СИСТЕМА ДУПЛЕКСНОЙ ВЫСОКОСКОРОСТНОЙ КОРОТКОВОЛНОВОЙ РАДИОСВЯЗИ
SYSTEM FOR TWO-WAY HIGH-SPEED SHORT-WAVE RADIO COMMUNICATION

Изобретение относится к области радиосвязи и может использоваться при построении высокоскоростных дуплексных радиолиний, работающих на одной частоте при передаче (приеме) дискретных или аналоговых сигналов.
Известна система дуплексной радиосвязи, состоящая из двух приемопередающих комплектов, каждый из которых содержит последовательно соединенные источник сигнала, модулятор, передатчик, а также последовательно соединенные приемник, демодулятор, получатель сигнала, а также приемопередающую антенну, вход и выход которой подключен к выходу передатчика и входу приемника соответственно, коммутация каждого из упомянутых комплектов в режим «прием» или «передача» выполняется вручную [1].
Из известных дуплексных систем радиосвязи наиболее близким по сущности решаемых задач и большинству совпадающих признаков является система дуплексной радиосвязи [2], состоящая из двух приемопередающих комплектов, каждый из которых содержит источник аналогового сигнала и получатель аналогового сигнала, устройство сжатия сигнала и устройство расширения сигнала, блок управления, выход которого подключен к управляющему входу устройства сжатия сигнала, модулятор, последовательно соединенные передатчик и приемопередающую антенну, а также первый коммутатор входных сигналов, демодулятор, выход которого соединен с входом устройства расширения сигнала, демодулятор синхросигнала, выход которого соединен с входом блока управления, и приемник, выход которого соединен параллельно с входом демодулятора и входом демодулятора синхросигнала.
Рассмотрим недостатки известной системы дуплексной радиосвязи [2] при работе в коротковолновом (KB) радиоканале.
Каждый приемопередающий комплект этой системы содержит два модулятора: модулятор основного передаваемого сигнала и модулятор синхросигнала для обеспечения возможности синхронного разделения во времени перестройки радиосредств с режима «прием» на режим «передача» или наоборот.
Для более помехоустойчивого выделения синхросигнала из принимаемых каждым приемопередающим комплектом квантов сообщения в [2] предлагается использовать различные виды модуляции основного передаваемого сигнала и синхросигнала:
- при передачи основного телефонного (ТЛФ) сигнала - аналоговый вид модуляции, например, с использованием класса излучения АЗЕ - двухполосная телефония с амплитудной модуляцией несущей частоты [3];
- при передачи синхросигнала - дискретный вид модуляции, например, частотной телеграфии F1B-500, 300 Бод.
Коммутация различных аналоговых модулирующих сигналов на один и тот же вход возможна только тогда, когда возбудитель передатчика имеет ввод внешней информации с любым видом модуляции на промежуточной частоте (ПЧ). Например, современные возбудители типа «Прибой», Р-170 ВМ [4] и возбудители старого парка типа Р-170В (технические условия ЦЛ2.209023 ТУ) имеют ввод на ПЧ - на частоте 128 кГц. В соответствии с [2] основной и синхронизирующий сигналы должны быть сформированы на ПЧ и коммутироваться на вход именно такого типа возбудителя.
Известно, что для повышения энергетики предаваемого результирующего сигнала необходимо обеспечить его формирование без разрыва фазы и скачкообразных изменений амплитуды несущего колебания [5], в данном случае - в моменты смены вида модуляции. Необходимым условием для исключения скачкообразных изменений фазы является использование единого опорного генератора для формирования на ПЧ как основного передаваемого сигнала, так и синхросигнала.
Однако в известной системе дуплексной радиосвязи формирование основного и синхронизирующего модулирующих колебаний осуществляется от различных автономных модуляторов (электрические соединения между модуляторами отсутствуют). Таким образом, выходные колебания этих модуляторов, которые могут формироваться только от автономных опорных генераторов в составе этих модуляторов, будут отличаться как по фазе, так и по частоте (в пределах, обусловленных нестабильностью используемых генераторов и точностью их начальной юстировки частоты).
Соответственно в моменты коммутации модулирующих сигналов фаза и амплитуда результирующего сигнала на входе возбудителя передатчика могут изменяться скачком, более того, на время передачи синхросигнала частота передаваемого в эфир сигнала может несколько отличаться от частоты основного сигнала.
Скачкообразные изменения фазы или амплитуды сигнала на входе возбудителя приводят к кратковременным затуханиям передаваемого результирующего сигнала из-за имеющих место переходных процессов при дальнейшем прохождении сигнала через узкополосные селективные цепи возбудителя [5].
При передаче синхросигнала вначале каждого передаваемого кванта сообщения скачкообразные изменения фазы и амплитуды несущего колебания будут приводить к уменьшению энергии основного передаваемого сигнала в начальные отрезки времени формируемых квантов сигнала, при передачи синхросигнала в конце каждого кванта передачи - к уменьшению энергии передаваемого синхросигнала в начальные отрезки времени передаваемых в эфир синхросигналов. В обоих случаях эти явления, в том числе и изменения частоты излучаемого сигнала, нежелательны, так как снижают помехоустойчивость приема.
Реализацию требуемого метода формирования результирующего сигнала в цифровом виде с подачей цифрового потока на цифровой вход современного возбудителя типа Р-170 ВМ по стыку Ethernet [4] осуществить невозможно при данном структурном построении известной системы дуплексной радиосвязи.
Другим недостатком известной системы дуплексной радиосвязи является то, что, введение в передаваемый сигнал (любого вида) избыточной синхронизирующей информации приводит к снижению пропускной способности канала связи, а также то, что не предусмотрены меры по подавлению нежелательных радиоизлучений шумового и гармонического характера передатчика на входе приемника в интервалы времени «прием», из-за чего снижается дальность связи.
Недостатком является и то, что требуется расширять полосы пропускания при передаче и приеме сигналов не менее, чем в два раза из-за сжатия предаваемого сигнала в два раза. Например, для передачи (приема) аналогового ТЛФ сигнала традиционным методом требуется однополосный сигнал в верхней боковой полосе с амплитудной модуляцией класса излучения J3E, Н3Е или R3E [3] с полосой пропускания 3100 Гц.
Для передачи того же сигнала с использованием известной системы потребуется двухполосный сигнал класса излучения АЗЕ, что приведет к снижению помехоустойчивости основного сигнала из-за расширения полосы пропускания фильтра основной селекции ТЛФ сигнала на приеме.
Кроме того, существенным недостатком известной системы дуплексной радиосвязи является и то, что, при работе в коротковолновом (KB) канале радиосвязи структурное построение приемопередающих комплектов этой системы не может обеспечить обмен высокоскоростными данными с использованием источников и получателей дискретного сигнала, а позволяет обеспечить радиообмен только аналоговыми телефонными сообщениями с использованием аналоговых источников и получателей сигнала (например, двух микрофонов и двух телефонов). Для доказательства этого утверждения проанализируем возможность работы известной системы в KB канале радиосвязи с использованием как аналоговых, так и дискретных источников и получателей сигнала.
Как известно, основным препятствием повышения скорости передачи двоичной информации по KB каналу является многолучевость. В этом случае принимаемый сигнал представляет собой совокупность составляющих (лучей), отраженных от различных слоев ионосферы. Число лучей в точке приема и величина интервала многолучевости определяются длиной трассы, выбором рабочей частоты и состоянием ионосферы [6, 7]. На частотах, близких к оптимальной рабочей частоте (ОРЧ) часто наблюдаются два луча, на частотах, значительно меньших ОРЧ, число лучей увеличивается до четырех, пяти и более. Величина интервала многолучевости для KB лежит в пределах 2-4 мс, достигая в редких случаях больших значений. При этом амплитуды лучей подвержены федингованию, а соотношения между ними могут быть различными и изменяться во времени.
Рассмотрим работу известной системы дуплексной радиосвязи в многолучевом KB канале с использованием традиционных методов передачи и приема аналоговых сообщений. Например, с использованием современных возбудителей типа Р-170 ВМ [4]: одного - для передачи основного ТЛФ сигнала (класс излучения АЗЕ), другого - для передачи синхросигнала методом частотной телеграфии F1B-500 со скоростью 300 Бод, как рекомендовано в [2] (формируемых на ПЧ и коммутируемых на вход ПЧ возбудителя передатчика).
Для приема основного ТЛФ сигнала, а также приема и демодуляции синхросигнала будем использовать приемник Р-170 ПМ, имеющий раздельные выходы [4]:
- на головные телефоны при приеме ТЛФ сигналов;
- на регистрирующую аппаратуру при приеме телеграфных сигналов.
При традиционном одноканальном методе приема и демодуляции телеграфных сигналов (автокорреляционный прием [8]) и при длительности элементарной посылки (двоичного элемента) сигнала много большей времени запаздывания соизмеримых по уровню лучей, обеспечивается удовлетворительный прием телеграфных сигналов (в рассматриваемом случае - синхросигналов): величина краевых (телеграфных) искажений демодулированного сигнала, обусловленная многолучевостью и аддитивными помехами (шумами) не превышают исправляющей способности устройства регенерации в составе демодулятора, восстанавливающего истинное положение границ принимаемого двоичного сигнала [8].
По мере уменьшения длительности элемента сигнала (увеличения скорости передачи) или увеличения величины задержки между соизмеримыми лучами (при работе на KB трассах различной протяженности) происходит «размывание» фронтов принимаемых посылок на отдельных временных интервалах (когда уровни различных лучей соизмеримы) или смещение последовательности принимаемых посылок во времени в сторону опережения или запаздывания в зависимости от того, какай из лучей (опережающий или запаздывающий) на других временных интервалах превышает по уровню (не менее, чем на определенную величину), любой другой луч. По этой причине в [2] и рекомендована сравнительно низкая скорость передачи синхросигнала - 300 Бод (длительность элемента сигнала 3,3 мс).
В известной системе дуплексной радиосвязи при передаче аналогового ТЛФ сигнала изменения временного положения квантов принимаемого сигнала в соответствии с изменениями временного положения принимаемого синхросигнала существенного влияния на качество слухового приема не оказывают, поскольку, слуховой аппарат человека мало чувствителен к фазовым искажениям сигнала [8] (после «сшивания» квантов сигнала в устройстве расширения сигнала).
Однако, если в известной системе вместо аналогового ТЛФ сигнала с выхода источника сигнала передавать дискретный двоичный сигнал, например, со скоростью 600 бит/с, который после сжатия в устройстве сжатия сигнала должен подаваться на вход модулятора со скоростью 1200 бит/с, то далее излучаемые кванты результирующего сигнала, сформированные с использованием традиционных методов модуляции (например, с использованием класса излучения G1B (ОФТ) для передачи основного дискретного сигнала со скоростью 1200 бит/с - длительность элемента сигнала 0,83 мс, и класса F1B-500 для передачи синхросигнала со скоростью 300 Бод - 3,3 мс, как рекомендовано в [2]), будут непригодны для осуществления дуплексной радиосвязи в многолучевом KB канале.
Дело в том, что при разности хода отдельных лучей, превышающей длительность элементарной посылки, в отрезках или квантах демодулированной двоичной последовательности могут появляться специфические ошибки в виде вставок или выпадений соответствующего количества символов при смене луча с максимальным уровнем. Соответственно при «сшивании» искаженных квантов двоичного сигнала в устройстве расширения сигнала формируемая на приеме двоичная последовательность может быть полностью непригодной для получателя дискретного сигнала.
Более того, само структурное построение известной системы дуплексной радиосвязи принципиально не может обеспечить синхронную работу источника и получателя дискретного сигнала, которые можно рассматривать как оконечную аппаратуру (передающую и приемную) взаимодействующих по KB каналу двух приемопередающих комплектов.
Для осуществления синхронной работы передающей и приемной оконечной аппаратуры системы радиосвязи необходимы устройства тактовой и цикловой синхронизации, а также должна иметься возможность установки каждого приемопередающего комплекта в режим ведущего или ведомого вначале сеанса связи.
В известной дуплексной системе радиосвязи этого не предусмотрено, т.е. структурное построение этой системы не может претендовать на универсальность использования различных источников и получателей сигналов. Таким образом, с учетом изложенного выше подтверждается, что эта система предназначена для дуплексной радиосвязи с использованием источников только аналоговых сигналов. Задачами, на решение которых направлено предлагаемое изобретение - система дуплексной высокоскоростной коротковолновой радиосвязи, являются:
- повышение помехоустойчивости приема телефонных сообщений за счет уменьшения полосы пропускания не менее, чем в два раза и реализации модулятора и демодулятора в составе системы на основе применения метода уплотнения с ортогонально - частотным разделением (OFDM - Orthogonall Frequency Division Multiplexing) с достижением наибольшей плотности заполнения частотного диапазона при использовании сигналов OFDM;
- увеличение пропускной способности канала связи за счет исключения специального синхросигнала, вводимого в результирующий передаваемый сигнал, и использования для дуплексной радиосвязи сигнала OFDM с высокой спектральной плотностью вместо аналогового ТЛФ сигнала с существенно меньшей спектральной плотностью;
- расширение функциональных возможностей системы за счет введения дополнительных технических средств и использования сигналов OFDM, обеспечивающих дуплексный обмен по многолучевому KB каналу как телефонными, так и высокоскоростными дискретными сообщениями.
- увеличение количества радиоабонентов, которые могут работать на одной и той же рабочей частоте, за счет введения технических средств передачи и приема сигналов цифрового избирательного вызова (ЦИВ);
- повышение дальности связи за счет уменьшения на входе приемника уровня шумов собственного передатчика в интервалы времени «прием».
Решение поставленных задач достигается тем, что в систему дуплексной высокоскоростной коротковолновой системы связи состоящей из двух приемопередающих комплектов, каждый из которых содержит источник аналогового сигнала и получатель аналогового сигнала, устройство сжатия сигнала и устройство расширения сигнала, блок управления, выход которого подключен к управляющему входу устройства сжатия сигнала, модулятор, последовательно соединенные передатчик и приемопередающую антенну, а также первый коммутатор входных сигналов, демодулятор, выход которого соединен с входом устройства расширения сигнала, демодулятор синхросигнала, выход которого соединен с входом блока управления, и приемник, выход которого соединен параллельно с входом демодулятора и входом демодулятора синхросигнала, введены дополнительно в каждый приемопередающий комплект кодер, вход которого соединен с выходом источника аналогового сигнала, и декодер, выход которого соединен с входом получателя аналогового сигнала, источник дискретного сигнала и получатель дискретного сигнала, первый коммутатор радиосигналов, коммутатор выходных сигналов, вход, первый и второй выходы которого соединены соответственно с выходом устройства расширения сигнала, с входом декодера и с входом получателя дискретного сигнала, а управляющий вход коммутатора выходных сигналов, являющийся входом управления источником сигнала приемопередающего комплекта, объединен с управляющим входом первого коммутатора входных сигналов, выход, первый и второй входы которого соединены соответственно с входом устройства расширения сигнала, с выходом кодера и с выходом источника дискретного сигнала, кроме того, введены формирователь сигнала цифрового избирательного вызова (ЦИВ) и второй коммутатор входных сигналов, выход, которого подключен к входу модулятора, выход которого соединен с входом передатчика, выход которого соединен дополнительно с сигнальным входом первого коммутатора радиосигналов, выход блока управления соединен дополнительно с управляющим входом первого коммутатора радиосигналов, с дополнительным входом передатчика и с дополнительным входом демодулятора, а первый дополнительный вход блока управления, являющийся входом управления передачи сигнала ЦИВ приемопередающего комплекта, объединен с управляющим входом второго коммутатора входных сигналов и с управляющим входом формирователя сигнала ЦИВ, выход которого соединен с первым входом второго коммутатора входных сигналов, второй вход которого соединен с выходом устройства сжатия сигнала, первый и второй дополнительные выходы которого соединены соответственно с тактовым входом формирователя сигнала ЦИВ и с вторым дополнительным входом блока управления, третий дополнительный вход которого является входом установки приемопередающего комплекта в режим приема сигнала, а его четвертый дополнительный вход соединен с дополнительным выходом устройства расширения сигнала, вход которого соединен дополнительно с пятым дополнительным входом блока управления.
В каждом приемопередающем комплекте устройство сжатия сигнала состоит из первого блока памяти, вход и выход которого являются соответственно входом и выходом устройства сжатия сигнала, первого счетчика записи, первого счетчика считывания, первого блока фазирования и первого блока тактовой синхронизации, вход которого объединен с входом первого блока памяти, а первый и второй его выходы соединены соответственно с тактовым входом первого счетчика записи и с тактовым входом первого счетчика считывания, выход которого объединен с управляющим входом считывания первого блока памяти и первым входом первого блока фазирования, второй вход которого объединен с управляющим входом записи первого блока памяти и с выходом первого счетчика записи, управляющий вход которого соединен с первым выходом первого блока фазирования, второй выход которого соединен с управляющим входом первого счетчика считывания, причем второй выход первого блока тактовой синхронизации, третий выход и третий вход первого блока фазирования являются соответственно первым дополнительным выходом, вторым дополнительным выходом и управляющим входом устройства сжатия сигнала.
В каждом приемопередающем комплекте блок управления содержит элемент ИЛИ, первый и второй триггеры, третий коммутатор входных сигналов, элемент ИЛИ-НЕ и дешифратор сигнала ЦИВ, выход которого объединен с первым входом элемента ИЛИ и с первым входом первого триггера, выход которого соединен с управляющим входом третьего коммутатора входных сигналов, выход которого соединен с первым входом элемента ИЛИ-НЕ, второй вход которого подключен к выходу второго триггера, первый вход которого подключен к выходу элемента ИЛИ, причем первый и второй входы третьего коммутатора входных сигналов, второй вход первого триггера, объединенный с вторым входом элемента ИЛИ, второй вход второго триггера, первый и второй входы дешифратора сигнала ЦИВ и выход элемента ИЛИ-НЕ являются соответственно входом, вторым, первым, третьим, четвертым и пятым дополнительными входами и выходом устройства управления.
В каждом приемопередающем комплекте устройство расширения сигнала состоит из второго блока памяти, вход и выход которого являются соответственно входом и выходом устройства расширения сигнала, второго счетчика записи, второго счетчика считывания, второго блока фазирования, второго блока тактовой синхронизации и блока цикловой синхронизации, вход которого объединен с входом второго блока памяти и входом второго блока тактовой синхронизации, первый и второй выходы которого соединены соответственно с тактовым входом второго счетчика считывания и тактовым входом блока цикловой синхронизации, объединенном с тактовым входом второго счетчика записи, и являющимся дополнительным выходом устройства расширения сигнала, выход второго счетчика записи объединен с управляющим входом записи второго блока памяти и первым входом второго блока фазирования, второй вход которого, объединен с управляющим входом считывания второго блока памяти и выходом второго счетчика считывания, управляющий вход которого соединен с первым выходом второго блока фазирования, второй выход которого соединен с управляющим входом второго счетчика записи, а третий вход второго блока фазирования соединен с выходом блока цикловой синхронизации.
В каждом приемопередающем комплекте модулятор выполнен в виде последовательно соединенных последовательно-параллельного преобразователя, вход которого является входом модулятора, и блока формирования сигнала OFDM, выход которого является выходом модулятора.
В каждом приемопередающем комплекте передатчик содержит последовательно соединенные возбудитель, вход которого является входом передатчика, усилитель мощности и фильтр гармоник, выход которого является выходом передатчика, управляющий вход возбудителя, являющийся дополнительным входом передатчика, объединен с управляющим входом усилителя мощности и управляющим входом фильтра гармоник, который содержит К диапазонных фильтрующих узлов, вход и выход каждого из которых через подвижные и неподвижные контакты соответствующих двух трехконтактных переключателей подключаются к входу и выходу фильтра гармоник соответственно, другие неподвижные контакты всех 2К трехконтактных переключателей фильтра гармоник соединены с общей шиной и нормально замкнуты с соответствующими подвижными контактами, каждый диапазонный фильтрующий узел содержит основной фильтрующий элемент, вход которого является входом диапазонного фильтрующего узла, и дополнительный фильтрующий элемент, выход которого является выходом диапазонного фильтрующего узла, а также второй коммутатор радиосигнала, сигнальный вход которого объединен с выходом основного и входом дополнительного фильтрующих элементов, сигнальный выход второго коммутатора радиосигнала подключен с общей шине, а его управляющий вход является управляющим входом диапазонного фильтрующего узла, управляющие входы всех диапазонных фильтрующих узлов объединены с управляющим входом фильтра гармоник.
В каждом приемопередающем комплекте демодулятор выполнен в виде последовательно соединенных блока демодуляции сигнала OFDM, вход и управляющий вход которого являются соответственно входом и дополнительным входом демодулятора, и параллельно-последовательного преобразователя, выход которого является выходом демодулятора.
В каждом приемопередающем комплекте демодулятор синхросигнала выполнен в виде последовательно соединенных амплитудного детектора, вход которого является входом демодулятора синхросигнала, и регенератора, выход которого является выходом демодулятора синхросигнала.
На фиг.1 изображена схема электрическая структурная предлагаемой системы; на фиг.2 - временные диаграммы, поясняющие работу системы.
Система дуплексной высокоскоростной коротковолновой радиосвязи, состоящая из двух приемопередающих комплектов 1, каждый из которых содержит источник аналогового сигнала 2 и получатель аналогового сигнала 3, устройство сжатия сигнала 4 и устройство расширения сигнала 5, блок управления 6, выход которого подключен к управляющему входу устройства сжатия сигнала 4, модулятор 7, последовательно соединенные передатчик 8 и приемопередающую антенну 9, а также первый коммутатор входных сигналов 10ь демодулятор 11, выход которого соединен с входом устройства расширения сигнала 5, демодулятор синхросигнала 12, выход которого соединен с входом блока управления 6, и приемник 13, выход которого соединен параллельно с входом демодулятора 11 и входом демодулятора синхросигнала 12.
1
1
2
1
1
2
2
Каждый приемопередающий комплект 1 содержит кодер 14, вход которого соединен с выходом источника аналогового сигнала 2, и декодер 15, выход которого соединен с входом получателя аналогового сигнала 3, источник дискретного сигнала 16 и получатель дискретного сигнала 17, первый коммутатор радиосигнала 18, коммутатор выходных сигналов 19, вход, первый и второй выходы которого соединены соответственно с выходом устройства расширения сигнала 5, с входом декодера 15 и с входом получателя дискретного сигнала 17, а управляющий вход коммутатора выходных сигналов 19, являющийся входом управления источником сигнала приемопередающего комплекта 1, объединен с управляющим входом первого коммутатора входных сигналов 10, выход, первый и второй входы которого соединены соответственно с входом устройства расширения сигнала 4, с выходом кодера 14 и с выходом источника дискретного сигнала 16, кроме того, каждый приемопередающий комплект 1 содержит формирователь сигнала цифрового избирательного вызова (ЦИВ) 20 и второй коммутатор входных сигналов 10, выход, которого подключен к входу модулятора 7, выход которого соединен с входом передатчика 8, выход которого соединен дополнительно с сигнальным входом первого коммутатора радиосигналов 18, выход блока управления 6 соединен дополнительно с управляющим входом первого коммутатора радиосигналов 18, с дополнительным входом предатчика 8 и с дополнительным входом демодулятора 11, а первый дополнительный вход блока управления 6, являющийся входом управления передачи сигнала ЦИВ приемопередающего комплекта 1, объединен с управляющим входом второго коммутатора входных сигналов 10 и с управляющим входом формирователя сигнала ЦИВ 20, выход которого соединен с первым входом второго коммутатора входных сигналов 10, второй вход которого соединен с выходом устройства сжатия сигнала 4, первый и второй дополнительные выходы которого соединены соответственно с тактовым входом формирователя сигнала ЦИВ 20 и с вторым дополнительным входом блока управления 6, третий дополнительный вход которого является входом установки приемопередающего комплекта 1 в режим приема сигнала, а его четвертый дополнительный вход соединен с дополнительным выходом устройства расширения сигнала 5, вход которого соединен дополнительно с пятым дополнительным входом блока управления 6.
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
Устройство сжатия сигнала 4 состоит из первого блока памяти 21, вход и выход которого являются соответственно входом и выходом устройства сжатия сигнала 4, первого счетчика записи 22, первого счетчика считывания 23, первого блока фазирования 24 и первого блока тактовой синхронизации 25, вход которого объединен с входом первого блока памяти 21, а первый и второй его выходы соединены соответственно с тактовым входом первого счетчика записи 22 и с тактовым входом первого счетчика считывания 23, выход которого объединен с управляющим входом считывания блока памяти 21 и первым входом первого блока фазирования 24, второй вход которого объединен с управляющим входом записи первого блока памяти 21 и выходом первого счетчика записи 22, управляющий вход которого соединен с первым выходом первого блока фазирования 24, второй выход которого соединен с управляющим входом первого счетчика считывания 23, причем второй выход первого блока тактовой синхронизации 25, третий выход и третий вход первого блока фазирования 24 являются соответственно первым дополнительным выходом, вторым дополнительным выходом и управляющим входом устройства сжатия сигнала 4.
1
2
3
1
3
2
3
1
2
Блок управления 6 содержит элемент ИЛИ 26, первый и второй триггеры 27 и 27, третий коммутатор входных сигналов 10, элемент ИЛИ-НЕ 28 и дешифратор сигнала ЦИВ 29, выход которого объединен с первым входом элемента ИЛИ 26, и с первым входом первого триггера 27, выход которого соединен с управляющим входом третьего коммутатора входных сигналов 10, выход которого соединен с первым входом элемента ИЛИ-НЕ 28, второй вход которого подключен к выходу второго триггера 27, первый вход которого подключен к выходу элемента ИЛИ 26, причем первый и второй входы третьего коммутатора входных сигналов 10, второй вход первого триггера 27, объединенный с вторым входом элемента ИЛИ, второй вход второго триггера 27, первый и второй входы дешифратора сигнала ЦИВ 29 и выход элемента ИЛИ-НЕ 28 являются соответственно входом, вторым, первым, третьим, четвертым и пятым дополнительными входами и выходом устройства управления 6.
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
Устройство расширения сигнала 5 состоит из второго блока памяти 21, вход и выход которого являются соответственно входом и выходом устройства расширения сигнала 4, второго счетчика записи 22, второго счетчика считывания 23, второго блока фазирования 24, второго блока тактовой синхронизации 25 и блока цикловой синхронизации 30, вход которого объединен с входом второго блока памяти 22 и входом второго блока тактовой синхронизации 25, первый и второй выходы которого соединены соответственно с тактовым входом второго счетчика считывания 23 и тактовым входом блока цикловой синхронизации 30, объединенном с тактовым входом второго счетчика записи 22, и являющимся дополнительным выходом устройства расширения сигнала 5, выход второго счетчика записи 22 объединен с управляющим входом записи второго блока памяти 21 и первым входом второго блока фазирования 24, второй вход которого, объединен с управляющим входом считывания второго блока памяти 21 и выходом второго счетчика считывания 23, управляющий вход которого соединен с первым выходом второго блока фазирования 24, второй выход которого соединен с управляющим входом второго счетчика записи 22, а третий вход второго блока фазирования 24 соединен с выходом блока цикловой синхронизации 30.
Модулятор 7 выполнен в виде последовательно соединенных последовательно-параллельного преобразователя 31, вход которого является входом модулятора, и блока формирования сигнала OFDM 32, выход которого является выходом демодулятора 7.
Передатчик 8 содержит последовательно соединенные возбудитель 33, вход которого является входом передатчика 8, усилитель мощности 34 и фильтр гармоник 35, выход которого является выходом передатчика 8, управляющий вход возбудителя 33, являющийся дополнительным входом передатчика 8, объединен с управляющим входом усилителя мощности 34 и управляющим входом фильтра гармоник 35, который содержит К диапазонных фильтрующих узлов 36, вход и выход каждого из которых через подвижные и неподвижные контакты соответствующих двух трехконтактных переключателей подключаются к входу и выходу фильтра гармоник 35 соответственно, другие неподвижные контакты всех 2К трехконтактных переключателей фильтра гармоник 35 соединены с общей шиной и нормально замкнуты с соответствующими подвижными контактами, каждый диапазонный фильтрующий узел 36 содержит основной фильтрующий элемент 38, вход которого является входом диапазонного фильтрующего узла 36, и дополнительный фильтрующий элемент 39, выход которого является выходом диапазонного фильтрующего узла 36, а также второй коммутатор радиосигнала, сигнальный вход которого объединен с выходом основного 38 и входом дополнительного 39 фильтрующих элементов, сигнальный выход второго коммутатора радиосигнала 18 г подключен с общей шине, а его управляющий вход является управляющим входом диапазонного фильтрующего узла 36, управляющие входы всех диапазонных фильтрующих узлов 36 объединены с управляющим входом фильтра гармоник 35.
Демодулятор 11 выполнен в виде последовательно соединенных блока демодуляции сигнала OFDM 40, вход и управляющий вход которого являются соответственно входом и дополнительным входом демодулятора 7, и параллельно-последовательного преобразователя 41, выход которого является выходом демодулятора 11.
Демодулятор синхросигнала 12 выполнен в виде последовательно соединенных амплитудного детектора 42, вход которого является входом демодулятора синхросигнала 12 и регенератора 42, выход которого является выходом демодулятора синхросигнала 12.
Система дуплексной высокоскоростной коротковолновой радиосвязи функционирует следующим образом.
2
3
1
1
В исходном состоянии (до начала дуплексного обмена аналоговой телефонной или дискретной информацией) каждый приемопередающий комплект 1 (ППК) системы устанавливается в режим «прием» путем подачи на вход «Упр. ПРМ» (третий дополнительный вход устройства управления 6) импульсного сигнала в виде кратковременного логического уровня «1». В устройстве управления 6 импульсный сигнал перебрасывает второй триггер 27 в единичное (запрещающее) состояние, и его выходной логический уровень «1» блокирует поступление управляющего сигнала с выхода третьего коммутатора 10 на выход элемента «ИЛИ-НЕ», являющимся выходом блока управления 6. В результате, логический уровень «0» с выхода блока управления 6, поступая на дополнительный вход передатчика 8, на вход управления первого коммутатора радиосигналов 18 и на дополнительный вход демодулятора 11, блокирует выходной сигнал передатчика 8 на входе приемопередающей антенны 9 и одновременно обеспечивает подключение приемопередающей антенны 9 к входу приемника 13 через первый коммутатор радиосигналов 18.
В этом случае принимаемый приемопередающей антенной 9 сигнал, представляющий собой совокупность различного вида помех, фильтруется селективными цепями приемника 13 и с его выхода, например, в цифровом виде [4] поступает параллельно на входы демодулятора синхросигнала 12 и демодулятора 11, которые работают в непрерывном режиме (работа демодулятора 11 не блокируется управляющим сигналом на его дополнительном входе).
Рассмотрим работу системы, когда обмен информацией между двумя ПИК будет осуществляться с использованием источников аналоговых сигналов 2 и получателей аналоговых сигналов 3.
1
2
Для этого на вход «Упр. ИС» (управления источником сигнала) каждого ППК должен поступать логический уровень «0», при котором первый коммутатор входных сигналов 10 подключает к входу устройства сжатия сигнала 4 выход кодера 14, который обеспечивает преобразование аналогового ТЛФ сигнала с выхода источника аналогового сигнала 2 в двоичный поток, а коммутатор выходных сигналов 19 подключает выход устройства расширения сигналов 21 к декодеру 15, который осуществляет обратную операцию преобразования принимаемого двоичного потока в аналоговый ТЛФ сигнал, который далее подается получателю аналогового сигнала 3.
2
2
При необходимости проведения дуплексного сеанса связи по инициативе одного из радиоабонентов соответствующий ППК, например, первый переводится в режим «ведущий» путем подачи на его вход «Упр. ЦИВ» (управления передачи сигнала ЦИВ) команды в виде логического уровня «1». Этот уровень, поступая на управляющие входы второго коммутатора входных сигналов 10 и формирователя сигнала ЦИВ 20, обеспечивает запуск формирователя 20 и коммутацию его выходного сигнала через второй коммутатор входных сигналов 10 на вход модулятора 7.
1
т прд1
Сигнал ЦИВ формируется в виде двоичной последовательности с закодированным и периодически повторяемым цифровым адресом вызываемого абонента. Скорость передачи сигнала ЦИВ равна двойной скорости передачи основного сигнала V=1/Т бит/с (Т - длительность элемента исходного сигнала на выходе первого коммутатора входных сигналов 10: либо дискретного - двоичного, либо аналогового телефонного, преобразованного в двоичный поток) и равна частоте следования тактовых импульсов 2F на первом дополнительном выходе устройства сжатия сигнала 4.
Длительность формирования сигнала ЦИВ определяется временем действия логического уровня «1» на входе «Упр. ЦИВ» и должна быть не меньше интервала времени, необходимого для надежного обнаружения сигнала ЦИВ во втором (ведомом) ППК.
1
1
2
3
ц прд1
Одновременно управляющий логический уровень «1» с входа «Упр. ЦИВ» ведущего ППК подается на первый дополнительный вход блока управления 6, в котором он поступает на второй вход элемента ИЛИ 26 и второй вход первого триггера 27, переводя первый 27 и второй 27 триггеры соответственно в единичное и нулевое состояния, при которых на выход элемента ИЛИ-НЕ 28 через третий коммутатор входных сигналов 10 коммутируется со второго дополнительного выхода устройства сжатия сигнала 4 управляющий сигнал-меандр, определяющий периодически повторяющиеся циклы работы («прием-передача») ППК с частотой F («передача»-логический уровень «1», «прием»-логический уровень «0»).
В каждый интервал времени «передача» управляющего меандра передатчик 8 обеспечивает усиление по мощности сигнала с выхода модулятора 7, фильтрацию его от нежелательных частотный составляющих в одном из К диапазонных фильтрующих узлов 36 (полоса прозрачности которого обеспечивает прохождение передаваемого сигнала), подключаемого посредством трехконтактных переключателей 37 к входу и выходу фильтра гармоник 35, и излучение в эфир с помощью приемопередающей антенны 9 квантов сигнала, несущих информацию о сигнале ЦИВ.
Исходная модулирующая двоичная последовательность сигнала ЦИВ с выхода второго коммутатора входных сигналов Юг подается на вход последовательно-параллельного преобразователя 31 модулятора 7, где разбивается на N параллельных потоков (N - число частотных каналов модулятора 7, в каждом из которых длительность двоичных символов увеличивается в N раз).
Формирование последующего многочастотного сигнала OFDM в полосе телефонного канала (3100 Гц), которым осуществляется модуляция передатчика 9, производится в блоке формирования сигнала OFDM 32 известным способом, например, как приведено в [9].
В интервалы времени «прием» управляющего меандра происходит запирание возбудителя 33 и усилителя мощности 34 передатчика 8, а в подключенном диапазонном фильтрующем узле 36 - подключение к общей шине выхода основного фильтрующего элемента 38 и выхода дополнительного фильтрующего элемента 39 через замкнутый второй коммутатор радиосигналов I82, выполненный на p-i-n-диодах.
1
При этом последовательный колебательный контур диапазонного фильтрующего узла 36, состоящий из основного 38 и дополнительного 39 фильтрующих элементов, преобразуется по отношению к входу приемопередающей антенны 9 в параллельный колебательный контур с частотой резонанса, близкой к частоте среза диапазонного фильтрующего узла 36. Сопротивление такого параллельного колебательного контура в полосе прозрачности диапазонного фильтрующего узла 36 носит индуктивный характер, модуль которого по величине превышает величину входного сопротивления приемника 13, подключаемого в интервалы времени «прием» к приемопередающей антенне 9 с помощью первого коммутатора радиосигналов 18, выполненного на p-i-n-диодах.
Таким образом, в интервалы времени «прием» управляющего меандра обеспечивается необходимое ослабление уровня шумов с выхода передатчика 8 и сохранение показателей чувствительности приемника 13.
Рассмотрим работу второго (ведомого) ППК при приеме сигнала ЦИВ.
В исходном состоянии (до начала передачи сигнала ЦИВ первым ППК), второй ППК, как было отмечено выше, находится в режиме «прием».
При передачи сигнала ЦИВ, а также при последующей передачи первым ППК основного дискретного сигнала, принимаемый приемником 13 второго ППК радиосигнал представляет собой сигнал, по форме соответствующий сигналу многочастотной амплитудной телеграфии (AT) [10].
Таким образом, в принимаемом сигнале кроме основной информации, содержащейся в квантах сигнала OFDM, содержится еще и синхроинформация о границах временных интервалов «прием»-«передача», которую можно использовать для обеспечения синхронной работы двух ППК без введения в передавамый сигнал избыточной синхроинформации.
Выделение синхросигнала, соответствующего управляющему меандру первого ППК, производится демодулятором синхросигнала 12 второго ППК, в котором сигнал сначала детектируется амплитудным детектором 42 [10], после чего AT- сигнал подвергается регенерации регенератором 43, где производится усреднение временного положения фронтов посылок детектированного меандра и восстановление его формы [8] как управляющего меандра, обеспечивающего работу ведомого ППК в противофазе по отношению к работе ведущего ППК.
Ввиду периодичности и довольно большой длительности периода следования цикловых интервалов «передача-прием», регенерируемый меандр может быть восстановлен с высокой степенью достоверности.
т прм2
т прд1
Одновременно производится демодуляция принимаемого сигнала блоком демодуляции сигнала OFDM 40 демодулятора 11, например, известным способом [9], после чего N синхронных двоичных потоков преобразуются в параллельно-последовательном преобразователе 41 в единую двоичную последовательность с эфирной скоростью передачи V=2F=2F.
Обнаружение сигнала ЦИВ осуществляется дешифратором сигнала ЦИВ 29 блока управления 6, на сигнальный вход которого поступает выходной сигнал демодулятора 11, а на тактовый его вход - последовательность тактовых импульсов с дополнительного выхода устройства сжатия сигнала 4, синхронная с последовательностью двоичный символов входного сигнала.
1
1
2
3
При обнаружении сигнала ЦИВ в демодулированных квантах сигнала на выходе дешифратора 29 формируется импульсный сигнал-кратковременный логический уровень «1», который, поступая на первые входы первого триггера 27 и элемента ИЛИ 26, устанавливает первый 27 и второй 21 триггеры в нулевые состояния, при которых обеспечивается коммутация принимаемого управляющего меандра с выхода демодулятора синхросигнала 12 (через третий коммутатор входных сигналов 10 и элемент ИЛИ-НЕ 28) на выход блока управления 6. Этим обеспечивается дистанционный перевод второго ППК в состояние «ведомый».
Обнаружение сигнала ЦИВ дешифратором сигнала ЦИВ 29 может сопровождаться также звуковой или световой сигнализацией для вызываемого радиоабонента, после чего ведение дуплексной ТЛФ радиосвязи может осуществляться аналогично ведению телефонных переговоров.
После перевода второго ППК в режим «ведомый», его приемопередающая антенна 9 начинает излучать в эфир кванты информационного радиосигнала в интервалы времени «передача» регенерированного управляющего меандра.
Рассмотрим более подробно процесс установления и ведения дуплексной радиосвязи.
2
По окончании передачи сигнала ЦИВ первым ППК (при смене единичного логического уровня на нулевой уровень на входе «Упр. ЦИВ») второй коммутатор входных сигналов 10 подключает к входу модулятора 7 информационную двоичную последовательность с выхода устройства сжатия сигнала 4.
Устройство сжатия сигналов 4 работает следующим образом.
1
На вход устройства через первый коммутатор входных сигналов 10 может поступать двоичный сигнал либо с выхода кодера (цифровая речь), либо с выхода источника дискретного сигнала (данные) со скоростью передачи V бит/с. Для наглядности описания работы примем, что входной сигнал представляет собой периодически повторяемую комбинацию двоичных символов типа 1110010 (фиг.2а).
1
1
В устройстве сжатия сигнала 4 входной сигнал поступает одновременно на первый блок тактовой синхронизации (БТС) 25 и первый блок памяти 21, который может представлять собой оперативное запоминающее устройство с раздельными и независимыми управляющими входами записи и считывания информации.
1
1
2
т прд1
БТС 25 предназначен для формирования тактовых последовательностей импульсов для первого счетчика записи 22 и первого счетчика считывания 23 информации, синхронных с частотой следования двоичных символов входного сигнала. При этом для обеспечения сжатия двоичного сигнала в 2 раза на выходе устройства сжатия сигнала 4 необходимо, чтобы частота следования импульсов считывания была в два раза выше частоты следовании импульсов записи F.
т прд1
т прд1
Тактовые последовательности F и 2F (фиг.2б, в) могут формироваться на выходах промежуточных делителей частоты БТС путем деления частоты задающего генератора, имеющего высокую стабильность. Фаза импульсов на выходе делителей может изменяется с помощью кольца фазовой автоподстройки путем добавления или вычитания импульсов в последовательности импульсов с более высокой частотой в соответствии с изменениями фазы входных двоичных символов [8, стр.252].
1
2
1
2
Емкости M и М счетчиков записи (22) и считывания (23) должны определяться следующим образом.
ц
ц
ц
ц
Для ведения дуплексной радиосвязи каждый ППК должен периодически переключаться с приема на передачу в противофазе по отношению друг к другу с частотой F=1/Т, где Т - длительность одного цикла «передача»-«прием». Длительность Т выбирается исходя из допустимой величины задержки преобразованного в цифровую форму телефонного сигнала (0,1…0,3 с) и характеристик применяемых приемопередающих средств. Для радиообмена дискретными сообщениями величина Т может выбираться в более широких пределах.
1
1
1
1
ц
1
т прд1
1
ц
1
ц
1
При скорости передачи двоичных символов оцифрованного речевого сигнала равной V бит/с, емкость М счетчика записи 22 или количество двоичных символов, периодически записываемое счетчиком записи 22 в блок памяти 21 за один цикл длительностью Т=MT (двоичных символов или тактовых интервалов (ТИ) частоты F), можно выбрать в пределах: M=Т/Т~(0,1…0,3)·V. Причем целое число M должно быть четным для обеспечения задержки на величину Т/2 между моментами записи и считывания информации в первом блоке памяти 21.
ц
Для обеспечения сжатия исходного кванта сигнала длительностью Т в 2 раза производится следующее:
ц
1
1
- в первой половине каждого цикла (временной интервал «прием» длительностью Т/2) производится последовательная запись (в соответствующие ячейки памяти блока памяти 21) M двоичных символов подготавливаемого к передачи кванта сигнала;
- во второй половине каждого цикла (временной интервал «передача»)
1
ц
из этих ячеек блока памяти 21 производится последовательное считывание двоичной информации с удвоенной скоростью и с задержкой на величину Т/2 по отношению к моментам записи.
2
1
1
2
1
1
1
т прд1
1
1
1
Для этого необходимо, чтобы емкость М счетчика считывания 23 была в 2 раза больше емкости счетчика записи 22, т.е. М=2М. Причем первые M адресов ячеек считывания, последовательно сменяемых на выходе счетчика считывания 23 с тактовой частотой 2F, должны соответствовать адресам ячеек памяти, в которые произведена запись M входных символов первого блока памяти 21, а последующие M адресов считывания должны соответствовать ячейкам, в каждой из которых постоянно записан символ «0».
1
2
Соответственно количество ячеек памяти в блоке памяти 21 устройства сжатия сигнала 4 должно быть не менее величины М.
ц
1
1
1
1
2
1
1
Для наглядности на фиг.2а длительность цикла Т в тактовых интервалах (ТИ) или емкость M счетчика записи 22 принята равной M=16, емкость счетчика считывания 23-М=32. В качестве счетчика записи 22 в данном случае можно использовать 4-х разрядный двоичный счетчик, а в качестве счетчика считывания 23 - 5-ти разрядный двоичный счетчик.
1
Каждому состоянию счетчика записи (в рассматриваемом случае от 0 до 15) соответствует своя ячейка памяти в блоке памяти 21, в которую записывается логический уровень, соответствующий двоичному символу на входе блока памяти и который сохраняется в ячейке в течение одного цикла.
ц
На фиг.2г, д, ж, з, и приведены логические уровни ячеек памяти с номерами 1, 2, 3, …, 15, 16, соответствующие пронумерованным от 1 до 16 символам входной двоичной последовательности, условно разбитой на цикловые интервалы длительностью Т=16 ТИ каждый.
ц
т прд1
Считывание информации из ячеек памяти производится с запаздыванием на величину Т 12=8 ТИ (или 16 тактовых интервалов частоты следования импульсов 2F).
1
1
1
Необходимые фазовые соотношения между счетчиками записи и считывания устанавливаются блоком фазирования 24 путем сравнения состояний счетчиков (выходных разрядных двоичных чисел) на входах 1 и 2 блока фазирования 24 и принудительной начальной установки счетчика записи 22 в требуемое состояние управляющим сигналом с первого выхода этого блока.
1
ц прд1
1
1
Кроме того, блок фазирования 24 формирует управляющий меандр с частотой следования двоичных уровней F, который управляет работой ППК, установленного в режим «ведущий». Поскольку выходы счетчиков записи и считывания подключены к входам 1 и 2 блока фазирования 24, то формирование управляющего сигнала довольно просто реализуется с использованием выходного сигнала старшего разряда счетчика считывания 23.
1
На фиг.2к приведен выходной сигнал устройства сжатия сигнала 4, на фиг.2л - управляющий меандр блока управления 6, формируемый блоком фазирования 24 в инверсном виде. Временные интервалы «передача» и «прием» первого (ведущего) ППК здесь обозначены соответственно «ПРД1» и «ПРМ1».
2
ц
э
Сжатые в 2 раза кванты передаваемого сигнала по окончании действия команды единичного логического уровня на входе «Упр. ЦИВ» первого ППК подаются через второй коммутатор входных сигналов 10 на вход модулятора 7. Для упрощения изложения принципа работы здесь принято, что количество параллельных частотных каналов уплотнения модулятора 7 равно N=8, соответственно двоичные символы каждого кванта передаваемого сигнала в последовательно-параллельном преобразователе 31 модулятора 7 распределяются по восьми каналам для формирования многочастотного сигнала OFDM блоком формирования сигнала OFDM 32. При этом, длительность каждого двоичного символа входного кванта увеличивается в 8 раз, и в каждый интервал времени «передача» (ПРД1) длительностью Т/2 по каждому из частотных каналов сигнала OFDM предается в эфир (приведенным выше методом) информация о значениях только двух символов из каждых 16-ти с длительностью элемента сигнала в эфире Т=4Т.
Далее процесс формирования и передачи квантов информационного сигнала OFDM аналогичен описанному выше при передачи сигнала ЦИВ.
Аналогично вышеизложенному работают устройство сжатия сигнала 4 второго (ведомого) ППК и последующие его устройства, обеспечивающие передачу квантов сигнала OFDM в эфир при дуплексной передачи информации в сторону первого ППК. Однако передача квантов ответного оцифрованного речевого сигнал начинается только после регенерации демодулированного управляющего меандра и приема сигнала ЦИВ.
ц прм2
ц прд1
3
3
Регенерированный управляющий меандр, аналогичный управляющему меандру первого ППК, с частотой следования цикловых интервалов F=F, приведен на фиг.2м с учетом задержки сигнала τ на время его распространения от передатчика первого ППК до приемника второго ППК. Для наглядности принято, что величина задержки соответствует длительности одного принимаемого двоичного символа, т.е. τ=Т/2.
1
1
1
1
Для формирования вторым ППК квантов сигнала, аналогичных по методу формирования квантов первого ППК, необходимо обеспечить совмещения начала считывания двоичных символов из первого блока памяти 21 устройства сжатия сигнала 4 с началом временного интервала «передача» регенерированного управляющего меандра. Это достигается принудительной установкой счетчика считывания 23 в необходимое состояние сигналом со второго выхода первого блока фазирования 24 в соответствии с временным положением (фазой) интервалов «передача» регенерированного управляющего меандра, который подается на третий управляющий вход первого блока фазирования 24 после обнаружения сигнала ЦИВ.
1
3
На фиг.2н условно обозначены временные границы квантов сигнала, передаваемых вторым ППК, на входе первого коммутатора радиосигналов 18 первого ППК с учетом задержки распространения сигнала от второго комплекта к первому. При этом суммарная задержка принимаемых первым ГШК квантов сигнала по отношению к переданным составляет величину 2τ.
Рассмотрим процесс приема информационного сигнала первым (ведущим) ППК после приема сигнала ЦИВ вторым (ведомым) ППК.
Будем полагать, что во втором ППК исходный сигнал на входе устройства сжатия сигнала 4 аналогичен ранее рассмотренному (фиг.2а), но со смещением фазы (временного положения) двоичной последовательности по отношению к управляющему меандру (фиг.2м).
1
3
Первый коммутатор радиосигналов 18 первого ППК, управляемый меандром (фиг.2л), формируемым устройством сжатия сигнала 4, будет коммутировать во временные интервалы ПРМ1 («прием») на вход приемника 13 кванты принимаемого OFDM сигнала, усеченные на окончаниях на величину 2τ. Форма огибающей этих квантов соответствует выходному сигналу демодулятора синхросигнала 42, приведенному на фиг.2о (при отсутствии каких либо помех на входе приемника 13).
т прд1
Блок демодуляции сигнала OFDM 40 демодулятора 11 осуществляет операцию, обратную операции, выполняемой блоком формирования сигнала OFDM. При этом на его выходе формируется N=8 двоичных потоков, которые параллельно-последовательным преобразователем 41 преобразуются в общий поток со скоростью 1/2F (фиг.2п).
1
3
э
3
Укорочение по длительности каждого принимаемого с эфира кванта высокочастотного сигнала первым коммутатором радиосигналов 18 на величину 2τ на помехоустойчивость приема двоичной информации не повлияет. Количество частотных каналов N, определяющих увеличение длительности двоичного символа (после удвоения скорости передачи) в каждом канале в N раз (Т=NT/2), выбирается исходя из обеспечения требуемой величины защитного интервала при передачи высокоскоростной информации по KB каналу связи [9], которая существенно больше величины 2τ.
ц
ц
ц
Более того, уменьшению длительности подвергается только часть кванта сигнала, соответствующая последнему двоичному символу в каждом канале (в нашем примере при N=8 и Т=16 ТИ последним является второй символ каждого канала - фиг.2о, в действительности же, при реализации системы Т выбирается намного большим величины 16 ТИ, например, при Т=0,2с, N=8 и при скорости передачи информации по KB каналу 4800 бит/с, в каждом кванте сигнала по каждому их 8-ми частотных каналов передается L=0,2·4800/8=120 двоичных символов, т.е. последним в канале будет являться 120-й символ).
2
1
т прм1
т прм1
2
2
2
2
1
С выхода демодулятора дискретный сигнал поступает в устройство расширения сигнала 5, где производится операция, обратная операции сжатия сигнала. Для осуществления этого во втором блоке тактовой синхронизации 25 (аналогичном ранее рассмотренному БТС 22) осуществляется определение временного положения границ двоичных элементов с выхода демодулятора 11 и формирование соответствующих тактовых последовательностей импульсов 2F и F (фиг.2р, т), обеспечивающих синхронную запись информации во второй блок памяти 21 и ее считывание с помощью второго счетчика записи 22 и второго счетчика считывания 23, емкость которых равна ранее определенным величинам М и M соответственно.
ц
2
2
Необходимая задержка на половину циклового интервала Т/2 моментов считывания двоичной информации относительно моментов записи обеспечивается путем установки второго счетчика считывания 23 в требуемое состояние управляющим сигналом с первого выхода второго блока фазирования 24.
2
2
Кроме того, необходимо, чтобы начало записи во второй блок памяти 21 последовательности двоичных информационных символов каждого демодулированного кванта сигнала (фиг.2п) совпадало с приходом первого двоичного символа демодулированного кванта, т.е. в первую ячейку памяти блока 21 должен быть записан первый символ демодулированного кванта сигнала, во вторую ячейку - следующий второй символ и т.д.
2
2
цс прм1
1
Необходимое фазирование второго счетчика записи 22 обеспечивается управляющим сигналом со второго выхода блока фазирования 24 в соответствии с временным положением (фазой) цикловых импульсов F (фиг.2с) с выхода цикловой синхронизации (БЦС) 30. В качестве циклового синхросигнала, содержащегося в каждом цикле демодулированного сигнала, можно использовать последовательность из M нулевых двоичных символов, следующих после последнего информационного символа демодулированного кванта сигнала (фиг.2п).
Для того, чтобы исключить появление на выходе демодулятора 11 «ложных» символов «1» после последнего информационного символа каждого демодулированного кванта сигнала (вследствии действия шумов на его входе) работа блока демодуляции сигнала OFDM 40 блокируется управляющим меандром с выхода блока управления 6 в интервалы времени «ПРД1» (фиг.2л).
2
Для обеспечения работы БЦС на его информационный вход подается сигнал с выхода демодулятора 11, а на его тактовый вход - тактовая последовательность импульсов со второго выхода второго БТС 25. В качестве БЦС может быть использован БЦС, приведенный в [11].
2
Результат считывания информации из второго блока памяти 21 представлен на фиг.2у. Этот двоичный сигнал коммутируется коммутатором выходных сигналов 19 на вход декодера 15, где производится его преобразование в аналоговый ТЛФ сигнал, который далее подается получателю аналогового сигнала 3.
Аналогичным образом происходит прием информационного сигнала вторым (ведомым) ППК в процессе ведения дуплексной радиосвязи после приема сигнала ЦИВ. В отличии от приема информации первым ППК, укорочения принимаемых квантов сигнала здесь не происходит ввиду того, что интервалы времени «ПРМ2» регенерированного управляющего меандра совпадают с длительностью квантов двоичной последовательности демодулированного сигнала.
1
При дуплексном обмене дискретной информацией на вход «Упр. ИС» (управление источником сигнала) каждого ППК подается логический уровень «1», при котором обеспечивается подключение к входу устройства сжатия сигнала 4 источника дискретного сигнала 16 первым коммутатором входных сигналов 10, а коммутатором выходных сигналов 19 - подключение выхода устройства расширения сигнала 5 к входу получателя дискретного сигнала 17. Процесс ведения дуплексной радиосвязи с использованием дискретных источников 16 и получателей 17 сигналов ППК аналогичен вышеописанному.
С практической точки зрения все составные части системы высокоскоростной дуплексной радиосвязи реализуемы, о чем оговорено при изложении работы системы. Кодер и декодер представляют собой передающую и приемную части промышленно выпускаемых вокодеров [12, 13], обеспечивающих преобразование речевого сигнала в двоичный поток со скоростями 600, 1200, 2400, 4800 бит/с.
Модулятор и демодулятор представляют собой приемную и передающую части промышленно выпускаемых высокоскоростных модемов параллельного типа для передачи данных на скоростях до 9600 бит/с в полосе телефонного канала (3100 Гц).
Реализация предлагаемого изобретения - системы высокоскоростной дуплексной радиосвязи, позволит достичь следующих преимуществ по отношению к известным системам дуплексной радиосвязи [1, 2]:
- повышение помехоустойчивости приема телефонных сообщений за счет уменьшения полосы пропускания не менее, чем в два раза и реализации модулятора и демодулятора в составе системы на основе применения метода уплотнения с ортогонально - частотным разделением (OFDM - Orthogonall Frequency Division Multiplexing) с достижением наибольшей плотности заполнения частотного диапазона при использовании сигналов OFDM;
- увеличение пропускной способности канала связи за счет исключения специального синхросигнала, вводимого в результирующий передаваемый сигнал, и использования для дуплексной радиосвязи сигнала OFDM с высокой спектральной плотностью вместо аналогового ТЛФ сигнала класса излучения АЗЕ с существенно меньшей спектральной плотностью;
- расширение функциональных возможностей системы за счет введения дополнительных технических средств и использования сигналов OFDM, обеспечивающих дуплексный обмен по многолучевому KB каналу как телефонными, так и высокоскоростными дискретными сообщениями.
- увеличение количества радиоабонентов, которые могут работать на одной и той же рабочей частоте, за счет введения технических средств передачи и приема сигналов ЦИВ;
- повышение дальности связи за счет уменьшения на входе приемника уровня шумов собственного передатчика.
В заключение отметим, что использование предлагаемой системы дуплексной высокоскоростной коротковолновой радиосвязи позволит практически реализовать режим полного дуплексного радиообмена на одной частоте как речевыми сообщениями, так и высокоскоростными данными на KB радиотрассах различной протяженности.
Источники информации:
1. Устройство двусторонней связи, сб. Лучшие конструкции радиолюбителей, М: ДОСААФ, 1975, С.79-80.
2. Пат. 2190301 РФ Система дуплексной радиосвязи / А.Н. Юрьев, Б.Н. Ярошевич, В.И. Левченко, Б.Г. Шадрин. - 2002.
3. ГОСТ Р-50016-92 Требования к ширине полосы радиочастот и внеполосным излучениям радиопередатчиков.
4. Березовский В.А., Дулькейт И.В., Савицкий O.К. Современная декаметровая радиосвязь: оборудование, системы и комплексы / Под редакцией В.А. Березовского. - М.: Радиотехника, 2011. - 444 с.
5. Макаров С.Б., Цикин И.Л. Передача дискретных сообщений по радиоканалам с ограниченной полосой пропускания. - М.: Радио и вязь, 1988. - 304 с.
6. Калинини А.И., Черенкова Е.Л. Распространение радиоволн, М.: Связь, 1971.
7. Черенкова Е.Л. Искажения телеграфных сигналов при передаче на коротких волнах. Связьиздат, 1955.
8. Н.А. Сартасов, В.М. Едвабный, В.В. Грибин Коротковолновые радиоприемные устройства. М.: Связь, 1971. - 288 с.
9. A.M. Киселев, В.В. Махотин, Н.Ю. Рыжов, Г.В. Шаталова Способ реализации высокоскоростного параллельного модема // Техника радиосвязи / Омский НИИ приборостроения. - 2006. Вып.11 - С.5-15.
10. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Сов. радио, 1977. - 608 с.
11. А.с. №1138954 Устройство цикловой синхронизации / Б.Г. Шадрин. - 1985.
12. Аппаратура передачи дискретной информации МС-5 / Под редакцией A.M. Заездного и Ю.Б. Окунева. - М.: Связь, 1970. - 152 с.
13. Chamberlain M.W. А 600 bps MELP vocoder for use on hf channels.. // IEEE. 2001. URL: http://ieeexplore.ieee.org.