ИСТОЧНИК ТОКА
CURRENT POWER SUPPLY

Изобретение относится к электронике и предназначено для использования в интегральных микросхемах на комплементарных транзисторах структуры металл-диэлектрик-полупроводник (КМДП).
Известно использование в КМДП-схемах параметрических источников тока, величины которых пропорциональны пороговому напряжению n- или p-канального МДП-транзистора. См., например, патент Великобритании №2070820, МКИ G05F 3/08, опубл. 9 сентября 1981 г. [1]. Подобные устройства не обеспечивают высокую стабильность тока, так как пороговое напряжение МДП-транзисторов зависит от температуры и меняется под воздействием дестабилизирующих производственных факторов.
Этот недостаток устранен в источнике тока, описанном в патенте США №4450367, НКИ 307/297, МКИ G05F 3/16, опубл. 22 мая 1984 г. [3]. Данное устройство содержит первый и второй диоды на p-n переходах, резистор, с первого по третий МДП-транзисторы с индуцированным каналом первого типа проводимости, истоки которых подключены к первой шине напряжения питания, а затворы соединены и подключены к стоку второго МДП-транзистора первого типа, первый и второй МДП-транзисторы с индуцированным каналом второго типа проводимости, затворы которых соединены и подключены к соединенным стокам первых МДП-транзисторов первого и второго типов, сток второго МДП-транзистора первого типа соединен со стоком второго МДП-транзистора второго типа, исток которого через резистор подключен к области первого типа проводимости второго диода, исток первого МДП-транзистора второго типа соединен с областью первого типа проводимости первого диода, области второго типа проводимости первого и второго диодов соединены со второй шиной напряжения питания, сток третьего МДП-транзистора первого типа является выходом тока.
Вырабатываемый источником выходной ток пропорционален току резистора, напряжение на котором равно разности напряжений на первом и втором диодах, возникающей вследствие того, что плотность тока в первом диоде выше, чем во втором. Напряжение на резисторе соответствует формуле
,
-23
-19
И1
И2
D1
D2
где Т - абсолютная температура, k=1,38⋅10 Дж/град - постоянная Больцмана, q=1,6⋅10 Кл - заряд электрона, I/I - отношение токов истоков первого и второго МДП-транзисторов второго типа, S, S - площади p-n переходов первого и второго диодов.
Величина напряжения на резисторе имеет положительный линейный температурный коэффициент, стабильность выходного тока по температуре в устройстве в некоторой степени достигается при положительной температурной зависимости сопротивления резистора, обычно выражаемой по квадратичному закону, в котором доминирует линейная составляющая
R
R
0
T1
0
T2
0
2
I=U/R(1+α(Т-Т)+α(Т-Т)),
0
0
Т1
Т2
где R - сопротивление резистора при определенной температуре Т, а α и α - температурные коэффициенты сопротивления.
Стабильность вырабатываемого устройством тока при изменении напряжения питания определяется стабильностью отношения токов стоков первого и второго МДП-транзисторов первого типа и точностью обеспечения равенства напряжений затвор-исток у первого и второго МДП-транзисторов второго типа. Дестабилизирующее действие на эти характеристики устройства оказывает проявление зависимости токов стоков МДП-транзисторов от напряжений стоков. У первых и вторых МДП-транзисторов обоих типов эти напряжения различаются особенно при крайних значениях диапазона напряжения питания. Это является недостатком устройства-аналога.
Технический результат полезной модели заключается в повышении стабильности вырабатываемого тока по напряжению питания.
Технический результат достигается тем, что в источник тока, содержащий первый и второй диоды на p-n переходах, резистор, с первого по третий МДП-транзисторы с индуцированным канналом первого типа проводимости, истоки которых подключены к первой шине напряжения питания, а затворы соединены со стоком второго МДП-транзистора первого типа, первый и второй МДП-транзисторы с индуцированным каналом второго типа проводимости, затворы которых соединены со стоками первых МДП-транзисторов первого и второго типов, сток второго МДП-транзистора первого типа соединен со стоком второго МДП-транзистора второго типа, исток которого через резистор подключен к области первого типа проводимости второго диода, исток первого МДП-транзистора второго типа соединен с областью первого типа проводимости первого диода, области второго типа проводимости первого и второго диодов соединены со второй шиной напряжения питания, сток третьего МДП-транзистора первого типа является выходом тока, дополнительно введены четвертый и пятый МДП-транзисторы с индуцированным каналом первого типа проводимости, истоки которых подключены к первой шине напряжения питания, третий и четвертый МДП-транзисторы с индуцированным каналом второго типа проводимости, истоки которых подключены соответственно к истокам первого и второго МДП-транзисторов второго типа, сток третьего МДП-транзистора второго типа соединен со стоком и затвором четвертого МДП-транзистора первого типа, а затвор подключен к стоку первого МДП-транзистора первого типа, сток и затвор четвертого МДП-транзистора второго типа соединены со стоком пятого МДП-транзистора первого типа, затвор которого подключен к стоку четвертого МДП-транзистора первого типа.
Указанное выполнение устройства позволяет повысить стабильность выходного тока при изменении напряжения питания.
Отличительными признаками изобретения являются наличие четвертого и пятого МДП-транзисторов с индуцированным каналом первого типа проводимости, третьего и четвертого МДП-транзисторов с индуцированным каналом второго типа проводимости и выполнение их связей.
Изобретение поясняется чертежами, где на Фиг. 1 изображена электрическая схема источника тока, Фиг. 2 поясняет используемую аппроксимацию температурной зависимости сопротивления резистора.
Для облегчения понимания работы схемы на чертеже и в последующем описании проводимости полупроводников первого и второго типов представлены соответственно как проводимости p и n типов, а первая и вторая шины напряжений питания - соответственно как шины положительного напряжения питания и нулевого потенциала.
П
Источник тока содержит резистор 1, с первого по пятый МДП-транзисторы 2-6 с индуцированным каналом p типа проводимости, истоки которых подключены к шине +U положительного напряжения питания, с первого по третий МДП-транзисторы 7-9 с индуцированным каналом n типа проводимости, затворы которых соединены и подключены к соединенным стокам первых МДП-транзисторов 2 и 7 p и n типов, сток второго p-МДП-транзистора 3 соединен со стоком второго n-МДП-транзистора 8 и с затворами с первого по третий p-МДП-транзисторов 2-4, сток третьего p-МДП-транзистора 4 является выходом тока I, четвертый МДП-транзистор 10 с индуцированным каналом n типа, затвор и сток которого соединены со стоком пятого p-МДП-транзистора 6, истоки второго и четвертого n-МДП-транзисторов 8 и 10 соединены с первым выводом резистора 1, первый и второй диоды 11 и 12 на p-n переходах, p-области которых соответственно подключены к соединенным истокам первого и третьего n-МДП-транзисторов 7, 9 и ко второму выводу резистора 1, а n-области диодов 11, 12 соединены с шиной нулевого потенциала, затвор и сток четвертого p-МДП-транзистора 5 соединены со стоком третьего n-МДП-транзистора 9 и с затвором пятого p-МДП-транзистора 6.
СИ
ЗИ
СИ
ЗИ
ПОР
Все МДП-транзисторы 2-10 устройства работают в области насыщения. У каждого из них прямо приложенное напряжение U между стоком и истоком превосходит превышение напряжением Uзатвор-исток своего порогового значения, то есть U>U-U. Следовательно, для транзисторов 2-10 справедлива известная формула (1) вольтамперной характеристики МДП-транзистора в области насыщения.
С
где, I - ток стока, а β - крутизна.
ПОР
Необходимым условием правильной работы устройства также является равенство пороговых напряжений U у всех МДП-транзисторов каждого типа.
2
5
3
6
2
3
6
5
Пары p-МДП-транзисторов 2, 3 и 5, 6 образуют токовые зеркала, причем транзисторы 2, 5 и 3, 6 попарно идентичны по параметрам, у них в том числе β=β и β=β. В соответствии с (1) отношения возвращаемых токов стоков p-МДП-транзисторов 2 и 6 к принимаемым токам стоков p-МДП-транзисторов 3 и 5 прямо пропорциональны отношениям крутизн β/β и β/β транзисторов 2, 3 и 6, 5.
Идентичные по параметрам n-МДП транзисторы 7 и 9 образуют токовое зеркало, в котором возвращаемый ток стока транзистора 9 равен принимаемому току стока транзистора 7, чем достигается равенство тока стока p-МДП транзистора 5 току стока p-МДП транзистора 2, а также равенство тока стока n-МДП транзистора 6 току стока n-МДП транзистора 3. P-МДП-транзисторы 8 и 10 идентичны. Отношение крутизн транзисторов 7 и 8 равно отношению крутизн p-МДП-транзисторов 2 и 3.
Токи стоков транзисторов 7 и 8 соответственно равны токам стоков транзисторов 2 и 3, чем достигается равенство напряжений
Из выражения (4) следует равенство напряжений на истоках транзисторов 7 и 8, имеющих один и тот же потенциал на затворах. К токам истоков транзисторов 7 и 8 добавляются соответственно равные им токи истоков транзисторов 9 и 10.
Равенство напряжений на истоках n-МДП-транзисторов 7 и 8 обеспечивает равенство напряжений на диоде 11 и на цепи из последовательно соединенных резисторе 1 и диоде 12.
D11
D12
Соотношения площадей p-n переходов S, S диодов 11, 12 и их токов обеспечивают более высокую плотность тока у диода 11, поэтому напряжение на диоде 11 выше, чем на диоде 12.
С учетом отношения (3) разность напряжений на диодах 11 и 12, прикладываемая к резистору 1, задающему ток стоков транзисторов 8 и 10, в зависимости от абсолютной температуры T выражает формула
4
3
Половина тока резистора 1 протекает в p-МДП-транзисторе 3 и через p-МДП-транзистор 4 отражается в Выход I в пропорции, определяемой отношением крутизн β/β этих транзисторов.
D
СИ
Формула (5) демонстрирует стабильность величины вырабатываемого тока по напряжению питания тем, что в ней присутствуют только конструктивные параметры элементов схемы - отношения крутизн β МДП-транзисторов и площадей S p-n переходов диодов. Однако, эта формула выведена на основе не вполне точного выражения (1), в котором пренебрегли эффектом модуляции длины канала в зависимости от сток-истокового напряжения U.
Более точно величину тока стока МДП-транзистора в области насыщения определяет уравнение Шичмена-Ходжеса
в котором через коэффициент λ учтена модуляция длины канала.
П
ЗИ
Из схемы устройства хорошо видно, что если напряжение питания U существенно отличается от суммы величин напряжений U у p- и n-МДП-транзисторов и напряжения на диоде 11, то разности потенциалов стоков и истоков во всех парах, образующих токовые зеркала транзисторов, будут сильно различаться. Тем не менее, это различие будет примерно одинаково у всех пар, включая транзисторы 5 и 6. Равенство потенциала стока транзистора 6 потенциалу стока транзистора 2 обеспечивает транзистор 10.
СИ
Обозначим усредненную разность напряжений сток-исток ΔU.
По уточненной формуле (6) отношения токов транзисторов 2, 3 и 5, 6 примут вид
С учетом выражений (3) и (7) отношение токов в диодах 11 и 12, которое можно представить через отношение сумм токов стока транзисторов 2, 5 и транзисторов 3, 6, примет следующий вид.
3
2
C5
C3
2
3
В стоках транзисторов 3 и 5 протекают токи стоков транзисторов 8 и 9, которые соотносятся как β/β. Подставив в формулу (8) выражение I=I⋅β/β и выражение (2), получим:
СИ
Возможность сокращения всех параметров, зависящих от ΔU, в формуле (9) доказывает достижение компенсации влияния на работу устройства эффекта модуляции длин каналов МДП-транзисторов в допускаемой принятыми приближениями мере.
Температурная стабильность вырабатываемого устройством тока в какой-то степени достигается в случае применения в нем резистора с положительной температурной зависимостью сопротивления, с минимальной погрешностью поддающейся аппроксимации линейной зависимостью от абсолютной температуры Т, то есть выражаемой формулой
0
0
в которой R' соответствует сопротивлению резистора при абсолютной температуре Т'. В этом случае номинальная величина выходного тока будет соответствовать независящему от Т выражению
0
T1
0
Т2
0
Т1
MIN
MAX
MIN
MAX
0
0
0
2
Приближение общепринятого выражения температурной зависимости сопротивления R=R(1+α(T-Т)+α(Т-Т)) к виду (10) при положительном коэффициенте α иллюстрируют графики фиг. 2. График реальной температурной зависимости сопротивления в определенном диапазоне T-T строят в прямоугольной системе координат с осями абсолютных температур Т и сопротивлений R, пересекающимися в точке Т=0, R=0. Из начала координат проводят два луча сверху и снизу касающиеся графика. Через середину отрезка параллельной оси R прямой между точками ее пересечения с лучами - касательными из начала координат проводят средний луч. Отрезок среднего луча в диапазоне T-T представляет искомый аппроксимирующий график температурной зависимости. Координаты любой его точки можно принять как параметры аппроксимации Т' и R', но правильнее было бы взять точку пересечения луча с линией реального графика. Это позволит оценить точность расчета параметров схемы сравнением полученных значений с ожидаемыми при конкретной температуре Т'.
MAX
MAX
Геометрические построения на Фиг. 2 позволяют определить величину крайних значений относительной погрешности аппроксимации. Ее вычисляют делением длины отрезка параллельной оси R прямой (на Фиг. 2 она проходит через T) между средним лучом и одним из касательных на координату R (R) точки пересечения среднего луча, то есть в данном примере
Этим способом из возможных конструктивных решений резисторов по их экспериментально определенным или вычисленным температурным зависимостям можно выбрать вариант, обеспечивающий лучшую темостабильность устройства при минимальном δR.
Таким образом, источник вырабатывает ток, стабильность которого по напряжению питания задается конструктивными параметрами элементов, определяющими отношения крутизн МДП-транзисторов одинаковых типов проводимости и площадей диодов, и не зависящими от воздействий производственных и эксплуатационных факторов. Темостабильность устройства определяет возможная точность линейно-пропорциональной абсолютной температуре аппроксимации температурной зависимости сопротивления резистора.
Результаты моделирования заявляемого изобретения «Источник тока»
Для подтверждения работоспособности источника тока и подтверждения достижения технического результата автором проведено его моделирование в сравнении с аналогом при помощи программы SpectreS САПР Cadence, используя модели биполярных, применяемых в качестве диодов, и МОП транзисторов.
Параметры модели биполярных PNP транзисторов:
Тип модели
pnp
Ток насыщения при температуре 27°С
IS=1,56E-17 А
Максимальный коэффициент усиления тока в нормальном режиме в схеме с ОЭ
BF=15,1
Коэффициент неидеальности в нормальном режиме
NF=1
Коэффициент неидеальности в инверсном режиме
NR=0,995
Максимальный коэффициент усиления тока в инверсном режиме в схеме с ОЭ
BR=0,12
Обратный ток эмиттерного p-n перехода
ISE=2,25E-16 A
Обратный ток коллекторного p-n перехода
ISC=5,12E-15 A
Коэффициент неидеальности эмиттерного p-n перехода
NE=2
Коэффициент неидеальности коллекторного p-n перехода
NC=1,06
Напряжение Эрли в нормальном режиме
VAF=199,2 В
Напряжение Эрли в инверсном режиме
VAR=19,9 В
Точка начала спада зависимости BF от тока коллектора в нормальном режиме
IKF=2,738E-4 A
Точка начала спада зависимости BR от тока коллектора в инверсном режиме
IKR=1,0E-3 A
Объемное сопротивление базы (max) при нулевом смещении
RB=84,66 Ом
Максимальное сопртивление базы при больших токах
RBM=25 Ом
Ток базы, при котором сопротивление базы уменьшается на 50% от полного перепада между RB и RBM
IRB=8,0E-5 A
Объемное сопротивление эмиттера
RE=6 Ом
Объемное сопротивление коллектора
RC=129,7 Ом
Емкость эмиттерного перехода при U<sub>ЭБ</sub>=0
CJE=1,72E-14 Ф
Контактная разность потенциалов эмиттерного перехода
VJE=0,91 В
Коэффициент, учитывающий плавность эмиттерного перехода
MJE=0,477
Емкость коллекторного перехода при U<sub>КБ</sub>=0
CJC=1,79E-14 Ф
Контактная разность потенциалов коллекторного p-n перехода
VJC=0,5 В
Коэффициент, учитывающий плавность коллекторного p-n перехода
MJC=0,207
Емкость перехода коллектор-подложка при U<sub>КП</sub>=0
CJS=0 Ф
Контактная разность потенциалов p-n перехода коллектор-подложка
VJS=0,75 В
Коэффициент, учитывающий плавность p-n перехода кол-з-подложка
MJS=0,
Время переноса заряда в нормальном режиме
TF=6,4E-9 с
Время переноса заряда в инверсном режиме
TR=0 с
Температурный коэффициент BF и BR
XTB=2,21
Коэффициент нелинейности барьерных емкостей прямосмещенных p-n переходов
FC=0,5
Ширина запрещенной зоны
EG=1,115 эВ
Температурный коэффициент IS
XTI=5,749
Параметры модели Р-канальных МОП-транзисторов:
Тип медели
bsim3v3
Признак модели подвижности
mobmod=1.000e+00
Признак квазистатической модели
nqsmod=0.000e+00
Коэффициент влияния подложки
k1=5.626е-01 B<sup>1/2</sup>
k2=-1.66e-02
k3=1.485е+01
k3b=-1.40e+00 В<sup>-1</sup>
Концентрация примеси в области вывода
nch=5.948e+16 см<sup>-3</sup>
Пороговое напряжение при нулевом смещении
vth0=-4.85e-01 В
Коэффициенты влияния эффекта короткого канала
dvt0=2.066e+00
на пороговое напряжение
dvt1=5.015e-01
dvt2=-3.99e-02 B<sup>-1</sup>
Коэффициент смещения подложки
при эффекте объемного заряда
keta=-7.67e-03 B<sup>-1</sup>
Коэффициенты влияния тока в подложке
pscbe1=5.000e+08 В/м
pscbe2=1.000e-10 м/В
Критическая подвижность носителей
u0=1.115e+02 B<sup>-1</sup>
при нулевом смещении на подложке
Коэффициенты зависимости
ua=6.770e-11 м/В
подвижности
ub=1.040e-18 (м/В)<sup>2</sup>
uc=-1.16e-10 (м/В)<sup>2</sup>
Коэффициенты статической обратной связи,
eta0=4.843e-02
влияющей на пороговое напряжение
etab=-3.50e-05 В<sup>-1</sup>
dsub=4.379e-01
Коэффициент модуляции длины канала
pclm=1.459e+00
Коэффициент зависимости от длины канала для
обратной связи, влияющей на выходное сопротивление
drout=7.861e-02
Коэффициент эффекта объемного заряда
a0=7.522e-01
Скорость дрейфа носителей
vsat=9.496e+04 см/с
Коэффициент влияния объемного заряда на ширину канала
b0=3.421е-07 м
Коэффициент влияния ширины канала на пороговое напряжение
delta=1.000e-02
Коэффициенты статической обратной связи,
pdiblc1=5.872e-03
влияющей на выходное сопротивление
pdiblc2=3.394e-04
pdiblcb=-3.18e-01 В<sup>-1</sup>
Параметр эффекта узкого канала
w0=7.289e-07 м
Уменьшение эффективной длины канала
dlc=lint=9.927e-08 м
Уменьшение эффективной ширины канала
dwc=wint=3.878e-08 м
Температурные коэффициент скорости дрейфа
at=3.300e+04 м/с
Температурные коэффициент подвижности
ute=-1.40e+00
Температурные коэффициенты порогового напряжения
kt1=-5.70e-01 В
kt2=2.200e-02
Удельная емкость перекрытия затвор-сток
cgdo=3.400e-10 Ф/м
и затвор - исток за счет боковой диффузии
cgso=3.400e-10 Ф/м
Удельная емкость перекрытия затвор-подложка
за счет выхода затвора за пределы канала
cgbo=1.300е-10 Ф/м
Коэффициент насыщения поля
ckappa=6.000e-01
Указатель, определяющий заряд емкости затвор-окисел
xpart=1.000e+00
Удельное сопротивление утечки сток-исток
rdsw=3.796e+03 Ом/м
Удельная емкость выводов
cit=3.231e-04 Ф/м<sup>2</sup>
Толщина окисла затвора
tox=1.270e-08 м
Коэффициент поверхностной неоднородности
распределения примеси
nlx=2.784e-07 м
Удельное сопротивление диффузионных
областей истока и стока
rsh=6.000e+01 Om/
Металлургическая глубина р-n перехода
xj=3.000e-07 m
Плотность тока насыщения
js=2.000e-05 А/м<sup>2</sup>
Удельная емкость p-n перехода при нулевом смещении
cj=6.000e-04 Ф/м<sup>2</sup>
Удельная емкость боковой поверхности
p-n перехода при нулевом смещении
cjsw=3.300e-10 Ф/м
Коэффициент, учитывающий плавность
p-n перехода подложка-сток (исток),
mj=4.400e-01
Коэффициент, учитывающий плавность боковой
поверхности p-n перехода подложка-сток (исток)
mjsw=2.400e-01
Напряжение инверсии приповерхностного слоя подложки
pb=8.400e-01 В
Напряжение инверсии боковой поверхности
p-n перехода подложки
pbsw=8.400e-01 В
Параметры модели N-канальных МОП-транзисторов:
Тип модели
bsim3v3
Признак модели подвижности
mobmod=1.000e+00
Признак квазистатической модели
nqsmod=0.000e+00
Коэффициент влияния подложки
k1=1.05е-00 В<sup>1/2</sup>
k2=-1.23е-01
k3=6.535е+00
k3b=-2.02e+00 В<sup>-1</sup>
Концентрация примеси в области вывода
nch=9.114e+16 см<sup>-3</sup>
Пороговое напряжение при нулевом смещении
vth0=3.68e-01 В
Коэффициенты влияния эффекта короткого канала
dvt0=3.561e+00
на пороговое напряжение
dvt1=8.652e-01
dvt2=-2.50e-01 В<sup>-1</sup>
Коэффициент смещения подложки
при эффекте объемного заряда
keta=4.48e-02 B<sup>-1</sup>
Коэффициенты влияния тока в подложке
pscbe1=3.616e+08 В/м
pscbe2=1.020e-05 м/В
Критическая подвижность носителей
при нулевом смещении на подложке
u0=4.269e+02 B<sup>-1</sup>
Коэффициенты зависимости
ua=1.000e-12 м/В
подвижности
ub=1.709e-18 (м/В)<sup>2</sup>
uc=3.60е-11 (м/В)<sup>2</sup>
Коэффициенты статической обратной связи,
eta0=1.008e-02
влияющей на пороговое напряжение
etab=-1.72e-02 В<sup>-1</sup>
dsub=5.000e-01
Коэффициент модуляции длины канала
pclm=9.549e-01
Коэффициент зависимости об длины канала для
обратной связи, влияющей на выходное сопротивление
drout=3.510e-01
Коэффициент эффекта объемного заряда
a0=9.550e-01
Скорость дрейфа носителей
vsat=8.665e+04 см/с
Коэффициент влияния объемного заряда на ширину канала
b0=2.652е-07 м
Коэффициент влияния ширины канала на пороговое напряжение
delta=1.000e-02
Коэффициенты статической обратной связи
pdiblc1=2.750e-02
влияющей на выходное сопротивление
pdiblc2=1.069e-03
pdiblcb=-2.306e-01 В<sup>-1</sup>
Параметр эффекта узкого канала
w0=3.151e-08 м
Уменьшение эффективной длины канала
dlc=lint=1.449e-07 м
Уменьшение эффективной ширины канала
dwc=wint=-8.94e-09 м
Температурный коэффициент скорости дрейфа
at=3.300e+04 м/с
Температурный коэффициент подвижности
ute=-1.90e+00
Температурные коэффициенты порогового напряжения
kt1=-4.20e-01 В
kt2=2.200e-02
Удельная емкость перекрытия затвор-сток
cgdo=3.400e-10 Ф/м
и затвор-исток за счет боковой диффузии
cgso=3.400e-10 Ф/м
Удельная емкость перекрытия затвор-подложка
за счет выхода затвора за пределы канала
cgbo=1.300e-10 Ф/м
Коэффициент насыщения поля
ckappa=6.000е-01
Указатель, определяющий заряд емкости затвор-окисел
xpart=1.000e+00
Удельное сопротивление утечки сток-исток
rdsw=1.687e+03 Ом/м
Удельная емкость выводов
cit=2.234e-04 Ф/м<sup>2</sup>
Коэффициент поверхностной неоднородности
распределения примеси
nlx=1.000e-10 м
Толщина окисла затвора
tox=3.50e-08 м
Удельное сопротивление диффузионных
областей истока и стока
rsh=6.000e+01 Om/
Металлургическая глубина p-n перехода
xj=3.000e-07 м
Плотность тока насыщения
js=2.000e-05 A/m<sup>2</sup>
Удельная емкость p-n перехода при нулевом смещении
cj=3.800e-04 Ф/м<sup>2</sup>
Удельная емкость боковой поверхности
p-n перехода при нулевом смещении
cjsw=4.300e-10 Ф/м
Коэффициент, учитывающий плавность
p-n перехода подложка-сток (исток)
mj=4.400e-01
Коэффициент, учитывающий плавность боковой
поверхности p-n перехода подложка-сток (исток)
mjsw=2.500e-01
Напряжение инверсии приповерхностного слоя подложки
pb=8.400e-01 В
Напряжение инверсии боковой поверхности
p-n перехода подложки
pbsw=8.400e-01 В
На рис. 1 и 2 представлены схемы моделирования заявляемого устройства и его ближайшего аналога.
Для моделирования выбрана температурная зависимость сопротивлений резисторов с положительными значениями температурных коэффициентов -
0
2
R=R(1+0,003(Т-300 K)+0,000002(Т-300 K))
D1
D2
Значение линейного температурного коэффициента обеспечивает минимальный температурный дрейф вырабатываемого тока у сравниваемых устройств при отношении тока первого диода к току второго диода - 2:1 и отношении площадей p-n переходов диодов S:S=1:8.
CC
Полученные при помощи моделирования значения токов на выходах сравниваемых устройств в диапазоне температур при напряжении питания V=5 В представлены таблицей 1 и графиками на рис. 3.
CC
Температурная нестабильность выходных токов устройства-аналога и заявляемого устройства в диапазоне от -60 до 125°С при номинальном напряжении питания V=5,0 В равны соответственно 1,97 и 1,59%. Это демонстрирует то, что изменения схемы не снижает температурной стабильности устройства.
Разбросы выходных токов при отклонении напряжения питания ±2,0 В для сравниваемых устройств представляют табл. 2 и графики на рис. 4-6. Для заявляемого устройства эти разбросы ниже, чем у аналога. При номинальной температуре они не превышают 5,1% при 18,5% у аналога.
Таким образом, результаты моделирования показали более высокую стабильность заявляемого устройства при изменении напряжения питания как при нормальной температуре, так и при крайних ее значениях.