УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛА И СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛА
DEVICE FOR TRANSMITTING AND RECEIVING SIGNAL AND METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING SIGNAL

Область Техники, к которой относится Изобретение
Настоящее изобретение относится к способу для передачи и приема сигнала и устройству для передачи и приема сигнала, а более конкретно – к способу для передачи и приема сигнала и устройству для передачи и приема сигнала, которые способны к улучшению эффективности передачи данных.
Предшествующий Уровень Техники
По мере того, как развивалась цифровая широковещательная технология, пользователи получили движущееся изображение высокой четкости (HD). С непрерывным развитием алгоритма сжатия и высокой производительностью аппаратного обеспечения лучшее окружение будет предоставляться пользователям в будущем. Система цифрового телевидения (DTV) может принимать цифровой широковещательный сигнал и предоставлять пользователям множество дополнительных услуг, равно как и видео сигнал и звуковой сигнал.
Цифровое Видеовещание (DVB)-C2 является третьей спецификацией для присоединения к семейству передающих систем DVB второго поколения. Разработанная в 1994 году, сегодня DVB-C развернута в более, чем 50 миллионов кабельных тюнеров по всему миру. В одном ряду с другими DVB системами второго поколения, DVB-C2 использует комбинацию кодов с малой плотностью проверок на четность (LDPC) и BCH-кодов. Эта мощная Упреждающая Коррекция Ошибок (FEC) обеспечивает улучшение, примерно, на 5 дБ отношения сигнал-шум через DVB-C. Подходящие схемы перемежения битов оптимизируют суммарную устойчивость системы с FEC. Надстроенные заголовком, эти кадры называются Каналы Физического Уровня (PLP). Один или более из этих PLP мультиплексируются в срез данных. Двумерное перемежение (в областях определения времени и частоты) применяется к каждому слою, обеспечивая приемник возможностью устранять воздействие спонтанных искажений и частотно-избирательной интерференции, такой как отдельные внешние наводки частоты.
Сущность Изобретения
Техническая Задача
С развитием этих цифровых широковещательных технологий требования к услуге, такой как видеосигнал и аудиосигнал, увеличились, и объем данных, требуемых пользователям, или количество широковещательных каналов постепенно увеличились.
Техническое Решение
Соответственно, настоящее изобретение направлено на способ передачи и приема сигнала и на устройство для передачи и приема сигнала, которые существенно устраняют одну или более проблем, обусловленных ограничениями и недостатками предшествующего уровня техники.
Задачей настоящего изобретения является предоставление способа передачи широковещательного сигнала приемнику, содержащего: отображение битов данных заголовка в символы данных заголовка и битов данных в символы данных; компоновку, по меньшей мере, одного среза данных на основании символов данных; перемежение по времени символов данных на уровне среза данных; компоновку кадра сигнала на основании символов данных заголовка и среза данных, причем символы данных заголовка содержат сигнальную информацию уровня 1 (L1) для передачи сигналов среза данных; модулирование скомпонованного кадра сигнала способом Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM); и передачу модулированного кадра сигнала.
Другой аспект настоящего изобретения предоставляет способ приема широковещательного сигнала, содержащий: демодуляцию принятого сигнала с применением способа Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM); получение кадра сигнала из демодулированных сигналов, причем кадры сигнала содержат символы заголовка и символы данных, причем символы заголовка несут сигнальную информацию первого уровня (L1), и причем символы данных разделены на, по меньшей мере, один срез данных; обратное перемежение символов данных по частоте на уровне среза данных; обратное отображение обратно перемеженных по времени символов данных в биты; и декодирование данных битов посредством декодирующей схемы с Малой Плотностью Проверок на Четность (LDPC).
Еще один аспект настоящего изобретения предоставляет передатчик передачи широковещательного сигнала приемнику, причем передатчик содержит: блок отображения, сконфигурированный с возможностью отображения битов данных заголовка в символы данных заголовка и битов данных в символы данных; компоновщик среза данных, сконфигурированный с возможностью компоновки, по меньшей мере, одного среза данных на основании символов данных; перемежитель по времени, сконфигурированный с возможностью перемежения символов данных по времени на уровне среза данных; компоновщик кадра, сконфигурированный с возможностью компоновки кадра сигнала на основании символов данных заголовка и среза данных, причем символы данных заголовка содержат сигнальную информацию уровня 1 (L1) для передачи сигналов среза данных; модулятор, сконфигурированный с возможностью модулирования скомпонованного кадра сигнала способом Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM); и блок передачи, сконфигурированный с возможностью передачи модулированного кадра сигнала.
Еще один аспект настоящего изобретения предоставляет приемник для приема широковещательного сигнала, причем приемник содержит: демодулятор, сконфигурированный с возможностью демодулировать принятый сигнал путем использования способа Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM); анализатор кадра, сконфигурированный с возможностью получать кадр сигнала из демодулированных сигналов, причем кадр сигнала содержит символы заголовка и символы данных, при этом символы заголовка имеют сигнальную информацию первого уровня (L1), причем символы данных разделены на, по меньшей мере, один срез данных; обратный перемежитель по частоте, сконфигурированный с возможностью обратного перемежения символов данных по частоте на уровне данного среза данных; блок обратного отображения, сконфигурированный с возможностью обратного отображения обратно перемеженных по времени символов данных в биты; и декодер, сконфигурированный с возможностью декодирования данных битов посредством декодирующей схемы с Малой Плотностью Проверок на Четность (LDPC).
Краткое описание чертежей
Сопровождающие чертежи, которые включены для предоставления дальнейшего понимания данного изобретения и присоединены, и составляют часть этой заявки, иллюстрируют вариант(ы) осуществления данного изобретения и совместно с описанием служат для объяснения принципа данного изобретения. На чертежах:
Фиг.1 изображает пример 64-квадратурной Амплитудной Модуляции (КАМ, QAM), используемой в европейском DVB-T.
Фиг.2 изображает способ Двоичного Рефлексного Кода Грэя (ДРКГ, BRGC).
Фиг.3 изображает вывод, близкий к Гауссовскому, путем изменения 64-QAM, используемой в DVB-T.
Фиг.4 представляет расстояние Хэмминга между рефлексивной парой в BRGC.
Фиг.5 изображает характеристики в QAM, в которой Рефлексивная Пара существует для каждой оси I и оси Q.
Фиг.6 изображает способ модификации QAM с применением Рефлексивной Пары из BRGC.
Фиг.7 изображает пример модифицированной 64/256/1024/4096-QAM.
Фиг.8-9 изображают пример модифицированной 64-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC.
Фиг.10-11 изображают пример модифицированной 256-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC.
Фиг.12-13 изображают пример модифицированной 1024-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(0~511).
Фиг.14-15 изображают пример модифицированной 1024-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(512~1023).
Фиг.16-17 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(0~511).
Фиг.18-19 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(512~1023).
Фиг.20-21 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(1024~1535).
Фиг.22-23 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(1536~2047).
Фиг.24-25 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(2048~2559).
Фиг.26-27 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(2560~3071).
Фиг.28-29 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(3072~3583).
Фиг.30-31 изображают пример модифицированной 4096-QAM с использованием Рефлексивной Пары из BRGC(3584~4095).
Фиг.32 изображает пример отображения битов модифицированной QAM, где 256-QAM модифицирована с применением BRGC.
Фиг.33 изображает пример преобразования MQAM в неоднородную совокупность.
Фиг.34 изображает пример цифровой системы передачи.
Фиг.35 изображает пример входного процессора.
Фиг.36 изображает информацию, которая может включаться в базовой полосе частот (ВВ).
Фиг.37 изображает пример BICM.
Фиг.38 изображает пример укороченного/проколотого кодера.
Фиг.39 изображает пример применения различных совокупностей.
Фиг.40 изображает другой пример случаев, где учитывается совместимость между общепринятыми системами.
Фиг.41 изображает структуру кадра, которая содержит заголовок для сигнализации L1 и символ данных для PLP-данных.
Фиг.42 изображает пример построителя кадров.
Фиг.43 изображает пример направляющей вставки (404), показанной на фиг.4.
Фиг.44 изображает структуру SP.
Фиг.45 изображает новую структуру SP или Шаблон Пилот-сигнала (PP) 5.
Фиг.46 изображает предложенную структуру PP5’.
Фиг.47 показывает соотношение между символом данных и заголовком.
Фиг.48 показывает другое соотношение между символом данных и заголовком.
Фиг.49 изображает пример профиля задержки кабельного канала.
Фиг.50 изображает структуру рассеянного пилот-сигнала, который использует z=56 и z=112.
Фиг.51 изображает пример модулятора, основанного на OFDM.
Фиг.52 изображает пример структуры заголовка.
Фиг.53 изображает пример декодирования заголовка.
Фиг.54 изображает процесс для проектирования более оптимизированного заголовка.
Фиг.55 изображает другой пример структуры заголовка.
Фиг.56 изображает другой пример декодирования заголовка.
Фиг.57 изображает пример структуры заголовка.
Фиг.58 изображает пример декодирования L1.
Фиг.59 изображает пример аналогового процессора.
Фиг.60 изображает пример системы цифрового приемника.
Фиг.61 изображает пример аналогового процессора, используемого в приемнике.
Фиг.62 изображает пример демодулятора.
Фиг.63 изображает пример анализатора кадра.
Фиг.64 изображает пример демодулятора BICM.
Фиг.65 изображает пример LDPC декодирования с применением укорачивания/выкалывания.
Фиг.66 изображает пример выходного процессора.
Фиг.67 изображает пример частоты повторения блока L1 8 МГц.
Фиг.68 изображает пример частоты повторения блока L1 8 МГц.
Фиг.69 изображает новую частоту повторения блока L1 7,61 МГц.
Фиг.70 изображает пример сигнализации L1, которая передается в заголовке кадра.
Фиг.71 изображает результат моделирования Структуры заголовка и L1.
Фиг.72 изображает пример перемежителя символов.
Фиг.73 изображает пример передачи блока L1.
Фиг.74 изображает другой пример сигнализации L1, передаваемой в заголовке кадра.
Фиг.75 изображает пример частотного или временного перемежения/обратного перемежения.
Наилучший Вариант Осуществления Данного Изобретения
Теперь будет сделана подробная ссылка на предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения, примеры которых проиллюстрированы на сопроводительных чертежах. Везде, где это возможно, одинаковые номера позиций будут использоваться по всем чертежам для обозначения одинаковых или подобных частей.
В нижеследующем описании термин «услуга» указывает на любые широковещательные содержания, которые могут быть переданы/приняты устройством передачи/принятия сигнала.
Квадратурная амплитудная модуляция (QAM), использующая Двоичный Рефлексный Код Грэя (BRGC), используется в качестве модуляции в широковещательной передающей среде, где используется обычная Модуляция, Кодируемая Перемежением Битов (КПБМ, Bit Interleaved Coded Modulation, BICM). Фиг.1 показывает пример 64-QAM, используемой в европейском DVB-T.
BRGC может быть выработан с применением способа, показанного на фиг.2. n-битовый BRGC может быть образован добавлением перевернутого кода n-1 –битного BRGC (т.е., отраженного кода) позади n-1-ого бита, путем добавления нулей спереди к изначальному n-1 –битному BRGC и путем добавления единиц спереди к отраженному коду. BRGC код, образованный этим способом, имеет расстояние Хэмминга между соседними кодами, равное единице (1). В дополнение, когда BRGC применяется к QAM, расстояние Хэмминга между точкой и теми четырьмя точками, которые наиболее близко примыкают к данной точке, равно единице (1), а расстояние Хэмминга между данной точкой и другими четырьмя точками, которые являются вторыми наиболее близко прилегающими к данной точке, равно двум (2). Такие характеристики расстояний Хэмминга между некой конкретной точкой совокупности и другими прилегающими точками могут быть названы, как правило, соответствия Грэя в QAM.
Для того, чтобы сделать систему устойчивой по отношению к Аддитивному Белому (Гауссовскому) Шуму (AWGN), распределение сигналов, переданных с передатчика, может быть сделано близким к Гауссовскому распределению. Чтобы быть в состоянии сделать это, местоположения точек в совокупности могут быть модифицированы. Фиг.3 изображает выход, приближенный к Гауссовскому, путем модифицирования 64-QAM, используемой в DVB-T. Такая совокупность может быть названа неоднородной QAM (NU-QAM).
Для создания совокупности Неоднородного QAM может использоваться Гауссовская Кумулятивная функция распределения (CDF). В случае 64, 256 или 1024 QAM, т.е., 2^N амплитудных модуляций, QAM может быть разделена на два независимых N-PAM. Путем деления гауссовской CDF на N секций одинаковой вероятности и допуская, что сигнальная точка в каждой секции представляет данную секцию, может быть получена совокупность, имеющая гауссовское распределение. Другими словами, координата xj недавно определенной Неоднородной N-PAM может определяться следующим образом:
(Уравнение 1)
Фиг.3 изображает пример преобразования 64QAM из DVB-T в NU-64QAM с применением вышеприведенных способов. Фиг.3 представляет собой результат изменения координат каждой оси I и оси Q с применением вышеприведенных способов и отображения точек предыдущей совокупности на переопределенные координаты. В случае 32, 128, или 512 QAM, т.е., перекрестной QAM, которая не равна 2^N QAM, новые координаты могут быть найдены путем соответствующего изменения Pj.
Один вариант настоящего изобретения может модифицировать QAM, используя BRGC с применением характеристик BRGC. Как показано на фиг.4, расстояние Хэмминга между Рефлексивной Парой в BRGC равно единице, поскольку она отличается только в одном бите, который добавлен вначале каждого кода. Фиг.5 показывает характеристики в QAM, в которой Рефлексивная Пара существует для каждой оси I и оси Q. На этом чертеже Рефлексивная Пара существует на каждой стороне от пунктирной черной линии.
Путем использования Рефлексивных Пар, существующих в QAM, средняя мощность совокупности QAM может быть понижена при сохранении правила отображения Грэя в QAM. Другими словами, в совокупности, в которой средняя мощность нормализована на 1, минимальное Евклидово расстояние в данной совокупности может быть увеличено. Когда эта измененная QAM применяется к широковещательной или коммуникационной системам, возможно реализовать либо более помехоустойчивую систему, используя ту же энергию, что и в обычной системе, либо систему с такой же производительностью, что и обычная система, но которая использует меньше энергии.
Фиг.6 показывает способ модификации QAM с применением Рефлексивной Пары из BRGC. Фиг.6а показывает совокупность и фиг.6b показывает блок-схему для модификации QAM с применением Рефлексивной Пары из BRGC. Сначала нужно найти результирующую точку, которая имеет наивысшую мощность среди точек совокупности. Точками-кандидатами являются точки, в которых та результирующая точка может перемещаться, и являются ближайшими соседними точками Рефлексивной Пары результирующей точки. Затем среди точек-кандидатов нужно найти свободную точку (т.е., точку, которая еще не занята другими точками), имеющую наименьшую мощность, и мощность результирующей точки и мощность точки-кандидата сравниваются. Если мощность точки-кандидата меньше, результирующая точка перемещается в точку-кандидат. Эти процессы повторяются до тех пор, пока средняя мощность точек в совокупности не достигнет минимума, при сохранении правила отображения Грея.
Фиг.7 показывает пример модифицированной 64/256/1024/4096-QAM. Полученные отображением Грея значения соответствуют фиг. 8-31, соответственно. В дополнение к этим примерам могут быть реализованы другие типы модифицированной QAM, которые делают возможным идентичную оптимизацию мощности. Причина состоит в том, что результирующая точка может перемещаться во множество точек-кандидатов. Предложенная измененная QAM может применяться не только к 64/256/1024/4096-QAM, но также к перекрестной QAM, QAM большего размера, или модуляциям, использующим другие BRGC, отличные от QAM.
Фиг.32 показывает пример отображения битов модифицированной QAM, где 256-QAM модифицирована с применением BRGC. Фиг. 32a и фиг.32b показывают отображение Наиболее Важных Битов (MSB). Точки, обозначенные как заполненные окружности представляют отображения единиц, а точки, обозначенные как пустые окружности представляют собой отображения нулей. Таким же образом, каждый бит отображается, как показано на фиг.32(а)-(h), до тех пор, пока наименее важные биты (LSB) не отображены. Как показано на фиг.32, измененная QAM может сделать возможным выбор бита с использованием только оси I и Q, как и обычная QAM, за исключением бита, который находится рядом с MSB (Фиг.32c и Фиг.32d). С использованием этих характеристик простой приемник может быть изготовлен путем частичного изменения приемника для QAM. Эффективный приемник может быть реализован путем проверки обоих значений, I и Q, только при определении бита непосредственно рядом с MSB и вычислением только I или Q для остальных битов. Этот способ может применяться для Приблизительного LLR, Точного LLR или Неоднозначной альтернативы.
Путем использования модифицированной QAM или MQAM, которая использует характеристики вышеприведенного BRGC, Неоднородная совокупность, или NU-MQAM может быть создана. В вышеприведенном уравнении, где используется гауссовская CDF, Pj может быть модифицирована, чтобы соответствовать MQAM. Точно так же, как и для QAM, в MQAM могут быть рассмотрены две Импульсно-Амплитудные Модуляции (PAMs), имеющие ось I и ось Q. Однако, в отличие от QAM, в которой число точек, соответствующих значению каждой оси PAM, идентично, число точек меняется в MQAM. Если число точек, которое соответствует j-му значению PAM, определяется как nj для MQAM, в которой существуют всего M точек совокупности, тогда Pj может определяться следующим образом:
(Уравнение 2)
Путем использования недавно определенной Pj, MQAM может быть трансформировано в Неоднородную совокупность. Pj может определяться для случая 256-MQAM следующим образом.
Фиг. 33 представляет собой пример трансформации MQAM в Неоднородную совокупность. NU-MQAM, изготовленная с применением этих способов, может сохранять характеристики MQAM приемников с модифицированными координатами каждой PAM. Таким образом, может быть реализован эффективный приемник. В дополнение, может быть реализована более помехоустойчивая система, чем предыдущие NU-QAM. Для более эффективной широковещательной передающей системы возможно создание гибрида MQAM и NU-MQAM. Другими словами, более помехоустойчивая система может быть реализована с применением MQAM для среды, в которой используется код коррекции ошибок с высокой кодовой скоростью, и с применением NU-MQAM в противном случае. Для такого случая передатчик может предоставить приемнику информацию кодовой скорости кода коррекции ошибок, используемого в текущее время, и тип модуляции, используемый в текущее время, так, чтобы приемник мог осуществить демодуляцию в соответствии с используемой в текущий момент модуляцией.
Фиг.34 показывает пример цифровой системы передачи. Входные сигналы могут содержать несколько потоков MPEG-TS или Транспортных Потоков Общего Назначения (GSE streams). Модуль 101 процессора входного сигнала может добавлять параметры передачи к входящему потоку и выполнить составление графика для модуля 102 BICM. Модуль 102 BICM может добавлять данные надежности и перемежения для коррекции ошибок передающего канала. Компоновщик 103 кадра может скомпоновать кадры путем добавления сигнальной информации физического уровня и пилот-сигналов. Модулятор 104 может выполнять модуляцию на входящих символах эффективными способами. Аналоговый процессор 105 может выполнять различные процессы для конвертации входящих цифровых сигналов в исходящие аналоговые сигналы.
Фиг.35 показывает пример процессора входящего сигнала. Входящие MPEG-TS или GSE потоки могут быть трансформированы процессором входящих сигналов во всего n потоков, которые будут обрабатываться независимо. Каждый из тех потоков может быть либо завершенным TS кадром, который включает компоненты множества услуг, либо минимальным TS кадром, который включает компонент услуги (т.е., видео или аудио). В дополнение, каждый из тех потоков может быть GSE потоком, который передает либо множество услуг, либо единственную услугу.
Модуль 202-1 входного интерфейса может выделять некое число входящих битов, равное максимальной емкости поля данных кадра основной полосы частот (Baseband, BB). Могут быть вставлены незначащие пробелы для заполнения всей емкости блока LDPC/BCH кода. Модуль 203-1 синхронизации входящего потока может предоставлять механизм для восстановления в приемнике информации синхронизации несущего потока (или инкапсулированного потока общего назначения), для того чтобы гарантировать постоянные от начала до конца частоты битов и задержку.
Для того, чтобы позволить несущему потоку рекомбинировать в приемнике без запрашивания дополнительной памяти, входящие транспортные потоки задерживаются компенсаторами 204-1~n задержек, принимая в расчет чередующиеся параметры PLP данных в группе и соответствующий общий PLP. Модули 205-1~n удаления нулевых пакетов могут увеличить эффективность передачи путем устранения вставленного нулевого пакета для случая сервиса с переменным битрэйтом (VBR). Кодирующие модули 206-1~n Циклического Контроля Четности с избыточностью (CRC) могут добавлять четность CRC, чтобы увеличить надежность передачи BB фрейма. Модули 207-1~n вставки BB заголовка могут добавлять BB заголовок кадра в начальной части BB фрейма. Информация, которая может быть включена в BB заголовок, показана на фиг.36.
Модуль 208 слияния/нарезки может выполнять нарезание BB кадров из каждого PLP, объединение BB кадров из множества PLP и составление очередности каждого BB кадра внутри кадра передачи. Следовательно, модуль 208 слияния/нарезки может выдавать сигнальную информацию L1, которая относится к размещению PLP в кадре. Наконец, модуль 209 BB скремблера может рандомизировать входящие потоки битов, чтобы минимизировать корреляцию между битами внутри потоков битов. Затененные модули на фиг.35 являются модулями, используемыми, когда передающая система использует единственный PLP, другие модули на фиг.35 являются модулями, используемыми, когда передающее устройство использует множество PLP.
Фиг.37 показывает пример модуля BICM. Фиг.37а показывает тракт данных, а фиг.37b показывает L1 тракт модуля BICM. Модуль 301 внешнего кодера и модуль 303 внутреннего кодера могут добавить устойчивости входящим потокам битов для коррекции ошибок. Модуль 302 внешнего перемножителя и модуль 304 внутреннего перемножителя могут перемежать биты для предотвращения пакетной ошибки. Модуль 302 внешнего перемножителя может быть опущен, если данный BICM является специфически для DVB-C2. Модуль 305 демультиплексирования битов может контролировать достоверность каждого бита, выведенного из модуля 304 внутреннего перемножителя. Модуль 306 блока отображения символов может отображать входные потоки битов в потоки символов. В настоящее время возможно использовать любую из обычной QAM, MQAM, которая использует вышеупомянутый BRGC для улучшения производительности, NU-QAM, которая использует Неоднородную модуляцию, или NU-MQAM, которая использует BRGC для улучшения производительности с применением Неоднородной модуляции. Для конструирования системы, которая более устойчива против шума, могут быть рассмотрены комбинации модуляций, использующих MQAM и/или NU-MQAM, в зависимости от кодовой скорости кода коррекции ошибок и емкости совокупности. В настоящее время модуль 306 блока отображения символов может использовать правильную совокупность в соответствии со скоростью кода коррекции ошибок и емкостью совокупности. Фиг.39 показывает пример таких комбинаций.
Случай 1 показывает пример использования только NU-MQAM при низкой кодовой скорости для упрощенной реализации системы. Случай 2 показывает пример использования оптимизированной совокупности при каждой кодовой скорости. Передатчик может посылать информацию о кодовой скорости кода коррекции ошибок и емкости совокупности приемнику, таким образом, чтобы приемник мог использовать подходящую совокупность. Фиг.40 показывает другой пример случаев, в которых совместимость между обычными системами учитывается. В дополнение к данным примерам возможны дальнейшие комбинации для оптимизации данной системы.
Модуль 307 вложения ModCod-Заголовка, показанный на фиг.37 может принимать информацию обратной связи Адаптивного кодирования и модуляции (ACM)/Переменного кодирования и модуляции (VCM) и добавлять информацию параметра, используемую в кодировании и модуляции к блоку FEC в качестве заголовка. Данный заголовок типа модуляции/кодовой скорости (ModCod) может включать следующую информацию:
* Тип FEC (1 бит) – длинный или короткий LDPC
* Кодовую скорость (3 бита)
* Модуляцию (3 бита) – вплоть до 64К QAM
* Идентификатор PLP (8 бит).
Модуль 308 перемножителя символов может выполнять перемежение в области символов для получения дополнительных эффектов перемежения. Аналогичные процессы, выполняемые в тракте данных, могут выполняться в тракте сигнализации L1, но, возможно, с другими параметрами (301-1~308-1). На этом этапе для внутреннего кода может использоваться модуль (303-1) укороченного/выколотого кода.
Фиг.38 показывает пример LDPC кодирования с использованием укорачивания/прокалывания. Процесс укорачивания может выполняться на входящих блоках, которые имеют меньше битов, чем требуемое число битов для LDPC кодирования, поскольку много нулевых битов, требуемых для LDPC кодирования, могут быть заполнены незначащей информацией (301c). Заполненные нулями входные потоки битов могут иметь биты четности посредством LDPC кодирования (302с). В это время для потоков битов, которые соответствуют первоначальным потокам битов, нули могут быть убраны (303с), а для потоков битов четности может быть выполнено прокалывание (304с) в соответствии с кодовыми скоростями. Эти потоки битов обработанной информации и потоки битов четности могут мультиплексироваться в первоначальные последовательности и выдаваться (305c).
Фиг.41 показывает структуру кадра, которая содержит заголовок для сигнализации L1 и символ данных для PLP данных. Можно увидеть, что символы заголовка и данных генерируются циклически, с использованием одного кадра в качестве единицы. Символы данных содержат PLP тип 0, который передается с применением фиксированной модуляции/кодирования, и PLP тип 1, который передается с применением переменной модуляции/кодирования. Для PLP тип 0 информация, такая как модуляция, тип FEC и кодовая скорость FEC, передаются в заголовке (см. фиг.42, вставка 401 заголовка кадра). Для PLP тип 1 соответствующая информация может передаваться в заголовке FEC блока символа данных (см. фиг.37, вставка 307 ModCod заголовка). Путем разделения типов PLP, издержки ModCod может быть сокращен на 3-4% от полной скорости передачи, для PLP тип 0, который передается на фиксированной битовой скорости. В приемнике, для фиксированных модуляции/кодирования PLP типа 0 блок r401 удаления заголовка кадра, показанный на фиг.63, может извлекать информацию о Модуляции и скорости FEC кода и предоставлять извлеченную информацию декодирующему BICM модулю. Для переменных модуляции/кодирования PLP типа 1 модули r307 и r307-1 извлечения ModCod, показанные на фиг.64, могут извлекать и предоставлять параметры, необходимые для BICM декодирования.
Фиг.42 показывает пример компоновщика кадров. Модуль 401 вставки заголовка кадра может формировать кадр из входящих потоков символов и может добавлять заголовок кадра в начале каждого передаваемого кадра. Заголовок кадра может включать следующую информацию:
* Число привязанных каналов (4 бита)
* защитный интервал (2 бита)
* PAPR (2 бита)
* пилотный шаблон (2 бита)
* идентификация Цифровой Системы (16 бит)
* идентификация кадра (16 бит)
* число длины кадра (16 бит) символов Мультиплексирования с Ортогональным Разделением Частот (OFDM) на кадр
* число длины суперкадра (16 бит) кадров в суперкадре
* число PLP (8 бит)
* для каждого PLP
идентификация PLP (8 бит)
идентификатор привязки канала (4 бита)
начало PLP (9 бит)
тип PLP (2 бита) обычный PLP или другие
тип полезной нагрузки PLP (5 бит)
тип МС (1 бит) – фиксированные или переменные модуляция и кодирование
если тип МС==фиксированные модуляция и кодирование
тип FEC (1 бит) – длинный или короткий LDPC
кодовая скорость (3 бита)
Модуляция (3 бита) – вплоть до 64К QAM
конец «если»;
Число каналов с частотной впадиной (2 бита)
Для каждого канала с частотной впадиной
Начало частотной впадины (9 битов)
Ширина частотной впадины (9 битов)
Конец «для»;
Ширина PLP (9 битов) – максимальное число FEC блоков PLP
Тип временного перемежения PLP (2 бита)
Конец «для»;
* CRC-32 (32 бита)
Среда со связанными каналами предполагается для L1 информации, передаваемой в заголовке Кадра, а данные, которые соответствуют каждому срезу данных, определяются как PLP. Следовательно, информация, такая как PLP идентификатор, идентификатор привязки канала и начальный адрес PLP, требуется для каждого канала, используемого в связке. Один вариант осуществления этого изобретения предлагает передачу ModCod поля в FEC заголовке кадра, если тип PLP поддерживает переменные модуляцию/кодирование, и передачу ModCod поля в заголовке Кадра, если тип PLP поддерживает фиксированные модуляцию/кодирование, чтобы понизить издержки сигнализации. В дополнение, если для каждого PLP существует полоса с частотной впадиной, то путем передачи адреса начала данной частотной впадины и ее ширины, декодирование соответствующих несущих в приемнике может стать необязательным.
Фиг. 43 показывает пример Пилотного Шаблона 5 (PP5), применяемого в среде со связанными каналами. Как показано, если SP позиции совпадают с позициями пилот-сигнала заголовка, может появиться нерегулярная структура пилот-сигнала.
Фиг. 43а показывает пример модуля 404 вставки пилот-сигнала, как показано на фиг.42. Как представлено на фиг.43, если используется единственная частотная полоса (например, 8 МГц), то доступная полоса пропускания равна 7,61 МГц, но если связаны множество частотных полос, защитные полосы могут быть убраны, таким образом, частотная эффективность может значительно возрасти. Фиг.43b является примером модуля 504 вставки заголовка, как показано на фиг.51, который передается в передней части, и, даже со связанными каналами, заголовок имеет частоту повторений, равную 7,61 МГц, что является полосой пропускания блока L1. Это является структурой, учитывающей полосу пропускания тюнера, который выполняет первоначальное сканирование каналов.
Пилотные Шаблоны существуют для символов как Заголовка, так и Данных. Для символа данных могут использоваться шаблоны рассеянного пилот-сигнала (SP). Пилотный Шаблон 5 (PP5) и Пилотный Шаблон 7 (PP7) из T2 могут быть хорошими кандидатами для только частотной интерполяции. PP5 имеет x=12, y=4, z=48 для GI=1/64 и PP7 имеет x=24, y=4, z=96 для GI=1/128. Дополнительная интерполяция по времени также возможна для лучшей оценки канала. Пилотные шаблоны для заголовка могут покрывать все возможные позиции пилот-сигнала для первоначального обнаружения канала. В дополнение, позиции пилот-сигнала заголовка должны совпадать с SP позициями, и желателен единственный пилотный шаблон как для заголовка, так и для SP. Пилотные шаблоны также могут использоваться для интерполяции по времени, и каждый заголовок может иметь идентичный пилотный шаблон. Эти требования являются важными для обнаружения С2 при сканировании и необходимы для определения смещения частоты с корреляцией скремблирующей последовательности. В среде со связанными каналами совпадение в позициях пилот-сигнала также должно выдерживаться для связки каналов, поскольку нерегулярная структура пилот-сигнала может ухудшить производительность интерполяции.
Подробнее, если расстояние z между рассеянными пилот-сигналами (SPs) в некотором OFDM символе равно 48, и если расстояние y между SPs, соответствующими некой конкретной SP несущей, вдоль оси времени равно 4, то эффективное расстояние x после интерполяции по времени становится равным 12. Это – когда деление защитного интервала (GI) равно 1/64. Если деление GI равно 1/128, могут использоваться x=24, y=4, и z=96. Если используется связка каналов, позиции SP могут быть сделаны совпадающими с позициями пилот-сигналов заголовка путем генерации точек разрыва в структуре рассеянного пилот-сигнала.
В это время позиции пилот-сигнала заголовка могут совпадать с каждыми позициями SP символа данных. Когда используется привязка каналов, срез данных, где передается услуга, может быть определен безотносительно глубины детализации полосы пропускания 8 МГц. Однако, для снижения издержек для адресации среза данных, может быть выбрана передача, начинающаяся из SP позиции и заканчивающаяся в SP позиции.
Когда приемник принимает такие SP, модуль r501 оценки канала, показанный на фиг.62, если необходимо, может выполнять интерполяцию по времени, для того чтобы получить пилот-сигналы, показанные пунктирными линиями на фиг.43, и выполнять частотную интерполяцию. На данном этапе для точек разрыва, интервалы которых обозначены как 32 на фиг.43, может быть реализовано либо выполнение интерполяций слева и справа по-отдельности, либо выполнение интерполяций только с одной стороны, затем выполнение интерполяции на другой стороне путем использования уже интерполированных позиций пилот-сигнала, интервалы которых равны 12, в качестве референсных точек. На данном этапе ширина среза данных может варьироваться в пределах 7,61 МГц, таким образом, приемник может минимизировать потребление энергии путем выполнения оценки канала и декодирования только необходимых поднесущих.
Фиг.44 показывает другой пример PP5, применяемый в среде со связанными каналами или структуру SP для поддержания эффективного расстояния х равным 12, чтобы избежать нерегулярной структуры SP, показанной на фиг.43, когда используется привязка каналов. Фиг.44а изображает структуру SP для символа данных, и фиг.44b изображает структуру SP для символа заголовка.
Как показано, если расстояние SP сохраняется постоянным в случае привязки каналов, то в частотной интерполяции не будет проблем, но позиции пилот-сигнала между символом данных и заголовком могут не совпадать. Другими словами, эта структура не требует дополнительной оценки канала для нерегулярной структуры SP, однако, позиции SP, используемые в привязке каналов, и позиции пилот-сигнала заголовка становятся различными для каждого канала.
Фиг.45 показывает новую структуру SP или РР5 для обеспечения решения для двух упомянутых ранее проблем в среде со связанными каналами. В частности, расстояние пилот-сигнала х=16 может решить эти проблемы. Для сохранения плотности пилот-сигнала или для поддержания таких же издержек, PP5’ может иметь x=16, y=3, z=48 для GI=1/64, а PP7’ может иметь x=16, y=6, z=96 для GI=1/128. Возможность интерполяции только по частоте все также может поддерживаться. Позиции пилот-сигнала показаны на фиг.45 для сравнения со структурой PP5.
Фиг.46 показывает пример нового шаблона SP или структуру PP5 в среде со связанными каналами. Как показано на фиг.46, используется ли единственный канал, или связка каналов, эффективное расстояние пилот-сигнала х=16 может быть обеспечено. В дополнение, поскольку позиции SP могут быть сделаны совпадающими с позициями пилот-сигнала заголовка, деградации оценки канала, вызванной нерегулярностью SP или несовпадающими SP позициями, можно избежать. Другими словами, для интерполятора по частоте не существует нерегулярных SP позиций, и совпадение между заголовком и SP позициями обеспечивается.
Следовательно, предложенные новые SP шаблоны могут быть преимущественными в том, что единственный SP шаблон может использоваться как для единственного, так и для привязанного канала; не может быть вызвано нерегулярной структурой пилот-сигнала, следовательно, хорошая оценка канала возможна; как заголовок, так и позиции пилот-сигнала SP могут сохраняться совпадающими; плотность пилот-сигнала может сохраняться такой же, как и для PP5 и PP7, соответственно; и возможность интерполяции только по частоте также может быть сохранена.
В дополнение, структура заголовка может отвечать требованиям, таким как позиции пилот-сигнала заголовка должны покрывать все возможные позиции SP для первоначального обнаружения канала; максимальное число несущих должно быть равно 3409 (7,61 МГц) для первоначального сканирования; в точности одинаковые шаблоны пилот-сигнала и скремблирующая последовательность должна использоваться для обнаружения С2; и не требуется никакого специфического к обнаружению заголовка, как Р1 в Т2.
В том, что касается отношения к структуре кадра, глубина детализации позиции среза данных может быть модифицирована до 16 несущих, нежели до 12, следовательно, может возникнуть меньше издержек адресации позиции, и не может ожидаться никаких других проблем, касающихся условий среза данных, условий нулевого слота, и т.д.
Следовательно, в модуле r501 оценки канала на фиг.62 в каждом заголовке могут использоваться пилот-сигналы, когда выполняется интерполяция SP символа данных по времени. Следовательно, обнаружение канала и оценка канала на границах кадра может быть улучшена.
Теперь, относительно требований, связанных с заголовком и структурой пилот-сигнала, есть согласие в том, что позиции пилот-сигналов заголовка и SP должны совпадать независимо от связывания канала; число полных несущих в блоке L1 должно быть делящимся на расстояние пилот-сигнала, чтобы избежать нерегулярной структуры на краю полосы частот; блоки L1 должны повторяться в частотном интервале; и блоки L1 должны всегда быть декодируемыми в произвольно выбранном положении окна тюнера. Дополнительными требованиями были бы, что позиции и шаблоны пилот-сигнала должны повторяться c периодом 8 МГц; точное смещение несущей частоты должно быть оценено без знания о связанности канала; и декодирование L1 (переупорядочение) невозможно прежде, чем смещение частоты компенсировано.
Фиг.47 показывает соотношение между символом данных и заголовком, когда используются структуры заголовка такие, как показано на фиг.52 и фиг.53. Блок L1 может повторяться c периодом 6 МГц. Для декодирования L1 должны быть найдены как смещение частоты, так и шаблон сдвига Заголовка. Декодирование L1 невозможно в произвольно выбранной позиции тюнера без информации о связанности канала, и приемник не может различать значение сдвига заголовка и смещение частоты.
Таким образом, приемник, для того, в частности, чтобы блок r401 удаления заголовка кадра, показанный на фиг. 63, выполнял декодирование сигнала L1, структура связанности канала должна быть получена. Поскольку значение сдвига заголовка, ожидаемого в двух вертикально затененных регионах на фиг.47, известно, модуль r505 синхронизации времени/частоты на фиг.62 может провести оценку смещения частоты несущей. На основании данной оценки, тракт сигнализации L1 (r308-1~r301-1) на фиг.64 может декодировать L1.
Фиг.48 показывает соотношение между символом данных и заголовком, когда используется структура заголовка такая, как показано на фиг.55. Блок L1 может повторяться c периодом 8 МГц. Для декодирования L1 нужно, чтобы только смещение частоты было найдено, а знание о связанности канала может не требоваться. Смещение частоты может быть легко оценено с применением известной Псевдослучайной Двоичной последовательности (PRBS). Как показано на фиг.48, символы заголовка и данных выровнены, таким образом, поиск дополнительной синхронизации может стать ненужным. Поэтому, для приемника, в частности, для модуля r401 удаления Заголовка кадра, показанного на фиг. 63, возможно, что только пик корреляции со скремблирующей последовательностью пилот-сигнала должен быть получен, чтобы выполнить декодирование сигнала L1. Модуль r505 синхронизации времени/частоты на фиг.62 может провести оценку смещения частоты несущей от пиковой позиции.
Фиг.49 показывает пример профиля задержки кабельного канала.
С точки зрения дизайна пилот-сигнала текущий GI уже избыточно защищает распространение задержки кабельного канала. В худшем случае, перепроектирование модели канала может быть вариантом. Чтобы повторять шаблон точно каждые 8 МГц, расстояние пилот-сигнала должно быть делителем 3584 несущих (z=32 или 56). Плотность пилот-сигнала z=32 может увеличить издержки пилот-сигнала, таким образом, z=56 может быть выбрано. Немного меньшее покрытие задержки может не быть важным в кабельном канале. Например, это могут быть 8 мкс для PP5’ и 4 мкс для PP7’ по сравнению с 9,3 мкс (PP5) и 4,7 мкс (PP7). Значимые задержки могут быть покрыты обоими шаблонами пилот-сигнала даже в наихудшем случае. Для позиции пилот-сигнала заголовка не более, чем все SP позиции в символе данных являются необходимыми.
Если тракт задержки -40дБ может не учитываться, диапазон фактической задержки может стать 2,5 мкс, 1/64 GI=7 мкс, или 1/128 GI=3,5 мкс. Это показывает, что параметр расстояния пилот-сигнала, z=56, может быть достаточно хорошим значением. В дополнение, z=56 может быть удобным значением для структурирования шаблона пилот-сигнала, который делает возможной структуру заголовка, показанную на фиг.48.
Фиг.50 показывает структуру рассеянного пилот-сигнала, который использует z=56 и z=112, который сформирован в модуле 404 вставки пилот-сигнала на фиг.42. Предлагаются PP5’ (x=14, y=4, z=56) и PP7’ (x=28, y=4, z=112). Краевые несущие могут быть вставлены для закрывающего края.
Как показано на фиг.50, пилот-сигналы выравнены в 8МГц от каждого края полосы частот, каждая позиция пилот-сигнала и структура пилот-сигнала может повторяться каждые 8 МГц. Таким образом, эта структура может поддерживать структуру заголовка, показанную на фиг.48. В дополнение, может использоваться структура пилот-сигнала, общая между заголовком и символами данных. Следовательно, модуль r501 оценки канала на фиг.62 может выполнять оценку канала, используя интерполяцию на символах заголовка и данных, поскольку не может попасться ни одного нерегулярного шаблона пилот-сигнала, безотносительно позиции окна, которая выбирается положениями среза данных. На данном этапе использование только частотной интерполяции может быть достаточно для компенсации искажения канала от распространения задержки. Если дополнительно выполняется интерполяция по времени, может быть выполнена более точная оценка канала.
Следовательно, в новом предложенном шаблоне пилот-сигнала позиция и шаблон пилот-сигнала могут повторяться, основываясь на периоде 8МГц. Единственный шаблон пилот-сигнала может использоваться для символов как заголовка, так и данных. Декодирование L1 может всегда быть возможным без знания о связке канала. В дополнение, предложенный шаблон пилот-сигнала не может повлиять на общность с T2, потому что та же самая стратегия пилот-сигнала шаблона рассеянного пилот-сигнала может использоваться; T2 уже использует 8 различных шаблонов пилот-сигналов; и никакая значительная сложность приемника не может быть увеличена измененными шаблонами пилот-сигнала. Для последовательности скремблирования пилот-сигнала период PRBS может быть равен 2047 (м. последовательности); генерация PRBS может сбрасываться каждые 8 МГц, из которых период равен 3584; частота повторения пилот-сигнала 56 может быть также взаимно-простой с 2047; и не может ожидаться никаких проблем с PAPR.
Фиг.51 показывает пример модулятора, основанного на OFDM. Входные потоки символов могут быть трансформированы в область времени IFFT модулем 501. Если необходимо, Отношение Пиковой Мощности сигнала к Средней (PAPR) может быть понижена в модуле 502 снижения PAPR. Для методов PAPR может использоваться Активное расширение совокупности (ACE) или тональное резервирование. Модуль 503 вставки GI может скопировать последнюю часть эффективного символа OFDM, чтобы заполнить защитный интервал в форме циклического префикса.
Модуль 504 вставки заголовка может вставить заголовок впереди каждого переданного кадра так, что приемник может обнаружить цифровой сигнал, кадр и принять сбор смещения времени/частоты. В это время сигнал заголовка может выполнить сигнализацию физического уровня, такой как размер FFT (3 бита) и размер Защитного интервала (3 бита). Модуль 504 вставки заголовка может быть опущен, если модулятор предназначен конкретно для DVB-C2.
Фиг.52 показывает пример структуры заголовка для связки каналов, сгенерированную в модуле 504 вставки заголовка на фиг.51. Один полный блок L1 должен быть “всегда декодируемым” в любом произвольном 7,61 МГц положении окна настройки, и никакая потеря сигнализации L1 независимо от положения окна тюнера не должна произойти. Как показано, блоки L1 могут повторяться в частотной области с периодом 6 МГц. Символ данных может быть привязанным к каналу для каждых 8 МГц. Если для декодирования L1 приемник использует блок настройки, такой как тюнер r603, представленный на фиг. 61, который использует полосу частот 7,61 МГц, блок r401 удаления заголовка кадра, показанный на фиг.63, должен реорганизовать принятый циклически смещенный блок L1 (фиг.53) к его исходной форме. Эта перестановка возможна, поскольку блок L1 повторяется для каждого блока 6 МГц. Фиг.53a может быть переупорядочена в фиг.53b.
Фиг.54 показывает процесс для проектирования более оптимизированного заголовка. Структура заголовка на фиг.52 использует только 6 МГц полной полосы частот тюнера 7,61 МГц для декодирования L1. С точки зрения эффективности спектра пропускная способность тюнера 7,61 МГц используется не полностью. Поэтому может быть дальнейшая оптимизация в эффективности спектра.
Фиг.55 показывает другой пример структуры заголовка или структуры символов заголовка для полной эффективности спектра, генерируемая в Модуле 401 Вставки Заголовка кадра на фиг.42. Точно так же как символ данных блоки L1 могут повторяться в частотной области с периодом 8 МГц. Один полный блок L1 все еще "всегда декодируем" в любом произвольном 7,61 МГц положении окна настройки. После настройки данные на 7,61 МГц могут расцениваться как виртуально проколотый код. Наличие точно такой же пропускной способности и для заголовка и для символов данных и точно такой же структуры пилот-сигнала и для заголовка и для символов данных может максимизировать эффективность спектра. Другие признаки, такие как циклически смещенное свойство и не отправление блока L1 в случае отсутствия среза данных могут сохраняться неизменными. Другими словами, полоса частот символов заголовка может быть идентична полосе частот символов данных или, как показано на фиг.57, полоса частот символов заголовка может быть полосой частот тюнера (здесь, это - 7,61 МГц). Полоса частот тюнера может быть определена как полоса, которая соответствует числу всех активных несущих, когда используется единственный канал. Таким образом, полоса частот символа заголовка может соответствовать числу всех активных несущих (здесь, это - 7,61 МГц).
Фиг.56 показывает виртуально проколотый код. Данные 7,61 МГц среди 8 МГц блока L1 могут рассматриваться как проколото кодированные. Когда тюнер r603, показанный на фиг.61, использует полосу частот 7,61 МГц для декодирования L1, блок r401 удаления заголовка кадра, показанный на фиг.63, должен реорганизовать принятый, циклически сдвинутый блок L1 в исходную форму, как показано на фиг.56. На данном этапе декодирование L1 выполняется, используя всю полосу частот тюнера. Как только блок L1 реорганизован, у спектра реорганизованного блока L1 может быть пустая область в пределах спектра как показано в верхней правой стороне фиг.56, поскольку первоначальным размером блока L1 является полоса частот 8 МГц.
Как только пустая область заполнена нулями, либо после обратного перемежения в области символа посредством обратного перемежителя по частоте r403 на фиг.63 или обратного перемежителя символов r308-1 на фиг.64, либо после обратного перемежения в области битов блоком r306-1 обратного отображения символов, мультиплексором r305-1 битов и внутренним обратном перемежителем r304-1 на фиг.64, у блока может быть форма, которая оказывается проколотой как показано в нижней правой стороне фиг.56.
Этот блок L1 может декодироваться в модуле r303-1 декодирования прокалывания/сокращения на фиг.64. С использованием структуры этих заголовков может быть использована вся полоса частот тюнера, таким образом эффективность спектра и выигрыш кодирования могут быть увеличены. В дополнение, идентичная полоса частот и структура пилот-сигнала могут использоваться для символов заголовка и данных.
Кроме того, если полоса частот заголовка или полоса частот символов заголовка установлена в качестве полосы частот тюнера, как показано на фиг.58, (это 7,61 МГц в данном примере) полный блок L1 может быть получен после перестановки даже без прокалывания. Другими словами, для кадра, имеющего символы заголовка, где символы заголовка имеют, по меньшей мере, один блок уровня 1 (L1), можно сказать, блок L1 имеет 3408 активных поднесущих, и данные 3408 активных поднесущих соответствуют 7,61 МГц из 8МГц Радиочастотной (RF) полосы.
Таким образом, эффективность спектра и производительность декодирования L1 может быть максимизирована. Другими словами, в приемнике декодирование может выполняться в модуле r303-1 выколотого/сокращенного декодирования на фиг.64 после выполнения только обратного перемежения в области символа.
Следовательно, предложенная новая структура заголовка может быть преимущественной в том, что она является полностью совместимой с ранее использовавшимся заголовком, за исключением того, что: полоса частот отличается; блоки L1 повторяются с периодом 8 МГц; блок L1 может быть всегда декодируемым, независимо от позиции окна тюнера; Полная полоса частот тюнера может использоваться для L1 декодирования; максимальная эффективность спектра может гарантировать больший выигрыш кодирования; незавершенный блок L1 может рассматриваться как проколотый кодированный; простая и та же самая структура пилот-сигнала может использоваться как для заголовка, так и для данных; и идентичная полоса частот может использоваться как для заголовка, так и для данных.
Фиг.59 показывает пример аналогового процессора. Модуль DAC 601 может конвертировать вход цифрового сигнала в аналоговый сигнал. После того, как полоса пропускания частоты передачи исходяще конвертирована (602) и аналогово отфильтрована (603), сигнал может быть передан.
Фиг.60 показывает пример системы цифрового приемника. Принятый сигнал конвертируется в цифровой сигнал в модуле r105 аналогового процесса. Демодулятор r104 может конвертировать сигнал в данные в частотной области. Анализатор r103 кадра может удалить пилот-сигналы и заголовки и разрешить выбор информации об услуге, которая должна быть декодирована. Демодулятор r102 BICM может исправить ошибки в канале передачи. Выходной процессор r101 может восстанавливать изначально передаваемый поток услуги и информацию синхронизации.
Фиг.61 изображает пример аналогового процессора, используемого в приемнике. Модуль r603 Тюнера/AGC может выбрать требуемую полосу пропускания частоты из принятого сигнала. Модуль r602 нисходящего конвертирования может восстановить базовую полосу частот. ADC Модуль r601 может конвертировать аналоговый сигнал в цифровой сигнал.
Фиг.62 показывает пример демодулятора. Модуль r506 обнаружения кадра может обнаружить заголовок, проверить, существует ли соответствующий цифровой сигнал, и обнаружить начало кадра. Модуль r505 синхронизации времени/частоты может выполнять синхронизацию в областях времени и частоты. На этом этапе, для синхронизации по времени может использоваться корреляция защитного интервала. Для синхронизации в области частоты может использоваться корреляция или может быть оценено смещение из фазовой информации поднесущей, которая передается в частотной области. Модуль r504 удаления заголовка может удалить заголовок из передней части обнаруженного кадра. Модуль r503 удаления GI может удалить защитный интервал. Модуль r501 FFT может преобразовать сигнал из временной области в сигнал в частотной области. Модуль r501 оценки канала/выравнивания может компенсировать ошибки, оценивая искажение в канале передачи, используя символ пилот-сигнала. Модуль r504 удаления заголовка может быть опущен, если демодулятор предназначен конкретно для DVB-C2.
Фиг.63 показывает пример анализатора кадра. Модуль r404 удаления пилот-сигнала может удалить символ пилот-сигнала. Модуль r403 обратного перемежения по частоте может выполнить обратное перемежение в частотной области. Объединитель r402 символов OFDM может восстановить кадр данных из потоков символов, передаваемых в OFDM символах. Модуль r401 удаления заголовка кадра может извлечь сигнализацию физического уровня из заголовка каждого переданного кадра и удалить заголовок. Извлеченная информация может использоваться в качестве параметров для следующих процессов в приемнике.
Фиг.64 показывает пример демодулятора BICM. Фиг.64a показывает тракт данных, а фиг.64b показывает тракт сигнализации L1. Обратный перемежитель r308 символов может выполнить обратное перемежение в области символа. Блок r307 извлечения ModCod может извлечь параметры ModCod из передней части каждого BB кадра и делают данные параметры доступными для последующих процессов адаптивной/переменной демодуляции и декодирования. Блок r306 обратного отображения символов может обратно отобразить входные потоки символов в потоки Логарифмического Отношения Правдоподобности (LLR) битов. Выходные битовые потоки LLR могут быть вычислены с применением совокупности, используемой в блоке 306 отображения символов передатчика в качестве референсной точки. В этой точке, когда используется вышеупомянутый MQAM или NU-MQAM, вычислением как оси I, так и оси Q при вычислении ближайшего от MSB бита, и вычислением либо оси I, либо оси Q при вычислении остальных битов, может быть реализован эффективный блок обратного отображения символов. Этот способ может применяться, например, к Приблизительному LLR, Точному LLR, или Неоднозначному решению.
Когда используется оптимизированная совокупность в соответствии с емкостью совокупности и кодовой скоростью кода коррекции ошибок в блоке 306 отображения Символов передатчика, блок r306 обратного отображения Символов приемника может получить совокупность, используя информацию о кодовой скорости и емкости совокупности, переданную от передатчика. Битовый мультиплексор r305 приемника может выполнять обратную функцию битового демультиплексора 305 передатчика. Внутренний обратный перемежитель r304 и внешний обратный перемежитель r302 приемника могут выполнять обратные функции внутреннего перемежителя 304 и внешнего перемежителя 302 передатчика соответственно, для того чтобы получить поток битов в его исходной последовательности. Внешний обратный перемежитель r302 может быть опущен, если демодулятор BICM предназначен конкретно для DVB-C2.
Внутренний декодер r303 и внешний декодер r301 приемника могут выполнять процессы декодирования соответствующие внутреннему кодеру 303 и внешнему кодеру 301 передатчика, соответственно, чтобы исправлять ошибки в канале передачи. Подобные процессы, выполняемые в тракте данных, могут быть выполнены в тракте сигнализации L1, но с другими параметрами (r308-1~r301-1). На этот момент, как объяснено в части заголовка, модуль r303-1 сокращенного/проколотого кода может использоваться для декодирования сигнала L1.
Фиг.65 показывает пример LDPC декодирования, использующего сокращение/прокалывание. Демультиплексор r301a может отдельно выдавать часть информации и часть четности систематического кода от входных потоков битов. Для информационной части может быть выполнено заполнение нулями (r302a), согласно числу входных битовых потоков LDPC декодера, для части четности, входные битовые потоки для LDPC декодера (r303a) могут генерироваться путем обратной операции над проколотой частью. LDPC декодирование (r304a) может выполняться на сгенерированных потоках битов, нули в информационной части могут быть удалены и выведены (r305a).
Фиг.66 показывает пример выходного процессора. Дескремблер r209 BB может восстанавливать скремблированные (209) потоки битов в передатчике. Сплиттер r208 может восстанавливать кадры BB, которые соответствуют множеству PLP, которые мультиплексируются и передаются от передатчика в соответствии с PLP трактом. Для каждого PLP тракта блок r207-1~n удаления заголовка BB, может удалять заголовок, который передан в передней части кадра BB. CRC декодер r206-1~n может выполнять декодирование CRC и сделать достоверные кадры BB доступными для отбора. Модули r205-1~n вставки нулевых пакетов могут восстанавливать нулевые пакеты, которые были удалены для большей эффективности передачи в их исходном расположении. Модули r204-1~n восстановления задержек, могут восстанавливать задержку, которая существует между каждым PLP трактом.
Выходные модули r203-1~n восстановления часов могут восстановить исходную синхронизацию служебного потока от информации синхронизации, переданной от входных модулей 203-1~n синхронизации потоков. Модули r202-1~n выходного интерфейса могут восстановить данные в пакете TS/GS от входных битовых потоков, которые нарезаны в BB кадре. Выходные модули r201-1~n постобработки могут восстановить множество потоков TS/GS в полный поток TS/GS, если необходимо. Затененные блоки, показанные на фиг.66, представляют модули, которые могут использоваться, когда единственный PLP обработан за один раз, и остальные блоки представляют модули, которые могут использоваться, когда множество PLP обрабатываются одновременно.
Шаблоны пилот-сигнала заголовка были тщательно спроектированы, чтобы избежать увеличения PAPR, таким образом, нужно учитывать может ли частота повторения L1 увеличить PAPR. Число информационных битов L1 изменяется динамически в соответствии с привязкой канала, числом PLP, и т.д. Подробно, необходимо иметь в виду такие вещи, как: фиксированный размер блока L1 может ввести ненужные издержки; сигнализация L1 должна быть защищена сильнее, чем символы данных; и перемежение блока L1 по времени может улучшить устойчивость к ухудшению канала, такому как импульсная шумовая потребность.
Для частоты повторения блока L1 8 МГц, как показано на фиг.67, эффективность полного спектра (увеличение полосы на 26,8 %) проявляется с виртуальным прокалыванием, но PAPR может быть увеличен, так как полоса частот L1 является той же самой, что и для символов данных. Для частоты повторения 8 МГц, перемежение частоты 4K-FFT DVB-T2 может использоваться для унификации, и тот же самый шаблон может повториться с периодом 8 МГц после перемежения.
Для частоты повторения блока L1 6 МГц, как показано на фиг.68, эффективность укороченного спектра может проявляться без виртуального прокалывания. Аналогичная проблема PAPR, как и для случая 8 МГц может случиться, поскольку полосы частот L1 и символа данных разделяют LCM=24 MHz. Для частоты повторения 6 МГц перемежение частоты 4K-FFT DVB-T2 может использоваться для унификации, и тот же самый шаблон может повториться с периодом 24 МГц после перемежения.
Фиг.69 показывает новую частоту повторения блока L1 7,61 МГц или полной полосы частот тюнера. Эффективность полного спектра (увеличение полосы на 26.8%) может быть получена без виртуального прокалывания. Не может быть никакой проблемы с PAPR, поскольку полосы частот L1 и символа данных разделяют МГц LCM=1704. Для частоты повторения 7,61 МГц перемежение частоты 4K-FFT DVB-T2 может использоваться для унификации, и тот же самый шаблон может повториться с периодом около 1704 МГц после перемежения.
Фиг.70 изображает пример сигнализации L1, которая передается в заголовке кадра. Каждая информация в сигнализации L1 может передаваться приемнику и может использоваться в качестве параметра декодирования. В особенности, данная информация может использоваться в тракте сигнала L1, показанном на фиг.64, и PLP могут передаваться в каждом срезе данных. Увеличенная устойчивость для каждого PLP может быть получена.
Фиг.72 изображает пример перемежителя 308-1 символов, как показано в тракте сигнализации L1 на фиг.37, а также может быть примером его соответствующего обратного перемежителя r308-1 символов, как показано в тракте сигнализации L1 на фиг.64. Блоки с наклонными линиями представляют блоки L1, а сплошные блоки представляют несущие данных. Блоки L1 могут передаваться не только в пределах единственного заголовка, но также могут передаваться во множестве OFDM блоков. В зависимости от размера блока L1 может меняться размер перемежающегося блока. Другими словами, num_L1_sym и L1 span могут отличаться друг от друга. Чтобы минимизировать ненужные издержки, данные могут передаваться в пределах остальных несущих OFDM символов, где передается блок L1. На этой стадии может быть гарантирована эффективность полного спектра, поскольку повторяющийся цикл блока L1 все также составляет полную полосу частот тюнера. На фиг.72 числа в блоках с наклонными линиями представляют порядок битов внутри отдельного LDPC блока.
Следовательно, когда биты записываются в чередующейся памяти в направлении строк согласно индексу символа, как показано на фиг.72, и читаются в направлении столбца согласно индексу несущей, может быть получен эффект перемежения блоков. Другими словами, один блок LDPC может перемежаться в области времени и области частоты, а затем может быть передан. Num_L1_sym может равняться предопределенному значению, например, число между 2~4 может быть назначено как число OFDM символов. На этой стадии, чтобы увеличить глубину детализации размера блока L1, выколотый/сокращенный LDPC код, имеющий минимальную длину кодового слова, может использоваться для защиты L1.
Фиг.73 изображает пример передачи блока L1. Фиг.73 иллюстрирует фиг.72 в области кадра. Как показано на фиг.73a, L1 блоки могут охватывать полную полосу частот тюнера, или, как показано на фиг.73b, L1 блоки могут быть частично заполнены, и остальные несущие могут использоваться для несения данных. В любом случае, можно видеть, что частота повторения блока L1 может быть идентичной полной полосе частот тюнера. Кроме того, для символов OFDM, которые используют сигнализацию L1, включая заголовок, может быть выполнено только перемежение символов, не позволяя передачу данных в этих OFDM символах. Следовательно, для OFDM символа, используемого для сигнализации L1, приемник может декодировать L1, выполняя обратное перемежение без декодирования данных. На этом этапе, блок L1 может передавать сигнализацию L1 текущего кадра или сигнализацию L1 последующего кадра. На стороне приемника, параметры L1, декодируемые из тракта декодирования сигнализации L1, показанном на фиг.64, могут использоваться для процесса декодирования для тракта данных из анализатора кадра последующего кадра.
В итоге, в передатчике, перемежение блоков области L1 может выполняться путем записи блоков в память в направлении строк и чтения записанных блоков из памяти в направлении столбцов. В приемнике, обратное перемежение блоков области L1 может выполняться путем записи блоков в память в направлении столбца и чтения записанных блоков из памяти в направлении строк. Направления чтения и записи передатчика и приемника могут взаимозаменяться.
Когда выполняется моделирование с предположениями, такими как: CR=1/2 для защиты L1 и унифицированности T2; отображение символа с 16-QAM; плотность пилот-сигнала в Заголовке 6; число коротких LDPC обуславливает, что сделано требуемое количество прокалываний/сокращений, могут быть получены результаты или заключения, такие как: только заголовка для передачи L1 может быть недостаточно; число OFDM символов зависит от величины размера блока L1; самое короткое кодовое слово LDPC (например, 192-хбитная информация) среди сокращенного/проколотого кода может использоваться для гибкости и тонкой детализации; и Заполнение может быть добавлено, если требуется, с незначительными издержками. Результат подытожен на фиг.71.
Следовательно, для частоты повторения блока L1 полная полоса частот тюнера без виртуального прокалывания может быть хорошим решением, и все также не может возникать никаких проблем с PAPR при полной эффективности спектра. Для сигнализации L1 эффективная структура сигнализации может позволить максимальную конфигурацию в среде связки 8 каналов, 32 вырезов, 256 срезов данных и 256 PLP. Для структуры блока L1 может быть реализована гибкая сигнализация L1 в соответствии с размером блока L1. Перемежение по времени может быть выполнено для лучшей устойчивости для унификации Т2. Меньшие издержки может позволить передачу данных в заголовке.
Перемежение блока L1 может быть выполнено для лучшей устойчивости. Данное перемежение может выполняться с фиксированным предопределенным числом символов L1 (num_L1_sym) и числом несущих, охваченных L1 (L1_span), в качестве параметров. Та же техника используется для перемежения заголовка Р2 в DVB-T2.
Может использоваться L1 блок переменного размера. Размер может быть адаптируемым к количеству битов сигнализации L1, приводя в результате к пониженным издержкам. Полная эффективность спектра может быть получена без проблем с PAPR. Повторение на меньше чем 7,61 МГц может означать, что больше избыточности может отправляться, но не использоваться. Никакая проблема PAPR не может возникать из-за частоты повторения 7,61 МГц для блока L1.
Фиг.74 изображает другой пример сигнализации L1, передаваемой в заголовке кадра. Этот фиг.74 отличается от фиг.70 в том, что поле L1_span, имеющее 12 битов, разделено на два поля. Другими словами, поле L1_span разделено на L1_column, имеющее 9 бит, и L1_row, имеющее 3 бита. L1_column представляет индекс несущей, которую охватывает L1. Поскольку срез данных начинается и заканчивается каждые 12 несущих, что является плотностью пилот-сигнала, 12 битов издержек могут быть сокращены на 3 бита, чтобы достичь 9 битов.
L1_row представляет число OFDM символов, где простирается L1, когда применяется перемежение по времени. Следовательно, перемежение по времени может выполняться в пределах области L1_columns умноженное на L1_rows. Иначе, весь размер блоков L1 может передаваться так, что L1_span, показанный на фиг.70, может использоваться, когда перемежение по времени не выполняется. Для такого случая, размер блока L1 равен в данном примере 11776х2 битов, таким образом, 15 битов достаточно. Следовательно, поле L1_span может состоять из 15 битов.
Фиг.75 изображает пример частотного или временного перемежения/ обратного перемежения. Фиг.75 показывает часть целого кадра передачи. Фиг.75 также показывает связку множества 8 МГц полос частот. Кадр может состоять из заголовка, который передает блоки L1 и символа данных, который передает данные. Различные типы символов данных представляют срезы данных для различных услуг. Как показано на фиг.75, заголовок передает блоки L1 каждые 7,61 МГц.
Для заголовка перемежение по частоте или по времени выполняется в пределах блоков L1 и не выполняется между блоками L1. А именно, для заголовка, можно сказать, что перемежение выполняется на уровне блока L1. Это позволяет декодирование блоков L1 путем передачи блоков L1 в пределах полосы частот окна тюнера, даже когда окно тюнера переместилось в случайное положение в пределах системы связки каналов.
Для декодирования символа данных в случайной полосе частот окна тюнера не должно случиться перемежение между срезами данных. А именно, для срезов данных можно сказать, что перемежение выполняется на уровне срезов данных. Следовательно, перемежение по частоте и перемежение по времени должно выполняться в пределах среза данных. И поэтому перемежитель 308 символов в тракте данных модуля BICM передатчика, как показано на фиг.37, может выполнять перемежение символов для каждого среза данных. Перемежитель 308-1 символов в тракте сигнала L1 может выполнять перемежение символов для каждого блока L1.
Перемежитель 403 частоты, показанный на фиг.42, должен выполнять перемежение на заголовке и символах данных отдельно. В частности, для заголовка перемежение по частоте может выполняться для каждого блока L1 и для символа данных, причем перемежение по частоте может выполняться для каждого среза данных. На этом этапе, перемежение по времени в тракте данных или тракте сигнала L1 не может быть выполнено, учитывая режим низкой латентности.
Используя предложенные способы и устройства, помимо других преимуществ возможно реализовать эффективные цифровой передатчик, приемник и структуру сигнализации физического уровня.
Путем передачи ModCod информации в каждом заголовке ВВ кадра, что необходимо для ACM/VCM, и передачи остальной части сигнализации физического уровня в заголовке кадра, издержки сигнализации могут быть минимизированы.
Модифицированная QAM для более энергетически эффективной передачи или более помехоустойчивой цифровой широковещательной системы может быть реализована. Данная система может включать передатчик и приемник для каждого раскрытого примера и комбинации таковых.
Улучшенная неоднородная QAM для более энергетически эффективной передачи или более помехоустойчивой цифровой широковещательной системы может быть реализована. Также описан способ применения кодовой скорости кода коррекции ошибок NU-MQAM и MQAM. Данная система может включать передатчик и приемник для каждого раскрытого примера и комбинации таковых.
Предложенный способ сигнализации L1 может понизить издержки на 3~4% путем минимизации издержек сигнализации во время привязки каналов.
Специалистам в данной области техники будет очевидно, что различные модификации и вариации могут быть сделаны в настоящем изобретении без отхода от данного изобретения.