СИСТЕМА СВЯЗИ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ СТОХАСТИЧЕСКИХ МНОГОЧАСТОТНЫХ ШИРОКОПОЛОСНЫХ КОДИРОВАННЫХ РАДИОСИГНАЛОВ

Предлагаемая полезная модель относится к области радиотехники, в частности, к системам связи с использованием сложных широкополосных многочастотных кодированных сигналов и может использоваться в системах мобильной связи.
Известна система связи, базирующаяся на использовании ортогональных псевдослучайных последовательностей для сглаживания спектральной характеристики сигнала и обеспечения кодового разделения каналов связи, которая может работать в сверх широкополосном диапазоне частот - UWB (Ultra Wide Band) (см. патент США №5687169, М.кл. H04J 3/06, опубл. 11.11.1997 г.).
Модификация этой системы, которая может работать как в широкополосном, так и в сверхширокополосном диапазонах, использует C-UWB (Control Ultra Wide Band) технологию, т.е. контролируемую сверхширокополосную технологию, в которой контролируются ширина спектра и наполнение спектра шумоподобного сигнала (см. А.Голицын «Технология C-UWB - основа для телекоммуникационных систем нового поколения», журнал «Электроника: Наука, Технология, Бизнес», №5, 2008 г., стр.76-81). Основной особенностью этой системы является то, что информация закладывается в изменение мощности широкополосного сигнала и передается во всей полосе частот, а при переносе спектра во время обработки в приемной части переносится вместе со спектром.
Данная система предлагает метод борьбы со случайными и преднамеренными помехами. Для этого на передающей стороне этой системы сигнал формируют в цифровом виде на основе псевдослучайных последовательностей (ПСП), а на приемной стороне сигнал демодулируют корреляционным способом, что позволяет реализовать кодовое разделение каналов.
Данная система содержит на передающей стороне генератор широкополосного шумового сигнала, выходом соединенный со входом модулятора, связанного, в свою очередь, выходом с передающей антенной.
На приемной стороне система содержит связанное входом с приемной антенной приемное устройство, а выходом - с первым полосовым фильтром, выход которого подключен ко входу усилителя, выход которого соединен со входом линейного усилителя и усилителя-ограничителя, выходы которых подключены к соответствующим входам перемножителя, выходом связанного с последовательно соединенными вторым полосовым фильтром, блоком выделения огибающей и демодулятором.
Определяющим фактором подавления узкополосной помехи в данной системе является частотная полоса спектра изменения мощности помехи, а не частотная полоса, занимаемая помехой в эфире.
Однако, в этой системе с увеличением расстояния, на которое должен быть передан сигнал, резко падает пропускная способность из-за замираний в условиях городской застройки, а также при перемещениях абонентов, что ухудшает прием сигналов. Поэтому выигрыш такой системы в условиях многолучевого замирания сигнала возможен при уменьшении радиуса соты в сотовой системе, соответственно надо увеличивать число базовых станций сотовой системы для обеспечения достаточного уровня качества связи.
Известны системы связи, базирующиеся на технологии OFDM-CDMA (Orthogonal Frequency Division Multiplexing - Code Division Multiple Access).
Важной особенностью систем связи, базирующихся на вышеуказанной технологии, является ослабление помехи дистанционного доступа и влияния многолучевости, а также уменьшение межсимвольной интерференции и частотно-селективных замираний.
Ряд систем, использующих данную технологию, при формировании широкополосных многочастотных сигналов применяют ортогональные расширяющие коды Уолша-Адамара, из-за детерминированности которых не обеспечивается структурная скрытность сигналов (см. Popovic Branislav М. Spreading waveforms for multi-carrier CDMA Systems. - IEEE Fifth International Symposium on Spread spectrum techniques and application (ISSSTA-98), September 2-4, South Africa, 1998).
Одна из систем, использующих методику формирования многочастотных широкополосных сигналов, базирующуюся на технологии OFDM-CDMA и использующая расширяющие коды Уолша (см. патент США US 2010/0246642, М.кл. H04B 1/707, опубл. 30.09.2010 г.), содержит на передающей стороне кодер (перемежитель), осуществляющий кодирование данных, поступающих от источника информации. С кодера, по командам с блока контроля мощности в каналах «вниз», сигналы подаются в мультиплексор, где алгебраически суммируются и поступают в модулятор, состоящий из расширителя спектра и перемножителя, управляемого блоком контроля мощности в каналах «вверх». Через канал связи сформированный сигнал поступает на приемную часть, содержащую демодулятор и блок сжатия спектра, который связан соответствующими выходами с блоками контроля мощности в каналах «вниз» и «вверх» и с декодером.
В данной системе связи с множественным доступом способ формирования и приема сигналов не позволяет обеспечить достаточную помехозащищенность и необходимую надежность связи с мобильными пользователями, движущимися с высокими скоростями (более 150 км/час), поскольку детерминированность кодов Уолша не позволяет обеспечить устранение структурных преднамеренных помех и структурную скрытность сигналов, а также сама структура приемника не позволяет бороться с частотно-селективными замираниями сигналов, вызванными эффектом Доплера, который связан с этими скоростями.
Новым направлением в формировании широкополосных сигналов явилось использование широкополосных хаотических сигналов, которые обладают такими полезными свойствами по сравнению с сигналами, использующими расширяющие коды Уолша, как непериодичность сигналов, большой объем ансамблей сигналов, лучшие корреляционные свойства, возможность быстрой синхронизации, повышенная структурная скрытность, возможность маскирования информации.
Известна система передачи дискретной информации с непрерывной сменой ансамблей сигналов в процессе работы, в которой осуществляется формирование параллельных M-позиционных ортогональных хаотических сигналов (см. статью М.Б.Орлов, М.Н.Чесноков, М.М.Шипилов, А.И.Щербаков «Синтез многочастотных многопозиционных ортогональных хаотических сигналов», журнал «Радиотехника», №5, 2001 г., стр.76-80).
n
Данная система содержит в передающей части генератор хаотической последовательности (ГХП), вырабатывающий широкополосные хаотические сигналы в соответствии с хранимыми в памяти исходными данными. Эти сигналы с выходов ГХП поступают на формирователь модулируемых квадратурных ортогональных последовательностей (ФМКОП), где осуществляется процедура ортогонализации сигналов, результатом которой является получение совокупности нормированных векторов  и , где k - номер сигнала. Выходы ФМКОП подключены к соответствующим входам селектора, в котором осуществляется расчет пикфактора сформированных многочастотных сигналов, их анализ и исключение сигналов с максимальным значением пикфактора. Далее с селектора отобранные сигналы поступают в блок выбора, где по заданному алгоритму производится выбор сформированных многочастотных сигналов в соответствии с n-разрядной комбинацией (M=2). При этом устройство коммутации (УК), выходами связанное с соответствующими входами блока выбора, обеспечивает формирование сигнала на одном из M-выходов блока выбора в соответствии с указанной выше кодовой комбинацией в УК.
С соответствующего выхода блока выбора сигнал поступает в устройство объединения (УО), куда также, для выполнения процедуры синхронизации, поступают на соответствующие входы упомянутые ранее нормированные векторы и отрезок хаотической последовательности. С выхода УО сигналы поступают в модулятор, где осуществляется их квадратурная амплитудная модуляция. При этом при передаче каждых n информационных бит формируется новый ансамбль параллельных M-позиционных ортогональных хаотических сигналов (т.е. сигналов, структура которых зависит от количества частот в сигнале). Далее через канал связи сформированные сигналы поступают на демодулятор приемной части. Демодулятор в такой системе обычно содержит связанные между собой усилитель сигнала, квадратурный расщепитель и АЦП. С выхода демодулятора демодулированный сигнал подается на набор корреляторов и устройство синхронизации, которое выполняет первоначальный запуск ГХП (приемной части), работающий в соответствии с исходными данными, хранящимися в памяти. В наборе корреляторов используются эталонные колебания, формируемые, как и в передающей части, с помощью ФМКОП (приемной части), через селектор (приемной части) поступающие в корреляторы. Соответствующие входы ФМКОП связаны с соответствующими выходами ГХП. С выходов корреляторов сигналы подаются на решающее устройство (РУ), которое формирует решение о принимаемом информационном символе, который выдается получателю информации.
Данная система, выбранная за прототип, по сравнению с предыдущим аналогом, позволяет сформировать широкополосные хаотические сигналы, не являющиеся детерминированными периодическими сигналами, характеризующиеся большим объемом ансамблей сигналов, лучшими корреляционными свойствами.
Однако в условиях многолучевой интерференции в этой системе не удается обеспечить уверенный прием сигналов. При этом система не обеспечивает устойчивой работы в случае отбрасывания частотных составляющих, что снижает ее помехоустойчивость. Кроме того, формируемые в прототипе сигналы не позволяют обеспечить высокую степень структурной скрытности, в частности, из-за необходимости передачи всего кодового образца для обеспечения синхронизации системы, что создает возможность имитации кодовой последовательности. Система не позволяет также учитывать эффект Доплера в канале связи и эффективно его устранять, что снижает уверенную работу при быстром перемещении абонентов (более 150 км/час) из-за частотно-селективных замираний.
Техническим результатом полезной модели является повышение помехоустойчивости путем обеспечения уверенного приема в условиях многолучевой интерференции и частотно-селективных замираний, в частности, при быстром перемещении абонента мобильной системы, а также повышение структурной скрытности формируемых сигналов.
Достижение указанного результата обеспечивается в системе связи с использованием стохастических многочастотных широкополосных кодированных радиосигналов, содержащей на передающей стороне блок формирования ансамблей сигналов передающей стороны, включающий генератор хаотических широкополосных кодированных сигналов, вход которого связан с выходом блока памяти исходных данных, а его выходы подключены к соответствующим входам формирователя квадратурных (ортогональных) составляющих сигналов, выходы которого соединены с соответствующими входами блока оценки и селекции сигналов, выходы которого являются выходами блока формирования ансамблей сигналов и подключены к соответствующим входам блока выбора и запоминания сигналов, другими соответствующими входами связанного с выходами устройства коммутации, вход которого соединен с выходом источника информации, выходы блока выбора и запоминания сигналов подключены к соответствующим входам блока синхронизации, выход которого подключен ко входу модулятора, связанного с передающей антенной, на приемной стороне содержащей связанный входом с приемной антенной демодулятор, включающий последовательно соединенные усилитель сигнала, АЦП и блок квадратурных расщепителей, выход которого является выходом демодулятора и связан со входом блока синхронизации, соответствующим выходом соединенного со входом блока формирования ансамблей сигналов приемной стороны, включающим генератор хаотических широкополосных кодированных сигналов, соответствующий вход которого является входом блока формирования ансамблей сигналов, другой соответствующий вход генератора хаотических широкополосных кодированных сигналов связан с соответствующим выходом блока памяти исходных данных приемной стороны, а выходы генератора хаотических широкополосных кодированных сигналов подключены к соответствующим входам формирователя квадратурных (ортогональных) составляющих сигналов, выходы которого подключены к соответствующим входам блока оценки и селекции сигналов, выходы которого являются выходами блока формирования ансамблей сигналов приемной стороны, блок принятия решения, выход которого является выходом для подключения к потребителю информации, отличающейся тем, что генератор хаотических широкополосных кодированных сигналов на передающей и приемной сторонах содержит последовательно соединенные управляемый генератор тактовой частоты, линейный рекуррентный регистр и нелинейное устройство обратной связи, при этом соответствующий вход управляемого генератора тактовой частоты соединен с выходом блока памяти исходных данных соответственно передающей и приемной сторон, к точке соединения управляемого генератора тактовой частоты и линейного рекурсивного регистра подключен выход нелинейного устройства обратной связи, соответствующий вход которого соединен с соответствующим выходом блока памяти исходных данных соответственно передающей и приемной сторон, другой соответствующий выход которого подключен к соответствующему входу линейного рекуррентного регистра соответственно передающей и приемной сторон, а его соответствующий выход соединен с соответствующим входом нелинейного устройства обратной связи соответственно передающей и приемной сторон и является выходом генератора хаотических широкополосных кодированных сигналов для подключения к соответствующему входу формирователя квадратурных составляющих сигнала соответственно передающей и приемной сторон, другой вход которого соединен с соответствующим выходом блока памяти исходных данных соответственно на передающей и приемной сторонах, другой соответствующий вход управляемого генератора тактовой частоты соединен с соответствующим выходом блока оценки и селекции сигналов, а на приемной стороне введены блок оценки дискретного параметра, блок задержки сигнала и блок фильтрации непрерывных параметров, при этом вход блока задержки сигнала и соответствующий вход блока оценки дискретного параметра соединены со входом блока синхронизации, выход блока задержки сигнала подключен к соответствующему входу блока фильтрации непрерывных параметров, другие соответствующие входы которого соединены соответственно с соответствующим выходом блока принятия решения и соответствующим выходом блока формирования ансамбля сигналов, которым является выход блока оценки и селекции сигналов, а выход блока фильтрации непрерывных параметров подключен к другому соответствующему входу блока оценки дискретного параметра, при этом входом блока формирования ансамблей сигналов на приемной стороне для подключения к выходу блока синхронизации является вход управляемого генератора тактовой частоты генератора хаотических широкополосных кодированных сигналов.
Достижение технического результата в отличие от прототипа обеспечивается в предлагаемом техническом решении путем формирования принципиально новых параллельно-последовательных кодированных сигналов, которые обладают скрытностью и позволяют защитить информацию. Это обусловлено тем, что формируемые сигналы:
- имеют больший объем базы, что повышает помехозащищенность и скорость передачи информации;
- обладают лучшими корреляционными свойствами, что дает больший выигрыш в условиях многолучевой интерференции при приеме сигналов;
- более устойчивы к отбрасыванию частотных составляющих, чем параллельные сигналы в прототипе, что соответственно обеспечивает выигрыш в помехоустойчивости;
- имеют большую степень структурной скрытности, чем обычные широкополосные стохастические сигналы (ШХС) в прототипе, что объясняется свойствами регистров с нелинейными функциями обратной связи (в блоках линейного рекурсивного регистра (ЛРР) и нелинейном устройстве обратной связи (НУОС) совместно с управляемым генератором тактовой частоты), следовательно, они хорошо защищены от прослушивания;
- за счет рекуррентности M-последовательностей (блоки ЛРР и НУОС) можно передавать не весь кодовый образец (для синхронизации), а его часть, что значительно уменьшает вероятность его перехвата и сильно затрудняет возможность имитации кодовой последовательности, т.е. сигнал хорошо защищен от воздействия преднамеренной помехи имитационного типа (jamming).
В приемной части принимаемая смесь проходит через усилитель сигнала (УС), АЦП и блок квадратурных расщепителей, в результате чего формируются принимаемые отсчеты квадратурных составляющих сигнала (КСС) (в дальнейшем называемые ПОКСС).
m
m
m
Блок задержки сигнала (БЗС) осуществляет задержку ПОКСС на время, равное τ+T, где τ - интервал многолучевости, а T - длительность тактового интервала. Задержка в тракте, содержащем блок фильтрации непрерывных параметров, необходима для снятия манипуляции с принимаемого сигнала. Она может быть обеспеченна после принятия решения в блоке оценки дискретных параметров (БОДП). Из-за наличия многолучевости для снятия манипуляции с сигнала необходимо запоминание предыдущего решения на интервал времени τ+T>T. Оно осуществляется в блоке принятия решения (БПР). В свою очередь, в этом блоке используются оценки параметров, полученные на предыдущем тактовом интервале, что допустимо при медленном изменении параметров.
m
После задержек на время τ+T указанные квадратурные составляющие поступают на L блоков фильтрации непрерывных параметров (БФНП), где происходит фильтрация непрерывных параметров и осуществляется тактовая синхронизация. При фильтрации параметров используются предыдущие решения из БПР на интервале многолучевости.
Блок оценки дискретного параметра (БОДП) работает с использованием квадратурных составляющих сигнала и оценок параметров сигнала во всех лучах. В нем реализуется сложение энергий всех лучей многолучевого сигнала.
Блок синхронизации (БС) осуществляет синхронизацию принимаемых сигналов по тактам и циклам, блок формирования ансамблей сигналов (БФАС) и блок задержки сигналов (БЗС) служат для одновременной выработки ансамблей хаотических сигналов на передающей и приемной сторонах. Алгоритм формирования ансамблей сигналов в БФАС на передаче и приеме одинаков, причем отличен от прототипа тем, что позволяет принимать сигнал в условиях воздействия эффекта Доплера, многолучевой интерференции и частотно-селективных замираний.
Предлагаемая полезная модель поясняется чертежами, где на фиг.1 приведена структурная схема предлагаемого устройства, на фиг.2 - блок-схема алгоритма работы передающей части, на фиг.3а и б - блок-схема алгоритма работы приемной части, а на фиг.4 - функциональная схема формирования кодовых последовательностей в блоках НУОС и ЛРР как в передающей, так и в приемной частях.
Согласно фиг.1 система связи с использованием стохастических многочастотных широкополосных кодированных радиосигналов содержит на передающей стороне блок 1 формирования ансамблей сигналов передающей части (БФАС), в который входят генератор 2 хаотических широкополосных кодированных сигналов, состоящий из управляемого генератора 3 тактовой частоты (УГТЧ), линейного рекуррентного регистра 4 (ЛРР) и нелинейного устройства 5 обратной связи (НУОС), блок 6 памяти исходных данных (БПИД), формирователь 7 квадратурных составляющих сигналов (ФКСС) и блок 8 оценки и селекции сигналов (БОиСС). Кроме того, на передающей стороне имеются блок 9 выбора и запоминания сигналов (БВиЗС), устройство 10 коммутации сигналов (УК), блок 11 синхронизации передающей части (БС) и модулятор 12, связанный выходом с передающей антенной 13. При этом в генераторе 2 хаотических широкополосных кодированных сигналов соответствующие входы УГТЧ 3 соединены с соответствующими выходами БПИД 6 и БОиСС 8, а выход УГТЧ 3 соединен с выходом НУОС 5 и соответствующим входом ЛРР 4, другой вход которого соединен с соответствующим выходом БПИД 6, а соответствующие выходы ЛРР 4 подключены к соответствующим входам НУОС 5 и ФКСС 7, другой вход которого соединен с соответствующим выходом БПИД 6, выходы ФКСС 7 соединены с соответствующими входами БОиСС 8, другой соответствующий вход которого соединен с соответствующим выходом БПИД 6. Выходы БОиСС 8, являющиеся выходами генератора 2 хаотических широкополосных кодированных сигналов, подключены к соответствующим входам БВиЗС 9, к другим соответствующим входам которого подключены соответствующие выходы УКС 10, на вход которого подается сигнал от источника информации. Соответствующие выходы БВиЗС 9 подключены к соответствующим входам БС 11, выход которого соединен с входом модулятора 12, связанного выходом с передающей антенной 13.
На приемной стороне система содержит приемную антенну 14, связанную с входом демодулятора 15, которым является вход входящего в него усилителя 16 сигнала (УС), выходом соединенного со входом блока АЦП 17, выходом связанного со входом блока квадратурных расщепителей (БКР) 18, выход которого является выходом демодулятора 15, который подключен ко входам блока 19 синхронизации приемной части (БС), блока 20 задержки сигнала (БЗС) и блока 21 оценки дискретного параметра (БОДП), выход которого подключен к соответствующему входу блока 22 принятия решения (БПР), один выход которого соединен с соответствующим входом блока 23 фильтрации непрерывных параметров (БФНП), а другой выход БПР 22 является выходом сигнала для потребителя информации. Выход БС 19 подключен к входу БФАС 24, которым является соответствующий вход генератора 25 хаотических широкополосных кодированных сигналов приемной части, которым является вход входящего в него УГТЧ 26, выход которого подключен к соответствующим входу ЛРР 27 и выходу НУОС 28, соответствующий вход которого соединенный с выходом ЛРР 27, является выходом генератора 25 хаотических широкополосных кодированных сигналов, который подключен к одному из входов ФКСС 29 приемной части, выходами связанного с первым и вторым соответствующими входами БОиСС 30 приемной части, третий соответствующий вход которого соединен с соответствующим выходом БПИД 31 приемной части, другие соответствующие выходы которого подключены к соответствующим входам УГТЧ 26, ЛРР 27, НУОС 28 и ФКСС 29, причем соответствующий вход УГТЧ 26 соединен с соответствующим выходом БОиСС 30, другие соответствующие выходы которого подключены к соответствующим входам БПР 22 и БФНП 23.
Работа предлагаемой системы осуществляется в соответствии с фиг.1, фиг.2, фиг.3 следующим образом.
k
k
Рассмотрим общий вид формируемого в БФАС 1 параллельно-последовательного сигнала S(t) из ансамбля {S(t)}, , M - объем ансамбля:
i
u
для (q-1)T≤t≤qT, где q - номер тактового интервала ТИ, T - длительность ТИ, i - номер частотной составляющей ω в сигнале (i=1…m); m - их количество; j - номер субэлемента сигнала (j=1…l); l - количество субэлементов длительностью ; g[t-(j-1)t] - стробирующая функция, определяемая соотношением:
Рассмотрим работу БФАС 1 и процесс формирования сигнала подробнее.
m-1
УГТЧ 3 представляет собой генератор меандра и задает тактовую частоту для работы ЛРР 4, тем самым задавая исходный режим его работы. НУОС 5 представляет собой логическое устройство, которое формирует обратную связь регистра таким образом, что на его выходе имеем последовательность отсчетов, которая является M-последовательностью. НУОС 5 состоит из сумматоров по модулю 2 и умножителей, количество и схемотехническое соединение которых выбирается таким образом, чтобы на выходе ЛРР 4 генерировалась непериодическая последовательность максимальной длины, равной 2, где m - количество триггеров в ЛРР 4.
i
i
Таким образом, на выходе ЛРР 4 имеем отсчеты цифровых последовательностей, которые обозначим соответственно: x, y, где , a m - количество триггеров, из которых состоит регистр, которое задается в блоке 6 памяти исходных данных.
Полученные цифровые M-последовательности подаются на ФКСС 7, который выполняет:
1. формирование квадратурных составляющих сигналов (КСС) согласно соотношениям:
2. ортогонализацию и нормировку КСС согласно  формулам:
где k=(1…M),  - норма k-го сигнала.
Здесь ортогональные и нормированные квадратурные составляющие сигнала (КСС) ,  формируются согласно соотношениям:
где , а
k
r
k
r
где (νw) - скалярное произведение сигналов ν и w. Величины , входящие в (5), равны:
Квадрат нормы r-го сигнала  равен
Дальше ортогональные и нормированные КСС поступают на БОиСС 8, где происходит оценка неортогональности КСС и если не достигнуто допустимое значение неортогональности (ДЗН), то п.п.1 и 2 повторяются до тех пор, пока не будет достигнуто ДЗН. Совместно с оценкой происходит селекция КСС по заданному значению пикфактора. Т.е. расчет пикфактора и сравнение его с допустимой величиной из блока 6 памяти исходных данных. КСС, не удовлетворяющие заданному пикфактору отбрасываются.
Далее ортогональные и нормированные КСС, удовлетворяющие заданному пикфактору, поступают на БВиЗС 9. Здесь происходит выбор квадратурных составляющих сигнала в соответствии с ИИ. Каждый бит информации в блоке БВиЗС 9 кодируется одним сигналом и с помощью УК 10 происходит выбор сигнала соответствующего данному биту в БВиЗС 9. Далее происходит преобразование цифровых сигналов (которые у нас представлены в виде КСС) в аналоговые с последующей квадратурно-амплитудной модуляцией в модуляторе 12. Аналитически полученный сигнал можно записать согласно формуле 1.
Блок 6 памяти исходных данных для формирования сигналов задает длину ЛРР - количество триггеров или ячеек, запоминающих 1 бит информации, структуру НУОС 5, т.е. необходимое количество и способ схемотехнического соединения между собой логических вентилей НУОС 5 и триггеров ЛРР 4, допустимое значение неортогональности для ФКСС 7, заданное значение пикфактора и число сигналов в ансамбле для БОиСС 9. Блок синхронизации передающей части (БС) осуществляет синхронизацию принимаемых сигналов по тактам и циклам.
В приемной части принимаемая смесь проходит через УС 16, БКР 17 и АЦП 18, в результате чего формируются принимаемые отсчеты КСС (в дальнейшем назовем ПОКСС).
Принимаемый r-й вариант сигнала в дискретном времени будет равен
причем:
Здесь U и V - квадратурные составляющие принимаемой смеси. Уравнения для квадратурных составляющих коэффициента передачи канала на i-й частоте
2
1ik
1ik
Здесь α определяет ширину спектра флуктуации, σ - дисперсия КС, n(l), n(l) - взаимо некоррелированы для различных i, k, l гауссовские случайные величины с нулевым средним и единичной дисперсией.
1i0
1i0
B (11) λ(l), λ(l) - постоянные известные значения КС.
Задание КС принимаемого сигнала в виде соотношений (11), (12) соответствует Райсовской модели независимо замирающих сигналов на i-й частоте. При отсутствии регулярных составляющих из нее следует Релеевская модель канала.
Заметим, что принятая модель, безусловно, является несколько идеализированной, т.к. не учитывает корреляцию замираний на разных поднесущих.
Рекуррентные стохастические уравнения для начальной фазы на i-той поднесущей имеют следующий вид
Уравнения, описывающие параметры случайной задержки границ элементов сигнала имеют следующий вид
k
Ω
Здесь Ω - случайная составляющая нестабильности тактовой частоты; Δ=h - интервал дискретизации; γ определяет ширину спектра флуктуации тактовой частоты;  - мощность этих флуктуаций.
Описанные выше модели были использованы при статистическом синтезе многофункционального алгоритма демодуляции и синхронизации сложных многочастотных ШПС. Синтез был произведен на основе алгоритма фильтрации Марковских процессов. Он был дополнен соотношениями, описывающими синхронизацию принимаемого сигнала по границам сложных многочастотных ШПС. Назовем этот вид синхронизации синхронизацией по задержке сложных многочастотных ШПС.
Основные свойства алгоритма:
- из него, в результате упрощений и допущений, может быть получен ряд более простых алгоритмов, из которых может быть выбран пригодный для реализации;
- на основе данного алгоритма могут быть получены более простые, по сравнению с оптимальными для условий воздействия белого гауссова шума алгоритмами приема, но в то же время обеспечивающими подавления сосредоточенными помех гребенчатого типа и импульсных помех.
Здесь приведен упрощенный алгоритм, полученный из оптимального алгоритма. Его особенностями являются:
1. применение обратной связи по решению, т.е. оценивание параметров сигнала и канала осуществляется в результате обработки задержанной реализации принимаемой смеси после принятия решения о передаваемом сигнале;
2. использование постоянных коэффициентов усиления при рекуррентной фильтрации параметров.
Алгоритм включает следующую систему взаимосвязанных рекуррентных соотношений, записанных ниже.
1. Уравнения фильтрации квадратурных составляющих комплексного коэффициента передачи канала на поднесущей с номером i (i=1, 2, …, m):
2. Уравнения для фильтрации фаз i-ых поднесущих:
3. Уравнения для фильтрации параметров временной задержки границ тактовых интервалов:
k+1
Величина D, входящая в это выражение, вычисляется следующим образом:
4. Соотношения, описывающие процесс поиска сигнала (синхронизация по временной задержке сложных многочастотных ШПС), имеют вид:
а)
для ν=1, …, N, где N - общее число точек неопределенности по задержке;
б)
max
ν
где ν - точка зоны неопределенности, соответствующая максимальной величине z;
в) статистика , входящая в выражение (20), равна:
5. Соотношения для принятия решения о номере принятого сигнала:
(согласно этому выражению, принимается решение о приеме сигнала с номером r, если выполняется система неравенств (26), причем r, p=1, 2, …, M и r≠p. Величины , входящие в (26), вычисляются следующим образом:
max
max
где ν - это точка зоны неопределенности, определенная после осуществления синхронизации по задержке сложных многочастотных ШПС согласно соотношениям №(20), (21). Заметим, что везде в вышеприведенных соотношениях значения d, определяющее номер временного интервала, зависит от номера точки зоны неопределенности ν. При определении истинного временного интервала (после осуществления синхронизации по задержке сложных многочастотных ШПС) ν=ν.
Блок-схема многофункционального алгоритма демодуляции и синхронизации сложных многочастотных ШПС приведена на фиг.3.
Приемник содержит m квадратурных расщепителей с дискретизаторами для вычисления отсчетов квадратурных составляющих принимаемой смеси. Блок тактовой синхронизации (БС), реализует соотношения (18), (19). В блоках фильтрации непрерывных параметров (БФНП) производится фильтрация параметров канала согласно соотношениям (15)-(17). Блок оценки дискретного параметра (БОДП) и блок принятия и решения (БПР) реализуют соотношения (20)-(27).
Поясним принцип действия алгоритма демодуляции - синхронизации. Рассмотрим сначала случай, когда синхронизация по задержке сложных многочастотных ШПС установлена, то есть временные границы принимаемого сложного многочастотного ШПС совпадают с соответствующими границами опорных сигналов.
Приемник относится к классу приемников с обратной связью по решению. Отсчеты квадратурных составляющих принимаемой смеси поступают на БФНП с задержкой на длительность элемента сигнала Т. В БОДП решение о элементе сигнала выносится в конце элемента сигнала. Поэтому на БФНП одновременно поступают отсчеты квадратурных составляющих и решения с БОДП. В результате в БФНП происходит снятие манипуляции, и оценка параметров производится по демодулированному сигналу.
Вначале из-за того, что оценки параметров формируются неверно, БОДП также формирует случайные решения о принятом сигнале. В какой-то момент времени случайные решения о дискретном параметре сигнала совпадают с правильным решением. При этом БФНП начинает формировать оценки квадратурных составляющих коэффициента передачи канала, близкие к истинным. Это увеличивает частоту правильных решений о дискретном параметре, что из-за правильного снятия манипуляции увеличивает точность получаемых оценок. Результатом является вхождение в синхронизм.
Рассмотрим теперь случай установления синхронизации по задержке сложных многочастотных ШПС. Для упрощения пояснения примем сначала, что оценки параметров сигнала равны истинным. Для осуществления синхронизации по задержке со сложными многочастотными ШПС производится вычисление корреляционных интегралов (как и при принятии решения) согласно выражениям (22)-(25) и определению максимального значения для всех возможных вариантов сигнала согласно выражению (20). Заметим, что при наличии синхронизации по задержке сложных многочастотных ШПС, это значение с большей вероятностью появится на выходе ветви, номер которой соответствует или равен номеру принятого сигнала.
ν
Затем величина согласно выражению (20) вычисляется для всех точек зоны неопределенности по задержке и среди них согласно соотношению (21) определяется точка зоны неопределенности, соответствующая максимальной величине z. При этом процесс поиска по задержке сложных многочастотных ШПС заканчивается.
Учтем теперь процедуру оценивания параметров канала. В этом случае процесс вхождения в синхронизм отличается только тем, что в каждой точке зоны неопределенности время обработки увеличивается на интервал, отводимый на завершение переходных процессов при фильтрации параметров.
m
m
m
БЗС 20 осуществляет задержку ПОКСС на время, равное τ+T, где τ - интервал многолучевости, а T - длительность тактового интервала. Задержка в тракте, содержащем БФНП 23, необходима для снятия манипуляции с принимаемого сигнала. Она может быть обеспеченна после принятия решения в БОДП 21. Из-за наличия многолучевости для снятия манипуляции с сигнала необходимо запоминание предыдущего решения на интервал времени τ+T>T. Оно осуществляется в БПР 22. В свою очередь, в этом блоке используются оценки параметров, полученные на предыдущем тактовом интервале, что допустимо при медленном изменении параметров.
m
После задержек на время τ+T указанные квадратурные составляющие поступают на L блоков фильтрации непрерывных параметров (БФНП 23), где происходит фильтрация непрерывных параметров и осуществляется тактовая синхронизация. При фильтрации параметров используются предыдущие решения из БПР 22 на интервале многолучевости.
БОДП 21 работает с использованием квадратурных составляющих сигнала и оценок параметров сигнала во всех лучах. В нем реализуется сложение энергий всех лучей многолучевого сигнала
БФАС 1 и 24 на передающей и приемной сторонах соответственно служат для одновременной выработки ансамблей хаотических сигналов на передающей и приемной сторонах. Алгоритм формирования ансамблей сигналов в БФАС 1 и 24 на передаче и приеме одинаков.
Пример выполнения блоков устройства можно пояснить следующим образом.
Наименование на схеме
Микросхема
Ссылка
Блок памяти исходных данных
M29W256GH
http://cataloq.qaw.ru/index.php?page=component_detail&id=30131
УГТЧ
TMS С6455,
_Instruments/micros/dsp/c6000/320c64x/TMS320C6455.htm
Формирователь КСС
БОиСС
Altera МАХ 5
БВиЗС
mponent_detail&id=56307
УК
AD420
БС
М
mponents_list&id=55
УС
TMS С6455,
http://www.qaw.ru/html.cqi/txt/ic/Texqs_Instruments/micros/dsp/c6000/320c64x/TMS320C6455.htm
Блок квадратурных расщепителей
Altera МАХ 5
БС
mponent_detail&id=56307
БОДП
AD10200
БПР
БЗС
http://cataloq.qqw.ru/index.php?page=components list&id=30
БФНП
Программная реализация предлагаемой системы поясняется блок-схемами алгоритмов работы передающей, приемной частей устройства, а также функциональной схемой ее работы, приведенными на фиг.2, фиг.3 и фиг.4 соответственно.