СПОСОБ АВТОКОРРЕЛЯЦИОННОГО ПРИЕМА ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ
METHOD OF AUTOCORRELATION RECEIVING NOISE-LIKE SIGNALS

Предлагаемый способ относится к радиотехнике и может быть использован в цифровых системах связи, в частности в устройствах синхронизации и приема шумоподобных фазоманипулированных (Фмн) сигналов и пеленгации источника их излучения в трех плоскостях.
Известны способы и устройства приема шумоподобных Фмн сигналов (авт. свид. СССР №№177.471, 451.187, 543.194, 860.276, 1.417.206; патенты РФ №№2.097.925, 2.121.756, 2.222.111, 2.248.102, 2.296.432; патенты США №№4.146.841, 4.687.999, 4.811.363, 4.912.422; патенты Германии №№2.646.255, 3.935.911; Петрович Н.П. и др. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Сов. радио, 1969, с. 94, рис. 8, а; Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Связь, 1985, с. 18, рис. 1.9, в и другие).
Из известных способов наиболее близким к предлагаемому является «Способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов» (патент РФ №2.296.432, HOYL 27/22, 2005), который и выбран в качестве прототипа.
1
2
3
Известный способ обеспечивает прием шумоподобных сигналов с априорно неизвестной кодовой структурой и обеспечивает точное и однозначное измерение угловых координат α (азимута) и β (угла места) источника излучения сигнала, используя для этого две измерительные базы d и d, расположенные в азимутальной и угломестной плоскостях соответственно. При этом не используется третья измерительная база d, расположенная в гипотенузной плоскости, что не позволяет определить местоположение источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата (самолет, вертолет, дирижабль, зонд и т.п.).
Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей способа путем точного и однозначного определения местоположения источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата.
<mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><msub><mi>З</mi><mn>1</mn></msub></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>к</mi><mn>1</mn></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>τ</mi><mi>Э</mi></msub></mrow>
<mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><msub><mi>З</mi><mn>2</mn></msub></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>k</mi><mn>2</mn></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>τ</mi><mi>Э</mi></msub></mrow>
э
Э
1
2
1
2
Поставленная задача решается тем, что способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов, заключающийся, в соответствии с ближайшим аналогом, в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом, измерении длительности принимаемого сигнала, осуществлении частотного детектирования принимаемого сигнала, выделяя тем самым моменты скачкообразного изменения фазы, определении количества и величины тактовых периодов, при этом опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время
, кратное тактовому периоду τ, выделяют суммарное напряжение, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время
, кратное тактовому периоду τ, выделяют напряжение разностной частоты, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время τ, которое периодически изменяют по линейному закону, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции, сравнивают его с пороговым уровнем, при превышении порогового уровня измеряют циклический сдвиг, по которому определяют кодовую структуру принимаемого сигнала, шумоподобные сигналы принимают на антенны, разнесенные на фиксированные расстояния d и d и расположенные в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну опорного канала, общую для антенн двух пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, в каждом канале принимаемый шумоподобный сигнал перемножают самого на себя, выделяют гармоническое колебание, сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание опорного канала, измеряют разности фаз между ним и гармоническими колебаниями пеленгационных каналов, формируя тем самым фазовые шкалы отсчета азимута α и угла места β источника излучения шумоподобных сигналов, точные, но неоднозначные, перемножают шумоподобный сигнал опорного канала с задержанными по времени шумоподобными сигналами пеленгационных каналов, выделяют низкочастотные напряжения, пропорциональные взаимно-корреляционным функциям, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно-корреляционных функций, поддерживают эти значения, фиксируют временные задержки τ и τ, соответствующие максимальному значению взаимно-корреляционных функций, и определяют азимут α и угол места β источника излучения шумоподобных сигналов
З
где с - скорость распространения света, формируя тем самым временные шкалы отсчета угловых координат α и β, грубые, но однозначные, отличается от ближайшего аналога тем, что сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание одного из пеленгационных каналов, измеряют разность фаз между ним и гармоническим колебанием другого пеленгационного канала, формируя тем самым фазовую шкалу отсчета угла ориентации γ источника излучения шумоподобных сигналов, точную, но неоднозначную, перемножают шумоподобный сигнал одного из пеленгационных каналов с задержанным по времени шумоподобным сигналом другого пеленгационного канала, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное взаимно-корреляционной функции, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно-корреляционной функции, поддерживают это значение, фиксируют временную задержку τ, соответствующую максимальному значению взаимно-корреляционной функции, и определяют угол ориентации γ источника излучения шумоподобных сигналов
з
где d - расстояние между приемными антеннами пеленгационных каналов, формируя тем самым временную шкалу отсчета угловой координаты γ, грубую, но однозначную, вычисляют по измеренным значениям азимута α, угла места β и угла ориентации γ местоположение источника излучения шумоподобных сигналов и фиксируют его.
Структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ, представлена на фиг. 1. Взаимное расположение приемных антенн показано на фиг. 2. Пеленгационная характеристика приведена на фиг. 3.
Устройство содержит последовательно подключенные к выходу приемной антенны 21.1 частотный детектор 2, счетчик 3 импульсов, первый арифметический блок 4, второй вход которого через измеритель 1 длительности сигнала соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый масштабирующий перемножитель 5, первая линия 7 задержки, второй вход которой соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый перемножитель 8, второй вход которого соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый полосовой фильтр 9, второй перемножитель 11, второй вход которого через вторую линию задержки 10 соединен с выходом первой приемной антенны 21.1 и второго масштабирующего перемножителя 6, второй полосовой фильтр 12, третий перемножитель 15, второй вход которого через третью линию задержки 14 соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый фильтр 16 нижних частот, пороговый блок 17, ключ 18, второй вход которого соединен с выходом линии задержки 14, второй арифметический блок 19, второй вход которого соединен с выходом первого арифметического блока 4, и блок 20 регистрации, второй и третий входы которого соединены с выходами измерителя 1 длительности сигнала и арифметического блока 4 соответственно. Второй вход линии задержки 14 через генератор 13 пилообразного напряжения соединен с выходом порогового блока 17.
Устройство содержит также один опорный канал и два пеленгационных канала.
Опорный канал содержит последовательно включенные антенну 21.1, перемножитель 22.1, второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1, узкополосный фильтр 23.1 и фазовращатель 24.1 на 90 градусов.
Первый (второй) пеленгационный канал содержит последовательно включенные антенну 21.1 (21.3), перемножитель 22.2 (22.3), второй вход которого соединен с выходом антенны 21.2 (21.3), узкополосный фильтр 23.2 (23.3) и фазовый детектор 25.1 (25.2, 25.3), второй вход которого соединен с выходом фазовращателя 24.1 (24.2) на 90 градусов, а выход подключен к четвертому (пятому, шестому) входу блока 20 регистрации.
К выходу антенны 21.2 (21.3) последовательно подключены блок 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки, перемножитель 22.4 (22.5, 22.6), второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1 (21.2), фильтр 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот и экстремальный регулятор 28.1 (28.2, 28.3), выход которого подключен ко второму входу блока 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки. К выходу фильтра 26.1 (26.2, 26.3) подключен измерительный прибор 27.1 (27.2, 27.3). Второй выход блока 29.1 (29.2, 29.3) подключен к седьмому (восьмому, девятому) входу блока 20 регистрации. Блок 29.1 (29.2, 29.3) регулируемый задержки, перемножитель 22.4 (22.5, 22.6), фильтр 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот, измерительный прибор 27.1 (27.2, 27.3) и экстремальный регулятор 28.1 (28.2, 28.3) образуют коррелятор 30.1 (30.2, 30.3).
Предлагаемый способ реализуют следующим образом:
Предположим, что в качестве модулирующей функции используется псевдослучайная последовательность (ПСП), символы которой описываются рекуррентным соотношением
1
1
i-1
2
i-2
m
i-m
x=аx⊕аx⊕…⊕ах,
где i={0, 1} - коэффициенты полинома,
1
2
2
m
1
2
2
m
А(X)=Х°⊕ах⊕ах⊕ах⊕…⊕a х,
⊕ - знак сложения по модулю два,
m - разрядность псевдослучайной последовательности, период которой определяется формулой
m
N=2-1.
Для передачи по каналам связь такой последовательности M(t) манипулируют по фазе высокочастотное гармоническое колебание.
c
c
c
c
c
u(t)=U·Cos(wt+φ), 0≤t≤T,
c
c
c
c
где U, ω, φ, T - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность высокочастотного колебания.
В результате образуется фазоманипулированный (Фмн) сигнал (шумоподобный сигнал)
c
c
c
k
с
с
u(t)=U·Cos[ωt+φ(t)+φ], 0≤t≤Т,
k
k
э
э
э
где φ(t)={0, π} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M(t) (ПСП), причем φ(t)=const при kτ<t<(k+1)τ и может изменяться скачком при t=kτ, т.е. на границах между элементарными посылками (k=1, 2, …, N-1);
э
с
с
э
τ, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т (Т=N·τ).
Принимаемые Фмн сигналы (шумоподобные сигналы):
1
c
k
1
u(t)=Uc·Cos[ωt+φ(t)+φ],
2
c
1
k
1
2
u(t)=Uc·Cos[ω(t-τ)+φ(t-τ)+φ],
3
c
1
k
1
3
c
u(t)=Uc·Cos[ω(t-τ)+φ(t-τ)+φ], 0≤t≤T,
1
2
3
где φ, φ, φ - начальные фазы сигналов;
- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.2 по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21.1 (фиг. 2);
- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.3 по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21 азимутальной. 1;
1
2
d, d - измерительные фазы;
α, β - углы прихода радиоволн в азимутальной и угломестной плоскостях (угол места, азимут);
с - скорость распространения света, с выходов антенн 21.1, 21.2, и 21.3 соответственно поступают на входы перемножителей 22.1, 22.2, и 22.3, на выходе которых образуются гармонические колебания:
4
4
c
1
u(t)=U·Cos[2ωt+2φ],
5
4
c
1
2
u(t)=U·Cos[2ω(t-τ)+2φ],
6
4
c
2
3
u(t)=U·Cos[2ω(t-τ)+2φ], 0≤t≤Tc,
где
k
k
1
k
2
2φ(t)={0, 2π}; 2φ(t-τ)={0, 2π}, 2φ(t-τ)={0, 2π}.
c
1
2
3
э
Следует отметить, что ширина спектра Δf принимаемых Фмн сигналов u(t), u(t), u(t) определяется длительностью их элементарных посылок τ (тактовым периодом)
2
4
5
6
с
тогда как ширина спектра Δf вторых гармоник u(t), u(t) и u(t) определяется длительностью Т сигнала
Следовательно, при перемножении Фмн сигналов самих на себя фазовая манипуляция устраняется и их спектр «сворачивается» в N раз
4
5
6
Это обстоятельство помогает выделить гармонические колебания u(t), u(t), u(τ) с помощью узкополосных фильтров 23.1, 23.2 и 23.3 соответственно, отфильтровав значительную часть шумов и помех.
4
5
6
Если гармонические колебания u(t), u(t), u(t) выходов узкополосных фильтров 23.1 и 23.2, 23.1 и 23.3, 23.2 и 23.3 непосредственно подать на фазовые детекторы 25.1, 25.2 и 25.3, на выход последних получим:
где
3
d - измерительная база (расстояние между антеннами 21.2 и 21.3);
γ - угол прихода радиоволн в гипотенузной плоскости (угол ориентации);
- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.2, по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21.3.
Из приведенных соотношений видно, что напряжения на выходе фазовых детекторов 25.1, 25.2 и 25.3 зависят от углов α, β и γ соответственно.
вых
вых
вых
Однако вследствие того, что косинус - функция четная, знаки u(α), u(β) и u(γ) не зависят от стороны отклонения. Для устранения указанного недостатка используются фазовращатели 24.1 и 24.2 на 90 градусов. В этом случае напряжения рассогласования на выходе фазовых детекторов 25.1, 25.2 и 25.3 определяются выражениями:
Приведенные зависимости обычно называются пеленгационными характеристиками (фиг. 3).
Крутизна характеристик в области малых углов α, β и γ, где характеристики практически линейны, равна:
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>d</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mi>λ</mi></mfrac></mrow>
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>d</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mi>λ</mi></mfrac></mrow>
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>d</mi><mi>З</mi></msub></mrow><mi>λ</mi></mfrac></mrow>
1
2
З
α
β
γ
min
min
min
ш
Таким образом, крутизна характеристик определяется величинами отношений
,
и
. Увеличение измерительных баз d, d и d и уменьшение длины волны повышают крутизну К, К, К и увеличивают точность пеленгации источника излучения Фмн сигналов. Однако при этом возникает неоднозначность отсчета углов α, β и γ. Крутизна характеристик определяет зоны нечувствительности 2α, 2β, 2γ при заданном значении шумов U (фиг. 3).
Число зон неоднозначности, т.е. областей, где разности фаз:
изменяются на величину, равную 2π, определяются соотношениями:
1
2
3
Для однозначного отсчета необходимо выбрать n=1, n=1, n=1, т.е. выбрать измерительные базы исходя из следующих условий:
.
1
2
3
Разности фаз Δφ, Δφ, Δφ фиксируются блоком 20 регистрации.
Так формируются фазовые шкалы отсчета угловых координат α, β и γ: точные, но неоднозначные.
1
2
3
2
3
1
2
3
Принимаемые Фмн сигналы u(t) и u(t), u(t) и u(t), u(t) и u(t) одновременно поступают с выходов антенн 21.1 и 21.2, 21.1 и 21.3 на два входа коррелятора 30.1 (30.2, 30.3), состоящего из блока 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки, перемножителя 22.4 (22.5, 22.6), фильтра 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот. Получаемые на выходе корреляторов 30.1, 30.2 и 30.3 взаимно корреляционные функции R(τ), R(τ) и R(τ), измеряемые измерительными приборами 27.1, 27.2 и 27.3, имеют максимум при значении введенного регулируемого запаздывания:
1
2
1
2
3
1
3
3
2
τ=t-t, τ=t-t, τ=t-t,
1
2
3
1
2
3
где t, t, t - время прохождения сигналом расстояний R, R, R от источника излучения до первой 21.1, второй 21.2 и третьей 21.3 приемных антенн:
1
2
1
2
3
1
3
3
2
ΔR=R-R, ΔR=R-R, ΔR=R-R.
1
2
3
Максимальные значения R(τ), R(τ) и R(τ) поддерживаются с помощью экстремальных регуляторов 28.1, 28.2 и 28.3, воздействующих на вторые входы блоков 29.1, 29.2 и 29.3 регулируемых задержек. Шкалы блоков 29.1, 29.2 и 29.3 регулируемых задержек (указатели углов) градуируются непосредственно в значениях угловых координат α, β и γ источника излучения Фмн сигналов:
, , ,
1
2
3
1
2
3
где τ, τ, τ- введенные задержки сигналов, соответствующие максимуму взаимно-корреляционных функций R(τ), R(τ) и R(τ).
Значения угловых координат α, β и γ фиксируются блоком 20 регистрации. Так формируются временные шкалы отсчета угловых координат α, β и γ: грубые, но однозначные.
По существу, указанными шкалами измеряются полные разности фаз:
1
1
2
2
3
3
ΔФ=m+Δφ, ΔФ=m+Δφ, ΔФ=l+Δφ,
где m, n, l - количество полных циклов измеряемых разностей фаз, определяемых временными шкалами;
1
2
3
1
2
2
Δφ, Δφ, Δφ - разности фаз, измеряемые фазовыми шкалами (0≤Δφ≤2π, 0≤Δφ≤2π, 0≤Δφ≤2π).
Угловые координаты α, β и γ с выходов указателей 27.1, 27.2 и 27.3 поступают в вычислительный блок 31, где вычисляется местоположение источника излучения Фмн сигналов в пространстве, которое фиксируется указателем 32.
Следует отметить, что расположение приемных антенн 21.1, 21.2 и 21.3 в виде геометрического прямого угла, в вершине которого располагается первая приемная антенна 21.1 опорного канала, продиктовано самой идеологией пеленгации источника излучения Фмн сигналов в пространстве.
1
Принимаемый Фмн сигнал u(t) с выхода приемной антенны 21.2 одновременно поступает на входы измерителя 1 длительности сигнала, частотного детектора 2, перемножителя 8, линий 7, 10, 14 задержки.
1
На выходе частотного детектора 2 образуются короткие раскополярные импульсы, временное положение которых соответствует моментам скачкообразного изменения фазы принимаемого Фмн сигнала u(t).
Эти импульсы поступают на вход счетчика 3 импульсов, где подсчитывается число υ скачков фазы. Между числом скачков фазы υ и количеством N элементарных посылок существует следующая зависимость:
υ=0,5(N-1).
Число скачков фазы υ, подсчитанное счетчиком 3, поступает на первый вход арифметического блока 4, на второй вход которого подается измеренная измерителем 1 длительность Т сигнала.
э
В арифметическом блоке 4 определяется длительность τ элементарных посылок (тактовый период)
1
э
Одновременно принимаемый Фмн сигнал u(t) поступает на первый вход перемножителя 8. Значение τ через масштабирующие перемножители 5 и 6 поступают на управляющие входы линии 7 и 10 задержки соответственно, где устанавливаются задержки
э
кратные тактовому периоду τ.
з1
На второй вход перемножителя 8 подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину t
На выходе перемножителя 8 образуется следующее колебание:
с
из которого полосовым фильтром 9, настроенным на 2ω, выделяется суммарное напряжение
<mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><msub><mi>З</mi><mn>2</mn></msub></mrow></msub></mrow>
которое поступает на первый вход перемножителя 11, на второй вход которого подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину
линией 10 задержки
на выходе перемножителя 11 образуется следующее колебание:
где
с
из которого полосовым фильтром 12, настроенным на ω, выделяется напряжение разностной частоты
манипулируемая фаза которого имеет вид
где θ - циклический сдвиг, выраженный числом тактовых периодов (элементарных посылок).
p
Напряжение u(t) с выхода полосового фильтра поступает на первый вход перемножителя 15, на второй вход которого подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину τ с помощью линии 14 задержки, которая периодически перестраивается по линейному закону с помощью генератора 13 пилообразного напряжения
где τ - переменное значение величины задержки линии 14 задержки.
На выходе перемножителя 15 образуется следующее напряжение:
где
Фильтром 16 нижних частот выделяется низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции
пор
H
которое сравнивается с пороговым уровнем в пороговом блоке 12. Пороговое напряжение U превышается только при максимальном значении напряжения U(t), которое получается при выполнении следующего условия:
k=1, 2, …
пор
0
э
э
В случае превышения порогового уровня U в пороговом блоке 17 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход генератора 13 пилообразного напряжения, прекращая его перестройку, и на управляющий вход ключа 18, открывая его. В исходном состоянии ключ 18 всегда закрыт. При этом значение величины задержки τ=θ·τ, соответствующее максимуму автокорреляционной функции R(τ), через открытый ключ 18 поступает в арифметический блок 19, куда поступает и значение длительности τ элементарных посылок с выхода арифметического блока 4. В арифметическом блоке 19 определяется циклический сдвиг
э
с
который фиксируется блоком 20 регистрации, где фиксируются также измеренные значения длительности τ элементарных посылок и длительности Т принимаемого Фмн сигнала.
<mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><msub><mi>З</mi><mn>1</mn></msub></mrow></msub></mrow>
<mrow><msub><mi>τ</mi><mrow><msub><mi>З</mi><mn>2</mn></msub></mrow></msub></mrow>
Указанный сдвиг устанавливает однозначное соответствие между кодовой структурой принимаемого Фмн сигнала и функцией преобразования, которая задается параметрами
и
:
где A(Х) - формирующий полином, определяющий кодовую структуру принимаемого Фмн сигнала;
O
1
n
0
O
1
n
В(Х)=ВХ+BX+…+BX- функция преобразования, номера нулевых коэффициентов которой определяются как  и , а коэффициент в=1.
Так, например, для
0
2
5
А(X)=X⊕X⊕X;
0
2
3
B(X)=Х⊕Х⊕X.
Измерив циклический сдвиг θ, по таблице соответствия можно определить кодовую структуру (закон фазовой манипуляции) принимаемого Фмн сигнала. Это обеспечивает возможность принимать шумоподобные сигналы с априорно неизвестной структурой.
3
Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивает не только прием сигналов с априорно неизвестной кодовой структурой и точную и однозначную пеленгацию источника их излучения в двух плоскостях, но и точное и однозначное определение местоположения источника излучения Фмн сигналов в пространстве. Это достигается использованием третьей измерительной базы d, расположенной в гипотенузной плоскости, и трех угловых координат: азимута α, угла места β и угла ориентации γ. Тем самым функциональные возможности способа расширены.