Способ повышения энергетического потенциала однопозиционной радиолокационной станции
METHOD FOR INCREASING THE ENERGY POTENTIAL OF A SINGLE-POSITION RADAR STATION

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в радиолокации, где применяются узконаправленные антенны с низким уровнем боковых лепестков диаграммы направленности, в том числе в радиолокаторах с синтезированной апертурой антенны.
Известен способ повышения энергетического потенциала РЛС путем увеличения мощности излученного сигнала. Суть способа очевидным образом следует из уравнения дальности радиолокации [1]. К недостаткам способа следует отнести увеличение затрат на реализацию РЛС, поскольку стоимость генератора сигнала излучения (передатчика РЛС) составляет заметную долю стоимости всей РЛС, особенно при твердотельном исполнении передатчика. Также необходимо отметить, что при твердотельном исполнении передатчика повышение мощности излученного сигнала выше некоторого предела составляет сложную техническую задачу, в ряде случаев не решаемую на данном этапе развития микроэлектроники.
Известен способ (выбранный авторами за прототип) повышения энергетического потенциала РЛС путем увеличения коэффициента усиления приемо-передающей антенны с неравномерным распределением поля по раскрыву, обеспечивающей необходимый уровень боковых лепестков (далее УБЛ) результирующей (на передачу и прием) ДН. Суть способа также очевидным образом следует из уравнения дальности радиолокации [1]. К недостаткам способа следует отнести необходимость, либо увеличения габаритных размеров антенны, поскольку в этом случае возможно повышение ее коэффициента усиления за счет увеличения площади раскрыва, либо снижение неравномерности распределения поля по апертуре антенны, что также повышает ее коэффициент усиления, но обусловливает повышение уровня боковых лепестков результирующей ДН.
Основной технической задачей, решаемой заявленным изобретением, является повышение энергетического потенциала РЛС при сохранении мощности излучения, площади раскрыва антенны и боковых лепестков (БЛ) результирующей (на передачу и прием сигналов) ДН. При этом результирующая ДН определяется как умножение ДН излучения на ДН приема электромагнитного сигнала РЛС.
Решение поставленной задачи достигается тем, что в способе повышения энергетического потенциала РЛС, включающим направленное излучение сигнала пространственной синфазной апертурой L и направленный прием отраженного сигнала пространственной синфазной апертурой L, при этом принимаемый и излучаемые сигналы формируется, соответственно, как сумма сигналов, излучаемых и принимаемых отдельными пространственными элементами (ПЭ), совокупность которых образует апертуру L, а результирующая диаграмма направленности на излучение и прием сигналов обеспечивает необходимый пользователю РЛС уровень БЛ, при излучении устанавливается функция  распределения амплитуды сигналов, излучаемых отдельными пространственными элементами апертуры L, обеспечивающая необходимый пользователю РЛС уровень БЛ диаграммы направленности излучения, при приеме каждый из сигналов, принятых отдельным пространственным элементом апертуры L, предварительно усиливается, а функция распределения  амплитуд усиленных сигналов по апертуре L выбирается исходя из требования необходимого пользователю РЛС уровня БЛ результирующей диаграммы направленности РЛС. При этом выигрыш в энергетическом потенциале достигается тогда, когда коэффициент использования апертуры антенны на излучение больше коэффициента использования апертуры антенны при приеме сигналов.
Сущность предлагаемого способа состоит в следующем:
1) при излучении зондирующего сигнала в антенне РЛС устанавливается функция  распределения амплитуды сигналов излучения ПЭ, образующих синфазный раскрыв L передающей антенны, при этом функция  обеспечивает необходимый пользователю РЛС уровень БЛ диаграммы направленности излучения;
2) при приеме отраженного поля производится независимое синфазное усиление сигналов, принятых отдельными ПЭ, совокупность которых образует раскрыв L приемной антенны;
3) производится амплитудное взвешивание усиленных сигналов, принятых отдельными ПЭ, в соответствии с функцией , выбранной исходя из необходимого пользователю РЛС уровня БЛ результирующей на прием и передачу сигнала ДН приемо-передающей антенной системы РЛС, при этом результирующая ДН определяется произведением диаграмм направленности при излучении и при приеме сигнала, соответственно;
4) формируется выходной сигнал приемной антенны, путем синфазного суммирования взвешенных сигналов.
Выигрыш в энергетическом потенциале РЛС при использовании предлагаемого способа, обусловлен двумя факторами:
1. Обужением главного лепестка ДН РЛС на излучение, поскольку, в отличие от прототипа, функция  распределения сигнала по излучающей апертуре может быть задана более равномерной, чем распределение  амплитуды принимаемого поля по приемной апертуре. При этом по сравнению с прототипом, где коэффициенты использования апертуры на излучение и прием, соответственно, равны, повышается коэффициент использования излучающей апертуры и, следовательно, повышается плотность потока мощности в главном лепестке ДН излучения сигнала, а коэффициент использования приемной апертуры снижается для сохранения уровня БЛ результирующей ДН, равного уровню БЛ результирующей ДН антенной системы прототипа.
2. Снижением коэффициента шума приемной антенны по сравнению с прототипом за счет взвешивания тепловых шумов выходных фидеров пространственных элементов, совокупность которых образует апертуру приемной антенны, поскольку предварительно выходные сигналы ПЭ усиливаются, и только потом взвешиваются для обеспечения необходимого уровня БЛ результирующей ДН.
Первое утверждение основывается на том, что результирующая ДН определяется произведением диаграмм направленности при излучении и при приеме сигнала. Правомерность второго утверждения следует из ниже приведенного сравнительного анализа коэффициента шума пассивной и активной приемных антенных решеток (АР), апертура L которых образована совокупностью N независимых пространственных элементов (элементарных приемных антенн).
Основное отличие активных приемных АР от пассивных заключается в том, что амплитудное распределение поля по раскрыву активной АР устанавливается после предварительного усиления выходных сигналов антенных элементов АР. При этом взвешиваются как полезный сигнал, так и тепловой шум, приведенный ко входу каждого из МШУ.
а
i
i
Для оценки количественного энергетического выигрыша при использовании активных АР с непространственным суммированием ниже проведен сравнительный анализ шумовых свойств пассивной и активной приемной АР, характеристики направленности которых идентичны. На примере анализа N-элементной линейной АР, в которой распределение поля по раскрыву задано коэффициентами , определяющими относительные коэффициенты передачи сигнала по амплитуде от -ого антенного элемента в суммирующее устройство, при этом , ниже получены количественные оценки коэффициента шума активной и пассивной АР.
x
Отметим, что коэффициенты , формирующие дискретный раскрыв АР, есть отсчеты  непрерывной функции , определяющей в аналитической форме вид распределения поля по раскрыву АР единичной длины. Функция  нормирована к ее максимуму на интервале определения  (-1/2; 1/2). Площадь под кривой, заданной функцией , всегда меньше единицы и величина  определяет потери коэффициента усиления антенны при отличии распределения поля по раскрыву от равномерного, для которого  и, следовательно, А = 1. Очевидно, что
(1)
где величина С получила название «полная излучаемая (принимаемая) мощность» [2].
Пассивная АР.
а
i
Для N-элементной пассивной АР (фиг. 1), в которой отсутствуют потери при передаче сигнала от антенных элементов на выход антенны и коэффициенты  равны единице (равномерное синфазное распределение амплитуды поля по раскрыву АР),
выражение для величины , отношения «принимаемый сигнал/шум» на ее выходе, имеет вид
, (2)
где: - полная мощность плоской электромагнитной волны (э.м.в.) принимаемого сигнала, падающей на раскрыв АР, волновой вектор которой перпендикулярен плоскости раскрыва;
- мощность э.м.в. волны, принимаемая отдельным антенным элементом;
- мощность тепловых шумов МШУ, усиливающего выходной сигнал пассивной АР, приведенная к его входу,
- мощность тепловых шумов в пассивной линии (фидере) передачи сигналов антенных элементов,
- полная мощность шумов на входе МШУ.
а
i
Необходимо отметить, что для упрощения анализа мы считаем, что как входы пассивного сумматора, так и его выход имеют одинаковый активный импеданс (например, 50 Ом, часто применяемый в СВЧ технике), который и определяет мощность тепловых шумов . Собственный шум пассивного сумматора на его выходе не зависит от величины коэффициентов .
а
а
i
i
Выражение (2) определяет максимально возможное значение величины отношения сигнал/шум на выходе АР. Для всех других соотношений коэффициентов, когда 1, отношение сигнал/шум будет хуже. Отметим также, что для  = 1 (равномерное распределение) ДН АР имеет максимально узкий главный лепесток и, следовательно, максимальный коэффициент усиления.
а
,
i
В общем случае, при произвольных значениях  величина отношения сигнал/шум (по мощности) на выходе пассивной АР (рис. 1) определяется выражением
,    (3)
N
где  - мощность сигнала на выходе синфазного сумматора (синфазное «весовое» суммирование  взаимно когерентных сигналов с выходов антенных элементов [3].
а
а
i
i
Нетрудно убедиться, что для  = 1 выражение (3) идентично выражению (2), величина  и при любых  справедливо неравенство .
а
а
i
i
Отношение величин  и  определяет коэффициент шума  пассивной АР с произвольным распределением коэффициентов  относительно антенны с равномерным (=1) распределением этих коэффициентов. Учитывая выражение (1) можем записать соотношение
. (4)
а
i
где А - величина потерь усиления антенны (по амплитуде) [2]. Таким образом, коэффициент шума (4) определяет величину потерь усиления в разах по мощности пассивной АР при изменении ее ДН относительно ДН АР с равномерным распределения коэффициентов .
Активная АР.
Для активной АР (фиг. 2) выходные сигналы антенных элементов предварительно усиливаются МШУ с коэффициентом усиления (по мощности) . Выражение для величины отношения сигнал/шум  на выходе сумматора активной АР имеет вид
, (5)
где:  - мощность принятого и усиленного сигнала на выходе сумматора активной АР,
- мощность шумов на выходе сумматора, обусловленная совокупностью  взаимно некоррелированных выходных шумов МШУ и тепловых шумов  выходного фидера пассивного сумматора.
а
i
Как было отмечено выше, шум выходного фидера пассивного сумматора не зависит от значений коэффициентов  и всегда присутствует на его выходе. При выборе достаточно большого коэффициента усиления МШУ влиянием шума выходного фидера пассивного сумматора можно пренебречь, поэтому выходной шум будет определяться только выходными шумами МШУ. При выполнении неравенства  получаем
, (6)
а выражение (5) упрощается и принимает вид
. (7)
а
а
i
i
Для случая  = 1 (равномерное распределение значений, A=C=1) имеет место равенство
,
и активная АР по шумовым свойствам эквивалентна пассивной АР c равномерным распределением поля по раскрыву.
а
i
В общем случае для произвольных значений  коэффициент шума активной АР равен
. (8)
Сравнивая коэффициент шума (4) пассивной АР и коэффициент шума (8) активной АР (учитывая, что С 1), можно записать неравенство
, (9)
из которого следует, что коэффициент шума активной АР, в которой взвешивание сигналов от отдельных антенных элементов производится после их усиления, всегда меньшекоэффициента шума пассивной АР с такой же ДН и сравнивается с ним только в предельном случае равномерного распределения взвешивающих коэффициентов ().
Из выражения (9) следует, что выигрыш в коэффициенте шума активной АР по сравнению с пассивной АР составляет величину
. (10)
Предельный переход к непрерывному раскрыву АР в выражениях (3), (4), (7), (8), (10) позволяет производить расчет нужных величин непосредственно по известным для ряда распределений значениям величин А и С (см. выражение (1)), не производя предварительный расчет коэффициентов .
а
N
на пьедестале
i
Выигрыш в шумовых свойствах активной АР тем больше, чем сильнее отличие распределения коэффициентов  от равномерного. Например, для 33-элементной (=33) активной приемной АР, когда распределение  задано широко применяемой в антеннах активной радиолокации функцией «cos », имеющей вид
, (11)
уровень первого бокового лепестка ДН равен ~ -22 дБ, а остальных ниже -30 дБ, и величина С = 0,559 (см. [2], стр. 269). Выигрыш в коэффициенте шума по равнению с пассивной 33-элементной антенной решеткой с аналогичной ДН равен
. (12)
N
Для 33-элементной (=33) активной приемной АР, когда распределение  задано широко применяемой в антеннах активной радиолокации функцией Хемминга, имеющей вид
, (13)
уровень первого бокового лепестка ДН равен ~ -43 дБ, а остальных ниже -45 дБ), и величина С = 0,394. Выигрыш в коэффициенте шума по равнению с пассивной 33-элементной антенной решеткой с аналогичной ДН равен
. (14)
Активная АР в однопозиционной РЛС.
Используя результаты приведенного выше анализа получим количественную оценку выигрыша относительно РЛС с пассивной АР в энергетическом потенциала РЛС при использования активной АР с независимым формированием распределений поля по раскрыву антенны на излучение и прием сигналов, соответственно. При этом результирующая ДН «пассивной» и «активной» РЛС должны быть идентичны.
Для однопозиционной РЛС с пассивной N-элементной АР, имеющей идентичные ДН на излучение и прием сигналов, заданные распределением , суммарные потери усиления  относительно приемо-передающей АР с равномерным распределением поля по апертуре определяются квадратом величины  (см. (4)):
(15)
Для РЛС с активной N-элементной АР, имеющей на излучение распределение поля по раскрыву , а на прием сигналов распределение , суммарные потери усиления  определяются произведением величин  (потери усиления при излучении, обусловленные отличием распределения  от равномерного) и  (коэффициента шума приемной активной антенны с распределением поля , см. выражение (8)):
(16)
Величина  есть потери усиления, обусловленные распределением , величина  - полная мощность приема для распределения :
Таким образом, соотношение энергетических потенциалов РЛС с активной и пассивной АР при всех прочих равных условиях составляет величину
. (17)
Для однопозиционной РЛС с пассивной 128-элементной АР, имеющей идентичные ДН на излучение и прием сигналов, заданные распределением  в соответствии с выражением (11), суммарные потери усиления  на передачу и прием сигналов (по сравнению с приемо-передающей АР с равномерным распределением поля по апертуре) определяются квадратом величины  (см. (4)), и, учитывая, что для данного распределения  (см. [2], стр. 269), суммарные потери, выраженные в децибелах, равны
.
При этом УБЛ (по первому лепестку) результирующей ДН, определяемой произведением ДН на прием и передачу сигнала, равняется ~ -46 дБ, а УБЛ для остальных лепестков ДН лежит ниже - 60 дБ (см. фиг. 3, кривая синего цвета).
Для РЛС с активной 128-элементной АР, имеющей на излучение равномерное распределение , а на прием распределение , заданное окном Хемминга [2],
, (18)
суммарные потери усиления , определяются только коэффициентом шума  (см. (8)) приемной АР (поскольку потери усиления при излучении отсутствуют в силу равномерного распределения ). Для распределения (18) С = 0,394, А = 0,536 (см. [2], стр. 271) и суммарные потери равны
. (19)
Таким образом, в данном случае выигрыш в энергетическом потенциале РЛС с активной АР, по сравнению с пассивной АР (при всех прочих равных условиях) составляет значительную величину
(20)
Данный выигрыш физически обусловлен двумя факторами:
1) обужением ДН РЛС на излучение, поскольку задано равномерное распределение поля по апертуре излучающей антенны, при этом по сравнению с пассивной антенной на 3,18 дБ (см. выражение (11)) повышается плотность потока мощности в главном лепестке ДН излучения;
2) снижением теплового шума приемной активной антенны (по сравнению с пассивной) за счет взвешивания тепловых шумов выходных фидеров антенных элементов (АЭ), поскольку предварительно выходные сигналы АЭ усиливаются, и только потом взвешиваются (для обеспечения необходимого УБЛ).
Результирующая ДН «активной» РЛС (см. фиг. 3, кривая красного цвета) имеет УБЛ (по первому лепестку) - 26 дБ и УБЛ для остальных лепестков ниже - 60 дБ. Причем, первый лепесток спадает очень быстро, и на угловом направлении максимума первого лепестка результирующей ДН пассивной АР (фиг. 3, кривая синего цвета) его уровень равен -46 дБ, что позволяет говорить о практически одинаковом угловом разрешении РЛС при использовании пассивной и активной АР, соответственно.
Приведенный выше анализ (см. выражение (17)) позволяет сделать вывод о том, что выигрыш в энергетическом потенциале «активной» РЛС по сравнению с «пассивной» РЛС будет всегда, когда коэффициент использования апертуры антенны при излучении больше коэффициента использования апертуры антенны при приеме сигналов, при условии, что результирующие ДН «активной» РЛС и «пассивной» РЛС близки по форме (см. фиг. 3). Количественное значение выигрыша может быть рассчитано по формуле (17) для конкретных распределений  (излучение и прием в «пассивной» РЛС), (излучение в «активной» РЛС), (прием в «активной» РЛС), при этом
Приведенные результаты согласуются с известными данными теории и практики антенн [2-7], и получены с использованием основных положений СВЧ-радиотехники.
Полученный выигрыш в 5 дБ для рассмотренного выше варианта «активной» РЛС на практике может быть и большим, поскольку потери в подводящих фидерах РЛС с пассивной антенной, как правило, больше соответствующих потерь в активных АР, т.к. в активных АР усилители сигналов размешены в непосредственной близости от антенных элементов и потери на передачу и прием сигналов минимальны. Дополнительный выигрыш в энергетическом потенциале может составлять до 1,5-2,5 дБ (потери в подводящем фидере пассивной антенны), а суммарный выигрыш до 7,5 дБ, что более чем в 4 раза снижает требование к мощности излучаемого сигнала (при прочих равных условиях) и, следовательно, качественно снижает затраты на реализацию твердотельных генераторов сигнала излучения РЛС.
Приведенные результаты сравнительного анализа шумовых свойств активных и пассивных линейных АР справедливы и для двумерных АР, в том числе и конформных. В них, так же, как и в линейных АР, взвешивание сигналов, принятых антенными элементами, производится после их усиления.
Таким образом, доказано, что независимая установка (на излучение и прием) распределения поля в раскрыве антенны РЛС и предварительное независимое усиление сигналов, принимаемых отдельными элементами раскрыва приемной антенны (в соответствии с предлагаемым способом) позволяет повысить энергетический потенциал РЛС без увеличения мощности излучения и сохранении габаритных размеров антенны и формы ее результирующей (на передачу и прием сигналов) диаграммы направленности (далее ДН).
Конкретная величина выигрыша в энергетическом потенциале РЛС зависит от конкретных требований к уровню БЛ диаграммы направленности на излучение и к уровню БЛ результирующей (на прием и передачу) диаграммы направленности антенной системы РЛС. Как было показано выше, суммарный выигрыш относительно пассивных РЛС с часто применяемыми на практике параметрами результирующей ДН и конструкции поводящих фидеров антенны пассивной РЛС может достигать величины 5-7,5 дБ.
Литература
[1] Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника. Нью-Йорк, 1970. Пер. с англ. (в четырех томах) пол общей ред. К. Н. Трофимова. Том 1. основы радиолокации. Под ред. Я. С. Ицхоки. М., «Сов. Радио», 1976, 456 с.
[2] Бартон Д., Вард Г. Справочник по радиолокационным измерениям. Пер. с англ. под ред.М. М. Вейсбейна.- М.: «Сов. радио», 1976, 392 с. с ил.
[3] Активные фазированные антенные решетки. Под. ред. Д.И. Воскресенского и А.И. Канащенкова. - М.: «Радиотехника», 2004, 488 с. с ил.
[4] R.V. Gatti, M. Dionigi, R. Sorrentino. «Computation of Gain, Noise Figure, and Third-Order Intercept of Active Array Antennas», IEEE Transactions on Antennas and Propagation Vol. 52, Issue 11, pp 3139 - 3143.
[5] E. L. Holzman andA. K. Agrawal, “A comparison of active phasedarray, corporate beamforming architectures,” in Proc. IEEE Int. Symp. Phased Array Systems and Technology, Oct. 15-18, 1996, pp. 429-434.
[6] J. J. Lee, “G/T and noise figure of active array antennas,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 41, pp. 241-244, Feb. 1993.
[7] E. L. Holzman, “Intercept points of active phasedarray antennas,” in Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., 1996, pp. 999-1002.