ОБНАРУЖИТЕЛЬ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
PHASE-SHIFT KEYED SIGNAL DETECTOR

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в различных системах цифровой обработки сигналов, в том числе в устройствах:
- обнаружения занятости канала связи с фазоманипулированными (ФМ) сигналами в многоканальных системах радиосвязи;
- управления радиоприемником ФМ сигналов;
- контроля качества ФМ канала связи;
- радиоразведки систем радиосвязи с ФМ сигналами;
- управления цифровыми модемами с ФМ в проводных и радиоканалах.
В радиотехнике известен [1] метод формирования опорного сигнала для демодулятора m-кратных ФМ сигналов, основанный на умножении, узкополосной фильтрации и последующем делении в m раз частоты принятого сигнала. При умножении частоты устраняется фазовая манипуляция сигнала, что позволяет путем последующего деления выделить его несущую частоту.
Наиболее близким по технической сущности к изобретению является устройство восстановления несущей и сигнала фазовой манипуляции [2]. Оно содержит первый полосовой фильтр, первый умножитель, второй полосовой фильтр, усилитель-ограничитель, делитель частоты на два, третий фильтр, второй умножитель, фильтр нижних частот. Оно обеспечивает восстановление (выделение) несущей для приема ФМ сигналов.
Недостатком данного устройства является отсутствие возможности формирования решения о наличии ФМ сигнала с высокой достоверностью.
Изобретение направлено на повышение достоверности обнаружения ФМ сигнала за счет увеличения уровня сигнала по отношению к уровню шума на выходе устройства и оценки уровня шума для формировании порога принятия решения о наличии сигнала.
Это достигается тем, что обнаружитель фазоманипулированных сигналов, содержащий входной полосовой фильтр и подключенный к его выходу умножитель частоты, дополнительно содержит подключенные к выходу умножителя каскадно соединенные узкополосный фильтр сигнала и детектор сигнала, а также подключенный к тому же выходу умножителя каскадно соединенные узкополосный фильтр помехи и детектор помехи; выходы детекторов сигнала и помехи подключены к входу решающего устройства (компаратора), его выход является выходом обнаружителя фазоманипулированных сигналов.
Предлагаемое техническое решение поясняется чертежами.
На фиг.1 представлена структурная схема обнаружителя фазоманипулированных сигналов.
Обнаружитель ФМ сигналов содержит входной полосовой фильтр 1, на вход которого 2 поступает входной ФМ сигнал, а выход подключен к умножителю частоты 3, к выходу которого подключены каскадно соединенные узкополосный фильтр сигнала 4 и детектор сигнала 5, а также каскадно соединенные узкополосный фильтр помехи 6 и детектор помехи 7. Выходы детекторов сигнала и помехи подключены к решающему устройству 8, на выходе которого формируется решение 9 о наличии входного ФМ сигнала.
Обнаружитель ФМ сигналов работает следующим образом. Входной ФМ сигнал 2 с выхода промежуточной частоты радиоприемника поступает на входной полосовой фильтр 1, полоса пропускания которого в 1,5-2 раза меньше ширины спектра ФМ сигнала. Далее с выхода фильтра сигнал поступает на m-кратный умножитель частоты 3 (m-кратность ФМ сигнала). На его выходе формируется узкополосный процесс на умноженной несущей частоте ФМ сигнала, так как при указанном преобразовании частоты фазовая модуляция устраняется. Умножитель частоты может быть реализован с помощью нелинейного преобразования сигнала, например, на базе аналогового перемножителя.
В качестве примера рассмотрим двукратный ФМ сигнал s(t) вида
<mrow><mi>s</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><msub><mi>S</mi><mn>0</mn></msub><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ψ</mi><mi>C</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
поступающий на вход устройства совместно с помехой n(t), которую можно описать выражением
<mrow><mi>n</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>N</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ψ</mi><mi>П</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
0
0
C
П
где S - амплитуда ФМ сигнала, ω - его несущая частота, ψ(t) - начальная фаза, принимающая значения 0 или π в зависимости от передаваемого двоичного сообщения, N(t) - медленно меняющаяся амплитуда, а ψ(t) - случайная начальная фаза шумовой помехи.
Удвоение частоты может быть обеспечено возведением входного процесса в квадрат с выделением второй гармоники результата, тогда на выходе умножителя частоты 3 (квадратичного преобразователя) получим
<mtable columnalign="left"><mtr><mtd><msup><mrow><mo>[</mo><mrow><mi>s</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>+</mo><mi>n</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mo>]</mo></mrow><mn>2</mn></msup><mo>=</mo><msubsup><mi>S</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup><msup><mi>cos</mi><mn>2</mn></msup><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ψ</mi><mi>C</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">)</mo><mo>+</mo><mn>2</mn><msub><mi>S</mi><mn>0</mn></msub><mi>N</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ψ</mi><mi>C</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">)</mo><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ψ</mi><mi>П</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">)</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>+</mo><msup><mi>N</mi><mn>2</mn></msup><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><msup><mi>cos</mi><mn>2</mn></msup><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ψ</mi><mi>П</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">)</mo><mo>.</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>3</mn><mo stretchy="false">)</mo></mtd></mtr></mtable>
0
Составляющая (3) на частоте 2ω имеет вид
<mrow><mi>y</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mfrac><mrow><msubsup><mi>S</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup></mrow><mn>2</mn></mfrac><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>+</mo><msub><mi>S</mi><mn>0</mn></msub><mi>N</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ψ</mi><mi>C</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>+</mo><msub><mi>ψ</mi><mi>П</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">)</mo><mo>+</mo><mfrac><mrow><msup><mi>N</mi><mn>2</mn></msup><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mn>2</mn></mfrac><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><mn>2</mn><msub><mi>ψ</mi><mi>П</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">)</mo><mo>.</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>4</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Как видно, y(t) содержит узкополосную гармоническую сигнальную компоненту (первое слагаемое в (4)) и две широкополосные составляющие, обусловленные комбинацией сигнала и помехи и самой помехой (второе и третье слагаемые в (4) соответственно).
0
<mrow><msubsup><mi>h</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup></mrow>
2
Узкополосный фильтр сигнала 4 настроен на частоту 2ω и на его выходе целиком выделяется сигнальная компонента y(t) и сильно ослабляется помеха. Тогда на выходе детектора сигнала 5 формируется оценка амплитуды сигнальной компоненты (4) с ослабленным воздействием помехи. Если на входе 2 устройства отношение сигнал/шум равно
, то на выходе узкополосного фильтра сигнала (пренебрегая последним слагаемым в (4)) отношение сигнал/шум h можно приближенно оценить величиной
<mrow><msup><mi>h</mi><mn>2</mn></msup><mo>≈</mo><mfrac><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mfrac><mrow><msubsup><mi>S</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup></mrow><mn>2</mn></mfrac></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mrow><msubsup><mi>S</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup><msub><mi>Р</mi><mi>П</mi></msub></mrow></mfrac><mfrac><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>f</mi><mi>C</mi></msub></mrow><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msubsup><mi>h</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup></mrow><mn>2</mn></mfrac><mfrac><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>f</mi><mi>C</mi></msub></mrow><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>5</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
П
C
0
C
0
где Р мощность помехи на входе устройства обнаружения, Δf - ширина спектра ФМ сигнала, а Δ/f - полоса пропускания узкополосного фильтра сигнала 4. Как видно, при Δf>>Δf получается значительный выигрыш в помехоустойчивости сигнального канала обработки.
Оценка уровня сигнала поступает в решающее устройство 8, на выходе которого по результатам сравнения с порогом формируется решение 9 о наличии входного ФМ сигнала.
0
Порог сравнения в устройстве 8 зависит от уровня помех, для оценки которого используется узкополосный фильтр помехи 6, частота настройки которого смещена относительно 2ω так, чтобы в него не попадала сигнальная компонента (4) и проходила помеховая. Тогда на выходе детектора помехи 7 формируется оценка уровня помех в принимаемом сигнале. Она подается в решающее устройство 8 для управления порогом принятия решения 9.
<mrow><msubsup><mi>h</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup><mo>=</mo><mn>11,7</mn></mrow>
0
C
Для сигнала со случайной двукратной двоичной фазовой манипуляцией при отношении сигнал/шум по мощности
, несущей частоте f=16,4 МГц и односторонней ширине спектра Δf=256 кГц временная диаграмма его смеси с шумом на входе умножителя частоты показана на фиг.2, а спектр - на фиг.3. Входной сигнал является широкополосным и достоверность его энергетического обнаружения сравнительно невысока.
0
После умножения частоты на фиг.4 показан процесс на выходе узкополосного фильтра сигнала 4 с односторонней полосой пропускания Δf=5 кГц, а его спектр - на фиг.5.
2
3
0
Как видно, отношение сигнал/шум на выходе узкополосного фильтра резко возросло и равно h=2,5·10. В этом случае пороговое обнаружение ФМ сигнала осуществляется с высокой достоверностью даже без подстройки порога сравнения по уровню шума. Очевидно, что инерционность обнаружения повышается с уменьшением Δf и в рассматриваемом примере составляет примерно 100 мкс.
Таким образом, предлагаемое устройство обеспечивает обнаружение ФМ сигнала с высокой достоверностью.
Источники информации
1. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Сов. Радио, 1970.
2. А.с. 2013874 «Устройство для восстановления несущей и сигнала фазовой манипуляции.