Цифровой демодулятор сигналов с амплитудной - относительной фазовой манипуляцией
AMPLITUDE-DIFFERENTIAL PHASE-SHIFT KEYING DIGITAL SIGNAL DEMODULATOR

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с многопозиционной амплитудной - относительной фазовой манипуляцией (АОФМ или ADPSK).
Известен демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией (Скляр B.C., Бураковский А.З., Заваршина Э.А. Демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией // Авторское свидетельство SU 1023666 А, МПК H04L 27/22, от 15.06.87, Бюл. №22), содержащий блок корреляционного приема сигнала, блоки вычисления его фазы и амплитуды, вычислитель разности фаз, пороговые устройства и аттенюаторы и реализующий обработку сигнала с АОФМ.
Его недостатком является аналоговая обработка сигнала и сопутствующие ей погрешности квадратурных преобразований.
Известно устройство адаптивного приема дискретных сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией (Астапкович К.Ф., Буянов В.Ф., Захаров И.И., Калмыков Б.П., Лопатин С.И., Нейман А.А., Перфильев Э.П., Сивов О.Т. Устройство адаптивного приема дискретных сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией // Авторское свидетельство SU 1309319 А1, МПК Н04В 1/10, от 07.05.87, Бюл. №17), содержащее автоматический регулятор уровня, фазовращатель, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), демодулятор, решающий блок, адаптивный корректор, декодер и блок фазовой автоподстройки частоты.
Его недостатками являются значительные вычислительные затраты и сложность реализации, особенно корректора и демодулятора, а также аналоговое формирование квадратурных каналов, погрешности которого существенно влияют на помехоустойчивость многопозиционных значений фазы.
Известны способ и устройство демодуляции сигнала (Лабутин В.В., Чулков Д.О., Петров И.А., Ронжин A.M. Способ и устройство демодуляции сигнала // Патент №2713206 С1, МПК H04L 27/34, опубл. 04.02.2020), содержащее последовательно соединенные блок аналоговой обработки, блок АЦП и программируемую логическую интегральную схему (ПЛИС), где ПЛИС выполнена с возможностью обмена данными с буферной памятью и микроконтроллером, а микроконтроллер и ПЛИС связаны с интерфейсами, обеспечивающими взаимодействие с компьютером и внешними устройствами. При этом устройство выполнено с возможностью последовательности обработки сигнала, включающей преобразование аналогового сигнала в цифровой вид на промежуточной частоте, выделение огибающей и разложение на квадратуры, символьную синхронизацию, адаптивную фильтрацию, синхронизацию по несущей, демаппинг с использованием данных в буферной памяти, кадровую синхронизацию и декодирование.
Его недостатком является сложность реализации.
Наиболее близким по технической сущности и внутренней структуре к предлагаемому устройству является цифровой фазовый детектор (Чернояров О.В., Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Литвиненко Ю.В., Матвеев Б.В., Демина Т.И. Цифровой фазовый детектор // Патент №2723445 С2, МПК H04L 27/22, опубл. 11.06.2020), содержащий АЦП, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй  n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов, генератор тактовых импульсов, нормирующее устройство, цифровой формирователь арктангенса и блок коррекции фазы.
Его недостатком является отсутствие возможности демодуляции сигналов с многопозиционной амплитудной - относительной фазовой манипуляцией.
Задачей предлагаемого технического решения является высокоскоростная цифровая демодуляция сигналов с многопозиционной амплитудной - относительной фазовой манипуляцией с минимальными аппаратными затратами.
Технический результат цифрового демодулятора заключается в обеспечении высокоскоростной цифровой когерентной демодуляции сигнала с многопозиционной АОФМ, не требующей фазовой синхронизации устройства, что упрощает построение цифрового демодулятора сигналов с многопозиционной АОФМ, например, на программируемых логических интегральных схемах.
Поставленная задача решается тем, что цифровой демодулятор сигналов с амплитудной - относительной фазовой манипуляцией, содержащий каскадно соединенные АЦП и регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов (ККО), причем нечетные выходы регистра сдвига соединены с входами первого ККО, а четные выходы - с входами второго ККО, нормирующее устройство (НУ), первый и второй входы которого соединены с выходами первого и второго ККО соответственно, цифровой формирователь арктангенса (ЦФ), вход которого подключен к выходу НУ, блок коррекции фазы (КФ), вход которого соединен с выходом ЦФ, и генератор тактовых импульсов (ГТИ), причем тактовые входы АЦП, первого и второго ККО, регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета подключены к выходам ГТИ, дополнительно содержит блок задержки (БЗ), вход которого подключен к выходу КФ, третий вычитатель (В3), первый вход которого соединен с выходом КФ, а второй вход - с выходом Б3, первый блок формирования решения (БФР1), вход которого соединен с выходом В3, формирователь кода (ФК), первый вход которого подключен к выходу БФР1, квадратичный преобразователь (КП), первый вход которого соединен с выходом первого ККО, второй вход - с выходом второго ККО, блок тактовой синхронизации (БТС), формирователь порогов (ФП), второй блок формирования решения (БФР2), выход КП подключен к общей точке, образованной соединением входа БТС, первого входа ФП и первого входа БФР2, выход БТС подключен к общей точке, образованной соединением второго входа ФП, второго входа БФР2 и второго входа ФК, третий вход БФР2 подключен к выходу ФП, выход БФР2 соединен с третьим входом ФК, тактовые входы БТС, БЗ и ФК подключены к выходам ГТИ, выход ФК является выходом устройства.
Предлагаемое техническое решение поясняется чертежами.
На фиг.1 представлена структурная схема предлагаемого устройства, на фиг.2 и фиг.3 - созвездия сигнала с 16АОФМ, на фиг.4 показан процесс квантования входного сигнала (по 4 отсчета на период), на фиг.5 - временные диаграммы откликов квадратурных каналов, на фиг.6 - реализация отсчетов сдвига фаз, на фиг.7 реализация оценки амплитуды символов, на фиг.8 - реализация фрагмента сигнала для реализации тактовой синхронизации демодулятора, а на фиг.9 - зависимость вероятности ошибки от минимального выходного отношения сигнал/шум.
2
0
0
0
0
n
Устройство содержит АЦП 1, ко входу которого подключено приемное устройство (ПРМ) 2. Выход АЦП 1 соединен с входом регистра 3 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета РС4, нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя В1 4 первого ККО 5, а четные выходы - с соответствующими входами вычитателя В2 6 второго ККО 7. Каждый ККО помимо вычитателя содержит n каскадно соединенных блоков накопления отсчетов (БНО). Количество БНО n зависит от числа N периодов накопления сигнала и определяется двоичным логарифмом N (n=log N). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО. При этом число обрабатываемых периодов сигнала равно N=2, а длительность накопления равна NT, где T=1/ƒ - период принимаемого сигнала с несущей частотой ƒ.
Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БНО 8-1, … , 8-n, а второй ККО 7 - последовательно соединенные БНО 9-1, …, 9-n. Каждый БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов MP и сумматора СУМ. Блоки 8-1, …, 8-n накопления отсчетов содержат регистры 10-1, …, 10-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 11-1, …, 11-n соответственно, а БНО 9-1, …, 9-n содержат регистры 12-1, …, 12-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 13-1, …, 13-n. В каждом блоке 8 (9) накопления отсчетов вход регистра 10 (12) сдвига является входом блока 8 (9) накопления отсчетов, а его выход соединен с первым входом сумматора 11 (13). Второй вход сумматора 11 (13) соединен с другим выходом регистра 10 (12) сдвига. Выход сумматора 11 (13) является выходом блока 8 (9) накопления отсчетов, а тактовый вход регистра 10 (12) сдвига является управляющим входом блока 8 (9) накопления отсчетов.
Выход вычитателя В1 4 соединен с входом блока 8-1 накопления отсчетов ККО 5, а выход блока 8-п накопления отсчетов ККО 5 - с первым входом НУ 14. Выход вычитателя В2 6 соединен с входом блока 9-1 накопления отсчетов ККО 7, а выход блока 9-n накопления отсчетов ККО 7 - со вторым входом НУ 14. Выход НУ 14 соединен с входом ЦФ 15, а его выход подключен к входу КФ 16, выход которого подключен к входу блока задержки БЗ 17 и первому входу вычитателя В3 18. Второй вход вычитателя В3 18 соединен с выходом БЗ 17, а его выход соединен с первым блоком формирования решения БФР1 19, чей выход подключен к первому входу формирователя кода ФК 20. Выходы первого и второго ККО 5 и 7 подключены к первому и второму входам квадратичного преобразователя КП 21, выход которого соединен с входом БТС 22, первым входом ФП 23 и первым входом БФР2 24. Выход БТС 22 соединен с вторым входом ФП 23, вторым входом БФР2 24 и вторым входом ФК 20. Выход ФП 23 подключен к третьему входу БФР2 24, а выход БФР 24 - к третьему входу ФК 20. Тактовые входы АЦП 1, регистра 3 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета РС4, первого 5 и второго 7 ККО, БТС 22, БЗ 17 и ФК 20 подключены к выходам ГТИ 25, выход ФК 20 является выходом демодулятора. Устройство работает следующим образом.
Сигнал с амплитудной - относительной фазовой манипуляцией является многопозиционным и одновременно модулируется по амплитуде и фазе передаваемым двоичным кодом.
m
k
k
Сигнал с амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ или APSK) представляется созвездием - диаграммой на плоскости, точки которой отображают значения амплитуды и начальной фазы передаваемого 2 - позиционного информационного символа, представляемого m-разрядным двоичным кодом. Пример созвездия сигнала 16АФМ, применяемого в цифровом телевидении, при m=4 (число позиций равно 16) показан на фиг.2. Точка в квадратурной плоскости (I, Q) соответствует позиции сигнала, угол наклона вектора из начала координат соответствует начальной фазе ψ k-го передаваемого информационного символа, а длина вектора - его амплитуде S, тем самым реализуется полярная система координат. Точки кодируются четырехразрядными комбинациями кода Грея. Как видно, передаются 12 значений начальной фазы и 2 значения амплитуды. Для демодуляции сигнала с АФМ на приемной стороне необходима фазовая синхронизация опорного генератора, что существенно усложняет аппаратуру и допускает явление обратной работы демодулятора.
k
k
В сигнале с АОФМ фазовая компонента информационного символа передается не начальной фазой, а разностью фаз принятого k-го и предшествующего (k-1)-го элементов. При этом угол ϕ в созвездии на фиг. 2 соответствует разности фаз  Для обеспечения однозначности значения ϕ приводятся к интервалу 0÷2π.
На выходе приемника 2 k-й принимаемый символ сигнала s(t) с АОФМ имеет вид
k
1
1
k
2
2
0
0
где , U - минимальная амплитуда символа (фиг.2), a=1,…,М - символы, модулирующие амплитуду (на фиг.2 М=2), b=1,…,(М-1) - символы, модулирующие фазу (на фиг.2 М=12), ƒ и ψ - несущая частота и начальная фаза принимаемого сигнала. Общее число позиций сигнала с АОФМ (1), описываемого созвездием, представленным на фиг.2, определится как М=4+12=16.
1
2
1
2
На фиг.3 показан другой вариант созвездия с M=2, М=8 и M=MM=16. Его особенностью является возможность независимой модуляции амплитуды (1 бит) и сдвига фаз (3 бита) сигнала.
k
k
k-1
Модулирующий фазу символ b в (1) с номером k определяется текущим передаваемым информационным символом x и предшествующим символом b, принимающим значения из диапазона  по следующему правилу:
0
k
k
k-1
Здесь b=0, а информационный символ x связан с модулирующими символами b и b выражением
Преобразование (2) выполняется в модуляторе передатчика за пределами фиг.1, а (3) - в демодуляторе приемника. При многопозиционной фазовой манипуляции часто используется кодирование передаваемых данных кодом Грея. Тогда после демодуляции проводится декодирование полученного кода.
Текущая начальная фаза  принимаемого сигнала равна
0
k
а разность фаз  не зависит от ψ, вследствие чего для оценки ϕ не требуется фазовая синхронизация демодулятора.
k
Модулирующий амплитуду символ a может принимать нечетные значения (для сигналов, представленных на фиг.2 и фиг.3, значения 1 или 3, соответственно).
0
Сигнал с АОФМ поступает на вход АЦП 1, который формирует по четыре отсчета входного сигнала на период повторения  в соответствии с тактовыми импульсами ГТИ 25, поступающими с частотой 4ƒ. Процесс квантования для i-го периода показан на фиг.4.
После обработки j-го периода (заполнения многоразрядного регистра сдвига на 4 отсчета) на вход вычитателя 4 поступают отсчеты  и а на его выходе формируется разность  (здесь и далее индексы у амплитуды S и текущей начальной фазы ψ принимаемого символа опущены), которая запоминается в многоразрядном регистре сдвига 10-1. В следующем периоде сигнала на выходе вычитателя 4 получим величину  а на выходе сумматора 11-1 -  После поступления  периодов входного сигнала (n - число БНО в каждом ККО) при отсутствии помех на выходе сумматора 11-n ККО 5 получим результат
0
обработки 2N отсчетов принятого сигнала (полагается, что за время NT начальная фаза входного сигнала меняется незначительно).
Аналогично на вход вычитателя 6 сначала поступают отсчеты  и  на выходе формируется разность  которая запоминается в регистре 12-1. В результате после поступления N периодов входного сигнала на выходе сумматора 13-n ККО 7 получим результат
Для удобства дальнейшего анализа изменим нумерацию поступивших периодов следующим образом: i=j+N-1. Тогда для откликов ККО  и  можно записать
1i
2i
где i - номер текущего (последнего поступившего) обрабатываемого периода сигнала по окончании приема текущего символа. Примеры нормированных к NS зависимостей y и y при произвольном номере периода i и отсутствии помех для созвездия, изображенного на фиг.3, показаны на фиг.5. Линейный характер изменения этих величин свидетельствует об оптимальности обработки сигнала.
1i
2i
Двоичные коды величин y и y поступают в нормирующее устройство 14 (на основе регистров сдвига), обеспечивающее путем совместного сдвига кодов полное заполнение разрядной сетки наибольшего по модулю из них. Далее результаты поступают в цифровой формирователь арктангенса 15, в котором определяется величина
равная сдвигу фаз между принимаемым и опорным (от ГТИ 25) сигналами.
1i
2i
i
1i
2i
i
Вычисления в (5) целесообразно реализовать аппаратно на базе постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), где коды величин y и y образуют адрес ячейки памяти, в которой записан двоичный код ψ (5). Если разрядность нормированных (на произведение NS) кодов y и y выбрать равной 10 (20-ти разрядная шина адреса ПЗУ), и разрядность кода ψ (шины данных) равной 16, то потребуется ПЗУ общей емкостью 2 Мбайт.
Фаза сигнала многозначна с интервалом 2π, так что при большом диапазоне изменения фазы принимаемого сигнала решения на основе (5) могут приводить к скачкам результата. В этой связи значения  поступают в блок коррекции фазы 16, где выделяются разности их  на соседних периодах, и, если  то к значению  добавляется код числа 2π, а если  то - вычитается.
2
Скорректированный код  с выхода КФ 16 поступает на вход блока задержки БЗ 17 на N периодов сигнала и на первый вход вычитателя ВЗ 18, на второй вход которого подается код с выхода БЗ 17. В результате на выходе В3 формируется код разности фаз  по окончании приема символа (в момент тактовой синхронизации демодулятора) равный сдвигу фаз между принятым и предшествующим символами сигнала с ОФМ. Пример зависимости  от значения i/N для созвездия, изображенного на фиг. 3, и М=8 в случае отсутствия помех показан на фиг.6. Точками здесь отмечены значения сдвига фаз в момент окончания приема текущего элемента.
2
С выхода ВЗ 18 код разности фаз поступает на вход первого блока формирователя результата БФР1 19, и на его выходе в момент окончания приема текущего элемента сигнала образуется m-разрядный двоичный код принятого значения сдвига фаз текущего и предшествующего элементов
k
i
Если величину  округлить до целого значения, то получим принятый символ b. По сигналу тактовой синхронизации от БТС 22 код c поступает в ФК 20.
1i
2i
Отклики первого 5 и второго 7 ККО y и y поступают в КП 21, на выходе которого формируется величина
k
С учетом (4) в момент окончания приема k-го символа с амплитудой S
i
и с точностью до множителя является оценкой амплитуды элемента сигнала с АОФМ. Пример зависимости z (6) от значения i/N для созвездия, представленного на фиг.3, в условиях отсутствия помех показан на фиг.7.
i
i
Отклик КП 21 z (6) поступает в БТС 22, в котором формируются синхроимпульсы, отмечающие момент окончания приема очередного элемента сигнала. Для обеспечения надежной тактовой (символьной) синхронизации перед блоком данных передается синхронизирующая последовательность, например, с чередованием фазы 0 и π. Тогда отклик z будет меняться периодически, как показано на фиг.8.
Отклики КП 21 по сигналу БТС 22 поступают в формирователь порогов ФП 23, формирующий пороговые уровни, значения которых передаются в БФР2 24 (для созвездий, представленных на фиг.2 и фиг.3, требуется один порог, равный 2U).
i
i
Отклики КП 21 z подаются в БФР2 24, где сравниваются с порогами от ФП 23, и на выходе БФР2 формируется решение об амплитуде принятого элемента сигнала. Для созвездий, изображенных на фиг.2 и фиг.3, это решение может быть двоичным (0 - амплитуда меньше 2 U или 1 - амплитуда больше 2U) или двоичным кодом d, определяющим амплитуду принятого элемента сигнала.
i
i
i
i
i
i
i
i
Коды c и d поступают в формирователь кода ФК 20, на выход которого выдается код принятого информационного символа (для сигналов 16 АОФМ четырехразрядный двоичный код). Пара значений c, d отображает точку на диаграмме  созвездия (в полярных координатах), по положению которой и формируется выходной код. Для созвездия, изображенного на фиг.3, обеспечивается раздельная модуляция и демодуляция амплитуды и сдвига фаз. Для других вариантов созвездий, в том числе и квадратных, решения об амплитуде и сдвиге фаз принимаются совместно по паре значений c, d. Блок ФК 20 может быть реализован на базе ПЗУ, на шину адреса которого подаются коды c, d, а в соответствующей ячейке записан код информационного символа.
В предлагаемом устройстве обеспечивается минимум арифметических операций на период сигнала и, следовательно, высокая скорость его цифровой обработки.
Технически устройство наиболее целесообразно реализовать на базе программируемых логических интегральных схем (ПЛИС).
1i
2i
В случае искажения полезного сигнала (1) гауссовским шумом с независимыми отсчетами и дисперсией  шумовые компоненты откликов y и y являются приближенно статистически независимыми и описываются нормальным распределением вероятностей с нулевым средним значением и дисперсией
равной сумме дисперсий отсчетов.
Минимальное отношение сигнал/шум на выходе квадратурных каналов обработки сигнала (отношение мощности сигнальной компоненты последовательности отсчетов к мощности шумовой составляющей) определится как
1
2
Помехоустойчивость сигнала с АОФМ зависит от вида созвездия. Для расположения сигнальных точек, показанного на фиг.3, число позиций амплитуды соответствует М=2 (два значения U и 3 U), а число позиций фазы равно М=8 и одинаково для каждой из амплитуд элементов сигнала.
Для элементов с амплитудой 3U отношение сигнал/шум больше минимального значения (7) на 9,5 дБ, то есть вероятности ошибочного приема для элементов с амплитудой 3 U пренебрежимо малы по сравнению с элементами с амплитудой U.
2
В (Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. - М.: Вильяме, 2016. - 1104 с.) приведено выражение для вероятности ошибки оптимальной когерентной демодуляции сигнала с МОФМ (MDPSK) с числом позиций М в виде
где  Тогда для равновероятных амплитуд символов для вероятности ошибки демодуляции сигнала с АОФМ с созвездием, изображенным на фиг.3, имеем
ошАОФМ
На фиг.9 сплошной линией показана зависимость (8) от минимального отношения сигнал/шум h (7), выраженного в децибелах. Здесь же точками нанесены значения вероятности -Р, полученные с помощью статистического имитационного моделирования работы цифрового демодулятора сигнала с АОФМ при N=256. Отсюда следует, что теоретическая кривая (8) удовлетворительно описывает соответствующие экспериментальные данные в широком диапазоне выходных отношений сигнал/шум, а предложенный демодулятор обладает потенциальной помехоустойчивостью в гауссовских шумах.