УСТРОЙСТВО И СПОСОБ ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ СИГНАЛОВ ИНДИКАТОРА КАЧЕСТВА КАНАЛА И ПОДТВЕРЖДЕНИЯ ПРИЕМА В СИСТЕМАХ СВЯЗИ SC-FDMA
APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING CHANNEL QUALITY INDICATOR AND ACKNOWLEDGEMENT SIGNALS IN SC-FDMA COMMUNICATION SYSTEMS

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение направлено, в общем, на системы беспроводной связи, а более конкретно на систему связи множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей (SC-FDMA) и дополнительно учитывается при разработке стандарта долгосрочного развития (LTE) по технологии усовершенствованного универсального наземного радиодоступа (E-UTRA) партнерского проекта третьего поколения (3GPP).
Уровень техники
В частности, настоящее изобретение направлено на передачу сигналов положительного и отрицательного подтверждения приема (ACK или NACK соответственно) и сигналов индикатора качества канала (CQI) в одном интервале времени передачи в системе связи SC-FDMA.
Различные типы сигналов должны поддерживаться для надлежащей функциональности системы связи. В дополнение к сигналам данных, которые передают информационный контент связи, управляющие сигналы также должны передаваться от пользовательских оборудований (UE) в обслуживающую базовую станцию (BS или узел B) в восходящей линии связи (UL) системы связи и от обслуживающего узла B в UE в нисходящей линии связи (DL) системы связи, чтобы обеспечивать надлежащую передачу сигналов данных.
Настоящее изобретение рассматривает передачу по UL и предполагает, что передача сигналов, переносящих информацию контента данных от UE, осуществляется через физический совместно используемый канал восходящей линии связи (PUSCH), при этом при отсутствии информации о данных передача управляющих сигналов от UE осуществляется через физический канал управления восходящей линии связи (PUCCH). UE, также обычно упоминаемое как терминал или мобильная станция, может быть стационарным или мобильным и может быть беспроводным устройством, сотовым телефоном, персональным компьютерным устройством, беспроводной модемной платой и т.д. Узел B, в общем, является стационарной станцией и также может называться приемо-передающей подсистемой базовой станции (BTS), точкой доступа или каким-либо другим термином.
ACK/NACK - это управляющий сигнал, связанный с применением гибридного автоматического запроса на повторную передачу (HARQ), и он выдается в ответ на корректный или некорректный соответственно прием пакета данных в DL системы связи (также известный как HARQ-ACK). Пакет данных повторно передается после приема NACK, а новый пакет данных может быть передан после приема ACK.
CQI - это другой управляющий сигнал, который предоставляет информацию в обслуживающий узел B о характеристиках канала, таких как отношение "сигнал-к-помехам-и-шуму" (SINR), испытываемое в частях или во всей рабочей ширине полосы DL. Настоящее изобретение дополнительно рассматривает, что ACK/NACK- и CQI-передачи осуществляются при отсутствии какой-либо передачи данных от опорного UE.
Предполагается, что UE передает данные или управляющие сигналы в интервале времени передачи (TTI), который в примерном варианте осуществления настоящего изобретения соответствует подкадру.
Фиг.1 иллюстрирует диаграмму структуры 110 подкадра, предполагаемой в примерном варианте осуществления настоящего изобретения. Подкадр включает в себя два временных интервала. Первый временной интервал 120 дополнительно включает в себя семь символов, используемых для передачи данных и/или управляющих сигналов. Каждый символ 130 дополнительно включает в себя циклический префикс (CP), чтобы уменьшать помехи вследствие эффектов распространения в канале. Передача сигналов в одном временном интервале может осуществляться в той же части, или она может осуществляться в другой части рабочей ширины полосы, отличной от передачи сигналов в другом временном интервале. В дополнение к символам, переносящим данные или управляющую информацию, некоторые символы могут использоваться для передачи опорных сигналов (RS), также известных как пилот-сигналы, используемые для того, чтобы предоставлять оценку канала и предоставлять возможность когерентной демодуляции принимаемого сигнала. Также возможно, чтобы TTI включал в себя только один временной интервал или более чем один подкадр.
Предполагается, что ширина полосы (BW) передачи включает в себя блоки частотных ресурсов, которые упомянуты в данном документе как блоки ресурсов (RB). Примерный вариант осуществления настоящего изобретения предполагает, что каждый RB включает в себя 12 поднесущих, и что для UE выделяется множество N последовательных RB 140 для передачи по PUSCH и 1 RB для передачи по PUCCH. Тем не менее, следует отметить, что вышеуказанные значения являются только иллюстративными и не должны считаться ограничивающими описанные варианты осуществления изобретения.
Фиг.2 иллюстрирует примерную структуру для CQI-передачи в течение одного временного интервала 210 в системе связи SC-FDMA. Биты CQI-информации 220 посредством модуляторов 230 модулируют последовательность 240 с постоянной амплитудой и нулевой автокорреляцией (CAZAC), например, с помощью QPSK- или 16QAM-модуляции, которая затем передается UE после выполнения операции обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT), как дополнительно описано ниже. В дополнение к CQI передается RS, чтобы предоставлять возможность когерентной демодуляции в приемнике узла B CQI-сигнала. В примерном варианте осуществления второй и шестой SC-FDMA-символы в каждом временном интервале переносят RS-передачу 250.
Как упомянуто выше, предполагается, что CQI- и RS-сигналы состоят из CAZAC-последовательностей. Пример таких последовательностей задается посредством следующего уравнения (1):
(1)
В уравнении (1) L - это длина CAZAC-последовательности, n - это индекс элемента последовательности n={0, 1, 2,..., L-1}, а k - это индекс самой последовательности. Для данной длины L имеется L-1 несовпадающих последовательностей, если L - это простое число. Следовательно, все семейство последовательностей задается как k диапазонов в {1, 2,..., L-1}. Тем не менее, следует отметить, что CAZAC-последовательности, используемые для формирования CQI и RS, не обязательно должны формироваться с использованием именно вышеприведенного выражения, как дополнительно будет пояснено ниже.
Для CAZAC-последовательностей с длиной, равной простому числу L, число последовательностей составляет L-1. Поскольку предполагается, что RB включают в себя четное число поднесущих, причем 1 RB включает в себя 12 поднесущих, последовательности, используемые для передачи ACK/NACK и RS, могут быть сформированы в частотной или временной области посредством либо усечения CAZAC-последовательности с большей длиной, равной простому числу (к примеру, длиной 13), либо расширения CAZAC-последовательности с меньшей длиной, равной простому числу (к примеру, длиной 11) посредством повторения первого элемента(ов) в конце (циклическое расширение), хотя результирующие последовательности не выполняют определение CAZAC-последовательности. Альтернативно, CAZAC-последовательности могут быть напрямую сформированы через компьютерный поиск последовательностей, удовлетворяющих свойствам CAZAC.
Примерная блок-схема для передачи CAZAC-последовательности посредством SC-FDMA сигнализации во временной области проиллюстрирована на Фиг.3. Структура, проиллюстрированная на Фиг.3, может использоваться, например, для CQI-передачи по PUCCH.
Ссылаясь на Фиг.3, CAZAC-последовательность 310 формируется одним из ранее описанных способов (модулированная для передачи CQI-битов, немодулированная для RS-передачи) и затем циклически смещается 320, как будет описано ниже. Затем получается 330 дискретное преобразование Фурье (DFT) результирующей последовательности, выбираются 350 поднесущие 340, соответствующие назначенной ширине полосы передачи, выполняется 360 IFFT, и в завершение к передаваемому сигналу применяется циклический префикс (CP) 370 и фильтрация 380. Предполагается, что дополнение нулями вставляется посредством опорного UE в поднесущие, используемые для передачи сигналов другим UE, и в защитные поднесущие (не показаны).
Кроме того, для краткости дополнительные схемы передатчика, такие как цифроаналоговый преобразователь, аналоговые фильтры, усилители и антенны приемника, в том виде, в котором они известны из уровня техники, не проиллюстрированы на Фиг.3. Аналогично процесс кодирования и процесс модуляции для CQI-битов, которые известны из уровня техники, как например блочное кодирование и QPSK-модуляция, также опускаются для краткости.
В приемнике выполняются обратные (комплементарные) функции передатчика. Это концептуально проиллюстрировано на Фиг.4, на которой применяются обратные операции относительно операций на Фиг.3.
Как известно из уровня техники (хотя не проиллюстрировано для краткости), антенна принимает радиочастотный (RF) аналоговый сигнал, и после дополнительных модулей обработки (таких как фильтры, усилители, преобразователи с понижением частоты и аналого-цифровые преобразователи) цифровой принимаемый сигнал 410 проходит через модуль 420 временного кодирования с взвешиванием, и CP удаляется 430. Далее, модуль приемника применяет FFT 440, выбирает 450 поднесущие 460, используемые передатчиком, применяет обратное DFT (IDFT) 470, демультиплексирует (во времени) RS- и CQI-сигнал 480 и после получения оценки канала на основе RS (не проиллюстрирован) извлекает CQI-биты 490.
Что касается передатчика, то известные из уровня техники выполняемые функции приемника, такие как оценка канала, демодуляция и декодирование не проиллюстрированы для краткости, и они не существенны для изобретения.
Альтернативный способ формирования передаваемой CAZAC-последовательности в частотной области проиллюстрирован на Фиг.5.
Ссылаясь на Фиг.5, формирование передаваемой CAZAC-последовательности в частотной области осуществляется согласно таким же этапам, как во временной области, с двумя исключениями: используется 510 версия частотной области CAZAC-последовательности (т.е. DFT CAZAC-последовательности предварительно вычисляется и не включается в цепочку передачи) и применяется циклический сдвиг 550 после IFFT 540. Выбор 520 поднесущих 530, соответствующих назначенной ширине полосы передачи, и применение циклического префикса (CP) 560 и фильтрации 570 к передаваемому сигналу 580, а также другие традиционные выполняемые функции (не проиллюстрированы) являются такими же, как описано выше для Фиг.3.
Обратные функции снова выполняются для приема CAZAC-последовательности, передаваемой так, как описано на Фиг. 5. Как проиллюстрировано на Фиг.6, принимаемый сигнал 610 проходит через модуль 620 временного кодирования с взвешиванием, и CP удаляется 630. Затем восстанавливается 640 циклический сдвиг, применяется FFT 650 и выбираются 665 передаваемых поднесущих 660. Фиг.6 также иллюстрирует последующую корреляцию 670 с репликой 680 CAZAC-последовательности. В завершение получается вывод 690, который затем может быть передан в модуль оценки канала, такой как частотно-временной интерполятор, в случае RS, или может быть использован для обнаружения передаваемой информации в случае, если CAZAC-последовательность модулируется посредством битов CQI-информации.
Как описано выше, если передаваемая CAZAC-последовательность, проиллюстрированная на Фиг.3 или Фиг.5, не должна модулироваться посредством какой-либо информации (данных или управляющей), она затем может служить в качестве RS. Для CQI-передачи CAZAC-последовательность, очевидно, модулируется посредством битов CQI-информации (например, с использованием QPSK-модуляции). Фиг.3 и Фиг.5 затем модифицируются очевидным образом, чтобы включать в себя действительное или комплексное умножение сформированной CAZAC-последовательности с символами CQI-информации. Фиг.2 иллюстрирует такую модуляцию CAZAC-последовательности.
Различные циклические сдвиги одной CAZAC-последовательности предоставляют ортогональные CAZAC-последовательности. Следовательно, различные циклические сдвиги одной CAZAC-последовательности могут выделяться различным UE в одном RB для RS- или CQI-передачи и достигать ортогонального мультиплексирования UE. Этот принцип проиллюстрирован на Фиг.7.
S
S
Ссылаясь на Фиг.7, чтобы множество CAZAC-последовательностей 710, 730, 750 и 770, сформированных соответственно из нескольких циклических сдвигов 720, 740, 760 и 780 одной корневой CAZAC-последовательности, были ортогональными, значение Δ 790 циклического сдвига должно превышать разброс D задержек на распространение в канале (включающий в себя ошибку временной неопределенности и побочные эффекты фильтра). Если T - это длительность одного символа, то число циклических сдвигов равно математическому нижнему пределу отношения T/D. Для 12 циклических сдвигов и для длительности символа приблизительно в 66 микросекунд (14 символов в подкадре длиной в 1 миллисекунду) временное разделение последовательных циклических сдвигов составляет приблизительно 5,5 микросекунд. Альтернативно, чтобы предоставлять лучшую защиту против многолучевого распространения, могут использоваться только 6 циклических сдвигов, обеспечивая временное разделение приблизительно 11 микросекунд.
Первый примерный вариант осуществления согласно настоящему изобретению предполагает, что структура временного интервала UL для CQI-передачи содержит 5 CQI и 2 RS-символа в 1 RB в каждом из 2 временных интервалов подкадра (структура в одном временном интервале проиллюстрирована на Фиг.2, идентичная или аналогичная структура повторяется для второго временного интервала). В течение первого временного интервала подкадра передача осуществляется в направлении одного края рабочей ширины полосы, а в течение второго временного интервала она типично осуществляется в направлении другого края рабочей ширины полосы (необязательно первого или последнего RB рабочей ширины полосы соответственно). Тем не менее передача может осуществляться в одном временном интервале.
Иногда вероятно то, что UE должен передавать ACK/NACK-сигнал в ответ на ранее полученный пакет данных в DL системы связи в течение того же подкадра, в котором UE содержит CQI-передачу по PUCCH (т.е. UE не имеет информационных данных, чтобы передавать по PUSCH). Чтобы выполнять эту передачу без влияния на пропускную способность мультиплексирования ACK/NACK- и CQI-сигналов, предшествующий уровень техники полагает, что UE приостанавливает CQI-передачу в одном или более символах, чтобы передавать ACK/NACK-информацию. Это проиллюстрировано на Фиг.8.
Сравнивая с эквивалентной структурой Фиг.2, которая не имеет ACK/NACK-передачи во временном интервале 810, один SC-FDMA-символ, используемый для CQI-передачи, заменяется на ACK/NACK-передачу 820, что приводит к уменьшению числа символов 830, 835 CQI-передачи, тогда как число символов 840 RS-передачи остается неизменным. Аналогично CQI-битам, ACK/NACK-биты модулируют 850 CAZAC-последовательность 860. Тот же принцип может применяться к обоим временным интервалам подкадра, если передача выполняется за подкадр. Следовательно, как и в случае CQI- и RS-передачи, ACK/NACK также передается посредством модуляции CAZAC-последовательности.
При мультиплексировании ACK/NACK-передачи в одном временном интервале или подкадре в качестве CQI-передачи, как проиллюстрировано на Фиг.8, должно быть передано меньшее число битов CQI-информации, чтобы не допускать снижения надежности CQI-передачи. Альтернативно, чтобы передавать одно и то же число битов CQI-информации, должна использоваться более высокая кодовая скорость, тем самым приводя к снижению надежности для принимаемого кодового слова и различным процессам кодирования и декодирования (также в зависимости от того, передается или нет ACK/NACK).
В дополнение к ухудшению надежности приема CQI или уменьшению рабочих данных CQI-передачи, структура, проиллюстрированная на Фиг.8, жестко ограничивает эффективность ACK/NACK, поскольку только один символ на временной интервал используется для ACK/NACK вместо нескольких символов на временной интервал, как для примера, когда только ACK/NACK-биты (без CQI-битов) передаются во временном интервале (за исключением символов, имеющих RS-передачу, если таковые имеются).
Следовательно, прореживание CQI-символов для того, чтобы вставлять ACK/NACK-символы в PUCCH, связано со значительными недостатками в рабочих характеристиках для передачи обоих этих управляющих сигналов.
Следовательно, есть потребность мультиплексировать биты ACK/NACK-информации в подкадре CQI-передачи без негативного влияния на рабочие характеристики ACK/NACK или CQI.
Есть другая потребность мультиплексировать передачу битов ACK/NACK-информации в подкадре CQI-передачи без сокращения числа битов CQI-информации.
Наконец, есть еще одна потребность мультиплексировать передачу битов ACK/NACK-информации в подкадре CQI-передачи без существенного изменения структуры передатчика или приемника относительно случая отдельной передачи для любого из этих двух управляющих сигналов.
Раскрытие изобретения
Соответственно настоящее изобретение выполнено с возможностью разрешать вышеуказанные проблемы, возникающие в предшествующем уровне техники, и настоящее изобретение предоставляет устройство и способ мультиплексирования передачи сигналов подтверждения приема (ACK/NACK) и сигналов индикатора качества канала (CQI) от пользовательского оборудования (UE).
Дополнительно, настоящее изобретение обеспечивает рабочие характеристики CQI-передачи с ACK/NACK-мультиплексированием, фактически идентичные рабочим характеристикам CQI-передачи без ACK/NACK-мультиплексирования.
Дополнительно, настоящее изобретение обеспечивает такое же число битов CQI-информации с ACK/NACK-мультиплексированием, как без ACK/NACK-мультиплексирования.
Дополнительно, настоящее изобретение дает возможность ACK/NACK-передаче достигать надежных рабочих характеристик.
Дополнительно, настоящее изобретение предоставляет возможность мультиплексирования ACK/NACK- и CQI-передач с использованием практически идентичных структур передатчика и приемника.
Дополнительно, настоящее изобретение предлагает отказоустойчивую работу системы для ACK/NACK- и CQI-мультиплексирования, поскольку отсутствие ACK/NACK-передачи от UE, когда его обслуживающий узел B ожидает такую передачу, вызывает только незначительные операционные потери.
В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения предусмотрено устройство и способ для пользовательского оборудования, имеющего передачу ACK/NACK-сигнала в ответ на сигнал данных, передаваемый ему посредством обслуживающего узла B, и имеющего передачу CQI-сигнала в течение одного и того же интервала времени передачи, чтобы мультиплексировать ACK/NACK- и CQI-сигналы.
В соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения предусмотрено устройство и способ для отображения отрицания приема и отсутствия подтверждения приема на ту же самую решающую гипотезу.
В соответствии с другим вариантом осуществления изобретения предусмотрено устройство передатчика для пользовательского оборудования, имеющего передачу ACK/NACK-сигнала в ответ на сигнал данных, передаваемый ему посредством обслуживающего узла B, и имеющего передачу CQI-сигнала в течение одного и того же интервала времени передачи, чтобы передавать ACK/NACK- и CQI-сигналы.
В соответствии с другим вариантом осуществления изобретения предусмотрено устройство приемника узла B, имеющее потенциальный прием ACK/NACK-сигнала в ответ на сигнал данных, передаваемый посредством узла B в пользовательское оборудование, и имеющее прием CQI-сигнала в течение одного и того же интервала времени передачи, чтобы принимать ACK/NACK- и CQI-сигналы.
Краткое описание чертежей
Вышеуказанные и другие аспекты, признаки и преимущества настоящего изобретения должны стать более понятными из последующего подробного описания, рассматриваемого вместе с прилагаемыми чертежами, из которых:
Фиг.1 является схемой, иллюстрирующей примерную структуру временного интервала для системы связи SC-FDMA;
Фиг.2 является схемой, иллюстрирующей примерное секционирование структуры первого временного интервала для передачи битов CQI;
Фиг.3 является блок-схемой, иллюстрирующей первый примерный передатчик SC-FDMA для передачи CQI-сигнала или опорного сигнала с использованием CAZAC-последовательности во временной области;
Фиг.4 является блок-схемой, иллюстрирующей первый примерный приемник SC-FDMA для приема CQI-сигнала или опорного сигнала с использованием CAZAC-последовательности во временной области;
Фиг.5 является блок-схемой, иллюстрирующей второй примерный передатчик SC-FDMA для передачи CQI-сигнала или опорного сигнала с использованием CAZAC-последовательности в частотной области;
Фиг.6 является блок-схемой, иллюстрирующей второй примерный приемник SC-FDMA для приема CQI-сигнала или опорного сигнала с использованием CAZAC-последовательности в частотной области;
Фиг.7 является блок-схемой, иллюстрирующей примерную структуру ортогональных CAZAC-последовательностей через применение различных циклических сдвигов для корневой CAZAC-последовательности;
Фиг.8 является схемой, иллюстрирующей способ предшествующего уровня техники для мультиплексирования CQI- и ACK/NACK-битов посредством прореживания некоторых из CQI-битов и их замены на ACK/NACK-биты;
Фиг.9 является схемой, иллюстрирующей неявное мультиплексирование ACK/NACK-битов во временном интервале CQI-передачи посредством применения ортогонального перекрытия к символам во временном интервале, которые переносят опорный сигнал, при этом ортогональное перекрытие зависит от значения ACK/NACK-битов; и
Фиг.10 является схемой, иллюстрирующей неявное мультиплексирование ACK/NACK-битов во временном интервале CQI-передачи посредством применения ортогонального перекрытия к символам во временных интервалах, которые переносят опорный сигнал, при этом ортогональное перекрытие зависит от значения ACK/NACK-битов, и одинаковое ортогональное перекрытие используется, когда NACK мультиплексируется, и когда ACK/NACK-биты отсутствуют.
Осуществление изобретения
Настоящее изобретение далее подробно описывается со ссылкой на прилагаемые чертежи. Тем не менее настоящее изобретение может быть осуществлено в различных формах и не должно рассматриваться как ограниченное вариантами осуществления, изложенными в данном документе. Вместо этого данные иллюстративные варианты осуществления предоставляются для того, чтобы это раскрытие было исчерпывающим и полным, и они полностью выражают объем изобретения специалистам данной области техники.
Кроме того, хотя настоящее изобретение описано в отношении системы связи множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей (SC-FDMA), оно также применяется ко всем FDM-системам, в общем, и к ортогональному FDMA (OFDMA), OFDM, FDMA, DFT-расширенному OFDM, DFT-расширенному OFDMA, OFDMA с одной несущей (SC-OFDMA) и SC OFDM, в частности.
Варианты осуществления настоящего изобретения разрешают проблемы, связанные с необходимостью мультиплексирования передачи сигналов подтверждения приема (ACK/NACK) и сигналов индикатора качества канала (CQI), передаваемых посредством пользовательского оборудования (UE) при отсутствии сигналов информационных данных, для предоставления надежного приема обоих из этих сигналов, для предоставления отказоустойчивой работы системы в результате мультиплексирования ACK/NACK- и CQI-сигналов и для облегчения использования практически идентичных структур передатчика и приемника с минимальными модификациями, мультиплексируя предыдущие два сигнала относительно соответствующих структур для поддержки только CQI-сигнализации.
Как описано выше в разделе уровня техники, CQI-передача от UE по физическому каналу управления восходящей линии связи (PUCCH), который типично является периодическим по характеру, может осуществляться в том же подкадре, что и передача ACK/NACK-сигналов, чтобы поддерживать гибридный автоматический запрос на повторную передачу (HARQ) (HARQ-ACK) в ответ на прием предшествующих данных посредством UE в нисходящей линии связи системы связи. Поскольку передача ACK/NACK-сигнала обычно не может откладываться, выгодно мультиплексировать ее с передачей CQI-сигнала. В противном случае передача CQI-сигнала должна отбрасываться, что может вызывать неэффективность диспетчеризации в нисходящей линии связи системы связи вследствие отсутствия релевантного CQI.
Настоящее изобретение рассматривает встраивание ACK/NACK-битов в опорный сигнал (RS), передаваемый вместе с CQI-сигналом в каждом временном интервале (в различных SC-FDMA-символах). Это осуществляется за счет применения посредством UE ортогонального покрытия к RS в зависимости от передаваемых ACK/NACK-битов.
Один примерный вариант осуществления для применения ортогонального покрытия к RS в структуре временного интервала CQI в зависимости от наличия и значения ACK/NACK-битов проиллюстрирован на Фиг.9. По сравнению с Фиг.2 на фиг.9 CQI-передача 920 во временном интервале 910 остается неизменной, и применяется идентичное мультиплексирование 930 с помощью CAZAC-последовательности 940. RS 950 также состоит из (немодулированной) CAZAC-последовательности. Различие возникает из-за умножения каждого из двух RS на каждый элемент, W1 960 и W2 970, ортогонального покрытия длины-2. Различные ортогональные покрытия соответствуют положительным (ACK) и отрицательным (NACK) сигналам подтверждения приема. Следовательно, явная передача ACK/NACK-сигналов не выполняется посредством UE, и ACK/NACK-информация неявно отображается на RS.
Поскольку покрытие, применяемое к RS на Фиг.9, является ортогональным (таким как коды Уолша/Адамара длины-2), приемник узла B может просто усреднять эти два RS после применения каждой из возможных операций отмены покрытия, когда оно ожидает как CQI-, так и ACK/NACK-передачу. Результат будет представлять собой только шум для некорректных покрытий, в то время как он будет являться оценкой канала для корректного покрытия.
Затем посредством выполнения отдельных операций декодирования и выбора одного покрытия, максимизирующего метрику решения, как известно из уровня техники, может быть выполнен выбор для передачи либо только CQI, либо CQI и ACK, либо CQI и NACK. Поскольку некорректные гипотезы имеют только шум для соответствующей оценки канала (без мощности RS), вероятность выбора корректной гипотезы существенно не затрагивается. Некорректное декодирование CQI по-прежнему контролируется посредством гипотезы с корректной настройкой, касающейся ACK/NACK-передачи.
Альтернативно, узел B может исключать необходимость выполнять отдельные операции декодирования и базироваться на накопленной мощности после усреднения этих двух RS после операции отмены покрытия. Величина результирующего комплексного сигнала после усреднения используется для получения его мощности. Корректная гипотеза приводит к большей мощности сигнала, чем некорректные, которые содержат только шум. После того, как решение для ортогонального покрытия RS, которое используется в передатчике, принято на основе наибольшей результирующей мощности из возможных ортогональных покрытий, как описано выше, приемник применяет это ортогональное покрытие к RS для получения оценки канала, используемой для когерентной демодуляции CQI-сигнала.
В примерном варианте осуществления настоящего изобретения на основе накопленной мощности, которая получается посредством усреднения двух RS в каждом временном интервале для каждого из возможных ортогональных покрытий, может быть принято решение относительно значения ACK/NACK. Точность этого решения, как правило, намного выше, чем обычные требования по надежности приема CQI. Следовательно, рабочие характеристики CQI остаются незатронутыми ACK/NACK-мультиплексированием, и требуемая точность для решения ACK/NACK также достигается.
На практике умножение на W1 и W2 согласно Фиг.9 необязательно. Любой результирующий сигнал после IFFT передается как RS (умножение на 1), или его знак инвертируется (умножение на -1). Для высоких скоростей UE, где усреднение RS (сложение RS или вычитание RS) не является таким уж надежным вследствие больших изменений в канале, на рабочие характеристики вышеуказанного способа декодирования оказывается определенное воздействие, поскольку для некорректных гипотез результатом усреднения RS по-прежнему является шум, но с более высоким расхождением по сравнению со случаем низких скоростей UE, где изменения в канале меньше, и значение RS, исключая шум, остается в значительной степени неизменным в двух соответствующих символах в каждом временном интервале.
Комплексные коэффициенты масштабирования для RS также могут использоваться для того, чтобы увеличивать число возможных комбинаций CQI- и ACK/NACK-битов, которые могут обнаруживаться. Например, это может быть применимо для случая двух ACK/NACK-битов и двух символов RS на временной интервал, и фактически QPSK-модуляция может применяться к RS в зависимости от значения этих двух ACK/NACK-битов.
В дополнение к общему принципу мультиплексирования ACK/NACK-информации в структуре CQI-передачи посредством применения ортогонального покрытия к каждому из этих двух RS во временном интервале примерного варианта осуществления настоящее изобретение дополнительно рассматривает полную устойчивость системы к ошибкам ACK/NACK.
В частности, настоящее изобретение рассматривает ошибочный случай, где UE пропустило назначение планирования в нисходящей линии связи, и поэтому не знает, что оно должно мультиплексировать ACK/NACK в своей CQI-передаче, когда происходит совпадение двух передач в одном интервале времени передачи, тогда как обслуживающий узел B ожидает, что ACK/NACK мультиплексируется. Отсутствие ACK/NACK-передачи от UE вследствие пропуска соответствующего назначения планирования в нисходящей линии связи упоминается в данном документе как прерывистая передача (DTX) (ACK/NACK).
Основная цель для узла B заключается в том, чтобы не допускать интерпретацию DTX как ACK, поскольку это вызывает ошибочную операцию на физическом уровне, так как узел B предполагает, что UE приняло пакет данных, и не будет повторно передавать его. Вместо этого дополнительные пакетные передачи могут следовать до того, как эта ошибка понимается верхними уровнями системы связи, тем самым теряя радиоресурсы и увеличивая время задержки для сеанса связи.
Интерпретация DTX как NACK не вызывает серьезных проблем операционных рабочих характеристик, поскольку узел B всегда может интерпретировать DTX как NACK и повторно передавать пакет, возможно, с другой резервной версией HARQ-процесса, как известно из уровня техники, или интерпретировать NACK как DTX и просто повторно передавать пакет с идентичной резервной версией. При условии, что используется турбокодирование, первый подход может использоваться для низких или средних скоростей кодирования пакета данных, где систематические биты присутствуют при повторной передаче пакета, тогда как второй подход может использоваться для высоких скоростей кодирования, чтобы обеспечивать присутствие систематических битов в повторных передачах. Так или иначе, ухудшение характеристик приема пакета, если таковое возникает, является ограниченным и не оказывает значимого влияния на сеанс связи или пропускную способность системы.
Положительный компромисс заключается в том, что узел B должен выполнять только обнаружение с 2 состояниями (ACK или NACK) вместо случая с 3 состояниями (ACK, NACK или DTX). Этот аспект настоящего изобретения повышает надежность обнаружения ACK/NACK и улучшает работу системы и пропускную способность.
Настоящее изобретение включает вышеупомянутые наблюдения в дополнительное уточнение выбора ортогонального покрытия, применяемого к связанному RS во временном интервале CQI-передачи по PUCCH. Правило, применяемое для этого выбора, состоит в том, что состояния DTX и NACK сворачиваются в одно состояние, которое узел B может интерпретировать либо как DTX, либо как NACK.
Примерный вариант осуществления рассматривает случай 1-битовой ACK/NACK-передачи и проиллюстрирован на Фиг.10. На Фиг.10 единственным отличием от фиг.9 является конкретное ортогональное покрытие, применяемое к ACK и NACK.
Ссылаясь на Фиг.10, поскольку DTX и NACK сворачиваются в одно состояние 1080, они соответствуют одному коду. Поскольку примерный вариант осуществления предполагает, что ортогональное покрытие не применяется к RS, когда только CQI (без ACK/NACK-мультиплексирования) передается, ортогональное покрытие, используемое для указания DTX и NACK, - это {1, 1}. ACK же, наоборот, встраивается посредством применения ортогонального покрытия 1090 {1, -1} к RS-символам во временном интервале CQI-передачи.
.
Когда ACK/NACK-информация, как ожидается, будет включена с CQI-передачей по PUCCH, приемник узла B может просто удалять двоичное покрытие для каждой из этих двух гипотез на Фиг10 и получать две соответствующих оценки канала. Дополнительная операция не требуется для гипотезы, соответствующей ортогональному покрытию {1, 1} (DTX или NACK), тогда как для гипотезы, соответствующей ортогональному покрытию {1, -1} (ACK), сигнал, принимаемый в течение SC-FDMA-символа, соответствующего второму RS, изменяется на противоположный (умножение на "-1"). Следовательно, процесс для удаления ортогонального покрытия в приемнике узла B является идентичным процессу для применения его в передатчике UE (Фиг.10).
Хотя настоящее изобретение проиллюстрировано и описано со ссылкой на конкретные примерные варианты осуществления, специалисты в данной области техники должны понимать, что различные изменения по форме и содержанию могут быть сделаны без отступления от сущности и объема настоящего изобретения, как это определено прилагаемой формулой изобретения.