УСТРОЙСТВО КОГЕРЕНТНОЙ ОБРАБОТКИ МНОГОЧАСТОТНОГО ЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА С ИЗМЕНЯЕМЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Предлагаемое устройство относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных системах обнаружения, распознавания и селекции.
Известно устройство, обнаружитель-измеритель многочастотных сигналов, содержащее 2 частотных канала осуществляющих на основе блоков задержки, комплексного сопряжения, комплексного умножения, усреднения, вычисления модуля, а также двух блоков деления, двух блоков умножения и сумматора обработки исходных отсчетов, схему вычисления оценки доплеровской скорости на основе последовательно соединенных блоков вычисления фазы и блока умножения и две схемы объединения частотных каналов на основе дополнительного сумматора и дополнительного блока комплексного умножения совместно с блоком комплексного сопряжения. [1]. Однако это устройство обладает ограниченными функциональными возможностями по обработке только простых многочастотных (МЧ ЛЧМ) сигналов.
Известно также устройство, позволяющее обеспечить некогерентную обработку многочастотнго линейно-частотно-модулированного (МЧ ЛЧМ) сигнала, содержащее 1-й усилитель, 1-й полосовой фильтр, преселектор, 2-й усилитель, дисперсионный фильтр, детектор огибающей и интегрирующий элемент, а также блок формирования гетеродинных частотно-модулированных (ЧМ) колебаний [2, стр.401, рис.6.38]. Работа устройства заключается в том, что отраженные от цели все N парциальных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) радиоимпульсов через сверхвысокочастотный (СВЧ) усилитель и преселектор поступают на смеситель, на который также подаются гетеродинные частотно-модулированные колебания. Они формируются либо путем однократной либо двукратной фазовой модуляции. В смесителе (ЛЧМ) радиоимпульсы многочастотного (МЧ) сигнала, кроме центрального смещаются на определенную величину относительно частоты дисперсионного фильтра приемника. В результате исключаются интерференционные фединги и для неквазиточеченых целей с увеличением широкополосности МЧ сигнала потери становятся меньше, чем .
Недостатком этого устройства является ограниченные функциональные возможности по обработке сложных сигналов с внутриимпульсной модуляцией, а также наличие потерь обработанного сигнала по сравнению с оптимальной фильтрацией.
Наиболее близким техническим решением к предлагаемому является малоканальное (по числу N парциальных ЛЧМ радиоимпульсов) устройство для когерентной обработки квазишумового МЧ ЛЧМ сигнала [2, стр.401, рис.6.39], который выбран в качестве прототипа.
Устройство содержит СВЧ усилитель, усилитель промежуточной частоты, два полосовых фильтра, N+1 (по числу парциальных ЛЧМ радиоимпульсов) фазовых модуляторов, N дисперсионных фильтров, N детекторов, N аттенюаторов и многоотводную линию задержки.
При этом выход первого СВЧ усилителя через первый полосовой фильтр подключен к первым входам с 1-го по N-й фазовый модулятор. Выходы фазовых модуляторов 1…N через дисперсионные фильтры 1…N соответственно, соединены со входами амплитудных детекторов 1…N соответственно, выходы которых являются выходами устройства. Вторые входы фазовых модуляторов 1…N соединены через аттенюаторы 1…N с выходами 1…N соответственно многоотводной линии задержки, вход которой последовательно через второй полосовой фильтр соединен с выходом N+1-го фазового модулятора, на первый вход которого через усилитель промежуточной частоты (УПЧ) подается модулирующее напряжение, а на второй вход напряжение гетеродина.
г
0
01
0
см
01
01
0
0
01
0
см
з
со
c
г
см
c
г
0
c
0
c
з
со
со
со
Работа известного устройства заключается в следующем. Гетеродинное МЧ напряжение формируется либо путем однократной фазовой модуляции непрерывного СВЧ сигнала частоты f=f гармоническим колебанием промежуточной частоты F=F-F, либо путем двукратной фазовой модуляции, но гармоническими колебаниями и с частотами F и NF (это зависит от способа формирования зондирующих МЧ ЛЧМ радиоимпульсов, причем F и NF - частоты гармонических модулирующих колебаний, используемых в передатчике), но при F=F (F=0) и подается на N смесителей каналов обработки через линию задержки с отводами. Общая задержка в линии , а отводы следуют через ΔT=1/NΔf. Зависимости частоты от времени МЧ ЛЧМ сигнала f(t), отраженного от квазиточечной цели, и гетеродинных МЧ колебаний f(t), например на первом и втором отводах линии задержки, изображены в [2, стр.401, рис.а, б, в соответственно]. Для изображенной ситуации на выходе смесителя 2 гармоническая составляющая частотной модуляции МЧ ЛЧМ сигнала демодулируется и на дисперсионный фильтр ДФ2 поступает согласованный с ним ЛЧМ радиоимпульс частоты f(t)=f(t)-f2(t) [2, стр.401, рис.6.40, г]. Тогда на выходе второго канала в момент t+τ получается сжатый импульс [2, стр.401, рис.6.40, д] с длительностью  и амплитудой, равной максимуму функции неопределенности МЧ ЛЧМ сигнала при τ=0 [2, стр.26, рис.1.23, г]. На выходах остальных смесителей (1-го, 3-го, 4-го, …N-го) указанная демодуляция не происходит, а нелинейная частотная модуляция еще более увеличивается. Поэтому на выходах соответствующих дисперсионных фильтров получаются остаточные сигналы [2, стр 401, график 1 на рис.6.40, д], максимальные выбросы которых в моменты (t+τ)±NΔT соответствуют амплитудам боковых лепестков функции неопределенности МЧ ЛЧМ сигнала при τ=1/iΔf, где i=1, 2, …, N. Если отраженный МЧ ЛЧМ сигнал смещается на Δt=1/iΔf, то сжатый импульс сдвигается на эту же величину, появляясь на выходе соседнего канала обработки. В свою очередь, следующие сжатые импульсы на выходе каждого канала обработки появляются при смещении отраженного МЧ ЛЧМ сигнала на Δt=1/Δf. Энергетические потери при такой обработке отсутствуют.
φ1
φ2
Однако в данном малоканальном устройстве когерентной обработки квазишумового МЧ ЛЧМ сигнала, как и в других известных устройствах когерентной обработки МЧ ЛЧМ сигналов для формирования МЧ гетеродинного сигнала обычно используют самостоятельный фазовый модулятор (ФМ), выполненный на лампе бегущей волны (ЛБВ) или ее твердотельном аналоге. Очевидно, что использование, хотя и одинаковых по структуре, но раздельных ФМ в устройствах обработки и формирования МЧ ЛЧМ сигналов, ввиду разброса параметров ФМ и различий дестабилизирующих факторов приведет к различиям индексов гармонической модуляции зондирующего М и гетеродинного М сигналов. Это ухудшает качество когерентной обработки МЧ ЛЧМ сигнала и приводит к искажению формы сжатого импульса на выходе согласованного фильтра и увеличивает уровень боковых лепестков автокорреляционной функции (АКФ).
c
0
φ
м
Кроме того, в зависимости от режима работы радиолокационной станции (РЛС) (обнаружение, селекция или распознавание различных классов целей) необходимо быстро изменять ширину спектра Δf МЧ ЛЧМ сигналов, что можно осуществлять путем соответствующего подбора значений параметров парциального ЛЧМ радиоимпульса (Δf) дополнительной гармонической модуляции (М, F). Технически эта задача может решаться путем коммутации нескольких возбудителей МЧ ЛЧМ сигналов и соответствующих устройств их обработки, используя известные пути их построения. Однако при этом увеличиваются стоимость, габариты и масса самих устройств и РЛС в целом. Поэтому необходим поиск путей создания специальных как возбудителей, так и устройств когерентной обработки МЧ ЛЧМ сигналов с изменяемыми параметрами.
Таким образом, основным недостатком прототипа является отсутствие учета разброса параметров ФМ в устройствах обработки и формирования МЧ ЛЧМ сигналов и различий дестабилизирующих факторов и в следствии этого высокий уровень боковых лепестков АКФ сжатого импульса.
Основной целью предлагаемой полезной модели является снижение уровня боковых лепестков АКФ при когерентной обработке МЧ ЛЧМ сигнала с изменяемыми параметрами.
Поставленная цель достигается тем, что в известное малоканальное устройство когерентной обработки квазишумвого МЧ ЛЧМ сигнала, содержащее сверхвысокочастотный усилитель, вход которого является первым входом устройства, подключаемый к N+1-му полосовому фильтру, выход которого является первыми входами с 1-го по N-ый фазовых модуляторов, выходы которых соединены соответственно с входом 1-го, 2-го, …, N-го полосовых фильтров, выходы которых соединены соответственно с входом 1-го, 2-го, …, N-го дисперсионных фильтров, усилитель промежуточной частоты, вход которого является третьим входом устройства, соединенный со вторым входом N+1-го фазового модулятора, первый вход которого является вторым входом устройства, выход которого соединен с входом N+2-го полосового фильтра выход которого соединен с входом первой линии задержки 1-ый, 2-ой, …, N-ый выход которой соединены соответственно со вторыми входами 1-го, 2-го, …, N-го фазовых модуляторов, отличающееся тем, что с целью обработки многочастотного линейно-частотно-модулированного сигнала с изменяемыми параметрами и применением весовой обработки во временных каналах для уменьшения уровня боковых лепестков автокорреляционной функции, дополнительно введены с 1-го по N-ый полосовой фильтр, с 1-го по N-ый узкополосный фильтр, с 1-го по N-ый регулируемый фазовращатель, первый и второй сумматор, первый и второй детектор огибающей, вторая линия задержки, с 1-го по N-ый перемножитель, при этом входы с 1-го по N-ый узкополосный фильтр соединены с выходом N+2-го полосового фильтра, а его выходы соединены соответственно с входом 1-го, 2-го, …, N-го регулируемых фазовращателей, выходы которых соединены со вторым сумматором, выход которого через второй детектор огибающей соединен со входом второй линии задержки, 1-ый, 2-ой, …, N-ый выход которой соединены соответственно со вторыми входами 1-го, 2-го, …, N-го перемножителей, выходы которых соединены с первым сумматором, выход которого соединен со входом первого детектора огибающей, выход которого является выходом устройства.
Данное устройство при условиях, имеющих место на практике, обеспечивает обработку многочастотного ЛЧМ сигнала с разрешающей способностью по дальности, соответствующую величине обратно пропорциональной ширине спектра многочастотного ЛЧМ сигнала, что позволяет разрешать отдельные элементы цели и проводить распознавание различных классов целей или селекцию по их радиолокационным дальностным и дальностно-скоростным портретам.
Технический эффект в предлагаемом устройстве достигается за счет перемножения сигналов во временных каналах обработки с дополнительно сформированным сигналом путем узкополосной фильтрации сигнала многочастотного гетеродина с когерентным суммированием и фазовой подстройкой. Этот дополнительно сформированный сигнал выполняет роль весовой функции при последующем суммировании сигналов с параллельных временных каналов, что позволяет снизить боковые лепестки АКФ и повысить качество обработки многочастотного ЛЧМ сигнала [3]. Реализация предлагаемой полезной модели не требует конструктивных изменений в аппаратуре существующих РЛС и сводится к введению в их состав дополнительного устройства когерентной обработки многочастотных ЛЧМ сигналов с изменяемыми параметрами.
Структурная схема разработанного устройства когерентной обработки МЧ ЛЧМ сигнала с изменяемыми параметрами приведена на фиг.1.
Данное устройство предназначено для работы совместно с устройством формирования мноточастотного ЛЧМ сигнала с изменяемыми параметрами.
В состав устройства когерентной обработки МЧ ЛЧМ сигнала с изменяемыми параметрами входят: N+1-й полосовой фильтр 1, фазовые модуляторы 2-1, 2-2,…. 2-N, полосовые фильтры 3-1, 3-2,…, 3-N, дисперсионные фильтры 4-1, 4-2,…, 4-N, перемножители 5-1, 5-2,…. 5-N, первый сумматор 6, свервысокочастотный усилитель (СВЧ) усилитель 7, первый детектор огибающей 8, N+1-й фазовый модулятор 9, первая многоотводная линия задержки 10, узкополосные фильтры 11-1, 11-2,…, 11-N, регулируемые фазовращатели 12-1, 12-2,…, 12-N, вторая многоотводная линия задержки 13, усилитель промежуточной частоты 14, N+2-ой полосовой фильтр 15, второй детектор огибающей 16, второй сумматор 17.
Рассмотрим соединение элементов устройства когерентной обработки многочастотного линейно-частотно модулированного сигнала с изменяемыми параметрами. Сверхвысокочастотный усилитель 7, вход которого является первым входом устройства, подключаемый к N+1-му полосовому фильтру 1, выход которого является первыми входами с 1-го по N-ый фазовый модулятор 2-1, 2-2,…, 2-N, выходы которых соединены соответственно с входом 1-го, 2-го,…, N-го полосового фильтра 3-1, 3-2,…, 3-N, выходы которых соединены соответственно с входом 1-го, 2-го,…, N-го дисперсионного фильтра 4-1, 4-2,…, 4-N, выходы которых соединены с 1-го по N-ый перемножитель 5-1, 5-2,…, 5-N, выходы которых соединены с первым сумматором 6, выход которого подключен ко входу первого детектора огибающей 8, выход которого является выходом устройства. Усилитель промежуточной частоты 14, вход которого является третьим входом устройства, соединенный со вторым входом N+1-го фазового модулятора 9, первый вход которого является вторым входом устройства, выход которого соединен с входом N+2-го полосового фильтра 15, выход которого соединен с входом первой линии задержки 10, 1-ый, 2-ой,…, N-ый выход которой соединены соответственно со вторыми входами 1-го, 2-го,…, N-го фазового модулятора 2-1, 2-2,…. 2-N. Выход N+2-ro полосового фильтра 15 также подключен к N узкополосным фильтрам 11-1, 11-2,…, 11-N, выходы которых соединены соответственно с входом 1-го, 2-го,…, N-го регулируемого фазовращателя 12-1, 12-2,…. 12-N, выходы которых соединены со вторым сумматором 17, выход которого через второй детектор огибающей 16 соединен со входом второй линии задержки 13, 1-ый, 2-ой,…, N-ый выход которой соединены соответственно со вторыми входами 1-го, 2-го,…, N-го перемножителя 5-1, 5-2,…, 5-N.
с
0
м
оп
Работу устройства рассмотрим на примере обработки МЧ ЛЧМ сигнала, отраженного от квазиточечной цели. Последний через N+1 полосовой фильтр 1 поступает на входы фазовых модуляторов 2-1, 2-2,…, 2-N. На их вторые входы с отводов первой многоотводной линии задержки (МЛЗ) 10, соответствующих используемой ширине спектра МЧ ЛЧМ сигнала Δf=NΔfП, поступают МЧ гетеродинные колебания. Для их формирования используется МЧ гетеродин на N+1 фазовом модуляторе 9, в котором осуществляется фазовая модуляция СВЧ гармонического колебания частоты f01 гармоническим колебанием промежуточной частоты F=Δf поступающих с выходов устройства формирования.
В комплексной форме сигнал, в предположении амплитуды здесь и далее для упрощения равной единице, представляется в виде:
01
0
где φ, φ - несущая частота и начальная фаза колебаний генератора. На модулирующий вход N+1 фазового модулятора 9 подается непрерывное гармоническое модулирующее колебание частоты F вида:
M
M
где U, φ - амплитуда и начальная фаза гармонического модулирующего колебания.
Выходное колебание N+1 фазового модулятора 9 является колебанием многочастотного гетеродина и в комплексной форме имеет вид:
φ
φ
M
φ
где M,=SU - индекс фазовой гармонической модуляции; S крутизна фазовой модуляционной характеристики модулятора.
c
0
з
оп
Таким образом, в зависимости от ширины спектра обрабатываемого МЧ ЛЧМ сигнала Δf=N·φfП к N фазовых модуляторов 2-1, 2-2,…. 2-N, подключаются через первую линию задержки 10 те отводы, задержка между которыми соответствует разрешению по времени (дальности) обрабатываемого сигнала и равна Δt=1/Nf.
з
з
Далее, если на входе одного из фазовых модуляторов 2-1, 2-2,…, 2-N, например, N-го, задержка отраженного МЧ ЛЧМ сигнала t3 кратна задержке гетеродинного колебания на выходе 1-го отвода первой линии задержки 10, то есть t=Δτ(i+mN), где ш=1, 2,… N, m - целое положительное число, то в этом фазовом модуляторе (канале обработки) происходит полная демодуляция гармонической частотной модуляции принятого МЧ ЛЧМ сигнала, что эквивалентно когерентному суммированию всех N парциальных ЛЧМ радиоимпульсов. Во всех остальных каналах обработки такой демодуляции МЧ ЛЧМ сигнала не происходит.
Напряжение N-го фазового модулятора представляет собой колебания многочастотного гетеродина и в действительной форме представляется
Напряжение МЧ ЛЧМ сигнала на первом входе N-го фазового модулятора в действительной форме представляется как
На выходе N-го фазового модулятора напряжение представляется как
np
01
оп
0
Выделенный полосовым фильтром N-го канала обработки ЛЧМ сигнал промежуточной частоты f остаточной девиацией частоты Δf=Δf-Δf(n-1) сжимается в согласованных с ним дисперсионных
Ф
01
фильтрах 4-1,4-2, 4-N с полосой Δf=Δf и детектируется.
Используя интеграл Дюамеля получим выражение выходного сигнала с дисперсионных фильтров 4-1, 4-2, 4-N:
Выражение (4) можно привести к виду:
n
где J(z) - функция Бесселя первого рода n-го порядка действительного аргумента z, выражение (3) можно преобразовать к виду:
где n - номер гармоники в спектре результирующего сигнала. Далее полученный сигнал поступает на перемножители 5-1, 5-2,…, 5-N, и первый сумматор 6, а далее на первый детектор огибающей 8. На выходе остальных каналов обработки при этом будут иметь место боковые лепестки сжатого МЧ ЛЧМ сигнала, отраженного от той же квазиточечной цели либо аналогичным образом сжатые сигналы, отраженные от других квазиточечных целей или рассеивающих центров одной цели, находящихся в соответствующих интервалах разрешения по дальности.
Используя N узкополосных фильтров 11-1, 11-2,…, 11-N, соединенных с ними соответственно N регулируемых фазовращателей 12-1, 12-2,…, 12-N и второй сумматор 17 (фиг.1), добиваемся равенства фаз всех частотных составляющих многочастотного гетеродина в момент времени, соответствующий максимуму АКФ сжатого МЧ ЛЧМ сигнала. Выходное напряжение такой схемы запишется в виде:
Выражение (7) описывает сумму когерентных гармоник, представляющее собой биения возникающие в результате наложения колебаний, с различной частотой, представленные на фиг.2.
з
з
з
з
з
з
Далее напряжение (7) подается на вход второй многоотводной линии задержки 13. С выходов 1, 2,…, N второй многоотводной линии задержки 13 сигналы, задержанные соответственно на 1 τ, 2 τ,…, Nτ, поступают на вторые входы перемножителей 5-1, 5-2,…, 5-N соответственно. В перемножителях 5-1, 5-2,…. 5-N, происходит амплитудная модуляция, выполняющая роль весовой обработки по функции (7) со сдвигом по времени в каналах на 1 τ, 2 τ,…, Nτ соответственно.
Таким образом, предложенное устройство позволяет осуществлять когерентную обработку МЧ ЛЧМ сигнала с изменяемыми параметрами с весовой обработкой во временных каналах, что позволяет снизить уровень боковых лепестков АКФ сжатого выходного сигнала.
Сигналы с выходов перемножителей 5-1, 5-2,…, 5-N когерентно суммируются в первом сумматоре 6. Сигнал с выхода первого сумматора 6 детектируется в первом детекторе огибающей 8, выход которого является выходом устройства.
В качестве базового объекта выбран прототип, поскольку он отвечает необходимым требованиям, предъявляемым к подобным устройствам в настоящее время.
В отличие от базового объекта, в котором можно производить обработку квазишумового МЧ ЛЧМ сигнала, предлагаемое устройство позволяет осуществлять когерентную обработку МЧ ЛЧМ сигнала с весовым суммированием напряжения временных каналов и снизить уровень боковых лепестков АКФ сжатого выходного сигнала. Это стало возможным путем включения N узкополосных фильтров, N регулируемых фазовращателей, первого и второго сумматора, первого и второго детектора огибающей, второй линии задержки, N перемножителей. При этом включение дополнительных элементов существенно не усложняет алгоритм работы предлагаемого устройства в целом, но, позволяет обрабатывать многочастотный ЛЧМ сигнал с изменяемыми параметрами с применением весовой обработки во временных каналах, что позволяет снизить уровень боковых лепестков АКФ сжатого МЧ ЛЧМ сигнала.
Таким образом, предлагаемое устройство позволяет осуществлять когерентную обработку многочастотного ЛЧМ сигнала с изменяемыми параметрами и весовым суммированием с учетом дестабилизирующих факторов и может быть изготовлен на известной элементной базе и известными промышленными средствами.
СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. Патент №2166772 (Россия), МКИ G01S 13/58. Обнаружитель-измеритель многочастотных сигналов / Д.И.Попов, А.Г.Белокрылов. Опубл. 10.05.2001.
2. Н.Г.Батурин, А.В.Гомозов, В.И.Гомозов, А.В.Зюзин Динамическая теория формирования сложных СВЧ сигналов с высокой скоростью модуляции: Монография. - Ярославль, 2010. - 552 с.