ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
SELECTIVE AMPLIFIER

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.
0
В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей ИУ на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f=1÷5 ГГц.
B
H
B
H
Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f [3-28]. Причем их верхняя граничная частота f иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f определяется корректирующим конденсатором.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель (ИУ), представленный в патенте US 4.267.518 fig.6. Он содержит источник сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, второй 6 входной транзистор, коллектор которого соединен с выходом устройства и через первый 7 резистор нагрузки подключен ко второй 5 шине источника питания, а эмиттер связан с первой 4 шиной источника питания через второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, первый 9 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 6 входных транзисторов.
0
0
Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность  амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K>1 на частоте квазирезонанса (f).
0
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f=1÷5 ГГц.
Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, второй 6 входной транзистор, коллектор которого соединен с выходом устройства и через первый 7 резистор нагрузки подключен ко второй 5 шине источника питания, а эмиттер связан с первой 4 шиной источника питания через второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, первый 9 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 6 входных транзисторов, предусмотрены новые элементы и связи - последовательно с первым 9 корректирующим конденсатором включен первый 10 частотно-задающий резистор, общий узел первого 9 корректирующего конденсатора и частотно-задающего резистора 10 связан с источником сигнала 1 через второй 11 корректирующий конденсатор, база первого 2 входного транзистора подключена к выходу устройства, эмиттер второго 6 входного транзистора подключен к базе третьего 12 входного транзистора, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 13 входного транзистора и соединен с первой 4 шиной источника питания через третий 14 токостабилизирующий двухполюсник, база второго 6 входного транзистора соединена с базой пятого 15 входного транзистора и подключена к источнику напряжения 16, эмиттер пятого 15 входного транзистора соединен с первой 4 шиной источника питания через четвертый 17 токостабилизирующий двухполюсник и подключен к базе четвертого 13 выходного транзистора, коллектор четвертого 13 входного транзистора соединен с выходом устройства, а коллектор третьего 12 и пятого 15 входных транзисторов связаны со второй 5 шиной источника питания, причем параллельно первому 7 резистору коллекторной нагрузки включен по переменному току третий 18 корректирующий конденсатор.
Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.
На чертеже фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.
На чертеже фиг.4 приведена схема ИУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npnVs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.max=6 мА), а на чертеже фиг.5 - логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.4.
На чертеже фиг.6 показаны логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.4 в более мелком масштабе.
15
k15
var
На чертеже фиг.7 приведена схема ИУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов в режиме управления добротностью за счет изменения тока коллектора транзистора Q (I=I).
var
var
var
p
0
На чертеже фиг.8 приведены логарифмические амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг.7 в режиме управления добротностью (график 1, I=2,5 мА, добротность Q=5; график 2, I=3 мА, Q=10; график 3, I=3,5 мА, Q=11; Q=5÷11, f=f=1,062 ГГц÷1,045 ГГц).
var
На чертеже фиг.9 приведены логарифмические фазочастотные характеристики ИУ фиг.7 при изменении тока коллектора транзистора 15 I=2,5÷3,5 мА.
э10
var
p
0
На чертеже фиг.10 показана схема фильтра фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (I=I=1÷0,75 мА), в которой предусмотрены меры по подстройке частоты квазирезонанса (f=f).
p
0
э10
var
На чертеже фиг.11 показаны логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.10 в режиме подстройки частоты квазирезонанса (f=f) при изменении тока эмиттера транзистора Q10 в пределах I=I=1÷0,75 мА.
Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, первый 2 входной транзистор, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, а коллектор связан со второй 5 шиной источника питания, второй 6 входной транзистор, коллектор которого соединен с выходом устройства и через первый 7 резистор нагрузки подключен ко второй 5 шине источника питания, а эмиттер связан с первой 4 шиной источника питания через второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, первый 9 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 2 и второго 6 входных транзисторов. Последовательно с первым 9 корректирующим конденсатором включен первый 10 частотно-задающий резистор, общий узел первого 9 корректирующего конденсатора и частотно-задающего резистора 10 связан с источником сигнала 1 через второй 11 корректирующий конденсатор, база первого 2 входного транзистора подключена к выходу устройства, эмиттер второго 6 входного транзистора подключен к базе третьего 12 входного транзистора, эмиттер которого связан с эмиттером четвертого 13 входного транзистора и соединен с первой 4 шиной источника питания через третий 14 токостабилизирующий двухполюсник, база второго 6 входного транзистора соединена с базой пятого 15 входного транзистора и подключена к источнику напряжения 16, эмиттер пятого 15 входного транзистора соединен с первой 4 шиной источника питания через четвертый 17 токостабилизирующий двухполюсник и подключен к базе четвертого 13 выходного транзистора, коллектор четвертого 13 входного транзистора соединен с выходом устройства, а коллектор третьего 12 и пятого 15 входных транзисторов связаны со второй 5 шиной источника питания, причем параллельно первому 7 резистору коллекторной нагрузки включен по переменному току третий 18 корректирующий конденсатор.
На чертеже фиг.3 в соответствии с п.2 формулы изобретения эмиттер третьего 12 входного транзистора связан с эмиттером четвертого 13 входного транзистора через четвертый 19 корректирующий конденсатор, причем эмиттер четвертого 13 выходного транзистора соединен с первой 4 шиной источника питания через пятый 20 токостабилизирующий двухполюсник. Для симметрирования статического режима введен резистор 21.
Рассмотрим работу ИУ фиг.2.
вх
0
0
0
0
0
0
Источник входного переменного сигнала u (1) посредством комплексной входной проводимости ИУ, образованной первым 9 и вторым 11 корректирующими конденсаторами, частотно-задающим резистором 10 и входным сопротивлением второго 6 входного транзистора изменяет его эмиттерный и коллекторный токи, причем с ростом частоты (f) входного сигнала эти токи увеличиваются. Аналогично изменяются токи третьего 12 и четвертого 13 входных транзисторов. Суммарный коллекторный ток второго 6 и четвертого 13 входных транзисторов за счет падения напряжения на третьем 18 корректирующем конденсаторе, первом 7 резисторе нагрузки реализует выходное напряжение ИУ (вых. 1). Частотная зависимость этого напряжения в диапазоне нижних частот (f<f) определяется характером входной проводимости ИУ (первый 10 частотно-задающий резистор, первый 9 и второй 11 корректирующие конденсаторы), а в диапазоне верхних частот (f>f) - характером сопротивления нагрузки (первый 7 резистор нагрузки и третий 18 корректирующий конденсатор). Именно поэтому в схеме ИУ реализуется необходимый вид его амплитудно-частотной характеристики (максимум коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f). Взаимодействие цепи базы транзистора 2 с выходной цепью ИУ посредством емкостного делителя в цепи его эмиттера (первый 9 и второй 11 корректирующие конденсаторы) обеспечивает реализацию в ИУ общей обратной связи, направленной на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К. В области нижних частот за счет первого 9 корректирующего конденсатора эта обратная связь реактивна, и, следовательно, слабо влияет на суммарный ток коллекторов второго 6 и четвертого 13 входных транзисторов. По мере увеличения частоты (ее приближения к частоте квазирезонанса f) эти токи увеличиваются, повышая Q и K. В силу того что в основном первый 7 резистор нагрузки и первый 10 частотно-задающий резистор, первый 9, второй 11 и третий 18 корректирующие конденсаторы определяют частоту квазирезонанса, глубина этой обратной связи достигает своего максимального значения на этой частоте, а коэффициенты передачи каскадов на втором 6, третьем 12, четвертом 13 и первом 2 входных транзисторах определяют относительно большую добротность и пропорциональный этому параметру - коэффициент усиления ИУ.
0
Покажем аналитически, что более высокие значения K и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.
Действительно, комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:
где
1
9
11
10
11.2
11.6
τ=(C+C)(R+h+h);
2
18
7
τ=СR,
i
11.i
i
где α - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора, h - входное дифференциальное сопротивление (h-параметр) i-го транзистора в схеме с общей базой, I - ток i-ro источника тока.
14
8
0
9
11
Соотношение (3) показывает, что необходимое значение Q в заявляемой схеме реализуется независимо от заданной частоты квазирезонанса (2) выбором соотношения между токами I и I третьего 14 и второго 8 токостабилизирующих двухполюсников. При этом емкости первого 9, второго 11 и третьего 18 корректирующих конденсаторов и сопротивления первого 10 частотно-задающего резистора и четвертого 17 токостабилизирующего двухполюсника могут использоваться для реализации численного значения f (2), а соотношение между емкостями Cи C - для обеспечения необходимого значения коэффициента усиления ИУ (4), которое пропорционально реализуемой добротности Q.
0
Если эмиттерные цепи третьего 12 и четвертого 13 входных транзисторов разделить четвертым 19 корректирующим конденсатором фиг.3, то указанную схему можно использовать при реализации ИУ с режимоуправляемой частотой квазирезонанса f.
Действительно, в этом случае
1
9
11
10
11.2
11.6
19
11.13
11.12
τ=(С+C)(R+h+h)+C(h+h);
2
18
7
τ=CR,
11.13
T
20
11.12
T
14
T
где h=φ/I, h=φ/I, φ=kT/q.
0
0
1
2
Как следует из (5), изменение токов пятого 20 и третьего 14 токостабилизирующих двухполюсников приводит к изменению f. При этом характер изменения Q и K определяется соотношениями между постоянными времени τ и τ и численным значением реализуемой добротности Q.
Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.5, фиг.6, фиг.8, фиг.9, фиг.11.
0
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f и повышенными величинами добротности, характеризующей его избирательные свойства.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ.ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586
3. Патент WO/2006/077525
4. Патент US 4.267.518, fig.6
5. Патент RU 2101850, fig.1
6. Патент WO/2007/022705
7. Патентная заявка US 2006/0186951, fig.3
8. Патентная заявка US 2007/0040604, fig.3
9. Патент WO/03052925 A1, fig.3
10. Патент US 6.011.431, fig.4
11. Патент US 5.331.478, fig.3
12. Патент US 4.885.548, fig.9
13. Патент US 4.974.916, fig.1
14. Патентная заявка US 2008/0122530, fig.4
15. Патент US 5.298.802
16. Патент US 2009/0261899, fig.3
17. Патент CN 101204009
18. Патент ЕР 1844547
19. Патент UA 17276
20. Патент US 2009/0289714, fig.4
21. Патент US 7.202.762
22. Патент US 6.188.272
23. Патент US 5.847.605
24. Патент US 7.116.961
25. Патентная заявка US 2011/0109388, fig.2
26. Патентная заявка US 2006/0186951, fig.2
27. Патент US 5.012.201, fig.2
28. Патентная заявка US 2010/0201437, fig.2