ИЗМЕРИТЕЛЬ ДЕВИАЦИИ
DEVIATION METER

Изобретение относится к области радиотехники и измерительной техники и может быть использовано в системах радиотехнической разведки (РТР) и пассивного целеуказания (ПЦУ) для измерения величины девиации несущей частоты импульсных сигналов радиолокационных станций (РЛС) с линейной частотной модуляцией при неизвестной длительности и несущей частоте сигнала.
Известны устройства измерения величины девиации импульсных ЛЧМ - сигналов РЛС, которые состоят из частотно-амплитудного преобразователя, усилителя, формирующего устройства и счетчика. Принцип действия таких измерителей основан на использовании знакопеременной характеристики преобразования частоты в напряжение. Величина девиации определяется числом дискретных устройств, на выходе которых возбуждается напряжение, вызванное измеряемым сигналом.
Основным недостатком таких устройств является ограничение по пределам измеряемой величины девиации, по допустимой скорости изменения частоты за время импульса и по длительности импульса разведуемой РЛС, что вызвано узкополосностью контуров, формирующих знакопеременную характеристику.
Известно также устройство измерения среднего значения изменяющейся частоты методом счета нулей за фиксированный мерный интервал времени ("Радиотехника", №1, т.19, 1964 г., стр.57), содержащее формирователь, ключевую схему, счетчик импульсов, индикаторное устройство, устройство формирования калиброванного интервала усреднения (мерного интервала). Принцип действия такого устройства основан на определении средней частоты за фиксированный мерный интервал, что позволяет его использовать для измерения девиации несущей частоты ЛЧМ-сигнала с известной длительностью, выбрав длительность мерных интервалов равной половине длительности измеряемого сигнала. Разность средних частот, определенных в каждом из интервалов, служит оценкой величины девиации.
<mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>min</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>></mo><mn>10</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
Однако в системах РТР и ПЦУ длительность принимаемого сигнала лежит в достаточно широких пределах
и существует вероятность приема любого сигнала РЛС из заданного диапазона возможных значений, что не позволяет заранее сформировать необходимые мерные интервалы, тем самым ограничивая область применения таких устройств.
Известно также устройство измерения девиации частоты импульсного ЛЧМ-сигнала (авторское свидетельство №1840974), содержащее формирователь счетных импульсов, ключевые схемы, формирователь мерных интервалов, счетчик, блок задержки и детектор огибающей. Мерные интервалы в этом устройстве формируются по переднему и по заднему фронту огибающей сигнала, а их длительность соответствует величине задержки радиосигнала, создаваемой блоком задержки.
Величина девиации определяется по разности "нулевых" пересечений двух мерных интервалов.
задержки
min
Недостатком этого устройства является сравнительно невысокая точность измерения девиации частоты сигналов, минимальная длительность которых превышает 5 мксек. Это определяется трудностями реализации блока задержки с параметрами τ=0,5τ на частотах более 30 МГц.
1
i
i-1
I
Наиболее близким по техническому решению к предлагаемому устройству является измеритель девиации по авт. свид. № 1840975 с приоритетом от 6.01.1977 г., схема которого представлена на фиг. 1, содержащий формирователь счетных импульсов, детектор огибающей, ключевые схемы, формирователь мерных интервалов, счетчики, коммутатор кодов, блок памяти, блок вычитания, накапливающий сумматор. Выход формирователя счетных импульсов подключен ко входу детектора огибающей и к первым входам ключевых схем, вторые входы которых подключены к соответствующим выходам формирователя мерных интервалов, вход последнего подключен к выходу детектора огибающей, а выходы ключевых схем, подключены к соответствующим входам счетчиков, выход первого счетчика подключен ко входу блока памяти и к первому входу коммутатора кодов, второй вход которого подключен к выходу второго счетчика, выходы блока памяти и коммутатора кодов подключены к соответствующим входам блока вычитания, выход которого подключен ко входу накапливающего сумматора. Поступающий на вход формирователя счетных импульсов радиосигнал промежуточной частоты подвергается двухстороннему ограничению. Сформированные по амплитуде счетные импульсы поступают на входы ключевых схем и детектор огибающей. По сигналу огибающей формирователь мерных интервалов вырабатывает две противофазные импульсные последовательности скважностью два. Длительность мерных интервалов выбирается равной половине минимальной в заданном диапазоне разведки длительности импульса. Сигналы мерных интервалов поступают на соответствующие входы ключевых схем. Пачки счетных импульсов с выходов ключевых схем поочередно поступают на соответствующие счетчики. Код числа импульсов, подсчитанных в первом мерном интервале, записывается в блок памяти, где хранится до окончания радиоимпульса. Коды чисел импульсов, подсчитанных во всех последующих мерных интервалах поочередно, по мере окончания каждого из интервалов, через коммутатор кодов поступают на один вход блока вычитания, на второй вход которого поступает из блока памяти код числа импульсов первого мерного интервала. В блоке вычитания определяется разность между числом импульсов n первого мерного интервала и всех последующих, а полученный код разности Δn суммируется с предыдущим значением Δn в накапливающем сумматоре. Таким образом, после окончания принимаемого сигнала код Δn на выходе накапливающего сумматора представляет собой сумму разностей счетных импульсов первого и всех последующих интервалов:
<mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>n</mi><mi>I</mi></msub><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>2</mn></mrow><mi>β</mi></munderover><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>n</mi><mn>1</mn></msub><mo>−</mo><msub><mi>n</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow>
где β - число целых мерных интервалов, охваченных огибающей радиосигнала.
Если счетные импульсы образуются только по положительным пересечениям нулевого уровня, оценка величины девиации частоты осуществляется по формуле:
<mrow><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>Δ</mi><msub><mi>n</mi><mi>I</mi></msub><mo>⋅</mo><mi>τ</mi></mrow><mrow><msubsup><mi>τ</mi><mi>и</mi><mn>2</mn></msubsup><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>β</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mo>)</mo></mrow><mi>β</mi></mrow></mfrac></mrow>
где τ - длительность принимаемого сигнала, измеренная одним из известных способов;
и
τ - длительность мерных интервалов.
min
Рассмотренный измеритель обладает более высокой точностью измерения по сравнению с измерителем по авт. свид. №1840974, при τ более 5 мксек и частотах более 30 МГц.
<mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><mi>min</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>></mo><mn>5</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
i
I
Однако при достаточно широком диапазоне длительностей
повышается удельный вес ошибки определения числа нулевых пересечений в первом мерном интервале, вызванной целочисленностью счета. Поскольку это измерение участвует в вычислении всех разностей n, происходит накопление ошибки вычисления Δn с увеличением числа мерных интервалов.
Целью настоящего изобретения является повышение точности измерения величины девиации импульсных ЛЧМ-сигналов в системах РТР и ПЦУ, работающих в широком диапазоне значений длительности принимаемых сигналов.
Поставленная цель достигается тем, что в известное устройство, содержащее формирователь счетных импульсов, детектор огибающей, ключевые схемы, формирователь мерных интервалов, счетчики, коммутатор кодов, блок памяти, блок вычитания, накапливающий сумматор, выход формирователя счетных импульсов подключен ко входу детектора огибающей и к первым входам ключевых схем, вторые входы которых подключены к соответствующим выходам формирователя мерных интервалов вход последнего подключен к выходу детектора огибающей, выходы ключевых схем подключены к соответствующим входам счетчиков, выходы которых подключены ко входам коммутатора кодов, введен второй накапливающий сумматор, причем, выход коммутатора кодов, подключен ко входам блока памяти и первого накапливающего сумматора, вход блока памяти подключен ко входу второго накапливающего сумматора, а выходы обоих накапливающих сумматоров подключены к соответствующим входам блока вычитания.
Первый накапливающий сумматор служит для определения по значениям счетчиков числа счетных импульсов в β мерных интервалах.
<mrow><mfrac><mi>β</mi><mn>2</mn></mfrac></mrow>
<mrow><mfrac><mi>β</mi><mn>2</mn></mfrac></mrow>
Второй накапливающий сумматор и блок памяти служат для определения числа счетных импульсов в первых
мерных интервалах. Оценка девиации частоты осуществляется по выходному значению блока вычитания. В отличие от прототипа, блок памяти, выполненный, например, в виде набора регистров с раздельными цепями записи и считывания, должен быть рассчитан для записи в него
значений счетчиков. Увеличение точности по сравнению с прототипом происходит за счет того, что значения каждого элемента сигнала, накапливаемые в сумматорах, участвуют в образовании выходного кода только один раз, в отличие от прототипа, где значение первого элемента, хранимое в блоке памяти, участвовало в измерении β-1 раз, что приводило к накоплению ошибки.
На фиг. 2 приведена функциональная схема заявляемого измерителя девиации. Устройство содержит: формирователь 1 счетных импульсов, детектор 2 огибающей, ключевые схемы 3, формирователь 4 мерных интервалов, счетчики 5, коммутатор 6 кодов, блок 7 памяти, накапливающие сумматоры 8, блок 9 вычитания. Выход формирователя 1 счетных импульсов подключен ко входу детектора 2 огибающей и к первым входам ключевых схем 3, вторые входы которых подключены к соответствующим выходам формирователя 4 мерных интервалов, выход последнего подключен к выходу детектора 2 огибающей, выходы ключевых схем 3 подключены к соответствующим входам счетчиков 5, выходы которых подключены ко входам коммутатора 6 кодов, выход последнего подключен ко входам блока 7 памяти и первого накаливающего сумматора 8, выход блока памяти подключен ко входу второго накапливающего сумматора 8, а выходы обоих накапливающих сумматоров 8 подключены к соответствующим входам блока 9 вычитания.
Устройство работает следующим образом.
I
II
<mrow><mfrac><mi>β</mi><mn>2</mn></mfrac></mrow>
Поступающий на вход формирователя 1 импульсов радиосигнал подвергается двухстороннему ограничению, нижний уровень которого выбирается из условия допустимого числа ложных тревог, обусловленных наличием шумов приемного тракта. Сформированные по амплитуде счетные импульсы, соответствующие переходам синусоидального сигнала через нулевой уровень, поступают на входы ключевых схем 3 и детектор 2 огибающей. По сигналу огибающей, сформированному детектором 2, формирователь 4 мерных интервалов вырабатывает две противофазные импульсные последовательности скважностью два. Длительность мерных интервалов выбирается, как и в прототипе, равной половине минимальной в данном диапазоне разведки импульса. Сигналы мерных интервалов поступают на соответствующие входы ключевых схем 3, реализующих логическую операцию "И", в результате чего формируются пачки счетных импульсов, которые поступают на соответствующие счетчики 5. Подсчитанное в каждом мерном интервале количество счетных импульсов в виде кода через коммутатор 6 кодов поступает для записи в блок 7 памяти и в первый накапливающий сумматор 8. Поступающие в первый накапливающий сумматор 8 коды суммируются таким образом, чтобы значение кода n на его выходе соответствовало числу счетных импульсов в четном количестве мерных интервалов, начиная с двух. Считывание кодов из блока 7 памяти осуществляется подряд только в нечетных мерных интервалах, т.е. в два раза реже, чем запись. Эти коды поступают во второй накапливающий сумматор 8 значение кода, на выходе которого после окончания β-го мерного интервала определяется количеством n счетных импульсов в первых
интервалах.
II
I
II
В блоке 9 вычитания происходит вычисление разности Δn=n-2n. Таким образом, на выходе блока 9 вычитания после окончания радиоимпульса существует код, значение которого равно
<mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>n</mi><mrow><mi>I</mi><mi>I</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mi>β</mi></munderover><mrow><msub><mi>n</mi><mi>i</mi></msub></mrow></mstyle><mo>−</mo><mn>2</mn><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mi>j</mi><mrow><mi>β</mi><mo>/</mo><mn>2</mn></mrow></munderover><mrow><msub><mi>n</mi><mi>j</mi></msub></mrow></mstyle><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mfrac><mi>β</mi><mn>2</mn></mfrac><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mi>β</mi></munderover><mrow><msub><mi>n</mi><mi>i</mi></msub></mrow></mstyle><mo>−</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>j</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mi>β</mi><mo>/</mo><mn>2</mn></mrow></munderover><mrow><msub><mi>n</mi><mi>j</mi></msub></mrow></mstyle></mrow>
Величина девиации импульсного ЛЧМ-сигнала определяется по формуле:
<mrow><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>Δ</mi><msub><mi>n</mi><mrow><mi>I</mi><mi>I</mi></mrow></msub><mo>⋅</mo><mi>τ</mi></mrow><mrow><msup><mi>β</mi><mn>2</mn></msup><mo>⋅</mo><msubsup><mi>τ</mi><mi>и</mi><mn>2</mn></msubsup></mrow></mfrac></mrow>
где τ - длительность принимаемого сигнала, измеренная одним из известных способов, например (см. Мирский Г.Я. Радиоэлектронные измерения, "Энергия", 1975 г.);
β - четное число мерных интервалов, охваченных огибающей сигнала.
Как следует из приведенных формул вычисления величины девиации, при достаточно высокой точности определения длительности отношение среднеквадратических ошибок измерения прототипа и предлагаемого устройства равно:
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>σ</mi><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>f</mi><mi>I</mi></msub></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>σ</mi><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>f</mi><mrow><mi>I</mi><mi>I</mi></mrow></msub></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>σ</mi><mi>п</mi></msub><msqrt><mrow><msup><mi>β</mi><mn>2</mn></msup><mo>−</mo><mi>β</mi></mrow></msqrt><mo>⋅</mo><mi>β</mi></mrow><mrow><mn>2</mn><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>β</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mo>)</mo></mrow><msqrt><mi>β</mi></msqrt><mo>⋅</mo><msub><mi>σ</mi><mi>п</mi></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mi>β</mi><mrow><mn>2</mn><msqrt><mrow><mi>β</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msqrt></mrow></mfrac></mrow>
п
где σ - среднеквадратическая ошибка определения числа периодов синусоидального колебания в одном мерном интервале, обусловленная целочисленностью счета.
Таким образом, при β>2 среднеквадратическая ошибка определения девиации частоты прототипа больше, чем для заявляемого устройства.
Уменьшение ошибки измерения Δf в системах РТР и ПЦУ приводит к улучшению качества параметрической селекции, предшествующей местоопределению источника излучения, а также к улучшению качества распознавания типа цели по параметрам излучения РЛС.