СПОСОБ ТАКТОВОЙ И ПОЗНАЧНОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ С ОЦЕНКОЙ КАЧЕСТВА ПРИ ПЕРЕДАЧЕ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ ПО ДЕКАМЕТРОВЫМ КАНАЛАМ СВЯЗИ
METHOD FOR CLOCK AND COGNITIVE SYNCHRONIZATION WITH QUALITY ESTIMATION WHEN TRANSMITTING DISCRETE MESSAGES OVER DECAMETRIC COMMUNICATION CHANNELS

Предложенный способ тактовой и позначной (цикловой) синхронизации относится к области телекоммуникации и может быть использован в декаметровых системах радиосвязи при высокоскоростной передаче дискретных сообщений методом частотной манипуляции в условиях частого изменения условий связи, например, при частой смене лучей в многолучевом канале связи или при позначной передаче сообщений в режиме псевдослучайной перестройки рабочей частоты (ППРЧ) .
Передаваемое телеграфное сообщение состоит из знаков (кодовых комбинаций), каждый из которых представляет собой совокупность единичных элементов (элементарных посылок). Границы элементов под влиянием различного рода помех флуктуируют относительно истинного своего места положения. Это явление в теории связи носит название краевых (телеграфных) искажений (ГОСТ 17657-79 Передача данных. Термины и определения). Для демодуляции такого рода сигналов требуется знать местоположение фронтов элементарных посылок. Эту задачу решает устройство тактовой синхронизации. Декодирующее устройство на приемной стороне радиолинии должно точно знать местоположение на оси времени всех элементов этих кодовых комбинаций. Эту задачу решают устройства позначной (цикловой) синхронизации. Потеря информации о «начале» и «конце» кодовых комбинаций приводит к нарушению процесса передачи сообщения.
Известны различные способы осуществления тактовой и позначной синхронизации.
Самым простым методом тактовой и позначной синхронизации является синхронизация по отдельно выделенному каналу связи [Дж. Дж. Стиффелер. Теория синхронной связи. М. : Связь, 1975. Стр. 148] . Недостатком такого рода синхронизации является необходимость специального дополнительного канала связи.
В [Уильям К. Ли. Техника подвижных систем связи.   М. : Радио и связь,  1985. Стр. 292. Бернард Скляр. Цифровая связь.    М., С-П., Киев":  2003.  Стр.  659-662.]  описан метод позначной синхронизации, заключающийся в передаче в начале каждого кадра сообщения преамбул в виде известных кодовых последовательностей,  например,  баркеровских или уиллардовских,  которые имеют особые корреляционные свойства, заключающиеся в том, что не нормированная автокорреляционная функция на   интервале   времени   равном   длительности   преамбулы  имеет единственный  максимум,  равный  числу  элементов  в  такого  рода преамбуле, а на остальном интервале времени значения этой функции не превышают значений ±1 [Уильям К. Ли. Техника подвижных систем связи. М.:   Радио   и   связь,   1985.   рис.   11.7.].   Это   свойство синхронизирующей последовательности позволяет на приемной стороне радиолинии однозначно определять на оси времени «начала» и «концы» кодовых  комбинаций  в  передаваемом  кадре  сообщения  а  также одновременно  обеспечивать  и  тактовую  синхронизацию.  Недостатком этого метода является то, что за счет наличия в кадрах сообщения соответствующих   преамбул   увеличивается   время   передачи   этих сообщений. Кроме того, если в процессе передачи отдельного кадра, например, из-за многолучевости при переходе с одного луча на другой луч теряется цикловая синхронизация, то прием сообщения нарушается и
восстанавливается  лишь  после  получения  на  приемной  стороне радиолинии нового очередного кадра этого сообщения с преамбулой.
Известен способ тактовой и позначной синхронизации с использованием абсолютного точного времени [ПАТЕНТ № 2377723. Хазан В. Л. и др. Способ передачи дискретных сообщений по каналам радиосвязи. Публ. 10.01.2009]. Недостатком данного способа тактовой и позначной синхронизации является то, что он может быть использован только в системах связи с низкими скоростями работы, у которых длительность элементарных посылок намного превышает разность хода лучей в многолучевых каналах связи.
В системах связи широко используются также самосинхронизирующиеся коды, которые содержат в составе каждой кодовой комбинации необходимую для позначной синхронизации избыточность, и не требуют ни дополнительных линий связи для передачи сигналов синхронизации, ни преамбул в начале передачи сообщений [С. Гончаров и др. Самосинхронизирующиеся коды и их преобразователи. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА, № 4, 2009. Стр. 30-32.]. Преимуществом такого рода способа позначной синхронизации является возможность моментальной восстанавливаемости связи в случае ее потери в результате смены лучей в многолучевом канале связи. Однако такого рода положительное качество самосинхронизирующихся кодов требует определенного увеличения кодовой избыточности и, следовательно, приводит к снижению скорости передачи информации.
Наиболее близким к заявляемому способу является принятый за прототип способ, который использован в «Устройстве синхронизации двоичных сигналов в приемной аппаратуре многоканальной системы связи» [АС №1083389, опубл.30.03.1984, авторы: Дунева Н.Н., Поддубный М.С., Поставский В.А., Хазан В.Л.], в котором тактовая и позначная синхронизация производится одновременно при приеме сообщений в «скользящем окне» на интервале времени, длительность которого равна длительности кодовой комбинации. В состав этой кодовой комбинации включен элемент, длительность которого имеет отличительный признак, заключающийся в том, что время передачи второго элемента кодовой комбинации в полтора раза больше штатной длительности, а полярности первого и второго элемента противоположны. Таким образом, смена знаков между первым и вторым элементами кодовой комбинации находится посередине между средними местоположениями фронтов смены значений всех остальных элементов кодовой комбинации, что и дает возможность определять местоположение на оси времени начал и концов кодовых комбинаций. Недостатком способа, использованного в прототипе, является необходимость введения в кодовую комбинацию для позначной синхронизации специального элемента, который увеличивает длительность кодовой комбинации на время, равное 1.5 длительности элементарной посылки.
Задачей изобретения является способ тактовой и позначной синхронизации для всех систем связи с частотной манипуляцией, включая высокоскоростные, у которых длительность элементарных посылок меньше, чем возможная разность хода лучей в моголучевых каналах связи, и которые работают в условиях постоянного изменения времени преодоления сигналом расстояния от передатчика до приемника, например, при использовании режима ППРЧ в условиях многолучевости, и при этом данный способ не требует для быстрой тактовой и позначной синхронизации увеличения времени передачи отдельных знаков за счет включения в них дополнительных элементов, как это реализуется, например, в прототипе .
Техническим результатом изобретения является способ тактовой и позначной синхронизации, позволяющий производить синхронизацию индивидуально при приеме каждого отдельно взятого знака без увеличения его длительности и без снижения скорости передачи сообщения.
Указанный технический результат достигается тем, что на передающей стороне радиолинии при передаче информации методом частотной манипуляции в моменты времени, соответствующие фронтам элементарных посылок периодически, с периодом, равным длительности элементарных посылок, производится изменение фазы радиосигнала на п радиан, что позволяет таким образом пометить местоположения всех границ элементов, которые имеют одинаковую полярность, в каждой кодовой комбинации. Кроме того, при передаче первого и последнего элемента каждой передаваемой кодовой комбинации в центре этих элементов изменяется фаза несущего колебания на п радиан. На приемной стороне определяются моменты времени смены фаз принимаемого ЧМ-ФМ сигнала и производится синхронизация как по тактам, так и по принимаемым знакам. После определения местоположений изменения фазы в первых и последних элементах принимаемого сигнала на входе частотного демодулятора производится переманипуляция фазы в этих элементах, после чего радиосигнал приобретает вид, который может быть принят обычным частотным демодулятором. Восстановление фаз в остальных элементах кодовой комбинации не обязательно, так как принятия решений о значении передаваемых элементов зависит только от их частоты и не зависит от начальных фаз на поднесущих частотах, на которых передаются элементы «1» и «О».
Блок-схема фрагмента передающего устройства, реализующего заявляемый способ тактовой и позначной синхронизации приведена на фиг. 1.
На фиг. 1 обозначено:
1 вход  для  несущей  радиосигнала,  поступающего  на  вход манипулятора;
2 • вход для информационного манипулирующего колебания;
3 - вход для импульсов от генератора тактов с периодом, равным длительности элементарной посылки Т;
4 вход для импульсов,  поступающих от  кодера  с периодом, равным' длительности  кодовых  комбинаций  NT   (N      количество элементарных телеграфных посылок в кодовой комбинации);
5 частотный манипулятор;
6 - фазовые манипуляторы;
7 формирователь бинарной последовательности Urn типа «меандр» с  периодом  2Т,  меняющего  фазу  каждой  последующей  элементарной телеграфной посылки на п радиан;
8 - формирователь бинарной последовательности UM с периодом, равным длительности кодовой комбинации NT и скважностью равной N;
9 выход для ЧМ-ФМ радиосигнала, поступающего на возбудитель передающего устройства.
На вход (1) частотного манипулятора (5) подается гармоническое колебание
u(t)=Asin(2nFH+cpO) , (1)
которое   является   несущей   передаваемого   частотно-фазо-
манипулированного сигнала.   На второй вход  (2)  этого манипулятора
(5)   подается  информационный  бинарный  сигнал  Uc(t),   который
манипулирует несущее колебание по частоте.  Передаче символа «1»
с
соответствует  частота  fl,  а  передаче  символа  «О» cоответствует частота f 0. Частота несущего колебания fh равна среднему значению между частотами fl и f 0: fh=(f1 + f0)/2. Частотно-манипулированныи сигнал u4T(t) подается на один вход первого фазового манипулятора (б). На второй вход первого фазового манипулятора (6) с выхода формирователя бинарной последовательности (7) подается биполярное колебание Urn типа «меандр», у которого фронты между элементами совпадают фронтами элементарных посылок частотно-манипулированного сигнала. С выхода первого фазового манипулятора сигнал ul (чт-фт) (t), у которого соседние элементарные посылки имеют противоположные начальные фазы, подается на один вход второго фазового манипулятора(6), на второй вход которого с выхода формирователя бинарной периодической последовательности (8) подается последовательность импульсов UM со скважностью N, которые изменяют в центре первой и последней элементарных посылок каждой кодовой комбинации фазу на п радиан. С выхода (9) второго фазового манипулятора (6) окончательно сформированный частотно-фазо-манипулированный сигнал и2(чт-фт)(t) поступает на вход возбудителя передающего устройства.
На фиг. 2 приведены эпюры всех вышеперечисленных колебаний:
• на фиг. 2(а)  • несущего колебания u(t), которое подается на вход (1) блока (5) фиг. 1 и описывается выражением (1);
на фиг. 2(6)    манипулирующего информационного колебания Uc(t), которое соответствует напряжению на входе (2) фиг. 1,
• на фиг. 2 (в) -частотно-манипулированного колебания u4T(t) на выходе частотного манипулятора (5) фиг. 1;
• на фиг. 2 (г)      меандра Urn, который подается на второй вход  первого  фазового  манипулятора  (6)  фиг.  1  и  производит манипуляцию фаз колебания u4T(t);
• на фиг. 2(д)    колебания ul(чт-фт) (t) на выходе первого фазового манипулятора (6) фиг. 1;
• на фиг. 2(е)  • биполярного сигнала UM(t)  со скважностью N, который   манипулирует  фазу радиосигнала  на  интервалах  времени, соответствующих второй половине последних и первой половине первых элементов передаваемых кодовых комбинаций;
• на фиг. 2 (ж)    сигнала и2(чт-фт) (t) на выходе модулятора (9) фиг. 1.
-На фиг. 2(ж) показано, что в центре первой элементарной посылки n-й кодовой комбинации фаза меняется со значения срО на значение
(фО+п) , а в центре последней элементарной посылки n-й кодовой комбинации фаза меняется со значения (срО+п) на значение срО. Аналогично в (п+1)-й кодовой комбинации в центре первой элементарной посылки фаза меняется со значения (срО+п) на значение срО, а в центре последней элементарной посылки (п+1)-й кодовой комбинации фаза меняется со значения срО на значение (фО+п) . Каждая следующая элементарная посылка имеет фазу, которая отличается от фазы предыдущей элементарной посылки на п радиан.
На приемной стороне местоположения смены фаз у первых и последних элементов кодовых комбинаций и смены фаз на границе элементарных посылок легко определяются методом сравнения фаз
[Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. - М.: Советское радио, 1965. Стр. 83].
На фиг. 3 изображена блок-схема возможного варианта реализации тактового  и  позначного  синхронизатора  и  переманипулятора  фазы сигнала  на  приемной  стороне  радиолинии  на  интервалах  времени, соответствующих второй половине последнего и первой половине первого элемента каждой принимаемой кодовой комбинации. Переманипуляцию фазы
элементов кодовой комбинации последовательностью типа «меандр» для сокращения спектра радиосигнала производить можно, но, в случае приема сигнала согласованными коммутируемыми фильтрами [ФИНК Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - М. : Сов. радио, 1970. Стр. 161, 235, 319, рис. 7.17] не обязательно, т. к. начальная фаза отдельных элементов не влияет на принимаемые частотным демодулятором решения. Поэтому эта процедура переманипуляции на фиг. 3 не отражена.
На фиг. 3 обозначено:
10 вход   тактового   и   позначного   синхронизатора   с переманипулятором фазы колебаний;
11 • фильтр промежуточной частоты со средней частотой fl равной частоте колебания для элементов «1» («нажатие»);
1 фильтр промежуточной частоты со средней частотой fO равной частоте колебания для элементов «О» («отжатие»);
2 линии задержки на время Т/2 (равное половине длительности элемента);
14 • перемножители сигналов;
1 '• фильтры нижних частот;
2 - триггеры;
17 • формирователи коротких импульсов;
1 - элементы задержек;
2 •- сумматор импульсов;
1 - многоотводная линия задержки на время длительности кодовой комбинации;
2 • анализирующее устройство;
22 отводы линии  задержки  для  определения местоположений середин первых и последних элементов кодовых комбинаций;
23- отводы линии задержки для определения местоположений фронтов смены значения элементарных посылок в кодовых комбинациях;
б •- фазовый манипулятор;
8 формирователь импульсов, манипулирующих по фазе принимаемый сигнал на интервале времени, соответствующем второй половине последнего и первой половине первого элемента принимаемой кодовой комбинации;
24 • фильтр основной избирательности демодулятора; •25 • ЧТ демодулятор;
1 •• декодер;
2 - выход декодера.
ЧМ-ФМ сигнал с выхода линейного тракта приемника поступает на вход (10) тактового и позначного синхронизатора и переманипулятора фазы принимаемого колебания. Этот сигнал одновременно поступает на входы двух полосовых фильтров, один из которых (11) настроен на частоту fl, на которой передаются элементы «1» («нажатие»), а второй фильтр (12) настроен на частоту fO, на которой передаются элемент «О» («отжатие»). Полоса пропускания этих фильтров должна быть в два раза больше полосы пропускания фильтров, которые обычно используются в частотных демодуляторах, т. к. они должны быть рассчитаны на пропускание манипулированных по фазе радиоимпульсов длительностью Т/2, где Т • длительность элементарных посылок кодовой комбинации. С помощью линий задержки (13) радиосигналы на частотах fl и fO задерживаются на половину длительности элементарной посылки и перемножаются на перемножителях (14) с текущими радиосигналами, которые соответствуют элементам «1» и «О», реализуя способ определения местоположения изменения значения фаз гармонических
(26)
колебаний методом сравнения фаз. С выходов перемножителей (14) результаты перемножения поступают на фильтры нижних частот (15), а затем на входы триггеров (16). В каждый момент времени, когда происходит изменение фазы радиосигнала на п радиан, на выходах соответствующих триггеров происходит формирование импульса длительностью Т/2. На выходах триггеров с помощью формирователей 17) формируются короткие импульсы, которые соответствуют моментам времени изменения фаз радиосигналов на п радиан. Эти импульсы через элементы задержек (18) подаются на сумматор (19). На этот же сумматор подаются короткие импульсы с формирователя импульсов (17), на вход которого подается сигнал с выхода триггера частотного демодулятора (25). Полученная на выходе сумматора (19) последовательность коротких импульсов подается на дискретную многоотводную линию задержки (20) . Отводы дискретной линии задержки расставлены таким образом, чтобы возможно было определять как фронты бинарной последовательности, которые соответствуют местоположениям моментов манипуляции фазы сигнала на интервалах первых и последних элементов кодовых комбинаций (отводы (22)), так и местоположения всех смен полярностей бинарной последовательности, которые соответствуют принимаемой кодовой комбинации (отводы (23)) . В момент времени, когда бинарная последовательность, которая соответствует длительности кодовой комбинации занимает такое положение в линии задержки, при котором момент изменения фазы на п радиан в первом и последнем элементе кодовой комбинации находится в районе отводов (22), а все остальные моменты изменения фазы сигнала на п радиан и смены значений элементов принимаемой последовательности находятся в местах, где расположены отводы (23), с помощью анализирующего устройства (21) формируются импульсы тактовой и позначной синхронизации. Импульсы позначной синхронизации, которые соответствуют началам и концам кодовых комбинаций подаются с выхода формирователя бинарной периодической последовательности (8) на декодер приемного устройства и на фазовый манипулятор (6). Переманипулированные по фазе сигналы с выхода фазового манипулятора(6) подаются на вход фильтра основной избирательности (24) и далее поступают на частотный детектор приемного устройства. Импульсы тактовой синхронизации с выхода анализирующего устройства (21) поступают на демодулятор ЧТ сигналов (25) для регенерации и принятия окончательного решения о значении элементарной посылки, которая принимаемой в этот момент времени. Колебание на выходе формирователя импульсов (8) фиг. 3 ничем не отличается от колебания на выходе формирователя бинарной последовательности (5) фиг. 1 на передающем конце радиолинии, изображенного на фиг. 2 (е) . Элементы задержки по времени (18) компенсируют расхождение во времени из-за задержек в цепях фильтрации момента поступления на фазовый манипулятор (6) принимаемого радиосигнала и момента формирования переманипулирующего колебания на выходе формирователя (8) . На выходе манипулятора фазы(б) радиосигнал приобретает вид манипулированного по частоте радиосигнала. Полоса частот, занимаемая спектром этого сигнала за счет переманипуляции по фазе сокращается в два раза. Полученный таким образом сигнал подается на вход фильтра основной избирательности (24). С выхода фильтра основной избирательности (24) радиосигнал поступает на вход обычного частотного демодулятора (25). С выхода анализирующего устройства сигналы тактовой синхронизации поступают на демодулятор (25), а сигналы позначной (цикловой)
(26),
синхронизации подаются на декодер определяя момент поступления на него первого и последнего элементов каждой кодовой комбинации.
Заявляемый способ позначной и тактовой синхронизации отличается от используемого в прототипе тем, что местоположения первого и последнего элементов в кодовой комбинации определяются не за счет включения в эту кодовую комбинацию специальных дополнительных элементов, имеющих отличия от обычных элементов по длительности, а посредством изменения фазы частотно-манипулированного колебания на п радиан во время передачи второй половины последнего элемента и первой половины первого элемента каждой кодовой комбинации и при смене полярности в передаваемой бинарной последовательности с последующей соответствующей переманипуляцией фазы на приемной стороне радиолинии и приведения принимаемого сигнала к виду, который демодулируется обычным частотным демодулятором.
Заявляемый способ позначной и тактовой синхронизации относительно легко реализуется как в схемо-техническом, так и в программном вариантах.