СПОСОБ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ, УСТРОЙСТВО ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ И РАСХОДОМЕР КОРИОЛИСА
METHOD OF SIGNAL PROCESSING, SIGNAL PROCESSING DEVICE AND CORIOLIS FLOW METRE

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Настоящее изобретение относится к расходомеру Кориолиса для детектирования разности фаз и/или частоты колебаний, пропорциональных силе Кориолиса, действующей на расходомерную трубку, для получения значений массового расхода и/или плотности измеряемого флюида.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Расходомер Кориолиса представляет собой массовый расходомер, если считать, что сила Кориолиса, действующая на расходомерную трубку (далее, вибрирующая расходомерная трубка указывается как просто расходомерная трубка), пропорциональна массовому расходу в случае, когда расходомерная трубка, через которую протекает измеряемый флюид, фиксируется на обоих концах, и относительно точки фиксации возбуждаются колебания в направлении, перпендикулярном к направлению потока в расходомерной трубке. Конструкция расходомера Кориолиса хорошо известна, а по форме расходомерные трубки расходомера Кориолиса, как правило, представляют собой прямые и изогнутые трубки.
Расходомер Кориолиса представляет собой массовый расходомер для детектирования сигнала разности фаз, пропорционального массовому расходу, в симметричных положениях между обоими крайними зафиксированными участками и центральным участком измерительной трубки в случае, когда измерительная трубка, через которую протекает измеряемый флюид, фиксируется на обоих концах, и центральный участок зафиксированной измерительной трубки поочередно возбуждается в направлении, перпендикулярном к линии фиксации. Сигнал разности фаз представляет собой величину, пропорциональную массовому расходу. Когда частота возбуждения поддерживается постоянной, сигнал разности фаз может быть задетектирован как сигнал временного интервала для наблюдаемых положений измерительной трубки.
Когда изменяющаяся частота возбуждения измерительной трубки делается равной собственной частоте измерительной трубки, получается постоянная частота возбуждения, соответствующая плотности измеряемого флюида и, следовательно, измерительная трубка может управляться при малой мощности возбуждения. Поэтому, обычно измерительная трубка управляется на собственной частоте, и сигнал разности фаз детектируется как сигнал временного интервала.
Расходомер Кориолиса с прямой трубкой имеет конструкцию, в которой, в случае, когда колебания возбуждаются в направлении, перпендикулярном к оси прямой трубки в центральном участке прямой трубки, зафиксированной на обоих концах, разность смещения прямой трубки, которое вызвано силой Кориолиса, то есть, сигнал разности фаз, получается между зафиксированным участком и центральным участком прямой трубки, и массовый расход детектируется на основании сигнала разности фаз. Расходомер Кориолиса с прямой трубкой, как описано выше, имеет простую, компактную, и жесткую конструкцию. Однако, в данном случае, для расходомера Кориолиса возникает проблема в том, что нельзя получить высокую чувствительность при детектировании сигнала.
В противоположность этому, расходомер Кориолиса с изогнутой трубкой превосходит расходомер Кориолиса с прямой трубкой из-за того, что может быть подобрана форма для эффективного использования силы Кориолиса. Фактически, массовый расход может быть задетектирован с высокой чувствительностью.
Обычно, в качестве средства возбуждения для управления расходомерной трубкой используется комбинация индукционной катушки и магнита. Катушка и магнит предпочтительно закрепляются в положениях, которые не смещаются в направлении колебаний расходомерной трубки, поскольку возможное изменение позиционного соотношения между катушкой и магнитом минимизируется. Поэтому, в случае расходомера Кориолиса с изогнутой трубкой, включающего в себя две параллельные расходомерные трубки, две параллельные расходомерные трубки закрепляются так, чтобы между ними располагались катушка и магнит. Поэтому, конструкция выполняется так, чтобы две противоположные расходомерные трубки были отделены друг от друга с таким промежутком, чтобы между ними разместились, по меньшей мере, катушка и магнит.
Из расходомеров Кориолиса, включающих в себя две расходомерные трубки, расположенные в параллельных плоскостях, расходомер Кориолиса, имеющий большой диаметр, или расходомер Кориолиса, имеющий трубки с большей жесткостью, требует увеличения мощности средства возбуждения и, следовательно, размещения между двумя расходомерными трубками крупногабаритного средства возбуждения. Поэтому, конструкция выполняется так, чтобы промежуток между расходомерными трубками был обязательно увеличен, даже на закрепленном крайнем участке, который является основным участком расходомерных трубок.
Как показано на Фиг. 28, расходомер 1 Кориолиса общеизвестной конструкции включает в себя U-образные измерительные трубки, включает в себя детектор 4 для двух U-образных измерительных трубок 2 и 3, и преобразователь 5.
Детектор 4 для измерительных трубок 2 и 3 включает в себя вибратор 6, для возбуждения резонансных колебаний измерительных трубок 2 и 3, левый датчик 7 скорости для детектирования скорости колебаний, создаваемых на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, правый датчик 8 скорости для детектирования скорости колебаний, создаваемых на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, и температурный датчик 9 для детектирования температуры измеряемого флюида, который течет через измерительные трубки 2 и 3 при детектирования скорости колебаний. Вибратор 6, левый датчик 7 скорости, правый датчик 8 скорости, и температурный датчик 9 соединяются с преобразователем 5.
Измеряемый флюид, который течет через измерительные трубки 2 и 3 расходомера 1 Кориолиса, течет от правой стороны измерительных трубок 2 и 3 (сторона, на которой предоставляется правый датчик 8 скорости) к их левой стороне (сторона, на которой предоставляется левый датчик 7 скорости).
Поэтому, сигнал скорости, детектируемый правым датчиком 8 скорости, представляет собой сигнал скорости измеряемого флюида, втекающего в измерительные трубки 2 и 3 с впускной стороны. Сигнал скорости, детектируемый левым датчиком 7 скорости, представляет собой сигнал скорости измеряемого флюида, вытекающего из измерительных трубок 2 и 3 с выпускной стороны.
И левый датчик 7 скорости, и правый датчик 8 скорости, которые детектируют скорости колебаний, могут быть датчиками ускорения.
Преобразователь 5 расходомера Кориолиса имеет блочную структуру, как показано на Фиг. 29.
Преобразователь 5 расходомера Кориолиса включает в себя блок 10 управления возбуждением, блок 11 измерения фазы, и блок 12 измерения температуры.
То есть, преобразователь 5 расходомера Кориолиса имеет порт 15 ввода и вывода. Клемма 16 вывода сигнала возбуждения, включенная в блок 10 управления возбуждением, предоставляется в порту 15 ввода и вывода. Блок 10 управления возбуждением выводит сигнал заданной моды колебаний от клеммы 16 вывода сигнала возбуждения на вибратор 6, прикрепленный к измерительным трубкам 2 и 3, чтобы возбудить резонансные колебания измерительных трубок 2 и 3.
Клемма 16 вывода сигнала возбуждения соединяется со схемой 18 возбуждения через усилитель 17. Схема 18 возбуждения создает сигнал возбуждения для возбуждения резонансных колебаний измерительных трубок 2 и 3, и выводит сигнал возбуждения на усилитель 17. Усилитель усиливает входной сигнал возбуждения и выводит сигнал возбуждения на клемму 16 вывода сигнала возбуждения. Сигнал возбуждения, выводимый от усилителя 17, выводится от клеммы 16 вывода сигнала возбуждения на вибратор 6.
Клемма 19 ввода левого сигнала скорости, к которой подводится сигнал детектирования скорости колебаний, создаваемых на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, предоставляется в порту 15 ввода и вывода. Клемма 19 левого сигнала скорости включена в блок 11 измерения фазы.
Клемма 20 ввода правого сигнала скорости, к которой подводится сигнал детектирования скорости колебаний, создаваемых на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, предоставляется в порту 15 ввода и вывода. Клемма 20 ввода правого сигнала скорости включена в блок 11 измерения фазы.
Блок 11 измерения фазы выполняет аналого-цифровое преобразование (A/D преобразование) сигналов колебаний пары датчиков скорости в случае, когда сигнал заданной моды колебаний выводится от клеммы 16 вывода сигнала возбуждения на вибратор 6, прикрепленный к измерительным трубкам 2 и 3, чтобы возбудить колебания измерительных трубок 2 и 3 посредством вибратора 6, чтобы, тем самым, выполнить цифровое преобразование, и затем получает разность фаз между преобразованными сигналами.
Клемма 19 ввода левого сигнала скорости соединяется с входной клеммой усилителя 21. Выходная клемма усилителя 21 соединяется с аналого-цифровым (A/D) преобразователем 22. A/D преобразователь 22 преобразует в цифровое значение аналоговый сигнал, полученный посредством усиления усилителем 21 выходного сигнала колебаний от клеммы 19 ввода левого сигнала скорости.
A/D преобразователь 22 соединяется с вычислительным устройством 23.
Кроме того, клемма 20 ввода правого сигнала скорости соединяется с входной клеммой усилителя 24. Выходная клемма усилителя 24 соединяется с A/D преобразователем 25. A/D преобразователь 25 преобразует в цифровое значение аналоговый сигнал, полученный усилением усилителем 24 выходного сигнала колебаний от клеммы 20 ввода правого сигнала скорости.
Кроме того, выходной цифровой сигнал из A/D преобразователя 25 вводится на вычислительное устройство 23.
Кроме того, клемма 26 ввода температурного сигнала, включенная в блок 11 измерения температуры, к которой подводится задетектированное значение от температурного датчика 9, предоставляется в порту 15 ввода и вывода. Блок 12 измерения температуры выполняет компенсацию температуры трубки исходя из детектированной температуры, полученной температурным датчиком 9, который предоставляется в измерительных трубках 2 и 3, и детектирует внутреннюю температуру измерительных трубок 2 и 3.
В качестве температурного датчика 9 обычно используется резистивный датчик температуры, значение сопротивления которого измеряется, чтобы, тем самым, рассчитать температуру.
Клемма 26 ввода температурного сигнала соединяется со схемой 27 измерения температуры. Схема 27 измерения температуры вычисляет внутреннюю температуру измерительных трубок 2 и 3 на основании значения сопротивления, выводимого от температурного датчика 9. Внутренняя температура измерительных трубок 2 и 3, которая рассчитывается схемой 27 измерения температуры, вводится в вычислительное устройство 23.
В способе измерения фазы с использованием расходомера 1 Кориолиса, как описано выше, вибратором 6, прикрепленным к измерительным трубкам 2 и 3, возбуждаются колебания измерительных трубок 2 и 3 на основной моде. Когда измеряемый флюид втекает в измерительные трубки 2 и 3, притом, что возбуждаются колебания, в измерительных трубках 2 и 3 возбуждается синфазная мода колебаний.
Поэтому, сигнал (сигнал скорости впускной стороны) от правого датчика 8 скорости и сигнал (сигнал скорости выпускной стороны) от левого датчика 7 скорости в расходомере Кориолиса 1 выводятся в виде двух наложенных друг на друга сигналов. Выходной сигнал в виде двух наложенных друг на друга сигналов включает в себя не только сигнал расхода, но также и большое количество лишних шумовых компонентов. Кроме того, при этом изменяется частота, например, в зависимости от изменения плотности измеряемого флюида.
Поэтому, необходимо удалить лишний сигнал из сигналов от правого датчика 8 скорости и левого датчика 7 скорости. Однако, очень трудно удалить лишний сигнал из сигналов от правого датчика 8 скорости и левого датчика 7 скорости для расчета фазы.
Кроме того, от расходомера 1 Кориолиса часто требуется очень точное измерение и высокоскоростной отклик. Чтобы удовлетворить таким требованиям, необходимо иметь вычислительное устройство, пригодное для очень сложного расчета и имеющее большую производительность и, следовательно, сам расходомер 1 Кориолиса становится очень дорогим.
Таким образом, расходомер 1 Кориолиса требует наличия способа измерения разности фаз, использующего и оптимальный фильтр, всегда соответствующий измерительной частоте, и высокоскоростной способ вычисления.
В обычных способах измерения разности фаз для расчета расхода способ удаления шума посредством фильтрации подразделяется на способ, использующий аналоговый фильтр, и способ, использующий цифровой фильтр.
Способ, использующий аналоговый фильтр, может быть относительно недорогим (см., например, Патентный документ 1 и Патентный документ 2). Однако Патентный документ 1 и Патентный документ 2 имеют ограниченную возможность улучшения эффективности фильтра и, следовательно, имеется проблема в том, что фильтр может оказаться не удовлетворительным для расходомера Кориолиса.
В последние годы было разработано большое количество расходомеров Кориолиса, использующих цифровую обработку сигналов, и был разработан способ, использующий цифровой фильтр, как способ обработки фильтрацией для удаления шума при обычных способах измерения разности фаз для вычисления расхода.
Примеры расходомеров Кориолиса обычных типов, использующих цифровую обработку сигналов, включают в себя способ измерения фазы, использующий Фурье преобразование (см., например, Патентный документ 3), и способ выбора оптимального табличного соответствия для входной частоты из таблиц фильтрации, включающих в себя режекторную фильтрацию и полосовую фильтрацию для измерения фазы (см., например, Патентный документ 4 и Патентный документ 5).
СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗЫ, ИСПОЛЬЗУЮЩИЙ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФУРЬЕ
Преобразователь расходомера Кориолиса, основанный на способе измерения фазы, использующем преобразование Фурье, имеет блочную конструкцию, как показано на Фиг. 30.
На Фиг. 30, клемма 19 ввода левого сигнала скорости, предоставленная в порту 15 ввода и вывода, на которую вводится детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), который создается на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, и который детектируется левым датчиком 7 скорости, соединяется с фильтром 30 нижних частот. Фильтр 30 нижних частот представляет собой схему для выделения, с помощью частотной фильтрации, только низкочастотного левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны) из левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), выводимого от левого датчика 7 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на левой стороне измерительных трубок 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Фильтр 30 нижних частот соединяется с A/D преобразователем 31. A/D преобразователь 31 преобразует в цифровой сигнал левый сигнал скорости, который является аналоговым сигналом, выводимым от фильтра 30 нижних частот. Левый сигнал скорости, полученный как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31, вводится на модуль 32 измерения разности фаз.
A/D преобразователь 31 соединяется с синхронизирующим генератором 33. Синхронизирующий генератор 33 обеспечивает синхронизацию частоты дискретизации, М-кратной (М - натуральное число) входной частоте.
С другой стороны, клемма 20 ввода правого сигнала скорости, предоставленная в порту 15 ввода и вывода, на которую вводится детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), который создается на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, и который детектируется правым датчиком 8 скорости, соединяется с фильтром 34 нижних частот. Фильтр 34 нижних частот представляет собой схему для выделения, посредством частотной фильтрации, только низкочастотного правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны) из правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), выводимого от правого датчика 8 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на правой стороне измерительных трубок 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Фильтр 34 нижних частот соединяется с A/D преобразователем 35. A/D преобразователь 35 преобразует в цифровой сигнал правый сигнал скорости, который является аналоговым сигналом, выводимым от фильтра 34 нижних частот. Правый сигнал скорости, полученный в цифровом виде преобразованием A/D преобразователем 35, вводится на модуль 32 измерения разности фаз.
Кроме того, A/D преобразователь 35 соединяется с синхронизирующим генератором 33. Синхронизирующий генератор 33 обеспечивает синхронизацию частоты дискретизации, М-кратной (М - натуральное число) входной частоте.
Кроме того, клемма 20 ввода правого сигнала скорости, предоставленная в порту 15 ввода и вывода, к которой подводится детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), который создается на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, и который детектируется правым датчиком 8 скорости, соединяется с модулем 36 измерения частоты. Модуль 36 измерения частоты измеряет частоту детектируемого сигнала скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), который создается на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, и который детектируется правым датчиком 8 скорости.
Модуль 36 измерения частоты соединяется с синхронизирующим генератором 33. Частота, измеренная модулем 36 измерения частоты, выводится на синхронизирующий генератор 33. Синхронизация частоты дискретизации, М-кратной (М - натуральное число) входной частоте, создается синхронизирующим генератором 33 и выводится на аналого-цифровые (A/D) преобразователи 31 и 35.
Модуль 32 измерения разности фаз, синхронизирующий генератор 33, и модуль 36 измерения частоты включены в вычислительное устройство 40 измерения фазы.
В способе измерения фазы, использующем преобразование Фурье, как показано на Фиг. 30, входной сигнал (сигнал скорости впускной стороны) от правого датчика 8 скорости вначале вводится на модуль 36 измерения частоты для измерения частоты. Частота, измеренная модулем 36 измерения частоты, вводится на синхронизирующий генератор 33. Синхронизация частоты дискретизации, М-кратной (М - натуральное число), входной частоте, создается синхронизирующим генератором 33 и вводится на аналого-цифровые (A/D) преобразователи 31 и 35.
Кроме того, детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), который создается на левой стороне измерительных трубок 2 и 3 и получается как цифровой сигнал, преобразованием A/D преобразователем 31, и детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), который создается на правой стороне измерительных трубок 2 и 3 и получается как цифровой сигнал, преобразованием A/D преобразователем 35, вводятся на модуль 32 измерения разности фаз. Детектируемые сигналы подвергаются преобразованию Фурье модулем дискретного преобразования Фурье, включенным в модуль 32 измерения разности фаз, и разность фаз рассчитывается на основании отношения между реальной и мнимой составляющими преобразованных сигналов.
СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗЫ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ЦИФРОВОГО ФИЛЬТРА
Преобразователи расходомера Кориолиса на основании способе измерения фазы с использованием цифрового фильтра, описываются в связи со структурными блок-схемами, показанными на Фиг. 31 и 32.
Средство выбора частоты, например, режекторный фильтр, или полосовой фильтр, используется как цифровой фильтр. Отношение сигнал/шум (S/N) для входного сигнала улучшается с использованием средства выбора частоты, например, режекторного фильтра, или полосового фильтра.
На Фиг. 31 показана блочная конструкция преобразователя расходомера Кориолиса, использующего режекторный фильтр в качестве цифрового фильтра.
Порт 15 ввода и вывода, клемма 19 ввода левого сигнала скорости, клемма 20 ввода правого сигнала скорости, фильтры 30 и 34 нижних частот, и аналого-цифровые преобразователи 31 и 35, как показано на Фиг. 16, имеют те же самые структуры, что и порт 15 ввода и вывода, клемма 19 ввода левого сигнала скорости, клемма 20 ввода правого сигнала скорости, фильтры 30 и 34 нижних частот, и аналого-цифровые преобразователи 31 и 35, показанные на Фиг. 31, соответственно.
На Фиг. 31, A/D преобразователь 31 соединяется с режекторным фильтром 51. Режекторный фильтр 51 выделяет частоту, исходя из левого сигнала скорости, который получается как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31, чтобы улучшить отношение S/N выводимого входного сигнала.
Режекторный фильтр 51 соединяется с модулем 52 измерения фазы. Модуль 52 измерения фазы измеряет фазу левого сигнала скорости, который получается как цифровой сигнал в результате преобразования, и который имеет улучшенное отношение S/N благодаря режекторному фильтру 51.
Кроме того, режекторный фильтр 51 соединяется с модулем 53 измерения частоты. Модуль 53 измерения частоты измеряет частоту левого сигнала скорости, который получается как цифровой сигнал в результате преобразования и который имеет улучшенное отношение S/N благодаря режекторному фильтру 51.
Частота, измеренная модулем 53 измерения частоты, вводится на режекторный фильтр 51.
Кроме того, A/D преобразователь 35 соединяется с режекторным фильтром 54. Режекторный фильтр 54 выделяет частоту, исходя из левого сигнала скорости, который получается как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31, чтобы улучшить отношение S/N выводимого входного сигнала.
Режекторный фильтр 54 соединяется с модулем 52 измерения фазы. Модуль 52 измерения фазы измеряет фазу правого сигнала скорости, который получается как цифровой сигнал преобразованием и который имеет улучшенное отношение S/N благодаря режекторному фильтру 54.
Кроме того, частота, измеренная модулем 53 измерения частоты, вводится на режекторный фильтр 54.
На Фиг. 31, тактовый генератор 55 используется для синхронизации, и подает сигнал на аналого-цифровые преобразователи 31 и 35, чтобы синхронизировать A/D преобразователь 31 и A/D преобразователь 35 друг с другом.
Режекторные фильтры 51 и 54, модуль 52 измерения разности фаз, модуль 53 измерения частоты, и тактовый генератор 55 включены в вычислительное устройство 50 измерения фазы.
На Фиг. 32 показана блочная конструкция преобразователя расходомера Кориолиса, использующего полосовой фильтр (BPF) в качестве цифрового фильтра.
Порт 15 ввода и вывода, клемма 19 ввода левого сигнала скорости, клемма 20 ввода правого сигнала скорости, фильтры 30 и 34 нижних частот, и аналого-цифровые преобразователи 31 и 35, как показано на Фиг. 32, имеют те же самые конструкции, что и порт 15 ввода и вывода, клемма 19 ввода левого сигнала скорости, клемма 20 ввода правого сигнала скорости, фильтры 30 и 34 нижних частот, и аналого-цифровые преобразователи 31 и 35, показанные на Фиг. 31, соответственно.
На Фиг. 32, A/D преобразователь 31 соединяется с полосовым фильтром (BPF) 61. Полосовой фильтр 61 представляет собой схему для выделения, с помощью частотной фильтрации, только левого сигнала скорости, имеющего установленную частоту (сигнал скорости выпускной стороны) из левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который выводится от левого датчика 7 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, и который получается как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Полосовой фильтр 61 соединяется с модулем 62 измерения фазы. Модуль 62 измерения фазы измеряет фазу левого сигнала скорости, который получается как цифровой сигнал в результате преобразования и который имеет улучшенное отношение S/N благодаря полосовому фильтру 61.
Кроме того, полосовой фильтр 61 соединяется с модулем 63 измерения частоты. Модуль 63 измерения частоты измеряет частоту левого сигнала скорости, который получается как цифровой сигнал в результате преобразования, A/D преобразователем 31, и который имеет улучшенное отношение S/N благодаря полосовому фильтру 61.
Частота, измеренная модулем 63 измерения частоты, вводится на полосовой фильтр 61.
Кроме того, A/D преобразователь 35 соединяется с полосовым фильтром 64. Полосовой фильтр 64 представляет собой схему для выделения, с помощью частотной фильтрации, только правого сигнала скорости, имеющего установленную частоту (сигнал скорости впускной стороны) из правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), который выводится от правого датчика 8 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, и который получается как цифровой сигнал преобразованием, A/D преобразователем 35, в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Полосовой фильтр 64 соединяется с модулем 62 измерения фазы. Модуль 62 измерения фазы измеряет фазу левого сигнал скорости, который получается как цифровой сигнал в результате преобразования и который имеет улучшенное отношение S/N благодаря полосовому фильтру 64.
Полосовой фильтр 64 соединяется с модулем 63 измерения частоты. Частота, измеренная модулем 63 измерения частоты, вводится на полосовой фильтр 64.
На Фиг. 32, тактовый генератор 65 используются для синхронизации, и тактовый сигнал от тактового генератора 65 вводится на аналого-цифровые преобразователи 31 и 35, чтобы синхронизировать A/D преобразователь 31 и A/D преобразователь 35 друг с другом.
Полосовые фильтры 61 и 64, модуль 62 измерения фазы, модуль 63 измерения частоты, и тактовый генератор 65 включены в вычислительное устройство 60 измерения фазы.
Документ Предшествующего уровня техники
Патентный документ
Патентный документ 1 JP 02-66410 A
Патентный документ 2 JP 10-503017 A
Патентный документ 3 JP 2799243 В
Патентный документ 4 JP 2930430 В
Патентный документ 5 JP 3219122 В
Краткое изложение существа изобретения
Проблемы, решаемые в соответствии с Изобретением
В способе измерения фазы, использующем преобразование Фурье, как описано в Патентном документе 3, когда входная частота входного детектируемого сигнала скорости колебаний является постоянной, может быть реализован способ измерения фазы, имеющий очень хорошую частотную селективность, поскольку для выбора частоты используется преобразование Фурье.
Однако, в способе, использующем преобразование Фурье, как описано в Патентном документе 3, когда входная частота входного детектируемого сигнала скорости колебаний изменяется в соответствии с изменением плотности или температуры, необходимо изменить способ преобразования или частоту дискретизации. Поэтому, вычислительный цикл, или вычислительный способ, изменяются и, следовательно, значение измерения варьируется и, таким образом, оказывается ненадежным.
Кроме того, в способе, использующем преобразование Фурье, как описано в Патентном документе 3, когда входная частота входного детектируемого сигнала скорости колебаний изменяется в соответствии с изменением плотности или температуры, необходимо точно синхронизировать частоту дискретизации с входной частотой входного сигнала скорости колебаний и, следовательно, конструкция значительно усложняется.
Поэтому, имеется проблема в том, что когда температура измеряемого флюида быстро изменяется, или быстро изменяется плотность, вследствие внедрения воздушных пузырей во флюид, точность измерения существенно снижается.
Кроме того, способ, использующий преобразование Фурье, как описано в Патентном документе 3, затруднителен в том, что число вычислительных операций становится очень большим вследствие выполнения преобразования Фурье.
В способах селекции оптимального табличного соответствия входной частоте по таблицам фильтрации, включающим в себя режекторную фильтрацию и полосовую фильтрацию для измерения фазы, как описано в Патентном документе 4 и Патентном документе 5, когда частота дискретизации поддерживается, конструкция может быть упрощена.
Однако, в способе, использующем Фурье преобразование, как описано в Патентном документе 3, способы измерения фазы, использующие цифровой фильтр, как описано в Патентном документе 4 и Патентном документе 5, требуют очень большого количества таблиц фильтрации, соответствующих измененным входным частотам и, следовательно, имеется проблема в том, что использование памяти вычислительного устройства оказывается слишком большим.
Кроме того, способы измерения фазы, использующие цифровой фильтр, как описано в Патентном документе 4 и Патентном документе 5 имеют проблему в том, что трудно выбрать оптимальный фильтр, когда входная частота быстро изменяется.
Кроме того, способы измерения фазы, использующие цифровой фильтр, как описано в Патентном документе 4 и Патентном документе 5, имеют проблему в том, что требуется очень большое число вычислений, чтобы улучшить параметры выбора частоты.
Способы измерения фазы, использующие цифровой фильтр, как это описано в Патентном документе 4 и Патентном документе 5, имеют следующие проблемы.
(1) Способ не может следовать за изменением входной частоты с большой точностью. То есть, очень трудно реализовать измерение в случае, когда плотность измеряемого флюида быстро изменяется вследствие смешивания с воздушными пузырями.
(2) Чтобы улучшить эффективность частотной селекции требуется очень большое количество расчетов. Поэтому, трудно реализовать высокоскоростной отклик и, следовательно, способ не подходит для пакетной обработки за короткий промежуток времени.
(3) Потребление памяти вычислительного устройства оказывается большим и, следовательно, конструкция усложняется. Поэтому, структура схемы и конструкция усложняются и оказываются очень невыгодными по стоимости.
Если учитывать все факторы, то в любом из стандартных способов измерения фазы, включающих в себя обработку цифровой фильтрацией, шум в полосе частот, отличных от частот труб измерительных трубок 2 и 3, удаляется и, следовательно, переключение таблицы фильтрации, изменение способа расчета, и изменение частоты дискретизации, должны всегда следовать за частотами измерительных трубок 2 и 3. Поэтому, имеется проблема в том, что необходимо выполнить расчет, который оказывается и очень сложным, и требует достаточного быстродействия при исполнении.
Таким образом, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6, то очень вероятно, что будет образовываться вычислительная ошибка при каждом изменении входных частот сигналов скорости колебаний, которые детектируется правым датчиком 8 скорости для детектирования скорости колебаний, создаваемых на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, и левым датчиком 7 скорости для детектирования скорости колебаний, создаваемых на левой стороне измерительных трубок 2 и 3 и, следовательно, имеется проблема в том, что точность измерения окажется очень низкой.
Задача настоящего изобретения состоит в том, чтобы предоставить способ обработки сигналов, аппарат обработки сигналов, и расходомер Кориолиса, в котором даже если температура измеряемого флюида изменяется, даже когда воздушные пузыри смешиваются с измеряемым флюидом, или даже когда измеряемый флюид быстро изменяется от газообразного состояния до жидкого, измерение всегда могло бы выполняться с неизменной точностью, в котором реализуются измерения фазы и частоты с высоким качеством фильтрации, и может быть значительно сокращено количество вычислительных операций.
СРЕДСТВО РАЗРЕШЕНИЯ ПРОБЛЕМ
Способ обработки сигналов в соответствии с п. 1 формулы, который предоставлен для разрешения вышеупомянутых проблем, представляет собой способ обработки сигналов для расходомера Кориолиса, в котором, по меньшей мере, одна расходомерная трубка, или пара расходомерных трубок, которые образуют измерительную расходомерную трубку, поочередно возбуждаются под действием вибратора, приводимого в действие устройством возбуждения, чтобы возбудить колебания, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, и, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется датчиками скорости, или датчиками ускорения, которые являются парой датчиков детектирования колебаний, предоставленных на левой стороне и на правой стороне, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, чтобы, тем самым, получить, по меньшей мере, одно из массового расхода и плотности измеряемого флюида,
при этом способ обработки сигналов, содержит:
первый этап, на котором преобразуют аналоговый сигнал, который выводится от каждой пары датчиков детектирования колебаний, в цифровой частотно-кодированный сигнал колебаний;
второй этап, на котором измеряют частоту колебаний, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок;
третий этап, на котором создают управляющий сигнал, чтобы всегда управлять частотой цифрового частотно-кодированного сигнала колебаний, полученного с помощью преобразования на первом этапе, чтобы составлять l/N от его частоты, на основании цифрового частотно-кодированного сигнала колебаний, выводимого от одного из пары датчиков детектирования колебаний, который измеряется на втором этапе; и
четвертый этап, на котором выполняют для цифрового частотно-кодированного сигнала колебаний, полученного преобразованием на первом этапе, ортогональное преобразование с использованием сигнала управления, созданного на третьем этапе, чтобы, тем самым, получить частотно-кодированный сигнал, частота которого устанавливается как l/N частоты цифрового частотно-кодированного сигнала колебаний, полученного преобразованием на первом этапе,
в соответствии с чем, разность фаз между детектируемыми сигналами от пары датчиков детектирования колебаний, детектируется с использованием частотно-кодированного сигнала, полученного ортогональным преобразованием на четвертом этапе, частота которого устанавливается как l/N частоты цифрового частотно-кодированного сигнала колебаний.
Способ обработки сигналов, в соответствии с п. 2 формулы, который предоставляется для решения вышеупомянутых проблем, представляет собой способ обработки сигналов для расходомера Кориолиса, в котором, по меньшей мере, одна расходомерная трубка, или пара расходомерных трубок, которые образуют измерительную расходомерную трубку, поочередно возбуждаются под действием вибратора, приводимого в действие устройством возбуждения, чтобы возбудить колебания, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, и, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется парой датчиков скорости, или парой датчиков ускорения, которые являются датчиками детектирования колебаний, чтобы, тем самым, получить, по меньшей мере, одно из массового расхода и плотности измеряемого флюида,
причем способ обработки сигналов, содержит этапы, на которых:
измеряют частоту колебаний, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок;
передают сигнал управления на основании измеренной частоты колебаний;
выполняют смешанное частотное преобразование, на основании переданного сигнала управления, каждого из двух сигналов расхода, полученных посредством аналого-цифрового преобразования входных сигналов, имеющих, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, которые детектируется парой датчиков скорости, или парой датчиков ускорения, так, чтобы образующиеся сигналы всегда имели постоянную частоту; и
измерение фазы от каждого из преобразованных смешанных частотно-кодированных сигналов, полученных посредством смешанного частотного преобразования, чтобы, тем самым, получить разность фаз компоненты сигнала.
Устройство обработки сигналов в соответствии с п. 3 формулы, которое предоставляется для решения вышеупомянутых проблем, представляет собой устройство обработки сигналов для расходомера Кориолиса, в котором, по меньшей мере, одна расходомерная трубка, или пара расходомерных трубок, которые образуют измерительную расходомерную трубку, поочередно возбуждается под действием вибратора, приводимого в действие устройством возбуждения, чтобы возбудить колебания, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, и, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется датчиками скорости, или датчиками ускорения, которые являются парой датчиков детектирования колебаний, предоставленных на левой стороне и правой стороне, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, чтобы, тем самым, получить, по меньшей мере, одно из массового расхода и плотности измеряемого флюида,
устройство обработки сигналов, содержит:
аналого-цифровые преобразователи для преобразования аналоговых сигналов, которые выводятся от пары датчиков детектирования колебаний, в цифровые сигналы, соответственно;
модуль измерения частоты для измерения частоты θ колебаний, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок;
трансмиттер чтобы создать частотно-кодированный сигнал, с его частотой, установленной как θ(l-l/N) частоты цифрового частотно-кодированного сигнала, выводимого из модуля измерения частоты; и
пара ортогональных преобразователей частоты для преобразования, на основании частотно-кодированного сигнала, созданного трансмиттером, частот двух цифровых сигналов, соответствующих паре датчиков детектирования колебаний, которые выводятся из аналого-цифровых преобразователей, соответственно, и создания цифровых сигналов с частотами, установленными как 1/N частот двух цифровых сигналов, соответственно,
в соответствии с чем, разность фаз получается с использованием цифровых сигналов, создаваемых парой ортогональных преобразователей частоты.
Устройство обработки сигналов, в соответствии с п. 4 формулы, которое предоставляется для решения вышеупомянутых проблем, и представляет собой устройство обработки сигналов для расходомера Кориолиса, в котором, по меньшей мере, одна расходомерная трубка, или пара расходомерных трубок, которые образуют измерительную расходомерную трубку, поочередно возбуждается под действием вибратора, приводимого в действие устройством возбуждения, чтобы возбудить колебания, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, и, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется датчиками скорости, или датчиками ускорения, которые являются датчиками детектирования колебаний, чтобы, тем самым, получить, по меньшей мере, одно из массового расхода и плотности измеряемого флюида,
аппарат обработки сигналов, содержит:
модуль измерения частоты для измерения частоты, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок;
трансмиттер для вывода и передачи желаемого частотно-кодированного сигнала на основании частоты, измеренной модулем измерения частоты;
блоки преобразования частоты для выполнения преобразования частоты посредством осуществления одного из добавления и вычитания между выходной частотой трансмиттера и соответствующими входными сигналами, имеющими, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, которые детектируется датчиками скорости, или датчиками ускорения, чтобы, тем самым, всегда получать значения постоянной частоты; и
блок измерения разности фаз для измерения разности фаз между частотно-кодированными сигналами, детектируемыми датчиками скорости, или датчиками ускорения, которые получаются преобразованием частоты блоками преобразования частоты.
Устройство обработки сигналов, в соответствии с п. 5 формулы, который предоставляется для решения вышеупомянутых проблем, и представляет собой устройство обработки сигналов для расходомера Кориолиса, в котором, по меньшей мере, одна расходомерная трубка, или пара расходомерных трубок, которые образуют измерительную расходомерную трубку, поочередно возбуждается под действием вибратора, приводимого в действие устройством возбуждения, чтобы возбудить колебания, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, и, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется датчиками скорости, или датчиками ускорения, которые являются датчиками детектирования колебаний, чтобы, тем самым, получить, по меньшей мере, одно из массового расхода и плотности измеряемого флюида, устройство обработки сигналов, содержит:
модуль измерения частоты для измерения частоты, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок;
трансмиттер для вывода и передачи желаемого частотно-кодированного сигнала на основании частоты, измеренной модулем измерения частоты;
первый блок преобразования частоты для выполнения преобразования частоты посредством осуществления одного из добавления и вычитания между выходной частотой, выводимой из трансмиттера, и частотой входного сигнала, полученной преобразованием сигнала одного датчика из пары датчиков детектирования колебаний, в цифровой сигнал первым A/D преобразователем, чтобы, тем самым, всегда получать значение постоянной частоты;
второй блок преобразования частоты для выполнения преобразования частоты посредством осуществления одного - из добавления и вычитания между выходной частотой, выводимой из трансмиттера, и частотой входного сигнала, полученной, преобразованием выходного сигнала другого датчика из пары датчиков детектирования колебаний, в цифровой сигнал вторым A/D преобразователем, чтобы, тем самым, всегда получать значение постоянной частоты; и
блок измерения разности фаз для измерения разности фаз между первым частотно-кодированным сигналом, который получен преобразованием частоты и выводится от первого блока преобразования частоты, и вторым частотно-кодированным сигналом, который получен преобразованием частоты и выводится от второго блока преобразования частоты.
Расходомер Кориолиса в соответствии с п. 6 формулы, в котором для решения вышеупомянутых проблем предоставляется устройство обработки сигналов для расходомера Кориолиса, в котором, по меньшей мере, одна расходомерная трубка, или пара расходомерных трубок, которые образуют измерительную расходомерную трубку, поочередно возбуждаются под действием вибратора, приводимого в действие устройством возбуждения, чтобы возбудить колебания, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, и, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется парой датчиков скорости, или парой датчиков ускорения, которые являются датчиками детектирования колебаний, чтобы, тем самым, получить, по меньшей мере, одно из массового расхода и плотности измеряемого флюида,
устройство обработки сигналов, содержит:
модуль измерения частоты для измерения частоты, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок;
трансмиттер для вывода и передачи желаемого частотно-кодированного сигнала на основании частоты, измеренной модулем измерения частоты;
первый блок преобразования частоты для сдвига по частоте, к сигналу с постоянной частотой, частоты входного сигнала, полученной преобразованием сигнала одного датчика скорости из пары датчиков детектирования колебаний, в цифровой сигнал первым A/D преобразователем и выводом из первого A/D преобразователя на основании выходной частоты, выводимой из трансмиттера, чтобы переместить частоту входного сигнала в другую полосу частот;
второй блок преобразования частоты для сдвига по частоте, к сигналу с постоянной частотой, частоты входного сигнала, полученной преобразованием сигнала другого датчика скорости из пары датчиков детектирования колебаний, в цифровой сигнал вторым A/D преобразователем и выводом из второго A/D преобразователя на основании выходной частоты, выводимой из трансмиттера, чтобы переместить частоту входного сигнала в другую полосу частот; и
блок измерения разности фаз для измерения разности фаз между первым частотно-кодированным сигналом, который получен как сигнал с постоянной частотой посредством смещения и вывода от первого блока преобразования частоты, и вторым частотно-кодированным сигналом, который получен как сигнал с постоянной частотой посредством смещения и вывода от второго блока преобразования частоты.
Расходомер Кориолиса, в соответствии с п. 7 формулы, который предоставляется для решения вышеупомянутых проблем, является расходомером Кориолиса, в котором, по меньшей мере, одна расходомерная трубка, или пара расходомерных трубок, которые образуют измерительную расходомерную трубку, поочередно возбуждается под действием вибратора, приводимого в действие устройством возбуждения, чтобы возбудить колебания, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, и, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется датчиками детектирования колебаний, чтобы, тем самым, получить, по меньшей мере, одно из массового расхода и плотности измеряемого флюида,
расходомер Кориолиса, содержащий устройство обработки сигналов, содержащее:
аналого-цифровые преобразователи для преобразования аналоговых сигналов, которые выводятся от пары датчиков детектирования колебаний, в цифровые сигналы, соответственно;
модуль измерения частоты для измерения частоты θ колебаний, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок;
трансмиттер для создания частотно-кодированного сигнала, имеющего частоту, установленную как θ(1-1/N) частоты цифрового частотно-кодированного сигнала, выводимого из модуля измерения частоты; и
пару ортогональных преобразователей частоты для преобразования, на основании частотно-кодированного сигнала, созданного трансмиттером, частот двух цифровых сигналов, соответствующих паре датчиков детектирования колебаний, которые выводятся из аналого-цифровых преобразователей, соответственно, и создания цифровых сигналов с частотами, установленными как 1/N частот двух цифровых сигналов, соответственно,
в соответствии с чем, разность фаз получается с использованием цифровых сигналов, создаваемых парой ортогональных преобразователей частоты.
Расходомер Кориолиса, в соответствии с п. 8 формулы, который предоставляется для решения вышеупомянутых проблем, является расходомером Кориолиса, в котором, по меньшей мере, одна расходомерная трубка, или пара расходомерных трубок, которые образуют измерительную расходомерную трубку, поочередно возбуждаются под действием вибратора, приводимого в действие устройством возбуждения, чтобы возбудить колебания, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок, и, по меньшей мере, одно из разности фаз и частоты колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей, по меньшей мере, на одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется датчиками скорости, или датчиками ускорения, которые являются датчиками детектирования колебаний, чтобы, тем самым, получить, по меньшей мере, одно из массового расхода и плотности измеряемого флюида,
расходомер Кориолиса, содержащий устройство обработки сигналов, содержащее:
модуль измерения частоты для измерения частоты, по меньшей мере, одной расходомерной трубки, или пары расходомерных трубок;
трансмиттер для передачи и вывода желаемого частотно-кодированного сигнала на основании частоты, измеренной модулем измерения частоты;
первый блок преобразования частоты для сдвига по частоте, к сигналу с постоянной частотой, частоты входного сигнала, полученной преобразованием сигнала одного датчика скорости из пары датчиков детектирования колебаний, в цифровой сигнал первым A/D преобразователем и выводом из первого A/D преобразователя на основании выходной частоты, выводимой из трансмиттера, чтобы переместить частоту входного сигнала в другую полосу частот;
второй блок преобразования частоты для сдвига по частоте, к сигналу с постоянной частотой, частоты входного сигнала, полученной преобразованием сигнала другого датчика скорости из пары датчиков детектирования колебаний, в цифровой сигнал вторым A/D преобразователем и выводом из второго A/D преобразователя на основании выходной частоты, выводимой из трансмиттера, чтобы переместить частоту входного сигнала в другую полосу частот; и
блок измерения разности фаз для измерения разности фаз между первым частотно-кодированным сигналом, который получен как сигнал с постоянной частотой посредством смещения и вывода от первого блока преобразования частоты, и вторым частотно-кодированным сигналом, который получен как сигнал с постоянной частотой посредством смещения и вывода от второго блока преобразования частоты,
в соответствии с чем, получается разность фаз между первым частотно-кодированным сигналом, который получен как сигнал с постоянной частотой посредством смещения и вывода от первого блока преобразования частоты, и вторым частотно-кодированным сигналом, который получен как сигнал с постоянной частотой посредством смещения и вывода от второго блока преобразования частоты.
ЭФФЕКТ ОТ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Измерительная трубка расходомера Кориолиса может иметь различные формы. Например, может быть изогнутая трубка, или прямая трубка. Эти трубки могут возбуждаться на различных колебательных модах, включающих в себя характерные для трубки основную моду и побочную моду.
Как известно, полоса возбуждающих частот для расходомерной трубки составляет от нескольких десятков герц до нескольких килогерц. Например, когда расходомерная трубка, использующая U-образную трубку, колеблется на основной моде, частота составляет приблизительно 100 Гц. Когда расходомерная трубка, имеющая прямую форму, колеблется на основной моде, реализуется частота в диапазоне приблизительно от 500 Гц до 1000 Гц.
Однако очень трудно выполнить измерения фазы и частоты расходомера Кориолиса посредством всегда одной и той же обработки по полосе частот от нескольких десятков герц до нескольких килогерц в единственном преобразователе расходомера. Поэтому, необходимо специально проектировать некоторое количество различных устройств.
В соответствии со способом обработки сигналов по настоящему изобретению, основные проблемы, как описано выше, могут быть сняты посредством удачной обработки сигналов, на основании алгоритма идентификации. Даже в случае изменения температуры измеряемого флюида, смешивания с воздушными пузырями, или быстрого изменения состояния измеряемого флюида от газообразного до жидкого, измерения фазы и частоты могут быть всегда выполнены с неизменной точностью и, следовательно, может быть обеспечена высокая эффективность.
В соответствии с устройством обработки сигналов по настоящему изобретению, даже когда температура измеряемого флюида изменяется, даже когда воздушные пузыри смешиваются с измеряемым флюидом, или даже когда измеряемый флюид быстро изменяется от газообразного состояния до жидкого, измерение всегда может быть выполнено с неизменной точностью, и измерения фазы с эффективной фильтрацией могут быть выполнены при малом объеме вспомогательных вычислений.
В соответствии с расходомером Кориолиса по настоящему изобретению, даже когда температура измеряемого флюида изменяется, даже когда воздушные пузыри смешиваются с измеряемым флюидом, или даже когда измеряемый флюид быстро изменяется от газообразного состояния до жидкого, измерение всегда может быть выполнено с неизменной точностью, и измерения фазы с эффективной фильтрацией могут быть выполнены при малом объеме вспомогательных вычислений.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
В дальнейшем изобретение поясняется описанием предпочтительных вариантов воплощения со ссылкой на сопроводительные чертежи, на которых:
Фиг. 1 изображает блок-схему, иллюстрирующую принцип способа обработки сигналов и устройства, в соответствии с настоящим изобретением.
Фиг. 2 - диаграмма, показывающая частотное представление сигнала расходомера Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 100 Гц и частотное представление сигнала расходомера Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 1000 Гц в устройстве обработки сигналов, показанном на Фиг. 1.
Фиг. 3 - диаграмма, показывающая частотное представление сигнала в случае, когда частота возбуждения расходомера Кориолиса, для которого частота возбуждения составляет 100 Гц, разделена.
Фиг. 4 - диаграмма, показывающая частотное представление сигнала в случае, когда частота возбуждения расходомера Кориолиса, для которого частота возбуждения составляет 100 Гц, сдвинута.
Фиг. 5 - конкретная структурная схема, иллюстрирующая устройство обработки сигналов, показанное на Фиг. 1.
Фиг. 6 - диаграмма, иллюстрирующая детектируемый сигнал скорости колебаний, который создается на левой стороне измерительных трубок и выводится из фильтра нижних частот, показанного на Фиг. 5.
Фиг. 7 - диаграмма, иллюстрирующая сигнал, полученный как цифровой сигнал посредством дискретизации, при произвольных постоянных интервалах, сигнала, показанного на Фиг. 6, который выводится из A/D преобразователя, показанного на Фиг. 5.
Фиг. 8 - диаграмма, иллюстрирующая передаваемый частотно-кодированный сигнал (θXn), выводимый из трансмиттера, показанного на Фиг. 5.
Фиг. 9 - диаграмма, иллюстрирующая сигнал со сдвигом на 90 градусов относительно выходного сигнала (cosθ), который выводится из A/D преобразователя и создается во внутреннем участке квадратурного модулятора, показанного на Фиг. 5.
Фиг. 10 - диаграмма, иллюстрирующая сигнал со сдвигом на 90 градусов относительно выходного сигнала (cosθXn), который выводится из трансмиттера и создается во внутреннем участке квадратурного модулятора, показанного на Фиг. 5.
Фиг. 11 - диаграмма, иллюстрирующая сигнал, полученный квадратурным частотным преобразованием квадратурным модулятором, показанным на Фиг. 5.
Фиг. 12 - временные диаграммы, иллюстрирующие конкретную структуру устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
Фиг. 13 - временные диаграммы, иллюстрирующие конкретную структуру устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
Фиг. 14 - блок-схема последовательности операций для конкретной структуры устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
Фиг. 15 - блок-схема, иллюстрирующая модуль измерения частоты, показанный на Фиг. 5.
Фиг. 16 - блок-схема, иллюстрирующая принцип работы устройства обработки сигналов в соответствии с настоящим изобретением в Варианте реализации 4.
Фиг. 17 - блок-схема, показывающая конкретную структуру устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 16.
Фиг. 18 - блок-схема, показывающая конкретную структуру устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 17, с использованием способа управления с прямой связью.
Фиг. 19 - диаграмма, показывающая выходной сигнал от LPF, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 20 - диаграмма, показывающая выходной сигнал из A/D преобразователя, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 21 - диаграмма, показывающая выходной сигнал из трансмиттера, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 22 - диаграмма, показывающая выходной сигнал в умножителе блока преобразования частоты, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 23 - диаграмма, показывающая выходной сигнал от блока преобразования частоты, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 24 - временные диаграммы для конкретной структуры устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 25 - блок-схема последовательности операций для конкретной структуры устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 26 - структурная блок-схема, показывающая блок преобразования частоты устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 27 - структурная блок-схема, показывающая блок измерения частоты устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 18.
Фиг. 28 - структурная схема, показывающая общий расходомер Кориолиса, к которому применимо настоящее изобретение.
Фиг. 29 - структурная блок-схема, показывающая преобразователь расходомера Кориолиса для расходомера Кориолиса, показанного на Фиг. 28.
Фиг. 30 - блок-схема, иллюстрирующая способ измерения фазы с использованием преобразования Фурье для преобразователя расходомера Кориолиса, показанного на Фиг. 29.
Фиг. 31 - блок-схема, иллюстрирующая способ измерения фазы с использованием режекторных фильтров для преобразователя расходомера Кориолиса, показанного на Фиг. 29.
Фиг. 32 - блок-схема, иллюстрирующая способ измерения фазы с использованием полосовых фильтров для преобразователя расходомера Кориолиса, показанного на Фиг. 29.
ВАРИАНТЫ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Задача настоящего изобретения заключается в том, чтобы получить возможность выполнять измерение с неизменной точностью, реализовать измерение фазы при высокой эффективности фильтрации при снижении объема вычислений. Даже когда температура измеряемого флюида изменяется, даже когда воздушные пузыри смешиваются с измеряемым флюидом, или даже когда измеряемый флюид быстро изменяется от газообразного состояния до жидкого, задача может быть реализована.
Вариант реализации 1
Ниже, в связи с Фиг. 1 и 13, рассматривается Вариант реализации 1 по настоящему изобретению.
На Фиг. 1 показан принцип способа обработки сигналов и устройства, в соответствии с настоящим изобретением. На Фиг .2 показано частотное представление сигнала расходомера Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 100 Гц, и частотное представление сигнала расходомера Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 1000 Гц. На Фиг. 3 показано частотное представление сигнала в случае, когда частота возбуждения расходомера Кориолиса, которая составляет 100 Гц, разделена. На Фиг. 4 показана частотное представление сигнала в случае, когда частота возбуждения расходомера Кориолиса, которая составляет 100 Гц, сдвинута. На Фиг. 5 показана конкретная структурная схема устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 1. На Фиг. 6 показана диаграмма, иллюстрирующая детектируемый сигнал скорости колебаний, который создается на левой стороне измерительных трубок и выводится из фильтра нижних частот, показанного на Фиг. 5. На Фиг. 7 показан сигнал, полученный как цифровой сигнал посредством дискретизации при произвольных постоянных интервалах, сигнала, показанного на Фиг. 6, который выводится из A/D преобразователя, показанного на Фиг. 5. На Фиг. 8 показан передаваемый частотно-кодированный сигнал (θXn), выводимый из трансмиттера, показанного на Фиг. 5. На Фиг. 9 показан сигнал со сдвигом на 90 градусов относительно выходного сигнала (cosθ), который выводится из A/D преобразователя и создается во внутреннем участке квадратурного модулятора, показанного на Фиг. 5. На Фиг. 10 показан сигнал со сдвигом на 90 градусов относительно выходного сигнала (cosθXn), который выводится из трансмиттера и создается во внутреннем участке квадратурного модулятора, показанного на Фиг. 5. На Фиг. 11 показан сигнал, полученный квадратурным частотным преобразованием квадратурным модулятором, показанным на Фиг. 5. На Фиг. 12 показаны временные диаграммы для конкретной структуры устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 5. На Фиг. 13 показаны временные диаграммы для конкретной структуры устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
На Фиг. 1 показана блок-схема, иллюстрирующая принцип способа обработки сигналов и устройство, в соответствии с настоящим изобретением.
На Фиг. 1, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6, скорости колебаний, создаваемые в измерительных трубках 2 и 3, детектируется датчиком 80 скорости колебаний. Детектируемые скорости колебаний рассчитываются и обрабатываются вычислительным устройством 90 сигнала скорости колебаний. Датчик 80 скорости колебаний соответствует левому датчику 7 скорости и правому датчику 8 скорости на Фиг. 28.
Вычислительное устройство 90 сигнала скорости колебаний включает в себя квадратурный модулятор 92, трансмиттер 94, и модуль 96 измерения фазы.
Квадратурный модулятор 92 выполняет квадратурную модуляцию скоростей колебаний, которые создаются в измерительных трубках 2 и 3 и детектируется датчиком 80 скорости колебаний, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6. Сигнал из трансмиттера 94 вводится на квадратурный модулятор 92.
Затем, сигналы, полученные квадратурной модуляцией посредством квадратурного модулятора 92, вводятся на блок 96 измерения фазы предоставленный в последующем каскаде квадратурного модулятора 92. Блок 96 измерения фазы выполняет A/D преобразование сигналов скорости от датчика 80 скорости колебаний, чтобы, тем самым, выполнить цифровую обработку преобразованием, и затем получает разность фаз между ними.
В соответствии со способом обработки сигналов и устройством, показанными на Фиг. 1, входной сигнал подвергается 1/N квадратурному частотному преобразованию, и измерение фазы выполняется после преобразования частоты и, следовательно, входная полоса частот уменьшается до 1/N, и может быть выполнено надежное измерение фазы.
Как описано выше, в соответствии с настоящим изобретением, сигнал фазы и скорости, вводимый от датчика, преобразуется в l/N (N - произвольное число) частоту преобразованием частоты, и разность фаз измеряется после преобразования. Поэтому, для реализации настоящего изобретения всегда используется фильтр, имеющий ту же самую полосу. Даже когда частота сигнала фазы и скорости изменяется вследствие изменения плотности или температуры измеряемого флюида, расход может быть измерен, почти без влияния на точность расчета или время расчета.
Например, в расходомере Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 100 Гц, как показано на Фиг. 2, когда полоса частот фильтра устанавливается в пределах от 95 Гц до 105 Гц, вероятен сдвиг частоты возбуждения за полосу частот фильтра вследствие изменения плотности или температуры. Поэтому, требуются таблицы фильтрации для полос частот вокруг полосы частоты фильтра, например, таблица для диапазона от 85 Гц до 95 Гц, и таблица для диапазона от 105 Гц до 115 Гц. Когда полоса частот фильтра расширяется, число таблиц уменьшается. Однако, измеряемый временной сигнал фазы и скорости становится зашумленным и, следовательно, точность измерения значительно ухудшается.
Когда должен быть измерен сигнал фазы и скорости расходомера Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 1000 Гц, необходимо изменить частоту дискретизации и таблицу фильтрации и, следовательно, точность вычисления или время вычисления изменяются.
В расходомере Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 100 Гц, в обработке сигналов в соответствии с настоящим изобретением, как показано на Фиг. 3, например, когда значение N устанавливается как 4 в случае, когда частота сигнала фазы и скорости, выводимого от датчика составляет 100 Гц, частота преобразуется в 100/4 Гц, то есть, 25 Гц, После преобразования частоты, сигнал фазы и скорости фильтруется, и затем выполняется вычисление фазы.
В случае, когда полоса используемого фильтра составляет диапазон приблизительно от 20 Гц до 30 Гц, даже когда частота возбуждения изменяется вследствие изменения плотности или температуры, та же самая таблица фильтрации может всегда использоваться вне полосы от 80 Гц до 120 Гц. Поэтому, измерение может всегда производиться с одинаковыми точностью вычисления и временем вычисления.
Кроме того, в расходомере Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 1000 Гц, когда значение N устанавливается как 40, расход может быть измерен на основании абсолютно той же самой полосы фильтрации, как и в расходомере Кориолиса, частота возбуждения которого составляет 100 Гц.
Кроме того, в настоящем изобретении, как показано на Фиг. 4, способ выполнения l/N преобразования сигнала фазы и скорости включает в себя способ сдвига частоты для входной частоты без ее разделения. В случае расходомера Кориолиса, как показано на Фиг. 4, входная частота представляет собой частоту, сдвинутую без разделения и, следовательно, имеется признак того, что расход может быть вычислен без потери эффекта фильтрации.
Например, когда входной сигнал подвергается l/N частотному разделению как в случае расходомера Кориолиса, показанного на Фиг. 3, шумовая составляющая также подвергается l/N частотному разделению. Поэтому, даже когда полоса фильтрации сужена, эффект не может быть очень ожидаемым.
Таким образом, когда сигнал фазы и скорости подвергается l/N преобразованию посредством сдвига частоты, как в случае расходомера Кориолиса, показанного на Фиг. 4, шумовая составляющая одновременно сдвигается по частоте, но полоса фильтрации может быть уменьшена до l/N и, следовательно, может быть достигнута очень эффективная фильтрация по сравнению с таковой до смещения частоты.
На Фиг. 5 показана конкретная структура устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 1.
На Фиг. 5, левый тензометрический датчик (LPO) 7 (соответствующий левому датчику 7 скорости) соединяется с фильтром 30 нижних частот. То есть, во время колебаний с использованием вибратора 6, когда детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), который создается на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, детектируется левым тензометрическим датчиком 7, детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны) вводится на фильтр 30 нижних частот.
Фильтр 30 нижних частот представляет собой схему для выделения, с помощью частотной фильтрации, только низкочастотного левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны) из левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), выводимого от левого датчика 7 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на левой стороне измерительных трубок 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Фильтр 30 нижних частот соединяется с A/D преобразователем 31. A/D преобразователь 31 преобразует левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который является аналоговым сигналом, выводимым от фильтра нижних частот 30, в цифровой сигнал. Левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), полученный как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31, вводится на устройство 100 обработки сигналов.
С другой стороны, правый тензометрический датчик (RPO) 8 (соответствующий правому датчику 8 скорости) соединяется с фильтром 34 нижних частот. То есть, во время колебаний с использованием вибратора 6, когда детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), который создается на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, детектируется правым тензометрическим датчиком 8, детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны) вводится на фильтр 34 нижних частот.
Фильтр 34 нижних частот представляет собой схему для выделения, с помощью частотной фильтрации, только низкочастотного правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны) из правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), выводимого от правого датчика 8 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на правой стороне измерительных трубок 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Фильтр 34 нижних частот соединяется с A/D преобразователем 35. A/D преобразователь 35 преобразует правый сигнал скорости (сигнал скорости впускной стороны), который является аналоговым сигналом, выводимым от фильтра нижних частот 34, в цифровой сигнал.
Кроме того, устройство 100 обработки сигналов соединяется с A/D преобразователем 35. Устройство 100 обработки сигналов выполняет l/N квадратурное преобразование частоты каждого правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны) и левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны) и выполняет измерение фазы после преобразования частоты, чтобы уменьшить полосу входных частот до l/N и реализовать надежное измерение фазы.
В устройстве 100 обработки сигналов, сигнал из A/D преобразователя 31 подается на квадратурный модулятор 110. Квадратурный модулятор 110 выполняет l/N квадратурное преобразование частоты левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны).
Кроме того, сигнал из A/D преобразователя 31 подается на модуль 120 измерения частоты. Модуль 120 измерения частоты измеряет частоту левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), полученного преобразованием в цифровой сигнал, A/D преобразователем 31 левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), выводимого от левого датчика 7 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на левой стороне измерительных трубок 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Кроме того, сигнал из A/D преобразователя 35 подается на квадратурный модулятор 130. Квадратурный модулятор 130 выполняет 1/N квадратурное преобразование частоты правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны).
Значение частоты, измеренное модулем 120 измерения частоты, выводится на трансмиттер 140. Трансмиттер 140 передает заданный частотно-кодированный сигнал на основании значения измерения частоты, выводимого из модуля 120 измерения частоты.
Выходной сигнал из трансмиттера 140 вводится на квадратурный модулятор 110 и квадратурный модулятор 130.
Несущая частота, получается, через модуль измерения 120 частоты, трансмиттер 140, и квадратурный модулятор 110. Входная частота левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), вводимая из A/D преобразователя 31, и выходная частота, выводимая из трансмиттера 140, модулируются квадратурными модуляторами 110. Результат, полученный модуляцией, то есть, или сумма, или разность между частотами обоих входных сигналов на основании теоремы сложения используется для сдвига частоты. Выходная частота трансмиттера 140 управляется так, что частота модуляции становится как l/N входной частоты входного левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны).
Когда трансмиттер 140 управляется так, как описано выше, а так, как в случае квадратурного модулятора 110, также и квадратурный модулятор 130, частота, полученная после выполнения преобразования частоты, регулируется так, чтобы стать как l/N входной частоты правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), вводимого из A/D преобразователя 35 на основании выходной частоты, выводимой из трансмиттера 140.
Модуль 150 измерения разности фаз соединяется с квадратурным модулятором 110 и квадратурным модулятором 130. Модуль 150 измерения разности фаз выполняет измерение фазы на основании выходного частотно-кодированного сигнала, соответствующего l/N входной частоты левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который вводится из A/D преобразователя 31 и выводится из квадратурного модулятора 110, и выходного частотно-кодированного сигнала, соответствующего l/N входной частоты правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), который вводится из A/D преобразователя 35 и выводится из квадратурного модулятора 130.
Когда используется такая структура, в соответствии с этим вариантом реализации, входные частоты (левый сигнал скорости и правый сигнал скорости) преобразуются в низкочастотные полосы (l/N от частот). Поэтому, входные полосы частот (левый сигнал скорости и правый сигнал скорости) становятся l/N, и число таблиц фильтрации значительно уменьшается. Кроме того, обработка данных при измерении фазы может быть выполнена более эффективно.
Тактовый сигнал вводится от тактового генератора 160 на A/D преобразователь 31 и A/D преобразователь 35. Тактовый генератор 160 синхронизирует выходные сигналы A/D преобразователя 31 и A/D преобразователя 35, и синхронизируют цифровой сигнал левого сигнала скорости, выводимого из A/D преобразователя 31 и цифрового сигнала правого сигнала скорости, выводимого из A/D преобразователя 35.
Квадратурный модулятор 110, модуль 120 измерения частоты, квадратурный модулятор 130, трансмиттер 140, модуль 150 измерения разности фаз, и тактовый генератор 150 включены в устройство 100 обработки сигналов.
Ниже рассматривается конкретный вычислительный способ расчета измерения разности фаз в устройстве 100 обработки сигналов, показанном на Фиг. 5.
Когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6 расходомера 1 Кориолиса, выходные сигналы (левый сигнал скорости и правый сигнал скорости) от датчика 80 скорости колебаний (левый тензометрический датчик 7 и правый тензометрический датчик 8), предоставленного на измерительных трубках 2 и 3, получаются как входные сигналы LPO и RPO, как показано на Фиг. 2.
В этом случае, входные сигналы LPO и RPO определяются следующим образом (δφ: разность фаз между LPO и RPO).
Выражение 1
Правый тензометрический датчик: sin(θ) (1)
Выражение 2
Левый тензометрический датчик: sin(θ+δφ) (2)
Выходные сигналы (левый сигнал LPO скорости и правый сигнал RPO скорости) от этих двух датчиков (левый тензометрический датчик 7 и правый тензометрический датчик 8) преобразуются из аналоговых сигналов в цифровые сигналы A/D преобразователями 31, и 35 через фильтры 30 и 34 нижних частот, предоставленные в преобразователе расходомера 1 Кориолиса, соответственно, и затем передаются на устройство 100 обработки сигналов.
Как описано выше, устройство 100 обработки сигналов разделено на четыре блока, включающие в себя квадратурные модуляторы 110 и 130, модуль 120 измерения частоты, трансмиттер 140, и модуль 150 измерения разности фаз. Разность фаз между выходным сигналом LPO от левого тензометрического датчика 7, и выходным сигналом RPO от правого тензометрического датчика 8, рассчитывается, и затем преобразуется в сигнал расхода на основании частотно-кодированного сигнала, выводимого из модуля 120 измерения частоты, и данных о температуре, детектируемых температурным датчиком 9.
Детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), создаваемый на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, который детектируется левым тензометрическим датчиком 7, вводится на фильтр 30 нижних частот, показанный на Фиг. 5. Фильтр 30 нижних частот выводит синусный сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 6, из которого удален гармонический шум, чтобы устранить влияние наложения (алиасинга) при A/D преобразовании.
Синусный сигнал (sinθ), выводимый от фильтра 30 нижних частот, как показано на Фиг. 6, дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном постоянном интервале A/D преобразователем 31, чтобы получить дискретизированный сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 7, и затем вывести из A/D преобразователя 31.
Сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 7, который выводится от фильтра 30 нижних частот и дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал A/D преобразователем 31, вводится на квадратурный модулятор 110 и модуль 120 измерения частоты устройства 100 обработки сигналов, показанного на Фиг. 5. Кроме того, выходной сигнал трансмиттера, выводимый из трансмиттера 140, также является входным сигналом для квадратурного модулятора 110.
Когда значение измерения частоты выходного сигнала, выводимого из блока 120 измерения частоты, вводится на трансмиттер 140, передаваемый частотно-кодированный сигнал (θXn) трансмиттера 140 передается на желаемой частоте на основании значения измерения частоты выходного сигнала, и косинусный сигнал (cosθXn), как показано на Фиг. 8, выводится в той же самой скоростью передачи данных, как и интервал дискретизации входного сигнала в A/D преобразователе 31.
Когда сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 7, который получен как цифровой сигнал посредством дискретизации A/D преобразователем 31, вводится на квадратурный модулятор 110, входной сигнал (sinθ) из A/D преобразователя 31 подвергается 90 градусному фазовому сдвигу во внутреннем участке квадратурного модулятора 110, чтобы создать сигнал (cosθ), как показано на Фиг. 9. Когда сигнал (cosθXn), как показано на Фиг. 8, который выводится из трансмиттера 140, вводится на квадратурный модулятор 110, входной сигнал (cosθXn) из трансмиттера 140 подвергается 90 градусному фазовому сдвигу во внутреннем участке квадратурного модулятора 110, чтобы создать сигнал (sinθXn), как показано на Фиг. 10.
В квадратурном модуляторе 110 квадратурное преобразование частоты выполняется для модуляционного сдвига на основании сигнале с 0-градусного сигнала и 90-градусного входного сигнала (sinθ) из A/D преобразователя 31, и 0-градусного сигнала и 90градусного входного сигнала (cosθXn) из трансмиттера 140, чтобы создать l/N-сигнал (sinθcosθXn-cosθsinθXn) входного сигнала (sinθ) из A/D преобразователя 31, как показано на Фиг. 11. Созданный сигнал выводится из квадратурного модулятора 110 устройства 100 обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
Разность фаз между выходными сигналами (левый сигнал скорости и правый сигнал скорости) от датчика 80 скорости колебаний (левый тензометрический датчик 7 и правый тензометрический датчик 8), предоставленного в измерительных трубках 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6 расходомера 1 Кориолиса, рассчитывается четырьмя блоками, включающими в себя квадратурные модуляторы 110 и 130, трансмиттер 140, модуль 150 измерения разности фаз, и модуль 120 измерения частоты, включенными в устройство 100 обработки сигналов, показанное на Фиг. 5. Затем, рассчитанная разность фаз преобразуется в сигнал расхода на основании частотно-кодированного сигнала, выводимого из модуля 120 измерения частоты и температурных данных, детектируемых температурным датчиком 9.
Далее, в связи с показанными на Фиг. 12 и Фиг. 13 временными диаграммами, рассматривается работа устройства 100 обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
Вначале, в фильтре 30 нижних частот, показанном на Фиг. 5, когда гармонический шум удален, чтобы устранить влияние наложения (алиасинга) при A/D преобразовании, выводится синусный сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 6.
Когда синусный сигнал (sinθ), показанный на Фиг. 6, выводится, синусный сигнал (sinθ), показанный на Фиг. 6, вводится на A/D преобразователь 31. Затем, сигнал дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном постоянном интервале A/D преобразователем 31, чтобы получить дискретизированный сигнал (Y1=sinθ), как показано на Фиг. 12(A), и выводится из A/D преобразователя 31.
Дискретизированный сигнал (sinθ), показанный на Фиг. 12(A), который выводится из A/D преобразователя 31, вводится на квадратурный модулятор 110 и блок 120 измерения частоты устройства 100 обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
Блок 120 измерения частоты устройства 100 обработки сигналов измеряет частоту левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который получен как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31.
Когда левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который получен как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31, вводится на квадратурный модулятор 110 устройства 100 обработки сигналов, показанного на Фиг. 5, входной сигнал (sinθ) из A/D преобразователя 31, подвергается 90 градусному фазовому сдвигу во внутреннем участке, чтобы создать сигнал (cosθ), как показано на Фиг. 12(B).
Частотно-кодированный сигнал, измеренный на основании цифрового сигнала, выводимого из A/D преобразователя 31, выводится из блока 120 измерения частоты устройства 100 обработки сигналов.
Значение измерения частоты выходного сигнала, выводимое из блока 120 измерения частоты, вводится на трансмиттер 120. Трансмиттер 120, на который вводится частота выходного сигнала, создает передаваемый частотно-кодированный сигнал (θXn), удовлетворяющий следующему выражению
θXn=θ×(1-1/N)
на основании частоты выходного сигнала, и выводит косинусный сигнал (Y3=cosθXn), как показано на Фиг. 12(C), при той же самой скорости передачи данных, что и интервал дискретизации входного сигнала в A/D преобразователе 31.
Косинусный сигнал (Y3=cosθXn), как показано на Фиг. 12(C), который выводится из трансмиттера 120, вводится на квадратурный модулятор 110. Когда косинусный сигнал (Y3=cosθXn), как показано на Фиг. 12(C), вводится на квадратурный модулятор 110, косинусный сигнал (Y3=cosθXn), как показано на Фиг. 12(C), который вводится из трансмиттера 140, подвергается 90 градусному фазовому сдвигу, чтобы создать синусный сигнал (Y4=sinθXn), как показано на Фиг. 12(D).
В квадратурном модуляторе 110, квадратурное преобразование частоты выполняется для модуляционного сдвига на основании 0-градусного сигнала и 90-градусного сигнала входного сигнала (sinθ) из A/D преобразователя 31 и 0-градусного сигнала и 90-градусного сигнала входного сигнала (cosθXn) из трансмиттера 140, чтобы создать как 1/N-сигнал (sinθ·cosθXn-cosθ·sinθXn) входного сигнала (sinθ) из A/D преобразователя 31, синусный сигнал (Y5=sinθ·cosθXn-cosθ·sinθXn=sin(θ/N)), как показано на Фиг. 13(E). Синусный сигнал (Y5=sinθ·cosθXn-cosθ·sinθXn=sin(θ/N)), как показано на Фиг. 13(E), который создается квадратурным модулятором 110, выводится из квадратурного модулятора 110 устройства 100 обработки сигналов, показанного на Фиг. 5, и вводится на модуль 150 измерения разности фаз.
Кроме того, в фильтре 34 нижних частот, показанном на Фиг. 5, когда гармонический шум удален, чтобы устранить влияние наложения (алиасинга) при A/D преобразовании, выводится синусный сигнал (sin(θ+δφ)).
Когда синусный сигнал (sin(θ+δφ)) выводится из фильтра 34 нижних частот, синусный сигнал (sin(θ+δφ)) вводится на A/D преобразователь 35. Затем, сигнал дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном постоянном интервале A/D преобразователем 35.
Дискретизированный сигнал (sin(θ+δφ)), выводимый из A/D преобразователя 35, подвергается 90 градусному фазовому сдвигу во внутреннем участке квадратурного модулятора 130, чтобы создать косинусный сигнал (cos(θ+δφ)).
Косинусный сигнал (Y3=cosθXn), как показано на Фиг. 12(C), который выводится из трансмиттера 120, вводится на квадратурный модулятор 130. Когда косинусный сигнал (Y3=cosθXn), как показано на Фиг. 12(C), вводится на квадратурный модулятор 130, косинусный сигнал (Y3=cosθXn), как показано на Фиг. 12(C), который вводится из трансмиттера 140, подвергается 90 градусному фазовому сдвигу, чтобы создать синусный сигнал (Y4=sinGXn), как показано на Фиг. 12(D).
В квадратурном модуляторе 130 квадратурное преобразование частоты выполняется для модуляционного сдвига на основании 0-градусного сигнала и 90-градусного сигнала входного сигнала (sin(θ+δφ)) из A/D преобразователя 35 и 0-градусного сигнала и 90-градусного сигнала входного сигнала (cosθXn) из трансмиттера 140, чтобы создать как 1/N-сигнал входного сигнала (sinθ) из A/D преобразователя 35, синусный сигнал (Y6=(sin(θ+δφ-θXn)=sin(θ/N+δφ)), как показано на Фиг. 13(F). Синусный сигнал (Y6=(sin(θ+δφ-θXn)=sin(θ/N+δφ), как показано на Фиг. 13(F), который создается квадратурным модулятором 130, выводится из квадратурного модулятора 130 устройства 100 обработки сигналов, показанного на Фиг. 5, и вводится на модуль 150 измерения разности фаз.
Как описано выше, и синусный сигнал (Y5=sin(θ/N)), как показано на Фиг. 13(E), который выводится из квадратурного модулятора 110, и синусный сигнал (Y6=sin(θ/N+δφ)), как показано на Фиг. 13(F), который выводится из квадратурного модулятора 130, вводятся на модуль 150 измерения разности фаз.
В модуле 150 измерения разности фаз, сигнал (Y7=δφ), показанный на Фиг. 13(G), выводится как разность фаз δφ на основании синусного сигнала (Y5=sin(θ/N)), показанного на Фиг. 13(E), который выводится из квадратурного модулятора 110 и вводится на модуль 150 измерения разности фаз, и синусного сигнала (Y6=sin(θ/N+δφ)), показанного на Фиг. 13(F), который выводится из квадратурного модулятора 130 и вводится на модуль 150 измерения разности фаз.
Когда время вычисления синхронизируется со временем дискретизации, как описано выше, эффективность измерения фазы в реальном времени может быть улучшена.
Кроме того, каждый из набора сигналов скорости колебаний (sinθ и sin(θ+δφ)) подвергаются той же самой обработке для вычисления фазы, и, следовательно, почти не возникает вычислительная ошибка. Поэтому, можно достичь точного вычисления фазы.
Вариант реализации 2
Ниже, в связи с Фиг. 14 и 15, рассматривается Вариант реализации 2 настоящего изобретения.
На Фиг. 14 показана блок-схема последовательности операций для конкретной структуры устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 5, и на Фиг. 15 показана блок-схема модуля измерения частоты устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
На Фиг. 14 показана блок-схема последовательности операций, иллюстрирующая частотную квадратурную модуляцию и измерение фазы в расчете измерения разности фаз вычислительным устройством 90 сигнала скорости колебаний, показанным на Фиг. 1, который используется для устройства 100 обработки сигналов, показанного на Фиг. 5.
На Фиг. 14, на этапе 200 инициализируются параметры вычислительного устройства 90 сигнала скорости колебаний, показанного на Фиг. 1. Когда параметры вычислительного устройства 90 сигнала скорости колебаний инициализированы на этапе 200, на этапе 210 сигналы фазы и скорости от двух датчиков (левого тензометрического датчика 7 и правого тензометрического датчика 8) дискретизируются при произвольных интервалах дискретизации A/D преобразователем 31 и A/D преобразователем 35, чтобы создать синусную форму сигнала и косинусную форму сигнала, соответственно, на основании дискретизированных данных.
Когда синусная форма сигнала и косинусная форма сигнала созданы на этапе 210, на этапе 220, частота дискретизированных данных измеряется модулем 120 измерения частоты, и N-значение определяется на основании измеренной частоты.
Когда N-значение определено на этапе 220, на этапе 230 измеренная частота делится на установленное заданное значение "N" деления частоты, чтобы определить частоту после квадратурного преобразования частоты.
Когда частота после квадратурного преобразования частоты определена на этапе 230, на этапе 240 опорный сигнал синусной формы и опорный сигнал косинусной формы создаются трансмиттером 140 опорного сигнала, и квадратурное преобразование частоты выполняется квадратурными модуляторами 110 и 130 на основании форм опорного сигнала. В результате каждый частотно-модулированный сигнал имеет значение, равное l/N входной частоты.
Когда квадратурное преобразование частоты выполнено на этапе 240, на этапе 250 квадратурные модуляторы 110 и 130 посылают на модуль 150 измерения разности фаз синусный сигнал и косинусный сигнал, которые создаются как сигнал синусной формы и сигнал косинусной формы, каждый имеющий частоту, равную l/N входной частоты, квадратурным частотным преобразованием, на основании форм опорного сигнала, сигналов, полученных посредством дискретизации сигналов фазы и скорости при произвольных интервалах дискретизации A/D преобразователем 31 и A/D преобразователем 35.
Когда синусный сигнал и косинусный сигнал посланы на модуль 150 измерения разности фаз на этапе 250, на этапе 260 модуль 150 измерения разности фаз вычисляет разность фаз на основании синусного сигнала и косинусного сигнала, которые являются сигналами фазы и скорости, имеющими l/N частоту, которые получаются частотной модуляцией и выводятся из квадратурных частотных модуляторов 110 и 130. Сигналы фазы и скорости, полученные преобразованием частоты, используются для измерения фазы.
(1) Модуль Измерения Частоты
В этом варианте реализации, для способа измерения частоты используется принцип контура фазовой синхронизации (PLL). PLL представляет собой электронную схему, в которой сигнал, который равен по частоте входному сигналу переменного тока и синхронизирован с ним по фазе, выводится от другого генератора посредством управления с обратной связью.
Поэтому, PLL представляет собой по существу схему с фазовой синхронизацией и может произвести сигнал, синхронизированный по фазе с входным сигналом.
PLL представляет собой генераторную схему для управления генератором в контуре обратной связи, обеспечивающим такую генерацию, при которой разность фаз между опорным сигналом, вводимым извне, и выходным сигналом генератора в контуре была бы постоянной. Поэтому, PLL может быть относительно легко создан с использованием вычислительного устройства и может выполнять высокоскоростной расчет.
Модуль 120 измерения частоты имеет такую структуру, как показано на Фиг. 15.
То есть, A/D преобразователь 31 соединяется с умножителем 121. выходной сигнал из A/D преобразователя 31 представляет собой левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), sinθ, полученный в случае, когда детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), имеющий разность фаз и/или частоту колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, которая создается на левой стороне пары измерительных трубок 2 и 3, когда измерительные трубки 2 и 3 поочередно возбуждаются вибратором 6, детектируется левым тензометрическим датчиком 7, вводится на фильтр 30 нижних частот, чтобы выделить только низкочастотный левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), и преобразуется в цифровой сигнал.
Умножитель 121 сравнивает фазу левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны) sinθ, который получается как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31, с фазой выходного сигнала cosδ, выводимого из трансмиттера 123 для измерения частоты, и выводит сигналы на фильтр 122 нижних частот.
Поэтому, выходная часть умножителя 121 соединяется с фильтром 122 нижних частот. Фильтр 122 нижних частот выделяет только низкочастотный сигнал из выходного сигнала, выводимого от умножителя 121 с помощью частотной фильтрации.
Таким образом, в умножителе 121, посредством произведения левого сигнала sinθ скорости на выходной сигнал cosδ трансмиттера для измерения частоты, создается сигнал суммы и сигнал разности θ и δ. Однако, в этом случае, только разностная составляющая выделяется из выходного сигнала, выводимого из умножителя 121.
Фильтр 122 нижних частот соединяется с трансмиттером 123 для измерения частоты. Трансмиттер 123 для измерения частоты создает данные фазы δ на основании низкочастотного сигнала, выводимого из фильтра 122 нижних частот.
Трансмиттер 123 для измерения частоты выводит выходной сигнал cosδ на умножитель 121. В умножителе 121, фаза входных данных (sinθ), полученных как цифровое значение преобразованием A/D преобразователем 31, сравнивается с фазой выходного сигнала cosδ, и сигнал их разности и сигнал их суммы выводятся из фильтра 122 нижних частот. Контур обратной связи сформирован так, что выходные данные "V" (функция V вычисления частоты) только разностной составляющей, полученной фильтрацией фильтром 122 нижних частот, становятся равными 0.
Когда описанная выше структура описывается математически, как в модуле 120 измерения частоты, показанном на Фиг. 15, входной сигнал выражается как sinθ, и выходной сигнал трансмиттера 123 для измерения частоты выражается как cosδ. Когда эти две формы сигнала перемножаются умножителем 121, получается следующее.
Выражение 3
sinθ·cosθ=1/2(sin(θ+δ)+sin(θ-δ)) (3)
Форма входного сигнала: sinθ
Форма выходного сигнала трансмиттера для измерения частоты: cosδ
Когда умноженное значение (sinθcosδ) фильтруется фильтром 122 нижних частот, высокочастотная компонента удаляется фильтром 122 нижних частот. Поэтому, функция V вычисления частоты, выводимая от фильтра 122 нижних частот, выражается следующим образом.
Выражение 4
V=sin(θ-δ) (4)
Когда значение (θ-δ) в Выражении (4) представляет собой достаточно малое значение (V~0), функция V вычисления частоты может быть приблизительно выражена следующим образом.
Выражение 5
V=θ-δ≈0 (5)
Когда форма выводимого выходного сигнала трансмиттера 123 для измерения частоты регулируется так, чтобы функция V вычисления частоты становилась бы равной 0, может быть получена фаза θ в Выражении (5).
Когда Та обозначает измерительный интервал дискретизации, фаза θ до преобразования частоты, которое получается описанным выше способом, рассчитывается с использованием следующих Выражения (6), Выражения (7), и Выражения (8), и в результате может быть получена частота "f".
Выражение 6
Δθ/ΔT=ω=2·π·f (6)
ΔТ обозначает изменение времени и равно вычислительному интервалу времени (частота дискретизации).
Поэтому, фаза (θ) выражается следующим образом.
Выражение 7
θ=2π·f·Та (7),
где Та: изменение времени (интервал дискретизации) (сек.).
f: входная частота (Гц)
θ: изменение фазы (радиан)
Выражение 8
f=θ/2·π·T (8)
T: Интервал дискретизации
f: Входная частота
θ: Входная фаза
Когда такое вычисление выполняется модулем 120 измерения частоты, можно достичь высокоскоростного измерения частоты.
(2) Квадратурный частотный модулятор
На Фиг. 5, квадратурные частотные модуляторы 110 и 130 имеют одинаковую структуру, и каждый получает разность частот между двумя входными сигналами для вывода частотно-кодированного сигнала. Одновременно, каждый из квадратурных частотных модуляторов создает и выводит сигнал, ортогональный частотно-кодированному сигналу.
То есть, детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), создаваемый на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, колеблющихся посредством вибратора 6, детектируется левым тензометрическим датчиком 7. Детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), зарегистрированный левым тензометрическим датчиком 7, вводится на фильтр 30 нижних частот.
Аналоговый сигнал только низкочастотного левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны) выделяется фильтром 30 нижних частот из левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), выводится от левого датчика 7 скорости, преобразуется в цифровой сигнал A/D преобразователем 31, и вводится на квадратурный частотный модулятор 110.
В квадратурном частотном модуляторе 110, разность частот получается между левым сигналом скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который детектируется левым датчиком 7 скорости, выводится из A/D преобразователя 31, и вводится на квадратурный частотный модулятор 110, и заданный частотно-кодированный сигнал, передаваемый и выводимый из трансмиттера 140 на основании вывода значения измерения частоты, выводится из модуля измерения частоты 120. Одновременно, создается и выводится сигнал, ортогональный частотно-кодированному сигналу.
Кроме того, детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), создаваемый на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6, детектируется правым тензометрическим датчиком 8. Детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), зарегистрированный правым тензометрическим датчиком 8, вводится на фильтр 34 нижних частот.
Аналоговый сигнал только низкочастотного правого сигнала скорости (сигнала скорости впускной стороны) выделяется фильтром 34 нижних частот из правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), выводимого от правого датчика 7 скорости, преобразуется в цифровой сигнал A/D преобразователем 35, и вводится на квадратурный частотный модулятор 130.
В квадратурном частотном модуляторе 130, разность частот получается между правым сигналом скорости (сигнал скорости впускной стороны), который детектируется правым датчиком 8 скорости, выводится из A/D преобразователя 35, и вводится на квадратурный частотный модулятор 130, и заданным частотно-кодированным сигналом, передаваемым и выводимым из трансмиттера 140 на основании значения измерения частоты, выводимого из модуля 120 измерения частоты. Одновременно, создается и выводится сигнал, ортогональный частотно-кодированному сигналу.
Предположим, что выходной сигнал (левый сигнал скорости LPO или правый сигнал скорости RPO) от датчика скорости колебаний (левый тензометрический датчик 7 или правый тензометрический датчик 8), детектирующего сигнал скорости колебаний, и сигнал, который выводится из трансмиттера 140 и вводится на квадратурный частотный модулятор (более определенно, квадратурный частотный модулятор 110 или 130), выражаются следующим образом.
Выражение 9
Сигнал датчика скорости колебаний: sin(θ)
Выходной сигнал трансмиттера: cos(θX) (9)
Поэтому, в квадратурном частотном модуляторе 110 или 130, сигналы, сдвинутые по фазе на 90° относительно выходного сигнала (левый сигнал скорости LPO или правый сигнал скорости RPO) от датчика скорости колебаний (левый тензометрический датчик 7 или правый тензометрический датчик 8), и сигнал, вводимый из трансмиттера 140 на квадратурный частотный модулятор (более определенно, квадратурный частотный модулятор 110 или 130), получаются из Выражения 10 и Выражения 11.
Выражение 10
Сигнал датчика: sin(θ)
Сигнал, сдвинутый относительно сигнала датчика на 90°: cos(θ) (10)
Выражение 11
Выходной сигнал трансмиттера: sin(θX)
Сдвинутый по фазе на 94° сигнал трансмиттера: cos(θX) (11)
Кроме того, разности частот, то есть, составляющие (θ-θX), вычисляются на основании сигналов, полученных преобразованием частоты соответствующих сигналов из Выражения (10) и Выражения (11) и сигналов, сдвинутых по фазе на 90° после преобразования частоты.
Выражение 12
sinθ·cosθx-cosθ·sinθx=sin(θ-θx) (12)
Выражение 13
cosθ·cosθx-sinθ·sinθx=cos(θ-θx) (13)
Поэтому, в частотных модуляторах 110 и 130, IQ сигналы разностей частот между частотами входного сигнала из аналого-цифровых преобразователей 31 и 35 и частотой выходного сигнала из трансмиттера 140 создаются и посылаются как соответствующие выходные сигналы квадратурной модуляции.
(3) Трансмиттер
Трансмиттер 140 регулирует частоту трансмиттера 140 на основании результата θ, полученного измерением модулем 120 измерения частоты.
То есть, в трансмиттере 140, выходной сигнал cosθxn трансмиттера 140 определяется так, что выходная частота квадратурного модулятора 110 принимает значение l/N частоты θ детектируемого сигнала скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), который создается на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, и детектируется левым тензометрическим датчиком 7, и вводится на частотный модулятор 110 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Частотный модулятор 110 и частотный модулятор 130 имеют одинаковую структуру. Поэтому, как и в случае частоты, выводимой из частотного модулятора 110, относительно частоты, выводимой из частотного модулятора 130, выходная частота квадратурного модулятора 130 принимает значение l/N частоты θ детектируемого сигнала скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), который создается на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, и детектируется правым тензометрическим датчиком 8, и вводится на частотный модулятор 130 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Частотный модулятор 110 и частотный модулятор 130, оба, предоставляются, чтобы получить разность между двумя частотами, вводимыми на каждый из частотных модуляторов на основании Выражений (12) или (13), и чтобы иметь условие, при котором выходная частота принимает значение l/N частоты левого сигнала скорости или частоты правого сигнала скорости и, следовательно, оказывается справедливым следующее выражение (Выражение 14).
Выражение 14
X
θ/N=θ-θ (14)
θ: Входной сигнал
θX: Выходной сигнал трансмиттера
N: Целое число
Как описано выше, трансмиттер 140, выводящий cosθX, желательно настроен и для регулирования θX.
Выходной сигнал каждого из квадратурных частотных модуляторов 110 и 130 принимает значение l/N входного сигнала. Результаты, выводимые из квадратурных частотных модуляторов 110 и 130, соответствующих левому тензометрическому датчику 7 и правому тензометрическому датчику 8, соответственно, выражаются следующим образом.
Выражение 15
x
sin(θ-θ)=sinθ/N
x
cos(θ-θ)=cosθ/N (15)
Выражение 16
x
sin(θ-θ+δϕ)=sin(θ/N+δϕ)
x
cos(θ-θ+δϕ)=cos(θ/N+δϕ) (16)
Частота возбуждения левого датчика 7 скорости и частота возбуждения правого датчика 8 скорости в расходомере 1 Кориолиса составляют 1 кГц в максимуме. Поэтому, если значение N устанавливается как 32, то частоты, полученные модуляцией квадратурными частотными модуляторами 110 и 130 и выводимые из них, составляют приблизительно 30 Гц и, следовательно, желательно использовать только фильтр, имеющий очень низкую частоту и узкую полосу частот пропускания.
В Выражении (15) и Выражении (16), как описано выше, N-значение зависит от типа расходомера. Ниже рассматривается пример использования N.
Когда частота возбуждения датчиков устанавливается в диапазоне от 50 Гц до 1600 Гц, и полоса частот фильтра преобразователей устанавливается в диапазоне от 10 Гц до 40 Гц, может быть определена нижеследующая таблица.
В задаваемых условиях относительно N-значения и полосы пропускания фильтра, важно избежать перекрытия частот после квадратурной модуляции с частотами от 50 Гц до 60 Гц (коммерческие частоты).
Частота
N-значение
Частота после возбуждения (значение деления частоты) квадратурной модуляции
50Гц-200Гц
5
10Гц-40Гц
100Гц-400Гц
10
10Гц-40Гц
200Гц-800Гц
20
10Гц-40Гц
400Гц-1, 600Гц
40
10Гц-40Гц
Когда N -значение выбрано, как описано выше, задается используемая для измерения фазы полоса фильтрации и, следовательно, фильтрация может быть выполнена без влияния частоты возбуждения (частота входного сигнала).
Пример использования N-значения конкретно описан здесь, но следует отметить, что фактическое использование N-значения зависит от заданных условий, например, полос пропускания фильтра, используемых для соответствующего датчика и преобразователя.
(4) Модуль Измерения Фазы
Результаты, выводимые из квадратурных частотных модуляторов, подставляются для вычисления в следующее относительное выражение.
Выражение 17
tan(α-β)=(sinα·cosβ-cosα·sinβ)/(cosα·cosβ+sinα·sinβ)
Когда следующее выражение предполагается,
Выражение 18
α=θ/N+δϕ, β=θ/N,
то получается следующее выражение.
Выражение 19
tan(θ/N+δϕ-θ/N)=(sin(θ/N+δϕ)·cos(θ/N)-cos(θ/N+δϕ)·sin(θ/N))/(cos(θ/N+δϕ)·cos(θ/N)-sin(θ/N+δϕ)·sin(θ/N))=tan(δϕ) (19)
Поэтому, может быть получена разность фаз.
В другом способе вычисления, используются следующие выражения, чтобы вычислить арктангенсы.
Выражение 20
tan(θ/N)=sin(θ/N)/cos(θ/N) (20)
Выражение 21
tan(θ/N+δϕ)=sin(θ/N+δϕ)/cos(θ/N+δϕ) (21)
Когда разность между арктангенсами получена, может быть вычислена разность фаз.
ПРИЗНАК СПОСОБА ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗЫ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ
В соответствии с признаком системы измерения фазы в настоящем изобретении, выходные сигналы (левый сигнал скорости LPO и правый сигнал скорости RPO) от датчиков скорости колебаний (левый тензометрический датчик 7 и правый тензометрический датчик 8) могут быть дискретизированы при интервале дискретизации, не связанном с частотой выходных сигналов (левый сигнал скорости LPO и правый сигнал скорости RPO) от датчиков скорости колебаний (левый тензометрический датчик 7 и правый тензометрический датчик 8), детектирующих сигналы скоростей колебаний, которые вводятся на квадратурные частотные модуляторы (более определенно, квадратурные частотные модуляторы 110 и 130). Поэтому, структура может быть очень простой, число таблиц фильтрации может быть значительно уменьшено, и можно достичь расчета с малой ошибкой.
Имеется небольшое ограничение входной частотой на полосу измерения фазы. Поэтому, может быть реализована связь с датчиками, имеющими различные частоты возбуждения, и имеется преимущество в том, что описанная выше система может быть использована с системами различного типа. Кроме того, на вычислительную точность не влияет входная частота и, следовательно, всегда можно достичь измерения фазы с высокой точностью.
Вариант реализации 3
Измерительные трубки 2 и 3, включающие в себя, по меньшей мере, одну расходомерную трубку или пару расходомерных трубок, служащие измерительными расходомерными трубками, управляются устройством возбуждения, использующим вибратор 6. Измерительные трубки 2 и 3, включающие в себя, по меньшей мере, одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, поочередно возбуждаются вибратором, чтобы вызвать колебания расходомерных трубок.
В расходомере Кориолиса, разность фаз и/или частота колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей на измерительные трубки 2 и 3, включающие в себя, по меньшей мере, одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется парой датчиков скорости, или парой датчиков ускорения, соответствующих датчикам детектирования колебаний, включающим в себя левый тензометрический датчик (LPO) 7 и правый тензометрический датчик (RPO) 8, которые предоставляются на правой стороне и левой стороне расходомерных трубок 2 и 3, чтобы, тем самым, получить массовый расход и/или плотность измеряемого флюида.
Расходомер Кориолиса включает в себя модуль 120 измерения частоты для измерения частоты, на основании частоты входного сигнала, цифрового входного сигнала (сигнал скорости выпускной стороны), преобразованного в цифровой сигнал A/D преобразователем 31, и выводимого, по меньшей мере, от одного датчика (например, левого тензометрического датчика 7), двух сигналов расхода, полученных преобразованием в цифровые сигналы двух аналоговых входных сигналов разности фаз и/или частоты колебаний, пропорциональных силе Кориолиса, действующей на измерительные трубки 2 и 3, включающие в себя пару расходомерных трубок, которые детектируется датчиками скорости, или датчиками ускорения.
Кроме того, предоставляется трансмиттер 140, чтобы создать, передать, и вывести частотно-кодированный сигнал θ(l-l/N) цифрового частотно-кодированного сигнала, выводимого из модуля 120 измерения частоты.
Кроме того, каждый из сигналов датчика скорости (например, входной сигнал (сигнал скорости выпускной стороны), вводимый от левого тензометрического датчика 7) от пары датчиков детектирования колебаний (левый тензометрический датчик 7 и правый тензометрический датчик 8) преобразуется в цифровой сигнал двумя A/D преобразователями 31 и 35. Пара квадратурных модуляторов 110 и 130 предоставляется для того, чтобы выполнить квадратурную частотную модуляцию, выполняя добавление (или вычитание) к частоте θ входного сигнала на основании выходной частоты θXn, выводимой из трансмиттера 140.
Блок 150 измерения разности фаз предоставляется для измерения разности фаз между частотно-кодированными сигналами sinθ и sin(θ+δφ), полученными как сигналы с постоянной частотой преобразованием парой квадратурных частотных модуляторов 110 и 130.
Устройство 100 обработки сигналов предоставляется, чтобы получить разность фаз на основании выходного частотно-кодированного сигнала, соответствующего 1/N входной частоты левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который выводится из квадратурного модулятора 110, то есть, вводимого из A/D преобразователя 31, и выходного частотно-кодированного сигнала, соответствующего l/N входной частоты правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), который выводится из квадратурного модулятора 130, то есть, вводится из A/D преобразователя 35, чтобы, тем самым, служить расходомером Кориолиса.
Задача настоящего изобретения заключается в том, чтобы получить возможность выполнять измерение с неизменной точностью, реализовать измерение фазы при высокой эффективности фильтрации при снижении объема вычислений. Даже когда температура измеряемого флюида изменяется, даже когда воздушные пузырьки смешиваются с измеряемым флюидом, или даже когда измеряемый флюид быстро изменяется от газообразного состояния до жидкого, цель может быть реализована.
Вариант реализации 4
Ниже, в связи с Фиг. 16 и 17, рассматривается Вариант реализации 4 в соответствии с настоящим изобретением.
На Фиг. 16 показана блок-схема, иллюстрирующая принцип способа обработки сигналов и устройство в соответствии с настоящим изобретением. На Фиг. 17 показана подробная принципиальная блок-схема, показывающая конкретную структуру устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 16.
На Фиг. 16 показана блок-схема, иллюстрирующая принцип способа обработки сигналов и устройство в соответствии с настоящим изобретением.
На Фиг. 16, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора (например, электромагнитного генератора) 6, скорости колебаний, создаваемых в измерительных трубках 2 и 3, детектируется датчиком детектирования колебаний (например, датчиком скорости, или датчиком ускорения) 80. Детектируемые скорости колебаний рассчитываются и обрабатываются вычислительным устройством 90 сигнала скорости колебаний. Датчик 80 детектирования колебаний соответствует левому датчику 7 скорости и правому датчику 8 скорости на Фиг. 28.
Вычислительное устройство 90 сигнала скорости колебаний включает в себя блок 98 преобразования частоты, трансмиттер 94, и блок 96 измерения разности фаз.
Блок 98 преобразования частоты выполняет преобразование частоты сигналов скоростей колебаний, которые создаются в измерительных трубках 2 и 3 и детектируются датчиком 80 детектирования колебаний, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6. Сигнал из трансмиттера 94 вводится на блок 98 преобразования частоты.
Затем, сигналы, полученные преобразованием частоты блоком 98 преобразования частоты, вводится на блок 96 измерения разности фаз, предоставленный в последующем каскаде блока 98 преобразования частоты. Блок 96 измерения разности фаз выполняет A/D преобразование соответствующих правого и левого сигналов скорости, детектируемых датчиком 80 детектирования колебаний (левым датчиком 7 скорости и правым датчиком 8 скорости), чтобы, тем самым, выполнить обработку цифровым преобразованием, и затем получает разность фаз между двумя сигналами скорости.
В способе обработки сигналов и устройстве, показанном на Фиг. 16, входные сигналы подвергаются преобразованию частоты, чтобы регулировать частоты после преобразования частоты до постоянных значений, и измерение фазы выполняется после преобразования частоты. Поэтому, реализуется устройство обработки фильтрацией, пригодное для выполнения высокоскоростного, непрерывного, и высокоточного измерения фазы, даже когда частоты входных сигналов изменяются.
То есть, в способе обработки сигналов и устройстве 90, как показано на Фиг. 16, входные частоты FIN сигналов, выводимых от датчика 80 детектирования колебаний, и выходная частота FX трансмиттера 94, перемножаются блоком 98 преобразования частоты, чтобы добавить (или вычесть) разности фаз обоих сигналов, и трансмиттер 94 управляется так, чтобы частоты после преобразования частоты были бы постоянными, чтобы регулировать частоты, вводимые на блок 96 измерения фазы, до постоянного значения, чтобы, тем самым, выполнить измерение фазы на основании сигналов после преобразования частоты.
Когда используется такая структура, может быть реализован непрерывный, по существу безошибочный, и высокоскоростной расчет, без предоставления большого количества фильтров, соответствующих входным частотам, и без выполнения какой-либо сложной обработки, например, изменения способа вычислений.
Выражение 22
FC=FX+FIN (или FC=FX-FIN) (22)
На Фиг. 17 показана конкретная структура устройства обработки сигналов, показанного на Фиг. 16.
На Фиг. 17, левый тензометрический датчик (LPO) 7 (соответствующий левому датчику 7 скорости) соединяется с фильтром 30 нижних частот. То есть, во время колебаний с использованием вибратора (например, электромагнитного генератора) 6, когда детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), который создается на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, детектируется датчиком скорости (датчик детектирования колебаний) 7, расположенным на стороне выпуска измеряемого флюида, детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны) вводится на фильтр 30 нижних частот.
Фильтр 30 нижних частот представляет собой схему для выделения, с помощью частотной фильтрации, только низкочастотного левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны) из левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), выводимого от левого датчика 7 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на левой стороне измерительных трубок 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Фильтр 30 нижних частот соединяется с A/D преобразователем 31. A/D преобразователь 31 преобразует левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который является аналоговым сигналом, выводимым из фильтра 30 нижних частот, в цифровой сигнал. Левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), полученный как цифровой сигнал A/D преобразователем 31, вводится в устройство 300 обработки сигналов.
Кроме того, устройство 300 обработки сигналов соединяется с A/D преобразователем 31. Устройство 300 обработки сигналов преобразует частоту входного сигнала (сигнала скорости выпускной стороны) в желаемую частоту, обрабатываемую модулем 52 измерения фазы, расположенным в последующем каскаде, и выполняет измерение фазы после преобразования частоты, чтобы сдвинуть полосу входных частот и реализовать надежное измерение фазы.
С другой стороны, правый тензометрический датчик (RPO) 8 (соответствующий правому датчику 8 скорости) соединяется с фильтром 34 нижних частот. То есть, во время колебаний с использованием вибратора (например, электромагнитного генератора) 6, когда детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), который создается на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, детектируется датчиком скорости (датчик детектирования колебаний) 8, расположенным на выпускной стороне измеряемого флюида, детектируемый сигнал скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны) вводится на фильтр 34 нижних частот.
Фильтр 34 нижних частот представляет собой схему для выделения, с помощью частотной фильтрации, только низкочастотного правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны) из правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), выводимого от правого датчика 8 скорости, детектирующего скорость колебаний, создаваемых на правой стороне измерительных трубок 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6.
Фильтр 34 нижних частот соединяется с A/D преобразователем 35. A/D преобразователь 35 преобразует правый сигнал скорости (сигнал скорости впускной стороны), который является аналоговым сигналом, выводимым от фильтра 34 нижних частот, в цифровой сигнал. Кроме того, устройство 300 обработки сигналов соединяется с A/D преобразователем 35. Устройство 300 обработки сигналов преобразует частоту входного сигнала (сигнала скорости впускной стороны) в желаемую частоту, обрабатываемую модулем 52 измерения фазы, расположенным в последующем каскаде, и выполняет измерение фазы после преобразования частоты, чтобы сдвинуть полосу входных частот и реализовать надежное измерение фазы.
A/D преобразователь 31 соединяется с блоком 310 преобразования частоты. Блок 310 преобразования частоты преобразует частоту цифрового сигнала левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), выводимого из A/D преобразователя 31, и затем вводит его на желаемой частоте, обрабатываемой модулем 52 измерения фазы, расположенным в последующем каскаде.
Кроме того, A/D преобразователь 35 соединяется с блоком 340 преобразования частоты. Блок 340 преобразования частоты преобразует частоту цифрового сигнала правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), выводимого из A/D преобразователя 35, и затем вводят его на желаемой частоте таким же образом, как описано выше.
Кроме того, сигнал из трансмиттера 320 вводится на блок 310 преобразования частоты. Когда сигнал, выводимый из трансмиттера 320, вводится на блок 310 преобразования частоты, блок 310 преобразования частоты преобразует частоту входного сигнала (сигнал скорости выпускной стороны), вводимого от левого тензометрического датчика (LPO) 7 на основании сигнала, выводимого из трансмиттера 320.
Сигнал, полученный преобразованием частоты блоком 310 преобразования частоты, преобразуется в желаемый частотно-кодированный сигнал на основании выходного сигнала трансмиттера 320.
Кроме того, сигнал из трансмиттера 320 также вводится на блок преобразования частоты 340. Когда сигнал, выводимый из трансмиттера 320, вводится на блок 340 преобразования частоты, блок 340 преобразования частоты преобразует частоту входного сигнала (сигнал скорости впускной стороны), вводимого от правого тензометрического датчика (RPO) 8 на основании сигнала, выводимого из трансмиттера 320.
Сигнал, полученный преобразованием частоты блоком 340 преобразования частоты, преобразуется в желаемый частотно-кодированный сигнал на основании выходного сигнала трансмиттера 320.
Когда трансмиттер 320 управляется так, как описано выше, как в случае блока 310 преобразования частоты, также в блоке 340 преобразования частоты, частота, полученная после выполнения преобразования частоты правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), вводимого из A/D преобразователя 35, регулируется до желаемой частоты, обрабатываемой модулем 330 измерения разности фаз, расположенным в последующем каскаде, на основании выходной частоты, выводимой из трансмиттера 320.
Левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который выводится из A/D преобразователя 31 и вводится на блок 310 преобразования частоты, является одновременно преобразованным по частоте и вводится на модуль 330 измерения разности фаз, чтобы выполнить измерение разности фаз.
Когда используется такая структура, в соответствии с этим вариантом реализации, входные частоты (левого сигнала скорости и правого сигнала скорости) одновременно преобразуются в желаемые полосы частот. Поэтому, даже когда входные частоты (левого сигнала скорости и правого сигнала скорости) изменяются, обрабатываемая частота для измерения фазы всегда устанавливается до постоянного значения, чтобы значительно уменьшить число таблиц фильтрации. Кроме того, обработка для измерения фазы может быть выполнена более эффективно.
В соответствии с результатом настоящего изобретения, может быть реализован непрерывный, по существу безошибочный, и высокоскоростной расчет без предоставления большого количества фильтров, соответствующих входным частотам, и без выполнения какой-либо сложной обработки, например, изменения способа вычислений. Следует отметить, что обработка блока измерения фазы может быть реализована, даже используя дискретное преобразование Фурье (DFT) или быстрое преобразование Фурье (FFT).
Тактовый сигнал вводится от тактового генератора 350 на A/D преобразователь 31 и A/D преобразователь 35. Тактовый генератор 350 синхронизирует цифровой сигнал левого сигнала скорости, выводимого из A/D преобразователя 31, и цифровой сигнал правого сигнала скорости, выводимого из A/D преобразователя 35, чтобы реализовать одновременную дискретизацию.
Блок 310 преобразования частоты, трансмиттер 320, модуль 330 измерения разности фаз, блок 340 преобразования частоты, и тактовый генератор 350 включены в устройство 300 обработки сигналов.
Соответствующие входные сигналы (левый сигнал скорости и правый сигнал скорости), которые являются цифровыми сигналами, полученными преобразованием A/D преобразователями 31 и 35, как описано выше, подвергаются преобразованию частоты блоками 310 и 340 преобразования частоты на основании выходного сигнала трансмиттера 320.
Далее, рассматривается конкретный вычислительный способ расчета измерения разности фаз в устройстве 300 обработки сигналов, показанном на Фиг. 17.
Когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6 расходомера 1 Кориолиса, выходные сигналы (левый сигнал скорости и правый сигнал скорости) от датчика 80 детектирования колебаний (левый тензометрический датчик 7 и правый тензометрический датчик 8), предоставленные в измерительных трубках 2 и 3, получаются как входные сигналы LPO (левый тензометрический датчик 7) и RPO (правый тензометрический датчик 8), как показано на Фиг. 17.
В этом случае, входные сигналы LPO и RPO определяются следующим образом (δφ: разность фаз между LPO и RPO).
Выражение 23
Правый тензометрический датчик: sin(θ) (23)
Выражение 24
Левый тензометрический датчик: sin(θ+δφ) (24)
Выходные сигналы (левый сигнал скорости LPO и правый сигнал скорости RPO) от двух датчиков детектирования колебаний (левого тензометрического датчика 7 и правого тензометрического датчика 8) преобразуются из аналоговых сигналов в цифровые сигналы A/D преобразователями 31 и 35 через фильтры 30 и 34 нижних частот, предоставленные в преобразователе расходомера l Кориолиса, соответственно, и затем передаются на устройство 300 обработки сигналов.
Как описано выше, устройство 300 обработки сигналов разделено на четыре блока, включающие в себя блок 310 преобразования частоты, трансмиттер 320, блок 330 измерения разности фаз, и блок 340 преобразования частоты. Разность фаз между выходным сигналом LPO от левого тензометрического датчика 7 и выходным сигналом RPO от правого тензометрического датчика 8, рассчитывается, и затем преобразовывается в сигнал расхода на основании частот, выводимых от датчиков скорости колебаний, и температурных данных, детектируемых температурным датчиком 9.
Следует отметить, что измерение температуры не показано на чертеже.
Преобразованная частота, выводимая из блока 310 преобразования частоты, получается добавлением (или вычитанием) выходной частоты θXn, выводимой из трансмиттера 320, к (или из) частоты θ входного сигнала, выводимой в случае, когда левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который детектируется левым тензометрическим датчиком (левый датчик скорости) 7 и выделяется как низкочастотный сигнал фильтром 30 нижних частот, преобразуется в цифровой сигнал A/D преобразователем 31.
Как описано выше, относительно частоты входного сигнала, которая выводится из блока 310 преобразования частоты и вводится на блок 330 измерения фазы, частота θ входного сигнала, который является низкочастотным левым сигналом скорости (сигнал скорости выпускной стороны) цифрового сигнала, выводимого из A/D преобразователя 31, сдвигается по частоте к другой полосе частот на основании частоты θXn выходного сигнала, выводимого из трансмиттера 320 в блоке 310 преобразования частоты.
Поэтому, сигнал, который сдвинут по частоте и выводится блоком 310 преобразования частоты, и сигнал, который сдвинут по частоте и выводится блоком 340 преобразования частоты, выполняющими одну и ту же обработку, подлежат вычислению фазы блоком 330 измерения фазы.
Значение (θ+θXn) измерения частоты, выводимое из блока 310 преобразования частоты, регулируется так, чтобы окончательно принять заданное значение θC частоты измерения фазы, которое устанавливается произвольно.
Выражение 25
θС=θ+θXn (25)
Когда трансмиттер 320 управляется так, чтобы значение (θ+θXn) измерения частоты, вводимое на блок 330 измерения фазы, всегда было бы постоянным значением θС частоты, как описано выше, можно достичь высокоскоростной обработки данных при последующем измерении фазы.
Способ управления частотой в соответствии с настоящим изобретением включает в себя способ для регулировки частоты трансмиттера 320 так, чтобы выходные частоты блоков (310 и 340) преобразования частоты, все, становились бы равными θc при условии выполнения Выражения (25), то есть, способ управления с прямой связью.
Далее, рассматривается способ обработки сигналов и устройство обработки сигналов в соответствии с вариантом реализации настоящего изобретения.
На Фиг. 18 показана конкретная структура устройства обработка сигнала, показанного на Фиг. 17, использующего способ управления с прямой связью.
Устройство 400 обработки сигналов, показанное на Фиг. 18, выполняет желаемое преобразование частоты входных сигналов (сигналы скорости впускной и выпускной стороны) и выполняет измерение фазы после преобразования частоты и, следовательно, можно достичь надежного измерения фазы, не принимая во внимание полосы входных частоты.
На Фиг. 18, A/D преобразователь 31 соединяется с модулем 450 измерения частоты. Модуль 450 измерения частоты измеряет частоту θ входного сигнала (измеряемая частота θ), который является цифровым сигналом, полученным преобразованием A/D преобразователем 31 и выведенным из него.
Кроме того, A/D преобразователь 35 соединяется с блоком 340 преобразования частоты. Блок 340 преобразования частоты выполняет преобразование частоты цифрового сигнала правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), выводимого из A/D преобразователя 35, и затем вводится в него.
Модуль 450 измерения частоты соединяется с трансмиттером 320. Трансмиттер 320 имеет частоту θC передачи, которая устанавливается произвольно. Частота θC передачи представляет собой установленное значение частоты измерения фазы. В трансмиттере 320, установленное значение θC частоты измерения фазы сравнивается с измеряемой частотой θ, и выводится частота θXn, соответствующая разности.
Выражение 26
θXn=θC-θ (или θXn=θC+θ) (26)
То есть, cos(θXn) выводится из трансмиттера 320.
Измеряемое значение θ частоты, измеренное модулем 450 измерения частоты, выводится на трансмиттер 320. Когда частота θ сигнала, измеренная модулем 450 измерения частоты, вводится на трансмиттер 320, заданный частотно-кодированный сигнал θXn передается на основании Выражения (26) и выводится из трансмиттера 320 на блок 310 преобразования частоты и блок 340 преобразования частоты.
Аналогично, преобразованная частота, выводимая из блока 310 преобразования частоты, получается добавлением (или вычитанием) выходной частоты θXn, выводимой из трансмиттера 320, к (или от) частоте θ входного сигнала, выводимого в случае, когда левый сигнал скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который детектируется левым тензометрическим датчиком (левый датчик скорости) 7 и выделяется как низкочастотный сигнал фильтром 30 нижних частот, преобразуется в цифровой сигнал A/D преобразователем 31.
Кроме того, преобразованная частота, выводимая из блока 340 преобразования частоты получается добавлением (или вычитанием) выходной частоты θXn, выводимой из трансмиттера 320 к (или от) частоте (θ+δφ)входного сигнала, выводимый в случае, когда правый сигнал скорости (сигнал скорости впускной стороны), который детектируется правым тензометрическим датчиком (правый датчик скорости) 8 и выделяется как низкочастотный сигнал фильтром 34 нижних частот, преобразуется в цифровой сигнал A/D преобразователем 35.
Как описано выше, относительно частоты входного сигнала, которая выводится от блока 340 преобразования частоты и вводится на блок 330 измерения фазы, частота (θ+δφ) входного сигнала, который является низкочастотным правым сигналом скорости (сигнал скорости впускной стороны) цифрового сигнала, выводимого из A/D преобразователя 35, сдвигается к другой полосе частот, на основании выходной частоты θXn, выводимой из трансмиттера 320 в блоке 340 преобразования частоты.
Как описано выше, трансмиттер 320 соединяется с блоком 310 преобразования частоты и блоком 340 преобразования частоты. Частотно-кодированный сигнал θXn, выводимый из трансмиттера 320, вводится на блок 310 преобразования частоты и блок 340 преобразования частоты.
Когда частотно-кодированный сигнал θXn, выводимый из трансмиттера 320, вводится на блок 310 преобразования частоты и блок 340 преобразования частоты, выходная частота θC и блока 310 преобразования частоты, и блока 340 преобразования частоты, выражается следующим образом.
Выражение 27
θXn+θ=θC (27)
Поэтому, когда частотно-кодированный сигнал θXn, выводимый из трансмиттера 320, вводится на блок 310 преобразования частоты, блок 310 преобразования частоты выводит сигнал, выражаемый следующим образом.
Выражение 28
xn
1/2(sin(θ+θ)) (28)
Кроме того, когда частотно-кодированный сигнал θXn, выводимый из трансмиттера 320, вводится на блок 340 преобразования частоты, блок 340 преобразования частоты выводит сигнал, выражаемый следующим образом.
Выражение 29
xn
1/2(sin(θ+δϕ+θ)) (29)
Кроме того, блок 310 преобразования частоты сконфигурирован так, чтобы сигнал от трансмиттера 320 вводился на него. Когда сигнал, выводимый из трансмиттера 320, вводится на блок 310 преобразования частоты, блок 310 преобразования частоты выполняет преобразование частоты входного сигнала (сигнал скорости выпускной стороны), вводимого от левого тензометрического датчика 7 на основании сигнала, выводимого из трансмиттера 320.
Сигнал, полученный преобразованием частоты блоком 310 преобразования частоты, преобразуется в сигнал постоянной частоты на основании выводимого из трансмиттера 320 сигнала.
Кроме того, блок 340 преобразования частоты также сконфигурирован так, чтобы сигнал от трансмиттера 320 вводился на него. Когда сигнал, выводимый из трансмиттера 320, вводится на блок 340 преобразования частоты, блок 340 преобразования частоты выполняет преобразование частоты входного сигнала (сигнал скорости впускной стороны), вводимого от правого тензометрического датчика 8 на основании выводимого из трансмиттера 320 сигнала.
Сигнал, полученный преобразованием частоты блоком 340 преобразования частоты, преобразуется в сигнал с постоянной частотой на основании выходного сигнала трансмиттера 320.
Когда управление выполняется модулируемым трансмиттером 320, как описано выше, как и в случае блока 310 преобразования частоты, блок 340 преобразования частоты также выполняет преобразование частоты на основании выходной частоты, выводимой из трансмиттера 320.
Преобразованная частота, выводимая от блока 340 преобразования частоты, получается добавлением (или вычитанием) выходной частоты θXn, выводимой из трансмиттера 320, к (или из) частоте (θ+δφ) входного сигнала, выводимой в случае, когда правый сигнал скорости (сигнал скорости впускной стороны), который детектируется правым тензометрическим датчиком (правый датчик скорости) 8 и выделяется как низкочастотный сигнал фильтром 34 нижних частот, преобразуется в цифровой сигнал A/D преобразователем 35.
Как описано выше, относительно частоты входного сигнала, которая выводится от блока 340 преобразования частоты и вводится на блок 330 измерения фазы, частота (θ+δφ) входного сигнала, который является низкочастотным правым сигналом скорости (сигнал скорости впускной стороны) цифрового сигнала, выводимого из A/D преобразователя 35, сдвигается к другой полосе частот на основании выходной частоты θXn, выводимой из трансмиттера 320 в блоке 340 преобразования частоты.
Когда трансмиттер 320 управляется так же, как описано выше, как в случае блока 310 преобразования частоты, также и в блоке 340 преобразования частоты, преобразование частоты выполняется на основании выходной частоты θXn, выводимой из трансмиттера 320.
Модулируемый трансмиттер 320 управляется по частоте, используя очень простое расчетное выражение, как описано выше.
Кроме того, блок 310 преобразования частоты соединяется с модулем 330 измерения разности фаз. Кроме того, блок 340 преобразования частоты соединяется с модулем 330 измерения разности фаз.
В модуле 330 измерения разности фаз, каждая частота θ левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны), который выводится из A/D преобразователя 31 и вводится на блок 310 преобразования частоты, и частота (θ+δφ) правого сигнала скорости (сигнал скорости впускной стороны), который выводится из A/D преобразователя 35 и вводится на блок 340 преобразования частоты, преобразуется в ту же самую желаемую постоянную частоту, чтобы выполнить измерение разности фаз.
Когда используется такая структура, в соответствии с этим вариантом реализации, входные частоты (левый сигнал скорости и правый сигнал скорости) преобразуются в желаемые полосы частоты. Поэтому, полосы входных частот (левого сигнала скорости и правого сигнала скорости) сдвинуты, и число таблиц фильтрации значительно уменьшается. Кроме того, обработка данных при измерении фазы может быть выполнена более эффективно.
В соответствии с результатом настоящего изобретения, может быть реализован непрерывный, по существу безошибочный, и высокоскоростной расчет, без предоставления большого количества фильтров, соответствующих входным частотам, и без выполнения какой-либо сложной обработки, например, изменения способа вычислений. Следует отметить, что обработка данных блоком измерения фазы может быть реализована, даже используя дискретное преобразование Фурье (DFT), или быстрое преобразование Фурье (FFT).
Тактовый сигнал вводится от тактового генератора 350 на A/D преобразователь 31 и A/D преобразователь 35. Тактовый генератор 350 синхронизирует выходные сигналы A/D преобразователя 31 и A/D преобразователя 35 и, таким образом, имеет важную функцию исключения ошибки дискретизации между цифровым сигналом левого сигнала скорости, выводимым из A/D преобразователя 31, и цифровым сигналом правого сигнала скорости, выводимым из A/D преобразователя 35.
Соответствующие входные сигналы (левый сигнал скорости и правый сигнал скорости), которые являются цифровыми сигналами, полученными преобразованием A/D преобразователями 31 и 35, как описано выше, подвергаются преобразованию частоты блоками 310 и 340 преобразования частоты на основании выходного сигнала трансмиттера 320.
В фильтре 30 нижних частот, показанном на Фиг. 18, когда гармонический шум удален, чтобы устранить влияние наложения (алиасинга) при A/D преобразовании, выводится синусный сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 19.
Синусный сигнал (sinθ), выводимый от фильтра 30 нижних частот, как показано на Фиг. 19, дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном постоянном интервале A/D преобразователем 31, чтобы получить дискретизированный сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 20, и затем выводится из A/D преобразователя 31.
Сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 20, который выводится от фильтра 30 нижних частот и дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал A/D преобразователем 31, вводится на блок 310 преобразования частоты устройства 400 обработки сигналов, показанного на Фиг. 18. Кроме того, выходной сигнал трансмиттера, выводимый из трансмиттера 320, также вводится на блок 310 преобразования частоты.
Когда частота θ сигнала, измеренная блоком 450 измерения частоты, вводится на трансмиттер 320, частотно-кодированный сигнал θXn передачи передается на желаемой частоте трансмиттером 320 на основании Выражения (26), и косинусный сигнал (cosθXn), как показано на Фиг. 21, выводится при той же самой скорости передачи данных, что и интервал дискретизации входного сигнала в A/D преобразователе 31.
Когда выходной сигнал (cosθXn) из трансмиттера 320 вводится на блок 310 преобразования частоты, в блоке 310 преобразования частоты сигнал (sinθ), как показано на Фиг. 20, который дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал A/D преобразователем 31, умножается на выходной сигнал (cosθXn), выводимый из трансмиттера 320, как показано на Фиг. 21 (sinθx×cosθXn), умножителем, предоставленным в блоке 310 преобразования частоты, чтобы, тем самым, получить сигнал (sinθx×cosθXn), как показано на Фиг. 22.
Сигнал (sinθx×cosθXn), как показано на Фиг. 22, который получен умножением (sinθx×cosθXn) умножителем, предоставленным в блоке 310 преобразования частоты, проходит через фильтр верхних частот (HPF), предоставленный в блоке 310 преобразования частоты, чтобы удалить низкочастотную компоненту, чтобы, тем самым, получить сигнал (sinθC), как показано на Фиг. 23. Сигнал (sinθC), как показано на Фиг. 23, выводится из блока 310 преобразования частоты и вводится на модуль 330 измерения разности фаз.
Разность фаз между выходными сигналами (левым сигналом скорости и правым сигналом скорости) от датчика 70 скорости колебаний (левый тензометрический датчик 7 и правый тензометрический датчик 8), предоставленными в измерительных трубках 2 и 3 в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6 расходомера 1 Кориолиса, рассчитывается четырьмя блоками, включающими в себя блоки 310 и 340 преобразования частоты, трансмиттер 320, модуль 330 измерения разности фаз, и блок 450 измерения частоты, включенными в устройство 400 обработки сигналов, показанное на Фиг. 18. Затем, рассчитанная разность фаз преобразуется в сигнал расхода на основании частотно-кодированного сигнала, выводимого из блока 450 измерения частоты и температурных данных, детектируемых температурным датчиком 9.
Ниже, в связи с временными диаграммами на Фиг. 24, рассматривается работа устройства 400 обработки сигналов, показанного на Фиг. 18.
Вначале, в фильтре 30 нижних частот, показанном на Фиг. 18, когда гармонический шум удален, чтобы устранить влияние наложения (алиасинга) при A/D преобразовании, выводится синусный сигнал (sinθ), показанный на Фиг. 20.
Когда синусный сигнал (sinθ), показанный на Фиг. 20, выводится, синусный сигнал (sinθ), показанный на Фиг. 20, вводится на A/D преобразователь 31. Затем, сигнал дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном постоянном интервале A/D преобразователем 31, чтобы получить дискретизированный сигнал (Yl=sinθ), как показано на Фиг. 24(A), и выводится из A/D преобразователя 31.
Дискретизированный сигнал (sinθ) показанный на Фиг. 24(A), который выводится из A/D преобразователя 31, вводится на блок 310 преобразования частоты устройства 400 обработки сигналов, показанного на Фиг. 18, и вводится на блок 450 измерения частоты устройства 400 обработки сигналов.
В блоке 450 измерения частоты и трансмиттере 320 устройства 400 обработки сигналов, желаемый частотно-кодированный передаваемый сигнал θXn передается на основании дискретизированного сигнала (sinθ), показанного на Фиг. 24(A), который выводится из A/D преобразователя 31. Косинусный сигнал (Y2=cosθXn), как показано на Фиг. 24(B), выводится на блок 310 преобразования частоты устройства 400 обработки сигналов, показанного на Фиг. 18, при той же самой скорости передачи данных, как и интервал дискретизации входного сигнала в A/D преобразователе 31.
Когда косинусный сигнал (Y2=cosθXn), показанный на Фиг. 24(B), выводится из трансмиттера 320, и косинусный сигнал (Y2=cosθXn) вводится на блок 310 преобразования частоты, косинусный сигнал умножается на дискретизированный сигнал (Yl=sinθ), показанный на Фиг. 24(A), который выводится из A/D преобразователя 31, (sinθx×cosθXn), умножителем, предоставленным в блоке 310 преобразования частоты, чтобы получить сигнал (Y3=sinθx×cosθXn), как показано на Фиг. 24(C).
Сигнал (Y3=sinθx×cosθXn), как показано на Фиг. 24(C), который получается умножением (sinθx×cosθXn) умножителем, предоставленным в блоке 310 преобразования частоты, проходит через фильтр верхних частот (HPF), предоставленный в блоке 310 преобразования частоты, чтобы удалить низкочастотную составляющую, чтобы, тем самым, получить сигнал (Y4=l/2·sinθC), как показано на Фиг. 24(D). Сигнал (Y4=l/2·sinθС), как показано на Фиг. 24(D), выводится из блока 310 преобразования частоты и вводится на модуль 330 измерения разности фаз.
Кроме того, в фильтре 34 нижних частот, показанном на Фиг. 18, когда гармонический шум удален, чтобы устранить влияние наложения (алиасинга) при A/D преобразовании, выводится синусный сигнал (sin(θ+δφ)).
Когда синусный сигнал (sin(θ+δφ)) выводится, синусный сигнал (sin(θ+δφ)) вводится на A/D преобразователь 35. Затем, сигнал дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном постоянном интервале A/D преобразователем 35.
Сигнал, выводимый из A/D преобразователя 35, умножается на дискретизированный сигнал, выводимый из A/D преобразователя 35, умножителем, предоставленным в блоке 340 преобразования частоты, чтобы получить сигнал.
Сигнал, полученный умножением умножителем, предоставленным в блоке 340 преобразования частоты, проходит через фильтр верхних частот (HPF), предоставленный в блоке 340 преобразования частоты, чтобы удалить низкочастотную составляющую, чтобы, тем самым, получить сигнал (Y5=l/2·sin(θС+δφ)), как показано на Фиг. 24(E). Сигнал (Y5=l/2·sin(θС+δφ)), показанный на Фиг. 24(E), выводится из блока 340 преобразования частоты и вводится на модуль 330 измерения разности фаз.
В модуле 330 измерения разности фаз, сигнал (Y6=δφ), показанный на Фиг 24(F), выводится как разность фаз δφ на основании сигнала (Y4=l/2·sinθC), показанного на Фиг. 24(D), который выводится из блока 310 преобразования частоты и вводится на модуль 330 измерения разности фаз, и сигнала (Y5=l/2·sin(θC+δφ)), показанного на Фиг. 24(E), который выводится из блока 340 преобразования частоты и вводится на модуль 330 измерения разности фаз.
Когда время вычисления синхронизируется со временем дискретизации, как описано выше, эффективность выполнения измерения фазы в реальном времени может быть улучшена.
Кроме того, каждый набор сигналов скорости колебаний (sinθ и sin(θ+δφ)), подвергается той же самой обработке для вычисления фазы и, следовательно, почти не возникает вычислительной ошибки. Поэтому, можно достичь точного вычисления фазы.
Вариант реализации 5
Ниже, в связи с блок-схемой последовательности операций на Фиг. 25, рассматривается способ обработки сигналов для конкретной структуры устройства 400 обработки сигналов, показанного на Фиг. 18.
На Фиг. 25 показана блок-схема последовательности операций, иллюстрирующая частотную модуляцию и измерение фазы в случае, когда используется способ с прямой связью.
На Фиг. 25, на этапе 500, инициализируются параметры устройства 400 обработки сигналов, которое является вычислительным устройством. Когда параметры устройства 400 обработки сигналов инициализированы, заданная частота для частотной модуляции, то есть, заданная частота после частотной модуляции, устанавливается на этапе 500.
Когда параметры устройства 400 обработки сигналов, которое является вычислительным устройством, инициализированы, и заданная частота после частотной модуляции установлена на этапе 500, на этапе 510 сигнал фазы и скорости, выводимый от левого тензометрического датчика (LPO) 7 (левый датчик 7 скорости) дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном интервале дискретизации A/D преобразователем 31, и сигнал фазы и скорости, выводимый от правого тензометрического датчика (RPO) 8 (правый датчик 8 скорости) дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном интервале дискретизации A/D преобразователем 35.
Сигнал фазы и скорости, дискретизированный для преобразования в цифровой сигнал при произвольном интервале дискретизации A/D преобразователем 31, вводится на модуль 450 измерения частоты и блок 310 преобразования частоты. Сигнал фазы и скорости, дискретизированный для преобразования в цифровой сигнал при произвольном интервале дискретизации A/D преобразователем 35 вводится на преобразователь 340 частоты.
Когда сигнал дискретизируется для преобразования в цифровой сигнал при произвольном интервале дискретизации на этапе 510, на этапе 520 измеряется частота. То есть, когда сигнал фазы и скорости, дискретизированный для преобразования в цифровой сигнал при произвольном интервале дискретизации A/D преобразователем 31 вводится, модуль 450 измерения частоты измеряет частоту на основании сигнала фазы и скорости.
Когда на этапе 520 частота измерена, на этапе 530 вычисляется выходная частота опорного сигнала. То есть, на этапе 530, частота, измеренная модулем 450 измерения частоты, сравнивается с первоначально установленной заданной частотой.
Когда измеренная частота сравнивается с первоначально установленной заданной частотой на этапе 530, на этапе 540 выходная частота устанавливается для трансмиттера 320 для опорного сигнала на основании результата, полученного сравнением, чтобы, тем самым, создать опорный сигнал. Когда опорный сигнал создан, опорный сигнал, имеющий установленную частоту, выводится из трансмиттера 320 и вводится на преобразователи 310 и 340 частоты.
Когда опорный сигнал создан в трансмиттере 320 на этапе 540, обработка данных преобразователями 310 и 340 частоты, то есть, преобразование частоты, выполняется на этапе 550.
Поэтому, преобразователь 310 частоты, на который вводится опорный частотно-кодированный сигнал, выведенный из трансмиттера 320, преобразовывает сигнал фазы и скорости, выводимый из A/D преобразователя 31, в сигнал фазы и скорости, имеющий произвольную частоту на основании опорного сигнала, выведенного из трансмиттера 320.
Преобразователь 340 частоты, на который вводится опорный частотно-кодированный сигнал, выведенный из трансмиттера 320, преобразовывает сигнал фазы и скорости, выводимый из A/D преобразователя 35, в сигнал фазы и скорости, имеющий произвольную частоту на основании опорного сигнала, выведенного из трансмиттера 320.
В результате сигнал, полученный преобразованием частоты, преобразуется в произвольную постоянную частоту и передается на блок 330 измерения разности фаз.
Когда преобразование в сигнал фазы и скорости, имеющий произвольную частоту, выполнено на этапе 550, измерение фазы выполняется на этапе 560.
То есть, на этапе 560, сигнал фазы и скорости, полученный преобразованием в произвольную постоянную частоту на основании передаваемой частоты опорного сигнала, выводимого от трансмиттера 320, вводится на модуль 330 измерения фазы. Модуль 330 измерения фазы выполняет измерение фазы с использованием FFT, или подобного, на основании сигнала фазы и скорости, полученного преобразованием в произвольную постоянную частоту, который выводится от преобразователя 310 частоты. Когда измерение фазы выполнено с использованием FFT, или подобного, как описано выше, всегда может быть выполнено измерение разности фаз с высокой точностью, притом же самом времени вычислений.
Далее, рассматриваются четыре блока, включающие в себя блоки 310 и 340 преобразования частоты, трансмиттер 320, модуль 330 измерения разности фаз, и модуль 450 измерения частоты, включенные в устройство 400 обработки сигналов.
(1) Блок Преобразования Частоты
Блок 310 преобразования частоты устройства 400 обработки сигналов имеет такую структуру, как показано на Фиг. 26.
На Фиг. 26, блок 310 преобразования частоты включает в себя умножитель 311, фильтр 312 нижних частот (LPF) (или фильтр верхних частот (HPF)).
Опорный сигнал cosθ2 от трансмиттера 320 и входной сигнал SINθ1 от A/D преобразователя 31 перемножаются друг с другом, и затем подвергаются обработке фильтрацией фильтром 312 нижних частот.
Опорный сигнал cosθ2 от трансмиттера 320 умножается на входной сигнал sinθ1, полученный преобразованием в цифровой сигнал A/D преобразователем 31 низкочастотного левого сигнала скорости (сигнала скорости выпускной стороны), который детектируется левым тензометрическим датчиком (левый датчик скорости) 7, и выделяется фильтром 30 нижних частот и затем выводится из него, чтобы, тем самым, объединить сумму и разность частотно-кодированных сигналов.
Выражение 30
sinθ1·cosθ2=1/2(sin(θ1+θ2)+sin(θl-θ2)) (30)
Сумма и разность частотно-кодированных сигналов фильтруется фильтром 132 нижних частот (или фильтром верхних частот), чтобы выделить только разностный сигнал (или суммарный сигнал).
В данном случае, для определенности описания, выделяется суммарный сигнал. Однако, даже когда выделяется разностный сигнал нет никаких проблем и, следовательно, способ обработки фильтрацией применяется как соответствующий способу преобразования частоты.
Выходной сигнал от фильтра 312 нижних частот (или фильтра верхних частот) выражается следующим образом.
Выражение 31
1/2(sin(θ1+θ2)) (31)
В этом случае, частота θ3 выходного сигнала от фильтра 312 нижних частот (или фильтра верхних частот) всегда приводится к постоянному значению.
Поэтому, тот же самый фильтр всегда может быть использован вне зависимости от входного сигнала.
Таким образом, измерение фазы в модуле 330 измерения разности фаз, расположенном в последующем каскаде блока 310 преобразования частоты может быть в высокой степени унифицированным и упрощенным.
(2) Блок Измерения Частоты
В этом варианте реализации, для способа измерения частоты используется принцип петли фазовой синхронизации (PLL). PLL представляет собой известную электронную схему, в которой сигнал, который равен по частоте входному сигналу переменного тока и синхронизирован с ним по фазе, выводится от другого генератора посредством управления с обратной связью.
Поэтому, PLL представляет собой по существу схему с фазовой синхронизацией и может произвести сигнал, синхронизированный по фазе с входным сигналом.
PLL представляет собой генераторную схему для управления генератором в контуре обратной связи, обеспечивающим такую генерацию, при которой разность фаз между опорным сигналом, вводимым извне, и выходным сигналом генератора в контуре была бы постоянной. Поэтому, PLL может быть относительно легко создан с использованием вычислительного устройства и может выполнять высокоскоростной расчет.
Блок 450 измерения частоты устройства 400 обработки сигналов имеет такую структуру, как показано на Фиг. 27.
На Фиг. 27, блок 450 измерения частоты включает в себя умножитель 451, фильтр 452 нижних частот (LPF), и трансмиттер 453 для измерения частоты.
Умножитель 451 сравнивает фазу левого сигнала скорости (сигнал скорости выпускной стороны) sinθ, который получается как цифровой сигнал преобразованием A/D преобразователем 31 с фазовым выходным сигналом cosδ, выводимым из трансмиттера 453 для измерения частоты и выводит сигналы, как сигнал разности и сигнал суммы, на фильтр 452 нижних частот.
Поэтому, выходная часть умножителя 451 соединяется с фильтром 452 нижних частот. Фильтр 452 нижних частот выделяет только низкочастотный сигнал из выходного сигнала, выводимого от умножителя 451 через частотный фильтр.
Таким образом, в этом случае, только разностная составляющая выделяется из выходного сигнала, выводимого от умножителя 451.
Фильтр 452 нижних частот соединяется с трансмиттером 453 для измерения частоты. Трансмиттер 453 для измерения частоты создает данные фазы δ на основании низкочастотного сигнала, выводимого от фильтра 452 нижних частот.
Трансмиттер 453 для измерения частоты выводит выходной сигнал cosδ на умножитель 451. В умножителе 451, фаза входного сигнала с частотой θ, полученного преобразованием в цифровой сигнал, A/D преобразователем 31, низкочастотного левого сигнала скорости (сигнала скорости выпускной стороны), который детектируется левым тензометрическим датчиком (левый датчик скорости) 7 и выделяется фильтром 30 нижних частот и выводится из него, сравнивается с фазой выходного сигнала cosδ, и сигналы выводятся как сигнал разности и сигнал суммы на фильтр 452 нижних частот.
Контур обратной связи сформирован так, чтобы выходные данные "V" (функция V вычисления частоты) только разностной составляющей, полученной фильтрацией фильтром 452 нижних частот, становились бы равными 0.
Как показано на Фиг. 27, выходной сигнал sinθ из ADC-31 вводится на умножитель 451. Когда выходной сигнал, выводимый от трансмиттера 453 для измерения частоты в модуле 450 измерения частоты, выражается как cosδ, оба сигнала перемножаются умножителем 451 следующим образом.
Выражение 32
sinθ·cosθ=1/2(sin(θ+δ)+sin(θ-δ)) (32)
Форма входного сигнала: sinθ
Форма выходного сигнала трансмиттера для измерения частоты: cosδ
Когда результат, полученный перемножением умножителем 451, как это выражено Выражением (32), фильтруется фильтром 452 нижних частот, высокочастотная составляющая удаляется, и получается следующее выражение.
Выражение 33
V=sin(θ-δ) (33)
Когда значение (θ-δ) в Выражении (33) представляет собой достаточно малое значение (V≈0), функция V вычисления частоты, указывающая результат, полученный перемножением умножителем 451, может быть приблизительно выражена следующим образом.
Выражение 34
V=θ-δ≈0 (34)
Когда выходной колебательный сигнал трансмиттера 453 для измерения частоты регулируется так, чтобы функция V вычисления частоты становилась бы равной 0, может быть получена предыдущая фаза θ преобразованием частоты блоком 310 преобразования частоты.
Когда фаза θ, выводимого из ADC-31 сигнала sinθ, который получается так, как описано выше, рассчитывается с использованием следующих Выражений (35) и (36), то может быть получена частота "f".
Выражение 35
Δθ/ΔT=ω=2·π·f (35)
ω: Угловая скорость (рад/с)
Отметим, что ΔТ указывает изменение времени и равно времени вычисления (частота дискретизации).
Поэтому, изменение фазы (θ) определяется следующим образом.
Выражение 36
θ=2·π·f·Ta (36),
где Та: изменение времени (интервал дискретизации) (сек).
f: входная частота (Гц)
θ: изменение фазы (радиан)
Входная частота "f" определяется следующим образом.
[Выражение 37]
f=θ/2·π·T (37)
Т: интервал дискретизации
Когда такое вычисление выполняется модулем 450 измерения частоты, можно достичь высокоскоростного измерения частоты.
(3) Трансмиттер
На Фиг. 18, выходная частота модулируемого трансмиттера 320 регулируется на основании результата (θ), полученного измерением блоком 450 измерения частоты.
То есть, в трансмиттере 320, частота θ детектируемого сигнала скорости колебаний (сигнал скорости выпускной стороны), создаваемого на левой стороне измерительных трубок 2 и 3, который детектируется левым тензометрическим датчиком 7 и вводится на блок 310 преобразования частоты в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6, регулируется до желаемой частоты, обрабатываемой модулем 330 измерения разности фаз.
Блок 310 преобразования частоты и блок 140 преобразования частоты имеют одинаковую структуру. Поэтому, как и в случае вывода частоты из блока 310 преобразования частоты, частота, выводимая из блока 340 преобразования частоты, более определенно, частота (θ+δφ) детектируемого сигнала скорости колебаний (сигнал скорости впускной стороны), создаваемого на правой стороне измерительных трубок 2 и 3, который детектируется правым тензометрическим датчиком 8 и вводится на блок 340 преобразования частоты в случае, когда измерительные трубки 2 и 3 колеблются посредством вибратора 6, преобразуется в желаемую частоту.
(4) Модуль Измерения Разности фаз
Существуют различные способы измерения фазы. В случае измерения фазы с использованием преобразования Фурье, частота фиксирована и, следовательно, можно достичь расчета с большим быстродействием.
Далее, рассматривается пример дискретного преобразования Фурье (DFT). Дискретное преобразование Фурье представляет собой преобразование Фурье на дискретной группе, часто используемое для частотного анализа дискретных цифровых сигналов при обработке сигналов, и также используемое для эффективного расчета дифференциальных уравнений с частными производными или интегралов свертки. Дискретное преобразование Фурье может быть вычислено с высокой скоростью (компьютером) с использованием быстрого преобразования Фурье (FFT).
Когда входной сигнал, дискретизированный в модуле 330 измерения разности фаз, выражается посредством g(n), DFT-G(k) определяется следующим образом.
Выражение 38
G(k)=
exp(-j·2·π·n·k/N)=
(cos(2·π·n·k/N)-j·sin(2·π·n·k/N) (38)
k=0,1,…,N-1
Для упрощения выражения, если часть сложной экспоненциальной функции выразить следующей заменой,
Выражение 39
n
W=exp(-j·2·π/N)=cos(2π/N)-jsin(2π/N) (39)
Выражение (38) запишется следующим образом.
Выражение 40
Предположим, что внимание сосредоточено на сложной экспоненциальной функции WNnk, и N выражается как N=2M (М - целое число), и, например, N=8. Когда входная частота составляет 1/4 частоты дискретизации, вещественная часть функции и мнимая часть функции могут быть выражены как 0. 1, и -1 вследствие периодичности тригонометрических функций.
Выражение 41
Вещественная
Мнимая
W<sub>8</sub> <sup>0</sup>
1
0
W<sub>8</sub> <sup>2</sup>
0
-1
W<sub>8</sub> <sup>4</sup>
-1
0
W<sub>8</sub> <sup>6</sup>
0
1
(20)
Поэтому, входные сигналы LPO и RPO, полученные преобразованием частоты в 1/4 частоты дискретизации, могут быть очень просто подвергнуты преобразованию Фурье. При нормальном измерении фазы, только единственную частоту (частота колебаний) желательно подвергнуть преобразованию Фурье, и преобразование для другой полосы частот не выполняется и, следовательно, расчет может быть выполнен только добавлением и вычитанием.
Фактически, когда входной сигнал, вводимый на блок 330 измерения разности фаз, выражается как g(n), входной сигнал g(n) имеет частоту в 1/4 частоты дискретизации, и N выражается как N=2M (М - целое число), DFT-G(n) может быть рассчитано следующим образом.
Выражение 42
Вычисление вещественной части (Re)
Вычисление мнимой части (Im)
g<sub>n</sub>×1
g<sub>n</sub>×0
g<sub>n+1</sub>×0
g<sub>n+1</sub>×-1
g<sub>n+2</sub>×-1
g<sub>n+2</sub>×0
.
.
..
.
.
.
.
.
g<sub>n+N-2</sub>×1
g<sub>n+N-2</sub>×0
g<sub>n+N-1</sub>×0
g<sub>n+N-1</sub>×1
+)_______________________
_______________________
Re= g<sub>n</sub>-g<sub>n+2</sub>… -g<sub>n+N-2</sub>
Im=- g<sub>n+1</sub>… +g<sub>n+N-1</sub>
(42)
Даже когда значение М увеличивается, основной расчет полностью не меняется. Поэтому, когда М увеличивается, расчет может быть выполнен с очень высокой точностью, и вычислительная нагрузка почти не изменяется.
Когда два входных сигнала подвергаются дискретному преобразованию Фурье (DFT) по описанной выше процедуре, сигнал RPO может быть заменен следующим образом,
[Выражение 43]
сигнал RPO:
x
c
c
1
1
½(sin(θ+θ))=½(sin(θ))½exp(jθ)=Re+jIm (43)
и сигнал LPO может быть заменен следующим образом.
[Выражение 44]
сигнал LPO:
x
c
c
2
2
½(sin(θ+δϕ+θ))=½(sin(θ+δϕ))=½exp(j(θ+δϕ))=Re+jIm (44)
В этом случае, фазовый угол tanδφ входного сигнала выражается следующим образом.
[Выражение 45]
2
1
2
1
2
1
2
1
tanδϕ=(ImRe-ReIm)/(ReRe+ImIm) (45)
-1
После того, как фазовый угол tanδφ входного сигнала получен c использованием Выражения (45), когда tanδφ рассчитан, может быть получен сигнал δφ разности фаз.
Массовый расход Q измеряемого флюида, пропорционален фазовому углу и обратно пропорционален частоте возбуждения F и, таким образом, выражается следующим образом.
[Выражение 46]
Q=S(t) δφ/F (46),
где S(t) обозначает корректирующий коэффициент, связанный с температурой измеряемого флюида.
Когда измеряемый фазовый угол δφ и частота возбуждения F подставляются в Выражение (46), может быть рассчитан массовый расход Q.
Массовый расход Q полученный так, как описано выше, подвергается соответствующему масштабированию и преобразованию единиц и может быть выведен наружу в различных формах, добавляя последующую обработку, например, в виде аналогового выходного сигнала, импульсного выходного сигнала, или в виде последовательной передачи данных.
ПРИЗНАК СПОСОБА ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗЫ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ
В соответствии с признаком системы измерения фазы по настоящему изобретению, сигналы могут быть дискретизированы с интервалом дискретизации, не связанным с частотой θ входных сигналов, которые получаются преобразованием в цифровые сигналы A/D преобразователями 31 и 35 низкочастотных сигналов скорости, которые детектируется датчиками детектирования колебаний (левым тензометрическим датчиком 7 и правым тензометрическим датчиком 8) и выделяются фильтрами 30 и 34 нижних частот и выводятся из них, и которые вводятся на блоки 310 и 340 преобразования частоты. Поэтому, конструкция очень проста, не требуется таблицы фильтрации, и можно достичь очень высокоскоростного счета с малой ошибкой вычисления.
Кроме того, в соответствии с системой измерения фазы по настоящему изобретению, даже когда происходит быстрое изменение частоты входных сигналов, которые получены преобразованием в цифровые сигналы A/D преобразователями 31 и 35, низкочастотных сигналов скорости, которые детектируются датчиками детектирования колебаний (левым тензометрическим датчиком 7 и правым тензометрическим датчиком 8) и выделяются фильтрами 30 и 34 нижних частот и выводятся из них, и которые вводятся на блоки 310 и 340 преобразования частоты, частота измеряется до преобразования частоты, и затем выполняется преобразование частоты. Поэтому, даже когда входная частота быстро изменяется, вариация частоты после преобразования частоты минимизируется и, следовательно, система очень подходит для измерения фазы в случае, когда частота возбуждения измерительных трубок непрерывно изменяется.
Кроме того, в соответствии с системой измерения фазы по настоящему изобретению, имеется только небольшое ограничение на полосу измерения фазы из-за входной частоты входных сигналов, вводимых на блоки 310 и 340 преобразования частоты. Поэтому, может быть реализована связь с датчиками, имеющими различные частоты возбуждения, и точность вычислений не зависит от входной частоты и, следовательно, всегда можно достичь высокой точности измерения фазы.
[Вариант реализации 6]
Измерительные трубки 2 и 3, включающие в себя, по меньшей мере, одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, служащие измерительными расходомерными трубками, управляются устройством возбуждения, использующим вибратор 6. Измерительные трубки 2 и 3, включающие в себя одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, поочередно возбуждаются для получения колебаний расходомерных трубок. В расходомере Кориолиса, разность фаз, и/или частота колебаний, пропорциональные силе Кориолиса, действующей на измерительные трубки 2 и 3, включающие в себя одну расходомерную трубку, или пару расходомерных трубок, детектируется(-ются) парой датчиков скорости, или датчиков ускорения, соответствующих датчикам детектирования колебаний, включающих в себя левый тензометрический датчик (LPO) 7 и правый тензометрический датчик (RPO) 8, чтобы, тем самым, получить массовый расход, и/или плотность измеряемого флюида.
Расходомер Кориолиса включает в себя: модуль 450 измерения частоты для измерения частоты, на основании частоты входного сигнала, по меньшей мере, одного датчика (например, входного сигнала (сигнала скорости выпускной стороны), вводимого от левого тензометрического датчика 7), двух сигналов расхода, полученных A/D преобразованием двух входных сигналов разности фаз и/или частоты колебаний, пропорциональных силе Кориолиса, действующей на измерительные трубки 2 и 3, включающие в себя пару расходомерных трубок, которые детектируется датчиками скорости, или датчиками ускорения; и трансмиттер 320 для передачи и вывода желаемого частотно-кодированного сигнала на основании частоты, измеренной модулем измерения частоты.
Сигнал скорости датчика (например, входной сигнал (сигнал скорости выпускной стороны), вводимый от левого тензометрического датчика 7) от одного из пары датчиков детектирования колебаний (левого тензометрического датчика 7 и правого тензометрического датчика 8) преобразуется в цифровой сигнал первым A/D преобразователем 31. Первый блок 310 преобразования частоты предоставляется для преобразования частоты, чтобы выполнить добавление (или вычитание) к частоте θ входного сигнала на основании частоты θXn выходного сигнала, выводимого из трансмиттера 320.
Кроме того, сигнал скорости датчика (например, входной сигнал (сигнал скорости впускной стороны), вводимый от правого тензометрического датчика 8) от другого из пары датчиков детектирования колебаний (левого тензометрического датчика 7 и правого тензометрического датчика 8) преобразуется в цифровой сигнал вторым A/D преобразователем 35, чтобы получить частоту (θ+δφ) входного сигнала. Второй блок 340 преобразования частоты предоставляется для преобразования частоты, чтобы выполнить добавление (или вычитание) к частоте (θ+δφ) входного сигнала на основании частоты θXn выходного сигнала, выводимого из трансмиттера 320.
Блок 330 измерения разности фаз предоставляется для измерения разности фаз между первым частотно-модулированным сигналом, полученным преобразованием, как сигнал с постоянной частотой, первым блоком 310 преобразования частоты, и вторым частотно-модулированным сигналом, выводимым как преобразованный сигнал с постоянной частотой от второго блока 340 преобразования частоты.
Кроме того, устройство 400 обработки сигналов предоставляется, чтобы получить разность фаз между первым частотно-модулированным сигналом, выводимым как преобразованный сигнал с постоянной частотой от первого блока 310 преобразования частоты и вторым частотно-модулированным сигналом, выводимым как преобразованный сигнал с постоянной частотой от второго блока 340 преобразования частоты, чтобы, тем самым, служить в качестве расходомера Кориолиса.
ОПИСАНИЕ ОБОЗНАЧЕНИЙ
1 Расходомер Кориолиса
2, 3 измерительные трубки
4 детектор
5 преобразователь
6 вибратор
7 левый датчик скорости
8 правый датчик скорости
9 температурный датчик
10 блок управления возбуждением
11 блок измерения фазы
12 блок измерения температуры
30, 34 фильтр нижних частот
31, 35 A/D преобразователь
80 датчик детектирования колебаний
90 вычислительное устройство сигналов скорости колебаний
92 квадратурный модулятор
94 трансмиттер
96 модуль измерения фазы
98 блок преобразования частоты
100 устройство обработки сигналов
110 квадратурный модулятор
120 модуль измерения частоты
121 умножитель
122 фильтр нижних частот
123 трансмиттер для измерения частоты
130 квадратурный модулятор
140 трансмиттер
150 модуль измерения разности фаз
160 тактовый генератор
300 устройство обработки сигналов
310 блок преобразования частоты
311 умножитель
312 фильтр нижних частот
320 трансмиттер
330 блок измерения разности фаз
340 блок преобразования частоты
350 тактовый генератор
450 модуль измерения частоты
451 умножитель
452 фильтр нижних частот
453 трансмиттер для измерения частоты.