ФАЗОВЫЙ СПОСОБ ПЕЛЕНГАЦИИ И ФАЗОВЫЙ ПЕЛЕНГАТОР ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ
PHASE DIRECTION FINDING METHOD AND PHASE DIRECTION FINDER FOR IMPLEMENTING SAID METHOD

Предлагаемые способ и устройство относятся к области радиоэлектроники и могут быть использованы для определения местоположения источников излучения сложных сигналов.
Известны фазовые способы пеленгации и фазовые пеленгаторы (патенты РФ №№2003131, 2006872, 2010258, 2012010, 2134429, 2155352, 2175770, 2290658; Кинкулькин И.Е. и др. «Фазовый метод определения координат». М.: Сов. радио, 1979; «Космические радиотехнические комплексы». Под ред. С.И.Бычкова. М.: Сов. радио, 1967, с.13-134, рис.2.3.9 и другие).
Из известных технических решений наиболее близкими к предлагаемым являются «Фазовый способ пеленгации и фазовый пеленгатор для его осуществления» (патент РФ №2290658, G01S 3/46, 2005), которые и выбраны в качестве прототипов.
Известные способ и устройство обеспечивают точное и однозначное определение угловой координаты α источника излучения сложных сигналов в азимутальной плоскости, но не позволяют оценить дальность R до источника излучения сложных сигналов.
Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей технических решений путем определения дальности до источника излучения сложных сигналов с фазовой манипуляцией.
Поставленная задача решается тем, что фазовый способ пеленгации, основанный, в соответствии с ближайшим аналогом, на приеме сигналов, усилении и ограничении их по амплитуде, сравнении сигналов, прошедших два канала, по фазе, при этом сигнал одного из каналов предварительно сдвигают по фазе на 90°, устанавливают в азимутальной плоскости n приемных антенн по окружности радиусом d с возможностью их электронного вращения с угловой скоростью Ω вокруг приемной антенны, размещенной в центре окружности, коммутируют приемные антенны, размещенные по окружности, поочередно с частотой Ω, сигнал, принимаемый антенной, размещенной в центре окружности, преобразуют по частоте, выделяют напряжение промежуточной частоты, перемножают его с сигналами, поочередно принимаемыми n приемными антеннами, расположенными по окружности, выделяют фазомодулированное напряжение, перемножают его с напряжением гетеродина, выделяют низкочастотное напряжение с частотой Ω и сравнивают его по фазе с опорным напряжением, формируя точную, но неоднозначную шкалу пеленгации источника излучения сигнала, одновременно фазомодулированное напряжение подвергают автокорреляционной обработке, выделяют низкочастотное напряжение с частотой Ω, сравнивают его по фазе с опорным напряжением, формируя грубую, но однозначную шкалу пеленгации источника излучения сигнала, отличается от ближайшего аналога тем, что определяют производную корреляционной функции сигналов, принятых антеннами, расположенными на одной линии визирования с источником излучения сигнала, для чего сигнал, принятый антенной, размещенной в центре окружности, предварительно дифференцируют по времени, формируют управляющий импульс в момент прохождения производной корреляционной функции через нуль, который используют для разрешения дальнейшей обработки принятых сигналов, в процессе которой принятые сигналы умножают и делят по фазе на два, выделяют гармонические колебания, измеряют разность фаз между ними и определяют дальность до источника излучения сигнала.
Поставленная задача решается тем, что фазовый пеленгатор, содержащий, в соответствии с ближайшим аналогом, последовательно включенные первую приемную антенну, первый приемник, смеситель, второй вход которого соединен с выходом гетеродина, и усилитель промежуточной частоты, последовательно включенные опорный генератор, генератор импульсов, электронный коммутатор, n входов которого соединены с выходами n приемных антенн, размещенных по окружности радиусом d с возможностью их электронного вращения вокруг первой приемной антенны, размещенный в центре окружности, и второй приемник, первый перемножитель, второй вход которого соединен с выходом усилителя промежуточной частоты, первый полосовой фильтр, линию задержки, второй фазовый детектор, второй вход которого соединен с выходом первого полосового фильтра, фазовращатель на 90°, первый фазовый детектор, второй вход которого соединен с вторым выходом опорного генератора, и индикатор, последовательно подключенные к выходу первого полосового фильтра второй перемножитель, второй вход которого соединен с выходом гетеродина, второй полосовой фильтр и третий фазовый детектор, второй вход которого соединен с третьим выходом опорного генератора, а выход подключен к второму входу индикатора, отличается от ближайшего аналога тем, что он снабжен дифференциатором, коррелятором, формирователем управляющего импульса, двумя ключами, двумя удвоителями фазы, двумя делителями фазы на два, двумя узкополосными фильтрами, фазометром, вычислительным блоком и блоком регистрации, причем к выходу первого приемника последовательно подключены дифференциатор, коррелятор, второй вход которого соединен с выходом второго приемника, формирователь управляющего импульса, первый ключ, второй вход которого соединен с выходом первого приемника, первый удвоитель фазы, первый делитель фазы на два, первый узкополосный фильтр, фазометр, вычислительный блок регистрации и блок регистрации, к выходу формирователя управляющего импульса последовательно подключены второй ключ, второй вход которого соединен с выходом второго приемника, второй удвоитель фазы, второй делитель фазы на два и второй узкополосный фильтр, выход которого соединен с вторым входом фазометра.
Структурная схема фазового пеленгатора, реализующего предлагаемый фазовый способ пеленгации, представлена на фиг.1. Взаимное расположение приемных антенн 1, 2.i и источника радиоизлучений (ИРИ) на одной линии визирования показано на фиг.2. Корреляционная функция R(τ) и ее производная d∗R(τ)/d∗τ изображены на фиг.3.
Фазовый пеленгатор содержит последовательно включенные первую приемную антенну 1, первый приемник 3, смеситель 12, второй вход которого соединен с выходом гетеродина 11, усилитель 13 промежуточной частоты, первый перемножитель 14, первый полосовой фильтр 15, линию задержки 16, второй фазовый детектор 17, второй вход которого соединен с выходом первого полосового фильтра 15, фазовращатель 8 на 90°, первый фазовый детектор 9, второй вход которого соединен с вторым выходом опорного генератора 5, и индикатор 10. К первому выходу опорного генератора 5 последовательно подключены генератор 6 импульсов, электронный коммутатор 7, n входов которого соединены с выходами n приемных антенн 2.i (i=1, 2, …, n), размещенных на окружности радиусом d с возможностью их электронного вращения вокруг первой приемной антенны 1, размещенной в центре окружности, и второй приемник 4, выход которого подключен к второму входу первого перемножителя 14. К выходу первого полосового фильтра 15 последовательно подключены второй перемножитель 18, второй вход которого соединен с выходом гетеродина 11, второй полосовой фильтр 19 и третий фазовый детектор 20, второй вход которого соединен с третьим выходом опорного генератора 5, а выход подключен к второму входу индикатора 10. К выходу первого приемника 3 последовательно подключены дифференциатор 21, коррелятор 22, второй вход которого соединен с выходом второго приемника 4, формирователь 23 управляющего импульса, первый ключ 24, второй вход которого соединен с выходом первого приемника 3, первый удвоитель 26 фазы первый делитель 28 фазы на два, первый узкополосный фильтр 30, фазометр 32, вычислительный блок 33 и блок 34 регистрации. К выходу формирователя 23 управляющего импульса последовательно подключены второй ключ 25, второй вход которого соединен с выходом второго приемника 4, второй удвоитель 27 фазы, второй делитель 29 фазы на два и второй узкополосный фильтр 31, выход которого соединен с вторым входом фазометра 32.
Предлагаемый способ реализуется следующим образом.
Принимаемые сложные сигналы, например с фазовой манипуляцией (ФМн):
1
с
с
k
с
U(t)=υ∗Cos[(ω±Δω)t+φ(t)+φ],
2
с
c
k
C
U(t)=υ∗Cos[(ω±Δω)t+φ(t)+φc+2π∗d/λ∗Cos(Ωt-α)], 0≤t≤T,
с
c
c
C
где υ, ω, φ, T - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность сигнала;
±Δω нестабильность несущей частоты сигнала, обусловленная различными дестабилизирующими факторами, в том числе и эффектом Доплера;
k
k
э
э
э
φ(t)={0,π} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом, причем φ(t)=const при k∗τ<t<(k+1)∗τ и может изменяться скачком при t=k∗τ, т.е. на границах между элементарными посылками (k=1, 2, …, N-1);
э
C
C
э
τ, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью T (T=N∗τ);
d - радиус окружности, на которой размещены приемные антенны 2.i (i=1, 2, …, n), (измерительная база);
Ω - скорость электронного вращения приемных антенн 2.i (i=1, 2, …, n), вокруг приемной антенны 1;
α - пеленг (азимут) на источник излучения сигнала,
с выходов приемных антенн 1, 2.i (i=1, 2, …, n) непосредственно и через электронный коммутатор 7 поступают на входы приемников 3 и 4, а затем на первые входы смесителя 12, перемножителя 14, дифференциатора 21 и коррелятора 22 соответственно. На второй вход смесителя 12 с выхода гетеродина 1 i поступает напряжение
г
г
г
г
U(t)= υ∗Cos(ωt+φ),
г
г
г
где υ, ω, φ - амплитуда, частота и начальная фаза напряжения гетеродина.
На выходе смесителя 12 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 13 выделяется напряжение промежуточной (разностной) частоты
пр
пр
пр
k
пр
C
U(t)=υ∗Cos[((ω±Δω)t+φ(t)+φ], 0≤t≤T,
пр
с
г
где υ=1/2∗υ∗υ;
пр
с
г
ω=ω-ω - промежуточная (разностная) частота;
пр
с
г
φ=φ-φ,
г
которое подается на второй вход перемножителя 14. На выходе перемножителя 14 образуется фазомодулированное (ФМ) колебание на частоте ω гетеродина 11
3
3
г
г
C
U(t)=υ∗Cos[ωt+φ+2π∗d/λ∗Cos(Ωt-α)], 0≤t≤T,
3
с
пр
где υ=1/2∗υ∗υ,
г
которое выделяется полосовым фильтром 15 и поступает на первые входы фазового детектора 17, линии задержки 16 и перемножителя 18. На второй вход последнего подается напряжение U(t) гетеродина 11. На выходе перемножителя 18 образуется гармоническое напряжение
4
4
C
U(t)= υ∗Cos[2π∗d/λ∗Cos(Ωt-α], 0≤t≤T,
4
3
г
где υ=1/2∗υ∗υ,
которое выделяется полосовым фильтром 19 и поступает на первый вход фазового детектора 20. На второй вход фазового детектора 20 с третьего выхода опорного генератора 5 подается опорное напряжение
0
0
U(t)= υ∗CosΩt.
На выходе фазового детектора 20 образуется постоянное напряжение
н1
н1
U(α)=υ∗Cosα,
н1
4
0
где υ=1/2∗υ∗υ,
которое фиксируется индикатором 10. Так формируется шкала пеленгации, которая является точной, но неоднозначной шкалой.
3
Одновременно фазомодулированное колебание U(t) подвергается автокорреляционной обработке с помощью автокоррелятора, состоящего из линии задержки 16 и фазового детектора 17.
3
В фазомодулированном напряжении U(t) величина
mφ=2π∗d/λ,
называемая индексом фазовой модуляции, характеризует максимальное значение отклонения фазы от нулевого значения, происходящего при электронном вращении приемных антенн 2.i (i=1, 2, …, n) вокруг приемной антенны 1 (фиг.2).
Приемные антенны 2.i (i=1, 2, …, n) поочередно с частотой Ω коммутируются с помощью электронного коммутатора 7, управляемого n-фазным генератором 6 импульсов. Управляющие импульсы формируются генератором 6 импульсов из гармонического напряжения, вырабатываемого опорным генератором 5
0
0
U(t)=υ∗CosΩt.
Однако при d/λ<1/2 наступает неоднозначность отсчета угла α. Устранение указанной неоднозначности путем уменьшения отношения d/λ обычно себя не оправдывает, так как при этом теряется основное достоинство широкобазового пеленгатора. Кроме того, в диапазоне метровых и особенно дециметровых волн брать малые значения d/λ часто не удается из-за конструктивных соображений.
3
В связи с изложенным соображением возникает задача уменьшения индекса фазовой модуляции без уменьшения относительного размера измерительной базы d/λ. Это достигается автокорреляционной обработкой фазомодулированного напряжения U(t) с помощью линии задержки 16 и фазового детектора 17. Причем время задержки т линии 16 задержки выбирается таким, чтобы уменьшить индекс фазовой модуляции до величины
φ1
1
m=2π∗d/λ,
1
где d<d,
при которой справедливо неравенство
1
d/λ<1/2,
обеспечивающее однозначную пеленгацию источника излучения сигнала.
На выходе фазового детектора 17 образуется гармоническое напряжение
5
5
C
U(t)=υ∗Cos(Ωt-α), 0≤t≤T,
5
3
2
где υ=1/2∗υ ,
0
которое через фазовращатель 8 на 90° поступает на первый вход фазового детектора 9, на второй вход которого с третьего выхода опорного генератора 5 подается опорное напряжение U(t). На выходе фазового детектора 9 образуется постоянное напряжение
н2
н2
U(α)=υ∗Sinα,
н2
5
0
где υ=1/2∗υ∗υ,
которое фиксируется индикатором 10. Так формируется шкала пеленгации, которая является грубой, но однозначной шкалой.
Для оценки дальности R до источника излучения ФМн-сигналов необходимо зафиксировать линию визирования, на которой расположены неподвижная приемная антенна 1, одна из подвижных антенн 2.i и источник радиоизлучений (ИРИ) (фиг.2), а также выделить из ФМн-сигналов, принимаемых указанными антеннами, гармонические колебания. Это можно сделать путем снятия фазовой манипуляции с принимаемых ФМн-сигналов. Получив два гармонических колебания и оценив их фазовые соотношения, можно измерить дальность R до ИРИ.
1
2
Зафиксировать линию визирования можно с помощью коррелятора 22, на два входа которого подаются сигналы U(t) и U(t) с выходов первого 3 и второго 4 приемников. На выходе коррелятора 22 формируется корреляционная функция R(τ) (фиг.3, а). Однако в области максимума корреляционная функция R(τ) имеет малую крутизну и изменяется незначительно при изменениях τ. Гораздо более благоприятной для поиска максимума является форма производной от корреляционной функции d∗R(τ)/dτ (фиг.3, б). В точке τ=0 производная имеет значительную крутизну и, кроме того, меняет знак в зависимости от положения относительно точки τ=0.
Таким образом, отыскание максимума корреляционной функции (максимальный принцип - экстремальная задача) занимается минимальным принципом - стабилизацией нулевого значения регулируемой величины. Метод минимума производной корреляционной функции (прохождение через нуль), наряду с высокой точностью и чувствительностью, обладает еще одним весьма существенным преимуществом нулевого метода, а именно: амплитуда входных сигналов и ее флюктуации не оказывают влияния на результат измерений.
Производная d∗R(τ)/dτ формируется благодаря включению дифференциатора 21 в канале первого сигнала. В момент прохождения производной через нуль формирователь 23 формирует управляющий импульс, который поступает на управляющие входы ключей 24 и 25, открывая их. В исходном состоянии ключи 24 и 25 всегда закрыты.
При этом ФМн-сигиалы с выходов приемников 3 и 4 через открытые ключи 24 и 25 поступают на входы удвоителей 26 и 27 фазы соответственно, на выходе которых образуются гармонические напряжения:
5
5
c
c
U(t)=υ∗Cos[2(ω±Δω)t+2φ],
6
5
c
∑
C
U(t)=υ∗Cos[2(ω±Δω)t+2φ], 0≤t≤T,
5
c
2
где υ=1/2∗υ ;
c
2φ∑=φ+2π∗d/λ∗Cos(Ωt-α)];
k
2φ(1)={0,2π}.
Указанные напряжения поступают на входы делителей 28 и 29 фазы на два, но выходе которых образуются гармонические напряжения соответственно:
7
7
c
c
U(t)=υ∗Cos[(ω±Δω)t+φ],
8
7
c
∑
C
U(t)=υ∗Cos[(ω±Δω)t+φ], 0≤t≤T.
Указанные напряжения выделяются узкополосными фильтрами 30, 31 и поступают на два входа фазометра 32, который измеряет разность фаз
1
2
1
2
2
1
2
2
Δφ=φ-φ=mR-mR-md=R∗(m-m)-md,
1
1
где φ=mR - фазовый набег электромагнитной волны при распространении сигнала от ИРИ до антенны 2.i;
2
2
φ=m(R+d) - фазовый набег на антенне 1;
1
2
1
1
2
2
m, m - волновые числа (m=2π/λ, m=2π/λ).
В вычислительном блоке 33 определяется дальность R до ИРИ
2
1
2
R=Δφ+md/m-m,
которая фиксируется блоком 34 регистрации.
Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом обеспечивает принципиальную возможность определения дальности до ИРИ. Зная дальность R и азимут α можно определить местоположение источника излучения ФМн-сигналов. При этом формирование линии визирования, на которой одновременно размещаются неподвижная приемная антенна 1, подвижная антенна 2.i и источник радиоизлучений ИРИ, осуществляется с использованием производной корреляционной функции d∗R(τ)/dτ, которая, наряду с высокой точностью и чувствительностью, обладает еще одним весьма существенным преимуществом нулевого метода, а именно: амплитуда входных сигналов и ее флюктуации не оказывают влияния на результат измерений.
Тем самым функциональные возможности известных технических решений расширены.