СПОСОБ ПРИМЕНЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ СХЕМЫ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ СПОСОБА
METHOD FOR APPLICATION OF CONVERSION CIRCUIT AND DEVICE FOR REALISATION OF THIS METHOD

Область техники
Изобретение относится к области силовой полупроводниковой техники и касается способа применения преобразовательной схемы и устройства для его осуществления в соответствии с ограничительной частью независимых пунктов формулы изобретения. Уровень техники
fi,I
fi,i
fi,i
fi,i,ref
fi,i,ref
ref
ref
g,αβ
Традиционные преобразовательные схемы содержат преобразовательный блок с множеством управляемых мощных полупроводниковых переключателей, которые известным образом подключены к схеме, по меньшей мере, с двумя уровнями напряжения переключения. Кроме того, к каждому фазному выводу преобразовательного блока может быть подключен, например, фильтр LCL. На фиг.1 представлен вариант выполнения устройства для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно уровню техники. В нем преобразовательная схема содержит преобразовательный блок 1. С преобразовательным блоком 1 согласно фиг.1 связан аккумулирующий энергию контур 2, состоящий обычно из двух последовательно соединенных конденсаторов. Для применения преобразовательной схемы предусмотрено устройство, содержащее регулирующее устройство 15 для получения вектора «х» гистерезисного сигнала, которое связано с управляемыми мощными полупроводниковыми переключателями преобразовательного блока 1 посредством схемы управления 3 для образования управляющего сигнала S на основе вектора х гистерезисного сигнала. Таким образом, с помощью управляющего сигнала S производится управление мощными полупроводниковыми переключателями. Вектор х гистерезисного сигнала образуется регулятором 6 гистерезиса на основе вектора Δiдифференциального фазового тока питания. Вектор Δi дифференциального фазового тока питания образуется в свою очередь путем вычитания вектора i фазового тока питания из вектора i опорного фазового тока питания, причем вектор i опорного фазового тока питания образуется с помощью первого вычислительного блока 5 на основе величины P опорной активной мощности, величины Q опорной реактивной мощности и вектора ψ фазового потока.
fi,i,ref
ref
ref
g,αβ
fg,i
inv,i
fg,1
Проблема, присущая указанному выше способу применения преобразовательной схемы, состоит в том, что вследствие образования вектора i опорного фазового тока питания на основе величины P опорной активной мощности, величины Q опорной реактивной мощности и вектора ψ фазового потока очень сильно варьируется частота переключения мощных полупроводниковых переключателей. Вследствие такой чрезвычайно переменной частоты переключения значительно возрастают высшие гармоники в фазовых токах питания i и фазовых напряжениях питания uпреобразовательного блока. На фиг.4 показана соответствующая временная зависимость фазового тока питания i, подвергнутого сильному воздействию высшей гармоники. При подключении преобразовательной схемы, например, к электрической комплексированной сети такие большие составляющие высшей гармоники являются нежелательными или даже недопустимыми. При подключении преобразовательной схемы, например, к электрической нагрузке такие высшие гармоники могут стать причиной повреждений или даже разрушений и являются, поэтому, в высшей степени нежелательными.
Описание изобретения
Поэтому задачей изобретения является создание способа применения преобразовательной схемы, посредством которого может поддерживаться практически постоянной частота переключения управляемых мощных полупроводниковых переключателей преобразовательного блока преобразовательной схемы.
Также задачей изобретения является создание устройства, с помощью которого особенно просто осуществлять данный способ.
Указанные задачи решаются с помощью признаков пунктов 1 и 9 формулы изобретения. В зависимых пунктах формулы приведены предпочтительные варианты развития изобретения.
Преобразовательная схема содержит преобразовательный блок с множеством управляемых мощных полупроводниковых переключателей и аккумулирующий энергию контур из двух, последовательно соединенных конденсаторов. В способе применения преобразовательной схемы согласно изобретению управляемые мощные полупроводниковые переключатели управляются сигналом, образуемым на основе вектора гистерезисного сигнала, причем вектор гистерезисного сигнала образуется на основе вектора дифференциального фазового тока питания с помощью регулятора гистерезиса, а вектор дифференциального фазового тока питания образуется вычитанием вектора фазового тока питания из вектора опорного фазового тока питания. Вектор опорного фазового тока питания образуется, кроме того, на основе величины опорной активной мощности, величины опорной реактивной мощности и вектора фазового потока. Согласно изобретению для образования вектора дифференциального фазового тока питания дополнительно вычитают величину коррекции тока, причем величину коррекции тока образуют путем интегрирования среднего значения фазового напряжения питания, а среднее значение фазового напряжения питания образуют определением среднего арифметического фазовых напряжений питания с помощью опорной точки соединения конденсаторов аккумулирующего энергию контура. Полученная таким образом величина коррекции тока обеспечивает положение, при котором частота переключения управляемых мощных полупроводниковых переключателей преобразовательного блока оптимально поддерживается практически постоянной. Благодаря существенно постоянной частоте переключения становится возможным в свою очередь поддерживать на оптимально низком уровне высшие гармоники фазовых токов питания и фазовых напряжений питания преобразовательного блока.
Согласно изобретению устройство для осуществления способа применения преобразовательной схемы содержит регулирующее устройство для образования вектора гистерезисного сигнала, которое через управляющую схему соединено с управляемыми мощными полупроводниковыми переключателями для образования управляющего сигнала, при этом регулирующее устройство содержит регулятор гистерезиса для образования вектора гистерезисного сигнала на основе вектора дифференциального фазового тока питания, сумматор для образования вектора дифференциального фазового тока питания путем вычитания вектора фазового тока питания из вектора опорного фазового тока питания и первый вычислительный блок для образования вектора опорного фазового тока питания на основе величины опорной активной мощности, величины опорной реактивной мощности и вектора фазового потока. Кроме того, в первый сумматор для образования вектора дифференциального фазового тока питания дополнительно подается величина коррекции тока питания для образования вектора дифференциального фазового тока питания путем вычитания вектора фазового тока питания и величины коррекции тока из вектора опорного фазового тока питания. Регулирующее устройство содержит также интегратор для образования величины коррекции тока путем интеграции средней величины фазового напряжения питания и усреднитель для образования среднего значения фазового напряжения питания путем определения среднего арифметического фазовых напряжений питания с помощью опорной точки соединения конденсаторов аккумулирующего энергию контура.
Таким образом устройство для осуществления способа применения преобразовательной схемы может быть реализовано очень просто и при более низких затратах, так как схемные затраты могут поддерживаться на чрезвычайно низком уровне и для конструкции требуется лишь ограниченное количество элементов. Следовательно, с помощью этого устройства может быть особенно просто осуществлен способ согласно изобретению.
Эти и другие задачи, преимущества и признаки настоящего изобретения поясняются в последующем подробном описании предпочтительных вариантов выполнения изобретения со ссылкой на чертеж.
Краткое описание чертежей
Изображено:
фиг.1 - вариант выполнения устройства для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно уровню техники;
фиг.2 - первый вариант выполнения устройства согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению;
фиг.3 - второй вариант выполнения устройства согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению;
фиг.4 - временная зависимость фазового тока питания в способе применения преобразовательной схемы согласно уровню техники;
фиг.5 - временная зависимость фазового тока питания в способе согласно изобретению;
фиг.6 - вариант выполнения пятого вычислительного блока.
Позиции на чертеже и их значения приведены в их перечне. В принципе одинаковые элементы на фигурах обозначены одинаковыми позициями. Описанные варианты выполнения служат примерами осуществления предмета изобретения и не носят ограничительного характера.
Подробное описание изобретения
На фиг.2 представлен первый вариант выполнения устройства согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению. Как показано на фиг.2, преобразовательная схема содержит преобразовательный блок 1 с множеством управляемых мощных полупроводниковых переключателей и аккумулирующий энергию контур 2 из двух последовательно соединенных конденсаторов. На фиг.2 преобразовательный блок 1 выполнен в качестве примера трехфазным. Следует отметить, что преобразовательный блок 1 может быть выполнен в виде любого блока для переключения ≥ 2 уровней напряжения (многоуровневая преобразовательная схема) аккумулирующего энергию контура 2, соединенного с преобразовательным блоком 1.
fi,i
fi,i
fi,i
fi,i,ref
fi,i,ref
diff
diff
g,αβ
fi,i
fi,i
0
inv,A
inv,А
inv,iM
0
fi,i
inv,i
fi,1
В способе применения преобразовательной схемы согласно изобретению управляемые мощные полупроводниковые переключатели преобразовательного блока 1 управляются посредством управляющего сигнала S, образуемого на основе вектора «х» гистерезисного сигнала. Для образования управляющего сигнала обычно используется таблица соответствий (look-up table), в которой приведены управляющие сигналы S, неизменно соответствующие векторам «х» гистерезисных сигналов, или модулятор, основанный на модуляции широтно-импульсной модуляции. Следует упомянуть, что все векторы с индексом i содержат векторные компоненты в соответствии с количеством i фаз, т.е. при i=3 фазам соответствующие векторы также содержат i=3 векторных компоненты. Кроме того, вектор гистерезисного сигнала образуется на основе вектора Δi дифференциального фазового тока питания посредством регулятора 6 гистерезиса, а вектор Δi дифференциального фазового тока питания в свою очередь образуется вычитанием вектора i фазового тока питания из вектора i опорного фазового тока питания, при этом вектор i опорного фазового тока питания образуется на основе величины P дифференциальной активной мощности, величины Q дифференциальной реактивной мощности и вектора ψ фазового потока. Компоненты вектора i фазового тока питания измеряются обычно датчиками тока на соответствующих фазах подключения преобразовательного блока 1. Согласно изобретению для образования вектора Δi дифференциального фазового тока питания дополнительно вычитают величину i коррекции тока, которую образуют интеграцией средней величины uфазового напряжения питания, причем средняя величина u фазового напряжения питания образуется определением среднего арифметического фазных напряжений питания u с помощью опорной точки соединения М конденсаторов аккумулирующего энергию контура 2. Благодаря величине i коррекции тока частота переключения управляемых мощных полупроводниковых переключателей преобразовательного блока 1 оптимально поддерживается практически постоянной. Вследствие существенно постоянной частоты переключения поддерживаются на оптимально низком уровне высшие гармоники в фазовых токах питания i и фазовых напряжениях u питания преобразовательного блока 1. На фиг.5 показана для этого временная зависимость фазового тока i питания в способе согласно изобретению, при этом можно видеть заметное снижение высших гармоник на кривой по сравнению с кривой на фиг.4 для традиционного способа.
g,αβ
fi,i
DC
Вектор ψ фазового потока образуют предпочтительно на основе вектора iфазового тока питания, управляющего сигнала S и текущего значения u постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура 2. Об этом подробнее сообщается ниже. Необходимо упомянуть, что все векторы с индексом αβ содержат в качестве векторных компонентов компоненту α пространственно-векторного преобразования соответствующей величины и компоненту β пространственно-векторного преобразования соответствующей величины.
Как правило, пространственно-векторное преобразование проводится следующим образом:
и
,
,
α
β
1
2
3
где:  - комплексная величина, y - компонента α пространственно-векторного преобразования величины , y - компонента β пространственно-векторного преобразования величины  и y, y, y - компоненты вектора y, относящегося к комплексной величине . Все упомянутые и упоминаемые ниже пространственно-векторные преобразования величин проводятся по приведенным выше формулам, причем вычисление может производиться раздельно с помощью специального вычислительного блока или же блока, в котором для расчета другой величины требуются соответствующие компонента α и компонента β.
п
Фазовый поток ψ в комплексном написании имеет, как правило, следующий вид:
,
при этом
,
g
1
2
g,αβ
g
α
g
β
diff
ref
diff
ref
где: L - индуктивность сети, f(S), f(S) - задаваемые переключательные функции управляющего сигнала S. Таким образом, по приведенным выше формулам очень легко рассчитать вектор ψ фазового потока, в частности, его компоненты ψ, , ψ, . В варианте выполнения на фиг.2 величина P дифференциальной активной мощности соответствует задаваемой величине P опорной активной мощности, а величина Qдифференциальной реактивной мощности соответствует задаваемой величине Qопорной реактивной мощности.
fi,i
fi,i
fi,i
fi,i,ref
fi,i,ref
diff
diff
g,β
fi,i
0
fi,i
fi,i
0
fi,i,ref
0
inv,А
inv,A
inv,iM
В устройстве на фиг.2 регулирующее устройство 15 содержит наряду с указанным регулятором 6 гистерезиса для образования вектора х гистерезисного сигнала на основе вектора Δi дифференциального фазового тока питания также сумматор 16 для образования вектора Δi дифференциального фазового тока питания путем вычитания вектора i фазового тока питания из вектора i опорного фазового тока питания и первый вычислительный блок 5 для образования вектора i опорного фазового тока питания на основе величины P дифференциальной активной мощности, величины Qдифференциальной реактивной мощности и вектора ψ фазового потока. Согласно изобретению в первый сумматор 16 для образования вектора Δi дифференциального фазового тока питания дополнительно подается величина i коррекции тока для образования вектора Δi дифференциального фазового тока питания путем вычитания вектора i фазового тока питания и величины i коррекции тока из вектора i опорного фазового тока питания. Кроме того, регулирующее устройство 15 на фиг.2 содержит согласно изобретению интегратор 8 для образования величины i коррекции тока путем интеграции средней величины u фазового напряжения питания и усреднитель 7 для образования средней величины u фазового напряжения питания определением среднего арифметического напряжений u с помощью опорной точки соединения М конденсаторов аккумулирующего энергию контура 2. Таким образом очень просто и с меньшими затратами реализуется устройство согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы, так как схемные затраты могут поддерживаться на чрезвычайно низком уровне и, кроме того, требуется лишь незначительное количество элементов конструкции.
g,αβ
fi,i
DC
Как показано на фиг.2, регулирующее устройство 15 содержит второй вычислительный блок 4 для образования вектора ψ на основе вектора i фазового тока питания, управляющего сигнала S и текущего значения u постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура 2.
f,i
fi
fg,i
f
fg
f
f
fg
f
f
На фиг.3 представлен второй вариант выполнения устройства согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению. В нем к каждому фазному выводу преобразовательного блока 1 подключен фильтр LCL L, C, L. Индекс i указывает на количество фаз i. В соответствии с этим каждый фильтр LCL содержит первую катушку L индуктивности, вторую катушку L индуктивности и конденсатор C, при этом первая катушка Lиндуктивности фильтра соединена с соответствующим фазовым выводом преобразовательного блока 1, второй катушкой L индуктивности фильтра и конденсатором C фильтра. Кроме того, конденсаторы C отдельных фильтров LCL соединены между собой.
diff
d
ref
h
fg
d
d
Cfα
fiα
fi,i
cfβ
fiβ
fi,i
diff
ref
h
fg,i
d
d
Cfβ
fiα
fi,I
Cfα
fiβ
fi,i
f,i
Cf,i
Согласно способу в варианте выполнения на фиг.3 величина Pдифференциальной активной мощности образуется путем вычитания величины Pактивной мощности затухания из суммы величины P опорной активной мощности и, по меньшей мере, величины P активной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора i выходного тока фильтров LCL, при этом величина P активной мощности затухания образуется из взвешенной задаваемым коэффициентом k затухания суммы произведения от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов i конденсатора фильтров CLC на компоненту α пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания и произведения от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов i конденсатора фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания. Также величина Q дифференциальной реактивной мощности образуется вычитанием суммы величины Q опорной реактивной мощности и, по меньшей мере, величины Q реактивной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора i выходного тока фильтров LCL, при этом величина Qреактивной мощности затухания образуется на основе взвешенной задаваемым коэффициентом k затухания разницы между произведением от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования i компонент вектора iфазового тока питания и произведением от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания. Согласно фиг.3 токи конденсатора фильтров измеряют датчиками тока на соответствующих конденсаторах C фильтров, при этом указанные токи являются компонентами показанного на фиг.3 вектора i тока конденсаторов фильтров.
d
Образование величины P активной мощности затухания происходит по формуле:
d
d
Cfα
fiα
Cfα·
fiβ
P=k·(i·i+ii).
ref
Величина P опорной активной мощности согласно фиг.3 является свободно задаваемой и служит уставкой активной мощности, которая должна присутствовать на выходе фильтров LCL.
d
Вычисление величины Q реактивной мощности затухания проводится по формуле:
d
d
Cfβ
fiα
Cfα·
fiβ
Q=k·(i·i+ii).
d
Величина Q опорной реактивной мощности согласно фиг.3 является свободно задаваемой и служит уставкой реактивной мощности, которая должна присутствовать на выходе фильтров LCL.
d
d
Cfα
Cfβ
fi,i,ref
fi,i
d
d
Необходимо отметить, что можно отказаться от образования величины P активной мощности затухания и величины Q реактивной мощности затухания, для чего на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров LCL и на основе компоненты β пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров LCL рассчитывают при соответствующей фильтрации вектор тока затухания, который затем непосредственно используется при образовании вектора i опорного фазового тока питания и, следовательно, при образовании вектора Δi дифференциального фазового тока питания. Одновременно с этим достигается экономия времени вычисления, так как фактически отпадает необходимость в вычислении величины P активной мощности затухания и величины O реактивной мощности затухания.
d
d
fg,i
h
diff
h
diff
Посредством величины P активной мощности затухания и величины Qреактивной мощности затухания могут эффективно подавляться искажения, т.е. активно гаситься нежелательные колебания, в выходных токах i фильтров и выходных напряжениях фильтров, в результате чего такие искажения резко снижаются, а в лучшем случае существенно подавляются. Другое преимущество состоит в том, что не требуется подключения к соответствующему фазовому выводу дискретного, занимающего много места, трудно реализуемого и поэтому дорогого демпфирующего резистора, необходимого для эффективного подавления помех. Сложение или использование, по меньшей мере, одной величины P активной мощности компенсационной высшей гармоники для образования величины P дифференциальной активной мощности и, по меньшей мере, одной величины Q реактивной мощности компенсационной высшей гармоники для образования величины Q дифференциальной реактивной мощности вызывает эффективно активное уменьшение высших гармоник и тем самым обеспечивает в целом дополнительное сокращение высших гармоник.
diff
d
ref
h
fg,i
d
d
Cfα
fiα
fi,i
Cfβ
fiβ
fi,i
diff
ref
h
fg,i
d
d
Cfβ
fiα
fi,i
Cfα
fiβ
fi,i
d
d
Cfα
fiα
fi,i
Cfβ
Как показано на фиг.3, регулирующее устройство 15 содержит второй сумматор 13 для образования величины P дифференциальной активной мощности путем вычитания величины P активной мощности затухания из суммы величины P опорной активной мощности и, по меньшей мере, величины P активной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора i выходного тока фильтров LCL, причем регулирующее устройство 15 содержит третий вычислительный блок 9 для образования величины P активной мощности затухания на основе суммы, взвешенной задаваемым коэффициентом затухания k, произведения от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания и произведения от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования i компонент вектора iфазового тока питания. Кроме того, регулирующее устройство 15 содержит третий сумматор 14 для образования величины Q дифференциальной реактивной мощности вычитанием суммы величины Q опорной реактивной мощности и, по меньшей мере, величины Q реактивной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора i выходного тока фильтров LCL, причем третий вычислительный блок 9 служит дополнительно для образования величины Q реактивной мощности затухания на основе разности, взвешенной задаваемой коэффициентом kзатухания, между произведением от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров на компоненту α пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания и произведением от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования i конденсаторов фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания. Также возможно, чтобы величина P активной мощности затухания и величина Q реактивной мощности затухания … только на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания и произведения от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов i конденсаторов фильтров LCL…
diff
comp
comp
Cf
f,i
ref
diff
comp
comp
Cf
Cf
Cfα
Cfβ
Cg,αβ
fg,i
Как показано на фиг.3, для образования величины Q дифференциальной реактивной мощности дополнительно прибавляют величину Q компенсационной реактивной мощности, при этом величину Q компенсационной реактивной мощности получают фильтрацией нижних частот расчетной величины Q реактивной мощности конденсатора фильтра. Таким образом, эффективно исключаются нежелательные компоненты реактивной мощности фильтров LCL, в частности, конденсаторов Cфильтров LCL, на выходе этих фильтров, в результате чего на выходе фильтров LCL образуется только одна величина реактивной мощности в соответствии с величиной Qопорной реактивной мощности. Согласно фиг.3 для образования величины Qдифференциальной реактивной мощности в третий сумматор дополнительно подается величина Q компенсационной реактивной мощности, причем величина Qкомпенсационной реактивной мощности образуется фильтрацией нижних частот расчетной величины Q реактивной мощности конденсатора фильтра с помощью фильтра 12 нижних частот. Расчетная величина Q реактивной мощности конденсатора фильтра образуется на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования токов i конденсатора фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования токов i конденсатора фильтра, расчетного вектора ψ потока конденсатора фильтра и угла ωt основного колебания относительно основного колебания вектора i выходного тока фильтра, что, в частности, поясняется следующей формулой:
Cf
Cfα
Cfα
Cfβ·
Cfβ
Q=ω·(ψ·i+ψi).
Cf
Cf
Для образования расчетной величины Q реактивной мощности конденсатора фильтра согласно фиг.1 регулирующее устройство 15 содержит четвертый вычислительный блок 10, с помощью которого по приведенной выше формуле определяется расчетная величина Q реактивной мощности конденсатора фильтра.
Cg,αβ
DC
fiα
fi,i
fiβ
fi,i
Cg,αβ
DC
fiα
fi,i
fiβ
fi,i
Расчетный вектор ψ образуют, как показано на фиг.3, на основе текущего значения u постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура 2, управляющего сигнала S, компоненты α пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания и компоненты β пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания. Второй вычислительный блок 4 дополнительно служит для образования расчетного вектора ψ потока конденсатора фильтра на основе текущего значения u постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура 2, управляющего сигнала S, компоненты α пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания и компоненты β пространственно-векторного преобразования i компонент вектора i фазового тока питания.
Cf,α
Cg,αβ
Компоненту α пространственно-векторного преобразования Δ вектора ψ потока конденсатора фильтра рассчитывают по формуле:
.
Cfβ
Cαβ
Соответственно компоненту β пространственно-векторного преобразования ψвектора ψ потока конденсатора фильтра рассчитывают по формуле:
.
h
h
fgα
fgβ
Lα
Lβ
fg,i
Как показано на фиг.3, упомянутая выше величина P активной мощности компенсационной высшей гармоники и величина Q реактивной мощности компенсационной высшей гармоники образуются соответственно на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра, компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ фильтра и угла ωt основного колебания относительно основного колебания вектора i выходного тока фильтра.
Lα
Cfα
fga
Компоненту α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ фильтра образуют на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования расчетных потоков ψ и компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра, что, в частности, поясняется следующей формулой:
Lα
Cfα
fg
fgα
ψ=λ-L·i.
Lβ
Cfβ
fgβ
Также компоненту β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ фильтра образуют на основе компоненты β пространственно-векторного преобразования расчетных потоков ψ конденсатора фильтра и компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра, что, в частности, поясняется формулой:
Lβ
Cfβ
fg
fgβ
ψ=λ-L·i.
Lα
Lβ
Вычисление компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ фильтра и компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ фильтра производится, например, во втором вычислительном блоке 4 или же в пятом вычислительном блоке 11, который в целях большей наглядности на фиг.3 не показан.
h
h
fgα
fgβ
Lα
Lβ
fg,i
fg,i
fi,i
Cf,i
fga
fgβ
fg,i
fga
fgβ
hd
hq
fg1
fg2
fg3
Регулирующее устройство 15 содержит пятый вычислительный блок 11 для определения величины P активной мощности компенсационной высшей гармоники и величины Q реактивной мощности компенсационной высшей гармоники на основе соответственно компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра, компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ и угла ωt основного колебания относительно основного колебания вектора i выходного тока фильтра. Расчет вектора i выходного тока фильтра производится очень просто на основе вектора i фазового тока питания и вектора iконденсатора фильтра, как показано на фиг.3. Угол ωt основного колебания передается в вычислительные блоки 9, 10, 11 из второго вычислительного блока 4 согласно фиг.3 посредством фазового регулирующего контура (Phase locked loop: PLL) второго вычислительного блока 4. На фиг.6 представлен вариант выполнения пятого вычислительного блока 11. Согласно этой фигуре в пятом вычислительном блоке 11 вычисляются прежде всего компонента α пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра и компонента β пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра на основе введенного вектора i выходного тока фильтра посредством пространственно-векторного преобразования. Затем компонента α пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра и компонента β пространственно-векторного преобразования выходных токов i фильтра после преобразования по Парку-Кларку и фильтрации нижних частот выдаются в качестве компоненты d и компоненты q после преобразования Парка-Кларка, по меньшей мере, одной необходимой выбранной высшей гармоники выходных токов i, i фильтра относительно основного колебания выходных токов i,i, i. Индекс h в этом случае означает h-ную высшую гармонику указанных и указываемых далее величин, при этом h=1, 2, 3, ….
Преобразование по Парку-Кларку имеет в целом следующий вид:
,
d
q
hd
hq
hd
hq
hα
hβ
h
h
hα
hβ
Lα
Lβ
где:  - комплексная величина, a - компонента d преобразования величины  по Парку-Кларку, и a - компонента q преобразования величины  по Парку-Кларку. Предпочтительно, чтобы преобразованию Парка-Кларка подвергалось не только основное колебание комплексной величины , но и все возникающие высшие гармоники комплексной величины . Как показано на фиг.6, компонента d и компонента q при преобразовании по Парку-Кларку требуемой выбранной h-ной высшей гармоники выходных токов i, i фильтра приводят в соответствие с задаваемой опорной величиной i*, i*, предпочтительно в соответствии с пропорционально-интегральной характеристикой, и затем проводят обратное преобразование по Парку-Кларку, в результате чего образуются компонента α пространственно-векторного преобразования h-ной высшей гармоники опорных выходных токов i* фильтра и компонента β пространственно-векторного преобразования h-ной высшей гармоники опорных выходных токов i* фильтра. Наконец, вычисляют величину P активной мощности компенсационной высшей гармоники и величину Q реактивной мощности компенсационной высшей гармоники соответственно на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования h-ной высшей гармоники опорных выходных токов i* фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования h-ной высшей гармоники опорных выходных токов i* фильтра, компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψ, фильтра и компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψфильтра, что, в частности, поясняется следующими формулами:
h
Lα
hβ
Lβ
hα
P=ω·(ψ·i*-ψ·i*),
h
Lα
hα
Lβ
hβ
Q=ω·(ψ·i*-ψ·i*).
Все операции способа согласно изобретению могут проводиться с помощью программного обеспечения, причем они в этом случае могут быть загружены, например, в компьютерную систему, в частности, с цифровым процессором сигналов и проводиться в ней. Происходящие в такой системе цифровые задержки, в частности, при вычислениях, могут учитываться, как правило, например, прибавлением дополнительного члена к частоте ωt при преобразовании по Парку-Кларку. Кроме того, подробно описанное выше устройство согласно изобретению также может быть реализовано с помощью компьютерной системы, в частности, цифрового процессора сигналов.
В целом было показано, что приведенное, в частности, на фиг.2 и 3 устройство согласно изобретению, предназначенное для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению, может быть реализовано очень просто и с низкими затратами, так как схемные затраты чрезвычайно низкие и, кроме того, конструкция состоит из незначительного количества элементов. Таким образом, с помощью такого устройства особенно просто можно осуществлять способ согласно изобретению.
Перечень позиций
1 - преобразовательный блок
2 - аккумулирующий энергию контур
3 - управляющая схема
4 - второй вычислительный блок
5 - первый вычислительный блок
6 - регулятор гистерезиса
7 - усреднитель
8 - интегратор
9 - третий вычислительный блок
10 - четвертый вычислительный блок
11 - пятый вычислительный блок
12 - фильтр нижних частот
13 - второй сумматор
14 - третий сумматор
15 - регулирующее устройство
16 - первый сумматор