РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СИСТЕМА И СПОСОБ ДЛЯ РАДИОЛОКАТОРА С СИНТЕЗИРОВАННОЙ АПЕРТУРОЙ
RADAR SYSTEM AND METHOD FOR RADAR WITH SYNTHESISED APERTURE

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Настоящее изобретение относится к области радиолокационных систем и антенн для радиолокатора с синтезированной апертурой (SAR).
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
SAR как таковой представляет собой известный метод, посредством которого можно с помощью радиолокационной системы, смонтированной на движущейся платформе, обычно на летательном аппарате или спутнике, получать изображения земли с высоким разрешением. Радиолокационные отклики от земли сохраняются в течение некоторого интервала полета платформы. Изображение SAR получается посредством обработки сигналов способами, сходными с компьютерной томографией. Разрешение изображения определяется диапазоном углов обзора отображенной земли, а также используемой длиной волны и расстоянием между радиолокатором и землей. Это означает, что фактическое разрешение радиолокационной антенны не имеет значения для разрешения полученного изображения.
В SAR нет фундаментального требования к разрешению радиолокационной антенны, которая, следовательно, не обязательно должна быть направленной. Таким образом, для SAR можно использовать нетрадиционные радиолокационные частоты, такие как метровые волны. Для радиолокационных применений, которые требуют направленную антенну и используют микроволновые частоты, типичной является зеркало антенны размером приблизительно один метр. По аналогии при использовании метровых волн потребовалась бы зеркало антенны размером приблизительно сто метров. Маленькая антенна для метровых волн неизменно вырабатывала бы ненаправленное дипольное излучение. Для SAR с метровыми волнами такая антенна является осуществимой, поскольку разрешение антенны не имеет значения.
Имеются системы с радиолокатором SAR, работающие в полосе частот 27,5-82,5 МГц, соответствующих длинам волн между 11 м и 3,5 м, использующие этот тип дипольной антенны. Такой радиолокатор SAR может получать изображения земли с разрешением приблизительно 2,5 м и работает в полосе частот, составляющем более одной октавы. Высокая эффективность излучения достигается посредством предоставления дипольной антенне возможности иметь длину, составляющую приблизительно половину средней длины волны частотной полосы, а также обладать существенной толщиной для предоставления достаточной полосы пропускания антенны. Подходящие размеры для такой антенны: диаметр 0,2 м и длина 4 м. Антенны этих размеров вполне осуществимы на летательном аппарате среднего размера и больше.
Однако некоторые важные применения SAR требуют небольших платформ, таких как малые пилотируемые летательные аппараты с неизменяемой геометрией крыла или винтокрылые летательные аппараты или тактические беспилотные летательные аппараты (UAV), для которых антенны с указанным типом размеров являются слишком большими.
Патент US 5900843 B раскрывает ОВЧ (VHF) антенну для бортового SAR. Антенна сформирована посредством вырезания щелевой линии в середине верхней стенки очень тонкого волновода вдоль его оси. Говорится, что антенна вырабатывает нисходящий и направленный в сторону луч с горизонтальной поляризацией. Однако размеры антенны, требуемые для этого решения в диапазоне частот VHF, имеют порядок нескольких метров и не осуществимы для использования на небольших платформах.
Таким образом, имеется потребность достигнуть меньших антенн SAR, подходящих для малых пилотируемых летательных аппаратов и UAV, без ухудшения качества изображения SAR.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Задача изобретения состоит в том, чтобы уменьшить по меньшей мере некоторые из упомянутых недостатков решений предшествующего уровня техники и предоставить:
- радиолокационную систему и
- способ
для решения проблемы для достижений меньших антенн SAR, подходящих для малых пилотируемых летательных аппаратов и UAV без ухудшения качества изображения SAR.
c
c
Задача решается посредством предоставления радиолокационной системы для радиолокатора с синтезированной апертурой, SAR, содержащей схему размещения по меньшей мере одного передатчика, двух приемников, двух антенн и средства обработки сигналов, расположенную на платформе. Платформа выполнена с возможностью двигаться над землей и выполнена с возможностью передавать известную форму сигнала и принимать сигналы, отраженные от земли. Принятые сигналы используются для выработки SAR изображения земли. SAR изображение содержит несколько элементов разрешения. Радиолокационная система дополнительно выполнена с возможностью работать в полосе частот с центральной частотой f и с широкой полосой пропускания B, составляющей по меньшей мере одну октаву, причем радиолокационная система содержит первую и вторую антенны, имеющие длину, составляющую менее половины длины волны центральной частоты f. Радиолокационная система дополнительно обеспечивает:
f
- передаточную функцию F радиолокационной системы, плоскую по частотной полосе B, посредством обеспечения выравнивания сигналов и сжатия импульсов принятых сигналов средством обработки сигналов и
- формирование односторонней диаграммы направленности с широкополосным коэффициентом усиления антенны посредством использования первого и второго каналов приемника, причем первый канал приемника принимает сигнал от первой антенны, и второй канал приемника принимает сигнал от второй антенны, и дополнительно посредством обеспечения согласования разнесения d антенн с разностью фаз, составляющей 2α градусов, между сигналами передачи, подаваемыми на каждую антенну, 2α составляет около 90 градусов.
c
c
Задача дополнительно решается посредством предоставления способа обеспечения радиолокационной системы для радиолокатора с синтезированной апертурой, SAR, содержащей схему размещения по меньшей мере одного передатчика, двух приемников, двух антенн и средства обработки сигналов, расположенную на платформе. Платформа движется над землей и передает известную форму сигнала и принимает сигналы, отраженные от земли. Принятые сигналы используются для выработки SAR изображения земли. SAR изображение содержит несколько элементов разрешения. Радиолокационная система работает в полосе частот с центральной частотой f и с широкой полосой пропускания B, составляющей по меньшей мере одну октаву, отличающийся тем, что радиолокационная система содержит первую и вторую антенны, имеющие длину, составляющую менее половины длины волны центральной частоты f. Радиолокационная система дополнительно обеспечивает:
f
- передаточную функцию F радиолокационной системы, плоскую по частотной полосе B, посредством выравнивания и сжатия импульсов принятых сигналов средством обработки сигналов и
- формирование односторонней диаграммы направленности с широкополосным коэффициентом усиления антенны посредством использования первого и второго каналов приемника, причем первый канал приемника принимает сигнал от первой антенны, и второй канал приемника принимает сигнал от второй антенны, и дополнительно посредством согласования разнесения d антенн с разностью фаз, составляющей 2α градусов, между сигналами передачи, подаваемыми на каждую антенну, 2α составляет около 90 градусов.
Дополнительное преимущество достигается, если коэффициент стоячей волны по напряжению (VSWR) радиолокационной системы выполнен с возможностью сокращения посредством вставки средства сокращения VSWR в радиолокационную систему между передатчиком и антеннами, посредством реализации зависимых пунктов 2 и 13 формулы изобретения.
Если реализованы дополнительные полезные зависимые пункты формулы изобретения, может быть достигнуто, чтобы посредством взаимного устройства с 4 портами, представляющего собой гибридную схему с фазовым сдвигом 90 градусов, и было реализовано средство сокращения VSWR, и разность фаз 2α была обеспечена равной по существу 90°.
Дополнительные преимущества достигаются посредством реализации одного или нескольких не упомянутых выше признаков зависимых пунктов формулы изобретения, которые будут разъяснены ниже.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Фигура 1a схематично показывает углы, задающие окно углов.
Фигура 1b схематично показывает окно углов.
Фигура 2 схематично показывает блок-схему части изобретения, включающей в себя спектральную плоскость функции.
Фигура 3a схематично показывает принятый сигнал до выравнивания.
Фигура 3b схематично показывает принятый сигнал после выравнивания.
Фигура 4 схематично показывает принятый сигнал от одного элемента SAR по сравнению с принятым полным внешним и внутренним шумом.
Фигура 5 схематично показывает блок-схему изобретения, включающего в себя спектральную плоскость функции и формирование односторонней диаграммы направленности.
Фигура 6 схематично показывает модель антенны.
Фигура 7 схематично показывает блок-схему изобретения, включающего в себя спектральную плоскость функции, формирование односторонней диаграммы направленности и сокращение VSWR.
Фигура 8a схематично показывает поведение гибридной схемы с фазовым сдвигом 90° во время передачи радиолокационных сигналов.
Фигура 8b схематично показывает поведение гибридной схемы с фазовым сдвигом 90° во время приема радиолокационных сигналов.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ
Теперь изобретение будет описано подробно со ссылкой на чертежи.
c
Изобретение направлено на новую радиолокационную систему и способ радиолокационного формирования изображения окружающей земной поверхности с движущейся платформы, предпочтительно с летательного аппарата с неизменяемой геометрией крыла или винтокрылого летательного аппарата или UAV. Система формирования изображений типично представляет собой радиолокатор с синтезированной апертурой (SAR), который будет выполнять свою задачу посредством радиолокационной системы, содержащей схему размещения по меньшей мере одного передатчика, двух приемников, двух антенн и средства обработки сигналов, расположенных на платформе, платформа перемещается над землей и выполнена с возможностью передавать сигнал с известной формой и принимать сигналы, отраженные от земли. Две антенны, включенные в радиолокационную систему, далее упоминаются как схема размещения антенн. Принятые сигналы используются для выработки SAR изображения земли. Была разработана новая технология, в которой радиолокационная система выполняет задачу формирования изображения в метровом диапазоне длин волн, а не (как в обычном случае) на микроволновых частотах. Выбор длины волны затрагивает конфигурацию радиолокатора несколькими способами, и в особенности относительно подходящей схемы размещения антенн. Изобретение описывает новую радиолокационную систему для SAR, выполненную с возможностью работать в полосе частот с центральной частотой f и широкой полосой пропускания B, занимающей по меньшей мере одну октаву, в одном примере она будет работать в полосе частот 27,5-82,5 МГц и, таким образом, покрывать приблизительно 1,6 октавы и по-прежнему отвечать требованиям маленькой антенны. В этом случае полоса пропускания B составляет 55 МГц, что равно разности самой высокой частоты в полосе частот, называемой верхней частотой, и самой низкой частоты в полосе частот, называемой нижней частотой. Количество октав вычисляется как двоичный логарифм отношения между верхней и нижней частотой полосы частот. Полоса пропускания, составляющая 1,6 октавы, соответствует верхней частоте, в три раза большей нижней частоты. Хотя предложенная антенна мала, она не ухудшает достигаемое качество изображения SAR. Безусловно, в объеме изобретения возможны другие рабочие полосы частот, если длина волны ниже микроволновых частот, а именно находится в диапазоне частот 20-500 МГц. Эта область применения может быть разделена на VHF SAR и УВЧ (UHF) SAR, подразумевающие полосы частот ниже 100 МГц и частоты в полосе 100-500 МГц, соответственно. Таким образом, радиолокационная система выполнена с возможностью работать в субполосе в пределах диапазона частот 20-500 МГц.
В связи с тем, что SAR представляет собой систему формирования изображений, а не просто детектор точечных целей, как предполагает базовая теория радиолокационного обнаружения, имеется несколько требований к радиолокационной системе с метровым диапазоном волн для SAR, которые должны быть удовлетворены:
1. Передаточная функция радиолокационной системы должна быть плоской в рабочей полосе частот.
1
2
1
2
1
2
1
2
2. Передаточная функция радиолокационной системы должна быть плоской в окне углов. Фигура 1a иллюстрирует трехмерную геометрию радиолокационной системы для SAR с движущейся платформой на борту летательного аппарата 101. Летательный аппарат движется вдоль оси Z 102, по существу параллельной к земле. Ось X 103 перпендикулярна к земле, и ось Y перпендикулярна к земле и осям X и Z. Стрелка показывает направление 105 обзора радиолокационной системы для SAR на некоторую точку земли, соответствующее направлению основного лепестка схемы размещения антенн радиолокационной системы для радиолокатора SAR. Доплеровский угол ψ 106 представляет собой угол между осью Z и направлением 105 обзора. Направление 105 обзора расположено в плоскости 107, проиллюстрированной с помощью сетчатой модели. Угол 108 возвышения Θ представляет собой угол между осью X и плоскостью 107. Окно 109 углов описано на фигуре 1b с помощью оси 110 ψ и оси 111 Θ. Окно углов определено как ψ≤ψ≤ψ и Θ≤Θ≤Θ. Обычно ψ=55°, ψ=125°, Θ=100° и Θ=150°. Большая часть принятой энергии должна быть принята в пределах окна 109 углов для всех частот в пределах полосы пропускания B.
1
2
3
4
3
2
4
1
3. Радиолокационная система должна предоставлять нулевой радиолокационный отклик в зеркальном окне 112, определенном посредством ψ≤ψ≤ψ и Θ≤Θ≤Θ, где Θ=360°-Θ и Θ=360°-Θ, то есть зеркальное отображение предшествующего окна углов 109.
Требование 1 необходимо для получения разрешения по дальности, соответствующего используемой полосе пропускания. Требование 2 необходимо для достаточного углового изменения отклика от земли во время полета платформы, с тем чтобы посредством процесса SAR могло быть достигнуто необходимое угловое разрешение. Требование 3 происходит вследствие неспособности процесса SAR делать различие между возвратами справа и слева. Таким образом, это разграничение должно произойти в схеме размещения антенн.
Кроме того, предпочтительно, чтобы коэффициент стоячей волны по напряжению (VSWR) был маленьким - предпочтительно меньше чем 2:1.
ae
Не является очевидным, каким образом объединить требование 1 с требованием, чтобы антенна была маленькой, то есть имеющей длину меньше половины длины волны центральной частоты в полосе частот и, таким образом, имела эффективность излучения по существу меньше единицы для большой части полосы. Типичная длина антенны в соответствии с изобретением составляет приблизительно 1 м, и диаметр составляет приблизительно 0,1 м для работы в полосе частот приблизительно 25-90 МГц, например, 27,5-82,5 МГц. Согласно теории и компьютерным моделям эффективность η антенны для такой антенны изменяется линейно в зависимости от частоты в четвертой степени. Обычно
c
где K - безразмерная константа, f - частота, и f - центральная частота в полосе частот.
c
ae
В качестве конкретного примера рассмотрим систему VHF SAR в полосе частот 27,5-82,5 МГц с центральной частотой f и полосой пропускания B, которые оба равны 55 МГц, и предположим, что эффективность η в на верхней частоте f=3fc/2 равна единице. Затем:
ae
Находим, что η=-19 дБ для нижней частоты. Поскольку маленькая антенна является ненаправленной и близка ко всенаправленной, радиолокационный (то есть для 2 направлений) коэффициент усиления G представляет собой эффективность антенны, возведенную в квадрат. Таким образом, G=-38 дБ для нижней частоты.
Антенна с длиной L будет иметь близкую к единице эффективность на частоте f=c/2L. В этом случае:
где c - скорость света.
s
tx
Эффект изменения частоты коэффициента усиления антенны становится очевидным в уравнении радиолокатора, связывающем плотности p и pмощности приема и передачи:
Здесь R - дальность, то есть расстояние от платформы до земли в направлении 105 обзора, и σ - эффективная площадь отражения цели элемента разрешения SAR. Эффективная площадь отражения цели представляет собой отношение между энергией, отраженной от цели и принятой радиолокационной антенной, и энергией, перехваченной целью.
Объединение с (1) и (3) дает:
Радиолокационная эффективная площадь отражения цели какого-либо объекта демонстрирует колебательное поведение относительно частоты и угла обзора. Колебательное поведение эффективной площади отражения элемента разрешения SAR не может быть разрешено посредством измерения SAR. Таким образом, в уравнениях (4) и (5) σ следует рассматривать как среднее значение эффективной площади отражения по частоте и углу обзора и, таким образом, как фиксированное значение. Из этого следует, что отклонение от спектральной плоскости зависит от частоты в шестой степени.
Теперь в нескольких этапах будет проанализировано, какие препятствия формула (1) создает для требований 1-3, и каким образом все-таки возможна конфигурация, в которой они могут быть удовлетворены.
Согласно формуле (5) для маленьких антенн, которые не компенсированы иным образом, радиолокационная система имеет характеристику фильтра высоких частот с передаточной функцией:
f
f
f
f
f
f
f
f
f
Эта передаточная функция радиолокационной системы воздействует посредством умножения a→Fa на спектральную амплитуду a переданного сигнала. Здесь a - преобразование Фурье переданного сигнала, и Fa - преобразование Фурье принятого сигнала. После обратного преобразования Фурье для Fa по полосе пропускания радиолокатора получается радиолокационная (с 2 направлениями) импульсная передаточная функция (IRF) антенны.
-1
f
f
f
f
Обозначим IRF зависящую от времени функцию, полученную посредством обратного преобразования Фурье от εa, где ε - поправочный коэффициент, заданный посредством обратной величины поведения частоты передаточной функции F, а именно:
(где C - любая произвольно выбранная константа) по полосе пропускания радиолокатора.
Плоская форма передаточной функции радиолокационной системы вновь достигается радиолокационной системой, изображенной на фигуре 2, с использованием этапов обработки сигналов:
1. Используется радиолокационная форма волны, характеризуемая посредством передачи известной формы сигнала (например, импульс с линейной частотной модуляцией или ступенчатая перестройка частоты) по полосе пропускания B течение некоторого предопределенного количества времени τ, далее называемого временем радиолокационной регистрации.
-1
2. Принятый сигнал подвергается свертке с помощью функции IRF. Эта операция будет называться выравниванием сигнала и вырабатывает выровненный сигнал.
3. Сжатие импульсов применяется посредством свертки выровненного сигнала с помощью сопряженной величины формы волны сигнала передачи.
f
Посредством этих этапов обработки передаточная функция F радиолокационной системы обеспечивается плоской по частотной полосе B посредством обеспечения выравнивания сигнала и сжатия импульсов принятых сигналов средством обработки сигналов при передаче известной формы сигнала.
-1
На фигуре 2 в схематическом виде изображена конфигурация радиолокационной системы, включающей в себя эти три этапа. Фигура 2 показывает радиолокационную систему, содержащую антенну 201, соединенную с переключателем 202 передачи/приема (TRS). Когда переключатель TRS находится в позиции приема, сигнал, принятый антенной, подается на приемник 203 Rx. Стрелка 212 иллюстрирует, что свойства передачи антенны, вычисленные внешним образом, подаются на блок 204 IRF. Эти свойства передачи антенны затем сохраняются в блоке 204 IRF в виде зависящей от времени функции IRF. Приемник и блоки IRF подают свои выходные сигналы на блок 205 свертки. Блок свертки выполняет свертку двух сигналов и вырабатывает выходной сигнал 206, являющийся выровненным сигналом. Выровненный сигнал подается на блок 207 сжатия. Генератор 208 формы волны формирует сигнал передачи, который подается на передатчик 209 Tx. Сигнал передачи подается на антенну 201, когда переключатель TRS находится в позиции передачи. Подробные схемы размещения передатчика/приемника/переключателя TRS известны специалистам и поэтому дополнительно здесь не разъясняются. Генератор формы волны также подает сигнал передачи на блок 210 сопряжения, вырабатывающий сопряженный сигнал для сигнала передачи, который подается на блок 207 сжатия. В качестве альтернативы сопряженный сигнал для формы волны сигнала передачи может быть вычислен внешним образом и подан на блок сжатия. Блок сжатия выполняет свертку выровненного сигнала 206 с сопряженным сигналом для формы волны сигнала передачи и вырабатывает выровненный и сжатый сигнал 211 с линейной фазовой характеристикой. Генератор 208 формы волны, переключатель 202 TRS, блок 204 IRF, блок 205 свертки, блок 207 сжатия и блок 210 сопряжения определены как средство обработки сигналов.
s
s
n
Пусть E является энергией принятого сигнала от единственной точки рассеяния, таким образом, E представляет собой энергию сигнала для единственного элемента разрешения в изображении SAR. Кроме того, пусть E является полной энергией внутреннего и внешнего шума, входящей в обработку сигналов SAR. Эта энергия шума по природе этого процесса равномерно распределена по всем элементам разрешения. Количество независимых элементов разрешения в изображении SAR представляет собой количество независимых измерений, которое равно произведению τB времени и полосы пропускания принятого радиолокационного сигнала, где τ - время радиолокационной регистрации. Таким образом, мощность передачи, требуемая для определенного отношения сигнала к шуму (SNR) получается посредством уравнения:
Это выражение будет далее разъяснено в связи с фигурами 4 и 3 ниже.
s
n
s
n
Фигура 4 схематично показывает изображение 401 SAR, разделенное на его элементы 404 разрешения. Количество элементов разрешения может быть равно порядка 65 миллионов элементов в секунду, что соответствует полосе пропускания радиолокатора 25-90 МГц, тогда как время интеграции будет равно многим десяткам секунд. Энергия внутреннего и внешнего шума проиллюстрирована с помощью плоскости 402 внешнего шума и плоскости 403 внутреннего шума. Область каждой плоскости шума соответствует области изображения SAR. Это означает, что внешний и внутренний шум распространяется по всему изображению SAR, и энергия шума на каждый элемент разрешения существенно уменьшается и соответствуют областям 405 и 406. Ситуация, описанная на фигуре 4, также выражена в формуле E=E/τB, когда отношение SNR=1, определяющей мощность передачи эквивалентной шуму эффективной площади отражения. Когда SNR>1, тогда E>E/τB, где τ - время радиолокационной регистрации.
c
c
Сначала рассмотрим ситуацию, в которой исключен этап выравнивания 2. Для системы VHF SAR, как описано в связи с формулой (2), с антенной с единичным коэффициентом усиления, и когда и центральная частота f, и полоса пропускания B равны f:
tx
Здесь, плотность p мощности передачи на выводе радиолокационного передатчика предполагается постоянной. Кроме того, для SAR дальность R будет в некоторой степени изменяться со временем, но этот эффект не учитывается.
n
i
e
n
Энергия E шумов состоит из энергии шумов, произведенных самим радиолокатором, заданной посредством внутренней шумовой температуры T, и энергии окружающего, то есть внешнего шума, заданной посредством внешней шумовой температуры T. В случае антенны с единичным коэффициентом усиления энергия E становится равна:
где k - волновое число, равное 2π/λ, λ - длина волны на частоте f.
f
Теперь сделаем такой же анализ, но рассмотрим эффект от включения этапа 2. С выравниванием принятая энергия сигнала увеличивается с коэффициентом ε выравнивания (см. (7)) в квадрате, коэффициент выравнивания действует на спектр мощности принятого сигнала. Вместо (9) получаем:
Это уравнение определяет мощность передачи, требуемую для отношения SNR=1, или эквивалентную шуму эффективную площадь отражения цели для данной мощности передачи.
f
Шум увеличивается с коэффициентом ε в квадрате, действующим на спектр мощности принятого шума:
s
n
Мощность передачи, требуемая для отношения SNR=1, получается посредством приравнивания E=E/τB. Это уравнение предоставляет эквивалентную шуму эффективную площадь отражения цели при заданной плотности мощности передачи. В случае антенн с единичным коэффициентом усиления, и пренебрегая этапом 2, объединение уравнений (9) и (10) дает:
tx
s
n
Здесь E=τBp - полная энергия, доставленная передатчиком в течение времени τ радиолокационной регистрации. В случае включения этапа 2 приравнивание E=E/τB в уравнениях (11) и (12) дает:
Как видно в уравнении (14), значение константы C выравнивания в уравнении (7) не имеет значения для радиолокационной чувствительности. Имеет значение только различие в весовых коэффициентах разных частот.
Формула (13) предоставляет эквивалентную шуму эффективную площадь отражения цели σ в традиционном случае, то есть, когда используются антенны с полной длиной, которые имеют приблизительно единичный коэффициент усиления, и когда исключена так называемая согласованная фильтрация для сжатия импульсов, то есть, этап выравнивания. Формула (14) обеспечивает эквивалентную шуму эффективную площадь отражения цели σ в случае изобретения, то есть, когда используются короткие антенны, с эффективностью антенны согласно формуле 1, и когда недостающая эффективность антенны компенсируется посредством этапа выравнивания. Сравнивая эти два случая для коротких и полноразмерных антенн, реализованных на системе VHF SAR, описанной в связи с формулой (2), используя формулы (2) для вставки значения K в формулу (14) и сравнивая формулы (13) и (14), видно, что имеется увеличение чувствительности относительно внешнего шума с коэффициентом ≈9 и увеличение чувствительности относительно внутреннего шума с коэффициентом ≈219 для короткой антенны по сравнению с полноразмерной антенной, то есть с антенной с близкой к единичной эффективностью излучения.
e
Для микроволнового устройства внешняя шумовая температура может предполагаться меньшей, чем внутренняя шумовая температура. Если условия для системы VHF SAR, как описано выше, должны быть одними и теми же для коротких и полноразмерных антенн, использование коротких антенн и выравнивания для их компенсации потребует увеличения мощности передачи в 219 раз, что не является практичным для микроволнового режима. Однако в режиме метровых волн наземный внешний шум очень силен вследствие синтезированных и естественных источников. Ожидаются шумовые температуры Т=300000 K или больше.
По сравнению с этими температурами внутренним шумом радиолокатора можно пренебречь. Затем согласно формулам (13) и (14) использование маленьких антенн требует увеличения мощности передачи только в 9 раз для достижения чувствительности традиционной системы.
Другой фактор релевантности при сравнении низкочастотной и микроволновой конфигурации SAR состоит в том, что в низкочастотном SAR разрешение намного ближе к используемым длинам волн. Таким образом, время интеграции или время τ радиолокационной регистрации намного более длительны, и необходимая мощность передачи для достижения определенного уровня энергии сигнала соответственно понижается. Поэтому, даже при том, что шумовые температуры очень высоки, необходимая мощность передачи относительно независима от частоты. Это заключение справедливо не только для VHF SAR, но также и для UHF SAR, работающего на более высоких частотах, чем VHF система, но все-таки ниже 500 МГц. Для UHF SAR внешняя шумовая температура значительно ниже, чем на VHF, тогда как время интеграции является промежуточным между временами интеграции для VHF и микроволнового SAR.
Будет видно, что дополнительная нагрузка на мощность передачи, подразумеваемая короткими антеннами, может быть дополнительно уменьшена конкретным образом посредством объединения двух коротких антенн, с тем чтобы была достигнута общая компактная конфигурация, которая удовлетворяет всем требованиям 1-3.
Фигура 3a показывает принятую в приемник энергию как функцию частоты по полосе пропускания B, принятая энергия на оси 301 Y и частота на оси 301 X. Принятый сигнал, проиллюстрированный с помощью кривой 303 сигнала, очень слаб на низких частотах вследствие сильной частотной зависимости передаточной функции, как описано, например, в формуле (6). Уровень внутреннего шума предполагается постоянным по частоте и относительно низким и проиллюстрирован как кривая 304 внутреннего шума, которая, таким образом, становится прямой линией. Внешний шум доминирует на частоте VHF, как упомянуто выше, и проиллюстрирован с помощью кривой 305 внешнего шума. Внешний шум также имеет частотную зависимость, как принятый сигнал. Рисунок 3b иллюстрирует ситуацию, когда к сигналу принятой энергии был применен коэффициент εf выравнивания. Принятый сигнал теперь стал постоянным по полосе пропускания и изображен с помощью кривой 303' сигнала. Вследствие выравнивания внутренний шум и внешний шум усилились на низких частотах, как изображено посредством кривой 304' внутреннего шума, и внешний шум уменьшился на высоких частотах, как изображено посредством кривой 305' внешнего шума. Полная энергия, принятая по полосе пропускания, представляет собой площадь между осью 302 X и кривыми. Это означает, например, что принятая энергия сигнала по всей полосе пропускания перед выравниванием представляет собой площадь между кривой 303 сигнала и осью X. После выравнивания полная энергия сигнала представляет собой площадь между кривой 303' сигнала и осью X. Эта площадь равна площади между кривой 303 и осью X.
Низкочастотная радиолокационная система должна предоставлять одностороннюю направленность согласно представленным выше требованиям 2 и 3. Эта односторонность получается посредством использования двух каналов приемника, как показано на фигуре 5, где каждый канал принимает сигнал от своей собственной отдельной антенны. Каждая антенна может содержать один или более элементов антенны. Далее в описании изобретение иллюстрируется с помощью антенн, каждая из которых имеет один элемент антенны. Фигура 5 показывает пример изобретения с первым приемником с первой антенной 501 в первом канале приемника и вторым приемником со второй антенной 502 во втором канале приемника, антенны имеют длину, составляющую менее половины длины волны центральной частоты fc. Каждый канал работает, как описано для конфигурации в соответствии с фигурой 2. Различие по сравнению с фигурой 2 состоит в том, что сигнал передачи для первой антенны смещен по фазе на угол +α в первом блоке 503 фазового сдвига, и сигнал передачи для второй антенны смещен по фазе на угол -α во втором блоке 504 фазового сдвига.
Приемники Rx и модули IRF подают свои выходные сигналы на блоки 505a и 505b свертки. Блоки свертки выполняют свертку между входным сигналом из блока IRF и каждым из сигналов из двух приемников и вырабатывают выходные сигналы 506a и 506b, являющиеся выровненными сигналами из первого и второго каналов приемника. Выровненные сигналы подаются на первый блок 507a сжатия для первого канала приемника и на второй блок 507b сжатия для второго канала приемника. Блоки сжатия выполняют свертку выровненных сигналов с сопряженной формой волны сигнала передачи из блока 210 сопряжения и вырабатывают первый выровненный и сжатый сигнал 508a из первого канала приемника и второй выровненный и сжатый сигнал 508b из второго канала приемника. Первый и второй выровненные и сжатые сигналы 508a и 508b затем используются в радиолокационной системе для SAR, чтобы сформировать одностороннюю диаграмму направленности антенны, как будет разъяснено в связи с формулой (16). Переданный сигнал вследствие фазового сдвига будет подвергнут формированию диаграммы направленности, как будет описано более подробно в связи с фигурой 6. Блоки фазового сдвига также включены в средство обработки сигналов.
Независимо от любой конкретной схемы размещения антенн возможно получить одностороннюю диаграмму направленности антенны посредством цифровой обработки данных из двух каналов приемника. Такой процесс формирования диаграммы направленности включает в себя в общем случае решение системы линейных уравнений, заданной двумя сигналами, приходящими с двух различных направлений и независимо объединенных в двух различных каналах приемника, как схематично показано на фигуре 6. Это решение будет в общем случае включать в себя когерентное вычитание сигналов из двух каналов приемника. Таким образом, пока не найдено подходящее решение для схемы размещения антенн, что касается сдвигов фазы передачи, наложенных на сигналы передачи, поданные на каждую антенну, и каким образом эти две антенны расположены друг относительно друга, формирование диаграммы направленности будет вызывать потери мощности в цепи приема и в неблагоприятных конфигурациях может требовать чрезмерного количества мощности передачи. Подходящие схемы размещения для связанной проблемы создания узкополосного луча были тщательно изучены и хорошо известны. В данном случае создания широкополосного одностороннего луча необходимый луч может быть получен посредством согласования должным образом выбранного разнесения антенн с фазовым разнесением, наложенным на сигналы передачи, подаваемые на каждую антенну, как будет продемонстрировано. Эта схема размещения является очень благоприятной, поскольку она действительно приводит к усилению отношения сигнала к шуму, уменьшая требование для мощности передачи, в отличие от создания потерь мощности вследствие когерентного вычитания между сигналами от двух каналов приемника.
-iα
iα
ikd
ikd
ikd
ikd
Фигура 6 показывает левую антенну 601, соответствующую первой антенне 501 фигуры 5, соединенную с первым каналом приемника, на которую подается комплексный сигнал передачи со сдвигом фазы -α, обозначенный e на фигуре 6 (сигнал TL). Правая антенна 602, соответствующая второй антенне 502 фигуры 5, соединена со вторым каналом приемника, и на нее подается комплексный сигналом передачи со сдвигом фазы +α, обозначенный e на фигуре 6 (сигнал TR). Антенны расположены по существу параллельно друг к другу и к плоскости 603 симметрии между левой/правой сторонами, выровненной с направлением движения платформы. Левая антенна является антенной, расположенной слева от плоскости симметрии, и правая антенна является антенной, расположенной справа от плоскости симметрии, при обзоре в направлении перемещения. Антенны разнесены на расстояние 604 d. Стрелка 605 представляет сигнал, переданный налево от левой антенны, сигнал TLL, и стрелка 606 представляет сигнал, переданный направо от правой антенны, сигнал TRR. Стрелка 607 представляет сигнал, переданный налево от правой антенны, сигнал TLR. Сигнал TLR становится смещенным по фазе на величину kd, где k - волновое число, равное 2π/λ, при объединении с сигналом TLL. Таким образом, фазовый сдвиг между двумя сигналами, переданными налево, вследствие геометрического разнесения равен kd, и сигнал TLR может быть записан как e, поскольку взаимное влияние между антеннами здесь предполагается незначительным. Это означает, что поскольку антенны короткие и далеки от резонанса, сигнал TLR пройдет левую антенну без какого-либо существенного поглощения сигнала TLR в левой антенне. Это предположение сделано для всех сигналов, проходящих одну антенну и затем достигающих другой антенны. Стрелка 608 представляет сигнал, переданный направо от левой антенны, сигнал TRL. Сигнал TRL смещен по фазе сравнению с сигналом TRR на величину kd. Таким образом, фазовый сдвиг между двумя сигналами, переданными направо, равен kd, и сигнал TRL может быть записан как e. Стрелка 609 представляет принятый сигнал слева на левой антенне, сигнал RLL, и стрелка 610 представляет принятый сигнал справа на правой антенне, сигнал RRR. Стрелка 611 представляет принятый сигнал справа на левой антенне, сигнал RRL. Сигнал RRL смещен по фазе на величину kd по сравнению с сигналом RLL и может, таким образом, быть записан как e. Стрелка 612 представляет принятый сигнал слева на правой антенне, сигнал RLR. Сигнал RLR смещен по фазе на величину kd по сравнению с сигналом RRR и может, таким образом, быть записан как e. Таким образом, фигура 6 иллюстрирует разные вклады в передаточную функцию левой и правой антенн относительно сигналов, приходящих слева и справа от плоскости 603 симметрии. Эти вклады состоят из фазовых сдвигов ±α сигналов передачи TR и TL и фазовых сдвигов kd вследствие геометрического разнесения между антеннами. Посредством согласования разнесения d антенн с разностью фаз 2α градусов между сигналами передачи, подаваемыми на каждую антенну, выполняется формирование радиолокационного луча. Посредством выбора подходящих значений для d и α может быть достигнуто формирование односторонней диаграммы направленности, и тем самым не принимаются сигналы из зеркального окна 112.
Усиление отношения сигнал-шум при формировании диаграммы направленности определяется относительно внешнего шума, поскольку это доминирующий вид шума. Однако схема размещения должна быть проверена на рост внутреннего шума, поскольку внутреннему шуму нельзя позволять бесконтрольно расти, или он может оказаться доминирующим видом шума после формирования диаграммы направленности.
R
L
R
L
R
В данном случае, поскольку антенны короткие, они будут излучать как диполи, то есть всенаправленно за исключением вершин вдоль их протяженности по длине. Объединенная производительность с правой и с левой стороны этих двух антенн может быть хорошо охарактеризована одномерной моделью правой и левой передачи вдоль оси через центр этих двух антенн. Излучение в других направлениях следует плавному переходу между излучением справа и слева. Таким образом, передаточные характеристики антенны могут быть смоделированы посредством линейного преобразования размера 2x2 между единичной импульсной передаточной функцией (IRF) справа s и слева s и сигналом, выдаваемым либо из первого, либо из второго канала приемника, обозначенного r и r, для указания, выдается ли он с антенны справа или слева от плоскости 603 симметрии. Таким образом, s является функцией IRF от первой антенны, в этом случае антенна справа от плоскости симметрии платформы, как определено на фигуре 6, когда эта антенна является единственной антенна. sL является функцией IRF от второй антенны, в этом случае антенна слева от плоскости симметрии платформы, как определено на фигуре 6, когда эта антенна является единственной антенной. В предположении, что наложенная разность фаз на сигналах передачи, подаваемых на две антенны, равна 2α, на одну антенну подается сигнал, имеющий фазовый сдвиг +α, и на другую антенну подается сигнал, имеющий фазовый сдвиг -α. Поскольку антенны короткие, взаимным влиянием между этими двумя антеннами можно пренебречь, и преобразование выглядит так:
Здесь d - разнесение между антеннами, и k - волновое число, равное 2π/λ.
Система может быть инвертирована для получения:
R
L
R
L
R
L
L
Формула (16) содержит две подформулы, первая подформула будет использоваться для получения радиолокационного сигнала, приходящего только с правой стороны, s, и вторая подформула будет использоваться для радиолокационного сигнала, прибывающего только с левой стороны, s. Входной информацией для формулы (16) являются выровненные и сжатые радиолокационные сигналы r и r, соответствующие сигналам, представленным стрелками 508a и 508b на фигуре 5 и 708a и 708b на фигуре 7. После фактического выбора фазового сдвига должна использоваться только одна из подформул - например, подформула для s, - имеющая низкое влияние шума. Другая подформула для s будет соответствовать высокому влиянию шума. Когда сделан противоположный выбор фазового сдвига α, то есть выбрано -α вместо +α, будет использоваться подформула для s.
R
L
R
L
Фактическое вычисление s и s согласно формуле (16) выполняется традиционным способом, известным специалистам, с помощью средства обработки сигналов SAR, не показанного на фигурах. Это средство обработки сигналов SAR также включено в средство обработки сигналов. Когда для одной антенны выбран фазовый сдвиг +α (и, таким образом, -α для другой антенны), средство обработки сигналов SAR будут выполнено с возможностью выбирать сигнал с низким влиянием шума, соответствующий сигналу, приходящему с правой стороны, то есть s, или сигналу, приходящему с левой стороны, то есть s. Когда для одной антенны выбран фазовый сдвиг -α (и, таким образом, +α для другой антенны), средство обработки сигналов SAR будет выполнено с возможностью выбирать сигнал, противоположный выбору +α. Посредством выбора фазового сдвига +α или -α для одной антенны и, таким образом, -α или +α для другой антенны, поскольку разность фаз между сигналами антенн должна быть равна 2α, таким образом, будет возможно выбрать, должны ли использоваться сигналы, прибывающие с правой или с левой стороны. Радиолокационная система может быть настроена для постоянного использования фазового сдвига +α для одной антенны и, таким образом, всегда принимает сигналы с одной стороны, например, с правой стороны. В качестве альтернативы радиолокационная система может содержать средство переключения, когда будет возможно выбирать фазовый сдвиг +α или -α для одной антенны и, таким образом, выбрать, должны ли сигналы приниматься с правой или с левой стороны. Определения левой и правой стороны разъяснены в связи с фигурой 6.
Таким образом, формирование односторонней диаграммы направленности с широкополосным коэффициентом усиления антенны достигается посредством использования первого и второго каналов приемника, причем первый канал приемника принимает сигнал от первой антенны, и второй канал приемника принимает сигнал от второй антенны, и дополнительно посредством обеспечения согласования разнесения d антенн с разностью фаз, составляющей 2α градусов, между сигналами передачи, подаваемыми на каждую антенну.
ext
int
ext,R
ext,L
int
R
int
L
Внешний шум n будет когерентным в левом и правом канале приемника, тогда как внутренний шум n является некогерентным между каналами приемника. Внешний шум имеет левосторонний и правосторонний компонент Фурье n, n, попадающие на антенны с каждой стороны. Сами компоненты являются некогерентными, но с равной дисперсией. Обозначим n, , n,  некогерентные левый и правый внутренние шумовые компоненты (с равной дисперсией), в случае отсутствия переданного радиолокационного сигнала принятый сигнал в спектральной области становится:
Предполагается, что шум медленно изменяется случайным образом. Посредством вставки в уравнение (16) и усреднения по времени:
Угловые скобки < > обозначают, что для выражения в скобках должно быть вычислено среднее значение по времени. Вертикальные линии | | означают, что для выражения внутри вертикальных линий должно быть вычислено абсолютное значение.
Вклады внешнего и внутреннего шумовых коэффициентов в энергию принятого сигнала вследствие формирования диаграммы направленности идентифицируются как:
Идеально оба коэффициента должны быть как можно меньше, что имеет место если:
Эти требования удовлетворены, если
ext,
bf
int,
bf
int,
bf
ext,
bf
Поскольку это минимальные значения для Г и Г, они будут медленно изменяться с изменениями параметра, и это подразумевает, что они останутся малыми по полосе пропускания. Однако замечено, что зависимость от частоты является более явной для Г, чем для Г. Это естественно, поскольку, как указано, для внутреннего шума имеется больший допуск, чем для внешнего.
В пределах рассматриваемой полосы частот 25-90 МГц и выбранного расстояния d=1,3 м
ext
bf
int
bf
Изменения оказывают довольно малое влияние на Г,  и допустимое влияние на Г, . Действительно по полосе пропускания:
ext,
bf
int,
bf
Следует отметить на основе этого анализа, что предложенная радиолокационная система предоставляет необходимый односторонний характер для радиолокационной антенны, а также фазовый сдвиг 2α, также обозначаемый как разность фаз 2α, при подаче сигналов на антенны может существенно отличаться от 90 градусов без нарушения производительности антенны. Например, при отклонении от 90 градусов на ±10-20 градусов шумовые коэффициенты Г, Г менее благоприятными, но только в той степени, которая может быть приемлемой относительно того, какая производительность требуется от радиолокационной системы, и какую мощность предоставит передатчик. Аналогичным образом отклонение от 90 градусов может быть еще больше. Фактически формулы (19) в каждом случае будут принимать решение, является ли определенная степень отклонения от 90 градусов приемлемой для конкретной радиолокационной конфигурации в конкретном применении. Это наблюдение представляет собой математическое обоснование для утверждения, что фазовый сдвиг 2α должен составлять только около 90 градусов. Предпочтительно должен быть выбран фазовый сдвиг 2α, равный 90 градусам или по существу равный 90 градусам.
Было продемонстрировано, что изменение шумового коэффициента с частотой является менее плоским для внутреннего шума, чем для внешнего шума. Однако оба шумовых коэффициента остаются меньше единицы, что подразумевает увеличение усиления посредством процесса разделения на левую и правую стороны.
Внешний шум определяет необходимую мощность передачи при условии, что внутренним шумом можно пренебречь. Поскольку внутренний шумовой коэффициент меньше единицы, влияние внутреннего шума будет дополнительно подавлено посредством конфигурации антенны.
s
n
s
n
В итоге возможна радиолокационная конфигурация, в котором только внешний шум определяет необходимую мощность передачи. Поскольку коэффициент внешнего шума меньше 1/3, необходимое увеличение мощности по сравнению с ситуацией с антеннами, имеющими размеры длины волны, или полноразмерными и, таким образом, не имеющими потерь антеннами, является 3-кратным (принимая во внимание, что оно было 9-кратным без учета коэффициента шума схемы размещения антенн). Увеличение передаваемой мощности, требуемое для возможности согласования SNR традиционной системы, использующей полноразмерные антенны, таким образом, является приблизительно трехкратным, то есть умеренным. Это заключение сделано вследствие того, что внутренним шумом радиолокатора можно пренебречь, как объяснено в связи с формулами (13) и (14). Таким образом, передаваемая мощность обеспечена таким образом, что после описанных выше выравнивания, сжатия импульсов и формирования односторонней диаграммы направленности энергия E принятого сигнала от одного элемента разрешения в течение времени τ радиолокационной регистрации будет по меньшей мере равна сумме энергии E внешнего и внутреннего шума, разделенной на произведение времени и полосы пропускания τB, что означает, что E>E/τB, и, таким образом, SNR≥1.
Увеличение усиления сохраняется для большой соответствующей полосы пропускания благодаря короткой истинной задержке между антеннами (полученной посредством их относительно малого разнесения) и фазовому смещению между сигналами, подаваемыми на антенны. Увеличение усиления также может быть отмечено как аддитивная интерференция по частотной полосе, достигаемая в уравнении (16) посредством этого выбора параметров.
Была предоставлена конфигурация, которая комбинирует малый размер и достаточную эффективность мощности с требованиями 1-3. Дополнительно предпочтительно, чтобы VSWR радиолокационной системы мог быть сокращен, и был достаточно низким, чтобы удовлетворять стандартным решениям для формирования мощности передачи. Это может быть выполнено с помощью средства сокращения VSWR, вставленного в радиолокационную систему между передатчиком и антеннами.
c
Средство сокращения VSWR может быть выполнено с помощью традиционных средств как согласующие схемы, и фазовые сдвиги могут быть выполнены посредством традиционных фазовращателей. Однако предпочтительным решением является использование взаимного устройства с 4 портами и в качестве средства сокращения VSWR, и в качестве средства для реализации разности фаз 2α, составляющей по существу 90 градусов, между сигналами передачи, подаваемыми на антенны. Оказывается, что вставка взаимного устройства с 4 портами, предпочтительно гибридной схемы с фазовым сдвигом 90°, в радиолокационную систему между передатчиком и антеннами может удовлетворить обе этих цели. Это является преимуществом, поскольку обе цели могут быть удовлетворены с помощью одного компонента. Реализация радиолокационной системы, включающей в себя взаимное устройство с 4 портами, и тем самым сокращающее VSWR, показана на фигуре 7. Фигура 7 показывает пример изобретения с радиолокационной системой, соответствующей фигуре 5, но в которой первый блок 503 и второй блок 504 фазового сдвига заменены на блок 701 гибридной схемы с фазовым сдвигом 90° и нагрузку 702. Как в примере фигуры 5, антенны имеют длину, составляющую менее половины длины волны центральной частоты f. Гибридный блок имеет 4 порта, третий порт P11 соединен с передатчиком, первый порт P12 соединенный с первой антенной через один переключатель TRS, и второй порт P22 соединен со второй антенной через другой переключатель TRS. Четвертый порт P21 соединен с нагрузкой 702. Блок 701 гибридной схемы с фазовым сдвигом 90° для входного сигнала на третьем порту P11 выдает смещенные по фазе выходные сигналы на первом порту P12 и втором порту P22 с фазовым сдвигом между ними, по существу равным 90 градусам, как описано в связи с фигурой 8. Блок гибридной схемы с фазовым сдвигом 90°, таким образом, достигает разности фаз 90° между сигналами передачи, подаваемыми на антенны, что соответствует 2α=90°. Гибридный блок 701 и нагрузка 702 также включены в средство обработки сигналов. Выровненные и сжатые сигналы из радиолокационной системы на фигуре 7 обозначены 708a и 708b, что соответствует сигналам 508a и 508b на фигуре 5.
Таким образом, конфигурация радиолокационной системы для SAR содержит:
- первую антенну 501, 601 и вторую антенну 502, 602,
- переключатель передачи/приема, соединенный с каждой антенной,
- взаимное устройство 701 с 4 портами, имеющее первый порт P12, соединенный с первой антенной через один из переключателей передачи/приема, и второй порт P22, соединенный со второй антенной через другой переключатель передачи/приема,
- генератор 208 формы волны, соединенный с третьим портом P11 взаимного устройства 701 с 4 портами через передатчик 209,
- нагрузку 702, соединенную с четвертым портом P21 взаимного устройства с 4 портами,
- первый приемник, соединенный с первой антенной через один из переключателей передачи/приема, в первом канале приемника и второй приемник, соединенный со второй антенной через другой переключатель передачи/приема во втором канале,
- приемники и блок 204 IRF, соединенные с первым блоком 505a и вторым блоком 505b свертки, и первый блок 505a свертки соединен с первым блоком 507a сжатия в первом канале, и второй блок 505b свертки соединен со вторым блоком 507b сжатия во втором канале, второй канал является параллельным к первому каналу, оба блока сжатия соединены с блоком 210 сопряжения, и каждый блок сжатия выполнен с возможностью вырабатывать выровненный и сжатый сигнал для своих соответствующих каналов.
Фигура 8a показывает блок 701 гибридной схемы с фазовым сдвигом 90°, который представляет собой взаимное устройство с 4 портами в том смысле, что оно имеет одни и те же рабочие характеристики, если входные и выходные порты заменены как P11↔P22 и P21↔P12. В настоящей заявке антенны A1 и A2 соединены с первым портом P12 и вторым портом P22, и передатчик Tx соединен с третьим портом P11. Первый сигнал 801, показанный с помощью непрерывной линии, смещается по фазе на 90° на своем пути от третьего порта P11 к первому порту P12. Часть сигнала, которая отражается на первом порту P12 (которая будет большой, поскольку антенна, соединенная с первым портом P12, является короткой), сдвигается по фазе еще на 90° на своем пути обратно к третьему порту P11, таким образом, отраженный сигнал претерпевает общий фазовый сдвиг, составляющий 180°. Это происходит вследствие внутренних свойств гибридной схемы. Второй сигнал 802, показанный с помощью пунктирной линии, не будет подвергнут какому-либо фазовому сдвигу на своем пути от третьего порта P11 ко второму порту P22. Аналогичным образом сигнал, отраженный на втором порту P22 обратно к третьему порту P11, не будет подвергнут какому-либо фазовому сдвигу вследствие внутренних свойств гибридной схемы. Таким образом, первый и второй сигналы будут иметь разность фаз 180° и, таким образом, погасят друг друга на третьем порту P11. Однако на четвертом порту P21 компоненты сигнала взаимно сложатся. В применении этот объединенный отраженный сигнал на четвертом порту P21 гасится посредством нагрузки L 702, соединенной с четвертым портом P21. Отраженная энергия от этих двух антенн, таким образом, будет во всей полноте подана на эту нагрузку. В целом компоненты сигнала передачи, которые отражены антенной вследствие ее низкой эффективности излучения, не будут вызывать попадание отраженного сигнала на сам передатчик.
В то время как отраженные сигналы гасят друг друга, взаимное влияние сигналов без задержки или фазового сдвига между первым портом P12 и вторым портом P22 складывается на третьем порту P11. Пунктирная линия прохождения сигнала на фигуре 8b соответствует взаимному влиянию между вторым портом P22 и первым портом P12, и непрерывная линия прохождения сигнала соответствуют взаимному влиянию между первым портом P12 и вторым портом P22. Энергия, принятая на третьем порту P11, вследствие взаимного влияния между антеннами отражается к первому порту P12 в третьем сигнале 803 и ко второму порту P22 в четвертом сигнале 804. Третий сигнал смещен по фазе на 90° вследствие внутреннего свойства гибридной схемы. Третий сигнал соединен со вторым портом P22 через эфир без фазового сдвига и затем далее с третьим портом P11 без фазового сдвига вследствие внутренних свойств гибридной схемы. Когда третий сигнал достигает третьего порта P11, он, таким образом, смещен по фазе на 90°. Четвертый сигнал соединен с первым портом P12 через эфир без фазового сдвига и затем обратно с третьим портом P11 со смещением по фазе на 90° вследствие внутренних свойств гибридной схемы. Таким образом, третий и четвертый сигналы взаимно складываются на третьем порту P11. Таким образом, взаимное влияние между антеннами даст рост сигнала, попадающего на передатчик. Для низких частот низкая эффективность излучения сделает эффект взаимного влияния небольшим. Однако вследствие обычно всенаправленного характера дипольного излучения даже на самых высоких частотах, на которых антенны имеют высокую эффективность излучения, часть излучения, поглощенная соседней антенной, будет достаточно маленькой, чтобы эффект взаимного влияния был допустимо малым. Таким образом, в итоге предложенная конфигурация решает проблему соединения антенн со стандартной конфигурацией формирования мощности передачи.
Изобретение не ограничено описанными выше вариантами осуществления и примерами и может свободно изменяться в пределах объема приложенной формулы изобретения.