Широкополосная расфазированная рупорная антенна Бобкова
BOBKOV BROADBAND DEPHASED HORN ANTENNA

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к технике СВЧ-антенн, и может быть использовано как в качестве самостоятельных антенных устройств, так и в качестве широкополосных облучателей апертурных антенн квазиоптического типа.
Рупорные излучатели обладают высоким КПД, способны работать в широкой полосе частот и, будучи простыми по конструкции, находят широкое применение в антенной технике. Среди них особое место занимают так называемые расфазированные рупоры. Известно, что пирамидальный рупор в магнитной плоскости Н или секториальный H-плоскостной рупор при расфазировке раскрыва на нижней частоте, превышающей 90°…120°, с ростом частоты имеет слабо выраженную частотную зависимость ширины диаграммы направленности (ДН) и низкий уровень бокового излучения более чем в двухкратной полосе частот. Под расфазировкой понимается разность фаз между центром и крайними точками излучающего раскрыва рупора. Следует отметить, что все рупоры являются в той или иной мере расфазированными: в силу их геометрии расстояние от вершины рупора до центра раскрыва всегда меньше расстояния до крайних точек раскрыва. Расфазированные в H-плоскости пирамидальные рупоры применяются в широкополосных пеленгационных антенных системах вертикальной поляризации [1], в которых пеленгационные характеристики поддерживаются практически постоянными за счет стабилизации ширины и формы ДН в диапазоне рабочих частот.
Однако рупоры, расфазированные в электрической E-плоскости, формируют искаженные по форме ДН с высоким уровнем бокового излучения, что исключает возможность их применения в качестве пеленгационных антенн. Такое существенное различие ДН, формируемых рупорами в H-плоскости и в E-плоскости, объясняется различным характером амплитудного распределения поля в раскрыве: в E-плоскости амплитуда постоянна, а в H-плоскости амплитуда убывает до нуля к периферии раскрыва по закону косинуса. Этим же обстоятельством объясняется различие формируемых ДН по ширине, форме и уровню бокового излучения в Е- и H-плоскостях пирамидальных рупоров с квадратным раскрывом [2]. Таким образом, для формирования частотно-независимых ДН плоским или линейным раскрывом необходимо выполнение следующих условий [3], называемых соответственно условием амплитуд, и условием фаз:
Рупорные антенны относятся к классу апертурных антенн, характеристики излучения которых (ширина и форма главного лепестка, а также огибающая боковых лепестков) однозначно определяются амплитудно-фазовым распределением (АФР) поля в раскрыве. Наиболее узкие ДН формируются при равноамплитудном синфазном возбуждении раскрыва. Введение спадающего амплитудного распределения или введение расфазировки раскрыва однозначно приводят к расширению ДН апертурных антенн. Таким образом, убывание ширины ДН апертурных антенн с ростом частоты может быть скомпенсировано за счет формирования такого частотно-зависимого АФР, при котором характеристики излучения будут оставаться практически неизменными или изменяться в допустимых пределах.
Как показано в [3], для формирования частотно-независимых ДН в раскрыве апертурных антенн необходимо сформировать АФР, удовлетворяющее следующим условиям, называемым соответственно условием амплитуд и условием фаз:
- в раскрыве должно быть сформировано независимое от частоты спадающее непрерывное амплитудное распределение;
- в раскрыве должно быть введено частотно-зависимое квадратичное фазовое распределение, при котором убывание ширины ДН с ростом частоты компенсируется возрастанием расфазировки.
При соответствующем выборе геометрии в раскрыве H-секториальных рупоров или пирамидальных рупоров в плоскости Н становится возможным выполнение приведенных выше условий, что и обеспечивает формирование частотно-независимых ДН.
В ряде случаев применения широкополосных рупорных антенн является актуальным формирование постоянных по ширине и форме ДН в Е-плоскости, а также осесимметричных частотно-независимых ДН для пирамидальных рупоров с квадратным раскрывом. Приведенное выше условие фаз в раскрыве рупора в плоскости вектора электрического поля Е может быть выполнено соответствующим выбором геометрии рупора. Одним из возможных решений, направленных на выполнение условия амплитуд, является применение в конструкции рупора элементов, формирующих поле, спадающее по амплитуде к краям раскрыва, например, проводящих пластин-перегородок, ортогональных к вектору электрического поля и изменяющих распределение напряженности поля. Такие технические решения известны и применяются в основном при построении рупоров с низким уровнем бокового излучения в E-плоскости или рупоров с равновеликими ДН в главных без формирования частотно-независимых характеристик излучения. Рассмотрим их подробнее в приведенных ниже описаниях аналогов.
В описании патента США №2415807 [4] предложена рупорная антенна, формирующая в E-плоскости ДН с низким уровнем бокового излучения за счет размещения внутри рупора набора проводящих пластин-перегородок, расположенных симметрично по обе стороны от оси рупора и ортогональных к вектору электрического поля Е. Внешние кромки пластин расположены в плоскости раскрыва, а внутренние кромки расположены с неравномерным шагом вблизи горловины рупора. Изменение шага размещения внутренних кромок пластин выбирается таким образом, что за счет деления СВЧ энергии на неравные части в плоскости Е раскрыва рупора формируется спадающее дискретное распределение амплитуды поля по косинусоидальному закону (в описании патента [4] применяется термин «полусинусоидальный»), в результате чего ДН рупора в E-плоскости имеет более низкий уровень боковых лепестков по сравнению с рупорами без установленных пластин-перегородок. Авторы патента не раскрывают возможность работы рупора в широкой полосе частот и возможность формирования частотно-независимых ДН.
В материалах патента США №2743440 [5], приведено описание рупорной антенны, формирующей близкие по ширине и по форме ДН в главных плоскостях с низким уровнем бокового излучения за счет размещения внутри рупора набора проводящих протяженных пластин. Пластины расположены симметрично по обе стороны от средней продольной проводящей пластины, ортогональной к вектору электрического поля Е и делящей внутренний объем рупора вместе с питающим волноводом на две равные секции. Внешние кромки пластин делят раскрыв на равные части, а внутренние кромки расположены с неравномерным шагом вблизи горловины рупора с сокращением шага от оси рупора к его периферии таким образом, что за счет деления СВЧ энергии на неравные части в плоскости Е раскрыва рупора формируется спадающее распределение амплитуды поля по косинусоидальному закону. Рупорная антенна предназначена в основном для работы на прием в составе измерительных установок, тестирующих радиопередающие устройства. Для снижения уровня переотражений между раскрывами испытуемой и измерительной антенн при их близком расположении, одна из секций рупора сдвинута относительно другой в продольном направлении на четверть рабочей длины волны для свободного пространства, а вблизи волноводного фланца в более короткой волноводной секции установлено фазокомпенсирующее устройство в виде отрезка волновода меньшего поперечного сечения. За счет формирования в раскрыве спадающего распределения амплитуд, ДН рупора в E-плоскости практически идентична ДН рупора в плоскости магнитного вектора Н и имеет низкий уровень боковых лепестков. К недостаткам технического решения следует отнести выполнение раскрыва с четвертьволновым изломом, что в сочетании с частотной зависимостью компенсации разности фаз между секциями рупора обуславливает узкую полосу рабочих частот и приводит к отклонению максимума ДН в плоскости Е при изменении частоты.
Еще одно техническое решение приведено в материалах патента США №3171129 [6], в котором предложена E-секториальная рупорная антенна, формирующая ДН с низким уровнем бокового излучения за счет расположения внутри рупора двух проводящих пластин, делящих раскрыв в отношении 25:50:25. Путем подбора расстояния между внутренними кромками пластин, расположенными вблизи горловины рупора, в его раскрыве формируется спадающее к периферии амплитудное распределение, что и приводит к снижению уровня боковых лепестков ДН в E-плоскости. За счет большой длины рупора в его раскрыве формируется близкое к синфазному распределение. Отсутствие частотно-зависимой расфазировки раскрыва не позволяет осуществить компенсацию изменения ширины ДН в полосе рабочих частот.
В описании патента США №5903241 [7] предложено техническое решение, направленное на улучшение характеристик пирамидального рупора с двумя проводящими пластинами. Волноводный рупор с раскрывом квадратной формы предназначен для работы в качестве облучателя апертурных антенн. Выбор расстояния от внутренних кромок пластин до горловины рупора позволил улучшить согласование рупора с питающим волноводом в полосе частот от 4 до 6,5 ГГц и снизить уровень бокового излучения в E-плоскости на 6 дБ. Предлагаемое автором построение облучателя повышает эффективность возбуждения антенн апертурного типа за счет снижения потерь энергии на «переливание» за пределы апертурного угла и формирования равновеликих ДН в главных плоскостях. Как и в предыдущем случае [6], вследствие малых электрических размеров раскрыва, свойственных облучателям, рупор слабо расфазирован, что не удовлетворяет условию фаз и не позволяет осуществить компенсацию изменения ширины ДН в полосе рабочих частот, необходимую для формирования частотно-независимых характеристик излучения.
Наиболее близким к заявляемому изобретению является облучатель зеркальных и линзовых антенн согласно патенту РФ №2260884 [2], выбранный в качестве прототипа и содержащий пирамидальный рупор, в котором размещено четное количество установленных перпендикулярно вектору Е проводящих пластин-перегородок. Пластины расположены симметрично по обе стороны от оси пирамидального рупора с образованием центральной и боковых секций. Размеры раскрыва секционированного рупора, его длина и геометрия отдельных секций определяются исходя из расчетных значений ширины ДН и уровня боковых лепестков в E-плоскости. За счет формирования ступенчатого спадающего распределения амплитуды поля в плоскости Е пирамидальный рупор имеет практически одинаковые ДН и уровни боковых лепестков как в Н-, так и в E-плоскости.
Рассматриваемая рупорная антенна наряду с положительными качествами и простотой исполнения имеет недостатки, препятствующие реализации возможности формирования частотно-независимых ДН.
Во-первых, квазисинфазное поле в раскрыве, формируемое за счет выбора относительно большой длины рупора при малых (в длинах волн) размерах раскрыва, не обеспечивает требуемой величины расфазировки, что препятствует выполнению условия фаз.
Во-вторых, для поддержания постоянной ширины ДН в широкой полосе частот в расфазированном раскрыве должно быть сформировано непрерывное спадающее распределение поля с низким относительным уровнем возбуждения на периферии раскрыва. За счет применение в прототипе небольшого числа пластин в раскрыве формируется распределение с резкими перепадами амплитуды, что противоречит условию амплитуд.
Кроме этого, прототип, являясь облучателем, имеет относительно малые размеры раскрыва и, соответственно, предназначен для формирования достаточно широких ДН, обеспечивающих требуемое распределение амплитуды в раскрыве апертурных антенн. Тем не менее, благодаря возможности формирования равновеликих ДН в обеих главных плоскостях и в совокупности со вторым аспектом изобретения - устройством герметизации, рупорные антенны, построенные в соответствии с прототипом, находят применение в качестве облучателей апертурных антенн с высоким уровнем излучаемой мощности в узкополосных антенных системах радиоэлектронных средств, например, радиолокационных станций.
Основной задачей, на решение которой направлено заявляемое устройство, является формирование в раскрыве расфазированного рупора спадающего к периферии амплитудного распределения в E-плоскости при сохранении близкого к квадратичному частотно-зависимого распределения фаз в раскрыве рупора.
Техническим результатом предлагаемого изобретения является обеспечение формирования частотно-независимых (в том числе узких) ДН Е-секториальными и пирамидальными рупорами и возможность формирования равновеликих ДН в обеих главных плоскостях пирамидальных рупоров в полосе частот не менее октавы.
в
в
в
Указанный технический результат достигается тем, что в известном пирамидальном рупоре или в секториальном E-плоскостном рупоре, содержащем проводящие пластины-перегородки, перпендикулярные вектору Е и делящие внутренний объем рупора на N волноводных каналов переменного сечения, согласно изобретению, число пластин выбирается из условия равномерного заполнения раскрыва внешними кромками пластин с шагом d=D/N=(0,8…0,85)λ (D - размер раскрыва, λ - длина волны в свободном пространстве на верхней частоте ƒ полосы рабочих частот), а расстояние между внутренними кромками пластин и горловиной рупора составляет 15…20% длины рупора. Внутренние кромки пластин располагаются симметрично относительно его продольной оси с неравномерным убывающим от оси к периферии рупора шагом. За счет неравномерного размещения внутренних кромок пластин на выходе волноводных каналов в плоскости раскрыва рупора формируется спадающее дискретное распределение амплитуды поля по косинусоидальному закону с относительной величиной «пьедестала» 0,15. Размер раскрыва в E-плоскости и длина рупора выбираются из условия формирования на нижней частоте ДН с шириной, соответствующей верхнему пределу допускаемых значений ширины ДН в полосе рабочих частот с учетом формируемого в раскрыве амплитудно-фазового распределения, при этом длина рупора R выбирается исходя из величины расфазировки раскрыва на нижней частоте около 90° с учетом дисперсии распространения волны основного типа Ню в рупоре.
Формируемое за счет применения пластин спадающее дискретное амплитудное распределение по косинусоидальному закону в совокупности с частотно-зависимым квадратичным распределением фаз в раскрыве обеспечивают выполнение условия амплитуд и условия фаз, что в конечном итоге приводит к формированию практически частотно-независимых ДН таким образом, что в полосе частот с относительным перекрытием 2,25:1 ширина ДН изменяется в пределах не более ±10% от среднего значения.
Устройство и работа широкополосной расфазированной рупорной антенны поясняются иллюстрациями.
На фиг. 1 приведена схематически структура расфазированной пирамидальной или E-секториальной рупорной антенны в продольном сечении.
На фиг. 2 приведены приведены зависимости распределения амплитуд в раскрыве E-плоскостного секториального рупора длиной 150 мм с девятью пластинами и размерами раскрыва 136 х 23 мм, рассчитанные для частот 8 ГГц (а) и 18 ГГц (б).
На фиг. 3 приведены зависимости распределения фаз в раскрыве Е-плоскостного секториального рупора длиной 150 мм с девятью пластинами и размерами раскрыва 136 х 23 мм, рассчитанные для частот 8 ГГц (а) и 18 ГГц (б).
На фиг. 4 приведены расчетные ДН на шести частотах с равномерным шагом в полосе от 8 ГГц до 18 ГГц для расфазированной рупорной антенны, показанной на фиг. 1.
На фиг. 5 приведена расчетная частотная зависимость ширины ДН в полосе частот от 8 ГГц до 18 ГГц в E-плоскости расфазированной рупорной антенны, показанной на фиг. 1.
в
в
e
n
n
10
Широкополосная расфазированная рупорная антенна Бобкова содержит (фиг. 1) пирамидальный рупор 1, в котором размещены проводящие пластины-перегородки 2, установленные ортогонально вектору Е и расположенные симметрично относительно продольной оси рупора. Число пластин может быть как четным, так и нечетным. Внешние кромки пластин 2 делят раскрыв на N равных частей, образуя N-элементную линейную эквидистантную решетку, при этом число пластин выбирается из условия равномерного деления раскрыва D с шагом d=D/N=(0,8…0,85)λ (λ - длина волны в свободном пространстве на верхней частоте ƒ полосы рабочих частот), а внутренние кромки пластин размещаются на расстоянии S=(0,15…0,2)R от горловины рупора и располагаются с неравномерным убывающим от оси к периферии рупора шагом c, образуя N волноводных каналов переменного сечения. Изменение шага c размещения внутренних кромок пластин выбирается из условия деления СВЧ энергии в рупоре на N частей в соответствии с косинусоидальным законом изменения напряженности поля Е с относительной величиной «пьедестала», равной 0,15. Размер раскрыва D в E-плоскости выбирается из условия формирования на нижней частоте ДН с шириной, соответствующей верхнему пределу допускаемых значений ширины ДН в полосе рабочих частот с учетом формируемого в раскрыве рупора косинусоидального амплитудного распределения с относительной величиной «пьедестала» Δ=0,15 в совокупности с квадратичным фазовым распределением. Длина рупора R выбирается исходя из величины расфазировки раскрыва на нижней частоте около 90° с учетом дисперсии распространения волны основного типа Н в рупоре.
в
в
Шаг размещения d=(0,8…0,85)λ внешних кромок пластин в раскрыве выбран из условия допустимого уровня побочных главных максимумов высокого уровня (дифракционных боковых лепестков) ДН дискретного раскрыва на верхней границе полосы рабочих частот. Уменьшение шага размещения пластин с целью снижения уровня дифракционного излучения приводит к возрастанию количества пластин и усложнению конструкции антенны. С учетом направленности элементов решетки выбор шага d в пределах (0,8…0,85)λ является оптимальным.
Косинусоидальный закон изменения амплитуды с относительной величиной «пьедестала» Δ=0,15, на основании которого определяется неравномерный шаг размещения внутренних кромок пластин, выбран на основе электродинамического моделирования [3] линейной решетки волноводных излучателей с квадратичным фазовым распределением в совокупности с косинусоидальным распределением амплитуды вида
А(n)=Δ+(1-Δ)cos(πx/Nd),
где х - расстояние от центра раскрыва до n-го излучателя, Δ - относительная величина «пьедестала».
Из результатов моделирования, приведенных в [3] следует, что формирование стабильных в полосе частот ДН не только по ширине, но и по форме главного лепестка достигается при малых значениях «пьедестала» Δ, не превышающих 0,15. Снижение относительной величины «пьедестала» Δ с целью повышения стабильности ширины ДН в полосе рабочих частот приводит к уменьшению зазора между внутренними кромками крайних пластин и стенками рупора, что технологически трудно выполнимо, а также влечет за собой опасность электрического пробоя в малом зазоре при работе рупора в режиме передачи с высоким уровнем СВЧ мощности. С учетом этих обстоятельств выбор относительного уровня «пьедестала» Δ=0,15 является оптимальным.
При выборе расстояния S от горловины рупора до внутренних кромок пластин учтены следующие противоречивые обстоятельства:
- для сохранения квадратичного распределения фаз в раскрыве рупора внутренние кромки пластин должны быть приближены к горловине рупора, в этом случае они ориентированы практически радиально и вносят минимальные искажения в фазовую картину поля в рупоре;
- для уменьшения отражений от внутренних кромок пластин с конечной толщиной, а также во избежание слишком малых зазоров между ними расстояние S должно быть не слишком малым.
Оптимальное расстояние, установленное путем электродинамического моделирования, лежит в пределах S=(0,15…0,2)R.
10
Согласно результатам электродинамического моделирования, оптимальная величина расфазировки раскрыва на нижней частоте составляет около 90°, при этом продольный размер рупора R от его вершины до раскрыва определяется из условия формирования в раскрыве квадратичного фазового распределения с учетом дисперсии распространения волны основного типа Н в рупоре по приближенной формуле [8]:
p
R≈πD/4λΨ,
р
где λ - длина волны в рупоре, Ψ - величина расфазировки раскрыва.
10
Широкополосная расфазированная рупорная антенна Бобкова работает в режиме передачи следующим образом (см. фиг. 1): волна типа Н от источника СВЧ энергии распространяется по прямоугольному волноводу и, пройдя горловину рупора, начинает деформироваться с образованием цилиндрического фазового фронта. Достигнув внутренних кромок пластин-перегородок, фронт волны разбивается на N симметричных относительно оси рупора частей с неравной амплитудой и распространяется далее по волноводным каналам переменного сечения в сторону раскрыва. В плоскости внешних кромок пластин, совпадающей с плоскостью раскрыва рупора, формируется дискретное спадающее по косинусоидальному закону амплитудное распределение, как показано на фиг. 2а и 2б для нижней (8 ГГц) и верхней (18 ГГц) частот рабочего диапазона с относительным перекрытием 2,25:1. За счет выбора геометрии рупора в его раскрыве формируется близкое к квадратичному фазовое распределение, при этом с ростом частоты величина расфазировки раскрыва (разности фаз между центром и крайними точками излучающего раскрыва) также возрастает, как показано на фиг. 3а и 3б для нижней (8 ГГц) и верхней (18 ГГц) частот рабочего диапазона соответственно. Спадающее амплитудное распределение в совокупности с частотно-зависимым распределением фаз в раскрыве приводят к стабилизации ширины ДН рупора в широкой полосе частот, как показано на фиг. 4 и фиг. 5. Эффект стабилизации обеспечивается компенсацией убывания ширины ДН за счет возрастающей расфазировки раскрыва рупора с повышением частоты.
Таким образом, в плоскости электрического вектора Е в раскрыве пирамидального или E-секториального рупора за счет введения пластин формируется АФР, близкое по характеру к распределению поля в раскрыве рупоров, расфазированных в магнитной H-плоскости. В случае пирамидальных рупоров близость АФР в главных плоскостях обуславливает формирование осесимметричных амплитудных и фазовых ДН и совмещение фазовых центров в Е- и H-плоскостях в широкой полосе частот.
Введение большего по сравнению с прототипом числа проводящих пластин обеспечивает формирование спадающего распределения с меньшими по сравнению с прототипом перепадами амплитуды. Выбор геометрии рупора обуславливает формирование выраженного частотно-зависимого фазового распределения в раскрыве по сравнению с квазисинфазным распределением у прототипа. Указанные отличительные признаки обеспечивают компенсацию изменения ширины ДН с ростом частоты таким образом, что в пределах полосы частот с относительным перекрытием 2,25:1 ширина ДН поддерживается практически постоянной, изменяясь в пределах ±10% от среднего значения. Формируемые при этом ДН имеют колоколообразную форму главного лепестка (см. фиг. 4) с практически постоянной крутизной скатов.
Применение рупоров с частотно-независимыми характеристиками излучения в E-плоскости в составе широкополосных антенных систем мониторинга источников радиосигналов с горизонтальной поляризацией обеспечивает стабильность пеленгационных характеристик и повышение точности пеленгования в широкой полосе частот.
Литература
1. A.M. Горин, Н.А. Радченко. Широкополосные многолучевые антенные системы для мониторинга. - Сб. докладов международной научной конференции «ИРЭМВ-2013», Таганрог - Дивноморское, 24-28 июня 2013 г., с. 209-212.
2. Патент РФ №2260884, МПК H01Q 13/00. Облучатель зеркальных и линзовых антенн и устройство для его герметизации / Виниченко Ю.П., Запорожец А.И., Леманский А.А., Сорокин В.И., Туманская А.Е. Заявитель и патентообладатель ОАО «НПО «Алмаз» им. Акад. А.А. Расплетина. Заявка 2004105541/09. Приоритет 26.02.2004.
3. Бобков Н.И., Габриэльян Д.Д., Ивакина С.С., Пархоменко Н.Г. Построение апертурных антенн с частотно-независимыми характеристиками излучения // «Радиотехника», №1, 2016 г., с. 42-49.
4. Патент US 2415807.
5. Патент US 2743440.
6. Патент US 3171129.
7. Патент US 5903241.
8. Айзенберг Г.З. Антенны УКВ. В 2 ч. Ч. 1 / Под ред. Г.З. Айзенберга // М.: Связь. - 1977. - 384 с.