Проверка и исследование точностных характеристик бортовых радиовысотомеров

Здесь fc - оценка частоты составляющей по экс-

тремальным значениям составляющей, а п- количество дифференцирований или интегрирований для восстановления сигнала. Фазы на рисунках 3-5 не скорректированы: в первом случае ее нужно из-

менить на величину n-

ж 2

а во втором

на - n

ж 2

Заключение

Несложные преобразования позволяют более корректно выделить моды. Показание к предварительной обработке - значительно отличающаяся от «нуля» дисперсия периода и (или) модулей экстремальных значений выделенных мод или нарушение тенденции поведения экстремумов.

ЛИТЕРАТУРА

1. Мясникова, Н.В. Применение разложения по эмпирическим модам в задачах цифровой обработки сигналов / Н.В. Мясникова, Л.А. Долгих, М.Г. Мясникова // Датчики и системы. - 2011. - № 5. - С. 8-10.

2. Ломтев, Е.А. Совершенствование алгоритмов сжатия-восстановления сигналов для систем телеизмерений/ Е.А. Ломтев, М.Г. Мясникова, Н.В. Мясников, Б.В. Цыпин// Измерительная техника. - 2015. -

№ 3. - С. 11-15.

3. Мясникова, Н.В. Разложение на эмпирические моды на основе экстремальной фильтрации// Н.В. Мясникова, М.П. Берестень // Цифровая обработка сигналов. - 2014. - № 4. - С. 13-17.

4. Терехина, А.В. Сравнительная оценка алгоритмов сжатия информации на основе метода Прони/ А.В Терехина // Современные проблемы науки и образования. - 2013. - № 1. - С. 166.

5. Ломтев, Е.А. Применение метода на основе экстремальной фильтрации в задачах сжатия измерительных сигналов/ Е.А. Ломтев, Б.В. Цыпин, А.В. Терехина// Измерение. Мониторинг. Управление. Контроль. - 2013. - № 1. - С. 55-59.

6. Мясникова, Н.В., Формирование диагностических признаков на основе экстремальной фильтрации/ Н.В. Мясникова, М.П. Берестень // Труды международного симпозиума Надежность и качество. 2014. Т. 2. С. 74-76.

УДК 629.7.058.42

Боков1 А.С., Важенин1 В.Г., Дядьков1 Н.А., ИофиН А.А., МухиН В.В.

1ФГАОУ ВПО «Уральский федеральный университет им. первого Президента России Б.Н. Ельцина», Екатеринбург, Россия

2АО «Уральское проектно-конструкторское бюро «Деталь», Каменск-Уральский Свердловской обл., Россия

ПРОВЕРКА И ИССЛЕДОВАНИЕ ТОЧНОСТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК БОРТОВЫХ РАДИОВЫСОТОМЕРОВ

Комплексы полунатурного моделирования сигналов для радиолокационных систем позволяют проводить полную проверку аппаратуры и алгоритмов в лабораторных условиях. Рассмотренный способ формирования отраженного сигнала как комбинации многих зондирующих сигналов, соответствующих отражению от множества блестящих точек цели и/или подстилающей поверхности позволяет существенно упростить аппаратуру имитатора сигнала в режиме реального времени, даже при переменных параметрах зондирующего сигнала, наличии движения целей и самого радиолокатора. Приведены примеры и результаты экспериментальных исследований полунатурного моделирования работы серийных радиовысотомеров.

Ключевые слова:

полунатурное моделирование, радиолокатор, радиовысотомер, линия задержки, цифровая обработка сигналов, спектр

Для исследования точностных характеристик радиовысотомеров (РВ), радиодальномеров, а также бортовых радиолокационных систем (РЛС) в лабораторных условиях необходима имитация частотно-временной структуры радиолокационного сигнала, отраженного от подстилающей поверхности, от одной или нескольких целей, находящихся на заданном направлении. Формирование сигналов эквивалентных отраженным от протяженных объектов и поверхностей может быть также использовано для испытаний аппаратуры с контролем параметров СВЧ и НЧ-трактов излучения и обработки сигналов, для функциональной проверки алгоритмов захвата, наведения и сопровождения целей в РЛС в условиях, близких к реальным или к критическим (вибрация, температура и др.).

Для решения этого спектра задач используются комплексы полунатурного моделирования способные выполнять имитацию радиолокационных сигналов в режиме реального времени [1, 3].

В основе программной части таких комплексов должна использоваться модель представления фо-ноцелевой обстановки с учетом характеристик отражения радиолокационных сигналов от протяжённых объектов и поверхностей. При этом часто используют методы геометрической оптики и феноменологический подход, при котором сложный механизм рассеяния и отражения электромагнитного поля поверхностью упрощают путём замены пространственно-электрических характеристик поверхности на соответствующие характеристики отражённого сигнала, известные в большинстве случаев из экспериментальных данных для конкретных диапазонов частот.

Согласно феноменологическому подходу [2] протяженный радиолокационный объект или подстилающую поверхность можно представить в виде набора

точечных отражателей или фацетов с индивидуальными геометрической площадью и ориентацией. Тогда пространство распространения прямого и отраженного сигналов между антеннами РЛС и отдельным отражателем можно трактовать как некоторый элементарный канал передачи сигнала с переменными во времени параметрами, передаточная функция которого ^(^ы, Ь) однозначно определяется в каждый текущий момент времени положением отражателя в пространстве и скоростью его относительного перемещения. Поэтому пространство распространения сигнала между антеннами РЛС и всей отражающей поверхностью можно представить в виде многоканальной системы - рис. 1, состоящей из множества элементарных каналов с передаточными функциями К (Ь), где i = 1, 2,..., п [3].

Рисунок 1 - Многоканальная модель радиолокационного канала распространения сигнала «передающая антенна - отражающая поверхность - приемная антенна»

Передаточная функция каждого канала ^(Ь, Х2) определяет задержку ^ и затухание при распространении и отражении сигнала, а также вносит доплеровский сдвиг частоты

пропорционален относительной скорости сближения Vi с 2-ой блестящей точкой и обратно-пропорционален длине радиоволны А: = 2 Vi /Л.

Передаточная функция в общем случае может случайно изменяться во времени (волнение водной поверхности, колыхание растительности под действием ветра, движение РЛС), поэтому зондирующий сигнал A(t) после прохождения канала приобретает в каждый момент времени каждого периода модуляции случайную амплитуду, фазу, доплеровский сдвиг частоты.

По модели рис. 1 имитаторы отраженных сигналов для РЛС на основе многоотводных линий задержки (ЛЗ) могут формировать сигнал как сумму многих зондирующих сигналов, соответствующих отражению от множества блестящих точек цели и подстилающей поверхности [4] - рис. 2.

Рисунок 2 - Модель на основе линии задержки

Увеличение количества отражателей существенно усложняет аппаратные средства для реализации модели при переменных параметрах сигналов, поэтому для упрощения модели целесообразно сгруппировать отражатели с близкими параметрами: число каналов

будет равно числу элементов разбиения на участки близких частот/задержек. При этом эквивалентность основных характеристик и зависимостей моделирования и формирования отраженного сигнала будет определяться аппаратными и программными возможностями выбранной реализации модели, а также фактической разрешающей способностью радиолокационного измерителя при соответствующих параметрах зондирующего и принимаемого сигналов.

Качественная реализация с возможностью смены параметров во времени в аналоговой форме не возможна. Для реализации на базе блоков цифровой обработки сигналов (ЦОС), нужны связки быстродействующих аналого-цифровых преобразователей (АЦП), цифровых линий задержки, модулей преобразования сигнала, цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП). При этом, если для оцифровки сигнала достаточно использовать один быстродействующий АЦП, то для формирования выходного сигнала необходимо использовать множество ЦАП и один аналоговый сумматор или многовходовый цифровой сумматор и один ЦАП - рис. 3. Непосредственная реализация на СВЧ при современном развитии техники нереализуема, поэтому подразумевается, что обработка сигнала и формирование сигналов выполняются на низкой частоте в рабочей области частот блоков ЦОС.

Рисунок 3 - Схемы формирования отраженного сигнала на базе блоков ЦОС

Быстродействующие многовходовый цифровой сумматор и набор ЦАП для каждого канала дороги для реализации, поэтому вместо цифрового сумматора в ряде случаев (для зондирующих сигналов большой длительности или для больших дальностей при узкополосном сигнале) можно использовать коммута-

тор. Подобный приём часто используют в схемотехнике многовходовых АЦП микроконтроллеров. Но в данном применении коммутатор циклически подключает к одному выходу ЦАП п сигналов, преобразованных в соответствии с заданными параметрами и Е± - рис. 4.

Рисунок 4 - Схема формирования эквивалентного сигнала с коммутатором

Такой способ коммутации можно назвать микшированием во времени. Общее преобразование может быть описано выражением:

X

Где Ei - амплитуда, соответствующая мощности i-го сигнала; K(f(t), Af) - результат доплеров-ского сдвига функции f(t) на величину Af; Xi -задержка i-го сигнала; Afi - доплеровский сдвиг i-го сигнала; At - длительность интервала микширования; mod - оператор нахождения остатка от целочисленного деления.

Выходной сигнал будет содержать равные по длительности «кусочки» различных сигналов, что в частотной области приведёт к тому, что к исходным гармоникам сигналов добавятся гармоники, соответствующие сумме и разности частот «полезных» сигналов и частоты микширования, умноженной на целое число. При выборе частоты микширования в

несколько раз выше рабочей полосы частот приёмника (с учётом фактического наличия во всех РЛС полосового или низкочастотного фильтра сигнала, получаемого после смешивания с гетеродинным сигналом), результирующий сигнал биений в низкочастотной области по спектральному составу будет эквивалентен сигналу, образованному обычным суммированием сигналов, но, разумеется, слабее в п раз по амплитуде.

Схему формирования эквивалентного отраженного сигнала с коммутатором можно упростить: при использовании коммутатора, управляемого синхронизатором, выходной сигнал будет содержать «кусочки» различных сигналов с заданной длительностью - рис. 5. Это позволяет заменить отдельные амплитудные преобразования сигналов таким тактированием работы коммутатора, чтобы длительности «кусочков» различных сигналов были пропорциональны соответствующим амплитудам Е1...Еп.

Рисунок 5 - Схема формирования эквивалентного сигнала с двумя коммутаторами, управляемыми

синхронизатором

В отличие от рис. 4, вместо множества устройств сдвига частоты здесь появляется возможность использовать общий модулятор для управления средней амплитудой сигнала Eo и для сдвига частоты (фазы) задаваемого на выходе дополнительного коммутатора коэффициентов [5].

Такое преобразование с микшированием во времени сигналов переменной длительности может быть описано выражением:

X(t) = EiK(A(t - тг), Д/;), i = find (г = ^ At;, t),

Где find(Tr t) - функция сопоставления времени t на общем периоде микширования всех сигналов T номеру микшируемого сигнала i; Ati - длительность интервала микширования i-го сигнала.

Для проверки эквивалентности микшированного сигнала была разработана модель, в которой в качестве РЛС использовался РВ с линейно-частотно-модулированным сигналом (ЛЧМ РВ) с рабочей полосой приёмника до 60 кГц. Имитируемый в данном

случае сигнал биений РВ можно составить кусочками синусоид равной или переменной длительности и изучить влияние параметров на спектр этого сигнала. На рис. 6 приведены примеры получаемого сигнала биений, составленного из кусочков шести синусоид, и его спектр.

В полученном при проверке спектре гармоники «полезного» сигнала имеют частоты от 28 до 45 кГц: на рис. 6 в все шесть заданных гармоник «полезного» сигнала биений просматриваются отдельно, т.к. выбрана большая длительность сигнала. Известно, что для классических спектральных оценок высота спектральных пиков служит надёжным показателем относительной мощности гармоник сигнала. Соотношения амплитуд гармоник при наличии и отсутствии микширования одинаковы, поэтому эти сигналы будут восприняты аппаратурой ЛЧМ РВ одинаково, которая будет показывать равные для этих эквивалентных сигналов значения оценки высоты.

а

1

0.5

о

-0.5 -1

V 1 0 h j h

Г fl (I [J 1 fl

г и 1 op с

ir Ч. г j -я  и . ] 1 iJK s rl

о

10

15 20 25 30

35

40

45

50 t, МКС

5

4000 3000 2000 1000

ll

1 il II П 11 1

0 ч!

500

1000

1500

2000

2500

3000

в 4000 3000

2000 1000 0

f кГц

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

f, кГц

г

1

0.5 0

-0.5 -1

600 t, мкс

0 100 200 300 400 500

Рисунок 6 - Проверка эквивалентности микшированного сигнала: а - вид сигнала биений ЛЧМ РВ составленного из неравных по длительности кусочков шести синусоид; б - его спектр; в - гармоники «полезного» сигнала биений; г - соответствующий исходный немикшированный сигнал биений

б

Фактические периоды переключения каналов -целые числа, в данном примере, от 1 до 32 точек, поэтому значения заданных амплитуд синусоид для формирования формы спектра сигнала биений из-за этой дискретности периода переключения каналов немного отличаются от заданных, и, в общем случае, погрешность такого представления сигнала можно оценить как среднее отклонение амплитуды гармоники от заданной, которая составит порядка 1,6 %.

При микшировании сигналов разных амплитуд с равными периодами погрешность представления сигнала аналогично будет определяться половиной цены младшего разряда используемого цифрового амплитудного множителя. Поэтому, при заданной погрешности отклонения амплитуды гармоник, несложно подобрать соответствующий дискрет амплитудного множителя или длительности периода микширования.

Соотношения амплитуд гармоник при отсутствии и наличии микширования с равными и неравными периодами примерно одинаковы, следовательно, получаемые сигналы также можно считать эквивалентными по спектральному составу.

Частота микширования определяется тактом работы (Ь (квантования по времени АЦП), выбираемым периодом переключения бЬ и числом микшируемых сигналов N:

Гмикш=1/( (Ь - бь - N) .

При увеличении частот гармоник «полезного» сигнала и/или при уменьшении частоты микширова-

ния каждого сигнала происходит постепенное сближение и последующее наложение гармоник соответствующих сумме и разности частот «полезных» сигналов и частоты микширования умноженной на целое число.

Для исключения влияния гармоник появляющихся за счёт микширования сигналов, необходимо, чтобы частота самой первой такой гармоники (Гмикш - Fmax) была выше верхней частоты пропускания Гв.б фильтра сигнала биений РВ:

Гмикш - Fmax ^ кзг .И -Гв.б ,

где кзап ^ 1 - коэффициент запаса, учитывающий неточное знание параметров РВ.

Тогда допустимое число микшируемых сигналов:

Nmax = 1/((Ь • бЬ • (Fmax + кзап -Гв.б)) .

Видно, что допустимое число микшируемых сигналов зависит и от параметров РВ и от быстродействия цифрового преобразования сигналов.

На рис. 7 приведена схема измерений при полунатурном моделировании работы РВ с помощью ИОС-РВ [6; 7], позволяющая дополнительно исследовать сигнал биений во временной и частотной области. При исследованиях применялся цифровой осциллограф комбинированного прибора Актаком АСК-4106. С помощью ПО обработки сигналов во временной и частотной областях можно оценивать параметры спектра, период модуляции и измеренную высоту, проводить исследование параметров трактов обработки сигнала РВ и получаемых точностных характеристик.

ПЭВМ ИОС-РВ

СВЧ кабели

А

Графики заданной и измеренной высоты, др. результаты

МКИО (ГОСТ 26765.52-87) либо Яг-код (ГОСТ 18977-79), Разовые команды

РВ

Сигнал биений

Рабочий ход пилы

Цифровой осциллограф

и

в

о

ПЭВМ обработки сигналов

Графики, спектры, результаты

Рисунок 7 - Схема измерений при полунатурном моделировании

Имитация сигналов, отраженных от подстилающих поверхностей, на базе модуля обработки сигналов МС23.01 возможна с числом каналов отличающихся по задержке до семи [5; 6]. Получаемый при этом усредненный спектр сигнала биений РВ (при допустимом типовом перепаде дифференциальной крутизны электронной перестройки частоты зондирующего сигнала до нескольких процентов) будет выглядеть «сплошным» и соответствовать статистически ровной шероховатой подстилающей поверхности. Для типового ЛЧМ РВ, при числе сигнальных

ен

15

каналов равном семи, возможно формирование «сплошных» спектров с шириной до 30% (т.е. 10 кГц при средней частоте биений 30 кГц), которых достаточно для имитации протяженных поверхностей при наличии скорости и эволюций летательного аппарата. Пример показан на рис. 8: семь отражателей с дальностями от 500 до 555 м с шагом 9,2 м, получены путём микширования сигналов в семи сигнальных каналах.

1н

е5

30

35

40

45

f, кГц

Рисунок 8 - Спектр сигнала биений типового РВ при наличии семи дискретных отражателей

Соответствующий вид сигнала биений в двух масштабах (три с половиной и часть периода модуляции 11 мс) показан на рис. 9. Максимальный уровень сигнала биений в области 11, 22, 33 мс

длительностью около 0,3 мс соответствует «обратному ходу» пилы ЧМ и при оценке характеристик РВ не используется. Амплитудная модуляция носит явный периодический характер, свидетельствующий о наличии всего нескольких сильных гармоник.

5

н

Ш

¡4

II „

I

Й

t, с

I, мс

0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5

Рисунок 9 - Вид сигнала биений типового РВ при наличии семи отражателей

Выводы

Для формирования сигнала эквивалентного отражению от протяженных объектов необходимо суммирование множества сигналов с разными задержками, амплитудами, частотными сдвигами. С помощью фацетной модели с одновременным учётом угловых эволюций и скорости летательного аппарата, параметров антенн РВ, можно сгруппировать отражатели, рассчитать параметры заданного количества каналов обработки излученного сигнала и использовать их в имитаторе сигнала на базе модулей ЦОС в реальном масштабе времени. Характеристики имитируемого сигнала во временной и спектральной области будут близки к теоретически

ожидаемым, следовательно, могут быть использованы при испытаниях аппаратуры как в типовых, так и в критических условиях.

Рассмотренный имитатор ИОС-РВ позволяет выполнять имитацию отраженных сигналов с полосой до 200 МГц, с дискретом по сдвигу частоты порядка 9 Гц, по дальности с шагом 2 м для произвольных сигналов или порядка 0,1 м при использовании сдвигов частоты для ЛЧМ-сигналов [7, 8], при общем диапазоне имитируемых дальностей свыше 20 км и переменном ослаблении сигнала в диапазоне до 157,5 дБ.

М

Г

ЛИТЕРАТУРА

1. Перунов, Ю. М. Радиоэлектронное подавление информационных каналов систем управления оружием / Ю. М. Перунов, К. И. Фомичев, Л. М. Юдин ; под ред. Ю. М. Перунова. - Изд. 2-е, испр. и доп. -

Радиотехника, 2008. - 416 с.

2. Зубкович, С. Г. Статистические характеристики радиосигналов, отраженных от земной поверхности / С.Г. Зубкович. М.: Сов.радио, 1968. 224 с.

3. Тверской, Г. Н. Имитаторы эхо-сигналов судовых радиовысотомерных станций / Г. Н. Тверской, К. Терентьев, И. П. Харченко. М.: Судостроение, 1973. 224 с.

4. Кенеди, Р. Каналы связи с замираниями и рассеянием / Р. Кеннеди; пер. с англ. под ред. И.А. Овсеевича. М.: Сов. радио, 1973. 304 с.

5. Пат. 2568899 РФ. Имитатор радиолокационной цели при зондировании преимущественно длительными сигналами / А. С. Боков, В. Г. Важенин, Н. А. Дядьков, В. В. Мухин, Д. Е. Щербаков, Л. И. Пономарев - Опубл. 20.09.2015. - Бюл. № 26.

6. Принципы построения и алгоритмы работы имитатора сигналов бортовых радиовысотомерных систем в режиме реального времени / А. С. Боков, В. Г. Важенин, Н. А. Дядьков, А. А. Иофин, В. В. Мухин // Труды Междунар. симп. Надежность и качество. - 2014. - Т. 1. - С. 108-111.

7. Гришко А.К. Алгоритм верификации электромагнитной устойчивости радиоэлектронных плат / А.К. Гришко, И.И. Кочегаров, Е.С. Каракулов // Инновации на основе информационных и коммуникационных технологий. 2015. Т. 1. С. 301-304.

8. Экспериментальное исследование полунатурного моделирования радиолокационного канала / А. С. Боков, В. Г. Важенин, Н. А. Дядьков, А. А. Иофин, В. В. Мухин // Надежность и качество сложных систем. Пенза : ПГУ, 2015. № 3 (11). С. 91-98.

УДК 629.73.083

Куатов1 Б.Ж., Ергалиев? Д.С.

1Военный институт Сил воздушной обороны, Казахстан

2Евразийский Национальный университет им. Л.Н.Гумилева, Казахстан

МЕТОДЫ ДИАГНОСТИКИ И ВОЗМОЖНОСТИ ВИБРОАКУСТИЧЕСКОЙ ОЦЕНКИ СОСТОЯНИЯ АВИАЦИОННОЙ ТЕХНИКИ

В процессе диагностирования авиационной техники (АТ) при ее эксплуатации по состоянию можно выделить три основных этапа (рис. 1.). Первый из них - оперативная диагностика, задача которой заключается в определении, можно ли продолжать нормальную эксплуатацию данного объекта AT («система исправна») или этот объект должен быть подвергнут до очередного полета каким-либо процедурам обслуживания («система неисправна»).

Такая задача в том или ином объеме для всех наблюдаемых объектов AT должна решаться, как правило, в конце каждого полетного дня, «на завтра». Оперативность достигается надлежащей организацией потока информации и применением компьютерной техники для ее обработки.

Второй этап - дополнительный диагностический анализ, результатом которого является перечень процедур обслуживания элементов и систем AT, признанных неисправными, без снятия их с самолета («на крыле»).

Третий этап — выполнение указанных процедур обслуживания, после чего принимается решение о дальнейшей эксплуатации объекта AT или снятии его с самолета и направлении в ремонт.

В настоящее время широко распространены и значительно развиты методы и средства диагностики, основанные на различных физических принципах, позволяющие охватить контролем наиболее ответственные узлы, агрегаты и системы. В качестве примера остановимся на методах диагностики авиационных газотурбинных двигателей (ГТД) (рис.2.), являющихся наиболее ответственными объектами AT. Условно их можно разделить на методы прямых измерений структурных диагностических параметров, определяющих техническое состояние ГТД, и методы безразборной (оперативной) диагностики по косвенным параметрам. В качестве косвенных используют диагностические параметры, содержащие информацию об изменении структурных характеристик состояния двигателя

0

0.005

0.01

0.015

0.02

0.025

0.03

0.035

0