КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С РАСШИРЕННЫМ ДИАПАЗОНОМ АКТИВНОЙ РАБОТЫ
COMPLEMENTARY DIFFERENTIAL AMPLIFIER WITH EXPANDED ACTIVE OPERATION RANGE

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов с широким динамическим диапазоном, в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, быстродействующих операционных усилителях (ОУ), мультидифференциальных ОУ и RC-фильтрах на их основе).
Известны схемы комплементарных входных каскадов ОУ, выполненных в виде дифференциальных усилителей (ДУ) на n-p-n и p-n-p транзисторах с так называемой «архитектурой входного каскада операционного усилителя µА741» [1-30]. На их модификации выдано более 50 патентов для ведущих микроэлектронных фирм мира. Дифференциальные усилители данного класса, наряду с типовым параллельно-балансным каскадом [29-31], стали основным усилительным элементом многих аналоговых интерфейсов. Это связано с тем, что в таких ДУ минимизируется входная емкость из-за отсутствия эффекта Миллера. Предлагаемое изобретение относится к данному подклассу устройств.
Ближайшим прототипом (фиг.1) заявляемого устройства является комплементарный дифференциальный усилитель по патенту US 4.429.284, fig.2, содержащий первый 1 и второй 2 входные транзисторы, базы которых являются соответствующими входами 3, 4 устройства, первый 5 и второй 6 выходные транзисторы, базы которых соединены с источником опорного тока 7, первый 8 и второй 9 токоограничивающие резисторы, включенные между эмиттерами соответствующих первого 1 входного и первого 5 выходного транзисторов, а также второго 2 входного и второго 6 выходного транзисторов, первый 10 и второй 11 последовательно соединенные вспомогательные резисторы, включенные между эмиттерами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вспомогательный прямосмещенный p-p переход 12, включенный между базами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов и общим узлом 13 последовательно соединенных первого 10 и второго 11 вспомогательных резисторов, первую группу противофазных токовых выходов (14, 15), связанную с коллекторами первого 5 и второго 6 входных транзисторов, вторую группу противофазных токовых выходов (16, 17), связанную с коллекторами первого 1 и второго 6 выходных транзисторов.
гр
вх.max
гр
к
Существенный недостаток известного ДУ состоит в том, что он имеет сравнительно узкий динамический диапазон (U) линейного усиления дифференциальных сигналов (U<U≈100÷150 мВ). Как показано в монографии авторов настоящей заявки [31], это обстоятельство является главной причиной невысокого быстродействия современных операционных усилителей, обусловленной нелинейным режимом работы входного каскада ОУ. При этом для большинства ОУ с высокоимпедансным узлом и одним корректирующим конденсатором (C) максимальная скорость нарастания выходного напряжения определяется формулой [31]
<mrow><msub><mi>υ</mi><mrow><mi>в</mi><mi>ы</mi><mi>х</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><msub><mi>f</mi><mrow><mi>с</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mi>U</mi><msub><mi>г</mi><mrow><mi>г</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
cp
где f - частота единичного усиления (частота среза) скорректированного ОУ;
гр
вых
вх
гр
U - напряжение ограничения проходной характеристики i=f(u) входного каскада (для классических ДУ U=50÷100 мВ).
вых
Из (1) следует, что повышение υ можно осуществить двумя качественно разными путями [31]:
гр
1. Увеличением диапазона активной работы входного ДУ (U) без изменения крутизны преобразования входного напряжения в выходные токи ДУ;
cp
2. Повышением f за счет улучшения частотных свойств транзисторов, что связано, прежде всего, с использованием более высокочастотных и дорогостоящих техпроцессов (SG25VD, SG25Н1, SG25RН и др.).
гр
Заявляемый входной каскад ОУ решает задачу повышения быстродействия за счет увеличения (без изменения крутизны) в несколько раз диапазона линейной работы входного каскада, измеряемого напряжением ограничения U=0.4÷0,8 В.
Кроме этого предлагаемый ДУ достаточно эффективен в мультидифференциальных ОУ, где от входных каскадов требуется достаточно широкий диапазон линейной работы, а также в RC-фильтрах с малым уровнем нелинейных искажений.
вых
вх
гр
Таким образом, основная задача предлагаемого изобретения состоит в расширении диапазона активной работы входного каскада ОУ для дифференциального сигнала - получении граничных напряжений его проходной характеристики i=f(u) на уровне U=0.4÷0,8 В.
Поставленная задача достигается тем, что в комплементарном дифференциальном усилителе с расширенным диапазоном активной работы, содержащем первый 1 и второй 2 входные транзисторы, базы которых являются соответствующими входами 3, 4 устройства, первый 5 и второй 6 выходные транзисторы, базы которых соединены с источником опорного тока 7, первый 8 и второй 9 токоограничивающие резисторы, включенные между эмиттерами соответствующих первого 1 входного и первого 5 выходного транзисторов, а также второго 2 входного и второго 6 выходного транзисторов, первый 10 и второй 11 последовательно соединенные вспомогательные резисторы, включенные между эмиттерами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вспомогательный прямосмещенный p-n переход 12, включенный между базами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов и общим узлом 13 последовательно соединенных первого 10 и второго 11 вспомогательных резисторов, первую группу противофазных токовых выходов (14, 15), связанную с коллекторами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вторую группу противофазных токовых выходов (16, 17), связанную с коллекторами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов, предусмотрены новые элементы и связи - в качестве вспомогательного прямосмещенного p-n перехода 12 используется эмиттерный p-n переход дополнительного транзистора 18, коллектор которого связан с шиной 19 источника питания.
Схема усилителя-прототипа представлена на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 показано заявляемое устройство в соответствии с формулой изобретения.
На чертеже фиг.3 показана типовая архитектура быстродействующего операционного усилителя.
На чертеже фиг.4 показана схема ДУ-прототипа в среде компьютерного моделирования PSpise на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».
i
i
8
9
10
i
На чертеже фиг.5 - фиг.6 приведены зависимости выходных токов ДУ фиг.4 от входного напряжения при различных значениях сопротивлений резистора R R=R=R=R=20 Ом - фиг.5 и R=200 Ом - фиг.6.
На чертеже фиг.7 показана схема заявляемого ДУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования PSpise на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».
0
На чертежах фиг.8 - фиг.9 приведены зависимости выходных токов от входного напряжения ДУ фиг.7 при различных значениях сопротивлений R согласующего резистора 20, включенного в эмиттер транзистора 18.
вх
0
На чертежах фиг.10 - фиг.11 приведены зависимости разностей выходных токов ДУ от входного напряжения u ДУ фиг.7 при различных значениях сопротивлений R согласующего резистора 20.
Комлементарный дифференциальный усилитель с расширенным диапазоном активной работы фиг.2 содержит первый 1 и второй 2 входные транзисторы, базы которых являются соответствующими входами 3, 4 устройства, первый 5 и второй 6 выходные транзисторы, базы которых соединены с источником опорного тока 7, первый 8 и второй 9 токоограничивающие резисторы, включенные между эмиттерами соответствующих первого 1 входного и первого 5 выходного транзисторов, а также второго 2 входного и второго 6 выходного транзисторов, первый 10 и второй 11 последовательно соединенные вспомогательные резисторы, включенные между эмиттерами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вспомогательный прямосмещенный p-n переход 12, включенный между базами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов и общим узлом 13 последовательно соединенных первого 10 и второго 11 вспомогательных резисторов, первую группу противофазных токовых выходов (14, 15), связанную с коллекторами первого 1 и второго 2 входных транзисторов, вторую группу противофазных токовых выходов (16, 17), связанную с коллекторами первого 5 и второго 6 выходных транзисторов. В качестве вспомогательного прямосмещенного p-n перехода 12 используется эмиттерный p-n переход дополнительного транзистора 18, коллектор которого связан с шиной 19 источника питания.
к
На чертеже фиг.3 заявляемый дифференциальный усилитель фиг.2 (21) включен в классическую структуру быстродействующего ОУ с высокоимпедансным узлом 22, которая содержит дополнительные токовые зеркала 23, 24, выходной буфер 25 и корректирующий конденсатор (C) 26. При этом ОУ охвачен 100% отрицательной обратной связью. Его электропитание обеспечивается источниками 27 и 28.
На чертеже фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, последовательно с эмиттерным p-n переходом дополнительного транзистора 18 включен согласующий резистор 20.
Рассмотрим вначале работу известного устройства фиг.1.
7
8
10
11
9
вх
Статические токи всех транзисторов схемы определяются током I токостабилизирущего двухполюсников 7. При этом, для достаточно низкоомных резисторов 8, 10, 11, 9 (R=R=R=R=R=10-15 Ом) за счет увеличения площадей эмиттерных переходов транзисторов 5, 6 можно при нулевом входном напряжении ДУ (U=0) обеспечить равенство всех эмиттерных токов схемы:
<mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>2</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>5</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
0
7
где 2I=I - некоторый опорный ток, например 1 мА.
вх
На основании уравнений Кирхгофа при U=0 можно записать следующие уравнения
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>э</mi><mi>б</mi><mn>.5</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>5</mn></mrow></msub><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>U</mi><mi>d</mi></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>3</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>э</mi><mi>б</mi><mn>.6</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>U</mi><mi>d</mi></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>4</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
d
AB
U=U=0,7 B - напряжение на двухполюснике 12 (вспомогательном прямосмещенном p-n переходе),
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>э</mi><mi>б</mi><mn>.5</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>э</mi><mi>б</mi><mn>.6</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><mn>0,7</mn><mo>−</mo><mi>с</mi><mi>т</mi><mi>а</mi><mi>т</mi><mi>и</mi><mi>ч</mi><mi>е</mi><mi>с</mi><mi>к</mi><mi>о</mi><mi>е</mi><mtext> </mtext><mi>н</mi><mi>а</mi><mi>п</mi><mi>р</mi><mi>я</mi><mi>ж</mi><mi>е</mi><mi>н</mi><mi>и</mi><mi>е</mi><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>5</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
эмиттер-база транзисторов 5 и 6.
вх
Таким образом, эмиттерные токи выходных транзисторов 5, 6 при U=0
<mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>5</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>6</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>7</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
а эмиттерные токи входных транзисторов 1 и 2:
<mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>5</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>8</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>2</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>9</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
Для приращений тока через R10 и R11, вызванных изменениями входного напряжения, можно записать
<mrow><msub><mi>i</mi><mi>R</mi></msub><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>10</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
CB
Поэтому приращение напряжения u между узлами «С» и «В», «открывающего» транзистор VT5
<mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>C</mi><mi>B</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>u</mi><mrow><mi>R</mi><mn>10</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>11</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
э5
э5
Как следствие, приращение эмиттерного тока i выходного транзистора 5 и его суммарный эмиттерный ток i(t)
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>э</mi><mn>5</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>C</mi><mi>B</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mtext> </mtext><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>12</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>э</mi><mn>5</mn></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mtext> </mtext><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>13</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
Аналогично для эмиттерного тока выходного транзистора 6
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow></mfrac><mtext> </mtext><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>14</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
э6
Транзистор 6 полностью «закроется», если i(t)≈0, то есть при
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi><mo>.</mo><mi>г</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mn>2</mn><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mn>2</mn><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mn>2</mn><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mn>2</mn><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>15</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
вх
вых
вх
вх
вх
вх
Учитывая, что R8 и R9, существенно влияющие на крутизну S проходной характеристики ДУ i=f(u), не могут выбираться большими, из (15) следует, что при фиксированной крутизне S рассматриваемая схема фиг.1 не может обеспечить пропорциональность выходных токов от u в широком диапазоне изменений u, причем крутизна
<mrow><msub><mi>S</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub><mo>≈</mo><msubsup><mi>R</mi><mn>8</mn><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>+</mo><msup><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><msubsup><mi>h</mi><mrow><mn>11.1</mn></mrow><mi>б</mi></msubsup><mo>+</mo><msubsup><mi>h</mi><mrow><mn>11.5</mn></mrow><mi>б</mi></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>16</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msubsup><mi>h</mi><mrow><mn>11.1</mn></mrow><mi>б</mi></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>h</mi><mrow><mn>11.5</mn></mrow><mi>б</mi></msubsup></mrow>
где
,
- h-параметры транзисторов 1 и 5 в схеме с общей базой. При этом максимальные выходные токи ДУ не могут превышать значения
к5.max
к6.max
0
к1.max
к2.max
0
I=I=2I, I=I=4I. Следовательно, ДУ фиг.1 работает в режиме класса «А», для которого выходные токи жестко связаны с суммарным статическим током, потребляемым ДУ от источника питания. В этом состоит один из существенных недостатков ДУ-прототипа.
Рассмотрим далее схему заявляемого ДУ фиг.2.
10
11
вх
Статический режим транзисторов схемы фиг.2 при R=R≤1 кОм и U=0, описываются следующей системой уравнений Кирхгофа:
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>э</mi><mi>б</mi><mn>.5</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>5</mn></mrow></msub><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>э</mi><mi>б</mi><mn>.18</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><msub><mi>R</mi><mn>0</mn></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>17</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>э</mi><mi>б</mi><mn>.6</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>э</mi><mi>б</mi><mn>.18</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><msub><mi>R</mi><mn>0</mn></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>18</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
0
где R - сопротивление резистора 20.
эб.i
вх
Если учесть, что U≈0,7 В, то можно найти статические (U=0) эмиттерные токи всех основных (1, 2, 5, 6) транзисторов схемы
<mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>5</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>19</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow></mfrac><msub><mi>I</mi><mrow><mi>э</mi><mn>2</mn></mrow></msub><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>20</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
0
8
9
вх
R
Будем в дальнейшем считать, например, что R=R=R=10÷20 Ом. Если на вход Вх.1 подается положительное напряжение u, то ток через резисторы 10÷11 получает приращение i, которое создает на резисторе 10 «отпирающее» транзистор 5, а на резисторе 11 «запирающее» транзистор 6 напряжения, которые вызывают соответствующие изменения коллекторных токов этих транзисторов. Так для левой части схемы ДУ фиг.2
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>5</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><mn>2</mn><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>21</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
При этом транзисторы 6 и 2 «подзапираются», так как их коллекторные токи уменьшаются на величину
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>2</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>6</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow><mrow><mn>2</mn><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>22</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
к3
к6
Полное запирание транзисторов 2, 6 (I=0, I=0) произойдет при входном граничном напряжении
<mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>г</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mn>0,7</mn><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>≈</mo><mn>1,4</mn><mi>B</mi><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>23</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
вх
гр
Таким образом при u=U максимальные выходные токи ДУ достигнут значений
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>1.</mn><mi>max</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>5.</mn><mi>max</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>0,35</mn></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>≈</mo><mfrac><mrow><mn>0,7</mn></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac><mi>B</mi><mo>.</mo><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>24</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
8
9
к1.max
к5.max
если R=R=10 ОМ, то i=i≈70 мА.
к1.max
к5.max
18
эб
эб
к1.max
к5.max
Практические значения i=i (фиг.9) отличаются от расчетных по формуле (24) из-за влияния сопротивлений резисторов 10, 11 и коэффициента усиления по току базы β транзистора 18 на работу схемы. Кроме этого при более точных расчетах следует учесть, что фактическое запирание транзисторов 5 (6) происходит не при U=0, а при U≈0,5 В. Как следствие, при R10=R11=1 кОм максимальные токи i, i несколько меньше расчетных по формуле (24).
гр
Таким образом, ДУ фиг.2 работает как каскад класса «В» - его максимальные выходные токи существенно превышают статические токи транзисторов, что, наряду с более высоким значением U, является его существенным достоинством.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Патент США №3.786.362
2. Патент США №4.030.044
3. Патент США №4.059.808, фиг.5
4. Патент США №4.286.227
5. Авт.свид. СССР №375754, H03f 3/38
6. Авт.свид. СССР №843164, H03f 3/30
7. Патент США №3.660.773
8. Патент США №4.560.948
9. Патент РФ №2930041, H03f 1/32
10. Патент Японии №57-5364, H03f 3/343
2
11. Патент ЧССР №134845, кл. 21а 18/08
2
12. Патент ЧССР №134849, кл. 21а 18/08
2
13. Патент ЧССР №135326, кл. 21а 18/08
14. Патент США №4.389.579
15. Патент Англии №1543361, Н3Т
16. Патент США №5.521.552 (фиг.3а)
17. Патент США №4.059.808
18. Патент США №5.789.949
19. Патент США №4.453.134
20. Патент США №4.760.286
21. Авт.свид. СССР №1283946
22. Патент РФ №2019019
23. Патент США №4.389.579
24. Патент США №4.453.092
25. Патент США №3.566.289
26. Патент США №4.059.808 (фиг.2)
27. Патент США №3.649.926
28. Патент США №4.714.894 (фиг.1)
29. Матавкин В.В. Быстродействующие операционные усилители. - М.: Радио и связь, 1989.
30. М.Херпи. Аналоговые интегральные схемы. - М.: Радио и связь, 1983, стр.174, рис.5.52.
31. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов [Текст] / В.И. Анисимов, М.В. Капитонов, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов. - Л., 1979. - 148 с.