УСТРОЙСТВО ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ ДАННЫХ С ИВС, СИСТЕМА ЗАПИСИ/ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ И ФИЛЬТР ИНТЕРПОЛЯЦИИ
DEVICE FOR REPRODUCTION OF DATA WITH ISR, RECORDING/REPRODUCTION SYSTEM AND INTERPOLATION FILTER

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к устройству воспроизведения данных с ИВС (ITR, интерполированное восстановление синхронизации), системе записи/воспроизведения, включающей в себя устройство воспроизведения данных с ИВС, и фильтру интерполяции, используемым для устройства воспроизведения данных с ИВС или тому подобному.
Уровень техники
Когда цифровые данные записывают на носитель записи, такой как магнитный диск или оптический диск, и воспроизводят с носителя записи, при этом производят выборку воспроизводимого сигнала с носителя записи и полученное цифровое значение преобразуют в данные (данные выборки). В соответствии с этим воспроизводят записанные данные.
В этом случае, для воспроизведения данных с исходной синхронизацией выборки, используют способ, в котором применяется ФАПЧ (PLL, фазовая автоматическая подстройка частоты) для прогнозирования идентификационной точки данных, генерирующей тактовый сигнал выборки, соответствующий этой точке, и выборки формы воспроизводимого сигнала.
В частности, для магнитной записи/воспроизведения, в статье под названием "А PRML System for Digital Magnetic Recording" written by Roy D. Cideciyan et al. in IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS, VOL.10, NO.1, JANUARY 1992 (документ 1) представлен пример, в котором для такого устройства воспроизведения данных с ФАПЧ реализуют PR4 как ЧО (PR, частичный отклик).
На фиг.16 представлено устройство воспроизведения данных с ФАПЧ. Входная форма сигнала Si представляет собой сигнал, имеющий аналоговую форму, представленную пунктирной линией, показанной на фиг.17. В соответствии с устройством воспроизведения данных с ФАПЧ, показанным на фиг.16, в схеме 61 А/Ц преобразователя воспроизводимую форму сигнала Si преобразуют в цифровую форму в соответствии с тактовой частотой CLs выборки, подаваемой из ГУН (VCO, генератор, управляемый напряжением) 62, и цифровое значение преобразуют в данные Ds выборки.
Данные Ds выборки выравнивают с помощью схемы 71 выравнивания ЧО, сформированной на основе фильтра с КИХ (FIR, конечная импульсная характеристика), и фазовую ошибку выходных данных схемы 71 выравнивания ЧО детектируют с помощью схемы 72 детектирования фазы. Результат детектирования преобразуют с помощью ФНЧ (LPF, фильтр нижних частот) 73 и получают данные для управления частотой колебаний ГУН 62.
Данные управления, поступающие с выхода ФНЧ 73, преобразуют в аналоговое напряжение управления с помощью схемы 63 Ц/А преобразователя, и частотой колебаний ГУН 62 управляют в соответствии с напряжением управления.
Таким образом, фазу тактовой частоты CLs выборки, подаваемой из ГУН 62, синхронизируют с фазой исходной тактовой частоты выборки, которая на фиг.17 представлена сплошной линией. В соответствии с этим воспроизводят данные с исходной синхронизацией выборки.
Однако, в устройстве воспроизведения данных ФАПЧ, цепь ФАПЧ сформирована с использованием как аналоговой секции 60, которая включает в себя схему 61 А/Ц преобразователя, ГУН 62 и схему 63 Ц/А преобразователя, так и цифровой секции 70, которая включает в себя схему 71 выравнивания ЧО, схему 72 детектирования фазы и ФНЧ 73, как показано на фиг.16. Таким образом, получается сложная конфигурация системы. Кроме того, поскольку характеристики ГУН 62 изменяются в зависимости от температуры и т.п., трудно ожидать стабильной работы.
При этом были предложены системы ИВС, описанные в статье под названием "Interpolation in Digital Modems-Part 1: Fundamentals" written by Floyd M. Gardner in IEEE TRANSACTIONS VOL.41, NO.3, MARCH 1993 (документ 2) и в статье под названием "Interpolation in Digital Modems-Part 2: Implementation and Performance" written by Lars Erup et al. in IEEE TRANSACTIONS, VOL.41, NO.6, JUNE 1993 (документ 3).
На фиг.18 представлено такое устройство воспроизведения данных с ИВС. В соответствии с устройством воспроизведения данных с ИВС, в схеме 81 А/Ц преобразователя, производят выборку формы воспроизводимого сигнала Si в соответствии с тактовой частотой CLs, поступающей из генератора 82, и результат выборки преобразуют в данные Ds выборки. Генератор 82 представляет собой генератор с фиксированной частотой, а не ГУН.
Данные Ds выборки, поступающие с выхода схемы 81 А/Ц преобразователя передают в секцию 90 ИВС. Секция 90 ИВС формирует цифровую ФАПЧ с помощью фильтра 91 интерполяции, схемы выравнивания 40, схемы 93 детектирования фазы, ФНЧ 94 и контроллера 95.
В соответствии с данными, которые поступают с выхода контроллера 95, и которые обозначают момент времени каждой точки Pt, разделяющей период (интервал выборки) Ts выборки, показанный на фиг.19, в соответствии со способом интерполяции, который будет описан ниже, на выходе фильтра 91 интерполяции получают значения формы воспроизводимого сигнала Si в каждой точке разделения (каждой точке интерполяции) Pt между соседними точками Ps выборки, как данные интерполяции.
Данные, которые поступают с выхода фильтра 91 интерполяции и которые включают в себя данные интерполяции в каждой точке Pt интерполяции, выравнивают с помощью схемы 92 выравнивания ЧО, включающей в себя фильтр с КИХ. Затем детектируют ошибку фазы выходных данных схемы 92 выравнивания ЧО с помощью схемы 93 детектирования фазы. Результат детектирования фильтруют с помощью ФНЧ 94 и передают в контроллер 95.
Контроллер 95 обновляет синхронизацию интерполяции в фильтре 91 интерполяции в соответствии с ошибкой фазы выходных данных схемы 92 выравнивания ЧО. В соответствии с этим данные с исходной синхронизацией выборки воспроизводят как выходные данные схемы 92 выравнивания ЧО, то есть выходные данные Do секции 90 ИВС.
В устройстве воспроизведения данных с ИВС, поскольку восстановление синхронизации может быть реализовано только при использовании цифровой обработки в секции 90 ИВС, и для формирования цепи ФАПЧ не требуется одновременного использования аналоговой секции и цифровой секции, может быть обеспечено простое построение системы. Кроме того, поскольку ГУН не используют, как генератор 82 для генерирования тактовой частоты CLs выборки, можно ожидать стабильной работы.
Более конкретно, в представленном документе 2, указанном выше, в качестве способа расчета и обновления синхронизации выборки (синхронизации интерполяции) в контроллере 95 представлен способ, называемый ГПУ (NCO, генератор с программным управлением).
В этом способе для того, чтобы обеспечить соответствие моментов времени получения выборки моментам времени, определенным в пределах периода Ts получения выборки, период Ts выборки для обновленных моментов времени получения выборки подвергают делению на целое число, и остаток деления используют как момент времени получения выборки для определения коэффициента отвода фильтра 91 интерполяции.
Кроме того, в указанном выше документе 2 в качестве способа интерполяции в фильтре 91 интерполяции представлен способ получения коэффициента интерполяции путем предварительного расчета коэффициентов интерполяции во все моменты времени, соответствующие функции sinc (обратное непрерывное преобразование Фурье от прямоугольного импульса шириной 2π и высотой 1), при использовании функции sinc в качестве функции интерполяции, путем записи коэффициентов интерполяции в виде табличных значений в таблице, сохраняемой в памяти, и путем считывания соответствующего табличного значения из таблицы, хранящейся в памяти, в соответствии с данными моментов времени интерполяции, передаваемыми из фильтра 91 интерполяции.
Кроме того, линейная интерполяция между двумя соседними значениями выборки представлена в документе 3, указанном выше. Линейная аппроксимация между двумя последовательными значениями выборки также описана в японском патенте №3255179 (документ 4) (абзац 0020 и фиг.13).
Однако с описанным выше известным способом воспроизведения данных на основе ИВС связаны проблемы, представленные ниже.
Во-первых, возникает проблема, связанная со способом расчета и обновления моментов времени получения выборки (моментов времени интерполяции). В соответствии со способом деления, представленным в документе 2, возникает проблема, состоящая не только в том, что секция 90 ИВС имеет сложную конфигурацию, поскольку требуется много регистров, выполненных в форме аппаратных средств, но также и в том, что ответ восстановления синхронизации получают с задержкой, поскольку деление уменьшает скорость обработки.
Во-вторых, возникает проблема, связанная со способом интерполяции в фильтре 91 интерполяции. Если использовать способ, представленный в документе 2, для получения коэффициента интерполяции путем записи коэффициентов интерполяции во все моменты времени в виде табличных значений в таблице, хранящейся в памяти, и путем считывания соответствующего табличного значения из таблицы, хранящейся в памяти, в соответствии с данными моментов времени интерполяции, передаваемыми из контроллера 95, можно получить отличную выходную форму сигнала воспроизведения с меньшими искажениями.
Однако в этом способе, поскольку необходимо подготовить множество табличных значений в таблице, хранящейся в памяти, требуется большая емкость запоминающего устройства. Таким образом, если секция 90 ИВС будет выполнена как ИС (IC интегральная схема), увеличивается размер кристалла микросхемы.
В отличие от этого, в соответствии со способами, которые описаны в документах 3 и 4, предназначенными для выполнения линейной интерполяции между двумя соседними значениями выборки, конфигурация секции 90 ИВС может быть упрощена.
Однако в этих способах, поскольку выполняется линейная аппроксимация между двумя значениями выборки, возникает проблема, состоящая в том, что появляются искажения выходной формы сигнала воспроизведения из-за ступенчатости.
Таким образом, во-первых, настоящее изобретение позволяет с высокой скоростью рассчитывать и обновлять моменты времени получения выборки при использовании простой конфигурации, когда данные воспроизводят на основе ИВС.
Кроме того, во-вторых, настоящее изобретение позволяет обеспечить отличную выходную форму сигнала воспроизведения при малых искажениях и с использованием простой конфигурации, когда данные воспроизводят на основе ИВС.
Сущность изобретения
Устройство воспроизведения данных с ИВС в соответствии с первым изобретением, которое воспроизводит значение данных в точке идентификации исходных данных путем захвата входных данных выборки в фильтре интерполяции и путем выполнения интерполяции, включающей в себя операцию свертывания входных данных выборки и коэффициента отвода фильтра интерполяции, отличается тем, что для обеспечения соответствия моментов времени получения выборки для определения коэффициента отвода моментам времени, определенным в интервале получения выборки данных, выделяют только двоичную целочисленную представительную часть, вместо действительного выполнения операции деления, в качестве частного, получаемого путем деления на целое число обновленных моментов времени получения выборки с интервалом получения выборки данных, и только входные данные выборки для числа двоичной целочисленной представительной части передают в фильтр интерполяции для выполнения конвейерной обработки.
Устройство воспроизведения данных с ИВС в соответствии со вторым изобретением, которое воспроизводит значение данных в точке идентификации исходных данных путем захвата входных данных выборки в фильтре интерполяции и путем выполнения интерполяции, включающей в себя операцию свертывания входных данных выборки и коэффициента отвода фильтра интерполяции, отличается тем, что фильтр интерполяции разделяет интервал получения данных выборки функции интерполяции на число N, которое представляет собой целое число, равное двум или больше, и рассчитывает данные интерполяции путем выполнения линейной интерполяции для каждого из разделенных периодов.
В устройстве воспроизведения данных с ИВС в соответствии с первым изобретением, которое выполнено, как описано выше, поскольку расчет и обновление моментов времени получения выборки выполняют без выполнения деления на целое число, расчет и обновление моментов времени получения выборки может быть выполнен с высокой скоростью при использовании простой конфигурации.
В устройстве воспроизведения данных с ИВС в соответствии со вторым изобретением, которое выполнено, как описано выше, при использовании конфигурации, которая значительно проще, чем для случая, когда коэффициент отвода рассчитывают непосредственно из функции интерполяции, можно получить отличную форму выходного сигнала воспроизведения с меньшими искажениями, как в случае, когда коэффициент отвода рассчитывают непосредственно из функции интерполяции.
Как описано выше, в соответствии с первым изобретением, в случае, когда данные воспроизводят с использованием ИВС, расчет и обновление данных выборки могут быть выполнены с высокой скоростью, при использовании простой конфигурации.
Кроме того, в соответствии со вторым изобретением, когда данные воспроизводят с использованием ИВС, можно получить отличную форму выходного сигнала воспроизведения с меньшими искажениями при использовании простой конфигурации.
Краткое описание чертежей
На фиг.1 показан пример системы записи/воспроизведения, включающей в себя устройство воспроизведения данных с ИВС, в соответствии с настоящим изобретением.
На фиг.2 представлена иллюстрация, поясняющая линейную интерполяцию разделения, в соответствии с настоящим изобретением.
На фиг.3 показан пример фильтра интерполяции секции ИВС.
На фиг.4 показан пример схемы расчета коэффициента отвода фильтра интерполяции.
На фиг.5 показан пример таблицы для фильтра интерполяции.
На фиг.6 показан другой пример фильтра интерполяции секции ИВС.
На фиг.7 показан еще один пример таблицы для фильтра интерполяции.
На фиг.8 показан другой пример таблицы для фильтра интерполяции.
На фиг.9 показан пример схемы выравнивания ЧО секции ИВС.
На фиг.10 представлена иллюстрация, поясняющая выравнивание ЧО.
На фиг.11 показана индикаторная диаграмма.
На фиг.12 показан пример схемы детектирования фазы секции ИВС.
На фиг.13 показан пример ФНЧ секции ИВС.
На фиг.14 показан пример контроллера секции ИВС.
На фиг.15 представлен результат моделирования способа интерполяции.
На фиг.16 представлено известное устройство воспроизведения данных с ФАПЧ.
На фиг.17 показана иллюстрация, поясняющая устройство, представленное на фиг.16.
На фиг.18 представлено известное устройство воспроизведения данных с ИВС.
На фиг.19 показана иллюстрация, поясняющая устройство, представленное на фиг.18.
Подробное описание изобретения
[Пример системы записи/воспроизведения и общая структура устройства воспроизведения данных с ИВС: фиг.1]
На фиг.1 показан пример системы записи/воспроизведения с устройством воспроизведения данных с ИВС в соответствии с настоящим изобретением.
В этом примере носитель 1 записи представляет собой магнитный диск или оптический диск, который приводится во вращение с помощью источника 2 привода во вращение. Головка 3 записи/воспроизведения представляет собой магнитную головку, в случае, когда носитель записи 1 представляет собой магнитный диск, или оптическую головку (блок оптической головки), в случае, когда носитель 1 записи представляет собой оптический диск.
Управление приводом источника 2 привода во вращение, движением головки 3 записи/воспроизведения, и каждым блоком системы осуществляют с помощью контроллера 5 системы.
Когда выполняют запись, сжатые цифровые данные, которые сжимают с использованием различных технологий сжатия, или несжатые цифровые данные получают, как данные записи, и с помощью схемы 7 модуляции данные записи преобразуют в код, пригодный для записи/воспроизведения.
В случае если головка 3 записи/воспроизведения представляет собой магнитную головку, модулированный сигнал записи преобразуют в ток записи с помощью схемы 8 управления записью. В случае если головка 3 записи/воспроизведения представляет собой оптическую головку, модулированный сигнал записи преобразуют в записывающий лазерный луч с помощью схемы 8 управления записью. В соответствии с этим данные записи записывают на носителе 1 записи.
Когда выполняют воспроизведение, сигнал, записанный на носителе 1 записи, считывают с помощью головки 3 записи/воспроизведения с носителя 1 записи и получают сигнал воспроизведения, как аналоговый сигнал Si воспроизведения на выходе усилителя воспроизведения (усилитель РЧ) 11 и схемы 12 АРУ (AGC, автоматическая регулировка усиления).
Кроме того, в схеме 14 А/Ц преобразователя производят выборку формы сигнала Si воспроизведения в соответствии с тактовой частотой CLs выборки, подаваемой из синтезатора 15 частоты, и полученное в результате выборки значение преобразуют в данные Ds выборки. Синтезатор 15 частоты генерирует тактовую частоту с фиксированной заданной частотой fs, используемую в качестве тактовой частоты CLs выборки.
В этом примере выполняют избыточную дискретизацию, при которой частота fs выборки выше, чем исходная скорость fi передачи данных, включенных в сигнал Si воспроизведения.
Данные Ds выборки, поступающие из схемы 14 А/Ц преобразователя, подают в секцию 20 ИВС. Секция 20 ИВС формирует цифровую ФАПЧ с использованием фильтра 21 интерполяции, схемы 22 выравнивания ЧО, схемы 23 детектирования фазы, ФНЧ 24 и контроллера 25.
Из фильтра 21 интерполяции, в качестве данных интерполяции, поступает величина формы сигнала Si воспроизведения, в каждой точке интерполяции между точками выборки, в которых дискретные значения были получены, как данные Ds выборки, с использованием специального способа интерполяции, который будет описан ниже, в соответствии с моментами времени µk получения выборки, которые представляют собой значения для синхронизации фазы, передаваемой из контроллера 25.
Выходные данные, включающие в себя данные интерполяции в каждой точке интерполяции, которые поступают из фильтра 21 интерполяции, выравнивают с помощью схемы 22 выравнивания ЧО, включающей в себя фильтр с КИХ. Затем ошибку фазы выходных данных yk схемы 22 выравнивания 40 детектируют с помощью схемы 23 детектирования фазы. Результат Δτk детектирования фильтруют с помощью ФНЧ 24 и передают в контроллер 25.
Контроллер 25 обновляет моменты времени µk выборки в фильтре 21 интерполяции в соответствии с фазовой ошибкой Δτk выходных данных yk схемы 22 выравнивания ЧО. В соответствии с этим воспроизводят данные с исходной синхронизацией выборки, как выходные данные yk схемы 22 выравнивания 40, то есть как выходные данные секции 20 ИВС.
Схемой 22 выравнивания ЧО, схемой 23 детектирования фазы и ФНЧ 24 управляют с помощью сигнала en включения, который поступает из контроллера 25, которые включаются, когда сигнал en включения равен 1 (высокий уровень), и отключаются, когда сигнал en включения равен 0 (низкий уровень).
Выходные данные секции 20 ИВС декодируют по способу максимальной вероятности с помощью схемы 17 декодирования по максимальной вероятности. Данные после декодирования демодулируют с помощью схемы 18 демодуляции в соответствии со способом модуляции, который использовали в схеме 7 модуляции системы записи. В результате получают данные воспроизведения из схемы 18 демодуляции.
[Способ воспроизведения данных в секции 20 ИВС]
(Способ интерполяции в фильтре 21 интерполяции: фиг.2-8]
В качестве способа интерполяции в фильтре 21 интерполяции, который предназначен для выполнения функции интерполяции, каждый период Ts выборки входных данных Ds выборки разделяют на множество периодов, причем в каждом периоде разделения выполняют интерполяцию на основе линейной функции, и рассчитывают данные (величину функции) в каждой точке интерполяции за период разделения. Ниже интерполяция в данном способе называется разделенной линейной интерполяцией.
В принципе, разделений N периода Ts выборки может быть несколько (целое число, равное двум или больше). Однако в данном описании конфигурации схемы и обработки предпочтительно, чтобы удовлетворялось следующее условие:
где М представляет собой целое число, равное 1, или больше.
Кроме того, длительность разделенных периодов (периодов интерполяции) не обязательно должна быть равна друг другу. Однако предпочтительно, чтобы длительности периодов разделения (периодов интерполяции) были равны друг другу для упрощения конфигурации схемы и обработки.
На фиг.2 показан случай, в котором М равно 2 и N равно 4. В этом примере каждый период Ts выборки разделяют с помощью узлов разделения (хотя узлы разделения представлены черными кружками, точки Ps получения выборки, представленные белыми кругами, также выполняют функцию узлов разделения) Pd на четыре периода Т0, T1, T2 и Т3, интерполяции, длины которых равны друг другу. В каждом из периодов Т0-Т3 интерполяции устанавливают шестнадцать точек интерполяции (моменты времени интерполяции), включая узлы Pd разделения. Таким образом, для периода Ts выборки устанавливают шестьдесят четыре точки интерполяции (моменты времени интерполяции).
Для каждой из точек Pd разделения заранее рассчитывают значение функции на основе функции f(t) интерполяции и записывают как табличное значение в таблицу. Для каждой из точек интерполяции, которые не являются узлами Pd разделения, значение данных (значение функции) рассчитывают в соответствии с операцией интерполяции на основе линейной интерполяции, с использованием табличного значения в соответствии с предыдущим и последующим узлами Pd разделения. В этом варианте выполнения участок линейной интерполяции, на котором выполняют такую линейную интерполяцию, включен в модуль 215 расчета коэффициента отвода.
Более конкретно, когда моменты µk времени выборки, рассчитанные с помощью контроллера 25 и передаваемые в фильтр 21 интерполяции, представлены вещественным числом, определенным в соответствии с условием 0≤µk<1, величину v, которая удовлетворяет следующему условию:
,
детектируют по моментам времени µk выборки, определенным как целое число по условию 0<v<N (когда N равно 4, v=0, 1, 2, 3), и коэффициент расчета i-го отвода фильтра 21 интерполяции представляют с помощью hi [µk], выполняют следующий расчет:
.
Здесь f((I+v/N)·Ts) и ((i+(v+1)/N)·Ts) представляют собой табличные значения узлов Pd разделения, предыдущего точке интерполяции и следующего за ней.
Когда N равно 4, как показано на фиг.2, если моменты времени µk выборки представлены как шестибитное двоичное число с разрешающей способностью шестьдесят четыре уровня, 000000-001111 принадлежат периоду Т0 интерполяции (v=0), 010000-011111 принадлежат периоду Т1 интерполяции (v=1), 100000-101111 принадлежат периоду Т2 интерполяции (v=2) и 110000-111111 принадлежат периоду Т3 интерполяции (v=3).
Другими словами, в этом примере определяют, принадлежит ли точка интерполяции (моменты времени интерполяции) периоду Т0, Т1, Т2 или Т3 интерполяции в соответствии со старшими двумя битами шестибитового определения моментов времени µk выборки. Если старшие два бита равны 00, линейная интерполяция может быть выполнена для периода Т0 интерполяции. Если старшие два бита равны 01, линейная интерполяция может быть выполнена для периода Т1 интерполяции. Если старшие два бита равны 10, линейная интерполяция может быть выполнена для периода Т2 интерполяции. Если старшие два бита равны 11, линейная интерполяция может быть выполнена для периода Т3 интерполяции.
Однако, поскольку моменты µk синхронизации выборки имеют разрешающую способность, которая разделяет период Ts выборки на шестьдесят четыре периода, в действительности моменты µk синхронизации выборки составляют шестибитовое двоичное дробное число, представленное условием 0≤µk<1.
На фиг.3 показан пример фильтра 21 интерполяции, который выполняет описанную выше линейную интерполяцию разделения. В этом примере показан случай, когда количество L выводов равно девяти, и номер I индекса отвода представлен {-4, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3, 4}.
Схема 211 задержки на каждом этапе задерживает входные данные на время периода Ts выборки, которое соответствует указанной выше тактовой частоте CLs выборки. Схемы задержки, описанные ниже, работают аналогично.
Моменты µk времени выборки разделены на шесть целых битов, и два старших бита при этом представляют целое число v (0, 1, 2, 3). Моменты µk времени синхронизации выборки передают в блок 215 расчета коэффициента отвода. Блок 215 расчета коэффициента отвода рассчитывает коэффициент hi[µk] отвода, как описано ниже.
Схемы 212 умножителей умножают входные данные Ds выборки или выходные данные схем 211 времени задержки на соответствующие коэффициенты h(-4)-h4 отвода, передаваемые из блока 215 расчета коэффициентов отвода. Соответствующие результаты умножения суммируют в схеме 213 сумматора. В соответствии с этим со схемы 213 сумматора могут быть получены выходные данные y(kTi), получаемые в результате синхронизации моментов времени синхронизации фазы данных Ds выборки, поступающих в фильтр 21 интерполяции.
Блок 215 расчета коэффициента отвода включает в себя девять схем расчета коэффициента отвода, имеющих одинаковую конфигурацию для случаев, когда I равно -4, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3 и 4.
На фиг.4 показан пример одной из схем расчета коэффициента отвода. Условие (3), указанное выше, представлено следующим условием:
,
где N равно 4.
Здесь, q(i,v) и q(i,v+1) представляет собой табличные значения узлов Pd разделения, предыдущего и следующего за точкой интерполяции, и они представлены следующими условиями:
В схеме 215i расчета коэффициента отвода, показанной на фиг.4, схема 216а умножителя умножает двоичное дробное число моментов µk времени выборки на 4, и схема 217а вычитания вычитает результат умножения схемы 216а умножителя из целого числа v, представленного двумя старшими битами моментов µk времени выборки. Схема 217b сумматора добавляет 1 к результату вычитания схемы 217а вычитания, и схема 216b умножителя умножает табличное значение q(i,v), считанное из таблицы 219, на результат суммирования схемы 217b сумматора. Схема 216с умножителя умножает табличное значение q(i,v+1), считанное из таблицы 219, на результат вычитания схемы 217а вычитания, и схема 217с вычитания вычитает результат умножения схемы 216с умножителя из результата умножения схемы 216b умножителя. В соответствии с этим коэффициент отвода, представленный условием (4), рассчитывают как выходные данные схемы 217с вычитания.
На фиг.5 показан пример таблицы 219, когда функция sinc используется как функция f(t) интерполяции. Здесь функция sinc представлена условием sinc(t)=sinc(t)/t. Это представлено группированием в соответствии с номером i индекса отвода. Например, когда i равно 0, и v равно 0, табличное значение q(0,0) соответствует 1. Когда i равно 0 и v равно 1, табличное значение q(0,1) соответствует 0,900316.
Как можно видеть на фиг.2, поскольку табличное значение q(0,4), когда i равно 0 и v равно 4, равно табличному значению q(1,0), когда i равно 1 и v равно 0, табличные значения описаны соответствующим образом. Аналогично, табличное значение q(1,4) равно табличному значению q(2,0), табличное значение q(2,4) равно табличному значению q(3,0) и табличное значение q(3,4) равно табличному значению q (4,0).
Таким образом, когда i равно 0, 1, 2 или 3, требуются четыре табличных значения. Когда i равно 4, требуется пять табличных значений.
Кроме того, функция sinc представляет собой функцию, которая является ассиметричной по отношению ко времени, представленному t=0. Когда i меньше 0, удовлетворяется следующее условие:
.
Таким образом, когда i меньше 0, уникальное значение не требуется. Когда i меньше 0, q(|i|-1,4-v) можно использовать как табличное значение q(i,v). Например, как в случае с табличным значением q(-1,3), когда i равно -1 и v равно 3, можно обращаться к значению q(0,1).
Таким образом, в этом примере только двадцать одно табличное значение требуется сохранять в таблице 219. Поэтому можно существенно уменьшить требуемую емкость таблицы в запоминающем устройстве.
В качестве функции f(t) интерполяции вместо функции sinc можно использовать любую функцию. Далее будет описан пример случая, в котором "кубический интерполятор" или "кусочно-параболический интерполятор", представленный в указанном выше документе 3, используется в качестве функции f(t) интерполяции. В каждом из случаев "кубического интерполятора" и "кусочно-параболического интерполятора" используется полиномиальная функция.
На фиг.6 показан пример фильтра 21 интерполяции, когда число L отводов равно четырем и количество N разделений равно четырем. Этот пример соответствует примеру, показанному на фиг.3, за исключением того, что количество схем 211 задержки равно трем, количество схем 212 умножителей равно четырем, и модуль 215 расчета коэффициента отвода включает в себя четыре схемы расчета коэффициента отвода для случаев, когда i равно -2, -1, 0 и 1.
Когда используют указанный выше "кубический интерполятор" или "кусочно-параболический интерполятор", значение функции q(i,v) узла разделения рассчитывают, как показано на фиг.6, на основе следующего условия:
,
и полученное значение функции q(i,v) записывают как табличное значение в таблицу 219. Когда рассчитывают коэффициент отвода, значение функции q(i,v) считывают из таблицы 219. Здесь, bm(i) представляет собой содержание ТАБЛИЦЫ 1 и ТАБЛИЦЫ 2, описанных на странице 1 001 документа 3, и означает, что таблица, к которой обращаются, может быть различной в зависимости от функции. Кроме того, i представляет собой номер индекса отвода.
На фиг.7 показан пример таблицы 219, когда используют "кубический интерполятор". В этом примере, поскольку удовлетворяется указанное выше условие (7), когда i меньше 0, можно подготовить девять табличных значений.
На фиг.8 показан пример таблицы 219, когда используют "кусочно-параболический интерполятор". В этом примере показан случай, в котором используется пример, когда α равно 0,5 в ТАБЛИЦЕ 2, описанной в документе 3. В этом примере, поскольку условие (7), указанное выше, удовлетворяется, когда i меньше 0, можно подготовить девять табличных значений.
(Конфигурация и работа схемы 22 выравнивания ЧО: фиг 9-11)
…
На фиг.9 показан пример схемы 22 выравнивания 40, показанной на фиг.1. Схема 22 выравнивания ЧО сформирована с использованием фильтра с КИХ, включающего в себя схему 221 задержки, схему 222 умножителя и схему 223 сумматора. В схеме 22 выравнивания ЧО, например, установлены n коэффициентов отвода, f0, f1,  и f(n-1) для изменения формы импульсного отклика сигнала воспроизведения, представленной формой сигнала Spb, с получением формы сигнала ЧО, представленной Spr, как показано на фиг.10. Схема 22 выравнивания ЧО выполняет выравнивание формы сигнала ЧО (1,1).
Каждая из схем 221 задержки имеет функцию включения. Когда сигнал en включения, поступающий из контроллера 25, равен 1, каждая из схем 221 задержки захватывает и удерживает входные данные в соответствии с тактовой частотой CLs выборки. Когда сигнал en включения, поступающий из контроллера 25, равен 0, каждая из схем 221 задержки не захватывает входные данные. Схемы задержки, имеющие функцию включения, описанную ниже, также работают аналогично.
Действительная форма сигнала выравнивания по ЧО (1,1) представлена сверткой различных двоичных данных {-1,+1} записи и формой сигнала ЧО, представленной формой сигнала Spr, показанной на фиг.10. Таким образом, действительная форма сигнала выравнивания ЧО (1,1) будет представлена в виде индикаторной диаграммы, показанной на фиг.11, и точка идентификации данных имеет троичные данные.
(Конфигурация и работа схемы 23 детектирования фазы: фиг.12)
Схема 23 детектирования фазы, показанная на фиг.1, детектирует фазу выборки, представленную уравнением:
,
которое может быть получено стохастически из формы сигнала выравнивания ЧО и экспериментально определенного значения, как показано в документе 1, указанном выше, и т.п.
Однако yk представляет данные формы сигнала выравнивания ЧО (1,1) в момент времени k, который поступает с выхода схемы 22 выравнивания ЧО, и ak представляет экспериментально определенное значение, которое представляет результат детектирования трех величин {-1, 0, +1} данных yk. Кроме того, (k-1) представляет точку времени, которая расположена на период Ts выборки перед моментом времени k.
На фиг.12 показан пример схемы 23 детектирования фазы. В схеме 23 детектирования фазы схема 231 тройного детектирования выполняет тройное детектирование для входных данных yk, для получения экспериментально определенного значения ak. Затем схемы 232 и 233 задержки, которые обладают функцией включения, задерживают входные данные yk и экспериментально определенное значение ak соответственно на периоды Ts выборки. Затем схема 234 умножителя умножает экспериментально определенное значение ak на выходные данные схемы 232 задержки, и схема 235 умножителя умножает входные данные yk на выходные данные схемы 233 задержки. Затем схема 236 вычитания вычитает выходные данные схемы 235 умножителя из выходных данных схемы 234 умножителя. В соответствии с этим фазу Δτk выборки, представленную уравнением (9), рассчитывают как выходные данные схемы 236 вычитания.
(Конфигурация и работа ФНЧ 24: фиг.13)
ФНЧ 24, показанная на фиг.1, включает в себя вторичную петлю управления, как ее называют в теории разработки систем управления, как описано в документе 1, указанном выше, и т.п. ФНЧ 24 рассчитывает разность νk моментов времени для обновления моментов µk выборки, в соответствии с фазой Δτk выборки, указанной выше.
Разность νk моментов времени представлена следующим образом:
где α и ρ представляют собой коэффициенты.
На фиг.13 показан пример ФНЧ 24. В ФНЧ 24 схемы 241 и 242 умножителей умножают входные данные Δτk на α и ρ соответственно. Выходные данные схемы 242 умножителя проходят через схему 243 сумматора, и их задерживают на период Ts выборки с помощью схемы 244 задержки, имеющей функцию включения. Затем схема 243 сумматора суммирует выходные данные схемы 242 умножителя и выходные данные схемы 244 задержки. Схема 245 задержки, имеющая функцию включения, задерживает выходные данные схемы 243 сумматора на период Ts выборки. Схема 246 сумматора суммирует выходные данные схемы 241 умножителя и выходные данные схемы 245 задержки. В соответствии с этим разность νk моментов времени, которая представлена уравнениями (11) и (12), рассчитывают как выходные данные схемы 246 сумматора.
(Конфигурация и работа контроллера 25: фиг.14)
Контроллер 25, показанный на фиг.1, управляет работой интерполяции фильтра 21 интерполяции. В то же время, контроллер 25 управляет работой схемы 22 выравнивания ЧО, схемы 23 детектирования фазы и ФНЧ 24 в соответствии с сигналом en включения.
Моменты µk времени выборки, поступающие из контроллера 25 в фильтр 21 интерполяции, определены условием 0≤µk<1 так, что центральный отвод фильтра 21 интерполяции не выходит за пределы периодов Ts выборки (в результате чего сдвиг происходит в пределах периода Ts выборки).
Обновление моментов µk времени выборки выполняют на основе расчета, представленного следующим условием:
где (µ(k+1) представляет моменты времени выборки после обновления. Здесь "mod-1" представляет оставшуюся операцию с целым числом, равным 1.
Когда исходный период данных, включенный в форму сигнала Si воспроизведения (обратная величина исходной скорости fi передачи данных), представлен как Ti, ε представляет частоту избыточной дискретизации, определенную следующим условием:
.
Например, когда частота выборки fs (=1/Ts) в схеме 14 А/Ц преобразователя, в 1,1 раза больше, чем исходная скорость передачи данных fi(=1/Ti), ε равно 1,1.
Кроме того, как следует из следующего условия:
,
результат получают путем деления на целое число, при этом 1 представлена р.
В примере, приведенном ниже, моменты µk времени выборки обновляют путем выделения двоичной части двоичного дробного числа и целочисленной части, и выполняет обработку, вместо выполнения такой оставшейся операции и деления на целое число.
На фиг.14 показан пример контроллера 25, который выполняет такое обновление момента времени µk выборки. Как описано выше, моменты µk времени выборки представлены шестибитовым двоичным дробным числом, представляющим моменты времени выборки на основе разрешающей способности, составляющей шестьдесят четыре уровня.
В контроллере 25, в данном примере, схема 251 вычитания вычитает разность vk моментов времени, рассчитанную с помощью ФНЧ 24, из 1, и схема 252 умножителя умножает результат вычитания на частоту ε избыточной дискретизации, представленной условием (14).
Хотя результат ε(1-νk) умножения представлен с использованием двоичного дробного числа, состоящего из шести битов после десятичной запятой, данные, полученные путем добавления битов целочисленной части к дробной части используют как выходные данные схемы 252 умножителя. Что касается целочисленной части, может быть подготовлено количество битов, которые не создают переполнение в системе. В этом примере два бита добавляют как целочисленную часть, и данные, имеющие восемь битов, используют как выходные данные схемы 252 умножителя.
Восьмибитовый выход схемы 252 умножителя подают как восьмибитовые входные данные в схему 253 сумматора как шестибитовые входные данные, восьмибитовые входные данные и восьмибитовые выходные данные. Кроме того, моменты µk времени выборки в непосредственно предшествующие моменты времени (перед обновлением), подаваемые из схемы 254 задержки, имеющей функцию включения, подают в схему 253 сумматора как шестибитовые входные данные.
Затем дробную часть, формируемую младшими шестью битами восьмибитовых выходных данных схемы 253 сумматора, выделяют в качестве моментов µ(k+1) времени получения выборки после обновления, и моменты µ(k+1) времени получения выборки задерживают на период Ts выборки с помощью схемы 254 задержки.
Кроме того, целочисленную часть, сформированную старшими двумя битами восьмибитовых выходных данных схемы 253 сумматора, выделяют как результат р деления на целое число, указанного выше.
Когда сигнал en включения равен 1, целочисленную часть р захватывают в регистр 256 через переключатель 255 в соответствии с тактовой частотой CLs выборки.
Затем компаратор 258 выполняет сравнение выходного значения R регистра 256 с 1. Если R меньше или равно 1, логическая схема 259, соединенная с компаратором 258, выводит сигнал en включения, равный 1. Если R больше, чем 1, логическая схема 259 выводит сигнал en включения, равный 0.
Если сигнал en включения равен 0, операции схемы 22 выравнивания ЧО, схемы 23 детектирования фазы и ФНЧ 24 останавливают, как описано выше. Одновременно в контроллере 25 переключатель 255 переключают на сторону схемы 257 вычитания. Вместо целочисленной части р в это время результат схемы 257 вычитания, полученный путем вычитания 1 из выходной величины R регистра 256, захватывают в регистр 256.
Таким образом, например, когда частота ε равна 1,1, как описано выше, операцию уменьшения шага дескритизации данных Ds выборки данных выполняют для каждой одиннадцатой операции выборки формы сигнала Si воспроизведения, на основе тактовой частоты CLs выборки, в результате чего получают данные с исходной частотой fi данных, в качестве данных воспроизведения.
Как описано выше, в способе обновления синхронизации выборки в соответствии с этим примером, благодаря выделению целочисленной части и дробной части двоичного дробного числа, и путем выполнения обработки, моменты µк времени выборки можно обновлять, без необходимости непосредственного выполнения деления на целое число или остальных операций. Кроме того, моменты µk времени выборки могут быть обновлены с высокой скоростью и с использованием простой конфигурации.
(Проверка преимущества разделенной линейной интерполяции: фиг.15)
Результат математического моделирования рабочих характеристик, полученный с использованием разделенной линейной интерполяции в соответствии с настоящим изобретением для формы сигнала воспроизведения при оптической записи/воспроизведении, показан на фиг.15.
Этот результат получают путем генерирования формы сигнала воспроизведения без шумов из импульсного отклика, имеющего идеальную характеристику воспроизведения оптического диска BD (Blu-ray Disk™), путем выполнения избыточной 1,05-кратной дискретизации и с использованием синхронизации ФАПЧ с применением ИВС. Здесь выравнивание выполняют на основе ЧО (1, 1, 1), и разрешающая способность момента времени выборки составляет 64.
Точки идентификации идеальной индикаторной диаграммы выравнивания ЧО (1, 1, 1) представляют собой {-3, -1, +1, +3}. Вариации различий между значениями данных точек идентификации на основе моделирования и значений данных точек идентификации, полученные путем идеального выравнивания по отношению к +1, представленного в дБ, представлены как ОСИШ (SDNR, отношение сигнала и искажений к шумам), на вертикальной оси. Таким образом, точка идентификации воспроизводится ближе к значению ЧО (1, 1, 1), по мере того, как величина ОСИШ увеличивается.
Для ИВС, тот факт, что характеристика воспроизведения данных фильтра интерполяции будет ухудшена, означает, что ОСИШ данных после интерполяции будет низким (ухудшенным). В случае, когда функция sinc используется как функция интерполяции, если количество отводов в фильтре интерполяции увеличивается, ОСИШ проявляет тенденцию к насыщению. В области насыщения интерполяция может быть выполнена с высокой точностью.
На горизонтальной оси представлено количество отводов фильтра интерполяции и соответствует значению L в описанном выше примере.
На фиг.15 функция "sinc+Ханнинга" показана в виде графика, отмеченного символами в форме ромба, и представляет случай, когда коэффициенты отводов фильтра интерполяции рассчитаны непосредственно с использованием функции sinc в качестве функции интерполяции, как описано в документе 2. В этом случае при использовании большого количества отводов, например десять или больше, можно увеличить ОСИШ.
Здесь PL представляет количество N разделений, как описано выше. Однако PL=1 представляет случай, когда линейную интерполяцию выполняют без разделения периода Ts выборки, как описано в документе 3, вместо выполнения линейной интерполяции с разделением, удовлетворяющим условию N≥2. В этом случае, даже если количество отводов увеличивается, ОСИШ не превышает заданное значение.
∧
В отличие от этого, PL=2, PL=4, PL=8, PL=16, PL=32 и PL=64 представляют случаи, когда удовлетворяется условие N=2M, как показано в уравнении (1) для линейной интерполяции с разделением, в соответствии с настоящим изобретением.
В этом случае, даже когда PL равняется 2, то есть даже когда количество N разделений равно 2, ОСИШ может быть предпочтительно выше, чем в случае, когда PL равняется 1. Кроме того, когда PL равно 4, то есть когда количество N разделений равно 4, если количество отводов равно шестнадцати или больше, может быть достигнут эквивалент рабочих характеристик для случая, когда коэффициент отвода рассчитывают непосредственно по функции sinc.
Случай, когда PL равно 8, PL равно 16, PL равно 32 или PL равно 64, является почти таким же, как и случай, когда PL равно 4, и графики для этих случаев представлены с использованием символов кружка.
Как описано выше, в соответствии с линейной интерполяция с разделением в соответствии с настоящим изобретением, даже при относительно малом количестве разделений, рабочие характеристики могут быть существенно улучшены по сравнению с известной линейной интерполяцией. Таким образом, может быть получена характеристика воспроизведения данных, более близкая к идеальной характеристике.
Кроме, например, случая, когда коэффициенты отводов для девяти отводов рассчитывают непосредственно из функции sinc, с использованием синхронизации выборки на основе разрешающей способности шестьдесят четыре уровня, как показано в документе 2, даже если учитывать свойство симметричности функции sinc, требуется ((9-1)/2+1)·64=320 значений таблицы. Таким образом, для таблицы, сохраняемой в запоминающем устройстве, требуется большая емкость.
В отличие от этого, для линейной интерполяции с разделением в соответствии с настоящим изобретением, если количество N разделений равно четырем, требуется только двадцать одно табличное значение, как описано выше. Таким образом, можно существенно уменьшить объем таблицы, сохраняемой в памяти. Кроме того, когда секция 20 ИВС выполнена в виде ИС (интегральной схемы), можно уменьшить размер кристалла.
[Другие варианты выполнения]
Хотя выше был описан пример для случая, когда схема 14 А/Ц преобразователя выполняет выборку с избыточной дискретизацией, настоящее изобретение также можно использовать для случая, когда линейная интерполяция с разделением и расчеты и обновления моментов µk времени выборки выполняют в фильтре 21 интерполяции, или в для случая, когда частота выборки fs в схеме 14 А/Ц преобразователя синхронизирована с оригинальной частотой fi данных, включенной в форму сигнала Si воспроизведения.
Кроме того, воспроизведение данных с ИВС в соответствии с настоящим изобретением не обязательно ограничивается магнитной записью/воспроизведением или оптической записью/воспроизведением. Воспроизведение данных с ИВС в соответствии с настоящим изобретением также можно применять для случая, когда сторона приема воспроизводит данные при передаче данных, с использованием модема или тому подобное.