УПРАВЛЯЕМЫЙ УСИЛИТЕЛЬ И АНАЛОГОВЫЙ СМЕСИТЕЛЬ СИГНАЛОВ
CONTROLLED AMPLIFIER, AND ANALOGUE MIXER OF SIGNALS

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в радиоприемных устройствах, фазовых детекторах и модуляторах, а также в системах умножения частоты или в качестве усилителя, коэффициент передачи по напряжению которого со входов канала «X» зависит от уровня сигнала управления канала «Y». Управляемый усилитель и аналоговый смеситель сигналов (УУ) являются базовыми узлами современных систем приема и обработки сигналов ВЧ и СВЧ диапазонов.
y
0
y
0
В современной микроэлектронике широкое применение получили дифференциальные каскады (ДК) на составных транзисторах [1-13]. Их коэффициент усиления по напряжению зависит от величины статического тока общей эмиттерной цепи ДК (I=I) и, следовательно, такие ДК являются (при электронном изменении величины тока I=I) управляемыми усилителями (УУ).
Ближайшим прототипом заявляемого устройства, архитектура которого присутствует также и в других патентах и монографиях [1-13], является управляемый усилитель на основе так называемого каскада Дарлингтона, фиг.1, представленный в книге Аналоговые интегральные схемы. Элементы, схемы, системы и применения / Под ред. Дж. Коннели. - М.: Мир, 1977, стр.75, рис.3.7», содержащий первый 1 и второй 2 источники противофазных входных напряжений, первый 3 входной транзистор, эмиттер которого через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, второй 6 входной транзистор, эмиттер которого через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 5 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 6 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором второго 6 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства.
у
Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что при электронном управлении величиной коэффициента усиления (К) в известном УУ фаза выходного напряжения в рабочем диапазоне частот дифференциального каскада (ДК) не изменяется на 180°. Как следствие, это не позволяет использовать известный ДК в структуре ряда устройств радиотехники, например, в качестве смесителя аналоговых сигналов, фазовых детекторов и т.п.
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в получении на выходе ДК не только амплитудных изменений выходного сигнала под действием управляющего напряжения канала «Y», но и его фазы. Как следствие, это позволяет создавать на основе предлагаемого устройства смесители аналоговых сигналов с хорошим подавлением основной гармоники.
Поставленная задача решается тем, что в УУ фиг.1, содержащем первый 1 и второй 2 источники противофазных входных напряжений, первый 3 входной транзистор, эмиттер которого через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, второй 6 входной транзистор, эмиттер которого через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 5 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 6 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором второго 6 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства, предусмотрены новые элементы и связи - базы первого 3 и второго 6 входных транзисторов связаны по переменному току с общей шиной 15 первого 5 и второго 12 источников питания, первый 1 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру первого 3 входного транзистора, второй 2 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру второго 6 входного транзистора, а объединенные эмиттеры третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов связаны по переменному току с источником управляющего напряжения 16.
На фиг.1 показана схема УУ-прототипа, а на фиг.2 - схема заявляемого УУ в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.
На фиг.3 показана схема заявляемого УУ в соответствии с п.3 формулы изобретения.
На фиг.4 показана схема заявляемого УУ в соответствии с п.4 формулы изобретения.
На фиг.5 показана схема фиг.4 с конкретным выполнением первого 17 и второго 18 дополнительных усилителей тока.
На фиг.6 представлена схема заявляемого УУ фиг.2 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».
<mrow><msub><mi>U</mi><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
2
10
var
На фиг.7 показана зависимость коэффициента усиления по напряжению от величины тока третьего 10 токостабилизирующего двухполюсника схемы фиг.6 при
, I=I=I=2.045 мA.
Данный график необходим для правильной настройки управляемого усилителя, работающего в режиме смесителя сигналов.
y
y
x
x
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
На фиг.8 приведен спектр выходных сигналов при управляющем напряжении источника 16 (канал «Y») с частотой f=100 кГц и амплитудой U=465 мB схемы фиг.6, а также напряжениях первого 1 и второго 2 источников противофазных напряжений U=1 мB,
, f=10 МГц.
y
y
x
x
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
На фиг.9 показана осциллограмма выходного напряжения схемы фиг.6 при f=100 кГц, U=465 мB, а также U=1 мВ,
, f=10 МГц.
На фиг.10 представлена схема заявляемого УУ фиг.2 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».
<mrow><msub><mi>U</mi><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
На фиг.11 показана зависимость коэффициента усиления по напряжению схемы фиг.10 от тока третьего 10 токостабилизирующего двухполюсника при напряжениях источников сигналов 1 и 2 (канал «X»)
.
y
y
x
<mrow><msub><mi>U</mi><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
На фиг.12 представлен спектр выходного напряжения схемы фиг.10 при f=100 кГц, U=463.5 мB, а также
, f=10 МГц. При этом подавление центральной гармоники с частотой 10 МГц - более 20 раз.
у
y
x
<mrow><msub><mi>U</mi><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
На фиг.13 приведена осциллограмма выходного напряжения схемы фиг.10 при f=100 кГц, U=463.5 мB, а также
, f=10 МГц.
На фиг.14 представлена схема заявляемого УУ фиг.5 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» для случая, когда последовательно с входными разделительными конденсаторами включены согласующие резисторы R7=R5=250 Ом.
<mrow><msub><mi>U</mi><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
y
10
На фиг.15 показана зависимость модуля коэффициента усиления по напряжению схемы фиг.14 при напряжении
. При этом фаза выходного напряжения УУ в точке излома характеристики K=φ(I) меняется на 180°.
x
y
y
На фиг.16 приведен спектр выходного сигнала схемы фиг.14, при f=100 кГц, U=1 мВ, f=10 МГц. При этом подавление центральной гармоники - более чем в 20 раз.
<mrow><msub><mi>U</mi><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>415</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
x
y
y
На фиг.17 показана осциллограмма выходного напряжения схемы фиг.14 при
, f=100 кГц, а также U=1 мB, f=10 МГц.
На фиг.18 представлена схема заявляемого УУ фиг.5 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» для случая, когда источники противофазных входных напряжений 1 и 2 подключены к эмиттерам входных транзисторов 3 и 6 УУ.
y
y
0
var
10
var
На фиг.19 представлена зависимость модуля коэффициента усиления УУ фиг.18 при U=1 мВ от напряжения источника управляющего напряжения 16 (u). При токах I=I>2 мА и токах I=I<2 мА фаза выходного сигнала изменяется на 180°.
x
y
y
На фиг.20 представлен спектр выходного сигнала схемы фиг.18 при f=100 кГц, U=1 мB, f=10 МГц, из которого следует, что УУ обеспечивает подавление центральной гармоники более чем в 20 раз.
<mrow><msub><mi>U</mi><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>U</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub><mo>=</mo><mn>415</mn><mtext> </mtext><mi>м</mi><mi>В</mi></mrow>
x
y
y
На фиг.21 приведена осциллограмма выходного напряжения схемы фиг.18 при
, f=100 кГц, U=1 мB, f=10 МГц.
x
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow>
Заявляемый управляемый усилитель фиг.2, который может функционировать как смеситель аналоговых сигналов, содержит первый 1 u и второй 2
источники противофазных входных напряжений, передача которых на выход устройства образует канал «X», первый 3 входной транзистор, эмиттер которого через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, второй 6 входной транзистор, эмиттер которого через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник связан с первым 5 источником питания, третий 8 входной транзистор, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 9 входного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первым 5 источником питания, дифференциальную цепь нагрузки 11, согласованную со вторым 12 источником питания и связанную с первым 13 и вторым 14 выходами устройства, причем эмиттер первого 3 входного транзистора соединен с базой третьего 8 входного транзистора, эмиттер второго 6 входного транзистора соединен с базой четвертого 9 входного транзистора, коллектор третьего 8 входного транзистора соединен по переменному току с коллектором первого 3 входного транзистора и связан с первым 13 выходом устройства, коллектор четвертого 9 входного транзистора соединен по переменного току с коллектором второго 6 входного транзистора и связан со вторым 14 выходом устройства. Базы первого 3 и второго 6 входных транзисторов связаны по переменному току с общей шиной 15 первого 5 и второго 12 источников питания, первый 1 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру первого 3 входного транзистора, второй 2 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру второго 6 входного транзистора, а объединенные эмиттеры третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов связаны по переменному току с источником управляющего напряжения 16.
y
Кроме того, на фиг.2 в соответствии с п.2 формулы изобретения между источником управляющего напряжения 16 (U), передачу от которого будем называть каналом «Y», и объединенными эмиттерами третьего 8 и четвертого 9 входных транзисторов включены последовательно соединенные первый 19 вспомогательный конденсатор и первый 20 вспомогательный резистор.
В схеме фиг.2 первый 1 и второй 2 источники входного напряжения подключены к эмиттерам первого 3 и второго 6 входных транзисторов через соответствующие разделительные конденсаторы 21 и 22. Дифференциальная цепь нагрузки 11 в схеме фиг.2 реализована на резисторах 23 и 24.
На фиг.3 в соответствии с п.3 формулы изобретения первый 1 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру первого 3 входного транзистора через последовательно соединенные первый 21 разделительный конденсатор и первый 25 дополнительный резистор, а второй 2 источник входного напряжения подключен по переменному току к эмиттеру второго 6 входного транзистора через последовательно соединенные второй 22 разделительный конденсатор и второй 26 дополнительный резистор.
На фиг.4 в соответствии с п.4 формулы изобретения коллектор третьего 8 входного транзистора связан с первым 13 выходом устройства через первый 17 дополнительный усилитель тока, а коллектор четвертого 9 входного транзистора связан с вторым 14 выходом устройства через второй 18 дополнительный усилитель тока.
На фиг.5 первый 17 и второй 18 дополнительные усилители тока реализованы на транзисторах 27 и 28, включенных по схеме с общей базой. Потенциал объединенных баз транзисторов 27 и 28 устанавливается источником напряжения 29 (в частном случае - общей шиной источников питания). Для передачи приращений коллекторных токов транзисторов 3 и 6 в эмиттерные цепи транзисторов 27 и 28 используются резисторы 30 и 31, а также конденсаторы 32 и 33.
Рассмотрим работу УУ фиг.2 в диапазоне частот, когда влиянием конденсаторов 19, 21, 22 можно пренебречь из-за их малого сопротивления на переменном токе.
x
x
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow>
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow>
Входной сигнал (их) канала «X» передается от источников напряжений 1 и 2 в цепь нагрузки 11 на выходы 13 и 14 по двум каналам. Первый канал, образуемый каскадами с общей базой на транзисторах 3 и 6, не инвертирует фазы сигналов u и
(1 и 2)к соответствующим выходам 13 и 14. При этом крутизна преобразования u и
в коллекторные токи транзисторов 3 и 6
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>3</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mi>x</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mi>x</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>ϕ</mi><mi>т</mi></msub></mrow></mfrac><msub><mi>I</mi><mn>4</mn></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>6</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>ϕ</mi><mi>т</mi></msub></mrow></mfrac><msub><mi>I</mi><mn>7</mn></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
э3
э6
где r, r - сопротивления эмиттерных переходов соответствующих транзисторов 3 и 6;
т
φ=25 мВ - температурный потенциал,
4
7
I, I - статические токи двухполюсников 4, 7.
x
x
10
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow>
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow>
Второй канал передачи сигналов канала «X» к выходу 13 (14) - инвертирующий. Он связан поступлением напряжений u (1) и
(2) на базы транзисторов 8 и 9 и их преобразованием в коллекторные токи транзисторов 8 и 9. Коэффициенты преобразования напряжений u и
в выходные токи этого канала зависят от уровня тока в общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9, т.е. тока третьего 10 токостабилизирующего двухполюсника I:
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>8</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mi>x</mi></msub><mo>+</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>8</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>9</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>3</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mi>к</mi><mn>9</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mi>x</mi></msub><mo>+</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>8</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>9</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>4</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
Как следствие, суммарный ток в резисторе 23 (24) дифференциальной цепи нагрузки имеет разностные составляющие:
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mn>23</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mi>x</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mi>x</mi></msub><mo>+</mo><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>8</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>9</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>5</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
э3
э8
э9
где r, r, r - сопротивления эмиттерных переходов соответствующих транзисторов 3, 8 и 9:
<mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>3</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ϕ</mi><mi>т</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>I</mi><mn>4</mn></msub></mrow></mfrac></mrow>
<mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>6</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ϕ</mi><mi>т</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>I</mi><mn>7</mn></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>6</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
,
<mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>8</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>э</mi><mn>9</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mfrac><mrow><msub><mi>ϕ</mi><mi>т</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow>
,
4
7
10
где I=I=const, I - статические токи двухполюсников 4, 7, 10, причем суммарный ток общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9
<mrow><msub><mi>i</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mi>y</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>20</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>7</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
Таким образом, в резисторе нагрузки 23 (24) протекают две противофазные составляющие токов, обусловленные входным сигналом канала «X». Нулевое значение суммарный ток через резистор R23 (R24) принимает при
<mrow><msubsup><mi>I</mi><mrow><mn>10</mn></mrow><mn>0</mn></msubsup><mo>≈</mo><mn>2</mn><msub><mi>I</mi><mn>4</mn></msub><mo>=</mo><mi>c</mi><mi>o</mi><mi>n</mi><mi>s</mi><mi>t</mi><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>8</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
y
x
x
<mrow><msubsup><mi>I</mi><mrow><mn>10</mn></mrow><mn>0</mn></msubsup></mrow>
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow>
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>u</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mi>x</mi></msub></mrow>
Если суммарный ток общей эмиттерной цепи транзисторов 8 и 9 под действием источника управляющего напряжения 16 (U) становится меньше или больше, чем
, то происходит изменение фазы выходного сигнала ДК - в схеме преобладает либо первый неинвертирующий канал передачи u и
через транзисторы 3 и 6, либо второй инвертирующий канал (транзисторы 8, 9). Этот эффект достигается за счет новых связей в заявляемом ДК и является необходимым условием для реализации на его основе не только управляемого фазочувствительного (к управляющему сигналу канала «Y») усилителя, но и смесителя сигналов каналов «X» и «Y» с подавлением центральной гармоники u и
. Причем переменная составляющая выходного напряжения УУ фиг.2
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>в</mi><mi>ы</mi><mi>х</mi></mrow></msub><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mi>x</mi></msub><msub><mi>u</mi><mi>y</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>23</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>24</mn></mrow></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mrow><mn>2</mn><msub><mi>ϕ</mi><mi>т</mi></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>20</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>9</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
x
y
Из (1)-(9) следует, что заявляемое устройство обеспечивает смешение (перемножение) двух сигналов u и u, что подтверждается результатами моделирования фиг.8 и фиг.9, фиг.12 и фиг.13, фиг.16 и фиг.17, фиг.20 и фиг.21.
В СВЧ смесителях сигналов фиг.3 резисторы 25 и 26 могут выполнять функции цепей согласования источника входного напряжения канала «X» (1, 2) и УУ с заданным волновым сопротивлением, например, 50 Ом.
Замечательная особенность заявляемого устройства - возможность использования в системах СВЧ связи, реализуемых на основе SiGe техпроцессов.
Таким образом, предлагаемое техническое решение является альтернативным решением широко распространенного смесителя Гильберта.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Патентная заявка US 2009/058466 fig.3.
2. Патент US №6.137.363.
3. Патент US №3.482.177 fig.3.
4. Патентная заявка US 2005/0225389 fig.3.
5. Патентная заявка US 2009/289714 fig.3.
6. Патент JP 52-139346, кл. 98(5)/А31, 1997.
7. Патент US 4.101.842 fig.1.
8. Патент US5.006.818.
9. Патент СССР 813692.
10. Патент СССР 497713.
11. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов / Анисимов В.И., Капитонов М.В., Прокопенко Н.Н., Соколов Ю.М. - Л., 1979. - 148 с.- стр.56, рис.2-11.
12. Полонников Д.Е. Операционные усилители: Принципы построения, теория, схемотехника. - М., 1983.- 216 с. - стр.140, рис.4.11.
13. Гальперин М.В. и др. Усилители постоянного тока / Гальперин М.В., Злобин Ю.П., Павленко В.А. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Энергия, 1978, стр.78, рис.2-14.