СИСТЕМА ВЫСОКОСКОРОСТНОЙ ДЕКАМЕТРОВОЙ РАДИОСВЯЗИ
HIGH-SPEED DECAMETRIC RADIO COMMUNICATION SYSTEM

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения, предназначенных для передачи высокоскоростных дискретных сообщений с использованием сигналов с угловой манипуляцией.
Известна система высокоскоростной декаметровой радиосвязи с одноканальной (последовательной) передачей дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные кодер, модулятор, радиопередающее устройство и передающую антенну, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство, демодулятор и декодер [1], с. 107.
В этой системе поток данных с выхода кодера манипулирует в модуляторе одну несущую частоту. В зависимости от кратности уплотнения передаваемого сигнала k [2], с. 573, модулятор может формировать сигналы с угловой манипуляцией такие, например, как сигналы однократной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) или сигналы частотной телеграфии (ЧТ) со скоростью передачи данных V=1/Т (бит/с) при выбранной длительности T элемента передаваемого сигнала и при k=1, или сигналы двукратной ОФТ (ДОФТ) или двойной частотной телеграфии (ДЧТ), передаваемые с удвоенной скоростью V=2/Τ (бит/с) при k=2 и т.д.
Демодуляция этих сигналов может осуществляться традиционными методами, приведенными в [2] и определяющими структуру построения демодулятора, реализующего операцию восстановления переданной двоичной последовательности, обратную операции модуляции.
Однако одноканальные (последовательные) системы декаметровой радиосвязи с традиционными методами обработки принимаемых сигналов [2] и более сложными методами обработки сигналов [3] имеют следующие недостатки:
1. При использовании традиционных методов демодуляции принимаемых сигналов [2] передача данных по декаметровому радиоканалу с высокой скоростью связана с серьезными трудностями вследствие возникновения на приемной стороне межсимвольной интерференции из-за наличия запаздывающих лучей. Если не принять специальных мер (уменьшения или даже устранения вредного влияния эффекта многолучевости), то длительность Τ посылки (элемента сигнала) не может быть выбрана меньше 2-3 мс, что ограничивает максимальную скорость передачи порядка 300-500 бит/с [3].
2. Повышение скорости передачи данных путем увеличения кратности уплотнения k при сохранении необходимой длительности Τ элемента передаваемого сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2].
3. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Τ элемента передаваемого сигнала при реализации более сложных алгоритмов обработки принимаемых сигналов, позволяющих преодолевать последствия межсимвольной интерференции, например, как в системе связи с испытательным импульсом и предсказанием (СИИП) [3], приводит к снижению помехоустойчивости приема из-за уменьшения энергии передаваемого элемента сигнала [2] и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы радиосвязи из-за расширения спектра передаваемого сигнала.
Кроме того, расширение спектра передаваемого сигнала требует соответствующего увеличения ширины полосы пропускания при приеме этого сигнала, что дополнительно снижает помехоустойчивость приема из-за возрастания вероятности попадания в более широкую полосу приема спектральных составляющих станционных или сосредоточенных по спектру (прицельных) радиопомех.
Известна система высокоскоростной декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений [4].
кан
В передающем комплексе этой системы радиосвязи передаваемая двоичная последовательность с выхода кодера со скоростью V=1/Т (бит/с) преобразуется последовательно-параллельным преобразователем в kN параллельных подпоследовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой V=V/N (бит/с).
кан
кан
кан
кан
В блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N одинаковых канальных манипуляторов, например фазовых или частотных, на каждый манипулятор в начальный момент каждого тактового интервала длительностью Т=TN подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k подпоследовательностей. Например, при кратности уплотнения k=1 и при выбранной длительности Т=TN элемента передаваемого сигнала каждый канальный манипулятор может формировать на соответствующей этому канальному манипулятору несущей частоте сигналы ОФТ или ЧТ со скоростью передачи V=1/TN (бит/с), при k=2 - сигналы ДОФТ или ДЧТ со скоростью V=2/TN (бит/с) и т.д.
Выходные сигналы всех канальных манипуляторов суммируются в блоке N канальных манипуляторов и групповой N-канальный (частотный) сигнал излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны.
В приемном комплексе этой системы радиосвязи принимаемый групповой сигнал с выхода радиоприемного устройства подается в блок N канальных демодуляторов, состоящий из N однотипных демодуляторов, каждый из которых осуществляет демодуляцию соответствующего канального сигнала выбранным традиционным методом [2]. В результате на выходах блока N канальных демодуляторов формируется параллельно kN двоичных подпоследовательностей, которые преобразуются параллельно-последовательным преобразователем в одну двоичную последовательность, аналогичную последовательности на выходе кодера, которая далее после декодирования в декодере поступает получателю информации.
кан
При этом длительность Т передаваемого двоичного элемента сигнала в каждом канале становится в N раз больше исходной длительности Τ элемента сигнала на выходе кодера, что позволяет преодолевать негативные последствия приема многолучевого сигнала при сравнительно высокой скорости передачи данных.
Однако помехоустойчивость этой системы декаметровой радиосвязи недостаточна:
кан
1. Повышение скорости передачи данных за счет увеличения кратности уплотнения в каждом канале при сохранении необходимой длительности Т элемента передаваемого сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2].
кан
2. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т элемента передаваемого сигнала в каждом частотном канале или за счет увеличения количества N частотных каналов приводит к соответствующему расширению спектра передаваемого группового сигнала и соответствующего расширения полосы пропускания при его приеме, что приводит, как отмечено выше, к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы связи.
Из известных систем высокоскоростной декаметровой радиосвязи наиболее близкой по сущности решаемых задач и большинству совпадающих существенных признаков является система высокоскоростной декаметровой радиосвязи, приведенная в [5], с. 7.
Структура этой системы радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в основном, соответствует вышеприведенной системе связи [4], за исключением того, что в приемном комплексе этой системы может осуществляться не только одиночный прием сигналов на одну антенну, но и более помехоустойчивый сдвоенный прием на две разнесенные по пространству или по поляризации антенны при излучении группового многочастотного сигнала в передающем комплексе в верхней или нижней боковой полосе, а также сдвоенный прием на эти же антенны при частотном разнесении двух групповых сигналов при загрузке обеих боковых полос радиопередающего устройства одним и тем же групповым сигналом [5], с. 10.
Рассмотрим более подробно работу приемного комплекса этой системы.
Принимаемые на разнесенные антенны два образца группового сигнала с выходов линейных трактов соответствующих двух радиоприемных устройств приемного комплекса данной системы связи одновременно поступают на каждый из N=20 канальных блоков (КБ), которые производят расфильтровку каждого из образцов группового сигнала на составляющие его канальные сигналы и вычисляют величины, пропорциональные косинусам и синусам разности фаз между принятым образцом канального сигнала и соответствующим опорным колебанием.
Каждый канальный блок обеспечивает сдвоенный прием как при разнесении антенн по пространству или поляризации, так и при частотном разнесении, и состоит из двух идентичных активных фильтров, на которые поступают образцы группового сигнала с выходов линейных трактов радиоприемных устройств и одно и то же опорное колебание от генератора сетки частот.
Каждый из 2N активных фильтров, в свою очередь, состоит из двух идентичных корреляторов, отличающихся тем, что подаваемые на них опорные колебания сдвинуты по фазе на 90°. Коррелятор содержит перемножитель и интегратор, построенный на базе усилителя постоянного тока с большим коэффициентом усиления и RC-цепью обратной связи.
Выходные сигналы интеграторов каждого канального блока представляют собой результаты преобразования соответствующих двух образцов канального сигнала на нулевую частоту с разложением каждого канального сигнала на две квадратурные составляющие, значения напряжений которых записываются и хранятся в соответствующих ячейках запоминающего устройства (ЗУ). Информация о квадратурных составляющих каждой посылки каждого канального сигнала в виде уровней аналоговых напряжений хранится в ячейках ЗУ (на конденсаторах) в течение времени следования двух смежных посылок. При этом по значениям уровней каждой пары квадратурных составляющих можно вычислить амплитуду и фазу несущего колебания соответствующей посылки канального сигнала.
В последующем блоке вычисления разности фаз (БВРФ) производится линейное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов, принятых на соответствующие две разнесенные, например, в пространстве антенны, путем суммирования соответствующих аналоговых уровней квадратурных составляющих, записанных в ЗУ.
Поскольку в рассматриваемой системе радиосвязи для передачи информации используются сигналы фазоразностной манипуляции (относительной фазовой телеграфии) с кратностью k=1, либо k=2, либо k=3, то для определения истинных значений двоичных символов при демодуляции каждого из N результирующих канальных сигналов (после линейного сложения) требуется определять разность фаз между каждыми двумя смежными во времени посылками результирующего канального сигнала. В БВРФ эта операция производится путем вычисления значений тригонометрических функций по данным, записанных в ЗУ.
Выходная двоичная информация в зависимости от кратности уплотнения k выдается с выхода (выходов) каждого канального демодулятора на вход (входы) последующего выходного устройства (ВУ) по одной, либо двум, либо трем шинам (выходам), т.е. по числу двоичных подканалов (соответствующих кратности уплотнения k) в одном канале системы [5], с. 18. ВУ предназначено для свертывания поступающей к нему по kN выходам двоичной информации в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной.
Таким образом, в БВРФ производится линейное сложение каждой из N пар идентичных образцов канальных сигналов и вычисление разности фаз посылок сигнала по всем каналам при всех кратностях манипуляции, т.е. фактически БВРФ выполняет функцию блока N канальных демодуляторов сигналов, который в отличие от блока N канальных демодуляторов вышеприведенной системы [4], обеспечивает демодуляцию каждого результата линейного сложения двух идентичных образцов канального сигнала, причем сигнала только с фазоразностной манипуляцией.
ВУ здесь фактически выполняет функцию параллельно-последовательного преобразователя, как и в вышеприведенной системе радиосвязи [4].
Сдвоенный разнесенный прием является эффективным средством повышения помехоустойчивости в радиоканалах с замираниями сигналов [2] и в данном случае в определенной мере компенсирует снижение помехоустойчивости приема из-за повышении скорости передачи данных.
Однако помехоустойчивость данной системы декаметровой радиосвязи недостаточна, поскольку реализует линейное сложение выходных уровней квадратурных корреляторов канальных сигналов, являющихся фактически фазовыми детекторами принимаемых сигналов, т.е. в соответствии с терминологией, приведенной в [6], раздел 5.3, реализует линейное последетекторное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов группового N-канального сигнала, принятого по двум ветвям разнесения.
Из [6] также известно, что при разнесенном приеме линейное сложение сигналов обеспечивает меньший выигрыш по помехоустойчивости (по соотношению сигнал/шум по мощности) по отношению к оптимальному сложению этих же сигналов. Кроме того, при реализации оптимального или линейного сложения предпочтительнее производить сложение до детектирования сигналов, поскольку при синфазном сложении колебаний сигналы складываются алгебраически, в то время как шумы складываются геометрически [6], с. 183.
Недостатком линейного сложения является и то, что его реализация выдвигает жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения. Значительное отличие коэффициентов усиления в ветвях в пределе превращает сдвоенный прием в одинарный. Допустимым разбросом коэффициентов усиления следует предусматривать разброс не более 1-2 дБ во всем динамическом диапазоне линейного приемного тракта с учетом влияния на характеристики устройств дестабилизирующих факторов [6], с. 180.
Более того, существенным недостатком линейного сложения в данном случае является незащищенность каждого результата сложения двух образцов любого канального сигнала от воздействия на входе хотя бы одного из радиоприемных устройств ветвей разнесения аддитивной сосредоточенной по спектру (прицельной) помехи, занимаемая полоса частот которой составляет часть полосы частот или полностью совпадает с полосой частот, занимаемой каким-либо канальным сигналом.
В этом случае напряжение помехи будет линейно складывается (без уменьшения (подавления) ее уровня) с напряжениями образцов канального сигнала, искажая результат суммирования. При достижении напряжения помехи уровня, соизмеримого с результирующим уровнем суммируемых образцов канального сигнала, демодуляция результата суммирования соответствующим канальным демодулятором может блокироваться, т.е. когда в регенерированной двоичной последовательности на выходе канального демодулятора (при k=1) или в каждой из k регенерированных двоичных подпоследовательностей на каждом из k выходов канального демодулятора (при k>1) начинают появляться ошибочно принятые символы.
ощ
В результате при поражении сосредоточенной по спектру помехой одного из N канальных сигналов, в выходной двоичной последовательности на выходе параллельно-последовательного преобразователя (до декодера) может быть искажен, например, при k=1 каждый N-й двоичный символ. При N=20 вероятность ошибки (до декодера) может составить величину Р≥0,05, которая может оказаться критической для исправляющей способности выбранного корректирующего кода данной системы связи и неприемлемой для получателя информации (после декодера).
При воздействии двух и более сосредоточенных помех определенного уровня радиосвязь заведомо становится не пригодной.
При воздействии сравнительно широкополосной по спектру аддитивной помехи, например станционной помехи, занимаемая полоса частот которой перекрывает полосу частот, занимаемую более чем одним канальным сигналом, то при достижении помехи определенного уровня пораженными могут оказаться два и более параллельных каналов, что также заведомо не пригодно для связи.
Недостатком является и то, что в системе связи [5] возможна передача и прием только сигналов с фазоразностной модуляцией при k=1, k=2, k=3, что ограничивает ее функциональные возможности.
Задачами, на решение которых направлено настоящее изобретение - система высокоскоростной декаметровой радиосвязи, является повышение помехоустойчивости приема каждого i-го канального сигнала (i=1, 2,…, Ν) в составе N-канального группового сигнала и группового сигнала в целом при воздействии аддитивных радиопомех.
Кроме того, дополнительной задачей изобретения является расширение функциональных возможностей системы связи за счет обеспечения передачи и приема сигналов с любой угловой манипуляцией несущих канальных сигналов как по фазе (ОФТ, ДОФТ и т.д.), так и по частоте (ЧТ, ДЧТ).
Решение поставленных задач достигается тем, что в систему высокоскоростной декаметровой радиосвязи, содержащую передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобазаватель, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радипередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий две приемные антенны, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства, и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, введены N блоков когерентного сложения сигналов (БКС), один вход каждого из которых объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС объединен с выходом другого радиоприемного устройства, причем выход каждого БКС соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов, каждый БКС содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого, соединен с входом фильтра результирующего сигнала, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего сигнала с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования.
На фиг. 1 представлена схема электрическая структурная предлагаемой системы радиосвязи.
1
2
1
2
Система высокоскоростной декаметровой радиосвязи содержит передающий комплекс 1, содержащий последовательно соединенные источник сообщений 2, кодер 3 и последовательно-параллельный преобразователь 4, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов 5, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством 6 и передающей антенной 7, а также приемный комплекс 8, содержащий две приемные антенны 9 и 9, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства 10 (10), и блок N канальных демодуляторов 11, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером 13 и получателем сообщений 14.
1
Ν
1
1
N
2
1
N
Один вход каждого БКС 15…15 объединен с выходом одного радиоприемного устройства 10, а другой вход каждого БКС 15…15 объединен с выходом другого радиоприемного устройства 10, причем выход каждого БКС 15…15 соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов 11.
1
N
1
2
Каждый БКС 15…15 содержит два узла фазирования 16 и 16, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр 17, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель 18, первый перемножитель 19, измерительный фильтр 20 и второй перемножитель 21, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя 19.
1
2
1
2
Выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 16 (16) соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход которого соединен с входом фильтра результирующего сигнала 23, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего сигнала 24 с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 16 (16).
Система высокоскоростной декаметровой радиосвязи функционирует следующим образом.
В передающем комплексе 1 двоичная последовательность с выхода источника сообщений 2 поступает в кодер 3, задачей которого является повышение помехоустойчивости передачи данных. Кодирование, как правило, сопровождается двумя эффективными процедурами - скремблированием и перемежением. Скремблирование преобразует цифровой сигнал в квазислучайный с целью получения более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Простое перемежение (перестановка во времени) символов сообщения позволяет декоррелировать ошибки в канале, т.е. преобразовать пакеты ошибок большой длительности в ряд одиночных. Последняя операция существенно увеличивает эффективность кодирования [4].
кан
Двоичная последовательность с выхода кодера 3 со скоростью V=1/Т (бит/с), где Τ - длительность элемента сигнала, преобразуется последовательно-параллельным преобразователем 4 в kN параллельных подпоследовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой, равной V=V/N (бит/с). Здесь аналогично вышеизложенному N - количество параллельных ортогональных канальных сигналов в составе передаваемого группового сигнала, k - кратность уплотнения каждого канального сигнала.
кан
кан
кан
В блоке N канальных манипуляторов 5, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов, например фазовых или частотных, на каждый манипулятор в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Τ=TN подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k подпоследовательностей. Например, при k=1 каждый канальный манипулятор может формировать сигналы ОФТ или ЧТ с канальной скоростью передачи V=1/TN (бит/с), при k=2 - сигналы ДОФТ или ДЧТ со скоростью V=2/TN (бит/с) и т.д.
Выходные сигналы всех манипуляторов суммируются в блоке N канальных манипуляторов 5, и групповой N-канальный (частотный) сигнал излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства 6 и передающей антенны 7.
1
2
1
2
1
Ν
i
1
2
В приемном комплексе 8 принимаемые на разнесенные антенны 9 и 9 образцы группового сигнала и аддитивных помех с выходов линейных трактов двух радиоприемных устройств (РГГУ) 10 и 10 одновременно поступают на соответствующие два входа каждого из N БКС 15…15. В каждом i-м БКС 15 с условным порядковым номером i (i=1…N) из каждого из двух принимаемых образцов группового сигнала выделяется соответствующий образец канального сигнала с порядковым номером i (на канальной частоте с порядковым номером i) с помощью одного из двух идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 и 16. Полоса пропускания каждого канального фильтра согласована со спектром выделяемого канального сигнала.
1
2
Отфильтрованные образцы i-го канального сигнала и аддитивных помех выравниваются по уровню нормирующими усилителями 18 и далее поступают на первые перемножители 19 и вторые перемножители 21. После корректировки фазы (фазирования) сигналов и их «взвешивания» во вторых перемножителях 21 путем умножения нормированного суммарного напряжения сигнала и помехи на напряжение с выхода измерительного фильтра, соответствующего уровню («весу») сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи, напряжения с выходов вторых перемножителей узлов фазирования 16 и 16 поступают на соответствующие входы сумматора 22.
Результат суммирования отфильтровывается фильтром результирующего сигнала 23 и подается на вход соответствующего канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11 и на вход нормирующего усилителя результирующего сигнала 24, с выхода которого результирующее колебание подается на вторые входы первых перемножителей 19.
Демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала с угловой манипуляцией с выхода i-го БКС может производиться соответствующим канальным демодулятором блока канальных демодуляторов 11 одним из выбранный известных способов [2, 6].
В результате на выходах блока N канальных демодуляторов 11 формируется параллельно kN двоичных подпоследовательностей, которые преобразуются параллельно-последовательным преобразователем 12 в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной с выхода кодера 3, которая далее после декодирования в декодере 13 поступает получателю информации 14.
i
Для проведения сравнительной оценки помехоустойчивости предлагаемой системы связи и известной системы связи [5] - прототипа,- рассмотрим более подробно работу i-го БКС 15, обеспечивающего оптимальное когерентное сложение двух образцов соответствующего i-го канального сигнала как при отсутствии помех на его входах, так и при появлении сосредоточенной по спектру помехи на одном из его входов.
кан
1
2
С целью упрощения проведения анализа работы БКС будем рассматривать его работу в пределах любого из временных интервалов Δt стационарности приема группового сигнала, много большем длительности двоичного элемента сигнала Т, в пределах которого амплитуду каждого образца i-го канального сигнала на входе соответствующего узла фазирования 16 (16) можно считать постоянной.
1
2
Кроме того, на первом этапе анализа предположим, что при приеме образцов сигнала сосредоточенные по спектру аддитивные помехи в полосе приема группового сигнала каждой из ветвей разнесения отсутствуют, а уровень флуктуационных помех на выходе линейного тракта каждого РПУ 10 и 10 сравнительно мал по отношению к уровню сигнала и на качество приема практически не влияет.
1
2
i
Пусть с выходов линейных трактов РПУ 10 и 10 на первый и второй входы БКС 15 поступают образцы группового сигнала в виде:
- на первый вход -
- на второй вход -
1Гр
2Гр
Здесь U(t) и U(t) - соответственно напряжения первого и второго образцов группового сигнала;
1Ci
U(t) - напряжение первого образца i-го канальный сигнала;
2Ci
U(t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала;
1Ci
1Ci
U и ϕ -амплитуда и фаза первого образца i-го канального сигнала;
2Ci
2Ci
U и ϕ -амплитуда и фаза второго образца i-го канального сигнала;
Ci
ω - несущая частота i-го канального сигнала;
Ci
θ(t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции [7] i-го канального сигнала;
N - количество канальных сигналов в принимаемом групповом сигнале.
1
N
Для упрощения анализа примем, что коэффициент передачи любого из фильтров (17, 20, 24), а также сумматора 22 в составе каждого БКС 15…15 равен единице. Кроме того, ввиду того, что структура БКС представляет собой замкнутую систему саморегулирования с обратной связью, задержки сигналов или изменения их начальных фаз при прохождении их через указанные фильтры БКС учитывать не будем.
1
2
С учетом вышеизложенного отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16 и 16 образцы i-го канального сигнала на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС можно представить в следующем виде:
1
- для узла 16 -
2
- для узла 16 -
1
2
Необходимо отметить, что в предлагаемой системе связи РПУ 10 и 10 должны работать в режиме отключения собственной системы автоматической регулировки усиления (АРУ), поскольку АРУ радиоприемного устройства может регулировать только уровень группового сигнала, принимаемого в соответствующей широкой полосе, а не каждого канального сигнала с полосой приема в N меньшей полосы приема группового сигнала.
1
N
Систему АРУ каждого нормирующего усилителя 18 и 24 БКС 15…15 можно охарактеризовать коэффициентом регулирования системы АРУ. Коэффициент регулирования системы АРУ показывает, во сколько раз диапазон изменения сигнала на выходе нормирующего усилителя меньше, чем на его входе [6]:
ВХ MIN
ВЫХ MIN
1
2
ВХ MAN
ВЫХ MAN
где U и U - минимальное входное и минимальное выходное напряжения, которые ограничивают величиной реальной чувствительности нормирующего усилителя 18 узла фазирования 16 (16), a U и U - ограничивают максимальной величиной входных колебаний, при которых уровень комбинационных составляющих на выходе нормирующего усилителя 18 не превышает допустимого.
1
N
Для каждого из идентичных нормирующих усилителей 18 и 24 БКС 15…l5 будем считать приемлемым, например, изменение отфильтрованного соответствующим канальным фильтром 17 сигнала на входе нормирующего усилителя на 100 дБ при изменении сигнала на его выходе не более чем на 3 дБ. Системы АРУ с такими параметрами реализованы в современных РПУ [8].
1
2
На выходе нормирующих усилителей 18 каждого узла фазирования 16 и 16 отфильтрованные образцы i-го канального сигнала выравниваются по уровню и поступают на входы первых перемножителей 19, на другие входы которых поступает с нормирующего усилителя результирующего сигнала 24 результирующее колебание:
Pi
Pi
Pi
где U, ω, ϕ - соответственно амплитуда, угловая частота и фаза результирующего сигнала.
1
Выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16, на один вход которого поступает отфильтрованное и отнормированное напряжение первого образеца i-го канального сигнала, а на другой его вход -результирующее колебание, можно представить в виде:
1
1
1Ci
где К - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16, при котором обеспечивается нормирование первого образца входного сигнала с амплитудой U.
1
Первый член в фигурных скобках легко отсеивается измерительным фильтром 20 первого узла фазирования 16, т.к. его спектр намного выше спектра второго члена.
Фi
Ci
Pi
1
2
1Ci
1
Pi
1
1Ci
Второй член в фигурных скобках (7) представляет собой гармоническое колебание (без манипуляции) на разностной круговой частоте ω=ω-ω, совпадающей с центральной частотой измерительного фильтра 20 узлов фазирования 16 и 16. Поскольку это колебание прямо пропорционально амплитуде принимаемого сигнала V и коэффициенту передачи K (при U≈const и KU≈const), то при отсутствии помех на входах рассматриваемого i-го БКС на выходе измерительного фильтра 20 амплитуда этого колебания будет максимальной и соответствовать максимальному «весу» напряжения принимаемого первого образца i-го канального сигнала в нормированном колебании на выходе нормирующего усилителя 18.
1
Выходное напряжение измерительного фильтра 20 первого узла фазирования 16 с учетом вышеизложенного можно представить в виде:
1
2
Для более точной оценки в узле фазирования 16 (16) уровня или «веса» образца канального сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи на выходе нормирующего усилителя 18 полоса пропускания измерительного фильтра 20 каждого узла фазирования, с одной стороны, должна быть предельно малой, а с другой стороны, необходимо, чтобы эта полоса обеспечивала возможность «отслеживания» уровня сигнала при его замираниях и изменениях несущей частоты канального сигнала в процессе его приема. При практической реализации системы связи эту полосу можно выбрать порядка (20-25) Гц.
2
Аналогично (8) можно представить выходное напряжение измерительного фильтра 20 второго узла фазирования 16, соответствующего в данном случае также максимальному «весу» напряжения принимаемого второго образца i-го канального сигнала:
2
2
где K - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16, при котором обеспечивается нормирование второго образца входного сигнала.
Выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16] будет иметь вид:
2
Аналогично запишется выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16:
Первые слагаемые в фигурных скобках (10) и (11) отсеиваются при дальнейшей фильтрации выходного продукта сумматора 22 фильтром результирующего сигнала 23 и их можно не учитывать. Поэтому напряжение первого образца канального сигнала на первом входе сумматора 22, которое необходимо учитывать при суммировании, можно представить в виде:
Аналогичным образом можно представить напряжение второго образца канального сигнала на втором входе сумматора 22, которое необходимо учитывать при суммировании:
При этом выходное напряжение фильтра результирующего i-го сигнала 23 запишется в виде:
1
2
CH
Из (14) следует, что при отсутствии помех в ветвях разнесения в узлах фазирования 16 и 16 амплитуды соответствующих образцов i-го канального сигнала выравниваются нормирующими усилителями 18 до определенной величины, максимальный диапазон изменения которой может достигать 3 дБ при изменении амплитуды сигнала на входе до 100 дБ. Причем в пределах рассматриваемого поддиапазона изменения амплитуды входных колебаний, например, ограниченного до 40 дБ, величину амплитуды выходного нормированного колебания U можно считать постоянной:
Pi
Pi
Далее напряжения сигналов ветвей разнесения приводятся к единой результирующей частоте ω и фазе ϕ, возводятся в квадрат и поступают на соответствующие входы сумматора 22 для синфазного квадратичного сложения.
С учетом (15) выражение (14) можно представить в виде:
p CiФ
С помощью нормирующего усилителя 24 результирующее напряжение U(t) нормируется по уровню, т.е. приводится к виду (6).
На втором этапе анализа рассмотрим работу i-го БКС при вышерассмотренных условиях, но с учетом того, что на первом его входе дополнительно появилась сосредоточенная по спектру радиопомеха, например, так называемая внутриполосная синусоидальная помеха (попадающая в полосу пропускания канального фильтра 17 БКС) вида:
1Пi
1Пi
где U и ϕ - амплитуда и фаза помехи,
1Пi
1
ω - несущая частота помехи, попадающая в полосу пропускания канального фильтра 17 первого узла фазирования 16 i-го БКС.
1
1Ci
1Пi
Таким образом, на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16 будут действовать два колебания - первого образца i-го канального сигнала U(t) и помехи U(t), определяемые выражениями (3) и (17) соответственно:
2
2Ci
а на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16 - второй образец i-го канального сигнала U(t), определяемый выражением (4).
1
2
Такая ситуация вполне может иметь место на практике, например, когда используется частотное разнесение сигналов при загрузке верхней и нижней боковых полос передатчика 6 одним и тем же сигналом [5]. При этом прицельная узкополосная радиопомеха попадает в полосу пропускания канального фильтра i-го БКС, на входы которого одновременно поступают образцы группового сигнала вида (1) и (2) с выходов РПУ 10 и 10, раздельно принимающих групповой сигнал в верхней и нижней боковой полосе соответственно.
1
N
Кроме того, сходная ситуация может возникнуть и при действии относительно широкополосной радиопомехи, отдельные спектральные составляющие которой попадают в полосы пропускания канальных фильтров нескольких БКС 15…15, поражая одновременно несколько каналов.
В выражении (18) расстройка  полагается настолько малой по сравнению со средней круговой частотой , что результирующее колебание (18) можно считать узкополосным процессом [7].
i
Обозначим через М исходное канальное соотношение сигнал/помеха:
тогда огибающую A(t) узкополосного процесса (18) с учетом (19) можно представить согласно [7], с. 119, в виде:
При этом результирующее колебание (18) с учетом (20) можно представить в виде [7]:
1Пi
1Пi
1Ci
где θ(t) - функция, описывающая изменения фазы результирующего колебания с центральной частотой помехи ω при U>U [7].
1Ci
1Пi
При U>U результирующее колебание (18) будет иметь вид:
i
1Пi
1Ci
i
где R=U/U при R<1;
Ci
θ'(t) - функция, описывающая изменения фазы результирующего колебания с центральной частотой сигнала ω [7].
1Пi
1Ci
i
С целью упрощения анализа далее будем рассматривать работу сравниваемых систем связи в наиболее тяжелых условиях связи (19), т.е. когда U>U, M<1.
кан
Постоянная времени системы АРУ нормирующих усилителей 18 должна быть много больше периода изменения огибающей сигнала при угловой манипуляции, т.е. элемента сигнала Т (в том числе и биений результирующего колебания с частотой Δω) и в то же время меньше периода замираний сигнала [6].
Из (21) следует, что среднее значение амплитуды результирующего колебания на входе нормирующего усилителя 18 с учетом максимального и минимального значений переменной величины cosΔωt будет равно:
Амплитуда результирующего колебания на выходе нормирующего усилителя 18 с учетом (15) и (22) будет равна:
3
1
CH
Здесь K - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16, при котором его выходной уровень нормируется системой АРУ практически до прежнего уровня, который был при отсутствии прицельной помехи, т.е. до известной величины U (15).
3
Из (23) определим величину K:
1
1
3
i
Из (15) и (24) можно найти, во сколько раз значение коэффициента передачи K нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16, соответствующего приему первого образца канального сигнала без помех, будет больше значения коэффициента передачи K, соответствующего приему смеси этого же сигнала с синусоидальной помехой, в 1/M раз превышающей уровень первого образца канального сигнала:
1
Используя принцип суперпозиции, выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16 в этом случае будет иметь вид:
1,
1
3
Здесь первое слагаемое, характеризующее напряжение первого образца сигнала на выходе первого перемножителя 19 первой ветви фазирования 16 можно представить в виде выражения (7) с заменой К на K:
При этом выходное напряжение измерительного фильтра 20 первого узла фазирования 16 и соответствующее «весу» принимаемого первого образца i-го канального сигнала в нормированной смеси напряжений сигнала и помехи по аналогии с (8) и с учетом (24) можно представить в виде:
1,
Второе слагаемое в (26), характеризующее напряжение помехи на выходе первого перемножителя 19 первой ветви фазирования 16 будет иметь вид:
1Пi
в
Пi
Pi
н
Пi
Pi
в
Фi
н
Из рассмотрения (29) следует, что в первом перемножителе гармоническое колебание помехи U(t) преобразуется в два фазоманипулированных сигнала: на верхней несущей частоте ω=ω+ω (первое слагаемое в круглых скобках) и на нижней несущей частоте ω=ω-ω (второе слагаемое в круглых скобках). Спектральные составляющие первого фазоманипулированного сигнала на несущей частоте ω намного выше центральной частоты ω измерительного фильтра 20 и легко им отсеиваются, а отдельные спектральные составляющие второго фазоманипулированного сигнала на несущей частоте ω могут попасть в полосу пропускания измерительного фильтра 20.
Однакоучитывая, что полоса пропускания измерительного фильтра 20 много меньше полосы пропускания канального фильтра 17, соответствующей спектру принимаемого сигнала, реакцию узкополосного измерительного фильтра 20 на указанные выше отдельные спектральные составляющие фазоманипулированного сигнала можно не учитывать.
Таким образом, выходное напряжение измерительного фильтра 20 при приеме смеси сигнала и синусоидальной помехи с определенной степенью точностью будет соответствовать выражению (28):
1
Используя принцип суперпозиции, выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16 с учетом (30) будет иметь вид:
1
Первое слагаемое в (31) определяет напряжение первого образца канального сигнала на выходе второго перемножителя 21 первой ветви фазирования 16. По аналогии с (10) и с учетом (24) и (28) это слагаемое можно записать в виде:
Учитывая, что первое слагаемое в (32) отсеивается при дальнейшей фильтрации, будем учитывать как и ранее только второе слагаемое на первом входе сумматора 22, характеризующее напряжение первого образца канального сигнала:
Второе слагаемое в (31) определяет напряжение помехи на первом входе сумматора 22. С учетом (24) и (28) это слагаемое будет иметь вид:
По аналогии с (32) в (34) будем учитывать только второе слагаемое на первом входе сумматора 22, характеризующего напряжение помехи:
1
2
В сумматоре 22 амплитуды сигналов с выходов узлов фазирования 16, 16 и определяемые выражениями (33) и (13) с учетом (15) складываются алгебраически, результирующая амплитуда сигнала на выходе фильтра результирующего сигнала 23 будет равна:
2Ci
2
ВХ MIN
Здесь первое слагаемое определяет величину нормированной амплитуды второго образца канального сигнала на втором входе сумматора 22 при условии, что его амплитуда U на входе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16 превышает минимальное значение амплитуды U диапазона входных сигналов системы АРУ нормирующего усилителя 18, которая характеризуется коэффициентом регулирования (5).
Из (35) величина амплитуды помехи на выходе фильтра результирующего сигнала 23 будет равна:
Результирующее канальное соотношение сигнал/помеха на выходе фильтра результирующего сигнала 23 или на входе i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11 при оптимальном (весовом) сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала с учетом (36) и (37) будет равно:
Для сравнения помехоустойчивости предлагаемой системы связи с известной системой связи - прототипом [5] - определим результирующее канальное соотношение сигнал/помеха при линейном сложении и при аналогичном (рассмотренном выше) действии двух образцов канального сигнала и внутриполосной синусоидальной помехи на соответствующих двух входах устройства, обеспечивающего линейное сложение колебаний.
Как уже отмечалось выше, при линейном сложении выдвигаются жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения, т.е. радиоприемные устройства ветвей разнесения должны быть строго идентичны по коэффициентам усиления [6]. Предположим, что это условие выполняется.
кан
Аналогично вышеизложенному будем рассматривать работу системы связи-прототипа в пределах одного из временных интервалов Δt стационарности приема группового сигнала, много большем длительности двоичного элемента сигнала Т, в пределах которого амплитуду каждого образца i-го канального сигнала на соответствующем входе узла линейного сложения можно считать постоянной.
1C
2C
1Пi
Пусть, как и ранее, образцы группового сигнала U(t) и U(t) вида (1) и (2), а также внутриполосная синусоидальная помеха U(t) вида (13) с выходов линейных трактов, соответствующих РПУ приемного комплекса известной системы связи-прототипа, поступают на N канальных блоков (КБ), каждый из которых рассчитан на сдвоенный прием и состоит из двух идентичных активных фильтров [5].
Для упрощения анализа примем следующую модель устройства линейного сложения разнесенных сигналов вместо реальных устройств линейного сложения системы связи-прототипа:
- в каждом i-м (i=1, 2,…, N) канальном блоке системы связи - прототипа, производится фильтрация двух образцов i-го канального сигнала традиционным методом (с использованием полосовых фильтров без перевода на нулевую частоту и разложения сигнала на квадратурные составляющие);
- в блоке вычисления разности фаз (БВРФ) производится синфазное линейное сложение двух образцов каждого i-го канального сигнала с последующей демодуляцией i-го канального сигнала известным способом (таким же, как и в предлагаемой системе связи).
При таком упрощении помехоустойчивость системы связи-прототипа, с принятой моделью устройства линейного сложения не может быть хуже помехоустойчивости известной системы связи, в которой используется менее предпочтительное последетекторное сложение разнесенных сигналов [6].
Выделенные фильтрами i-го канального блока напряжения образцов сигнала и помехи ветвей разнесения можно представить в виде:
- по первой ветви -
по второй ветви -
Амплитуда результирующего сигнала после синфазного линейного сложения в БВРФ будет равна (при коэффициенте передачи суммирующего устройства равным 1):
Из (19) напряжение аддитивной внутриполосной синусоидальной помехи на выходе суммирующего устройства равно:
Из (41) и (42) найдем результирующее канальное соотношение сигнал/помеха на выходе i-го устройства линейного сложения или на входе i-го канального демодулятора:
Пусть
i
2Ci
1Ci
где L - число, показывающее, во сколько раз величина амплитуды U больше (меньше) величины амплитуды U.
Тогда (43) примет вид:
Таким образом, выражения (38) и (45) позволяют производить оценку результирующих канальных соотношений сигнал/помеха на выходе любого i-го устройства сложения (оптимального и линейного) разнесенных образцов i-го канального сигнала (или на входе i-го канального демодулятора) каждой из сравниваемых систем связи в зависимости от исходного канального соотношения сигнал/помеха на входе (выходе) линейного тракта одного из РПУ системы связи при наличии сигнала без помех на входе (выходе) линейного тракта другого РПУ.
Pionm
Рiлин
кр
кр
Однако при сравнении величин H и Н необходимо знать критическое значение соотношения сигнал/помеха (внутриполосная синусоидальная) Н, ниже которого происходит сбой работы демодулятора, о чем разъяснялось выше. Поскольку ранее мы условились, что демодуляторы сравниваемых систем связи идентичны, то величина Н для сравниваемых систем связи должна быть одинаковой.
кр
Численное значение величины Н для демодуляторов, которые используются в составе РПУ, определяется параметром помехоустойчивости телеграфных каналов РПУ при действии внутриполосной синусоидальной помехи. Требование по помехоустойчивости предъявляется к любому современному промышленно выпускаемому РПУ, например к любому РПУ, приведенному в [8]. Для современных РПУ критическое соотношение сигнал/помеха (внутриполосная синусоидальная) на входе РПУ (в дБ) составляет не более 4,5 дБ при приеме сигналов ЧТ и не более 8 дБ при приеме сигналов ОФТ на различных скоростях работы.
Фактически это требование к помехоустойчивости самого демодулятора в составе РПУ, поскольку суммарное напряжение сигнала и помехи при его прохождении через линейный тракт (от антенного входа РПУ до входа демодулятора в составе РПУ) не подвергается существенным нелинейным искажениям [6, 8].
кр
Pionm
Piлин
i
i
Примем в качестве параметра помехоустойчивости каждого канального демодулятора сравниваемых систем связи соотношение Н, равным 8 дБ (2,51 раза), и произведем расчет результирующих канальных соотношений напряжений сигнал/помеха (H и H), на входе каждого из канальных демодуляторов обеих систем по формулам (38) и (45) при различных исходных канальных соотношениях напряжений сигнал/помеха M на входе (выходе) линейного тракта одного их двух РПУ каждой из систем в полосе пропускания того i-го канального сигнала, в который попадает внутриполосная синусоидальная помеха, и при различных соотношениях напряжений двух образцов i-го канального сигнала L на выходах (входах) соответствующих РПУ.
Расчетные данные приведены в таблице.
1
2
Из анализа таблицы следует, что предлагаемая система высокоскоростной декаметровой радиосвязи существенно превосходит известную систему радиосвязи - прототип по помехоустойчивости приема любого i-го канального сигнала при одновременном действии на входе (выходе) линейного тракта одного из двух РПУ 10 или 10, внутриполосной синусоидальной помехи в пределах полосы частот, занимаемой спектром соответствующего образца этого сигнала.
i
i
Приведенные расчеты показывают, что известная система связи обеспечивает прием любого i-го канального сигнала без ошибок только в одном случае - при превышении напряжения одного образца канального сигнала, свободного от помехи, напряжения другого образца этого сигнала, пораженного помехой, не менее чем в 2 раза, при М=0,9 и L=2.
i
i
Piлин
кр
При других условиях связи (при различных значениях М и L) результирующее канальное соотношение H<H=8 дБ (2,51 раза), т.е. работа каждого из канальных демодуляторов блокируется действием внутриполосной синусоидальной помехой и прием группового сигнала не возможен.
Pionm
кр
Однако при тех же условиях связи предлагаемая система связи обеспечивает результирующее канальное соотношение H>Н, что позволяет принимать любой из канальных сигналов без ошибок, а соответственно и принимать групповой сигнал в целом также без ошибок.
В заключение на основании вышеприведенного сравнительного анализа можно отметить следующие преимущества предлагаемой системы высокоскоростной декаметровой радиосвязи по отношению к известной системе связи-прототипу:
1
2
i
Pionm
i
Pionm
кр
1. При действии на входе одного из РПУ 10 или 10 напряжения сосредоточенной по спектру (внутриполосной) аддитивной помехи, попадающей в полосу частот, занимаемую спектром какого-либо i-го канального сигнала (в составе N-канального группового сигнала), при котором значение i-го канального соотношения напряжений сигнал/помеха М<1, достигается существенный выигрыш по помехоустойчивости приема i-го канального сигнала за счет достижения более высокого значения результирующего канального соотношения напряжений сигнал/помеха H>1 на выходе i-го БКС 15, а соответственно и на входе соответствующего i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11, существенно превышающего критическое значение величины H=Н, при котором происходит сбой работы демодулятора.
1
2
2. Ввиду взаимной независимости приема каждого i-го канального сигнала достигается и более высокая помехоустойчивость приема группового сигнала в целом при действии на входе одного из двух РПУ 10 или 10 как одной внутриполосной помехи, так и G внутриполосных помех (G≤N), каждая из которых попадает в полосу частот, занимаемую соответствующим одним из N канальных сигналов в составе группового сигнала.
1
N
3. Достигается также выигрыш по помехоустойчивости приема и при действии флуктуационных помех, действующих в пределах полос частот, занимаемых канальными сигналами, за счет реализации в каждом БКС 15…15 оптимального когерентного сложения образцов канальных сигналов, выполненного до проведения операции детектирования этих сигналов [2, 6].
1
Ν
4. Расширяются функциональные возможности по передаче и приему более широкого класса сигналов с угловой манипуляцией за счет обеспечения каждым БКС 15…15 оптимального когерентного сложения образов соответствующего канального сигнала как с фазоразностной, так и с частотной манипуляцией при любой кратности к уплотнению сигналов, а также демодуляции этих сигналов блоком N канальных демодуляторов 11 известными способами [2, 6].
Источники информации
1. Кловский Д.Д. Теория передачи сигналов. Учебник для вузов. - М.: Связь. 1973. 376 с.
2. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Советское радио. 1970. 728 с.
3. Кловский Д.Д., Николаев Б.И. Инженерная реализация радиотехнических схем (в системах передачи дискретных сообщений в условиях межсимвольной интерференции). - М.: Связь. 1975. 200 с.
4. Киселев A.M., Махотин В.В., Рыжов Н.Ю., Шаталова Г.В. Способ реализации высокоскоростного параллельного модема // Техника радиосвязи. 2006. Вып. 11. С. 5-15.
5. Гинсбург В.В., Гиршов B.C., Заездный A.M., Каган Б.Д., Кустов О.В., Окунев Ю.Б. и др. Аппаратура передачи дискретной информации МС-5 / Под ред. Заездного A.M. и Окунева Ю.Б. - М.: Связь. 1970.
6. Н.А. Сартасов, В.М. Едвабный, В.В. Грибин. Коротковолновые магистральные радиоприемные устройства. - М.: Связь. 1971. 288 с.
7. И.С. Гоноровский. Радиотехнические цепи и сигналы. Учебник для вузов. Изд. 3-е, перераб. и доп. - М: «Сов. радио». 1977. 608 с.
8. Березовский В.А., Дулькейт И.В., Савицкий O.K. Современная декаметровая радиосвязь: оборудование, системы и комплексы. Под ред. В.А. Березовского. - М: Радиотехника, 2011. - 444 с.