ПОЛУМОСТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА В ПЕРЕМЕННЫЙ

Полезная модель относится к области электротехники и может быть использована в качестве устройства для питания током ультразвуковой частоты индуктивно-резистивной нагрузки типа индукционного нагревателя обсадной трубы нефтяной скважины или ультразвукового акустического излучателя.
В настоящее время в нефтепромысловой отрасли для решения задач диагностики пластов и интенсификации добычи трудноизвлекаемой нефти широко используется геофизическая аппаратура, которая требует питания переменным током ультразвуковой частоты. Однако при передаче сигналов большой мощности с поверхности Земли внутрь скважины на глубину до 2 км возникают технические проблемы, связанные с потерями энергии в кабеле и его высокой индуктивностью. Это означает необходимость разработки генератора электрических колебаний ультразвуковой частоты, который был бы способен к работе внутри высокопрочной капсулы, находящейся в скважине на большой глубине на расстоянии 1-20 метров от потребителя. Такой генератор должен быть компактным, обладать максимально высоким кпд, надежностью и автономностью в условиях возможных существенных изменений параметров нагрузки при ее перемещении в указанном диапазоне расстояний.
Известен полумостовой преобразователь [1], который содержит два последовательно включенных силовых транзистора и емкостной делитель напряжения из двух последовательно включенных конденсаторов. Входное напряжение в нем подается на два силовых транзистора и емкостной делитель. Преобразование поступающей энергии здесь производится посредством поочередной коммутации транзисторов. При этом на диагонали цепи, проходящей от общего узла силовых транзисторов к средней точке емкостного делителя, формируется напряжение в виде импульсов чередующейся полярности. Полезная нагрузка такого преобразователя включается в диагональ моста через импульсный трансформатор с выходным выпрямителем. Несомненным достоинством данного преобразователя является высокий кпд процесса преобразования энергии, обусловленный ключевым режимом работы силовых транзисторов. Однако выходной сигнал в нем не содержит квазигармонических токов, которые необходимы для питания индукционного нагревателя или ультразвукового акустического излучателя в скважине.
Известен также полумостовой преобразователь [2], выбранный в качестве прототипа, который содержит два последовательно включенных силовых транзистора со встречными диодами, шунтированных RC-цепочками, и емкостной делитель напряжения из двух последовательно включенных конденсаторов. Входное постоянное напряжение в нем также подается на два силовых транзистора и емкостной делитель, однако, в диагонали цепи, проходящей от общего узла силовых транзисторов к средней точке емкостного делителя, расположен колебательный контур, образованный катушкой индуктивности и конденсатором, а напряжение на полезную нагрузку снимается с катушки и подается в нее через выпрямитель. Силовые транзисторы здесь включаются / выключаются поочередно, однако благодаря колебательному контуру, расположенному в диагонали полумоста, ток в ней приобретает синусоидальный характер. Это дает возможность производить коммутацию в моменты, когда ток или напряжение нагрузки близки к нулю. В этом случае за счет снижения коммутационных потерь обеспечиваются более высокие энергетическая эффективность и надежность работы преобразователя. Тем самым, создаются предпосылки для достижения таких массогабаритных характеристик устройства, которые позволяли бы его размещение в высокопрочном корпусе внутри скважины на глубине до 2 км.
Однако указанный преобразователь не может быть использован непосредственно внутри скважины для питания индуктивно-резистивных нагрузок, поскольку он предназначен для стабилизации и регулирования постоянного напряжения на нагрузке. Это повлекло неприемлемое усложнение силовой части преобразователя и маломощной электроники управления, затруднило реализацию задачи снижения размеров преобразователя до габаритов погружаемой капсулы и вызвало нежелательное снижение средней мощности преобразователя. Кроме того, индуктивно-резистивный характер сопротивления нагрузок требует их существенного реактивного энергообмена с преобразователем, что невозможно реализовать в вышеназванных устройствах. Третье препятствие заключается в том, что при перемещении нагрузки внутри обсадной трубы скважины возможно существенное изменение ее эквивалентных параметров, которое может повлиять на процесс преобразования вплоть до возникновения аварийных режимов.
Техническим результатом предлагаемой полезной модели является существенное сокращение размеров преобразователя при сохранении его кпд, повышении предельной мощности и автономности в условиях работы на изменяющуюся индуктивно-резистивную нагрузку, перемещаемую снаружи капсулы преобразователя на расстояние до 20 м.
1
2
1
2
Этот результат достигается тем, что в известном устройстве, корпус которого содержал два силовых транзистора со встречными диодами, шунтированных RC-цепочками и имеющих общую точку, емкостной делитель входного напряжения, устройство автоматического управления силовыми транзисторами, последовательный колебательный контур из катушки индуктивности и конденсатора, в предлагаемой полезной модели катушка индуктивности выполнена в виде обмотки индукционного нагревателя, расположенного за пределами корпуса и соединенного с ним гибкой линией передачи, с возможностью перемещаться на расстояние до 20 м от корпуса, а устройство автоматического управления силовыми транзисторами представляет собою датчик мгновенного тока нагрузки на основе трансформатора тока с двухполупериодным выпрямителем, каскадно соединенный с ним амплитудныый ограничитель напряжения сигнала, к выходу которого подключено пороговое устройство с уровнями напряжения выключения u и включения u, причем u<u<Uмакс, где Uмакс - напряжение ограничения сигнала, с выходом порогового устройства соединены вход счетного триггера с переключением по событию перехода «1»→«0» и через звено задержки - первые входы двух двухвходовых логических элементов «И», вторые входы которых соединены с парафазными выходами счетного триггера, при этом выходы логических элементов «И» соединены с двумя входами микросхемы-драйвера силовых транзисторов преобразователя.
1
2
1
2
ЛП
ЛП
Реализация технического решения, предложенного в полезной модели, обеспечивает достижение технического результата, описанного выше. А именно, применение колебательного контура приводит к тому, что ток и напряжение в нем изменяются по квазигармоническому закону на резонансной частоте, а переключение силовых транзисторов происходит в близкой окрестности нулевого тока, - это гарантирует низкий уровень коммутационных потерь, высокий кпд преобразования и снижает требования к использованной элементной базе. Кроме того, между выключением одного силового транзистора и включением другого существует гарантированная временная пауза, продолжительность которой определяется значениями пороговых напряжений u и u. Это обеспечивает надежность работы транзисторов и других элементов силовой цепи преобразователя в условиях их продолжительной автономной работы. Возможность регулирования напряжений u и u позволяет избегать чрезмерных запасов по продолжительности паузы, увеличивая тем самым длительность активной фазы преобразования и обеспечивая наивысший уровень полезной мощности. Непосредственное включение индуктивно-резистивной нагрузки в состав колебательного контура позволяет отказаться от применения громоздких элементов типа трансформатора и/или катушки индуктивности, при этом относительно крупноразмерная нагрузка находится за пределами корпуса преобразователя. Тем самым, обеспечивается возможность существенного снижения габаритных размеров последнего до уровня, определяемого условиями работы внутри нефтяной скважины. Возможные изменения эквивалентных параметров индуктивно-резистивной нагрузки, обусловленные ее перемещением внутри обсадной трубы скважины, влекут за собой изменения частоты и амплитуды колебаний в контуре, но это автономно отрабатывается устройством управления. Наконец, выполнение линии передачи в виде N≤5 параллельно включенных кабелей позволяет увеличить ее гибкость и токонесущую способность, одновременно предотвращая ухудшение эксплуатационных параметров преобразователя путем снижения ее паразитной индуктивности L и сопротивления потерь R до значений
н
н
где L и R - индуктивность и сопротивление нагрузки.
Ниже приведен конкретный пример реализации преобразователя для случая нагрузки в виде индукционного нагревателя обсадной трубы скважины. Схема полезной модели показана на Фиг. 1.
1
2
1
2
Устройство содержит два силовых транзистора 1 и 2 со встречными диодами, шунтированных RC-цепочками и имеющих общую точку, емкостной делитель входного напряжения из двух конденсаторов 3 и 4, последовательный колебательный контур из конденсатора 5 и катушки индуктивности 6, которая выполнена в виде обмотки индукционного нагревателя, расположенного за пределами корпуса 7 преобразователя, и соединена с ним гибкой линией передачи 8 с возможностью перемещаться в диапазоне расстояний от 1 до 20 м от корпуса. Устройство 9 автоматического управления силовыми транзисторами представляет собою датчик 10 тока нагрузки на основе трансформатора тока с двухполупериодным выпрямителем и каскадно соединенным с ним амплитудным ограничителем 11 напряжения сигнала, к выходу которого подключено пороговое устройство 12 с уровнями напряжения выключения u и включения u, причем u<u<Uмакс, где Uмакс - напряжение ограничения сигнала. К выходу порогового устройства подсоединены вход счетного триггера 13 с переключением по событию перехода «1»→«0» и через звено задержки 14 – по одному входу двухвходовых логических элементов 15 и 16, вторые входы которых соединены с парафазными выходами счетного триггера 13, при этом выходы логических элементов 15 и 16 соединены с двумя входами микросхемы-драйвера 17 силовых транзисторов преобразователя.
Устройство работает следующим образом.
BX
BX
0
Входное напряжение U постоянного тока подается на силовые транзисторы 1 и 2 и заряжает конденсаторы 3 и 4 до U/2 каждый. В ходе поочередного замыкания транзисторов 1 и 2 в силовом колебательном контуре из конденсатора 5 и катушки индуктора 6, соединенных через линию передачи 8, возбуждаются квазигармонические колебания с рабочей частотой ω переключения транзисторов. Наивысшими эксплуатационными параметрами преобразователь обладает в случае, когда частота ω совпадает с собственной частотой ω колебаний в контурах «ключ 1 - конденсатор 3 - конденсатор 5 - обмотка индуктора 6», когда ключ 1 замкнут, а 2 - разомкнут и «ключ 2 - обмотка индуктора 6 - конденсатор 5 - конденсатор 4», когда замкнут ключ 2, а разомкнут 1.
Емкости конденсаторов 3 и 4 целесообразно выбирать так, чтобы они превышали емкость конденсатора 5 в 5-10 раз. В этом случае собственная частота колебательной системы близка к значению
н
где L - индуктивность нагрузки 6, С - емкость конденсатора 5.
В предложенной полезной модели корпус 7 погружаемого преобразователя может находиться от нагрузки 6 на расстоянии до 20 м. Это на 2 порядка меньше дистанции передачи в.ч. энергии, если питание нагревателя или иной геофизической аппаратуры производить по традиционной схеме, т.е. от генератора, расположенного на поверхности земли. Тем самым, становится реальной задача удовлетворения неравенств (1).
н
н
0
В рабочих условиях, а именно при перемещении индукционного нагревателя внутри обсадной трубы скважины, возможны существенные изменения эквивалентных параметров нагрузки L и R. Это приводит к изменению резонансной частоты ω колебательной системы и амплитуды тока в ней.
0
2
1
Система 9 автоматического управления силовыми транзисторами преобразователя предназначена для обеспечения надежной работы и оптимального режима преобразователя, который достигается при ω=ω. Она содержит датчик мгновенного тока нагрузки i(t) на основе трансформатора с двухполупериодным выпрямителем 10 и амплитудным ограничителем 11 с порогом ограничения Uмакс, близким к напряжению питания микросхемы порогового устройства 12. Последнее имеет уровни включения u и выключения u, которые отвечают ограничению
Сигнал с порогового устройства 12 подается на счетный триггер 13, а также через устройство задержки 14 - на двухвходовые логические элементы «И» 15 и 16, сигналы с выходов которых поступают на входы микросхемы-драйвера 17 силовых транзисторов полумостового преобразователя.
Коэффициент передачи датчика тока 10 равен отношению
где сигналы u(t) и i(t) показаны на временной диаграмме Фиг. 2.
дт
1
ск
Напряжение u(t) через ограничитель 11 поступает на вход порогового устройства 12 с ограничением по уровню Uмакс. В окрестности момента t=0, когда ток i(t) равен 0, напряжение u(t)=i(t)⋅k<u, пороговое устройство выключено и на его выходе действует сигнал U, соответствующий «логическому 0». Это означает, что и на выходах логических элементов 15 и 16, т.е. на входах контроллера 17, также действует «0». В указанном интервале времени оба транзисторных ключа 1 и 2 разомкнуты, а ток i(t) замыкается через RC-цепочки и один из встроенных диодов 1 и 2.
2
ск
Такое состояние преобразователя сохраняется до момента, когда напряжение u(t) превысит напряжение включения u устройства 11. В этот момент на его выходе устанавливается значение U=«1». Реакция элементов 15 и 16 на это событие зависит от того, в каком состоянии на момент t=0 находился счетный триггер 13. Если это было состояние Q=«1», то на выходе 15 сохранится уровень «логического 0», а на выходе 16 возникнет «1». Это означает команду на замыкание ключа 2, в результате чего конденсатор делителя 4 и конденсатор 5, заряженный в полярности «плюс справа», разряжаются на индуктивную нагрузку 6.
1
ск
Через четверть периода конденсатор 5 разряжается до нуля, а модуль тока в нагрузке, напротив, достигает максимума. С этого момента конденсатор 5 начинает заряжаться уже в противоположной полярности, т.е. «плюс слева», - это происходит за счет энергии, запасенной в магнитном поле индуктора 6. Еще через четверть периода |i(t)| вновь приближается к 0 и выходное напряжение датчика тока опускается ниже порогового уровня: u(t)<u. Вследствие этого устройство 12 выключается (U=«0»), а триггер 13 изменяет состояние (теперь Q=«0»).
2
1
Таким образом, в предлагаемой полезной модели система автоматического управления силовыми транзисторами преобразователя отвечает следующим важным требованиям: чередующиеся импульсы управления транзисторами 1 и 2 имеют частоту повторения, равную резонансной частоте (1) его колебательной системы даже в случае внезапных изменений параметров нагрузки; между импульсами управления ключами 1 и 2 обеспечивается гарантированная временная пауза, необходимая для завершения переходных процессов включения/выключения транзисторов силовых ключей. Длительность паузы Δt определяется мгновенным значением скорости изменения тока |di/dt| и параметрами u, u переключательной характеристики устройства 12:
ДТ
Она может регулироваться изменением коэффициента преобразования k датчика тока (4) при условии соблюдения ограничения (3).
Достоинством предложенного варианта системы автоматического управления является то, что она обеспечивает коммутацию силовых ключей в моменты с малым значением энергии в индуктивном элементе колебательной системы, снижая требования к используемой элементной базе и создавая тем самым возможности для уменьшения габаритных размеров капсулы преобразователя и сохраняя высокий кпд.
BX
н
н
Это подтверждается диаграммой Фиг. 3, где показаны результаты численного расчета переходного процесса в цепи Фиг. 1 (вариант без шунтирующих цепочек RC) с нагрузкой в виде индукционного нагревателя спустя 4 мс после запуска процесса преобразования. Здесь напряжение источника питания U=300 В, емкости конденсаторов 3, 4 делителя - по 5 мкФ, конденсатора 5-1,25 мкФ, L=64 мкГн, R=2,2 Ом, длительность временной паузы между импульсами управления - 1 мкс, период следования импульсов управления - 50 мкс (верхняя диаграмма) и 52,4 мкс (нижняя).
0
н
В нижней части Фиг. 3 показаны токи в предлагаемом варианте, когда период следования импульсов управления совпадает с периодом собственных колебаний Т=52, 4 мкс, а в верхней - когда он задан принудительно равным Т=50 мкс. В предлагаемом варианте токовая нагрузка элементов преобразователя на интервалах коммутации существенно меньше (см. диаграммы «ток в DVT1» и «ток в DVT2», в обоих случаях временная пауза равна 1 мкс). В случае высокодобротной нагрузки (R=0,2 Ом) выигрыш предлагаемой полезной модели еще выше, см. диаграмму Фиг. 4.
Таким образом, предложенная полезная модель обеспечивает существенное сокращение размеров преобразователя при сохранении его кпд и повышает выходную мощность в условиях автономной работы на изменяющуюся индуктивно-резистивную нагрузку, перемещаемую снаружи капсулы преобразователя на расстояние до 20 м.
Источники информации
1. Б.Ю. Семенов. Силовая электроника для любителей и профессионалов. Солон-Р. М., 2001 г., 327 с.
2. S. Yang, G. Castino. Резонансный преобразователь мощностью 500 Вт с частотой 100 кГц на МОП-транзисторах. http://irf.ru/pdf/articles/AN-965.pdf, с. 328.