СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ТРЕХФАЗНЫМ СТАТИЧЕСКИМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ПРИ НЕСИММЕТРИЧНОЙ НАГРУЗКЕ
METHOD FOR CONTROLLING THREE-PHASE STATIC CONVERTER WITH UNBALANCED LOAD

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано для управления трехфазным статическим преобразователем при несимметричной нагрузке, входящим в состав автономной системы генерирования электрической энергии, системы бесперебойного электропитания, системы электроснабжения и др.
Известен способ управления трехфазным статическим преобразователем [Патент РФ №2207698 Н02М 7/72, Н02Р 9/42, 21/00. Векторный способ управления четырехквадрантым инвертором напряжения в составе системы генерирования электрической энергии переменного тока / С.А.Харитонов, А.А.Стенников. - Опубл. 27.06.2003. - бюл №18], состоящий в том, что измеряют напряжение и мощность синхронного генератора, напряжение сети и напряжение на фильтровом конденсаторе звена постоянного тока, преобразуют напряжение синхронного генератора и напряжение сети из трехфазной abc-системы координат в двухфазную α,β-систему координат, для двухфазной системы координат формируют сигнал задания на нулевой фазный угол выходного тока для каждой выходной фазы преобразователя синфазно с напряжением соответствующей фазы сети и сигнал задания на выходную мощность статического преобразователя, причем сигнал задания на мощность на 90° опережает сигнал задания на нулевой фазный угол выходного тока, α- и β-составляющие сигнала задания на нулевой фазный угол выходного тока формируют пропорционально α- и β-составляющим преобразованным фазным напряжениям сети, α-составляющую сигнала задания на выходную мощность статического преобразователя формируют как произведение β-составляющей напряжения сети и сигнала, формируемого как разность сигнала, пропорционального мощности, отдаваемой генератором, и сигнала, определяемого как разность сигнала задания на напряжение на фильтровом конденсаторе и сигнала обратной связи напряжения на фильтровом конденсаторе, β-составляющую сигнала задания на выходную мощность статического преобразователя формируют как произведение α-составляющей напряжения сети, взятой с обратным знаком, и сигнала, формируемого как разность сигнала, пропорционального мощности, отдаваемой генератором, и сигнала, определяемого как разность сигнала задания на напряжение на фильтровом конденсаторе и сигнала обратной связи напряжения на фильтровом конденсаторе, формируют α- и β-составляющие регулирующего сигнала суммированием соответственно α- или β-составляющих сигнала задания на нулевой фазный угол выходного тока и сигнала задания на выходную мощность статического преобразователя, формируют модулирующий сигнал инвертором путем преобразования α- и β-составляющих регулирующего сигнала из двухфазной α,β-системы координат в трехфазную abc-систему координат.
Этот способ реализуется при симметричной системе напряжений сети и учитывает только прямую последовательность трехфазной системы сетевых напряжений. Способ не реализует уменьшение обратной и нулевой последовательностей при несимметричной системе напряжений, последняя из которых наиболее опасна, так как вызывает подмагничивание электромагнитных элементов, питающихся от формируемого преобразователем напряжения.
Известен способ управления преобразователем [Патент РФ №2144729 Н02М 5/27, G05F 1/40. Векторный способ управления преобразователем / С.А.Харитонов, В.В.Машинский. - Опубл. 20.01.2000, - бюл №2], который является прототипом предлагаемого изобретения и заключается в том, что измеряют мгновенные значения трехфазной выходной величины инвертора, напряжения или тока, выделяют нулевую последовательность трехфазного выходного напряжения инвертора, преобразуют величины из трехфазной abc-системы координат в двухфазную α,β-систему координат, для двухфазной системы координат и нулевой последовательности формируют эталонные сигналы, причем для нулевой последовательности эталонный сигнал формируют нулевым, формируют сигналы сравнения путем вычитания α,β-составляющих и нулевой последовательности напряжения трехфазного выходного напряжения инвертора из соответствующих эталонных сигналов, пропорционально результатам сравнения формируют соответствующие управляющие сигналы, которые преобразуют из двухфазной системы α,β-координат в трехфазную abc-систему координат, формируют трехфазный модулирующий сигнал суммированием преобразованных α- и β-составляющих управляющих сигналов и регулирующего сигнала нулевой последовательности.
При использовании статического преобразователя для преобразования энергии первичного источника в выходную энергию с заданными параметрами в результате коммутации вентилей преобразователя выходная величина, напряжение или ток будут содержать широкий спектр гармонических составляющих. При этом основная гармоническая составляющая и гармонические составляющие, кратные трем, при несимметричной нагрузке образуют нулевую последовательность. Поэтому качество вырабатываемой энергии будет низким из-за наличия составляющих нулевой последовательности, а их подавление будет неэффективным из-за конечности коэффициента усиления соответствующего контура регулирования.
Задача изобретения заключается в повышении качества формируемой электроэнергии (напряжения или тока) за счет подавления в выходном сигнале составляющих нулевой последовательности, возникающих при несимметричной нагрузке.
Поставленная задача достигается тем, что в известном способе управления трехфазным преобразователем, заключающемся в том, что измеряют мгновенные значения трехфазной выходной величины преобразователя, напряжения или тока, выделяют нулевую последовательность выходной величины, формируют эталонный сигнал для нулевой последовательности равным нулю, формируют сигнал сравнения путем вычитания нулевой последовательности сигнала из эталонного сигнала нулевой последовательности, формируют трехфазный управляющий сигнал для стабилизации или регулирования параметров выходной величины, напряжения или тока, формируют трехфазный модулирующий сигнал преобразователя, в сигнале сравнения нулевой последовательности выделяют гармонические составляющие с большим коэффициентом усиления, формируют сигнал обратной связи нулевой последовательности суммированием выделенных гармонических составляющих и указанный модулирующий сигнал формируют суммированием сигнала обратной связи нулевой последовательности с управляющими сигналами каждой фазы.
d
q
-1
-1
ЭТ0
p1
p2
pN
На фиг.1 приведена одна из возможных структурных схем, реализующих предлагаемый способ. На фиг.2 и фиг.3 представлены результаты моделирования, подтверждающие эффективность предложенного способа. Структурная схема (фиг.1) содержит систему импульсно-фазового управления СИФУ (блок 1), выходы которой соединены с силовой схемой статического преобразователя частоты ПЧ (блок 2). Силовая схема преобразователя соединена также с первичным источником электроэнергии с нестабильными параметрами Uc (блок 3). Выход силовой схемы статического преобразователя частоты ПЧ (блок 2) через выходной фильтр Ф (блок 4) соединен с несимметричной нагрузкой Н (блок 5). Одновременно выход преобразователя непосредственно соединен с входами преобразователя координат ПК (блок 6). Выходы преобразователей координат ПК через пропорциональные звенья  (блок 7) и  (блок 8) соединены с соответствующими вычитаемыми входами схем вычитания d- и q-составляющих (блоки 9 и 10). Вторые уменьшаемые входы указанных схем вычитания последовательностей соединены с выходами схем формирования эталонных сигналов d- и q-составляющих напряжения  и  (блоки 11 и 12). Выходы соответствующих схем вычитания соединены с входами пропорционально-интегральными регуляторами d- и q-составляющих PI и PI (блоки 13 и 14). Выходы пропорционально-интегральных регуляторов d- и q-составляющих соединены с входами схем обратного преобразования координат ПК (блок 15). Выходы схем обратного преобразования координат ПК соединены с входами сумматоров (блоки 16, 17 и 18). Выходы сумматоров (блоки 16, 17 и 18) соединены с входами системы импульсно-фазового управления СИФУ (блок 1). Выходные фазы нагрузки соединены с входами сумматора (блок 19) и через пропорциональное звено 1/3 (блок 20) соединены с вычитающим входом схемы вычитания (блок 21). Уменьшаемый вход схемы вычитания (блок 21) соединен с выходом схемы формирования эталонного сигнала нулевой последовательности U (блок 22). Выход схемы вычитания (блок 21) соединен с входами схем выделения гармонических составляющих нулевой последовательности W (блок 23), W (блок 24), W (блок 25). Выходы схем выделения гармонических составляющих нулевой последовательности (блоки 23, 24, 25) соединены с входами сумматора (блок 26). Выход сумматора соединен со вторыми входами сумматоров (блоки 16, 17, 18).
Система импульсно-фазового управления СИФУ (блок 1) представляет собой стандартную систему управления, реализующую вертикальный принцип управления (см. B.C.Руденко, В.И.Сенько, И.М.Чиженко. Основы преобразовательной техники. - М.: Высш. школа, 1980). Силовая схема статического преобразователя частоты ПЧ (блок 2) - автономный инвертор напряжения на полностью управляемых ключах (см. B.C.Руденко, В.И.Сенько, И.М.Чиженко. Основы преобразовательной техники. - М.: Высш. школа, 1980); первичный источник электроэнергии с нестабильными параметрами Uc (блок 3) - аккумуляторная батарея; выходной фильтр Ф (блок 4) - низкочастотный фильтр, подавляющий высокочастотные составляющие спектра выходной величины, например, однозвенный LC-фильтр; несимметричная нагрузка Н (блок 5) - параллельное или последовательное включение резистора и дросселя.
-1
pi
Преобразователь координат ПК (блок 6) реализует преобразование Парка сигналов из abc-системы координат во вращающуюся с постоянной частотой Ω dq-систему координат (см. Важнов А.И. Переходные процессы в машинах переменного тока. - Л.: Энергия, Ленингр. отд-ние, 1980) и может представлять собой умножители аналоговых сигналов (см. Тимонеев В.Н., Величко Л.М., Ткаченко В.А. Аналоговые перемножители сигналов в радиоэлектронной аппаратуре. - М.: Радио и связь. - 1982. - 112 с.). Пропорциональные звенья (блоки 7, 8 и 20), схемы вычитания (блоки 9, 10 и 21), пропорционально-интегральные регуляторы (блоки 13 и 14) и сумматоры (блоки 16, 17, 18, 19 и 26) представляют собой типовые элементарные звенья, известные из теории автоматического регулирования (см. Теория автоматического управления. 41. Теория линейных систем автоматического управления. Под ред. А.А.Воронова. Учеб. пособие для вузов. - М.: Высш. школа, 1977). Схемы формирования эталонных сигналов (блоки 11, 12 и 22) - параметрические стабилизаторы напряжения (см. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник / Под ред. Г.С.Найвельта. - М.: Радио и связь, 1986). Схемы обратного преобразования координат ПК (блок 15) реализуют преобразование из вращающейся двухфазной dq-системы координат в трехфазную abc-систему координат (см. Важнов А.И. Переходные процессы в машинах переменного тока. - Л.: Энергия, Ленингр. отд-ние, 1980) и могут представлять собой умножители аналоговых сигналов (см. Тимонеев В.Н., Величко Л.М., Ткаченко В.А. Аналоговые перемножители сигналов в радиоэлектронной аппаратуре. - М.: Радио и связь. - 1982. - 112 с.). Схемы выделения гармонических составляющих W (блоки 23, 24 и 25) могут представлять собой резонансные звенья, например,  или , реализуемые в аналоговом виде (см. Теория автоматического управления. Ч.1. Теория линейных систем автоматического управления. Под ред. А.А.Воронова. Учеб. пособие для вузов. - М.: Высш. школа, 1977), а для исключения температурной зависимости параметров звеньев в цифровом виде (см. Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов. - СПб.: Питер. - 2006. - 751 с.).
ЭТ0
pi
Способ осуществляется следующим образом. Несимметричное трехфазное напряжение нагрузки Н (блок 5) поступает на выходы сумматора (блок 19) и далее на вход пропорционального звена (блок 20), на выходе которого формируется нулевая последовательность напряжения нагрузки. Нулевая последовательность напряжения нагрузки поступает на вычитающий вход схемы вычитания (блок 21). На уменьшаемый вход схемы вычитания (блок 21) поступает нулевой эталонный сигнал нулевой последовательности напряжения нагрузки U (блок 22). С выхода схемы вычитания (блок 21) резонансными звеньями W (блоки 23, 24 и 25) выделяются гармонические составляющие нулевой последовательности выходного напряжения с большим коэффициентом усиления, которые подлежат исключению из нулевой последовательности. Эти выделенные гармонические составляющие суммируются (блок 26), и на выходе сумматора формируется сигнал обратной связи нулевой последовательности.
Одновременно несимметричное трехфазное напряжение нагрузки Н (блок 5) поступает на выход преобразователя координат ПК (блок 6), на выходе которого формируются d- и q-составляющие выходного напряжения, которые согласуются по величине с эталонными сигналами  и  (блоки 11 и 12) пропорциональными звеньями  и  (блоки 7 и 8). На выходах схем вычитания (блоки 9 и 10) формируется разность соответствующих эталонных сигналов и d- и q-составляющих выходного напряжения. Эти разности преобразуются пропорционально-интегральными регуляторами d- и q-\3+
d
q
-1
-1
составляющих PI и PI (блоки 13 и 14), и на выходах соответствующих пропорционально-интегральных регуляторов формируются сигналы сравнения d- и q-составляющих (блоки 13 и 14). Сформированные на выходах пропорционально-интегральных регуляторов сигналы преобразуются схемой обратного преобразования координат ПК (блок 15) из dq-системы координат в трехфазную abc-систему координат. Выходные напряжение схемы обратного преобразования координат ПК (блок 15), представляющие собой управляющие сигналы фаз преобразователя, суммируются с сигналом обратной связи нулевой последовательности в сумматорах (блоки 16, 17 и 18), на выходах которых формируются модулирующие сигналы для системы импульсно-фазового управления СИФУ (блок 1). По этим модулирующим сигналам система импульсно-фазового управления СИФУ (блок 1) вырабатывает импульсы управления, которые поступают на управляемые ключи силовой схемы статического преобразователя частоты ПЧ (блок 2). Ключи силовой переключаются в соответствие с изменением модулирующих сигналов, и тем самым реализуется преобразование электрической энергии первичного источника электроэнергии с нестабильными параметрами Uc (блок 3) в трехфазное напряжение заданной частоты и величины. Выходной фильтр Ф (блок 4) снижает в спектре выходного напряжения его высокочастотные составляющие, приближая форму выходного напряжения к синусоидальной.
Исключение гармонических составляющих нулевой последовательности напряжения нагрузки достигается за счет того, что в предложенном способе управления, в отличие от способа-прототипа, для каждой исключаемой гармонической составляющей нулевой последовательности используется свой, и очень большой коэффициент усиления и выделение каждой составляющей происходит с фазовым сдвигом, близким к нулю, а не одинаковый коэффициент усиления для всех гармонических составляющих, как в способе-прототипе.
Сравним наличие гармонических составляющих в нулевой последовательности для способа-прототипа и предлагаемого способа управления.
Для способа-прототипа выходные фазные напряжения нагрузки можно представить в виде:
;
где  - изображение фазного напряжения нагрузки;
- изображение эталонного сигнала нулевой последовательности;
- изображение нулевой последовательности выходного напряжения;
- конечный коэффициент усиления сигнала сравнения;
- управляющий сигнал i-ой фазы, определяющий прямую и
обратную последовательности напряжения нагрузки;
- коэффициент усиления силовой схемы преобразователя с учетом СИФУ;
- изображение передаточной функции линейной части
преобразователя с учетом несимметрии нагрузки;
i=a,b,c.
Определим изображение нулевой последовательности по соотношениям (1) как 1/3 суммы фазных напряжений нагрузки, выразим из полученной суммы нулевую последовательность и получим выражение:
OC
При выполнении равенства =0 величина гармонических составляющих нулевой последовательности определяется вторым слагаемым числителя выражения (2) и при ограниченном значении К будет иметь конечную величину.
Для предлагаемого способа в соответствие с фиг.1 выходные фазные напряжения нагрузки можно представить в виде:
где  - передаточная функция схемы выделения i-ой гармонической составляющей нулевой последовательности.
Определим нулевую последовательность по соотношениям (3) как 1/3 суммы фазных напряжений нагрузки, выразим из полученной суммы нулевую последовательность и получим выражение:
k
k
Определим по выражению (4) значение к-ой гармонической составляющей ω в нулевой последовательности напряжения нагрузки для предлагаемого способа управления. Для этого представим в суммах числителя и знаменателя выражения (4) передаточную функцию схемы выделения к-ой гармонической составляющей ω в виде:
Изображение эталонного сигнала нулевой последовательности представим в виде:
где  - постоянный, нулевой сигнал.
k
После этого приведем к общему знаменателю выражения числителя и знаменателя в формуле (4) и заменим комплексную переменную S на jω. В результате все слагаемые числителя и знаменателя выражения (4), умноженные на , которое равно нулю, обращаются в ноль. Выражение (4) преобразуется к виду:
Если величина =0, то это означает, что амплитуда к-ой гармонической составляющей в нулевой последовательности напряжения на нагрузке так же равна нулю. Таким образом, происходит исключение к-ой гармонической составляющей в нулевой последовательности напряжения на нагрузке.
Рассуждая аналогичным образом, можно показать, что в нулевой последовательности напряжения на нагрузке при предложенном способе управления будут исключены все выделенные составляющие нулевой последовательности напряжения на нагрузке. Следовательно, при предложенном способе управления достигается повышение качества выходного трехфазного сигнала (напряжения или тока) за счет подавления в выходном сигнале нулевой последовательности, возникающей при несимметричной нагрузке.
Аналогичный результат получается, если в качестве схемы выделения гармонических составляющих нулевой последовательности трехфазной несимметричной величины будет использоваться звено вида:
На фиг.2 представлены результаты моделирования в Matlab Simulink мостового инвертора напряжения, формирующего напряжение частотой 400 Гц и действующего фазным напряжением 115 В (бортовая авиационная система генерирования электрической энергии) без регулирования гармонических составляющих нулевой последовательности напряжения. Частота переключения ключей инвертора 20 кГц. Активные сопротивления нагрузки для фаз А, В и С соответственно равны 2 Ом, 3 кОм и 3 кОм. На фиг.2 изображены фазные напряжения нагрузки (первый график), d- (верхняя кривая) и q- (нижняя кривая) составляющие напряжения нагрузки (второй график) и нулевая последовательность напряжения нагрузки (третий график). На фиг.3 представлены аналогичные, как на фиг.2, кривые при реализации предложенного способа управления и выделении первой и третьей гармонических составляющих нулевой последовательности напряжения нагрузки. Результаты моделирования подтверждают повышение качества выходного трехфазного сигнала (напряжения или тока) за счет подавления в выходном сигнале нулевой последовательности, возникающей при несимметричной нагрузке для предложенного способа управления.
Таким образом, поставленная задача предложенного способа управления, а именно: повышение качества формируемой электроэнергии (напряжения или тока) за счет подавления в выходном сигнале составляющих нулевой последовательности, возникающих при несимметричной нагрузке, доказана.