ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
SELECTIVE AMPLIFIER

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.
0
В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей ИУ на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f=1÷5 ГГц.
в
н
в
n
Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f [3-28]. Причем их верхняя граничная частота f иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f определяется корректирующим конденсатором.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель (ИУ), представленный в патенте US 4.267.518 fig.6. Он содержит источник сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, первый 5 резистор нагрузки, включенный между второй 6 шиной источника питания и выходом устройства 7, первый 8 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току параллельно первому 5 резистору нагрузки, второй 9 входной транзистор, эмиттер которого через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, второй 11 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 9 входных транзисторов.
0
0
Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность  амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К>1 на частоте квазирезонанса (f).
0
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f=1÷5 ГГц.
Поставленная задача решается тем, что источник сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, первый 5 резистор нагрузки, включенный между второй 6 шиной источника питания и выходом устройства 7, первый 8 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току параллельно первому 5 резистору нагрузки, второй 9 входной транзистор, эмиттер которого через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, второй 11 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 9 входных транзисторов, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор первого 2 входного транзистора соединен с эмиттером первого 12 выходного транзистора и базой второго 13 выходного транзистора, эмиттер которого соединен с эмиттером третьего 14 выходного транзистора, и через третий 15 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, четвертый 16 выходной транзистор, база которого соединена с базой первого 12 выходного транзистора и подключена к вспомогательному источнику напряжения питания 17, а эмиттер соединен с базой третьего 14 выходного транзистора, и через четвертый 18 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, причем выход устройства 7 связан с базой второго 9 входного транзистора, коллекторы третьего 14 и первого 12 выходных транзисторов связаны с выходом устройства 7, коллекторы четвертого 16 и второго 13 выходных транзисторов соединены со второй 6 шиной источника питания, а последовательно со вторым 11 корректирующим конденсатором включен частотно-задающий резистор 19.
Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. Здесь функции первого 8 корректирующего конденсатора выполняет емкость на подложку транзистора 2. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.
На чертеже фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.
На чертеже фиг.4 представлена схема ИУ в соответствии с п.3 формулы изобретения.
0
4
На чертеже фиг.5 приведена схема ИУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (npnVs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.mах=6 мА), а на чертежах фиг.6 и фиг.7 - логарифмические амплитудно-частотные (фиг.6) и фазочастотные (фиг.7) характеристики ИУ фиг.5 в более мелком масштабе при разных значениях влияющего на добротность Q и коэффициент усиления К тока I, устанавливающих статический режим транзисторов Q14 и Q13 схемы фиг.5.
На чертеже фиг.8 приведена схема ИУ фиг.4 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (npn Vs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.mах=6 мА) в режиме управления добротностью Q.
4
На чертеже фиг.9 приведены логарифмические амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг.8 в режиме управления добротностью за счет изменения тока I.
0
На чертеже фиг.10 представлена схема ИУ фиг.4 в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов с более высокими значениями К и Q в режиме управления этими величинами.
На чертеже фиг.11 приведены логарифмические амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг.10 в укрупненном масштабе, а на чертеже фиг.12 - логарифмические фазочастотные характеристики ИУ фиг.10 в мелком масштабе.
Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, соединенный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, первый 5 резистор нагрузки, включенный между второй 6 шиной источника питания и выходом устройства 7, первый 8 корректирующий конденсатор, включенный по переменному току параллельно первому 5 резистору нагрузки, второй 9 входной транзистор, эмиттер которого через второй 10 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, второй 11 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 9 входных транзисторов. Коллектор первого 2 входного транзистора соединен с эмиттером первого 12 выходного транзистора и базой второго 13 выходного транзистора, эмиттер которого соединен с эмиттером третьего 14 выходного транзистора и через третий 15 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, четвертый 16 выходной транзистор, база которого соединена с базой первого 12 выходного транзистора и подключена к вспомогательному источнику напряжения питания 17, а эмиттер соединен с базой третьего 14 выходного транзистора и через четвертый 18 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, причем выход устройства 7 связан с базой второго 9 входного транзистора, коллекторы третьего 14 и первого 12 выходных транзисторов связаны с выходом устройства 7, коллекторы четвертого 16 и второго 13 выходных транзисторов соединены со второй 6 шиной источника питания, а последовательно со вторым 11 корректирующим конденсатором включен частотно-задающий резистор 19.
На чертеже фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, выход устройства 7 связан с базой второго 9 входного транзистора через буферный усилитель 20.
Кроме этого, на чертеже фиг.4, в соответствии с п.3 формулы изобретения, четвертый 18 токостабилизирующий двухполюсник реализован на основе дополнительного транзистора 21, коллектор которого является выходом четвертого 18 токостабилизирующего двухполюсника, база соединена с базой второго 2 входного транзистора, а эмиттер через пятый 22 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания.
Рассмотрим работу ИУ, фиг.2.
вх
0
0
0
0
Источник входного переменного сигнала u (1) в силу комплексного характера сопротивления эмиттерной цепи первого 2 входного транзистора (частотно-задающий резистор 19 и второй 11 корректирующий конденсатор) изменяет ток его коллектора и, следовательно, ток эмиттера первого 12 выходного транзистора и ток базы второго 13 выходного транзистора. Эти токи синфазны входному напряжению и их численные значения пропорциональны частоте входного сигнала (ƒ). Эта особенность приводит к пропорциональному изменению коллекторных токов первого 12 и третьего 14 выходных транзисторов и общего тока в выходной цепи ИУ, который формирует посредством первого 5 резистора нагрузки и первого 8 корректирующего конденсатора его выходное напряжение по выходу устройства 7. В силу комплексного характера этой нагрузки и частотной зависимости тока коллектора первого 2 входного транзистора (влияние частотно-задающего резистора 19 и второго 11 корректирующего конденсатора) в ИУ реализуется резонансный вид амплитудно-частотной характеристики, экстремальная точка которой определяет частоту квазирезонанса ƒ. Подключение базы второго 9 входного транзистора к выходу устройства 7 ИУ в силу комплексного характера сопротивления его эмиттерной цепи (частотно-задающий резистор 19 и второй 11 корректирующий конденсатор) создает на частотах ƒ<ƒ реактивную обратную связь, которая совместно со входной цепью ИУ изменяет как фазовые, так и амплитудные соотношения токов коллектора первого 12 и третьего 14 выходных транзисторов, причем их величина достигает своего максимального значения на частотах в окрестности частоты ƒ. Таким образом, глубина вводимой обратной связи (возвратное отношение на частоте квазирезонанса) непосредственно определяет реализуемые ИУ добротность Q и коэффициент усиления по напряжению К, причем численное значение этих величин непосредственно определяется коэффициентом передачи тока коллектора транзистора 2 в цепь нагрузки ИУ на элементах 5 и 8.
у
Покажем аналитически, что более высокие значения К и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.
Действительно, комплексный коэффициент передачи и добротность по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:
где
1
11
19
11.9
11.2
τ=С(R+h+h),
2
8
5
τ=CR;
0
3
10
15
11.i
где α≤1 - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора, I=I=I, I - токи токостабилизирующих двухполюсников 3, 10, 15, h - входное сопротивление (h-параметр) i-го транзистора в схеме с общей базой.
5
9
15
0
0
15
0
Таким образом, в предложенной схеме ИУ выбором соотношений между резисторами R и R и токами I и I можно обеспечить необходимое значение добротности Q(3) и коэффициента усиления К(4) за счет токов I и I без изменений частоты квазирезонанса (2). В этом случае для повышения эффективности использования этих двухполюсников при значительных добротностях в схему необходимо ввести дополнительный буферный усилитель 20 (фиг.3), связывающий выходную цепь ИУ с базовой цепью транзистора 9.
0
Таким образом, Q и К могут принимать более высокие значения:
0
0
0
При относительно больших добротностях возникающую проблему согласования режимов работы второго 13 и третьего 14 выходных транзисторов можно решить применением схемы ИУ, представленной на фиг.4. Однако в этом случае комплексный коэффициент передачи (1) в области низких частот (ƒ<ƒ) получит асимптотическое приращение при сохранении неизменными величин Q(5), К(6) и ƒ, что противоположно влиянию:
i22
i3
где R, R - дифференциальные сопротивления пятого 22 и первого 3 токостабилизирующих двухполюсников.
0
Таким образом, совокупность предложенных схемотехнических разновидностей ИУ позволяет реализовать относительно большое значение добротности Q и коэффициента передачи К, повысить при необходимости их численное значение без пропорционального увеличения потребляемого тока, а также решить вспомогательную задачу согласования режимов работы основных транзисторов.
Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.6, фиг.7, фиг.9, фиг.11, фиг.12.
0
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.
Источники информации
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.
3. Патент WO/2006/077525.
4. Патент US 4.267.518, fig.6.
5. Патент RU 2101850, fig.1.
6. Патент WO/2007/022705.
7. Патентная заявка US 2006/0186951, fig.3.
8. Патентная заявка US 2007/0040604, fig.3.
9. Патент WO/03052925A1, fig.3.
10. Патент US 6.011.431, fig.4.
11. Патент US 5.331.478, fig.3.
12. Патент US 4.885.548, fig.9.
13. Патент US 4.974.916, fig.1.
14. Патентная заявка US 2008/0122530, fig.4.
15. Патент US 5.298.802.
16. Патент US 2009/0261899, fig.3.
17. Патент CN 101204009.
18. Патент ЕР 1844547.
19. Патент UA 17276.
20. Патент US 2009/0289714, fig.4.
21. Патент US 7.202.762.
22. Патент US 6.188.272.
23. Патент US 5.847.605.
24. Патент US 7.116.961.
25. Патентная заявка US 2011/0109388, fig.2.
26. Патентная заявка US 2006/0186951, fig.2.
27. Патент US 5.012.201, fig.2.
28. Патентная заявка US 2010/0201437, fig.2.