СПОСОБ И УСТРОЙСТВО БЕСКОДОВОГО ПРИЕМА СИГНАЛОВ СПУТНИКОВЫХ НАВИГАЦИОННЫХ СИСТЕМ
METHOD AND DEVICE OF UN-CODED SIGNALS OF SATELLITE NAVIGATION SYSTEM

Изобретение относится к области радиотехники, в частности радионавигации с использованием сигналов спутниковых навигационных систем.
Предлагаемый способ и устройство могут быть использованы в трактах обработки сигналов мультисистемных приемников спутниковой навигации, работающих по сигналам спутников навигационных систем.
В данном предлагаемом изобретении предлагаются способ и устройство бескодового приема сигналов спутниковых навигационных систем в каналах с закрытым кодом с доплеровскими измерениями на частотах, где используется закрытый код. Бескодовые доплеровские измерения в многоканальном приемнике проводятся по сигналам именно тех спутников, по которым работают соответствующие каналы обычного корреляционного приема с известным (общедоступным) кодом.
В докладе [1] анализируются несколько улучшенных вариантов полубескодового приема на частоте L2 GPS. Они называются полубескодовыми, поскольку для выделения сигнала нужного спутника используется Р-код (составная часть Y-кода). В этом же докладе автор утверждает, что все это необходимо для геодезических применений GPS в особые периоды, когда вместо Р-кода будет введен Y-код. Однако он же приводит таблицу 1, где показывает потери в отношении сигнал/шум, которые вносят рассматриваемые варианты. Даже для самого лучшего из них потери составляют от 16 до 22 дБ в диапазоне реальных входных отношений сигнал/шум. Очевидно, что ни один из существующих корреляционных приемников при таких потерях не сможет обнаружить сигнал спутника и захватить его на сопровождение. Здесь могут помочь лишь очень сложные мультикорреляторные приемники, способные работать со слабыми сигналами в закрытых помещениях.
В качестве прототипа выбирается один из вариантов полубескодового приема из работы [1], а именно «Р-code Aided Costas with W-Rate Integrate and Dump Arm Filters», приведенный в ней на Fig 7. Это поддержанная Р-кодом схема Костаса с фильтрами в виде интеграторов со сбросом тактовой частотой W-кода. Этот вариант наиболее близок к предлагаемому по составу операций над входным сигналом и выбирается прототипом. Тем более что предлагаемый способ и то, лишь условно можно отнести к классу полубескодовых, поскольку он использует информацию кодового приема от канала приема частоты L1 для слежения за тем же спутником.
Основной недостаток прототипа - недопустимый уровень потерь, хотя автор [1] относит к недостатку схемы Костаса и удвоение частот (в том числе и доплеровского сдвига). Удвоение доплеровской частоты приводит к неоднозначности слежения за фазой сигнала в половину фазового цикла (половину длины волны). Очевидно, что вероятность «проскальзывания» фазы (т.н. слип) на полцикла существенно выше, чем на полный цикл (при фиксированном уровне входного шума).
Удвоение частоты является неизбежной платой за инвариантность схемы Костаса к любой ФМ (±90°). Схема Костаса производит подавление фазовой манипуляции сигнала («снятие» любого неизвестного кода) за счет перемножения предварительно сформированных квадратурных проекций отслеженного контуром ФАПЧ входного сигнала. Это основная идея запатентованной Костасом [2] схемы следящего по частоте замкнутого контура.
Заметим, что тот же эффект (снятие кода с удвоением частоты) присущ и схеме возведения сигнала в квадрат. Однако мы не считаем слежение за фазой в полуциклах существенным недостатком, поскольку:
1) все геодезические программы обработки фазовых измерений имеют блок надежного автономного обнаружения слипов и восстановления непрерывной фазы;
2) рассматриваются способы бескодового (полубескодового) приема сигналов на частоте L2, но есть нормальный корреляционный с общедоступным кодом прием на частоте L1 с сопровождением фазы в полных циклах. Совместная обработка двухчастотных фазовых измерений делает задачу обнаружения слипов и восстановления непрерывной фазы на частоте L2 предельно простой, поскольку эти частоты когерентны и их номиналы точно известны. Начальная неоднозначность в половину фазового цикла, так же как и другие систематические ошибки исключаются во вторых разностях фаз.
вх
Основной недостаток прототипа - потери S/N вызваны возведением аналогового сигнала в квадрат (squaring loss) при реальных входных (S/N)<<1. При гауссовом шуме на входе квадратора, на его выходе получим:
.
В диапазоне входных S/N реальных спутниковых сигналов эти потери существенно превышают 35 дБ и никакие дополнительные меры (см. таблицу 1 в [1]) не могут их компенсировать. Заметим, что перемножение аналоговых квадратур вносит потери того же порядка, хотя и в 3 раза меньше. Однако схема Костаса работоспособна и при малоразрядном квантовании входного сигнала, вплоть до бинарного. При этом не происходит перемножение шумов, уровень которых существенно превышает уровень полезного сигнала, потери от перемножения бинарноквантованных квадратур резко снижаются и не превосходят единиц дБ.
В основу изобретения поставлена задача создания такого способа и устройства, которое устранит вышеуказанные недостатки прототипа.
Основные операции над входным сигналом в способе и устройстве прототипа включают:
1) подавление ФМ (±90°) сигнала с помощью стандартной схемы Костаса. Операции и реализующие их средства хорошо известны ([1], [2]) и мы на них не останавливаемся. Важно в прототипе то, что перед подачей сигнала на вход схемы Костаса осуществляется:
2) формирование корреляции входного сигнала с известным Р-кодом (перемножение и полосовая фильтрация). Эта операция позволяет выделить из входной смеси сигналов разных спутников тот, за которым необходимо следить (при замене Р-кода на Y-код).
В предлагаемом способе эта операция выделения сигнала нужного спутника также выполняется, но после полного подавления ФМ (±90°) входного сигнала перемножением его квадратур в разомкнутом контуре Костаса. Дело в том, что входной сигнал, содержащий доплеровские сдвиги частот всех спутников сгенерирует, на входе петлевого фильтра стандартной схемы Костаса, сигнал с удвоенными доплеровскими сдвигами частот всех спутников. Но замкнутый контур Костаса может следить только за одной частотой. Это означает, что контур Костаса необходимо разомкнуть, а для снятия кода реализовать перемножение предварительно сформированных квадратурных проекций входного сигнала. В предлагаемом способе и устройстве хотя и размыкают стандартный контур Костаса, но основная его идея, реализующая инвариантность к фазовой манипуляции входного сигнала, использована. Это перемножение предварительно сформированных квадратур сигнала, имеющих одну и ту же фазовую модуляцию ±90°. Результат перемножения любых манипулирующих фазу сигнала бинарных кодов тождественно равен 1, а синуса с косинусом частоты входного сигнала ее удваивает.
Таким образом, предлагаемый способ включает операции приема, усиления, преобразования частоты вниз и фильтрации сигналов спутников в канале приема частоты L1 с отслеживанием доплеровских сдвигов несущей, восстановленной с помощью открытых кодов, отслеженных по задержке, измерения доплеровских частот разных спутников с помощью следящих контуров ФАПЧ, операции приема, усиления, преобразования частоты и фильтрации сигналов спутников в канале приема частоты L2, подавление модуляции закрытым кодом с удвоением частот всех рабочих спутников путем перемножения квадратурных проекций сигнала частоты L2, а устройство включает канал приема сигналов частоты L1 с общедоступным кодом, с восстановлением в нем несущей частоты отслеженным по задержке вышеупомянутым кодом и измерением доплеровских частот с помощью банка замкнутых контуров ФАПЧ, и аналоговый тракт канала приема частоты L2 с закрытым кодом и преобразованием частоты L2 вниз.
Поставленная задача решается тем, что аналоговый сигнал промежуточной частоты канала приема частоты L2 бинарно квантуют, формируют квадратурные проекции с помощью вспомогательного генератора кодов синуса и косинуса первой вспомогательной частоты, для чего инвертируют знаки этих кодов знаками бинарно квантованного сигнала промежуточной частоты, выделяют сигналы разностных частот (сигналы промежуточной частоты и первой вспомогательной частоты) с помощью многоразрядных цифровых ФНЧ и коды этих разностных частот перемножают, знак кода произведения инвертируют знаком синуса второй вспомогательной частоты, приводит к изменению частоты (частотной подставке) выходного сигнала для улучшения работы контуров ФАПЧ в окрестности нулевой доплеровской частоты, выходной сигнал с частотной подставкой дополнительно фильтруется третьим многоразрядным цифровым ФНЧ перед подачей на вход банка следящих контуров ФАПЧ, работающих в режиме «ведущий-ведомый», где ведущим назначают следящий контур ФАПЧ канала приема частоты L1 с открытым кодом, а ведомым - соответствующий ему следящий контур ФАПЧ канала бескодового приема частоты L2, управление которым осуществляют записью начальных условий в накапливающие сумматоры фильтров, входящих в состав следящих контуров ФАПЧ, полученных умножением кодов доплеровской частоты и ее производной из соответствующих следящих контуров ФАПЧ канала приема частоты L1 на отношение номинальной частоты L2 к номинальной частоте L1, а в устройстве дополнительно введены бинарный квантователь аналогового сигнала промежуточной частоты, первый, второй и третий инверторы знаков входных кодов, генератор кодов синуса и косинуса первой вспомогательной частоты, первый, второй и третий многоразрядные цифровые фильтры нижних частот, многоразрядный перемножитель, генератор знака синуса второй вспомогательной частоты, банк следящих контуров фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), причем каждый контур отслеживает свой спутник, бинарный квантователь аналогового сигнала промежуточной частоты входом соединен с выходом аналогового тракта канала приема частоты L2 с закрытым кодом и преобразованием частоты L2 вниз, выходом соединен с первыми входами первого и второго инверторов знаков входных кодов, со вторыми входами которых соединен первый и второй выходы генератора кодов синуса и косинуса первой вспомогательной частоты, причем выходы первого и второго инверторов знаков входных кодов соединены соответственно с входами первого и второго многоразрядных цифровых фильтров нижних частот, которые выходами соединены с первым и вторым входами многоразрядного перемножителя, выход которого соединен с первым входом третьего инвертора знаков входных кодов, второй вход этого инвертора соединен с выходом генератора знаков синуса второй вспомогательной частоты, а выход третьего инвертора знаков входных кодов соединен со входом третьего многоразрядного цифрового фильтра нижних частот, который выходом соединен с первым входом банка следящих контуров фазовой автоподстройки частоты, а второй вход которого соединен с каналом приема сигналов частоты L1 с общедоступным кодом.
Шумы бинарно квантованной смеси сигнала с шумом предельно ограничены. Известно, что потери при бинарном квантовании псевдошумового широкополосного сигнала не превышают 1 дБ (применительно к оцениванию задержки кода и фазы несущей). Но с бинарно квантованным сигналом схема прототипа не работает а произведение таких же квадратур снимает любой бинарный код, удваивая частоту сигнала и сохраняя возможность выделения доплеровского сдвига.
вх
Входной сигнал S(t) при наличии нескольких доплеровских частот (от разных спутников) содержит их сумму.
Входной сигнал для схемы бескодового приема на частоте L2 обычно является сигналом промежуточной частоты, которая может быть неприемлемо высокой для дальнейшей аппаратной цифровой обработки. Поэтому с целью реализации устройства аппаратной цифровой обработки входного сигнала включают операцию понижения частоты входного сигнала до уровня, приемлемого этими устройствами (этот уровень зависит от быстродействия цифровых аппаратных средств многоразрядного умножения и цифровой фильтрации, которые должны работать в реальном времени). Во всяком случае сотни килогерц приемлемы.
Поскольку мы предлагаем разомкнуть стандартный следящий контур Костаса, который в прототипе снимает неизвестный W-код, отслеживая доплеровскую частоту выбранного Р-кодом спутника, неизвестный Y-код в предлагаемом способе и устройстве снимают перемножением квадратур входного сигнала, полученных с помощью местного генератора гетеродинных сигналов в виде квадратур (косинус и синус). Эти квадратуры формируют от опорного генератора приемника. В предлагаемом способе и устройстве операции расщепления входного сигнала на квадратурные проекции и предварительного понижения частоты совмещены.
Сигнал нужного спутника в канале приема частоты L2, того за которым следит соответствующий следящий контур ФАПЧ канала приема частоты L1, где несущая восстановлена отслеженным по задержке известным открытым кодом. Сигнал нужного спутника в предлагаемом способе и устройстве выбирают с помощью банка следящих контуров фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Количество одинаковых ФАПЧ в банке равно количеству параллельно отслеживаемых спутников. Каждый контур ФАПЧ в этом банке бескодового приема по второму каналу приема частоты L2 работает совместно с соответствующим ФАПЧ канала приема частоты L1 в режиме «master-slave». «Master» - это ведущий контур канала приема частоты L1, «slave» - ведомый контур ФАПЧ бескодового приема сигнала в канале приема частоты L2 (того же спутника, что и ведущий по частоте L1).
Управление ведомыми контурами ФАПЧ осуществляют подачей на накапливающие сумматоры (НС), выполняющие функции интеграторов петлевого фильтра, начальных условий в виде кодов набега фазы псевдодоплеровской частоты и ее производной (конечного приращения на интервале Δt, полученных в нормальном (кодовом) режиме слежения за выбранным спутником в канале приема частоты L1. Коды начальных условий для частотного канала L2 получают умножением соответствующих кодов канала приема частоты L1 на отношение номиналов частот L2 к L1.
Инициализация ведомых контуров ФАПЧ такими начальными условиями (отслеженными ведущими ФАПЧ частотой и ее производной) вполне достаточно не только для начала слежения за выбранным спутником, но и для его удержания при кратковременных совпадениях доплеровских частот разных спутников.
При ограниченной разрядности НС, выполняющих функции цифровых интеграторов петлевых фильтров контуров ФАПЧ возможна большая погрешность слежения за доплеровской частотой при переходе ее через нуль (смене знака). Здесь возможно образование зоны «застоя», где некоторое время в НС поступают нули (результат округления малых величин). Для устранения этого эффекта вводят т.н. частотную подставку, превышающую в нашем случае удвоенную сумму доплеровского сдвига частоты и сдвига, вызванного нестабильностью опорного генератора приемника. Обычно достаточно частоты подставки в 50 кГц.
Блок-схема устройства, реализующего предлагаемый способ, приведена на фиг.1 и 2.
Перечень позиций на фиг.1:
1 - канал приема сигналов частоты L1 с общедоступным кодом;
2 - аналоговый тракт канала приема частоты L2 с закрытым кодом и преобразованием частоты L2 вниз;
3 - бинарный квантователь аналогового сигнала последней промежуточной частоты;
4, 6, 10 - первый, второй и третий инверторы знаков входных кодов;
5 - генератор кодов синуса и косинуса первой вспомогательной частоты;
11 - генератор знаков синуса второй вспомогательной частоты;
7, 8, 12 - первый, второй и третий многоразрядные цифровые фильтры нижних частот (ФНЧ);
9 - многоразрядный перемножитель;
13 - банк следящих контуров ФАПЧ.
Схема на фиг.1 работает следующим образом. Выходной сигнал ПЧ канала приема частоты L2 бинарно квантуется в блоке 3. Генератор 5 формирует коды синуса и косинуса частоты, несколько отличающейся от входной промежуточной, например на ≈100 кГц. Знаки этих кодов инвертируют знаками бинарно квантованного сигнала ПЧ в инверторах 4 и 6. При этом совмещаются операции расщепления входного сигнала на квадратурные проекции, понижения его частоты для упрощения аппаратной реализации многоразрядных перемножителей и цифровых фильтров с сохранением предельного ограничения шумов входного сигнала, исключающего потери квадрирования (squaring loss) в прототипе.
Многоразрядные одинаковые ФНЧ 7 и 8 выделяют квадратуры разностной частоты преобразования, подавляя суммарную, присутствующую одновременно с разностной на выходах инверторов 4 и 6. Частота среза этих ФНЧ для вышеприведенного примера должна быть ≈100 кГц.
Многоразрядный перемножитель квадратур 9 снимает Y-коды всех спутников, удваивая частоту входного сигнала. Знаки кода с выхода перемножителя 9 инвертируют в блоке 10 знаками синусоиды вспомогательной частоты генератора 11, отличающейся от выходной частоты 9 на величину частоты подставки, например 50 кГц.
Сигнал нужного спутника (того, за которым следит ФАПЧ канала приема частоты L1, где его несущая восстанавливается отслеженным по задержке известным открытым кодом) выбирает блок 13 следящих контуров ФАПЧ. Количество одинаковых контуров ФАПЧ в банке равно количеству параллельно отслеживаемых спутников, контуры ФАПЧ, например 3-го порядка астатизма, особенностей не имеет и подробно описаны, например в [3], за исключением того, что каждый контур ФАПЧ в блоке 13 работает совместно с соответствующим контуром. ФАПЧ канала приема частоты L1 в режиме «master-slave».
Управление ведомым контуром ФАПЧ 3-го порядка астатизма осуществляют записью в накапливающее сумматоры (НС) его петлевых фильтров начальных условий в виде кодов частоты и ее производной от соответствующих контуров ФАПЧ канала приема частоты L1. Блок-схема одного из идентичных контуров ФАПЧ приведена на фиг.2.
Перечень позиций на фиг.2:
14 - вычитающий многоразрядный сумматор;
16 - многоразрядный сумматор;
15, 17, 18 - накапливающие сумматоры.
Схема работает следующим образом: блок 14 выполняет функции фазового детектора контура ФАПЧ. Блоки 15 и 16 образуют инерционное звено петлевого фильтра контура ФАПЧ 3-го порядка астатизма. Блоки 17 и 18 - цифровые аналоги интегрирующих звеньев, причем блок 18 выполняет функцию генератора, управляемого входным кодом. На его выходе образуется код текущей фазы сигнала, который с частотой обновления информации в фазовом детекторе поступает в блок 14 по линии обратной связи, замыкающей контур ФАПЧ и как результат измеренного значения набега фазы сигнала на выход схемы.
Для инициализации работы контура ФАПЧ по нужному спутнику в блоки 17 и 15 вводятся начальные условия в виде кодов набега фазы Доплера и его приращения ведущего канала приема частоты L1, умноженных на отношение номиналов частот L2 к L1.
Источники информации
1. OPTIMUM SEMI-CODELESS CARRIER PHASE TRACKING OF L2 К. Т. Woo NavCom Technology, Inc., Redondo Beach, California (Presented at the 12th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation, Nashville, Tennesee, September 14-17, 1999).
2. US Patent 3047660 John P. Costas "Means for Obtaining Character Time in a Radio Communication System Receiver".
3. Цифровые радиоприемные системы: Справочник / М.И.Жодзишский, Р.Б Мазепа и др. / Под редакцией М.И.Жодзишского. - М.: Радио и связь, 1990, 208 с.