Двухтактный транзисторный инвертор для вторичных источников питания

I

УДК 021.312

ДВУХТАКТНЫЙ транзисторным инвертор ДЛЯ ВТОРИЧНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ

Л.Т. МАГАЗИННИК, А.Г. МАГАЗИННИК

Отмечается, что однофазные вторичные источники питания (ВИП) последних поколений нашли широкое применение в различных электроустановках, а их мощность ограничена лишь допустимой нагрузкой однофазной сети. В большинстве ВИП используются однотактные схемы инверторов, а миниатюризация ферромагнитных элементов достигается повышением частоты инвертора, что приводит к росту коммутационных потерь, повышению требований к частотным характеристикам всех элементов инвертора и, как следствие, повышению стоимости ВИП.

Предлагается ВИП с двухтактным мостовым инвертором и схемой подавления постоянной составляющей напряжения в диагонали инвертора. Показано, что описанный ВИП позволяет в 2 - 4 раза снизить частоту инвертора при сохранении таких же массо-габаритных показателей, как в однотактных схемах, упростить систему управления и уменьшить стоимость ВИП.

Однофазные вторичные источники питания (ВИП) инверторного типа с трансформаторной нагрузкой нашли широкое применение в различных электротехнических и электротехнологических установках в диапазоне мощностей, ограниченных лишь допустимой однофазной нагрузкой питающей сети. Классическая структура таких ВИП содержит, в представленной на рис.1 силовой части, сетевой блок 1, oбычно в виде диодно-тиристорного моста, фильтровый конденсатор 2, инвертор 3, нагруженный на согласующий трансформатор 4, диодный выпрямитель 5, сглаживающий дроссель 6 и нагрузку 7. Для ограничения скорости нарастания тока di/dt на входе инвертора обычно включается шунтированный обратным диодом дроссель 8, а для повышения коэффициента мощности (Км) в мощных ВИП последних поколений применяется активный корректор Км, позволяющий повышать его величину до 0,95^0,96 [1,2]. С целью уменьшения массы согласующих трансформаторов и сглаживающих дросселей, что особенно важно для переносных ВИП, частота инвертора доводится до 100 кГц [3, 4]. Известны однотактные и двухтактные инверторы. Теоретически преимущества последних - возможность использования согласующего трансформатора по полной петле гистерезиса, вдвое большая частота пульсаций выпрямленного напряжения и, как следствие, уменьшение габаритов трансформатора и сглаживающего дросселя. Однако уже при частотах порядка 10 кГц неизбежная асимметрия напряжения в диагонали переменного тока двухтактного, обычно мостового, инвертора, обусловленная разбросом параметров его элементов, вынуждает выполнять сердечник согласующего трансформатора ненасыщающимся, с воздушным зазором; увеличиваются

© Л. Т. Магазинник, А.Г. Магазинник Проблемы энергетики, 2003, № 7-8

габариты и намагничивающий ток, что сводит на нет отмеченные выше преимущества двухтактных схем инверторов.

Исключить постоянную составляющую на выходе инвертора можно с помощью конденсаторов, например, по полумостовой схеме [5], однако внешние характеристики ВИП с конденсаторами в силовой цепи существенно нелинейны, что ограничивает диапазон применения таких ВИП. Например сварка в среде углекислого газа требует линейности и жесткости внешних характеристик. Кроме того, конденсаторы в силовой цепи заметно увеличивают массо-габаритные показатели ВИП.

В силу отмеченных причин ВИП с частотами инверторов выше 10 кГц выполняются, как правило, на основе однотактных инверторов, а увеличение частоты до 100 кГц позволяет снизить удельную массу мощных ВИП с однотактными инверторами до 1,5^2 кг/кВт. В то же время уменьшение удельной массы устройства только за счет увеличения частоты инвертора имеет и определенные недостатки: повышаются требования к частотным

характеристикам всех элементов инвертора и диодного выпрямителя на стороне нагрузки, что существенно увеличивает стоимость ВИП; растут коммутационные потери. По-видимому 100 кГц - предельная частота, при которой миниатюризация мощных ВИП на базе современной электроники еще оправдана.

В свете изложенного создание двухтактных ВИП с принципиальным отсутствием постоянной составляющей в диагонали нагрузки инвертора и, соответственно, лучшим использованием ферромагнитных элементов представляется весьма актуальной задачей.

В статье предлагается структура двухтактного инвертора, позволяющая исключить упомянутую постоянную составляющую на любых частотах, при любом разбросе параметров элементов инвертора и, таким образом, обеспечить полное использование согласующего трансформатора по предельной петле гистерезиса, уменьшить в 2-4 раза частоту при сохранении габаритов трансформатора, либо, соответственно, уменьшить габариты при сохранении частоты такой же, как в однотактных ВИП. Описывается также один из возможных схемных вариантов решения поставленной задачи.

Как отмечено выше, обычный способ ликвидации постоянной составляющей напряжения инвертора - включение конденсаторов в цепь нагрузки - не всегда рационален. Более эффективен другой путь - подавление постоянной составляющей воздействием на систему управления инвертором [6]. В общем случае такая система, изображенная на рис. 2, содержит широтно© Проблемы энергетики, 2003, № 7-8

Рис. 1 Классическая структура ВИП

импульсный модулятор (ШИМ) 3 с числом выходных каналов, равным числу силовых транзисторных ключей инвертора, то есть с четырьмя каналами для управления двухтактным мостовым инвертором. Сигналы задания 4 и обратных связей 5 подаются на вход автоматического регулятора, определяя скважность управляющих инвертором импульсов. Питание ШИМ осуществляется от автогенератора 6, генерирующего переменное напряжение прямоугольной формы заданной частоты. В качестве датчика 7 постоянной составляющей может быть использована К.-С цепочка, включенная параллельно нагрузке инвертора. Постоянная времени такой цепочки выбирается на порядок больше периода напряжения инвертора.

Рис.2. Структура двухтактного инвертора с астатической системой подавления постоянной составляющей: 1 - инвертор; 2 - согласующий трансформатор.

В этом случае на конденсаторе будет выделяться постоянная составляющая с ничтожно малыми пульсациями, являющаяся источником входного напряжения для интегратора 8. Включение в систему подавления постоянной составляющей интегратора обеспечивает астатический характер САР, то есть полное отсутствие постоянной составляющей в напряжении инвертора в установившемся режиме. В ВИП последних поколений для гальванической развязки выходных каналов типовых электронных ШИМ и их согласования с входами инвертора в качестве транзисторных ключей используются составные силовые модули с оптронной развязкой. Стоимость таких модулей составляет существенную долю в общей стоимости ВИП. Ниже описывается схема ШИМ, позволяющая осуществить гальваническую развязку и прямое управление силовыми транзисторами инвертора без промежуточного усиления, что существенно упрощает инвертор: отпадает необходимость применения составных транзисторов, а в качестве ключей используются сравнительно дешевые биполярные или полевые транзисторы. Схема рис. 3 выполнена применительно к двухтактному мостовому инвертору с каналом компенсации постоянной составляющей, однако эта схема легко адаптируется и для любых других известных ВИП инверторного типа.

Силовая часть схемы содержит транзисторный мост 1-4 с обратным диодным мостом 5-8. В диагональ переменного тока моста включен согласующий трансформатор 9, питающий нагрузку 10. В состав системы управления входит автогенератор 11, нагруженный на многообмоточный трансформатор 12, два магнитных усилителя 13, 14, выполненные по обычной двухтактной схеме с двумя выходными обмотками каждый и двумя обмотками управления.

Рис.3. Двухтактный мостовой инвертор с каналом компенсации постоянной составляющей в выходном напряжении.

Питание автогенератора осуществляется от двух параллельно подключенных источников: стандартного блока питания 15 и амплитудного селектора 16, вход которого подключен к вспомогательной обмотке Wз согласующего трансформатора. Обратная связь по постоянной составляющей напряжения на обмотке Wl согласующего трансформатора содержит Я-С цепь (17-

18) и интегратор 19, выход которого соединен с двумя встречно-последовательно включенными обмотками управления магнитных усилителей.

Схема функционирует следующим образом. При включении ВИП в питающую сеть автогенератор, являющийся источником питания магнитных усилителей, генерирует напряжение в виде прямоугольного "меандра" (диаграмма 1 на рис. 4).

Рис: 4. Диаграммы напряжений и токов инвертора в схеме рис. 3:

1 - напряжение автогенератора; 2 - напряжение на быстронасыщающихся дросселях; 3 -напряжение на выходе магнитного усилителя в режиме нулевого напряжения на нагрузке; 4 -напряжение на выходе магнитного усилителя в режиме ШИМ; 5 - ток базы в диагональных парах транзисторов инвертора; 6 - напряжение в диагонали переменного тока инвертора при наличии асимметрии; 7 - постоянная составляющая асимметрии при отсутствии канала компенсации

В цепь каждой вторичной обмотки трансформатора 12 включены последовательно дроссели 20, время насыщения которых не меньше времени восстановления запирающих свойств силовых транзисторов инвертора 1в. В результате каждый полупериод напряжения автогенератора уменьшается на ш * > ш * 1 (диаграммы 2 и 3). В зависимости от сигнала задания и3 меняется интервал насыщенного состояния магнитных усилителей, то есть осуществляется ШИМ напряжения, подаваемого на управляющие входы силовых транзисторов моста

(диаграммы 4, 5). Включение в цепь затвора транзистора встречно-параллельных диодов создает зону нечувствительности, необходимую для компенсации тока "холостого хода" ШИМ, обусловленного неидеальностью петли гистерезиса сердечников усилителей и дросселей. Для наглядности и простоты на рис. 3 изображены полностью только два противофазных канала ШИМ, а диаграммы 15 рис. 4 выполнены при допущении "идеальности" петли гистерезиса сердечников дросселей и магнитных усилителей и отсутствии постоянной составляющей в выходном напряжении инвертора. В реальной ситуации напряжение инвертора асимметрично: А ш*1 фД ш*2 . В результате на конденсаторе 18 появляется постоянная составляющая, которая при отсутствии канала компенсации достигает некоторой величины А итах, зависящей от модуля и полярности напряжения асимметрии (диаграмма 7). В описываемой схеме напряжение на конденсаторе 18 рис. 3 интегрируется блоком 19 и подается на управляющие обмотки магнитных усилителей, соединенные встречно-последовательно. В результате импульсы управления силовыми транзисторами в одной диагонали моста "сжимаются". В другой диагонали их продолжительность, наоборот, увеличивается. Благодаря наличию интегратора 19 постоянное напряжение на конденсаторе 18 в установившемся режиме равно нулю.

Сетевой блок 1 рис.1 обеспечивает плавный заряд фильтрового конденсатора 2 при включении ВИП в сеть. Когда входное напряжение инвертора в процессе заряда фильтрового конденсатора достигнет величины, близкой к номинальному значению, размыкаются контакты реле Р и блок питания обесточивается. Таким образом, питание ШИМ в рабочем режиме осуществляется от обмотки Wз инвертора. Амплитудный селектор 16 обеспечивает независимость напряжения от глубины модуляции, то есть от напряжения на нагрузке. "Самопитание" ШИМ позволяет рассчитывать источник питания 15 на кратковременный режим с целью уменьшения его габаритов. Кроме того, схема ВИП автоматически "разваливается" при исчезновении напряжения на выходе инвертора. Назначение остальных элементов схемы понятно из рис.3.

Оценка массогабаритных показателей ферромагнитных элементов предложенного ШИМ может быть произведена для любой заданной частоты инвертора и индукции сердечников дросселей и магнитных усилителей.

Расчеты, например, для частоты / = 50x103 Гц, индукции 0,3 - 0,4 Тл, напряжения 5 В и тока 3 А на выходе ШИМ дают следующие результаты:

£ • W м 0,5 - 0,7,

где £ - сечение сердечника в см2; W - число витков обмотки переменного тока. Соответственно, при диаметре ферритового кольца сердечника магнитного усилителя около 2 см, числе витков обмотки переменного тока W = 10 и диаметре провода 1мм масса сердечника составит менее 4 г, а масса меди около 12 г. Учитывая, что каждый усилитель имеет 2 обмотки переменного тока и 2 сердечника, общая масса, не считая обмоток управления, составит т = 12 х 2 + 4 х х 2 < 40 г. Если принять время восстановления запирающих свойств силовых транзисторов *в м 2 х 10-6с, что соответствует частоте 500 х 103 Гц, то масса одного дросселя оказывается около 5 - 6 г. Практически *в много меньше. Таким образом, общая масса ферромагнитных элементов предлагаемого ШИМ, не считая автогенератора, являющегося типовым элементом известных ШИМ, составляет

порядка 100 г, что соизмеримо с массой типовых электронных ШИМ. Однако, в отличие от последних, в ШИМ по рис. 3 не требуется ни промежуточных усилителей, ни блоков гальванической развязки, ни составных транзисторных ключей инвертора, очевидно, что принятый в расчете ток управления i = 3 А в большинстве случаев достаточен для прямого управления силовым транзистором. Малый импеданс выходных цепей ШИМ и наличие отрицательного напряжения смещения на затворах силовых транзисторов инвертора в нерабочий полупериод обеспечивают высокую помехоустойчивость описанной схемы, что является её дополнительным преимуществом в сравнении с "классическими" ШИМ [5].

Заключение

1. Предложен двухтактный транзисторный инвертор для мощных однофазных вторичных источников питания. Особенность инвертора -астатическая система подавления напряжения асимметрии в диагонали переменного тока, а также простая схема широтно-импульсной модуляции, совмещающая функции усиления и гальванической развязки цепей управления от силовых транзисторов.

2. Описанный двухтактный инвертор позволяет существенно уменьшить частоту либо массо-габаритные показатели по сравнению с аналогичными однотактными, и снизить стоимость устройства в целом.

Summary

It is marked, that the single-phase secondary power supplies (SPS) of last generations have found wide application in various electrical installations, and their capacity is limited by allowable load of a single-phase network only. In the majority SPS the single-cycle circuits of inverters are used and the miniaturization of ferromagnetic elements is reached by increasing a frequency of the inverter, that results in growth of switching losses, increase of the requirements to the frequency characteristics of all elements of the inverter and, as a consequence, increase of SPS cost.

It is offered SPS with two-cycle bridge inverter and suppression circuit of a direct voltage component in a diagonal of the inverter. Is shown, that described SPS allows: in (2-4) times to lower frequency of the inverter at preservation of the same mass-dimensional parameters as in the single-cycle circuits, to simplify a control system and to reduce SPS cost.

Литература

1. Патент России № 2178234. Вторичный источник питания / Магазинник Л.Т., Магазинник Г.Г. - Опубл. 10.01.2001 в БИ № 1.

2. Магазинник А.Г., Магазинник Л.Т., Магазинник Г.Г. Коррекция

коэффициента мощности вторичных источников питания. //

"Электротехника". - 2001. - № 5. - С.40 - 42.

3. «Invertec V-130-S» - Lincoln США (Каталоги 1995-1997 г.г.).

4. «Transpoket» - Австрия (Каталоги 1995-1997 г.г.).

5. В.А.Прянишников. - Электроника, 1998. 400 с.

6. Патент РФ№ 2165125. Однофазный мостовой транзисторный инвертор / Магазинник Л.Т., Сторожик В.Г., Магазинник Г.Г. - Опубл. 10.04.2001 в БИ № 10.