ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ СВЧ ДИАПАЗОНА

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ СВЧ ДИАПАЗОНА
Техническое решение относится к полупроводниковой технике СВЧ и может быть использовано для эффективного преобразования частоты в коротковолновой части СВЧ диапазона.
Известны полупроводниковые смесительные диоды, используемые для преобразования частоты в СВЧ диапазоне Микроэлектронные устройства СВЧ / Г.И. Веселов, Е.Н. Егоров, Ю.Н. Алехин и др.; Под ред. Г.И. Веселова.- М.: Высш.шк., 1988, 280 с., Полупроводниковые приборы. Сверхвысокочастотные диоды. Справочник / Б.А. Наливайко, А.С. Берлин, В.Г. Божков и др. Под ред. Б.А. Наливайко. - Томск: МГП РАСКО, 1992, 233 с., Гусятинер М.С., Горбачев А.И, Полупроводниковые сверхвысокочастотные диоды. - М.: Радио и связь, 1983, 224 с., а также транзисторы  Данилин В.М. и др. Смесители и генераторы на ПТ с двумя затворами Шоттки. - Электрон, техника, Сер.1. Электроника СВЧ, 1985, Вып.11, с.24-28.. При этом в миллиметровом диапазоне применяются в основном диоды с барьером Шоттки, поскольку они имеют низкие собственные шумы.
Известен преобразователь частоты СВЧ диапазона на бескорпусном арсенид-галлиевом смесительном диоде Шоттки с балочными выводами Harada Y., Hisashi F. А novel beam lead GaAs Schottky-barrier diode fabricated by using thick polyimide Шт.- IEEE Trans., 1979, v.ED-26, №11, p. 1799-1804, представляющий собой тонкую (порядка I мкм) полупроводниковую пленку n-GaAs, на которой формируются омический контакт и контакт барьера Шоттки, расстояние между которыми 2-3 мкм. СВЧ сигналы, а также напряжение смещения подаются с помощью золотых балочных выводов.
Однако для работы данного преобразователя требуются внешние фильтруюш;ие цепи для подавления паразитных спектральных составляющих на выходе (см., например, Феап дштейн А.Л., Явич Л.Р., Смирнов В.П. Справочник по элементам волноводной техники. - М.: Советское радио, 1967, 652с., Амирян Р.А., Куликов А.В., Криворучко В.И. Функциональные элементы интегральных схем мм-диапазона: фильтры, малошумящие смесиМПК Н 03 D 7/00, 7/12
тели. - Обзоры по электрон, технике, Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, Вып.11, 32с., Гассанов Л.Г. и др. Смесители мм-диапазона в гибридноинтегральном и монолитном исполнении. - Обзоры по электрон, технике. Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, Вып.7, 40с.).
Известен также преобразователь частоты в интегральном исполнении на смесительном диоде Микроэлектронные устройства СВЧЛГ.И. Веселов, Е.Н. Егоров, Ю.Н. Алехин и др.; Под ред. Г.И. Веселова.- М.: Высш.шк., 1988.-280С., представляющий собой тонкую полупроводниковую пленку, с расположенными на ней омическим контактом и контактом с барьером Шоттки, расстояние между которыми равно нескольким микрометрам. СВЧ сигналы, а также напряжение смещения подаются по микрополосковой линии, в отрезке которой размещен сам диод.
Для работы этого преобразователя также необходимы внешние фильтрующие цепи Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р., Смирнов В.П. Справочник по элементам волноводной техники. - М.: Советское радио, 1967, 652 с., Амирян Р.А., Куликов А.В., Криворучко В.И. Функциональные элементы интегральных схем мм-диапазона: фильтры, малошумящие смесители. - Обзоры по электрон, технике, Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, Вып.11, 32 с., Гассанов Л.Г. и др. Смесители мм-диапазона в гибридно-интегральном и монолитном исполнении. - Обзоры по электрон, технике. Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, Вып.7, 40с.
Наиболее близким к заявляемому преобразователю является преобразователь частоты СВЧ диапазона в интегральном исполнении Гуревич Г.Л., Коган А.Л., Коробков Г.М. Характеристики распределенного смесителя СВЧ - диапазона, использующего волны пространственного заряда в тонких полупроводниковых пленках. - Радиотехника и электроника, 1984, т.29, №2, с.333-340, содержащий тонкую пленку полупроводника с отрицательной дифференциальной прово;фимостью, эпитаксиально вьфащенную на полуизолирующей подложке. На поверхности пленки сформированы омические контакты катода и анода, к которым приложено большое статическое напряжение смещения, вызывающее дрейф электронов. Между катодом и анодом расположены входной и выходной электроды, представляющие собой
контакты типа барьера Шотгки, причем входной электрод представляет собой одиночный полосковый контакт, а выходной - систему из двух полосковых контактов.
Данный преобразователь имеет ряд преимуществ по сравнению с первыми двумя, а именно: высокий коэффициент передачи и хорошую развязку между входом и выходом, может совмещать смешение и усиление с информационной обработкой сигнала.
Недостатком данного преобразователя также является необходимость во внешних фильтрующих цепях, обеспечивающих требуемое подавление паразитных спектральных составляющих на выходе.
Задачей заявляемого технического решения является устранение этого недостатка путем оригинального выполнения выходного элемента связи преобразователя.
Сущность заявляемого технического решения заключается в том, что в преобразователе частоты СВЧ да1апазона, выполненном в интегральном исполнении, содержащем активную среду в виде тонкой пленки полупроводника с отрицательной дифференциальной проводимостью (например, n-GaAs или n-InP) с размещенными на ней анодным и катодным омическими контактами и между ними входным и выходным элементами связи, выходной элемент связи выполнен фильтрующим в виде встречно-штыревой системы металлических электродов, подчиненной соотношению:
,(1)
где N- число пар штьфей выходного элемента связи;   в) - максимальное число пар штьфей, которое можно разместить между катодом и анодом; L - расстояние между катодом и анодом, в реальных конструкциях не превышающее lOO-j-250 мкм; L - расстояние между входным и
выходным элементами связи, где происходит взаимодействие волн пространственного заряда (ВПЗ), причем теоретические и экспериментальные исследования показывают, что Lg должно быть не менее (3  4)А, д, где
тральной составляющей преобразователя; VQ- статическая дрейфовая скорость электронов в пленке полупроводника, являющаяся одновременно и фазовой скоростью ВПЗ, которая не зависит от частоты (для n-GaAs
VQ  1,7  10 см/с); Q  VQ / /Q - длина ВПЗ фильтруемого полезного сигнала с частотой То- При этом шаг встречно-штыршой системы электродов d KQ / 2,а ширина штьфей /  XQ / 4.
Кроме того, сущностью заявляемого технического решения является более жесткое, чем в пункте 1, соотношение, определяющее выбор параметров выходного элемента связи:
t-sinf lsinf Tcl
/0 У /0 J
где k- коэффициент, больщий единицы, задаваемый при разработке преобразователя частоты, характеризующий фильтрующие свойства выходного элемента связи; f - частота фильтруолого сигнала; fjj - паразитная частота на выходе преобразователя (эта частота может быть и не одна; в этом случае соотношение (2) должно быть вьшолнеио для всех существующих паразитных составляющих спектра).
Соотношение (2) позволяет задать оптимальные геометрические размеры выходного элемента связи преобразователя частоты по известному спектру преобразователя.
Кроме того, сущностью технического решения является правило выбора числа пар штьфей N для обеспечения максимально возможного подавления паразитной спектральной составляющей с частотой ffj, в соответствии с которым число пар штырей выходного элемента связи N, выбираемое из интервала 2 N    Должно быть таким, чтобы для него выполнялось неравенство:
.(2)
где 5 - наперед заданное положительное число, меньшее единицы, (то есть О  б  1), определяющее требуемую степень подавления паразитной спектральной составляющей с частотой fjj на выходе преобразователя частоты.
Так, например при 6  0.1 подавление паразитной спектральной составляющей с частотой ffj будет на порядок сильнее, чем в случае выполнения соотношения (2) для данного .
Соотношение (3) позволяет выбрать такие геометрические размеры преобразователя, чтобы на его вьподе амплитуды всех паразитных спектральных составляющих были пренебрежимо малыми по сравнению с амплитудой фильтруемого сигнала Q ,
Соотношение (1), определяющее выбор числа пар штьфей Л, может применяться дня обеспечения подавления паразитных спектральных составляющих, амплитуды ВПЗ которых под выходньп элементом связи меньше, чем амплитуда ВПЗ полезного фильтруемого сигнала. Соотношение (I) модифицируется для различных частных случаев.
Соотношение (2), являющееся модификацией соотношения (1), необходимо применять дня фильтрации полезной спектральной составляющей, когда амплитуды ВПЗ полезного и паразитного сигналов являются сравнимыми.
Соотношение (3), также являющееся модификацией соотношения (1), следует применять для обеспечения подавления таких паразитных спектральных составляющих на выходе преобразователя, которые имеют амплитуды ВПЗ под выходным элементом связи, заметно превосходящие амплитуду ВПЗ полезного фильтруемого сигнала. Выполнение соотношения (3) позволяет достигать практически полного подавления паразитных спектральных составляющих на выходе преобразователя частоты.
Технических рещений с данной совокупностью признаков в известной авторам научной и технической литературе не обнаружено. Результат, полученный у данного технического решения и обусловленный совокупностью этих признаков, не достигается в известных решениях. Заявляемый преобразователь может быть использован для преобразования частоты в коротковолновой части СВЧ диапазона, включая миллиметровый диапазон, с эффективной фильтрацией преобразованного сигнала.
Техническое решение поясняется чертежами. На фиг. 1 представлен общий вид преобразователя частоты, где 1 - тонкая пленка полупроводника с отрицательной дифференциальной проводимостью (типа n-GaAs или n-InP), 2 - катод, 3 - анод, 4 - входной элемент связи, представляющий собой одиночный полосковый металлический контакт с барьером Шоттки, 5 - замкнутой пунктирной линией изображено место расположения выходного элемента связи, который представляет собой встречно-штыревую систему металлических электродов, образующих барьер Шоттки с полупроводниковой пленкой, 6 - диэлектрическая подложка (полуизолирующий GaAs или InP).
На фиг. 2 схематически изображен выходной элемент связи, где 7 встречно-штьфевая система металлических электродов, 8 - диэлектрический слой (SiO2), 9 - металлические шины, лежащие под диэлектриком, 10 - контактные площадки. Конденсаторами символически изображена емкостная связь, штырей с соответствующими шинами. Нунктирными горизонтальными линиями показаны границы потока электронов, дрейфующих от катода к аноду. Вертикальные штрих-пунктирные линии отмечают середины соседних штырей.
На фиг. 3 и 4 сплошными кривыми представлены передаточные функции H{f) выходного элемента связи, рассчитанные по формуле
Я(У).1п(§.п(лг„|
характеризующие частотно-избирательные свойства встречно-штыревой системы электродов Шапиро Д.Н., Паин А.А. Основы теории синтеза частот. М.: Радио и связь, 1981, 264с. для N  10 (фиг.З) и для N 21 (фиг.4). На зтих же фигурах пунктирными кривьпли представлены огибающие передаточных функций /f I (У) выходного элемента связи
TVsin тс
V /0.
i(/)  sin
Преобразователь частоты работает следующим образом. Между катодом 2 и анодом 3 в пленке I создается сильное статическое электрическое поле, напряженность которого соответствует участку отрицательной дифференциальной проводимости (для n-GaAs). Это поле вызывает дрейф электронов от катода 2 к аноду 3. Под расположенным вблизи катода входным широкополосным элементом связи 4 (полосковый контакт с барьером Шоттки (БШ)) возбуждаются слабая волна пространственного заряда (ВПЗ) с частотой f(2 (сигнал) и более интенсивная ВПЗ с частотой ffj, причем fff  /
(низкочастотная накачка). Вследствие нелинейности полупроводника в потоке электронов, дрейфующих от катода к аноду, возникают ВПЗ с частотами /с ± /я, /с ± 2/я, /с ± 3/я, и т.д., а также с частотами 2///, 3/я 4/дг и т.д., причем, как показывают теоретические и экспериментальные исследования Барыбин А.А., Пригоровский В.М. Волны в тонких слоях полупроводников с отрицательной дифференциальной проводимостью. Изв. ВУЗов, Физика, 1981, т.24, Вып. 8, с.28-41., Кумабе К., Кояма Д. Двумерный анализ волн пространственного заряда в усилителе бегущей волны на кристалле арсенида галлия. - Дэнси цусин гаккай ромбунси, 1974, т.57, J 6, с. 179-186., Дин Р., Матарезе Р. Новый тип СВЧ-транзистора - усилитель бегущей волны на GaAs. - ТИИЭР, 1972, т. 60, J 12, с. 23 - 43., расстояние между входным и выходным элементами связи L, где происходит взаимодействие ВПЗ, должно быть не менее (3-г 4)А,д, где А,д  VQ /А/  ДДина ВПЗ с минимальной по частоте f основной спектральной составляющей
преобразователя. Эти ВПЗ, а также ВПЗ с частотами /(- и /// усиленные
или ослабленные при распространении от катода к аноду Михайлов А. И., Сергеев С. А. Преобразование частоты при параметрическом взаимодействии волн пространственного заряда в тонкопленочных полупроводниковых структурах с отрицательной дифференциальной проводимостью.
AAsin 7t
/0.
Письма в ЖТФ, 1996, т. 22, Вып.24, с.75-78., Михайлов А. И., Сергеев С. А. Параметрическое взаимодействие воли пространственного заряда в тонкопленочных полупроводниковых структурах с отрицательной дифференциальной проводимостью. - Известия ВУЗов, Радиоэлектроника, 1995, т.38, № 9-10, с.43-51, действуют на выходной элемент связи 5 и вызывают появление на нем напряжения выходного сигнала. Учитывая, что статические электрические потенциалы в полупроводниковой пленке под разными штырями встречно-штьфевого преобразователя могут сильно различаться, четные и нечетные штыри (нумерация штырей начинается со стороны катода) должны быть изолированы друг от друга по постоянному току Гуревич Г.Л., Китаев М.А., Коган А.Л., Рыжова Е.И. Исследование возбуждения волн пространственного заряда в тонких пленках полупроводников многоэлементными системами электродов. - Радиотехника и электроника, 1988, т.ЗЗ, JNo 6, с. 1272 1278. При этом нечетные штыри по переменному СЕЧ сигналу должны быть соединены с общей для них шиной. Аналогичное условие должно быть выполнено и для четных штьфей. В предлагаемой конструкции преобразователя частоты это достигается наличием тонкого диэлектрического слоя (ЗЮз), причем толш;ина слоя выбирается таким образом, чтобы, с одной стороны, изолировать встречно-штыревой преобразователь по постоянному току от обш;их шин, а с другой, - обеспечить емкостную связь (короткое замьпсание по переменному току) штырей с соответствующими шинами (на фиг.2 эта емкостная связь символически изображена конденсаторами). Теоретические и экспериментальные исследования показывают Михайлов А. И., Сергеев С. А. Преобразование частоты при параметрическом взаимодействии волн пространственного заряда в тонкопленочных по:ч проводниковых структурах с отрицательной диффер щиальной проводимостью. - Письма в ЖТФ, 1996, Т.22, Вып.24, с.75-78., Иванченко В.А., Михайлов A.M. Функциональные возможности усилителя бегущей волны на n-GaAs в условиях параметрического усиления при низкочастотной накачке.- В кн.: Сборник тезисов докладов Всесоюзного совещания  Электроника. Преобразователи информации. - М.: Н.Новгород, 1991, с. 12-14., что наиболее существенными по амплитуде
в выходной области преобразователя являются ВПЗ с частотами f - f, f(2, а также ВПЗ накачки с частотой fjj. Остальные ВПЗ, включая ВПЗ с частотами 2///, 3/дг, fu и т.д., имеют пренебрежимо малые амплитуды. При этом амплитуды ВПЗ с частотами - У fc могут быть одного порядка, а амплитуда ВПЗ накачки может заметно превосходить амплитуды ВПЗ с частотами  - f и f. Таким образом, задача фильтрации на практике сводится к необходимости подавления на выходе преобразователя двух частот/)/ и /. В соответствии с (1), (2), (3) геометрические размеры
выходного элемента связи могут быть выбраны таким образом, чтобы на выходе преобразователя оставался сигнал только с одной выбранной частотой из спектра (например, f(2 - ///), все остальные частотные компоненты
могут быть подавлены.
Пример 1. Преобразователь частоты 8-мм диапазона длин волн. Преобразователь представляет собой тонкую полупроводниковую пленку с отрицательной дифференциальной проводимостью с размещенными на ней анодом и катодом, расстояние между которыми L  120 мкм. На расстоянии 2 мкм от катода расположен входной элемент связи, вьшолненный в виде одиночного полоскового БШ с шириной 2 мкм. Па входной элемент связи подается слабый сигиал с частотой f - 37 ГГц и более интенсивный сигнал
накачки с частотой f - 10 ГГц. Вследствие нелинейности полупроводника в пленке возникают ВПЗ с частотами f - fjj  27 ГГц, ff + ffj  47 ГГц, fc - 2fff  17 ГГц, fc + 2fff 57 ГГц, fc - 3/я - 7 ГГц, 2/я - 20 ГГц, 3fff  30 ГГц, fff 40 ГГц и т.д. ВПЗ с этими частотами, а также с частотами У и fff будут проходить под выходным элементом связи. Пусть выходной элемент связи настроен на частоту/Q  f( - ffj  27 ГГц (A.Q« 6.3 мкм), тогда шаг встречно-штыревой системы d  Q / 2 .2 мкм, а ширина штьфей /  A,Q / 4 ж 1.6 мкм. Тогда по пункту 1 для А, д/ 17 мкм
(для ffj  10 ГГц) количество пар штьфей Л выходного элемента связи может выбираться из интервала от 1 до 11, при этом паразитная составляющая с частотой f( 31 ГГц на выходе преобразователя будет ослабляться по
сравнению с сигналом на частоте при Л   1 в 1.1 раза, при Л   11 в 12Л раза, а паразитная составляющая с частотой fff  10 ГГц в 1.7 раза (Л  I) и
в 18.4 раза (Л  П)- Все остальные паразитные спектральные составляющие, вследствие того, что они имеют малые амплитуды, будут подавлены при любом количестве пар штырей N выходного элемента связи, и, поэтому в дальнейшем, рассматриваться не будут.
Примф 2. Преобразователь частоты 8-мм диапазона длин волн. Преобразователь представляет собой тонкую полупроводниковую пленку с отрицательной дифференциальной проводимостью с размещенными на ней катодом и анодом, расстояние между которыми L  120 мкм. На расстоянии 2 мкм от катода расположи входной элемент связи, выполненный в виде одиночного полоскового БШ с шириной 2 мкм. На входной элемент связи подается слабый сигнал с частотой f(  37 ГГц и более интенсивный сигнал
накачки с частотой ff  10 ГГц. Вследствие нелинейности полупроводника в пленке возникает ВПЗ с частотой f( - fff  27 Ггц. ВИЗ с этой частотой, а также с частотами f( и fpf будут проходить под выходным элементом связи. Пусть выходной элемент связи настроен на частоту Q  f( - fff  27 ГГц (А,о  6.3 мкм), тогда шаг структуры d  KQ / 2 хЗ.2 мкм, а ширина штырей /  А,о / 4 «1.6 мкм. Тогда по пункту 1 для А-д 17 мкм (jvvifff
10 ГГц) количество пар штьфей N выходного элемента связи может выбираться из интервала от 1 до П. Пусть амплитуду паразитной спектральной составляющей на частоте f(  37 ГГц необходимо ослабить не менее чем в
10 раз по сравнению с амплитудой сигнала на частоте /Q. По пункту 2 формулы для A:  10HA. мкм (ff Vifff }Q ГГц) количество пар штьфей Л выходного элемента связи может быть равно 10 или 1 L Так, при Л  10
(пунктирная крнвая фиг.З) сигнал на частоте f - 37 ГГц будет ослабляться по сравнению с сигналом на частоте Уо  27 ГГц в 10.9 раза, при этом паразитная спектральная составляющая на частоте Уд   10 ГГц будет ослабляться в 16.7 раза. Однако, как уже говорилось вьпие, ВПЗ с частотой ffj  10 ГГц может заметно превосходи1ъ амплитуды ВПЗ с частотами f( - ffj и f(2 на выходе преобразователя, поэтому для ее подавления нужно воспользоваться более жестким, чем пункт 2, условием.
Пример 3. Преобразователь частоты S-MM диапазона длин волн. Преобразователь представляет собой тонкую полупроводниковую пленку с отрицательной дифференциальной проводимостью с размещенными на ней анодом и катодом, расстояние между которыми L, - 230 мкм. На расстоянии 2 мкм от катода расположен входной элемент связи, выполненный в виде одиночного полоскового БШ с шириной 2 мкм. На входной элемент связи подается слабый сигнал с частотой f(2 - 37 ГГц и более интенсивный сигнал
накачки с   частотой У//  10 ГГц. Вследствие нелинейности полупроводника в пленке возникают ВПЗ с частотой - f - 27 ГГц. ВПЗ с этой частотой, а также с частотами f( и fu будут проходи1Ъ под выходным элементом связи. Пусть выходной элемент связи настроен на частоту/Q  /с  /я  27 ГГц {А,о « 6.3 мкм), тогда шаг структуры rf  A,Q / 2 « 3.2 мкм, а ширина штырей /  А,о / 4 «1.6 мкм. Тогда по пункту 1 для Я, д 17 мкм (для fjj
10 ГГц) количество пар штырей выходного элемента связи может выбираться из интервала от 1 до 28. Пусть из всего спектра на выходе необходимо максимально подавить сишал на частоте  ГГц, так как ВПЗ с этой частотой усиливается и может иметь на выходе большую амплитуду. По пункту 3 формулы для ffj   ГГц и для б  0.001, перебирая Л из интервала от 1 до 28, добиваемо выполнения приведенного неравенства. Так при N  27 (сплошная кривая на фмг.4) спектральная составляющая на частоте  ГГц будет ослабляться по сравнению с сигналом иа частоте /Q
27 ГГц на шесть порядков.
Необходимо добавить, что в миллиметровом диапазоне наибольшее распространение в качестве линий передачи получили прямоугольные волноводы. Практически вся измерительная техника, выпускаемая промышленностью, и большое количество всевозможных устройств обработки сигналов в миллиметровом диапазоне выполняется на прямоугольных волноводах. То есть, при использовании во всех трех рассмотренных примерах для отвода выходного сигнала от преобразователя прямоугольного волновода с сечением 7.2 х 3.4 мм2 сигнал с частотой накачки  ГГц не попадает в полосу волновода. И, таким образом, проблема подавления паразитной составляющей с частотой fff решается автоматически. А выходной элемент связи реально должен обеспечивать подавление только одной паразитной составляющей с частотой f(  37 ГГц,
Рассмотренные примеры иллюстр1фуют возможность использования предлагаемого технического решеняя для получения преобразования частоты в миллиметровом диапазоне, сопровождающееся эффективной фильтрацией полезного сигнала на выходе преобразователя частоты.
Заявляемый интегральный преобразователь частоты может быть использован для преобразования частоты коротковолновой части СВЧ диапазона с эффективной фильтрации преобразованного сигнала. Оригинальное выполнение его выходного элемента связи позволяет вьщелять одну частотную составляющую из  на выходе, все остальные составляющие будут подавлены. Это обстоятельство позволяет, в частности, использовать данный преобразователь в качестве активного элемента синтезатора частот коротковолновой части СВЧ диапазона.