Устройство третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов
DEVICE OF THE THIRD CRITICAL SCHEME OF ACCELERATED SEARCH AND EFFECTIVE RECEPTION OF BROADBAND SIGNALS

Изобретение относится к методам и устройствам обработки данных и принятия решения в широкополосной радиосвязи и радионавигации (ШРСРН), где этапу эффективного и достоверного приема и принятия решения по соответствующему критерию оптимального приема информационных сигналов с расширенным спектром (СРС), манипулированных некоторой псевдослучайной последовательностью, обязательно предшествует этап синхронизации [1, 2].
С точки зрения реализации этой синхронизации в ШРСРН известен способ поиска СРС по задержке, использующий для сокращения среднего времени поиска априорную информацию о расположении и структуре сегментов псевдослучайных последовательностей [2], где текущая задержка сигнала определяется по пороговому обнаружению значения взаимокорреляционной функции между некоторой короткой опорной последовательностью и закономерно расположенным сегментом аналогичной структуры принимаемого сигнала.
Важнейшими недостатками данного способа является, во-первых, его применимость только для линейных рекуррентных М-последовательностей и для которых изучена их сегментная структура, а во-вторых, пороговая оценка осуществляется на фоне сравнения с очень большими уровнями боковых всплесков сегмента взаимнокорреляционной функции, что заметно снижает вероятность правильного обнаружения текущей энергии.
Так же близким к заявляемому является устройство по реализации способа поиска СРС, существенными признаками которого является весовое суммирование откликов нескольких цифровых согласованных фильтров, настроенных на несколько различных элементов ПСП с априорно известной структурой, обладающих минимальной взаимной корреляцией по отношению к друг другу и неравномерно расположенных по длине принимаемой манипулирующей последовательности. При этом веса суммирования определяются порядком расположения сегментов, а текущая задержка определяется по факту превышения порогового значения взвешенной суммы откликов согласованных фильтров [3]. Данное устройство обладает рядом недостатков:
сокращение среднего времени поиска обеспечивается лишь при близких к идеальным помеховых условиях, когда вероятность ложного обнаружения или пропуска сегмента ПСП очень мала;
применение ограниченного класса ПСП, подробно изученных с точки зрения взаимнокорреляционных свойств составляющих сегментов;
значительные аппаратные затраты на построение блока цифровых согласованных фильтров для поиска ПСП большой длины.
Известно устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [4], решающее задачу поиска сигнала с использованием 2-х каналов квадратурной обработки с аналого-цифровыми и цифроаналоговыми преобразователями, циклическими накопителями и вычислителями корреляционных функций, что позволяет считать данное устройство близким аналогом к заявляемому устройству как по составу, так и по решаемым задачам.
Однако данное устройство повышает скорость поиска сигнала лишь за счет повышения помехозащищенности этапа обнаружения состояния синхронизма, но при этом не реализуется алгоритм ускоренного поиска, оптимизирующий порядок анализа области неопределенности сигнала по задержке, либо, учитывающий особенности и закономерности структуры используемых манипулирующих ПСП.
Известно устройство, реализующее способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [5].
В данном устройстве осуществляется:
использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными реккуретными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины  в другом
1
2
в результате из  и  накопленных в каждом из 2-х каналов значений ПВКФ выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов  и  относительно начальных соответствующих  и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов с и c производящих компонент по следующим соотношениям:
1
2
1
2
затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин  и  генерируемых с циклическими сдвижками с и c, соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность  получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями с и с в соответствии с выражениями:
решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают.
Однако в данном устройстве:
- в целом не учитывается и не используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП, что приводит, во-первых, к «слепому» накоплению энергии боковых пиков ПКФ и тем самым - значительному количеству «прогонок» (увеличению числа p) и в конечном итоге - к увеличению времени поиска и обнаружения, в том числе за счет медленного повышения отношения сигнал-шум (с/ш) на выходе устройства быстрого поиска (УБП) для принятия решения, а во-вторых, не учитывается вышеуказанная информация для ускорения поиска, обнаружения и синхронизации;
- первое суммирование (накопление) в параллельном сумматоре прототипа происходит только через  и  тактов после начала каждого этапа прогонки, т.е. теряется информация, которую можно «изъять» в течение этих первых  и  тактов;
- «накопление» максимальных пиков ПВКФ  осуществляется «вслепую»: складываются заведомо «нулевые» (или очень маленькие) боковые всплески ПВКФ (во всех тактах сдвига, кроме одного из  тактов) с частными ярко выраженными максимумами ПВКФ  и  что приводит или к снижению достоверности поиска, или к увеличению времени поиска вследствие более низкого «итогового» (*) отношения с/ш. Таким образом, для увеличения итогового отношения  и  в каналах поиска, т.е. для увеличения достоверности принятия решения и необходимо увеличивать число прогонов р. Причем для существенного увеличения этого итогового отношения  и  и число р должно увеличиваться не «на», а «в» разы. Следовательно, в разы увеличивается и время поиска и обнаружения ПСП;
- выбор среди поступающих боковых пиков ПВКФ максимального значения ПВКФ (и сравнение) в цифровом компараторе прототипа происходит только на конечном этапе прогонки (в лучшем случае -прогонки одной всей ПНП (L или pL, где p - заданное число прогонки, т.е. pmin=1)) за  и  тактов до окончания прогонки. Таким образом, теряется априорная информация о структуре ПВКФ в течение всего этапа прогонки, которую и можно было бы и использовать для значительного ускорения поиска за счет накопления энергии  и  не периодически через  и  тактов, а потактово, т.е. в каждый такт поиска;
Так же близким к заявляемому устройству является устройство, реализующее способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [6].
В данном устройстве ликвидируется ряд недостатков предыдущего аналога и реализуется ряд дополнительных действий, повышающих качество процесса вхождения в синхронизм, а именно:
1,i
2,j
- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП и частных ПВКФ, ПВКФ, формируемых во «встречно-инверсном»режиме корреляции по всем возможным j,j подканалам 1 -го и 2-го каналов приема входящей ПНП с производящими компонентами ПК-1 и ПК-2;
1,i
2,j
1
к1
2
2
к1
к2
чп1
чп2
- осуществляется параллельное первичное накопление значений ПВКФ, ПВКФ, причем реализуется экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ в каждый тактовый момент приема согласно закономерности функций экстраполяций 2-х каналов СЭ=ƒ(N), СЭ=ƒ(Nк) как функций последовательности номеров N, N подканалов с частными пиками R, R в каждый тактовый момент;
- причем осуществляется 2-х факторный контроль экстраполяции и контроль установления синхронизма по задержке без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП.
Однако данное устройство не использует возможности основных существенных своих признаков для осуществления и реализации следующего за этапом поиска и вхождения в синхронизм - этапа эффективного и достоверного оптимального приема СРС, манипулированных ПНП на основе использования детерминированности корреляционных функций ПНП и принципов теории разнесенного приема (ТРП) при новом виде разнесения «по форме» структуры ПВКФ и ЧКФ ПНП, что позволил бы за счет реализации «закона сложения Бренана» [7] обеспечить высокие достоверность и эффективность уже приема СРС, манипулированных ПНП.
1
2
1
2
1,i
2j
итог
Наиболее близким к заявляемому устройству является устройство, реализующее способ третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов по патенту [8]. Данное устройство реализует как раз потенциальные возможности признаков указанного выше устройства-аналога за счет использования принципов и элементов теории третьей решающей схемы (ТРС),изложенных в [9, 10], с использованием при приеме в рамках ТРС «в итоговом режиме одноканального приема и решения» с разнесением каналов К, К и их подканалов i и j  приема «по форме» структур соответственно ПК и ПК (и их циклических сдвижек), и их ПВКФ и ПВКФ с принятием наиболее правдоподобного двухканального дискретного решения («свой-чужой» сигнал) СЧС, Это обеспечивает совместно и значительное сокращение времени поиска по задержке СРС и повышение достоверности приема обработки и принятия решения. При этом обеспечивается высокая имитостойкость и структурная скрытность СРС на всех этапах приема СРС (поиска, синхронизации, обработки, принятия решения) за счет как применения непосредственно ПНП, так и соответствующего реализуемого метода приема-обработки в рамках ТРС.
Данное устройство-прототип имеет следующую совокупность сходных действий с заявляемым устройством:
- использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
- поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины  в другом -
max
max
1
2
- в результате из  и  накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номер а тактов взаимных сдвигов  и  относительно начальных соответствующих  и далее по полученным i и j определяют значения циклических сдвигов с и с производящих компонент по следующим соотношениям:
1
2
1
2
- затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин  и  генерируемых с циклическими сдвижками с и с соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность  получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями c и c в соответствии с выражениями:
- решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают;
1i
2j
1
2
1i
2j
- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности  структуре частных ПВКФ, ПВКФ формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i,j у подканалам  соответственно первого (1) и второго (2) - каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых нелинейных рекуррентных последовательностей (НЛРП) длительности l и l) - ПК- и ПК-,
1i
2j
1
2
1min
2min
- осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ, ПВКФ, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа  где р и р - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p=p=L и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления, для реализации подзтапа экстраполяции;
1
2
чп1
чп2
1
2
- причем экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k-й, k-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков R, R в 1-м и 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами  и  устанавливаемым согласно функций экстраполяции СЭ, СЭ подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:
1
k1
2
k2
k1
1
k2
2
чп1
чп2
1
2
СЭ=f(N), СЭ=f(N), N=1, …, l, N=1, …, l, как функций последовательности номеров подканалов и с частными пиками R, R на своих выходах в каждый k-й, k-й такты:
чп1
чп2
- причем реализуется 2-факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками R, R и по фактору уровней накопления  и
1
1
2
2
- причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков  на экстраполируемых выходах i-х и j-х подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый k-й (k=k(mod l) и k=k(mod l)) тактовый момент приема;
max
k1
max
k2
- причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по такому сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками, при котором imax и jmax есть, по существу, экстраполируемые номера подканалов i=N, j=N соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции;
вых
1
2
1
2
1
2
1
2
- т.к. этап приема-обработки и принятия решения «свой-чужой» сигнал (СЧС) осуществляется после вхождения в синхронизм, т.е. когерентно, следовательно накопление в каждый тактовый момент (i, j) частных пиков  и  как отношений (с/ш) в каждый такт (i, j) на выходе приемников каналов К и К и  в каждых подканалах i и j осуществляется когерентно (синхронно) и оптимально, что отражается символами c и c для ,  в условиях некоррелированного приема в двух каналах К и К и их подканалах вследствие использования в них различных по форме порождающих компонент ПК и ПК;
итог
- с использованием двух автономных частных решений  и  как дискретных решений с дискретными значениями  и  принимается наиболее правдоподобное итоговое двухканальное дискретное решение СЧС с вероятностью ошибки:
1
2
контр
- если в процессе «приема-обработки» ПНП для какого-то из подканалов i* и j* в К и К сумма СРС за время контроля Т оказывается больше или равна соответственно  и (или)  т.е.
1i
2j
контр
CC
1
2
1
2
то принимается решение на проведение «контрольного анализа», когда для таких подканалов i* и j* осуществляется проверка их циклических сдвижек  и  на соответствие соотношению (2), и если это соотношение выполняется, то фиксируется «сигнал соответствия» СС=1 (CC=1 и CC=1); причем если в процессе приема ПНП за выбранное мажоритарное число (МЧ) периодов Т: МЧ=(5, 7, 9, …)(нечетное число), - таких сигналов соответствия из какого-либо подканалов будет соответственно получено число N≥(3, 5, 7…), то будет принято решение на смену циклических сдвижек ПК и (или) ПК в каналах К и К, т.е. на смену используемых синхронных подканалов на подканалы с циклическими сдвижками  и  соответственно и на выход из режима «контрольного анализа». Тем самым будет осуществлена адаптивная коррекция тактовой синхронизации на соответствующее числам  тактов без прекращения «приема-обработки». В противном случае коррекция синхронизации не производится;
контр
1
2
- если в процессе «приема-обработки» ПНП за время Т окажется, что для  и  и более числа соответственно подканалов в каждом из каналов К и К окажется справедливым выражение (4), то это будет свидетельствовать о срыве синхронизации по воздействием помех, и тогда принимается решение на прекращение «приема-обработки» информации и переход к этапу поиска и синхронизации.
Для реализации этих сходных действий устройство-прототип имеет следующие сходные признаки с заявляемым устройством, а именно, устройство третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов, содержащее:
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
- два канала обработки корреляторного типа, причем корреляционная обработка реализована на базе акустоэлектронных конвольверов (АЭК), на один вход каждого канала подан принимаемый сигнал; генератор опорной последовательности (ГОП), первый выход этого генератора каждого канала соединен с соответствующим входом генератора производного сигнала, выход которого соединен с одним из входов схемы контроля синхронизма по задержке, другой вход которой является входом принимаемого сигнала, причем вход генератора опорной последовательности каждого канала (ГОП-1 и ГОП-2) соединен с выходом соответствующего вычислителя сдвигов с и c, причем в каждом канале обработки генератор опорной последовательности выполнен в виде генератора всех возможных автоморфизмов  и  (циклических сдвижек), выдаваемых параллельно по группе вторых  и  выходов соответственно и выдаваемого по первому выходу одного из автоморфизмов опорной последовательности производящей повторяющейся компоненты длины  и  соответственно, а так же введены: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК), который содержит соответственно для каждого канала по  и  подкорреляторов, каждый из которых содержит: последовательно соединенные акустоэлектронный конвольвер (АЭК), один вход которого является первым входом подкоррелятора и соединен с первым входом канала обработки, а второй вход является вторым входом подкоррелятора и соединен с одним из вторых выходов генератора опорной последовательности; усилитель и аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), выход которого представляет собой шину параллельного выхода и является выходом подкоррелятора и соответствующим выходом БЦПК, выходы которого представляет собой шину параллельного выхода, соединены с соответствующими входами схемы накопления и экстраполяции (СНЭ), которая содержит соответственно для одного и другого каналов обработки по l и l подканалов поиска, входы которых являются соответствующими входами СНЭ, а выходы соединены с соответствующими первыми входами центрального цифрового компаратора (ЦЦК), первый вход которого соединен с выходом первого ключа, а l и l выходов (соответственно для одного и другого каналов) соединены соответственно с входами цифрового сумматора и с первыми входами ключей блока ключей (БК), содержащего соответственно l и l ключей, вторые входы которых соединены с выходом первого ключа, а выходы ключей БК соединены с соответствующими входами вычислителя сдвигов соответственно c и c, выход которого является выходом СНЭ и канала обработки и соединен с входом соответствующего генератора опорной последовательности, а выход цифрового сумматора соединен с одним входом первого ключа, другой вход которого соединен с выходом накопителя-сумматора, вход которого соединен с выходом блока проверки, представляющего собой блок (совокупность) двухвходовых элементов И, первые  входов которого соединены с соответствующими выходами ЦЦК и входами блока выбора номера подканала (БВНП), представляющего собой последовательно соединенные кросс-блок и блок задержки на такт,  выходов которого соединены со вторыми  входами блока проверки; причем каждый подканал поиска (ПКП) схемы накопления и экстраполяции (СНЭ) содержит цифровой параллельный сумматор, первые входы которого соединены с соответствующей шиной параллельных выходов БЦПК, а вторые входы соединены соответственно с выходами соответствующих элементов совпадения, первые входы которых являются тактовыми, вторые входы соединены соответственно с выходами оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), входы которого соединены с выходами цифрового параллельного сумматора и соответствующими первыми входами второго ключа, второй вход которого соединен с выходом первого счетчика, вход которого является тактовым, и входом второго счетчика, выход которого соединен с одним входом схемы И, выход которой соединен с выходом ПКП, а второй вход соединен с выходом цифрового компаратора, входы которого соединены с выходами второго ключа, а так же содержащее:
первый и второй каналы приема и принятия решения как приемные части первого и второго каналов обработки и содержащие в свою очередь первый и второй блоки соответственно по  и  параллельных сумматоров (БПС-1 и БПС-2), шины параллельных по  и  соответственно входов которых соединены соответственно с  и  шинами по  и  параллельных выходов соответственно первого и второго блоков цифровых подкорреляторов (БЦПК-1, БЦПК-2); первый и второй блоки приемных цифровых компараторов (БПЦК-1 и БПЦК-2); первый и второй узлы вентилей (УВ-1, УВ-2), управляющий вход каждого из которых соединен соответственно с  и с  выходами соответственно первого и второго блоков ключей схем накопления и экстрополяции (СНЭ) соответственно первого и второго каналов обработки;
й
й
й
й
1
2
итоговый дешифратор (ИД), первый и второй выходы которого являются решающими выходами («Да» и «Нет») устройства в целом, 1 и 2 блоки цифровых компараторов (БЦК-1, БЦК-2), 1 2 компараторы-анализаторы (КА-1, КА-2), с  и с  соответственно входы которых соединены с  и с  соответственно входами 1-го и 2-го блоков мажоритарных компараторов (БМК-1, БМК-2), выходы соответственно с  и с  которых соединены соответственно с  и с  входами соответственно первого и второго корректирующих вычислителей задержек (КВЗ-1 и КВЗ-2) соответственно c и с, выходы которых соединены соответственно со вторыми входами соответственно первого и втор ого генераторов опорных последовательностей ГОП-1, ГОП-2, причем выход первого и выход второго КА-1 и КА-2 соединены соответственно со входом первого и входом второго порогового устройства (ПУ-1 и ПУ-2), выходы которых соединены соответственно с первым и вторым входами приемной схемы совпадения (ПСС), выход которой является блокирующим прием ПНП выходом и соединен с блокирующими входами соответственно первого и второго блоков параллельных сумматоров БПС-1 и БПС-2, а третий вход ПСС является деблокирующим входом и соединен с выходом деблокирования схемы контроля синхронизации (СКС).
К-1
К-2
Однако известное устройство-прототип несмотря на то, что хотя и использует свои отличительные признаки на основе теории ТРС в интересах повышения эффективности и достоверности приема СРС и ПНП, в тожевремя, функционируя (в рамках ТРС) в «итоговом режиме одноканального приема и решения» обеспечивает принятие двух частных одноканальных решений СЧС СЧС после прогона именно всей принимаемой ПНП периода L на основании итоговых уровней
1
2
накопления частных пиков  ПВКФ, принимаемых каналами К и К ПНП с вероятностями ошибки этих решений
1
2
1
2
где Ф [⋅] - табулированная функция Крампа (или «интеграл вероятности»); γ - коэффициент, учитывающий уровень ортогональности ПСП (в нашем случае - ПНП) и равный в пределах  C, С - значения задержек циклических сдвижек порождающих компонент ПК, ПК после вхождения в синхронизм.
1
2
рез
ош1
ош2
Как известно из [9, 10] и как указывается в [8], и как видно из (5), (6) повышение достоверности приема в К, К достигается в устройстве-прототипе за счет увеличения за время прогона L(ПНП) итоговых  значений до  и тем самым уменьшения Р, Р. Таким образом, первым фактором, обеспечивающим повышение эффективности и достоверности приема ПНП в устройстве-прототипе, является повышение отношения «сигнал-помеха»  перед схемами принятия решения
i
j
i
j
i
i
j
i
i
i
i
чп
1
2
рез
1
2
1
2
1,i
2j
рез
рез
ЧП1,i
ЧП2,j
2
2
2
Как известно из положений классической теории информации [11] в каналах передачи информации имеется два классических пути повышения эффективности и достоверности передачи информации по каналам с помехами: первый - повышение отношения (С/П) перед схемой принятия решения; второй - повышение значения энтропии (Н) информационного сигнала перед схемой принятия решения (известные 1-я и 2-я теоремы Шеннона) [11]. Так вот устройство-прототип реализует указанный выше первый путь - повышение отношения (С/П) перед схемами принятия решений  на основе реализации разнесения приема «по форме» в рамках ТРС за счет указанного выше «итогового режима одноканального приема и решения». А вот второй путь (не менее важный) устройством-прототипом не реализуется, хотя заложенные в нем признаки это позволяют сделать. Действительно повышение энтропии Н информационного сигнала (в ТРС, как известно из [10], информационным сигналом перед схемой принятия решения является структура ПВКФ в каждой ветви каналов приема и принимаемые частные решения при их обработке) как это устанавливается в классической теории информации [11] осуществляется за счет уменьшения корреляционных и статистических связей между элементами информационного сообщения. Уменьшение корреляционных связей отражается в наибольшем приближении условной вероятности принятия элементов сообщения Р (a/a), где a, a - посланный (истинный) и принятый соответственно элементы сообщения, к вероятности P(a):P(a/a)→P(a), - тем самым условная энтропия сообщения на приемной стороне  приводится (приближается) до значения абсолютной энтропии источника сообщения  N - число элементов сообщения, т.е. Hy→Ha, Ha≥Hy. Уменьшение статистических связей между элементами a сообщения отражается в приведении Р(a)=Var к P(a)=const=1/N, т.к. в этом случае  т.е. становится максимально возможной [11]. Увеличение Hy до значения Ha, а Ha до 1 выражается по существу в увеличении отношения (С/П) перед схемой принятия решения, т.е. в увеличении (h), или (что тоже самое) - к уменьшению вероятности ошибки приема до величины  Как задача, которую нужно решить в предлагаемом способе, данное положение означает, что необходимо увеличить значения  для принятия решений  за счет ликвидации (или уменьшения) статистических и корреляционных связей между элементами функции ПВКФ (частных пиков R) различных ветвей приема-обработки и элементами принимаемых решений. Вследствие того, что между элементами ПВКФ и частных ПВКФ (ЧПВКФ) с одной входной ветви приема эти связи ликвидировать нельзя (т.к. в ТРС ПВКФ и ЧПВКФ - детерминированные функции), остается возможность убрать данные связи между элементами ПВКФ и ЧПВКФ различных ветвей и каналов приема-обработки и элементами принимаемых предварительных частных решений, т.е. принимать решения  в каналах К, К не после прогона всей ПНП за период L на основе накопления h до значений  что учитывает корреляционные и статистические связи элементов ПВКФ и ЧПВКФ, а на основе накапливаемых в каждой ветви каналов К, К (как это делается в теории разнесенного приема и в ТРС при разнесении «по форме») некоррелированных, статистически независимых, предварительных частных решений  в каждой ветви, которые в свою очередь принимаются после прогона только одного элемента ПК, ПК, т.е. после одного прогона одной (i-й, j-й) циклической сдвижки ПК, и ПК. Таким образом в предлагаемом устройстве накапливаются  в каждой ветви за L, а не отношения (С/П)=h в ветвях за такой же период L. Таким образом элементами сообщения (некоррелированными, статически независимыми), на основе которых в предлагаемом способе принимаются решения  являются  Следовательно (в том числе) увеличивается в  и  раза число подканалов для принятия предварительного решения. Таким образом, если в устройстве- прототипе решения ,  принимаются после прогона всей ПНП на основе  сохраняя тем самым все связи между элементами ПВКФ (значениями R и R) в течении прогона всей ПНП, что и отражается в значениях  и использовании соотношений (1), (2), то в предлагаемом устройстве эти связи ликвидируются за счет использования статистически независимых некоррелированных  - последовательностей в каждой ветви (i-й, и j-й) при принятии решений , . Это осуществляется в режиме «одноканальном однопрогонном» (см. [9, 10]) следующим образом.
1
2
1
2
1
2
После аналогичного, как в устройстве-прототипе, этапа вхождения в синхронизм в предлагаемом устройстве осуществляется накопление  ПВКФ в каждой ветви (i, j) каналов К, К за один прогон соответствующей циклической сдвижки (i-й, и j-й) ПК, ПК в ветвях (i-х, и j-х) каналов К, К, т.е. накопление осуществляется за время периодов соответственно  и  с получением накопленных значений
1
2
1
2
Так как эти накопления происходят независимо, отдельно в каждой (i-й) и (j-й) ветвях каналов К, К, то значения  являются некоррелированными (невзаимосвязанными), а так как все ветви являются равнозначными, то указанные значения становятся статистически независимы (равновероятны). На основе этих накопленных значений  принимается в каждой ветви (i, j) с использованием критерия «максимального правдоподобия» в «одиночном режиме одноканального решения и приема» (ОРОРП), описываемом в [9], предварительные частые решения в каждой ветви  и  (за один прогон i-х и j-х циклических сдвижек ПК, ПК) «Да» или «Нет» с вероятностями ошибки
где Ф [⋅] - табулированная функция Крампа (или «интеграл вероятности»); γ - коэффициент, учитывающий уровень ортогональности ПСП (в нашем случае ПНП), и равный в пределах
1
2
1
2
Решения ПЧР тем самым являются статистически независимыми и не коррелированными, равновероятными. Решения ПЧР = «Да» накапливаются в каждой ветви за период прогона L всей принимающей ПНП, т.е. получаем суммы ,  в каждой i-й и j-й ветвях каналов К, К. И если эти суммы превышают или равны соответственно  т.е. если  то в каждой ветви каналов принимается «подканальное» предварительное решение  в каждой i-й и j-й ветвях каналов К, К, с вероятностями ошибки:
где К - число прогонов за период L циклических сдвижек в подканалах с  - усредненные значения вероятности
К2
1
2
1
2
ПКПР являются дискретными элементами, на основе совокупности которых принимаются в каждом канале отдельно решения «свой-чужой» сигнал - СЧС, СЧС как дискретные решения по методу «итоговому одноканальному», описываемому в [9]), как наиболее правдоподобные решения («Да», «Нет»), зафиксированными в большинстве ветвей соответственно каналов К, К с вероятностями ошибки [9, 10] , где индекс Д1, Д2 означают дискретные решения в каналах К, К:
где μ - число прогонов за период L с  - усредненные значения
1
2
итог
итог
Решение  являются дискретными решениями - отдельными для каналов К и К. Понятно, что наиболее правдоподобным будет то решение, которое зафиксировано в обоих каналах. Поэтому принятие итогового наиболее правдоподобного решения, "СЧС" - «Да» или «Нет», будет осуществляться (также, как и в прототипе) с меньшей, чем () вероятностью Рош, вычисляемой согласно выражению (11):
1
2
рез
1,i
2,j
1
2
итог
итог
Таким образом за счет обеспечения разрыва статистических и корреляционных связей между элементами  участвующими при принятии решений ,  в устройстве-прототипе, посредством: принятия предварительных частных решений в «одиночном режиме одноканального решения и приема» в каждой ветви  за один прогон циклических сдвижек ПК, ПК с вероятностями ,  (8); накопления  и  за период приема всей ПНП (за L) и принятия после прогона всей ПНП канальных предварительных решений в каждой ветви (i, j) КПР, КПР с вероятностями Рош, Рош (9); принятия канальных решений методом итоговым одноканальным ,  с использованием закона Пуассона с вероятностями ,  (10), - принимается итоговое решение "СЧС" с вероятностью Рош (11), которая существенно меньше, чем аналогичная вероятность для устройства-прототипа, что подтверждается в том числе расчетным моделированием авторов, результаты которого представлены на фиг. 8, 12.
Технический результат, на достижение которого направлено изобретение заключается в том, что заявляемое устройство третьей решающей схемы ускоренного поиска широкополосных сигналов решает задачи быстрого поиска и синхронизации сигналов, манипулированных ПНП, эффективного приема-обработки (и принятия решения «свой-чужой») элементарного сигнала-сообщения, представляемого кодовой формой ПНП для расширения спектра СРС, но с большей эффективностью (по уровню достоверности), чем устройство-прототип. В основу заявляемого устройства заложено наряду с использованием свойств тонкой внутренней структуры ПНП, ее производящих компонент, простых НЛРП, детерминированности структура ПВКФ НЛРП, элементов теории третьей решающей схемы приема-обработки и принятия решения еще и реализация задачи повышения значения энтропии Н информационного сигнала перед схемой принятия решения.
Это позволяет достичь комплекса характеристик, определяющих лучший по сравнению с устройством-прототипом технический результат следующей совокупности свойств:
1
2
1
2
1. Обусловленное правилом построения кодовая структура ПНП, детерминированная структура и ПВКФ, и частых КФ (ЧКФ) ПНП, использование на основе их применения двухканального (К, К) и  - подканального (соответственно по  и  ветвям в К, К каналах) разнесения «по форме» процедуры приема-обработки и принятия решения позволяют реализовать в заявленном устройстве «третьей решающей схемы» ускоренного поиска и эффективного достоверного приема широкополосных сигналов разрыв статистических и корреляционных связей элементов приема-обработки, участвующих в принятии решений , , использовать известные в теории третьей решающей схемы «одиночный режим одноканального решения и приема» и дискретный метод «итоговый одноканальный», обеспечивая тем самым повышение достоверности приема-обработки и принятия решения совместно со значительным сокращением времени поиска по задержке СРС.
2. Обеспечение высокой имитостойкости и структурной скрытности СРС на всех этапах приема СРС (поиска, синхронизации, обработки, принятия решения) за счет как применения непосредственно ПНП, обладающих высоким уровнем имитостойкости и структурной скрытности, так и соответствующих указанных выше режима и метода приема-обработки в рамках «третьей решающей схемы»;
3. Так как реализация устройства не требует предварительного выбора внутренней структуры ПСП в виде ПНП вследствие того, что в качестве опорных сегментов ПНП используются производящие компоненты ПК-1, ПК-2 в виде простых НЛРП, и тем самым внутренняя структура ПНП «квазинеуправляемо» изменяется с каждым тактом обработки в реальном времени, а процедура приема-обработки осуществляется при разрыве статистических и корреляционных связей элементов, участвующих в принятии решения, при этом посредством разнесения «по форме» ПВКФ и ЧПВКФ в «одиночном режиме одноканального решения и приема» и при дискретном методе «итоговом одноканальном» принятия решений, тем самым обеспечивается [10] дополнительно высокая имитостойкость этапа приема-обработки и принятия решения.
4. Устройство может быть построено как с применением традиционных элементов, так и элементов акустоэлектронной техники, удовлетворяющих жестким требованиям по энергоемкости, временным и массогабаритными показателями [12].
В основе достижения указанного технического результата лежит реализуемая заявляемым устройством следующая отличительная совокупность действий:
1,i
2,j
- в процессе когерентного (синхронного) приема осуществляется когерентное оптимальное накопление во всех i-x, j-x подканалах 1-го, 2-го каналов значений  за время  одного прогона соответственно порождающих компонент ПК, ПК с получением уровней накопления соответственно  на основании которых принимаются предварительные частные решения (ПЧР) в каждых i-x, j-x подканалах, («Да», «Нет»)  с использованием критерия «максимального правдоподобия» в «одиночном режиме одноканального решения и приема» с вероятностями ошибки  (см. формулу (8));
1
2
- осуществляется накопление решений «Да»  в каждых i-x, j-x подканалах за время прогона всей принимаемой ПНП, и если эти изменения превышают значения соответственно  т.е.  то принимаются подканальные предварительные решения  - с вероятностями ошибки  (см. формулу (9)), соответствующими наиболее правдоподобному  зафиксированными в большинстве прогонов соответствующих циклических сдвижек ПК-1 ПК-2 в подканалах K, К за период приема всей ПНП;
1
2
- два частных одноканальных решения ,  принимаются дискретным методом «итоговым одноканальным» как наиболее правдоподобные решения  которые зафиксированы в большинстве прогонов в синхронных подканалах (С, C) синхронных циклических сдвижек ПК-1, ПК-2 за период приема всей ПНП с вероятностями ошибки , (см. формулу (10));
1
2
контр
- в процессе когерентного приема-обработки обеспечивается контроль и коррекция синхронизации за счет того, что получаемые в процессе приема ПНП в подканалах (i, j) решения  фиксируются как «сигнал рассинхронизации» (СРС), равный 1, т.е.  которые накапливаются в (i-x, j-x) подканалах К, К за время Т с получением сумм  используемых для контроля и коррекции синхронизации.
В основе реализации заявляемого устройства лежат:
1) общие для заявляемого устройства и устройства-прототипа: особенности кодовой структуры ПНП, обусловленные их правилом формирования; особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП как функции времени; общие особенности и свойства метода «третьей решающей схемы» (ТРС) приема-обработки и принятия решения, обеспечивающие повышение достоверности приема-обработки и принятия решения - излагаемые подробно в [8, 9, 10, 13] и иллюстрируемые фиг. 1-12;
2) а так же отличительные особенности и свойства используемых в заявляемом устройстве (для получения двух частных одноканальных решений , ) дискретного метода «итоговый одноканальный» и одиночного режима одноканального решения и приема», теоретически изложенных и анализируемых в [9, 10], что позволяет повысить достоверность приема-обработки по сравнению со способом-устройством-прототипом (за счет разрыва статистических и корреляционных связей между элементами, участвующими в принятии решений , ) по параметрам  на 1-2 порядка, что теоретически обосновывается в [9, 10] и иллюстрируется результатами математического моделирования, осуществленного авторами и приводимого на фиг. 8, 12;
1
2
3) а также отличительные особенности в получении «сигналов рассинхронизации» (СРС): если в устройстве-прототипе СРС=1 получается как результат аналогового решения  в подканалах (i), (j) каналов К, К, то в предлагаемом устройстве СРС=1 является результатом дискретного (т.е. цифрового) решения согласно выражения (9), что существенно повышает достоверность решения «СРС»=1 в каждом подканале и тем самым повышает достоверность коррекции и контроля синхронизации в целом.
Для реализации заявляемого устройства в известное устройство-прототип со сходными выше указанными признаками введены: третий и четвертый блоки приемных цифровых компараторов (БПЦК-3 и БПЦК-4), входы цифровых компараторов которых соединены с выходами соответствующих цифровых компараторов первого и второго блоков приемных цифровых компараторов БПЦК-1, БПЦК-2, а первый («Да») и второй («Нет») выходы цифровых компараторов БПЦК-3 и БПЦК-4 соединены с первым и вторым входами вентилей соответственно первого и второго узлов вентелей УВ-1, УВ-2, первые и вторые выходы вентилей которых («Да» и «Нет») соединены с соответствующими входами итогового дешифратора (ИД), а с первой по  и с первой по  групп шин соответственно с  и с  входов соответственно БЦК-1, БЦК-2 соединены соответственно с первой по  и с первой по  группами шин соответственно с  и с  выходов цифровых компараторов соответственно БПЦК-3, БПЦК-4 и соответствующих входов УВ-1, УВ-2.
Схема предлагаемого устройства представлена на фиг. 10а, б, в.
В основе функционирования устройства лежит следующий общий алгоритм, состоящий из алгоритма процесса поиска, обнаружения и синхронизации и алгоритма процесса эффективного когерентного приема СРС.
Процесс поиска, обнаружения и синхронизации реализуется устройством в два этапа: первый этап поиска и обнаружения, состоящий из двух подэтапов - подэтап первичного накопления и подэтап экстраполяции: второй этап синхронизации.
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
Этот процесс осуществляется двумя одновременно работающими идентичными по строению каналами обработки по первой и второй производящей компонентам (ПК-1, ПК-2), а также общими для этих каналов схемой 3 контроля синхронизма по задержке и генератором 4 производного сигнала (ГПС). Каждый канал обработки содержит соответственно: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК) 16 (БЦПК) и 1 (БЦПК); генератор опорной последовательности (ТОП) 5 (ГОП) и 2 (ГОП); схему накопления и экстраполяции (СНЭ) 17 (СНЭ) и 18 (СНЭ). Каждый БЦПК (БЦПК, БЦПК) содержат подкорреляторы (ПКР) 6 (для 1-го канала подкорреляторов  для 2-го канала -  при этом каждый подкоррелятор содержит акустоэлектронный конвольвер (АЭК) 6-1, усилитель (УС) 6-2, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 6-3. Каждая СНЭ (СНЭ, СНЭ) содержит: подканалы поиска (ПКП) 7 (для 1-го канала подканалов поиска  для 2-го канала -  центральный цифровой компаратор (ЦЦК) 8; ключ 9; блок выбора номера подканала (БВНП) 10, содержащий кросс-блок 10-1 и блок линий задержки (БЛЗ) 10-2; накопитель-сумматор (НС) 11; блок ключей (БК) 12, содержащий по  и  ключей соответственно для 1-го и 2-го каналов; устройство проверки (УП) 13; цифровой сумматор (ЦС) 14; вычислитель 15 задержки с и с соответственно для 1-го и 2-го каналов. Каждый подканал поиска (ПКП) содержит: параллельный сумматор (ПС) 19, оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) (состоящее из элементов памяти 21), каждая линейка которого имеет такое количество элементов 21, которое позволяет запоминать в цифровом виде максимальное по уровню значение ПВКФ, а каждый столбец содержит N элементов памяти, причем для 1-го канала  а для 2-го канала  счетчик 20; ключ 22; цифровой компаратор (ЦК) 23; схему «И» 24; счетчик 25; элементы совпадения 26.
1
2
Итогом работы каждого канала обработки в конце двух этих этапов является определение значений с и с циклических сдвигов производящих компонент ПК-1 и ПК-2, т.е. определение тех автоморфизмов (циклических сдвижек) для соответственно ГОП-1 (5) и ГОП-2 (2), которые должны будут выдаваться по их первым выходам в ГПС (4) на этапе контроля синхронизации для обеспечения формирования генератором 4 опорного производного сигнала с результирующим центральным сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке.
1
2
Процесс эффективного когерентного приема ПНП и принятия решения реализуется приемными частями (63 и 64) первого и второго каналов обработки ПК-1 и ПК-2 как первым и вторым каналами приема и принятия решения, структура и состав которых практически идентичны и представлены на фиг 11, в: (27…29) и (30…32) - соответственно первый и второй блоки параллельных сумматоров (БПС-1 и БПС-2); (45…47) и (48…50) - соответственно первый и второй узлы вентилей (УВ-1 и УВ-2); (33…35) и (36…38) - соответственно первый и второй блоки приемных цифровых компараторов (БПЦК-1 и БПЦК-2); 51 - итоговый дешифратор (ИД); 52 и 53 - соответственно первый и второй блоки цифровых компараторов (БЦК-1 и БЦК-2); (39…41) и (42…44) - соответственно третий и четвертый блоки цифровых компараторов (БЦК-3 и БЦК-4); 54 и 55 - соответственно первый и второй блоки мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2); 56 и 57 - соответственно первый и второй корректирующие вычислители задержек КВЗ-1 КВЗ-2 соответственно c и c; 58 и 59 - соответственно первый и второй компараторы-анализаторы (КА-1 и КА-2); 60 и 61 - соответственно первое и второе пороговые устройства (ПУ-1 и ПУ-2); 62 - приемная схема совпадения (ПСС).
1
2
Итогом работы первого и второго каналов приема и принятия решения как приемных частей (63 и 64) ПК-1 и ПК-2 соответственно является выдача с выходов ИД (51) сигналов или «Да» («есть» своя ПНП) или «Нет» («нет» своей ПНП). Причем в процессе приема: блоками (52, 54, 56) и (53, 55, 57) осуществляется параллельный режим «коррекции» синхронизации соответственно по первому и второму каналам обработки (ПК-1 и ПК-2) с выдачей «откорректированных» значений задержек соответственно  соответственно с выходов КВЗ-1 и КВЗ-2 (56 и 57) соответственно в первый и второй генераторы ГОП(5) и ГОП(2); а блоками (52, 58, 60) и (53, 59, 61) с блоком 62 осуществляется режим проверки (контроля) синхронизации (в условиях значительного уровня помех) с выдачей с выхода блока 62 сигнала «блокировки» приема (в случае срыва синхронизации) и начала повторного этапа вхождения в синхронизм.
1
2
1,i
2j
1
2
Процесс эффективного когерентного приема СРС в виде ПНП и принятия решения с параллельно осуществляемым режимом контроля и коррекции синхронизации реализуется в объеме метода ТРС с использованием итогового двухканального дискретного метода принятия решения в режиме одноканального приема и решения. Данный процесс реализуется одновременно работающими, идентичными по строению и составу, двумя каналами приема и принятия решения, представляющими собой приемные части двух соответствующих каналов обработки, и взаимодействующими с определенными их элементами. Каждый канал приема и принятия решения принимает соответственно из БЦПК-1 (16) и БЦПК-2 (1) в цифровом виде по своим соответствующим  и  входным шинам по  и  входов в каждом соответственно из соответствующих АЦП (6-3) значения  на свои соответствующие параллельные сумматоры соответственно первого и второго блоков БПС-1 и БПС-2 (27…29 и 30…32), которые осуществляют когерентное оптимальное накопление во всех i-х подканалах 1-го канала (К) и во всех j-х подканалах 2-го канала (К) соответственно  за время одного прогона (i-го) ПК и (j-го) ПК соответственно для получения результирующего уровня накопления в подканалах i-x и j-х соответственно канала К1 -  и канала К2 -  Используя данные результирующие уровни накопления далее: совокупность блоков приемных цифровых компараторов БПЦК-1 и БПЦК-2 (33…35 и 36…38), БЦКП-3 и БЦКП-4 (39…41 и 42…44); блоки первого и второго узлов вентилей УВ-1 и УВ-2 (45…47 и 48…50), принимающих управляющие (открывающие) выходные импульсы соответственно из БК (12) - схем СНЭ (17) - и аналогичных СНЭ блока 18; итоговый дешифратор (ИД) (51), - обеспечивают эффективный прием и принятие решения: есть («Да») или («Нет») свой сигнал по соответствующим выходам ИД (51).
Параллельно приему с использованием блоков: первого и второго блоков цифровых компараторов (БЦК-1 и БЦК-2) (32 и 33); первого и второго блоков мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2) (54 и 53); первого и второго корректирующих вычислителей задержек (КВЗ - 1 и КВЗ - 2) (56 и 57) соответственно  и  - осуществляется коррекция синхронизации с выдачей корректирующих значений  и  соответственно в ГОП-1 (5) и ГОП-2 (2). Так же параллельно приему и с использованием блоков: первого и второго КА-1 и КА-2 (58 и 59); первого и второго пороговых устройств ПУ-1 и ПУ-2 (60 и 61); приемной схемы совпадения ПСС (67), - осуществляется проверка (контроль) синхронизации в условиях значительного уровня помех по двум каналам приема с выдачей сигнала-решения на возобновление этапа поиска, обнаружения и синхронизации по выходу из ПСС.
Описание работы устройства осуществим с учетом алгоритма его работы, описанного выше, а также с учетом того, что работа каждого канала по своему существу одинакова.
1 Этап поиска и обнаружения.
1.1 Подэтап первичного накопления.
вх
вx
i
j
1
2
В каждый канал на один вход АЭК 6-1 каждого подкоррелятора 6 поступает принимаемый сигнал S в виде (повторяющихся во времени в общем случае) СРС, манипулированных ПНП (СРС-ПНП), а на другие входы соответствующих АЭК 6-1 поступают во встречно-инверсном режиме со вторых соответствующих (i-х и j-х) выходов генераторов 2 и 5 опорные сигналы  и  представляющие собой сигналы, манипулированные производящими линейками (повторяющихся циклически) i-х и j-х автоморфизмов производящих компонент соответственно ПК-1 и ПК-2. С каждым тактом с каждого i-го и j-го АЭК 6-1 1-го и 2-го каналов соответственно снимается напряжение, пропорциональное энергии сверток сегментов длин  и  движущихся навстречу друг другу опорных линеек  и  и S. Выходные сигналы АЭК усиливаются усилителями 6-2 и подвергаются преобразованию в АЦП 6-3 с частотой дискретизации, равной частоте ПСП, так что с выходов АЦП 6-3 получаем оцифрованные значения частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2. Первые значения этих частных ПВКФ (такты k=k=1) через параллельные сумматоры (ПС) 19 без изменений (так как к этому моменту с выходов ОЗУ 21 на другие входы ПС еще ничего не поступает) параллельно записываются в первые разряды (элементы памяти 21) регистров ОЗУ 21. Общее число регистров (число элементов памяти в линейке) ОЗУ должно соответствовать числу разрядов максимально возможного накопленного значения ПВКФ. Количество разрядов N в регистрах равно числу сдвигов, для которых будут накапливаться частные ПВКФ, т.е. для 1-го канала  а для 2-го канала
1
2
i
j
i
j
1
2
ан1
ан2
За первые  и  тактов соответственно для 1-го и 2-го каналов происходит первоначальное заполнение АЭК подкорреляторов своими автоморфизмами ПК-1 и ПК-2 с соответствующих вторых выходов генераторов соответственно 5 и 2. И начиная с тактов  и  соответственно для 1-го и 2-го каналов, осуществляется подэтап первичного накопления. С каждым тактом (k, k) ячейки регистров ОЗУ 21 через ПС 19 параллельно заполняются новыми цифровыми значениями ПВКФ так, что через  тактов и  тактов в 1-м и 2-м каналов соответственно ячейки 1…N ОЗУ 21 всех подканалов поиска ПКП, ПКП будут заполнены  соответственно значениями автоморфных частных ПВКФ-1, ПВКФ-2. В следующий такт (k-й, k-й) получаемые с выходов БЦПК 16 значения автоморфных частных ПВКФ суммируются в ПС 19 со значениями этих ПВКФ, находящихся в последней N-й линейке ячеек памяти ОЗУ, за счет открывающихся тактовым импульсом элементов 26, и эта сумма значений ПВКФ поступает в первую линейку ОЗУ 21. В последующие такты происходят аналогичные суммирования значений автоморфных частных ПВКФ и продвижение этих сумм по линейкам ОЗУ до окончания времени анализа для 1-го и 2-го каналов соответственно Т, Т.
чп1
чп2
ан1
ан2
Так, в первой линейке ОЗУ 21 каждого ПКП 7 может появиться первый максимум R и (и R) через  начальных тактов, т.е. в момент  и только через еще  тактов возможный первичный максимум будет складываться со вторым (по счету) аналогичным максимумом через элементы 26 в ПС 19. Счетчик 20 переполняется за  тактов до окончания времени анализа  соответственно в 1-м и 2-м канале. Ключ 22 открывается за  (и ) тактов до окончания времени анализа Т и (Т) по сигналу переполнения со счетчика 20 и пропускает на вход цифрового канала ЦК 23 в каждом i-м (и j-м) ПКП 7 первое значение накопленной частной подканальной суммы  соответственно  По такому же сигналу переполнения со счетчика 20 запускается счетчик 25 количества последующих  тактов.
ан1
ан1
ан2
k1
k2
1
2
1
n1
2
n2
1
2
Это первое значение  в ЦК 23 запоминается как опорное, с которым в следующий такт сравнивается следующая вторая, накопленная частная «подканальная» сумма  Первые и вторые значения этих сумм сравниваются в ЦК 23 и в качестве опорного, выбирается большее из этих значений. Так, в последующих тактах каждый ЦК 23 и выбирает наибольшую наколенную в i-м ПКП 7 частную подканальную сумму  за  тактов в 1-м канале и сумму  в j-м ПКП 7 во 2-м канале. Этот выбор заканчивается при переполнении счетчика 25 через  тактов. Сигнал переполнения счетчика 25 открывает схему совпадения 24, которая пропускает с выхода i-го (и j-го) ЦК 23 в параллельном коде на выход ПКП 7 последнее (максимальное) опорное значение,  на соответствующий первый параллельный i-й  вход центрального цифрового компаратора 8. Таким образом, со всех ЦК 23 всех ПКП 7 на выходы центрального цифрового компаратора ЦЦК 8 в соответствующий концу времени анализа Т поступают частные суммы . ЦЦК 8 осуществляет: 1) суммирование значений, накопленных за Т и Т в каждом подканале ПКП 7 обоих каналов частных «подканальных» сумм , и если это значение  то 2) ЦЦК 8 выбирает «максимум максиморум» - экстремум  из определенных ПКП 7 обоих каналов и выдает по соответствующему номеру этого ПКП 7, своему выходу на соответствующий вход БВНП 10 сигнал, который отражает номер N (и N) ПКП 7, в котором зафиксирован экстремум Э (и Э). Если S<S (и S<S), то процесс первичного накопления продолжается при другом числе p (и р), пока не выполнится данное условие. На этом заканчивается подэтап первичного накопления. Этот подэтап при сохранении заданного уровня отношения сигнал-шум для принятия решения, как и для прототипа, будет уменьшен во времени в  раз (для 1-го канала) и в  раз (для 2-го канала).
k
k1
k2
k+1
k+1
чп1
чп2
k+1
k+1
k+1
k
k+1
чп1
k
k+1
k+1
k+1
1.2 Подэтап экстраполяции. БВНП 10 на основании полученного номера N (N - для 1-го канала N - для 2-го канала) ПКП 7 в виде сигнала на определенном своем входе (Nk) передает этот сигнал с задержкой на один такт в блоке задержки 10-2 через кросс-соединение (кросс-блок 10-1), которое реализует соответствующие зависимости  и  на такой свой выход N, который соответствует номеру N/ПКП, в котором должен наблюдаться в следующий (k+1)-й такт следующий (близкий с экстремумом по значению) максимум частного пика ПВКФ R и (R). Вычисленный таким образом в БВНП 10 номер N, т.е. предсказанный (экстраполированный) номер N в виде сигнала с одного из выходов БВНП 10, соответствующий N, поступает на один из первых входов устройства проверки УП 13 и запоминается до следующего такта k+1. В момент k-го, (k+1)-го и других за ними тактов с соответствующего N, N и других выходов ЦЦК 8 на ЦС 14 поступает параллельный код, несущий информацию в цифровом коде об энергии частных максимальных всплесков R, боковых пиков ПВКФ на выходах N, N-м и других ПКП 7. Эти значения энергии суммируются и запоминаются для последующего накопления с другими всплесками в последующие такты. В тот же (k+1)-й тактовый момент с соответствующего N-го выхода ЦЦК 8 поступает сигнал о выбранном N-м ПКП с максимальным пиком ПВКФ на один из вторых входов УП 13.
k+1
1
h
1
УП 13 сравнивает номера ПКП, соответствующие номеру N, пришедшие по одному из первых входов и одному из вторых входов УП 13. Если эти номера совпадают, то с выхода УП 13 на вход накопителя-сумматора НС 11 поступает символ «1», а если номера не совпадают, то - символ «0». НС 11 арифметически накапливает символы «1» и «0», суммирует их (как потенциальные сигналы) в течение определенного h=l числа тактов, и если эта сумма превышает заданный порог П за это число тактов (по заложенному мажоритарному принципу:  или  или  и т.д., т.е.  М - коэффициент мажоритарности), то с выхода НС 11 поступает сигнал «наш» на первый вход ключа 9.
чп1
чпi
2
1
1
1
2
1
2
В течение того же количества тактов  ЦС 14 накапливает энергию амплитуд всплесков частных максимальных боковых пиков R ПВКФ с каждого ПКП 7, в котором был обнаружен этот максимум. И если суммой , заданный порог (ЗП)в ЦС 14 по истечению h-тактов будет превышен (∑R>ЗП), то с выхода ЦС 14 на 2-й вход ключа 9 поступает сигнал «наш». Ключ 9 отпирается, когда на оба его входа с выходов УП и ЦС поступили соответственно сигналы «наш» и «наш». Таким образом с выхода ключа 9 поступает сигнал «наш» (во втором канале - сигнал «наш») (сигнал» о правильности предсказания») на 2-й вход ЦЦК 8 для его запирания в следующем такте, и далее на первые входы ключей 12.
1
2
1
k
чп1
k
1
k
чп1
k1
k2
1
2
k
1
1
1
2
2
1
2
2. Этап синхронизации. Под действием сигнала «наш» и «наш» ключи 12 переходят в открытое состояние. И через определенный ключ 12, на второй вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода ЦЦК 8, проходит сигнал на определенный вход вычислителя с 15, соответствующий N с максимальным R, т.е. значение N в такт  которое и будет определять значение циклического сдвига c для ПК-1 относительно принимаемой ПНЛРП, т.к. номер N подканала, в котором в этот момент будет максимальный боковой всплеск R, и определяет imax=N (для 1-го канала) и jmax=N (для 2-го канала), значение которых используется при вычислении с и с, согласно соотношению (1), производящих компонент ПК-1, ПК-2 и тем самым установления необходимого общего тактового сдвига С согласно соотношению (2). А ЦЦК 8, как и было сказано выше, запирается в момент  и прекращает выдачу выбранных номеров N. Далее полученное значение c поступает на генератор 5 ГОП-1, который выдает по своему первому выходу на ГПС 4 автоморфизм производящей компоненты ПК-1, соответствующей сдвигу c. Аналогичным образом процесс поиска, обнаружения и синхронизации протекает и в канале поиска по ПК-2, только вместо c вычисляется c, которое поступает на генератор 2 ГОП-2 для формирования ПК-2 с циклическим сдвигом с. Символы формируемых ПК-1 и ПК-2 (автоморфизмов ПК-1 и ПК-2, соответствующие числам с и c циклических сдвижек) суммируются по модулю 2 в ГПС-4 и тем самым обеспечивают получение опорной ПНЛРП с результирующим сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке между принимаемым и опорным сигналами при проверке факта синхронизма в схеме 3 контроля. Так заканчивается этап синхронизации.
3. Этап (процесс) эффективного когерентного приема СРС в виде ПНП в «одиночном режиме одноканального решения и приема» и дискретном методе «итоговом одноканальном».
i
1
1,i
2,j
1,i
2,j
1,i
2,j
i
j
1,i
2,j
i
j
i
j
1,i
2,j
1
2
1
2
1
2
итог
итог
Этот этап начинается после вхождения в синхронизм, что фиксируется появлением управляющего импульса на выходе одного из ключей 12БК (12), который поступает на один из вентилей УВ-1 (45…47) и аналогично на один из вентилей УВ-2 (48…50) и по существу запускает процесс приема. Поступающие по шинам выходов БЦПК (16) и БЦПК2 (1) в каждый такт приема цифровые значения  на соответствующие шины входов первого (27…29) и второго (30…32) БПС-1 и БПС-2, накапливаются в процессе приема ПНП за время одного прогона (i-го) ПК и (j-го) ПК на каждом соответствующем из параллельных сумматоров ПС и ПС (27…29 и 30…32) с получением за этот период прогона ПНП на выходных шинах ПС и ПС значений  На основании значений результирующих уровней накопления  в каждом ПЦК и ПЦК блоков БПЦК-1 и БПЦК-2 (33…35 и 36…38) с вероятностями ошибки  соответственно принимается решение ПЧР= "Да" и ПЧР= "Да" (Да = «есть свой сигнал»). Решения ПЧР=Да накапливаются как дискретные решения Да=1, за период прогона всей длины ПНП в ПЦК, ПЦК, блоков БПЦК-3, БПЦК-4, т.е. получаются суммы соответственно  на основании которых на соответствующих выходах ПЦК, ПЦК блоков БПЦК-3, БПЦК-4 принимаются решения ПКПР= {"Да" или "Нет"}, ПКПР= {"Да" или "Нет"} с вероятностями ошибки  Эти решения i=С и j=C за счет соответствующего управляющего сигнала из блоков 12 и 18 далее пропускаются только теми узлами вентилей УВ-1 и УВ-2 (45…47 и 48…50), которые соответствуют значениям соответственно i=С и j=С, т.е. синхронным подкоррелятором (ПКР) 6-i и 6-j. На основании поступивших из соответствующих (i=С и j=С) вентилей УВ-1, УВ-2 решения СЧС («свой частный сигнал»): ,  как  итоговым дешифратором (ИД) (51) принимается итоговое решение (ИР) как наиболее правдоподобное 2-х канальное решение СЧС = {"Да" или "Нет"} («свой сигнал» или «не свой сигнал») с вероятностью Рош. На этом собственно заканчивается этап приема одной ПНП и начинается прием следующей ПНП посредством указанного метода приема ТРС.
прог
рез
1
2
1
2
контр
контр
1,i
2j
контр
СП
*
*
В процессе приема ПНП параллельно используется режимы коррекции и контроля синхронизации, учитывающие соответствующие уровни помех. Параллельный режим коррекции синхронизации реализуется параллельно с процессом когерентного приема ПНП с помощью блоков 52…56 - в первом и 53…57 - во втором каналах приема и принятия решения. Получение решений ПКПР=Да осуществляется (как возможных) постоянно с периодом Т=L на выходах всех ПЦК блоков БПЦК-3, БПЦК-4 (39…41, 42…44). Для ПЦК с i≠C и j≠C эти решения являются «сигналом рассогласования» "CPC"={1,0}, а для ПЦК с i=C, j=C - как сигнал "СЧС"={1,0}. Поступающие за Т с выходов БПЦК-3 (39…41) и БПЦК-4 (42…44) сигналы  и  накапливаются в каждом ЦК соответственно первого и второго БПЦК-1 (52) и БПЦК-2 (53), и если за время Т в каком-либо ЦК накопленное значение станет  (для БПЦК-1) и  (для БПЦК-2), то на выходе соответствующего их ЦК, т.е. на соответствующем выходе БПЦК-1 (52) и БПЦК-2 (53), появится сигнал превышения (СП), равный «СП»=«Да»=1. Эти сигналы СП и СП, поступающие по соответствующим выходам БПЦК-1 (52) и БПЦК-2 (53) на соответствующие входы первого и второго БМК-1 (54) и БМК-2 (55) накапливаются в соответствующих МК, которые при заданном мажоритарном числе МЧ={5,7,9,…} периодов Т выбирают те (t, j)-e подканалы приема, для которых за период МЧ накопилось соответственно число N таких СП:  Факт выбора таких подканалов фиксируется сигналом «Да»=1 на соответствующем выходе БМК-1 (51) и БМК-2 (55) и соответствующем входе первого и второго КВЗ-1 (36) и КВЗ-2 (57) соответственно задержек  и  Вычисленные задержки  и  поступают соответственно в ГОП-1(5) и ГОП-2(2)с выходов КВЗ-1 и КВЗ-2 (56 и 57) для смены автоморфизмов ПК-1 и ПК-2. Тем самым осуществляется коррекция синхронизации в процессе приема ПНП, и работа устройства по эффективному приему ПНП продолжается (как было описано выше).
1,i
2j
наб
наб.
Параллельно процессу коррекции синхронизации осуществляется проверка (контроль) синхронизации (в условиях значительного уровня помех). Для этого сигналы СП и СП с выходов БЦК-1 (52) и БЦК-2 (53) поступают на соответствующие входы первого и второго КА-1 и КА-2 (58 и 59), которые регистрируют приходящие сигналы только с разных своих входов (функция «анализа»). Зарегистрированные сигналы суммируются за установленное время наблюдения Т и по истечении Т накопленные числа этих сигналов как  выдаются на вход соответственно первого и второго пороговых устройств ПУ-1 и ПУ-2 (60 и 61) с установленными порогами  соответственно. И если  то с выходов ПУ-1 и ПУ-2 (60 и 61) поступают сигналы «Да»=1 на соответственно первый и второй входы приемной схемы совпадения ПСС (62). Если сигналы «Да»=1 приходят одновременно на первый и второй входы ПСС (62), то это будет свидетельствовать о срыве синхронизации за счет помех, и ПСС (62) выдает по своему выходу сигнал «прием ПНП прекратить, начать этап поиска и обнаружения», который как «сигнал блокировки» поступает на блокирующие входы БПС-1 и БПС-2 (27…32), тем самым прекращая работу каналов по приему ПНП. После этого начинается повторное вхождение в синхронизм (как было описано ранее).
После повторного вхождения в синхронизм из схемы контроля 3 поступает на третий (деблокирующий) вход ПСС (62) «сигнал деблокирования», тем самым прекращается подача блокирующего сигнала с выхода ПСС (62), и процесс приема ПНП возобновляется.
На фиг. 1 изображена модель правила формирования ПНП.
1i
1
1
1
1
На фиг. 2 изображены зависимости: среднего выборочного накопленного значения  частной автоморфной ПВКФ ПНП с  с автоморфизмами i ПК 1 для всевозможных значений i=0, …, 1 на периодах прогона ПНП, равных р=1, …, 15, т.е. для p=13, … 39 прогонов ПК-1 c 1 (фиг. 2, а)и среднего выборочного значения суммы  при тех же условиях (фиг. 2, б).
На фиг. 3 изображена таблица значений ПВКФ ПНП различных типов с производящими линейками.
На фиг. 4 изображены графики зависимости общих ПВКФ ПНП типа К3К3 с ее копиями для некоторых длин
На фиг. 5 изображены графики зависимости: частных ПВКФ ПНП типа К3К3 длины L=77 с производящими линейками, составленными из ККВ  (фиг. 5, а); частных ПВКФ ПНП типа К1К1 длины L=221 с производящими линейками, составленными из ККВ  (фиг. 5, б); частных ПВКФ ПНП типа К1К3 длины L=323 с производящими линейками, составленными из ККВ  (фиг. 5, в); частных ПВКФ ПНП типа К3К1 длины L=143 с производящими линейками, составленными из ККВ  (фиг. 5, г).
На фиг. 6 изображена числовая модель получения одновременно, параллельно автоморфных частных ПВКФ входящей ПНП (с  с автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящей компоненты (ПК) с
На фиг. 7 изображена компьютерная модель частных автоморфных ПВКФ ПНП с ее автоморфизмами (циклическими сдвижками) ПК с  для длины ПНП
ош
0
2
На фиг. 8 изображены зависимости вероятности ошибки Р от (γ⋅h) при различных режимах реализации ТРС и длительностях L ПНП.
На фиг. 9 изображен порядок корреляции сегментов входящей ПНП и опорного сигнала (ПК) на двух смежных тактах обработки.
На фиг. 10 а), б), в) изображена схема устройства.
На фиг. 11 изображены зависимости эквивалентной линейной сложности  разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины L.
На фиг. 12 изображены зависимости вероятностей успешной синхронизации по задержке от степени искажения принимаемо го сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП) для длин ПНП L=77 и различных L*=L⋅K*, K=5, 10, 100, 1000 при использовании устройства-прототипа с 32-мя прогонами длин ПНП (пунктирные линии) и при использовании предлагаемого устройства с одним и тремя прогонами длин ПНП.
Возможность реализации преимуществ заявляемого устройства подтверждается следующими техническими показателями и их цифровыми значениями:
1
2
э
1) результатами имитационного моделирования процесса накопления ПВКФ сегментов принимаемого СРС-ПНП с обновляющимися (с каждым тактом ПСП) сегментами опорной производящей линейки. Процесс взаимокорреляции в АЭК сегментов принимаемого и опорного сигналов на двух смежных тактах обработки поясняет фиг. 9 (θ и θ - время интегрирования АЭК, τ - длительность элементарного символа ПНП).
1
2
1
2
2) возможностью достоверного выбора на подэтапе первичного накопления накопленных частных подканальных  и канальных сумм S и S, что подтверждается приведенными на фиг. 2 зависимостями, которые демонстрируют, что уже при числе прогонов всей ПНП не более 3-х имеется выраженный рост и  и главное - ярко выраженный рост S и S над уровнем помех. Это подтверждается и выражениями: значения накопленных частных ПВКФ в каждом подканале поиска 1 -го и 2-го каналов соответственно
где [⋅], (⋅) - номера тактов начала сегмента относительно начального произвольного сдвига, R(c[⋅], c1(⋅)) и R(c[⋅], с2(⋅)) - относительные значения ПВКФ между сегментами с[⋅] длиной  и  принимаемого СРС-ПНП и сегментами c1[⋅], с2[⋅] тех же длин опорных производящих линеек автоморфизмов ПК-1, ПК-2,
1
2
- значения сумм S и S накопленных частных подканальных сумм
- вероятности  правильного выбора экстремумов  из  значений определяется для каждого подканала поиска 1-го и 2-го каналов:
1i
где  - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска первого и второго каналов значений частных ПВКФ в тактах синхронизма с соответствующими ПК-1, ПК-2; функция  - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска 1-го и 2-го канала значений ПВКФ в тактах сдвига, не соответствующих синхронизму сегментов ПНП с опорными ПК-1, ПК-2;
чп1
чп2
3) возможностью достоверной экстраполяции номеров подканалов с максимальными R, и R:
по фактору контроля экстраполяции номеров подканалов:
а) вероятность правильной экстраполяции одного подканала в один i-й и j-й такты первого и второго каналов:
б) вероятность правильной экстраполяции номеров подканалов при использовании мажоритарного принципа контроля:
по фактору контроля уровня накопления:
а) вероятность правильной экстраполяции:
б) вероятность правильной экстраполяции подэтапа экстраполяции:
Э1
Н1
УН1
Э2
Н2
УН2
Р=Р⋅Р, Р=Р⋅Р.
Общая вероятность правильной синхронизации определяется как:
ОС
Э1
Э2
Р=Р⋅Р.
ос
Возможность обеспечения предлагаемым устройством быстрого поиска СРС за малое число периодов накопления принимаемого сигнала с высокой вероятностью синхронизации по задержке подтверждается полученными в результате имитационного моделирования (для ПНП длин L=77 и L*=L⋅5=385) и изображенными на фиг. 12 зависимостями вероятности успешной синхронизации Р от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП). Сравнение (при равных базах (L) СРС) значения достигаемого относительного времени поиска, выраженного в числе периодов анализа СРС, с аналогичным показателем для известных способов (в том числе прототипа), свидетельствует о преимуществе заявляемого способа во времени поиска СРС по задержке примерно в 20-30 раз перед конвольверным поиском [2] с применением известных ПСП, в 100 и более раз перед многоэтапным поиском [2], в 100 раз и более перед последовательным циклическим поиском [2] и в 10 и более раз перед прототипом [8].
3
Реализация высокой имитостойкости используемых сигналов подтверждается приведенными на фиг. 11 зависимостями эквивалентной линейной сложности разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины. Преимущество в эквивалентной линейной сложности составляет примерно от 5 раз и более для длин ПСП L≈2⋅10 и возрастает с ростом длины ПСП.
ош
Возможность обеспечения по сравнению с устройством-прототипом предлагаемым устройством эффективного приема СРС в виде ПНП за счет повышения уровня достоверности принятия решения с использованием дискретного метода «итогового одноканального» в одиночном режиме одноканального решения и приема в рамках метода ТРС, описываемых в том числе в [10], подтверждается полученными в результате имитационного моделирования с использованием соотношений (4, 5) и изображенными на фиг. 8 зависимостями вероятностей Р ошибочного приема ПНП длительностей  при использовании предлагаемого устройства, устройства-прототипа (графики III) и без их использования, но с применением пространственного разнесения (ПР) с соответствующим числом ветвей Q разнесения и коэффициентов R корреляции ветвей разнесения (графики I, II, III).
ош
С
ош
Как видно из анализов графиков реализуемая предлагаемым устройством ТРС позволяет повысить помехоустойчивость (по Р) приема СРС в виде ПНП на 4…6 порядков по сравнению с известными классическими методами разнесенного приема (например «ПР») и на 1-2 порядков по сравнению с прототипом. А повышение помехоустойчивости «сродни» повышению мощности сигнала Р на выходе ТРС, что, следовательно, обеспечивает и соответствующее повышение пропускной способности С (по Шеннону) [10]. В том числе следует указать, что это повышение С осуществляется и по причине ускорения поиска обнаружения и синхронизации, обеспечиваемые предлагаемым устройством. Таким образом можно объективно говорить о достижении предложенным устройством повышения эффективности приема СРС в виде ПНП по параметрам Р и С на 1-2 порядка по сравнению с прототипом.
ПСП
ПСП/m
Построение заявляемого устройства, возможно (также как устройства-прототипа) в рамках сигнального процессора на современной быстродействующей элементной базе с высокой степенью интеграции в том числе акустоэлектронных конвольверных технологий [12]. При высоких тактовых частотах ПСП f, превышающих возможности АЦП по быстродействию, функции преобразования возможно распределить между несколькими (m) АЦП, чтобы каждый из них обеспечивал преобразование с частотой дискретизации f. Цифровые компараторы могут быть реализованы с использованием микросхем типа полных сумматоров. Выполненное на основе регистров сдвига ОЗУ обладает достаточным быстродействием и не требует специальных распределительных и коммутационных устройств. Генераторы опорных последовательностей НЛРП реализуются как на основе теоретико-технических методов, изложенных в [13, 14], так и - непосредственных, запатентованных технических решений по A.c.: SU 1401475 A1, SU 1457650 A1, SU 1537022 A1, SU 1470095 А1, - и патенту Российской Федерации RU 2024053 С1 [15].
1
2
Устройство проверки (13) представляет собой совокупность двухвходовых элементов И, а накопитель-сумматор (11) может быть построен на основе двух счетчиков (счетчик «1» и тактовый счетчик) и сравнивающего (по порогу) устройства. Реализация вводимых в устройство-прототип новых блоков и узлов подобна реализации аналогичных элементов схемы устройства-прототипа. Так: узлы вентилей - это совокупность (объединение в узел) вентилей; блоки цифровых компараторов (ЦК) представляют собой объединение цифровых компараторов; «приемные» ЦК означает выполнение функции ЦК при приеме ПНП; мажоритарные компараторы являются обычными ЦК, выполнение функций которыми приводит к выполнению функции мажоритарного выбора входных сигналов; компаратор-анализатор выполняет традиционные функции ЦК с выдачей соответствующего «компарируемого» решения на выход; корректирующие вычислители задержек  и  являются такими же вычислителями как и вычислители задержек c и c устройства-прототипа, только используются они для коррекции синхронизации, а не для вхождения в синхронизм (как в устройстве-прототипе).
То есть дополнительные прилагательные к словам «компаратор» и «вычислитель» означает лишь роль этой функции для работы устройства, не затрагивая суть построения их технических электрических схем.
Остальные элементы устройства представляют собой известные простейшие элементы дискретной техники.
Заявляемое устройство может использоваться как самостоятельно, так и для сокращения времени поиска и повышения эффективности и достоверности приема СРС, манипулированных ПНП, при дополнении традиционных устройств, использующих для обнаружения факта синхронизма по задержке и факта приема своего СРС уровень корреляции по всей длине опорного и принимаемого сигналов и реализующих известные циклические многоэтапные или иные методы поиска и приема. Применимость данного способа и устройства его реализующего, прежде всего, связано с использованием СРС, манипулированных ПНП на основе кодов ККВ. При этом обеспечивается высокая структурная скрытность этапа синхронизация и приема, а так же возможность оперативной адаптации радиолинии к информационной и помеховой обстановке за счет изменения с малой дискретностью значения длины ПНП.
Источники информации
1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами [Текст], - М. «Радио и связь», 1985. - 384 с.
2. Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И. Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г.
3. Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных реккурентных последовательностей [Текст] / И.И. Сныткин, В.И. Бурым, А.Г. Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7, 1990 г.
4. А.с. 1003372 СССР, МКИ3 H04L 7/02. Устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [Текст] / А.С. Воробьев, А.В.Кузичкин, В.М. Куркин, Б.И. Просенков, В.В. Артюшин, В.М. Тарасов (СССР)
5. Патент 2297722 Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007.
6. Патент 2514133, Российская Федерация, МПК 8 H04L 7/08, G06F 17/10. Способ ускоренного поиска сигналов и устройство для его реализации [Текст]/Сныткин Т.И., Сныткин И.И., Спирин А.В. - №2012108704/08; заявл. 06.03.2012; опубл. заявки 20.09.2013 патент 27.04.2014.
7. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщении. Издательство Советское радио, 1970 г. с. 728.
8. Патент 2718753, Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08. G06F 7/10. Устройство третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов/ Сныткин И.И., Сныткин Т.И, Кокорева О.С. - опубл. бюл. 11 от 14.04.2020 г.
9. Сныткин И.И., Сныткин Т.И. Разработка элементов теории третьей решающей схемы приема производных нелинейных рекуррентных последовательностей [текст]. Нелинейный мир №5, том 12, 2015 г., стр. 78-84. Издательство «Радиотехника».
10. Сныткин Т.И. «Аналоговые режимы принятия решения о приеме в теории третьей решающей схемы» [текст]. Нелинейный мир №3, 2018 г., стр. 15-19. Издательство «Радиотехника».
11. Кузьмин И.В., Кедрус В.А. Основы теории информации и кодирования. Киев, Высшая школа, 1977 г., с. 280.
12. Долгов В.И. Применение акустоэлектронных конвольверов для обработки сигналов в технике связи [Текст] / В.И. Долгов - Зарубежная радиоэлектроника №8, 1990 г.
13. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г.
14. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 4. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г.
15. Патент 2024053 Российская Федерация, МПК8 G06F 15/20. Устройство для формирования словарей нелинейных реккурентных последовательностей [Текст] / Сныткин И.И. - опубл. 30.11.94.