УПРАВЛЯЕМЫЙ ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
CONTROLLED SELECTIVE AMPLIFIER

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, системах связи, радиолокации и т.п.
В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения специализированных избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) без «лишних» активных элементов при малом энергопотреблении.
в
н
в
н
Известны схемы ИУ на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f[3-28]. Причем их верхняя граничная частота f иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя fопределяется корректирующим конденсатором.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 4.267.518 fig.6. Он содержит источник сигнала 1, подключенный к базе первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером первого 2 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 3 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, первый 7 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттером первого 2 и второго 3 входных транзисторов, первый 8 частотозадающий резистор, включенный между коллектором первого 2 входного транзистора и второй 9 шиной источника питания, второй 10 корректирующий конденсатор, второй 11 частотозадающий резистор, причем коллектор второго 3 входного транзистора связан по постоянному току со второй 9 шиной источника питания.
Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность
<mrow><mi>Q</mi><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mi>в</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>f</mi><mi>н</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
0
0
амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и большой коэффициент усиления по напряжению К>1 на частоте квазирезонанса (f).
0
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (К) на частоте квазирезонанса f. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство с Q=5÷50.
Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1 источник сигнала 1, подключенный к базе первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером первого 2 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 3 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, первый 7 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттером первого 2 и второго 3 входных транзисторов, первый 8 частотозадающий резистор, включенный между коллектором первого 2 входного транзистора и второй 9 шиной источника питания, второй 10 корректирующий конденсатор, второй 11 частотозадающий резистор, причем коллектор второго 3 входного транзистора связан по постоянному току со второй 9 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи -второй 10 корректирующий конденсатор включен между базой второго 3 входного транзистора и коллектором первого 2 входного транзистора, второй 11 частотозадающий резистор включен между базой второго 3 входного транзистора, связанной с выходом устройства 13, и общей шиной 12 источников питания, причем параллельно второму 11 частотозадающему резистору включен по переменному току дополнительный корректирующий конденсатор 14.
Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.
На фиг.3 представлена схема ИУ фиг.2 на n-p-n SiGe транзисторах в среде Cadence.
На фиг.4 показаны логарифмическая амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазочастотная (ФЧХ) характеристики ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=50пФ, R12=128 Ом, С1=280 фФ.
На фиг.5 приведены ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=5пФ, R12=131 Ом, С1=450 фФ.
На фиг.6 приведена ЛАЧХ ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=5 пФ и 50 пФ.
На фиг.7 показана ЛАЧХ ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=50pF и токе Ivar, изменяющимся в диапазоне от 0,4 мА до 1 мА с шагом 0,2 мА.
На фиг.8 представлена ЛАЧХ ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=5pF и токе Ivar, изменяющимся в диапазоне от 0,4 мА до 1 мА с шагом 0,2 мА.
Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, подключенный к базе первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером первого 2 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 3 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, первый 7 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттером первого 2 и второго 3 входных транзисторов, первый 8 частотозадающий резистор, включенный между коллектором первого 2 входного транзистора и второй 9 шиной источника питания, второй 10 корректирующий конденсатор, второй 11 частотозадающий резистор, причем коллектор второго 3 входного транзистора связан по постоянному току со второй 9 шиной источника питания. Второй 10 корректирующий конденсатор включен между базой второго 3 входного транзистора и коллектором первого 2 входного транзистора, второй 11 частотозадающий резистор включен между базой второго 3 входного транзистора, связанной с выходом устройства 13, и общей шиной 12 источников питания, причем параллельно второму 11 частотозадающему резистору включен по переменному току дополнительный корректирующий конденсатор 14.
Рассмотрим работу схемы фиг.2.
вх
0
0
Источник входного сигнала 1 (u) изменяет ток коллектора первого входного транзистора 2. В силу комплексного характера нагрузки его коллекторной цепи на выходе 13 ИУ воспроизводится амплитудно-частотная характеристика полосно-пропускающего типа - конденсатор 10 обеспечивает высокое подавление входного сигнала в области нижних частот (f<f), а конденсатор 14 - в области верхних частот (f>f). Функция масштабного преобразования коллекторного тока транзистора 2 реализуется на резисторах 8 и 11.
вх
Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 как отношение выходного напряжения (выход устройства 13) к входному напряжению u(1) определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем
<mrow><mi>K</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>j</mi><mi>f</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mn>13</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><mi>j</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></mfrac></mrow><mrow><msubsup><mi>f</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup><mo>−</mo><msup><mi>f</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mi>j</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></mfrac></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
где f - частота входного сигнала;
0
f - частота квазирезонанса избирательного усилителя;
Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;
0
0
К - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f.
0
Если на частоте квазирезонанса f реактивное сопротивление емкости конденсатора 7 значительно меньше, чем сумма эмиттерных сопротивлений транзисторов 2 и 3, то
<mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><msqrt><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></msqrt></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
10
14
8
11
где С, С, R, R - параметры элементов 10, 14, 8 и 11.
При этом добротность ИУ определяется формулой
<mrow><msup><mi>Q</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>=</mo><msub><mi>D</mi><mn>0</mn></msub><mo>+</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>α</mi><mn>2</mn></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.2</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>3</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
2
где α - коэффициент передачи по току эмиттера транзистора 2;
11.i
h - h-параметр i-гo транзистора в схеме с общей базой;
<mrow><msub><mi>D</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>+</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow><mo>)</mo></mrow><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow>
- эквивалентное затухание пассивной частото-
зависимой цепи в коллекторе транзистора 2.
За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.
Если реализовать условие
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>α</mi><mn>2</mn></msub><msqrt><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></msqrt></mrow><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.2</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>4</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
0
то добротность Q и коэффициент усиления К
<mrow><mi>Q</mi><mo>=</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>⋅</mo><msup><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>+</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>5</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mi>Q</mi><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>.</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>6</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
0
Однако в общем случае формула для коэффициента усиления К в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид
<mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mo>−</mo><mi>Q</mi><mfrac><mrow><msub><mi>α</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.2</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msqrt><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow></msqrt><mo>.</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>7</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
10
14
11
11.2
11.3
Важной особенностью схемы является возможность оптимизации ее параметрической чувствительности. Оптимальным соотношением является равенство емкостей конденсаторов 10 и 14 (C=C=C). В этой связи необходимое значение добротности Q может быть реализовано параметрически - установлением определенного соотношения между сопротивлениями резисторов 11 (R) и h, h, которые определяются токами источников тока 4 и 6.
<mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.2</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>T</mi></msub><mo>/</mo><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>8</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
T
где φ≈25 мВ - температурный потенциал;
0
0
I - некоторое опорное значение тока, например I=1 мА.
Поэтому параметрическое условие реализации необходимой добротности легко реализуется выбором режимов работы транзисторов 3 и 2. В частности, при выполнении равенства
<mrow><mfrac><mrow><mn>2</mn><msub><mi>ϕ</mi><mi>T</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>α</mi><mn>2</mn></msub><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>9</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
10
14
обеспечивается экстремально низкая чувствительность добротности ИУ к емкостным элементам схемы. Действительно, указанная выше оптимальность соотношения их номиналов (C=C) позволяет реализовать равенство
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><mo>−</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><mn>0.</mn><mtext> </mtext><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><mo>−</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>10</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
6
var.
В практических задачах условие (10) может использоваться для повышения стабильности параметров ИУ в режимах настройки или масштабной перестройки частоты квазирезонанса, которую целесообразно осуществлять током I=I
14
10
11
8
Равенство C=C=C не противоречит условию равнономинальности пассивных элементов схемы (R=R=R). В этом случае параметр R
<mrow><mi>R</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><msub><mi>ϕ</mi><mi>T</mi></msub><mn>3</mn><mo>−</mo><mn>1</mn><mo>/</mo><mi>Q</mi></mrow><mrow><msub><mi>I</mi><mn>0</mn></msub><mtext> </mtext><msub><mi>α</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>11</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
что обеспечивает реализацию требуемой добротности ИУ.
Представленные на чертежах фиг.4-8 результаты моделирования предлагаемого ИУ фиг.2-3 подтверждают указанные свойства заявляемых схем.
7
var
Из фиг.6 следует, что емкость конденсатора 7 (C=C) оказывает положительное влияние на ослабление входного сигнала в диапазоне низких частот. Кроме этого, за счет изменения статического тока транзистора 3 можно управлять параметрами избирательного усилителя - добротностью и коэффициентом усиления (см. фиг.7, фиг.8).
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08. / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов. / Под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.
3. Патент WO /2006/077525.
4. Патент US 4.267.518, fig.6.
5. Патент RU 2101850 fig.1.
6. Патент WO /2007/022705.
7. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.3.
8. Патентная заявка US 2007/0040604 fig.3.
9. Патент WO/03052925A1 fig.3.
10. Патент 6.011.431 fig.4.
11. Патент 5.331.478 fig.3.
12. Патент US 4.885.548 fig.9.
13. Патент US 4.974.916 fig.1.
14. Патентная заявка US 2008/0122530 fig.4.
15. Патент US 5.298.802.
16. Патент US 2009/0261899 fig.3.
17. Патент CN 101204009.
18. Патент ЕР 1844547.
19. Патент UА 17276
20. Патент US 2009/0289714 fig.4
21. Патент US 7.202.762
22. Патент US 6.188.272
23. Патент US 5.847.605
24. Патент US 7.116.961
25. Патентная заявка US 2011/0109388 fig.2
26. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.2
27. Патент US 5.012.201 fig.2
28. Патентная заявка US 2010/0201437 fig.2