ГЕНЕРАТОР НА КМОП ТРАНЗИСТОРАХ УЛЬТРАВЫСОКИХ МАНИПУЛИРОВАННЫХ ПО ЧАСТОТЕ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

Полезная модель относится к области радиотехники и может быть использована в радиопередающих устройствах, в измерительной технике в качестве источника ультравысоких частотно-манипулированных колебаний. Ультравысокие радиочастоты занимают диапазон 0,3-3,0 (ГГц) [1, стр. 238].
кв
д
кв
д
пр1
кв
д
пр2
кв
д
Известна структура распространенного интерполяционного (гетеродинного) устройства реализации частотной манипуляции (фиг. 1) [2, стр. 438]. Устройство содержит кварцевый задающий генератор (21) с частотой f, диапазонный, так называемый интерполяционный, генератор (22) с частотой генерации f, смеситель (23) (преобразователь частоты), высокочастотный избирательный фильтр (24), частотный манипулятор (25), источник телеграфного сигнала (26). Колебания с частотами f и f подаются на смеситель (23), работающий в нелинейном режиме. В результате в спектре тока смесителя образуются, в частности, комбинационные компоненты вида f=f-f и f=f+f. Одна из частот преобразования выделяется фильтром (24) и поступает на выход устройства. Частотная манипуляция осуществляется с помощью реактивной лампы (или реактивного транзистора, или диода), которая (который) включается параллельно контуру диапазонного задающего генератора [2, стр. 439]. Необходимо отметить, что генераторы (21) и (22), избирательный фильтр (24) содержат индуктивности, поэтому устройство (фиг. 1) совершенно не привлекательно для интегральной реализации. Кроме того, «управляется реактивная лампа специальным электронным манипулятором (фиг. 2) [2, стр. 439]». Он является энергоемким, он не может быть реализован в интегральном исполнении.
Наиболее близким к заявленному генератору является известный генератор амплитудно-манипулированных гармонических сигналов на КМОП транзисторах [3]. Он содержит внешний генератор управляющих прямоугольных импульсов, четыре КМОП транзистора, четыре конденсатора постоянной емкости. Структурная схема генератора амплитудно-манипулированных гармонических сигналов на КМОП транзисторах [3] может быть представлена в виде фиг. 3 - прототип.
0
0
Механизм преобразования энергии источника питания в энергию переменных усиленных сигналов объясняется «проявлением отрицательной дифференциальной проводимости в объеме полупроводникового материала, обладающего электропроводностью n-типа, при приложении к нему электрического поля определенной напряженности. При этом постоянное напряжение U, приложенное к полупроводниковому образцу длиной L, должно создавать электрическое поле Е, находящееся в интервале,
который ограничивает падающий участок вольт-амперной характеристики (фиг. 4) [4, стр. 31].
Генератор амплитудно-манипулированных гармонических сигналов на КМОП транзисторах способен генерировать гармонические колебания в широком (сотни МГц - единицы ГГц) интервале частот с низким коэффициентом нелинейных искажений [таблица, [3]]. При этом генерация высокочастотных гармонических колебаний в генераторе манипулированных по амплитуде гармонических сигналов на КМОП транзисторах по своей природе аналогична генерации высокочастотных колебаний в полупроводниковом материале с электронной проводимостью, «обнаруженной Ганном» [5, стр. 288].
Недостатком этого известного генератора амплитудно-манипулированных гармонических сигналов на КМОП транзисторах является то, что он не может генерировать манипулированные по частоте электрические колебания.
Целью заявленного технического решения является расширение функциональных возможностей генератора амплитудно-манипулированных гармонических сигналов на КМОП транзисторах путем совершенствования его конструкции.
Достигаемым техническим результатом генератора на КМОП транзисторах ультравысоких манипулированных по частоте колебаний является расширение функциональных возможностей генератора амплитудно-манипулированных гармонических сигналов на КМОП транзисторах, заключающееся в генерации гармонических колебаний, манипулированных по частоте.
разд
разд
разд
Заявленный генератор (фиг. 8) содержит выполненные на КМОП транзисторах логические элементы: ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2) {для упрощения изложения и улучшения наглядности построения заявленного генератора выводы ЛЭ 2ИЛИ-НЕ дополнительно обозначены: первый вход - символом «а» без кавычек, второй вход - символом «b» без кавычек, выход - символом «с» без кавычек}, первый ЛЭ НЕ (3), второй ЛЭ НЕ (4) {для упрощения изложения и улучшения наглядности построения заявленного генератора выход ЛЭ НЕ (4) обозначен символом «d» без кавычек}, [вид ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2) в заявленном генераторе представлен на фиг. 6], заявленный генератор содержит также конденсаторы постоянной емкости: разделительный конденсатор С (5), конденсаторы С1 (6), С2 (7), С3 (8), при этом выход (с) ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2) соединен с первым выводом конденсатора С1 (6) и входом первого ЛЭ НЕ (3), выход первого ЛЭ НЕ (3) соединен с первым выводом конденсатора С2 (7) и входом второго ЛЭ НЕ (4), выход (d) второго ЛЭ НЕ (4) соединен с первыми выводами конденсатора С3 (8) и разделительного конденсатора С (5), вторые выводы конденсаторов С1 (6), С2 (7), С3 (8) соединены с общей шиной источника питания устройства, второй вывод конденсатора С (5) является выходом полезной модели заявленного генератора, и отличается тем, что введен блок (9) изменения частот генерируемых компонент в составе манипулированного по частоте выходного гармонического сигнала, выход (d) второго ЛЭ НЕ (4) соединен с входом блока (9), выход блока (9) соединен с (b) вторым входом ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2), реализация блока (9) приведена на фиг. 7, она содержит: внешний генератор (10) прямоугольных управляющих импульсов, потенциальный выход которого соединен с затвором nMOП транзистора Q9 (11) с индуцированным каналом, блок (9) также содержит Г-образный RC-фильтр в составе элементов: конденсатора С5 (12), резистора R1 (13), при этом сток транзистора Q9 (11) соединен с (d) выходом второго ЛЭ НЕ (4), а также с первым выводом резистора R1 (13), исток транзистора Q9 (11) соединен с (b) вторым входом ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2), с вторым выводом резистора R1 (13) и первым выводом конденсатора С5 (12), второй вывод конденсатора С5 (12) соединен с общей шиной источника питания устройства.
Совокупность фиг. 5 и фиг. 7 дает структурную схему генератора на КМОП транзисторах ультравысоких манипулированных по частоте гармонических колебаний (фиг. 8).
Заявленный генератор работает следующим образом. «В полупроводниковом материале с электронной электропроводностью в 1963 году Ганн обнаружил явление генерации высокочастотных колебаний электрического тока в случае приложения к образцу полупроводникового материала постоянного напряжения, превышающего некоторое критическое значение. Оказалось, что частота колебаний зависит от длины образца и лежит в диапазоне нескольких гигагерц» [5, стр. 288].
экв
вых
зат
зс
i
си
Включение источника питания устройства приводит к выполнению условия (1) в объеме полупроводникового материала с электропроводностью n-типа канала nMOП транзистора (Q1) (14) (фиг. 6) логического элемента 2ИЛИ-НЕ (2) (фиг. 5). Реализация условия (1) влечет за собой возникновение в объеме полупроводникового материала с электропроводностью n-типа nMOП транзистора (Q1) (14) (фиг. 6) механизма преобразования энергии источника питания в энергию переменных электрических колебаний. Сгенерированное ультравысокое электрическое колебание, достигнув выхода генератора, попадает на вход цепи положительной обратной связи, состоящей из входного сопротивления nMOП транзистора (Q4) (15) (фиг. 6) второго входа (b) логического элемента 2ИЛИ-НЕ (2) (фиг. 5) и эквивалентного сопротивления Z, которое образовано элементами (фиг. 8): выходная емкость С генератора прямоугольных манипулирующих импульсов (10), резистор R1 (13), конденсатор С5 (12), а также элементами nMOП транзистора (Q9) (11) [6, стр. 61]: С - емкость затвора, С - емкость затвор-сток, R - внутреннее сопротивление, С - емкость сток-исток. Цепь положительной обратной связи обеспечивает выполнение баланса фаз и баланса амплитуд в генераторе. В итоге, в заявленном генераторе реализуется стационарный режим генерации ультравысоких не манипулированных по частоте гармонических колебаний.
Генерация электромагнитных колебаний под действием сильного электрического поля в образце полупроводникового материала с электронной электропроводностью физически отражает механизм преобразования энергии источника питания в энергию переменных электрических колебаний в объеме полупроводникового материала с электропроводностью n-типа. Это явление генерации электромагнитных колебаний получило название эффект Ганна.
1
Эффект Ганна связан с тем, что в образце (полупроводникового материала с электропроводностью n-типа) периодически возникает, перемещается по нему со скоростью (v) близкой к дрейфовой скорости электронов вне домена и исчезает область сильного электрического поля, которую называют электрическим доменом. Если поле вне домена превышает E (1), то у катода начинает формироваться новый домен, плотность тока уменьшается и процесс повторяется. «Обычно домен образуется в непосредственной близости от катода, так как вблизи от контактов концентрация неоднородностей больше» [7, стр. 73]. В данном случае «катодом» является исток nMOП транзистора (Q1) (14) (фиг. 6) с индуцированным каналом логического элемента 2ИЛИ-НЕ (2) (фиг. 6). «Домен возникает вследствие неустойчивости однородного распределения электрического поля при проявлении отрицательной дифференциальной проводимости» [4, стр. 34].
Генерация в заявленном генераторе на КМОП транзисторах ультравысоких не манипулированных по частоте гармонических колебаний по своей природе аналогична генерации высокочастотных колебаний в полупроводниковом материале с электронной проводимостью, «обнаруженной Ганном» [5, стр. 288].
vT
нас
vT
зап
экв
vT
зап
экв
vT
зап
экв
1
vT
нас
2
2
1
Механизм манипуляции частоты (изменения значения частоты) генерации следующий. Под действием перепадов 1→0, 0→1 напряжения управляющего генератора (10), приложенного к затвору nMOП транзистора Q9 (11) с индуцированным каналом, сопротивление канала указанного транзистора резко изменяется в зависимости от величины управляющего напряжения манипулирующего генератора (10). Сопротивление nMOП транзистора с индуцированным каналом Q9 (11) «в зависимости от управляющего напряжения может принимать два значения: R=R→0, если VT включен, и R=R→∞, если VT выключен» [6, стр. 410]. Это приводит к изменению эквивалентного сопротивления Z блока (9) (фиг. 5). Реализация блока изменения частоты генерируемых компонент в составе манипулированного по частоте выходного гармонического сигнала приведена на (фиг. 7). В итоге, изменяется время прохождения сигнала с выхода (d) второго ЛЭ НЕ (4) на (b) второй вход ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (фиг. 5), все это влечет за собой изменения частот генерируемых компонент в составе выходного манипулированного по частоте сигнала (фиг. 9). В частности, при поступлении на затвор nMOП транзистора с индуцированным каналом Q9 (11) напряжения, равного уровню логического нуля, R=R→∞. Поэтому сигнал с выхода второго ЛЭ НЕ поступает на второй вход ЛЭ 2ИЛИ-НЕ с задержкой, обусловленной конденсатором С5 (12) и сопротивлением R, которое образовано параллельным соединением сопротивления сток-исток запертого транзистора Q9 (11) R=R→∞ и резистора R1 (13). Величина сопротивления R в рассматриваемом случае близка к значению сопротивления R1 (13). При этом частота генерации гармонических колебаний имеет значение f. При поступлении на затвор nMOП транзистора с индуцированным каналом Q9 (11) напряжения, равного уровню логической единицы, R=R→0. Поэтому сигнал с выхода (d) второго ЛЭ НЕ (4) практически без задержки поступает на (b) второй вход ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2). Изменение (в данном случае уменьшение) времени прохождения сигнала с выхода второго ЛЭ НЕ (4) на второй вход ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2) влечет за собой изменение (в данном случае увеличение) частоты генерации гармонических колебаний, которая принимает значение f. Таким образом, частоты генерации f и f выходного манипулированного по частоте гармонического сигнала находятся в соотношении
При воздействии перепадов 1→0, 0→1 напряжения манипулирующего генератора (10) на затвор МОП транзистора с индуцированным каналом n-типа Q9 (11) изменение частоты генерируемых колебаний заявленным генератором происходит без разрыва фазы генерируемого сигнала.
Проведено моделирование полезной модели генератора на КМОП транзисторах ультравысоких манипулированных по частоте гармонических колебаний.
экв
разд
За генерацию ультравысоких колебаний непосредственно несут ответственность три конденсатора: С1 (6), С2 (7), С3 (8) и три логических элемента: ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2), первый ЛЭ НЕ (3), второй ЛЭ НЕ (4) (фиг. 5). Смену частот в составе манипулированного по частоте колебания обеспечивает блок 9 (фиг. 5). Вариация частот колебаний осуществлялась путем изменения значений емкостей конденсаторов С1 (6), С2 (7), С3 (8), а также за счет изменения эквивалентного сопротивления (Z) цепи положительной обратной связи заявленного генератора. В логическом элементе 2ИЛИ-НЕ(2), первом ЛЭ НЕ (3), втором ЛЭ НЕ (4) использованы КМОП транзисторы с индуцированными каналами, в качестве транзистора Q9 (11) (фиг. 7) использован nMOП транзистор с индуцированным каналом. Параметры каналов МОП транзисторов: длина канала l=0,18u, ширина канала w=0,22u. Принято: С (5)=0,1pF. Параметры генератора (10) прямоугольных импульсов: частота F=3 МГц, длительность 45%, напряжение 4 В. Для питания логических элементов ИЛИ-НЕ (2), НЕ (3), НЕ (4) заявленного генератора, реализованного согласно структурной схеме (фиг. 8), использован источник Digital Power (VCC) с напряжением 5 В. Отмечались логические уровни сигнала на затворе nMOП транзистора Q9 (11), значения частот генерации при вариации, величин элементов С1 (6), С2 (7), С3 (8), С5 (12), R1 (13). Значения конденсаторов задавались в pF. Результаты измерений приведены в таблице. Амплитуда выходного напряжения устройства генерации составила порядка 2,25 В.
Полученные в таблице данные позволяют заключить:
экв
- частота генерации при перепаде напряжения 1→0 на затворе транзистора Q9 (11) снижается. Это происходит за счет резкого увеличения сопротивления канала nMOП транзистора с индуцированным каналом. Поэтому эквивалентное сопротивление R параллельно соединенных резистора R1 и транзистора Q9 (11) возрастает, становясь близким по величине к значению сопротивления R1. Все это приводит к снижению частоты генерации;
- увеличение значения любого из конденсаторов (6), (7), (8), (12) приводит к снижению частоты генерации. Это происходит потому, что рост величины емкости конденсатора увеличивает время на переходные процессы (в частности, заряд и разряд конденсатора) при прохождении тока через конденсатор. В результате частота генерации снижается. При уменьшении емкости конденсатора по этой же причине частота генерации растет;
- снижение величины резистора R1 Г-образного RC-фильтра уменьшает время прохождения сигнала с входа блока (9) до (b) второго входа ЛЭ 2ИЛИ-НЕ (2) (фиг. 5). Это приводит к росту частоты генерации;
- одновременное изменение (например, увеличение) значений двух элементов, один из которых любой конденсатор (6), (7), (8), (12), а второй - резистор R1 (13), приводит к более существенному изменению (в данном случае снижению) частоты генерации, чем при изменении значения только одного из указанных выше элементов. Это объясняется более резким изменением (в данном случае ростом) времени прохождения сигнала по всей цепи генератора.
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
Таким образом, регулировать значения частот генерации f и f можно путем изменения величин конденсаторов C1, С2, С3, С5 и изменения величины сопротивления резистора R1. В частности, при перепадах напряжения генератора прямоугольных импульсов V2 (10) 0→1 или 1→0 рост значения конденсатора С1 снижает частоты генерации f и f (эксп. №№1, 2), рост значения конденсатора С2 снижает частоты генерации f и f (эксп. №№3, 1), рост значения конденсатора С3 снижает частоты генерации f и f (эксп. №№4, 1), рост значения конденсатора С5 снижает частоты генерации f и f (эксп. №№6, 1), рост значения резистора R1 снижает частоты генерации f и f (эксп. №№2, 8), одновременный рост значения резистора R1 и значения любого (или любых) конденсатора (конденсаторов), например С1 (6), приводит к более существенным изменениям значений частот генерации f и f (эксп. 1, 8).
Генератор на КМОП транзисторах ультравысоких манипулированных по частоте гармонических колебаний может быть реализован в интегральном исполнении в субмикронных технологиях, он не содержит классических, свойственных генератору с самовозбуждением частотно-избирательных систем. Обеспечение стационарного режима генерации обусловлено введением положительной обратной связи в заявленный генератор.
2
1
2
1
Частотная манипуляция генерируемых без разрыва фазы ультравысоких гармонических сигналов с частотами гармонических компонент выходного колебания с частотами f и f, при этом f>f, реализуется при скачкообразных изменениях, перепадах 0→1 и 1→0 управляющего напряжения от внешнего генератора (10) прямоугольных управляющих импульсов, поступающих на затвор транзистора Q9 (11), стоящего в цепи положительной обратной связи генератора на КМОП транзисторах ультравысоких манипулированных по частоте колебаний. Временные интервалы длительностей перепадов напряжений 1→0 и 0→1 определяются соответствующим кодированием передаваемой информации.
Таким образом, заявленная полезная модель обеспечивает более широкие функциональные возможности генератора амплитудно-манипулированных гармонических сигналов на КМОП транзисторах [3]. Это заключается в генерации ультравысоких гармонических колебаний, манипулированных по частоте.
Источники информации
1. Словарь радиолюбителя. Под редакцией Л.П. Крайзмера и В.П. Сочивко. Издание пятое, переработанное и дополненное. Ленинград: «Энергия», Ленинградское отделение. 1979. - 398 с.
2. Пахлавян А.Н. Радиопередающие устройства. - М.: Связь, 1967. - 567 с.
3. Мушта А.И., Шеховцов Д.В. Патент на полезную модель РФ №158709. «Генератор амплитудно-манипулированных гармонических сигналов». Приоритет полезной модели 29 апреля 2015 г. Зарегистрировано в Государственном реестре полезных моделей Российской федерации 26 октября 2015 г. Опубликовано 20.01.2016 г. Бюл. №2.
4. Ефимов И.Е. Микроэлектроника. Физические и технологические основы, надежность. / И.Е. Ефимов, Ю.И. Горбунов, И.Я. Козырь. - М.: Высш. шк. 1977. - 416 с.
5. Ефимов И.Е. Микроэлектроника. Проектирование, виды микросхем, новые направления. / И.Е. Ефимов, Ю.И. Горбунов, И.Я. Козырь. - М.: Высш. шк. 1978. - 312 с.
6. Опадчий Ю.Ф. Аналоговая и цифровая электроника. / Ю.Ф. Опадчий, О.П. Глудкин, А.И. Гуров. Под ред. О.П. Глудкина. - М.: Радио и связь. 1996. - 768 с.
7. Овечкин Ю.А. Полупроводниковые приборы. / Ю.А. Овечкин. - М.: Высш. шк. 1987. - 416 с.