ДАТЧИК РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ РЕЗКОПЕРЕМЕННОЙ НАГРУЗКИ ДЛЯ УПРАВЛЕНИЯ СТАТИЧЕСКИМ КОМПЕНСАТОРОМ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ
ABRUPTLY VARIABLE LOAD REACTIVE POWER SENSOR FOR CONTROLLING STATIC REACTIVE POWER COMPENSATOR

Изобретение относится к электротехнике и предназначено для регулирования реактивной мощности резкопеременных нагрузок (РПН) промышленных предприятий, например, дуговых сталеплавильных печей, с помощью статических тиристорных компенсаторов (СТК), в которых датчик реактивной мощности является основным динамическим звеном регулятора системы управления СТК.
Известны датчики реактивной мощности (ДРМ) резкопеременной нагрузки для управления компенсатором реактивной мощности, содержащие умножитель сигналов тока данной фазы РПН сети и опорного синусоидального напряжения, условный вектор которого, отображаемый на комплексной плоскости, ортогонален вектору напряжения данной фазы сети (нагрузки), к выходу которого (умножителя) подключена последовательная цепочка режекторных фильтров, каждый из которых подавляет помехи выходного сигнала умножителя на частотах, кратных частоте напряжения питающей сети с шириной частотной полосы подавления, определяемой шириной диапазона частот колебаний огибающей амплитуд тока нагрузки; фильтр низкой частоты с частотой среза, большей, чем максимальная частота подавления указанных режекторых фильтров, и включенный последовательно с цепочкой режекторных фильтров; фазовый корректор, вход которого подключен к выходу фильтра низкой частоты, а выход является выходом данного ДРМ [1, 2, 3].
Однако эти устройства обладают низкой динамической точностью из-за того, что не определяют важную динамическую составляющую реактивной мощности РПН, вызванную резкими изменениями ее активной мощности.
L
Действительно, рассмотрим напряжение u(t), которое выделяется на индуктивном сопротивлении сети под действием тока i(t) РПН.
В общем случае для RL-цепи с источником напряжения Esinwt и изменяющимся во времени активным сопротивлением (так параметрически моделируется РПН) ток задается функцией.
<mrow><mtext>i(t)</mtext><mo>=</mo><mtext>a(t) sinwt - b(t) coswt</mtext></mrow>
,
a
L
где (t),b(t) - амплитуды активной (синфазной с источником) и реактивной (парафазной с источником) составляющих тока, зависящие от времени, причем знак минус перед b(t) указывает именно на индуктивный характер нагрузки, каковой, в частности, является дуговая сталеплавильная печь (ДСП). Такой ток на индуктивном сопротивлении сети создаст падение напряжения u(t). в виде -
<mrow><mtext>u(t)L</mtext><mo>=</mo><mtext>L(di/dt)</mtext><mo>=</mo><mtext>L(da/dt)sinwt</mtext><mo>+</mo><mtext>wLacoswt-L(db/dt)coswt</mtext><mo>+</mo><mtext>wLbsinwt</mtext></mrow>
F
L
L
L
Колебания напряжения в сети, вызывающие фликер - u(t), будут создаваться составляющими напряжения u(t), синфазными с источником питающего напряжения Esinwt (ортогональными, косинусными, составляющими напряжения u(t), которые незначительно изменяют амплитуду колебаний огибающей u(t), можно пренебречь). Поэтому если в вышеуказанных формулах использовать только составляющие при «синусах», то можно записать -
<mrow><mtext>u(t)F</mtext><mo>=</mo><mtext>{L(da/dt)</mtext><mo>+</mo><mtext>wLb}sinwt</mtext><mtext>.</mtext></mrow>
Таким образом видно, что величина амплитуды напряжения в фигурных скобках, создающая, в основном, фликер, зависит не только от амплитуды реактивной b(t) составляющей тока (что используют в стационарных ДРМ), но и от производной амплитуды огибающей активной составляющей тока da/dt.
F
F
Для большей наглядности и понимания существа процесса колебаний напряжения сети (вызывающих фликер) вынесем в последней формуле за скобки индуктивное сопротивление сети wL и, поделив на него u(t), получим формулу для огибающей амплитуды тока i(t), формирующей изменения (колебания) величины напряжения сети, что и создает фликер:
<mrow><msub><mrow><mtext>i(t)</mtext></mrow><mtext>F</mtext></msub><mo>=</mo><mtext>b</mtext><mo>+</mo><mtext>(da/dwt)</mtext><mtext>.                         (1)</mtext></mrow>
F
Отсюда следует, что для подавления колебаний напряжения сети необходимо в каждую фазу сети вносить ток, компенсирующий указанную величину i(t).
А, следовательно, и ДРМ должен выделять из тока фазы резкопеременной нагрузки именно такие две составляющие b и da/dwt.
Все известные ДРМ (в том числе аналоги [1, 2, 3]) строятся на основе способа синхронного детектирования, т.е. перемножают ток i(t) и соответствующее опорное напряжение u(t), сглаживают выходной сигнал умножителя p(t), избавляясь от методической помехи частотой 100 Гц и других гармонических помех с частотами, кратными частоте 50 Гц, корректируют фазу результирующего сигнала в сторону опережения, чтобы уменьшить запаздывание, вносимое сглаживающими фильтрами, как устройствами интегрирующего типа или низкочастотной фильтрации, и подают сглаженный, скорректированный сигнал текущей мгновенной реактивной мощности q(t) на вход регулятора, который производит дальнейшую его обработку. Покажем сказанное математически.
Пусть ток фазы РПН
<mrow><mtext>i(t)</mtext><mo>=</mo><mtext>a(t)sinwt-b(t)coswt</mtext></mrow>
,
Для выделения реактивной составляющей b(t) умножаем его на опорное напряжение, синфазное с этой составляющей, т.е. на u(t)=- U coswt. На выходе умножителя получаем сигнал мгновенной мощности -
<mrow><mtext>p(t)</mtext><mo>=</mo><mtext>-0</mtext><mtext>.5Ua(t)(sin2wt)</mtext><mo>+</mo><mtext>0</mtext><mtext>,5Ub(t)(cos2wt)</mtext><mo>+</mo><mtext>0</mtext><mtext>,5Ub(t)</mtext></mrow>
.
Гармонические помехи с частотой, равной удвоенной частоте сети (так называемая методическая помеха), устраняются сглаживающим фильтром, как и все другие гармонически помехи с частотами, кратными промышленной частоте 50 Гц (они, как известно, присутствуют в токе РПН).
В результате, после умножения на 2 получается текущее мгновенное значение реактивной мощности:
<mrow><mtext>q(t)</mtext><mo>=</mo><mtext>Ub(t)</mtext><mtext>.                    (2)</mtext></mrow>
Поскольку амплитуда опорного напряжения - величина постоянная, то данный сигнал по форме повторяет реактивную составляющую тока b(t), что является необходимым условием для работы регулятора системы управления СТК. Но как показано выше, по формуле (1), для компенсации колебаний напряжения сети этого условия недостаточно, следует еще вводить в сигнал управления регулятором составляющую тока, пропорциональную производной активной составляющей тока, т.е. (da/dwt) (текущее время безразмерно как для аналоговой реализации дифференциатора, так и для цифровой реализации).
Авторами предложено следующее: для того, чтобы на выходе ДРМ получить сигнал вида формулы (1), необходимо ток i(t) на входе умножителя ДРМ продифференцировать, т.е. пропустить через дифференциатор, который в простейшем случае может быть выполнен в виде операционного усилителя DA с отрицательной обратной связью через резистор R, на инвертирующий вход которого входной сигнал поступает через конденсатор С, а неинвертирующий вход которого подключен к общей шине («нулевой точке») (фиг.2). В этом случае сигнал на входе умножителя будет иметь вид производной функции тока i(t), причем производная берется по безразмерному относительному времени wt:
<mrow><mtext>w(di(t)/dtw)</mtext><mo>=</mo><mtext>(da/dtw)wsinwt</mtext><mo>+</mo><mtext>awcoswt-(db/dtw)wcoswt</mtext><mo>+</mo><mtext>bw sinwt</mtext></mrow>
.
Обращаем внимание, что как постоянный коэффициент «w» сокращается.
Если этот сигнал перемножить с опорным напряжением вида u(t)=U sinwt, то получим на выходе умножителя сигнал мгновенной мощности:
<mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mi>p</mi><msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><mn>0,5</mn><mi>U</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>d</mi><mi>a</mi><mo>/</mo><mi>d</mi><mi>t</mi><mi>w</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>−</mo><mn>0,5</mn><mi>U</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>d</mi><mi>a</mi><mo>/</mo><mi>d</mi><mi>w</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>cos</mi><mn>2</mn><mi>w</mi><mi>t</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mn>0,5</mn><mi>U</mi><mtext> </mtext><mi>a</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>sin</mi><mn>2</mn><mi>w</mi><mi>t</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>−</mo><mn>0,5</mn><mi>U</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>d</mi><mi>b</mi><mo>/</mo><mi>d</mi><mi>t</mi><mi>w</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>sin</mi><mn>2</mn><mi>w</mi><mi>t</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>+</mo><mn>0,5</mn><mi>U</mi><mtext> </mtext><mi>b</mi><mo>−</mo><mn>0,5</mn><mi>U</mi><mi>b</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>cos</mi><mn>2</mn><mi>w</mi><mi>t</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mtext> </mtext><mo>.</mo></mtd></mtr></mtable>
Гармонические помехи с частотой, равной удвоенной частоте сети (так называемая методическая помеха), устраняются сглаживающим фильтром, как и все другие гармонически помехи с частотами, кратными промышленной частоте 50 Гц (они, как известно, присутствуют в токе РПН).
В результате, после умножения на 2 получается текущее мгновенное значение реактивной мощности
<mrow><mtext>q(t)</mtext><mo>=</mo><mtext>U{b(t)</mtext><mo>+</mo><mtext>(da/dtw)}                     (3)</mtext></mrow>
Поскольку амплитуда опорного напряжения - величина постоянная, то данный сигнал по форме повторяет не только реактивную составляющую тока b(t) (как у аналогов), что является необходимым условием для работы регулятора системы управления СТК, но и составляющую производной активного тока, что согласно формуле (1) является достаточным условием для работы регулятора системы управления СТК.
Из сравнения формул (2) и (3) преимущество предложенного решения становится очевидным: к стационарной составляющей реактивной мощности b(t), что широко известно, мы добавляем динамическую составляющую реактивной мощности, которая представляет собой функцию, являющуюся производной от активной мощности.
Техническим результатом заявляемого изобретения является повышение эффективности работы датчика реактивной мощности за счет измерения не только реактивной составляющей тока нагрузки, но и измерения производной ее активной составляющей тока, являющейся по своей природе реактивной мощностью динамического режима нагрузки, что повышает в целом точность компенсации (подавления) с помощью СТК колебания напряжения в сети с РПН, вызывающих фликер.
Технический результат достигается тем, что датчик реактивной мощности резкопеременной нагрузки, содержащий умножитель сигналов тока данной фазы РПН сети и опорного синусоидального напряжения, каскадно включенные режекторные фильтры, число которых определяется допустимой погрешностью от действия дискретных гармоник выходного сигнала умножителя, а их частоты кратны частоте напряжения сети, подключенные к выходу умножителя, фильтр низкой частоты, подключенный к выходу последнего режекторного фильтра каскада, и фазовый корректор, соединенный с выходом фильтра низкой частоты, согласно изобретению дополнительно содержит дифференциатор, ко входу которого подключен сигнал тока, а выход подключен к токовому входу умножителя, при этом вектор опорного напряжения умножителя синфазен вектору напряжения данной фазы нагрузки.
При этом дифференциатор выполнен в виде операционного усилителя DA с отрицательной обратной связью через резистор R, на инвертирующий вход которого токовый сигнал поступает через конденсатор С, а неинвертирующий вход которого подключен к общей шине («нулевой точке»)
Заявляемое изобретение поясняется следующими фигурами.
Фиг.1 - функциональная схема заявляемого устройства.
Фиг.2 - принципиальная электрическая схема дифференциатора.
Заявляемый датчик реактивной мощности (фиг.1) содержит умножитель 1, умножающий сигнал тока данной фазы нагрузки сети и опорного напряжения, вектор которого синфазен вектору данной фазы нагрузки; набор режекторных фильтров 2, каскадно подключенных к выходу умножителя 1; фильтр 3 низкой частоты, вход которого соединен с выходом последнего каскада режекторных фильтров; фазовый корректор 4, соединенный с выходом фильтра 3 низкой частоты.
К входу умножителя 1 подключен дифференциатор 5. Дифференциатор 5 может быть реализован по схеме (фиг.2) и выполнен в виде операционного усилителя DA с отрицательной обратной связью через резистор R, на инвертирующий вход которого входной сигнал поступает через конденсатор С, а неинвертирующий вход которого подключен к общей шине («нулевой точке») (фиг.2).
Дифференциатор, как и датчик в целом, может быть выполнен в цифровой форме с помощью программных средств, которые являются объектом самостоятельной защиты.
Фазовый корректор 4 может быть выполнен аналогично [3], в виде набора последовательно соединенных сглаживающе-форсирующих звеньев, каждое из которых состоит из операционного усилителя, неинвертирующий вход которого через последовательную RC-цель соединен с общей точкой, а через параллельную RC-цель с выходной клеммой операционного усилителя, являющейся выходом сглаживающе-форсирующего звена, входом которого является неинвертирующий вход операционного усилителя.
Фазовый корректор может быть также выполнен аналогично [1, 2] состоящим из сумматора и фильтра высокой частоты, причем сумматор суммирует входной сигнал фазового корректора с выходным сигналом фильтра высокой частоты, вход которого также соединен со входом фазового корректора, а выход сумматора является выходом фазового корректора.
Приведенные примеры выполнения фазового корректора не являются исчерпывающими, они даны для лучшего понимания заявляемого технического решения.
Работа заявляемого датчика реактивной мощности резкопеременной нагрузки аналогична работе датчика реактивной мощности РПН по патенту-прототипу №2081494 и подробно описана в указном патенте [3].
Таким образом, введение дифференциатора на входе умножителя дает новую функцию повышения динамической точности компенсации (подавления) не только реактивной мощности нагрузки, но дополнительно тех колебаний напряжения сети, вызывающих фликер, которые формируются активной составляющей тока нагрузки, изменяющейся с высокой скоростью
Источники информации.
1. Заявка Франции № 2562674, кл. J05F 1/70. Опубликовано: 1985.
2. Заявка ЕПВ № 0161451, кл. H02J 3/18. Опубликовано: 1985.
3. Патент РФ №2081494 Датчик реактивной мощности резкопеременной нагрузки для управления компенсатором реактивной мощности. Опубликовано: 10.06.1997, прекратил действие - наиболее близкий аналог.