СПОСОБ РАДИОПРИЕМА ВЫСОКОСКОРОСТНОЙ ИНФОРМАЦИИ КОСМИЧЕСКОЙ РАДИОЛИНИИ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ
METHOD FOR RADIO RECEPTION OF HIGH-SPEED INFORMATION OF SPACE RADIO LINE, AND DEVICE FOR ITS IMPLEMENTATION

Изобретение относится к космической технике, в частности к способу радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии и устройству для его реализации.
Уровень техники
Известны способы радиоприема информации космической радиолинии (МПК H04L 27/22, H04B 1/10, H04L 27/10, H04B 1/06):
Способ получения информации о качестве сигнала в приемнике [5], RU 2113061 опубликован в 1998 году;
Способ получения информации о качестве сигнала в приемнике [6], RU 2216871 опубликован в 2003 году;
Способ и устройство бескодового приема сигналов спутниковых навигационных систем [10], RU 2363099 опубликован в 2007 году;
Способ устранения влияния тропосферных и ионосферных ошибок измерения в одночастотных приемниках спутниковой навигации [11], RU 2237257, опубликован в 1982 году;
Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции [12], RU 2286025 опубликован в 2005 году.
Принцип построения и конструкция устройств для радиоприема высокоскоростной информации изложены в патентно-ассоциированной литературе, в частности в монографиях:
Тузов Г.И. и др. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. «Радио и связь», 1985;
И.М. Тепляков, Б.И. Рощин, А.И. Фомин, В.А. Вейцель. Радиосистемы передачи информации. Москва, «Радио и связь», 1982;
Калашников Н.И. Системы связи через ИСЗ. «Связь», 1969, а также в описаниях устройств (МПК H04B 1/06), в частности:
Устройство радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии» [1], RU 116293 опубликован в 2011 году;
Радиоприемник цифровой информации» [15], RU 2371845 опубликован в 2008 году;
Устройство сдвига полосы частот [16], SU №824401, опубликовано в 1979 году.
В патентах RU 2113061 [5] и RU 2216871 [6], по статистике ошибок фазы фазомодулированных цифровых символов в зависимости от отношения сигнал/шум вырабатывают усредненную оценку ухудшения когерентного приема.
Патентом RU 2113061 [5] охраняется способ получения информации о качестве сигнала, при котором принимают приемником множество М-позиционных фазомодулированных цифровых символов, вырабатывают в приемнике соответствующую оценку фазы для каждого фазомодулированного цифрового символа. Из оценки фазы определяют в приемнике соответствующий сигнал ошибки фазы. Способ содержит признаки:
получения информации о качестве сигнала в приемнике, при котором принимают приемником множество М-позиционных фазомодулированных цифровых символов;
вырабатывают в приемнике соответствующую оценку фазы для каждого фазомодулированного цифрового символа;
определяют в приемнике, из оценки фазы, сигнал ошибки фазы.
Способ обладает низкой инструментальной точностью при высоких отношениях сигнал/шум, требует для оценки качества сигнала чрезмерно большого количества символов. Эффективность использования понижается при использовании декодеров, отличных от сверточных, либо при использовании в системе передачи дискретных сообщений сигналов без помехоустойчивого кодирования, поскольку способ предлагает использование именно углового расстояния в качестве меры надежности принятого решения.
Патент RU 2216871 [6] охраняет способ получения информации о качестве сигнала в приемнике. Изобретение относится к обмену дискретной информации по каналам связи с использованием цифровой фазовой модуляции (ФМ) в системах передачи дискретной информации.
2
3
1
Техническое решение обеспечивает высокую инструментальную точность при всех значениях входного отношения сигнал/шум. Для возникающего отношения сигнал/шум принимаемого сигнала (М-позиционных ФМ цифровых сигналов), вырабатывают изменение второй φ, сдвинутой на φ=const оценки фазы φ фазомодулированных цифровых символов. По вычисленным первой и второй оценкам фазы цифровых символов принимают решение о соответствии первого и второго m-разрядного кода. Находят расстояние по Хэммингу между первым и вторым m-разрядными кодами. Суммируют получаемое расстояние по Хэммингу первых и вторых m-разрядных кодов. Получаемую информацию считают связанной с эквивалентной ухудшению помехоустойчивости когерентного приема на величину в отношении сигнал/шум и ухудшение помехоустойчивости когерентного приема на величину в отношении сигнал/шум.
Признаки RU 2216871, совпадающие с существенными признаками заявленного изобретения:
вырабатывают в приемнике оценку фазы;
определяют в приемнике сигнал ошибки фазы;
получают ухудшения когерентного приема от отношения сигнал/шум.
Эффективность использования понижается при использовании декодеров, отличных от сверточных, либо при использовании в системе передачи дискретных сообщений сигналов без помехоустойчивого кодирования, поскольку способ предлагает использование именно углового расстояния в качестве меры надежности принятого решения. Способ обладает низкой инструментальной точностью при высоких отношениях сигнал/шум, требует для оценки качества сигнала чрезмерно большого количества символов. Способ учитывает шумовые составляющие радиолинии и приемного устройства и не учитывает шумовые составляющие эффекта Доплера, вызывающие глубокие замирания принимаемого высокоскоростного сигнала, дающее отношение сигнал/шум ниже порогового.
В Способе RU 2363099 [10] применяются признаки:
отслеживание несущей частоты;
измерение доплеровских частот каналов фильтрами с многоразрядными цифровыми ФНЧ, системой ФАПЧ.
Признаки RU 2363099, совпадающие с существенными признаками заявленного изобретения:
отслеживание несущей частоты;
измерение доплеровских частот системой ФАПЧ.
Заявителю известна причина, препятствующая получению технического результата: доплеровское смещение составляющих спектра высокоскоростного широкополосного сигнала отличается от доплеровского смещения спектральных составляющих в полосе радиочастот.
В Способе RU 2237257 [11] устраняется влияние тропосферных и ионосферных ошибок измерения в одночастотных приемниках спутниковой навигации путем учета вертикальной тропосферной и ионосферной задержек.
Заявителю известна причина, препятствующая получению технического результата - вертикальная задержка в ионосфере, которая не дает возможность получить оценки паразитного сдвига фаз спектра принимаемого сигнала.
В Способе RU 2286025 [12] применяют передачу и прием сигналов квадратурной амплитудной модуляции, синхронизацию приема сигналов.
В Способе RU 2286025 содержатся следующие признаки:
виды модуляции спутниковой связи (стр.4, 30 место описания);
использование помехоустойчивого кодирования (стр.4, 35);
восстановление несущей частоты (стр.6, 5);
потеря способности работать при низких отношениях сигнал/шум из-за отсутствия синхронизации (стр.6, 20);
зависимость порога демодуляции от вида модуляции и вида помехоустойчивого кодирования (стр.6, 20);
передачи (передающая сторона) и приема сигналов (на приемной стороне) по каналу связи (стр.7, 30). Причем приемная сторона, вход которой подключен к каналу связи, содержит обычные для любого приемника средства усиления, фильтрации и преобразования на промежуточную частоту, которые не показаны на фигурах, но предполагаются в наличии (стр.8, 50);
использование прямого преобразования Фурье (стр.9, 15), (стр.15, 30);
использование фазовой автоподстройки частоты для выделения тактовых частот (стр.9, 40);
применение вычислителей для нахождения разности сигналов (стр.11, 5);
выделение сигнала подстройки промежуточной частоты (стр.11, 20);
формирование частоты из меандрового сигнала (стр.11, 40);
нахождение суммы сигналов (стр.11, 45);
выделение низкочастотных составляющих суммарного сигнала (стр.11, 50);
аналого-цифровые преобразования, преобразующие компоненты принимаемого сигнала в цифровые отсчеты тактовой частоты (стр.14, 45);
действия способа передачи и приема сигналов реализуют по необходимости не только в аппаратном, но и программном виде, поскольку обрабатываемый сигнал дискретизирован, оцифрован и переведен в вид двоичных отсчетов. Отсчеты обрабатывают процессором компьютера в соответствии с программой алгоритма функционирования (стр.17, 45);
использование обратного преобразования Фурье (стр.21, 35);
преобразование m-уровневых отсчетов в двоичную последовательность битовых символов тактовой частоты (стр.22, 50).
Аналог RU 2286025 является наиболее близким аналогом-прототипом заявляемого способа. Следующие признаки совпадают с существенными признаками заявленного изобретения:
прием сигналов при передаче и приеме сигналов, состоящей из передающей стороны и приемной стороны, соединенных каналом связи. Приемное устройство содержит обычные для любого приемника средства усиления, фильтрации и преобразования на промежуточную частоту, которые не показаны на фигурах, но предполагаются в наличии;
использование помехоустойчивого кодирования;
использование фазовой автоподстройки частоты;
использование прямого преобразования Фурье;
использование обратного преобразования Фурье;
применение вычислителей для нахождения разности сигналов;
преобразование m-уровневых отсчетов в двоичную последовательность битовых символов тактовой частоты.
Признаки способа реализуют не только в аппаратном, но и программном виде, отсчеты обрабатывают процессором компьютера.
Технический результат - снижение порога демодуляции, за счет обеспечения низкого порога синхронизации по несущей частоте. Результат достигается дополнением пачки из М m-уровневых символов, подстройкой частоты синхронизации, что дает возможность вплотную приблизиться к порогу Шеннона. Формула Шеннона:
<mrow><mi>C</mi><mo>=</mo><mi>B</mi><msub><mrow><mi>log</mi></mrow><mn>2</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>P</mi><mi>с</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>P</mi><mi>ш</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>P</mi><mi>ш</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
,
где:
C - скорость передачи и приема информации,
B - ширина спектра частот передаваемого сигнала в канале связи,
с
P - мощность сигнала на входе приемника,
ш
P - мощность шумов, приведенных к входу приемника, в полосе B частот.
Расчет радиолинии с учетом этой формулы предполагает достижение заданной скорости приема при отношении сигнал/шум выше допустимого порогового в условиях компенсации доплеровского смещения несущей частоты.
Порог отношения определяет максимальную величину мощности.
Причина, препятствующая получению технического результата доплеровские смещения составляющих спектра широкополосного сигнала отличаются от доплеровского смещения несущей, доплеровские смещения составляющих спектра создает замирание сигнала и уменьшение отношения сигнал/шум ниже порогового.
К числу аналогов заявляемого устройства относятся следующие технические решения.
RU 2371845 Радиоприемник цифровой информации [15] (опубликован 27.10.2009, автор Мелешков Г.А., патентообладатель ФГУП «РНИИ КП») может быть использован в радиосистемах с фазовым методом модуляции для приема блоков цифровой информации по каналам связи.
Достигаемый технический результат - учет и частичная компенсация паразитного смещения фазового сигнала от эффекта Доплера. Устройство содержит полосовой фильтр, согласованный фильтр, балансный модулятор, демодулятор, блок памяти цифровых отсчетов сигнала фазового детектора амплитудного, решающий блок символьный, два декодера блочных, прерыватель приема блока сигналов, блок обработки фазового сигнала, блок сдвига полосы частот, получатель информации, при этом один из входов балансного модулятора подключен к выходу генератора шумоподобных сигналов.
Более полно компенсация паразитного смещения фазового сигнала осуществляется в техническом решении RU 116293 Устройство радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии [1], которое является ближайшим аналогом.
П
П
Устройство приема высокоскоростной информации космической радиолинии содержит: полосовой фильтр (ПФ), согласованный фильтр приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ), первый балансный модулятор (БМ), первый демодулятор (ДМ), первый декодер блочный (ДК), получатель информации (ПИ), блок памяти отсчетов сигнала получателя (ПАМ), устройство компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС), устройство компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС), согласованный фильтр приема радиосигнала с одной боковой (СФДБ), второй балансный модулятор (БМ), второй демодулятор (ДМ), второй декодер блочный (ДК), ПЭВМ блока управления (ПЭВМ), интерфейс шины ПЭВМ (интерфейс), программное обеспечение (ПО), причем входом устройства является вход ПФ, выход которого подключен к соединенным последовательно СФОБ, БМ, ДМ, ДК, ПИ, второй выход ДМ соединен с ПАМ, выход которого соединен с УК СФС и УК ССС, выходы которых соединены со вторым входом ПИ, выход БМ соединен с вторым входом образцового сигнала УК ССС, вход СФОБ соединен с входом СФДБ, выход которого подключен к входу соединенных последовательно, второму БМ, второму ДМ, второму ДК, выход которого соединен с третьим входом ПИ, ПО подключено к ПЭВМ, которая соединена интерфейсом с первый ДК, вторым ДК, ПИ, УК.
Однако известное техническое решение не компенсирует в полном объеме детерминированные искажения, вызываемые эффектом Доплера (устранение глубоких замираний и искажения сигнала, прошедшего ионосферу) с целью уменьшения потери сигнала.
Раскрытие изобретения
Заявляемый способ
Технический результат заявляемого способа заключается в компенсации детерминированных искажений, вызываемых эффектом Доплера (устранение глубоких замираний и искажения сигнала, прошедшего ионосферу) с целью уменьшения потери сигнала.
Технический результат достигается тем, что радиоприем высокоскоростной информации выполняют после вхождения в связь и приема узкополосных сигналов на несущей частоте. В предлагаемом способе применена реконфигурация приема сигнала с двумя боковыми, сигнала с одной боковой, с компенсацией паразитного смещения фазового сигнала и компенсацией паразитных сдвигов спектральных составляющих. В радиолинии, при эффекте Доплера, на разных дальностях образуются зоны: замирания сигнала, зоны искажения сигнала и зоны, где влияние эффекта Доплера не проявляется. Зоны замирания сигнала и зоны искажения спектра сигнала выявляются декодером, когда образуется статусная информация. Если в приемнике имеется возможность принимать сигнал по нескольким конфигурациям, то конфигурация приема оказывается та, в которой декодер передал потребителю информации принятый сигнал (статусная информация не обнаружена).
Способ радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии, заключающийся в том, что выполняют:
S
1
а) прием излученного образцового сигнала при выходе радиоволны из ионосферного образования (время распространения волны t=t), включающий:
вхождение в связь по несущей частоте;
синхронизацию тактовой частоты приема бит, синхронизацию приема и прием контрольной частоты образцового сигнала;
перевод контрольной частоты в частотную область быстрым преобразованием Фурье;
Пi1
определяют в спектре фаз полное расхождение φ, i:=0…N-1 контрольной частоты (от ионосферы и эффекта Доплера), записывают данные в память;
оценку расхождения контрольной частоты от эффекта Доплера (прогнозированием)
<mrow><msub><mi>ϕ</mi><mrow><mi>П</mi><mi>i</mi><mn>11</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>Ω</mi><mrow><mi>i</mi><mi>D</mi></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>t</mi><mi>S</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>i</mi><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>n</mi><mi>S</mi></msub><mo>⋅</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>K</mi></msub></mrow><mrow><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>N</mi><mi>K</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>N</mi><mn>0</mn></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mfrac></mrow>
, i:=0…N-1;
ПiИОН
2π
Пi1
Пi11
оценку расхождения контрольной частоты от ионосферы φ:=mod(φ-φ), для i:=0…N-1 записывают данные в память;
S
2
б) прием излученного образцового сигнала в продолжение радиолинии, в области незначительного замирания от эффекта Доплера (прогнозируемое время распространения волны t=t, содержащий:
вхождение в связь по несущей частоте;
синхронизацию тактовой частоты приема бит, синхронизацию приема и прием контрольной частоты образцового сигнала;
перевод контрольной частоты в частотную область быстрым преобразованием Фурье;
Пi2
определение в спектре фаз полного расхождения φ, i:=0…N-1 контрольной частоты (от ионосферы) и запись данных в память;
S
1
оценку начальных искажений образцового сигнала от эффекта Доплера в случае незначительных искажений эффектом Доплера при t=t после прохождения ионосферы,
ПiИОН
2π
Пi1
Пi11
φ:=mod(φ-φ), i:=0…N-1; запись данных в память;
S
обр
в) прием в рабочем сеансе, время распространения сигнала t, сигналов спектра с двумя боковыми образцового сигнала s[λ,t] и высокоскоростного сигнала s[λ,φ(t),t],, включающий:
помехоустойчивое декодирование сигнала s[λ,φ(t),t] и передачу принятой информации получателю информации;
г) если декодер операции в) показал статусную информацию, то выполняют следующие действия:
обр
обр
прием сигналов s[λ,t] и s[λ,φ(t),t] в спектре одной боковой и запись сигналов s[λ,t] и s[λ,φ(t),t];
помехоустойчивое декодирование сигнала s[λ,φ(t),t] и передачу принятой информации получателю информации;
д) если декодер операции г) показал статусную информацию, то выполняют компенсации паразитного смещения уровня фазового сигнала, включающие:
1
оценку фазы φ в начале мерного интервала по данным памяти фазовых отсчетов s[λ,φ(t),t];
2
оценку фазы φ конце мерного интервала;
2
1
определяют компенсируемую частоту Ω=(φ-φ+2πn)/T,
где n - число перескоков фазы на 2π;
оценку величины ошибок в работе системы, которые делят на малые (нормальные) и большие n=1, 2,…(аномальные), причем величину ошибки оценивают только для нормальных ошибок;
компенсацию смешения достигают сдвигом полосы частот:
пр
i
2π
c
i
г
i
e(t)=mod[e(t)+e(t)],
где:
c
i
e(t) - отсчеты сигнала из блока памяти s[λ,φ(t),t],
г
i
e(t) - отсчеты паразитного смещения;
преобразуют отсчеты фазового сигнала в биты информации решающим правилом (преобразование m-уровневых отсчетов в двоичную последовательность битовых символов тактовой частоты);
выполняют помехоустойчивое декодирование высокоскоростного сигнала и принятую информацию передают получателю информации;
обр
е) если декодер операции д) показал статусную информацию, то выполняют компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих записанного высокоскоростного сигнала s[λ,φ(t),t], с использованием данных образцового сигнала s[λ,t] в рабочем сеансе и начальных значений образцового сигнала, записанных в пункте б), включающие:
обр
перевод в частотную область быстрым преобразованием Фурье сигналов s[λ,φ(t),t] и s[λ,t]e;
S
определение полного расхождения фаз сигнала и контрольной частоты за время распространения сигнала t;
Пi11
S
2
S
определение в сетке частот i:=0…N-1 паразитных расхождений спектра сигнала по данным искажений образцового сигнала от эффекта Доплера, от малых начальных искажений φ после прохождения ионосферы t=t до t
Пi
2π
Пi2
Пi1
φ:=mod(φ-φ), для i:=0…N-1;
компенсацию паразитных сдвигов спектральных составляющих сигнала s[λ,φ(t),t] от эффекта Доплера путем изменения фаз составляющих частотного разложения оператором компенсации искажений:
i
2π
i
Пi1
Ф:=mod(arg(Y)-φ), для i:=0…N-1;
преобразование решающим правилом отсчетов фазового сигнала в биты информации;
выполнение помехоустойчивого декодирования высокоскоростного сигнала и передача принятой информации получателю информации;
обр
ж) если декодер операции e) показал статусную информацию, то выполняют компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих записанного высокоскоростного сигнала s[λ,φ(t),t] с использованием данных образцового сигнала s[λ,t] в рабочем сеансе и начальных значений образцового сигнала, записанных в пункте б), включающие:
Пi1
S
2
S
определение паразитных расхождений в сетке частот i:=0…N-1 спектра сигнала по данным искажений образцового сигнала от эффекта Доплера, от больших начальных искажений φ после прохождения ионосферы t=t до t
Пi
2π
Пi2
ПiИОН
φ:=mod(φ-φ) для i:=0…N-1;
компенсацию паразитных сдвигов спектральных составляющих сигнала s[λ,φ(t),t] эффекта Доплера путем изменения фаз составляющих частотного разложения оператором компенсации искажений:
i
2π
i
Пi1
Ф:=mod(arg(Y)-φ)для i:=0…N-1;
преобразование решающим правилом отсчетов фазового сигнала в биты информации;
помехоустойчивое декодирование высокоскоростного сигнала и передачу принятой информации получателю информации.
Заявляемое устройство
Технический результат заявляемого устройства заключается в компенсации детерминированных искажений, вызываемых эффектом Доплера (устранение глубоких замираний и искажения сигнала, прошедшего ионосферу), с целью уменьшения потери сигнала.
Технический результат достигается тем, что радиоприем высокоскоростной информации выполняют после вхождения в связь и приема узкополосных сигналов на несущей частоте. В предлагаемом устройстве применена реконфигурация приема сигнала в реальном времени в полосе частот приема:
двух боковых;
с одной боковой;
с одной боковой и записанному в память фазовому сигналу.
В зависимости от частоты Доплера период образования глубоких интерференционных замираний и искажений сигнала от паразитного детерминированного сдвига спектральных составляющих различен, время выхода волны из ионосферного образования может быть много меньше периода или близко к половине периода, когда образуется максимальный паразитный эффект от доплеровского смещения. В радиолинии, при эффекте Доплера, на разных дальностях образуются зоны: замирания сигнала, зоны искажения сигнала и зоны, где влияние эффекта Доплера не проявляется. Зоны замирания сигнала и зоны искажения спектра сигнала выявляются декодером, когда образуется статусная информация. Если в приемнике имеется возможность принимать сигнал по нескольким конфигурациям, то конфигурация приема оказывается та, в которой декодер передал ПИ принятый сигнал (статусная информация не обнаружена).
Устройство приема высокоскоростной информации космической радиолинии содержащее:
- полосовой фильтр (ПФ);
- согласованный фильтр приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ);
- первый и второй соответственно балансный модулятор (БМ);
- первый и второй соответственно демодулятор (ДМ);
- получатель информации (ПИ);
П
- блок памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ);
- устройство компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС);
- согласованный фильтр приема радиосигнала с двумя боковыми (СФДБ);
- процессор, выполненный с возможностью формирования команд:
П
- записи отсчетов фазовых сигналов сообщения и образцового сигнала при приеме информации соответственно в блок памяти отсчетов сигнала получателя (ПАМ);
- включения блока устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС);
- управления первым и вторым соответственно декодером блочным (ДК);
- выбора схем электрических на ПЛИС, ОЗУ, ПЗУ, микропроцессоры, выполненных в виде загрузочных модулей под сигналы КА с априорно известной структурой и формирование загрузочного модуля для приема в сеансе связи;
- отображения состояния приема информации космической радиолинии у потребителя информации (ПИ),
П
П
причем, вход полосового фильтра (ПФ) является входом устройства, а выход соединен со входами согласованного фильтра приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ) и согласованного фильтра приема радиосигнала с двумя боковыми (СФДБ), первый балансный модулятор (БМ), вход которого подключен к выходу согласованного фильтра приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ), а выход - соединен со входом первого демодулятора (ДМ) и первым входом устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС), второй вход которого подключен к выходу блока памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ) и второму входу устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС), причем выход устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС) соединен с выходом устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС) и вторым входом получателя информации (ПИ), а первый вход устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС) соединен с выходом процессора, вход-выход которого соединен с входами-выходами: устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС), блока памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ), первого декодера (ДК) и второго декодера (ДК) соответственно декодера блочного (ДК), получателя информации (ПИ); первый и третий входы получателя информации (ПИ) соответственно соединены с выходами первого (ДК) и второго декодеров (ДК), причем вход первого декодера (ДК) соединен с выходом первого демодулятора (ДМ), а вход второго декодера (ДК) соединен с выходом второго демодулятора (ДМ), вход второго демодулятора (ДМ) соединен с выходом второго балансного модулятора (БМ), вход которого соединен с выходом согласованного фильтра приема радиосигнала с двумя боковыми (СФДБ).
Краткое описание чертежей
Признаки и сущность заявленной группы изобретений поясняются в последующем детальном описании, иллюстрируемом чертежами (см. Фиг.1 - Фиг.15), где показано следующее.
Фиг.1. Схема устройства приема высокоскоростной информации космической радиолинии;
Фиг.2. Схема устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала УК СФС;
Фиг.3. Схема устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих УК ССС;
Фиг.4. Спектральное представление модулирующей синусоиды;
Фиг.5. Векторное представление составляющих быстрого преобразования Фурье;
Фиг.6. Схема устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих УК ССС;
Фиг.7. Замирание от эффекта Доплера;
Фиг.8. Сигнал модуляции меандром;
Фиг.9. Искажение меандра Доплером;
Фиг.10. Сигнал составляющих векторов;
Фиг.11. Замирание сигнала;
Фиг.12. Искажение меандра расхождением фаз составляющих частот;
Фиг.13. Пример поиска конфигурации;
Фиг.14. Лунная станция спутниковой сети связи;
Фиг.15. Графическое изображение последовательности операций.
На Фиг.1 приведена схема устройства приема высокоскоростной информации космической радиолинии, содержащая:
1 - полосовой фильтр (ПФ);
2 - согласованный фильтр приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ);
3 - согласованный приема радиосигнала с радиосигнала с двумя боковыми (СФДБ);
4, 5 - первый и второй соответственно балансный модулятор (БМ);
6, 7 - первый и второй соответственно демодулятор (ДМ);
8, 9 - первый и второй соответственно декодеры (ДК);
10 - получатель информации (ПИ);
П
11 - блок памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ);
12 - устройство компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС);
13 - устройство компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС);
14 - процессор, выполненный с возможностью формирования команд:
П
- записи отсчетов фазовых сигналов сообщения и образцового сигнала при приеме информации соответственно в блок памяти отсчетов сигнала получателя (ПАМ);
- включения блока устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС);
- управления первым и вторым соответственно декодером блочным (ДК);
- выбора схем электрических на ПЛИС, ОЗУ, ПЗУ, микропроцессоры, выполненных в виде загрузочных модулей под сигналы КА с априорно известной структурой и формирование загрузочного модуля для приема в сеансе связи;
- отображения состояния приема информации космической радиолинии у потребителя информации (ПИ).
П
Устройство приема высокоскоростной информации космической радиолинии содержащее: полосовой фильтр (ПФ, 1), согласованный фильтр приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ, 2), согласованный фильтр приема радиосигнала с двумя боковыми (СФДБ, 3), первый и второй соответственно балансный модулятор (БМ, 4, 5), первый и второй соответственно демодулятор (ДМ, 6, 7), получатель информации (ПИ, 10), блок памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ, 11), устройство компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС, 12), процессор (10), выполненный с возможностью формирования команд:
П
- записи отсчетов фазовых сигналов сообщения и образцового сигнала при приеме информации соответственно в блок памяти отсчетов сигнала получателя (ПАМ, 11);
- включения блока устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС, 13);
- управления первым и вторым Соответственно декодером блочным (ДК, 8, 9);
- выбора схем электрических на ПЛИС, ОЗУ, ПЗУ, микропроцессоры, выполненных в виде загрузочных модулей под сигналы КА с априорно известной структурой и формирование загрузочного модуля для приема в сеансе связи;
- отображения состояния приема информации космической радиолинии у потребителя информации (ПИ, 10);
П
П
причем, вход полосового фильтра (ПФ, 1) является входом устройства, а выход соединен со входами согласованного фильтра приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ, 2) и согласованного фильтра приема радиосигнала с двумя боковыми (СФДБ, 3), первый балансный модулятор (БМ, 4), вход которого подключен к выходу согласованного фильтра приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ, 2), а выход - соединен со входом первого демодулятора (ДМ, 6) и первым входом устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС, 13), второй вход которого подключен к выходу блока памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ, 11) и второму входу устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС, 12), причем выход устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС, 12) соединен с выходом устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС, 13) и вторым входом получателя информации (ПИ, 10), а первый вход устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС, 12) соединен с выходом процессора (14), вход-выход которого соединен с входами-выходами: устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС, 13), блока памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ, 11), первого (ДК, 8) и второго (ДК) соответственно декодера блочного (ДК, 8,9), получателя информации (ПИ); первый и третий входы получателя информации (ПИ, 10) соответственно соединены с выходами первого (ДК, 8) и второго декодеров (ДК, 9), причем вход первого декодера (ДК, 8) соединен с выходом первого демодулятора (ДМ, 6), а вход второго декодера (ДК, 9) соединен с выходом второго демодулятора (ДМ, 7), вход второго демодулятора (ДМ, 7) соединен с выходом второго балансного модулятора (БМ, 5), вход которого соединен с выходом согласованного фильтра приема радиосигнала с двумя боковыми (СФДБ, 3).
На Фиг.2 приведена схема устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС, 12), где обозначено:
10 - получатель информации (ПИ);
П
11 - блок памяти фазовых отчетов сигнала получателя (ПАМ);
12 - устройство компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС);
14 - процессор;
15 - вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС);
16 - цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК);
17 - первый решающий блок символьный (РБС);
18 - третий декодер блочный (ДК).
П
Сигнал с процессора (14) поступает на первый вход УК СФС (12), который соединен с первыми входами ВПС (15), ЦУК (16), и вторым входом ДК (18); выход ПАМ соединен со вторым входом ВПС (15) и третьим входом ЦУК (16); второй вход ЦУК (16) соединен с выходом ВПС (15); выход ЦУК (16) соединен со входом первого РБС (17), выход которого соединен с первым входом третьего декодера блочного (ДК), выход которого является выходом УК СФС (12) и соединен со входом ПИ (10).
На Фиг.3 приведена схема устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС, 13), где обозначено:
4 - первый балансный модулятор (БМ);
10 - получатель информации (ПИ);
П
11 - блок памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ);
14 - процессор;
19 - вычислитель искажений образцового сигнала (ВИС);
20 - блок компенсации искажений (БКИ);
21 - блок отсчетов исправленного фазового сигнала (БФС);
22 - второй решающий блок символьный (РБС);
23 - третий декодер блочный (ДК);
ОС
24 - блок памяти отсчетов образцового сигнала (ПАМ);
25 - третий демодулятор (ДМ).
ОС
ОС
П
Сигнал с выхода первого балансного модулятора (4) поступает на первый вход УК ССС (13), который соединен со входом третьего демодулятора (ДМ, 25), выход которого соединен со входом ПАМ (24), вход-выход ПАМ соединен со входом-выходом ВИС (19), выход ВИС (19) соединен с вторым входом БКИ (20), выход БКИ (20) соединен со вторым входом БФС (21), а третий вход БКИ (20) является третьим входом УК ССС (13), который соединен с выходом ПАМ (11); первый вход БКИ (20) соединен со вторым входом УК ССС (13), который соединен с выходом процессора (14) и первым входом БФС (21), выход БФС (21) соединен со входом второго РБС (22), выход которого соединен со входом третьего декодера (ДК, 23), выход которого является выходом УК ССС (13), который соединен со входом ПИ (10).
На Фиг.4 приведено спектральное представление модулирующей синусоиды.
На Фиг.5 приведено векторное представление составляющих быстрого преобразования Фурье.
В тексте приняты обозначения:
ССПД - средства связи и передачи данных;
«сообщение» - высокочастотный или низкочастотный сигнал приемного устройства во временной форме или спектральном виде, несущий информацию, передаваемую потребителю (ПО);
обр
1
«образцовый сигнал» - образцовый сигнал s[λ,t], высокочастотный или низкочастотный сигнал приемного устройства во временной форме или спектральном виде, используемый для определения расхождения составляющих спектра от эффекта Доплера, передается в радиолинии в сумме с радиосигналом сообщения s[λ,φ(t),t] и сигналом синхронизации s[λ,t];
фс
г
г
s[λ,t] - характеристики передаваемого сообщения - сигнала в блоке (начальное смещение φ и параметр Ω линейного закона изменения смещения во времени);
с
i
e(t) - отсчеты фазового сигнала в передаваемом блоке данных.
На Фиг.6 приведена схема устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС) 13, которая содержит:
4 - первый балансный модулятор (БМ);
10 - получатель информации (ПИ);
П
11 - блок памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ);
19 - вычислитель искажений образцового сигнала (ВИС);
20 - блок компенсации искажений (БКИ);
21 - блок отсчетов исправленного фазового сигнала (БФС);
22 - второй решающий блок символьный (РБС);
23 - третий декодер (ДК);
ОС
24 - бок памяти отсчетов образцового сигнала (ПАМ);
25 - третий демодулятор (ДМ);
26 - процессор.
ОС
ОС
П
Сигнал с выхода первого балансного модулятора (4) поступает на первый вход УК ССС (13), который соединен с входом третьего демодулятора (ДМ, 25), выход которого соединен со входом ПАМ (24), вход-выход ПАМ соединен со входом-выходом ВИС (19), выход ВИС (19) соединен с вторым входом БКИ (20), третий вход БКИ (20) является третьим входом УК ССС (13) и соединен с выходом ПАМ (11), а первый вход БКИ (20) соединен со вторым входом УК ССС (13), который соединен с выходом процессора (14), первым входом БФС (21) и вторым входом третьего декодера ДК (23); второй вход БФС (21) подключен к выходу БКИ (20), а выход БФС (21) соединен со входом второго РБС (22), выход которого соединен с первым входом третьего декодера (ДК, 23), выход которого является выходом УК ССС (13), который соединен со входом ПИ (10).
На Фиг.7 приведены построенные ЭВМ в системе Delphi 3 Standart картины замирания сигнала, которые на разной дальности приема от эффекта Доплера носят периодический характер. На Фиг.7 «а» и «б» показаны боковые радиосигнала, на Фиг.7 «в» - суммарный сигнал боковых, на Фиг.7 «г» - замирание, паразитное уменьшение амплитуды до нуля в момент приема.
На Фиг.8-11 в картинах искажения и замирания использованы схемы преобразований сигналов в приемных устройствах на векторных диаграммах комплексных сигналов [4, стр.27, 31].
r
На Фиг.8 приведен сигнал модуляции меандром. Если сдвига фаз нет, то φ=0 (Фиг.8 «б»).
r
На Фиг.9 изображено искажение меандра Доплером, сдвиг фаз составляющих векторов. Сдвига фаз нет (Фиг.9 «а»): φ=0.
r
На Фиг.10 изображен сигнал составляющих векторов, где: φ=0.
r
На Фиг.11 показано замирание сигнала на выходе демодулятора, сдвиг фаз составляющих равен π, φ=π.
На Фиг.12 показано искажение меандра расхождением фаз составляющих частот.
1
2
3
4
5
На Фиг.13 приведен пример поиска конфигураций в устройстве при приеме, в зависимости от дальности приема 0-D, D, D, D, D.
На Фиг.14 приведен пример реализации заявляемого изобретения при освоении Луны и полете экспедиции на Марс.
На Фиг.15 приведено графическое изображение последовательности блоков операций при реализации заявляемого технического решения.
Осуществление изобретения
Принцип работы заявленного способа радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии и устройство для его реализации заключается в следующем.
Устройство радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии, приведенное на Фиг.1, выполняет вхождение в связь по несущей частоте, синхронизацию тактовой частоты приема бит, синхронизацию приема и прием сообщения в реальном масштабе времени. Блоки ПФ (1), СФДБ (3), вторые: БМ (5), ДМ (7), ДК (9) выполняют прием сигнала с двумя боковыми. Информация от ДК 9 поступает на третий вход получателя информации (ПИ, 10). Блоки ПФ (1), СФОБ (2), первые блоки БМ (4), ДМ (6), ДК (8) выполняют прием сигнала с одной боковой. Информация от первого ДК (8) поступает на первый вход ПИ (10). Согласованные фильтры приема радиосигнала СФОБ (2) и СФДБ (3) соответственно фильтруют радиосигнал с одной и двумя боковыми частотами. Первый ДМ (6) и второй ДМ (7) выполняют аналого-цифровое преобразование фазового сигнала. Прием БМ, ДМ, ДК строится традиционным способом с использованием оптимальных схем приема и высокоэффективных схем помехоустойчивого кодирования.
П
П
П
П
c
i
Статусная информация блока данных первого декодера (ДК, 8), если ошибки обнаружены первым декодером (ДК, 8) и не исправлены, поступает на первый вход получателя информации (ПИ, 10) с входа-выхода которого поступает на вход-выход процессора (14). С входа-выхода процессора (14) отсчеты фазовых сигналов сообщения и образцового сигнала при приеме информации соответственно поступают на вход-выход блока памяти отсчетов сигнала получателя (ПАМ, 11) и записываются в ПАМ (11). Указанные отсчеты сигналов с выхода ПАМ (11) поступают на второй вход устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС, 12) и второй вход устройства компенсации паразитного сигнала спектральных составляющих (УК ССС, 13). На Фиг.2 приведен пример исполнения схемы УК СФС (12). По команде процессора (14), поступающей на первый вход УК СФС (12), вычисляют параметры паразитного смещения уровня фазового сигнала по данным ПАМ (11) s[λ,φ(t),t] и компенсируют их в фазовых отсчетах сигнала e (t), по которым первый решающий блок символьный РБС (17) определяет биты блока данных («0» или «1»). Безошибочно принятый блок информации помехоустойчивым декодированием передается получателю информации (ПИ, 10).
П
Статусная информация из третьего декодера (ДК, 18) блока УК СФС (12) поступает на выход УК СФС (12), подключенный к входу потребителя информации (ПИ, 10), вход-выход которого соединен с входом-выходом процессора (Фиг.1). С выхода процессора (14) поступает команда «Включено» (Фиг.1) на вход-выход ПАМ (11), с выхода которого команда поступает на второй вход блока УК СФС (12), который приступает к обработке сигнала.
На Фиг.3 и Фиг.6 приведены варианты реализации схемы УК ССС (13)
УК ССС (13) по команде процессора (14) вычисляет (Фиг.3) паразитный сдвиг спектральных составляющих в быстром преобразовании Фурье (БПФ) принимаемого сигнала, компенсирует их в спектре и преобразованием во временную область получает отсчеты фазового сигнала блока данных. Для определения искажений используется образцовый сигнал.
ОС
П
обр
В вычислениях паразитных искажений используются данные ПАМ (24) и ПАМ (11). По разнице спектральных составляющих, полученных БПФ, принятого s[λ,t] и излученного (неискаженного эффектом Доплера) образцового сигнала, определяют паразитные искажения фаз спектральных составляющих. В спектре сигнала s[λ,φ(t),t] компенсируют паразитные искажения фаз спектральных составляющих и обратным преобразованием БПФ получают вектор отсчетов сигнала временной области.
Отсчеты исправленного сигнала поступают в решающее устройство, которое формирует последовательность бит блока данных (символы «0» и «1»). Декодер (ДК, 23) выполняет помехоустойчивое декодирование, принятый блок информации передается ПИ (10).
0
0
0
D
D
D
В устройствах ВИС (19), БКИ (20), и БФС (21) применено быстрое преобразование Фурье (БПФ) для компенсации искажений. БПФ в частотной области имеет сетку частот. Сетка N частот образуется частотами ω+ω(i), где ω=2π·f, ω(i)=i·Ω, i - номер частоты в сетке, i:=0, 1, 2,…N-1. Шаг частот сетки Ω неизменен. Разность соседних частот одинакова, доплеровское смещение разности соседних частот одинаково, обозначим его Ω. При эффекте Доплера на частотной оси образуются сетка разностных частот i·Ω и сетка расхождений i·(Ω-Ω) при i:=0…N-1.
Эффект Доплера констатирует линейность доплеровского сдвига частоты от составляющей скорости спутника или космического корабля, направленной в точке его расположения вдоль касательной к траектории волны, искривленной в случае неоднородности среды распространения.
а
а
а
а
Д
1
1
2
2
1
2
1
2
1
1D
2D
1D
2D
1D
Д
1D
Д
1
2D
Д
2
rO
2D
1D
2D
1D
2
1
Свойство линейности проявляется в изменении расстояния между частотами сетки и изменении каждой частоты сетки с коэффициентом  от эффекта Доплера. Возьмем две частоты сетки f=k·Ω, f=k·Ω, k, k - целые числа, разностная частота F=f-f, когда нет эффекта Доплера. Частоты при эффекте Доплера f, f, разностная частота F=f-f лежит на частотной оси, где коэффициент линейного изменения частоты от эффекта Доплера , эффект Доплера для точек частотной оси позволяет записать 2πf=2πf, 2πf=2πf, расхождение частот вращения Ω=2π(F-F)=2π(f-f-f+f) образует расхождение векторов колебаний.
1
2
П
1
2
1
В устройстве применен образцовый сигнал с частотами из сетки частот. Гармонические частоты образцового сигнала (ОС) назовем «подстраиваемая» f и «контрольная» f. ОС передается по радиолинии, выделяется из входного сигнала с выхода первого БМ (4) и поступает на вход первого демодулятора (ДМ, 6), с второго выхода (ДМ 6) поступает на первый вход ПАМ (11), где заносится в блок памяти ПАМ отсчетов образцового сигнала. Частоты ОС не выходят за границы спектра информационного сигнала. Разностная частота F=f-f, когда нет эффекта Доплера.
1D
2D
1D
Разностная частота F=f-f при эффекте Доплера.
КП
2D
1D
2
1
Расхождение Ω=2π(f-f-f+f).
S
Расхождение дает паразитный фазовый сдвиг частот, порождающий искажение сигнала, зависящее от времени t.
0
1
Образцовый сигнал с выхода первого БМ (4) переносится амплитудным фазовым первым ДМ (6) в область низких частот. В устройстве частота гетеродина взята в сумме частот ω+2πf. В области нулевых частот достигается совмещение частоты и фазы «подстраиваемой» частоты с гетеродином системой автоподстройки, образуется сигнал разности частот ОС.
S
1
1D
1
1D
П
Первое преобразование первым ДМ (6) берется для свободного пространства при отсутствии доплеровского смещения, когда задержки приема нет, t≈0, образуется колебание частоты F. Второе преобразование выполняются в сеансе связи, где от эффекта Доплера, образуется колебание частоты F. Цифровые отсчеты фаз колебания частот F и F блока ОС сохраняются в ПАМ (11) отчетов образцового сигнала.
S
Оператор вычисления искажений образцового сигнала в ВИС 19 определяет паразитные фазовые сдвиги спектральных составляющих ОС за время от излучения до приема t.
1
1D
ВИС 19 переводит быстрым преобразованием Фурье (БПФ) в частотную область колебания частот F и F, по которым определяется расхождение контрольной частоты.
<mrow><mi>Δ</mi><mo>:</mo><mo>=</mo><mfrac><mi>T</mi><mi>N</mi></mfrac></mrow>
Операторы преобразований БПФ известны, например [6]: cfft(Y), icfft(F), векторы преобразований Y, F. F:=cfft(Y) по аргументам xi:=i·Δ, i:=0…N-1,
.
<mrow><msub><mi>M</mi><mi>i</mi></msub><mo>:</mo><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>Y</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow>
i
i
Вектор Y образуют: модули
и фазы Φ:=arg(Y).
n
i
i
<mrow><mi>M</mi><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub><mo>:</mo><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub><mo>=</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo><mo>⋅</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>T</mi></mfrac></mrow>
Модули - значения отсчетов амплитуд в блоке данных фазового детектора, фазы - отсчеты фаз фазового детектора в блоке данных. Принимаются к обработке векторы отсчетов с числом элементов N=2, недостающие элементы дополняются нулями, отсчеты через равные промежутки. В результате прямого преобразования, из вектора Y получается вектор Фурье спектра F. Составляющие вектора F: фазы ФF:=arg(F) и модули
. Обратное преобразование БПФ выполняет оператор Y:=icfft(F), F - вектор Фурье спектра. В частотной области разложение по частотам
, где i:=0…N-1. Числа комплексной формы:
- Y:=19,785j+0.1;
- Im(Y)=19.785;
- Re(Y)=0.1;
- |Z|=23;
- arg(Z)=0.1;
- J - комплексная единица.
П
1D
S
S
Расхождение фазы контрольной частоты φ=(Ω·t) за время t, в спектральном разложении радианной меры находим по выражению:
П
С
К
C
К
φ=n·2π+φ, где n - число целых колебаний (2π), φ - фаза расхождения частоты во время сеанса.
C
MPA
MP
MP
MPA
Расхождение n=N-N, N - номер максимума модуля в спектре излученного сигнала (записанный в ПАМ отчетов образцового сигнала 14), N - номер максимума модуля в сеансе.
MP
MPA
S
По модулям и фазам спектрального разложения N и N трех вариантах «а», «б», «в» на Фиг.4 определяется полное расхождение фаз за время t контрольной частоты. Вариант «А» Фиг.5 показан модуль результирующего вектора и его фаза составляющих Фиг.4. Вариант «Б», спектр разложения БПФ, показаны векторы спектральных составляющих. Число составляющих спектрального разложения быстрым преобразованием Фурье i:=0…N-1.
Результирующий вектор представляется суммой N-1 векторов частотного разложения, на рисунках Фиг.5 изображены модули векторов разложения. Для определения фазы результирующего вектора будем суммировать часть составляющих векторов, достаточно полно отражающих длину результирующего вектора, например, брать сумму чисел «комплексной формы», образующих экстремум.
<mrow><mi>M</mi><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub><mo>:</mo><mo>=</mo><mo>|</mo><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub><mo>|</mo></mrow>
MPA
К
i
i
Вариант «а» - период колебания содержит целое число периодов колебаний спектрального разложения, т.е. частота колебания совпадает с частотой сетки i частотного разложения БПФ, модуль
максимален, берется N=i, фаза φ=ΦF:=arg(F), модули остальных составляющих равны нулю.
<mrow><mi>M</mi><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub><mo>:</mo><mo>=</mo><mo>|</mo><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub><mo>|</mo></mrow>
MPA
i
i
К
Вариант «б» - частота колебания отличается от частот сетки мене, чем 0,5 шага, например на 0,25 шага, модуль
максимален, берется N=i. Образуются модули соседних составляющих, убывающие по дальности расположения, фазы составляющих ФF:=arg(F). Определение фазы φ делается по сумме группы составляющих «контрольной» частоты, образующих экстремум, числами «комплексной формы».
i
i
i
MPA
К
S
Вариант «в» - частота колебания отличается от частот сетки на 0,5 шага. Модуль MF:=0. Образуются равные модули соседних составляющих, остальные модули убывают по дальности расположения, фазы составляющих, ФF:=arg(F). Результирующий вектор на грани перескока, либо влево либо вправо на 0,5 шага, считаем, что он не перескочил, остался в середине N=i, где максимум модуля равен нулю. Определение фазы φ делается по сумме группы составляющих «контрольной» частоты, образующих экстремум, числами «комплексной формы». Полное расхождение фаз контрольной частоты за время t равно
ПК
C
К
φ=n·2π+φ
<mrow><mi>Ω</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>Δ</mi><mi>ϕ</mi></mrow><mrow><mi>Δ</mi><mi>t</mi></mrow></mfrac></mrow>
<mrow><mi>Ω</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ϕ</mi><mrow><mi>П</mi><mi>К</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>t</mi><mi>S</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
ПК
S
Запишем расхождение частоты, вызывающее расхождение фазы Δφ за время Δt в виде частоты
. При Δφ=φ, Δt=t получим
.
ПК
<mrow><msub><mi>Ω</mi><mi>r</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>n</mi><mi>C</mi></msub><mo>⋅</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>К</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>t</mi><mi>S</mi></msub><mo>⋅</mo><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>N</mi><mi>К</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>N</mi><mn>0</mn></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mfrac></mrow>
Подставляя φ, определим расхождение на шаг сетки
.
iD
r
Сетка расхождений частот Ω=i·Ω, i:=0…N-1
Пi
S
iD
Полное расхождение фаз φ (паразитные смещения) за время t спектральных составляющих Ω определим с использованием формулы для сетки расхождений частот
<mrow><msub><mi>ϕ</mi><mrow><mi>П</mi><mi>i</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>Ω</mi><mrow><mi>i</mi><mi>D</mi></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>t</mi><mi>S</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>i</mi><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>n</mi><mi>S</mi></msub><mo>⋅</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>К</mi></msub></mrow><mrow><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>N</mi><mi>К</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>N</mi><mn>0</mn></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mfrac></mrow>
, i:=0…N-1
Пi
i
i
i
Fi
i
<mrow><msub><mi>M</mi><mi>i</mi></msub><mo>:</mo><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>Y</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>M</mi><mrow><mi>F</mi><mi>i</mi></mrow></msub><mo>:</mo><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow>
БКИ 20 использует вектор φ паразитного смещения фаз блока ВИС 19, переводит, командой ППБС 7, оператором F:=cfft(Y) вектор Y с составляющими: фазы Φ:=arg(Y), модули
, i:=0…N-1. Фазы - отсчеты фазового сигнала ПАМ отчетов сигнала получателя 12. Модули отсчетов полагаем единице, M=1. Получаем вектор F с составляющими: фазы Φ:=arg(F) и модули
, i:=0…N-1.
Fi
S
Пi
От эффекта Доплера в момент приема меняется только частота, модули сигналов от относительной скорости движения приемника и передатчика не изменяются, поэтому модули векторов M, частотного разложения при эффекте Доплера считаем неизменными. Изменения частоты за время t учитываем полным расхождением фаз φ составляющих частот разложения.
Компенсацию искажений выполняем изменением фаз составляющих частотного разложения. Оператор компенсации искажений:
i
2π
i
Пi
Φ:=mod(arg(Y)-φ) для i:=0…N-1
Fi
Фазы Φ содержат искажения.
Fi
Fi
Выходом блока БКИ (20) является вектор фаз Ф и вектор модулей M i:=0…N-1.
i
Fi
Блок отсчетов исправленного фазового сигнала (БФС, 21) использует векторы Ф, M, i:=0…N-1, полученные в БКИ (20) по второму входу, преобразует сигнал частотной области во временную область оператором обратного преобразования Y:=icfft(F), где:
вектор F - вектор данных Фурье спектра с составляющими;
i
Φ - вектора фаз;
Fi
M - вектор модулей.
Fi
i
Выходом БФС (21) является вектор отсчетов фаз Φ=arg(Y), i:=0…N-1.
В операторах преобразования сигналов приемного устройства число отсчетов N не меняется, нормировка базисной системы не нарушается, что соответствует требованиям преобразований в БПФ [4, стр.224].
В блоке процессора 14 хранятся схемы электрические на ПЛИС, ОЗУ, ПЗУ, микропроцессорах, выполненные в виде загрузочных модулей под сигналы КА с априорно известной структурой. Процессор 14 выполняет выбор загрузочного модуля из программного обеспечения и включает конфигурации приема в сеансе связи.
ОС
-1
ОС
-3
-2
На Фиг.6 приведена схема УК ССС, содержащая вычислитель искажений образцового сигнала (ВИС, 19), блок компенсации искажений (БКИ, 20), блок отсчетов исправленного фазового сигнала (БФС, 21), второй решающий блок символьный (РБС, 22), третий декодер блочный (ДК, 23), выход статусной информации которого соединен с выходом УК ССС (13), блок памяти отсчетов образцового сигнала (ПАМ, 24), третий демодулятор (ДМ, 25), вход образцового сигнала УК ССС 13 соединен с входом ДМ (25), выход которого соединен с ПАМ (24), вход-выход которого соединен с входом-выходом ВИС (19), выход которой подключен ко второму входу БКИ (20), выход которого подключен к второму (сигнальному) входу БФС (21), выход которого соединен с входом второго РБС (22), выход которого подключен к первому входу третьего ДК (23), (сигнальный) выход которого является выходом УК ССС 13, третий вход (сигнала - сообщение) УК ССС 13 соединен с третьим входом БКИ (20), выход БКИ (20) соединен со вторым входом БФС (21), выход БФС (21) соединен с входом второго РБС (22); вход УК ССС 13 соединен с первым входом БКИ (20), первым входом БФС (21), отличается тем, что второй вход (сигнала статусной информации) третьего декодера ДК (23) подключен к второму входу УК ССС, соединенного с выходом процессора.
Способ устранения искажений от эффекта Доплера, при прохождении радиолинией ионосферы (пояснение Фиг.15), обеспечивают достижение технического результата, который заключается в уменьшении искажения и потери сигнала в схемах с помехоустойчивым кодированием в сеансе связи, в зависимости от эффекта Доплера и содержит:
S
1
а) прием излученного образцового сигнала при выходе радиоволны из ионосферного образования (время распространения волны t=t), включающий:
вхождение в связь по несущей частоте;
синхронизацию тактовой частоты приема бит, синхронизацию приема и прием контрольной частоты образцового сигнала;
перевод контрольной частоты в частотную область быстрым преобразованием Фурье;
Пi1
определяют в спектре фаз полное расхождение φ, i:=0…N-1 контрольной частоты (от ионосферы и эффекта Доплера), записывают данные в память;
оценку расхождения контрольной частоты от эффекта Доплера (прогнозированием)
<mrow><msub><mi>ϕ</mi><mrow><mi>П</mi><mi>i</mi><mn>11</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>Ω</mi><mrow><mi>i</mi><mi>D</mi></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>t</mi><mi>S</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>i</mi><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>n</mi><mi>S</mi></msub><mo>⋅</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>К</mi></msub></mrow><mrow><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>N</mi><mi>К</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>N</mi><mn>0</mn></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mfrac></mrow>
, i:=0…N-1;
ПiИОН
2π
Пi1
Пi11
оценку расхождения контрольной частоты от ионосферы φ:=mod(φ-φ), для i:=0…N-1; записывают данные в память;
S
2
б) прием излученного образцового сигнала в продолжение радиолинии, в области незначительного замирания от эффекта Доплера (прогнозируемое время распространения волны t=t), содержащий:
вхождение в связь по несущей частоте;
синхронизацию тактовой частоты приема бит, синхронизацию приема и прием контрольной частоты образцового сигнала;
перевод контрольной частоты в частотную область быстрым преобразованием Фурье;
Пi2
определение в спектре фаз полного расхождения φ, i:=0…N-1 контрольной частоты (от ионосферы) и запись данных в память;
S
1
оценку начальных искажений образцового сигнала от эффекта Доплера в случае незначительных искажений эффектом Доплера при t=t после прохождения ионосферы,
Пi1
2π
Пi2
Пi1
φ:=mod(φ-φ), i:=0…N-1; запись данных в память;
S
обр
в) прием в рабочем сеансе, время распространения сигнала t, сигналов спектра с двумя боковыми образцового сигнала s[λ,t] и высокоскоростного сигнала s[λ,φ(t),t], включающий:
помехоустойчивое декодирование сигнала s[λ,φ(t),t] и передачу принятой информации получателю информации;
г) если декодер операции в) показал статусную информацию, то выполняют следующие действия:
обр
обр
прием сигналов s[λ,t] и s[λ,φ(t),t] в спектре одной боковой и запись сигналов s[λ,t] и s[λ,φ(t),t];
помехоустойчивое декодирование сигнала s[λ,φ(t),t] и передачу принятой информации получателю информации;
д) если декодер операции г) показал статусную информацию, то выполняют компенсации паразитного смещения уровня фазового сигнала, включающие:
1
оценку фазы φ в начале мерного интервала по данным памяти фазовых отсчетов s[λ,φ(t),t];
2
оценку фазы φ конце мерного интервала;
2
1
определяют компенсируемую частоту Ω=(φ-φ+2πn)/T,
где n - число перескоков фазы на 2π;
оценку величины ошибок в работе системы, которые делят на малые (нормальные) и большие n=1, 2, … (аномальные), причем величину ошибки оценивают только для нормальных ошибок;
компенсацию смешения достигают сдвигом полосы частот:
пр
i
2π
c
i
г
i
e(t)=mod[e(t)+e(t)
где:
c
i
e(t) - отсчеты сигнала из блока памяти s[λ,φ(t),t],
г
i
e(t) - отсчеты паразитного смещения;
преобразуют отсчеты фазового сигнала в биты информации решающим правилом (преобразование m-уровневых отсчетов в двоичную последовательность битовых символов тактовой частоты);
выполняют помехоустойчивое декодирование высокоскоростного сигнала и принятую информацию передают получателю информации;
обр
е) если декодер операции д) показал статусную информацию, то выполняют компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих записанного высокоскоростного сигнала s[λ,φ(t),t], с использованием данных образцового сигнала s[λ,t] в рабочем сеансе и начальных значений образцового сигнала, записанных в пункте б), включающие:
обр
перевод в частотную область быстрым преобразованием Фурье сигналов s[λ,φ(t),t] и s[λ,t]e;
S
определение полного расхождения фаз сигнала и контрольной частоты за время распространения сигнала t;
Пi1
S
2
S
определение в сетке частот i:=0…N-1 паразитных расхождений спектра сигнала по данным искажений образцового сигнала от эффекта Доплера, от малых начальных искажений φ после прохождения ионосферы t=t до t
Пi
2π
Пi2
Пi1
φ:=mod(φ-φ), для i:=0…N-1;
компенсацию паразитных сдвигов спектральных составляющих сигнала s[λ,φ(t),t] от эффекта Доплера путем изменения фаз составляющих частотного разложения оператором компенсации искажений:
i
2π
i
Пi
Ф:=mod(arg(Y)-φ) для i:=0…N-1;
преобразование решающим правилом отсчетов фазового сигнала в биты информации;
выполнение помехоустойчивого декодирования высокоскоростного сигнала и передача принятой информации получателю информации;
обр
ж) если декодер операции е) показал статусную информацию, то выполняют компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих записанного высокоскоростного сигнала s[λ,φ(t),t] с использованием данных образцового сигнала s[λ,t] в рабочем сеансе и начальных значений образцового сигнала, записанных в пункте б), включающие:
Пi1
S
2
S
определение паразитных расхождений в сетке частот i:=0…N-1 спектра сигнала по данным искажений образцового сигнала от эффекта Доплера, от больших начальных искажений φ после прохождения ионосферы t=t до t
Пi
2π
Пi2
ПiИОН
φ:=mod(φ-φ), для i:=0…N-1;
компенсацию паразитных сдвигов спектральных составляющих сигнала s[λ,φ(t),t] от эффекта Доплера путем изменения фаз составляющих частотного разложения оператором компенсации искажений:
i
2π
i
Пi
φ:=mod(arg(Y)-φ) для i:=0…N-1;
преобразование решающим правилом отсчетов фазового сигнала в биты информации;
помехоустойчивое декодирование высокоскоростного сигнала и передачу принятой информации получателю информации.
обрнэд
обр
Упомянутые операции позволяют уменьшить искажения и потери сигнала в схемах с помехоустойчивым кодированием в сеансе связи, в зависимости от эффекта Доплера и дальности приема, при побитной передаче числовой информации, в свободном пространстве. Недостаток действий возникает после прохождения радиосигнала через ионосферу. Ионосфера дает паразитные фазовые сдвиги составляющих спектра сигнала s[λ,φ(t),t] и спектре образцового сигнала s[λ,t] и s[λ,t] результате этих сдвигов могут усиливаться искажения сигнала s[λ,φ(t),t].
Известны изменения параметров излучаемого радиосигнала от условий распространения сигнала в ионосфере, так для радиоволн, частоты которых превышают критические частоты ионосферных слоев (к таким частотам относится частота f=11 ГГц), известны формулы /2, стр.185/ изменения фазы волны dφ при прохождении волнами частоты f в ионосфере пути dh:
<mrow><mi>d</mi><msub><mi>ϕ</mi><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><msub><mi>f</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mi>c</mi></mfrac><msqrt><mrow><msub><mi>ε</mi><mn>1</mn></msub></mrow></msqrt><mi>d</mi><mi>h</mi><mtext>       </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msqrt><mi>ε</mi></msqrt><mo>≈</mo><mn>1</mn><mo>−</mo><mn>40,5</mn><mfrac><mrow><msub><mi>N</mi><mi>Э</mi></msub></mrow><mrow><msup><mi>f</mi><mn>2</mn></msup></mrow></mfrac></mrow>
э
где
, ε - относительная диэлектрическая проницаемость, N- электронная плотность.
э ср
1
2
При пересечении волной ионосферы электронной плотности N участка Δh в образцовом сигнале из колебаний f и f изменится фазовый сдвиг. Ионосферные искажения добавляют паразитные сдвиги фаз в фазы образцового сигнала, которые переносятся в фазовые сдвиги всех спектральных составляющих образцового сигнала от эффекта Доплера. Вместо устранения искажений, искажения усилятся во всех спектральных составляющих принимаемого сигнала сеанса связи, что является недостатком.
Недостаток устраняют следующими операциями заявленного способа.
Введены две оценки:
Пi11
S
1
- φ оценка расхождения частот образцового сигнала от эффекта Доплера (прогнозируемая оценка контрольной частоты), за время прохождения ионосферы радиоволной t=t.
Пi12
S
2
- φ оценка расхождения частот образцового сигнала сеанса связи (оценка расхождение частот ионосферы при эффекте Доплера), оценку расхождения частот образцового сигнала находят в продолжение движения волны вдоль радиолинии (в области незначительного замирания от эффекта Доплера), t=t.
Блоки: - ПФ (1), СФДБ (3), вторые блоки: БМ (5), ДМ (7), ДК (9) выполняют прием сигнала с двумя боковыми. Информация от ДК (9) поступает ПИ (10).
Блоки: ПФ (1), СФОБ (2), первые блоки: БМ (4), ДМ (6), ДК (8) выполняют прием сигнала с одной боковой. Информация от второго ДК (8) поступает ПИ (10).
Согласованные фильтры приема радиосигнала СФОБ (2) и СФДБ (3) соответственно фильтруют радиосигнал с одной и двумя боковыми частотами.
Первый и второй ДМ (6, 7) выполняют аналого-цифровое преобразование фазового сигнала.
Приемо-передача: БМ, ДМ, ДК строится традиционным способом с использованием оптимальных схем приема и высокоэффективных схемах помехоустойчивого кодирования. Статусная информация блока данных второго ДК (9), если ошибки обнаружены вторым декодером ДК (9) и не исправлены, поступает к потребителю информации (ПИ 10), вход-выход которого соединен с входом-выходом процессора (14). По команде процессора (14) отсчеты фазовых сигналов сообщения и образцового сигнала записывается при приеме информации соответственно в устройства памяти; - отсчеты сигналов из памяти передаются в УК СФС (12) и УК ССС (13).
Устройства компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС, 13) по команде процессора (14) вычисляет паразитный сдвиг спектральных составляющих в быстром преобразовании Фурье (БПФ) принимаемого сигнала, компенсирует их в спектре и преобразованием во временную область получает отсчеты фазового сигнала блока данных.
ОС
П
Для определения искажений используется образцовый сигнал. В вычислениях паразитных искажений используются данные ПАМ (24) и ПАМ (11).
обр
По разнице спектральных составляющих, полученных БПФ, принятого s[λ,t] и излученного (неискаженного эффектом Доплера) образцового сигнала, определяют паразитные искажения фаз спектральных составляющих.
В спектре сигнала s[λ,φ(t),t] компенсируют паразитные искажения фаз спектральных составляющих и обратным преобразованием БПФ получают вектор отсчетов сигнала временной области. Отсчеты исправленного сигнала поступают в решающее устройство, которое формирует последовательность бит блока данных (символы «0» и «1»). Декодер выполняет помехоустойчивое декодирование, принятый блок информации передается потребителю информации (ПИ, 10).
1
2
В устройствах использован образцовый сигнал (ОС) с частотами из сетки частот преобразований БПФ. Гармонические частоты ОС названы «подстраиваемая» f и «контрольная» f.
ОС
1
2
1
1D
2D
1D
КП
2D
1D
2
1
S
ОС передается по радиолинии, выделяется из входного сигнала первым БМ (4), затем преобразуется в первом ДМ (6) и заносится в блок памяти ПАМ (24) отсчетов образцового сигнала. Частоты ОС не выходят за границы спектра информационного сигнала. Разностная частота F=f-f, когда нет эффекта Доплера. Разностная частота F=f-f при эффекте Доплера. Расхождение Ω=2π(f-f-f+f). Расхождение дает паразитный фазовый сдвиг частот, порождающий искажение сигнала, зависящее от времени t.
0
0
0
D
D
D
В устройствах БКИ 20 и БФС 21 применено быстрое преобразование Фурье (БПФ) для компенсации искажений. БПФ в частотной области образует сетку N частот, с частотами ω+ω(i), где ω=2π·f, ω(i)=i·Ω, i - номер частоты в сетке, i=0, 1, 2, …N-1. Шаг частот сетки Ω неизменен. Разность соседних частот одинакова, доплеровское смещение разности соседних частот одинаково, обозначим его Ω. При эффекте Доплера на частотной оси образуются сетка разностных частот i·Ω и сетка расхождений i·(Ω-Ω) при i=0, 1, 2 …N-1.
<mrow><mi>Δ</mi><mo>:</mo><mo>=</mo><mfrac><mi>T</mi><mi>N</mi></mfrac></mrow>
<mrow><msub><mi>M</mi><mi>i</mi></msub><mo>:</mo><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>Y</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow>
<mrow><mi>M</mi><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub><mo>:</mo><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>F</mi><mi>i</mi></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>T</mi></mfrac></mrow>
<mrow><mrow><mo>|</mo><mi>Z</mi><mo>|</mo></mrow></mrow>
i
i
i
i
n
Операторы преобразований БПФ применены [1]: cfft(Y), icfft(F), векторы преобразований Y, F. F:=cfft(Y) по аргументам xi:=i·Δ, i:=0…N-1,
. Вектор Y образуют: модули
, и фазы Ф:=arg(Y). Модули - значения отсчетов амплитуд в блоке данных фазового детектора, фазы - отсчеты фаз фазового детектора в блоке данных. Принимаются к обработке векторы отсчетов с числом элементов N=2, недостающие элементы дополняются нулями, отсчеты через равные промежутки. В результате прямого преобразования, из вектора Y получается вектор Фурье спектра F. Составляющие вектора F: фазы ФF:=arg(F) и модули
. Обратное преобразование БПФ выполняет оператор Y:=icfft(F), F - вектор Фурье спектра. В частотной области разложение по частотам
, где i:=0…N-1. Числа комплексной формы: Y, Im(Y), Re(Y),
, arg(Z), J.
Пi
S
iD
Полное расхождение фаз φ (паразитные смещения) за время t спектральных составляющих Ω определяют с использованием формулы для сетки расхождений частот
<mrow><msub><mi>ϕ</mi><mrow><mi>П</mi><mi>i</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>Ω</mi><mrow><mi>i</mi><mi>D</mi></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>t</mi><mi>S</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>i</mi><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>n</mi><mi>S</mi></msub><mo>⋅</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>К</mi></msub></mrow><mrow><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>N</mi><mi>К</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>N</mi><mn>0</mn></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mfrac></mrow>
, i:=0…N-1
S
2
определяют расхождение спектральных составляющих для образцового сигнала, прошедшего ионосферу, t=t, получают расхождения от эффекта Доплера.
Расхождения от эффекта Доплера могут образовывать замирания и искажения сигналов. В картинах искажения и замирания на Фиг.8-11 использованы схемы преобразований сигналов в приемных устройствах на векторных диаграммах комплексных сигналов [4, стр.27, 31]. Картины замирания Фиг.7 построены ЭВМ в системе Delphi 3 Standart. Замирания сигнала на разной дальности приема от эффекта Доплера носят периодический характер.
2
1
r
и
2
1
и
д
2
1
д
r
д
r
r
r
2π
r
r
D
r
Расхождение двух когерентных частот гармонических колебаний с соотношением частот f=kf [2, стр.185] образуют расхождение f=Δf-Δf, где Δf=f-f - разностная частота в свободном пространстве до прохождения ионосферы, Δf - разностная частота после прохождения ионосферы. Расхождение возникает и от эффекта Доплера. Разностные частоты Δf и Δf, где разность Δf=f-f, когда нет эффекта Доплера; Δf, был эффект Доплера, образуют расхождение f=Δf-Δf. Расхождение f образует сдвиг фаз колебаний φ, за время t распространения сигнала до приема, φ=mod2π·f·t. Значения φ могут быть разные, в том числе ноль и π, с периодом круговой частоты расхождения Ω=2π·f.
0
H
0
B
Расхождение частот и изменение формы сигнала можно видеть при модуляции несущей частоты меандром случай излучения колебания в одной боковой полосе частот, ω+Ω=2π·f, ω+kΩ=2π·f, k=3.
При приеме сигнала в отсутствии доплеровских смещений, форма принятого сигнала показана на Фиг.4 «в». Размерность значений частот Гц (далее по тексту).
0
H
B
B
H
0Д
6
6
6
6
6
6
3
6
3
Пример, несущая частота f=11000×10, составляющие f=11000×10+5×10, f=11000×10+15×10, разностная частота Δf=f-f=10*10. Доплеровское смещение несущей частоты 50×10, f=11000×10+50×10.
r
S
Расхождение когерентно излученных частот приводит к образованию сдвига фазы φ=π, получаем t=11 мс. За 11 мс волна проходит путь 3,3 тыс. км. Фаза колебаний рисунка «б» Фиг.9 изменилась относительно «б» Фиг.8. Расхождение составляющих частот меандра на дальности приема 3,3 тыс. км дало искажение на Фиг.9 «в».
0
B
0
H
Зеркальные частоты. Изменение величины сигнала (замирание) от доплеровского смещения частот, при приеме радиосигнала с составляющими колебаний верхней боковой полосы частот ω+Ω=f и нижней боковой полосы частот ω-Ω=f.
0
6
Несущая частота f=11000×10
6
Модулирующая частота Ω=15×10
B
H
6
Разностная частота составляющих частот Δf равна Δf=f-f=30×10.
3
Эффект Доплера. Доплеровское смещение несущей частоты 50×10.
Д
ВД
НД
6
Разностная частота Δf=f-f=30×10+136,36
r
Д
Расхождение частот f=Δf-Δf=136,36.
На Фиг.10 изображен сигнал демодулятора, когда сдвига фаз частотных составляющих сигнала меандра не было.
r
r
S
r
2π
r
S
S
S
Расхождение частот f приводит к образованию сдвига фаз φ в плоскости Pl(t=0+t) от времени φ=mod[2πft]. Определяем t, при сдвиге фаз π, получаем t=3,7 мс. За 3,7 мс волна проходит путь 1,1 тыс. км.
При сдвиге фаз на π амплитуда сигнала уменьшилась и стала равной нулю, Фиг.11, возникло замирание сигнала.
Замирание сигнала - паразитное уменьшение амплитуды до нуля в момент приема иллюстрируется на Фиг.7 «г», на Фиг.12 показано искажение меандра расхождением фаз составляющих частот, где смещение частоты при моделировании учитывалось коэффициентом Δω/ω=0.015. Графики, приведенные на Фиг.7 и Фиг.12, построены на ЭВМ в системе Delphi 3 Standart.
В радиолинии, при эффекте Доплера, на разных дальностях образуются зоны: замирания сигнала, зоны искажения сигнала и зоны, где влияние эффекта Доплера не проявляется. Зоны замирания сигнала и зоны искажения спектра сигнала выявляются декодером, когда образуется статусная информация. Если в приемнике имеется возможность принимать сигнал по нескольким конфигурациям, то конфигурация приема оказывается та, в которой декодер передал ПИ принятый сигнал (статусная информация не обнаружена).
В зависимости от частоты Доплера период образования глубоких интерференционных замираний и искажений сигнала от паразитного детерминированного сдвига спектральных составляющих различен, время выхода волны из ионосферного образования может быть много меньше периода или близко к половине периода, когда образуется максимальный паразитный эффект от доплеровского смещения.
Для реализации изобретения используют смену конфигураций. Пример смены конфигураций в устройстве при приеме, от дальности приема D, показан на Фиг.13.
1
2
3
4
5
1
2
3
4
С
Ш
1
2
3
4
Первая конфигурация «а» - прием в реальном времени, радиосигнал с двумя боковыми. Отмечены зоны 0-D, D-D, D-D незначительного замирания, где искажений сигнала от КПИС не наблюдается, и зоны D, -D, D, - D - зоны замирания сигнала, где отношение P/P уменьшается и достигает пороговое значение вследствие уменьшения мощности принимаемого сигнала, выявляются декодером по сигналу статусной информации. Реконфигурация приема по статусной информации декодера на дальности D-D, D-D.
1
2
3
1
2
1
2
Вторая конфигурация «б» - прием в реальном времени, радиосигнал с одной боковой. Искажения от эффекта Доплера не наблюдается на дальности до D, от D до D. Выявляются искажения по статусной информации декодера на дальности D-D. Реконфигурация приема по статусной информации декодера на дальности от D до D.
г
1
2
3
1
2
1
2
Третья конфигурация «в» - компенсации паразитного смещения фазового сигнала φ, обработка фазового сигнала из блока памяти ПАМ, радиосигнал с одной боковой. Искажения от эффекта Доплера не наблюдается на дальности до D, от D до D. Выявляются искажения по статусной информации декодера на дальности D-D. Реконфигурация приема по статусной информации декодера на дальности от D до D.
Четвертая конфигурация «г» - компенсация паразитных сдвигов спектральных составляющих от эффекта Доплера в фазовом сигнале блока памяти ПАМ, радиосигнал с одной боковой. Изображена реализация приема, когда на дальности приема в пределах расчетной дальности, при декодировании блока данных, ошибок в информации обнаружено не было или все ошибки были исправлены.
Влияние ионосферы и доплеровского смещения принимаемых радиочастот на качество приема передаваемой информации в космическом сегменте свойственно Земле, окруженной ионосферой. Ионосфера Земли приводит к потере мощности, дает изменение поляризации волны и замирания, вносит ошибки в определение угловых координат космических кораблей и спутников [2, стр.222]. Использование геостационарных спутников Земли в спутниковой сети связи для ретрансляции сигналов позволяет исключить доплеровское смещение частоты на линии передачи от источника излучения с Земли, тем самым исключить влияние эффекта Доплера в ионосфере. Использование геостационарного спутника, в канале связи имеет недостаток нестабильного пространственного положения. Другой вариант исключения доплеровского смещение частоты в ионосфере Земли - использование Луны. Расположенный на дальности 384405 км от Земли спутник Луна без ионосферы и указанный недостаток не проявляется при использовании станции космической связи на Луне.
Научные исследования Луны, Марса и Венеры привели к созданию программы практического использования Лунных станций в космонавтике (на Фиг.14 - Лунная станция спутниковой сети связи, данные ТВ канала РОССИЯ К), введение в действие которых намечено на 2019 год.
В выявленных источниках информации, известных из уровня техники, не описаны технические решения полностью идентичные предложенному авторами способу и устройству, не установлена известность отличительных признаков на достигаемый технический результат, что позволяет сделать вывод о соответствие группы изобретений условиям патентоспособности «промышленная применимость», «изобретательский уровень» и «новизна».
Список литературы
1. Устройство радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии, RU 116293, 20.12.2011.
2. Грудинская Г.П. Распространение радиоволн. Москва, «Высшая школа», 1975.
3. Калашников Н.И. Системы связи через ИСЗ. «Связь», стр.167, 1969.
4. Трахтман A.M. Введение в обобщенную спектральную теорию сигналов. Москва, «Советское радио», 1972.
5. Способ получения информации о качестве сигнала в приемнике, RU 2113061, 10.06.1998.
6. Способ получения информации о качестве сигнала в приемнике, RU 2216871, 20.11.2003.
7. Г. Хан, С. Шапиро. «Статистические модели в инженерных задачах», издательство «МИР», М. 1969.
8. Леонид Невдяев, CDMA: борьба с замираниями, размещена в сети Интернет, «Сети/network world», №09, 2000.
9. Приемник, RU 2441319, 13.01.2010.
10. Способ и устройство бескодового приема сигналов спутниковых навигационных систем, RU 2363099, 12.03.2007.
11. Способ устранения влияния тропосферных и ионосферных ошибок измерения в одночастотных приемниках спутниковой навигации», RU 2237257, 1982.
12. Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, RU 2286025, 15.06.2005.
13. Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, RU 2286025, 15.06.2005.
14. И.М. Тепляков и др. «Радиосистемы передачи информации», М., «Радио и связь», 1982, с.69-83, 230-234.
15. Радиоприемник цифровой информации, RU 2371845, 30.06.2008.
16. Устройство сдвига полосы частот, SU 824401, 31.10.1979.