СПОСОБ РАДИОПРОТИВОДЕЙСТВИЯ
METHOD OF RADIO COUNTERMEASURES

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации.
Известен способ излучения радиосигналов из двух пространственно разнесенных точек движущегося объекта. Если излучение сигналов производится периодически, а вслед за каждой посылкой наступает пауза, то такой вид излучения называют мерцанием (Защита от радиопомех. Под ред. М.В.Максимова. М. Соврадио, 1976 [1]). Естественным развитием мерцания является излучение в данной точке объекта, когда в соседней точке имеет место пауза (синхронное мерцание). Оба вида мерцания (синхронное и несинхронное) предполагают выдвижение определенных требований к закону изменения амплитуды излучаемых колебаний, однако на их фазовые соотношения какие-либо ограничения обычно не налагаются, вследствие чего при приеме подобных колебаний их относят к категории некогерентных. При медленном мерцании, когда частота переключений находится в пределах полосы пропускания следящей системы угломерного координатора радиолокационной станции (РЛС), происходит отслеживание источников излучения с раскачкой антенны РЛС внутри пространственной базы, что, конечно, является недостаточным при индивидуальной защите объекта.
Наиболее близким к предлагаемому решению является способ радиопротиводействия, основанный на создании фазовой неоднородности в раскрыве приемной антенны РЛС путем облучения ее из двух разнесенных точек пространства сигналами, имеющими на входе РЛС заданный сдвиг по фазе при определенном сотношении амплитуд (А.И.Леонов, К.И.Фомичев Моноимпульсная радиолокация М. Радио и связь, 1984 [2]). Для осуществления известного способа в случае моностатической РЛС обычно используется принцип перекрестной ретрансляции, при котором радиоколебания, принятые от РЛС в двух разнесенных точках защищаемого объекта, перекрестно ретранслируются в соседние точки, откуда излучаются в направлении РЛС [3]. Усиление при ретрансляции должно выдерживаться в нужных пределах, а в одно из направлений вводится заданный сдвиг по фазе. Вследствие одинакового пути прохождения волной пространства от передающей антенны РЛС через ретрансляцию до приемной антенны и с учетом вводимой разности фаз формируемые колебания приближенно могут считаться когерентными.
Основные недостатки известного способа состоят в следующем:
Невозможность поддержания заданного сдвига фаз с достаточной точностью в широкой полосе частот при большом динамическом диапазоне сигналов, что объясняется нелинейностью режима ретрансляции и зависимостью фазочастотных характеристик от уровня передаваемых сигналов.
Необходимость обеспечения идентичности проходных характеристик, что крайне трудно выполнить в условиях встречной ретрансляции.
Ограниченность развязок по диапазону частот при повышенном усилении делает систему склонной к самовозбуждению.
Способ полностью теряет эффективность при пространственном разносе передающей и приемной антенн РЛС, т.е. в случае бистатических или разнесенных РЛС.
Технический результат предлагаемого решения состоит в повышении эффективности радиопротиводействия, что выражается в увеличении раскачки антенны РЛС с выходом ее диаграммы за пределы видимой базы и повышении тенденции к срыву слежения как в РЛС моностатического, так и бистатического типов. Этот результат касается РЛС как с непрерывным, так и импульсным излучением с высокой частотой повторения.
M
M
1
2
Этот результат достигается тем, что принятые от РЛС колебания делят по мощности, генерируют напряжение переменной частоты, модулируют первое поделенное колебание полученным напряжением по фазе, при этом частоту этого колебания меняют в сторону увеличения ("увод вверх") или уменьшения ("увод вниз") от частоты принятых колебаний до величины, соответствующей выбранной ложной доплеровской частоте, после чего дополнительно модулируют по фазе с постоянной скоростью f и разветвляют на три составляющих, центральную и две периферийных, меняют фазу центральной составляющей с той же постоянной скоростью f, но в противоположном направлении, меняют фазу периферийных составляющих относительно центральной со скоростью Δf и Δf, причем направления их изменения фазы противоположны по знаку, а модули  светвляют центральную и периферийные промодулированные составляющие, образуют первое и второе светвленные колебания, генерируют напряжение типа меандр с частотой, превышающей полосу пропускания селектора РЛС, излучают поочередно с частотой меандра первое светвленное колебание из первой разнесенной точки объекта, а второе светвленное колебание - из второй точки, при этом сдвигают по фазе и меняют амплитуду одного из излучаемых колебаний относительно другого, а также образуют еще один канал ретрансляции, для чего второе поделенное колебание модулируют по фазе узкополосным шумом и излучают из третьей точки объекта.
Весь цикл формирования сигналов разбит на два временных интервала. В течение первого интервала выполняются действия, призванные нарушить в РЛС селекцию по скорости, второй интервал предназначен для получения когерентных колебаний, воздействующих на угломерный координатор РЛС. Затем циклы могут повторяться.
Нарушение селекции цели производится независимо от режима работы цепей захвата в РЛС. Если отраженный от цели сигнал уже захвачен, он выводится из полосы пропускания доплеровского фильтра РЛС, а система автоподстройки частоты (АПЧ) РЛС переходит на слежение за сформированным сигналом сначала на этапе увода, а затем и на ложной доплеровской частоте. При этом возрастают энергетические возможности воздействующих сигналов (увеличивается отношение помеха /сигнал). В случае нахождения системы в режиме поиска по частоте, узкополосный шум, прикрывающий отраженный сигнал, затрудняет идентификацию и распознавание, что препятствует захвату цели.
Увод в системе АПЧ может выполняться как в сторону увеличения частоты ("увод вверх"), так и в сторону пониженных частот ("увод вниз"). Начальной частотой при уводе является частота, достаточно близкая к частоте принимаемого сигнала (разность в 20-40 Гц). Конечной служит частота, превышающая полосу селекции и соответствующая выбранной ложной доплеровской частоте (обычно единицы кГц). Закон изменения частоты - линейный, реже параболический или экспоненциальный. Ускорение (вторая производная фазы) не превышает допустимого, определяемого предельным маневром цели. Для получения линейного изменения частоты необходима параболическая вариация фазы, ввиду чего при фазовой модуляции принимаемого колебания должно быть выработано модулирующее напряжение, обеспечивающее указанный закон изменения частоты.
В настоящем решении в отличие от известных подходов предлагается излучать не одиночные, а парные сигналы близких частот. Парные сигналы образуют биения, один из важнейших параметров которых - огибающая - не зависит от расфазирующих факторов, вызванных движением объекта. Объясняется это тем, что обе составляющих парного сигнала проходят от точки излучения до точки приема одинаковый путь в пространстве. Следует отметить, что излучаемые из разнесенных точек объекта радиосигналы состоят не из одной, а двух пар колебаний (двухпарные сигналы), в которые входят центральная и периферийные (боковые) составляющие. Периферийные отнесены по частоте относительно центральной составляющей, причем при определенной степени симметрии спектра взаимодействие между боковыми практически отсутствует. В целом весь спектр излучаемых сигналов должен быть в пределах полосы пропускания доплеровского фильтра РЛС, что необходимо при воздействии на ее угломерный координатор. При этом возможности стандартных видов модуляции крайне малы, т.к., например, использование амплитудной модуляции исключено ввиду наличия амплитудного ограничения при обработке сигналов в РЛС. Кроме того, следует иметь в виду вероятность появления узких и сверхузких доплеровских фильтров, что отвечает тенденции повышения точности и разрешающей способности РЛС, но сильно сдерживает применение низкочастотных видов модуляции. Важнейшей особенностью формируемых сигналов является их когерентный характер. Стремление к поддержанию высокой степени когерентности может быть реализовано, если амплитудный спектр этих сигналов около центральной частоты будет иметь форму, близкую к четной, а фазовый спектр - к нечетной. Сам спектр должен быть стабильным и по возможности регулируемым, что может быть обеспечено стабилизацией модулирующих частот и надлежащей привязкой боковых. Указанным условиям отвечает система фазовой модуляции с двойным переносом несущей и автоподстройкой боковых частот.
M
M
1
2
M
M
1
M
2
M
M
1
M
2
1
1
2
2
Суть этих действий состоит в следующем. Полученный в результате увода СВЧ сигнал подвергается дополнительной фазовой модуляции, при этом изменение фазы производится с постоянной скоростью f. Тем самым выполняется перенос несущей на величину f, превышающую интервал возможных доплеровских частот. Боковые должны отстоять от центральной частоты на малый сдвиг Δf и Δf. Чтобы избежать низкочастотной модуляции и получить двухпарный сигнал, следует произвести возвратную фазовую модуляцию с постоянной скоростью f, но в противоположном направлении, а также со скоростями f+Δf и f-Δf. Это означает обратный перенос частоты с сохранением несущей и образованием двух боковых. Для повышения степени когерентности формируемых колебаний задающий сигнал частоты f может стабилизироваться, а сигнал дробной частоты  (p, q - целые неравные числа) использоваться в качестве опорного сигнала для автоматической подстройки частот f+Δf и f-Δf. Таким образом двухпарный сигнал образуется в результате прямого переноса частоты, разветвления на три составляющих и возвратной модуляции каждой из них. Для повышения степени симметризации спектра излучаемых сигналов разнос боковых выравнивается по частоте биений, а также производится выравнивание их амплитудных и фазовых характеристик. Необходимость в регулирующих действиях обосновывается тем, что при воздействии на угломер РЛС сигнал предварительно селектируется по частоте, а система АПЧ в РЛС отрабатывает "центр тяжести" сигнала по формуле EΔf=EΔf, и при равных амплитудах устраняется расфазировка, так как вблизи нуля дискриминационной характеристики выполняется равенство .
Далее промодулированные и выравненные боковые светвляются с центральной составляющей и образуются два (по числу каналов) светвленных колебания, которые поочередно ретранслируются к точкам излучения: первое светвленное колебание - к первой точке, а затем второе колебание - ко второй точке. Необходимость поочередного излучения диктуется требованием устранения взаимного влияния расфазирующих факторов при приеме сигналов из разных точек движущегося объекта. Периодическое переключение производится меандровым напряжением, частота которого на один - два порядка превышает полосу пропускания селектора РЛС, что обеспечивает слитность информации на выходе его узкополосного фильтра. Для поддержания когерентности сигналов в один из излучаемых сигналов вводится сдвиг по фазе (до 180 градусов), а также производится периодическое изменение соотношения амплитуд путем плавной регулировки с частотой, находящейся в пределах полосы пропускания следящей системы угломерного координатора РЛС.
Рассмотрим вопросы, связанные с эффективностью предлагаемого решения.
0
1,2
1,2
Обозначая несущую частоту через ω, а частоту модуляции через Ω=2π(Δf), запишем выражения для парных сигналов
11
12
12
22
m1i
m2i
Из первой точки могут излучаться сигналы u(t) и u(t), из второй точки - сигналы u(t) и u(t). Выравнивая амплитуды и фазы, а также принимая V=V (i=1, 2), получим окончательные соотношения для излучаемых сигналов
1
2
где P(t) и P(t) - функции коммутации по закону меандра.
Отсюда могут быть определены огибающие парных сигналов, которые имеют вид
m21
m11
m22
m12
E(t)=aE(t); E(t)=aE(t)
m12
m13
m11
m12
Отметим, что при V=V огибающие E=E. Огибающие не зависят от внешних параметров расфазировки.
1
2
1
2
Перейдем теперь к комплексной записи сигналов, что обычно делается для более наглядного представления производимых в РЛС преобразований. При этом следует учесть сдвиги фаз ψ(t) и ψ(t) излучаемых сигналов при движении объекта, а также различие в углах видения точек излучения θ и θ. После частотных преобразований РЛС имеем на входах фазового детектора разностного и суммарного каналов следующие соотношения
Δ
∑
1
Здесь f(θ) и f(θ) - разностная и суммарная диаграммы направленности антенны РЛС, фаза φ, входящая во все общие выражения, для простоты не учитывается.
Из полученных соотношений следует
где отброшены члены, частота которых находится вне полосы пропускания выходного фильтра детектора.
m12
m13
1
2
Полагая V=V, придем к равенству огибающих парных сигналов. Вследствие достаточно большого отношения помеха/сигнал динамическую ошибку АПЧ в РЛС считаем весьма малой. В этих условиях система отслеживает «центр тяжести» сигнала помехи, что предопределяет взаимную компенсацию расфазирующих параметров, то есть ψ-ψ≈0. Имея это в виду, определим пеленгационную характеристику координатора РЛС с учетом действия сигнала помехи
0
При некоторых условиях это выражение уже содержит возможность выноса нуля характеристики, в том числе за пределы базы излучателей. Убедимся в этом на примере малых угловых отклонений от равносигнального направления, θ<<θ. При этом S(θ) приобретает вид
0
δ
где µ - крутизна характеристики при θ=θ. Отсчитывая от середины базы ξ, имеем
; , отсюда
что при α=π дает
Следовательно, если a→1, имеет место вынос нуля за пределы базы.
На фигурах 1-3 приведена блок-схема реализации способа, на фиг.4 изображены эпюры напряжений в различных точках схемы, на фиг.5а - спектр формируемых сигналов (пунктиром показана амплитудно-частотная характеристика узкополосного доплеровского фильтра), на фиг.5b - составляющие спектра вблизи нуля дискриминационной характеристики селектора РЛС, на фиг.6 - огибающие биений излучаемых сигналов при близких амплитудах (0, π - фаза несущей).
Приемная антенна 1 (фиг.1) соединена с делителем мощности 2, выходы которого подключены к фазовым модуляторам 3 и 4. Блок генерации уводящего напряжения 5 соединен с модулирующим входом блока 3, а шумовой генератор 6 - с модулятором 4. Блок формирования парных сигналов 7 соединен своими модулирующими входами с подмодулятором 8, а выходами - с фазовыми выравнивателями 9 и 10, а также делителями мощности 11, 12 и 13. Последние через амплитудные выравниватели 14 и 15 подключены к светвителям 16 и 17. Переключатели 18 и 19 своими управляющими входами соединены с генератором меандра 20, а выходами - с фазовращателем 21 и аттенюаторами 22 и 23. Выходные сигналы с помощью направленных ответвителей поступают на блоки контроля 24 и 25, а также на передающие антенны 26 и 27. Третья передающая антенна 28 соединена с выходом блока 4. В схему также входит блок управления 29.
Блок 7 (фиг.2) состоит из фазового модулятора 30, разветвителя 31 и фазовых модуляторов 32, 33 и 34. В блок 8 (фиг.3) входят кварцованный генератор синусоидального напряжения 35, генератор пилообразных колебаний 36, умножитель частоты в p раз 37, ограничитель-дифференциатор 38, делитель частоты в q раз 39 (p, q - целые числа p≠q), резонансный каскад 40. В блок 8 также входят две схемы автоподстройки. Первая схема состоит из подстраиваемого генератора 41, смесителя 42, узкополосного фильтра 43, кварцованного частотного дискриминатора 44, фильтра 45, управляющего каскада 46 и генератора пилообразного колебания 47. Вторая схема состоит из подстраиваемого генератора 48, смесителя 49, узкополосного фильтра 50, кварцованного частотного дискриминатора 51, фильтра 52, управляющего каскада 53 и генератора пилообразного колебания 54. Буферные каскады 55 и 56 дополняют схему.
Принимаемый антенной 1 СВЧ сигнал через делитель мощности 2 поступает на фазовый модулятор 3, предназначенный для формирования сигнала увода по скорости (первый временной интервал) и сигнала ложной (сдвинутой по частоте) псевдонесущей (второй временной интервал). В качестве фазового модулятора может быть использован СВЧ фазовращатель с индексом модуляции не менее 2π радиан, на модуляционный вход которого подаются пилообразные колебания (аналоговый вариант) или ступенчатое напряжение с пилообразной огибающей (дискретный вариант) и амплитудой (фазовым размахом) 2kπ k=1, 2…). Частота пилообразных колебаний определяется выбранным законом увода и ложной доплеровской частотой. Блок формирования напряжения увода 5 построен на основе управляемого генератора пилообразных колебаний в аналоговой или цифровой форме. Подобные генераторы с электронной перестройкой частоты описаны в литературе [4].
Первый и второй интервалы времени задаются в блоке управления 29. В этом блоке путем деления частоты тактовых импульсов производится выделение граничных меток интервалов и формирование стробов разрешения и запрета работы отдельных блоков системы. Так, в блок 5 поступает положительный импульс команды разрешения на увод по частоте (команда «а»), после окончания которого следует импульс разрешения на фиксацию выбранной частоты модуляции (команда «b»). На нормально включенные блоки 20, 36, 47 и 54 импульсы запрета поступают в течение первого временного интервала (команды «с» и «d»).
Блок 7 состоит из набора фазовых модуляторов (блоки 30, 32-34) и разветвителя 31. В качестве фазовых модуляторов используются СВЧ фазовращатели с индексом модуляции 2π. С помощью модуляторов 30 и 34 формируется центральная составляющая спектра, с помощью модуляторов 30 и 32, а также модуляторов 30 и 33 создаются верхняя и нижняя боковые частоты. Возможны как аналоговый, так и дискретный варианты модуляции. В первом случае в качестве модулирующего напряжения используются пилообразные колебания, во втором случае - ступенчатое напряжение с пилообразной огибающей. Для обоих случаев важное значение имеет знак наклона пилообразных колебаний (или пилообразной огибающей). Если на модулирующий вход модулятора 30 подается напряжение с положительным наклоном пилы, то на одноименные входы модуляторов 32-34 должны поступать напряжения с отрицательным наклоном пилы, и, наоборот, при отрицательном наклоне пилы на входе разветвителя необходим положительный их наклон на выходе.
Спектр частот сигнала на выходе блока 7 должен укладываться в полосу доплеровского фильтра РЛС, а это означает, что боковые могут отстоять от центральной частоты всего на сотни и даже десятки Гц. Обеспечить качественную модуляцию на таких низких частотах крайне затруднительно как вследствие амплитудной и фазовой нестабильности, высокого уровня помех в генераторах низких частот, так и по причине засоренности спектра при низкочастотной модуляции.
В принятом техническом решении в результате двухкратной модуляции одна из боковых лежит выше, а другая ниже частоты центральной составляющей формируемого спектра. Ввиду того, что центральная частота закварцована, а боковые создаются путем использования преобразованной опорной частоты и кварцованного частотного дискриминатора, в целом весь спектр стабилен и локализован.
k
k
0
Источником опорных синусоидальных колебаний является генератор 35. В результате умножения частоты этих колебаний в умножителе 37 в p раз (например, в 3 раза), ограничения и дифференцирования в блоке 38 запускается делитель частоты 39, собранный на триггерах. Частота поступающих импульсов делится в q раз (например, в 8 раз). Преобразованные по частоте опорные колебания образуются на выходе резонансного каскада 40 и поступают на входы смесителей 42 и 49. На другие входы этих смесителей подаются колебания перестраиваемых генераторов 41 и 48. Основная гармоника разностной частоты с выхода смесителей проходит через узкополосные фильтры 43 и 50 и поступает на кварцованные частотные дискриминаторы 44 и 51. Резонансными элементами таких дискриминаторов являются индуктивность L и емкость C самого кварца и емкость кварцедержателя С. Высокостабильные резонансные пики жестко привязывают нуль дискриминационной характеристики к оси частот и существенно повышают крутизну вблизи нуля, что увеличивает добротность цепи обратной связи. Фильтры нижних частот 45 и 52, а также управляющие элементы 46 и 53 дополняют цепи обратной связи. Системы АПЧ с кварцованными дискриминаторами описаны в литературе [5] и широко используются на практике. Если принять в качестве примера частоту кварца в опорном генераторе 35 равной 160 кГц, частоты кварцев в дискриминантах 44 и 51 равными 100,2 и 99,8 кГц, и ввести указанные выше значения p и q, получим частоты настройки генераторов 41 и 48 равными 160,2 и 159,8 кГц. На эти же частоты настраиваются и генераторы пилы 47 и 54, а генератор 36 создает парафазные (инверсные) пилообразные колебания с частотой 160 кГц.
Выравниватели фазы 9 и 10 обеспечивают синфазность огибающих парных сигналов в каждом из каналов фазирования (на выходах светвителей 16 и 17). Для этого используются как пассивные элементы вращения фазы механического или поляризационного типов [6], так и твердотельные фазовращатели на диодах с отрезками длинных линий [7].
При выравнивании амплитуд фазируемых сигналов необходимо учитывать то, что огибающие биений зависят от двух параметров: разбалансировки боковых R, которую следует устранять, и выбранного отношения боковых частот к несущей β (β определяет индекс модуляции). Регулировка этих параметров производится в блоках 14 и 15 с помощью электронно управляемых аттенюаторов на pin-диодах путем изменения проходящего через них тока. Подобные аттенюаторы способны в двухоктавной полосе частот изменять затухание от единиц до 80 дб, выпускаются промышленно и описаны в литературе [7]. С выхода светвителей 16 и 17 сформированные сигналы поступают на СВЧ переключатели 18 и 19. Источником управляющих напряжений для этих переключателей является блок 20, представляющий собой генератор меандровых колебаний с двумя противофазными выходами. В отсутствии модуляции переключатель 18 открыт, переключатель 19 закрыт. При включении управляющего напряжения они работают поочередно с частотой, превышающей полосу пропускания селектора РЛС на один-два порядка. Такой режим работы переключателей обеспечивает, с одной стороны, отсутствие паразитного влияния колебаний соседней точки излучения в каждый момент времени, а с другой стороны, суперпозицию (сложение) колебаний на выходе системы АПЧ РЛС. Переключатель 19 одного из каналов подключен к фазовращателю 21 со сдвигом фазы до 180°, что в совокупности и создает возможность поддержания когерентности сформированных сигналов с заданной разностью фаз. Регулировка относительного уровня сигналов в каналах выполняется с помощью постоянного 22 и переменного 23 аттенюаторов, при этом модулирующее напряжение на аттенюатор 23 подается с блока 29 (команда f) в виде периодической посылки с частотой, лежащей в полосе системы слежения по углам РЛС. Контроль огибающих биений в каналах производится с помощью блоков 24 и 25, представляющих собой соединение диодов, подключенных к одному из выходных плечей направленного ответвителя, и полосового фильтра, настроенного на частоту биений.
Для прикрытия цели производится модуляция сигнала со второго выхода делителя 2 узкополосным шумом. В качестве источника шумовых колебаний используется диодный генератор, ток которого усиливается, а затем полученное напряжение фильтруется и ограничивается (блок 6). Образующиеся случайные импульсы с амплитудой, соответствующей размаху фазы π, поступают на фазовый модулятор 4. Промодулированные колебания передаются далее по третьему каналу ретрансляции и излучаются антенной 28.
Источники информации
1. Защита от радиопомех. Под ред. М.В.Максимова. М.: Соврадио, 1976.
2. А.И.Леонов, К.И.Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984.
3. А.И.Палий. Радиоэлектронная борьба, п.2.5. М.: Воениздат, 1981.
4. Ю.Н.Ерофеев. Импульсная техника. М.: Высшая школа, 1984.
5. М.Р.Капланов, В.А.Левин. Автоматическая подстройка частоты. М.: Энергоиздат, 1962.
6. А.Харвей. Техника сверхвысоких частот. Пер. с англ. М.: Соврадио, 1965.
7. СВЧ - полупроводниковые приборы и их применение. Пер. с англ. М.: Мир, 1972.