ВЫСОКОВОЛЬТНЫЙ СТАБИЛИЗИРОВАННЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ

Область применения
Устройство относится к области электротехники, а именно к высоковольтным источникам питания постоянного тока, и может быть использовано для питания аналитических приборов и блоков аппаратных комплексов для научных исследований, требующих надежного, с низким уровнем излучаемых электромагнитных помех стабилизированного и регулируемого высоковольтного - единицы киловольт - источника питания, выходное напряжение которого имеет низкую временную и температурную нестабильность, малый размах пульсаций.
Уровень техники
Из существующего уровня техники известен высоковольтный источник питания, предназначенный для питания оптико-электронных систем, содержащий генератор последовательности прямоугольных импульсов, блок формирования управляющего сигнала с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), двухтактный преобразователь напряжения на основе мощных МОП-транзисторов, повышающий трансформатор, умножитель напряжения и блок отрицательной обратной связи (Tamuri A.R., Bidin N., Daud Y.M. High voltage power supply for electro-optics applications // International Journal of Research and Reviews in Applied Sciences. 2010. Vol.d3. №. 2. P. 143-147 [1]). Недостатком устройства являются относительно высокие уровни высокочастотных пульсаций выходного напряжения и создаваемых электромагнитных помех, что обусловлено использованием способа регулирования и стабилизации выходного напряжения на основе ШИМ.
Известен также высоковольтный источник питания, состоящий из задающего генератора, полумостового последовательного резонансного преобразователя напряжения на основе мощных МОП-транзисторов, повышающего трансформатора, диодно-емкостного умножителя напряжения, высоковольтного делителя напряжения, управляемого источника питания, выполненного по топологии импульсного полумостового преобразователя с регулированием выходного напряжения посредством ШИМ. Резонансный LC-контур, включающий индуктивность рассеяния повышающего трансформатора и емкость резонансного конденсатора, включенного последовательно с первичной обмоткой, обеспечивает переключение транзисторов преобразователя при нулевом напряжении. Регулирование выходного напряжения источника осуществляется за счет изменения напряжения питания резонансного преобразователя, которое формируется управляемым источником питания (Трубицын А.А., Грачев Е.Ю., Морозов Д.А., Полонский Б.А., Серебряков А.Е. Высоковольтный источник питания микрофокусной рентгеновской трубки /ПТЭ. 2019. №5. С. 52-57 [2]).
Недостатком устройства является относительно высокая нестабильность выходного напряжения по дрейфу и шумам. Высокий уровень шумов обусловлен отсутствием фильтра нижних частот на выходе источника и использованием в управляемом источнике питания высокочастотного преобразования. Временная нестабильность (дрейф) выходного напряжения устройства обусловлена использованием в качестве источника опорного напряжения (ИОН) контура регулирования встроенного ИОН ШИМ-контроллера управляемого источника питания. Соответственно, такой ИОН не является высокостабильным, что определяет высокий уровень шумов выходного напряжения устройства в частотном диапазоне фликкер шума 0,1-10 Гц. Кроме того, недостатком известного устройства является низкая надежность, обусловленная отсутствием защиты транзисторов резонансного преобразователя от перегрузки по току, вызванной неисправностью элементов высоковольтной части устройства, а также выбранной схемой управляемого источника питания, содержащей большое количество полупроводниковых и электромагнитных компонентов.
Наиболее близким к заявленному устройству является высоковольтный стабилизированный источник питания, содержащий управляемый источник опорного напряжения, регулируемый линейный стабилизатор напряжения, последовательно соединенные задающий генератор и двухтактный транзисторный преобразователь напряжения, повышающий трансформатор, являющийся нагрузкой преобразователя напряжения, диодно-конденсаторный умножитель напряжения, подключенный к вторичной обмотке повышающего трансформатора, выходной фильтр, делитель напряжения, блок токовой защиты, токовый шунт и блок обратной связи (Патент на полезную модель RU 202966 U1, МПК Н02М 3/337, опубл. 17.03.2021 [3]).
р
к
ЗГ
Первичная обмотка трансформатора выполнена по схеме со средней точкой, вывод которой соединен с выходом регулируемого стабилизатора напряжения, вход которого подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения +12 В. Преобразователь напряжения (ПН) источника работает в резонансном режиме - собственная резонансная частота ƒ параллельного колебательного контура, образованного индуктивностью намагничивания трансформатора и суммарной емкостью, состоящей из емкости резонансного конденсатора, включенного между крайними выводами первичной обмотки трансформатора, и приведенной емкости вторичной обмотки, совпадает с частотой ƒ коммутации ключей ПН и, соответственно, частотой ƒ следования импульсов на выходах задающего генератора (ЗГ).
В состав блока обратной связи входят последовательно соединенные усилитель сигнала рассогласования и интегратор, выход которого через резистор соединен с управляющим входом регулируемого стабилизатора напряжения (РСН). Опорный вход усилителя сигнала рассогласования (УСР) подключен к выходу управляемого источника опорного напряжения (УИОН), а измерительный - к центральному выводу делителя напряжения (ДН) и одновременно через последовательную RC-цепь - к выводу высокого потенциала умножителя напряжения (УН). Выход УСР, соединенный с входом интегратора, присоединен также через резистор к выводу низкого потенциала УН. Таким образом, УСР выполняет двойную функцию: сравнивает напряжение, снимаемое с центрального вывода ДН, с опорным - выходным напряжением УИОН и, соответственно, совместно с интегратором обеспечивает работу основного контура регулирования выходного напряжения источника; сравнивая с опорным напряжением, поступающее с выхода УН через последовательную RC-цепь, УСР формирует компенсирующее (вольтодобавочное) напряжение на выводе низкого потенциала УН относительно шины нулевого потенциала, то есть, выполняет функцию активного компенсационного фильтра, обеспечивающего подавление шумов и пульсаций выходного напряжения источника в полосе частот от 10 Гц и выше.
к
к
ЗГ
р
on
on
ЗГ
on
ПН выполнен на основе МОП-транзисторов, частота коммутации которых ƒ является постоянной: ƒ=ƒ=ƒ. Интервал Δt открытого состояния ключей также является фиксированным и составляет ~1/10 от периода следования импульсов задающего генератора: Δt ≈ 0.1⋅Т. Регулировка напряжения источника осуществляется за счет изменения выходного напряжения РСН, питающего ПН. За время Δt энергия поступает в резонансный контур или отбирается из него. При этом амплитуда гармонического напряжения на резонансном конденсаторе и первичной обмотке трансформатора выравнивается с уровнем выходного напряжения РСН. Резонансный режим обеспечивает коммутацию транзисторов ПН при нулевых напряжениях (ZVS - Zero Voltage Switching).
РСН выполнен по схеме линейного стабилизатора напряжения компенсационного типа и содержит УСР, резистор, П-образный C-L-C фильтр нижних частот (ФНЧ) и регулирующий элемент, в качестве которого использован мощный р-канальный МОП-транзистор. Исток транзистора подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения +12 В, а сток соединен с входом ФНЧ и, через резистор, с измерительным входом УСР. Выход УСР подключен к затвору транзистора, а опорный вход - к выходу блока токовой защиты и к выходу блока обратной связи. Выход ФНЧ РСН соединен со средней точкой первичной обмотки повышающего трансформатора.
В состав УИОН входят цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) и высокостабильный ИОН, выход которого подключен к входу опорного напряжения ЦАП, а вход - к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения +5 В. Регулирование выходного напряжения УИОН и, соответственно, всего источника питания осуществляется в цифровом виде - путем изменения двоичного кода, поступающего на вход ЦАП по шине последовательного интерфейса SPI.
ЗГ
ЗГ
р
ЗГ источника включает две последовательно соединенные интегральные микросхемы - генератор импульсов с двухтактным выходом и формирователь сигналов управления затворами МОП-транзисторов двухтактного ПН. Частота следования выходных импульсов микросхемы генератора ƒ, определяемая номиналами внешних времязадающих компонентов - резистора и конденсатора, настраивается так, чтобы выполнялось условие: ƒ=ƒ.
Для защиты источника от перегрузки и токов короткого замыкания используется блок токовой защиты, вход которого соединен с выводом токового шунта, включенного между объединенными одноименными выводами транзисторов ПН и шиной нулевого потенциала, а выход - с управляющим входом РСН. Входящий в состав блока транзистор на время перегрузки шунтирует управляющий вход РСН, тем самым уменьшая выходное напряжение ПН и ограничивая токи, протекающие через транзисторы ПН.
р
ЗГ
к
p
ЗГ
Недостатком известного устройства является то, что температурная зависимость параметров элементов колебательного контура, в частности емкости резонансного конденсатора и магнитного сопротивления сердечника трансформатора, а также ряд других факторов приводят к нестабильности собственной резонансной частоты контура ƒ при работе источника. Аналогично, температурная зависимость параметров элементов, определяющих частоту ƒ следования импульсов на выходах ЗГ - времязадающего резистора и конденсатора, приводит к температурной нестабильности частоты ƒ коммутации ключей ПН. В результате при работе источника может возникать расстройка резонансного контура (несовпадение частот. ƒ и ƒ). Наличие расстройки приводит к нарушению режима коммутации транзисторов ПН при нулевом напряжении и, соответственно, к увеличению коммутационных потерь и снижению надежности работы устройства. Наличие расстройки также приводит к возникновению реактивной составляющей в импедансе резонансного контура и, как следствие, к уменьшению выходного напряжения устройства. При выходном напряжении источника близком к максимальному это изменение не может быть скомпенсировано блоком обратной связи, так как в таком режиме напряжение на выходе РСН, питающего ПН, ограничено уровнем напряжения первичного низковольтного источника.
p
ЗГ
Кроме того, увеличение амплитуды токов через ключи ПН и токовый шунт вследствие расстройки частот ƒ и ƒ может приводить к ложным срабатываниям блока токовой защиты.
Решаемая полезной моделью задача - улучшение технико-эксплуатационных характеристик устройства.
Техническим результатом, на достижение которого направлена полезная модель, является обеспечение стабильности выходного напряжения источника во всем диапазоне регулирования, увеличение КПД, повышение надежности и расширение области применения устройства.
Технический результат достигается тем, что известное устройство, содержащее управляемый источник опорного напряжения, регулируемый линейный стабилизатор напряжения, последовательно соединенные задающий генератор и двухтактный транзисторный преобразователь напряжения, повышающий трансформатор, являющийся нагрузкой преобразователя напряжения, причем первичная обмотка трансформатора выполнена по схеме со средней точкой, вывод которой соединен с выходом регулируемого стабилизатора напряжения, вход которого подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения, а собственная резонансная частота параллельного колебательного контура, образованного индуктивностью намагничивания трансформатора и суммарной емкостью, состоящей из емкости конденсатора, включенного меду крайними выводами первичной обмотки, и приведенной емкости вторичной обмотки, совпадает с частотой задающего генератора, диодно-конденсаторный умножитель напряжения, подключенный к вторичной обмотке повышающего трансформатора, выходной фильтр, делитель напряжения, блок токовой защиты, токовый шунт и блок обратной связи, входы которого соединены с центральным выводом делителя напряжения, выводом высокого потенциала умножителя напряжения и выходом управляемого источника опорного напряжения, а выходы - с выводом низкого потенциала умножителя напряжения и управляющим входом регулируемого стабилизатора напряжения, к которому также подключен выход блока токовой защиты, вход которого соединен с выводом токового шунта, включенного между объединенными одноименными выводами транзисторов преобразователя напряжения и шиной нулевого потенциала, согласно заявленному устройству дополнительно содержит аналоговый коммутатор и детектор амплитуды импульсов, соединенные последовательно, интегрирующий усилитель сигнала рассогласования, второй делитель напряжения, два резистора и формирователь импульсов управления аналоговым коммутатором. При этом выход формирователя импульсов управления аналоговым коммутатором соединен с управляющим входом аналогового коммутатора, а входы - с выходами задающего генератора. Вход аналогового коммутатора подключен к выводу токового шунта. Выход детектора амплитуды импульсов подключен к выводу первого резистора. Второй вывод резистора соединен с измерительным входом интегрирующего усилителя сигнала рассогласования. Опорный вход усилителя сигнала рассогласования соединен с центральным выводом второго делителя напряжения, включенного между выходом регулирующего элемента регулируемого стабилизатора напряжения и шиной нулевого потенциала. Выход усилителя сигнала рассогласования соединен с выводом второго резистора, другой вывод которого подключен к управляющему входу задающего генератора, выполненного регулируемым.
Возможны варианты выполнения заявленного устройства, в которых целесообразно, чтобы:
детектор амплитуды импульсов содержал резистор и конденсатор. Первый вывод резистора был соединен с выходом аналогового коммутатора, а второй - с выводом конденсатора, другой вывод которого был соединен с шиной нулевого потенциала, и с выводом первого резистора источника;
формирователь импульсов управления аналоговым коммутатором содержал два резистора, дифференцирующую RC-цепь и четыре диода. Два диода были соединены последовательно и образовывали двусторонний ограничитель напряжения, включенный так, что анод первого диода был соединен с шиной нулевого потенциала, а катод второго диода - с первичным низковольтным источником постоянного напряжения. Объединенные выводы диодов были одновременно соединены с управляющим входом аналогового коммутатора, с первым выводом резистора дифференцирующей RC-цепи, второй вывод которого был подключен к шине нулевого потенциала, и с выводом конденсатора дифференцирующей RC-цепи. Другой вывод конденсатора был соединен с объединенными выводами последовательно включенных резисторов, которые образовывали делитель напряжения, включенный между шиной нулевого потенциала и соединенными вместе катодами двух других диодов, аноды которых были подключены к выходам задающего генератора;
в качестве задающего генератора использовалась специализированная интегральная микросхема управления двухтактным транзисторным преобразователем напряжения с регулируемой частотой следования импульсов.
Сущность полезной модели и ее преимущества могут быть более детально пояснены нижеследующими рисунками, на которых изображены:
на фиг. 1 - функциональная схема устройства;
ш
ЗГ
р
на фиг. 2 - упрощенные типовые временные диаграммы напряжения на токовом шунте U(t) при различном соотношении частоты задающего генератора ƒ и собственной частоты резонансного контура ƒ, поясняющие принцип детектирования расстройки частот;
изм
ЗГ
р
ЗГ
р
на фиг. 3 - пример экспериментальной зависимости напряжения U(Δƒ) на выходе детектора амплитуды импульсов от значения абсолютной расстройки Δƒ между частотой задающего генератора ƒ и собственной частотой резонансного контура ƒ (Δƒ=ƒ-ƒ), полученной при максимальном выходном напряжении регулируемого стабилизатора напряжения устройства;
на фиг. 4 - эпюры, поясняющие работу формирователя импульсов управления аналоговым коммутатором устройства.
Высоковольтный стабилизированный источник питания (см. фиг. 1) содержит управляемый источник опорного напряжения 1, регулируемый линейный стабилизатор напряжения 2, последовательно соединенные задающий генератор 3 и двухтактный транзисторный преобразователь напряжения 4, повышающий трансформатор 5, являющийся нагрузкой преобразователя напряжения 4, причем первичная обмотка трансформатора 5 выполнена по схеме со средней точкой, вывод которой соединен с выходом регулируемого стабилизатора напряжения 2, вход которого подключен к выводу положительной полярности первичного низковольтного (+12 В) источника постоянного напряжения 6, параллельный колебательный контур, образованный индуктивностью намагничивания трансформатора 5 и суммарной емкостью, состоящей из емкости конденсатора 7, включенного меду крайними выводами первичной обмотки, и приведенной емкости вторичной обмотки, собственная резонансная частота которого совпадает с частотой задающего генератора 3, диодно-конденсаторный умножитель напряжения 8, подключенный к вторичной обмотке повышающего трансформатора 5, выходной фильтр 9, делитель напряжения 10, блок токовой защиты 11, токовый шунт 12 и блок обратной связи 13, входы которого соединены с центральным выводом делителя напряжения 10, выводом высокого потенциала умножителя напряжения 8 и выходом управляемого источника опорного напряжения 1, а выходы - с выводом низкого потенциала умножителя напряжения 8 и управляющим входом регулируемого стабилизатора напряжения 1, к которому также подключен выход блока токовой защиты 11, вход которого соединен с выводом токового шунта 12, включенного между объединенными одноименными выводами транзисторов преобразователя напряжения 4 и шиной нулевого потенциала. Устройство также содержит аналоговый коммутатор 14 и детектор амплитуды импульсов 15, соединенные последовательно, интегрирующий усилитель сигнала рассогласования 16, второй делитель напряжения 17, два резистора 18, 19 и формирователь импульсов управления аналоговым коммутатором 20. Выход формирователя 20 соединен с управляющим входом аналогового коммутатора 14, а входы - с выходами задающего генератора 3. Вход аналогового коммутатора 14 подключен к выводу токового шунта 12. Выход детектора амплитуды импульсов 15 подключен к выводу первого резистора 18. Второй вывод резистора соединен с измерительным входом интегрирующего усилителя сигнала рассогласования 16. Опорный вход усилителя сигнала рассогласования 16 соединен с центральным выводом второго делителя напряжения 17, включенного между выходом регулирующего элемента регулируемого стабилизатора напряжения 2 и шиной нулевого потенциала. Выход усилителя сигнала рассогласования 16 соединен с выводом второго резистора 19, другой вывод которого подключен к управляющему входу задающего генератора 3.
В качестве ключей преобразователя напряжения 4 могут быть использованы n-канальные МОП-транзисторы со встроенным антипараллельным диодом IRF8313 фирмы Infineon. Транзисторы имеют сверхмалые сопротивление в проводящем состоянии и «открывающий» заряд затвора, что снижает суммарные потери проводимости и переключения и позволяет использовать их в сверхвысокочастотных преобразователях напряжения с частотой переключения сотни кГц.
В качестве резонансного конденсатора 7, включенного между крайними выводами первичной обмотки трансформатора 5, может быть использован высокочастотный многослойный керамический конденсатор C1206C104F3GEC с максимальным рабочим напряжением 25 В номиналом 0.1 мкФ и допуском ±1% производства фирмы Kemet.
Магнитопровод трансформатора 5 может быть выполнен из двух Е-образных сердечников B66317G1 (с зазором) и B66317G0 (без зазора) фирмы Epcos на основе феррита марки N87, который характеризуется относительно высокой индукцией насыщения при малых потерях на частотах до 500 кГц.
Умножитель напряжения 8 может быть выполнен по несимметричной схеме учетверения напряжения на основе диодов BYX101G фирмы Philips с обратным рабочим напряжением 9 кВ, имеющих «мягкую» характеристику восстановления, и керамических высоковольтных конденсаторов типа К15-5-Н70-3000В номинальной емкостью 3.3 нФ и 15 нФ.
Выходной фильтр 9 может быть выполнен по схеме двухзвенного RC-фильтра нижних частот с использованием резисторов номиналом 100 кОм и конденсаторов типа К15-5 на номинальное напряжение 6.3 кВ емкостью 4700 пФ.
рас
Верхнее плечо делителя напряжения 10 может быть выполнено из пяти последовательно включенных толстопленочных высоковольтных чип-резисторов CHV2010-FX-1005 фирмы Kemet с температурным коэффициентом сопротивления (ТКС)±100 ppm/°С, обеспечивающих необходимый запас по рассеиваемой мощности (Р=0.5 Вт). В качестве нижнего плеча делителя напряжения могут быть использованы два параллельно соединенных чип-резистора CR1206-FX фирмы Kemet сопротивлением 6.8 МОм и 30.1 кОм, имеющие аналогичный ТКС.
В качестве токового шунта 12 сопротивлением 0.33 Ом могут быть использованы три параллельно включенных чип-резистора номинальным сопротивлением 1 Ом.
В качестве аналогового коммутатора 14 может быть использован однополюсный однонаправленный быстродействующий аналоговый ключ 74HC1G66 фирмы Nexperia с типовой задержкой переключения ~10 нс и сопротивлением в открытом состоянии ~50 Ом.
Интегрирующий усилитель сигнала рассогласования 16 может состоять из выполненных на основе операционных усилителей (ОУ) интегрирующего усилителя ошибки с инвертирующим выходом и инвертирующего повторителя напряжения, включенных последовательно. В качестве двух ОУ усилителя сигнала рассогласования 16 может быть использована микросхема ADA4522-2 сдвоенного ОУ, выполненная по топологии «chopper stabilization» (модулятор-демодулятор, МДМ-ОУ), имеющая встроенные цепи автоматической коррекции смещения и подавления высокочастотных пульсаций. Микросхема обладает сверхмалым напряжением смещения и его температурным дрейфом (типовые значения 1 мкВ и 4 нВ/°С, соответственно), малым током смещения - менее 50 пА. Кроме того, плоская частотная зависимость спектральной плотности напряжения шумов, характерная для МДМ-ОУ, обеспечивает малый уровень 1/ƒ-шума - размах амплитуды напряжения шумов на выходе ОУ в диапазоне 0.1-10 Гц не превышает 120 нВ. Приведенные характеристики позволяют использовать микросхему ADA4522 для построения прецизионных, малошумящих каскадов постоянного тока.
Второй делитель напряжения 17 может быть выполнен из двух резисторов для поверхностного монтажа (SMD) сопротивлением 36 кОм и 1 кОм (верхнее и нижнее плечо делителя, соответственно).
В качестве первого резистора 18 может быть использован SMD-резистор сопротивлением 100 кОм, в качестве второго 19 - SMD-резистор номиналом 150 кОм.
Детектор амплитуды импульсов 15 содержит резистор 21 и конденсатор 22. Первый вывод резистора 21 соединен с выходом аналогового коммутатора 14, а второй - с выводом конденсатора 22, другой вывод которого соединен с шиной нулевого потенциала, и с выводом первого резистора 18 источника.
В качестве резистора 21 может использоваться SMD-резистор номиналом 100 Ом, а в качестве конденсатора 22 - SMD-конденсатор CC1206NPO25BN емкостью 100 нФ фирмы Yageo, выполненный на основе диэлектрика NPO класса 1, обеспечивающий тангенс угла потерь ~0.001 и температурный коэффициент емкости (ТКЕ) ≤30 ppm/°С.
Формирователь импульсов управления аналоговым коммутатором 20 содержит два резистора 23, 24, дифференцирующую RC-цепь 25-26 и четыре диода 27-30. Два диода 27, 28 соединены последовательно и образуют двусторонний ограничитель напряжения, включенный так, что анод первого диода 27 соединен с шиной нулевого потенциала, а катод второго диода 28 - с выводом положительной полярности первичного низковольтного (+5 В) источника постоянного напряжения 31. Объединенные выводы диодов 27, 28 одновременно соединены с управляющим входом аналогового коммутатора 14, с первым выводом резистора 25 дифференцирующей RC-цепи 25-26, второй вывод которого подключен к шине нулевого потенциала, и с выводом конденсатора 26 дифференцирующей RC-цепи 25-26. Другой вывод конденсатора 26 соединен с объединенными выводами последовательно включенных резисторов 23, 24, которые образуют делитель напряжения, включенный между шиной нулевого потенциала и соединенными вместе катодами двух других диодов 29, 30, аноды которых подключены к выходам задающего генератора 3.
В качестве диодов 27, 28 может быть использована SMD-диодная сборка BAV99 (два последовательно включенных диода) фирмы Nexperia, а в качестве диодов 29, 30 - SMD-диодная сборка BAV70 (два диода с общим катодом) того же производителя. В качестве конденсатора 26 дифференцирующей RC-цепи 25-26 может быть использован чип-конденсатор емкостью 33 пФ, а в качестве резисторов 23, 24, 25 - SMD-резисторы номиналом 680 Ом, 1.2 кОм и 2 кОм, соответственно.
REF
В качестве задающего генератора 3 может быть использована специализированная интегральная микросхема управления двухтактным (push-pull) транзисторным преобразователем напряжения с регулируемой частотой следования импульсов МС34025 фирмы «ON Semicon Δuctor)). Выходные цепи микросхемы, выполненные по топологии двухтактных (квазикомплементарных) каскадов на биполярных транзисторах, обеспечивают необходимую амплитуду и скорость нарастания/спада тока управления затворами силовых МОП (MOSFET) транзисторов, что позволяет подключить входы преобразователя напряжения 4 непосредственно к выходам задающего генератора 3. Микросхема также имеет выход «V» внутреннего высокостабильного ИОН напряжением +5 В. В качестве первичного низковольтного источника постоянного напряжения 31, используемого в схеме формирователя импульсов управления аналоговым коммутатором 20, может быть использован внутренний ИОН микросхемы МС34025. Также напряжение +5 В внутреннего ИОН микросхемы МС34025 может быть использовано как напряжение питания для микросхемы 74НС1G66 аналогового коммутатора 14.
on
REF
ЗГ
T
Т
Временной интервал Δt открытого состояния ключей преобразователя напряжения 4 (длительность выходных импульсов задающего генератора 3) регулируется потенциометром, включенным межу выводом «V» внутреннего ИОН микросхемы задающего генератора (ЗГ) 3 и шиной нулевого потенциала, а частота следования импульсов на выходах ЗГ ƒзадается номиналами резистора R и конденсатора С (см. фиг. 1).
ЗГ
зар
Т
зар
упр
упр
T
Т
Т
Т
Т
упр
ЗГ
Спецификация микросхемы МС34025 не предусматривает регулировку частоты ƒ внешним управляющим напряжением, но структура внутреннего генератора тактовой частоты (ГТЧ) микросхемы позволяет реализовать такую возможность [4]. В состав ГТЧ входит токовое зеркало (ТЗ), выходной ток которого I, заряжающий времязадающий конденсатор С, определяется управляющим током - I=I. Ток I протекает под воздействием напряжения внутреннего ИОН ГТЧ через канал коллектор-эмиттер управляющего транзистора ТЗ и последовательно соединенный внешний резистор R. При достижении напряжением на конденсаторе С порогового значения 2.8 В срабатывает схема быстрого разряда конденсатора С до напряжения 1 В, и цикл заряда повторяется. Период пилообразного напряжения на конденсаторе С составляет: Т=1.8⋅С/I. Так как частота ƒ в два раза ниже частоты ГТЧ, то:
T
упр
T
упр
RT
R19
RT
RT
T
R19
R19
ИУСР
ЗГ
Выход интегрирующего усилителя сигнала рассогласования 16 (ИУСР) соединен с выводом «RT» подключения времязадающего резистора Rмикросхемы ЗГ 3 через резистор 19 (R19). При этом значение тока Iопределяется разностью двух токов - через резистор R и резистор R19: I=I - I. Ток I определяется как: I=3 В /R, где 3 В - напряжение на выводе «RT» микросхемы ЗГ (разность между напряжением внутреннего ИОН ГТЧ и падением напряжения на эмиттерных переходах выходных транзисторов ТЗ). Ток I можно выразить через выходное напряжение ИУСР 16: I=(U - 3 B)/R19. В соответствии с (1) для частоты ƒ можно записать:
ЗГ
ИУСР
ЗГ
Таким образом, так как согласно (2) ƒ~U, то рассмотренный способ подключения выхода ИУСР 16 к выводу «RT» микросхемы МС34025 ЗГ 3 позволяет управлять частотой ƒ, то есть выполнить ЗГ 3 управляемым.
Работает высоковольтный стабилизированный источник питания следующим образом.
ЗГ
ЗГ
р
Cp
РСН
Сp
РСН
T2
T2
ТР
РСН
ТР
УН
вых
С выходов задающего генератора 3 импульсы управления поступают на затворы МОП-транзисторов двухтактного ПН 4, который является параллельным резонансным преобразователем с питанием резонансного контура напряжением. Частота ƒ ЗГ 3 первоначально настраивается в резонанс с собственной частотой резонансного контура - ƒ=ƒ. Амплитуда практически гармонического напряжения U(t) на резонансном конденсаторе 7 и первичной обмотке трансформатора 5 определяется уровнем выходного напряжения U регулируемого стабилизатора напряжения (РСН) 2 - U=U. Гармоническое напряжение U(t) со вторичной обмотки повышающего трансформатора 5 с амплитудой U=k⋅U, где k - коэффициент трансформации, определяемый отношением витков вторичной обмотки и первичной полуобмотки трансформатора 5, подается на вход умножителя напряжения (УН) 8. Умножитель 8 с коэффициентом умножения k осуществляет умножение, выпрямление и сглаживание входного переменного напряжения. Выходное напряжение УН 8 подается на выходной фильтр низких частот 9 и делитель напряжения 10. На выходе фильтра 9 формируется выходное напряжение источника питания U, амплитуда которого (без учета потерь) определяется выражением:
РСН
Выходное напряжение РСН 2 U определяется управляющим напряжением, поступающим с выхода блока обратной связи 13, которое формируется на основе сравнения напряжения, поступающего с центрального вывода делителя напряжения 10, и выходного напряжения управляемого источника опорного напряжения 1.
ЗГ
p
ш
ЗГ
и
ш
ЗГ
p
изм
ш
изм
on
ЗГ
р
on
изм
Для детектирования расстройки (разности) Δƒ между частотами ƒ и ƒ в предлагаемом устройстве используется анализ формы фронтов импульсов тока через ключи ПН 4. На выходе токового шунта 12 формируется последовательность импульсов напряжения U(t) с частотой следования 2⋅ƒ, повторяющих по форме импульсы тока истоков I(t) транзисторов ПН 4. При возникновении расстройки частот форма импульсов тока через транзисторы начинает искажаться. При этом длительность фронтов импульсов U(t) (см. фиг. 2) зависит от соотношения частот ƒ и ƒ. Измеряя на коротком временном интервале Δt, начало которого совпадает с передним фронтом импульсов управления затворами ключей ПН 4, амплитуду последовательности импульсов U(t), можно определять знак и величину расстройки частот Δƒ. Для упрощения восприятия на фиг. 2 длительность измерительного интервала Δt увеличена относительно длительности открытого состояния ключей Δt - при частоте коммутации ключей ПН ƒ=ƒ=100 кГц Δt составляет ~1 мкс, а длительность Δt - ~ 70 нс.
ш
изм
Для выделения из импульсной последовательности U(t) коротких импульсов длительностью Δt (на фиг. 2 выделены заливкой) используется аналоговый коммутатор 14, вход которого соединен с выходом токового шунта 12.
изм
ЗГ
изм
изм
ЗГ
р
изм
С выхода аналогового коммутатора 14 короткие импульсы длительностью Δt с частотой следования 2⋅ƒ поступают на детектор амплитуды импульсов 15, выполненный на основе интегрирующей RC-цепи, на выходе которого формируется постоянное напряжение U, пропорциональное амплитудному значению тока через транзисторы ПН в пределах короткого измерительного интервала Δt и, соответственно, пропорциональное разности ƒ и ƒ. С выхода детектора амплитуды импульсов 15 напряжение U через резистор 18 подается на измерительный вход ИУСР 16.
изм
ЗГ
p
РСН
На фиг. 3 приведен пример экспериментальной зависимости U(Δƒ) выходного напряжения детектора амплитуды импульсов 15 от абсолютной расстройки частот Δƒ=ƒ-ƒ, полученной при максимальном выходном напряжении РСН - U=+12 В.
изм
изм
РСН
изм
РСН
РСН
Так как напряжение U зависит также от выходного напряжения РСН - U(Δƒ, U), то для формирования опорного напряжения ИУСР 16 используется делитель напряжения (ДН) 17, включенный параллельно выходу регулирующего элемента РСН. Коэффициент деления ДН 17 определяется экспериментально, путем измерения значения напряжения U(Δƒ, U) при Δƒ=0 и изменении напряжения U в пределах рабочего диапазона 0-12 В.
ЗГ
р
ИУСР
ЗГ
T
Т
19
ЗГ
T
Т
При отсутствии расстройки частот ƒ и ƒ выходное напряжение ИУСР U=0, а частота ƒ, в соответствии с (2), определяется только элементами R, С и R: ƒ=0.84⋅(1/R+1/R19) / С ≈ 100 кГц.
ЗГ
p
ИУСР
ЗГ
р
ЗГ
p
ИУСР
ЗГ
р
При возникновении положительной расстройки частот - ƒ>ƒ, Δƒ>0 - напряжение рассогласования на выходе ИУСР будет иметь положительную полярность (U>0), что, в соответствии с (2), приведет к уменьшению частоты ЗГ 4 до значения, при котором равенство частот ƒ и ƒ будет восстановлено. Аналогично, при возникновении отрицательной расстройки (ƒ<ƒ, Δƒ<0, U<0) частота ЗГ 4 увеличится до выполнения равенства ƒ=ƒ.
изм
on
ЗГ
ЗГ1
ЗГ2
ЗГ
дн
Формирователь импульсов управления аналоговым коммутатором 20 вырабатывает импульсы, поступающие на управляющий вход аналогового коммутатора 14 и обеспечивающие его открытие на временном интервале Δt (см. фиг. 4). Импульсные последовательности управления затворами МОП-транзисторов ПН 4 с длительностью импульсов Δt, частотой следования ƒ и амплитудой 12 В (U(t) и U(t) на фиг. 4) поступают с выходов задающего генератора 3 на аноды диодов 29, 30, образующих так называемую собирательную цепь. На резисторе R24 нижнего плеча делителя напряжения, состоящего из последовательно соединенных резисторов R23 и R24, и резистора R25, включенного параллельно с R24, формируется импульсная последовательность с частотой 2⋅ƒ и амплитудой ~ 5.6 В (U(t) на фиг. 4). Далее эта последовательность поступает на схему выделения фронтов импульсов, выполненную на основе дифференцирующей RC-цепи C26-R25, и на двухуровневый диодный ограничитель напряжения, состоящий из диодов 27, 28. Диодный ограничитель выделяет импульсы положительной полярности и ограничивает их амплитуду уровнем напряжения +5 В первичного низковольтного источника постоянного напряжения 31, в качестве которого может быть использован внутренний ИОН микросхемы ЗГ 3.
упр
изм
упр
изм
В результате на управляющем входе «CTL» аналогового коммутатора 14 формируется последовательность ограниченных по амплитуде экспоненциальных импульсов напряжения (U(t) на фиг. 4), фронты которых совпадают по времени с фронтами импульсов управления ключами ПН, а длительность до полуспада, определяемая номиналами элементов R24, С26, R25, совпадает с длительностью интервала измерения Δt. При использовании в качестве аналогового ключа 14 микросхемы 74HC1G66 с напряжением питания +5 В (в качестве первичного низковольтного источника 31 питания микросхемы аналогового ключа также может быть использован внутренний ИОН микросхемы МС34025 задающего генератора 3) напряжение высокого уровня по управляющему входу «CTL» составляет 2.5-5 В. Соответственно, форма импульсов напряжения U(t) на управляющем входе обеспечивает гарантированное открытие аналогового коммутатора 14 на время интервала измерения Δt.
За счет автоматической подстройки частоты преобразования под резонансную частоту колебательного контура преобразователя напряжения повышается температурная стабильность выходного напряжения источника и обеспечивается необходимый диапазон его регулирования. Кроме того, поддерживается стабильность режима коммутации ключей преобразователя при нулевом напряжении. Соответственно, предлагаемое устройство повышает стабильность выходного напряжения источника по сравнению с ближайшим аналогом, увеличивает КПД и повышает надежность устройства.
Наиболее успешно заявленное устройство может быть промышленно применимо как высоковольтный икоторых степень надежности полученной аналитической информациисточник питания в составе аналитических приборов и комплексов, для в значительной степени определяется стабильностью питающего напряжения по дрейфу и шумам, уровнем ЭМП, создаваемых высоковольтным источником питания, его надежностью. В частности, предлагаемый высоковольтный стабилизированный источник питания может быть использован в канале питания источника ионов (ИИ) масс-спектрометрометрического комплекса для формирования ускоряющего потенциала (0.5-5.5 кВ) между ионизационной камерой ИИ и коллимирующей линзой ионно-оптической системы (ускоряющим электродом).
Источники информации
1. Tamuri A.R., Bi Δin N., Daud Y.M. High voltage power supply for electro-optics applications // International Journal of Research an Δ Reviews in Applied Sciences. 2010. Vol. 3. №.2. P. 143-147.
2. Трубицын A.A., Грачев Е.Ю., Морозов Д.А., Полонский Б.А., Серебряков А.Е. Высоковольтный источник питания микрофокусной рентгеновской трубки // ПТЭ. 2019. №5. С. 52-57.
3. Патент на полезную модель RU 202966 U1, МПК Н02М 3/337, Высоковольтный стабилизированный источник питания, опубл. 17.03.202.
4. МС33025: High Speed Double-Ended PWM Controller. ON Semiconductor Datasheet - https://www.onsemi.com/pdf/datasheet/mc34025-d.pdf.