Способ диаграммообразования в проемной цифровой антенной решетке
METHOD OF BEAM FORMATION IN APERTURE DIGITAL ANTENNA ARRAY

Изобретение относится к антенной технике, а именно к способам диаграммообразования приемных цифровых антенных решеток (ЦАР) для систем связи и радиолокации.
Известен антенный пост радиолокационной станции с приемной антенной решеткой (АР), содержащей М приемных антенных модулей, выходы которых соединены со входами устройства преобразования аналоговых сигналов в цифровую форму (оцифровки сигналов) приемной антенной решетки, цифровое устройство выработки коэффициентов для формирования амплитудно-фазового распределения в раскрыве приемной антенной решетки по каждому из сканирующих лучей - диаграмм направленности (ДН), соединенное с устройством цифрового формирования K сканирующих лучей ([1], RU 2395140 С2, МПК G01S 13/42; 27.01.2010).
Недостатки способа реализуемого данным устройством, характерны для всех антенных решеток с непосредственным преобразованием сигналов в пространственных каналах в цифровую форму. Обеспечение когерентности сигналов на выходе каждого из каналов возможно лишь при очень малом джиттере опорного сигнала аналого-цифрового преобразователя (АЦП) (доли пикосекунд), что для высокоскоростных цифровых сигналов является задачей едва ли не более трудной, чем разводка СВЧ колебания. При этом мощность, потребляемая АЦП, существенно возрастает с увеличением частоты дискретизации (например для 2-2,5 ГГц потребляемая мощность составляет около 1 Вт ([2], стр. 37). Объем цифровых данных даже при использовании субдискретизации является избыточным и требует децимации (прореживания). Это ведет к нерациональному использованию скоростных свойств АЦП. В связи с этим непосредственное преобразование аналогового сигнала СВЧ в цифровую форму является нецелесообразным. Кроме того, процесс преобразования аналоговых сигналов в цифровую форму связан с порождением ошибок дискретизации и квантования, которые, в конечном итоге, в совокупности с естественными шумами на входе АЦП и ошибками джиттера, в процессе формировании ДН ЦАР приводят к дополнительному росту уровня боковых лепестков.
Известен способ, согласно которому принимают сигналы посредством антенной решетки, состоящей из М антенных элементов. Вычисляют весовые коэффициенты для каждого приемного канала в азимутальной и угломестной плоскостях, по числу формируемых лучей (1,…k, …, K), где K - число формируемых лучей. Производят синхронную дискретизацию и квантование каждого сигнала с выхода каждого из антенных элементов. Преобразуют последовательность отсчетов с выхода каждого АЦП в последовательность квадратурных отсчетов, выполняют фильтрацию и децимацию частоты следования цифровой последовательности в K раз. Для каждого приемного канала формируют последовательность взвешенных отсчетов путем умножения каждого квадратурного отсчета на весовые коэффициенты, раздельно для азимутальной и угломестной плоскостей. Формируют результирующую последовательность отсчетов K лучей диаграммы направленности путем суммирования взвешенных отсчетов для каждого k-го луча, относящихся к одинаковым моментам дискретизации ([3], RU 2495447 С2, МПК G01S 3/80; 20.05.2013).
В этом случае недостатки совершенно аналогичны недостаткам предыдущего способа.
Наиболее близким по технической сущности (прототипом) предлагаемого способа является способ диаграммообразования, реализуемый цифровой приемной АР для радиолокационной станции, в котором для формирования многолучевой ДН используют АР, содержащую М приемных антенных модулей. Принимаемый комплексный сигнал с каждого модуля разбивают на две квадратурные составляющие, образующие М пар сигналов. Путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие оцифровывают и формируют из них временные последовательности. Затем для формирования ДН в каждом приемном модуле с помощью устройства цифрового формирования ДН в приемном модуле и под управлением устройства выработки весовых коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле к соответствующим квадратурным парам подмешивают соответствующие цифровые сигналы, каждую пару из которых потом размножают на K групп по числу лучей и объединяют по признаку принадлежности к ДН отдельных лучей. А для формирования многолучевой ДН АР с помощью устройства цифрового формирования многолучевой ДН АР и под управлением устройства выработки весовых коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР к соответствующим квадратурным парам каждой группы по числу лучей вновь подмешивают соответствующие цифровые сигналы. Все квадратурные сигналы каждого луча попарно суммируют, образуя K пар выходных квадратурных сигналов по числу формируемых лучей ([4], RU 2584458 C1, G01Q 3/00; 20.05.2016).
Недостатком прототипа является повышенный уровень боковых лепестков многолучевой ДН в сравнении с уровнем, соответствующим отсутствию шумов, обусловленных ошибками дискретизации и квантования, действующими в совокупности с естественными шумами и шумом джиттера на входе АЦП.
Технической проблемой, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является повышенный уровень боковых лепестков многолучевой ДН в сравнении с уровнем соответствующим отсутствию шумов, обусловленных ошибками дискретизации и квантования, действующими в совокупности с естественными шумами и шумом джиттера на входе АЦП.
Для решения указанной технической проблемы предлагается способ диаграммообразования в приемной цифровой АР, состоящий в том, что для формирования многолучевой ДН используют АР, содержащую М приемных антенных модулей. Принимаемый комплексный сигнал с каждого модуля разбивают на две квадратурные составляющие, образующие М пар сигналов. Путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие с помощью АЦП оцифровывают и формируют из них временные последовательности. Затем для формирования ДН в каждом приемном модуле с помощью устройства цифрового формирования ДН в приемном модуле и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле к соответствующим квадратурным парам подмешивают соответствующие цифровые сигналы, каждую пару из которых потом размножают на K групп по числу лучей и объединяют по признаку принадлежности к ДН отдельных лучей. Для формирования многолучевой ДН АР с помощью устройства цифрового формирования многолучевой ДН АР и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР к соответствующим квадратурным парам каждой группы по числу лучей вновь подмешивают соответствующие цифровые сигналы. Все квадратурные сигналы каждого луча попарно суммируют, образуя K пар выходных квадратурных сигналов по числу формируемых лучей.
Согласно изобретению оцифрованные квадратурные составляющие сигнала каждого приемного модуля с помощью цифровых фильтров дополнительно уточняют в соответствии с выражениями:
где I, Q - уточненные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие на текущий момент времени;
- оцифрованные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие временной последовательности на соответствующие моменты времени;
2l - момент времени в пределах длительности следящего окна L.
Таким образом, предлагаемый способ имеет следующие отличительные признаки в последовательности его реализации от способа-прототипа, приведенные в таблице 1.
Из представленной таблицы сравнения последовательностей реализации способа-прототипа и предлагаемого способа видно, что введена следующая новая операция: оцифрованную квадратурную составляющую сигнала каждого канала дополнительно уточняют в соответствии с выражениями:
где I, Q - уточненные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие на текущий момент времени;
- оцифрованные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие временной последовательности на соответствующие моменты времени;
2l - момент времени в пределах длительности следящего окна L.
Введение одной операции позволяет, по сравнению со способом-прототипом, обеспечить достижение технического результата, состоящего в понижении уровня боковых лепестков многолучевой ДН, обусловленного ошибками дискретизации и квантования, действующими в совокупности с естественными шумами и шумом джиттера на входе АЦП за счет уменьшения их влияния на процесс диаграммообразования.
Проведенный анализ технических решений позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявляемого технического решения, отсутствуют в известных источниках из уровня техники, что указывает на соответствие заявляемого способа условию патентоспособности "новизна".
Результаты поиска известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипа признаками, показали, что они не следуют явным образом из уровня техники. Из уровня техники также не выявлена известность влияния предусматриваемых существенными признаками преобразований на достижение указанного технического результата. Следовательно, заявляемое техническое решение соответствует условию патентоспособности "изобретательский уровень".
Изобретение поясняется графически фигурами 1-5.
На фиг. 1 показана схема устройства, реализующего предлагаемый способ.
На фиг. 2 показана схема цифрового фильтра.
На фиг. 3 приведены спектры квадратурных составляющих сигнала.
На фиг. 4 приведены оценки отношения сигнал/шум (ОСШ) при реализации предлагаемого способа и при реализации прототипа.
На фиг 5 показана ДН АР с учетом влияния шумов.
Способ диаграммообразования в приемной цифровой АР включает следующие операции:
- для формирования многолучевой ДН используют АР, содержащую М приемных антенных модулей - 1;
- принимаемый комплексный сигнал с каждого модуля разбивают на две квадратурные составляющие, образующие М пар сигналов - 2;
- путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие оцифровывают и формируют из них временные последовательности - 3;
- оцифрованную квадратурную составляющую сигнала каждого канала дополнительно уточняют в соответствии с выражениями:
где I, Q - уточненные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие на текущий момент времени;
- оцифрованные синфазная и несинфазная квадратурные составляющие временной последовательности на соответствующие моменты времени;
2l - момент времени в пределах длительности следящего окна L - 4;
- затем для формирования ДН в каждом приемном модуле с помощью устройства цифрового формирования ДН в приемном модуле и под управлением устройства выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле к соответствующим квадратурным парам подмешивают соответствующие цифровые сигналы, каждую пару из которых потом размножают на K групп по числу лучей и объединяют по признаку принадлежности к ДН отдельным лучам - 5;
- а для формирования многолучевой ДН АР с помощью устройства цифрового формирования многолучевой ДН АР и под управлением устройства выработки весовых коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР к соответствующим квадратурным парам каждой группы по числу лучей вновь подмешивают соответствующие цифровые сигналы - 6;
- все квадратурные сигналы каждого луча попарно суммируют, образуя K пар выходных квадратурных сигналов по числу формируемых лучей - 7.
Структурная схема устройства, осуществляющего способ диаграммообразования в приемной цифровой АР, приведена на фиг. 1 (возможный вариант выполнения).
Устройство по фиг. 1 содержит:
- антенную решетку 1 из М приемных антенных модулей, каждый из модулей, в свою очередь, содержит: линейную часть - 1.1.1-1.1.М; преобразователь частоты - 1.2.1-1.2.М;
- опорный синтезатор частот - 2;
- М синхронных аналого-цифровых преобразователей (АЦП) - 3.1-3.М;
- М пар цифровых фильтров для квадратурных компонент I и Q в каждой паре - 4.1.I-4.M.I и 4.1.Q-4.M.Q соответственно;
- М устройств цифрового формирования ДН в приемном модуле - 5.1-5.М;
- устройство выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле - 6;
- М×K устройств цифрового формирования многолучевой ДН АР - 7.m.k. (m=1,2,…,M;k=1,2,…,K);
- устройство выработки коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР - 8;
- K сумматоров - 9.1-9.K.
При этом АР 1 приемных антенных модулей, содержит последовательно связанные между собой по выходу и входу, М линейных частей 1.1.1-1.1.М и М преобразователей частоты 1.2.1-1.2.М. Парные квадратурные выходы преобразователей частоты 1.2.1-1.2.М также последовательно связаны по выходу и входу с соответствующими АЦП 3.1-3.М, цифровыми фильтрами для квадратурных компонент 4.1.I-4.М.I и 4.1.Q-4.M.Q и устройствами цифрового формирования ДН в приемном модуле 5.1-5.М. Вторые входы преобразователей частоты 1.2.1-1.2.М и вторые входы АЦП 3.1-3.М связаны с соответствующими им выходами опорного синтезатора частот 2. Вторые входы устройств цифрового формирования ДН в приемном модуле 5.1-5.М подключены к соответствующим им выходам устройства выработки коэффициентов для формирования ДН в приемном модуле 6. Парные выходы каждого из М устройств цифрового формирования ДН в приемном модуле 5.1-5.М подключены к соответствующим К входам (по числу К формируемых лучей) устройств цифрового формирования многолучевой ДН АР 7.m.k (m=1,2,…,M; k=1,2,…,K), парные выходы которых сгруппированные по признаку принадлежности к одному из K лучей, подсоединены к соответствующим К входам сумматоров 9.1-9.K. Вторые входы устройств цифрового формирования многолучевой ДН АР 7.m,k подключены к выходу устройства выработки коэффициентов для формирования многолучевой ДН АР 8. Парные выходы K сумматоров 9 являются выходами многолучевой приемной АР.
Рассмотрим работу устройства диаграммообразования в приемной цифровой АР. АР 1 содержит: М приемных антенных модулей. Линейная часть приемных модулей 1.1.1-1.1.М обеспечивает необходимое усиление радиосигнала, а преобразователи частоты 1.2.1-1.2.М - понижение несущей частоты до промежуточной и формирование квадратурных составляющих сигнала на промежуточной частоте. Для синхронизации работы приемных модулей в качестве опорного генератора преобразователей частоты используют опорный синтезатор частот 2. Квадратурные составляющие с каждого приемного модуля поступают на входы соответствующих синхронных аналого-цифровых преобразователей (АЦП) 3.1-3.М. При этом частоту дискретизации для АЦП 3.1-3.М задают также с помощью опорного синтезатора частот 2. Промежуточную частоту и частоту дискретизации выбирают так, чтобы обеспечить наиболее рациональное использование скоростных свойств АЦП 3.1-3.М при минимизации потребляемой мощности. Любое увеличение потребляемой мощности крайне нежелательно, так как при этом, с учетом большого количества модулей АР 1 и ограниченных габаритов, часто возникают проблемы с отводом избыточного тепла. Если спектр полезного сигнала достаточно узкополосен, то для понижения частоты дискретизации следует использовать принцип субдискретизации, выбрав частоту дискретизации сопоставимой с промежуточной частотой или даже меньше ее. Используя этот принцип, путем синхронной дискретизации по времени и квантования по уровню квадратурные составляющие оцифровывают с помощью АЦП 3.1-3.М и формируют из них временные последовательности, которые с целью понижения влияния естественного шума, ошибок джиттера, дискретизации и квантования подвергаются дополнительной обработке введенными, согласно изобретению, цифровыми фильтрами для квадратурных компонент 4.1.I-4.M.I и 4.1.Q-4.M.Q. Цифровые фильтры для квадратурных компонент 4.1.I-4.M.I и 4.1.Q-4.M.Q представляют собой дискретные оптимальные фильтры интегрирующего типа, согласованные с потоком оцифрованных колебаний промежуточной частоты. При этом содержащиеся в цифровом сигнале шумы подвергаются осреднению. Благодаря этому достигают эффекта понижения влияния естественного шума, ошибок джиттера, дискретизации и квантования на уровень боковых лепестков многолучевой ДН. Уточненные таким образом квадратурные составляющие поступают на входы устройства цифрового формирования ДН в каждом модуле 5.1-5.М, которые по аналогии с прототипом функционируют под управлением устройств выработки весовых коэффициентов для формирования ДН в каждом модуле 6. Выходы устройств 5.1-5.М по аналогии с прототипом попарно соединены со входами устройства цифрового формирования многолучевой ДН антенной решетки 7.m.k (m=1,2,…,M; k=1,2,…,K). Управляющие входы последних соединены с устройством выработки весовых коэффициентов для формирования многолучевой ДН антенной решетки 8. Выходы устройств 7.m.k, сгруппированные с помощью сумматоров 9.1-9.K по признаку принадлежности к одному из K лучей многолучевой ДН, являются выходами для сигналов в виде пар квадратурных составляющих, которые в дальнейшем используют для первичной радиолокационной обработки.
Выполнение блоков и узлов, приведенных на фиг. 1, возможно с использованием современной элементной базы цифровых АР.
Предлагаемый алгоритм работы цифровых фильтров описывают выражения:
Он может быть реализован с помощью специализированных вычислительных средств, или аппаратно: в виде дискретного цифрового фильтра, представленного на фиг. 2.
Рассмотрим обоснование предлагаемого способа диаграммообразования в приемной цифровой АР. Цифровая АР представляет собой совокупность цифровых пространственных каналов-модулей, на выходе каждого из которых существует свой цифровой сигнал. ДН формируют путем установки необходимого фазового распределения вдоль раскрыва АР. При этом в радиочастотной линейной и преобразующих частях приемников могут возникнуть ошибки, связанные с разбросом фаз активных элементов и фазовращателей. Для компенсации этих фазовых ошибок применяют дополнительные фазовращатели, например, в виде отрезков линий передачи, диэлектрических вставок, фильтров и т.д. ([5], стр. 486, 487). Однако с переходом на цифровые методы обработки сигналов, при эксплуатации цифровых АР могут появится случайные (неконтролируемые) фазовые ошибки, вызванные процессами квантования, дискретизации, шумом джиттера и шумами во входном аналоговом сигнале АЦП. Эти ошибки будут приводить к существенным амплитудным и фазовым ошибкам в пространственном цифровом сигнале, что приводит к нарушению синфазности и, следовательно, к повышенному уровню боковых липестков многолучевой ДН в сравнении с уровнем соответствующим отсутствию шумов.
Как известно из статистической теории антенн, ошибки по апертуре имеют равномерное распределение и статистически независимы. Суммарная фазовая ошибка цифровой обработки сигналов (ЦОС) определяется следующим образом ([5], стр. 10, 11):
d
где Δϕ - фазовая ошибка, вызванная процессом дискретизации;
j
Δϕ - фазовая ошибка, вносимая шумом джиттера (джиггер (англ. jitter - дрожание) или фазовое дрожание цифрового сигнала данных);
k
Δϕ - фазовая ошибка, возникающая в процессе квантования;
N
Δϕ - фазовая ошибка, возникающая под действием шума во входном аналоговом сигнале.
Фазовая ошибка дискретизации находится через период (частоту) дискретизации и период (частоту) сигнала:
d
где Δt - период дискретизации;
max
F - максимальная частота в спектре сигнала.
Фазовая ошибка шума джиттера может быть выражена аналогичным образом:
Фазовая ошибка квантования возникает вследствие округления амплитуды квантуемого сигнала - появления шума квантования. Она может быть найдена через число n разрядов кода АЦП:
Фазовая ошибка, вызванная наличием шума во входном аналоговом сигнале, выражается аналогично фазовой ошибке квантования: через ширину шумовой дорожки в среднем за период гармонического процесса:
где q - отношение сигнал/шум.
Таким образом, суммарная фазовая ошибка будет зависеть от частоты дискретизации, величины шума джиттера, числа разрядов кода АЦП и отношения мощности сигнала к мощности шума. Если учесть, что процессы, протекающие в устройстве обработки, аналогичны процессам в диаграммообразующей схеме коммутации антенн, то для оценки направленных свойств цифровой АР, в данном случае, можно применить известное из статистической теории антенн соотношение с использованием найденных выше фазовых ошибок:
где D - КНД антенной решетки при наличии фазовых ошибок;
0
D - КНД идеальной апертуры;
- величина фазовой ошибки ЦОС в апертуре решетки.
Как правило, преобразование сигналов в цифровую форму производят на некоторой промежуточной частоте с периодом Т.
Сигналы на входе АЦП каждого i-го приемного модуля (в дальнейшем канала обработки) могут быть представлены в виде:
где  - квадратурные составляющие, содержащие фазовый шум, l-го временного отсчета  в i-ом канале (i=0…N);
- случайные фазы квадратурных составляющих, приведенные ко входу АЦП, в i-ом канале антенной решетки;
Т - период колебания:  - промежуточная частота;
Δt - период дискретизации:  - частота дискретизации;
i
A - комплексная амплитуда сигнала в канале, учитывающая положение фазового центра антенного элемента i-го канала и начальную фазу сигнала источника.
Частота дискретизации АЦП определяется шириной спектра принимаемого сигнала и требуемой скоростью управления амплитудно-фазовым распределением. Если сигнал достаточно узкополосный, то может быть использован принцип субдискретизации, когда частота дискретизации сопоставима или даже ниже несущей частоты. Это упрощает техническую реализацию АЦП при необходимости преобразования высокочастотного аналогового сигнала. В реальных цифровых АР обычно достаточной является частота дискретизации порядка 100-200 МГц ([5], стр. 24). Например, для фирмы «Texas Instruments)) характерно использование следующего сочетания частот: входная промежуточная частота аналогового сигнала - 75 МГц; частота дискретизации 100 МГц. Возьмем это сочетание частот в качестве опорного при моделировании. Проверим условие реализуемости принципа субдискретизации. Оно имеет вид:
где 2Δƒ - ширина спектра принимаемого сигнала;
m - порядок субдискретизации.
Несложно убедиться, что это условие для принятого сочетания частот выполняется при m=1 и при 2Δƒ<50 МГц. Например, при 2Δƒ=40 МГц неравенство принимает вид: 95 МГц<100 МГц<110 МГц.
PR
D
PR
D
PR
D
PR
D
Для каждого i-го канала выделим две временные числовые последовательности размера L соответствующие синфазной  и квадратурной  частям элемента пространственного поля. Первый номер последовательности соответствует текущему моменту времени (l=0). L - 1-й номер последовательности соответствует временному положению на L элементов в прошлое. Таким образом, процесс выборки данных соответствует принципу скользящего окна. С целью обеспечения равных условий осреднения длительность временной числовой последовательности L должна быть кратна периоду сигнальной несущей и периоду дискретизации.:  и , где k и k - целые. В частности для частот взятых в качестве примера эти коэффициенты могут быть взяты в наборах: k=3, k=4; k=6, k=8; k=9, k=12 и т.д.
*
*
Полученные две числовые последовательности для синфазной  и квадратурной  компонент в каждом канале обрабатываются совершенно одинаково, путем спектрального разложения этих компонент на интервале L - F (I) и F(Q). В силу конечного числа элементов на интервале спектр будет носить линейчатый характер с ярко выраженными максимумами модулей спектральных составляющих, так как числовые последовательности  и  получены путем оцифровки периодического сигнала. Максимальные значения по модулю этих спектральных составляющих характеризуют энергию несущей сигнала. Эти спектральные составляющие являются комплексно сопряженными и расположенными в положительной и отрицательной частотных областях. Остальные обусловлены шумовой компонентой и могут быть исключены из рассмотрения. Сумма оставшихся является действительным числом и равна квадратурной компоненте на данный момент времени.
При выбранном интервале L сумма спектральных составляющих, характеризующих энергию сигнала, описывается соотношениями
определяющих алгоритм работы предлагаемого цифрового фильтра.
PR
D
В качестве примера на фиг. 3, а и 3, б приведены спектры квадратурных составляющих от гармонического сигнала с амплитудой несущей А=10 при выборе k=9 и k=12 соответственно.
Из результатов на фиг. 3 следует, что заданное значение амплитуды А=10 и рассчитанное через амплитуды квадратурных составляющих совпадает с точностью, принятой при округлении. Погрешность достаточно мала и обусловлена влиянием шума в узком диапазоне - в окрестности частот . Таким образом, отфильтровывая спектральные составляющие под номерами №3 и №9, можно существенно уменьшить влияние шума на квадратурные компоненты.
В аналитическом выражении для синфазной компоненты произвольно взятого канала это действие будет иметь вид:
где I - уточненное значение синфазной компоненты на выходе фильтра в текущий момент времени.
После раскрытия скобок и приведения подобных выражение (11) существенно упростится:
0
Выражение для квадратурной компоненты Q будет совершенно аналогично:
Соотношениями (12) и (13) задается алгоритм работы цифрового фильтра.
В качестве примера были получены оценки полезного эффекта, достигаемого при использовании соотношений (12) и (13) в процессе диаграммообразования по сравнению с прототипом.
При выполнении численных исследований были использованы следующие исходные данные:
- амплитуда гармонического сигнала на промежуточной частоте - 10;
PR
6
- промежуточная частота, МГц - f=75⋅10 Гц;
- шаг дискретизации при моделировании несущей на промежуточной частоте ;
D
8
- частота дискретизации АЦП - f=10 Гц;
6
- ширина спектра принимаемого сигнала Δƒ=20⋅10 МГц;
- порядок субдискретизации m=1;
- приведенная частота дискретизации и приведенная промежуточная частота - ;
- длина окна .
На фиг. 4 приведены оценки отношения сигнал/шум (ОСШ) при реализации предлагаемого способа и при реализации прототипа. По оси абсцисс отложены значения девиации фазовых шумов каналах цифровой АР Δϕ в радианах, а по оси ординат - значения ОСШ на выходах каналов цифровой АР. Символы «» соответствуют результатам численного эксперимента при реализации способа прототипа, а символы «х» - при реализации предлагаемого способа. Для удобства по результатам эксперимента получены аппроксимирующие зависимости, которые обозначены штриховой и сплошной кривой соответственно.
PR
D
PR
D
cp
Как следует из приведенных результатов моделирования использование цифрового фильтра на выходе АЦП повышает отношение сигнал/шум. Например, при выборе коэффициент k=9, k=12 отношение сигнал/шум возрастает в два-три раза. При этом цифровой фильтр является интегрирующим фильтром сужающим полосу пропускания приемника с частотой среза приблизительно равной . При выборе иного сочетания коэффициентов k, k, частоту среза можно оценить по формуле . В любом случае требуется, чтобы частота среза была меньше максимальной частоты в полосы информационного сигнала, т.е. выполнялось условие: ƒ<Δƒ. Для случая, взятого в качестве примера, условие выполняется: 10 МГц<20 МГц.
0
На фиг. 5, а кривая соответствует ДН в отсутствии шума ƒ(θ) для М=128-элементной эквидистантной линейной цифровой антенной решетки с межэлементным расстоянием d=0.5λ (λ - длина волны источника сигнала). В качестве весовых коэффициентов использовано амплитудное распределение вида
0
где θ - направление максимума формируемого луча антенной решетки.
В соответствии с известными данными и численным расчетом достижимый уровень боковых лепестков в этом случае соответствует - -40 дБ.
Для формирования ДН с учетом воздействия шумов в каждую точку наблюдения помещался точечный источник гармонического сигнала единичной амплитуды. К этому сигналу добавлялась случайная составляющая фазового шума с девиацией Δϕ=π10°/180°. При этом в каждом канале обработки АР модель принимаемого сигнала описывалась выражением
l,i
где ξ∈[-Δϕ/2, Δϕ/2] - случайная составляющая шума.
Формируемая ДН в каждом направлении наблюдения θ в момент времени l=0 вычислялась по формуле
На фиг. 5, б представлена кривая, полученная при расчете ДН по формуле (16) с учетом воздействия шума и без обработки цифровым фильтром (по прототипу).
На фиг. 5, в приведена кривая ДН при расчете по формуле
т.е. с учетом воздействия шума и результатов обработки цифровым фильтром (по заявляемому способу).
Из сопоставления результатов следует, что выигрыш в уровне боковых лепестков составляет 5…6 дБ.
Проведенные исследования показали, что величина выигрыша зависит от размеров скользящего окна (числа слагаемых в выражениях (10)). Увеличение размеров скользящего окна приводит к увеличению выигрыша, однако, при этом ухудшаются динамические свойства антенной решетки. В связи с этим выбор размеров окна является компромиссом между стремлением к решению проблемы приближения к уровню боковых лепестков соответствующих отсутствию шумов и динамическими свойствами антенной решетки.
Таким образом, приведенные примеры и обоснование выражений (12) и (13) демонстрируют реализуемость предложенного способа и достижение сформулированного технического результата - повышение ОСШ в каналах ЦАР на 5…6 дБ.
Приведенные выше материалы о возможной реализации способа на основе известных блоков и устройств подтверждают соответствие критерию "промышленная применимость" предложенного способа.
Список использованных источников
1 Пат. №2395140, Российская Федерация, МПК G01S 13/42. Антенный пост радиолокационной станции / Л.Р. Карев, Г.А. Морозов, В.В. Самулевич, А.Н. Сергеев, Я.С. Хасин. - 2008130749, заявл. 24.07.2008; опубл. 27.01.2010, Бюл. №3;
2 Малахов, Р.Ю. Модуль цифровой бортовой антенной решетки. Диссертация на соискание ученой степени кандидат технических наук (научный руководитель Добычина Е.М.) / Р.Ю. Малахов. - М.: МАИ, 2015. - 156 с.;
3 Пат. №2495447, Российская Федерация, МПК G01S 3/80. Способ формирования диаграммы направленности / В.В. Задорожный, А.Ю. Ларин, О.В. Оводов. - 2011146408, заявл. 15.11.2011; опубл. 20.05.2013 Бюл. №14;
4 Пат. №2584458, Российская Федерация, МПК G01Q 3/00. Цифровая сканирующая приемная антенная решетка для радиолокационной станции / Г.А. Морозов, Т.И. Сухачева, Я.С. Хасин. - 2014141907, заявл. 17.10.2014; опубл. 20.05.2016 Бюл. №14;
5 Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток: Учебное пособие для вузов / Под. ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радиотехника, 2012. -744 с.;
6 Шмачилин, П.А. Характеристики бортовых цифровых АФАР СВЧ Специальность 05.12.07 - «Антенны, СВЧ - устройства и их технологии». Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук / П.А. Шмачилин. - М.: МАИ, 2011. - 20 с. (Руководитель доктор технических наук, профессор Д.И. Воскресенский).