Способ третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов
METHOD OF THIRD DECISION CIRCUIT OF ACCELERATED SEARCH AND EFFICIENT RECEPTION OF BROADBAND SIGNALS

Изобретение относится к методам и устройствам обработки данных и принятия решения в широкополосной радиосвязи и радионавигации (ШРСРН), где этапу эффективного и достоверного приема и принятия решения по соответствующему критерию оптимального приема информационных сигналов с расширенным спектром (СРС), манипулированных некоторой псевдослучайной последовательностью, обязательно предшествует этап синхронизации [1].
С точки зрения реализации этой синхронизации в ШРСРН известен способ поиска СРС по задержке, использующий для сокращения среднего времени поиска априорную информацию о расположении и структуре сегментов псевдослучайных последовательностей (ПСП) [2]. Текущая задержка сигнала определяется по пороговому обнаружению значения взаимо-корреляционной функции между некоторой короткой опорной последовательностью и закономерно расположенным сегментом аналогичной структуры принимаемого сигнала [2].
Важнейшими недостатками данного способа является, во-первых, его применимость только для линейных рекуррентных М-последовательностей и для которых изучена их сегментная структура, а во-вторых, пороговая оценка осуществляется на фоне сравнения с очень большими уровнями боковых всплесков сегмента взаимнокорреляционной функции, что заметно снижает вероятность правильного обнаружения текущей энергии.
Также близким к заявляемому является способ поиска СРС, существенными признаками которого является весовое суммирование откликов нескольких цифровых согласованных фильтров, настроенных на несколько различных элементов ПСП с априорно известной структурой, обладающих минимальной взаимной корреляцией по отношению к друг другу и неравномерно расположенных по длине принимаемой манипулирующей последовательности. При этом веса суммирования определяются порядком расположения сегментов, а текущая задержка определяется по факту превышения порогового значения взвешенной суммы откликов согласованных фильтров [3]. Данный способ обладает рядом недостатков:
сокращение среднего времени поиска обеспечивается лишь при близких к идеальным помеховых условиях, когда вероятность ложного обнаружения или пропуска сегмента ПСП очень мала;
применение ограниченного класса ПСП, подробно изученных с точки зрения взаимнокорреляционных свойств составляющих сегментов;
значительные аппаратные затраты на построение блока цифровых согласованных фильтров для поиска ПСП большой длины.
Известен способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [4].
В данном способе осуществляется:
использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными реккуретными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины  в другом
1
2
в результате из  и  накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов  относительно начальных соответствующих  и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов с и с производящих компонент по следующим соотношениям:
1
2
1
2
затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин  и  генерируемых с циклическими сдвижками c и с, соответственно, а также посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность  получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного сигнала ПНП, а его значение С обусловлено значениями с и с в соответствии с выражениями:
решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают.
Однако в данном способе:
- в целом не учитывается и не используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП, что приводит, во-первых, к «слепому» накоплению энергии боковых пиков ПВКФ и тем самым - значительному количеству «прогонов» (увеличению числа р) и в конечном итоге - к увеличению времени поиска и обнаружения, в том числе за счет медленного повышения отношения сигнал-шум (с/ш) на выходе устройства быстрого поиска (УБП) для принятия решения, а во-вторых, не учитывается вышеуказанная информация для ускорения поиска, обнаружения и синхронизации. Как показали исследования авторов, ПВКФ ПНП имеет детерминированную структуру, т.е. ПВКФ является детерминированной функцией времени, причем такой, что при определенном приближении ее можно считать практически дискретной функцией времени. При этом структура ПВКФ однозначно определяет состав производящих компонент (простых нелинейных реккурентных последовательностей - НЛРП) длины  и  и их вид (тонкую внутреннюю структуру НЛРП). Т.е. между видом, длительностями  и  производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) и ПВКФ ПНП имеется детерминированное взаимооднозначное соответствие. Поэтому, зная состав ПНП (т.е. состав ПК-1 и ПК-2), можно однозначно экстраполировать (предсказывать) структуру ПВКФ и наоборот - по структуре ПВКФ можно однозначно экстраполировать состав ПНП. Под структурой ПВКФ ПНП как функции времени понимается периодическое распределение во времени ярко выраженных и детерминированных по величине (амплитуде) и времени появления частных боковых пиков (всплесков) ПВКФ, которые обозначим как  На фиг. 4, 5, 7 представлены примеры ПВКФ некоторых ПНП, демонстрирующих это утверждение. Поэтому, априорно зная на приемной стороне СРС состав принимаемой ПНП, можно однозначно априорно экстраполировать структуру ПВКФ, т.е. можно использовать априорную информацию о структуре ПВКФ для организации ускорения и повышения достоверности процесса поиска, обнаружения и синхронизации ПСП в СРС, но этого не делается в данном способе;
- первое суммирование (накопление) в параллельном сумматоре прототипа происходит только через  и  тактов после начала каждого этапа прогонки, т.е. теряется информация, которую можно «изъять» в течение этих первых  и  тактов;
Σ
1,2
1i
- «накопление» максимальных пиков ПВКФ (R) осуществляется «вслепую»: складываются заведомо «нулевые» (или очень маленькие) боковые всплески ПВКФ (во всех тактах сдвига, кроме одного из  тактов) с частными ярко выраженными максимумами ПВКФ  что приводит или к снижению достоверности поиска, или к увеличению времени поиска вследствие более низкого «итогового» (*) отношения с/ш. Таким образом, для увеличения итогового отношения  в каналах поиска, т.е. для увеличения достоверности принятия решения и необходимо увеличивать число прогонов р. Причем для существенного увеличения этого итогового отношения  и число прогонов р должно увеличиваться не «на», а «в» разы. Следовательно, в разы увеличивается и время поиска и обнаружения ПСП. Именно этот факт подтверждают результаты имитационного моделирования, приведенные на фиг. 7 патента [4] и на фиг 2. описания данного заявляемого способа, которые показывают зависимость математического ожидания средневыборочного накопленного значения M(RΣ) ПВКФ от количества периодов p-накопления, т.е. числа p-прогонов ПНП, при 25% искаженных символов принимаемой ПНП;
- выбор среди поступающих боковых пиков ПВКФ максимального значения ПВКФ (и сравнение) в цифровом компараторе прототипа происходит только на конечном этапе прогонки (в лучшем случае - прогонки одной всей ПНП (L или pL, где р - заданное число прогонов, т.е. pmin=1)) за  и  тактов до окончания прогонки. Таким образом, теряется априорная информация о структуре ПВКФ в течение всего этапа прогонки, которую и можно было бы и использовать для значительного ускорения поиска за счет накопления энергии  не периодически через  и  тактов, а потактово, т.е. в каждый такт поиска;
- не учитывается и не указывается, что и структура ПВКФ, и тем самым весь процесс накопления максимальных боковых пиков ПВКФ зависит от направленности взаимно-встречного движения («встречно-прямого» или «встречно-инверсного») опорных производящих компонент и принимаемой ПНП в корреляционных устройствах-конвольверах. А именно, организация правильной направленности этого движения - «встречно-инверсного» может привести к ускорению накопления и поиска в целом.
Наиболее близким к заявляемому способу является способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [5], имеющий следующие сходные признаки (как способ-прототип) с заявленным способом:
- использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
- поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины  в другом -
1
2
- в результате из  и  накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов  относительно начальных соответствующих  и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов c и с производящих компонент по следующим соотношениям:
1
2
1
2
- затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин  и  генерируемых с циклическими сдвижками c и c соответственно, а также посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность  получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями с и с в соответствии с выражениями:
- решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают;
1i
2j
i
j
- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности  структуре частных ПВКФ, ПВКФ формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i,j подканалам  соответственно первого (1) и второго (2) - каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых нелинейных рекуррентных последовательностей (НЛРП) длительности  и ) - ПК-1 и ПК-2,
1i
2j
1
2
1min
2min
- осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ, ПВКФ, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа  где p и р - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p=P=L и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления для реализации подэтапа экстраполяции;
1
2
k1+1
k2+1
1
2
- причем экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k-й, k-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков  в 1-м и 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами N и N, устанавливаемым согласно функциям экстраполяции СЭ, СЭ подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:
1
2
как функциям последовательности номеров подканалов и с частными пиками  на своих выходах в каждый k-й, k-й такты:
- причем реализуется 2-факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками  и по фактору уровней накопления
- причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков  на экстраполируемых выходах i-x и j-x подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый  тактовый момент приема;
max
max
max
k1
max
k2
- причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по такому сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками, при котором i и j есть, по существу, экстраполируемые номера подканалов i=N, j=N соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции.
Однако известный «способ-прототип», несмотря на заложенные в нем новые базовые существенные признаки (по осуществлению и реализации ускоренного поиска СРС манипулированных ПНП) на основе использования детерминированности ПВКФ, не позволяют использовать эти признаки для осуществления и реализации следующего за этапом поиска и вхождения в синхронизм (синхронизации) - этапа эффективного и достоверного оптимального приема СРС, манипулированных ПНП, по методу третьей решающей схемы (ТРС).
вых
вх
Элементы теории ТРС, опубликованные в [6, 7], обосновывают возможности и пути использования детерминированности корреляционных функций (КФ) ПНП (или ПНЛРП - производных нелинейных рекуррентных последовательностей) для повышения эффективности всех процедур приема СРС с манипуляцией ПНП. Так именно детерминированность КФ (и в частности ПВКФ) ПНП являются основным фактором, использующимся в способе-прототипе (и устройстве для его реализации) для осуществления ускорения этапа поиска и синхронизации СРС с ПНП. А кроме того, в [6, 7] показывается, что в отличие от классических категорий и понятий «1-я решающая схема» и «2-я решающая схема», применяемых в теории и практике передачи дискретных сообщений [8], использование установленных авторами свойств детерминированности КФ (ПВКФ) ПНП при построении процедур их приема позволяет создавать в интересах повышения эффективности и достоверности приема СРС с ПНП новый вид приемной решающей схемы - третью решающую схему (ТРС) для этапа «приема-обработки» ПНП и принятия решения о приеме элементарного сообщения на основе анализа и идентификации структуры детерминированной КФ (ПВКФ) ПНП посредством реализации теоремы-«закона сложения» Бреннана, излагаемой в [8] при разнесении процесса приема уже «по форме» (в отличие от классических методов разнесения «по пространству», «по частоте», «по времени» [6, 7]). При этом каналами и ветвями разнесения уже являются формы (структура) детерминированной КФ (ПВКФ) (это каналы) и формы детерминированной частной ПВКФ (это ветви или подканалы). Таким образом, согласно [6, 7] ТРС как процедура приема СРС с ПНП на всех этапах (режимах) - обнаружения, поиска, синхронизации, приема-обработки ПНП по принятию решения о структуре ПНП и, следовательно, об элементарном сообщении на основе анализа и идентификации структуры детерминированной ПВКФ ПНП, реализует «закон сложения» (накопления) Бреннана [8], отношений «сигнал/помеха» или (что то же самое) «сигнал/шум» (с/ш) в ветвях и каналах разнесения уже «по форме» в интересах получения итогового выигрыша отношения (с/ш)/(с/ш) «третьей решающей схемы», и тем самым - в интересах повышения достоверности приема - обработки ПНП и принятия решения «свой-не свой» элементарный «сигнал-сообщение» (представляемый кодовой формой ПНП для расширения спектра СРС).
Именно эту процедуру приема-обработки ПНП уже после вхождения в синхронизм и не может реализовать способ-прототип.
вых
вх
Технический результат, на достижение которого направлено изобретение заключается в том что, заявляемый способ «третьей решающей схемы» ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов решает задачи не только быстрого поиска и синхронизации сигналов, манипулированных ПНП (или что то же самое - ПНЛРП), но и задачи эффективного приема-обработки (и принятия решения «свой-не свой») элементарного сигнала-сообщения, представляемого кодовой формой ПНП для расширения спектра СРС после вхождения в синхронизм. В основу заявляемого способа заложено использование свойств тонкой внутренней структуры ПНП и ее производящих компонент-простых НЛРП, свойств детерминированности структуры ПВКФ ПНП, элементов теории третьей решающей схемы приема-обработки и принятия решения, использующей «закон сложения» Бреннана при разнесении процедуры приема-обработки «по форме» детерминированной структуры как всей ПВКФ, так и частных ПВКФ ПНП [6, 7] в интересах повышения итогового отношения (с/ш)/(с/ш) ТРС и тем самым повышения достоверности приема-обработки ПНП и принятия решения.
Это позволяет достичь комплекса характеристик, определяющих лучший по сравнению со способом-прототипом технический результат следующей совокупности свойств:
1
2
1
2
1. Обусловленное правилом построения кодовая структура ПНП, детерминированная структура и ПВКФ, и частых КФ (ЧКФ) ПНП, использование на основе их применения двухканального (К, К) и  - подканального (соответственно по  и  ветвям в К, К каналах) разнесения «по форме» процедуры приема-обработки и принятия решения позволяют реализовать заявленный способ «третьей решающей схемы» ускоренного поиска и эффективного достоверного приема широкополосных сигналов и обеспечивает совместно и значительное сокращение времени поиска по задержке СРС, повышение достоверности приема-обработки и принятия решения.
2. Обеспечение высокой имитостойкости и структурной скрытности СРС на всех этапах приема СРС (поиска, синхронизации, обработки, принятия решения) за счет как применения непосредственно ПНП, обладающих высоким уровнем имитостойкости и структурной скрытности, так и соответствующего реализуемого метода приема-обработки в рамках «третьей решающей схемы».
3. Так как реализация способа не требует предварительного выбора внутренней структуры ПСП в виде ПНП вследствие того, что в качестве опорных сегментов ПНП используются производящие компоненты ПК-1, ПК-2 в виде простых НЛРП, и тем самым внутренняя структура ПНП «квазинеуправляемо» изменяется с каждым тактом обработки в реальном времени, а процедура приема-обработки осуществляется при этом посредством разнесения «по форме» ПВКФ и ЧКФ в аналоговом итоговом режиме одноканального «решения и приема» и при «дискретном методе итоговом двухканальном» принятия решений, обеспечивается [7] дополнительно высокая имитостойкость этапа приема-обработки и принятия решения.
Существенными отличительными признаками заявляемого способа является следующая совокупность действий:
вых
1
2
1
2
1
2
1
2
а) т.к. этап приема-обработки и принятия решения «свой-чужой» сигнал (СЧС) осуществляется после вхождения в синхронизм, т.е. когерентно, следовательно накопление в каждый тактовый момент (i, j) частных пиков  как отношений (с/ш) в каждый такт (i, j) на выходе приемников каналов К и К и  в каждых подканалах i и j осуществляется когерентно (синхронно) и оптимально, что отражается символами с и с для  в условиях некоррелированного приема в двух каналах К и К и их подканалах вследствие использования в них различных по форме порождающих компонент ПК и ПК;
1
2
1
2
1
2
1,i
2,j
1
2
1
2
б) два частных одноканальных решения  принимаются «в итоговом режиме одноканального приема и решения», т.е. отдельно в каждом канале К и К по закону сложения Бреннана с разнесением каналов К и К и их подканалов i и j  приема «по форме» структур соответственно ПК и ПК и их циклических сдвижек ПК, ПК, и на основании полученных за время приема (период L) всей ПНП итоговых (результирующих) уровней накопления частных пиков на выходах синхронных (c и с) подканалов  в каналах К и К соответственно
вых
1
2
1
2
1
2
где  - частные пики ПВКФ (с/ш)) на выходах каналов соответственно К и К, в тактовые моменты i и j соответственно прогонов в синхронных подканалах  c и с - циклические сдвижки в синхронных подканалах после вхождения в синхронизм;  - усредненные значения; n и m - число прогонов в подканалах соответственно  - с использованием критерия «максимального правдоподобия» и с вероятностями ошибки  в первом и втором каналах разнесения (К и К) соответственно:
где Ф[⋅] - табулированная функция Крампа (или «интеграл вероятности»); γ - коэффициент, учитывающий уровень ортогональности ПСП (в нашем случае - ПНП) и равный в пределах
итог
в) с использованием двух автономных частных решений  как дискретных решений с дискретными значениями  принимается наиболее правдоподобное итоговое двухканальное дискретное решение CЧC c вероятностью ошибки:
1
2
1
2
1
2
г) в процессе когерентного приема-обработки обеспечивается контроль и коррекция синхронизации за счет того, что осуществляется накопление  и в других подканалах также, как и в синхронных подканалах со сдвижками соответственно c и с каналов К и К, но результаты этих накоплений - итоговые уровни накопления  соответственно в i-x подканалах канала К,  и в j-x подканалах канала К,  за все время приема (период L) ПНП соответственно будут равны:
1
2
где  - усредненные значения, - что и используются для контроля синхронизации, а именно: после приема всей ПНП в каждом канале К, К сравниваются итоговые уровни накоплений в каждом из подканалов  с итоговыми уровнями накоплений в синхронных подканалах соответственно  и для любых i и j будет выполняться всегда при правильной, имитостойкой, устойчивой синхронизации условие соответственно  а если будет установлено, что для какого-то (или каких-то) подканала (подканалов) это условие не выполняется, т.е. окажется, что  то для такого (таких) подканала (подканалов) фиксируется этот факт как «сигнал рассинхронизации» (СРС), равный 1, т.е.
*
*
1
2
контр
д) если в процессе «приема-обработки» ПНП для какого-то из подканалов i и j в К и К сумма СРС за время контроля Т оказывается больше или равна соответственно  и (или)  т.е.
*
*
1i
2j
контр
CC
1
2
1
2
то принимается решение на проведение «контрольного анализа», когда для таких подканалов i и j осуществляется проверка их циклических сдвижек  и  на соответствие соотношению (2), и если это соотношение выполняется, то фиксируется «сигнал соответствия» СС=1 (CC=1 и CC=1); причем если в процессе приема ПНП за выбранное мажоритарное число (МЧ) периодов Т: МЧ=(5, 7, 9, …) (нечетное число), - таких сигналов соответствия из какого-либо подканалов будет соответственно получено число N≥(3, 5, 7 …), то будет принято решение на смену циклических сдвижек ПК и (или) ПК в каналах К и К, т.е. на смену используемых синхронных подканалов на подканалы с циклическими сдвижками  и  соответственно и на выход из режима «контрольного анализа». Тем самым будет осуществлена адаптивная коррекция тактовой синхронизации на соответствующее числам  тактов без прекращения «приема-обработки». В противном случае коррекция синхронизации не производится;
контр
1
2
е) если в процессе «приема-обработки» ПНП за время Т окажется, что для  и более числа соответственно подканалов в каждом из каналов К и К окажется справедливым выражение (7), то это будет свидетельствовать о срыве синхронизации под воздействием помех, и тогда принимается решение на прекращение «приема-обработки» информации и переход к этапу поиска и синхронизации.
В основе реализации заявляемого способа лежат: особенности кодовой структуры ПНП, обусловленные их правилом формирования; особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП как функции времени; особенности и свойства метода «третьей решающей схемы» (ТРС) приема-обработки и принятия решения, обеспечивающие повышение достоверностей приема. Укажем эти особенности.
1. Особенности кодовой структуры ПНП.
2
j
1.1 Согласно [5] ПНП 2-го порядка (называемые также двукратными производными нелинейными реккуретными последовательностями ПНЛРП) вида W длины L называются последовательности, которые образуются из 2-х производящих линеек (ПЛ) - повторяющихся производящих компонент ПК-1, ПК-2 (простых нелинейных реккурентных последовательностей - НЛРП) длин  вида V, j=1, 2 по правилу (8):
1
2
V и V - производящие линейки НЛРП;  - двоичные символы (0 или 1) с номером i, взятым по модулям длин  и  периодически повторяющихся ПК-1 и ПК-2 НЛРП.
1.2 Правило формирования двукратных ПНП иллюстрирует фиг. 1.
В качестве производящих компонент ПК используются НЛРП 2-х типов: известные коды квадратичных вычетов (ККВ) с числом символов  и  где t=4x+1 (тип K1), t=4x+3 (тип К3), а также характеристические коды (ХК) с числом символов t=4x (тип Х0), t=4x+2 (тип Х2), х=1, 2, 3, … [7]. Типы ПНП определяются сочетанием типов ПК.
1.3 Производящие компоненты - НЛРП, как показано в [5], не подвержены раскрытию их структуры известными алгоритмами Мэсси, так как НЛРП не формируются регистрами сдвига с линейными обратными связями, что и определяет базовые высокие характеристики по структурной скрытности и имитостойкости НЛРП.
А алгоритм (правило (8)) формирования ПНП дополнительно существенно повышает, как показано в [9], скрытностные и имитостойкие свойства ПНП. Кроме того, так как ПНП и ее длительность L носят мультипликативный характер (являются производными от НЛРП), то при больших и сверхбольших длительностях L ПНП становятся близкими к оптимальным [9] согласно признакам оптимальности, отраженным в [1]. Таким образом, особенности внутренней кодовой структуры ПНП обеспечивают лучший вышеуказанный технический результат.
2. Особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП.
Заявляемый способ поиска основан на свойствах ПВКФ ПНП, установленных как в [9], так и в последующих исследованиях авторов, в том числе, и в результате машинного имитационного моделирования этих свойств, которые состоят в следующем:
2.1 При организации традиционных способов приема поиска, обнаружения ПСП анализируется периодическая функция ПВКФ, когда приходящая ПСП сравнивается на приемной стороне в корреляторе (согласованном фильтре) с полной ее копией. При реализации этих способов по отношению к применяемым ПНП мы и говорим о ПВКФ ПНП. ПВКФ двукратных ПНП различных типов с производящими линейками, составленными из повторяющихся ККВ и ХК одного типа и длины, имеет до трех фиксированных уровней в зависимости от рассматриваемых ПСП. Их значения приведены в таблице на фиг. 3 и на фиг. 4, 5.
чп1
чп2
чп1
чп2
чп1
чп2
2.2 Среди этих фиксированных уровней всегда выделяются два ярко выраженных частных боковых пика R и R, которые, во-первых, на порядок превышают третий (пик), а во-вторых, отношение значений пиков R/R пропорционально отношению  Таким образом, в анализе двукратных ПНП всегда можно пренебречь третьим очень маленьким пиком, в-третьих, количество R и R в составе ПВКФ за один период L ПНП составляет соответственно числа  и  так что сумма энергетических всплесков в относительном измерении составляет:  что, как видно, соответствует в относительном измерении величине основного корреляционного пика ПНП  в случае полного совпадения входящей и опорной ПНП.
чп1
чп2
чп1
чп2
2.3 Анализ ПВКФ ПНП как функции времени однозначно показывает (в том числе на примере фиг. 4, 5), что ПВКФ имеет строгую детерминированную структуру, а именно: каждые частные пики R и R повторяются во времени строго периодически с периодами соответственно  и  т.е. периодическая цикличность появления R и R строго повторяет периодическую цикличность начала (и конца) генерирования порождающих компонент ПК-1, ПК-2 (НЛРП-1 и НЛРП-2) соответствующих длительностей  и  в составе производящих линеек ПЛ-1, ПЛ-2 при генерировании (формировании) ПНП (фиг. 1, правило (8)). Таким образом, имеется взаимооднозначное соответствие между составом двукратной ПНП (т.е. конкретными значениями  и  и видом ПК-1 и ПК-2) и структурой ПВКФ. Следовательно, зная состав двукратной ПНП, можно предсказывать (экстраполировать) структуру ПВКФ этой ПНП, что является важной априорной информацией, которую можно использовать при организации процесса поиска и обнаружения ПНП.
2.4 Как показали исследования авторов, в случае применения ПНП возможно получение той же структуры ПВКФ ПНП без необходимой корреляции на приемной стороне со всей копией ПНП, а достаточно осуществлять корреляцию входящей (принимаемой) ПНП с копиями производящих компонент по 2-м каналам корреляции. В этом случае мы имеем дело с частными ПВКФ (ПВКФ-1 и ПВКФ-2), которые при наложении на общую временную ось по принципу суперпозиции полностью отражают и повторяют структуру ПВКФ всей ПНП (что, кстати, полностью подтверждает справедливость классических временных методов анализа радиотехнических систем с использованием вышеуказанного принципа). На фиг. 5, а, б, в приведены соответственно ПВКФ ПНП с L=77 и частные ПВКФ-1, ПВКФ-2 с производящими компонентами, которые иллюстрируют это утверждение.
чп1
чп2
2.5 Наличие в структуре частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 ярко выраженных R и R, периодически повторяющихся на всем этапе анализа длины L входящей ПНП, можно использовать для реализации процедуры поиска обнаружения и синхронизации ПНП по задержке с точностью до единиц длин  и  а не с точностью до длины L в случае использования ПВКФ всей ПНП, что, очевидно, предполагает ускорение процесса поиска и синхронизации, так как  Как видно из таблицы фиг. 3, для реализации способа поиска СРС по задержке, основанного на установлении синхронного во времени состояния с каждой ПК по ярко выраженным значениям ПВКФ-1, ПВКФ-2 с ней, целесообразно использовать ПНП из ПК типа К3 и К1. Это объясняется наличием выраженной взаимной корреляции ПНП с обеими ПЛ этих типов. Из правила построения ПНП (фиг. 1) видно, что по сочетанию номеров тактов ПНП отдельно с каждой из 2-х ПЛ, определенных на одном периоде обработки сигнала, может быть установлена текущая задержка всей ПНП, т.е. номер текущего такта взаимного сдвига принимаемой и опорной последовательностей.
2.6 Учитывая вышеуказанное, очевидным является тогда и то, что, осуществляя процедуру поиска и синхронизации по задержке не ПНП, а по задержке производящих компонент, т.е. осуществляя на приемной стороне корреляцию принимаемой ПНП с циклическими сдвижками копий производящих компонент (что само по себе намного проще, чем осуществлять то же самое с циклическими сдвижками копии всей ПНП), т.е. осуществляя формирование частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2 с циклическими сдвижками производящих компонент, мы моделируем получение ПВКФ входящей ПНП с циклическими сдвижками ее копий. А так как периодичность циклических сдвижек копий производящих компонент кратна  и  соответственно в 1-м и 2-м каналах приема и корреляции, то очевидно, что:
чп1
чп2
чп1
чп2
1) реализация процесса поиска, обнаружения и синхронизации по задержке будет осуществляться значительно быстрее при задержке (циклической сдвижке) не всей копии ПНП, а при задержках (циклических сдвижках) производящих компонент; 2) частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 будут появляться всегда при любых сдвижках производящих компонент и намного чаще (на периоде всей ПНП, как было указано выше, число частных пиков R и R будет соответственно  и  раз); чем возможно появляющийся один раз основной пик ПВКФ ПНП при точной синхронизации; 3) эти частные пики R и R можно накапливать для повышения отношения с/ш для принятия решения об обнаружении и синхронизации ПНП.
чп1
чп2
чп1
чп2
чп1
чп2
чп1
чп1
чп2
чп2
чп1
чп2
чп1
чп2
2.7. Исследованиями авторов установлено, что частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 с различными циклическими сдвижками производящих компонент отличаются друг от друга тем, что частные ПВКФ-1 и ПВФК-2, сохраняя уровни R и R одинаковыми, имеют циклически сдвинутые периодические последовательности моментов появления (t, t) частных пиков R и R. То есть структура в целом частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 меняется циклически: или по последовательности t появления R (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-1 с ), или по последовательности t появления R (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-2 с ), или по обеим последовательностям t, t появления R и R (в случае циклических сдвижек обеих порождающих компонент ПК-1, ПК-2 с ). Следовательно, имеется три возможных вида изменения структуры ПВКФ-1 и ПВКФ-2.
Таким образом, в этих случаях можно говорить (по аналогии понятий «автоморфизма», используемого по отношению к автоморфным преобразованиям - циклическим сдвижкам - НЛРП в [9]) об автоморфных изменениях структуры частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 трех видов, причем имеется однозначное соответствие между величиной циклической сдвижки (автоморфизма) производящего компонента и величиной автоморфизма частных ПВКФ. Следовательно, по величине автоморфизма производящего компонента (или компонентов) можно предсказывать (экстраполировать) величину и вид частных ПВКФ-1, ПВКФ-2, т.е. экстраполировать «тонкую» структуру частных ПВКФ-1, ПВКФ-2.
чп1
чп1
2.8 Имеется еще одно важное свойство, связанное с анализом совокупности частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2. Если осуществлять одновременно получение частных ПВКФ-1 (или ПВКФ-2) со всеми возможными автоморфизмами (циклическими сдвижками) одного производящего компонента, например длительности  т.е. получать одновременно автоморфные частные ПВКФ-1i,  по отдельным i-м подканалам корреляции, то можно наблюдать: 1) что в каждый корреляционный такт будет наблюдаться частный пик R с определенного подканала корреляции; 2) если подканал корреляции пронумеровать соответственно величине циклического сдвига производящего компонента, то можно наблюдать, что последовательность номеров подканалов, на выходе которых в каждый последующий такт корреляции появляется R, будет иметь детерминированную циклически повторяющуюся структуру номеров с периодом повторения  тактов; 3) при циклическом одновременном взаимном сдвиге (что соответствует процедуре поиска по задержке) между принимаемой входящей ПНП и всеми автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящего компонента указанная последовательность номеров подканалов будет тоже циклически сдвигаться.
i
чп1
чп1
чп1
k
чп1
k+1
чп1
Таким образом, независимо от того, с какого взаимного циклического сдвига  между входящей ПНП и i-ми автоморфизмами производящего компонента (подканалами корреляции) начался процесс формирования частных ПВКФ-1, внутренняя структура последовательности номеров подканалов корреляции, на выходе которых последовательно в каждый такт корреляции появляется частный пик R, будет постоянной, но циклически смещаться в зависимости от конкретного значения взаимного сдвига  Этот факт и определяет возможность детерминированного предсказания (экстраполяции), с выхода какого подканала корреляции в следующий такт корреляции следует ожидать частный пик R. Закономерность последовательности номеров подканалов всегда можно однозначно установить, в том числе в аналитической форме арифметического уравнения, связывающего: номер такта k, в который появился R; номер подканала N, на выходе которого появился R в k-й такт; номер подканала N, на выходе которого появится в следующий (k+1)-й такт частный пик R; и  Такая закономерность будет характерна для 1-го канала корреляции, работающего с ПК-1 длительностью  Аналогичная по смыслу закономерность будет характерна, естественно, и для 2-го канала корреляции, работающего с ПК-2 длительностью  Причем такие однозначные закономерные зависимости будут строго соответствовать составу ПНП, т.е. из каких производящих компонент получается ПНП. Таким образом, для каждого из 2-х каналов приема и корреляции будет своя зависимость:
чп
чп1
чп1
Получение таких зависимостей представляет предмет отдельного исследования и анализа, не имеющего особой важности для данного заявляемого способа. На фиг. 6 приведена упрощенная наглядная числовая модель, иллюстрирующая положения, изложенные в пункте 2.8. На этой фиг. 6: 1) цифрами в горизонтальной линейке отражены циклически повторяющиеся элементы входящей ПНП, соответствующие положению элементов одного производящего компонента длиной  при формировании ПНП; 2) цифрами в вертикальных столбцах отражены элементы копии того же производящего компонента длиной  на приемной стороне в составе различных подканалов корреляции (число подканалов равно  что соответствует 7 возможным автоморфизмам ПК-1 с ); 3) показаны взаимные последовательные циклические сдвиги входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1 подканалов корреляции в подкорреляторах подканалов; 4) справа в крайнем вертикальном столбце показаны номера подканалов, в которых в каждый последующий такт появляется максимум R=7(R), соответствующий полному совпадению символов производящего компонента входящей ПНП и подканала корреляции; 5) можно проследить, что последовательность номеров подканалов, в которых последовательно в каждый такт появляется R=7, будет иметь структуру:
1
2
1
2
k1
k2
чп1
чп2
1
2
Данная структура СЭ (9) не изменяется, а циклически сдвигается в зависимости от того, с какого случайного момента-такта  взаимного сдвига между входящей ПНП и автоморфизмами ПК-1 одновременно на приемной стороне начался процесс корреляционного приема. Аналогичная закономерность последовательности номеров подканалов СЭ будет и для другого канала приема, осуществляющего корреляцию входящей ПНП с ПК-2 длительности  Такие закономерности СЭ, СЭ будем называть функциями экстраполяции подканалов в каналах соответственно 1 и 2. Как функции последовательности номеров подканалов N, N с частными пиками R, R на своих выходах в каждый k-й, k-й такты.
Следует указать так же, что данные закономерности проиллюстрированы и имеют место для случая, если корреляционный прием в обоих каналах будет осуществляться именно при «встречно-инверсном» вхождении в подкорреляторы конвольверного типа (как будет указано ниже) принимаемой ПНП и автоморфных копий производящих компонент ПК-1, ПК-2, т.е. когда последовательности цифр (элементов) производящего компонента входящей ПНП и копий компонент приемной стороны входят инверсно (обратно по счету) навстречу друг другу в конвольвер. Для других типов корреляторов (например, дискретных согласованных фильтров) будет иметь место другая модель, в том числе числовая, - «встречно-прямая», которая в случае использования конвольверов эти вышеуказанные закономерности не порождает. Таким образом, для подкорреляторов конвольверного типа очень важным является факт встречно-инверсной модели корреляционного приема.
чп1
Авторами получены многочисленные машинные имитационные модели положений, изложенных в пункте 2.8., и на фиг. 7 показаны, в качестве примеров, результаты этого моделирования для ПНП с  где видно, что действительно имеется строго детерминированная последовательность СЭ1 номеров подканалов корреляции, на выходе которых появляются в каждый последующий такт частные пики R.
3. Особенности и свойства метода «третьей решающей схемы» (ТРС) приема-обработки и принятия решения, обеспечивающие повышение достоверности приема.
3.1 Повышение помехоустойчивости приема.
1
2
1
2
i
i
1
1,
2
2
i
i
i
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
Свойство детерминированности ПВКФ ПНП как фактор приобретает особое значение при построении эффективных процедур «приема-обработки» и повышения достоверности принятия решения, т.к. в этом случае структура ПВКФ (которая формируется уже при обработке на приемной стороне) совершенно определенно идентифицирует кодовую форму ПНП и ее состав (порождающие компоненты ПК и ПК), т.е. имеется однозначное соответствие между формой-структурой ПВКФ ПНП и конкретным составом (ПК и ПК) и соответственно кодовой формой ПНП. В этой связи вполне обоснованно и однозначно можно говорить о том, что ПВКФ ПНП несет информацию о структуре и кодовой форме ПНП, и т.к. ПВКФ является функцией времени, то естественно ПВКФ можно трактовать и считать «сигналом», несущим информацию о структуре ПНП, и следовательно (т.к. структура ПНП есть идентификатор полезного сообщения) - информацию о сообщении. Поэтому осуществляя идентификацию структуры ПНП по структуре ПВКФ ПНП определенных каналов приема-обработки и принятия решения, можно говорить о совершенно новой решающей схеме, отличной по своей сущности от классических 1-й и 2-й решающих схем, описываемых, например, в [8], и определенной авторами в [6] такой категорией как «третья решающая схема» (ТРС), реализуемая как «фактор-шлюз» между 1-ми 2-м, 2-м и 3-м уровнями логической структуры открытых информационных систем 7-ми уровневой модели OSI. При этом ТРС может являться как единственным и самостоятельным вариантом процедуры приема-обработки ШШС и принятия решения, что и реализовано в предлагаемом способе, так и параллельным (или дополнительным) «каналом-процедурой», обеспечивающих повышение помехоустойчивости приема и тем самым - достоверности принятия решения. Моделирование процедуры приема в рамках ТРС, как показали исследования [6, 7], оказалось удобным осуществлять, используя аппарат теории разнесенного приема (ТРП) [8]. Оперируя классическими видами разнесенного приема (частотное, временное, пространственное) ТРП определяет главную идею повышения помехоустойчивости приема в увеличении числа Q образцов (К) полезного сигнала (с), смешанного с помехой (n): S=с+n S=с+n, …, S=с+n, - полученных по разнесенным каналам (К) приема  Чем больше Q, тем больше возможности для статистического различения приходящих сигналов и тем самым- повышения верности принятия решения. Причем в ТРП доказывается, что результирующее значение отношения сигнал/помеха (с/п)  (или сигнал/шум (с/ш) - что то же самое для схемы решения) перед схемой решения будет равно  где  - отношение с/п (усредненное) на выходе одного канала разнесения. Это положение получило в ТРП название «закона сложения» Бреннана [8]. В предложенном способе при приеме-обработке ПНП в одном приемном устройстве исключаются факторы - каналы разнесения классического вида - частотное, пространственное, временное, т.к. обработка ПНП осуществляется в одной точке трехмерных координат разнесения (пространство, частота, время), а используется новый вид разнесения - «разнесение по форме». В качестве каналов разнесения по форме выступают два канала приема, разнесенные по форме (кодовой форме) порождающих ПНП компонент ПК и ПК, причем у каждого такого канала имеются соответственно  и  подканалов разнесения, соответствующие кодовым формам циклических сдвижек ПК и ПК. При этом «сигналом» в подканалах и в каналах являются структуры частных соответственно ПВКФ циклических сдвижек ПК и ПК и ПВКФ непосредственно ПК и ПК. В этом случае после прогона-приема всей ПНП, как показывается в [6], на выходе каждого из двух каналов (К, К) разнесения будем иметь соответственно  где  - называются «базами» приема в каналах разнесения по форме, то есть:  а на выходе двух каналов разнесения перед схемой принятия решения будем иметь  - HOD - наибольший общий делитель.
1
2
Как видно выигрыш в помехоустойчивости в ТРС с разнесением каналов приема по форме существенно больший, чем в классических процедурах приема ШШС, реализуемых на базе корреляторов или согласованных фильтрах, в которых выигрыш равен базе сигналов  В нашем случае применения ПНП  Таким образом выигрыш в помехоустойчивости ТРС составляет по одному из каналов К и К соответственно
1
2
й
й
т.е. составляет приблизительно  а в целом (при двухканальном разнесении по форме) выигрыш в помехоустойчивости составляет  И как видно, чем больше значения длин ПК, ПК, выигрыш в помехоустойчивости при реализации ТРС по сравнению с классическими (1 и 2) решающими схемами растет по линейному закону.
ош
Именно эти возможности и реализуются в предложенном способе для повышения достоверности приема и принятия решения. В подтверждение выше указанного на фиг. 8 представлены результаты расчетов Р согласно выражению (4) для классического пространственного разнесения (ПР) и для нашего случая реализации ТРС в итоговом режиме одноканального решения и приема (ИРОРП), которые показывают, что в зависимости от длительностей L всей ПНП и состава  ПНП при одном и том же значении  выигрыш в помехоустойчивости составляет от 5 до 8 порядков по отношению к пространственному разнесению (ПР) (фиг. 8).
3.2 Повышение достоверности принятия решения.
Однако имеется еще одно обстоятельство сущности применения ТРС, обеспечивающее повышение достоверности принятия решения.
1
2
Так как решения в каждом из двух каналов (К и К) принимается самостоятельно, т.е. эти решения - «частные», то окончательное (результирующее) решение может приниматься на основании сравнения «частных» решений без сложения  т.е. не учитывая ни различий в энергиях сигналов, ни коэффициентов передачи в отдельных подканалах и каналах. И правдоподобным решением будет то, которое зафиксировано в наибольшем числе каналов и подканалов разнесения. И так как «частное» решение - это дискретное решение, которое можно запоминать и накапливать как дискретные величины, то учитывая, что в нашем случае имеется два канала разнесения «по форме», то наиболее правдоподобное решение принимается такое, которое зафиксировано в обоих (двух) каналах. И тогда такой дискретный метод принятия решений - «итоговый двухканальный» будет иметь вероятность ошибки принятия решения согласно выражению (5).
Заявляемый способ «третьей решающей схемы» ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов СРС характеризуется в приведенном на фиг. 10, а), б), в), г), д) алгоритме следующей совокупности последовательных действий (этапов и подэтапов).
Этап поиска и обнаружения
1
2
1
2
Поиск начинается с момента случайного взаимного параллельного сдвига  между входящей ПНП и автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящих компонент ПК-1, ПК-2. Естественно при этом накопление ПВКФ, ПВКФ нет, и поэтому суммы  где: «1», «2» - первый и второй каналы приема по ПК-1, ПК-2; i, j - автоморфизмы ПК-1 и ПК-2 соответственно,  - такты циклических параллельных сдвигов автоморфизмов ПК-1, ПК-2, в начальный момент k=k=0 (блок 1).
1
2
i
j
i
j
i
1ik1
2jk2
i
j
1
1
2
2
чп1i
чп2j
1ik1
2jk2
1ik1
2jk2
1
2
Подэтап первичного накопления. Первым тактом k=k=1 (блок 2) начинается первоначальное заполнение  и  подкорреляторов всех подканалов в обоих каналах: до такта  в подкорреляторы первого канала во «встречно-инверсном» режиме входят приходящая ПНП с одного входа и автоморфизмы ПК-1 на вторые входы i-x подкорреляторов; до такта  в подкорреляторы второго канала во «встречно-инверсном» режиме входят приходящая ПНП с одного входа и автоморфизмы ПК-2 на вторые входы j-x подкорреляторов; значения ПВКФ-1=ПВКФ-2=0 при  Начиная с «обнуленных» по модулю  тактов  в первом и втором каналах соответственно начинается осуществление взаимного сдвига во всех подкорреляторах обоих каналов входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1 и ПК-2j (уже заполнивших к этому времени подкорреляторы) и формирование значений частных ПВКФ, ПВКФ. Тем самым начинается подэтап первичного накопления значений автоморфных частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 в каждом i-м j-м подканалах так, что с каждым последующим тактом k=k+1 и k=k+1, в определенном i-м и j-м подканале первого и второго каналов соответственно возможно будут появляться частные пики R и R, а в остальные такты в тех же подканалах будут появляться минимальные значения (с точностью до энергии шума) ПВКФ, ПВКФ. С каждым тактом получаемые значения ПВКФ, ПВКФ в каждом подканале запоминаются с присвоением им номеров соответствующих тактов k и k.
1
2
1ik1
2jk2
1
2
1ik1
2jk2
1
2
1
2
ан1
ан2
1
2
ан1
i
ан2
j
1ik1
2jk2
Эта процедура продолжается до тактов  Со следующим тактом значения k и k обнуляются (блоки 7, 8), а полученные в момент этих тактов значения ПВКФ, ПВКФ суммируют с уже хранящимися в памяти значениями для ранее нулевых тактов k и k. Накопление значений ПВКФ, ПВКФ (блоки 2, 5, 6) на каждом k и k такте, следующим с периодами  и  относительно каждого из  значений k и  значений k, производят до выполнения условия:  (для 1-го канала),  (для 2-го канала), где Т, Т - время (в количестве тактов) анализа и накопления, р и р - число периодов накопления для 1-го и 2-го канала соответственно (блоки 3, 4). При выполнении этого условия осуществляется: 1) суммирование накопленных за Т в подканалах ПК-1 и за Т в подканалах ПК-2 частных «подканальных» сумм ПВКФ, ПВКФ:
1
2
i
j
k1
1
k2
2
1
n1
2
n2
1
2
1
2
(блоки 9, 12),- и 2) если эти суммы превышают заданные пороги  и  (блоки 10, 11), то дается команда на выбор экстремумов Э и Э среди соответственно  из определенных подканалов ПК-1 ПК-2: (блоки 13, 15),- 3) и команда на выбор номеров подканалов N(Э), N(Э), в которых эти экстремумы выявлены (блоки 14, 16). Если же указанное выше условие не будет выполнено, т.е. если S<S и (или) S<S, то дается команда на увеличение чисел прогонов p и (или) р, и первичное накопление будет продолжено при новых значениях p и (или) р (блок 2).
1
2
k1
1
k2
2
1
2
k1+1
k2+1
1
2
1
2
чп1
чп2
k1+1
k2+1
1
2
1
2
1
2
1
2
k1+1
k2+1
чп1
чп2
чп1
чп2
1
2
1
2
чп1
чп2
чп1i
чп2j
1
2
k1
k2
1
2
1
2
k1
k1
k2
k2
h1
h2
1
2
1
1
1
2
На этом подэтап первичного накоплении заканчивается (блоки 1…16). Подэтап экстраполяции. На основании выявленных в такты k, k N(Э), N(Э) подканалов в виде сигналов на соответствующих входах кросс-блоков 1-го и 2-го канала эти сигналы с задержкой на один такт через кросс-соединения, которые соответствуют функциям экстраполяции СЭ, СЭ согласно зависимостей (9) и (10), попадают на такие выходы кросс-блоков, которые соответствуют номерам N, N подканалов, в которых должны наблюдаться в следующий (k+1)-й, (k+1)-й такты следующие (близкие с экстремумами Э, Э по значению) частные пики R, R (блок 17). Экстраполированные номера N, N подканалов появляются в виде сигналов на соответствующих первых входах канальных устройств проверки в следующий (k+1)-й, (k+1)-й такты. В k-й, k-й такты энергии Э, Э запоминаются в канальных параллельных сумматорах (блок 18). В следующий (k+1)-й, (k+1)-й такты: на вторые входы устройств проверки поступают выявленные в эти такты (блоки 14, 16) номера N, N подканалов с максимальными пиками - R, R (блок 19), а в канальных параллельных сумматорах эти значения R, R складываются соответственно с раннее запомненными значениями Э, Э (блок 20). В последующий такты (k+2)-й, (k+2)-й такты и в другие последующие такты эти операции суммирования  продолжаются, т.е. значения энергии R, R суммируются соответственно и запоминаются для последующего накопления с другими R и R в последующие такты. В (k+1)-й, (k+1)-й такты устройства проверки сравнивают номера N+1, N+1 подканалов, пришедшие по первым (экстраполированным в k-й и в k-й такты) и вторым (выявленным в (k+1)-й, (k+1)-й такты) входам, и если эти номера совпадают, т.е.: (N+1)1=(N+1)2 и (N+1)1=(N+1)2 (блоки 21, 22), то с выхода устройств проверки на входы канальных накопителей поступает сигнал «1», а если не совпадают, то сигнал «0». Накопители арифметические накапливают (суммируют) сигналы «1» и «0» в течение соответственно  тактов экстраполяции номеров подканалов (блоки 23, 24). Если эти суммы превышают пороги П и П за это количество тактов:  (по заложенному мажоритарному правилу:  - где M, М - коэффициенты мажоритарной для 1-го и 2-го каналов (блоки 25, 26), то с выхода канальных накопителей поступает сигнал («наш») («наш») на соответствующие канальные ключи. Если указанные неравенства не выполняются, то экстраполяция продолжается (блоки 17, 19…26) без выдачи этих сигналов до такта, при котором эти неравенства будут выполнены. Так реализуется контроль экстраполяции по фактору экстраполяции номеров подканалов.
1
2
2
1
2
2
За это же число тактов  осуществляется накопление энергий  в каналах (блок 20), и если накопленные эти энергии пиков превысят за это число тактов заданные пороги П, П (блоки 27, 28):  то на выходах канальных накопителей появляются сигналы («наш») («наш»). Если же эти условия (блоков 27, 28) не выполнятся, то накопление энергий  будет продолжено (блок 18) до такта, при котором эти условия будут выполнены. Так реализуется контроль экстраполяции по фактору уровня накопления
На этом заканчивается подэтап экстраполяции и в целом этап поиска и обнаружения.
Этап синхронизации
1
1
1
2
2
1
2
2
1
2
1
1
1
2
2
1
2
2
1
2
k1
k2
чп1
чп2
1
2
k1
k2
1
2
1
2
1
2
пор
пор
Сигналы («наш»), («наш»), («наш»), («наш») независимо от того, в какие моменты каждый из них появился, хранятся как потенциальные сигналы на своих шинах, т.е. на входах соответствующих формирователей (ключей) сигналов «наш», «наш», которые появляются на выходах этих формирователей (ключей) при одновременном наличии сигналов («наш»), («наш») на входах одного формирователя и («наш»), («наш») на входах другого формирователя (блоки 29, 30). Сигналы «наш», «наш» подаются на первые входы ключей  (число которых равно  и  для 1-го и 2-го каналов соответственно), открывая их. Через определенный открытый ключ  на второй вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода центральных цифровых компараторов 1-го и 2-го каналов, соответствующего номеру подканала N, N с частным пиком R и R на своем выходе, поступает сигнал на определенный вход вычислителей сдвига c и с (блок 31, 32). Данные номера подканалов соответствуют значениям imax, jmax тактовых сдвигов производящих компонент ПК-1, ПК-2 (N=imax N=jmax), которые используются для вычисления необходимых тактовых сдвигов c и с согласно (1) производящих компонент ПК-1, ПК-2 и тем самым установления необходимого общего тактового сдвига С согласно (2), устраняя тем самым рассогласование по времени принимаемой и опорной ПНП. По значениям c и с выбираются соответствующие (i=c)-e и (j=c)-e автоморфизмы производящих компонент ПК-1, ПК-2, которые поступают на формирователь (генератор) опорной ПНП. Тем самым опорная ПНП формируется с задержкой С, обеспечивая тем самым синхронность с входящей ПНП на схеме контроля. Опорная ПНП поступает на второй вход схемы контроля, а на первый вход этой схемы контроля поступает входящая ПНП, где происходит их корреляция и проверка по порогу R главного пика ПВКФ ПНП. Решение о захвате сигнала ПНП (СРС) по задержке принимается превышения R главным пиком ПВКФ ПНП. В ином случае поиск продолжается с новым периодом принимаемого СРС.
Этап эффективного когерентного приема и принятия решения в итоговом режиме одноканального приема и решения
По завершении этапа синхронизации и начинается по существу реализация заложенного принципа и метода ТРС в заявляемом способе согласно определенных выше его отличительных признаков, отображаемых в части представленного на фиг. 10, в), г), д) алгоритма, начиная с блока 37 алгоритма, а именно:
1
2
1
2
1
2
Осуществляется в соответствии с «законом сложения Бреннана» параллельно в каналах К и К приема (каналы разнесенного приема по форме) когерентное оптимальное накопление в каждый тактовый момент во всех соответственно (i)-x (для К) и (j)-х (для К) подканалах частных пиков ПВКФ соответственно  в режиме «одноканального приема и решения» на периоде L приема всей ПНП, при этом число прогонов накопления для каждого из подканалов в каналах К и К будет соответственно  Причем частные пики ПВКФ трактуются как соответствующие отношения (с/ш) на выходе корреляционных приемников, т.е.
1
2
В итоге после прогона всей входящей ПНП длиной L будут получены результирующие (итоговые) уровни накопления частных типов ПВКФ в каждом подканале (i-м в канале К и j-м в канале К) соответственно  где  - усредненные значения (по всему периоду прогона L) значения соответствующих частных пиков ПВКФ (блоки 37, 38).
2
1
2
1
2
1
2
1
2
Накопленные в синхронных подканалах (i и j) с задержками c=i, c=j соответственно в каналах К и К значения отношений (с/ш), равные соответственно:  - используются для принятия решения (с применением критерия «максимального правдоподобия»): есть («Да») или нет («Нет») свой частный сигнал (СЧС) - своя ПНП соответственно в каналах К и К приема  и  (блоки 39…41 и 42…44). Данное решение принимается с вероятностями ошибки  соответственно для каналов К и К (формулы (2)) одновременно, т.к. общее число тактов накопления частных пиков в К и К - одинаковое и равно
i
j
1
2
Так как принятие решений «Да» или «Нет» СЧС, СЧС являются дискретными решениями, принимаемыми одновременно с периодом L, независимо двумя каналами (К и К) с вероятностями ошибки  соответственно, то понятно, что наиболее правдоподобным будет то решение, которое зафиксировано в обоих каналах. Поэтому принятие итогового - наиболее правдоподобного - решения «СЧС» - «Да» или «Нет» - будет осуществляться с меньшей (чем ) вероятностью  вычисляемой согласно соотношению (3) (блок 45).
*
*
*
*
*
*
контр
контр
контр
1
2
сп
сп
сп
1
2
В процессе когерентного приема-обработки и принятия решения реализуется и режим «контроля и коррекции синхронизации». Это осуществляется за счет того, что постоянно осуществляется в каждом подканале накопление  и получение результирующих уровней их накопления за весь период L:  Эти уровни после каждого прогона всей ПНП сравниваются (блоки 42…45) с итоговыми уровнями  накопленными в синхронных подканалах. И если при сравнении будет установлено, что для каких-то подканалов (i и j) соответственно  то для таких подканалов принимается решение (как факт) «есть сигнал рассинхронизации» (СРС), равный 1:  За установленное время контроля Т (Т определяется в процессе математического моделирования для конкретного вида канала связи) осуществляется накопления  (блоки 46…49), и если эти накопленные значения в каких-то подканалах i и j окажутся  (блоки 50…53), - то принимается решение - «есть сигнал превышения» (СП):  - в подканалах i и j. При приеме ПНП устанавливается число периодов Т, являющимся мажоритарным (нечетным) числом (МЧ), МЧ={5, 7, 9, …}. Если в процессе приема будет получено в каналах К и К из любых подканалов i и j число «сигналов превышения»  то при сравнении N с МЧ по мажоритарному принципу: если (N≥3) при МЧ=5, если N≥5 при МЧ=7 и т.д., - то будет принято решение «Да» на смену циклических сдвижек ПК и ПК, т.е. на смену синхронных подканалов с циклическими сдвижками соответственно  и  (блоки 54…55).
1
2
пор
После чего начинается синхронное формирование соответствующих ПК и ПК и ПНП (копий) в ГОПС (блоки 56…58), подобно блоку 35, и дальнейшая корреляционная проверка по пороговому уровню R (блок 59), подобно блоку 36. При положительной проверке «Да», коррекция синхронизации заканчивается и алгоритм работы поступает на выход блока 41, в противном случае алгоритм работы возвращается на входы блоков 42…45.
контр
1
2
В процессе работы параллельно работе по блокам 50…53 за время каждого Т осуществляется подсчет числа  подканалов (в соответственно каждом канале К и К), у которых  оказывается равна или больше соответственно  (блоки 60, 61), и если окажется, что  одновременно (блоки 60, 61 и 62, 63), то принимается решение о срыве синхронизации и работа возвращается в блок 1 (этап первичного накопления), в противных случаях (или при невыполнении условий блоков 60…63 или условий блока 64), работа возвращается на выход блоков 42…45.
На фиг. 1 изображена модель правила формирования ПНП.
i
1
На фиг. 2 изображены зависимости: среднего выборочного накопленного значения  частной автоморфной ПВКФ1ПНП с  с автоморфизмами i ПК  для всевозможных значений  на периодах прогона ПНП, равных р=1, …, 15, т.е. для p=13, …39 прогонов ПК-1 с  (фиг. 2, а) и среднего выборочного значения суммы  при тех же условиях (фиг. 2, б).
На фиг. 3 изображена таблица значений ПВКФ ПНП различных типов с производящими линейками.
На фиг. 4 изображены графики зависимости общих ПВКФ ПНП типа К3К3 с ее копиями для некоторых длин
На фиг. 5 изображены графики зависимости: частных ПВКФ ПНП типа К3К3 длины L=77 с производящими линейками, составленными из ККВ  (фиг. 5, а); частных ПВКФ ПНП типа К1К1 длины L=221 с производящими линейками, составленными из ККВ  (фиг. 5, б); частных ПВКФ ПНП типа К1К3 длины L=323 с производящими линейками, составленными из ККВ  (фиг. 5, в); частных ПВКФ ПНП типа К3К1 длины L=143 с производящими линейками, составленными из ККВ  (фиг. 5, г).
На фиг. 6 изображена числовая модель получения одновременно, параллельно автоморфных частных ПВКФ входящей ПНП  с автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящей компоненты (ПК) с
На фиг. 7 изображена компьютерная модель частных автоморфных ПВКФ ПНП с ее автоморфизмами (циклическими сдвижками) ПК с  для длины ПНП
ош
0
2
На фиг. 8 изображены зависимости вероятности ошибки Р от (γ⋅h) при различных режимах реализации ТРС и длительностях L ПНП.
На фиг. 9 изображен порядок корреляции сегментов входящей ПНП и опорного сигнала (ПК) на двух смежных тактах обработки.
На фиг. 10 а, б, в, г, д изображен алгоритм работы способа.
На фиг. 11 изображены зависимости эквивалентной линейной сложности  разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины L.
На фиг. 12 изображены зависимости вероятностей успешной синхронизации по задержке от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП) для длин ПНП L=77 и различных L*=L⋅K, К=5, 10, 100, 1000 при использовании способа-прототипа с 32-мя прогонами длин ПНП (пунктирные линии) и при использовании предлагаемого способа с одним и тремя прогонами длин ПНП.
Возможность реализации преимуществ заявляемого способа подтверждается следующими техническими показателями и их цифровыми значениями:
э
1) результатами имитационного моделирования процесса накопления ПВКФ сегментов принимаемого СРС-ПНП с обновляющимися (с каждым тактом ПСП) сегментами опорной производящей линейки. Процесс взаимокорреляции в АЭК сегментов принимаемого и опорного сигналов на двух смежных тактах обработки поясняет фиг. 9 ( - время интегрирования АЭК, τ - длительность элементарного символа ПНП).
1
2
1
2
2) возможностью достоверного выбора на подэтапе первичного накопления накопленных частных подканальных  и канальных сумм S и S, что подтверждается приведенными на фиг. 2 зависимостями, которые демонстрируют, что уже при числе прогонов всей ПНП не более 3-х имеется выраженный рост и  и главное - ярко выраженный рост S и S над уровнем помех. Это подтверждается и выражениями: значения накопленных частных ПВКФ в каждом подканале поиска 1-го и 2-го каналов соответственно
где [⋅], (⋅) - номера тактов начала сегмента относительно начального произвольного сдвига, R(c[⋅], c1(⋅)) и R(c[⋅], с2(⋅)) - относительные значения ПВКФ между сегментами с [⋅] длиной  и  принимаемого СРС-ПНП и сегментами c1[⋅], с2[⋅] тех же длин опорных производящих линеек автоморфизмов ПК-1, ПК-2,
1
2
1ik1
2jk2
- значения сумм S и S накопленных частных подканальных сумм ПВКФ, ПВКФ:
- вероятности  правильного выбора экстремумов  из  и  значений определяется для каждого подканала поиска 1-го и 2-го каналов:
1i
где  - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска первого и второго каналов значений частных ПВКФ в тактах синхронизма с соответствующими ПК-1, ПК-2; функция  - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска 1-го и 2-го канала значений ПВКФ в тактах сдвига, не соответствующих синхронизму сегментов ПНП с опорными ПК-1, ПК-2;
чп1
чп2
3) возможностью достоверной экстраполяции номеров подканалов с максимальными R и R:
по фактору контроля экстраполяции номеров подканалов:
а) вероятность правильной экстраполяции одного подканала в один i-й и j-й такты первого и второго каналов:
б) вероятность правильной экстраполяции номеров подканалов при использовании мажоритарного принципа контроля:
по фактору контроля уровня накопления:
а) вероятность правильной экстраполяции:
б) вероятность правильной экстраполяции подэтапа экстраполяции:
Э1
Н1
УН1
Э2
Н2
УН2
Р=Р⋅Р, Р=Р⋅Р.
Общая вероятность правильной синхронизации определяется как:
ОС
Э1
Э2
Р=Р⋅Р.
ос
Возможность обеспечения предлагаемым способом за малое число периодов накопления принимаемого сигнала с высокой вероятностью синхронизации по задержке подтверждается полученными в результате имитационного моделирования (для ПНП длин L=77 и L*=L⋅5=385) и изображенными на фиг. 12 зависимостями вероятности успешной синхронизации Р от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП). Сравнение (при равных базах (L) СРС) значения достигаемого относительного времени поиска, выраженного в числе периодов анализа СРС, с аналогичным показателем для известных способов (в том числе прототипа), свидетельствует о преимуществе заявляемого способа во времени поиска СРС по задержке примерно в 20-30 раз перед конвольверным поиском [2] с применением известных ПСП, в 100 и более раз перед многоэтапным поиском [2], в 100 раз и более перед последовательным циклическим поиском [2] и в 10 и более раз перед прототипом [5].
3
Реализация высокой имитостойкости используемых сигналов подтверждается приведенными на фиг. 11 зависимостями эквивалентной линейной сложности разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины. Преимущество в эквивалентной линейной сложности составляет примерно от 5 раз и более для длин ПСП L≈2⋅10 и возрастает с ростом длины ПСП.
ош
Возможность обеспечения предлагаемым способом и устройством эффективного приема СРС в виде ПНП и принятия решения с использованием итогового двухканального дискретного метода принятия решения в итоговом режиме одноканального приема и решения в рамках метода ТРС, описываемых в том числе в [7], подтверждается полученными в результате имитационного моделирования с использованием соотношений (4, 5) и изображенными на фиг. 8 зависимостями вероятностей Р ошибочного приема ПНП длительностей L≅100 и L≅300 при использовании предлагаемого способа и устройства (графики III) и без их использования, но с применением пространственного разнесения (ПР) с соответствующим числом ветвей Q разнесения и коэффициентов R корреляции ветвей разнесения (графики I, II).
ош
С
ош
Как видно из анализов графиков реализуемая предлагаемым способом ТРС позволяет повысить помехоустойчивость (по Р) приема СРС в виде ПНП на 3…5 порядков по сравнению с известными классическими методами разнесенного приема (например «ПР»). А повышение помехоустойчивости «сродни» повышению мощности сигнала Р на выходе ТРС, что, следовательно, обеспечивает и соответствующее повышение пропускной способности С (по Шеннону) [7]. В том числе следует указать, что это повышение С осуществляется и по причине ускорения поиска обнаружения и синхронизации, обеспечиваемые предлагаемым способом. Таким образом можно объективно говорить о достижении предложенным способом высокой эффективности приема СРС в виде ПНП по параметрам Р и С.
Источники информации
1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами [Текст], - М. «Радио и связь», 1985. - 384 с.
2. Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И. Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г.
3. Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных реккурентных последовательностей [Текст] / И.И. Сныткин, В.И. Бурым, А.Г. Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7,1990 г.
4. Патент 2297722 Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007.
5. Патент 2514133 Российская Федерация, МПК 8 H04L 7/08, G06F 17/10. Способ ускоренного поиска сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Сныткин Т.И., Сныткин И.И., Спирин А.В. - №2012108704/08; заявл. 06.03.2012; опубл. заявки 20.09.2013 патент 27.04.2014.
6. Сныткин И.И., Сныткин Т.И. Разработка элементов теории третьей решающей схемы приема производных нелинейных рекуррентных последовательностей [текст]. Нелинейный мир №5, том 12, 2015 г., стр. 78-84. Издательство «Радиотехника».
7. Сныткин Т.И. «Аналоговые режимы принятия решения о приеме в теории третьей решающей схемы» [текст]. Нелинейный мир №3, 2018 г., стр. 15-19. Издательство «Радиотехника».
8. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Издательство Советское радио, 1970 г. с. 728.
9. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 4. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г.
10. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г.
11. Свердлик М.Б. Оптимальные дискретные сигналы [Текст], «Сов. радио», М., 1975 г.