СПОСОБ АДАПТИВНОГО И СОГЛАСОВАННОГО ПОДАВЛЕНИЯ ФЛУКТУАЦИОННЫХ ШУМОВ И СОСРЕДОТОЧЕННЫХ ПОМЕХ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ
METHOD FOR ADAPTIVE AND MATCHED SUPPRESSION OF FLUCTUATION NOISE AND CONCENTRATED INTERFERENCE AND APPARATUS THEREFOR

Предлагаемое изобретение относится к области широкополосных систем радиосвязи и может быть использовано, в частности, для подавления (компенсации) флуктуационных шумов и сосредоточенных по спектру и времени помех.
В последнее время в системах связи и управления успешно применяются сложные дискретные широкополосные сигналы (ШПС) [Тузов Г.И. Статистическая теория приема сложных сигналов / Г.И. Тузов. - М.: «Сов. радио», 1977. - 400 с.]. Для таких сигналов и помех в виде белого гауссовского шума разработана теория оптимального корреляционного и согласованного радиоприема. Однако в зависимости от параметров линий связи при передаче ШПС наряду с помехой в виде белого гауссова шума часто наблюдаются мощные коррелированные узкополосные (сосредоточенные по спектру) и импульсные (сосредоточенные по времени) помехи с неравномерной спектральной плотностью мощности.
Очевидно, что помехи на входе приемника являются случайными процессами, и априорная информация об их параметрах, как правило, отсутствует. Наличие в каналах связи сосредоточенных по спектру и времени помех большой мощности приводит к существенному снижению помехозащищенности системы связи, понижению эффективности обнаружения полезного сигнала и ухудшению качества обработки информационных сообщений [Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / Г.И. Тузов, В.А. Сивов, В.И. Прытков и др.; Под. ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с., С.207-219; Теплов Н.Л. Анализ оптимальных схем приема дискретных сигналов на фоне сосредоточенных (по спектру или во времени) помех / Н.Л. Теплов // Электросвязь. - 1968. - вып.12. - С.1-10.]. В связи с этим для эффективного обнаружения и обработки ШПС в сложной помеховой обстановке важной задачей является разработка оптимальных и квазиоптимальных способов (алгоритмов) и устройств подавления мощных флуктуационных шумов и сосредоточенных помех [Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами / Л.Е. Варакин. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.]. Решению данной задачи посвящено достаточно большое число публикаций [Котельников В.А. Теория потенциальной помехоустойчивости / В.А. Котельников. - М.: «Госэнергоиздат», 1956; Теплов Н.Л. Анализ оптимальных схем приема дискретных сигналов на фоне сосредоточенных (по спектру или во времени) помех / Н.Л. Теплов // Электросвязь. - 1968. - вып.12. - С.1-10; Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / Г.И. Тузов, В.А. Сивов, В.И. Прытков и др.; Под. ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с., С.207-219; Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами / Л.Е. Варакин. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с., С.184-210.] и др. К наиболее популярным можно отнести компенсационный способ, способ оптимального выравнивания и способ режекции пораженных участков спектра или исключения пораженных временных интервалов сигнала [Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / Г.И. Тузов, В.А. Сивов, В.И. Прытков и др.; Под. ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с., С.213-214; Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами / Л.Е. Варакин. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с., С.184-210.].
Известные методы компенсации импульсных помех основаны на широкополосности спектра помехи. С учетом этого факта формируют дополнительный компенсационный тракт, расстроенный относительно частоты сигнала в основном тракте. В компенсационном тракте помеху преобразуют таким образом, чтобы она совпадала с помехой в основном тракте. Это позволяет произвести ее компенсацию. Однако в действительности трудно добиться качественной компенсации помехи, так как для этого необходима высокая стабильность амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик обоих трактов. Другой недостаток схемы заключается в том, что наличие компенсационного тракта приводит к ухудшению помехоустойчивости системы связи относительно флуктуационных и сосредоточенных по спектру помех. Таким образом, требования к схеме приемника для одновременной защиты от импульсных и узкополосных помех оказываются взаимно противоречивыми.
Менее чувствительными к сосредоточенным по спектру помехам являются методы защиты от импульсных помех, основанные на запирании приемника на время действия импульсной помехи. Такая схема работает в линейном режиме, пока нет импульсных помех. При возникновении импульса снижается усиление приемника практически до нуля, и осуществляется полное запирание. Чтобы время запирания приемника было достаточно малым и не занимало значительную часть элемента полезного сигнала, рекомендуют процедуру временной селекции выполнять в широкополосной части тракта, где длительность импульсов помехи существенно меньше длительности элемента полезного сигнала.
Более общими средствами защиты от сосредоточенных по спектру и времени помех являются комбинированные методы, которые используются совместно как во временной, так и в частотной области [Беджамин. Последние достижения в технике генерирования и обработки радиолокационных сигналов / Беджамин // Зарубежная радиоэлектроника. - 1965. - вып.7. - С.43-47. Раздел нелинейная техника подавления помех.].
Для подавления импульсных помех с сохранением удовлетворительной избирательности относительно узкополосных помех часто применяют способ, получивший название ШОУ (широкая полоса - ограничитель - узкая полоса), который был предложен А.Н. Щукиным в 1946 г. [Щукин А.Н. Об одном методе борьбы с импульсными помехами / А.Н. Щукин // Изв. АН СССР. Серия Физическая. 1946. - Т.10, №1. - С.49-56; Бураченко Д.Л., Заварин Г.Д., Клюев Н.И. и др. Общая теория связи. - Л.: ВАС, 1970. - 411 с., С.397.].
Его сущность заключается в том, что для подавления импульсной помехи используется амплитудный ограничитель, который включается между двумя фильтрами. Первый из этих фильтров является широкополосным, а второй - узкополосным.
Недостатками схемы ШОУ является то, что мощная помеха, прошедшая через широкополосный фильтр, может при прохождении через ограничитель «подавить» полезный сигнал, т.е. сильно уменьшить его мощность. Несмотря на то, что последующий узкополосный фильтр и «отсеет» эту помеху, мощность полезного сигнала может оказаться недостаточной для нормальной работы решающей схемы. С другой стороны наблюдается резкая зависимость эффективности подавления импульсных помех и помехоустойчивости приема сообщений в условиях, когда пиковые значения полезного сигнала и импульсных помех отличаются незначительно. В этом случае ограничение не приводит к существенному уменьшению энергии помехи относительно энергии полезного сигнала, а следовательно, слабо влияет на повышение помехоустойчивости приема сообщений.
Известно многоканальное устройство защиты от узкополосных помех [Бокк О.Ф. Оптимальные характеристики фильтров БЗ от сосредоточенных по спектру помех / О.Ф. Бокк // Техника средств связи, серия ТРС. 1987. - вып.4. - С.81.], в котором борьба с узкополосными помехами ведется методом исключения (режекции) каналов, пораженных помехами.
Недостатком этого устройства является аппаратурная сложность, возрастающая с увеличением базы широкополосного сигнала, а также невозможность его включения на входе приемника, обусловленная необходимостью использования в нем фильтров высокого порядка в тракте прохождения сигнала.
В серии заявок и авторских свидетельств: Заявка №94036372/09 от 21.09.1994 (дата публикации заявки: 20.08.1996); А.С. СССР №438126, №1095419, №734681; Заявка №5059942/09 (033523) от 10.07.92 (дата публикации заявки: 28.01.1994); Заявка №94039030/09 от 12.10.1994 (дата публикации заявки: 10.09.1996); Заявка №94027959/09 от 25.07.1994 (дата публикации заявки: 27.05.1996); Заявка №94039444/09 от 03.10.1994 (дата публикации заявки: 10.09.1996); Заявка №2001112720/09 от 08.05.2001 (дата публикации заявки: 10.07.2003) основной акцент сосредоточен на вопросе подавления сосредоточенных по спектру помех и предложены устройства подавления таких помех для приемников широкополосных сигналов.
Недостатком известных решений является низкая помехоустойчивость к узкополосным помехам и малая степень подавления импульсных помех. Дополнительные трудности вызывает сложность, обусловленная наличием гребенки узкополосных коммутируемых фильтров, и дополнительные электрические потери, вызванные неидентичностью и нестабильностью во времени амплитудных и фазочастотных характеристик отдельных фильтров.
Часто данную задачу решают с использованием квазиоптимальных выравнивателей [Тузов Г.И. Статистическая теория приема сложных сигналов / Г.И. Тузов. - М., «Сов. радио», 1977. - 400 с.], известных как блок защиты (БЗ), который может быть реализован в виде N параллельных каналов с одинаковыми полосами.
Использование БЗ дает возможность построения структуры оптимального приемника при наличии аддитивных помех с неравномерной спектральной плотностью мощности. Это достигается в результате приведения помехи с неравномерной спектральной плотностью мощности к помехе с равномерным спектром [Котельников В.А. Теория потенциальной помехоустойчивости / В.А. Котельников. - М.: «Госэнергоиздат», 1956.]. При таком преобразовании помехи обеспечивается возможность оптимальной фильтрация полезного сигнала и преобразованной помехи с равномерным спектром согласованным фильтром. В этом случае на выходе согласованного фильтра имеет место максимальное превышение сигнала над помехой [Тузов Г.И. Статистическая теория приема сложных сигналов / Г.И. Тузов. - М.: «Сов. радио», 1977. - 400 с., С.124.].
Недостатком такого способа является трудность реализации, заключающаяся прежде всего в том, что оценка спектра сигнала должна выполняться на интервале времени его существования. Подавление помехи будет не эффективно, например, в случае, когда в системах связи осуществляют прием непрерывно поступающих сигналов на фоне постоянно действующих помех в течение достаточно продолжительного времени.
Известен способ подавления импульсных помех в системе координат время-частота, описанный в заявке №2006116248/09 от 11.05.2006, который позволяет повысить помехоустойчивость приема сообщений в условиях воздействия импульсных помех. Данный способ заключается в том, что осуществляется ограничение уровня помехи до устанавливаемого значения, которое совпадает с уровнем сигнала перед фильтрами, осуществляющими частотную избирательность. Такой выбор исключает появление неустранимых комбинационных помех. Технический результат достигается тем, что способ борьбы с импульсными помехами предусматривает дополнительную многоканальную обработку анализируемого отрезка сигнала блоком фильтрующих функций с последующим вычислением спектра сигнала и расчетом мгновенной частоты и энтропии. Решение принимается на основе представления полученных двухпараметрических оценок (частота-энтропия) в полярной системе координат с последующим преобразованием и восстановлением сигнала. Такой подход позволяет исключить участки, подверженные воздействию импульсных помех, и провести усреднение по оставшимся участкам.
Недостатками данного способа являются невозможность работы в условиях, когда мощность помехи существенно превышает мощность сигнала, и низкая помехоустойчивость при приеме непрерывно поступающих сигналов на фоне помех.
Известен способ борьбы с импульсной помехой, основанный на бланкировании, то есть запирании канала обработки сигнала на время действия импульсной помехи, описанный в [Квасников С.И., Комаров В.Н. и др. Борьба с импульсными помехами в декаметровой радиосвязи // Электросвязь. - 1989. - №7, С.38.], использующий кратковременность действия импульсной помехи относительно длительности анализируемого отрезка сигнала. Этот способ заключается в том, что определение начала и конца действия импульсной помехи позволяет осуществить запирание выхода устройства обработки сигнала на интервал прохождения импульсной помехи, что исключает ее воздействие на тракт радиоприема. Недостатком данного способа является как искажение полезного сигнала, неизбежное при бланкировании, так и снижение помехоустойчивости приема сообщений при уровнях импульсной помехи, сравнимых с уровнем сигнала, так как в этих условиях затруднительно определение длительности временного интервала воздействия импульсной помехи.
Известен способ компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех в приемниках амплитудно-модулированных, частотно и фазоманипулированных радиосигналов и устройство для его осуществления, предложенные в патенте RU 2100903 C1, МКИ H04B 1/10, опубл. 27.12.1997. Заявленный способ заключается в том, что для выделения компенсирующего сигнала помехи производят формирование отсчетов принимаемой аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи в моменты нулевых значений полезного сигнала.
Недостатком этого способа является необходимость использования процедуры фазовой синхронизации. Это сильно усложняет решение рассматриваемой задачи. С другой стороны, в условиях дрейфа фазы сигнала, который во многих случаях неизбежен, алгоритмы синхронизации не обеспечивают качественную оценку фазы сигнала, что приводит к неработоспособности данного способа в целом.
Известен способ адаптивного подавления помех, описанный в патенте RU 2456743 «СПОСОБ АДАПТИВНОГО ПОДАВЛЕНИЯ ПОМЕХ», МКИ H04B 1/10 от 21.02.2011, опубл. 07.2012, Бюл. №20.
Данное изобретение решает задачу повышения помехоустойчивости при приеме цифровой и аналоговой информации, передаваемой с использованием различных видов модуляции, в том числе при приеме непрерывно поступающих сигналов на фоне меняющихся во времени помех с неизвестным спектром и в условиях, когда мощность помехи существенно превышает мощность сигнала.
Существенным недостатком данного способа является зависимость качества подавления помех от полноты (корректности) априорной информации об условиях приема и невозможность адаптивной перестройки процедуры обработки.
Наряду с частотной и временной селекцией существует эффективный способ адаптивного подавления помех с использованием многоканальной обработки при наличии определенной корреляционной связи между отдельными принятыми компонентами. Эта частная задача относится к классу адаптивных способов подавления помех и подробно изложена в книге [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Б. Уидроу, С. Стирнз: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. - 440 с]. Достаточными условиями для решения данной задачи является наличие требуемой корреляционной связи между составляющими полезного сигнала и помех и наличие входного «эталонного» сигнала.
Следует отметить, что необходимые условия выбора «эталонного» сигнала для организации процедуры адаптивного подавления помех непосредственно обеспечиваются в широкополосных системах связи, так как входное отношение сигнал-помеха в них, как правило, намного меньше единицы. В этом случае в качестве «эталонного» сигнала можно использовать входной широкополосный сигнал.
Многоканальность процедуры адаптивной фильтрации для подавления помех легко реализуется при использовании принципа пространственного разнесения (селекции). В этом случае прием широкополосного сигнала осуществляют на несколько (минимум две) антенн и в качестве «эталонного» используют ШПС, принятый на любую из соседних или вспомогательных антенн. Так как характеристики каналов передачи для используемых сигналов, как правило, неизвестны и нестационарны, то для минимизации сигнала ошибки используют адаптивную фильтрацию [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Б. Уидроу, С. Стирнз: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. - 440 с., С.276.].
Основные недостатки процедуры адаптивной фильтрации заключаются в сложности обеспечения заданных точностных и динамических характеристик алгоритмов формирования управляющего сигнала ошибки. Наличие компенсационного тракта для реализации данной процедуры является дополнительным недостатком, так как при уровнях помех, сравнимых с уровнем сигнала, ее параметры в основном и дополнительном тракте различны, что приводит к снижению помехоустойчивости приема сообщений.
Наиболее близкими по технической сущности к предлагаемому способу адаптивного и согласованного подавления флуктуационных шумов и сосредоточенных помех и устройству для его реализации являются способ и устройство, описанные в [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Б. Уидроу, С. Стирнз: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. - 440 с., С.18, 276-299.], принятые за прототипы способа и устройства.
Способ-прототип выполняет адаптивное подавление (фильтрацию) помех, которые, как правило, являются нестационарными случайными процессами, и инвариантен к виду законов распределения этих помех.
Использование адаптивной фильтрации позволяет обеспечить повышение помехоустойчивости в системах приема информации независимо от объема априорных сведений о свойствах сигнала и помехи.
Способ-прототип многоэтапной итерационной адаптивной процедуры компенсации помех заключается в том, что на каждом этапе:
- осуществляют цифровую фильтрацию последовательности текущих временных отсчетов цифрового входного сигнала;
- формируют последовательность текущих временных отсчетов сигнала ошибки отфильтрованного цифрового входного сигнала относительно цифрового «эталонного» сигнала путем поэлементного вычитания;
- формируют временную последовательность текущих мгновенных значений квадратичного сигнала ошибки путем возведения в квадрат дискретного временного сигнала ошибки отфильтрованного цифрового входного сигнала;
- формируют многомерную квадратичную рабочую функцию среднеквадратической ошибки (СКО) - временную последовательность мгновенных значений квадратичного сигнала ошибки путем определения математического ожидания последовательности мгновенных текущих значений квадратичного сигнала ошибки;
- выполняя процедуру поиска экстремума функции, находят текущий вектор оптимальных весовых коэффициентов цифрового фильтра, обеспечивающих минимум рабочей функции СКО;
- используя найденный текущий вектор оптимальных весовых коэффициентов, осуществляют следующий этап адаптивной компенсации помех, для этого повторяют последовательность операций всех предыдущих пунктов итерационной процедуры.
Согласно описанию способ-прототип адаптивной компенсации помех соответствует следующей формальной математической модели [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Б. Уидроу, С. Стирнз: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. - 440 с., С. 25-28.].
k
k
lk
k
<mrow><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>l</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mi>L</mi></munderover><mrow><msub><mi>w</mi><mrow><mi>l</mi><mi>k</mi></mrow></msub><msub><mi>x</mi><mrow><mi>k</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msub></mrow></mstyle></mrow>
<mrow><msub><mi>W</mi><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msup><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>w</mi><mrow><mn>0</mn><mi>k</mi></mrow></msub><msub><mi>w</mi><mrow><mn>1</mn><mi>k</mi></mrow></msub><mo>…</mo><msub><mi>w</mi><mrow><mi>L</mi><mi>k</mi></mrow></msub></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mi>T</mi></msup></mrow>
<mrow><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>X</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup><msub><mi>W</mi><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>W</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup><msub><mi>X</mi><mi>k</mi></msub></mrow>
T
Пусть x - последовательность (вектор) временных отсчетов входного сигнала, d - последовательность (вектор) временных отсчетов «эталонного» сигнала. Тогда для L - мерного цифрового фильтра, на вход которого поступают отсчеты входного сигнала, выходной сигнал имеет вид
, где k - временной индекс, w - l-я компонента весового коэффициента. При этом вектор весовых коэффициентов имеет вид
, и выходной сигнал y можно представить в компактной матричной форме
, здесь (*) - операция транспонирования.
k
k
k
k
k
k
k
k
k
<mrow><msubsup><mi>X</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup><msub><mi>W</mi><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>d</mi><mi>k</mi></msub><mo>−</mo><msubsup><mi>W</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup><msub><mi>X</mi><mi>k</mi></msub></mrow>
<mrow><mtext> </mtext><msubsup><mi>ε</mi><mtext>k</mtext><mn>2</mn></msubsup><msubsup><mrow><mtext>=d</mtext></mrow><mtext>k</mtext><mn>2</mn></msubsup><mo>+</mo><msup><mtext>W</mtext><mtext>T</mtext></msup><msub><mtext>X</mtext><mtext>k</mtext></msub><mtext> </mtext><msubsup><mi>X</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup><mi>W</mi><mo>−</mo><mn>2</mn><msub><mi>d</mi><mi>k</mi></msub><msubsup><mi>W</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup><mi>W</mi></mrow>
<mrow><mi>E</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msubsup><mi>ε</mi><mi>k</mi><mn>2</mn></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>=</mo><mi>E</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msubsup><mi>d</mi><mi>k</mi><mn>2</mn></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>+</mo><msup><mi>W</mi><mi>T</mi></msup><mi>E</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>X</mi><mi>k</mi></msub><msubsup><mi>X</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow><mi>W</mi><mo>−</mo><mn>2</mn><mi>E</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>d</mi><mi>k</mi></msub><msubsup><mi>X</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow><mi>W</mi></mrow>
<mrow><mi>E</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msubsup><mi>ε</mi><mi>k</mi><mn>2</mn></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>=</mo><mi>E</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msubsup><mi>d</mi><mi>k</mi><mn>2</mn></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>+</mo><msup><mi>W</mi><mi>T</mi></msup><mi>R</mi><mi>W</mi><mo>−</mo><mn>2</mn><msup><mi>P</mi><mi>T</mi></msup><mi>W</mi></mrow>
<mrow><mi>R</mi><mo>=</mo><mi>E</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>X</mi><mi>k</mi></msub><msubsup><mi>X</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow>
<mrow><mi>P</mi><mo>=</mo><mi>E</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>d</mi><mi>k</mi></msub><msubsup><mi>X</mi><mi>k</mi><mi>T</mi></msubsup></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow>
Сигнал ошибки с временным индексом k равен ε=d-y=d-
. Мгновенное квадратичное значение сигнала ошибки
. Рабочая функция СКО для ε, d и X, стационарных в статистическом смысле, имеет вид
, где E[*] - операция определения математического ожидания. В общем случае сигналы x и d не являются независимыми. Поэтому рабочую функцию СКО удобнее представить в виде
, где
- корреляционная матрица входного сигнала,
- вектор столбец взаимокорреляционных функций «эталонного» сигнала и входного сигнала.
*
-1
-1
Во многих полезных для практики способах адаптации поиск минимума решающей функции осуществляют градиентными методами [Химмельблау Д. Прикладное нелинейное программирование / Д. Химмельблау: Пер. с англ. - М.: МИР, 1975. - 536 с.; Горелик В.А., Ушаков И.А. Исследование операций / В.А. Горелик, И.А. Ушаков: М.: Машиностроение, 1986. - 286 с.; Бахвалов Н.С., Жидков Н.П., Кобельков Г.М. Численные методы / Н.С. Бахвалов, Н.П. Жидков, Г.М. Кобельков: БИНОМ. Лаборатория знаний, 2007. - 636 с.]. В этом случае оптимальный вектор весовых коэффициентов, обеспечивающий минимум решающей (рабочей) функции, равен W=RP, здесь (*) - операция вычисления обратной матрицы.
Общая структурная схема устройства-прототипа представлена на фиг.1, где обозначено:
6.1 - узел обработки;
6.2 - вычитатель;
6.3 - узел адаптивного алгоритма.
Устройство-прототип адаптивной компенсации помех включает последовательно соединенные узел обработки 6.1, вычитатель 6.2 и узел адаптивного алгоритма 6.3, выход которого соединен со вторым входом узла обработки 6.1. Первый вход узла обработки 6.1 является первым входом устройства-прототипа входного сигнала, второй вход вычитателя 6.2 является вторым входом «эталонного» сигнала устройства.
Работает устройство-прототип следующим образом.
k
k
к
k
k
k
На первый вход узла обработки 6.1 поступает последовательность (вектор) временных отсчетов входного сигнала x, а на второй вход вычитателя 6.2 в качестве «требуемого отклика» поступает последовательность (вектор) временных отсчетов «эталонного» сигнала d. В данном случае это копия помеховой составляющей, которую оценивают в узле обработки 6.1. Полученная оценка помеховой составляющей у с выхода узла обработки 6.1 поступает на первый вход вычитателя 6.2. В результате поэлементного вычитания из последовательности (вектора) временных отсчетов «эталонного» сигнала d последовательности временных отсчетов оценки помеховой составляющей y на выходе вычитателя 6.2 формируют последовательность (вектор) временных отсчетов сигнала ошибки ε, используя который в узле адаптивного алгоритма 6.3 формируют рабочую функцию. Далее в результате поиска по сигналу ошибки минимума рабочей функции формируют сигнал управления, который, поступая в узел обработки 6.1, обеспечивает адаптивное изменение характеристик отклика в соответствии с выбранным критерием.
В данном случае назначение устройства адаптивной обработки - сформировать сигнал на выходе узла обработки 6.1 таким образом, чтобы минимизировать сигнал ошибки.
Следует отметить, что «эталонный» сигнал на входе адаптивного устройства подавления помех может содержать помимо обычных коррелированных и некоррелированных составляющих помех малые по величине составляющие полезного сигнала, наличие которых, как правило, наблюдается на входе приемника ШПС. Это, естественно, приводит к некоторому подавлению полезного сигнала. Однако, как показано в [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Б. Уидроу, С. Стирнз: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. - 440 с., С. 284-288.], присутствие на «эталонном» входе малых по величине составляющих полезного сигнала, хотя и является нежелательным, но не исключает возможности эффективного применения процедуры адаптивного подавления помех.
С другой стороны, при анализе и обобщении процедуры адаптивного подавления одной помехи получена процедура и структура соответствующего устройства для подавления многих помех, где в качестве сигнала на «эталонном» входе используется линейная комбинация обучающих сигналов (помех) [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Б. Уидроу, С. Стирнз: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. - 440 с., С. 297-299.]. При этом основные принципы способа адаптивной компенсации помех сохраняются, но усложняется процедура обработки.
Задача, которую решает предлагаемое изобретение, - повышение помехозащищенности приемника широкополосных сигналов, в том числе при наличии значительных флуктуационных шумов и сосредоточенных по спектру и времени помех.
Заявляемый способ адаптивного и согласованного подавления флуктуационных шумов и сосредоточенных помех при приеме широкополосных сигналов заключается в том, что:
- по команде управления устанавливают необходимые параметры каждой из М антенн приемника ШПС и режимов обработки сигнала,
- производят преобразование несущей частоты выходного аналогового широкополосного радиосигнала каждой из М антенн на промежуточную частоту в рабочей полосе полезного сигнала,
- производят аналого-цифровое преобразование (АЦП) выходного аналогового широкополосного сигнала каждой из М антенн на промежуточной частоте и оцифровывают с заданной тактовой частотой, как правило, несинхронной тактовой частоте входного широкополосного сигнала,
- формируют последовательности/векторы временных отсчетов оцифрованных с заданной тактовой частотой выходных аналоговоговых широкополосных сигналов на промежуточной частоте, принятых каждой из М антенн, в максимально возможной заданной полосе входного широкополосного сигнала и осуществляют перенос на более низкую промежуточную частоту.
Для обработки входных сигналов, принятых каждой из М антенн, используется соответствующий отдельный канал.
- В каждом из М каналов:
- формируют необходимую рабочую полосу пропускания канала на соответствующей промежуточной частоте для соответствующего оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на более низкой промежуточной частоте;
- формируют последовательность/вектор текущих временных отсчетов оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте, как правило, несинхронной с тактовой частотой входного широкополосного сигнала;
- выполняют многоэтапную итерационную процедуру адаптивной компенсации помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте:
- осуществляют цифровую фильтрацию последовательности текущих временных отсчетов оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте;
- формируют последовательность/вектор текущих временных отсчетов сигнала ошибки отфильтрованного оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте относительно суммы (линейной комбинации) цифровых временных («эталонных») сигналов в сформированных рабочих полосах пропускания остальных (М-1) каналов на соответствующих тактовых частотах путем поэлементного вычитания;
- формируют временную последовательность/вектор текущих мгновенных значений квадратичного сигнала ошибки путем возведения в квадрат дискретного сигнала ошибки отфильтрованного оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте;
- формируют многомерную квадратичную рабочую функцию среднеквадратической ошибки (СКО) - временную последовательность/вектор мгновенных значений квадратичного сигнала ошибки путем определения математического ожидания временной последовательности текущих мгновенных значений квадратичного сигнала ошибки;
- выполняя процедуру поиска экстремума многомерной квадратичной рабочей функции среднеквадратической ошибки, находят текущий вектор оптимальных весовых коэффициентов цифрового фильтра, обеспечивающих минимум многомерной квадратичной рабочей функции СКО;
- используя найденный текущий вектор оптимальных весовых коэффициентов цифрового фильтра, осуществляют следующий этап адаптивной компенсации помех, для этого повторяют последовательность операций всех предыдущих пунктов итерационной процедуры;
- в процессе выполнения адаптивной компенсации помех в канале формируют текущие временные отсчеты очищенного от помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте;
- текущие временные отсчеты очищенного от помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте преобразуют в частотную область путем применения процедуры быстрого преобразования Фурье (БПФ);
- полученные в процессе выполнения БПФ при адаптивной компенсации помех текущие частотные отсчеты очищенного от помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте используют для дополнительного анализа поражения спектра этого сигнала узкополосными помехами путем сравнения амплитуд гармоник текущего спектра этого сигнала с текущим пороговым уровнем, который формируют по результатам обработки выбранных статистик текущих частотных отсчетов данного сигнала;
- по факту превышения текущим мгновенным амплитудным значением спектра очищенного от помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте текущего порогового уровня выделяют соответствующий текущий номер отсчета, для которого наблюдается наличие узкополосной помехи, оценивают уровень помехи и выполняют ее коррекцию путем весовой компенсации;
- полученные текущие частотные отсчеты скорректированного спектра дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте преобразуют во временную область путем применения процедуры обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ);
- полученные текущие временные отсчеты дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте преобразуют в комплексную плоскость и формируют текущие временные отсчеты квадратурных составляющих этого цифрового сигнала;
- тактовые частоты временных отсчетов квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте преобразуют путем интерполяции к одной текущей тактовой частоте;
- формируют оценку мощности текущих временных отсчетов квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте (например, путем перемножения реальных и комплексных составляющих соответствующих текущих отсчетов данного сигнала);
- полученные текущие отсчеты мощности временных отсчетов квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте используют для анализа поражения данного сигнала импульсными помехами путем сравнения значений этих отсчетов мощности сигнала с текущим пороговым уровнем, который формируют по результатам статистической обработки отсчетов мощности;
- по факту превышения текущими временными отсчетами мощности квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте текущего значения порогового уровня выделяют соответствующие текущие номера, для которых наблюдается наличие импульсной помехи, формируют размер пораженного временного окна и осуществляют бланкирование сосредоточенных во времени помех в квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте;
- на текущей тактовой частоте производят цифроаналоговое преобразование очищенных от сосредоточенных во времени помех квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте и преобразуют их в аналоговый вид;
- на тактовой частоте входного ШПС производят аналого-цифровое преобразование очищенных от сосредоточенных во времени помех квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте и преобразуют их в цифровую форму.
По заданному сигналу управления производят выбор режима обработки очищенных от помех квадратурных выходных цифровых сигналов М каналов на тактовой частоте входного ШПС.
Для реализации заявляемого способа может быть использовано устройство, общая структурная схема которого представлена на фиг. 2, где обозначено:
1
М
4-4 - узел пространственной селекции;
1
М
5-5 - узел формирования рабочих полос;
1
М
6-6 - узел адаптивной компенсации помех;
1
М
7-7 - узел анализа и компенсации сосредоточенных по спектру помех;
1
М
8-8 - узел анализа и компенсации импульсных помех;
1
М
9-9 - узел согласования;
10 - узел обработки информации;
11 - узел управления;
М - число однотипных параллельных каналов обработки сигналов, в данном случае М≥2.
1
М
1
М
Устройство состоит из М узлов пространственной селекции 4-4, М узлов формирования рабочих полос 5-5, М однотипных параллельных каналов обработки сигналов, узла обработки информации 10 и узла управления 11.
1
М
1
М
1
M
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
Каждый из М каналов обработки сигналов содержит соответствующие последовательно соединенные узел адаптивной компенсации помех 6-6, узел анализа и компенсации сосредоточенных по спектру помех 7-7, узел анализа и компенсации импульсных помех 8-8 и узел согласования 9-9. Первые антенные входы М узлов пространственной селекции 4-4 являются входами аналогового широкополосного радиосигнала устройства. Выходы М узлов пространственной селекции 4-4 являются выходами оцифрованного на заданной тактовой частоте широкополосного сигнала на промежуточной частоте в рабочей полосе полезного сигнала и соединены с первыми входами соответствующих узлов формирования рабочих полос 5-5. Вторые входы узлов пространственной селекции 4-4, узлов формирования рабочих полос 5-5, узлов анализа и компенсации сосредоточенных по спектру помех 7-7, узлов анализа и компенсации импульсных помех 8-8, узлов согласования 9-9, (М+1)-е входы узлов адаптивной компенсации помех 6-6 и узла обработки информации 10 являются управляющими входами и соединены с выходом узла управления 11, вход которого является входом сигнала установки режима приема/передачи (пр./прд.) предлагаемого устройства.
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
Выход каждого из М узлов формирования рабочих полос 5-5 является выходом оцифрованного на соответствующей тактовой частоте широкополосного сигнала на соответствующей промежуточной частоте в сформированной необходимой рабочей полосе пропускания соответствующего M-го узла формирования рабочих полос и соединен с сигнальным входом соответствующего узла адаптивной компенсации помех 6-6, а выходы остальных узлов формирования рабочих полос 5-5 соединены с остальными (М-1) входами «эталонного» сигнала каждого узла адаптивной компенсации помех 6-6. Выходы узлов согласования 9-9 являются выходами очищенного от помех входного широкополосного сигнала и соединены с соответствующими М входами узла обработки информации 10, выход которого является выходом устройства.
Работает предлагаемое устройство следующим образом.
Предварительно следует отметить, что в заявляемом устройстве используются цифровые сигналы, поэтому для их обработки наряду с аппаратными целесообразнее использовать программные и вычислительные средства. Вследствие этого для наглядного описания работы заявляемого устройства используем общий алгоритм процедуры последовательности операций, соответствующий заявляемому способу обработки входного ШПС.
Пусть в системе радиосвязи предусматривается возможность применения K - различных вариантов широкополосных сигналов, число и порядок передачи которых задается, например, по псевдослучайному закону. В режиме приема, как правило, по отдельному каналу на вход узла управления 11 поступает сигнал установки режима пр/прд с сообщением о возможных вариантах структур передаваемых широкополосных сигналов, поэтому можно считать, что априори известны их возможная спектральная полоса и тактовая частота.
1
М
1
М
1
М
1
М
Входной сигнал представляет собой аддитивную смесь широкополосного полезного радиосигнала, шумовой составляющей и сосредоточенных по спектру и времени помех. Этот сигнал поступает на первые М антенные входы узлов пространственной селекции 4-4, в результате чего осуществляется пространственное разнесение. Предварительно по команде с узла управления 11 выполняют соответствующую настройку параметров антенн, например, изменение диаграммы направленности, необходимое для обеспечения дальнейшей обработки. В каждом из узлов пространственной селекции 4-4 выполняют процедуру переноса несущей частоты входного аналогового широкополосного радиосигнала на промежуточную частоту в рабочей полосе полезного сигнала и преобразование этого сигнала в цифровую форму на заданной тактовой частоте, обеспечивающей требуемое качество представления. Сформированные оцифрованные на заданной тактовой частоте широкополосные сигналы с выходов узлов пространственной селекции 4-4 поступают на первые входы соответствующих узлов формирования рабочих полос 5-5, на вторые входы которых с узла управления 11 подают управляющий сигнал для задания параметров соответствующего канала. При этом задаются необходимая рабочая полоса пропускания канала, соответствующая промежуточная частота и соответствующая тактовая частота, удобная для дальнейшей обработки и, как правило, несинхронная с тактовой частотой входного широкополосного сигнала.
Назначение промежуточной и тактовой частоты при заданной полосе ШПС для K возможных вариантов широкополосных сигналов осуществляют таким образом, чтобы обеспечить одинаковую (требуемую) точность представления цифровых сигналов для различных частотных областей и снизить сложность обработки.
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
Сформированные в узлах формирования рабочих полос 5-5 в рабочей полосе полезного сигнала оцифрованные на заданной тактовой частоте соответствующие широкополосные сигналы на промежуточной частоте поступают на сигнальный вход соответствующего узла адаптивной компенсации помех 6-6. При этом оцифрованные сигналы с заданными параметрами с выходов остальных узлов формирования рабочих полос 5-5 поступают на остальные (М-1) входы «эталонного» сигнала каждого узла адаптивной компенсации помех 6-6, структура каждого из которых идентична структуре устройства-прототипа. В каждом узле адаптивной компенсации помех 6-6 выполняют последовательность операций, соответствующую адаптивной фильтрации помех со многими «эталонными» входами [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Б. Уидроу, С. Стирнз: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. - 440 с., С. 297-299.], что позволяет получить оптимальное установившееся решение для задачи подавления многих помех. Очищенные от помех оцифрованные сигналы с выходов узлов адаптивной компенсации помех 6-6 поступают на первые входы соответствующих узлов анализа и компенсации сосредоточенных по спектру помех 7-7. Эти оцифрованные сигналы путем применения процедуры БПФ [Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов / Л. Рабинер, Б. Гоулд: Пер. с англ. - М.: Мир, 1978. - 848 с.] преобразуют в частотную область. Далее полученные частотные отсчеты очищенного от помех в узлах адаптивной компенсации помех 6-6 оцифрованного сигнала используют для дополнительного анализа остаточного поражения спектра этого сигнала узкополосными помехами. Данную процедуру выполняют путем сравнения амплитуд гармоник текущего спектра очищенного от помех в узлах адаптивной компенсации помех 6-6 цифрового сигнала с текущим пороговым уровнем, который формируют, например, по результатам обработки выбранных текущих статистик частотных отсчетов или по результатам, полученным эмпирическим путем.
Один из вариантов выбора порогового уровня при анализе узкополосных помех приведен в [Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / Г.И. Тузов, В.А. Сивов, В.И. Прытков и др.; Под ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с., С. 214-218.]). Корректнее для оценки и формирования значения порогового уровня использовать статистические характеристики, например вероятность ложной тревоги. Необходимые статистические характеристики для обрабатываемого случайного процесса легко рассчитываются аналитически, так как в силу центральной предельной теоремы [Купер Дж., Макгиллем К. Вероятностные методы анализа сигналов и систем / Дж. Купер, К. Макгиллем.: Пер. с англ. - М.: Мир, 1989. - 376 с., С. 73.] можно считать, что усредненные значения амплитудного спектра имеют распределение, близкое к нормальному. Оценку параметров (моменты) этого распределения выполняют при дополнительной статистической обработке последовательностей отсчетов усредненного амплитудного спектра.
1
М
По факту превышения порогового уровня текущим мгновенным амплитудным значением спектра очищенного от помех в узлах адаптивной компенсации помех 6-6 оцифрованного сигнала выделяют соответствующий текущий номер отсчета, для которого наблюдается наличие узкополосной помехи, и оценивают ее уровень. Полученные характеристики используют в качестве управляющих сигналов при выполнении коррекции текущих частотных отсчетов очищенного от помех оцифрованного сигнала, например, в оптимальном выравнивателе спектра путем весовой компенсации. В качестве оптимального выравнивателя спектра часто используют банк управляемых цифровых трансверсальных фильтров.
1
М
1
М
Полученные частотные отсчеты скорректированного спектра цифрового сигнала, дополнительно очищенного от узкополосных помех, с выходов узлов анализа и компенсации сосредоточенных по спектру помех 7-7 подают на первые входы соответствующих узлов анализа и компенсации импульсных помех 8-8 и преобразуют во временную область путем применения процедуры обратного быстрого преобразования Фурье [Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов / Л. Рабинер, Б. Гоулд: Пер. с англ. - М.: Мир, 1978. - 848 с.]. Полученные временные отсчеты сигнала преобразуют в комплексную плоскость и формируют его квадратурные составляющие. Применяя, например, процедуру интерполяции [Ай-фичер, Эммануил С., Джервис, Барри У. Цифровая обработка сигналов: Практический подход, 2-е издание / Айфичер, С. Эммануил, Джервис, У. Барри: Пер. с англ. - М.: Издательский дом "Вильяме", 2004. - 992 с., С. 632; Оппенгейм А., Шафер Р. Цифровая обработка сигналов / А. Оппенгейм, Р. Шафер. - М.: Техносфера, 2006. - 856 с., С. 179.], соответствующие тактовые частоты временных отсчетов квадратурных составляющих сигналов каналов преобразуют к одной текущей тактовой частоте.
Преобразованные текущие временные отсчеты квадратурных составляющих сигнала на одной текущей тактовой частоте используют для анализа и выделения импульсных помех. Для этого, например, выполняют анализ текущей мощности временных отсчетов оцифрованного сигнала путем сравнения текущих значений отсчетов мощности сигнала с текущим значением порогового уровня.
Оценку мощности текущих временных отсчетов оцифрованного сигнала формируют, например, путем перемножения их реальных и комплексных (квадратурных) составляющих. Текущий уровень порога формируют, например, по текущей средней мощности сигнала на основе статистической обработки выборок текущих временных отсчетов мощности с учетом предыстории процесса.
По факту превышения текущего значения порогового уровня текущими временными отсчетами мощности оцифрованного сигнала определяют соответствующие текущие номера отсчетов оцифрованного квадратурного сигнала, для которых наблюдается наличие импульсной помехи. Формируют временной интервал, пораженный импульсными помехами, и осуществляют бланкирование текущих временных отсчетов квадратурных составляющих оцифрованного сигнала, принадлежащих этому интервалу.
1
М
1
M
1
М
Дополнительно очищенные от помех, сосредоточенных по спектру, в узлах 7-7 и импульсных помех в узлах 8-8, текущие временные отсчеты квадратурных составляющих оцифрованного сигнала на одной текущей тактовой частоте подают на первые входы соответствующих узлов согласования 9-9, в которых путем пары последовательных преобразований ЦАП-АЦП формируют квадратурные составляющие оцифрованного сигнала на тактовой частоте входного широкополосного сигнала, которые далее поступают на соответствующие входы узла обработки информации 10.
По сигналу управления с узла управления 11 в узле обработки информации 10 производят выбор режима обработки очищенных от помех квадратурных составляющих выходных цифровых сигналов М каналов для выделения информации [Прокис Дж. Цифровая связь / Дж. Прокис: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 2000. - 800 с.].
Принципы построения заявляемого устройства и использование цифровых сигналов позволяют для его реализации применять высокопроизводительные специализированные цифровые сигнальные процессоры (digital signal processor (DSP)) и быстродействующие программируемые логические интегральные схемы (ПЛИС, Field Programmable Gate Array (FPGA)), например, типов 1892BM3E (Multicore), 1892 ВМ10Я (NVcom) и FPGAs, Virtex-7 и их перспективные версии, работающие, например, по программе «Адаптивное и согласованное подавление флуктуационных шумов и сосредоточенных помех для приемника широкополосного сигнала» (свидетельство о государственной регистрации программы для ЭВМ №2013616030, дата регистрации 25 июня 2013 г.).
Следует отметить, что предлагаемые способ и устройство позволяют рационально использовать преимущества принципа адаптивной фильтрации помех в сочетании с принципом согласованной фильтрации для повышения интегральной помехозащищенности при приеме ШПС. Представленное решение проблемы компенсации комплекса помех при приеме ШПС сочетает в себе способность качественной обработки при умеренных аппаратных затратах на ее реализацию.
В отличие от прототипа предлагаемая процедура обработки автоматически обеспечивает необходимые и корректные условия для реализации способа адаптивной компенсации помех за счет пространственного разнесения при приеме входного ШПС и возможности управления изменением диаграммы направленности антенных систем.
Сопоставительный анализ заявляемого способа адаптивного и согласованного подавления флуктуационных шумов и сосредоточенных по частоте и времени помех при приеме широкополосных сигналов с прототипом показывает, что заявляемый способ существенно отличается от прототипа.
Предварительно следует заметить, что способ-прототип и заявляемый способ адаптивной фильтрации для каждого канала включают следующие общие признаки:
- осуществляют цифровую фильтрацию последовательности текущих временных отсчетов цифрового входного сигнала;
- формируют последовательность/вектор текущих временных отсчетов сигнала ошибки отфильтрованного цифрового входного сигнала относительно цифрового «эталонного» сигнала путем поэлементного вычитания;
- формируют временную последовательность/вектор текущих мгновенных значений квадратичного сигнала ошибки путем возведения в квадрат дискретного временного сигнала ошибки отфильтрованного цифрового входного сигнала;
- формируют многомерную квадратичную рабочую функцию СКО - временную последовательность мгновенных значений квадратичного сигнала ошибки путем определения математического ожидания последовательности мгновенных текущих значений квадратичного сигнала ошибки;
- выполняя процедуру поиска экстремума функции, находят текущий вектор оптимальных весовых коэффициентов цифрового фильтра, обеспечивающих минимум рабочей функции СКО;
- используя найденный текущий вектор оптимальных весовых коэффициентов, осуществляют следующий этап адаптивной компенсации помех, для этого повторяют последовательность операций всех предыдущих пунктов.
Отличительные признаки заявляемого способа от способа-прототипа
- По команде управления устанавливают необходимые параметры каждой из М антенн приемника ШПС и режимы обработки сигналов.
- Производят преобразование несущей частоты выходного аналогового широкополосного радиосигнала каждой из М антенн на промежуточную частоту в рабочей полосе полезного сигнала.
- Производят аналого-цифровое преобразование выходного аналогового широкополосного сигнала каждой из М антенн на промежуточной частоте и оцифровывают с заданной тактовой частотой, как правило, несинхронной тактовой частоте входного широкополосного сигнала.
- Формируют последовательности/векторы временных отсчетов оцифрованных с заданной тактовой частотой выходных аналоговых широкополосных сигналов на промежуточной частоте, принятых каждой из М антенн, в максимально возможной заданной полосе входного широкополосного сигнала и осуществляют перенос на более низкую промежуточную частоту.
- В каждом из М каналов
формируют необходимую рабочую полосу пропускания канала на соответствующей промежуточной частоте для соответствующего оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на более низкой промежуточной частоте;
формируют последовательность/вектор текущих временных отсчетов оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте, как правило, несинхронной с тактовой частотой входного ШПС;
в процессе выполнения адаптивной компенсации помех в канале формируют текущие временные отсчеты очищенного от помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте;
текущие временные отсчеты очищенного от помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте преобразуют в частотную область путем применения процедуры быстрого преобразования Фурье (БПФ);
полученные в процессе выполнения БПФ при адаптивной компенсации помех текущие частотные отсчеты очищенного от помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте используют для дополнительного анализа поражения спектра этого сигнала узкополосными помехами путем сравнения амплитуд гармоник текущего спектра этого сигнала с текущим пороговым уровнем, который формируют по результатам обработки выбранных статистик текущих частотных отсчетов данного сигнала;
по факту превышения текущим мгновенным амплитудным значением спектра очищенного от помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте текущего порогового уровня выделяют соответствующий текущий номер отсчета, для которого наблюдается наличие узкополосной помехи, оценивают уровень помехи и выполняют ее коррекцию путем весовой компенсации;
полученные текущие частотные отсчеты скорректированного спектра дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте преобразуют во временную область путем применения процедуры обратного быстрого преобразования Фурье;
полученные текущие временные отсчеты дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте преобразуют в комплексную плоскость и формируют текущие временные отсчеты квадратурных составляющих этого цифрового сигнала;
тактовые частоты временных отсчетов квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на соответствующей тактовой частоте преобразуют путем интерполяции к одной текущей тактовой частоте;
формируют оценку мощности текущих временных отсчетов квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте;
полученные текущие отсчеты мощности временных отсчетов квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте используют для анализа поражения данного сигнала импульсными помехами путем сравнения значений этих отсчетов мощности сигнала с текущим пороговым уровнем, который формируют по результатам статистической обработки отсчетов мощности;
по факту превышения текущими временными отсчетами мощности квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте текущего значения порогового уровня выделяют соответствующие текущие номера, для которых наблюдается наличие импульсной помехи, формируют размер пораженного временного окна и осуществляют бланкирование сосредоточенных во времени помех в квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте;
на текущей тактовой частоте производят цифроаналоговое преобразование очищенных от сосредоточенных во времени помех квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте и преобразуют их в аналоговый вид;
на тактовой частоте входного ШПС производят аналого-цифровое преобразование очищенных от сосредоточенных во времени помех квадратурных составляющих дополнительно очищенного от узкополосных помех оцифрованного с заданной тактовой частотой выходного аналогового широкополосного сигнала на промежуточной частоте в сформированной рабочей полосе пропускания канала на текущей тактовой частоте и преобразуют их в цифровую форму.
По заданному сигналу управления производят выбор режима обработки очищенных от помех квадратурных выходных цифровых сигналов М каналов на тактовой частоте входного ШПС.
Сопоставительный анализ заявляемого способа подавления (компенсации) флуктуационных шумов и сосредоточенных по спектру и времени помех для приемников широкополосных сигналов с прототипом показывает, что заявляемый способ существенно отличается от способа-прототипа.
Общие признаки заявляемого устройства и прототипа.
1
М
Оба устройства содержат общий узел адаптивной компенсации помех 6-6 с одинаковой структурой и связями. В заявляемом устройстве узел адаптивной компенсации помех включен в каждом из М каналов.
Отличительные признаки заявляемого устройства от устройства-прототипа
1
М
1
М
1
М
1
М
1
М
В заявляемом устройстве и в устройстве-прототипе процедуры обработки принимаемого сигнала различны. Кроме того, дополнительно введены новые узлы: узел пространственной селекции 4-4, узел формирования рабочих полос 5-5, М однотипных каналов обработки сигналов, узел обработки информации 10 и узел управления 11. Каждый из М каналов обработки сигналов содержит последовательно соединенные узел анализа и компенсации сосредоточенных по спектру помех 7-7, узел анализа и компенсации импульсных помех 8-8, узел согласования 9-9.
Сравнение заявляемых объектов изобретения с прототипом и другими известными техническими решениями в данной области техники не позволило выявить совокупность заявляемых признаков, и поэтому они обеспечивают заявляемому техническому решению соответствие критериям «новизна», «существенные отличия» и «изобретательский уровень».
Графические материалы, используемые при описании изобретения:
Фиг. 1. Структурная схема устройства адаптивной компенсации помех - прототип.
Фиг. 2. Структурная схема устройства подавления (компенсации) флуктуационных шумов и сосредоточенных по спектру и времени помех для приемников широкополосных сигналов - заявляемое устройство.