ПЕРЕДАЧА ПИЛОТ-СИГНАЛА И ДАННЫХ В СИСТЕМЕ MIMO, ПРИМЕНЯЯ СУБПОЛОСНОЕ МУЛЬТИПЛЕКСИРОВАНИЕ
TRANSFER OF PILOT SIGNAL AND DATA IN MIMO SYSTEM APPLYING SUBBAND MULTIPLEXING

Истребование приоритета под 35 U.S.C §119
Данная заявка на патент испрашивает приоритет предварительной заявки No 60/691701 «PILOT AND DATA TRANSMISSION IN A QUASI-ORTHOGONAL SINGLE-CARRIER FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM», поданной 16 июня 2005, предварительной заявки No 60/702033 "PILOT AND DATA TRANSMISSION IN A QUASI-ORTHOGONAL SINGLE-CARRIER FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM" поданной 22 июля 2005 и предварительной заявки No 60/710366, «PILOT AND DATA TRANSMISSION IN A QUASI-ORTHOGONAL SINGLE-CARRIER FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM», поданной 22 августа 2005, переданных настоящему правопреемнику, и настоящим явно включены сюда по ссылке.
Область техники
Данное раскрытие имеет отношение, в общем случае, к коммуникациям, и, более определенно, к передаче контрольного сигнала и данных в беспроводной коммуникационной системе.
Предшествующий уровень техники
Система множественного доступа может одновременно обмениваться с множеством терминалов по прямой и обратной линиям связи. Прямая линия связи (или передача информации по нисходящей линии связи) относится к коммуникационной связи с базовых станций к терминалам, и обратная линия связи (или восходящая линия связи) относится к коммуникационной связи от терминалов до базовых станций. Множество терминалов могут одновременно передавать данные по обратной линии связи и/или получать данные по прямой линии связи. Это часто достигается с помощью мультиплексирования множества передач данных по каждой линии связи, ортогональным друг к другу по времени, частоте и/или кодовой области. Полная ортогональность среди множества передач данных типично не достигается в большинстве случаев из-за различных факторов, типа условий канала, несовершенств получателя, и так далее. Однако ортогональное мультиплексирование гарантирует, что передача данных для каждого терминала минимально взаимодействует с передачами данных для других терминалов.
Число терминалов, которые могут обмениваться с системой множественного доступа в любой данный момент, типично ограничивается числом каналов трафика, доступных для передачи данных, которая в свою очередь ограничена доступными системными ресурсами. Например, число каналов трафика может быть определено числом доступных последовательностей ортогональных кодов в системе с множественным доступом с кодовым разделением каналов (CDMA), число доступных частотных субдиапазонов в системе множественного доступа с частотным мультиплексированием (FDMA), число доступных слотов времени в системе множественного доступа с режимом разделения времени (TDMA), и так далее. Во многих случаях, желательно позволить большему количеству терминалов одновременно связываться с системой, чтобы улучшить емкость системы.
Поэтому есть потребность в данной области техники для способов поддержки одновременной передачи для большего количества терминалов в системе множественного доступа.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Передача контрольного (пилот-) сигнала, оценка канала и способы пространственной обработки, которые поддерживают одновременные передачи для терминалов в системе множественного доступа с разделением единственной несущей частоты (SC-FDMA), описаны ниже. Система SC-FDMA может использовать (1) FDMA с чередованием (IFDMA), чтобы передать данные и контрольный сигнал в поддиапазонах, которые выделены в частотном диапазоне или полосы частот системы, (2) ограниченный FDMA (LFDMA), чтобы передать данные и контрольный сигнал по группе смежных субдиапазонов, или (3) расширенный FDMA (EFDMA), чтобы передать данные и контрольный сигнал на множество групп смежных судиапазонов. IFDMA также называют распределенным FDMA, и LFDMA также называют узкополосным FDMA, классическим FDMA, и FDMA.
Для передачи контрольного (пилот-) сигнала множество передатчиков могут передать свои контрольные сигналы, используя мультиплексирование с временным разделением (TDM), мультиплексирование с кодовым разделением (CDM), мультиплексирование с чередованием частоты (IFDM) или ограниченное частотное мультиплексирование (LFDM), как описано ниже. Контрольные сигналы от этих передатчиков являются ортогональными друг к другу, что позволяет получателю получать более высококачественную оценку канала для каждого передатчика.
Для оценки канала приемник выполняет комплементарное демультиплексирование для контрольных сигналов, посланных передатчиками с TDM, CDM, IFDM или LFDM. Приемник может получить оценку канала для каждого передатчика, используя, например, способ минимальной среднеквадратичной ошибки (MMSE), способ наименьших квадратов (LS) или некоторый другой способ оценки канала. Приемник может также выполнить фильтрацию, ограничение по порогу, усечение, и/или выбор подключения, чтобы получить улучшенную оценку канала.
Приемник также выполняет пространственную обработку для передач данных, полученных от передатчиков для одного и того же частотно-временного блока. Приемник может получить матрицы пространственного фильтра, основанные на оценках канала для передатчиков и используя, например, способы обращения в нуль (ZF), способы MMSE или способы комбинирования максимального соотношения (MRC).
Различные аспекты и варианты воплощения изобретения описаны более подробно ниже.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Признаки и сущность данного изобретения станут более очевидными из подробного описания, сформулированного ниже, когда оно рассматривается вместе с чертежами, в которых подобные символы ссылок идентифицируют подобное по всему описанию.
Фиг.1 показывает систему Q-FDMA с множеством передатчиков и приемником.
Фиг.2A показывает примерную структуру субдиапазона для IFDMA.
Фиг.2B показывает примерную структуру субдиапазона для LFDMA.
Фиг.2C показывает примерную структуру субдиапазона для EFDMA.
Фиг.3А показывает генерацию символа IFDMA, LFDMA или EFDMA.
Фиг.3B показывает генерацию символа IFDMA.
Фиг.4 показывает схему с прыгающей частотой.
Фиг.5 показывает схему контрольного сигнала TDM.
Фиг.6 показывает схему контрольного сигнала CDM.
Фиг.7 показывает схемы распределенных/локализованных контрольных сигналов.
Фиг.8A показывает распределенные контрольные сигналы для двух передатчиков с IFDMA.
Фиг.8B показывает распределенные контрольные сигналы для двух передатчиков с LFDMA.
Фиг.9A показывает локализованные контрольные сигналы для двух передатчиков с IFDMA.
Фиг.9B показывает локализованные контрольные сигналы для двух передатчиков с LFDMA.
Фиг.10 показывает передачу с различными продолжительностями данных и символа контрольного сигнала.
Фиг.11 показывает процесс передачи контрольного сигнала и данных в системе Q-FDMA.
Фиг.12 показывает процесс для того, чтобы выполнить оценку канала.
Фиг.13 показывает передачу H-ARQ.
Фиг.14 показывает передачу H-ARQ для двух передатчиков.
Фиг.15 показывает блок-схему передатчика.
Фиг.16 показывает блок-схему приемника.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ
Слово "примерное" используется здесь, чтобы означать "служить примером, случаем или иллюстрацией". Любой вариант воплощения или конструкция, описанные здесь как "примерные", не должны обязательно быть рассмотрены как предпочтительный или выгодный перед другими вариантами воплощения или конструкциями.
Передача контрольного сигнала, оценка канала и способы пространственной обработки, описанные здесь, могут использоваться для различных систем коммуникаций. Например, эти способы могут использоваться для системы SC-FDMA, которая использует IFDMA, LFDMA или EFDMA, системы множественного доступа с ортогональным частотным разделением (OFDMA), которая использует ортогональное частотное мультиплексирование (OFDM), других систем FDMA, других основанных на OFDM систем, и так далее. Символы модуляции посылают во временной области с IFDMA, LFDMA и EFDMA и в частотной области с OFDM. Вообще, способы могут использоваться для системы, которая использует одну или более схем мультиплексирования сигналов прямой и обратной линий связи. Например, система может использовать (1) SC-FDMA (например, IFDMA, LFDMA или EFDMA) для прямой и обратной линии связи, (2) одну версию SC-FDMA (например, IIFDMA) для одной линии связи и другую версию SC-FDMA (например, IFDMA) для другой линии связи, (3) MC-FDMA для прямой и обратной линии связи, (4) SC-FDMA для одной линии связи (например, обратная линия связи) и MC-FDMA (например, OFDMA) для другой линии связи (например, прямая линия связи), или (5) некоторую другую комбинацию схем мультиплексирования. SC-FDMA, OFDMA, некоторая другая схема мультиплексирования, или их комбинации могут использоваться для каждой линии связи, чтобы достигнуть желательной производительности. Например, SC-FDMA и OFDMA могут использоваться для данной линии связи с SC-FDMA, используемым для некоторых субдиапазонов, и OFDMA, используемого на других субдиапазонах. Может быть желательно использовать SC-FDMA на обратной линии связи, чтобы достигнуть низкую PAPR и ослабить требования к мощности усилителя для терминалов. Может быть желательно использовать OFDMA на прямой линии связи, чтобы потенциально достигнуть более высокой емкости системы.
Способы, описанные здесь, могут использоваться для передачи информации по нисходящей или восходящей линии связи. Способы могут также использоваться для (1) ортогональной системы множественного доступа, в которой все пользователи в пределах данной соты или сектора являются ортогональными по времени, частоте и/или коду, и (2) квазиортогональной системы множественного доступа, в которой множество пользователей в пределах одной и той же соты или сектора могут передавать одновременно на той же самой частоте в одно и то же время. Для ясности большая часть описанного ниже предназначена для квазиортогональной системы SC-FDMA, которую также называют системой Q-FDMA. Система Q-FDMA поддерживает множественный доступ по нисходящей линии связи с пространственным разделением (SDMA), который использует множество антенн, расположенных в различных точках, чтобы поддержать одновременные передачи для множества пользователей.
Фиг.1 показывает систему Q-FDMA 100 с множеством (M) передатчиков 110a-110m и приемником 150. Для простоты, каждый передатчик 110 оборудован единственной антенной 134, и приемник 150 оборудован множеством (R) антенн 152a-152r. Для прямой линии связи, каждый передатчик 110 может быть частью базовой станции, и приемник 150 может быть частью терминала. Для обратной линии связи, каждый передатчик 110 может быть частью терминала, и получатель 150 может быть частью базовой станции. Базовая станция является, в общем случае, стационар-станцией и может также назваться базовой системой приемопередатчика (BTS), точкой доступа, или некоторым другим термином. Терминал может быть стационар- или мобильным телефоном и может быть беспроводным устройством, сотовым телефоном, личным цифровым помощником (PDA), беспроводной модемной платой, и так далее.
В каждом передатчике 110 процессор 120 передачи (TX) данных и контрольного сигнала кодирует, перемежает и преобразует данные трафика и генерирует символы данных, которые являются символами модуляции для данных трафика. Символ модуляции является комплексным значением для точки в совокупности сигнала, например, для М-PSK или М-QAM. Процессор 120 также генерирует символы контрольного (пилот-) сигнала, которые являются символами модуляции для контрольного сигнала. Модулятор 130 SC-FDMA мультиплексирует символы данных и символы контрольного сигнала, выполняет модуляцию SC-FDMA (например, для IFDMA, LFDMA, или EFDMA) и генерирует символы SC-FDMA. Символ SC-FDMA может быть символом IFDMA, символом LFDMA или символом EFDMA. Символ данных SC-FDMA является символом SC-FDMA для данных трафика, и символ контрольного сигнала SC-FDMA является символом SC-FDMA для контрольного сигнала. Модуль 132 передатчика (TMTR) обрабатывает (например, преобразовывает в аналоговый, усиливает, фильтрует и преобразует частоту) символы SC-FDMA и генерирует модулированный сигнал радиочастоты (RF), который передают через антенну 134.
В приемнике 150 R антенн 152a-152r принимают модулированные сигналы RF от передатчиков 110a-110m, и каждая антенна передает полученный сигнал к связанному модулю 154 приемника (RCVR). Каждый модуль 154 приемника обрабатывает (например, фильтрует, усиливает, выполняет обратное преобразование частоты и оцифровывает) свой полученный сигнал и обеспечивает входные выборки к процессору 160 пространственного приема (RX). Процессор 160 пространственного приема оценивает ответ канала между каждым передатчиком 110 и R антеннами, основываясь на контрольном сигнале, полученном от этого передатчика. Процессор 160 пространственного приема также выполняет пространственную обработку приема для каждого субдиапазона, используемого множеством передатчиков, чтобы выделить символы данных, посланные этими передатчиками. Процессор 160 пространственного приема дополнительно демультиплексирует символы SC-FDMA, полученные для каждого передатчика. Демодулятор 170 SC-FDMA (Demod) выполняет демодуляцию SC-FDMA для обнаруженных символов SC-FDMA для каждого передатчика и обеспечивает оценки символа данных для этого передатчика. Процессор 172 принятых (RX) данных делает обратное отображение, обращенное перемежение, и декодирует оценки символа данных для каждого передатчика, и обеспечивает декодированные данные для этого передатчика. Вообще, обработка приемником 150 является комплементарной к обработке передатчиками 110a-110m.
Контроллеры 140a-140m и контроллер 180 управляют работой различных процессоров в передатчиках 110a-110m и приемнике 150 соответственно. Блоки памяти 142a-142m и память 182 сохраняют коды программы и данные для передатчиков 110a-110m и приемника 150 соответственно.
Система 100 может использовать TFDMA, LFDMA или EFDMA для передачи. Структуры субдиапазона и генерация символа для IFDMA, LFDMA и EFDMA описаны ниже.
Фиг.2A показывает примерную структуру 200 субдиапазона для IFDMA. Полная полоса частот системы BW MHz разделена на множество (K) ортогональных субдиапазонов, которым дают индексы 1-K, где K может быть любым целочисленным значением. Например, K может быть равно степени двойки (например, 64, 128, 256, 512, 1024, и так далее), что может упростить преобразование между частотной и временной областями. Интервалом между смежными субдиапазонами является BW/K MHz. Для простоты, следующее описание предполагает, что все K полных субдиапазонов пригодны для использования для передачи. Для структуры 200 субдиапазонов, K субдиапазонов размещены в S непересекающихся, или ненакладывающихся, (интервалах).
S интервалов являются непересекающимися в том, что каждый из K субдиапазонов принадлежит только одному интервалу. В варианте воплощения, интервал содержит N субдиапазонов, которые равномерно распределены по К общим субдиапазонам, и последовательные субдиапазоны в интервале разделены S субдиапазонами, где K=S*N. Для этого варианта воплощения, интервал u содержит u субдиапазонов, S+w, 2S+u..., (N-1)-S + u, где u {1,..S}. Индекс u является индексом интервала, а также смещением субдиапазона, которое указывает первый субдиапазон в интервале. Вообще, структура субдиапазона может включать в себя любое число интервалов, причем каждый интервал может содержать любое число субдиапазонов, и интервал может содержать одинаковые или различные числа субдиапазонов. Кроме того, N может или не может быть целочисленным делителем для K, и N субдиапазонов могут или не могут быть равномерно распределены в К полных субдиапазонах.
Фиг.2B показывает примерную структуру 210 субдиапазонов для LFDMA. Для структуры 210 субдиапазонов, К полных субдиапазонов размещены в S ненакладывающихся группах. В варианте воплощения, каждая группа содержит N субдиапазонов, которые являются смежными друг с другом, и группа v содержит субдиапазоны от (v-1)·N+1 до v·N, где v - индекс группы и v ∈{1..., S}. N и S для структуры 210 субдиапазонов могут быть одинаковыми или отличными от N и S для структуры 200 субдиапазонов. Вообще, структура субдиапазонов может включать в себя любое число групп, каждая группа может содержать любое число субдиапазонов, и группы могут содержать те же самые или различные числа субдиапазонов.
Фиг.2C показывает примерную структуру 220 субдиапазонов для EFDMA. Для структуры 220 субдиапазонов, K полных субдиапазонов размещены в S ненакладывающихся наборов, с каждым набором, содержащим G групп субдиапазонов. В варианте воплощения, K полных субдиапазонов распределены по S наборам следующим образом. K полных субдиапазонов сначала разделены на множество частотных диапазонов, где каждый частотный диапазон содержит K'=K/G последовательных субдиапазонов. Каждый частотный диапазон далее разделен на S групп, каждая группа содержит V последовательных субдиапазонов. Для каждого частотного диапазона, первые V субдиапазонов распределены в набор 1, следующие V субдиапазонов распределены в набор 2, и так далее, и последние V субдиапазонов распределены в набор S. Набор s, для s=1..., S содержит субдиапазоны, имеющие индексы k, которые удовлетворяют следующему: (s-1)·V≤k по модулю (K/G)<s·V. Каждый набор содержит G групп из V последовательных субдиапазонов, или в общей сложности N=G·V субдиапазонов. Вообще, структура субдиапазона может включать в себя любое число наборов, каждый набор может содержать любое число групп и любое число субдиапазонов, и наборы могут содержать одинаковое или различное количество субдиапазонов. Для каждого набора группы могут содержать одинаковые или различные числа субдиапазонов и могут быть распределены однородно или неоднородно по полосе частот системы.
Система SC-FDMA может также использовать комбинацию TFDMA, LFDMA, и/или EFDMA. В варианте воплощения, множество интервалов (чередований) может быть сформировано для каждой группы субдиапазонов, и каждый интервал может быть распределен одному или более пользователям для передачи. Например, два интервала могут быть сформированы для каждой группы субдиапазонов, первый интервал может содержать субдиапазоны с четно пронумерованными индексами, и второй интервал может содержать субдиапазоны с индексами с нечетным номером. В другом варианте воплощения, множество групп субдиапазонов могут быть сформированы для каждого интервала, и каждая группа субдиапазонов может быть распределена одному или более пользователям для передачи. Например, две группы субдиапазонов могут быть сформированы для каждого интервала, первая группа субдиапазонов может содержать более низкие субдиапазоны в интервале, и вторая группа субдиапазонов может содержать более высокие субдиапазоны в интервале. IFDMA, LFDMA, EFDMA, и их комбинации можно рассматривать как различные версии SC-FDMA. Для каждой версии SC-FDMA, множество пользователей могут передать ортогональные контрольные (пилот-) сигналы на заданном наборе субдиапазонов (например, интервале или группе субдиапазонов), деля набор субдиапазонов на множество поднаборов и назначая каждому пользователю соответствующий поднабор для передачи контрольного сигнала.
Фиг.3А показывает генерацию символа IFDMA для одного интервала, символа LFDMA для одной группы субдиапазонов, или символа EFDMA для одного набора субдиапазонов. Исходная последовательность N символов модуляции, которые должны быть переданы в одном периоде символов на интервале, группе субдиапазонов, или наборе субдиапазонов, обозначена как {d1, d2, d3..., dN} (блок 310). Исходная последовательность преобразуется в частотную область N-точечным дискретным преобразованием Фурье (DFT), чтобы получить последовательность N значений частотной области (блок 312). N значений частотной области отображаются на N субдиапазонов, используемых для передачи, и K-N нулевых значений отображаются на оставшиеся K-N субдиапазонов, чтобы генерировать последовательность из K значений (блок 314). N субдиапазонов, используемых для передачи, находятся в одной группе смежных субдиапазонов для LFDMA (как показано на Фиг.3А), находятся в одном интервале с субдиапазонами, распределенными по К полным субдиапазонам для TFDMA (не показано на Фиг.3А), и находятся в одном наборе из множества групп субдиапазонов для EFDMA (также не показано на Фиг.3А). Последовательность из К значений затем преобразуют во временную область K-точечным обратным дискретным преобразованием Фурье (IDFT), чтобы получить последовательность из К выходных выборок временной области (блок 316).
Последние С выходных образцов последовательности скопированы к началу последовательности, чтобы сформировать символ IFDMA, LFDMA, или EFDMA, который содержит K+C выходных образцов (блок 318). C скопированных выборок часто называют циклическим префиксом или защитным интервалом, и C является длиной циклического префикса. Циклический префикс используется, чтобы бороться с межсимвольной помехой (ISI), вызванной постепенным частотно-селективным замиранием, которое является частотной характеристикой, которая изменяется по полосе частот системы.
1
2
3
N
Фиг.3B показывает генерацию символа IFDMA для одного интервала для случая, в котором N является целочисленным делителем K, и N субдиапазонов равномерно распределены по К полным субдиапазонам. Исходная последовательность N символов модуляции, которые будут переданы в один период символа по N субдиапазонам в интервале u обозначена как {d, d, d..., d} (блок 350). Исходная последовательность копируется S раз для того, чтобы получить расширенную последовательность из К символов модуляции (блок 352). N Символов модуляции посылают во временной области и все вместе занимают N субдиапазонов в частотной области. S копий исходной последовательности приводят к N занятым субдиапазонам, разделенным S субдиапазонами, с S-1 субдиапазонами нулевой мощности, отделяющими смежные занятые субдиапазоны. Расширенная последовательность имеет подобный гребенке спектр частоты, который занимает интервал 1 на Фиг.2A.
Расширенную последовательность умножают на пилообразный сигнал фазы для того, чтобы получить частотно-преобразованную последовательность К выходных выборок (блок 354). Каждая выходная выборка в частотно-преобразованной последовательности может быть сгенерирована следующим образом:
n
n
-j2π(n-1)·(u-1)/K
где d - n-й символ модуляции в расширенной последовательности, X - n-я выходная выборка в частотно-преобразованной последовательности, и u - индекс первого субдиапазона в интервале. Перемножение с пилообразным сигналом e фазы во временной области преобразует подобный гребенке спектр частоты для расширенной последовательности в частоту так, чтобы частотно-преобразованная последовательность заняла интервал u в частотной области. Последние С выходных выборок частотно-преобразованной последовательности копируют в начало частотно-преобразованной последовательности для того, чтобы сформировать символ IFDMA, который содержит K+C образцы выходных выборок (блок 356).
Символ IFDMA является периодическим во временной области (за исключением пилообразного сигнала фазы) и следовательно занимает N одинаково разделенных субдиапазонов, начинающихся с субдиапазона u. S TFDMA символов могут быть сгенерированы с S различными смещениями субдиапазона. Эти S TFDMA символов должны занять различные интервалы и, следовательно, быть ортогональным друг к другу.
Обработка, которая показана на Фиг.3А, может использоваться для того, чтобы генерировать символы IFDMA, LFDMA и EFDMA для любых значений N и K. Обработка, которая показана на Фиг.3B, может использоваться для того, чтобы генерировать символы IFDMA для случая, в котором N является целочисленным делителем K и N субдиапазонов равномерно распределены по К полным субдиапазонам. Генерация символа TFDMA на Фиг.3B не требует дискретного преобразования Фурье или TDFT и может, таким образом, быть предпочтительной. Фиг.3А может использоваться для того, чтобы генерировать символы TFDMA, если N не является целочисленным делителем K или если N субдиапазонов равномерно не распределены по К субдиапазонам. Символы TFDMA, LFDMA и EFDMA могут также быть сгенерированы другими способами.
K+C выходных выборок символа SC-FDMA (который может быть символом TFDMA, LFDMA или EFDMA) передают K+C в периодах выборок, одна выходная выборка в каждом периоде выборок. Период символа SC-FDMA (или просто период символа) является длительностью одного символа SC-FDMA и равен K+C периодам выборок. Период выборки также называют периодом кадра.
Как это используется в общем случае здесь, набор субдиапазонов является набором субдиапазонов, которые могут быть интервалом для TFDMA, группой субдиапазонов для LFDMA или набором групп множества субдиапазонов для EFDMA. Для обратной линии связи, S пользователей могут одновременно передавать данные и контрольный сигнал в S наборах из субдиапазонов (например, S интервалов или S групп субдиапазонов) к базовой станции, без взаимной помехи друг с другом. Множество пользователей могут также совместно использовать заданный набор субдиапазонов, и базовая станция может использовать приемник пространственной обработки для того, чтобы выделить создающие помехи передачи на этом наборе субдиапазонов. Для прямой линии связи базовая станция может одновременно передавать данные и контрольный (пилот-) сигнал по S наборам субдиапазонов к S пользователям без помех.
Фиг.4 показывает схему 400 скачков по частоте (FH), которая может использоваться для прямой и/или обратной линии связи. Скачки по частоте могут обеспечить разнесение частоты и рандомизацию помех от других сот или секторов. При наличии скачков по частоте пользователю может быть назначен канал трафика, который связан с шаблоном скачка (переключения), который указывает, какой набор(ы) субдиапазонов, при их наличии, использовать в каждом временном слоте. Шаблон скачков также называют шаблоном или последовательностью FH, и слот времени также называют периодом скачка. Слот времени является временем, расходуемым на заданный набор субдиапазонов и типично охватывает множество периодов символа. Шаблон скачков может псевдослучайно выбирать различные наборы субдиапазонов в различных слотах времени. Частотное разнесение достигается посредством выделения всех или многих из S наборов субдиапазонов по некоторому количеству слотов времени.
В варианте воплощения один канальный набор определен для каждой линии связи. Каждый канальный набор содержит S каналов трафика, которые являются ортогональными друг к другу так, чтобы никакие два канала трафика не отображались на один и тот же набор субдиапазонов ни в каком заданном временном слоте. Это позволяет избежать внутрисотовой/внутрисекторной помехи среди пользователей, назначенных на каналы трафика в одно и том же канальном наборе. Каждый канал трафика отображается на конкретную последовательность частотно-временных блоков, на основании шаблона скачков для этого канала трафика. Частотно-временной блок является конкретным набором субдиапазонов в конкретном слоте времени. Для этого варианта воплощения S пользователям может быть назначены S каналов трафика и они должны быть ортогональным друг к другу. Множеству пользователей может также быть назначен один и тот же канал трафика, и эти накладывающиеся пользователи могут совместно использовать одну и ту последовательность частотно-временных блоков и оказывать помехи друг другом все время. В этом случае контрольные сигналы для накладывающихся пользователей могут быть мультиплексированы как описано ниже, и передачи данных для этих пользователей могут быть отделены, используя пространственную обработку для приемника, как также описано ниже.
В другом варианте воплощения множество канальных наборов могут быть определены для каждой линии связи. Каждый канальный набор содержит S ортогональных каналов трафика. S каналов трафика в каждом канальном наборе могут быть псевдослучайными относительно S каналов трафика в каждом из оставшихся наборов каналов. Это рандомизирует помеху среди пользователей, назначенных на каналы трафика в различных наборах каналов.
Фиг.4 показывает примерное отображение канала 1 трафика в каждом наборе каналов в последовательность частотно-временных блоков. Каналы 2-S трафика в каждом наборе каналов могут быть отображены в вертикально и циклически сдвинутые версии последовательности частотно-временных блоков для канала трафика 1. Например, канал трафика 2 в наборе каналов 1 может быть отображен в набор 2 субдиапазонов в слоте времени 1, набор 5 субдиапазонов в слоте времени 2, набор 1 субдиапазонов в слоте времени 3, и так далее.
Вообще, множество пользователей могут накладываться детерминированным способом (например, совместно используя один и тот же канал трафика), псевдослучайным способом (например, при использовании двух псевдослучайных каналов трафика), или комбинации обоих.
1. Передача контрольного сигнала
В квазиортогональном SC-FDMA множество передатчиков могут передавать на заданном частотно-временном блоке. Передачи данных от этих передатчиков могут оказывать помехи друг другу и могут быть разделены, используя пространственную обработку для приемника, даже если эти передачи данных не ортогональны друг к другу. Передачи контрольного сигнала от этих передатчиков могут быть сделаны ортогональными, используя TDMA, CDM, TFDM, LFDM, или некоторые другие схемы мультиплексирования. Ортогональные контрольные (пилот-) сигналы улучшают оценку канала, которая может в свою очередь улучшить эффективность передачи данных, так как используются оценки канала для того, чтобы восстановить передачи данных. Вообще, любое число передатчиков (например, 2, 3, 4, и так далее) могут совместно использовать заданный частотно-временной блок. Для простоты следующее описание предполагает, что Q=2, и передачи контрольного сигнала от двух передатчиков являются мультиплексированными на одном и том же частотно-временном блоке. Также, для простоты, ниже описаны контрольные сигналы только для TFDMA и LFDMA.
Фиг.5 показывает схему контрольного сигнала TDMA. Передатчики 1 и 2 передают данные и контрольный сигнал на одном и том же частотно-временном блоке, который составлен из одного набора из N субдиапазонов в одном слоте времени T периодов символов, где T>1. Для примера, который показан на Фиг.5, передатчик 1 передает данные в периоды 1 - t-1 символов, затем контрольный сигнал в период t символов, и затем данные в периоды t+2 - T символов. Передатчик 1 не передает данные или контрольный сигнал в период t+1 символов. Передатчик 2 передает данные в периоды 1 - t-1 символов, затем контрольный сигнал в период t+1 символов, и затем данные в периоды t+2 - T символов. Передатчик 2 не передает данные или контрольный сигнал в период t символов. Передачи данных от передатчиков 1 и 2 оказывают помехи друг на друга. Передачи контрольного сигнала от передатчиков 1 и 2 не оказывают помехи друг на друга, и, следовательно, улучшенная оценка канала может быть получена для каждого передатчика. Каждый передатчик может передать (1) символ данных SC-FDMA в каждый период символов, определяемый для передачи данных, и (2) символ контрольного сигнала SC-FDMA в каждый период символов, определяемый для передачи контрольного сигнала. Символ пилот-сигнала TFDMA может быть сгенерирован, как показано на Фиг.3А или 3B, основываясь на последовательности N символов пилот-сигнала. Символ пилот-сигнала LFDMA может быть сгенерирован, как показано на Фиг.3А, основываясь на последовательности N символов пилот-сигнала.
Фиг.6 показывает схему контрольного сигнала CDM. Для примера, который показан на Фиг.6, каждый передатчик передает данные в периоды 1 - t-1 символов, затем контрольный сигнал в периоды t и t+1 символов, и затем данные в периоды t+2 - T символов. Передатчики 1 и 2 передают контрольный сигнал одновременно в периоды t и t+1 символов. Каждый передатчик генерирует символ контрольного сигнала SC-FDMA обычным способом, например, как показано на Фиг.3А или 3B. Передатчику 1 назначают ортогональный код контрольного сигнала из {+1, +1}, умножают его символ контрольного сигнала SC-FDMA на +1 в течение периода t символов, и умножают символ контрольного сигнала SC-FDMA на +1 в течение периода t+1 символов. Передатчику 2 назначают ортогональный код контрольного сигнала из {+1,-1}, умножают его символ контрольного сигнала SC-FDMA на +1 в течение периода t символов, и умножают символ контрольного сигнала SC-FDMA на -1 в течение периода t+1 символов. Беспроводный канал, как предполагается, является статическим в течение периодов двух символов, используемых для передачи контрольного сигнала. Приемник объединяет принятые символы SC-FDMA в течение периодов t и t+1 символов, чтобы получить принятый символ контрольного сигнала SC-FDMA для передатчика 1. Приемник вычитает принятый символ SC-FDMA в период t+1 символов из принятого символа SC-FDMA в период t символов, чтобы получить принятый символ контрольного сигнала SC-FDMA для передатчика 2.
Для вариантов воплощений, которые показаны на Фиг.5 и 6, два периода символов используются для контрольных сигналов TDMA или CDM от двух передатчиков. Каждый передатчик передает свой контрольный сигнал за один период символов для схемы контрольного сигнала TDMA и за более чем два периода символов для схемы контрольного сигнала CDM. Каждый передатчик может иметь некоторый максимум уровня мощности передачи, который может быть наложен регулирующими органами или конструктивными ограничениями. В этом случае схема контрольного сигнала CDM позволяет каждому передатчику передавать свой контрольный сигнал в течение более длительного интервала времени. Это позволяет приемнику накапливать больше энергии для контрольного сигнала и получать более высокую оценку качества канала для каждого передатчика.
Фиг.7 показывает распределенную/локализованную схемы контрольного сигнала. Для примера, который показан на Фиг.7, каждый передатчик передает данные в периоды 1 - t-1 символов, затем контрольный сигнал в период t символов, и затем данные в периоды t+1 - T символов. Оба передатчика 1 и 2 передают контрольный сигнал одновременно в период t символов. Однако, контрольные сигналы для передатчиков 1 и 2 мультиплексируют, используя IFDM или LFDM, как описано ниже, и не оказывают помехи друг на друга. Как это используется здесь, распределенный контрольный сигнал является контрольным сигналом, посланным по субдиапазонам, которые распределены по интервалу или группе субдиапазонов, и ограниченный контрольный сигнал является контрольным сигналом, посланным по смежных субдиапазонах в интервале или группе субдиапазонов. Распределенные контрольные сигналы для множества пользователей могут быть ортогонально мультиплексированы в заданном интервале или группе субдиапазонов, используя TFDM. Ограниченные контрольные сигналы для множества пользователей могут быть ортогонально мультиплексированы в заданном интервале или группе субдиапазонов, используя LFDM.
Фиг.8A показывает распределенным контрольный сигнал для передатчиков 1 и 2 с TFDMA, которые также называют распределенными контрольными сигналами TFDMA. N субдиапазонам в интервале u дают индексы 1-N и разделяют на два поднабора. Первый поднабор содержит субдиапазоны с индексами с нечетным номером, и второй поднабор содержит субдиапазоны с индексами с четным номером. Субдиапазоны в каждом поднаборе разделены 2S субдиапазонами, и субдиапазоны в первом поднаборе смещены на S субдиапазонов от субдиапазонов во втором поднаборе. Передатчику 1 назначают первый поднабор с N/2 субдиапазонами, и передатчику 2 назначают второй поднабор с N/2 субдиапазонами. Каждый передатчик генерирует символ контрольного сигнала TFDMA для назначенного поднабора субдиапазона и передает этот символ TFDMA по поднабору субдиапазонов.
Символ IFDMA для распределенного контрольного сигнала может быть сгенерирован следующим образом:
1. Формируют исходную последовательность из N/2 символов контрольного сигнала.
2. Копируют исходную последовательность 2S раз, чтобы сгенерировать расширенную последовательность с К символами контрольного сигнала.
3. Применяют пилообразный сигнал фазы для интервала u, как показано в уравнении (1), чтобы получить частотно-преобразованную последовательность.
4. Применяют циклический префикс к частотно-преобразованной последовательности, чтобы сгенерировать символ контрольного сигнала IFDMA.
Фиг.8B показывает распределенные контрольные сигналы для передатчиков 1 и 2 с LFDMA, которые также называют распределенными контрольными сигналами LFDMA. N субдиапазонам в группе v субдиапазонов дают индексы от 1 до N и разделяют на два поднабора. Первый поднабор содержит субдиапазоны с индексами с нечетным номером, и второй поднабор содержит субдиапазоны с индексами с четным номером. Субдиапазоны в каждом поднаборе разделены двумя субдиапазонами, и субдиапазоны в первом поднаборе смещены на один субдиапазон от субдиапазонов во втором поднаборе. Передатчику 1 назначен первый поднабор с N/2 субдиапазонами, и передатчику 2 назначен второй поднабор с N/2 субдиапазонами. Каждый передатчик генерирует символ контрольного сигнала LFDMA для назначенного поднабора субдиапазонов и передает этот символ LFDMA по поднабору субдиапазонов.
Символ LFDMA для распределенного контрольного сигнала может быть сгенерирован следующим образом:
1. Формируют исходную последовательность с N/2 символами контрольного сигнала.
2. Выполняют дискретное преобразование Фурье над N/2 символами контрольного сигнала, чтобы получить N/2 значений частотной области.
3. Отображают N/2 значений частотной области на N/2 субдиапазонов контрольного сигнала в назначенном поднаборе и отображают нулевые значения на K-N/2 оставшихся субдиапазонов.
4. Выполняют K-точечное IDFT для К значений частотной области и нулевых значений, чтобы получить последовательность из К выходных выборок временной области.
5. Применяют циклический префикс к последовательности во временной области, чтобы сгенерировать символ контрольного сигнала LFDMA.
Альтернативно, символ LFDMA для распределенного контрольного сигнала может быть сгенерирован, копируя исходную последовательность N/2 символов контрольного сигнала, чтобы сгенерировать расширенную последовательность из N символов контрольного сигнала, которые могут быть обработаны, как описано выше для Фиг.3А.
Как показано на Фиг.8A и 8B, распределенные контрольные сигналы для передатчиков 1 и 2 занимают различные поднаборы субдиапазонов и, следовательно, не оказывают помех друг на друга. Приемник выполняет комплементарную обработку, чтобы восстановить распределенный контрольный сигнал от каждого передатчика, как описано ниже.
Фиг.9A показывает ограниченный контрольный сигнал для передатчиков 1 и 2 с IFDMA, которые также называют ограниченными контрольными сигналами IFDMA. N субдиапазонам в интервале u дают индексы 1-N и разделяют на два поднабора. Первый поднабор содержит 1-N/2 субдиапазонов в более низкой половине полосы частот системы, и второй поднабор содержит N/2+1 - N субдиапазонов в верхней половине полосы частот системы. Субдиапазоны в каждом поднаборе разделены S субдиапазонами. Передатчику 1 назначен первый поднабор с N/2 субдиапазонами, и передатчику 2 назначен второй поднабор с N/2 субдиапазонами. Каждый передатчик генерирует символ контрольного сигнала IFDMA для назначенного поднабора субдиапазонов и передает этот символ TFDMA по поднабору субдиапазонов.
Символ IFDMA для ограниченного пилот-сигнала может быть сгенерирован следующим образом:
1. Формируют исходную последовательность из N/2 символов контрольного сигнала.
2. Дублируют исходную последовательность S раз, чтобы сгенерировать расширенную последовательность с K/2 символами контрольного сигнала.
3. Выполняют DFT для K/2 символов контрольного сигнала, чтобы получить K/2 значений частотной области. N/2 значений частотной области являются ненулевыми, и остающиеся значения частотной области равны нулю из-за дублирования S раз.
4. Отображают K/2 значений частотной области так, что N/2 ненулевых значений частотной области посылают по N/2 субдиапазонам контрольного сигнала в назначенном поднаборе.
5. Отображают нулевые значения на оставшиеся субдиапазоны.
6. Выполняют K-точечное TDFT для К значений частотной области и нулевых значений для того, чтобы получить последовательность из К выходных выборок временной области.
7. Применяют циклический префикс к последовательности во временной области, чтобы сгенерировать символ контрольного сигнала IFDMA.
Этапы 3-6 выше подобны этапам, выполненным, чтобы сгенерировать символ LFDMA, который распределен на K/2 субдиапазонов из К полных субдиапазонов.
Фиг.9B показывает ограниченный контрольный сигнал для передатчиков 1 и 2 с LFDMA, которые также называют ограниченными контрольными сигналами LFDMA. N субдиапазонам в группе v субдиапазонов дают индексы 1-N и разделяют на два поднабора. Первый поднабор содержит субдиапазоны от 1 до N/2 в более низкой половине группы субдиапазонов, и второй поднабор содержит субдиапазоны от N/2+1 до N в верхней половине группы субдиапазонов. Субдиапазоны в каждом поднаборе являются смежными с друг другом. Передатчику 1 назначен первый поднабор с N/2 субдиапазонами, и передатчику 2 назначен второй поднабор с N/2 субдиапазонами. Каждый передатчик генерирует символ контрольного сигнала LFDMA для своего поднабора субдиапазонов и передает этот символ LFDMA по поднабору субдиапазонов.
Символ LFDMA для ограниченного контрольного сигнала может быть сгенерирован следующим образом:
1. Формируют исходную последовательность из N/2 символов контрольного сигнала.
2. Выполняют DFT над N/2 символами контрольного сигнала, чтобы получить N/2 значений частотной области.
3. Отображают N/2 значений частотной области на N/2 субдиапазонов контрольного сигнала в назначенном поднаборе и отображают нулевые значения на K-N/2 оставшихся субдиапазонов.
4. Выполняют K-точечное TDFT для К значений частотной области и нулевых значений, чтобы получить последовательность из К выходных выборок временной области.
5. Применяют циклический префикс к последовательности временной области, чтобы сгенерировать символ контрольного сигнала LFDMA.
Этапы 1-5 выше служат для генерации символа LFDMA, который распределен N/2 субдиапазонам из K полных субдиапазонов.
Для ясности, примерные способы генерации распределенных контрольных сигналов с IFDMA и LFDMA и генерации ограниченных контрольных сигналов с IFDMA, и LFDMA были описаны выше. Распределенные и ограниченные контрольные сигналы могут также быть сгенерированы другими способами. Распределенные и ограниченные контрольные сигналы могут также быть сгенерированы для EFDMA, например, способами, подобными описанному выше для IFDMA и LFDMA.
Фиг.8A-9B показывают случай, в котором Q=2 и каждому передатчику назначены N/2 субдиапазонов для передачи контрольного сигнала. Вообще, N субдиапазонов в данном частотно-временном блоке могут быть распределены Q пользователям любым способом. Q пользователям может быть распределено одно и то же число субдиапазонов или различное число субдиапазонов. Каждому пользователю могут быть распределены N/Q субдиапазонов, если Q является целочисленным делителем N или приблизительно N/Q субдиапазонов, если Q не является целочисленным делителем N. Например, если N=16 и Q=3, то трем передатчикам могут быть распределены 5, 5, и 6 субдиапазонов. Символ контрольного сигнала TFDMA или символ контрольного сигнала LFDMA для каждого передатчика могут быть сгенерированы, как показано на Фиг.3А, используя конструкцию на основе DTF.
Субдиапазоны контрольного сигнала могут быть поднабором субдиапазонов данных, как описано выше для Фиг.8A-9B. Вообще, субдиапазоны контрольного сигнала могут или могут не быть поднабором субдиапазонов данных. Кроме того, субдиапазоны контрольного сигнала могут иметь одинаковое или другое (например, широкое) разделение частоты, чем субдиапазоны данных.
В описании выше, данные и символы контрольного сигнала SC-FDMA имеют одну и ту же длительность, и каждый символ данных SC-FDMA и каждый символ контрольного сигнала SC-FDMA передают в K+C периодах выборок. Данные и символы контрольного сигнала SC-FDMA различных длительностей могут также быть сгенерированы и переданы.
D
D
p
p
D
p
D
D
p
D
p
Фиг.10 показывает схему 1000 передачи с другими продолжительностями символа данных и контрольного сигнала. Для схемы 1000 передачи, каждый символ данные SC-FDMA составлен из N выходных выборок, которые передают в N периоды выборок, и каждый символ контрольного сигнала SC-FDMA состоит из Nвыходных выборок, которые передают в N периоды выборок, где N>1, N>1 и N≠Np. Например, N может быть равным K+C, и N может быть равным K/2+С, K/4+C, и так далее. Как конкретный пример, K может быть равным 512, C может быть равным 32, N может быть равным K+C=544, и N может быть равным K/2+C=288. Каждый символ SC-FDMA данных может быть символом данных TFDMA, который может быть сгенерирован, как показано на Фиг.3А или 3B, символом данных LFDMA, который может быть сгенерирован, как показано на Фиг.3А, или символом данных EFDMA, который может быть сгенерирован, как показано на Фиг.3А.
Как пример, символ контрольного сигнала SC-FDMA может иметь половину длительности символа данных SC-FDMA (не учитывая циклический префикс). В этом случае, имеются K/2 полных "более широких" субдиапазонов для контрольного сигнала, причем каждый более широкий субдиапазон имеет ширину вдвое больше "нормального" субдиапазона для данных трафика.
Для укороченного символа LFDMA, группа субдиапазонов состоит из N/2 более широких субдиапазонов, которым назначены индексы от 1 до N/2. Передатчику 1 может быть назначен первый поднабор из N/4 более широких субдиапазонов с индексами с четным номером, и передатчику 2 может быть назначен второй поднабор из N/4 более широких субдиапазонов с индексами с нечетным номером. Укороченный символ LFDMA для распределенного контрольного сигнала может быть сгенерирован следующим образом:
1. Формируют исходную последовательность из N/4 символов контрольного сигнала.
2. Выполняют DTF для N/4 символов контрольного сигнала, чтобы получить N/4 значений частотной области.
3. Отображают N/4 значений частотной области на N/4 более широких субдиапазонов в назначенном поднаборе и отображают нулевые значения на оставшиеся более широкие субдиапазоны.
4. Выполняют K/2-точечное IDFT для K/2 значений частотной области и нулевых значений, чтобы получить последовательность из K/2 выходных выборок временной области.
5. Применяют циклический префикс к последовательности временной области, чтобы сгенерировать укороченный символ контрольного сигнала LFDMA.
Для LFDMA, контрольный сигнал и данные от передатчиков 1 и 2 посылают по одной и той же группе субдиапазонов. N/2 более широких субдиапазонов контрольного сигнала занимают ту же самую часть полосы частот системы, как и N нормальных субдиапазонов данных. Для IFDMA нет никакого прямого отображения между более широкими субдиапазонами контрольного сигнала, и нормальными субдиапазонами данных для данного интервала. N более широких субдиапазонов контрольного сигнала могут быть сформированы с двумя интервалами и распределены четырем передатчикам, назначенным на эти два интервала. Каждому из этих четырех передатчиков может быть назначены N/4 более широких субдиапазонов контрольного сигнала, которые равномерно распределены по полосе частот системы. Каждый передатчик может генерировать укороченный (сокращенный) символ TFDMA для распределенного контрольного сигнала, например, как описано выше для сокращенного символа контрольного сигнала LFDMA, за исключением того, что N/4 значений частотной области отображены на другие более широкие субдиапазоны контрольного сигнала.
Схема 1000 передачи может использоваться для того, чтобы уменьшить количество потерь для контрольного сигнала. Например, единственный период символа контрольного сигнала с длительностью, которая короче чем период символа данных, может быть распределен для передачи контрольного сигнала. Схема 1000 передачи может также использоваться в комбинации с CDM. Множество (L) периодов символа контрольного сигнала с более короткой длительностью могут быть распределены для передачи контрольного сигнала, где L - длина ортогонального кода, используемого для контрольного сигнала CDM.
Для ясности, TDMA, CDM, распределенные и ограниченные схемы контрольного сигнала были конкретно описаны выше для простого случая с двумя передатчиками. Вообще, эти схемы контрольного сигнала могут использоваться для любого числа передатчиков. Для схемы контрольного сигнала TDMA, Q передатчикам может быть назначены различные Q периодов символа, используемых для передачи контрольного сигнала, и каждый передатчик может передать свой контрольный сигнал на своем назначенном периоде символа. Для схемы контрольного сигнала CDM, Q передатчикам могут быть назначены различные Q ортогональных кодов для передачи контрольного сигнала, и каждый передатчик может передать свой контрольный сигнал, используя свой назначенный ортогональный код. Для распределенного контрольного сигнала IFDMA, интервал может быть разделен на Q поднаборов, каждый поднабор содержит приблизительно N/Q субдиапазонов, которые могут быть равномерно распределены по К полным субдиапазонам и разделены Q·S субдиапазонами. Для распределенного контрольного сигнала LFDMA, группа субдиапазонов может быть разделена на Q поднаборов, где каждый поднабор содержит приблизительно N/Q субдиапазонов, которые могут быть разделены Q субдиапазонами. Для ограниченного контрольного сигнала TFDMA, интервал может быть разделен на Q поднаборов, где каждый поднабор содержит приблизительно N/Q субдиапазонов, которые могут быть распределены по K/Q субдиапазонам и разделены S субдиапазонами. Для ограниченного контрольного сигнала LFDMA, группа субдиапазонов может быть разделена на Q поднаборов, где каждый поднабор содержит приблизительно N/Q смежных субдиапазонов. Вообще, Q может быть или может не быть целочисленным делителем N, и каждому передатчику может быть назначено любое число субдиапазонов и любой из субдиапазонов в данном наборе субдиапазонов. Для распределенных и ограниченных схем контрольного сигнала, каждый передатчик может передать свой контрольный сигнал на своем назначенном поднаборе субдиапазонов.
Символы контрольного сигнала, используемые, чтобы сгенерировать символ контрольного сигнала SC-FDMA, могут быть выбраны из схемы модуляции, типа М-PSK, М-QAM, и так далее. Символы контрольного сигнала могут также быть получены, основываясь на последовательности с множеством фаз, которая является последовательностью, которая имеет хорошие временные характеристики (например, постоянная огибающая временной области) и хорошие спектральные характеристики (например, плоский спектр частоты). Например, символы контрольного сигнала могут быть сгенерированы следующим образом:
n
где P - число символов контрольного сигнала. P равно N для схемы контрольного сигнала TDMA и CDM, которые показаны на Фиг.5 и 6 соответственно, и равно N/2 для примерной схемы распределенного и ограниченного контрольного сигнала, которые показаны на Фиг.8A-9B. Фаза φ может быть получена, основываясь на любом из следующего:
В уравнении (6) Q' и P являются взаимно простыми. Уравнение (3) приведено для последовательности Голомба (Golomb), уравнение (4) - для последовательности P3, уравнение (5) - для последовательности P4, и уравнение (6) - для последовательности Чу (Chu). Последовательности P3, P4 и Chu могут иметь любую произвольную длину.
Символы контрольного сигнала могут также быть сгенерированы следующим образом:
l,m
Фаза φ может быть получена, основываясь на любом из следующего:
2
Уравнение (8) приведено для последовательности Франка (Frank), уравнение (9) - для последовательности P1, и уравнение (10) - для последовательности Px. Длины для последовательностей Франка, P1 и Px ограничены P=T, где T - положительное целое число.
Фиг.11 показывает процесс 1100, выполненный передатчиком, чтобы передать контрольный сигнал и данные в системе Q-FDMA. Выбирают набор из N субдиапазонов, выбранных из S наборов субдиапазонов (этап 1110). Этот набор субдиапазонов может содержать (1) субдиапазоны данных, которые используются для передачи данных, или (2) субдиапазоны контрольного сигнала, которые должны совместно использоваться множеством передатчиков для передачи контрольного сигнала. Для распределенного или ограниченного контрольного сигнала определяют поднабор из P субдиапазонов, назначенных для передачи контрольного сигнала, который выбран из числа Q поднаборов субдиапазонов, сформированных с назначенным набором субдиапазонов(этап 1112). Для контрольного сигнала TDMA или CDM, поднабор субдиапазонов, назначенных для передачи контрольного сигнала, равно набору субдиапазонов, назначенных для передачи, и P=N. Для распределенного или ограниченного контрольного сигнала, Q>1 и P может быть равным N/Q. Набор субдиапазонов и поднабор субдиапазонов могут быть определены различными способами в зависимости от того (1) ограниченный или распределенный контрольный сигнал передается, (2) используются ли системой TFDMA, LFDMA, EFDMA, или гибрид TFDMA/LFDMA/EFDMA, (3) имеют ли данные и символы контрольного сигнала SC-FDMA одни и те же или различные длительности, и так далее. Этапы 1110 и 1112 могут быть выполнены в течение каждого слота времени, если система Q-FDMA использует прыгающую частоту.
Последовательность символов контрольного сигнала генерируется, например, основываясь на последовательности с множеством фаз (этап 1114). Эта последовательность типично содержит один символ контрольного сигнала для каждого субдиапазона, используемого для передачи контрольного сигнала. Например, последовательность может содержать N символов контрольного сигнала для TDMA или CDM с N субдиапазонами контрольного сигнала или N/2 символами контрольного сигнала для распределенного или ограниченного контрольного сигнала с N/2 субдиапазонами контрольного сигнала. Символы данных также генерируются обычным способом (этап 1116).
Символ контрольного сигнала SC-FDMA генерируется с последовательностью символов контрольного сигнала и так, что эти символы контрольного сигнала занимают субдиапазоны, используемые для передачи контрольного сигнала (этап 1118). Символы SC-FDMA данных генерируются с символами данных и так, что эти символы данных занимают субдиапазоны, используемые для передачи (этап 1120). Для контрольного сигнала CDM множество масштабируемых символов контрольного сигнала SC-FDMA генерируются, основываясь на символе SC-FDMA контрольного сигнала и ортогональном коде, назначенном передатчику. Символы SC-FDMA данных мультиплексируются с символом SC-FDMA контрольного сигнала, например, используя TDM, как показано на Фиг.5 или 7, или используя CDM, как показано на Фиг.6 (этап 1122). Мультиплексированные данные и символы контрольного сигнала SC-FDMA передаются в назначенном частотно-временном блоке (этап 1124).
2. Оценка Канала
Обратимся вновь к Фиг.1, где в приемнике 150 блок оценки канала для каждой приемной антенны 152 оценивает канальный отклик между каждым передатчиком и этой приемной антенной. Множество (Q) передатчиков могут совместно использовать один и тот же частотно-временной блок и могут мультиплексировать свои контрольные сигналы, используя TDM, CDM, TFDM или LFDM, как описано выше. Каждый блок оценки канала выполняет комплементарное демультиплексирование и получает оценку канала для каждого из передатчиков Q, совместно использующих этот частотно-временной блок.
Фиг.12 показывает процесс 1200, выполняемый блоком оценки канала для каждой приемной антенны, чтобы оценить ответ (отклик) беспроводного канала для каждого передатчика, основываясь на контрольном сигнале, принятом от этого передатчика. Для ясности, оценка канала для одного частотно-временного блока, совместно используемого Q передатчиками, описана ниже.
Блок оценки канала принимает символ SC-FDMA для связанной антенны в каждом периоде символа и отменяет TDM, или CDM, выполненное для контрольного сигнала (этап 1210). Для схемы контрольного сигнала TDMA, которая показана на Фиг.5, Q принятых символов контрольного сигнала SC-FDMA получают в Q периодах символа от Q передатчиков, и принятый символ контрольного сигнала SC-FDMA для каждого передатчика обрабатывают так, чтобы получить оценку канала для этого передатчика. Для схемы контрольного сигнала CDM, которая показана на Фиг.6, Q принятых символов SC-FDMA, содержащие контрольные сигналы CDM от Q передатчиков, умножают на Q ортогональных кодов, назначенных для этих передатчиков, и накапливают для того, чтобы получить Q принятых символов контрольного сигнала SC-FDMA для Q передатчиков. Для распределенной и ограниченной схем контрольных сигналов, которые показаны на Фиг.7-9B, один принятый символ контрольного сигнала SC-FDMA может быть получен в одном периоде символа для Q передатчиков, и принятый символ контрольного сигнала SC-FDMA обрабатывают для того, чтобы получить оценку канала для каждого из Q передатчиков.
Блок оценки канала удаляет циклический префикс в каждом принятом символе SC-FDMA и получает K входных выборок для этого принятого символа SC-FDMA (этап 1212). Блок оценки канала затем выполняет K-точечное DTF для K входных выборок для каждого принятого символа SC-FDMA и получает К принятых значений частотной области для этого принятого символа SC-FDMA (этап 1214). Блок оценки канала выполняет оценку канала для значений принятого контрольного сигнала, полученных из принятого символа контрольного сигнала(ов) SC-FDMA. Блок оценки канала также предоставляет на RX (принимающий) процессор 160 пространственного приема значения принятых данных, полученных из данных принятых символов SC-FDMA. Для ясности, оценка канала для одного передатчика m описана ниже.
Контрольные сигналы от Q передатчиков ортогональны друг к другу из-за использования TDMA, CDM, IFDM или LFDM. Принятые значения контрольного сигнала для передатчика m можно определить как:
m
где P(k) - значение контрольного сигнала, посланное передатчиком m в субдиапазоне k;
m,r
H(k) - комплексный коэффициент усиления для беспроводного канала между передатчиком m и приемной антенной r для субдиапазона k;
r
P
R (k) - принятое значение контрольного сигнала от приемной антенны r для субдиапазона k;
r
N(k) - шум на приемной антенне r для субдиапазона k, и
p
K - поднабор из Р субдиапазонов контрольных сигналов.
0
Для простоты, шум можно полагать как аддитивный белый Гауссов шум (AWGN) с нулевым средним и дисперсией N.
K-точечное DTF на этапе 1214 обеспечивает K принятых значений для K полных субдиапазонов. Только P принятых значений контрольного сигнала для P субдиапазонов контрольного сигнала, используемых передатчиком m, сохраняют, и оставшиеся K-P принятые значения отбрасывают (этап 1216). P равен N для TDMA и CDM схем контрольного сигнала и равно N/Q для схемы распределенного и ограниченного контрольного сигнала. Различные субдиапазоны контрольного сигнала используются для TDMA, CDM, распределенной и ограниченной схем контрольного сигнала, и, следовательно, различные принятые значения контрольного сигнала сохраняют для различных схем контрольного сигнала. Кроме того, различные субдиапазоны контрольного сигнала используются различными передатчиками для схемы распределенного и ограниченного контрольного сигнала, и, следовательно, различные принятые значения контрольного сигнала сохраняют для различных передатчиков.
Блок оценки канала может оценить частотный отклик канала для передатчика m, используя различные способы оценки канала, такие как способ MMSE, способ наименьших квадратов (LS), и так далее. Блок оценки канала получает P оценок коэффициента усиления канала для P субдиапазонов контрольного сигнала, используемых передатчиком m, на основании P принятых значений контрольного сигнала для этих субдиапазонов, и используя MMSE, или способы LS (Этап 1218). Для способа MMSE начальная оценка частотного отклика может быть получена, основываясь на принятых значениях контрольного сигнала, следующим образом:
где  - оценка коэффициента усиления канала между передатчиком m и приемной антенной r для субдиапазона k, и "*" обозначает комплексное сопряжение. Для способа LS, начальная оценка частотного отклика может быть получена следующим образом:
Начальная оценка частотного отклика содержит Р коэффициентов усиления канала для Р субдиапазонов контрольного сигнала. Импульсный отклик беспроводного канала может быть охарактеризован сигналами L, где L может быть меньше, чем P. Оценка импульсного отклика канала для передатчика m может быть получена, основываясь на Р оценках коэффициента усиления канала и используя способ наименьших квадратов (LS) или способ MMSE (этап 1220). Оценка импульсного отклика канала способом наименьших квадратов с L сигналами,  для n=1...,L, может быть получена, основываясь на начальной оценке частотного отклика, следующим образом:
где  является вектором P×1, содержащим  или  для k∈K';
- подматрица матрицы  коэффициентов Фурье;
является вектором L×1, содержащим  для n=1..., L; и
"H" обозначает сопряженную транспозицию.
u,v
Матрица  коэффициентов Фурье определена так, что (u, v)-я запись, f, определяется как:
содержит P строк  соответствующие P субдиапазонам контрольного сигнала. Каждая строка  содержит первые L элементов соответствующей строки  содержит L сигналов (отводов) оценки импульсного отклика канала способом наименьших квадратов.
Оценка импульсного отклика канала MMSE с L сигналами,  для n=1...,L, может быть получена следующим образом:
0
где  является L×L автокорреляционной матрицей дисперсии шума и интерференции. Для AWGN,  может быть определено, как  где N является дисперсией шума. P-точечное TDFT может также быть выполнено в отношении начальной оценки частотного отклика, чтобы получить оценку импульсного отклика канала с P сигналами.
Блок оценки канала может выполнить фильтрацию и/или постобработку над начальной оценкой частотного отклика и/или оценкой импульсного отклика канала, чтобы улучшить качество оценки канала (этап 1222). Фильтрация может быть основана на фильтре с конечной импульсной характеристикой (FIR), фильтре с бесконечной импульсной характеристикой (TTR), или некотором другом типе фильтра. В варианте воплощения усечение может быть выполнено так, чтобы сохранить только первые L сигналов (отводов) оценки импульсного отклика канала и заменить оставшиеся сигналы (отводы) нулями. В другом варианте воплощения установление порогового значения может быть выполнено для того, чтобы обнулить сигналы канала, имеющие низкую энергию ниже предопределенного порога. Порог может быть вычислен, основываясь на энергии всех P сигналов или только первых L сигналов оценки импульсного отклика канала. В еще одном варианте воплощения выбор сигнала может быть выполнен для того, чтобы сохранить B лучших сигналов канала и обнулить оставшиеся сигналы канала.
Блок оценки канала может получить окончательную оценку частотной характеристики (частотного отклика) для N субдиапазонов в частотно-временном блоке с помощью (1) дополнения нулями оценки импульсного отклика канала L-сигнала или P-сигнала до длины N, и (2) выполняя N-точечное DTF для расширенной оценки импульсного отклика (этап 1224). Блок оценки канала может также получить окончательную оценку частотной характеристики для N субдиапазонов с помощью (1) интерполяции P оценок коэффициента усиления канала, (2) выполняя приближение согласно методу наименьших квадратов на P оценках коэффициента усиления канала, или (3) используя другие способы приближения.
Оценка частотной характеристики и/или оценка импульсного отклика канала для беспроводного канала могут также быть получены другими способами, используя другие способы оценки канала.
3. Пространственное мультиплексирование
Обратимся вновь к Фиг.1, где канал один вход - много выходов (SIMO) сформирован между единственной антенной в каждом передатчике 110 и R антеннами в приемнике 150. Канал SIMO для передатчика m, для m=1..., М, может быть охарактеризован вектором R×I  ответа канала для каждого субдиапазона, который может быть выражен как:
где , для r=1...,R, является связанным или комплексным коэффициентом усиления канала между единственной антенной в передатчике 110m и R антеннами в приемнике 150 для субдиапазона k в слоте времени t. Другой канал SIMO сформирован между каждым передатчиком и приемником. Векторы ответа канала для М передатчиков 110a-110m могут быть обозначены как -  соответственно.
Если число передатчиков, выбранных для передачи (M) меньше или равно числу каналов трафика в одном наборе каналов (или M≤S), то М передатчикам можно назначить различные каналы трафика в одном наборе каналов. Если число передатчиков больше, чем число каналов трафика в одном наборе каналов (или M>S), то эти передатчики могут быть назначенными каналами трафика из наименьшего числа наборов канала. Минимальное число наборов (Q) канала, требуемое для поддержки М передатчиков, можно определить как Q=, где “” обозначает оператор округления сверху, который обеспечивает целочисленное значение, которое является равным или большим чем x. Если множество (Q) наборов канала используются для М передатчиков, то каждый передатчик наблюдает помехи от большинства Q-1 других передатчиков в любой заданный момент и является ортогональным к по меньшей мере M-(Q-1) другим передатчикам.
Для системы Q-FDMA, до Q передатчиков могут совместно использовать данный частотно-временной блок. Для системы Q-FDMA со скачками по частоте, заданный передатчик передает на различных наборах субдиапазонов в различные слоты времени и совместно использует частотно-временные блоки с другими передатчиками в течение времени из-за псевдослучайной природы скачков по частоте. Для простоты, следующее описание приводится для одного частотно-временного блока, совместно используемого передатчиками от 1 до Q.
Канал «много входов-много выходов» (MIMO) сформирован между Q передатчиками, совместно использующими один и тот же частотно-временной блок, и приемником 150. Канал MIMO может быть охарактеризован матрицей (k, t) R×Q ответа канала для каждого субдиапазона в частотно-временном блоке, которая может быть выражена как:
d
где K - набор субдиапазонов для частотно-временного блока. Вообще, каждый передатчик может быть оборудован одной или множеством антенн. Передатчик с множеством антенн может передавать различные потоки символов SC-FDMA от множества антенн, и тогда должен иметь один вектор ответа канала в (k, t) для каждой антенны передатчика. Эти множество передач от передатчика с множеством антенн могут быть обработаны таким же образом, как и множество передач от множества передатчиков с единственной антенной.
Каждый из Q передатчиков может передавать данные и контрольный сигнал, используя TFDMA, LFDMA, или EFDMA. Приемник 150 обрабатывает входные выборки от R антенн приемника и получает принятые значения данных. Принятые значения данных для каждого субдиапазона k в каждый период символа n слота времени t могут быть выражены как:
где (k,t,n) - вектор Q×1 с Q значениями данных, посланными Q передатчиками на субдиапазоне k в период n символа слота времени t;
(k,t,n) - вектор R×1 с R принятыми значениями данных, полученными через R приемных антенн для субдиапазона k в период n символа слота времени t; и
(k,t,n) - вектор шума для субдиапазона k в период n символа слота времени t.
Для простоты, матрица (k,t) ответа канала, как предполагается, является постоянной для всего слота времени и не является функцией периода n символа.
N векторов передачи, (k,t,n) для  сформированы Q передатчиками для N субдиапазонов в каждый период n символа слота времени t. Каждый вектор (k,t,n) содержит Q значений данных, посланных Q передатчиками на субдиапазоне k в период n символа слота времени t.
N векторов приема, (k,t,n) для  получены для N субдиапазонов в каждый период n символа каждого временного слота t. Каждый вектор (k,t,n) содержит R значений принятых данных, полученные посредством R антенн в приемнике 150 для одного субдиапазона за один период символа. Для заданного субдиапазона k, периода n символа и слота времени t, j-е значение данных в векторе (k,t,n) умножается на j-ый вектор/столбец матрицы H(M) ответа канала для того, чтобы сгенерировать вектор (k,t,n). Q значений данных в (k,t,n), которые посланы различными Q передатчиками, умножают на Q столбцов (k,t), чтобы сгенерировать Q векторов (k,t,n) -  (k,t,n), один вектор для каждого передатчика. Вектор (k,t,n), полученный приемником 150, составлен из линейной комбинации Q векторов (k,t,n) - (k,t,n), или  Каждое принятое значение данных в (k,t,n) содержит, таким образом, компонент каждого из Q переданных значений данных в (k,t,n). Q значений данных, посланные одновременно Q передатчиками на каждом субдиапазоне k в каждый период n символа слота времени t таким образом оказывают помехи друг на друга в приемнике 150.
Приемник 150 может использовать различные способы пространственной обработки приема в приемнике, чтобы отделить передачи данных, посланные одновременно Q передатчиками, на каждом субдиапазоне в каждый период символа. Эти способы пространственной обработки приема в приемнике включают в себя способ обращения в нуль (ZF), способ MMSE, и способ комбинирования максимального соотношения (MRC).
Приемник 150 может получить матрицу пространственного фильтра, основанную на способе ZF, MMSE, или MRC, следующим образом:
Приемник 150 может оценить матрицу (k,t) ответа канала для каждого субдиапазона, основываясь на контрольных сигналах, принятых от Q передатчиков. Для ясности, данное описание не предполагает никакой ошибки оценки канала. Приемник 150 затем использует матрицу (k,t) ожидаемого ответа канала, чтобы получить матрицу пространственного фильтра. Поскольку (k,t), как предполагается, является постоянной в слоте времени t, та же самая матрица пространственного фильтра может использоваться в течение всех периодов символа в слоте времени t.
Приемник 150 может выполнить пространственную обработку приема следующим образом:
zf
mmse
mrc
где (k,t) может равняться (k,t), (k,t), или (k,t);
k
(k,t,n) - вектор L×1 с L обнаруженными значениями данных для субдиапазона  в периоде n символа слота времени t; и
(k,t,n) - шум после пространственной обработки в приемнике.
Обнаруженное значение данных является оценкой переданного значения данных.
mmse
mrc
mmse
mrc
Оценки из пространственного фильтра MMSE (k,t) и пространственного фильтра MRC (k,t) являются ненормализованными оценками значений данных в (k,t,n). Перемножение с матрицей масштабирования (k,t) или  (k,t) обеспечивает нормализованные оценки значений данных.
Вообще, различным наборам передатчиков могут быть назначены различные наборы субдиапазонов в заданном временном слоте, например, как определено их шаблонами скачка. S наборов передатчиков, назначенных на S наборов субдиапазона в заданном временном слоте, могут содержать одинаковые или различные числа передатчиков. Кроме того, каждый набор передатчиков может содержать передатчики с одной антенной, передатчики с множеством антенн, или комбинацию обоих. Различные наборы передатчиков могут также быть назначены для данного набора субдиапазонов в различных слотах времени. Матрица (k,t) отклика канала для каждого субдиапазона в каждом временном слоте определяется набором передатчиков, использующих этот субдиапазон в этом слоте времени и содержит один или более векторов/столбцов для каждого передатчика, передающего в этом субдиапазоне в этом слоте времени. Матрица (k,t) может содержать множество векторов для передатчика, использующего множество антенн для того, чтобы передать различные потоки на приемник 150.
k
m
Как показано выше, множество передач данных, посланных одновременно Q передатчиками на каждом субдиапазоне  в каждый период символа n каждого временного слота t может быть выделено приемником 150, основываясь на их пространственных сигнатурах, которые задаются их векторами (k,t) отклика канала. Это позволяет системе Q-FDMA обладать более высокой емкостью.
Q-FDMA может использоваться для прямых и обратных линий связи. Для обратной линии связи множество терминалов могут передавать одновременно на одном и том же частотно-временном блоке к базовой станции с множеством антенн, которая может выделить передачи от этих терминалов, используя способы пространственной обработки приема, описанные выше. Для прямой линии связи базовая станция с множеством антенн может получить оценки канала для всех терминалов (например, основываясь на контрольных сигналах, переданных этими терминалами) и выполнить пространственную обработку передатчика для передач, посланных этим терминалам. Например, базовая станция может выполнить пространственную обработку передатчика для терминала m следующим образом:
m
где s(k,t,n) - символ данных, который должен быть послан терминалу m в субдиапазоне k в период символа n слота времени t; и
m
(k,t,n) - вектор R×1 с R символами передачи, которые должны быть посланы через антенны R терминалу m на субдиапазоне k в период символа n слота времени t.
Уравнение (24) показывает пространственную обработку передачи, используя формирование диаграммы направленности MRC. Базовая станция может также выполнить другой тип пространственной обработки передачи. Например, базовая станция может выполнять передачи двум пользователям, одновременно использующим формирование диаграммы направленности с обращением в нуль и может сформировать луч для первого пользователя так, чтобы другой пользователь лежал в нуле этого луча и не наблюдал никакой помехи от первого пользователя.
На прямой линии связи терминал с множеством антенн может принимать передачи от множества базовых станций. Каждая базовая станция может передавать на терминал, используя различные шаблоны скачка, назначенные терминалу этой базовой станцией. Шаблоны скачка, назначенные различными базовыми станциями терминалу могут перекрываться. Всякий раз, когда это происходит, терминал может использовать пространственную обработку приемника, чтобы выделить множество передач, посланных одновременно на одном и том же субдиапазоне в один и тот же период символа этими базовыми станциями.
Q-FDMA может также использоваться для того, чтобы улучшить производительность во время переключения каналов связи. Терминал A может быть передан от базовой станции 1 к базовой станции 2. Во время переключения каналов связи базовая станция 2 может получить передачу от терминала А на субдиапазонах, которые накладываются (перекрываются с) на субдиапазоны, назначенные другому терминалу B, обменивающемуся с базовой станцией 2. Базовая станция 2 может выполнить пространственную обработку для приемника для того, чтобы разделить передачи от терминалов A и B. Базовая станция 1 или 2 может также объединить информацию (например, значения обнаруженных данных), полученную двумя базовыми станциями для терминала A, который является процессом, известным как «мягкое переключение каналов связи», для улучшения работы. Базовая станция 1 и 2 может также послать ортогональный контрольный сигнал терминалу A. Сеть может быть спроектирована так, что контрольные сигналы для прямой линии связи и/или обратной линии связи в различных секторах являются ортогональными друг к другу.
Ортогональные контрольные сигналы можно послать по прямой и обратной линиям связи, чтобы облегчить оценку канала. Множество терминалов, совместно использующие один и тот же частотно-временной блок, могут послать ортогональные контрольные сигналы к заданной базовой станции. Множество базовых станций могут также послать ортогональный контрольный сигнал заданному терминалу, например, во время переключения каналов связи. Ортогональные контрольные сигналы можно послать, используя любую из схем передачи контрольного сигнала, описанных здесь.
4. Передача H-ARO
Система Q-FDMA может использовать гибридный автоматический запрос повторения (H-ARQ), который также называют передачей с увеличенной избыточностью (IR). При H-ARQ передатчик посылает одну или множество передач для пакета данных, пока пакет не будет правильно декодирован приемником, или пока не будет послано максимальное число передач. H-ARQ улучшает надежность для передачи данных и поддерживает адаптацию скорости передачи для пакетов в присутствии изменений в условиях канала.
Фиг.13 показывает передачу H-ARQ. Передатчик обрабатывает (например, кодирует и модулирует) пакет данных (Пакет 1), и генерирует множество (B) блоков данных, которые можно также назвать кадрами или субпакетами. Каждый блок данных может содержать достаточную информацию, чтобы позволить приемнику правильно декодировать пакет при благоприятных условиях канала. Блоки данных B содержат различную информацию избыточности для пакета. Каждый блок данных можно послать в любом числе слотов времени. Для примера, который показан на Фиг.13, каждый блок данных посылают в одном слоте времени.
Передатчик передает первый блок данных (Блок 1) для пакета 1 в слоте времени 1. Приемник получает и обрабатывает (например, демодулирует и декодирует) блок 1, определяет, что пакет 1 декодирован с ошибкой, и посылает отрицательное подтверждение (NAK) передатчику в слоте времени 2. Передатчик получает NAK и передает второй блок данных (Блок 2) для пакета 1 в слоте времени 3. Приемник принимает блок 2, обрабатывает блоки 1 и 2, определяет, что Пакет 1 все еще декодируется с ошибкой, и посылает NAK в слоте времени 4. Передача блока и ответ NAK могут продолжаться любое число раз. Для примера, который показан на Фиг.13, передатчик передает блок данных x (Блок x) для Пакета 1 в слоте времени t, где x≤B. Приемник принимает Блок x, обрабатывает Блоки 1-x для Пакета 1, определяет, что пакет декодирован правильно, и посылает назад ACK в слоте времени 2b. Передатчик принимает ACK и заканчивает передачу Пакета 1. Передатчик обрабатывает следующий пакет данных (Пакет 2) и передает блоки данных для Пакета 2 сходным способом.
На Фиг.13 имеется задержка одного слота времени для ответа ACK/NAK для каждой передачи блока. Чтобы улучшать использование канала, передатчик может передать множество пакетов способом чередования. Например, передатчик может передать один пакет в слотах времени с нечетным номером, и другой пакет в слотах времени с четным номером. Больше чем два пакета могут также быть чередованы для более длинной задержки ACK/NAK.
Фиг.13 показывает передачу NAK и ACK. Для схемы на основе ACK, ACK посылают, только если пакет декодирован правильно, и NAK не посылают и предполагается отсутствием ACK.
Фиг.14 показывает передачи H-ARQ для двух передатчиков a и b со скачками по частоте. Каждый передатчик может передать новый пакет, начинающийся в любом слоте времени. Каждый передатчик может также передать любое число блоков данных для каждого пакета и может передать другой пакет после приема ACK для текущего пакета. Пакеты, переданные каждым передатчиком, таким образом кажутся асинхронными относительно пакетов, переданных другими передатчиками. При скачках по частоте каждый передатчик передает в последовательности частотно-временных блоков. Каждый передатчик может оказывать помехи другим передатчикам псевдослучайным способом, если эти передатчики являются назначенными каналами трафика в различных наборах канала, как показано на Фиг.14. Множество передатчиков могут также оказывать помехи друг на друга в каждом частотно-временном блоке, если им назначен один и тот же канал трафика (не показан на Фиг.14).
.
Приемник принимает передачи блоков от передатчиков и выполняет пространственную обработку приемника для каждого частотно-временного блока с передачами блоков от множества передатчиков. Приемник демодулирует и декодирует каждый пакет, основываясь на всех оценках символа данных, полученных для всех передач блоков, принятых для этого пакетаДля каждого пакета, который декодирован правильно, может быть закончена передача H-ARQ для этого пакета, и помехи из-за этого пакета могут быть оценены и вычтены из входных выборок или принятых значений данных для частотно-временного блока(ов), используемого этим пакетом. Оценка помехи может быть получена, например, кодированием и модуляцией пакета таким же образом, как это выполнено передатчиком, и умножением результирующих символов на оценки канала для пакета. Приемник может выполнить пространственную обработку приемника над отмененными из-за помехи символами для всех частотно-временных блоков, используемых правильно декодированными пакетами, чтобы получить новые оценки символа данных для пакетов, которые декодированы с ошибкой и переданы на тех же самых блоках частоты времени, что и правильно декодированные пакеты. Каждый пакет, декодированный с ошибкой, и перекрывающийся по меньшей мере частично (то есть совместно использующие какой-либо частотно-временной блок) с любым правильно декодированным пакетом может демодулироваться и декодироваться, основываясь на всех оценках символа данных для того пакета.
5. Передатчик и Приемник
Фиг.15 показывает вариант воплощения передатчика 110m. В процессоре 120m передачи данных (TX) и контрольного сигнала кодер 1512 принимает данные трафика, кодирует каждый пакет данных, основываясь на схеме кодирования, генерирует закодированный пакет, и разделяет каждый закодированный пакет на множество блоков данных. Перемежитель 1514 выполняет перемежение или переупорядочение каждого блока данных, основываясь на схеме перемежения. Блок 1516 преобразования символов преобразует перемеженные биты в каждом блоке данных в символы данных, основываясь на схеме модуляции. Генератор 1520 контрольного сигнала генерирует символы контрольного сигнала, например, основываясь на последовательности с множеством фаз. Модуль 1522 TDM/CDM мультиплексирует символы данных с символами контрольного сигнала, используя TDM (например, как показано на Фиг.5 или 7) или CDM (например, как показано на Фиг.6). Данные и символы контрольного сигнала могут также быть мультиплексированы после модуляции SC-FDMA.
В контроллере/процессоре 140m генератор 1542 FH определяет набор субдиапазонов для использования для передачи в каждом временном слоте, например, основываясь на шаблоне скачков, назначенном передатчику 110m. Для распределенных и ограниченных контрольных сигналов контроллер/процессор 140m также определяет поднабор субдиапазонов для использования для передачи контрольного сигнала. Например, передатчикам, которым назначили каналы трафика в наборе 1 каналов, может быть назначен первый поднабор, передатчикам, которым назначили каналы трафика в наборе 2 каналов, может быть назначен второй поднабор, и так далее. Модулятор 130m SC-FDMA генерирует данные символов SC-FDMA так, что символы данных посылают в наборе субдиапазонов, используемых для передачи. Модулятор 130m SC-FDMA также генерирует символы контрольного сигнала SC-FDMA так, что символы контрольного сигнала посылают в поднаборе субдиапазонов, используемых для передачи контрольного сигнала.
Фиг.16 показывает вариант воплощения приемника 150. В приемнике 150, R модулей 1610a-1610r DTF принимают входные выборки от модулей 154a-154r приемника соответственно для R приемных антенн. Каждый модуль 1610 DTF выполняет дискретное преобразование Фурье в отношении входных выборок в течение каждого периода символа, чтобы получить значения частотной области в течение этого периода символа. R блоков 1620a-1620r демультиплексоров/канальной оценки принимают значения частотной области от модулей 1610a-1610r DTF соответственно. Каждый демультиплексор 1620 обеспечивает значения частотной области для данных (или значения принятых данных) к K пространственным процессорам 1632a-1632k субдиапазонов.
Каждый блок 1620 оценки канала получает оценку канала для каждого передатчика, основываясь на значениях частотной области для контрольного сигнала (или значениях принятого контрольного сигнала), полученные для этого передатчика. Модуль 1634 вычисления матрицы пространственного фильтра формирует матрицу (k,t) ответа канала для каждого субдиапазона в каждом временном слоте, основываясь на векторах ответа канала для всех передатчиков, используя этот субдиапазон и временной слот. Модуль 1634 вычисления затем получает матрицу (k,t) пространственного фильтра для каждого субдиапазона каждого временного слота, основываясь на матрице (k,t) ответа канала для этого субдиапазона и временного слота, как описано выше. Модуль 1634 вычисления обеспечивает K матриц пространственного фильтра для K субдиапазонов в каждом временном слоте.
K процессоров 1632a-1632k пространственных субдиапазонов получают принятые значения данных для субдиапазонов 1-K соответственно от демультиплексоров 1620a-1620r. Каждый пространственный процессор 1632 субдиапазона также получает матрицу пространственного фильтра для его субдиапазона, выполняет пространственную обработку приемника для принятых значений данных с матрицей пространственного фильтра, и выдает детектированные значения данных. В течение каждого периода символа, K пространственных процессоров 1632a-1632k обеспечивают K векторов обнаруженных значений данных для K субдиапазонов на демультиплексор 1636 (Demux). Демультиплексор 1636 отображает значения обнаруженных данных для каждого передатчика на обнаруженные символы SC-FDMA. Обнаруженный символ SC-FDMA для данного передатчика m является символом SC-FDMA, который получен приемником 150 для этого передатчика с помехой от других передатчиков, подавленных посредством пространственной обработки приемника.
Демодулятор SC-FDMA 170 обрабатывает каждый обнаруженный символ SC-FDMA и обеспечивает оценки символа данных к процессору 172 RX (приема). Демодулятор SC-FDMA 170 может выполнить выравнивание, удаление пилообразного сигнала фазы для TFDMA, обратное отображение символов из назначенных субдиапазонов, и так далее. Демодулятор SC-FDMA 170 также отображает символ значения данных m передатчиков на m потоков, основываясь на каналах трафика, назначенных для этих передатчиков. Генератор 1642 FH определяет субдиапазоны, используемые каждым передатчиком, основываясь на шаблоне скачков, назначенном на этот передатчик.
Процессор 172 RX (принятого) символа выполняет обратное отображение, обращенное перемежение, и декодирует оценки символа данных для каждого передатчика, и обеспечивает декодированные данные, так же как и состояние декодирования, для каждого декодированного пакета. Контроллер 180 может генерировать ACK и/или NAK, основываясь на состоянии декодирования, и может послать ACK и/или NAK обратно на передатчики, чтобы управлять передачей блоков данных для H-ARQ.
Способы, описанные здесь, могут быть осуществлены различными средствами. Например, эти способы могут быть осуществлены в аппаратных средствах, программном обеспечении, или их комбинации. Для осуществления с помощью аппаратных средств модули процессора, используемые для выполнения передачи контрольного канала, оценки канала, пространственной обработки приема и так далее, могут быть осуществлены в одной или более специализированных интегральных схемах (ASIC), процессорах цифровых сигналов (DSP), устройствах цифровой обработки сигналов (DSPD), программируемых логических устройствах (PLD), программируемых пользователем вентильных матрицах (FPGA), процессорах, контроллерах, микроконтроллерах, микропроцессорах, электронных устройствах, других электронных модулях, разработанных для выполнения функций, описанных здесь, или их комбинации.
Для программного осуществления способы могут быть реализованы модулями (например, процедурами, функциями, и так далее), которые выполняют функции, описанные здесь. Программные коды могут быть сохранены в модуле памяти (например, модуль 142 или 182 памяти на Фиг.1) и выполняться процессором (например, контроллер 140 или 180). Модуль памяти может быть осуществлен в процессоре или быть внешним для процессора.
Заголовки включены сюда для ссылки и помогают в определении местонахождения определенных разделов. Эти заголовки не предназначены для того, чтобы ограничить возможности понятий, описанных под ними, и эти понятия могут иметь применимость в других разделах всюду по всей спецификации.
Предыдущее описание раскрытых вариантов воплощений обеспечивается для того, чтобы дать возможность любому специалисту в данной области техники выполнить или использовать данное изобретение. Различные модификации к этим вариантам воплощения будут очевидны специалистам в данной области техники, и общие принципы, определенные здесь, могут быть применены к другим вариантам воплощения, не отступая от сущности или объема изобретения. Таким образом, данное изобретение не предназначено, чтобы быть ограниченным вариантами воплощения, которые показаны здесь, но должно получить самые широкие возможности, совместимые с принципами и новыми особенностями, раскрытыми здесь.