СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ В СИСТЕМАХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИИ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ МНОГОПОЗИЦИОННОЙ ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИИ
METHOD OF TRANSMITTING DISCRETE MESSAGES IN TELECOMMUNICATION SYSTEMS USING MULTIPOSITION PHASE KEYING

Изобретение относится к радиотехнике и предназначено для применения при передаче дискретных сообщений с использованием многопозиционной фазовой манипуляции в многоканальных системах связи, локации, навигации, телеметрии и управления. Переносчиком информации в этих системах могут быть как электромагнитные, так и акустические волны.
Одной из актуальных задач, решаемых при создании систем телекоммуникации, является повышение их информативных способностей. В конечном счете, это сводится к тому, что при заданных частотно-временном ресурсе и динамическом диапазоне сигналов обеспечивают ускорение прохождения потока информации при высокой надежности передачи сообщений. Важным направлением в построении современных систем радиосвязи является использование неэнергетического параметра радиосигнала - его фазы в качестве информативного признака. Стремление к увеличению скорости передачи потока информации приводит к необходимости работы системы в динамическом режиме, когда съем информации о фазе сигнала происходит при переходных процессах. Это обуславливает тенденцию перехода к широкополосным и сверхширокополосным системам и сигналам.
С ростом широкополосности избирательных звеньев - избирательных (полосовых) фильтров (ИФ), являющихся важной частью тракта системы, растет асимметрия их частотной характеристики. Это может привести к искажению или полному разрушению фазового признака сигнала при переходных процессах. Действительно, фаза радиоимпульсного сигнала является легко уязвимым параметром его, когда нарушение комплексной сопряженности спектра относительно частоты высокочастотного заполнения сигнала приводит к значительному динамическому выбегу фазы относительно задаваемого при фазовой манипуляции (ФМн) сигнала. Этот выбег фазы является существенным фактором, ограничивающим количество позиций при фазовой манипуляции (Золотарев И.Д. Нестационарные процессы в резонансных усилителях фазово-импульсных измерительных систем. - Новосибирск: Наука, СО АН СССР, 1969, с.33-40, 71-83, 114-126; Золотарев И.Д. Переходные процессы в избирательных усилителях на транзисторах. - М.: Связь, 1976, с.67-82, 96-101).
Реакция ИФ на колебательное возмущение определяется решением обыкновенного дифференциального уравнения, которое характеризует переходный процесс на выходе ИФ. Эту реакцию находим как сумму частного и общего решения дифференциального уравнения. Частное решение характеризует вынужденную составляющую переходного процесса, общее решение - свободную составляющую переходного процесса (ССПП). Для возбуждения ИФ отрезком колебания (радиоимпульсом с прямоугольной огибающей) вынужденная составляющая переходного процесса находится как стационарная реакция ИФ на моногармоническое возбуждение, взятая на интервале действия возбуждающего радиоимпульса. Поведение ССПП определяется характеристическим уравнением дифференциального уравнения, которое задает знаменатель передаточной функции избирательной системы.
Для нахождения реакции линейной части тракта системы обычно применяют операционное исчисление на основе интегральных преобразований Лапласа. Реакция ИФ тракта системы ищется как сумма вычетов в полюсах изображающей функции. Для колебательных систем и возбуждающих радиосигналов изображающая функция содержит комплексно-сопряженные пары полюсов. Но именно для этого важного случая трудоемкость нахождения решения при исследовании переходных процессов оказывается весьма высокой. Сложность нахождения реакции избирательного тракта особенно возрастает при последовательном включении идентичных ИФ, при котором изображающая функция имеет кратные комплексно-сопряженные пары полюсов.
Имеется ряд асимптотических методов, упрощающих определение переходного процесса (например, метод малого параметра). Но они не могут быть рекомендованы при исследовании систем, использующих ФМн сигналы, т.к. не обеспечивают получение достоверной информации о поведении фазы реакции избирательного тракта системы. С другой стороны, динамический выбег фазы при переходном процессе определяет минимально допустимый шаг для многопозиционной ФМн.
Быстрое обратное преобразование Лапласа дает точное решение дифференциальных уравнений системы (Золотарев И.Д. О возможности упрощения выполнения обратного преобразования Лапласа (случай кратных полюсов). // Известия Сибирского отд. АН СССР, серия техн. наук, 1964, вып.3, №10, с.162-166; I.D.Zolotarev, Y.E.Miller, T.O.Pozharsky. Research Of Passing Of The Ultrawideband Phase-Shift Keyed (PSK) Radar Signals Through The Selective Filter At Various Forms Of The Enveloping Curves Of The Discrete. // "RADAR2004" Materials. - Toulouse. - 2004). Найденные методом быстрого обратного преобразования Лапласа информативные параметры амплитуда, фаза, частота радиосигнала соответствуют их физическому адеквату (Zolotarev I.D. The New Approach in Determination of the "Amplitude, Phase, Frequency" Problem in the Theory of Signals and Systems. // Abstracts of the XXV General Assembly of International Union of Radio Science - URSI-96, Lille, France, 1996, p.148; Zolotarev I.D. Solution Of The Problem "Amplitude, Phase, Frequency" In Electronics With The Use Of Laplace Transform. // Proceeding of the Progress in Electromagnetics Research Sysposium. PIERS-97. Cambridge, Massachusetts, USA, 1997, p.282).
Опасность разрушения информативного фазового признака в реакции избирательного тракта радиоэлектронной системы на последовательность ФМн сигналов обусловила интенсивный поиск решений, позволяющих уменьшить вариацию фазы при переходном процессе.
Известен способ снижения влияния переходного процесса на искажение фазы сигнала, предусматривающий уменьшение длительности переходного процесса относительно длительности возбуждающего сигнала за счет расширения полосы пропускания избирательной системы по сравнению с оптимальной (Вентцель Е.С. Теория вероятностей. - М.: Наука, 1969, с.454-457; Гуткин Л.С. Теория оптимальных методов радиоприема при флуктуационных помехах. - М.: Сов. радио, 1972, с.111-112; Окунев Ю.Б. Цифровая передача информации фазоманипулированными сигналами. - М.: Радио и связь, 1991, с.200-201).
Однако при реализации этого способа за счет неоптимального расширения полосы пропускания ИФ возрастает уровень шума и, следовательно, ухудшается энергетика радиолинии, а значит и допустимая скорость передачи информации.
Известен способ формирования фазоманипулированной последовательности радиоимпульсов, в котором для уменьшения негативного воздействия переходного процесса одновременно с основным фазоманипулированным сигналом на вход ИФ в моменты манипуляции фазы подают дополнительные импульсы, соответствующим образом сфазированные с фазоманипулированным сигналом, и тем самым осуществляют частичную компенсацию переходного процесса в ИФ с локализацией искажений фазоманипулированного сигнала на ограниченном интервале времени (SU 1020965 А, Н03С 3/02, 30.05.1983; SU 1145453 A, H03С 3/02, 15.03.1985).
Наконец, известен способ формирования фазоманипулированной последовательности радиоимпульсов, в котором время действия переходного процесса уменьшают за счет подготовительного заряда емкости ИФ, осуществляемого перед поступлением на вход ИФ каждого радиоимпульса (SU 1160553 А, Н03К 7/04, 07.06.1985).
Недостатки известных способов, базирующихся на аппаратных мероприятиях в цепях ИФ, заключаются в сложности их конструктивной реализации и малоэффективном подавлении влияния переходного процесса.
Таким образом, все перечисленные выше пути снижения деформации фазового признака сигнала не являются оптимальными.
Задачей изобретения является обеспечение на выходе ИФ малой вариации фазы для каждого дискрета в многопозиционной ФМн последовательности радиоимпульсов. При этом неизбежно возникающую ССПП, которая в обычном способе реализации ФМн сигнала со следующими друг за другом дискретами играет разрушающую роль для фазы радиосигнала на выходе избирательного тракта радиоэлектронной системы, в данном случае, напротив, предлагается использовать как позитивную компоненту, несущую фазовую информацию.
Достигаемый технический результат выражается в увеличении информативной способности системы за счет:
1) минимизации вариации фазы при переходном процессе до уровня, позволяющего применять многопозиционную фазовую манипуляцию, и обеспечения возможности снятия фазовой информации в динамическом режиме (в процессе изменения формы огибающей);
2) формирования радиоимпульсов с одинаковой колоколообразной формой огибающих независимо от фазы каждого из дискретов информационной последовательности;
3) возможности введения дополнительной амплитудной манипуляции радиоимпульсов последовательности благодаря подобию форм огибающих сигналов на выходе избирательного тракта системы (п.2), т.е. перехода к амплитудно-фазовой манипуляции;
4) улучшения качества обработки сигнала при использовании псевдослучайной манипуляции фазы с последующей корреляционной обработкой (например, в системах с кодовым сигналом типа CDMA);
5) использования пауз между радиоимпульсами для передачи сообщений по другим независимым каналам связи;
6) снятия проблемы инерционности схемы установки фазы очередного дискрета в каждом канале связи благодаря наличию интервала между возбуждающими импульсами.
Для решения поставленной задачи предложен способ передачи дискретных сообщений в системах телекоммуникации с многопозиционной фазовой манипуляцией, согласно которому длительность каждого возбуждающего радиоимпульса устанавливают по крайней мере в два раза меньшей заданной длительности дискрета ФМн последовательности, снимаемого с выхода избирательного тракта радиоэлектронной системы, а оставшаяся часть дискрета формируется за счет свободной составляющей переходного процесса.
Решению поставленной задачи способствуют частные существенные признаки изобретения.
В качестве избирательного тракта используют последовательно включенные однонаправленные избирательные звенья с близкими частотными характеристиками.
Итоговую частотную характеристику избирательного тракта системы рассматривают как произведение частных характеристик избирательных звеньев приемного и передающего трактов, каждый из которых настроен на частоту высокочастотного заполнения возбуждающих радиоимпульсов при совпадающих частотах свободных колебаний.
Возбуждающие радиоимпульсы данной фазоманипулированной последовательности располагают с паузами относительно друг друга, которые используют для передачи сообщений по другим независимым каналам связи.
Для сопоставления рассмотрим два случая передачи информации в системах с использованием многопозиционной ФМн. Выражением (1) дана обычная ФМн последовательность, поступающая на приемо-передающий избирательный тракт.
i
где 1(t) - функция единичного скачка, φ - манипулируемый элемент фазы, заданный в соответствии с информационным сообщением, M+1 - число дискретов в ФМн последовательности.
Выражение (2) описывает возбуждющий сигнал в предложенном способе реализации системы с многопозиционной ФМн:
Здесь в качестве примера для каждого дискрета последовательности длительность возбуждающего сигнала принята равной 1/3 от его заданной длительности τ. Оставшаяся часть дискрета на выходе тракта радиоэлектронной системы формируется за счет ССПП.
В обоих случаях сформированные сигналы проходят через ИФ передающего и приемного устройств. Инерционность этих ИФ определяет характер переходного процесса в системе телекоммуникации, реализующей предложенный способ. Итоговая частотная характеристика избирательного тракта системы рассматривается как произведение частных характеристик избирательных звеньев приемного и передающего трактов. Тогда передаточную функцию избирательной части приемо-передающего тракта для каскадов с идентичной частотной характеристикой можно записать в форме
0
r
где n - число каскадов, К - размерный коэффициент, характеризующий изменение уровня сигнала в приемо-передающем тракте, а - свободный член полинома числителя, α - коэффициент затухания каждого ИФ, равный половине полосы пропускания его, ω - резонансная частота, полюса изображающей функции , ,  - частота свободных колебаний каждого из каскадов избирательного тракта системы.
Реакцию избирательного тракта системы на сигналы (1) и (2) представим в форме
, ,
-1
где L - оператор обратного преобразования Лапласа, F(s) и F'(s) - изображения сигналов (1) и (2) соответственно.
Для перехода из пространства изображений в пространство оригиналов воспользуемся быстрым обратным преобразованием Лапласа. Тогда вещественные сигналы на выходе избирательного тракта системы ищем, выполняя операции , . Комплексное представление реакции избирательного тракта системы на обычную ФМн последовательность (1) определяется выражением
где комплексные коэффициенты  находятся из выражения
i
i
i
τi
i
c
Здесь ψ=ψ+φ, а коэффициенты  в (3) получаются из (4) заменой ψ на ψ=ψ+ωτ.
Реакция избирательного тракта на ФМн последовательность (2), получаемую предложенным способом, определяется соотношением
i
Коэффициенты  в выражении (5) получаются из выражения (4) заменой ψ на .
Представим комплексный выходной сигнал в виде
,
где в качестве нормирующей функции примем реакцию избирательного тракта на моногармонический сигнал, которую представим в виде .  - нормированная комплексная огибающая сигнала на выходе исследуемого избирательного тракта, модуль N(t) характеризует поведение огибающей сигнала на выходе избирательного тракта системы, а функция  определяет текущее поведение его фазы.
i
i
i
В качестве примера рассмотрим восьмипозиционную фазовую манипуляцию, когда φ=q·Δφ, Δφ=π/4, a q принимает любые целочисленные значения в пределах 0-7 в зависимости от конкретного информационного сообщения.
Заметим, что при известном способе передачи дискретных сообщений многопозиционной ФМн последовательностью влияние переходных процессов особенно ярко проявляется на смежных дискретах. В предложенном способе влияние переходных процессов используется как положительный эффект, при котором отсутствует межсимвольная интерференция. Для обеспечения наглядной картины закон манипуляции фазы сигнала представим в виде таблицы
i
0
1
2
3
4
6
7
8
9
10
q<sub>i</sub>
0
0
1
3
6
5
2
0
4
7
φ<sub>i</sub>
0
0
<img file="00000022.tif" he="10" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000023.tif" he="10" wi="6" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000024.tif" he="10" wi="6" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000025.tif" he="10" wi="6" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000026.tif" he="10" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
0
π
<img file="00000027.tif" he="10" wi="6" img-content="undefined" img-format="tif" />
Сопоставление сигналов на выходе избирательного тракта системы для известного и предлагаемого способов передачи сообщений многопозиционной ФМн последовательностью дано на фиг.1-4. Для примера взят случай восьмипозиционной фазовой манипуляции, длительность дискрета последовательности ατ=6, начальная фаза ψ=0; рассматриваемый избирательный тракт имеет 4 последовательно включенных идентичных звена, эквивалентная добротность Q=25. Поведение огибающей выходного сигнала определяется функцией N(αt), а его фаза - функцией δ(αt). Здесь на фиг.1, 2 отображены функции N(αt) и δ(αt) при обычном способе передачи ФМн последовательности (без паузы между смежными дискретами), а на фиг.3, 4 - для предлагаемого способа.
Из фиг.1-4 следует, что даже при достаточно большой длительности дискрета последовательности ατ=6 поведение фазы сигнала на выходе избирательного тракта для обычного способа передачи сообщений многопозиционной ФМн последовательностью существенно хуже, чем при предложенном способе.
Длительность возбуждающего сигнала при новом походе (фиг.3, 4) ατ=2, что позволяет использовать освобождающийся временной ресурс еще для двух независимых каналов связи (для данного примера), функционирующих на других частотах. При этом имеем существенный выигрыш по качеству снимаемой фазовой информации в каждом из независимых каналов, что приобретает особенно важное значение при построении систем телекоммуникации, использующих фазовый признак сигнала.
Отметим также, что в момент окончания каждого возбуждающего радиоимпульса сохраняется непрерывность фазы формируемого радиоимпульса последовательности, что обеспечивает возможность получения информации о фазе сигнала в динамическом режиме на всем интервале существования сформированного дискрета.