
с
Далее в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k групповых радиосигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно. Регулирование осуществляют таким образом, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних из k групповых радиосигналов заданный фазовый сдвиг ϕ, определяемый по формуле:
1
2
k
где ϕ, ϕ, …, ϕ - регулируемые начальные фазы колебаний первого, второго и так далее, до k-го включительно, групповых радиосигналов. При этом произвольно выбирают один из k групповых радиосигналов под номером β=1, 2, …, k, одинаковым во всех М объединениях, начальную фазу колебаний которого принимают основной. Затем относительно основной начальной фазы колебаний устанавливают фазовые сдвиги начальных фаз колебаний каждого из k групповых радиосигналов, значения которых определяют по формуле:
β
с
сα
c1
с2
сk
где α=1, 2, …, k - номер группового радиосигнала по порядку, в каждом из М объединений, β=1, 2, …, k - произвольно выбираемый номер группового радиосигнала, одинаковый во всех М объединениях, начальная фаза которого ϕ принята основной, ϕ - заданный фазовый сдвиг между начальными фазами колебаний соседних из k групповых радиосигналов в каждом из М объединений, ϕ=ϕ, ϕ, …, ϕ - определяемые значения фазового сдвига.
Затем устанавливают начальную фазу колебаний каждого из k групповых радиосигналов в каждом из М объединений, которую определяют по формуле:
α
1
2
k
β
сα
*
где ϕ=ϕ, ϕ, …, ϕ - устанавливаемые начальные фазы колебаний групповых радиосигналов с 1-го по k-й соответственно, одинаковые во всех М объединениях, ϕ - основная начальная фаза колебаний, ϕ определяют по формуле (53).
1
*
Например, если за основную начальную фазу колебаний принимают начальную фазу колебаний первого (β=1) из k групповых радиосигналов, равную ϕ, то, согласно (53), значение фазового сдвига начальной фазы колебаний каждого из k групповых радиосигналов в каждом из М объединений относительно основной начальной фазы колебаний определяют по формуле:
затем определяют начальную фазу колебаний каждого из k групповых радиосигналов в каждом из М объединений, которую необходимо установить в данном примере:
1
cα
α
1
2
k
где ϕ - начальная фаза колебаний первого из k групповых радиосигналов в каждом из М объединений, ϕ - фазовый сдвиг, согласно (53*-1), ϕ=ϕ, ϕ, …, ϕ - устанавливаемые начальные фазы.
с
После установки заданного фазового сдвига ϕ между начальными фазами колебаний соседних из k групповых радиосигналов в каждом из М объединений, формирование заданного числа N групповых радиосигналов заканчивается, при этом N=М×k.
цα
α
цα
α
сц
**
**
Далее после упомянутых усиления, фильтрации и аналого-цифрового преобразования каждого из N сформированных групповых радиосигналов получают N соответствующих цифровых групповых сигналов, каждый из которых представляют выражением (11) или (12) с учетом (48), из которых создают М объединений, каждое из которых содержит k соответствующих цифровых групповых сигналов. Следует отметить, что первые гармоники колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений имеют начальную фазу ϕ равную начальной фазе колебаний каждого из k соответствующих сформированных групповых радиосигналов ϕ, установленной согласно (53), (53-1), то есть ϕ=ϕ. Затем из полученных N цифровых групповых сигналов формируют результирующий цифровой групповой сигнал. Для этого в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно. Регулирование осуществляют таким образом, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних из k цифровых групповых сигналов фазовый сдвиг ϕ, равный нулю, согласно формуле:
1ц
2ц
kц
где ϕ, ϕ, …, ϕ - регулируемые начальные фазы колебаний соответственно с первого по k-ый цифровых групповых сигналов.
ц
При этом произвольно выбирают один из k цифровых групповых сигналов под номером β=1, 2, …, k, одинаковым во всех М объединениях, начальную фазу колебаний которого принимают основной. Затем в каждом из М объединений осуществляют фазовые сдвиги начальных фаз колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов так, чтобы приравнять значения начальных фаз колебаний первых гармоник каждого из k цифровых групповых сигналов к значению выбранной основной начальной фазы колебаний. Значения фазовых сдвигов определяют по формуле:
ц
ц
βц
с
сцα
сц1
сц2
сцk
где α=1, 2, …, k - номер цифрового группового сигнала по порядку, одинаковый во всех М объединениях, β=1, 2, …, k - произвольно выбираемый номер цифрового группового сигнала, одинаковый во всех М объединениях, начальная фаза которого ϕ принята основной, ϕ - установленный фазовый сдвиг, согласно (53), ϕ=ϕ, ϕ, …, ϕ - определяемые значения фазового сдвига начальных фаз колебаний, которые необходимо установить относительно основной начальной фазы колебаний.
Затем регулируют и устанавливают начальную фазу колебаний первых гармоник каждого из k цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений, которую определяют по формуле:
αц
1ц
2ц
kц
цα
α
ц1
1
ц2
2
цk
k
сцα
**
**
*
где ϕ=ϕ=ϕ,=…,=ϕ - устанавливаемые начальные фазы колебаний цифровых групповых сигналов с 1-го по k-ый Соответственно, (ϕ=ϕ)=(ϕ=ϕ), (ϕ=ϕ), …, (ϕ=ϕ) - начальная фаза колебаний каждого из k соответствующих цифровых групповых сигналов равная ранее установленной, согласно (53), (53-1), ф - фазовый сдвиг начальных фаз колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов относительно основной начальной фазы, согласно (54).
1ц
ц
1ц
1
сцα
В приводимом примере, основной начальной фазой колебаний принимают начальную фазу колебаний первого цифрового группового сигнала ϕ (β=1), причем ϕ=ϕ. Поэтому, чтобы получить равенство начальных фаз колебаний цифровых групповых сигналов и создать N синфазных цифровых групповых сигналов, необходимо в каждом из М объединений установить фазовый сдвиг ϕ начальных фаз каждого из k цифровых групповых сигналов относительно основной начальной фазы колебаний, равный:
1ц
и тогда начальную фазу колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений, которую необходимо установить в результате регулирования равной начальной фазе колебаний первого цифрового группового сигнала ϕ, определяют по формуле:
1ц
2ц
kц
цα
ц1
ц2
цk
сцα
*
где ϕ=ϕ,=…,=ϕ - устанавливаемые начальные фазы колебаний, ϕ=ϕ, ϕ, …, ϕ - ранее установленные начальные фазы колебаний, ϕ - фазовый сдвиг, согласно (54-1).
сц
После установки, согласно (54), заданного фазового сдвига ϕ, равного нулю, получают N синфазных цифровых групповых сигналов, которые суммируют. Для этого, в каждом из М объединений синфазно суммируют k синфазных цифровых групповых сигналов и получают М синфазных цифровых групповых сигналов, затем синфазно суммируют М синфазных цифровых групповых и таким образом получают результирующий цифровой групповой сигнал R, который подвергают упомянутой цифровой обработке. После суммирования N синфазных цифровых групповых сигналов, амплитуду напряжения результирующего цифрового группового сигнала, коэффициент амплитудных (нелинейных) искажений и коэффициент блокирования согласно выражениям (13), (14), (17), (18), с учетом соотношений (47), (48), (49), (50), определяют соответственно по формулам:
При малых искажениях амплитуда суммарного напряжения результирующего цифрового группового сигнала определяется первым членом формулы (55), поэтому квадраты эффективных значений суммарного напряжения колебаний первых гармоник и суммарного напряжения шума в результирующем цифровом групповом сигнале при первом варианте определяют по формулам:
mЦ∑м
Цш пф
рс1
рш1
**
2
где  U, определяют по формуле (15); U - квадрат эффективного значения напряжения шума в ПП ПФ, создаваемого одиночным УПТ, определяют по формуле (16); К, К - соответственно коэффициенты передачи по мощности цифрового группового сигнала и шума при первом варианте реализации способа.
рс1
рш1
Значения коэффициентов К и К при синфазности N цифровых групповых сигналов и отсутствии корреляции между собственными шумами N УПТ, определяют по формулам:
где k, М - согласно (51), (52), N≥2.
Отношение шум/сигнал при первом варианте реализации способа, определяют по формуле:
2
2
*
*
*
Ц∑мN1
ЦшN1
i
рс1
рш1
1
1
где U и U - согласно (58) и (58); h=h - согласно (16); К и К - согласно (59) и (59) соответственно; а - коэффициент изменения отношения шум-сигнал в результирующем цифровом групповом сигнале при первом варианте реализации способа относительно отношения шум-сигнал на выходе одиночного УПТ в обобщенной модели, a определяют по формуле:
*
Сравнение результатов, полученных в (56), (57), (60), с результатами, полученными в (14), (18), (16), свидетельствует о том, что формирование из исходного группового радиосигнала N групповых радиосигналов, каждый из которых усиливают, фильтруют и преобразуют в соответствующий цифровой групповой сигнал, получая N цифровых групповых сигналов и формирование из N цифровых групповых сигналов результирующего цифрового группового сигнала позволяет снизить значения коэффициентов искажений и блокирования в N раз, при этом отношение шум/сигнал и, следовательно, реализуемая чувствительность не изменяются.
с
Рассмотрим примеры влияния значений задаваемых фазовых сдвигов ϕ на повышение помехоустойчивости радиоприема при реализации первого варианта способа, которые справедливы также для второго и третьего вариантов способа.
с
сг2N
сг3N
∑сгN
*
**
*
**
При заданном фазовом сдвиге ϕ=0 радиан (рад), согласно (51), (52), k=N, М=1, а значения начальных фаз колебаний каждого из N групповых радиосигналов равны между собой, согласно (53-1), (53-1). В таком случае значения начальных фаз колебаний всех гармонических и интермодуляционных составляющих каждого из N цифровых групповых сигналов, согласно(54-1), (54-1), равны между собой и тогда N цифровых групповых сигналов, которые представлены выражениями (11) и (12) с учетом (48), синфазно суммируются в один результирующий цифровой групповой сигнал. При этом коэффициенты второй, третьей субгармоник к, к, согласно (20), (21) с учетом (48) и общий коэффициент субгармоник к, соответственно равны:
∑инт11N
суммарный коэффициент интермодуляции второго порядка к, согласно (23), (24), (25), (26), (27) с учетом (48), равен:
∑инт21N
суммарный коэффициент интермодуляции третьего порядка к, согласно (28), (29), (30), (31), (32), (33) с учетом (48), равен:
∑инт111N
суммарный коэффициент интермодуляции третьего порядка к, согласно (36), (37), (38), (39), (42), (43) с учетом (48), равен:
∑(сг,инт)nϕc=0
коэффициент субгармоник и интермодуляции К, согласно (45) с учетом (48), выражают формулой:
∑сгN
∑инт11N
∑инт21N
∑инт111N
где к, к, к, к, определяют по формулам (61), (62), (63), (64), соответственно.
∑(сг,инт)Nϕс=0
∑(сг, инт)
Сравнение результатов, полученных в (61), (62), (63), (64), (65), с результатами, полученными в (20, 21), (27), (33), (43), (45) соответственно, свидетельствует о том, что разделение амплитуды напряжения исходного группового радиосигнала в  раз, позволяет снизить значения коэффициентов субгармоник и интермодуляции: второго порядка в  раз, третьего порядка в N раз и, следовательно, коэффициента субгармоник и интермодуляции приблизительно в N раз, то есть К≈К/N.
с
*
Коэффициент помех при отсутствии фазового сдвига (ϕ=0 рад), согласно выражению (45) с учетом (56), (57), (60), (65), равен:
i1
1
иN
и
бN
б
∑(сг,инт)Nϕc=0
∑(сг,инт)
∑(сг,инт)Nϕc=0
i1
2
2
2
2
2
2
2
где h=h=h, к<к, к<к, К<К, К>>h.
ПNϕc=0
П
ПNϕc=0
П
*
*
Сравнение значений К и К, полученных соответственно в формулах (65) и (45), выявляет неравенство: К<К, что свидетельствует об уменьшении коэффициента помех и о повышении помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС.
с
1
1
2
1
1
2
+к11
-к11
сг2N
+инт11N
-инт11N
с
*
**
При заданном фазовом сдвиге ϕ=π рад, согласно(51), (52), k=2, М=N/2, причем значения начальных фаз колебаний первого и второго групповых радиосигналов в каждом из М объединений, которые регулируют и устанавливают согласно (53-1), (53-1), соответственно равны: ϕ=ϕ+0 рад, ϕ=ϕ+π рад. Допустим ϕ=0 рад, тогда ϕ=π рад. Согласно Приложению 1, при синфазном суммировании колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов осуществляется взаимная компенсация колебаний вторых гармоник и интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω, ω. Поэтому соответствующие коэффициенты: к, к, к, равны нулю и исключаются из выражения (65), а общий коэффициент субгармоник и интермодуляции и коэффициент помех при заданном фазовом сдвиге ϕ=π рад, определяют соответственно по формулам:
*
2
∑(сг,инт)Nϕc=π
i1
где, согласно (43), К>>h.
*
*
∑(сг,инт)Nϕc=π
∑(сг,инт)Nϕc=0
∑(сг, инт)
ПNϕc=π
ПNϕc=0
П
Сравнение результатов вычислений, полученных в выражениях: (65), (66) и (65), (66), выявляет неравенства: К < К < К и К < К < К, что свидетельствует о дополнительном повышении помехоустойчивости радиоприема.
с
1
1
2
1
3
1
1
2
3
*
**
При заданном фазовом сдвиге ϕ= π рад, согласно (51), (52), k=3, М=N/3, причем значения начальных фаз колебаний первого, второго и третьего групповых радиосигналов в каждом из М объединений, которые регулируют и устанавливают согласно (53-1), (53-1), соответственно равны: ϕ=ϕ+0 рад, ϕ=ϕ+π рад, ϕ=ϕ+(4/3)π рад. Допустим значение начальной фазы колебаний ϕ=0 рад, тогда ϕ=π рад, ϕ=(4/3)π рад.
+к11
-к11
+к21
-к12
+к111
-к111
сг2N
сг3N
+инт11N
-инт11N
+инт21N
-инт12N
+инт111N
-инт111N
с
Согласно Приложению 2, при синфазном суммировании колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов осуществляется взаимная компенсация колебаний вторых, третьих гармоник, а также взаимная компенсация интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω, ω и третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω, ω. Поэтому соответствующие коэффициенты субгармоник и коэффициенты интермодуляции: к, к, к, к, к, к, к, к, равны нулю и исключаются из выражения (65), поэтому общий коэффициент субгармоник и интермодуляции и коэффициент помех при заданном фазовом сдвиге ϕ= к радиан, соответственно равны:
*
где, согласно (43),
*
*
Сравнение результатов вычислений, полученных в (67), (67), с результатами, полученными в (66), (66) соответственно, выявляет неравенства:
Неравенства свидетельствуют о том, что при различных задаваемых фазовых сдвигах в первом варианте реализации способа меньше коэффициента помех в обобщенной модели процесса радиоприема. В результате первый вариант предлагаемого способа, реализуемый формированием из исходного группового радиосигнала N групповых радиосигналов, а затем, после усиления, фильтрации и аналого-цифрового преобразования каждого из N сформированных групповых радиосигналов, формированием из N полученных цифровых групповых сигналов одного результирующего цифрового группового сигнала, позволяет повысить помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС.
Однако, создание заданных фазовых сдвигов между начальными фазами колебаний групповых радиосигналов при формировании заданного числа групповых радиосигналов и создание фазовых сдвигов, равных нулю, между начальными фазами колебаний первых гармоник соответствующих цифровых групповых сигналов, при формировании результирующего цифрового группового сигнала, не позволяет устранить интермодуляционные колебания с комбинационными частотами:
-к21
р
i
±к111
i
р
s
ω=(2ω-ω), ω=(ω+ω-ω), , так как фазовые сдвиги между начальными фазами таких интермодуляционных колебаний равны фазовым сдвигам между начальными фазами колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов равных заданным фазовым сдвигам между начальными фазами колебаний сформированных групповых радиосигналов.
ПФ
с
Поясним операции, выполняемые при втором варианте реализации способа, в котором для формирования заданного числа групповых радиосигналов осуществляют разделение (разветвление) исходного группового радиосигнала на заданное целое число N≥4 синфазных групповых радиосигналов. Ширина частотной полосы каждого из N синфазных групповых радиосигналов равна ширине частотной полосы исходного группового радиосигнала Δω, согласно (1), а мощности и амплитуды напряжений каждого из N синфазных групповых радиосигналов и мощных радиосигналов, определяются формулами: (47), (48), (49), (50). Число N зависит от мощности исходного группового радиосигнала, при этом всегда N≥4. Затем задают требуемый фазовый сдвиг ϕ от 0 до π радиан включительно, который необходимо создать между колебаниями соседних синфазных групповых радиосигналов и определяют число k из N групповых радиосигналов по формуле:
c
При этом если полученное k не является целым числом, то корректируют фазовый сдвиг ϕ до такого значения, при котором k представляет собой целое число, причем если полученное k>N/2, то корректируют число N до такого значения, при котором k≤N/2, далее из N синфазных групповых радиосигналов выбирают k синфазных групповых радиосигналов и выделяют n синфазных групповых радиосигналов, причем число n определяют по формуле:
В результате из N синфазных групповых радиосигналов образуют n и k синфазных групповых радиосигналов так, что N=n+k. причем ширина полосы частот каждого из n и k синфазных групповых радиосигналов равна ширине полосы частот каждого из N синфазных групповых радиосигналов, а мощность каждого из n и k синфазных групповых радиосигналов равна мощности каждого из N синфазных групповых радиосигналов. Далее из N синфазных групповых радиосигналов создают М объединений, каждое из которых содержит k из N синфазных групповых радиосигналов. Причем из n синфазных групповых радиосигналов создают m объединений, число m определяют по формуле:
при этом если m не целое число, то корректируют число n путем изменения числа N по формуле (69), до такого значения при котором m, согласно формуле (70), представляет собой целое число. Далее из выбранных k синфазных групповых радиосигналов создают одно объединение (1=k/k), и таким образом, создают М объединений состоящих из m объединений и одного М-го объединения, причем число М определяют по формуле:
Амплитуду напряжения каждого из k групповых радиосигналов в каждом из m объединений определяют по формуле (48). И только в одном М-м объединении, или/и до, или/и после регулирования начальных фаз колебаний каждого из k выбранных групповых радиосигналов осуществляют регулирование ослабления уровня колебаний каждого из k выбранных групповых радиосигналов и устанавливают значение коэффициента ослабления (затухания) по напряжению, равное А, согласно условию:
При этом амплитуда напряжения каждого из k групповых радиосигналов в М-том объединении, с учетом коэффициента затухания А, равна:
где  - амплитуда напряжения одиночного радиосигнала с учетом коэффициента затухания А.
**
с
Как и в первом варианте, во втором варианте способа, после регулирования начальных фаз колебаний каждого из k групповых радиосигналов в соответствие с формулой (53) и установки заданного фазового сдвига ϕ между ними в каждом из М объединений, а также после регулирования ослабления каждого из k выбранных групповых радиосигналов в одном М-м объединении и установки требуемого значения коэффициента ослабления по напряжению, равного А, формирование из исходного группового радиосигнала заданного числа N групповых радиосигналов заканчивается.
цα
α
цα
α
∑
-к21
±к111
∑
**
**
**
**
Далее после упомянутых усиления, фильтрации и аналого-цифрового преобразования каждого из N сформированных групповых радиосигналов получают N соответствующих цифровых групповых сигналов, состоящих из n и k соответствующих цифровых групповых сигналов, причем каждый из n цифровых групповых сигналов представляют выражением (11) или (12) с учетом (48), а каждый из k цифровых групповых сигналов представляют выражением (11) или (12) с учетом (73). Из полученных N соответствующих цифровых групповых сигналов создают М соответствующих объединений, состоящих из m и одного М-го соответствующих объединений так, что М=m+1, каждое из которых содержит k соответствующих цифровых групповых сигналов. Следует отметить, что первые гармоники колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений имеют начальную фазу ϕ равную начальной фазе колебаний каждого из k соответствующих сформированных групповых радиосигналов ϕ, установленной согласно (53), (53-1), то есть ϕ=ϕ. Затем, при формировании результирующего цифрового группового сигнала, в каждом из М объединений регулируют начальные фазы колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в соответствие с формулой (54) и устанавливают фазовый сдвиг между ними равный нулю, получая N синфазных цифровых групповых сигналов, после чего в каждом из М объединений производят синфазное суммирование k синфазных цифровых групповых сигналов, получая М синфазных цифровых групповых сигналов состоящих из m синфазных цифровых групповых сигналов и одного М-го синфазного цифрового группового сигнала. Причем как и в первом варианте при заданном фазовом сдвиге, в результате синфазного суммирования первых гармоник к синфазных цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений ослабляются и подавляются соответствующие гармонические и интермодуляционные составляющие второго и третьего порядков. Далее суммируют m синфазных цифровых групповых сигналов, получая цифровой групповой сигнал m, равный сумме n из N синфазных цифровых групповых сигналов, где n=m×k. При этом амплитуды колебаний первых гармоник и амплитуды интермодуляционных колебаний с комбинационными частотами ω, ω,  в цифровых групповых сигналах m и М-том, согласно выражениям (15), (32), (42) с учетом (48), (73), определяют по формулам:
∑
- в цифровом групповом сигнале m,
- в М-том цифровом групповом сигнале,
mi
mp
ms
где U=U=U, k и n - согласно формулам (68) и (69).
Затем М-й цифровой групповой сигнал умножают на коэффициент X, регулируемый в пределах: 1≤X≤А, получая при этом цифровой групповой сигнал Р, амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка которого равны:
1
2
mЦР
mЦР1
mЦР2
mЦ-к21Р
mЦ-к21Р1
mЦ-к21Р2
mЦ±к111Р
mЦ±к111Р1
mЦ±к111Р2
2
2
2
Х2
Цифровой групповой сигнал Р разветвляют на первый и второй идентичные по амплитуде и начальной фазе цифровые групповые сигналы P и Р, каждый из которых представляет собой цифровой групповой сигнал Р, то есть: U=U=U, U=U=U, U=U=U. Затем второй цифровой групповой сигнал Р умножают на коэффициент Х, регулируемый в пределах: 1≤Х≤А, получая цифровой групповой сигнал Р, амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных составляющих третьего порядка которого соответственно равны:
2
где значения X и Х устанавливают согласно условию:
1
1
1
Х1
При этом первый цифровой групповой сигнал P умножают на коэффициент X, регулируемый в пределах: 0≤X≤А, получая цифровой групповой сигнал Р амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка которого соответственно равны:
1
где значения X и X устанавливают согласно условию:
Х1
∑
Далее цифровой групповой сигнал P синфазно суммируют с цифровым групповым сигналом m, получая суммарный цифровой групповой сигнал S, амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка которого соответственно равны:
1
2
Затем суммарный цифровой групповой сигнал S разветвляют на первый и второй идентичные суммарные цифровые групповые сигналы S и S, каждый из которых представляет собой суммарный цифровой групповой сигнал S:
2
после чего второй суммарный цифровой групповой сигнал S умножают на регулируемый коэффициент Y, получая цифровой групповой сигнал L. При этом значение регулируемого коэффициента Y устанавливают по формуле:
1
2
*
*
где m, А, X, X, Х устанавливают согласно: (70), (72), (76), (77).
Амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка цифрового группового сигнала L соответственно равны:
Х2
Далее цифровой групповой сигнал Р суммируют с цифровым групповым сигналом L и получают цифровой сигнал V, амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка которого, соответственно равны:
mЦV
Таким образом, в цифровом сигнале V колебания первых гармоник отсутствуют, то есть U=0, при этом остаются колебания интермодуляционных составляющих. Далее цифровой сигнал V умножают на регулируемый коэффициент Z, получая дополнительный цифровой сигнал D. При этом значение регулируемого коэффициента Z устанавливают по формуле:
1
2
где m, А, X, X, Х из формулы (79), b=2, 3, … - задаваемый номер порядка интермодуляционных колебаний, которые необходимо подавить (устранить). Амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных составляющих третьего порядка дополнительного цифрового сигнала D соответственно равны:
mЦ-к21S1
mЦ±к111S1
mЦV
mЦ-к21V
mЦ±к111V
*
где U, U из выражений (78), (78), U, U, U из выражений (81), Z определяют по формуле (82) при b=3.
1
1
Согласно полученным выражениям (83), в дополнительном цифровом сигнале D амплитуды первых гармоник равны нулю, при этом амплитуды интермодуляционных колебаний третьего порядка дополнительного цифрового сигнала D равны по величине и противоположны по знаку (противоположны по фазе) амплитудам интермодуляционных колебаний третьего порядка, содержащихся в суммарном цифровом групповом сигнале S. Таким образом, в дополнительном цифровом сигнале D содержатся противофазные копии интермодуляционных колебаний третьего порядка цифрового группового сигнала S.
1
Далее дополнительный цифровой сигнал D суммируют с первым суммарным цифровым групповым сигналом S, в результате чего получают результирующий цифровой групповой сигнал R, который подвергают упомянутой цифровой обработке.
Амплитуды суммарных колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка в результирующем цифровом групповом сигнале соответственно равны:
-к21
±к111
-инт21N
±инт111N
Из полученных выражений (84) следует, что в результирующем цифровом групповом сигнале R содержатся колебания первых гармоник суммарного цифрового группового радиосигнала и отсутствуют колебания интермодуляционных составляющих, то есть осуществляется подавление (компенсация) интермодуляционных колебаний третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω и  поэтому коэффициенты к и к в выражении (67) равны нулю и следовательно, общий коэффициент субгармоник и интермодуляции при втором варианте реализации способа равен нулю, то есть:
Квадраты эффективных значений суммарного напряжения колебаний первых гармоник и суммарного напряжения шума в результирующем цифровом групповом сигнале R определяют соответственно по формулам:
2
2
**
2
Ц∑м
mЦ∑м
mЦ∑м
Цш пф
рс2
рш2
где U=(U/2); U определяют по формуле (15); U - квадрат эффективного значения напряжения шума в ПП ПФ, создаваемого одиночным УПТ, определяют по формуле (16); К, К - коэффициенты передачи по мощности цифрового группового сигнала и шума соответственно при втором варианте реализации способа;
рс2
рш2
Значения коэффициентов К и К соответственно определяют по формулам:
1
где N - заданное число; значения чисел k, m, М, А определяют соответственно по формулам: (68), (70), (71), (72); b=2, 3, … - задаваемый номер порядка компенсируемых гармонических и интермодуляционных колебаний; значения чисел X, X из формулы (79). Отношение шум/сигнал при втором варианте реализации способа, определяют по формуле:
2
2
*
ЦR2
шR2
i
рс2
рш2
2
где U и U - согласно (85) и (86) соответственно; h=h - согласно (16); К и К - согласно (87) и (88) соответственно; а - коэффициент изменения отношения шум-сигнал в результирующем цифровом групповом сигнале при втором варианте реализации способа относительно отношения шум-сигнал на выходе одиночного УПТ.
2
Коэффициент а определяют по формуле:
i2
2
с
2
i2
2
i2
2
1
i2
i
П2
Для определения отношения шум-сигнал (h, h) при втором варианте способа, задают значения чисел: N, ϕ, b и по формулам (68), (70), (71) соответственно определяют значения чисел: k, m, М, затем задают значения числа А и, по формулам (90), (89) соответственно получают значения чисел: а, h. Некоторые полученные значения чисел а, h приведены в Таблице 1, изображенной на Фиг. 1. Полученные неравенства: а>а=1 и h>h, свидетельствуют о некотором увеличении отношения шум-сигнал. Коэффициент помех при втором варианте реализации способа К, с учетом (56) и (57), определяют по формуле:
*
∑(сг,инт)N2
иN2
иN
бN2
бN
i2
i
2
i2
i
где: согласно (84), К=0; согласно (56)и (57), к≈к и к≈к; а согласно (89), h=ha и при этом h>h.
*
Учитывая, что увеличение коэффициента помех при увеличении отношения шум-сигнал, согласно (89), незначительно по сравнению с уменьшением коэффициента помех при полном исключении интермодуляционных колебаний, согласно (84), то сравнение результатов, полученных в (91), с результатами, полученными в (67), выявляет неравенство:
*
Согласно (91), коэффициент помех при втором варианте реализации способа меньше коэффициентов помех при первом варианте реализации способа, что свидетельствует о дополнительном повышении помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС при реализации второго варианта способа.
Поясним операции, выполняемые при третьем варианте реализации способа, в котором для формирования заданного числа групповых радиосигналов осуществляют разделение исходного группового радиосигнала на заданное число N синфазных групповых радиосигналов, причем N≥3 и N - целое число. При этом ширину полосы частот каждого из N синфазных групповых радиосигналов устанавливают равной ширине полосы частот исходного группового радиосигнала. Мощности и амплитуды напряжений каждого из N синфазных групповых радиосигналов и мощных радиосигналов определяют по формулам: (47), (48), (49), (50). Затем из N синфазных групповых радиосигналов выбирают заданное целое число r≥1 синфазных групповых радиосигналов и отделяют целое число n синфазных групповых радиосигналов, причем число n определяют по формуле: n=N-r, при этом если полученное n<2r, то корректируют числа N или r до таких значений, при которых значение числа n≥2r, в результате n и r синфазных групповых радиосигналов составляют N синфазных групповых радиосигналов так, что N=n+r, при этом ширина полосы частот каждого из n и r синфазных групповых радиосигналов равна ширине полосы частот каждого из N синфазных групповых радиосигналов, а мощность каждого из n и r синфазных групповых радиосигналов равна мощности каждого из N синфазных групповых радиосигналов. Таким образом, мощности и амплитуды напряжений каждого из N, n, r синфазных групповых радиосигналов и мощных радиосигналов соответственно равны:
m∑м
m∑м
m∑J
m∑J
2
*
*
2
*
*
где U, U согласно (4), (4) или (9), (9),  - амплитуда напряжения одиночного радиосигнала в каждом из N, n, r синфазных групповых радиосигналов, U, U определяют согласно (6), (6) или (7), (7).
с
Число k синфазных групповых радиосигналов, между начальными фазами колебаний соседних из которых необходимо создать заданный фазовый сдвиг ϕ, определяют по формуле:
с
при этом если полученное k не является целым числом, то корректируют фазовый сдвиг ϕ до такого значения, при котором k представляет собой целое число. Затем из n синфазных групповых радиосигналов создают m объединений, каждое из которых содержит k из n синфазных групповых радиосигналов, число m определяют по формуле:
Если полученное в (97) m не является целым числом, то корректируют число n путем изменения числа N до такого значения, при котором n≥2r и m представляет собой целое число, значение числа n определяют по формуле:
При этом каждый из выбранных r синфазных групповых радиосигналов разделяют на заданное целое число w≥2 выделенных синфазных групповых радиосигналов так, чтобы из r синфазных групповых радиосигналов образовать p выделенных синфазных групповых радиосигналов, число p определяют по формуле:
где w≥2, r=N-n при r≤n/2,
при этом ширину частотной полосы каждого из p выделенных синфазных групповых радиосигналов устанавливают равной ширине полосы частот каждого из r синфазных групповых радиосигналов, а мощность каждого из p выделенных синфазных групповых радиосигналов, устанавливают в w раз меньше мощности каждого из r синфазных групповых радиосигналов и в W раз меньше мощности исходного группового радиосигнала, причем число W определяют по формуле:
Мощности и амплитуды напряжений каждого из p выделенных синфазных групповых радиосигналов и MP соответственно равны:
2
2
mмr
mмr
mJr
mJr
где U, U, U, U, W согласно (92), (93), (94), (95), (100) соответственно,  - амплитуда напряжения одиночного радиосигнала. Далее из p выделенных синфазных групповых радиосигналов создают s объединений, каждое из которых содержит k из p выделенных синфазных групповых радиосигналов, число s определяют по формуле:
если s не является целым числом, то корректируют число p путем изменения чисел w или/и r до такого значения при котором s является целым числом, причем корректировку числа r осуществляют путем изменения числа N по формуле: r=N-n при r≤n/2, после чего уточняют значения чисел p, w, N соответственно по формулам:
В результате из N синфазных групповых радиосигналов образуют заданное число Н синфазных групповых радиосигналов, причем число Н определяют по формуле:
*
где n, р, согласно (98), (105) соответственно.
Затем из заданного числа Н синфазных групповых радиосигналов состоящих из n синфазных групповых радиосигналов и p выделенных синфазных групповых радиосигналов, создают М объединений, состоящих из m и s объединений, где в каждом из m объединений содержится по k из n синфазных групповых радиосигналов, а в каждом из s объединений содержится по k из p выделенных синфазных групповых радиосигналов. Число М определяют по формуле:
где m, s, согласно (97), (105) соответственно.
1
k
с
с
**
Далее в каждом из m и s объединений осуществляют регулирование начальных фаз (ϕ, …, ϕ) колебаний каждого из k групповых радиосигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно в соответствие с формулой (53) так, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних групповых радиосигналов заданный фазовый сдвиг ϕ, определяемый по формуле (53). После установки заданного фазового сдвига ϕ, формирование из исходного группового радиосигнала заданного числа Н групповых радиосигналов заканчивается.
**
**
сц
∑
∑
-к21
±к111
∑
∑
Далее после упомянутых усиления, фильтрации и аналого-цифрового преобразования каждого из Н сформированных групповых радиосигналов получают Н соответствующих цифровых групповых сигналов, состоящих из n соответствующих цифровых групповых сигналов и p соответствующих выделенных цифровых групповых сигналов, причем каждый из n цифровых групповых сигналов представляют выражением (11) или (12) с учетом (93), а каждый из p цифровых групповых сигналов представляют выражением (11) или (12) с учетом (102). Из полученных Н соответствующих цифровых групповых сигналов создают М соответствующих объединений, состоящих из m и s соответствующих объединений так, что М=m+s, при этом каждое из m объединений содержит k из n цифровых групповых сигналов, а каждое из s объединений содержит k из p выделенных цифровых групповых сигналов, то есть m=n/k, s=p/k. Следует отметить, что начальные фазы колебаний первых гармоник соответствующих цифровых групповых сигналов равны начальным фазам колебаний соответствующих сформированных групповых радиосигналов. Затем в каждом из М объединений осуществляют регулирование начальных фаз колебаний каждого из k цифровых групповых сигналов в пределах от 0 до ±2π радиан включительно в соответствие с формулой (54) так, чтобы установить между начальными фазами колебаний соседних цифровых групповых сигналов фазовый сдвиг ϕ, равный нулю, который определяют по формуле (54), в результате чего получают Н синфазных цифровых групповых сигналов. Далее в каждом из m и s объединений осуществляют синфазное суммирование к синфазных цифровых групповых сигналов и получают соответственно m и s синфазных цифровых групповых сигналов, которые образуют М=m+s синфазных цифровых групповых сигналов. Причем, как в первом и втором вариантах, в третьем варианте при заданном фазовом сдвиге, в результате синфазного суммирования k синфазных цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений ослабляются и подавляются гармонические и интермодуляционные составляющие второго и третьего порядков. Затем производят синфазное суммирование m синфазных цифровых групповых сигналов, получая при этом цифровой групповой сигнал m, и производят синфазное суммирование s синфазных цифровых групповых сигналов, получая при этом цифровой групповой сигнал s. Амплитуды колебаний первых гармоник и амплитуды интермодуляционных колебаний третьего порядка с комбинационными частотами ω, ω,  в цифровых групповых сигналах m и s, согласно выражениям (15), (32), (42) с учетом (93), (102), определяют по формулам:
∑
- в цифровом групповом сигнале m,
∑
- в цифровом групповом сигнале s,
где р - согласно (99), W - согласно (100).
∑
∑1
∑2
∑
mЦ∑мр
mЦ∑мр1
mЦ∑мр2
mЦ-к21р
mЦ-к21р1
mЦ-к21р2
Затем цифровой групповой сигнал s, разветвляют на первый и второй одинаковые цифровые групповые сигналы s и s, каждый из которых представляет собой цифровой групповой сигнал s, то есть: U=U=U; U=U=U;
∑1
Затем цифровой групповой сигнал s умножают на коэффициент X, регулируемый в пределах: 0≤X≤1, получая при этом цифровой групповой сигнал Р, амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка которого соответственно равны:
∑
Далее цифровой групповой сигнал Р синфазно суммируют с цифровым групповым сигналом m, получая при этом суммарный цифровой групповой сигнал S, амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка которого соответственно равны:
1
2
Суммарный цифровой групповой сигнал S разветвляют на первый и второй идентичные суммарные цифровые групповые сигналы S и S, каждый из которых представляет собой суммарный цифровой групповой сигнал S, то есть:
2
после чего второй суммарный цифровой групповой сигнал S умножают на регулируемый коэффициент Y, получая цифровой групповой сигнал L. При этом значение регулируемого коэффициента Y устанавливают по формуле:
Амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка цифрового группового сигнала L соответственно равны:
∑2
Далее цифровой групповой сигнал S синфазно суммируют с цифровым групповым сигналом L, получая при этом цифровой сигнал V, амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка которого соответственно равны:
mЦV
Таким образом, в цифровом сигнале V колебания первых гармоник отсутствуют, U=0, при этом остаются колебания интермодуляционных составляющих. Затем цифровой сигнал V умножают на регулируемый коэффициент Z, получая дополнительный цифровой сигнал D, при этом значение регулируемого коэффициента Z устанавливают по формуле:
где b=2, 3, …, - задаваемый номер порядка интермодуляционных колебаний, которые необходимо подавить (устранить).
Амплитуды колебаний первых гармоник и интермодуляционных составляющих третьего порядка дополнительного цифрового сигнала D соответственно равны:
mЦ-к21S1
mЦ±к111S1
mЦ⎜
mЦ-к21V
mЦ±к111V
где U, U согласно выражениям (114), (115), U, U, U, согласно выражениям (118), Z определяют по формуле (119) при b=3.
1
1
1
Согласно полученным выражениям (120), в дополнительном цифровом сигнале D амплитуды первых гармоник равны нулю, а амплитуды колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка равны по величине и противоположны по знаку (противоположны по фазе) амплитудам интермодуляционных колебаний третьего порядка в суммарном цифровом групповом сигнале S. Таким образом, в дополнительном цифровом сигнале D содержатся противофазные копии колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка суммарного цифрового группового сигнала S. Далее дополнительный цифровой сигнал D суммируют с первым суммарным цифровым групповым сигналом S, в результате чего получают результирующий цифровой групповой сигнал R, который подвергают упомянутой цифровой обработке.
Амплитуды суммарных колебаний первых гармоник и интермодуляционных колебаний третьего порядка в результирующем цифровом групповом сигнале соответственно равны:
mЦ-к21D
mЦ±к111D
где U, U из формул (120).
Очевидно, что в результирующем цифровом групповом сигнале R содержатся колебания первых гармоник, соответствующие одиночным радиосигналам исходного группового радиосигнала и отсутствуют колебания интермодуляционных составляющих.
-к21
±к111
-инт21N
±инт111N
Из выражений амплитуд суммарных колебаний интермодуляционных составляющих результирующего цифрового группового сигнала (121) следует, что осуществляется подавление интермодуляционных колебаний третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω и  поэтому коэффициенты к и к в выражении (67) равны нулю, и следовательно, общий коэффициент субгармоник и интермодуляции при третьем варианте реализации способа равен нулю, то есть:
Квадраты эффективных значений суммарного напряжения колебаний первых гармоник и суммарного напряжения шума в результирующем цифровом групповом сигнале R определяют соответственно по формулам:
2
2
**
2
Ц∑м
mЦ∑м
mЦ∑м
Цш пф
рс3
рш3
рс3
рш3
где U=(U/2); U определяют по формуле (15); U - квадрат эффективного значения напряжения шума в ПП ПФ, создаваемого одиночным УПТ, определяют по формуле (16); К, К - коэффициенты передачи по мощности цифрового группового сигнала и шума соответственно при третьем варианте реализации способа. Значения коэффициентов К и К соответственно определяют по формулам:
Отношение шум/сигнал определяют по формуле:
2
2
*
ЦR3
шR3
рс3
рш3
3
где U и U - согласно (123) и (124) соответственно; h - согласно (16); К и К, согласно (125) и (126) соответственно; а - коэффициент изменения отношения шум-сигнал в результирующем цифровом групповом сигнале при третьем варианте реализации способа относительно отношения шум-сигнал на выходе одиночного УПТ.
3
Коэффициент а определяют по формуле:
i3
3
c
3
i3
3
i3
i2
i3
*
2
Для определения отношения шум-сигнал (h, h), задают значения чисел N, ϕ, n, r, w, b, а затем по формулам: (96), (99), определяют значения чисел k, p, а по формулам: (98), (105), (106), (107) уточняют значения чисел n, p, w, N соответственно, после чего по формулам: (128), (127) получают значения чисел: а, h соответственно. Некоторые значения а, h, а также (h/h) при w≈А, приведены в Таблице 2, изображенной на Фиг. 1. Из Таблицы 2 получают неравенство:
которое свидетельствует о том, что в третьем варианте значение отношения шум-сигнал меньше значения отношения шум-сигнал при втором варианте реализации способа.
П3
Коэффициент помех при третьем варианте реализации способа К, с учетом (56)и (57), определяют по формуле:
∑(сг,инт)N3
иN3
иN2
иN
бN3
бN2
бN
i3
i
3
i
i3
i2
где: К=0; к≈к≈к, к≈к≈к; h=ha, h<h<h.
i3
i2
П3
П2
Поскольку, согласно (129), h<h, то сравнение результатов, полученных в (130), с результатами, полученными в (91), выявляет неравенство: К<K, что свидетельствует о дополнительном повышении помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС при третьем варианте реализации способа по сравнению со вторым вариантом.
*
Очевидно, что на основании неравенства (91) появляется неравенство:
Неравенство (131) свидетельствует о том, что каждый из трех вариантов реализации предлагаемого способа обеспечивает повышение помехоустойчивости радиоприема в широкой полосе РЧС. При этом первый вариант позволяет повысить помехоустойчивость радиоприема относительно способа - прототипа, второй вариант обеспечивает дополнительное повышение помехоустойчивости радиоприема относительно первого варианта, третий вариант обеспечивает дополнительное повышение помехоустойчивости радиоприема относительно второго варианта.
Таким образом, предлагаемый способ радиоприема, который реализуется тремя вариантами, представляющих собой единый изобретательский замысел, позволяет повысить помехоустойчивость радиоприема в широкой полосе РЧС и тем самым получить указанный технический результат.
Известно радиоприемное устройство (см. В.Н. Голубев и др. Возможности и ограничения использования прямого преобразования сигналов в качестве линейного тракта в радиопеленгаторах декаметрового диапазона волн, - журнал «Антенны», 2008, №12, с. 55, рис. 1). Данное радиоприемное устройство (РПУ) содержащее последовательно соединенные антенну, полосовой фильтр (ПФ), широкополосный усилитель (ШУ), аналого-цифровой преобразователь (АЦП), блок цифровой обработки сигналов (БЦОС), предназначено для радиоприема в широкой полосе радиочастотного спектра (РЧС).
Однако несоответствие динамических диапазонов ШУ и АЦП большому динамическому диапазону исходного группового радиосигнала, который после ПФ поступает на входы ШУ и АЦП, приводит к появлению в РПУ амплитудных искажений и блокирования сигналов, а также к возникновению множества гармонических и интермодуляционных колебаний (помех) второго, третьего и более высоких порядков, что значительно снижает помехоустойчивость РПУ при радиоприеме в широкой полосе РЧС.
Известно радиоприемное устройство, реализующее способ радиоприема в коротковолновом диапазоне волн (см. патент РФ на изобретение №2381618, М. кл. Н04В 1/00, опубл. 10.02.2010 г.). Радиоприемное устройство (РПУ) содержит последовательно соединенные антенну, полосовой фильтр (ПФ), управляемый аттенюатор (УА), первый управляемый коммутатор (1УК), блок узкополосных переключаемых фильтров (БУПФ), второй управляемый коммутатор (2УК), широкополосный усилитель (ШУ), аналого-цифровой преобразователь (АЦП), цифровой фильтр (ЦФ), выходное устройство (ВУ), а также блок управления и настройки частот (БУНЧ).
Включение УА позволяет снизить амплитудные искажения и блокирование сигналов, а также ослабить уровни гармонических и интермодуляционных колебаний (помех), при этом включение одного из n субоктавных УПФ, входящих в БУПФ, позволяет устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго порядка и, таким образом, повысить помехоустойчивость РПУ. Однако данное РПУ может осуществлять радиоприем в широкой полосе РЧС только путем поочередной коммутации (сканирования) при помощи 1УК и 2УК каждого из n УПФ, что неизбежно приводит к пропуску кратковременных радиосигналов и прерываниям длительных по времени радиосигналов. Причем субоктавные УПФ не позволяют устранить интермодуляционные помехи третьего и более высоких порядков. Кроме того в РПУ не предусмотрена защита от воздействия мощных мешающих радиосигналов (MP), которые вызывают амплитудные искажения и блокирование сигналов в ШУ и АЦП, при этом включение УА повышает коэффициент шума и, следовательно, ухудшает реализуемую чувствительность РПУ. В результате помехоустойчивость РПУ при радиоприеме в широкой полосе РЧС остается низкой.
ФНЧ
ФВЧ
ФНЧ
ФВЧ
Известно высокоскоростное многоканальное радиоприемное устройство КB диапазона (см. патент РФ на полезную модель №65329, М. кл. H04L 27/34, опубл. 27. 07. 2007 г.), содержащее последовательно соединенные блок фильтров нижних частот (БФНЧ), вход которого является входом РПУ, блок фильтров верхних частот (БФВЧ), блок управления уровнем (БУУ), аналого-цифровой преобразователь (АЦП), блок цифровой обработки сигналов (БЦОС), персональную электронно-вычислительную машину (ПЭВМ). БФНЧ и БФВЧ содержат требуемое число переключаемых фильтров нижних частот (ФНЧ) и фильтров верхних частот (ФВЧ), равное q и q соответственно, причем q=q≥2, при этом включенная пара соответствующих ФНЧ и ФВЧ создают или полосовой фильтр (ПФ) с заданной полосой пропускания (ПП) или режекторный фильтр (РФ) с заданной полосой задерживания (ПЗ). БУУ содержит управляемые усилители и аттенюаторы, а в БЦОС входят модуль управляемых цифровых фильтров (МЦФ), модуль обработки сигналов (МОС) и модуль управления блоками (МУБ). Управляющие выходы-входы БЦОС являются управляющими входами-выходами БФНЧ, БФВЧ, БУУ, а входная-выходная шина БЦОС является выходной-входной шиной ПЭВМ.
ФНЧ
ФВЧ
РПУ работает следующим образом. Вся совокупность радиосигналов РЧС со входа РПУ поступает на вход БФНЧ, где включением одного из q формируется или верхняя граница ПП ПФ или нижняя граница ПЗ РФ, с выхода БФНЧ радиосигналы частоты которых ниже частоты среза включенного ФНЧ поступают на вход БФВЧ, где включением одного из q формируется или нижняя граница ПП ПФ или верхняя граница ПЗ РФ. Таким образом, при помощи включения ФНЧ и ФВЧ формируют ПП ПФ и ПЗ РФ. Включение РФ с требуемой ПЗ осуществляется в условиях сложной ЭМО для подавления мощного мешающего радиосигнала (MP), частота которого может находиться как в ПП ПФ, так и за пределами ПП ПФ. С выхода БФВЧ сформированный исходный групповой радиосигнал с частотной полосой, равной ширине ПП ПФ, поступает на вход БУУ, где осуществляется регулирование уровня исходного группового радиосигнала. С выхода БУУ исходный групповой радиосигнал поступает на вход АЦП, с выхода которого цифровой групповой сигнал поступает на вход БЦОС и далее в ПЭВМ, в которых осуществляется фильтрация и обработка цифровых одиночных сигналов. Выбор и включение требуемых ФНЧ и ФВЧ в БФНЧ и БФВЧ соответственно, а также регулирование и установка заданного уровня исходного группового радиосигнала в БУУ, осуществляется под воздействием управляющих сигналов БЦОС, формируемых по командам, поступающих от ПЭВМ.
Включением в БФНЧ и в БФВЧ соответствующих ФНЧ и ФВЧ обеспечивается в данном РПУ регулирование ширины ПП ПФ и ширины ПЗ РФ. Регулирование ПП ПФ и ПЗ РФ позволяет осуществлять радиоприем как в определенной широкой полосе РЧС, так и в определенной узкой полосе РЧС, а также осуществлять режекцию части РЧС, если в ней присутствуют мощные мешающие радиосигналы, которые вызывают амплитудные искажения и блокирование принимаемых радиосигналов. При этом сужение ПП ПФ обеспечивает снижение числа и уровней интермодуляционных помех, а подавление MP обеспечивает уменьшение амплитудных искажений и блокирования сигналов, что повышает помехоустойчивость РПУ.
*
*
Однако при радиоприеме в широкой полосе РЧС необходимо как можно больше увеличивать ширину ПП ПФ известного РПУ, определяемую по формуле (1). При расширении ПП ПФ, согласно (8), увеличивается число одиночных радиосигналов и, следовательно, согласно (9), повышается мощность исходного группового радиосигнала, что приводит: согласно (14), (18), к амплитудным искажениям и блокированию радиосигналов; согласно (25) и (27), (31) и (33), (39) и (43), к увеличению числа и уровней, гармонических и интермодуляционных колебаний (составляющих) второго, третьего порядков, а при подавлении MP исключает прием желательных радиосигналов, находящихся в ПЗ РФ и из-за конечной добротности РФ, согласно выражениям (46), увеличивает коэффициент шума РПУ. В результате, согласно (45), снижается помехоустойчивость РПУ при радиоприеме в широкой полосе РЧС.
Данное радиоприемное устройство выбрано в качестве прототипа.
Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение помехоустойчивости радиоприемного устройства при радиоприеме в широкой полосе радиочастотного спектра.
Достижение технического результата обеспечивается единым изобретательским замыслом, реализуемым тремя вариантами радиоприемного устройства (РПУ), предназначенного для осуществления способа радиоприема в широкой полосе радиочастотного спектра (РЧС).
Первый вариант РПУ, содержащий последовательно соединенные блок фильтров нижних частот (БФНЧ), вход которого является входом РПУ, блок фильтров верхних частот (БФВЧ) и блок управления уровнем (БУУ), а также блок цифровой обработки сигналов (БЦОС) и персональную электронно-вычислительную машину (ПЭВМ), при этом первый, второй, третий управляющие выходы-входы БЦОС являются управляющими входами-выходами БФНЧ, БФВЧ, БУУ соответственно, а входная-выходная шина БЦОС является выходной-входной шиной ПЭВМ, отличается тем, что введен блок формирования групповых радиосигналов (БФГРС), вход которого подключен к выходу БУУ, а N выходов БФГРС подключены к соответствующим N входам введенного блока управляемых усилительно-преобразовательных трактов (БУПТ), N выходов которого соединены с соответствующими N входами введенного блока формирования результирующего цифрового группового сигнала (БФРЦГС), выход которого подключен ко входу БЦОС, у которого введенные первая, вторая, третья выходные-входные шины являются входными-выходными шинами БФГРС, БУПТ, БФРЦГС соответственно, в БФГРС входят узел управляемых распределителей радиосигналов (УУРР), вход которого является входом БФГРС и узел управляемых фазовращателей (УУФВ), входные-выходные шины УУРР и УУФВ объединены входной-выходной шиной БФГРС, причем УУРР содержит управляемый распределитель исходного группового радиосигнала (УРИГР), имеющий один вход и N выходов, при этом вход УРИГР является входом УУРР, а управляющий вход-выход УРИГР подключен к входной-выходной шине УУРР, N выходов которого, являясь соответствующими N выходами УРИГР, подключены к N входам УУФВ, содержащего N управляемых фазовращателей (УФВ) с номерами от 1 до N, из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, каждое из которых содержит к из N УФВ, причем M=N/k, управляющие входы-выходы каждого из N УФВ с номерами от 1 до N подключены к входной-выходной шине УУФВ, причем входы и выходы каждого из N УФВ являются соответствующими входами и выходами УУФВ, N выходов которого являются соответствующими N выходами БФГРС, БУПТ содержит N управляемых усилительно-преобразовательных трактов (УПТ) с номерами от 1 до N из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, каждое из которых содержит k из N УПТ, каждый из которых состоит из последовательно соединенных широкополосного усилителя (ШУ), вход которого является входом УПТ, полосового фильтра (ПФ) и аналого-цифрового преобразователя (АЦП), выход которого является выходом УПТ, управляющие входы-выходы ШУ, ПФ и АЦП подключены к входной-выходной шине УПТ, N входных-выходных шин N УПТ с номерами от 1 до N объединены входной-выходной шиной БУПТ, а входы и выходы каждого из N УПТ являются соответствующими входами и выходами БУПТ, в БФРЦГС входят узел управляемых цифровых фазовращателей (УУЦФВ), N входов которого являются соответствующими N входами БФРЦГС, и узел суммирования цифровых сигналов (УСЦС), входные-выходные шины УУЦФВ и УСЦС объединены входной-выходной шиной БФРЦГС, причем УУЦФВ содержит N управляемых цифровых фазовращателей (УЦФВ) с номерами от 1 до N, из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, каждое из которых содержит k из N УЦФВ, управляющие входы-выходы каждого из N УЦФВ с номерами от 1 до N подключены к входной-выходной шине УУЦФВ, а входы и выходы каждого из N УЦФВ являются соответствующими входами и выходами УУЦФВ, N выходов которого подключены к N входам УСЦС, который содержит М цифровых управляемых сумматоров сигналов (ЦУСС) с номерами от 1 до М, у каждого из которых к входов с номерами от 1 до k и один выход, и управляемый цифровой сумматор сигналов (УЦСС), имеющий М входов с номерами от 1 до М и один выход, при этом N входами УСЦС являются входы М ЦУСС, причем N=М×k, выходы каждого из которых подключены к соответствующим М входам УЦСС, выход которого является выходом УСЦС, управляющие входы-выходы каждого из М ЦУСС с номерам от 1 до М и управляющий вход-выход УЦСС подключены к входной-выходной шине УСЦС, выход которого является выходом БФРЦГС.
Второй вариант РПУ, содержащий последовательно соединенные блок фильтров нижних частот (БФНЧ), вход которого является входом РПУ, блок фильтров верхних частот (БФВЧ) и блок управления уровнем (БУУ), а также блок цифровой обработки сигналов (БЦОС) и персональную электронно-вычислительную машину (ПЭВМ), при этом первый, второй, третий управляющие выходы-входы БЦОС являются управляющими входами-выходами БФНЧ, БФВЧ, БУУ соответственно, а входная-выходная шина БЦОС является выходной-входной шиной ПЭВМ, отличается тем, что введен блок формирования групповых радиосигналов (БФГРС), вход которого подключен к выходу БУУ, а N выходов БФГРС подключены к соответствующим N входам введенного блока управляемых усилительно-преобразовательных трактов (БУПТ), N выходов которого соединены с соответствующими N входами введенного блока формирования результирующего цифрового группового сигнала (БФРЦГС), выход которого подключен ко входу БЦОС, у которого введенные первая, вторая, третья выходные-входные шины являются входными-выходными шинами БФГРС, БУПТ, БФРЦГС соответственно, в БФГРС входят узел управляемых распределителей радиосигналов (УУРР), вход которого является входом БФГРС и узел управляемых фазовращателей (УУФВ), входные-выходные шины УУРР и УУФВ объединены входной-выходной шиной БФГРС, причем УУРР содержит управляемый распределитель исходного группового радиосигнала (УРИГР), имеющий один вход и N выходов, при этом вход УРИГР является входом УУРР, а управляющий вход-выход УРИГР подключен к входной-выходной шине УУРР, N выходов которого, являясь соответствующими N выходами УРИГР, подключены к N входам УУФВ, содержащего N управляемых фазовращателей (УФВ) с номерами от 1 до N, из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, каждое из которых содержит k из N УФВ, причем М объединений состоят из m объединений с номерами от 1 до m и одного М-ого объединения с номером М, то есть М=m+1, управляющие входы-выходы каждого из N УФВ с номерами от 1 до N подключены к входной-выходной шине УУФВ, при этом в m объединениях входы и выходы каждого из k УФВ являются соответствующими входами и выходами УУФВ, а в одном М-ом объединении ко входу и к выходу каждого из k УФВ подключены соответственно выход первого и вход второго управляемых аттенюаторов (УА) с номерами от 1 до k, при этом вход каждого из k первых УА и выход каждого из k вторых УА в одном М-ом объединении являются соответствующими входами и выходами УУФВ, управляющие входы-выходы каждого из k первых УА и каждого из k вторых УА подключены к входной-выходной шине УУФВ, N выходов которого являются N выходами БФГРС, БУПТ содержит N управляемых усилительно-преобразовательных трактов (УПТ) с номерами от 1 до N из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, каждое из которых содержит k из N УПТ, каждый из которых состоит из последовательно соединенных широкополосного усилителя (ШУ), вход которого является входом УПТ, полосового фильтра (ПФ) и аналого-цифрового преобразователя (АЦП), выход которого является выходом УПТ, управляющие входы-выходы ШУ, ПФ и АЦП подключены к входной-выходной шине УПТ, N входных-выходных шин N УПТ с номерами от 1 до N объединены входной-выходной шиной БУПТ, а входы и выходы каждого из N УПТ являются соответствующими входами и выходами БУПТ, в БФРЦГС входят узел управляемых цифровых фазовращателей (УУЦФВ), N входов которого являются входами БФРЦГС, и узел суммирования цифровых сигналов (УСЦС), входные-выходные шины УУЦФВ и УСЦС объединены входной-выходной шиной БФРЦГС, причем УУЦФВ содержит N управляемых цифровых фазовращателей (УЦФВ) с номерами от 1 до N, из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, каждое из которых содержит k из N УЦФВ, управляющие входы-выходы каждого из N УЦФВ подключены к входной-выходной шине УУЦФВ, а входы и выходы каждого из N УЦФВ являются соответствующими входами и выходами УУЦФВ, N выходов которого подключены к N входам УСЦС, который содержит: М цифровых управляемых сумматоров сигналов (ЦУСС) с номерами от 1 до М, состоящие из m ЦУСС с номерами от 1 до m и одного М-го ЦУСС с номером М, у каждого из которых к входов с номерами от 1 до k и один выход, управляемый цифровой сумматор сигналов (УЦСС), имеющий m входов с номерами от 1 до m и один выход, первый, второй, третий сумматоры цифровых сигналов (СЦС), у каждого из которых два входа и один выход, а также первый, второй, третий, четвертый, пятый управляемые умножители цифровых сигналов (УУмЦС), первый, второй распределители цифровых сигналов (РЦС), у каждого из которых один вход и два выхода и первую, вторую, третью управляемые линии задержки цифровых сигналов (УЛЗЦС), при этом N входами УСЦС являются входы М ЦУСС, где N=М×k, причем выходы m ЦУСС подключены к соответствующим m входам УЦСС, выход которого соединен со входом первой УЛЗЦС, выход которой подключен к первому входу первого СЦС, а выход М-го ЦУСС соединен со входом первого УУмЦС, выход которого подключен ко входу первого РЦС, первый выход которого подключен ко входу второго УУмЦС, а второй выход первого РЦС подключен ко входу третьего УУмЦС, выход которого соединен со входом второй УЛЗЦС, выход которой подключен к первому входу второго СЦС, при этом выход второго УУмЦС соединен со вторым входом первого СЦС, выход которого подключен ко входу второго РЦС, первый выход которого соединен со входом третьей УЛЗЦС, выход которой подключен к первому входу третьего СЦС, а второй выход второго РЦС соединен со входом четвертого УУмЦС, выход которого подключен ко второму входу второго СЦС, выход которого соединен со входом пятого УУмЦС, выход которого подключен ко второму входу третьего СЦС, выход которого является выходом УСЦС, при этом управляющие входы-выходы каждого из М ЦУСС, УЦСС, каждой из трех УЛЗЦС, каждого из пяти УУмЦС, подключены к входной-выходной шине УСЦС, выход которого является выходом БФРЦГС.
Третий вариант РПУ, содержащий последовательно соединенные блок фильтров нижних частот (БФНЧ), вход которого является входом РПУ, блок фильтров верхних частот (БФВЧ) и блок управления уровнем (БУУ), а также блок цифровой обработки сигналов (БЦОС) и персональную электронно-вычислительную машину (ПЭВМ), при этом первый, второй, третий управляющие выходы-входы БЦОС являются управляющими входами-выходами БФНЧ, БФВЧ, БУУ соответственно, а входная-выходная шина БЦОС является выходной-входной шиной ПЭВМ, отличается тем, что введен блок формирования групповых радиосигналов (БФГРС), вход которого подключен к выходу БУУ, а Н выходов БФГРС подключены к соответствующим Н входам введенного блока управляемых усилительно-преобразовательных трактов (БУПТ), Н выходов которого соединены с соответствующими Н входами введенного блока формирования результирующего цифрового группового сигнала (БФРЦГС), выход которого подключен ко входу БЦОС, у которого введенные первая, вторая, третья выходные-входные шины являются входными-выходными шинами БФГРС, БУПТ, БФРЦГС соответственно, в БФГРС входят узел управляемых распределителей радиосигналов (УУРР), вход которого является входом БФГРС и узел управляемых фазовращателей (УУФВ), входные-выходные шины УУРР и УУФВ объединены входной-выходной шиной БФГРС, причем УУРР содержит управляемый распределитель исходного группового радиосигнала (УРИГР), имеющий один вход и N выходов, и r управляемых распределителей выбранных групповых радиосигналов (УРВГР) с номерами от 1 до r, каждый из которых имеет один вход и w выходов, управляющие входы-выходы УРИГР и каждого из r УРВГР соединены с входной-выходной шиной УУРР, при этом вход УРИГР является входом УУРР, причем n из N выходов УРИГР являются n выходами УУРР, а r из N выходов УРИГР подключены ко входам соответствующих r УРВГР, р выходов которых, где р=w×r, являются р выходами УУРР, в результате n выходов УРИГР и р выходов r УРВГР являются Н выходами УУРР, где Н=n+p, которые подключены к соответствующим Н входам узла управляемых фазовращателей (УУФВ), содержащего Н управляемых фазовращателей (УФВ) с номерами от 1 до Н, из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, состоящих из m объединений с номерами от 1 до m и s объединений с номерами от m+1 (1) до М (s), каждое из М объединений, где М=m+s, содержит к УФВ, управляющие входы-выходы каждого из Н УФВ с номерами от 1 до Н подключены к входной-выходной шине УУФВ, причем входы и выходы каждого из Н УФВ являются соответствующими входами и выходами УУФВ, Н выходов которого являются Н выходами БФГРС, БУПТ содержит Н управляемых усилительно-преобразовательных трактов (УПТ) с номерами от 1 до Н, из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, состоящих из m объединений с номерами от 1 до m и s объединений с номерами от m+1 (1) до М (s), каждое из которых содержит k из Н УПТ, каждый из которых состоит из последовательно соединенных широкополосного усилителя (ШУ), вход которого является входом УПТ, полосового фильтра (ПФ) и аналого-цифрового преобразователя (АЦП), выход которого является выходом УПТ, управляющие входы-выходы ШУ, ПФ и АЦП подключены к входной-выходной шине УПТ, Н входных-выходных шин Н УПТ с номерами от 1 до Н объединены входной-выходной шиной БУПТ, а входы и выходы каждого из Н УПТ являются соответствующими входами и выходами БУПТ, в БФРЦГС входят узел управляемых цифровых фазовращателей (УУЦФВ), Н входов которого являются Н входами БФРЦГС, и узел суммирования цифровых сигналов (УСЦС), входные-выходные шины УУЦФВ и УСЦС объединены входной-выходной шиной БФРЦГС, причем УУЦФВ содержит Н управляемых цифровых фазовращателей (УЦФВ) с номерами от 1 до Н, из которых создано М объединений с номерами от 1 до М, состоящих из m объединений с номерами от 1 до m и s объединений с номерами от m+1 (1) до М (s), каждое из которых содержит k из Н УЦФВ, управляющие входы-выходы каждого из Н УЦФВ подключены к входной-выходной шине УУЦФВ, а входы и выходы каждого из Н УЦФВ являются соответствующими входами и выходами УУЦФВ, Н выходов которого подключены к Н входам УСЦС, который содержит: М цифровых управляемых сумматоров сигналов (ЦУСС) с номерами от 1 до М, состоящие из m ЦУСС с номерами от 1 до m и s ЦУСС с номерами от m+1 (1) до М (s), у каждого из которых к входов с номерами от 1 до k и один выход, первый, второй управляемые цифровые сумматоры сигналов (УЦСС), первый из которых имеет m входов с номерами от 1 до m и один выход, а второй из которых имеет s входов с номерами от 1 до s и один выход, первый, второй, третий сумматоры цифровых сигналов (СЦС), у каждого из которых два входа и один выход, а также первый, второй, третий управляемые умножители цифровых сигналов (УУмЦС), первый, второй распределители цифровых сигналов (РЦС), у каждого из которых один вход и два выхода и первую, вторую, третью управляемые линии задержки цифровых сигналов (УЛЗЦС), при этом Н входами УСЦС являются входы М ЦУСС, где Н=М×k, причем выходы s ЦУСС подключены к соответствующим s входам второго УЦСС, а выходы m ЦУСС подключены к соответствующим m входам первого УЦСС, выход которого соединен со входом первой УЛЗЦС, выход которой подключен к первому входу первого СЦС, а выход второго УЦСС соединен со входом первого РЦС, первый выход которого подключен ко входу первого УУмЦС, а второй выход первого РЦС подключен ко входу второй УЛЗЦС, выход которой соединен с первым входом второго СЦС, при этом выход первого УУмЦС соединен со вторым входом первого СЦС, выход которого подключен ко входу второго РЦС, первый выход которого соединен со входом третьей УЛЗЦС, выход которой подключен к первому входу третьего СЦС, а второй выход второго РЦС соединен со входом второго УУмЦС, выход которого подключен ко второму входу второго СЦС, выход которого соединен со входом третьего УУмЦС, выход которого подключен ко второму входу третьего СЦС, выход которого является выходом УСЦС, при этом управляющие входы-выходы каждого из М ЦУСС, каждого из двух УЦСС, каждой из трех УЛЗЦС, каждого из трех УУмЦС, подключены к входной-выходной шине УСЦС, выход которого является выходом БФРЦГС.
В предлагаемом РПУ, реализуемым тремя вариантами, объединенных единым изобретательским замыслом, введение БФГРС, БУПТ, БФРЦГС позволяет снизить амплитудные искажения и блокирование сигналов, уменьшить число и уровни гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго, третьего и более высоких порядков, и тем самым повысить помехоустойчивость РПУ.
В первом варианте реализации РПУ в введенный БФГРС входят УУРР, содержащий УРИГР, и УУФВ, содержащий N УФВ; в введенный БУПТ входят N УПТ, каждый из которых содержит ШУ, ПФ, АЦП; в введенный БФРЦГС входят УУЦФВ, содержащий N УЦФВ, и УСЦС, содержащий М ЦУСС и один УЦСС, что позволяет снизить нелинейные искажения и блокирование первых гармоник, снизить уровни гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго, третьего и более высоких порядков у которых фазовые сдвиги между начальными фазами колебаний не равны фазовым сдвигам между начальными фазами колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов, равных заданным фазовым сдвигам сформированных групповых радиосигналов и, таким образом, повысить помехоустойчивость РПУ.
устранить любые из интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков,
Во втором варианте реализации РПУ в введенный БФГРС входят УУРР, содержащий УРИГР, и УУФВ, содержащий N УФВ, а также k первых УА и k вторых УА; в введенный БУПТ входят N УПТ, каждый из которых содержит ШУ, ПФ, АЦП, в введенный БФРЦГС входят УУЦФВ, содержащий N УЦФВ, и УСЦС, содержащий М ЦУСС, один УЦСС, три СЦС, пять УУмЦС, два РЦС, три УЛЗЦС, что позволяет снизить нелинейные искажения и блокирование первых гармоник, снизить уровни гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго, третьего и более высоких порядков у которых фазовые сдвиги между начальными фазами колебаний не равны фазовым сдвигам между начальными фазами колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов, а кроме того, устранить любые из интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков у которых фазовые сдвиги между начальными фазами колебаний равны фазовым сдвигам между начальными фазами колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов равных заданным фазовым сдвигам сформированных групповых радиосигналов и тем самым дополнительно, по сравнению с первым вариантом, повысить помехоустойчивость РПУ.
В третьем варианте реализации РПУ в введенный БФГРС входят УУРР, содержащий один УРИГР и r УРВГР, и УУФВ, содержащий Н УФВ; в введенный БУПТ входят Н УПТ, каждый из которых содержит ШУ, ПФ, АЦП, в введенный БФРЦГС входят УУЦФВ, содержащий Н УЦФВ, и УСЦС, содержащий М ЦУСС, два УЦСС, три СЦС, три УУмЦС, два РЦС, три УЛЗЦС, что позволяет снизить нелинейные искажения и блокирование первых гармоник, снизить уровни гармонических и интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков, устранить гармонические и интермодуляционные помехи второго, третьего и более высоких порядков у которых фазовые сдвиги между начальными фазами колебаний не равны фазовым сдвигам между начальными фазами колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов, также позволяет устранить любые из интермодуляционных помех второго, третьего и более высоких порядков у которых фазовые сдвиги между начальными фазами колебаний равны фазовым сдвигам между начальными фазами колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов равных заданным фазовым сдвигам сформированных групповых радиосигналов, а кроме того по сравнению со вторым вариантом повысить чувствительность радиоприема и в результате дополнительно, по сравнению с первым и вторым вариантами, повысить помехоустойчивость РПУ.
Таким образом, отличия предлагаемых трех вариантов реализации РПУ, осуществляющего радиоприем в широкой полосе РЧС, обеспечивают повышение помехоустойчивости РПУ и, следовательно, получение указанного технического результата.
1
N
1
N
1
M
1
N
1
k
N -k+1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
M
1
N
1
k
N- k+1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
1
1
N
N
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
M
1
N
1
k
N- k+1
N
1
N
1
N
1
M
1
M
1
M
1
M
Структурная схема первого варианта РПУ приведена на Фиг. 2, структурная схема второго варианта РПУ приведена на Фиг. 3, структурная схема третьего варианта РПУ приведена на Фиг. 4, при этом на Фиг. 2 показан блок 1 фильтров нижних частот (БФНЧ 1), вход которого является входом РПУ, а выход БФНЧ 1 подключен ко входу блока 2 фильтров верхних частот (БФВЧ 2), выход которого соединен с входом блока 3 управления уровнем (БУУ 3), выход которого подключен ко входу блока 4 формирования групповых радиосигналов (БФГРС 4), N выходов которого соединены с соответствующими N входами блока 5 управляемых усилительно-преобразовательных трактов (БУПТ 5), N выходов которого соединены с соответствующими N входами блока 6 формирования результирующего цифрового группового сигнала (БФРЦГС 6), выход которого соединен со входом блока 7 цифровой обработки сигналов (БЦОС 7), входная-выходная шина которого является выходной-входной шиной персональной электронно-вычислительной машины 8 (ПЭВМ 8), при этом первый, второй, третий, управляющие выходы-входы БЦОС 7 являются управляющими входами-выходами БФНЧ 1, БФВЧ 2, БУУ 3 соответственно, а первая, вторая, третья выходные-входные шины БЦОС 7 являются входными-выходными шинами БФГРС 4, БУПТ 5, БФРЦГС 6 соответственно, причем входом БФГРС 4 является вход узла 9 управляемых распределителей (разветвителей) радиосигналов (УУРР 9), в котором содержится управляемый распределитель 10 исходного группового радиосигнала (УРИГР 10), имеющий один вход и N выходов, вход которого является входом УУРР 9, N выходов которого, являясь соответствующими N выходами УРИГР 10, подключены к N входам узла 11 управляемых фазовращателей (УУФВ 11), входные-выходные шины УУРР 9 и УУФВ 11 объединены входной выходной шиной БФГРС 4, при этом УУФВ 11 содержит N управляемых фазовращателей 11, …, 11 (УФВ 11, …, УФВ 11), из которых создано М объединений от О до О, каждое из которых содержит k из УФВ 11, …, УФВ 11, от (УФВ 11, …, УФВ 11) до (УФВ 11, …, УФВ 11) соответственно и имеет k входов и k выходов. Управляющие входы-выходы каждого из УФВ 11, …, УФВ 11 с номерами от 1 до N подключены к входной-выходной шине УУФВ 11, причем входы и выходы каждого из УФВ 11, …, УФВ 11 являются соответствующими N входами и N выходами УУФВ 11, N выходов которого, являясь соответствующими N выходами БФГРС 4, подключены к соответствующим N входам БУПТ 5, который содержит N управляемых усилительно-преобразовательных трактов 12, …, 12 (УПТ 12, …, УПТ 12), из которых создано М объединений от О до О, каждое из которых содержит k из УПТ 12, …, УПТ 12, от (УПТ12, …, УПТ 12) до (УПТ 12, …, УПТ 12) соответственно и имеет k входов и k выходов. При этом каждый из УПТ 12, …, УПТ 12 состоит из последовательно соединенных широкополосного усилителя 13, …, 13 (ШУ 13, …, ШУ 13), вход каждого из которых является соответствующим входом каждого из УПТ 12, …, УПТ 12, полосового фильтра 14, …, 14 (ПФ 14, …, ПФ 14) и аналого-цифрового преобразователя 15, …, 15 (АЦП 15, …, АЦП 15), выход каждого из которых является соответствующим выходом каждого из УПТ 12, …, УПТ 12, управляющие входы-выходы каждого из ШУ13, ПФ 14, АЦП 15; …; ШУ 13, ПФ 14, АЦП 15 соединены с входными-выходными шинами каждого из УПТ 12, …, УПТ 12 с номерами от 1 до N соответственно, N входных-выходных шин УПТ 12, …, УПТ 12 объединены входной-выходной шиной БУПТ 5, а входы и выходы каждого из УПТ 12, …, УПТ 12 являются соответствующими входами и выходами БУПТ 5, N выходов которого подключены к соответствующим N входам БФРЦГС 6, которыми являются N входов узла 16 управляемых цифровых фазовращателей (УУЦФВ 16), содержащего N управляемых цифровых фазовращателей 16, …, 16 (УЦФВ16, …, УЦФВ 16), из которых создано М объединений от О до О, каждое из которых содержит k из УЦФВ 16, …, УЦФВ 16, от (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16) до (УЦФВ16, …, УЦФВ 16) соответственно и имеет k входов и k выходов, управляющие входы-выходы каждого из УЦФВ 16, …, УЦФВ 16 с номерами от 1 до N подключены к входной-выходной шине УУЦФВ 16, а входы и выходы каждого из УЦФВ 16, …, УЦФВ16 являются соответствующими входами и выходами УУЦФВ 16, N выходов которого подключены к N входам узла 17 суммирования цифровых сигналов (УСЦС 17), входные-выходные шины УУЦФВ 16 и УСЦС 17 объединены входной-выходной шиной БФРЦГС 6, при этом УСЦС 17 содержит М цифровых управляемых сумматоров 18, …, 18 сигналов (ЦУСС 18, …, ЦУСС 18), У каждого из которых k входов и один выход, и один управляемый цифровой сумматор 19 сигналов (УЦСС 19), имеющий М входов и один выход, причем N входами УСЦС 17 являются входы каждого из ЦУСС 18, …, ЦУСС 18, выходы которых подключены к соответствующим М входам УЦСС 19, выход которого является выходом УСЦС 17, при этом управляющие входы-выходы ЦУСС 18, …, ЦУСС18 с номерами от 1 до М и управляющий вход-выход УЦСС 19 подключены к входной-выходной шине УСЦС 17, выход которого является выходом БФРЦГС 6.
1
N
1
N
1
M
1
m
M
1
N
1
N
n-k+1
n
n+1
N
1
N
1
n
M
n+1
N
1
k
1
k
n+1
N
1
k
1
k
1
k
1
k
1
k
1
k
1
N
1
N
1
M
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
1
1
N
N
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
M
1
m
M
1
N
1
k
n-k+1
n
n+1
N
1
N
1
M
1
M
1
M
1
m
M
1
M
На Фиг. 3 показан блок 1 фильтров нижних частот (БФНЧ 1), вход которого является входом РПУ, а выход БФНЧ 1 подключен ко входу блока 2 фильтров верхних частот (БФВЧ 2), выход которого соединен с входом блока 3 управления уровнем (БУУ 3), выход которого подключен ко входу блока 4 формирования групповых радиосигналов (БФГРС 4), N выходов которого соединены с соответствующими N входами блока 5 управляемых усилительно-преобразовательных трактов (БУПТ 5), N выходов которого соединены с соответствующими N входами блока 6 формирования результирующего цифрового группового сигнала (БФРЦГС 6), выход которого соединен со входом блока 7 цифровой обработки сигналов (БЦОС 7), входная-выходная шина которого является выходной-входной шиной персональной электронно-вычислительной машины 8 (ПЭВМ 8), при этом первый, второй, третий управляющие выходы-входы БЦОС 7 соединены с управляющими входами-выходами БФНЧ 1, БФВЧ 2, БУУ 3 соответственно, а первая, вторая, третья выходные-входные шины БЦОС 7 являются входными-выходными шинами БФГРС 4, БУПТ 5, БФРЦГС 6 соответственно, причем входом БФГРС 4 является вход узла 9 управляемых распределителей (разветвителей) радиосигналов (УУРР 9), в УУРР 9 содержится управляемый распределитель 10 исходного группового радиосигнала (УРИГР 10), имеющий один вход и N выходов, вход которого является входом УУРР 9, N выходов которого, являясь соответствующими N выходами УРИГР 10, подключены к N входам узла 11 управляемых фазовращателей (УУФВ 11), входные-выходные шины УУРР 9 и УУФВ 11 объединены входной-выходной шиной БФГРС 4, при этом УУФВ 11 содержит N управляемых фазовращателей 11, …, 11 (УФВ 11, …, УФВ 11), из которых создано М объединений от О до О, состоящих из m объединений от О до О, и одного М-ого объединения О, каждое из которых содержит k из УФВ 11, …, УФВ 11, от (УФВ 11, …, УФВ 11) до (УФВ 11, УФВ 11) и от УФВ 11 до УФВ 11 соответственно, управляющие входы-выходы каждого из УФВ 11, …, УФВ 11 с номерами от 1 до N подключены к входной-выходной шине УУФВ 11, а входы и выходы УФВ 11, …, УФВ 11 являются соответствующими входами и выходами УУФВ 11, при этом в М-ом объединении О, ко входу каждого из УФВ 11, …, УФВ 11 подключен выход каждого из первых управляемых аттенюаторов (УА) с номерами 11.1, …, 11.1 (УА 11.1, …, УА 11.1) соответственно, а к выходу каждого из УФВ 11, …, УФВ 11 подключен вход каждого из вторых УА с номерами 11.2, …, 11.2 (УА 11.2, …, УА 11.2) соответственно, причем входы УА 11,1, …, УА 11.1 и выходы УА 11.2, …, УА 11.2 являются соответствующими входами и выходами УУФВ 11, управляющие входы-выходы каждого из УА 11.1, …, УА11.1 и УА 11.2, …, УА 11.2 подключены к входной-выходной шине УУФВ 11, N выходов которого, являясь соответствующими N выходами БФГРС 4, подключены к соответствующим N входам БУПТ 5, который содержит N управляемых усилительно-преобразовательных трактов 12, …, 12 (УПТ 12, …, УПТ 12), из которых создано М объединений от О до О, каждое из которых имеет k входов и k выходов и содержит k из УПТ 12, …, УПТ 12, каждый из которых состоит из последовательно соединенных широкополосного усилителя 13, …, 13 (ШУ 13, …, ШУ 13), вход каждого из которых является соответствующим входом УПТ 12, …, УПТ 12, полосового фильтра 14, …, 14 (ПФ 14, …, ПФ 14) и аналого-цифрового преобразователя 15, …, 15 (АЦП 15, …, АЦП15), выход каждого из которых является соответствующим выходом УПТ 12, …, УПТ12, управляющие входы-выходы каждого из: ШУ 13, ПФ 14, АЦП 15; …; ШУ 13, ПФ 14, АЦП 15 соединены с входными-выходными шинами каждого из УПТ 12, …, УПТ12 соответственно, N входных-выходных шин УПТ 12, …, УПТ 12 объединены входной-выходной шиной БУПТ 5, а входы и выходы каждого из УПТ 12, …, УПТ 12 являются соответствующими входами и выходами БУПТ 5, N выходов которого подключены к соответствующим N входам БФРЦГС 6, которыми являются N входов узла 16 управляемых цифровых фазовращателей (УУЦФВ 16), содержащего N управляемых цифровых фазовращателей 16, …, 16 (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16), из которых создано М объединений от О до О, состоящих из m объединений от О до О, и одного М-ого объединения О, каждое из которых содержит k из УЦФВ 16, …, УЦФВ 16 от (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16) до (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16) и от УЦФВ 16 до УЦФВ 16 соответственно, управляющие входы-выходы каждого из которых с номерами от 1 до N подключены к входной-выходной шине УУЦФВ 16, а входы и выходы каждого из УЦФВ16, …, УЦФВ 16 являются соответствующими входами и выходами УУЦФВ 16, N выходов которого подключены к N входам узла 17 суммирования цифровых сигналов (УСЦС 17), входные-выходные шины УУЦФВ 16 и УСЦС 17 объединены входной-выходной шиной БФРЦГС 6, при этом в УСЦС 17 входят: М цифровых управляемых сумматоров 18, …, 18 сигналов (ЦУСС 18, …, ЦУСС 18), у каждого из которых k входов и один выход; управляемый цифровой сумматор 19 сигналов (УЦСС 19), имеющий m входов и один выход; первый управляемый умножитель 20 цифровых сигналов (УУмЦС20); первая управляемая линия 21 задержки цифровых сигналов (УЛЗЦС 21); первый разветвитель (распределитель) 22 цифровых сигналов (РЦС 22); первый сумматор 23 цифровых сигналов (СЦС 23); второй управляемый умножитель 24 цифровых сигналов (УУмЦС 24); третий управляемый умножитель 25 цифровых сигналов (УУмЦС 25); второй разветвитель 26 цифровых сигналов (РЦС 26); четвертый управляемый умножитель 27 цифровых сигналов (УУмЦС 27); второй сумматор 28 цифровых сигналов (СЦС 28); вторая управляемая линия 29 задержки цифровых сигналов (УЛЗЦС 29); третья управляемая линия 30 задержки цифровых сигналов (УЛЗЦС 30); пятый управляемый умножитель 31 цифровых сигналов (УУмЦС 31); третий сумматор 32 цифровых сигналов (СЦС 32). Причем N входами УСЦС 17 являются входы ЦУСС 18, …, ЦУСС 18, при этом выходы ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 подключены к соответствующим m входам УЦСС 19, выход которого соединен со входом УЛЗЦС 21, выход которой подключен к первому входу СЦС23, а выход ЦУСС 18 подключен ко входу УУмЦС 20, выход которого соединен со входом РЦС 22, первый выход которого подключен ко входу УУмЦС 24, а второй выход РЦС 22 подключен ко входу УУмЦС 25, выход которого соединен со входом УЛЗЦС 29, выход которой подключен к первому входу СЦС 28, при этом выход УУмЦС 24 соединен со вторым входом СЦС 23, выход которого подключен ко входу РЦС 26, первый выход которого соединен со входом УЛЗЦС 30, выход которой подключен к первому входу СЦС32, а второй выход РЦС 26 соединен со входом УУмЦС 27, выход которого подключен ко второму входу СЦС 28, выход которого соединен со входом УУмЦС 31, выход которого подключен ко второму входу СЦС 32, выход которого является выходом УСЦС 17, при этом управляющие входы-выходы ЦУСС 18, …, ЦУСС 18, УЦСС 19, УУмЦС 20, УЛЗЦС21, УУмЦС 24, УУмЦС 25, УУмЦС 27, УЛЗЦС 29, УЛЗЦС 30, УУмЦС 31 подключены к входной-выходной шине УСЦС 17, выход которого является выходом БФРЦГС 6.
1
r
1
r
1
r
1
r
1
H
1
H
1
M
1
m
m+1
M
S
1
H
1
k
n-k+1
n
n+1
n+k
H -k+1
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
M
1
m
m+1
M
S
1
H
1
k
n-k+1
n
n+1
n+k
H -k+1
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
1
1
H
H
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
H
1
M
1
m
m+1
M
S
1
H
1
k
n-k+1
n
n+1
n+k
H -k+1
H
1
H
1
H
1
M (S)
1
M (S)
1
m
1
m
1
M (S)
1
m
1
M (S)
На Фиг. 4 показан блок 1 фильтров нижних частот (БФНЧ 1), вход которого является входом РПУ, а выход БФНЧ 1 подключен ко входу блока 2 фильтров верхних частот (БФВЧ2), выход которого соединен с входом блока 3 управления уровнем (БУУ 3), выход которого подключен ко входу блока 4 формирования групповых радиосигналов (БФГРС 4), Н выходов которого соединены с соответствующими Н входами блока 5 управляемых усилительно-преобразовательных трактов (БУПТ 5), Н выходов которого соединены с соответствующими Н входами блока 6 формирования результирующего цифрового группового сигнала (БФРЦГС 6), выход которого соединен со входом блока 7 цифровой обработки сигналов (БЦОС 7), входная-выходная шина которого является выходной-входной шиной персональной электронно-вычислительной машины 8 (ПЭВМ 8), при этом первый, второй, третий управляющие выходы-входы БЦОС 7 соединены с управляющими входами-выходами БФНЧ 1, БФВЧ 2, БУУ 3 соответственно, а первая, вторая, третья выходные-входные шины БЦОС 7 являются входными-выходными шинами БФГРС 4, БУПТ 5, БФРЦГС 6 соответственно, причем входом БФГРС 4 является вход узла 9 управляемых распределителей (разветвителей) радиосигналов (УУРР 9), в котором содержится один управляемый распределитель 10 исходного группового радиосигнала (УРИГР 10), имеющий один вход и N выходов, и г управляемых распределителей 10, …, 10 выбранных групповых радиосигналов (УРВГР 10, …, УРВГР 10), каждый из которых имеет один вход и w выходов, управляющие входы-выходы УРИГР 10 и каждого из УРВГР 10, …, УРВГР 10 соединены с входной-выходной шиной УУРР 9, вход УРИГР 10 является входом УУРР 9, при этом n из N выходов УРИГР 10 являются n выходами УУРР 9 с номерами от 1 до n, а r из N выходов УРИГР 10 с номерами от n+1 до N подключены соответственно ко входам УРВГР 10, …, УРВГР 10, p выходов которых с номерами от 1 до p являются выходами УУРР 9 с номерами от n+1 до Н, при этом Н выходов УУРР 9 с номерами от 1 до Н, подключены к соответствующим Н входам узла 11 управляемых фазовращателей (УУФВ 11), содержащего Н управляемых фазовращателей 11, …, 11 (УФВ 11, …,  УФВ11), из которых создано М объединений от О до О, состоящих из m объединений от O до О и s объединений от O до О (от O1 до O), каждое из которых содержит k из УФВ 11, …, УФВ 11, от (УФВ 11, …, УФВ 11) до (УФВ 11, …, УФВ 11) и от (УФВ11, …, УФВ 11) до (УФВ 11, …, УФВ 11) соответственно, управляющие входы-выходы каждого из УФВ 11, …, УФВ 11 с номерами от 1 до Н подключены к входной-выходной шине УУФВ 11, причем входы и выходы УФВ 11, …, УФВ 11 являются соответствующими Н входами и выходами УУФВ 11, Н выходов которого, являясь соответствующими Н выходами БФГРС 4, подключены к соответствующим Н входам БУПТ 5, который содержит Н управляемых усилительно-преобразовательных трактов 12, …, 12 (УПТ 12, …, УПТ 12), из которых создано М объединений от O до О, состоящих из m объединений от O до О и s объединений от O до О (от O1 до O), каждое из которых содержит k из УПТ 12, …, УПТ 12, от (УПТ 12, …, УПТ 12) до (УПТ12, …, УПТ 12) и от (УПТ 12, …, УПТ 12) до (УПТ 12, …, УПТ 12) соответственно, каждый из УПТ 12, …, УПТ 12 состоит из последовательно соединенных широкополосного усилителя 13, …, 13 (ШУ 13, …, ШУ 13), вход каждого из которых является соответствующим входом каждого из УПТ 12, …, УПТ 12, полосового фильтра 14, …, 14 (ПФ 14, …, ПФ 14) и аналого-цифрового преобразователя 15, …, 15 (АЦП 15, …, АЦП 15), выход каждого из которых является соответствующим выходом каждого из УПТ 12, …, УПТ 12, управляющие входы-выходы каждого из: ШУ 13, ПФ 14, АЦП 15; …; ШУ 13, ПФ 14, АЦП 15 соединены с входными-выходными шинами каждого из УПТ12, …, УПТ 12 соответственно, Н входных-выходных шин УПТ 12, …, УПТ 12 с номерами от 1 до Н объединены входной-выходной шиной БУПТ 5, а входы и выходы УПТ12, …, УПТ 12 являются соответствующими входами и выходами БУПТ 5, Н выходов которого подключены к соответствующим Н входам БФРЦГС 6 которыми являются Н входов узла 16 управляемых цифровых фазовращателей (УУЦФВ 16), содержащего Н управляемых цифровых фазовращателей 16, …, 16 (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16), из которых создано М объединений от О до О, состоящих из m объединений от O до О и s объединений от O до О (от O1 до O), каждое из которых содержит k из УЦФВ 16, …, УЦФВ 16, от (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16) до (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16) и от (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16) до (УЦФВ 16, …, УЦФВ 16) соответственно, управляющие входы-выходы каждого из УЦФВ 16, …, УЦФВ 16 с номерами от 1 до Н подключены к входной-выходной шине УУЦФВ 16, а входы и выходы УЦФВ 16, …, УЦФВ 16 являются соответствующими входами и выходами УУЦФВ 16, Н выходов которого подключены к Н входам узла 17 суммирования цифровых сигналов (УСЦС 17), входные-выходные шины УУЦФВ 16 и УСЦС 17 объединены входной-выходной шиной БФРЦГС 6, при этом в УСЦС 17 входят: М цифровых управляемых сумматоров 18, …, 18 сигналов (ЦУСС 18, …, ЦУСС 18), состоящих из m цифровых управляемых сумматоров 18, …, 18 (ЦУСС18, …, ЦУСС 18) и s цифровых управляемых сумматоров  у каждого из которых k входов и один выход; первый управляемый цифровой сумматор 19 сигналов (УЦСС 19) и второй управляемый цифровой сумматор 20 сигналов (УЦСС 20), причем УЦСС 19 имеет m входов и один выход, а УЦСС20 имеет s входов и один выход, первая управляемая линия 21 задержки цифровых сигналов (УЛЗЦС 21); первый разветвитель (распределитель) 22 цифровых сигналов (РЦС22); первый управляемый умножитель 23 цифровых сигналов (УУмЦС 23); первый сумматор 24 цифровых сигналов (СЦС 24); второй разветвитель 25 цифровых сигналов (РЦС 25); второй управляемый умножитель 26 цифровых сигналов (УУмЦС 26); второй сумматор 27 цифровых сигналов (СЦС 27); вторая управляемая линия 28 задержки цифровых сигналов (УЛЗЦС 28); третья управляемая линия 29 задержки цифровых сигналов (УЛЗЦС 29); третий управляемый умножитель 30 цифровых сигналов (УУмЦС30); третий сумматор 31 цифровых сигналов (СЦС 31). Н входами УСЦС 17 являются соответствующие входы ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 при этом выходы каждого из ЦУСС18, …, ЦУСС 18 подключены к соответствующим m входам УЦСС 19, выход которого соединен со входом УЛЗЦС 21, выход которой подключен к первому входу СЦС24, а выходы каждого из  подключены к соответствующим s входам УЦСС 20, выход которого соединен со входом РЦС 22, первый выход которого подключен ко входу УУмЦС 23, а второй выход РЦС 22 подключен ко входу УЛЗЦС 28, выход которой соединен с первым входом СЦС 27, при этом выход УУмЦС 23 соединен со вторым входом СЦС 24, выход которого подключен ко входу РЦС25, первый выход которого соединен со входом УЛЗЦС 29, выход которой подключен к первому входу СЦС 31, а второй выход РЦС 25 соединен со входом УУмЦС 26, выход которого подключен ко второму входу СЦС 27, выход которого соединен со входом УУмЦС 30, выход которого подключен ко второму входу СЦС 31, выход которого является выходом УСЦС 17, при этом управляющие входы-выходы ЦУСС 18, …, ЦУСС 18, УЦСС 19, УЦСС 20, УЛЗЦС 21, УУмЦС 23, УУмЦС 26, УЛЗЦС 28, УЛЗЦС 29, УУмЦС 30 подключены к входной-выходной шине УСЦС 17, выход которого является выходом БФРЦГС 6.
Радиоприемное устройство, осуществляющее способ радиоприема в широкой полосе РЧС и реализуемое тремя вариантами, работает следующим образом.
ФНЧ
ФВЧ
ФНЧ
ФВЧ
ФНЧ
ФВЧ
ФНЧ
ФВЧ
ФНЧ
ФВЧ
*
*
**
**
Во всех трех вариантах реализации РПУ, управление и контроль блоками: БФНЧ 1, БФВЧ 2, БУУ 3, БФГРС 4, БУПТ 5, БФРЦГС 6 и входящими в них узлами и элементами, производится соответственно по первому, второму, третьему управляющим выходам-входам и по первой, второй, третьей выходным-входным шинам БЦОС 7 при помощи ПЭВМ 8 и БЦОС 7, взаимодействующих между собой по входной-выходной шине БЦОС 7. Также при помощи БЦОС 7 и ПЭВМ 8 производят: ввод-вывод данных, вычислительные операции, фильтрацию и обработку цифровых одиночных сигналов, хранение данных. При помощи БФНЧ 1, БФВЧ 2, БУУ 3, аналогично прототипу, формируется исходный групповой радиосигнал, регулируется и устанавливается заданный уровень исходного группового радиосигнала. В процессе работы РПУ, вся совокупность радиосигналов РЧС поступает на вход РПУ, которым является вход БФНЧ 1, с выхода которого радиосигналы поступают на вход БФВЧ 2. Блоки БФНЧ 1 и БФВЧ 2 содержат требуемое число переключаемых фильтров нижних частот (ФНЧ) и переключаемых фильтров верхних частот (ФВЧ), равное q и q соответственно, причем q=q≥2, включенная пара соответствующих ФНЧ и ФВЧ создают или полосовой фильтр (ПФ) с заданной полосой пропускания (ПП) или режекторный фильтр (РФ) с заданной полосой задерживания (ПЗ). При этом каждым из q подключенных ФНЧ, с заданной частотой среза, формируется или верхняя граница ПП ПФ или нижняя граница ПЗ РФ, а каждым из q подключенных ФВЧ, с заданной частотой среза, формируется или нижняя граница ПП ПФ или верхняя граница ПЗ РФ. Таким образом, при помощи БФНЧ 1, БФВЧ 2, поступившие радиосигналы РЧС фильтруют в ПФ с регулируемой ПП, ширину которой определяют по формуле (1), образуя тем самым исходный групповой радиосигнал, представленный выражением (3) с амплитудой, согласно (4), (9) и мощностью, согласно (4), (9). Регулирование и установку заданной ПП ПФ осуществляют путем выбора и подключения одного из q переключаемых ФНЧ и одного из q переключаемых ФВЧ. При необходимости возможно подавление возникающих мощных радиосигналов (MP), которые могут находиться как в ПП ПФ, так и вне ПП ПФ. Подавление MP осуществляют при помощи по меньшей мере одного РФ, ПЗ которого регулируют и устанавливают путем выбора и подключения по меньшей мере одного из q переключаемых ФНЧ, и по меньшей мере одного из q переключаемых ФВЧ. При включении режекторных фильтров, уменьшаются амплитуды одиночных MP, и согласно (6), (7) и (18) уменьшаются суммарная амплитуда MP и коэффициент блокирования радиосигналов. Выбор и подключение ФНЧ и ФВЧ, входящих в БФНЧ 1 и БФВЧ 2 соответственно, производят при помощи БЦОС 7 и ПЭВМ 8 по первому и второму управляющим выходам-входам БЦОС 7 соответственно. С выхода БФВЧ 2 исходный групповой радиосигнал поступает на вход БУУ 3, в котором, при помощи БЦОС7 и ПЭВМ 8 задают и по третьему управляющему выходу-входу БЦОС 7 устанавливают коэффициенты усиления или ослабления с целью установки заданного уровня исходного группового радиосигнала на выходе БУУ 3. С выхода БУУ 3 исходный групповой радиосигнал поступает на вход БФГРС 4 для формирования заданного числа групповых радиосигналов, где в УУРР 9 осуществляется разделение исходного группового радиосигнала на заданное число групповых радиосигналов, которые с выходов УУРР 9 поступают на соответствующие входы УУФВ 11. В УУФВ 11 при помощи заданного числа УФВ, в соответствие с формулой (53) осуществляется регулирование и установка начальных фаз колебаний каждого из групповых радиосигналов для создания заданного фазового сдвига в соответствие с формулой (53). С выходов УУФВ 11, которыми являются выходы БФГРС 4, сформированное заданное число групповых радиосигналов поступает на соответствующие входы БУПТ 5, где в каждом из заданного числа УПТ 12, производится усиление в ШУ 13, фильтрация в ПФ 14 и аналого-цифровое преобразование в АЦП 15. С выходов БУПТ 5 заданное число полученных цифровых групповых сигналов поступает на соответствующие входы БФРЦГС 6 для формирования результирующего цифрового группового сигнала. Входами БФРЦГС 6 являются входы УУЦФВ 16, где при помощи заданного числа УЦФВ 16, в соответствие с формулой (54), осуществляется регулирование начальных фаз цифровых групповых сигналов для установки заданного фазового сдвига, в соответствие с формулой (54), С выходов УУЦФВ 16 синфазные цифровые групповые сигналы поступают на соответствующие входы УСЦС 17, где с цифровыми групповыми сигналами производятся требуемые вычислительные операции, в результате чего на выходе УСЦС 17 формируется результирующий цифровой групповой сигнал. С выхода УСЦС 17, которым является выход БФРЦГС 6, результирующий цифровой групповой сигнал поступает в БЦОС 7 и ПЭВМ 8 для дальнейшей цифровой обработки.
с
с
с
1
M
1
N
1
N
1
M
с
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
N
1
M
1
M
1
M
1
M
1
M
**
**
При этом в первом варианте реализации РПУ, в ПЭВМ 8 задают значения чисел: N, ϕ, при этом N≥2, π≥ϕ≥0, затем по формулам (51) и (52) определяют значения чисел k, М соответственно при этом корректируют значения чисел ϕ, N. После чего, при помощи ПЭВМ 8 и БЦОС 7 в БФГРС 4 включается N выходов, в БУПТ 5 включается N входов и N выходов, в БФРЦГС 6 включается N входов, при этом в УУФВ 11, БУПТ 5, УУЦФВ 16 создают М объединений O, …, О. В процессе работы РПУ, с выхода БУУ 3 исходный групповой радиосигнал поступает на вход БФГРС 4, где при помощи УУРР 9 и входящим в него УРИГР 10 производится разделение исходного группового радиосигнала на N групповых радиосигналов, мощность и амплитуду напряжения каждого из которых выражают формулами (47) и (48). Далее N групповых радиосигналов с N выходов УРИГР 10, являющимися N выходами УУРР 9, поступают на N соответствующих входов УУФВ 11, которыми являются входы каждого из УФВ 11, …, УФВ 11, При помощи УФВ 11, …, УФВ 11 в каждом из O, …, О, в соответствие с формулой (53), производится регулирование начальных фаз колебаний каждого из N групповых радиосигналов и установка заданного фазового сдвига ϕ между колебаниями соседних групповых радиосигналов, в соответствие с формулой (53). Далее, N сформированных групповых радиосигналов с N выходов БФГРС 4 поступают на N входов БУПТ 5, где в каждом из УПТ 12, …, УПТ 12 каждый из N сформированных групповых радиосигналов соответственно усиливается в в каждом из ШУ 13, …, ШУ 13, фильтруется в каждом из ПФ 14, …, ПФ 14 и подвергается аналого-цифровому преобразованию в каждом из АЦП 15, …, АЦП 15, в результате чего на выходе БУПТ 5 образуется N цифровых групповых сигналов. Далее, N цифровых групповых сигналов с N выходов БУПТ5 поступают на N соответствующих входов БФРЦГС 6, которыми являются N входов УУЦФВ 16, которыми являются входы УЦФВ 16, …, УЦФВ 16. При помощи УЦФВ 16, …, УЦФВ 16 в каждом из О, …, О, в соответствие с формулой (54), производится регулирование начальных фаз колебаний каждого из N цифровых групповых сигналов и установка заданного фазового сдвига между колебаниями соседних цифровых групповых сигналов, равного нулю, в соответствие с формулой (54). Затем с N выходов УУЦФВ 16, N синфазных цифровых групповых сигналов поступают на соответствующие N входов УСЦС 17, которыми являются входы ЦУСС 18, …, ЦУСС 18, в каждом из которых суммируются k синфазных цифровых групповых сигналов каждого из О, …, О, созданных в УУЦФВ 16. В результате суммирования на выходах ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 действует М синфазных цифровых групповых сигналов, которые с выходов ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 поступают на соответствующие М входов УЦСС 19, на выходе которого в результате суммирования М синфазных цифровых групповых сигналов формируется результирующий цифровой групповой сигнал, амплитуду напряжения которого выражают формулой (55). С выхода УЦСС 19 результирующий цифровой групповой сигнал поступает на выход УСЦС 17 и далее на выход БФРЦГС 6, с выхода которого результирующий цифровой групповой сигнал поступает в БЦОС 7 и ПЭВМ 8 для дальнейшей цифровой обработки.
с
1
2
с
1
2
с
1
2
1
m
M
1
k
1
k
1
k
1
k
1
k
1
k
1
k
1
k
1
N
1
M
с
M
1
k
1
k
M
1
N
1
N
1
N
1
N
1
n
n+1
N
1
n
1
m
n+1
N
M
1
m
M
1
m
M
1
m
M
1
m
1
m
∑
M
M
1
2
1
1
2
2
X1
X2
X1
∑
∑
X1
1
2
1
2
Х2
1
*
*
**
**
*
Во втором варианте реализации РПУ, в ПЭВМ 8 задают значения чисел: N, ϕ, А, X, Х, Х, b, причем N≥4; π≥ϕ≥0; А, согласно условию (72); X, Х, Х, согласно условиям (76), (77); b=2, 3, … Затем по формулам (68), (69), (70), (71), (79), (82) определяют значения чисел k, n, m, М, Y, Z соответственно при этом корректируют значения чисел ϕ, N. После чего при помощи ПЭВМ 8 и БЦОС 7 устанавливают значения X, Х, Х, Y, Z соответственно в УУмЦС 20, УУмЦС 24, УУмЦС 25, УУмЦС 27, УУмЦС 31, при этом значения времен задержек в УЛЗЦС 21; УЛЗЦС 29; УЛЗЦС 30 устанавливают при настройке и регулировке РПУ. Также при помощи ПЭВМ 8 и БЦОС 7 в БФГРС 4 включается N выходов, в БУПТ 5 включается N входов и N выходов, в БФРЦГС 6 включается N входов, при этом в УУФВ 11, БУПТ 5, УУЦФВ 16 создают m объединений О, …, О, и одно объединение О, в котором при помощи ПЭВМ 8, БЦОС 7, УА 11.1, …, УА 11.1 и УА 11.2, …, УА 11.2, устанавливают значения коэффициентов ослабления соответственно А1 и А2 в пределах: 1≤А1≤∞ и 1≤А2≤∞; и устанавливают заданное значение коэффициента ослабления А. При этом установка значения А осуществляется: или при помощи УА 11.1, …, УА 11.1, в каждом из которых устанавливают значение коэффициента ослабления А1=А, при этом в УА 11.2, …, УА 11.2 значение А2=1, или при помощи УА 11.2, …, УА 11.2, в каждом из которых устанавливают значение коэффициента ослабления А2=А, при этом в УА 11.1, …, УА 11.1 значение A1=1, или при помощи УА 11.1, …, УА 11.1 и УА 11.2, …, УА 11.2, в каждом из которых устанавливают значения коэффициентов ослабления, согласно выражению: A1×А2=А. В процессе работы РПУ, исходный групповой радиосигнал с выхода БУУ 3 поступает на вход БФГРС 4, где при помощи УУРР 9 и входящим в него УРИГР 10 производится разделение исходного группового радиосигнала на n групповых радиосигналов с номерами с 1-г по n-й и k групповых радиосигналов с номерами от n+1-го по N-й, суммарно представляющих собой N групповых радиосигналов, при этом мощность и амплитуду напряжения каждого из которых выражают формулами (47) и (48). Затем, N групповых радиосигналов с N выходов УРИГР 10, являющимися N выходами УУРР 9, поступают на N соответствующих входов УУФВ 11, где при помощи УФВ 11, …, УФВ 11 в каждом из О, …, О, в соответствие с формулой (53), производится регулирование начальных фаз колебаний каждого из N групповых радиосигналов и установка заданного фазового сдвига ϕ между колебаниями соседних групповых радиосигналов, в соответствие с формулой (53). При этом в объединении О УУФВ 11 при помощи УА 11.1, …, УА 11.1 и УА 11.2, …, УА11.2 или/и до или/и после регулирования начальных фаз колебаний k групповых радиосигналов, осуществляется их ослабление, согласно установленному значению А, при этом амплитуду напряжения каждого из к групповых радиосигналов на каждом из k выходах объединения О в УУФВ 11 выражают формулой (73). Далее, с N выходов БФГРС4, N сформированных групповых радиосигналов поступают на N входов БУПТ 5, где в каждом из УПТ 12, …, УПТ 12 каждый из N сформированных групповых радиосигналов соответственно усиливается в каждом из ШУ 13, …, ШУ 13, фильтруется в каждом из ПФ14, …, ПФ 14 и подвергается аналого-цифровому преобразованию в каждом из АЦП15, …, АЦП 15, в результате чего на N выходах БУПТ 5 образуется N цифровых групповых сигналов, каждый из которых представляют выражением (11) или (12) с учетом (48), (73). Далее, N цифровых групповых сигналов с N выходов БУПТ 5 поступают на N соответствующих входов БФРЦГС 6, которыми являются N входов УУЦФВ 16, которыми являются входы УЦФВ 16, …, УЦФВ 16 и УЦФВ 16, …, УЦФВ 16. При помощи УЦФВ16, …, УЦФВ 16, в каждом из О, …, О, и УЦФВ 16, …, УЦФВ 16 в О, в соответствие с формулой (54), производится регулирование начальных фаз колебаний каждого из N цифровых групповых сигналов и установка заданного фазового сдвига между колебаниями соседних цифровых групповых сигналов, равного нулю, в соответствие с формулой (54). Затем с к выходов каждого из О, …, О, О, которыми являются N выходов УУЦФВ 16, N синфазных цифровых групповых сигналов поступают на соответствующие N входов УСЦС 17, которыми являются входы ЦУСС 18, …, ЦУСС 18, ЦУСС 18, в каждом из которых суммируются к синфазных цифровых групповых сигналов соответственно каждого из О, …, О, О УУЦФВ 16. В результате суммирования на выходах ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 действует m синфазных цифровых групповых сигналов, которые с выходов ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 поступают на соответствующие m входов УЦСС 19, на выходе которого образуется цифровой групповой сигнал m, представленный выражением (74), а на выходе ЦУСС 18 образуется один М-й цифровой групповой сигнал, представленный выражением (75), который с выхода ЦУСС 18 поступает на вход УУмЦС 20, где умножается на установленный коэффициент X и на выходе УУмЦС 20 образуется цифровой групповой сигнал Р, представленный выражением (75). Далее цифровой групповой сигнал Р поступает в РЦС 22, где разветвляется на цифровые групповые сигналы P и Р, идентичные Р. С первого выхода РЦС 22 цифровой групповой сигнал P поступает на вход УУмЦС 24, где умножается на установленный коэффициент Х, а со второго выхода РЦС 22 цифровой групповой сигнал Р поступает на вход УУмЦС 25, где умножается на установленный коэффициент Х. В результате умножений, на выходе УУмЦС 24 образуется цифровой групповой сигнал Р представленный выражением (77), а на выходе УУмЦС 25 образуется цифровой групповой сигнал Р, представленный выражением (76), который через УЛЗЦС 29 поступает на первый вход СЦС 28. При этом цифровой групповой сигнал P с выхода УУмЦС 24 поступает на второй вход СЦС 23, на первый вход которого с выхода УЦСС 19 через УЛЗЦС 21 поступает цифровой групповой сигнал m. В результате суммирования в СЦС 23 синфазных цифровых групповых сигналов m и Р на выходе СЦС 23 образуется суммарный цифровой групповой сигнал S, представленный выражением (78), который поступает на вход РЦС 26, где разветвляется на суммарные цифровые групповые сигналы S и S, идентичные S. С первого выхода РЦС 26 суммарный цифровой групповой сигнал S через УЛЗЦС 30 поступает на первый вход СЦС 32, а со второго выхода РЦС 26 суммарный цифровой групповой сигнал S поступает на вход УУмЦС 27, где умножается на установленный коэффициент Y и с выхода УУмЦС 27 полученный цифровой групповой сигнал L, представленный выражением (80), поступает на второй вход СЦС 28. В результате суммирования в СЦС 28 цифровых групповых сигналов Р и L на выходе СЦС 28 образуется цифровой сигнал V, представленный выражением (81), который с выхода СЦС 28 поступает на вход УУмЦС 31 где умножается на установленный коэффициент Z и с выхода УУмЦС 31 полученный дополнительный цифровой сигнал D, представленный выражением (83), поступает на второй вход СЦС 32. В результате суммирования в СЦС 32 суммарного цифрового группового сигнала S с дополнительным цифровым сигналом D на выходе СЦС 32 формируется результирующий цифровой групповой сигнал R, представленный выражением (84). С выхода СЦС 32 результирующий цифровой групповой сигнал поступает на выход УСЦС 17 и далее на выход БФРЦГС 6, с выхода которого результирующий цифровой групповой сигнал поступает в БЦОС 7 и ПЭВМ 8 для дальнейшей цифровой обработки.
с
с
с
1
r
1
M
1
m
m+1
M
S
1
r
1
r
1
r
1
H
1
M
с
1
H
1
H
1
H
1
H
1
n
n+1
H
1
n
1
m
n+1
H
m+1
M
S
1
m
m+1 (1)
M (s)
1
m
m+1
M
S
1
m
m+1 (1)
M (s)
1
m
m+1 (1)
M (s)
∑
∑
∑1
∑2
∑
∑1
∑2
∑1
∑
∑
1
2
2
∑2
1
**
**
В третьем варианте реализации РПУ, в ПЭВМ 8 задают значения чисел: N, r, n, w, ϕ, X, b, причем N≥3, r≥1, n≥2r; w≥2; 0≤ϕ<π; 0≤X≤1; b=2, 3, … Затем по формулам (96), (97), (98), (99), (100), (105), (108), (109), (116), (119) определяют значения чисел k, m, n, p, W, s, Н, М, Y, Z соответственно, при этом корректируют значения чисел ϕ, N, w. После чего при помощи ПЭВМ 8 и БЦОС 7 устанавливают значения X, Y, Z соответственно в УУмЦС 23, УУмЦС 26, УУмЦС 30, при этом значения времен задержек в УЛЗЦС 21; УЛЗЦС 28; УЛЗЦС 29 устанавливают при настройке РПУ. Под управлением ПЭВМ 8 и БЦОС 7 в БФГРС 4 включаются: N выходов в УРИГР 10, w выходов в каждом из УРВГР10, …, УРВГР 10, Н выходов в УУРР 9, Н входов и Н выходов в УУФВ 11, а также включаются Н входов и Н выходов в БУПТ 5, Н входов в БФРЦГС 6, при этом в УУФВ 11, БУПТ 5, УУЦФВ 16 создают М объединений О, …, О, состоящих из m объединений от O до О и s объединений от O до О (от 01 до O). В процессе работы РПУ, исходный групповой радиосигнал с выхода БУУ 3 поступает на вход БФГРС 4, где при помощи УУРР9 и входящим в него УРИГР 10 производится разделение исходного группового радиосигнала на N синфазных групповых радиосигналов, представляющих собой сумму n синфазных групповых радиосигналов с номерами с 1-го по n-й и r синфазных групповых радиосигналов с номерами от n+1-го по N-й, мощность и амплитуда напряжения каждого из которых выражается формулами (92) и (93). Причем, n синфазных групповых радиосигналов с n выходов от 1-го по n-й УРИГР 10 поступают на n соответствующих выходов УУРР 9, а r синфазных групповых радиосигналов с r выходов от n+1-го по N-й УРИГР 10 поступают на входы УРВГР 10, …, УРВГР 10, в каждом из которых производится разделение каждого из r синфазных групповых радиосигналов на w синфазных групповых радиосигналов, в результате чего на выходах УРВГР 10, …, УРВГР 10 суммарно образуется p синфазных групповых радиосигналов, мощность и амплитуда напряжения каждого из которых представлены в (101) и (102) соответственно. Далее, p синфазных групповых радиосигналов с выходов УРВГР 10, …, УРВГР 10 от 1-го по p-й поступают на p выходов от n+1-го по Н-й УУРР 9 и таким образом, пир синфазных групповых радиосигналов, суммарно образующие Н синфазных групповых радиосигналов, с Н выходов УУРР 9 поступают на Н соответствующих входов УУФВ 11, где при помощи УФВ 11, …, УФВ 11 в каждом из O, …, O, в соответствие с формулой (53), производится регулирование начальных фаз колебаний каждого из Н групповых радиосигналов и установка заданного фазового сдвига ϕ между колебаниями соседних групповых радиосигналов, в соответствие с формулой (53). Далее, с Н выходов БФГРС 4, Н сформированных групповых радиосигналов поступают на Н входов БУПТ 5, где в УПТ 12, …, УПТ 12 каждый из Н сформированных групповых радиосигналов соответственно усиливается в ШУ 13, …, ШУ 13, фильтруется в ПФ 14, …, ПФ 14 и подвергается аналого-цифровому преобразованию в АЦП 15, …, АЦП 15, в результате чего образуется Н цифровых групповых сигналов. Далее, Н цифровых групповых сигналов с Н выходов БУПТ 5 поступают на Н соответствующих входов БФРЦГС 6, которыми являются n (с 1-го по n-й) и p (с n+1-го по Н-й) входов УУЦФВ 16, которыми являются входы УЦФВ 16, …, УЦФВ 16, УЦФВ 16, …, УЦФВ 16 соответственно. При помощи УЦФВ 16, …, УЦФВ16, в каждом из О, …, О соответственно и при помощи УЦФВ 16, …,  УЦФВ 16 в каждом из O, …, О (O1, …, O) соответственно, производится регулирование начальных фаз колебаний каждого из Н цифровых групповых сигналов, в соответствие с формулой (54), и установка заданного фазового сдвига между колебаниями соседних цифровых групповых сигналов, равного нулю, в соответствие с формулой (54). Затем с Н выходов УУЦФВ 16, Н синфазных цифровых групповых сигналов поступают на соответствующие Н входов УСЦС 17, которыми являются входы ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 и ЦУСС 18, …, ЦУСС 18, в каждом из которых суммируются k синфазных цифровых групповых сигналов, поступающих от каждого из О, …, О и О, …, О (O1, …, O) УУЦФВ 16. В результате суммирования на выходах ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 образуется m синфазных цифровых групповых сигналов, а на выходах ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 образуется s синфазных цифровых групповых сигналов, которые с выходов ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 поступают на соответствующие m входов УЦСС 19, а с выходов ЦУСС 18, …, ЦУСС 18 поступают на соответствующие s входов УЦСС 20. В результате суммирования на выходе УЦСС 19 образуется цифровой групповой сигнал m, представленный выражением (110), а на выходе УЦСС 20 образуется цифровой групповой сигнал s, представленный выражением (111), который с выхода УЦСС 20 поступает на вход РЦС 22, где разветвляется на цифровые групповые сигналы s и s, идентичные s, представленные выражением (112). С первого выхода РЦС 22 цифровой групповой сигнал s поступает на вход УУмЦС 23, где умножается на установленный коэффициент X, а со второго выхода РЦС 22 цифровой групповой сигнал s через УЛЗЦС 28 поступает на первый вход СЦС 27. В результате умножения s на X на выходе УУмЦС 23 образуется цифровой групповой сигнал Р, представленный выражением (113), который поступает на второй вход СЦС 24, на первый вход которого с выхода УЦСС 19 через УЛЗЦС 21 поступает цифровой групповой сигнал m. В результате суммирования синфазных цифровых групповых сигналов m и Р, на выходе СЦС 24 образуется суммарный цифровой групповой сигнал S, представленный выражением (114), который поступает на вход РЦС 25, где разветвляется на суммарные цифровые групповые сигналы S и S, идентичные S. С первого выхода РЦС 25 суммарный цифровой групповой сигнал S1 через УЛЗЦС 29 поступает на первый вход СЦС 31, а со второго выхода РЦС 25 суммарный цифровой групповой сигнал S поступает на вход УУмЦС 26, где умножается на установленный коэффициент Y, в результате чего на выходе УУмЦС 26 образуется цифровой групповой сигнал L, представленный выражением (117), который поступает на второй вход СЦС 27. В результате суммирования цифровых групповых сигналов s и L на выходе СЦС 27 образуется цифровой сигнал V, представленный выражением (118), который с выхода СЦС27 поступает на вход УУмЦС 30 где умножается на установленный коэффициент Z и с выхода УУмЦС 30 полученный дополнительный цифровой сигнал D, представленный выражением (120), поступает на второй вход СЦС 31. В результате суммирования суммарного цифрового группового сигнала S с дополнительным цифровым сигналом D на выходе СЦС 31 формируется результирующий цифровой групповой сигнал R, представленный выражением (121). С выхода СЦС 31 результирующий цифровой групповой сигнал поступает на выход УСЦС 17 и далее на выход БФРЦГС 6, с выхода которого результирующий цифровой групповой сигнал поступает в БЦОС 7 и ПЭВМ 8 для дальнейшей цифровой обработки.
Рассмотрим возможную реализацию предлагаемого РПУ.
Вход РПУ может быть выполнен на основе радиочастотных разъемов типа СР-75-166ФВ или СР-50-439ФВ и коаксиальных кабелей типа РК-75 или РК-50 соответственно и других.
БФНЧ 1 и БФВЧ 2 могут быть выполнены по техническим решениям аналогичных прототипу, на основе L, С элементов или на основе готовых ФНЧ и ФВЧ например, типа LFCN, RLP и HFCN, RHP фирмы «Mini-Circuits» и других.
В БУУ 3 могут быть применены усилители и управляемые аттенюаторы, например интегральный усилитель PHA-13LN+ и управляемый аттенюатор DAT-31R5-PP+ фирмы «Mini-Circuits» или усилители и управляемые аттенюаторы других производителей.
БФГРС 4 и входящие в него УУРР 9 и УУФВ 11, могут быть выполнены с использованием управляемых разветвителей SCP-N-1, управляемых фазовращателей SPHSA, JSPHS, ZXPHS, управляемых аттенюаторов DAT-15R5A-SP+, DAT-31R5-PP+ фирмы «Mini-Circuits» и других подобных элементов.
БУПТ 5 и входящие в него УПТ 12, содержащие в своем составе ШУ 13, ПФ 14, АЦП 15, могут быть выполнены с использованием: усилителей PHA-13LN+, Gali-51+, Gali-2 фирмы «Mini-Circuits» и других; полосовых фильтров, изготовленных на основе L, С элементов, или на основе готовых ПФ типа BFCN, BPF-A, СВР, JCBP, RBP фирмы «Mini-Circuits» и других, или на основе ФНЧ и ФВЧ соответственно LPF, RLP, XLF, LFCN и HFCN, JCHP, RHP, SCHF фирмы «Mini-Circuits и других; аналого-цифровых преобразователей 5101НВ015 фирмы «Миландр», LM15851 фирмы Texas Instruments, AD7725, AD9446, AD9201 фирмы «Analog Devices» и других.
БФРЦГС 6 и входящие в него УУЦФВ 16 и УСЦС 17, а также БЦОС 7 могут быть выполнены на основе ПЛИСов (FPGA) Cyclone II и ЕР2С 20-50 фирмы «Альтера», XC4VFX100-10FF1571, XC9572XL-10VQ441 фирмы «Xilinx» и других, на основе процессоров Эльбрус-8С АО «МЦСТ», Baikal-M фирмы «Baikal Electronics», TMS320C6414 фирмы «Texas Instruments)), ADSP-TS001 Tiger SHARC фирмы «Analog Devices» и других.
ПЭВМ 8 может быть выполнена на базе процессора не ниже Pentium 4 или аналогичного.
Приложение 1
с
Процесс взаимной компенсации гармонических и интермодуляционных колебаний при заданном фазовом сдвиге ϕ=π радиан
Допустим, значения начальных фаз колебаний первого и второго групповых радиосигналов в каждом из М объединений установлены и соответственно равны:
2
ϕ1=0 рад, ϕ=π рад.
После усиления и аналого-цифрового преобразования каждого из двух групповых радиосигналов, начальные фазы колебаний первых гармоник каждого из полученных двух цифровых групповых сигналов соответственно равны:
ц1
1
ц2
2
ц1
ц2
ϕ=ϕ, ϕ=ϕ, отсюда ϕ=0 рад, ϕ=π рад.
При этом начальные фазы колебаний образовавшихся вторых, третьих гармоник и интермодуляционных составляющих второго, третьего порядков каждого из двух цифровых групповых сигналов, соответственно равны:
- начальные фазы колебаний вторых гармоник,
г2ц1
ϕ1
г2ц2
2
ϕ=2=0 рад, ϕ=2ϕ=2π рад=0 рад;
- начальные фазы колебаний третьих гармоник,
г3ц1
1
г3ц2
2
ϕ=3ϕ=0 рад, ϕ=3ϕ=3π рад=π рад;
+к11
i
р
-к11
i
р
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω=(ω+ω) и ω=(ω-ω) соответственно,
+инт11ц1
1
1
+инт11ц2
2
2
ϕ=(ϕ+ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ+ϕ)=2π рад=0 рад;
-инт11ц1
1
1
-инт11ц2
2
2
ϕ=(ϕ-ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ-ϕ)=0 рад;
+к21
р
i
-к21
р
i
-к12
i
р
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω=(2ω+ω), ω=(2ω-ω), ω=(ω-2ω) соответственно,
+инт21ц1
1
1
+инт21ц2
2
2
ϕ=(2ϕ+ϕ)=0 рад, ϕ=(2ϕ+ϕ)=3π рад=π рад;
-инт21ц1
1
1
-инт21ц2
2
2
ϕ=(2ϕ-ϕ)=0 рад, ϕ=(2ϕ-ϕ)=π рад;
-инт12ц1
1
1
-инт12ц2
2
2
ϕ=(ϕ-2ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ-2ϕ)=-π рад=π рад;
+к111
i
р
s
-к111
i
p
s
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω=(ω+ω+ω), ω=(ω-ω-ω),
±к111
i
р
s
ω=(ω+ω-ω),  соответственно:
+инт111ц1
1
1
1
+инт111ц2
2
2
2
ϕ=(ϕ+ϕ+ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ+ϕ+ϕ)=3π рад=π рад;
-инт111ц1
1
1
1
-инт111ц2
2
2
2
ϕ=(ϕ-ϕ-ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ-ϕ-ϕ)=-π рад=π рад;
±инт111ц1
1
1
1
±инт111ц2
2
2
2
ϕ=(ϕ+ϕ-ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ+ϕ-ϕ)=π рад;
+к21
-к21
-к12
+к111
-к111
±к111
Следует отметить, что фазовые сдвиги между начальными фазами колебаний третьих гармоник и интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω, ω, ω, ω,  совпадают с фазовыми сдвигами между начальными фазами колебаний первых гармоник соседних из двух цифровых групповых сигналов.
**
*
сц1
сц2
Затем в каждом из М объединений (М=N/2) регулируют и устанавливают начальные фазы колебаний, согласно (54-1), каждого из двух цифровых групповых сигналов. Причем устанавливаемые фазовые сдвиги относительно основной начальной фазы колебаний, согласно (54-1), равны: ϕ=0 рад, ϕ=-π рад.
В результате регулирования начальные фазы колебаний первых гармоник равны:
1ц
ц1
сц1
ϕ+ϕ+ϕ=0 рад + 0 рад = 0 рад,
2ц
ц2
сц2
ϕ+ϕ+ϕ= π рад - π рад = 0 рад,
согласно (54),
Очевидно, что фазовый сдвиг, установленный между начальными фазами колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов, равен нулю.
**
В результате регулирования и установки начальных фаз колебаний первых гармоник, начальные фазы колебаний вторых, третьих гармоник и интермодуляционных составляющих второго, третьего порядков получат свои значения, которые определяют по формуле (54-1),
- начальные фазы колебаний вторых гармоник равны:
1г2ц
г2ц1
сц1
2г2ц
г2ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=π рад,
- начальные фазы колебаний третьих гармоник равны:
1г3ц
г3ц1
сц1
2г3ц
г3ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=2π рад=0 рад;
+к11
-к11
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω, ω, соответственно равны:
1+инт11ц
+инт11ц1
сц1
2+инт11ц
+инт11ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=π рад,
1-инт11ц
-инт11ц1
сц1
2-инт11ц
-инт11ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=-π рад = π рад;
+к21
-к21
-к12
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω, соответственно равны:
1+инт21ц
+инт21ц1
сц1
2+инт21ц
+инт21ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=2π рад=0 рад;
1-инт21ц
-инт21ц1
сц1
2-инт21ц
-инт21ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=0 рад;
1-инт12ц
-инт12ц1
сц1
2-инт12ц
-инт12ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=-2π рад=0 рад;
+к111
-к111
±к111
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω, , соответственно равны:
1+инт111ц
+инт111ц1
сц1
2+инт111ц
+инт111ц2
сц2
ϕ = ϕ+ϕ = 0 рад, ϕ = ϕ + ϕ = 2π рад = 0 рад;
1-инт111ц
-инт111ц1
сц1
2-инт111ц
-инт111ц2
сц2
ϕ = ϕ + ϕ = 0 рад, ϕ = ϕ + ϕ = -2π рад = 0 рад;
1±инт111ц
±инт111ц1
сц1
2±инт111ц
±инт111ц2
сц2
ϕ = ϕ + ϕ = 0 рад, ϕ = ϕ + ϕ = 0 рад;
очевидно, что
**
При этом амплитуды колебаний гармонических и интермодуляционных составляющих каждого из двух цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений и значение суммарной амплитуды колебаний N цифровых групповых сигналов, определяемые по формулам: (13), (15), (20), (21), (26), (32), (42) с учетом выражений (48), (55) и установленных начальных фаз колебаний, равны:
- амплитуды колебаний первых гармоник и их суммарной амплитуды колебания:
mЦмN1
УПТ1
mмN
1ц
УПТ1
mмN
УПТ1
mмN
U = К U cos ϕ = К U cos 0 рад = К U,
mЦмN2
УПТ1
mмN
2ц
УПТ2
mмN
УПТ2
mмN
U = К U cos ϕ = К U cos 0 рад = К U,
mЦ∑мN
mЦмN1
mЦмN2
УПТ
mмN
mЦмN
U = (U + U)(N/2) = К U N = U N,
УПТ1
УПТ2
УПТ
mЦмN1
mЦмN2
mЦмN
где К = К = К, U = U = U;
- амплитуды колебаний вторых гармоник и их суммарной амплитуды колебания:
mЦ2гiN1
УПТ1
miN
1г2ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
'
2
'
2
'
2
U = К (U/4) cos ϕ = К (U/4) cos 0 рад = КU/4,
mЦ2гiN2
УПТ2
miN
2г2ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
'
2
'
2
'
2
U = К (U/4) cos ϕ = К (U/4) cos π рад = -КU/4,
mЦ∑2гiN
mЦ2гiN1
mЦ2гiN2
УПТ
miN
'
2
U = (U + U)(N/2) = К (U/4)(1-1)(N/2)=0,
'
'
'
УПТ1
УПТ2
УПТ
где К = К = К;
- амплитуды колебаний третьих гармоник и их суммарной амплитуды колебания:
mЦ3гiN1
УПТ1
miN
1г3ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
3
''
3
''
3
U = К (U/24) cos ϕ = К (U/24) cos 0 рад = КU/24,
mЦ3гiN2
УПТ2
miN
2г3ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
''
3
''
3
''
3
U = К (U/24) cos ϕ = К (U/24) cos 0 рад = КU/24,
mЦ∑3гiN
mЦ3гiN1
mЦ3гiN2
УПТ
miN
УПТ
miN
''
3
''
3
U = (U + U)(N/2) = К (U/24)(1+1)(N/2)=К(U/24)N,
''
''
''
УПТ1
УПТ2
УПТ
где К = К = К;
+к11
-к11
- амплитуды колебаний интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω, ω и их суммарные амплитуды колебаний:
mЦ+к11N1
УПТ1
miN
mpN
1+инт11ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
'
'
2
'
2
U = К (UU/2) cos ϕ = К (U/2) cos 0 рад = К U/2,
mЦ+к11N2
УПТ2
miN
mpN
2+инт11ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
'
'
2
'
2
U = К (UU/2) cos ϕ = К (U/2) cos π рад = -К U/2,
mЦ+к11N∑
mЦ+к11N1
mЦ+к11N2
УПТ
miN
'
2
U = (U + U) (N/2) = К (U/2) (1-1) (N/2) = 0,
mЦ-к11N1
УПТ1
miN
mpN
1-инт11ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
'
'
2
'
2
U = К (UU/2) cos ϕ = К (U/2) cos 0 рад = К U/2,
mЦ-к11N2
УПТ2
miN
mpN
2-инт11ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
'
'
2
'
2
U = К (UU/2) cos ϕ = К (U/2) cos (-π) рад = -К U/2,
mЦ-к11N∑
mЦ-к11N1
mЦ-к11N2
УПТ
miN
'
2
U = (U + U) (N/2) = К (U/2) (1-1) (N/2) = 0,
miN
mpN
УПТ1
УПТ2
УПТ
'
'
'
где U = U, К = К = К;
+к21
-к12
-к21
- амплитуды колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω, и их суммарные амплитуды колебаний:
mЦ+к21N1
УПТ1
mpN
miN
1+инт21ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = К U/8,
mЦ+к21N2
УПТ2
mpN
miN
2+инт21ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = К U/8,
mЦ+к21N∑
mЦ+к21N1
mЦ+к21N2
УПТ
miN
''
3
U = (U + U) (N/2) = К (U/8) N,
miN
mpN
УПТ1
УПТ2
УПТ
0
+к21
+к21
''
''
''
где U = U, К = К = К, при этом средняя квадратическая величина суммарной амплитуды колебаний с одинаковой комбинационной частотой ω=ω, равна:  где м определяют по формуле (28);
mЦ-к12N1
УПТ1
mpN
miN
1-инт12ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = К U/8,
mЦ-к12N2
УПТ2
mpN
miN
2-инт12ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = К U/8,
mЦ-к12N∑
mЦ-к12N1
mЦ-к12N2
УПТ
miN
''
3
U = (U + U) (N/2) = К (U/8) N,
miN
mpN
УПТ1
УПТ2
УПТ
0
-к12
-к12
''
''
''
где U = U, К = К = К, при этом средняя квадратическая величина суммарной амплитуды колебаний с одинаковой комбинационной частотой ω=ω, равна:  где м определяют по формуле (30);
mЦ-к21N1
УПТ1
mpN
miN
1-инт21ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = К U/8,
mЦ-к21N2
УПТ2
mpN
miN
2-инт21ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = К U/8,
mЦ-к21N∑
mЦ-к21N1
mЦ-к21N2
УПТ
miN
''
3
U = (U + U) (N/2) = К (U/8) N,
miN
mpN
УПТ1
УПТ2
УПТ
0
-к21
-к21
''
''
''
где U = U, К = К = К, при этом средняя квадратическая величина суммарной амплитуды колебаний с одинаковой комбинационной частотой ω=ω, равна:  где м определяют по формуле (29);
+к111
-к111
±к111
- амплитуды колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω,  и их суммарные амплитуды колебаний:
mЦ+к111N1
УПТ1
miN
mpN
msN
1+инт111ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
''
3
''
3
U = К (UUU/4) cos ϕ = К (U/4) cos 0 рад = КU/4,
mЦ+к111N2
УПТ2
miN
mpN
msN
2+инт111ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
''
''
3
''
3
U = К (UUU/4) cos ϕ = К (U/4) cos 0 рад = КU/4,
mЦ+к111N∑
mЦ+к111N1
mЦ+к111N2
УПТ
miN
''
3
U = (U + U) (N/2) = К (U/4) N,
miN
mpN
msN
УПТ1
УПТ2
УПТ
0
+к111
+к111
''
''
''
где U = U = U, К = К = К, при этом средняя квадратическая величина суммарной амплитуды колебаний с одинаковой комбинационной частотой ω=ω, равна:  где м определяют по формуле (36).
mЦ-к111N1
УПТ1
miN
mpN
msN
1-инт111ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
''
3
''
3
U = К (UUU/4) cos ϕ = К (U/4) cos 0 рад = КU/4,
mЦ-к111N2
УПТ2
miN
mpN
msN
2-инт111ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
''
''
3
''
3
U = К (UUU/4) cos ϕ = К (U/4) cos 0 рад = КU/4,
mЦ-к111N∑
mЦ-к111N1
mЦ-к111N2
УПТ
miN
''
3
U = (U + U) (N/2) = К (U/4) N,
miN
mpN
msN
УПТ1
УПТ2
УПТ
0
-к111
-к111
''
''
''
где U = U = U, К = К = К, при этом средняя квадратическая величина суммарной амплитуды колебаний с одинаковой комбинационной частотой ω=ω, равна:  где м определяют по формуле (37).
miN
mpN
msN
УПТ1
УПТ2
УПТ
''
''
''
где U = U = U, К = К = К, при этом средняя квадратическая величина суммарной амплитуды колебаний с комбинационной частотой  равна:
±к111
где м определяют по формуле (38).
с
+к11
-к11
+к21
-к12
-к21
+к111
-к111
±к111
Очевидно, что в предлагаемом способе радиоприема в широкой полосе РЧС, при заданном фазовом сдвиге ϕ=π радиан осуществляется взаимная компенсация колебаний вторых гармоник и интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω, ω. При этом колебания третьих гармоник и интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω, ω, ω, -ω,  не компенсируются, а суммируются также как колебания первых гармоник цифровых групповых сигналов.
Приложение 2
с
Процесс взаимной компенсации гармонических и интермодуляционных колебаний при заданном фазовом сдвиге ϕ=  π радиан
Допустим, значения начальных фаз колебаний первого, второго и третьего групповых радиосигналов в каждом из М объединений установлены и соответственно равны:
1
3
ϕ=0 рад,  ϕ=(4/3)π рад.
После усиления и аналого-цифрового преобразования каждого из трех групповых радиосигналов, начальные фазы колебаний первых гармоник каждого из полученных трех цифровых групповых сигналов соответственно равны:
ц1
1
ц2
2
ц3
3
ц1
ц3
ϕ=ϕ, ϕ=ϕ, ϕ=ϕ, отсюда ϕ=0 рад,  ϕ=(4/3)π рад.
При этом начальные фазы колебаний образовавшихся вторых, третьих гармоник и интермодуляционных составляющих второго, третьего порядков каждого из трех цифровых групповых сигналов, соответственно равны:
- начальные фазы колебаний вторых гармоник,
г2ц1
ϕ1
г2ц2
2
ϕ=2=0 рад, ϕ=2ϕ=(4/3)π рад,
- начальные фазы колебаний третьих гармоник,
г3ц1
1
г3ц2
2
г3ц3
3
ϕ=3ϕ=0 рад, ϕ=3ϕ=0 рад, ϕ=3ϕ=0 рад;
+к11
i
р
-к11
i
р
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω=(ω+ω) и ω=(ω-ω) соответственно,
+инт11ц1
1
1
+инт11ц2
2
2
ϕ=(ϕ+ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ+ϕ)=(4/3)π рад,
-инт11ц1
1
1
-инт11ц2
2
2
-инт11ц3
3
3
ϕ=(ϕ-ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ-ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ-ϕ)=0 рад;
+к21
р
i
-к21
р
i
-к12
i
р
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω=(2ω+ω), ω=(2ω-ω), ω=(ω-2ω) соответственно,
+инт21ц1
1
1
+инт21ц2
2
2
+инт21ц3
3
3
ϕ=(2ϕ+ϕ)=0 рад, ϕ=(2ϕ+ϕ)=0 рад, ϕ=(2ϕ+ϕ)=0 рад;
-инт21ц1
1
1
-инт21ц3
3
3
ϕ=(2ϕ-ϕ)=0 рад,  ϕ=(2ϕ-ϕ)=(4/3)π рад;
-инт12ц1
1
1
-инт12ц2
2
2
ϕ=(ϕ-2ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ-2ϕ)=(4/3)π рад,
+к111
i
p
s
-к111
i
p
s
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω = (ω+ω+ω), ω=(ω-ω-ω),
±к111
i
p
s
ω=(ω+ω-ω),  соответственно:
+инт111ц1
1
1
1
+инт111ц2
2
2
2
+инт111ц3
3
3
3
ϕ=(ϕ+ϕ+ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ+ϕ+ϕ)=0 рад, ϕ = (ϕ+ϕ+ϕ)=0 рад;
-инт111ц1
1
1
1
-инт111ц2
2
2
2
ϕ=(ϕ-ϕ-ϕ)=0 рад, ϕ=(ϕ-ϕ-ϕ)=(4/3)π рад,
±инт111ц1
1
1
1
±инт111ц3
3
3
3
ϕ=(ϕ+ϕ-ϕ)=0 рад,  ϕ=(ϕ+ϕ-ϕ)=(4/3)π рад;
-к21
p
i
±к111
i
р
s
Следует отметить, что фазовые сдвиги между начальными фазами колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω=(2ω-ω), ω=(ω+ω-ω),  совпадают с фазовыми сдвигами между начальными фазами колебаний первых гармоник соседних из трех цифровых групповых сигналов.
**
*
сц3
Затем в каждом из М объединений (М=N/3) регулируют и устанавливают начальные фазы колебаний, согласно (54-1), каждого из трех цифровых групповых сигналов. Причем устанавливаемые фазовые сдвиги относительно основной начальной фазы колебаний, согласно (54-1), равны:  ϕ= -(4/3)π рад.
В результате регулирования начальные фазы колебаний первых гармоник равны:
1ц
ц1
сц1
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад + 0 рад=0 рад,
3ц
ц3
сц3
ϕ=ϕ+ϕ=(4/3)π рад - (4/3)π рад = 0 рад,
согласно (54),
Очевидно, что фазовый сдвиг, установленный между начальными фазами колебаний первых гармоник цифровых групповых сигналов, равен нулю.
**
В результате регулирования и установки начальных фаз колебаний первых гармоник, начальные фазы колебаний вторых, третьих гармоник и интермодуляционных составляющих второго, третьего порядков получат свои значения, которые определяют по формуле(54-1),
- начальные фазы колебаний вторых гармоник равны:
1г2ц
г2ц1
сц1
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
- начальные фазы колебаний третьих гармоник равны:
1г3ц
г3ц1
сц1
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
+к11
-к11
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω, ω, соответственно равны:
1+инт11ц
+инт11ц1
сц1
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
1-инт11ц
-инт11ц1
сц1
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
+к21
-к21
-к12
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω, соответственно равны:
1+инт21ц
+инт21ц1
сц1
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
1-инт21ц
-инт21ц1
сц1
2-инт21ц
-инт21ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
3-инт21ц
-инг21ц3
сц3
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад;
1-инт12ц
-инт12ц1
сц1
ϕ-ϕ+ϕ = 0 рад,
+к111
-к111
±к111
- начальные фазы колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω,  соответственно равны:
1+инт111ц
+инт111ц1
сц1
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
1-инт111ц
-инт111ц1
сц1
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
1±инт111ц
±инт111ц1
сц1
2±инт111ц
±инт111ц2
сц2
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад, ϕ=ϕ+ϕ=0 рад,
3±инт111ц
±инт111ц3
сц3
ϕ=ϕ+ϕ=0 рад;
очевидно, что:
**
При этом амплитуды колебаний гармонических и интермодуляционных составляющих каждого из трех цифровых групповых сигналов в каждом из М объединений и значение суммарной амплитуды колебаний N цифровых групповых сигналов, определяемые по формулам: (13), (15), (20), (21), (26), (32), (42) с учетом выражений (48), (55) и установленных начальных фаз колебаний, равны:
- амплитуды колебаний первых гармоник и их суммарной амплитуды колебания:
mЦмN1
УПТ1
mмN
1ц
УПТ1
mмN
УПТ1
mмN
U = К U cos ϕ = К U cos 0 рад = К U,
mЦмN2
УПТ1
mмN
2ц
УПТ2
mмN
УПТ2
mмN
U = К U cos ϕ = К U cos 0 рад = К U,
mЦмN3
УПТ3
mмN
3ц
УПТ3
mмN
УПТ3
mмN
U = К U cos ϕ = К U cos 0 рад = К U,
mЦ∑мN
mЦмN1
mЦмN2
mЦмN3
УПТ
mмN
mЦмN
U = (U + U+U)(N/3) = К U N = U N,
УПТ1
УПТ2
УПТ3
УПТ
mЦмN1
mЦмN2
mЦмN3
mЦмN
где К = К = К, =К, U = U = U = U;
- амплитуды колебаний вторых гармоник и их суммарной амплитуды колебания:
mЦ2гiN1
УПТ1
miN
1г2ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
'
2
'
2
'
2
U = К (U/4) cos ϕ = К (U/4) cos 0 рад = КU/4,
'
'
'
'
УПТ1
УПТ2
УПТ3
УПТ
где К = К = К = К;
- амплитуды колебаний третьих гармоник и их суммарной амплитуды колебания:
mЦ3гiN1
УПТ1
miN
1г3ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
3
''
3
''
3
U = К (U/24) cos ϕ = К (U/24) cos 0 рад = КU/24,
''
''
''
''
УПТ
УПТ2
УПТ3
УПТ
где К = К = К = К;
+к11
-к11
- амплитуды колебаний интермодуляционных составляющих второго порядка с комбинационными частотами: ω, ω и их суммарные амплитуды колебаний:
mЦ+к11N1
УПТ1
miN
mpN
1+инт11ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
'
'
2
'
2
U = К (UU/2) cos ϕ = К (U/2) cos 0 рад = К U/2,
mЦ-к11N1
УПТ1
miN
mpN
1-инт11ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
'
'
2
'
2
U = К (UU/2) cos ϕ = К (U/2) cos 0 рад = К U/2,
miN
mpN
УПТ1
УПТ2
УПТ3
УПТ
'
'
'
'
где U = U, К = К = К = К;
+к21
-к12
-к21
- амплитуды колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω, и их суммарные амплитуды колебаний:
mЦ+к21N1
УПТ1
mpN
miN
1+инт21ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = КU/8,
mЦ-к12N1
УПТ1
mpN
miN
1-инт12ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = КU/8,
mЦ-к21N1
УПТ1
mpN
miN
1-инт21ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = КU/8,
mЦ-к21N2
УПТ2
mpN
miN
2-инт21ц
УПТ2
miN
УПТ2
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = КU/8,
mЦ-к21N3
УПТ3
mpN
miN
3-инт21ц
УПТ3
miN
УПТ3
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UU/8) cos ϕ = К (U/8) cos 0 рад = КU/8,
mЦ-к21N∑
mЦ-к21N1
mЦ-к21N2
mЦ-к21N3
УПТ
miN
''
3
U = (U + U+U)(N/3) = К (U/8) N,
miN
mpN
УПТ1
УПТ2
УПТ3
УПТ
0
-к21
-к21
''
''
''
''
где U = U, К = К = К = К, при этом средняя квадратическая величина суммарной амплитуды колебаний с одинаковой комбинационной частотой ω=ω, равна:  где м определяют по формуле (29);
+к111
-к111
±к111
- амплитуды колебаний интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω, ω,  и их суммарные амплитуды колебаний:
mЦ+к111N1
УПТ1
miN
mpN
msN
1+инт111ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UUU/4) cos ϕ = К (U/4) cos 0 рад = КU/4,
mЦ-к111N1
УПТ1
miN
mpN
msN
1-инт111ц
УПТ1
miN
УПТ1
miN
''
2
''
3
''
3
U = К (UUU/4) cos ϕ = К (U/4) cos 0 рад = КU/4,
miN
mpN
msN
УПТ1
УПТ2
УПТ3
УПТ
±к111
''
''
''
''
где U=U=U, К = К = К = К, при этом средняя квадратическая величина суммарной амплитуды колебаний с комбинационной частотой  равна:  где м определяют по формуле (38).
+к11
-к11
+к21
-к12
+к111
-к111
-к21
±к111
Очевидно, что в предлагаемом способе радиоприема в широкой полосе РЧС, при заданном фазовом сдвиге  радиан осуществляется взаимная компенсация колебаний: вторых и третьих гармоник, интермодуляционных составляющих второго и третьего порядков с комбинационными частотами: ω, ω, ω, ω, ω, ω соответственно. При этом колебания интермодуляционных составляющих третьего порядка с комбинационными частотами: ω, ω,  не компенсируются, а суммируются также как колебания первых гармоник цифровых групповых сигналов.