ДВУХЗВЕННЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ НА ЗАПИРАЕМЫХ ВЕНТИЛЯХ
TWO-LEVEL FREQUENCY CONVERTER ON SHUTOFF VALVES

Изобретение относится к преобразовательной технике, получающей применение в частотно-регулируемом электроприводе.
Происходящее обновление элементной базы расширяет области применения автономных инверторов напряжения (АИН) на транзисторных IGBT и MOSFET-модулях. В системах частотно-токового электропривода с асинхронными двигателями (АД) эта тенденция ставит задачей разработку двухзвенного преобразователя частоты (ПЧ), в котором функции источника тока вместо традиционного варианта АИТ на однооперационных тиристорах выполняет АИН. Ближайший аналог двухзвенного преобразователя частоты выполнен в виде последовательного соединения первого звена - управляемого выпрямителя, получающего питание от 3-фазной сети, и второго звена в виде автономного инвертора, выполненного по 3-фазной мостовой схеме на транзисторных ключах с односторонней проводимостью тока, входами присоединенного к выходным полюсам управляемого выпрямителя, а выходами - к нагрузке в виде включенных по схеме звезды с нулевым выводом статорным обмоткам 3-фазного двигателя переменного тока при наличии демпфирующего устройства, имеющего в своем составе 3-фазный мостовой выпрямитель на диодах, входами присоединенный к статорным обмоткам двигателя и подключенным на выходе полярным конденсатором фильтра, который в предлагаемом решении называется демпфирующим конденсатором.
Существующее решение задачи превращения АИН в источник тока (см. Соколовский Г.Г. Электроприводы переменного тока с частотным регулированием. - М.: Изд. «Академия», 2006 г., стр.101, рис.4.11) основывается на применении отрицательных обратных связей по выходным токам инвертора, однако это ведет к усложнению системы и уменьшению запаса устойчивости. Предпочтительнее может оказаться перевод АИН в режим параметрического источника тока, повторяющего известное свойство АИТ задавать фазу выходных токов изменением угла управления вентилей. Практическое решение данной задачи сводится к необходимости плавного проведения коммутаций фазных токов при ограниченном уровне перенапряжений в заданные управляющими импульсами промежутки времени.
Предлагаемое решение предусматривает применение в этих целях специального демпфирующего устройства, в состав которого введены семь сравнительно малой мощности коммутирующих транзисторных ключа, из которых три ключа собраны по трехфазной нулевой схеме выпрямления, фазными выводами подключенной к статорным обмоткам двигателя, а остальные четыре коммутирующих ключа образуют однофазный реверсивный мост, одной диагональю включенный между полюсами указанного 3-фазного мостового выпрямителя на диодах, а другой диагональю - между нулевым выводом упомянутых трех коммутирующих ключей и нулевым выводом статорных обмоток двигателя, причем каждый из двух коммутирующих ключей, присоединенных к нулевому выводу обмоток, шунтирован обратным диодом.
Получаемый от применения данного решения технический эффект состоит: в упрощении системы частотно-токового управления электроприводом выполнением инвертора тока на запираемых вентилях. Это выражается в замене традиционных элементов коммутации тиристоров в схеме АИТ в виде нескольких неполярных конденсаторов и отсекающих диодов общим для всех вентилей демпфирующим устройством на основе полярного конденсатора с меньшими массогабаритными и стоимостными показателями; в возможности плавного проведения коммутаций фазных токов инвертора при ограниченном и контролируемом уровне перенапряжений; в устранении накапливания заряда на обкладках полярного конденсатора фильтра без необходимости рассеивания избыточной энергии коммутации в разрядном резисторе.
На фиг.1 изображена предлагаемая схема двухзвенного преобразователя частоты, принцип действия которого поясняют схемы замещения на фиг.2 а,б. Полученные компьютерным моделированием диаграммы фиг.3 а,б иллюстрируют работу известного и предлагаемого вариантов инвертора.
A
B
C
Предлагаемый двухзвенный преобразователь частоты фиг.1 содержит последовательно соединенные первое звено в виде управляемого выпрямителя 1, получающего питание от 3-фазной сети е, е, е, и второго звена в виде автономного инвертора 2, выполненного по 3-фазной мостовой схеме на транзисторных ключах (ν1, ν2,…ν6) с односторонней проводимостью тока, входами присоединенного к выходным полюсам управляемого выпрямителя, а выходами - к нагрузке в виде включенных по схеме звезды с нулевым выводом статорным обмоткам 3-фазного асинхронного двигателя 3. В параллель к статорным обмоткам подключено также демпфирующее устройство 4, имеющее в своем составе 3-фазный мостовой выпрямитель на диодах с подключенным на выходе демпфирующим конденсатором Сф. В составе демпфирующего устройства имеются семь сравнительно малой мощности коммутирующих транзисторных ключа (ν7, ν8,…ν13), из которых три ключа (ν7, ν8, ν9) собраны по трехфазной нулевой схеме выпрямления, фазными выводами подключенной к статорным обмоткам двигателя, а остальные четыре коммутирующих ключа (ν10, ν11,…ν13) образуют однофазный реверсивный мост, одной диагональю включенный между полюсами указанного 3-фазного мостового выпрямителя на диодах, а другой диагональю - между нулевым выводом коммутирующих ключей (ν7, ν8, ν9) и нулевым выводом статорных обмоток двигателя, причем каждый из двух коммутирующих ключей (ν11, ν12), присоединенных к нулевому выводу обмоток, шунтирован обратным диодом.
Из схемы на фиг.1 следует, что решение поставленной задачи потребовало перемещения традиционных для АИН 2 элементов в виде обратных диодов и полярного конденсатора Сф из звена постоянного тока в параллельно подключенное к статорным обмоткам транзисторно-конденсаторное демпфирующее устройство 4. Указанное изменение конфигурации двухзвенного ПЧ не приводит к прерыванию реактивных токов в обмотках двигателя, а потому с точки зрения защиты от коммутационных перенапряжений является адекватной мерой. Введение в схему дополнительных коммутирующих ключей (ν7,…ν13) оправдывается сравнительно малой мощностью этих элементов, а также необходимостью решения целого ряда задач, связанных с проведением принудительной коммутации переменных токов при контролируемом уровне перенапряжений.
сф
a
a
d
b
d
a
Полученные компьютерным моделированием осцилограммы фиг.3,а иллюстрируют работу инвертора (ν1, ν2,…ν6) на активно-индуктивную нагрузку при длительности проводящего состояния каждого ключа λ=2π/3. Видно, что благодаря превышению напряжения конденсатора диоды выпрямительного моста в блоке 4 на межкоммутационных интервалах оказываются запертыми, в связи с чем уровень напряжения конденсатора U в установившемся режиме остается постоянным. Устранение известного эффекта накапливания заряда на обкладках полярного конденсатора в схеме с диодами достигается чередованием частичного разряда и заряда на каждом интервале коммутации. Проведение каждой коммутации с помощью 4 осуществляется в два этапа. Замыкание ключей (ν9, ν10, ν11) на первом этапе приводит к согласному подключению конденсатора Сф в параллель к выходящей из работы фазе нагрузки (см. фиг.2,а). Переход тока этой фазы (i) в цепь конденсатора сопровождается частичным разрядом последнего и уменьшением тока выходящего из работы силового ключа ν1. Последующее выключение ν1 при уменьшенной (примерно вдвое) величине тока способствует уменьшению коммутационных потерь мощности и повышению перегрузочной способности привода. Как видно из схемы фиг.3,б, коммутация завершается повторным зарядом конденсатора под воздействием снижающегося до нуля тока тока фазы (i→0). Так же, как это происходит в схеме АИТ, встречное напряжение конденсатора на втором этапе способствует вытеснению тока I в цепь вступающей в работу фазы б с очередным ключом ν3(i→I). Можно видеть, что результатом служит плавный переход тока из одной фазы в другую без необходимости рассеивания избыточной энергии коммутации в разрядном сопротивлении. В соответствии с представленным на фиг.3,а алгоритмом подачи управляющих импульсов коммутации тока в других фазах происходят аналогично.
Для сравнения на фиг.3,б представлены диаграммы фазных напряжений и токов, полученных в обычной схеме инвертора напряжения, принятой за прототип. Видно, что в отличие от предложенного варианта фиг.3,а применение АИН в системах электропривода с принудительной фазовой ориентацией тока не удовлетворяет требованиям частотно-токовых систем, так как не устраняет фазового угла нагрузки.