Особенности реализации интегральных антенн для систем радиочастотной идентификации

Особенности реализации интегральных антенн для систем радиочастотной идентификации

При реализации меток для систем радиочастотной идентификации наибольший интерес представляет удешевление и уменьшение размеров метки, вплоть до реализации ее внутри интегральной схемы. Целью статьи является изложение результатов исследования свойств интегральных антенн, а так же влияния КМДП технологии на параметры антенн. Приведен анализ влияния металлических, диэлектрических слоев, областей легирования и подложки на основные параметры антенн, рассмотрены геометрическая конфигурация технологической металлизации и пассивирующих слоев. Исследование проведено для разработанных активных меток, работающих в перспективном для систем радиочастотной идентификации диапазоне частот 5,8 ГГц. Разработанные антенны были размещены на тестовых кристаллах размером 5х5 мм2, выполненных по технологии КМДП 0,18 мкм. Предварительные результаты исследования показывают, что применение интегральных антенн позволяет сократить стоимость метки радиочастотной идентификации до стоимости интегральной схемы, уже использующихся в таких метках, а так же уменьшить габаритные размеры и применять их в различных сферах народного хозяйства при производстве, продаже и эксплуатации товаров народного потребления. Рассмотрена возможность и перспективы использования разработанных интегральных антенн для организации передачи данных от одной интегральной схемы к другой в составе одного корпуса микросхемы или одного устройства. Решение данных задач позволит увеличить скорость передачи данных как внутри кристалла, так и внутри устройств без использования шин на печатных платах с малым быстродействием.

Ключевые слова: интегральные антенны, метки радиочастотной идентификации, параметры антенн, металлизация, пассивация интегральньк схем.

Суслов М.О.,

студент кафедры ТКС,

Национальный исследовательский университет "МИЭТ", mikhail.o.suslov@gmail.com

Тимошенко А.Г.,

к.т.н, доцент кафедры ТКС,

Национальный исследовательский университет "МИЭТ", Hmoshenko@edu.miet.ru

Введение

Большинство РЧИ меток состоят из двух блоков — интегральной схемы, хранящей и обрабатывающей информацию, и антенны, принимающей и передающей сигналы. В настоящее время наблюдается тенденция уменьшения размеров метки, вплоть до реализации ее внутри интегральной схемы, поэтому остро встает вопрос о разработке соответствующих интегральных антенн.

Интегральные антенны — это тонкие металлические участки, вытравленные на диэлектрической подложке толщиной меньше 0,05Х, где X — длина волны. Размеры самих участков при этом лежат в диапазоне от Х/3 до Х/2. [1-2] Интегральные антенны могут быть произвольной формы: гребенка, меандр, спираль, рамка и т.д. Очевидно, что антенны с разной геометрической реализацией будут иметь и разные параметры.

Рис. 1. Обобщенная модель симметричного полуволнового диполя

Целью данной статьи является изложение результатов исследования свойств интегральных диполей, а так же влияния КМДП технологии на параметры антенн. Для исследования параметров высокочастотных диполей была использована методика, предложенная в [3]. Для анализа интегральных антенн использовались диполи планарного (рис. 1) сечения, поскольку металлизация может быть выполнена в виде плоского проводника. В модели также учитываются прорези в металлизации и слои пассивирующей металлизации, обеспечивающие снижение напряженно-деформированных состояний в интегральных схемах [4-5].

Анализ планарных интегральных диполей

Для анализа диполей было проведено моделирование и оценка их параметров: диаграммы направленности, входного коэффициента отражения мощности, эффективности антенны и излучаемой мощность [6]. Для анализа были выбраны следующие параметры:

• Длина волны 52 мм, что соответствует перспективному для систем радиочастотной идентификации диапазону 5725 --5875 МГц [7] (1=26 мм);

• Границы частот моделирования от 1 ГГц до 11 ГГц;

• Соотношение длины антенны к длине волны 0,5;

• Соотношение длины антенны I к максимальному размеру поперечного сечения М (рисунок 1): 4,35, 10, 25 и 200 [1].

При анализе диполей использовалась диаграмму направленности (ДН), как зависимость модуля комплексной амплитудой вектора напряженности электрической компоненты электромагнитного поля, создаваемого антенной в дальней зоне, от угловых координат точки наблюдения в горизонтальной плоскости [8]. Зависимость, создаваемая антенной в дальней зоне, от угловых координат точки наблюдения в вертикальной плоскости для диполей совпадает с горизонтальной плоскостью и учитываться не будет [3].

Входной импеданс антенны [9] служит показателем эффективности использования антенны на выбранной частоте, которая, по сути, является коэффициентом полезного действия данной антенны и выражается в процентах сигнала, поступающего в основной лепесток, от всего приходящего сигнала. Согласование импедансов антенны и схемы для исследования интегральных антенн [10] способно увеличить КПД передачи информации, за счет увеличения излучаемой или принимаемой мощности. Входной коэффициент отра-

Таблица 1

Параметры планарных диполей в зависимости от соотношения I. / W

жения мощности Бц — один из Б-параметров [11], дополняющий параметр входного импеданса антенны, подключенной к согласованной нагрузке [12], и отображающей степень этого согласования. Излучаемая антенной мощность — это эффективно-излучаемая мощность — величина усредненной во времени мощности, излучаемой антенной через границу излучения [11].

Параметры диаграммы направленности для соотношения [/М'=200 (1>>>^г) при 1=26 мм и [/М'=4,35 (1_~МГ) (ширина главного лепестка и углы для основного и обратного лепестков) совпадают. Дальнейшее увеличение соотношения может привести к увеличению импеданса антенны за счет усиления скин-эффекта для выбранной частоты, или ограничениям, связанным с технологией изготовления интегральных антенн.

Для соотношения [/М = 25 и [/М = 10 раскрытие основного лепестка для планарного сечения почти на 5 градусов больше, что, однако, не уменьшает возможности применения таких антенн для систем радиочастотной идентификации. Поскольку для данных условий не происходит изменений для диполя с планарным сечением, он так же может применяться для систем радиочастотной идентификации.

Импеданс планарных антенн представляет собой преимущественно емкостную нагрузку, но при этом имеет индуктивную состав-ляюшую на высоких частотах для [/М = 4,35, что позволяет согласовывать антенну активным сопротивлением на частоте около 5,8 ГГц. Увеличение соотношения длины антенны к максимальному размеру поперечного сечения не приводит к значительному увеличению индуктивной составляющей, за счет равномерного уменьшения емкости элементов антенны, что затрудняет ее согласование. Аналогичный результат показывает и распределение входного коэффициента отражения мощности по частоте, когда возможна передача до 70% мощности на желаемой частоте и до 90% мощности на частотах 8 - 9 ГГц. Однако технология изготовления интегральных антенн и схемы обработки сигналов с антенны, не позволят использовать ее на данной частоте с достаточной эффективностью.

Основные результаты исследования параметров антенн на частоте 5,8 ГГц в полосе 500 МГц в зависимости от соотношения сведены в таблицу 1. Исследование показывает, что для реализации планарных антенн подходит соотношение [/М = 10. При этом не учитывается технологическая необходимость 30% заполнения слоев металлизации [4], что требует дополнительных исследований. Высокий показатель коэффициента отражения указывает на необходимость дополнительного согласования интегральной антенны со схемами обработки сигнала. При исследовании, согласно методике, изложенной в [3], импеданс схем согласования составлял 50 Ом, при реализации топологии тестового кристалла [10] было обеспечено согласование схем обработки с антенной.

пряженно-деформированные состояния подложки и слоев металлизации, вызванных неравномерными коэффициентами термического расширения для различных материалов. Миграция частиц металла в межсоединениях вызвана напряженными состояниями [5], которые могут быть учтены и уменьшены при проектировании топологии кристалла.

Для уменьшения напряженных состояний должна учитываться плотность и равномерность заполнения металлом одного уровня металлизации внутри ИС, а так же создание в широких металлических слоях прорезей (рис. 1), позволяющих исключить разрывы длинных проводников.

Плотность распределения металла в слое регулируется правилами, выдаваемыми фабрикой и, в зависимости от уровня металлизации и особенностей технологическихпроцессов на фабрике изготовителе, может варьироваться от 20 до 80 % (процентное соотношение выше для слоев расположенных ниже) [13]. Такое количество металла рядом с антенной может непредсказуемо повлиять на ее параметры. Наиболее подходящий при этом является подход, когда разработчик топологии сам размещает дополнительную металлизацию для контроля плотности распределения металла. При этом для сохранения эффективности антенны, логично избегать колец вокруг или внутри антенны, а так же любых металлических проводников, размеры1 которых больше 1/8 длины волны1, на которую рассчитана антенна.

Прорези в металлических проводниках позволяют сохранять целостность широкого проводника при его низкой эластичности. В широких проводящих слоях должны быть выполнены прорези, позволяющие уменьшать напряженные состояния, вызванные таким проводником. Обязательной перфорации подвергаются даже слои металлизации, предназначенные для соединения с контактом корпуса [14]. На рис. 2 представлена модель симметричных полуволновых диполей с прорезями. Хотя число прорезей пропорционально ширине проводника и зависит от технологии изготовления интегральной схемы (для выбранной КМДП технологии с проектными нормами

0,18 мкм может доходить до ста), для упрощения расчетов были выбраны модели с 1 и 2 прорезями в плече.

Распределение от 20 до 80% металла на поверхности кристалла может быть выполнено с использованием пассивирующей металлизации любой разумной конфигурации. Важным фактором при этом является влияние данной металлизации на антенну. Существует только две возможности для подключения данной металлизации: подключение к потенциалу подложки (к земле) (рис. 3а) и подключение к плавающему потенциалу, через обратно смещенный диод (рис. 3б). На рис. 3, для упрощения указан только верхний уровень металлизации, без слоя окисла и дополнительных уровней металлизации между подложкой и антенной и пассивирующим металлом.

В данной работе использовалась модель симметричных полуволновых диполей на кристалле при 20 % металлизации (рис. 4а) и при 80% металлизации (рис. 4б).

Прорезь

0,3 I

1173

Технология и модели интегральных антенн

Уменьшение габаритных размеров интегральных кристаллов, особенно для современных быстродействующих цифровых схем обработки сигналов, и степени интеграции элементов на них, в том числе количестве металлических слоев приводит к значительному увеличению числу отказов. Одной из причин таких отказов являются на-

Рис. 2. Модель симметричных полуволновых диполей с прорезями

Рис. 3. Модели подключения пассивирующего металла

а б

Рис. 4. Модель симметричных полуволновых диполей при 20% (а) и 80% (б) пассивирующей металлизации

Рис. 5. Диаграмма направленности планарных антенн

Рис. 6. Зависимость входного коэффициента отражения мощности планарных антенн

Результаты исследований интегральных антенн

Из представленных на рис. 5 диаграмм направленности видно, что плавающий потенциал, в зависимости от конфигурации антенны и самого металла, способен сместить главный лепесток диаграммы направленности. Этот эффект требует дальнейшего исследования и может быть использован для управления диаграммой направленности для систем радиочастотной идентификации и других систем, где могут использоваться интегральные антенны. В остальном, добавление пассивирующего металла изменяет диаграмму направленности в дальней зоне, путем уменьшения неосновного лепестка, что так же может являться полезным свойством для интегральных антенн.

Из графика распределения входных коэффициентов отражения мощности планарных симметричных диполей с пассивирующей металлизацией и без металлизации (рис. 6) видно, что добавление металлизации сместило минимум коэффициента отражения до желаемых частот, однако при этом, за счет возникновения емкостных связей, происходит увеличение коэффициента отражения, что потребует дополнительного согласования входа антенны с выходом схемы формирования и обработки сигнала.

Круговая диаграмма полных сопротивлений для планарных симметричных диполей с пассивирующей металлизацией и без металлизации (рис. 7) показывает что, как и для планарной антенны без металлизации, возможно согласование полученной антенны с использованием чисто активного сопротивления, причем, в отличие от антенны без пассивирующей металлизации согласование будет происходить непосредственно на частоте 5,8 ГГц.

Введение пассивирующей металлизации уменьшило уровень излучаемой мощности для заземленной металлизации (рис. 8), но практически не изменило, на частоте 5,8 для металла с плавающим потенциалом.

Эффективность планарных антенн при добавлении пассивирующей металлизации на выбранных частотах увеличивается на 10 -20 % (рис. 9). В результате, было получено, что использование фиктивного экрана с плавающим потенциалом, не смотря на изменение параметров диаграммы направленности, больше подходит для реализации и использования интегральных антенн. Ожидаемое изменение угла наклона главного лепестка диаграммы направленности определяется конфигурацией пассивирующей металлизации и не должно

Результаты исследования прорезей показали, что добавление одной прорези смещает ДН планарных антенн (рис. 10). Причем, если увеличивать количество прорезей, смещение будет увеличиваться. Учитывая размеры прорезей, их расположение на антенне и геометрическую форму, можно управлять диаграммой направленности интегральной антенны, что, на ряду, с пассивирующим металлом с плавающим потенциалом, может положительно сказаться при использовании таких антенн в РЧИ системах.

Из него видно, что добавление 1 прорези уменьшает коэффициент отражения мощности (рис. 11), что упрощает согласование антенны и последующей схемы. Однако увеличение числа прорезей незначительно сдвигает приемлемое значение коэффициента на более высокие частоты.

Из графика мощности излучения антенны (рис. 12) можно сделать вывод, что одна прорезь снижают мощность излучения почти на 20%, в то время как большее количество прорезей практически не влияет на мощность излучения планарной антенны.

Зависимость эффективности излучения от частоты (рис. 13) показывает увеличение эффективности антенн. Это происходит из-за того, что прорези уменьшают емкостные связи.

В результате проведенных исследований были разработаны различные варианты топологий [15-16] интегральных схем, содер-

Рис. 7. Комплексные сопротивления исследуемых планарных антенн

Частота,

Рис. 8. Зависимость нормированной мощности планарных антенн

Рис. 9. Зависимость эффективности планарньк антенн

жащих антенны. Кроме того при выполнении ОКР нами был разработан тестовый кристалл (рис. 14) размером 5 х 5 мм2, выполненный по КМДП технологии с проектными нормами 0,18 мкм, содержащий интегральную антенну и схемы обработки сигналов для ее исследования. Расположение и конфигурация пассивирующей металлизации не показана.

Выводы

Современные КМДП технологии позволяют создавать монолитные приемопередатчики для беспроводных систем связи в миллиметровом диапазоне длин волн. Размер антенн для таких приемопередатчиков достаточно мал, чтобы установить его внутри кристалла ИС для обеспечения высокоскоростной связи как с внешними устройствами, такими как другие ИС [14, 17], так и для уменьшения длинных паразитных связей внутри самого кристалла.

В результате исследований было выявлено, что соотношение 1/^ интегральных антенн должно быть в диапазоне от 4-10. Направленность исследуемых диполей слабая, а эффективность ниже, чем в свободном пространстве за счет потерь, связанных с кремниевой подложкой и низким удельным сопротивлением эпитаксиального слоя.

Пассивируюшря металлизация, решающая проблемы напряженно-деформированного состояния, приводит к уменьшению одного из главных лепестков диаграммы направленности антенны. При этом она положительно влияет на эффективность излучения интегральных антенн.

Добавление прорезей увеличивает эффективность излучения антенны за счет уменьшения емкостных связей на кристалле. Но, в то же время, добавление прорезей увеличивает угол раскрытия диаграммы направленности антенны, что способно снизить дальность связи.

Исследования проведены в процессе выполнения ОКР"Организация производства микроэлектронной продукции на основе создания базовых технологий изготовления чип-модулей для смарт-карт идентификационно-платежных систем и разработки новых СБИС, интегрированных с интеллектуальными сенсорами", шифр 2010-218-01-106 по договору от 07 сентября 2010 г. № 13.G25.31.0015.

0.8

[ < і І \\\

3 /1 « 1 \ 1 І>СІ Іірирсії-И \ \

Рис. 10. Диаграмма направленности планарных антенн с прорезями

23456789 10

Частота, ГГц

Рис. 11. Входной коэффициент отражения мощности планарных антенн с прорезями

23456789 10

Частота, ГГ ц

Рис. 12. Мощность планарньк антенн с прорезями

0,2 J-------------------------

23456789 10

Частота, ГГц

Рис. 13. Эффективность планарньк антенн с прорезями

* * * ’ ’ * ' ". *

"J J •'

Рис. 14. Топология разработанной интегральной схемы с антенной

Литература

1. Hadi Sadoghi Yazdi, Mehri Sadoghi Yazdi, "Particle Swarm Optimization-Based Rectangular Microstrip Antenna Designing," International Journal of Computer and Electrical Engineering, Vol. 1, No. 4, October, 2009 pp. 479-487.

2. Er Nitin Agarwal, Dr.D.C. Dhubkarya, Er Rinkesh Mittal, "Designing and Testing of Rectangular Micro strip antenna operating at 2.0 GHz using IE3D," Global Journal of Researches in Engineering, Volume 11 Issue 1, 2011, pp. 45-48.

3. Родионов В.М. Линии передачи и антенны УКВ. — М.: Энергия, 1977. — 96 с.

4. Hast ngs A. "The Art of Analog Layout,"// Prentice Hall 2001, 539 p.

5. ET. Ogawa, J. K m, G.S. Haase, H.C. Mogul, J.W. McPherson, "Leakage, breakdown, and TDDB characteristics of porous low-k silicabased interconnect dielectrics", IRPS Proc., 2003, pp. 166-172

6. Банков С.Е., Курушин АА. Проектирование СВЧ устройств и антенн с Ansoft HFSS// М., 2009. — 736 с.

7. Финкенцеллер К. RFID-технологии. Справочное пособие / К. Финкенцеллер; пер. с нем. Сойунханова Н.М. — М.: Додэка-XXI, 2010. — 496 с.

8. ГОСТ 24375-80. Радиосвязь. Термины и определения.

9. Драбкин А. Л., Зузенко В. Л., Кислов А. Л. Антенно-фидерные устройства. Изд-е 2-ое, испр., доп. и перераб. — М.: "Сов. радио", 1974. — 536 с.

10. Тимошенко А.Г., Круглов Ю.В., Ломовская КМ., Белоусов Е.О., Солодков А.В. Особенности проектирования схем для исследования интегральных антенн//Инженерный вестник Дона, №3, 2011.

11. Кочержевский Г.Н. Антенно-фидерные устройства. — М.: Связь, 1972. —472 с.

12. Попереченко БА Антенно-фидерные устройства, часть 1, теория излучения и приема радиоволн. — М.: МЭИ, 1961. — 135 с.

13. H. Boss "Demystifying Signal and Power Integrity," Microwave Magazine, IEEE, Aug. 2011, pp. 6-10.

14. Griffin, J.D., Dugin, G.D. "Multipath Fading Measurements at 5.8 GHz for Backscatter Tags With Multiple Antennas," IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Nov. 2010, pp. 3693-3700.

15. Тимошенко А.Г., Баринов В.В., Круглов Ю.В., Ломовская КМ, Белоусов Е.О., Солодков А.В. Тестовый кристалл для исследования разомкнутого интегрального планарного симметричного полуволнового диполя// Свидетельство о регистрации топологии интегральной микросхемы № 2012630012, 10 января 2012.

16. Тимошенко А.Г., Баринов В.В., Круглов Ю.В., Ломовская КМ, Белоусов Е.О., Солодков А.В. Тестовый кристалл для исследования разомкнутого интегрального планарного полуволнового диполя на основе модифицированной кривой Минковского// Свидетельство о регистрации топологии интегральной микросхемы № 2012630011, 10 января 2012.

17. H.H. Yordanov, P. Russer, "Integrated on-chip antennas for chip-to-chip communication," IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium, 2008, pp. 1-4.

Implementation aspects of integrated antennas for RFID systems

Suslov Mikhail, master student of TCS, The National Research University of Electronic Technology, mikhail.o.suslov@gmail.com Tmoshenko Aleksandr, PhD, Associated Professor, TCS Department, The National Research Universtty of Electronic Technology, timoshenko@edu.miet.ru

Abstract

The issue of major interest while implementation of RFID systems is size and price decreasing of RFID tag up to intra IC implementation. The purpose of this article is to present results of conducted research on integrated antenna proprieties, and influence of CMOS technology on antenna characteristics. This article contains analysis of influence of metal and dielectric layers, doped regions, and substrate on main antenna characteristics; geometric configuration of metallization and passivation layers. Research was held for developed active RF tags working in perspective RFID frequency range of 5.8 GHz. Designed antennas were placed on test die, size 5x5 mm2, 0.18 um CMOS technology. Preliminary results show that using integrated antennas allows prise reduction up to prise of manufacturing of a microcircuit which is being already used in such systems; and also a size reduction provides various consumers, commercial and industrial applications. Possibility and aspects of applying of designed integrated antennas lor data communication channel between different ICs inside same package or within same device. Solving of problems mentioned above allows increasing of data transfer rate both inside a package and within device without using lower performance buses on printed boards.

Keywords: integrated antennas, RFID tags, antenna parameters, metallization, integrated circuits passivation.