АКТИВНАЯ ФАЗИРОВАННАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА
ACTIVE PHASED ARRAY

Предлагаемое изобретение относится к радиолокации, в частности к устройству активной фазированной антенной решетки (АФАР), работающей в составе импульсно-доплеровской бортовой радиолокационной станции (БРЛС). Изобретение может быть использовано в АФАР для снижения влияния помех по зеркальному каналу приема и широкополосных помех.
В настоящее время в БРЛС в качестве антенны все чаще используют АФАР, где осуществляется распределенное генерирование, распределенный прием и обработка принятых сигналов. Использование АФАР повышает возможности БРЛС по получению информации о нескольких разнесенных по углу целях, по подавлению активных помех, позволяет решать многофункциональные задачи на базе одной БРЛС, в том числе: передний и переднебоковой обзор, измерение высоты и скорости полета, обнаружение препятствий. Одним из требований к современным АФАР является возможность формирования множества различных приемных диаграмм, что определяет ее структуру с использованием цифровой пространственной обработки принятого сигнала.
Известна АФАР [1], состоящая из множества элементов антенной решетки (АР), соединенных через циркулятор со своими передающими (ПМ) и приемными (ПРМ) модулями. При излучении все ПМ по данным процессора приема-передачи формируют сигналы промежуточной частоты, с заданными индивидуально для каждого ПМ начальными фазами, которые путем смешивания с общим для всех ПМ гетеродинным сигналом переносятся на несущую частоту, усиливаются по мощности, подводятся через циркулятор к элементам АР и излучаются. Сложение всех излучаемых элементами АР сигналов в пространстве формирует передающую диаграмму направленности. Синтез сигнала промежуточной частоты с заданной амплитудой и начальной фазой в каждом ПМ обеспечивается квадратурным генератором прямого цифрового синтеза (КГПС), синхронизированным единым для всех ПМ внешним сигналом. При этом КГПС формирует последовательность цифровых отсчетов сигнала на заданной промежуточной частоте с заданной индивидуально для каждого ПМ амплитудой и начальной фазой. Эта цифровая последовательность преобразуется в дискретный аналоговый сигнал и подвергается фильтрации. При приеме сигнал каждого элемента АР через циркулятор поступает на квадратурный балансный смеситель, где с помощью общего для всех ПРМ гетеродинного сигнала переносится на промежуточную частоту с получением квадратур. Аналоговые квадратуры сигнала оцифровываются и цифровым способом перемножаются с текущими квадратурами цифрового сигнала КГПС с получением квадратур демодулированного по пространственной частоте (направлению приема) сигнала. Выходные квадратурные сигналы со всех ПРМ когерентно и согласованно по пространству и времени обрабатываются процессором приема-передачи. Перестройкой частоты гетеродина обеспечивается изменение несущей частоты зондирующего сигнала. Перестройка параметров ДН антенны по направлению и форме возможна за счет изменения параметров сигнала КГПС каждого ПМ по информации процессора приема-передачи.
Достоинством устройства является высокая точность и стабильность параметров ДНА при передаче и приеме в широком диапазоне углов визирования, температурном диапазоне и при старении.
Недостатком устройства является отсутствие защиты от помех по зеркальному каналу приема. Сигналы на несущей и на зеркальной частоте, сдвинутой относительно несущей на удвоенную промежуточную частоту, при смешивании с гетеродином переносят входной сигнал на одинаковую промежуточную частоту. При этом внешние помехи на зеркальной частоте суммируются с сигналом и снижают чувствительность приемника. Поскольку приемная ДН формируется с помощью сигнала КГПС всех ПМ, формирование нескольких различных приемных ДН с использованием всех элементов АР исключается. Для формирования ДН суммарного и разностного каналов приходится разбивать АФАР на несколько подрешеток, что ухудшает параметры моноимпульсного пеленгатора.
Известен приемопередающий модуль (ППМ) для АФАР [2], построенный на базе гибридной и твердотельной микроволновой технологии, работающий в L-диапазоне. Данный ППМ содержит устройства управления мощностью и фазой излучаемых и принимаемых СВЧ сигналов, амплитудой принимаемых сигналов, СВЧ переключателями приема-передачи, модуляторами смещений, обеспечивающих регулировку потребления узлами ППМ при передаче и приеме, устройство интерфейса, обеспечивающего получение внешних управляющих сигналов и передачу на исполнительные узлы, устройства контроля мощности излучаемых и принимаемых сигналов в виде детекторов, подключенных к соответствующим СВЧ фидерам через направленные ответвители, устройство отбора части мощности зондирующего сигнала для контроля параметров внутриимпульсной модуляции, состоящее из направленного ответвителя и управляемого СВЧ ключа. При передаче первичный импульсный СВЧ сигнал на несущей частоте через первый вход-выход ППМ поступает на управляемый фазовращатель. Здесь он получает заданный сдвиг по фазе и через управляемый СВЧ переключатель, находящийся в положении передачи, поступает на усилитель мощности. Далее усиленный сигнал через первый циркулятор поступает на элемент АР и излучается. При приеме сигнал, принятый элементом АР, через первый циркулятор поступает на устройство защиты приемника. Оно состоит из последовательно включенных второго циркулятора и СВЧ ключа, срабатывающего при превышении пороговой мощности и наличии управляющего сигнала приема-передачи. Третий вход-выход второго циркулятора нагружен согласованной нагрузкой, обеспечивающей поглощение мощного сигнала, отраженного от СВЧ ключа. Принятый сигнал, прошедший СВЧ ключ, ограничивается по уровню в ограничителе. Затем он селектируется по частоте в преселекторе и усиливается двумя МШУ, между которыми включен регулируемый аттенюатор. Усиленный сигнал через регулируемый аттенюатор, управляемый СВЧ переключатель, находящийся в положении приема, и управляемый фазовращатель поступает на первый вход-выход ППМ.
В данном ППМ применен преселектор, который при высокой промежуточной частоте обеспечивает подавление зеркального канала приема. Он также обеспечивает защиту от широкополосных помех.
Недостатком ППМ является нестабильность параметров ДН на передачу и прием, вызванная зависимостью параметров управляемого фазовращателя от фазового сдвига, температуры и старения. Из-за ограниченного числа коммутаторов шаг перестройки фазы на несущей частоте обычно равен 22,5°, что приводит к росту погрешностей формирования ДН.
Известен управляемый по частоте и фазе ППМ, используемый в АФАР [3], взятый в качестве прототипа. В одном из его вариантов (Fig 6) выходной передаваемый сигнал на несущей частоте получают с помощью векторного модулятора. На первый вход модулятора приходит когерентный гетеродинный СВЧ сигнал. Несущая частота на втором входе-выходе векторного модулятора на интервале передачи сдвинута относительно частоты когерентного гетеродина на промежуточную частоту, а его начальная фаза жестко задана цифровым управляющим сигналом. Второй вход-выход векторного модулятора через СВЧ переключатель, управляемый сигналом приема-передачи, соединен с усилителем мощности, сигнал которого через циркулятор поступает на элемент антенной решетки и излучается. При приеме сигнал с соответствующего элемента АР через последовательно соединенные циркулятор и ключ защиты приемника поступает на малошумящий усилитель. С его выхода сигнал через СВЧ переключатель поступает на второй вход-выход векторного модулятора, который при приеме работает как квадратурный смеситель. С третьего входа-выхода векторного модулятора на интервале приема выводится принятый элементом АР квадратурный сигнал, перенесенный на промежуточную частоту. Третий квадратурный вход-выход векторного модулятора подключен к паре аналого-цифровых преобразователей, выходы которых являются квадратурными сигнальными выходами ППМ. Они соединены с соответствующими сигнальными входами центрального процессора, где производится дальнейшая совместная обработка сигналов всех ППМ. В [3] также рассмотрены варианты оцифровки сигнала на третьем выходе векторного модулятора с получением на видеочастоте квадратур сигнала для нескольких различных по форме и направлению ДНА (Fig 7).
Векторный модулятор состоит из квадратурного балансного смесителя, коммутатора, управляемого внешним сигналом приема-передачи, и КГПС, который тактируется внешним сигналом, общим для всех ППМ. На первый вход квадратурного балансного смесителя через первый вход векторного модулятора поступает сигнал когерентного гетеродина, общий для всех ППМ. Второй квадратурный вход-выход балансного смесителя через коммутатор соединен либо с выходом КГПС, либо с третьим квадратурным выходом векторного модулятора.
Достоинством ППМ является высокая точность и стабильность параметров ДН при передаче и приеме в широком диапазоне углов визирования, температурном диапазоне и при старении. Высокая точность и стабильность ДН связаны с цифровыми технологиями формирования сигналов. Данный вариант построения ППМ на базе КГПС обеспечивает формирование внутриимпульсной модуляции зондирующего сигнала и передающей ДН. Приемная ДН формируется при цифровой обработке сигнала в вычислителе (центральном процессоре). Это позволяет формировать несколько приемных ДН, отличных от передающей ДН, в т.ч. с провалом на источник помех.
Недостатком устройства является слабая защита АФАР от помех по зеркальному каналу приема и от широкополосных помех. Зондирующий импульс излучается на несущей частоте. Из-за неидеальной работы квадратурного смесителя сигнал излучается также и на зеркальной частоте, сдвинутой относительно несущей на удвоенную промежуточную частоту. Ослабление сигнала на зеркальной частоте может составлять 10-20 дБ. Отраженные от цели на обеих частотах сигналы принимаются антенной и переносятся гетеродином на одинаковую промежуточную частоту. Дополнительное ослабление зеркального канала приема в СВЧ смесителе приемника не превышает 10-20 дБ, что недостаточно. При этом сигнал зеркального канала имеет другой доплеровский сдвиг частоты и создает ложную отметку цели. Кроме того, инвертируется значение фазы сигнала, поэтому излучение и прием будут производиться с противоположного направления. Это увеличивает уровень боковых лепестков ДН антенны. Описанный ППМ также слабо защищен от воздействия внешних помех на зеркальной частоте и от широкополосных помех (двухчастотной, шумовой заградительной и т.д.).
Дополнительным недостатком схемы прототипа является недостаточная развязка приемника и передатчика, что может приводить к самовозбуждению схемы. Передатчик и приемник используют общий смеситель и работают на общую антенну. При этом развязка обеспечивается СВЧ переключателем и циркулятором, что явно недостаточно. Должны быть предусмотрены дополнительные меры обеспечения устойчивости схемы.
Целью предлагаемого изобретения является повышение помехозащищенности БРЛС к помехам по зеркальному каналу приема и к широкополосным помехам.
Реализация поставленной цели в АФАР обеспечивается введением преселектора в каждый ППМ, второго когерентного гетеродина и коммутатора. Изменение частоты гетеродина при передаче и приеме обеспечивает изменение разности частот зондирующего сигнала и гетеродина. Благодаря этому частоты зеркального канала при передаче и приеме не совпадают, что обеспечивает глубокое подавление сигнала на зеркальной частоте передачи. Это также позволяет скрыть значение промежуточной частоты и частоты зеркального канала приема. Преселектор повышает защиту приемника от внешних помех по зеркальному каналу приема и от широкополосных помех.
Для достижения поставленной цели в АФАР [3], содержащую первый когерентный СВЧ гетеродин, синхронизатор, первый и второй делители мощности, центральный процессор, N приемо-передающих модулей (ППМ), первые входы которых соединены с одним из выходов первого делителя мощности, номер которого соответствует номеру ППМ, вторые входы ППМ соединены с одним из выходов второго делителя мощности, номер которого соответствует номеру ППМ, третий выход синхронизатора соединен с входом второго делителя мощности, первый вход каждого ППМ через последовательно соединенные векторный модулятор, усилитель мощности, циркулятор и пятый вход-выход ППМ соединен с элементом антенной решетки (АР), номер которого соответствует номеру ППМ, ключ защиты каждого ППМ соединен с входом малошумящего усилителя, фильтр промежуточной частоты каждого ППМ через аналого-цифровой преобразователь, шестой выход ППМ и сигнальную шину соединен с третьим (сигнальным) входом центрального процессора, первый и второй входы каждого ППМ соединены с одноименными входами векторного модулятора, первый вход векторного модулятора через квадратурный балансный смеситель соединен с четвертым выходом векторного модулятора, второй вход векторного модулятора через квадратурный генератор прямого цифрового синтеза (КГПС) соединен со вторым входом квадратурного балансного смесителя, третий вход которого соединен со вторым выходом КГПС, введены последовательно соединенные второй когерентный гетеродин и коммутатор, выход которого соединен с входом первого делителя мощности, преселектор, смеситель и программируемая логическая интегральная схема (ПЛИС) в каждый ППМ, при этом второй выход циркулятора в каждом ППМ через преселектор соединен с первым входом ключа защиты, выход малошумящего усилителя каждого ППМ через смеситель соединен с входом фильтра промежуточной частоты, первый вход каждого ППМ соединен со вторым входом смесителя, третий вход-выход КГПС через третий вход-выход векторного модулятора соединен с третьим входом-выходом ПЛИС, второй вход каждого ППМ соединен с первым входом ПЛИС, четвертый выход ПЛИС соединен со вторым входом усилителя мощности, пятый выход ПЛИС соединен со вторым входом ключа защиты, шестой выход ПЛИС соединен со вторым входом преселектора, седьмой и восьмой выходы ПЛИС соединены с третьим и четвертым входами АЦП соответственно, второй выход первого когерентного СВЧ гетеродина соединен с первым входом коммутатора, второй выход синхронизатора соединен с третьим (управляющим) входом коммутатора и через третьи входы каждого ППМ со вторыми входами ПЛИС, (N+1)-й выход второго делителя мощности соединен с третьим входом первого и второго когерентных СВЧ гетеродинов, второй вход-выход центрального процессора через шину управления соединен с первым входом-выходом первого и второго когерентных СВЧ гетеродинов, с первым входом-выходом синхронизатора, через четвертые входы-выходы каждого ППМ соединен с девятым входом-выходом ПЛИС, первый вход-выход центрального процессора обеспечивает связь АФАР с потребителем.
Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием и чертежом предлагаемой АФАР.
Фиг.1 - структурная схема АФАР.
На фиг.1 приняты следующие обозначения:
1 - Первый когерентный СВЧ гетеродин (КГ1),
2 - Второй когерентный СВЧ гетеродин (КГ2),
3 - Синхронизатор (СНХ),
4 - Коммутатор (КОМ),
5 - Первый делитель мощности (ДМ1),
6 - Второй делитель мощности (ДМ2),
7 - Центральный процессор (ЦПР),
8-n - Приемо-передающий модуль с номером n (ППМ n),
9-n - Элемент антенной решетки с номером n (An),
10-n - Векторный модулятор (ВМ),
11-n - Усилитель мощности (УМ),
12-n - Циркулятор (Ц),
13-n - Преселектор (ПС),
14-n - Смеситель (СМ),
15-n - Малошумящий усилитель (МШУ),
16-n - Ключ защиты приемника (Кл),
17-n - Фильтр ПЧ (ФПЧ),
18-n - Аналого-цифровой преобразователь (АЦП),
19-n - Квадратурный балансный смеситель (КБС),
20-n - Квадратурный генератор прямого цифрового синтеза (КГПС),
21-n - Программируемая логическая интегральная схема (ПЛИС).
В АФАР, изображенной на фиг.1, второй выход первого когерентного СВЧ гетеродина 1 соединяется с первым входом коммутатора 4, второй выход второго когерентного СВЧ гетеродина 2 соединяется со вторым входом коммутатора 4, выход которого соединен с входом первого делителя мощности 5. Второй выход синхронизатора 3 соединен с третьим (управляющим) входом коммутатора 4 и через третьи входы каждого ППМ 8-n со вторым входом ПЛИС 21-n. Третий выход синхронизатора 3 соединен с входом второго делителя мощности 6, (N+1)-вый выход которого соединен с третьим входом первого и второго когерентных гетеродинов 1 и 2. Первые входы N приемо-передающих модулей (ППМ) 8-n соединены с одним из выходов первого делителя мощности 5, номер которого соответствует номеру ППМ. Вторые входы ППМ 8-n соединены с одним из выходов второго делителя мощности 6, номер которого соответствует номеру ППМ. Первый вход каждого НИМ 8-n через последовательно соединенные векторный модулятор 10-n, усилитель мощности 11-n, циркулятор 12-n, преселектор 13-n, ключ защиты 16-n, малошумящий усилитель 15-n, смеситель 14-n, фильтр ПЧ 17-n, аналого-цифровой преобразователь 18-n соединен с шестым выходом ППМ 8-n. Первый выход циркулятора 12-n через пятый вход-выход ППМ 8-n соединен с элементом АР 9-n, номер которого соответствует номеру ППМ. Первый вход каждого ППМ 8-n соединен с первым входом векторного модулятора 10-п и со вторым входом смесителя 14-n. Второй вход каждого ППМ 8-n соединен со вторым входом векторного модулятора 10-n и с первым входом ПЛИС 21-n. Первый вход векторного модулятора 10-n через квадратурный балансный смеситель 19-n соединен с четвертым выходом векторного модулятора 10-n. Второй вход векторного модулятора 10-n подключен к первому входу КГПС 20-n, первый и второй выходы которого соединены со вторым и третьим входами квадратурного балансного смесителя 19-n. Третий вход-выход КГПС 20-n через третий вход-выход векторного модулятора 10-n подключен к третьему входу-выходу ПЛИС 21-n. Четвертый, пятый и шестой выходы ПЛИС 21-n соединены со вторыми входами усилителя мощности 11-n, ключа защиты 16-n и преселектора 13-n соответственно. Седьмой и восьмой выходы ПЛИС 21-n соединены с третьим и четвертым входами АЦП 18-n. Второй вход-выход центрального процессора 7 через шину управления соединен с первыми входами-выходами первого и второго когерентных гетеродинов 1 и 2, синхронизатора 3, а через четвертые входы-выходы всех ППМ 8-n соединен с девятым входом-выходом ПЛИС 21-n. Третий вход центрального процессора 7 через сигнальную шину соединен с шестыми выходами всех ППМ 8-n. Первый вход-выход центрального процессора 7 обеспечивает связь АФАР с потребителем.
В качестве синхронизатора 3 может быть использована микросхема ЕР3С55 фирмы Altera.
В качестве генераторов прямого синтеза сигналов 20 может быть использована микросхема DD9959 фирмы Analog Device.
В качестве квадратурных балансных смесителей 19 может быть использована микросхема НМС709 фирмы Hittite Microwave Corp.
В качестве малошумящих усилителей 15 может быть использована микросхема НМС564 фирмы Hittite Microwave Corp.
В качестве ключей защиты ППМ 16 может быть использована микросхема НМС347 фирмы Hittite Microwave Corp.
В качестве преселектора может быть использован микрополосковый полосовой фильтр. Для обеспечения работы в нескольких поддиапазонах можно использовать несколько коммутируемых фильтров.
В качестве центрального процессора может быть использована вычислительная машина ВБ-480-01.
Остальные элементы АФАР (когерентные СВЧ гетеродины 1 и 2, коммутатор 4, делители мощности 5 и 6, циркуляторы 12-n, смесители 14-n, аналого-цифровые преобразователи 18-n, фильтры ПЧ 17-n, ПЛИС 21-n) широко используются в радиолокации и не требуют пояснений по реализации.
Работа предлагаемой АФАР производится следующим образом.
Перед началом работы центральный процессор 7 через второй вход-выход по шине управления задает значения параметров выбранного режима работы БРЛС. При этом устанавливается частота колебаний первого когерентного гетеродина 1 (гетеродин передатчика) и второго когерентного гетеродина 2 (гетеродин приемника). В синхронизатор 3 передаются значения длительности зондирующего импульса, периода повторения импульсов и параметров его вобуляции. В ПЛИС 21-n передаются значения амплитуды и начальной фазы сигнала, необходимые для формирования передающей ДН антенны, а также частота сигнала КГПС и параметры внутриимпульсной модуляции зондирующего сигнала. Эти параметры через третий вход-выход ПЛИС 21-n передаются в КГПС 20-n. В ПЛИС 21-n передаются параметры настройки преселекторов, в соответствии с которыми ПЛИС вырабатывает сигналы управления и передает их на вход 2 преселектора 13-n. В ПЛИС 21-n передаются также параметры приемного строба и частоты дискретизации, которые используются для управления работой АЦП 18-n.
1
2
При этом первый когерентный гетеродин 1 формирует сигнал гетеродина передатчика с частотой f, а второй когерентный гетеродин 2 формирует сигнал гетеродина приемника с частотой f, которые поступают на входы коммутатора 4. Синхронизатор 3 формирует на третьем выходе последовательность тактовых импульсов. Через делитель мощности 6 эта последовательность импульсов поступает на вторые входы векторных модуляторов 10-n в качестве тактовых импульсов КГПС. Она же поступает на вторые входы когерентных гетеродинов 1 и 2 и на вход ПЛИС 21-n. При этом все сигналы и гетеродин формируются от одной последовательности импульсов, стабилизированной кварцевым резонатором, что обеспечивает пространственную и временную когерентность АФАР. В ПЛИС 21-n последовательность импульсов, поступающая на вход 1, используется для формирования всех сигналов синхронизации работы ППМ. Делением ее частоты получается последовательность импульсов дискретизации, которая через седьмой выход подается на третий вход АЦП 18-n. Это обеспечивает синхронную временную дискретизацию всех принятых сигналов, что сохраняет их пространственную когерентность.
После установки всех параметров из процессора 7 в синхронизатор 3 выдается команда начала работы. На каждом периоде повторения синхронизатор формирует на втором выходе видеоимпульс запуска передатчика, определяющий временное положение и длительность зондирующего импульса. На время действия импульса коммутатор 4 подключает второй выход первого когерентного гетеродина 1 к входу делителя мощности 5, поэтому на первые входы квадратурных балансных смесителей 19-n поступает гетеродин передатчика. Видеоимпульс подается также на второй вход ПЛИС 21-n всех ППМ и используется для синхронизации их работы. ПЛИС передает этот импульс через четвертый выход на второй вход усилителей мощности 11-n для формирования огибающей зондирующего импульса. С пятого выхода ПЛИС на второй вход ключа 16-n подается импульс бланкирования приемника. По фронту импульса через третий вход-выход в КГПС 20-n подается команда начала работы. Это приводит к одновременному запуску формирования закона модуляции зондирующего импульса всех ППМ, что обеспечивает пространственную когерентность сигналов.
0
n
n
0
1
0
1
b
1
0
При этом на выходах всех КГПС 20-n формируются квадратурные сигналы с частотой F и одинаковым законом угловой модуляции φ(t). Амплитуда и начальная фаза сигналов U, φзаданы индивидуально для каждого ППМ и определяют форму и направление ДН передающей антенны. На выходе квадратурных балансных смесителей 19-n формируется сигнал с частотой f=f+F. Кроме того, на выход смесителя проходит неподавленный остаток гетеродина передатчика с частотой f, а также остаток второй боковой составляющей модуляции с частотой f=f-F.
1
0
Сформированный сигнал с выхода смесителя 19-п подается на вход усилителя мощности 11-n, который обеспечивает формирование огибающей зондирующего импульса и его усиление до требуемой мощности. Затем зондирующий импульс через циркулятор 12-n передается на элемент антенной решетки 9-n и излучается. В это время на первый вход смесителя 14-n поступает неподавленный ключом 16-n остаток излучаемого сигнала, а на второй его вход поступает гетеродин передатчика с частотой f. При этом сигналы на выходе смесителя имеют частоту F, которая много меньше промежуточной, что защищает тракт ПЧ от перегрузки.
2
По окончании импульса запуска передатчика излучение зондирующего сигнала прекращается и ППМ переводится в режим приема. При этом коммутатор 4 подключает второй выход второго когерентного гетеродина 2 к входу делителя мощности 5. Гетеродин приемника с частотой f через коммутатор 4, делитель мощности 5 и входы 1-n всех ППМ поступает на вторые входы смесителей 14-n. Принятый элементами антенны 9-n сигнал через циркулятор 12-n, преселектор 13-n, открытый ключ 16-n, малошумящий усилитель 15-n поступает на смеситель 14-n, а с его выхода - на вход фильтра ФПЧ. При этом преселектор обеспечивает подавление помех на частоте зеркального канала приема, а также широкополосных помех.
pr
1
0
2
b
1
0
1
0
2
0
Промежуточная частота сигнала на выходе смесителя f=f+F-f. Сигнал, излученный на частоте f=f-F после отражения от цели, приема и преобразования частоты в смесителе, имеет частоту f-F-f. Она отличается от промежуточной на 2F, что превышает ширину полосы пропускания фильтра промежуточной частоты 17-n. Это обеспечивает эффективное подавление мешающего сигнала.
При работе ППМ в режиме приема устойчивость работы его СВЧ части обеспечивается несколькими способами. Развязка приемника и передатчика обеспечивается применением раздельных смесителей и циркулятора. Кроме того, по окончании импульса запуска передатчика запирается усилитель мощности 11-n, а КГПС 20-n прекращает формирование сигнала, что приводит к запиранию квадратурного балансного смесителя 19-n. Перечисленные меры обеспечивают не только устойчивость схемы, но и подавление шумов передатчика на входе приемника.
Выделенный фильтром 17-n сигнал от цели поступает на первый вход АЦП 18-n. На его третий вход поступает последовательность импульсов дискретизации с седьмого выхода ПЛИС 21-n. В соответствии с заданными параметрами ПЛИС 21-n формирует на восьмом выходе видеоимпульс, определяющий временное положение и длительность приемного строба. Для обеспечения пространственной когерентности сигналов приемный строб всех ППМ жестко привязан к фронту импульса запуска передатчика. Он подается на четвертый вход АЦП 18-n и определяет множество временных отсчетов сигнала, которые со второго входа-выхода АЦП 18-n через шестой выход ППМ передаются на третий вход центрального процессора 7.
D
pr
Частота дискретизации f должна как минимум в 2 раза превышать ширину спектра принятого сигнала. Для минимизации числа отсчетов частота дискретизации должна быть кратной промежуточной частоте f. Тогда АЦП обеспечивает цифровое преобразование частоты сигнала на нулевую промежуточную частоту. Все остальные операции, связанные с пространственной и временной обработкой сигнала, выполняются в цифровой форме в центральном процессоре по известным алгоритмам.
0
b
1
0
Макетирование ППМ предлагаемой АФАР подтвердило возможность подавления помех по зеркальному каналу приема на 40 дБ при несущей частоте 10 ГГц и промежуточной частоте, равной 250 МГц. При этом преселектор с шириной полосы пропускания 200 МГц обеспечивал подавление помехи на 30 дБ, и смеситель приемника - еще на 10 дБ. При F=20 МГц и ширине полосы пропускания фильтра ПЧ 17-n около 10 МГц мешающий сигнал, излучаемый на частоте f=f-F, дополнительно ослаблялся фильтром ПЧ на 35 дБ.
Техническим преимуществом предлагаемой АФАР по сравнению с прототипом является ее защита от помех по зеркальному каналу. При этом сохраняются все преимущества прототипа, связанные с высокой точностью формирования и стабильностью параметров ДНА.
Согласно сведениям, представленным в материалах заявки, АФАР может быть изготовлена по существующей, известной в радиопромышленности технологии, на базе известных комплектующих изделий и использована в БРЛС при навигации летательных аппаратов.
ЛИТЕРАТУРА
1. Патент США, H01Q 3/24, №5943010 от 24.08.99. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.
2. Патент США, H01Q 3/22, №6784837 от 31.08.04. Transmit/receiver module for active phased array antenna.
3. Патент США, H01Q 3/22, №6441783 от 27.08.02. Circuit module for a passed array.