СПОСОБ ОЦЕНКИ КОРРЕЛЯЦИЙ ИСКАЖЕНИЙ В ПРИЕМНИКЕ БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ
METHOD OF ESTIMATING DISTORTION CORRELATIONS IN WIRELESS COMMUNICATION RECEIVER AND DEVICE FOR REALISING SAID METHOD

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к сетям беспроводной связи и, в частности, касается оценки корреляций искажений в приемном сигнале в системах многоантенной передачи, таких как системы с множеством входов и множеством выходов (MIMO) и системы с множеством входов и одним выходом (MISO).
Уровень техники
Определение искажений в приемном сигнале играет важную роль при обработке сигналов связи. Например, в некоторых типах приемников с подавлением помех для улучшения подавления используется корреляция искажений сигналов между многолучевыми компонентами приемного сигнала. Такие операции выполняются, например, приемниками типа G-RAKE (универсальная гребенка приемников) путем создания объединенного сигнала для демодуляции на основе объединения поступающих с задержкой многолучевых компонент интересующего приемного сигнала с использованием объединенных весов W, которые содержат оценки корреляции искажений.
-1
-1
Если более подробно, то объединенные веса W можно выразить в виде W=Rh, где R - матрица, обратная ковариационной матрице R искажений, а h - вектор канальных характеристик. (Ковариационную матрицу можно использовать для представления корреляций искажений с нулевым средним.) Таким образом, объединение G-RAKE зависит от вычисления оценки корреляции искажений, причем аналогичные зависимости существуют в приемниках других типов с подавлением помех, например в архитектурах с корректорами элементарных посылок, которые вычисляют (фильтруют с коррекцией) веса W на основе корреляций искажений.
∗
∗
-1
Кроме того, качество ρ принятого сигнала может быть выражено как функция весов (ρ=hW=hRh). Оценка качества сигнала, например оценка качества канала, играет важную роль в системах беспроводной связи многих типов. Например, в некоторых системах используются каналы с регулируемой скоростью, которые передают данные отдельным пользователям с максимальными скоростями, разрешенными исходя из доступной мощности передачи и преобладающих условий радиосвязи, специфичных для конкретного пользователя. Скорость передачи данных, выбранная для данного пользователя, зависит от сигнала обратной связи по качеству канала, поступающего от этого пользователя. Один тип канала с регулируемой скоростью, зависящей от сигнала обратной связи по качеству канала, представляют высокоскоростные каналы пакетного доступа по нисходящей линии связи в стандартах широкополосного множественного доступа с кодовым разделением каналов (W-CDMA), в то время как другой тип канала с регулируемой скоростью представляют совместно используемые прямые каналы пакетных данных (F-PDCH) в стандартах cdma2000.
Независимо от задействованных конкретных стандартов занижение сведений о качестве канала обычно приводит к снижению эффективности системы, поскольку отдельные пользователи обслуживаются при скоростях, меньших тех, которые могли бы поддерживаться в действующих условиях. Завышение сведений о качестве каналов также приводит к снижению эффективности, и в действительности это может оказаться хуже, чем занижение сведений, поскольку протоколы IRQ (автоматический запрос на повторную пересылку), часто используемые в указанных системах, порождают избыточные повторные передачи данных, когда скорости передачи данных установлены слишком высокими для действующих условий.
При применении сигналов HSDPA (высокоскоростной пакетный доступ по нисходящей линии связи) и сигналов аналогичных типов в других типах сетей связи несколько пользователей совместно используют канал пакетных данных с временным мультиплексированием. Например, планировщик базовой станции может осуществлять временное мультиплексирование информационных потоков для множества пользователей по совместно используемому каналу пакетных данных, так чтобы в любой данный момент времени обслуживался только один пользователь. Скорости передачи данных для конкретного пользователя, достигаемые в совместно используемом канале, определяются конкретными условиями радиосвязи для каждого пользователя и доступной в данный момент мощностью передачи, а также ресурсами расширяющих кодов на передающей базовой станции.
Планировщики услуг часто обосновывают текущие планировочные решения в зависимости от скоростей передачи данных, на которых может обслуживаться каждый пользователь; иными словами, планировщики часто отдают предпочтение пользователям, находящимся в лучших условиях радиосвязи, поскольку указанные пользователи могут обслуживаться на более высоких скоростях, что увеличивает суммарную пропускную способность при передаче данных по совместно используемому каналу. Таким образом, отдельные пользователи, поддерживая динамическое планирование, посылают по обратной связи оценки качества канала для сигнала совместно используемого канала на текущей основе. На практике этот факт означает, что пользователи оценивают качество канала для совместно используемого канала всегда, независимо от того, действительно ли они принимают данные по совместно используемому каналу.
Передача точных сведений о качестве канала в вышеупомянутом контексте представляет проблему в системах с одним входом и одним выходом (SISO) и тем более в системах с множеством входов и множеством выходов (MIMO), а также в системах с множеством входов и одним выходом (MISO). Действительно, в системах, имеющих множество передающих антенн, таких как системы MIMO и MISO, сигналы данных могут передаваться от более чем одной антенны, и антенны могут повторно использовать расширяющие коды для сигнала данных, то есть возможно применение мультикодирования. Кроме того, от одной или нескольких антенн могут передаваться другие сигналы, например сигналы речи, выделенных пакетов, вещания, управления и служебные сигналы.
Сущность изобретения
Приемник беспроводной связи улучшает оценку корреляции искажений сигнала в системах MIMO/MISO путем учета различных результатов выделения мощности передачи и различных результатов распределения мощности передающих антенн при расчетах корреляции искажений. Приемник может быть реализован согласно множеству различных архитектур, в том числе, но не только, согласно архитектуре приемников типа RAKE, использующих методы последовательного подавления помех, методы совместного детектирования или методы на основе минимальной среднеквадратической ошибки. Независимо от принятой конкретной архитектуры приемника уточненные корреляции искажений можно использовать для вычисления уточненных объединенных весов (RAKE) сигнала и/или улучшения оценок качества канала для сообщения о них приемниками, работающими в системах с широкополосным доступом CDMA (W-CDMA), где передача ведется по каналам HSDPA посредством передатчиков MIMO или MISO.
Однако специалисты в данной области техники должны иметь в виду, что настоящее изобретение не ограничивается вышеуказанными признаками и преимуществами. В действительности специалисты в данной области техники могут выявить дополнительные признаки и преимущества настоящего изобретения, ознакомившись с нижеследующим подробным описанием выбранных вариантов изобретения и просмотрев соответствующие чертежи.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 - частичная блок-схема беспроводной связи, включающая передатчик с множеством антенн, который осуществляет передачу на один или несколько приемников беспроводной связи;
фиг.2 - диаграмма, иллюстрирующая результаты выделения мощности передачи в передатчике по фиг.1 для различных типов передаваемых им сигналов;
фиг.3 - диаграмма, иллюстрирующая распределение мощности передающих антенн в передатчике по фиг.1 для различных типов передаваемых им сигналов;
фиг.4 - логическая блок-схема оценки качества канала в приемнике беспроводной связи по фиг.1 согласно одному варианту обсуждаемой здесь оценки качества канала;
фиг.5 - блок-схема варианта передатчика по фиг.1 с избирательным для каждой антенны управлением скоростью (S-PARC), где приемник беспроводной связи адаптирован для обеспечения обратной связи с данными о выборе антенн для операций S-PARC в передатчике;
фиг.6 - блок-схема приемника беспроводной связи c последовательным подавлением помех (SIC) типа «универсальный RAKE (G-RAKE)» по фиг.1;
фиг.7 - блок-схема одного варианта ступени SIC G-RAKE для приемника типа SIC G-RAKE по фиг.6;
фиг.8 - блок-схема приемника беспроводной связи типа G-RAKE по фиг.1, сконфигурированного для детектирования символов на основе минимальной среднеквадратической ошибки или совместного детектирования символов;
фиг.9 - логическая блок-схема одного варианта обрабатывающей логики для определения общей или суммарной оценки корреляций искажений в функции оценки корреляций искажений из-за сигналов данных, оценки корреляций искажений из-за других сигналов и оценки корреляций искажений от других сот плюс шум в соответствии с методом полнопараметрической обработки;
фиг.10 - логическая блок-схема одного варианта обрабатывающей логики для определения общей или суммарной оценки корреляций искажений в функции оценки корреляций искажений из-за сигналов данных, оценки корреляций искажений из-за других сигналов и оценки корреляции искажений от других сот плюс шум в соответствии с методом частично-параметрической обработки.
Подробное описание изобретения
На фиг.1 частично показана сеть 10 беспроводной связи, включающая в себя передатчик 12 с множеством антенн, сконфигурированный для передачи сигналов прямой линии связи через множество передающих антенн с 14-1 по 14-М, обозначенных вместе как «передающие антенны 14». Приемник 16 беспроводной связи, например сотовый радиотелефон или устройство беспроводной связи другого типа, принимает один или несколько сигналов прямой линии связи, передаваемых передатчиком 12, на приемных антеннах с 18-1 по 18-R, обозначенных вместе как «приемные антенны 18». Таким образом, при наличии множества передающих и приемных антенн фиг.1 является иллюстрацией антенной системы с множеством входов и множеством выходов (MIMO).
В настоящее время большой интерес представляют антенные системы MIMO для повышения скоростей передачи данных с целью обеспечения высокоскоростного пакетного доступа по нисходящей линии связи (HSDPA) в стандарте W-CDMA. Эти совместно используемые высокоскоростные каналы известны также как высокоскоростные совместно используемые каналы нисходящей линии связи (HS-DSCH), а прямой канал пакетных данных (F-PDCH), определенный стандартами cdma2000, обеспечивает отчасти аналогичные функциональные возможности. В любом случае, двумя способами, которые привлекают значительное внимание, являются пространственное мультиплексирование, например «пространственно-временная» система с многоуровневой архитектурой компании Bell Labs с повторным использованием кодов (CR-BLAST), которая является вариантом вертикальной системы (V-BLAST), а также способ PARC (регулирование скорости отдельно по каждой антенне).
Эти и другие подходы MIMO обычно включают передачу пилот-сигналов для каждой антенны с целью облегчения оценки канала для каждой антенны в приемнике 16, передачу субпотоков сигналов данных от всех или выбранных антенн из числа передающих антенн 14 и передачу других (дополнительных) сигналов от одной или нескольких передающих антенн 14. Примеры «других» сигналов включают в себя служебные каналы, каналы вещания и управления и различные выделенные каналы (например, речевой и выделенный канал пакетных данных). Используемый здесь термин «сигнал данных» и «сигналы данных» в общем случае относятся к высокоскоростным совместно используемым каналам данных, таким как HS-DSCH, если не указано иное.
На фиг.2 и 3 представлена графическая иллюстрация результатов выделения мощности передачи и распределения мощности передающих антенн для сигнала (сигналов) данных, пилот-сигналов и других сигналов. В частности, на фиг.2 показано, что передатчик 12 имеет конечную величину мощности передачи, доступной для выделения по различным типам сигналов, подлежащих передаче, причем он выделяет из общей мощности передачи конкретную мощность для сигналов данных, пилот-сигналов и других сигналов. Кроме того, передатчик 12 должен разделить мощность, выделенную для данного типа сигнала, между имеющимися передающими антеннами 14. То есть каждой из антенн 14 распределяется определенная величина мощности, выделенной для пилот-сигналов, а также между антеннами 14 распределяются конкретные значения мощности, выделенной для сигналов данных и других сигналов.
Например, от каждой из антенн 14 обычно передается определенная величина мощности пилот-сигнала для облегчения оценки канала для каждой антенны в приемнике 16. Однако от одной из передающих антенн 14 или от фиксированного поднабора этих антенн могут передаваться все другие сигналы, поэтому, как правило, мощность, выделенная для других сигналов, по всем антеннам 14 не разделяется. Аналогичным образом, хотя сигнал (сигналы) данных может передаваться от всех антенн 14, эффективность передачи может быть повышена путем передачи этих сигналов от поднабора антенн 14, в частности, когда этот поднабор выбирается динамически в соответствии с сигналом обратной связи от приемника 16.
В вышеуказанном контексте обеспечение точной оценки корреляции искажений представляет значительную проблему для приемника 16. Поскольку точная оценка корреляции искажений предшествует другим операциям обработки принятого сигнала, таким как объединение или создание скорректированных отфильтрованных весов или оценка качества канала, приемник 16 должен удовлетворительным образом решить указанные проблемы. С этой целью приемник 16 включает в себя одну или несколько схем 20 обработки, сконфигурированных для создания оценок корреляции искажений из-за одного или нескольких сигналов данных, передаваемых вместе с пилот-сигналами от передающих антенн 14 передатчика 12.
В частности, по меньшей мере в одном варианте одна или несколько схем обработки сконфигурированы для вычисления корреляций искажений на основе определения отношения мощности передачи данных к мощности передачи пилот-сигнала и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов, а также вычисления корреляций искажений в функции отношения мощности передачи данных к мощности передачи пилот-сигнала и результатов распределения мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов. Кроме того, в одном или нескольких вариантах в указанных вычислениях учитывается текущий режим MIMO, который может влиять, например, на распределение мощности передающих антенн для сигналов данных. Таким образом, наряду с другими параметрами или значениями распределение мощности передающих антенн для сигналов данных может быть определено на основе текущей конфигурации MIMO.
В одном варианте по меньшей мере одно из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов содержит сигнальные значения, принятые приемником 16. В целом в данном описании излагается способ поддержки оценок корреляций искажений приемниками беспроводной связи, работающими в системе связи MIMO или MISO, которая включает в себя передатчик, имеющий множество передающих антенн, и передает один или несколько сигналов данных и пилот-сигналов. В одном варианте указанный способ содержит сигнализацию по меньшей мере об одном из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов, передаваемых передатчиком беспроводной связи. Кроме того, указанная сигнализация может динамически обновляться в зависимости от текущего режима MIMO (множество входов и множество выходов). Таким путем приемники могут получать сигналы об изменении отношений мощности и/или изменении распределений мощности передающих антенн, чтобы использовать их при вычислении корреляций искажений.
В другом варианте по меньшей мере одно из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов содержит номинальные значения, запомненные в приемнике 16. Кроме того, в другом варианте от передающих антенн 14 в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределением мощности передающих антенн для других сигналов передаются другие сигналы, в том числе речевые сигналы. В этом случае дополнительно сконфигурирована одна или несколько схем 20 обработки для определения отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов и вычисления корреляций искажений дополнительно в зависимости от отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов. В частности, одна или несколько схем обработки могут быть сконфигурированы для выражения вычислений искажений в виде суммы первого члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие из передачи одного или нескольких сигналов данных, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, второго члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие из передачи других сигналов, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, и третьего члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие из-за шума и помех от других сот.
При использовании этого способа определение отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов может быть основано на определении ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок до сжатия одного или нескольких принятых сигналов данных и выражения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в функции известного отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, известных распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов и других сигналов, известной оценки шума, представляющей шум плюс помехи от других сот, неизвестного или известного текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, и неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов. Способ продолжается нахождением решения выражения для неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и текущего выбранного поднабора передающих антенн (если он неизвестен), используемого для передачи одного или нескольких сигналов данных в соответствии с формулой максимального правдоподобия.
В аналогичном варианте текущий выбранный поднабор предающих антенн известен, и тогда указанное выражение содержит функцию известного отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, известных распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов и других сигналов, неизвестной оценки шума, представляющей шум плюс помехи от других сот, известного текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, и неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов. В этом варианте способа находят выражение для неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и неизвестной оценки шума в соответствии с формулой максимального правдоподобия. В общем случае следует понимать, что это выражение может иметь различное количество неизвестных, а формула максимального правдоподобия может быть адаптирована соответствующим образом. Естественно, что пространство поиска решения увеличивается с увеличением количества неизвестных.
В другом варианте для моделирования помех от других сот в виде белого шума и нахождения решения для шума и помех от других сот путем представления ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в функции шума и помех от других сот, а также отношений мощности передачи трафика к мощности передачи пилот-сигналов для каждой антенны, обозначенных как  и определенных как отношение совокупной мощности данных, других сигналов и пилот-сигналов для m-й передающей антенны 14 к мощности пилот-сигнала для m-й передающей антенны 14, может быть сконфигурирована одна или несколько обрабатывающих схем 20. При таком подходе одна или несколько обрабатывающих схем 20 решают соответствующую систему уравнений для шума и помех от других сот в соответствии с формулой наименьших квадратов.
В еще одном варианте способа для создания оценок качества каналов для сообщения о них приемником 16 используют корреляции искажений. Для этого способа конфигурируется одна или несколько обрабатывающих схем 20 для вычисления корреляций искажений, кроме прочего, в функции отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов путем вычисления члена корреляции искажений для других сигналов, масштабированного отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов. В этом случае одна или несколько обрабатывающих схем 20 выражают корреляции искажений, возникающих от других сигналов, в функции матрицы отсчетов элементарных посылок, полученной из принятых отсчетов сигнала, из которых устраняется влияние текущего выбранного набора передающих антенн, используемых для передачи сигналов данных. Затем способ определяет корреляции искажений для одного или нескольких желаемых вариантов выбора передающих антенн, используемых для передачи сигналов данных на приемник 16, с учетом влияния этих вариантов выбора на ковариационную матрицу искажений элементарных посылок. Таким образом, приемник 16 может быть сконфигурирован для обеспечения улучшенных оценок качества каналов для желаемых вариантов выбора передающих антенн. В общем случае приемник 16 может быть сконфигурирован для создания одной или нескольких оценок качества каналов для одной или нескольких выбранных передающих антенн в функции корреляций искажений, отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов.
Кроме того, приемник 16 может быть сконфигурирован как приемник типа RAKE, где одна или несколько обрабатывающих схем 20 сконфигурированы для создания сигнала, комбинирующего веса из корреляций искажений. Приемник 16 по одному варианту RAKE сконфигурирован для определения минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE). Каждый из одного или нескольких сигналов данных несет кодовые символы, а приемник 16 сконфигурирован для детектирования кодовых символов, переданных в течение одного и того же символьного интервала, на индивидуальной основе, трактуя все другие кодовые символы как (окрашенный) шум. В другом варианте RAKE приемник 16 сконфигурирован для совместного детектирования, где он детектирует кодовые символы одного и того же кода, переданные в течение одного и того же символьного интервала, на основе совместного детектирования, трактуя все другие кодовые символы как шум.
Все указанные варианты можно с успехом использовать для реализации широкополосного доступа CDMA (W-CDMA). В частности, предлагаемые здесь для определения корреляции искажений способы и устройство (с последующим созданием объединенных весов и/или оценкой качества каналов) могут оказаться выгодными, когда передатчик 12 передает один или несколько сигналов по каналам высокоскоростного пакетного доступа по нисходящей линии связи (HSDPA) от множества антенн 14.
При использовании вышеуказанного подхода более подробное обсуждение начнем с варианта, где обрабатывающая схема (схемы) 20 содержит: вычислитель 20-1 чистого отклика, который сконфигурирован для вычисления векторов чистого отклика из канальных оценок по каждой антенне; вычислитель 20-2 корреляций искажений, который сконфигурирован для вычисления корреляций искажений; и, но не обязательно, генератор 20-3 оценки качества каналов, который сконфигурирован для создания оценок качества каналов в функции векторов чистого отклика и корреляций искажений. Специалистам в данной области техники очевидно, что обрабатывающая схема (схемы) 20 может быть реализована аппаратными средствами, программными средствами или с использованием их комбинаций. По меньшей мере в одном варианте одна или несколько обрабатывающих схем 20 включены в состав цифрового процессора сигналов основной полосы частот или т.п., включенного в приемник 16.
На фиг.4 показан один вариант обрабатывающей логики, которая может быть реализована в одной или нескольких обрабатывающих схемах 20, где обрабатывающая схема (схемы) 20 вычисляет векторы чистого отклика для заданного набора местоположений отводов приемника (шаг 100); то есть приемник 16 включает в себя один или несколько наборов корреляторов, которые совмещены с данными многолучевыми компонентами сигналов, передаваемых передатчиком 12, а дополнительные корреляционные отводы могут быть смещены, как это сделано в приложениях G-RAKE. Например,  является вектором чистого отклика, соответствующим m-й передающей антенне, где запись с тильдой для  подчеркивает тот факт, что коэффициенты усиления канальных ответвлений (от которых зависит чистый отклик) масштабированы в соответствии с энергией пилот-сигнала на символ (по меньшей мере в тех вариантах, где чистый отклик формируется параметрически с использованием оценок каналов, полученных из сжатых пилот-символов, которые содержат это масштабирование в неявном виде).
q-й элемент вектора  чистого отклика задается как
<img file="00000005.tif" he="12" wi="45" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (1)
q
lmp
где q указывает индекс конкретного отвода на l-й приемной антенне 18. Местоположение этого отвода задается задержкой τ. P - это количество канальных ответвлений, а τ и  - задержка и масштабированный коэффициент усиления канала (пилот-сигнала) соответственно для p-го ответвления канала между m-й передающей антенной и l-й приемной антенной. x(τ) - автокорреляция формы импульса элементарной посылки. Как только что упоминалось, коэффициенты усиления канальных ответвлений включают в себя масштабирование с учетом энергии пилот-сигнала и выражаются в виде
<img file="00000007.tif" he="7" wi="43" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (2)
p
p
p
ps
lmp
где E- общая энергия на элементарную посылку, выделенная всем пилот-сигналам по всем передающим антеннам, N - коэффициент расширения, используемый для каналов пилот-сигналов, например, в стандарте WCDMA N=256, α(m) - результат распределения мощности передачи пилот-сигнала для m-й антенны, а g -коэффициент усиления канала (не масштабированный), соответствующий . Величина подкоренного выражения точно соответствует энергии пилот-сигнала на символ для m-й передающей антенны.
Обработка продолжается с вычисления корреляций искажений в функции чистых откликов и дополнительно в функции отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, распределения мощности сигналов данных по передающим антеннам и распределения мощности пилот-сигналов по передающим антеннам 14 (шаг 2). Заметим, что при вычислении корреляций искажений можно дополнительно учесть отношение мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределение мощности других сигналов по передающим антеннам 14 (шаг 102А). Таким образом, (суммарные) корреляции искажений могут быть выражены в виде суммы корреляций искажений из-за сигналов данных, корреляций искажений из-за других сигналов, корреляций искажений от других сот и, но не обязательно, корреляций искажений из-за пилот-сигналов (шаг 102В).
При вычисленных таким образом корреляциях искажений обрабатывающая схема (схемы) 20 создает одну или несколько оценок качества каналов для одной или нескольких выбранных передающих антенн 14 в функции корреляций искажений, отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов (см. фиг.2 и 3) (шаг 104). Например, приемник 16 может вычислить оценку качества канала как отношение сигнала к помехам на одну элементарную посылку (SINR) на покодовой основе для произвольного выбора передающих антенн, что может быть выражено в виде
<img file="00000009.tif" he="14" wi="64" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (3)
ds/ps
ds
где β- отношение мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов (отношения из распределения общей мощности передачи), K - количество мультикодов, выделенных для сигнала данных (повторно используемых активными антеннами), и α(m) - распределение мощности передачи сигналов данных для m-й антенны. Кроме того  - вектор чистого отклика, соответствующий m-й передающей антенне ( - эрмитова транспозиция вектора чистого отклика), а  - ковариационная матрица искажений, основанная на результатах определения корреляций искажений, выполненных на шаге 102.
Как отмечено на шаге 102, общие корреляции искажений включают в себя несколько членов, представляющих различные источники искажения. Таким образом, в одном варианте корреляции искажений  выражаются в виде
<img file="00000012.tif" he="6" wi="24" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (4)
0
pulse
0
pulse
где - член корреляции искажений из-за сигналов данных, который фиксирует помехи из-за сигнала (сигналов) каналов данных, - член корреляции искажений из-за других сигналов, который фиксирует помехи из-за сигналов других каналов (например, речь, вещание, служебные сигналы и т.д.), и  - член корреляции искажений из-за помех от других сот и шума, который фиксирует комбинацию помех от других сот и шума. Если помехи от других сот можно аппроксимировать как белый шум, то тогда  является диагональной матрицей, заданной выражением = NR, где N - спектральная плотность мощности шума плюс помехи от других сот, а R - автокорреляция формы импульса. (Заметим, что тильда-нотация связана с неявным масштабированием, обсужденным для вектора чистого отклика, показанного в уравнении (1).)
Ковариационная матрица искажений разделяется на несколько членов для отражения того обстоятельства, что каналы данных и речи проходят по каналам с различными замираниями. Также заметим, что выражение в уравнении (4) неявно предполагает, что вычитание пилот-сигнала выполняется в приемнике 16, так что компонента помех из-за пилот-сигналов отсутствует. Если приемник 16 не выполняет вычитание пилот-сигнала, то в корреляциях искажений, , будет содержаться член  искажений из-за пилот-сигнала.
Вышеуказанный подход может быть конкретно реализован в соответствии с множеством различных архитектур передатчиков и приемников. Например, на фиг.5 показана структура передачи S-PARC для передатчика 12, иллюстрирующая передачу N субпотоков сигнала данных от M передающих антенн 14 (N≤M). Показанный вариант S-PARC для передатчика 12 содержит 1:N демультиплексор 22, множество кодеров/модуляторов/расширителей 24, селектор 26 антенн, первый сумматор 28 и дополнительные сумматоры с 30-1 по 30-М, соответствующие передающим антеннам с 14-1 по 14-М.
При работе демультиплексор 22 разделяет информационный поток, например битовый поток HS-DSCH, на N субпотоков, которые поступают в соответствующие кодеры/модуляторы/расширители 24. Селектор 26 антенн выбирает поднабор антенн 14 для передачи результирующих субпотоков, выходящих из кодеров/модуляторов/расширителей 24. Сумматор 28 объединяет первый из этих субпотоков с другими сигналами (речь, служебные сигналы, сигналы управления и т.д.) для передачи от первой из антенн 14, а сумматоры с 30-1 по 30-М привязывают каждый из М пилот-сигналов к соответствующей антенне из М передающих антенн 14.
В структуре S-PARTS демультиплексор 22, кодеры/модуляторы/расширители 24 и селектор 26 антенн функционируют, реагируя на данные обратной связи о качестве каналов (например, обратная связь с индикатором качества каналов (CQI)) приемника 16. Таким образом, передатчик 12 в общем случае пытается обеспечить максимум пропускной способности (или какого-либо другого показателя обслуживания) путем выбора количества субпотоков, скорости кодирования и формата модуляции, а также конкретного поднабора передающих антенн в зависимости от данных обратной связи о качестве каналов, получаемых от приемника.
В системе S-PARС (также как в других системах MIMO) операции оценки качества каналов приемником усложняются благодаря тому обстоятельству, что сигналы данных, пилот-сигналы и другие сигналы проходят по каналам с различными замираниями. Например, на фиг.5 показано, что сигналы данных передаются от выбранного поднабора антенн 14, другие сигналы передаются только от первой из антенн 14, а пилот-сигналы передаются от всех антенн 14. Последнее необходимо, чтобы иметь возможность оценить в приемнике 16 все каналы.
Оценка CQI дополнительно усложнена тем фактом, что множество расширяющих кодов, используемых для HSDPA, повторно используются на различных передающих антеннах во избежание проблемы ограничения по кодам. В результате отношение SINR, измеренное приемником 16 для каждого из каналов пилот-сигналов (для которых повторное использование кодов не применяется), не связано простым соотношением с отношениями SINR, которые наблюдались бы в канале данных, если бы приемник принимал запланированные передачи сигналов данных. Кроме того, в некоторых архитектурах приемников используется подавление помех для сигналов данных, что автоматически не учитывается в оценке качества канала на основе пилот-сигнала. Еще более важная проблема состоит в том, что приемник 16 обычно должен сообщать сведения о CQI для одного или нескольких вариантов выбора передающих антенн, которые, как правило, отличаются от текущего выбранного поднабора передающих антенн. Это обстоятельство возникает в связи с тем, что всем приемникам, обслуживаемым в рамках совместно используемого сигнала данных, возможно, потребуется передать сведения о CQI, даже если они не запланированы для работы, и результат текущего выбора антенн является действительным только для запланированного приемника.
Первый детальный подход к обеспечению улучшенной оценки качества каналов, предложенный здесь для систем MIMO (и систем с множеством входов и одним выходом (MISO)), можно считать полнопараметрическим способом, при котором для формирования ковариационной матрицы искажений, представляющей корреляции искажений, учитываемые приемником 16 при оценке им качества каналов, используют параметрические формы для всех помех своей соты (сигналы данных, речевые сигналы, пилот-сигналы), а также помех от других сот.
Поскольку ковариационная матрица искажений формируется «с нуля» необходимо исключить влияние текущего выбранного поднабора передающих антенн 14 передатчика. Вместо этого матрица может быть сформирована непосредственно для всех возможных поднаборов передающих антенн, для которых приемник 16 собирается выдавать сообщения о CQI. Преимущество этого подхода заключается в том, что при этом нет необходимости в том или ином способе коррекции смещения, необходимом для частично-параметрического способа, описанного ниже. Однако альтернатива состоит в том, что не фиксируется окраска помех от других сот. Поскольку оценки каналов распространения сигналов недоступны для других окружающих сот сети 10 радиосвязи, то при построении ковариационных матриц искажений, которые можно использовать для представления корреляций искажений, практически выгодно моделировать помехи от других сот в виде белого шума. (Заметим, что термин «корреляции искажений» можно рассматривать как частично взаимозаменяемый по отношению к термину «ковариационная матрица искажений», но следует понимать, что обсуждаемые здесь способы не ограничены использованием ковариационных матриц.)
При построении ковариационных матриц искажений обычно необходимо соответствующим образом масштабировать различные компоненты (данные, пилот-сигналы, речь и помехи от других сот). Для систем MIMO и MISO требуется отдельное масштабирование, поскольку, как упоминалось выше, данные, пилот-сигналы и другие сигналы проходят по каналам с различными замираниями. Этот процесс описывается в контексте архитектуры приемника типа «универсальная гребенка приемников RAKE (G-RAKE)» с последовательным подавлением помех (SIC), показанной на фиг.6 для конфигурации передатчика S-PARC, показанной на фиг.5.
В частности, на фиг.6 показана схема 38 приемника SIC G-RAKE, которая может быть реализована в приемнике 16 и которая обеспечивает последовательное подавление помех для полученного мультикодового сигнала данных, включенного в составной сигнал (сигналы), принятый через одну или несколько антенн 18 приемника 16. Показанный вариант схемы 38 приемника содержит множество ступеней подавления помех с 40-1 по 40-4 (при необходимости или по желанию может быть реализовано другое количество ступеней), причем все кроме последней из указанных ступеней содержат схему 42 сжатия, схему 44 детектирования сигнала, схему 46 восстановления сигнала и схему 48 суммирования; при этом в последней ступени 40-4 элементы 46 и 48 опущены.
В одном или нескольких вариантах n-я ступень 40 схемы 38 приемника принимает входной сигнал ступени, который получают из принятого составного сигнала (сигналов). Сигнал подавления из предыдущей ступени 40-(n-1) удаляет помехи, вызванные сигналом, детектированным этой предыдущей ступенью, и выполняются операции со сжатыми значениями этого входного сигнала ступени с уменьшенными помехами.
В контексте предлагаемой здесь оценки качества каналов различные оценки качества каналов создаются в разных ступенях 40 для отражения результатов последовательного подавления помех. Результаты последовательного подавления помех также отражаются в весах RAKE-объединения, созданных на каждой ступени. Например, схема 44 детектирования сигнала, входящая в состав ступени 40-n, вычисляет корреляции искажений между сжатыми значениями входного сигнала ступени, поданного в ступень 40-n. Эти корреляции искажений используются вместе с чистыми оценками каналов, то есть векторами чистого отклика, для формирования объединенных весов, которые в свою очередь используют для формирования объединенного сигнала путем RAKE-объединения различных потоков сжатых значений входного сигнала ступени. С помощью выровненных по-разному отводов блока сжатия RAKE (то есть с помощью нескольких корреляторов, настроенных на разные временные совмещения относительно полученного составного сигнала) создаются различные потоки.
Объединенные сжатые значения, то есть RAKE-объединенный сигнал, демодулируется для получения «мягких» значений, соответствующих оценкам битов, обнаруженных в интересующем сигнале. Интересующий сигнал может содержать кодированные биты, и в этом случае «мягкие» значения могут быть декодированы для получения декодированных битов. Ступень 40-n создает биты на основе «мягких» значений, либо формируя «жесткие» решения непосредственно на основе «мягких» значений демодуляции для получения жестко определенных битов, либо путем повторного декодирования битов, полученных из «мягких» значений. Каждая ступень может включать в себя схему декодера для получения декодированных битов из «мягких» значений, полученных в результате демодуляции RAKE-объединенного сигнала, либо для этого можно использовать централизованный декодер. Хотя повторное кодирование декодированных битов для получения кодированных битов, необходимых для операций восстановления сигнала и подавления, потребует дополнительной обработки, использование повторно кодированных битов имеет преимущество из-за коррекций ошибок, выполненных во время декодирования «мягких» значений. Использование повторно кодированных битов для создания сигнала подавления для следующей ступени может дать более надежный сигнал подавления, чем сигнал, формируемый из кодированных битов, полученных путем применения логики «жесткого» решения непосредственно к «мягким» значениям.
Фиг.7 помогает лучше понять вышеописанные устройство и способы, поскольку здесь в качестве примера показаны конкретные детали для одной из ступеней 40. (Заметим, что эта иллюстрация в общем случае подходит для всех ступеней 40, но следует понимать, что последняя ступень в этом ряду может быть сконфигурирована без схемы 46 восстановления сигнала и т.д.) Как показано на фиг.7, примерная схема 44 детектирования сигнала содержит схему 50 объединения, генератор 52 объединенных весов, блок 54 оценки корреляций искажений, блок 56 оценки каналов, демодулятор 58 и, но не обязательно, декодер 60. Блок 54 оценки корреляций искажений и блок 56 оценки каналов может содержать часть вышеупомянутой обрабатывающей схемы (схем), которая может быть распределена по ступеням 40 или продублирована в целом или частично в каждой ступени 40 для выполнения оценки качества каналов согласно предложенным здесь способам.
Из рассмотрения дополнительных деталей ступеней видно, что схема 46 восстановления сигнала может содержать процессор 62 «жесткого» решения и блок 64 восстановления сигнала для обеспечения сигнала подавления для следующей ступени 40 схемы 38 SIC G-RAKE. Как альтернатива процессору 62 «жесткого» решения, если часть детектирования схемы 38 включает в себя декодер 60, схема 46 восстановления сигнала может включать в себя блок 66 повторного кодирования. Конечно, следует понимать, что показанная функциональная компоновка может быть при необходимости изменена. Например, декодер 60 может располагаться в схеме 46 восстановления и может выдавать декодированные биты, соответствующие детектированному сигналу для ввода в блок 66 повторного кодирования (и в схемы обработки более высокого уровня, если это необходимо или желательно).
Независимо от варианта компоновки схема 50 объединения принимает различные потоки сжатых значений, которые содержат входной сигнал ступени (либо они выводятся из этой схемы), и формирует RAKE объединенный сигнал путем объединения сжатых значений в соответствии с векторами весов объединения, созданными генератором 52 весов объединения. Эти объединения веса вычисляются по меньшей мере частично из корреляций искажений между сжатыми значениями входного сигнала ступени и из чистого канального отклика (откликов), связанного с интересующим сигналом, то есть сквозным каналом, включая форму импульса фильтра передатчика/приемника и эффекты распространения.
Когда блок 56 оценки каналов, который, как здесь показано, может быть реализован для каждой ступени или реализован где-либо в приемнике 16, обеспечивает необходимые оценки каналов, блок 54 корреляций искажений создает необходимые оценки корреляций искажений. В частности, блок 54 корреляций искажений может вычислить корреляции искажений для соответствующей ступени 40-n в соответствии с общим способом, схематически представленным на фиг.4. Другими словами, корреляции искажений и, следовательно, веса объединения и оценки качества каналов, вычисленные на каждой ступени, привязаны к конкретной ступени и отражают последовательно уменьшенные уровни помех в ряде ступеней 40.
Конечно, функциональные возможности блока 54 корреляции искажений могут быть реализованы для поддержки оценки корреляции искажений на интервалах, когда работа приемника 16 не запланирована. Во время указанных интервалов приемник 16 обычно не выполняет демодуляцию/декодирование, но сообщает сведения о качестве каналов. То есть на интервалах, не запланированных для работы, приемник 16 обычно не выполняет операции демодуляции/декодирования на основе SIC, но все еще выполняет оценку корреляции искажений для сообщения сведений о CQI.
ds/ps
os/ps
В соответствии с детальной структурой SIC G-RAKE на фиг.6 и 7 формирование отношений сигнал-помехи (SINR), лежащих в основе оценки качества каналов, начинается с определения отношения β мощности передачи данных к мощности передачи пилот-сигналов в виде отношения суммарной мощности передачи, выделенной сигналу канала данных в передатчике 12, к суммарной мощности передачи, выделенной всем пилот-сигналам в передатчике 12. Аналогично отношение β мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов представляет собой отношение суммарной мощности передачи, выделенной всем другим сигналам (речь, сигналы управления, служебные сигналы и т.д.) в передатчике 12, к суммарной мощности передачи, выделенной всем пилот-сигналам.
ds
os
ps
ds
os
ps
ds
os
ps
Далее можно определить ряд распределений мощности передачи, учитываемых при оценке качества каналов. Сначала можно обозначить векторы a, a и a длиной M как распределение мощностей сигналов данных, других сигналов и пилот-сигналов по передающим антеннам 14, причем m-е элементы обозначены соответственно как a(m), a(m) и a(m). Например, пусть имеется M=4 передающих антенны 14, а сигналы данных передаются от антенн 2 и 4 передатчика 12. Кроме того, пусть все другие сигналы передаются от антенны 1, и 15% суммарной мощности передачи выделено пилот-сигналом, по 5% для каждой из антенн 1 и 2 и по 2,5% для каждой из антенн 3 и 4. В этом случае a=[0 1/2 0 1/2], где коэффициент 1/2 учитывает тот факт, что мощность сигнала данных делится поровну между двумя выбранными в данный момент антеннами из числа передающих антенн 14. Кроме того, a= [1 0 0 0] и a=[1/3 1/3 1/6 1/6]. По определению сумма элементов каждого вектора распределения мощности равна единице.
n
1
2
Теперь можно записать отношение SINR для n-й ступени схемы 38 приемника SIC G-RAKE, которое обозначено как ρ(n). Это значение представляет истинное отношение SINR, которое пытается оценить приемник 16, поддерживая гарантированную обратную связь по качеству каналов. n-я ступень связана с конкретной антенной из передающих антенн 14 с индексом как m. Например, если для передачи данных выбраны передающие антенны 2 и 4, то имеются две ступени для схемы 38 приемника SIC G-RAKE. Если предположить, что порядок таков, что поток данных на антенне 2 сначала декодируется первым, а поток на антенне 4 декодируется вторым, то тогда индексом антенны для ступени-1 будет m=2, а для ступени-2 m=4. При использовании такого обозначения SINR на одну элементарную посылку на код для некоторого произвольного результата выбора антенны в передатчике 12 задается в виде
<img file="00000019.tif" he="14" wi="71" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (5)
p
p
где, как и в уравнении (3), K - количество мультикодов, выделенных каналу данных (повторно используемых по активным антеннам), а N- коэффициент расширения, используемый для каналов пилот-сигналов, например, N=256 в стандарте WCDMA. Однако,  представляет собой вектор чистого отклика, соответствующий m-й передающей антенне для n-й ступени схемы 38 приемника SIC G-RAKE, а  - ковариационная матрица искажений, соответствующая n-й ступени. Запись с тильдой для  и  используется для подчеркивания того факта, что коэффициенты усиления канальных ответвлений (от которых зависят чистый отклик и ковариация искажений) масштабируются энергией пилот-сигнала на символ. Чистый отклик и ковариация искажений выражаются таким способом потому, что они в этом варианте сформированы параметрически с использованием канальных оценок, полученных из сжатых символов пилот-сигнала, которые содержат в неявном виде указанное масштабирование.
Более подробно ковариационная матрица искажений для n-й ступени задается в виде
<img file="00000024.tif" he="7" wi="31" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (6)
o
pulse
где  фиксирует помехи из-за канала данных,  фиксирует помехи из-за других каналов, а  фиксирует комбинацию помех от других сот и шума. Если помехи от других сот можно аппроксимировать как белый шум, то тогда, как было замечено ранее,  является диагональной матрицей, заданной выражением =NR.
Ковариационная матрица искажений делится на несколько членов для отражения того факта, что сигнал данных и другие сигналы проходят по каналам с разными замираниями между передатчиком 12 и приемником 16 и что подавление SIC применяется только к сигналу данных, так что  является функцией индекса n ступени. Выражение в уравнении (6) в неявном виде предполагает, что в схеме 38 приемника SIC G-RAKE выполняется вычитание пилот-сигнала, так что компонента помех из-за пилот-сигналов отсутствует. Если необходимо, то могут быть включены корреляции искажений из-за пилот-сигналов в виде ковариационной матрицы  искажений из-за пилот-сигналов.
Часть ковариационной матрицы для других сигналов задается в виде
<img file="00000028.tif" he="14" wi="52" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (7)
где , заданная ниже в уравнении (9), фиксирует помехи из-за межсимвольных помех (ISI) и помех из-за множественного доступа (MAI) от m-й передающей антенны. Часть ковариационной матрицы искажений из-за сигналов данных с учетом подавления SIC задается в виде
<img file="00000030.tif" he="23" wi="118" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (8)
s
Здесь A(n) обозначает поднабор активных передающих антенн на n-й ступени, для которой уже выполнено подавление помех из-за данных. Первый член этого выражения фиксирует помехи из-за повторного использования кодов, которые еще не были подавлены, причем этот член масштабируется с помощью коэффициента расширения, использованного для канала данных, то есть N=16 для HSDPA. Второй член относится к помехам ISI/MAI от передающих антенн, которые еще не подавлены. Элементы матрицы  для ISI/MAI задаются в виде
<img file="00000032.tif" he="15" wi="117" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (9)
Приемник 16 должен сначала оценить, а затем передать квантованные версии SINR ρ(n) для одной или нескольких ступеней 40 схемы 38 приемника SIC G-RAKE для одного или нескольких различных вариантов выбора передающих антенн, то есть для одного или нескольких желаемых поднаборов передающих антенн 14. Таким образом, ключевой частью этой оценки для приемника 16 является оценка SINR, как если бы он обслуживался каждым поднабором передающих антенн 14, для которого приемник 16 сообщает сведения об оценках качества каналов. Сообщенные данные о качестве каналов используют в передатчике при планировании работы пользователей (то есть приемник 16 и другие указанные приемники обслуживаются по сигналу HSDPA, который передается передатчиком 12). Таким образом, оценки SINR от приемника 16 не должны (что было бы неправильным) зависеть от текущего результата выбора антенн в передатчике 12. То есть наилучший вариант выбора передающих антенн для приемника 16 скорее всего не совпадает с текущим вариантом выбора передающих антенн, который используется в данный момент для обслуживания другого пользователя.
ds
ds
С этой точки зрения, напомним, что распределение a мощности передающих антенн для сигналов данных является функцией выбора антенн. Поскольку приемник 16 передает сообщения об отношениях SINR для одного или нескольких желаемых вариантов выбора антенн, он знает a и может быть сконфигурирован в предположении равномерного распределения мощности по выбранным передающим антеннам для данного результата выделения суммарной мощности сигналов данных в передатчике 12; то есть какая бы мощность передачи ни использовалась в совокупности для передачи сигнала данных, указанная мощность равномерно делится среди любого рассматриваемого поднабора передающих антенн.
ds
При этом подходе приемник 16 исключает влияние текущего выбора передающих антенн, параметрически формируя ковариационную матрицу  и вектор  чистого отклика и вычисляя SINR ρ(n) непосредственно по уравнению (5). Такая оценка качества каналов выполняется для одного или нескольких вариантов выбора a передающих антенн, для которых приемник 16 собирается сообщить данные об SINR. Например, приемник 16 может вычислить отношения SINR для различных вариантов выбора антенн и выбрать наилучший один или более вариантов, по которым передавать сведения о SINR. Термин «наилучший» может означать вариант(ы) выбора антенн, максимизирующие либо сами отношения SINR, либо некоторые функции этих SINR, например скорость передачи данных. Конечно, вместе с сообщениями о SINR приемник 16 обычно должен обеспечить обратную связь для варианта (вариантов) выбора антенн, которым соответствуют SINR, так что передатчик 12 может выбрать подходящий поднабор передающих антенн 14 для передачи от них сигнала данных на приемник 16 в следующий запланированный интервал времени для этого приема.
lmp
Первым шагом при оценке качества каналов для приемника 16 является оценка задержек τканальных ответвлений, которая может быть выполнена с использованием стандартных способов поиска траекторий. Следующим шагом является оценка масштабированных коэффициентов усиления  ответвлений каналов путем сжатия канала пилот-сигнала от каждой передающей антенны и использования сведений о конфигурациях символов пилот-сигналов. Поскольку значения сжатых пилот-сигналов всегда масштабированы в соответствии с энергией символа пилот-сигнала, оцененные коэффициенты усиления канальных ответвлений масштабируются в неявном виде, что дополняет вычисление параметрических форм для ковариационной матрицы чистого отклика и искажений в уравнении (1) и уравнении (6).
m
q
При наличии вычисленных таким образом оценок коэффициентов усиления и задержек ответвлений вектор hчистого отклика в уравнении (1) можно вычислить непосредственно для данного набора местоположений отводов (τ). Также можно непосредственно вычислить часть ISI/MAI ковариационной матрицы искажений, то есть  в уравнении (9) для выбранных местоположений отводов.
Остальными параметрами, необходимыми для вычисления оценок качества каналов в приемнике 16, то есть вычисления значений ρ(n), являются следующие:
ds/ps
отношение β мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и количество мультикодов K;
оs/ps
os
отношение β мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределение a мощности других сигналов;
рs
распределение a мощности передающих антенн для пилот-сигналов;
oc
корреляции R искажений из-за помех от других сот.
ds/ps
Что касается первого пункта в указанном списке, то по меньшей мере в одном варианте приемник 16 использует предварительно согласованные или номинальные значения для β и K. Поскольку SINR ρ(n) изменяется линейно в зависимости от обоих этих параметров, передатчик 12 может масштабировать значения SINR, которые были сообщены приемником 16, в соответствии с действительными значениями, используемыми им во время планирования.
ds/ps
В другом варианте передатчик сигнализирует о действительном отношении βмощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов по прямой линии связи, а приемник 16 сконфигурирован для приема указанной сигнальной информации. Пока отношение мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов значительно не изменилось в течение выбранной задержки на сигнализацию, то есть на интервале между обновленными сигнальными значениями, этот подход дает хорошую точность. Естественно, что в качестве сигнального значения можно также использовать количество кодов K.
os/ps
ds/ps
Стандарт WCDMA уже включает в себя обеспечение сигнализации об отношении мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, но эта сигнализация обычно выполняется не очень часто. Одной причиной для более частой сигнализации об отношении мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов является то, что это упрощает оценку отношения β мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов в приемнике 16, как обсуждается ниже. Если предположить, что обеспечена сигнализация от передатчика к приемнику, то можно полагать, что приемник 12 имеет информацию о действительном значении β в приведенных ниже вычислениях.
os/ps
Что касается второго пункта в вышеуказанном списке, то можно полагать, что передатчик 12 передает на приемник 16 сигналы по прямой линии связи, которые включают в себя отношение β мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, и что приемник 16 сконфигурирован для приема указанных значений посредством сигнализации от передатчика. Указанная сигнализация упрощает оценку качества канала в приемнике 16 за счет добавленной сигнализации по прямой линии связи, выполняемой передатчиком 12.
os/ps
os
os
В альтернативном варианте передатчик 12 не передает сигнал об отношении βмощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, а приемник 16 сконфигурирован для оценки этого отношения. При поддержке указанной оценки передатчик 12 может быть сконфигурирован для сигнализации о распределении a мощности передающих антенн для других сигналов на приемник 16. Поскольку это распределение обычно изменяется нечасто или не изменяется вовсе, передача сигнала о распределении может выполняться нечасто или даже один раз, например при установке вызова. Например, если передатчик 12 сконфигурирован таким образом, что мощность всех других сигналов передается все время от антенны 1 из числа передающих антенн 14, то тогда a(m)=1 для m=1 и равно 0 в противном случае. Таким образом, указанные ниже вычисления предполагают, что приемник 16 имеет информацию о распределении мощности передающих антенн для других сигналов независимо от того, предполагается ли для этого значение по умолчанию или принимаются ли эти данные посредством сигнализации от передатчика 12.
ps
ps
Что касается третьего члена в вышеуказанном списке, то предположим, что приемнику 16 также известно распределение aмощности передающих антенн для пилот-сигналов. Поскольку это значение обычно со временем не изменяется, сигнализация об этом распределении от передатчика 12 на приемник 16 может быть выполнена один раз при установке вызова. В альтернативном варианте для a может быть принято значение по умолчанию либо это значение может быть оценено посредством усреднения на очень длинном временном интервале.
oc
0
pulse
0
0
Что касается четвертого члена в вышеуказанном списке, то обсуждаемый в данный момент вариант приемника сконфигурирован в предположении, что помехи от других сот аппроксимируется белым шумом. Таким образом, корреляции искажений от других сот могут быть выражены как R=NR, где N - спектральная плотность мощности шума плюс помехи от других сот. Поскольку N обычно не известно, приемник 16 сконфигурирован для его оценки при поддержке вычислений корреляций искажений и оценок качества каналов. В приемнике 16 может быть реализовано любое количество методов оценки шума, но здесь далее подробно описывается два предпочтительных метода: в основе одного лежит подход на основе максимального правдоподобия (ML), а другого - подход на основе максимального собственного вектора.
0
os/ps
С учетом вышеуказанных оценок, стандартных предположений и/или наличия сигнализации можно видеть, что по меньшей мере в одном варианте приемник 16 имеет все необходимое для оценки качества каналов за исключением N и β.
os/ps
r
r
Приемник 16 может быть сконфигурирован для оценки β путем оценки на первом шаге ковариационной матрицы на основе отсчетов элементарных посылок полученного (составного) сигнала до сжатия. Эта ковариационная матрица может быть обозначена как R. Ковариационная матрица отсчетов элементарных посылок имеет ту же размерность, что и ковариационная матрица  искажений. Кроме того, задержки полученного сигнала, используемого при вычислении R, будут такими же, как задержки, используемые для оценки . Оценку получают путем простого усреднения векторного произведения вектора r(i) задержанных отсчетов элементарных посылок на множестве позиций в заданном временном окне, например на одном интервале времени транспортировки (TTI) в стандарте W-CDMA, то есть
<img file="00000034.tif" he="10" wi="33" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (10)
r
Поскольку в одном интервале TTI имеется большое количество отсчетов элементарных посылок, можно получить очень хорошую оценку R. Для получения среднего значения, а также, например, окна передачи переменной длительности, экспоненциально взвешенного среднего и т.д. в других вариантах приемника 16 могут использоваться другие подходы. Независимо от этого истинное значение для ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок задается в виде
<img file="00000035.tif" he="11" wi="49" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (11)
T/P
m
где α(m) называется отношением трафик - пилот-сигнал и определяется как отношение совокупной мощности сигналов данных, других сигналов и пилот-сигналов на m-й антенне к мощности пилот-сигналов на m-й антенне. Матрица  имеет ту же форму, что и матрица R, определенная в уравнении (9). Единственным отличием является то, что при внутреннем суммировании в уравнении (9) член k=0 не должен быть исключен. Это отличие возникает потому, что понятие об ортогональности кода до сжатия отсутствует.
os/ps
Приемник 16 может быть сконфигурирован для оценки отношения βмощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов на основе выражения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в уравнении (11) в следующей объединенной форме:
<img file="00000036.tif" he="14" wi="99" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (12)
r
os/ps
os/ps
В приведенной выше формуле Rявляется функцией отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов β, подлежащего оценке. Когда приемник 16 оценивает ковариационную матрицу отсчетов элементарных посылок, результат будет представлять собой функцию вектора текущего распределения мощности передающих антенн для сигналов данных, обозначенного как , который не обязательно будет совпадать с вектором, соответствующим варианту (вариантам) выбора передающих антенн, посредством которых приемник 16 желает передавать сообщения об отношениях SINR. Следовательно, при оценке βвектор  считается неизвестным, поэтому выполняется его оценка.
oc
0
pulse
0
os/ps
0
0
0
Для оценки приемник 16 может быть сконфигурирован для моделирования помех от других сот в виде белого шума, то есть R=NR. Строго говоря, уровень Nшума в общем случае не известен, но приемник 16 может избежать необходимости поиска в очень большом пространстве, посчитав уровень шума известным. Начальную оценку уровня шума можно получить, используя любой из двух независимых подходов, описанных в следующих двух подразделах. Уточненную оценку уровня шума можно получить итеративным путем, формируя сначала оценку ML для βи  с использованием начальной оценки для N. Затем эти два параметра можно рассматривать как известные значения, а оценку ML можно повторить за исключением того, что в это время Nсчитается неизвестным. Приемник 16 может повторять этот итеративный процесс столько раз, сколько потребуется для уточнения оценок βos/ps и N.
Для оценки отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов с использованием подхода ML приемник 16 может определить логарифмическое отношение максимального правдоподобия (подлежащего максимизации) в виде , где
<img file="00000040.tif" he="5" wi="47" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (13)
r
является конкатенацией N векторов задержанных отсчетов элементарных посылок на различных позициях внутри интервала TTI. При обработке можно предположить, что r(i) является случайным гауссовым комплексным вектором с нулевым средним с ковариационной матрицей R. Дополнительно предполагается, что значения r(i) разнесены достаточно далеко от  для i≠j. При этих предположениях логарифмическое отношение максимального правдоподобия задается в виде
<img file="00000042.tif" he="7" wi="62" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (14)
r
где tr[A] - след матрицы, а log(A) - логарифм матрицы, но не логарифм элементов A. В этом выражении R вычисляется через уравнение (5) с использованием оценок каналов в параметрической форме для . Ковариационная матрица  отсчетов оценивается через уравнение (10).
M
os/ps
os/ps
Для обеспечения максимума логарифмического отношения максимального правдоподобия выражение  должно вычисляться для всех возможных значений гипотезы . Вектор  распределения мощности является дискретным и поэтому имеет только конечное количество значений, а если точно, то 2. Другая гипотеза βявляется непрерывной, так что можно выполнить квантование для сведения ее к конечному количеству значений. Чем меньше шаг квантования, тем большее пространство потребуется для поиска, что указывает на необходимость поиска компромисса между сложностью и точностью. Требуемым результатом максимизации является наиболее вероятное значение β, но в этом процессе также получают результат  текущего выбора антенн. Как упоминалось ранее, для этого не требуется, чтобы приемник 16 передавал сообщения о качестве каналов (например, сообщение о SINR), поскольку приемник 16 обычно формирует ковариационные матрицы искажений на основе вариантов выбора  антенн, который он сделал.
ds/ps
os/ps
ds/ps
Сведения об отношении β мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, полученные в результате сигнализации по прямой линии связи, упрощают оценку ML для β, поскольку если отношение мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов было не известно, то тогда гипотеза будет иметь более высокую размерность и пространство поиска станет гораздо больше. Концептуально это не представляет проблемы, и приемник 16 может использовать вышеуказанную формулу для оценки β, если его значение было неизвестным.
0
r
oc
0
pulse
Таким образом, задачей приемника остается выполнить рабочую оценку уровня Nшума. Для этого можно использовать ряд подходов, но раскрытые здесь способы включают в себя два предпочтительных подхода к требуемой оценке шума. Оба подхода основаны на оцененной ковариационной матрице  отсчетов элементарных посылок. Сначала находится решение по методу наименьших квадратов (LS) с использованием формы ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в уравнении (11). При этом подходе приемник 16 заменяет Rв левой части на ее оценку  и моделирует помехи от других сот как белый шум, так что R=NR. Кроме того, вычисляется  в правой части с использованием оценок каналов в параметрической форме для этой матрицы в уравнении (9).
T/P
0
В результате получают систему из множества уравнений только с M+1 неизвестными, то есть M отношениями α(m) трафик - пилот-сигнал и уровнем N шума. Эта система может быть представлена в виде Ax=b, где
<img file="00000047.tif" he="7" wi="66" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (15)
- вектор неизвестных. n-й элемент вектора b задается (p,q)-м элементом матрицы , а n-я строка матрицы A задается в виде
<img file="00000048.tif" he="12" wi="116" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (16)
где  - (p,q)-й элемент , а - дельта-функция. Решение LS для системы уравнений выглядит следующим уравнением:
<img file="00000051.tif" he="5" wi="27" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (17)
Имеется значительная свобода при выборе элементов матриц для формирования A и b. Минимальное количество элементов, которое может обеспечить решение указанной системы уравнений, составляет M+1. Однако использование значительно большего количества элементов улучшает качество усреднения шума. Одним из примеров является выбор элементов, соответствующих нескольким начальным диагоналям каждой матрицы . Пригодные уравнения обеспечиваются только главной диагональю и верхними диагоналями, поскольку матрица  является эрмитовой.
0
Оценка уровня шума с использованием подхода LS имеет тенденцию к смещению оценки, причем это смещение особенно очевидно при больших отношениях сигнал-шум (SNR), когда уровень шума относительно мал по сравнению с отношениями трафик - пилот-сигнал, и оценка N«абсорбирует» относительно большое количество шума из-за несовершенных оценок каналов, используемых для вычисления . В результате получается положительное смещение (переоценка уровня шума), которое является возрастающей функцией SNR. Функция смещения зависит от дисперсии ошибки оценки канала и типа самого канала. Если известна статистика смещения для данной среды, то тогда приемник 16 может улучшить оценку уровня шума, применив корректирующий коэффициент для этой оценки, который уменьшает смещение. Например, корректирующий коэффициент может представлять собой определенный процентиль случайного смещения. С точки зрения передачи сведений о CQI лучше всего выбрать процентиль таким образом, чтобы уровень шума был слегка переоценен, так чтобы окончательная оценка SINR, сообщаемая приемником 16, была слегка недооценена. Таким образом, процесс адаптации линии связи в передатчике 12 не становится излишне интенсивным, что позволяет избежать избыточного количества повторных передач от передатчика 12 на приемник 16.
r
r
Второй подход, который может быть реализован в приемнике 16, предполагает оценку шума на основе вычисления собственных значений оценки ковариационной матрицы R отсчетов элементарных посылок. Пока размерность R много больше M, максимальные собственные значения соответствуют сигнальной компоненте, а минимальные - шумовой компоненте. Следовательно, оценкой уровня шума является просто минимальное собственное значение оцененной ковариационной матрицы  элементарных посылок. В альтернативном варианте в некоторых случаях оценка может быть улучшена путем усреднения нескольких минимальных собственных значений.
При частично-параметрическом подходе к оценке качества каналов, в отличие от полнопараметрического подхода, где для формирования корреляций искажений использовались параметрические формы для помех собственной соты и от других сот, в параметрической форме представлена только та часть корреляций искажений, которая возникает из-за помех от сигналов данных. Эти части других сигналов в той же соте и сигналы других сот являются непараметрическими в том смысле, что в оценках корреляции искажений используются измеренные значения.
При этом частично-параметрическом подходе сначала оценивается ковариационная матрица полученных отсчетов элементарных посылок до сжатия. В альтернативном варианте ковариационная матрица искажений может быть оценена с использованием сжатых пилот-символов. Однако первое отличается меньшим шумом, поскольку в одном интервале TTI гораздо больше отсчетов элементарных посылок, чем пилот-символов, используемых для формирования оценки. В любом варианте, поскольку на часть ковариационной матрицы из-за канала данных влияет выбранный в данный момент поднабор передающих антенн, эта часть исключается, и остаются искажения только из-за других сигналов, пилот-сигналов и помех от других сот. Если в приемнике 16 используется вычитание пилот-сигнала, то тогда искажение из-за пилот-сигналов можно также исключить. В этом случае результирующая ковариационная матрица искажений дополняется путем возвращения части, которая обусловлена каждым возможным поднабором передающих антенн, для которых приемник 16 желает передать сведения о CQI.
Если предположить, что в приемнике 16 для канала данных используется подавление SIC, то дополнение матрицы обрабатывается отдельно для каждой ступени 40 схемы 38 приемника SIC G-RAKE. Указанное дополнение можно выполнить путем использования параметрических форм ковариационной матрицы искажений, которые можно вычислить, применив оценки канальных коэффициентов и задержек. Как только сформированы дополненные ковариационные матрицы искажений, вычисляется отношение SINR для каждой ступени 40 схемы 38 приемника SIC G-RAKE.
Одним из преимуществ этого подхода является то, что он в неявном виде фиксирует окраску помех от других сот. Это желательно с точки зрения подавления помех, поскольку схема 38 приемника SIC G-RAKE способна использовать окраску и частично подавляет помехи от других сот. Заметим также, что удаление компоненты корреляции искажений, связанной с текущим вариантом выбора передающих антенн, должно быть намеренно смещено, чтобы избежать «избыточного вычитания», которое в некоторых случаях может привести к отрицательно определенной ковариационной матрице искажений.
r
Если более подробно, то приемник 16 устраняет влияние передающих антенн 40, являющихся активными для запланированного на данный момент приемника, из оценки ковариационной матрицы R отсчетов элементарных посылок. Затем приемник 16 дополняет результирующую матрицу, возвращая компоненты, связанные с вариантом (вариантами) выбора передающих антенн, для которых он желает передать сведения о значениях SINR.
r
Для лучшего понимания этого подхода его анализ можно начать с рассмотрения формы для R, содержащейся в уравнении (12). Заметим, что это уравнение является функцией матрицы . В отличие от нее ковариационная матрица искажений в уравнении (6), которая была необходима для вычисления SINR в единицах , не включает в себя член «k=0» из-за использования ортогональных расширяющих кодов (см. уравнение (9)). Однако уравнение (12) можно переписать в единицах , выделив член «k=0» следующим образом:
<img file="00000052.tif" he="34" wi="84" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (18)
Для исключения влияния текущего варианта выбора антенн (а также пилот-сигналов) приемник 16 может быть сконфигурирован для выполнения следующего вычитания:
<img file="00000053.tif" he="28" wi="56" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (19)
<img file="00000054.tif" he="14" wi="53" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (20)
оs/ps
oc
Заметим, что если нет речевых и «других» сигналов для учета в уравнении (20), то тогда члена β не будет и уравнение сократится до члена R.
os,oc
os,oc
T/P
r
На практике приемник 16 может оценить R, использовав уравнение (19), поскольку оценки всех параметров известны. В частности, отношение R мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов может быть известно благодаря сигнализации по прямой линии связи; текущий вариант выбора  антенн можно оценить, использовав ранее описанный ML подход; а отношение α(m) трафик - пилот-сигнал можно оценить, использовав вышеописанный LS подход. Кроме того, оценку R получают путем усреднения по времени уравнения (10).
os,oc
os,oc
os,oc
os,oc
Сравнив идеальное выражение для Rв уравнении (20) с уравнением (6), можно видеть, что для формирования требуемой ковариационной матрицы искажений, а значит, для оценки SINR, приемнику 16 необходимо только добавить к оценке R, полученной через уравнение (19), матрицу , определенную в уравнении (8). Этот подход является частично-параметрическим в том смысле, что для построения ковариационной матрицы искажений используются параметрические формы для  и члены с вычитанием в уравнении (19), но не параметрическая форма для компоненты R помех от других сигналов плюс помех от других сот. Одним из преимуществ этого способа является то, что непараметрическая форма R фиксирует любую потенциально возможную окраску в помехах от других сот в отличие от полнопараметрического подхода, где помехи от других сот моделировались как белый шум. Фиксация окраски шума желательна с точки зрения подавления помех, поскольку приемник 16 может быть сконфигурирован для использования сведений об окраске шума и частичного подавления помех от других сот. Например, схема 38 SIC G-RAKE имеет тип архитектуры приемника, в которой может использоваться окраска шума при подавлении помех путем учета сведений об окраске шума в процессе создания весов RAKE-объединения.
T/P
os,oc
os,oc
Отметим, что при частично-параметрическом подходе ошибка оценки в отношениях трафик - пилот-сигнал, α(m), может привести к избыточному вычитанию членов  в уравнении (19), что в свою очередь может привести в некоторых случаях к отрицательно определенной оценке R, в частности, в результате масштабирования этого члена значением, меньшим единицы. Таким образом, необходимо, чтобы это значение было достаточно малым с тем, чтобы Rбыла определена положительно, но не настолько малым, чтобы это привело к избыточным ошибкам при оценке SINR.
Хотя по меньшей мере некоторые из указанных и других подробностей представлены в контексте архитектуры SIC G-RAKE, специалистам в данной области техники очевидно, что предложенная здесь оценка качества каналов может быть применена к множеству других архитектур приемника. Например, на фиг.8 показана схема 70 приемника на базе G-RAKE, которая может быть реализована в приемнике 16. В частности, показанная схема 70 может быть сконфигурирована для поддержки приемников разного вида. Например, могут поддерживаться операции RAKE на основе MMSE или операции RAKE для совместного детектирования. Как было отмечено ранее в связи с детектированием MMSE, приемник 16 сконфигурирован для детектирования кодовых символов, передаваемых в течение одного и того же символьного интервала на индивидуальной основе при трактовке всех других кодовых символов как (окрашенного) шума, а для совместного детектирования приемник 16 сконфигурирован для детектирования кодовых символов одного и того же кода, передаваемого в течение одного и того же символьного интервала на основе совместного детектирования при трактовке всех других кодовых символов как шума.
l
L
В проиллюстрированном варианте схема 70 содержит несколько наборов корреляторов с 72-1 по 72-n для создания сжатых значений из одного или нескольких принятых составных сигналов с r(t) по r(t) (для L приемных антенн); объединитель 74 G-RAKE для RAKЕ-объединения сжатых значений от наборов 72 корреляторов, причем он включает в себя или связан с одной или несколькими обрабатывающими схемами 20, позволяющими выполнить оценку качества каналов, как здесь предложено; генератор 76 «мягких» значений для создания «мягких» значений из RAKE-объединенных значений, выдаваемых G-RAKE объединителем 74; и декодер 78 для создания значений «жесткого» решения из «мягких» значений, выдаваемых генератором 76 «мягких» значений.
Если предположить, что сигналы данных передаются от всех антенн 14, то сжатый вектор, выводимый из наборов 72 корреляторов, может быть выражен в виде
<img file="00000057.tif" he="5" wi="37" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (21)
1
2
M
m
k
где вектор  содержит M символов в течение i-го символьного периода, где совместно используется один и тот же мультикод, используемый в сигнале (сигналах) канала данных, передаваемом от передатчика 12. Матрица H=[h, h,…, h] коэффициентов усиления размерностью Q×M полностью описывает канал MIMO (или MISO), где каждый вектор h коэффициента усиления описывает канал между m-й передающей антенной и (возможно, многоантенным) приемником 16. Вектор x(i) описывает процесс искажения, состоящий из межсимвольных помех (ISI), MAI и шума. На практике MAI также включает в себя каналы других сигналов (речь, сигналы управления и т.д.) и пилот-сигналы. Ковариационная матрица искажений, которая фиксирует корреляции искажений по отводам RAKE, обозначена как .
k
M-мерная статистика решений z(i), выдаваемая из G-RAKE объединителя 74, создается путем взвешивания сжатого вектора в виде . Для JD реализации матрица G-RAKE весов задается в виде . Матрица  аналогична s-параметрам в приемниках типа MLSE. Для реализации MMSE матрица весов выражается в виде
<img file="00000063.tif" he="8" wi="81" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (22)
где в последнем равенстве можно повторно определить ковариационную матрицу искажений в виде
<img file="00000064.tif" he="14" wi="33" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (23)
mk
MMSE,m
MMSE
x,m
x,m
Вектор весов, соответствующий оценке MMSE символа c(i), обозначен как W, и является просто m-м столбцом W. Что касается этого символа, то он связывает искажение с ковариационной матрицей R с помощью дополнительного члена в R благодаря сигналам, совместно используемым в одном и том же коде. В отличие от реализации схемы 70 по типу JD G-RAKE реализация схемы 70 по типу MMSE G-RAKE трактует эти сигналы как помехи, подлежащие подавлению, а не совместному детектированию.
x
Как в реализации JD, так и в реализации MMSE ковариационную матрицу Rискажений можно вычислить с учетом отношений мощностей передачи, распределений мощности передачи и различных трактов замирания. Как таковые, ковариационные матрицы искажений, используемые в реализациях JD и MMSE приемника 16, обеспечивают выгодную основу для предложенной здесь оценки качества каналов.
В дополнительных вариантах приемник 16 может функционировать в контексте передающих систем, в которых не используется выбор передающих антенн. В указанных случаях нет необходимости устранения влияния текущего выбора передающих антенн при оценке отношений SINR, поскольку запланированный выбор передающих антенн в будущем будет таким же, как и во время передачи сведений о SINR. Этот факт упрощает как полнопараметрический, так и частично-параметрический подходы к оценке CQI, которые были подробно здесь описаны. В частности, оценка ML отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов упрощается в связи с тем, что известен текущий результат  выбора антенн, так что размерность пространства поиска значительно уменьшается. С этой точки зрения, для систем 10 с динамическим выбором передающих антенн по меньшей мере в одном варианте передатчика 12 для обеспечения приемника сведениями о текущем выборе передающих антенн используется сигнализация по прямой линии связи, что упрощает ML оценку отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов в приемнике 16.
Еще одним путем упрощения оценки CQI в приемнике 16 является конфигурирование передатчика 12 таким образом, чтобы он планировал один и тот же приемник для нескольких последовательных интервалов обслуживания (например, TTI) с использованием каждый раз одного и того же варианта выбора передающих антенн. В этом случае незапланированным приемникам необходимо будет оценить текущий вариант выбора  передающих антенн в течение первого интервала TTI, но не надо будет оценивать его снова до тех пор, пока не изменится запланированный приемник.
os,oc
T/P
При частично-параметрическом подходе можно использовать ковариационную матрицу искажений, оцененную исходя из значений сжатого пилот-сигнала, вместо ковариационной матрицы данных, оцениваемой исходя из полученных отсчетов элементарных посылок до сжатия. Этот альтернативный вариант упрощает оценку Rв уравнении (19) в том отношении, что при этом не требуется знать значение отношения трафик - пилот-сигнал α(m). Причина этого состоит в том, что члены  не появляются после сжатия пилот-сигналов, так как коды пилот-сигналов на разных антеннах из числа передающих антенн 40 являются ортогональными. Компромисс заключается в том, что в ковариационной матрице искажений после сжатия меньше шума, чем в ковариационной матрице данных до сжатия, поскольку имеется гораздо меньше пилот-символов для усреднения, чем отсчетов элементарных посылок.
По аналогии с вышеуказанным подходом ковариационную матрицу искажений можно оценить посредством сжатия кода, который не используется передатчиком 12. Опять же при этом не потребуется оценка отношений трафик - пилот-сигнал. Если неиспользуемые коды имеют малый коэффициент расширения, то в результирующей ковариационной матрице может быть меньше шума, чем в матрице, полученной путем сжатия кодов пилот-сигналов. Вдобавок, если имеется несколько неиспользованных кодов, то оцененную ковариационную матрицу искажений можно усреднить по этим кодам, чтобы еще сильнее уменьшить шум.
0
oc.
Альтернативой оценке в явном виде уровня Nшума является использование некоторого согласованного номинального значения, поскольку уровень мощности помех от других сот существенно не изменяется при перемещении приемника 16 в его текущей соте радиосвязи. Другим подходом является использование альтернативной оценки уровня шума, то есть при очень низком оцененном значении SINR оценка уровня шума может быть достаточно хорошей, поскольку смещение этой оценки уменьшается при низких значениях SNR. Если приемник 16 сконфигурирован для отслеживания отношений SINR, оцениваемых все время, то тогда можно выбрать альтернативную оценку уровня шума. В некоторых случаях уровень помех от других сот остается весьма стабильным, поскольку этот уровень является усредненным по множеству передатчиков (например, базовые радиостанции в сети сотовой связи), так что этот подход может дать приемлемую точность. Также вместо моделирования помех от других сот в виде белого шума при полнопараметрическом подходе можно использовать некоторую фиксированную модель для недиагональной матрицы R Например, эта фиксированная модель может быть построена как независимая от каналов, и тогда она будет фиксировать «усредненную окраску» из-за формы импульса элементарной посылки.
Таким образом, имея в виду вышесказанное, должно быть ясно, что приемник 16 сконфигурирован для определения корреляций искажений для полученного сигнала с учетом различных трактов замирания, типов сигналов и результатов выделения мощности передачи, связанных с комплексными внешними условиями передачи и приема, такими как MIMO. В частности, в предыдущем обсуждении был представлен полнопараметрический вариант для определения различных компонент матрицы  корреляций искажений, а также частично-параметрический вариант. Целью как полнопараметрического, так и частично-параметрического подходов является формирование ковариационной матрицы искажений для n-й ступени (n может быть равно единице), заданной в уравнении (6) и повторенной ниже в виде
<img file="00000067.tif" he="7" wi="31" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (24)
где  задана в уравнении (8). При обоих подходах все величины в уравнении (8) предполагаются известными либо при установке системы через сигнализацию по прямой линии связи, либо в результате использования номинальных значений. Таким образом, эта часть ковариационной матрицы искажений может быть вычислена непосредственно с использованием известных векторов  чистого отклика в уравнении (1) и известной матрицы ISI/MAI , заданной в уравнении (9). Как , так и  вычисляют на основе оценок каналов. Отличие этих двух подходов определяется способом вычисления  и .
При полнопараметрическом подходе приемник 16 конфигурируется для формирования  и  непосредственно из их формул, откуда и произошло название «полнопараметрический». Уравнением, задающим , является уравнение (7), то есть
<img file="00000068.tif" he="14" wi="52" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (25)
При этом подходе помехи от других сот моделируются как белый шум, так что  задается как
<img file="00000069.tif" he="6" wi="19" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (26)
os/ps
0
В этих уравнениях все считается известным, кроме отношения βмощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и мощности N помех от других сот. Как только они оценены, можно непосредственно вычислить указанные части ковариационной матрицы искажений.
В контексте частично-параметрического подхода приемник 16 конфигурируется для объединения членов корреляций искажений, относящихся к другим сигналам и другим сотам, в качестве основы для оценки этого объединенного члена как единого целого. Другими словами, приемник 16 сконфигурирован для оценки
<img file="00000070.tif" he="7" wi="27" img-content="undefined" img-format="tif" />
Уравнение (27)
Этот подход называют частично-параметрическим, поскольку приемник 16 формирует  параметрическим путем, а  получает не параметрическим путем.
os/ps
0
Конечно, как было подробно описано выше, в полнопараметрическом и частично-параметрическом подходах используется несколько технологий оценки. Например, в данном описании внимание сосредоточено на трех способах оценки требуемых величин, то есть β и N для полнопараметрического подхода и  для частично-параметрического подхода. Эти способы оценки включают в себя метод наименьших квадратов (LS), метод максимального правдоподобия (ML) и метод минимальных собственных значений (MinEv).
0
T/P
os/ps
0
Метод наименьших квадратов дает оценку мощности N помех от других сот и так называемых отношений трафик - пилот-сигнал α(m), определенных в связи с уравнением (11). Кроме того, обработка по методу ML дает оценку отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов βи вектора  текущего распределения мощности передающих антенн для сигналов данных, определенного здесь ранее. Наконец, метод MinEV дает оценку мощности N помех от других сот. Как очевидно из предшествующего подробного описания, в полнопараметрическом и частично-параметрическом подходах используются различные комбинации этих методов оценки.
os/ps
0
0
os/ps
0
os/ps
0
Например, полнопараметрический подход зависит от оценки β и N. Приемник 16 для получения первой оценки N использует либо метод LS, либо метод MinEv, а затем использует метод ML для получения β. Текущий вариант выбора  антенн получают вместе с оценкой ML, причем он может, но не обязательно, быть использован позднее в зависимости от того, требуется ли уточненная оценка мощности помех от других сот. Уточненную оценку мощности N помех от других сот можно получить, вновь использовав метод ML, за исключением трактовки в этот момент βи  как известных значений (с использованием только что полученных оценок) и N как неизвестного значения.
T/P
T/P
0
os/ps
Для частично параметрического подхода приемник 16 оценивает , что требует знания отношений трафик - пилот-сигнал, α(m), и текущего варианта выбора  антенн. Отношения трафик - пилот-сигнал, α(m), получают методом LS. Мощность N помех от других сот также получают как часть этой обработки, но не обязательно. Текущий вариант выбора  антенн получают методом ML, что также дает значение β отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, которое не обязательно нужно иметь при этом подходе.
0
T/P
На фиг.9 показан один вариант обрабатывающей логики, которую можно реализовать в одной или нескольких обрабатывающих схемах 20 приемника 16 для выполнения обработки корреляций искажений при полнопараметрическом подходе. Указанная обработка может быть выполнена в приемнике 16 аппаратными средствами, программными средствами или любой их комбинацией, причем указанная обработка начинается с формирования оценки ковариационной матрицы  отсчетов элементарных посылок, как в уравнении (10), также называемой «корреляции искажений отсчетов данных» (шаг 110). Обработка продолжается вычислением корреляций искажений ISI/MAI  согласно уравнению (9) за исключением того, что опускается член “k=0” (шаг 112). Затем для получения грубой оценки мощности N помех от других сот используют метод MinEv или метод LS (шаг 114). (Отношения трафик - пилот-сигнал α(m) представляют собой побочный продукт метода LS, но они могут быть отброшены или проигнорированы иным образом.)
0
os/ps
os/ps
os/ps
0
os
oc
Обработка продолжается путем использования оценки Nпри обработке методом ML для получения оценки βотношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, то есть отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов для передающих антенн 14 (шаг 116). Как упоминалось выше, побочным продуктом использования этого метода является текущий вариант выбора  антенн, но его можно использовать в зависимости от того, требуется или нет уточненная оценка мощности помех от других сот. Заметим, что обработка на шаге 116 может носить итеративный характер для получения уточненной оценки мощности помех от других сот и, возможно, уточненных оценок β. Обработка продолжается при использовании окончательных оценок βи N, параметрических форм для компоненты Rдругих сигналов и компоненты Rдругих сот для вычисления ковариационной матрицы  искажений (шаг 118).
На фиг.10 показана аналогичная схема обработки, но в контексте частично-параметрического определения корреляций  искажений. Опять же при этом одна или несколько обрабатывающих схем 20 приемника 16 могут содержать аппаратные средства, программные средства или любою их комбинацию для выполнения указанной обработки.
T/P
0
os/ps
T/P
С учетом вышесказанного обработка начинается с формирования оценки ковариационной матрицы  отсчетов элементарных посылок, как в уравнении (10) (шаг 120). Обработка продолжается вычислением корреляций  искажений ISI/IMA согласно уравнению (9) за исключением того, что член “k=0” опускается (шаг 122). Затем приемник 16 использует ранее описанные методы LS для получения оценки отношений трафик - пилот-сигнал α(m) (шаг 124). Как упоминалось выше, мощность Nпомех от других сот является побочным продуктом использования метода LS, но при этом подходе она может быть проигнорирована. Обработка продолжается при использовании приемником 16 формулы ML для получения оценки текущего варианта выбора  антенн (шаг 126). Как упоминалось выше, отношение β мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов является побочным продуктом этого метода, но оно также может быть проигнорировано. Приемник 16 продолжает обработку, используя оценки α(m) и , для оценки объединенных частей ковариационной матрицы искажений, относящихся к другим сигналам и другим сотам (шаг 128), то есть  (см. уравнение (27) выше) с использованием уравнения (19). Теперь все члены ковариационной матрицы  искажений в уравнении (24) доступны для оценки всех корреляций искажений (шаг 130).
Таким образом, приемник 16 сконфигурирован для определения корреляций искажений в среде MIMO и других потенциально сложных приемных средах, и предложенная оценка корреляций искажений учитывает воздействия сигналов различных типов, передаваемых от разных антенн из набора передающих антенн 14. Таким образом, с учетом вышесказанного понятно, что настоящее изобретение не ограничивается ни представленным выше описанием, ни иллюстрирующими его чертежами. Вместо этого настоящее изобретение ограничивается только следующей формулой изобретения и ее юридическими эквивалентами.