УСТРОЙСТВО ЛИНЕЙНОГО УСИЛЕНИЯ СИГНАЛА С АМПЛИТУДНОЙ И ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ НЕЛИНЕЙНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
DEVICE OF LINEAR SIGNAL AMPLIFICATION WITH AMPLITUDE AND PHASE MODULATION USING NON-LINEAR AMPLIFIERS

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в передающих и ретранслирующих устройствах для линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейных усилителей.
Известно устройство линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейных усилителей [1, 2], содержащее первый сумматор, выход которого является выходом устройства, два идентичных нелинейных усилителя мощности, выходы которых подсоединены к входам этого сумматора, первый вычитатель и второй сумматор, выходы которых подсоединены к входам идентичных нелинейных усилителей мощности, а один из входов первого вычитателя и один из входов второго сумматора подсоединены к входу устройства, перемножитель, выход которого подсоединен к входам второго сумматора и первого вычитателя, фазовращатель на угол 90°, выход которого подсоединен к одному из входов перемножителя, второй вычитатель, фильтр нижних частот, выход которого подсоединен к входу второго вычитателя, нелинейный преобразователь, осуществляющий преобразования сигнала по закону квадрата, выход которого подсоединен к входу фильтра нижних частот, а вход - к входу устройства.
Недостатком этого устройства являются высокие искажения, вносимые в усиленный сигнал при малых значениях мгновенной мощности усиливаемого сигнала. Малые значения мгновенной мощности усиливаемого сигнала приводят к тому, что в известном устройстве сигнал, поступающий на усилитель с управляемым усилением с выхода блока транслинейного преобразования, осуществляющего преобразование вида  (где x, y - сигналы на входах транслинейного преобразователя), может быть сколь угодно большим при малых значениях y, пропорциональных мгновенной мощности огибающей усиливаемого сигнала. Таким образом, верхняя граница диапазона рабочих амплитуд сигналов на выходе блока транслинейного преобразования и на входе усилителя с управляемым усилением, в котором блоки должны сохранять свою функциональность, равна бесконечности, что практически не реализуемо. Поэтому при малых значениях мгновенной мощности сигнала на входе известного устройства неизбежно появление искажений усиленного сигнала на выходе устройства. Известны и другие устройства линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейных усилителей.
В устройствах, предложенных в [3-7], для формирования составляющих входного сигнала устройства с постоянной амплитудой используются разнообразные обратные связи, общим недостатком которых являются искажения усиленного сигнала, вызванные задержкой в петле обратной связи [5].
В устройствах, предложенных в [8-13], применяется блок цифровой обработки квадратурных компонент входного сигнала на видеочастоте, использование которого подразумевает включение в схему двух квадратурных модуляторов, неидеальность и неидентичность которых приводит к искажениям усиленного сигнала [14].
Технический результат изобретения заключается в уменьшении искажений, возникающих при усилении сигнала.
Для достижения указанного технического результата предлагается устройство, содержащее первый сумматор, выход которого является выходом устройства, два идентичных нелинейных усилителя мощности, выходы которых подсоединены к входам этого сумматора, первый вычитатель и второй сумматор, выходы которых подсоединены к входам идентичных нелинейных усилителей мощности, а один из входов первого вычитателя и один из входов второго сумматора подсоединены к входу устройства, перемножитель, выход которого подсоединен к входам второго сумматора и первого вычитателя, фазовращатель на угол 90°, выход которого подсоединен к одному из входов перемножителя, второй вычитатель, фильтр нижних частот, выход которого подсоединен к входу второго вычитателя, нелинейный преобразователь, осуществляющий преобразования сигнала по закону квадрата, выход которого подсоединен к входу фильтра нижних частот, а вход - к входу устройства, введены ограничитель, вход которого подсоединен к входу устройства, а выход - к входу фазовращателя на угол 90°, нелинейный преобразователь, осуществляющий преобразования сигнала по закону корня, вход которого подсоединен к выходу второго вычитателя, а выход - к входу перемножителя, и пиковый детектор, вход которого подсоединен к выходу фильтра нижних частот, а выход - к входу второго вычитателя.
На фиг.1 представлена структурная электрическая схема предложенного устройства.
Устройство содержит два сумматора 1 и 10, два идентичных нелинейных усилителя мощности 2 и 13, ограничитель 3, фазовращатель 4 на угол 90°, нелинейный преобразователь 5, осуществляющий преобразование сигнала по закону квадрата, фильтр нижних частот 6, два вычитателя 7 и 12, нелинейный преобразователь 8, осуществляющий преобразование сигнала по закону корня, перемножитель 9 и пиковый детектор 11.
Устройство работает следующим образом.
in
На вход устройства поступает произвольный радиосигнал S(t), модулированный по амплитуде и фазе
который может быть представлен в виде суммы двух сигналов, модулированных по фазе, с равными постоянными амплитудами
m
t
A=maxA(t) - максимальное значение амплитуды входного сигнала, а  соответствующие представлению амплитуды входного сигнала в виде
in
Входной сигнал S(t) поступает на вход сумматора 1, вычитателя 12, ограничителя 3 и нелинейного преобразователя 5, осуществляющего преобразование сигнала по закону квадрата.
in
Из входного сигнала S(t) на ограничителе 3 выделяется фазомодулированная составляющая p(t) с постоянной амплитудой, поступающая на вход фазовращателя 4 на угол 90°,
Фазовращатель 4 поворачивает на 90° по фазе поступивший на его вход сигнал p(t) с выхода ограничителя 3. Получившийся сигнал q(t)
поступает на вход перемножителя 9.
in
В нелинейном преобразователе 5 входной сигнал S(t) возводится в квадрат. Получившийся сигнал r(t)
поступает на вход фильтра нижних частот 6, в котором отфильтровывается вторая гармоника сигнала r(t). Таким образом, на выходе фильтра нижних частот 6 формируется сигнал u(t), равный
Этот сигнал поступает на входы вычитателя 7 и пикового детектора 11. На выходе пикового детектора формируется максимальное во времени значение сигнала u(t), равное , из которого в вычитателе 7 вычитается сигнал u(t), формируя на выходе вычитателя 7 сигнал ν(t):
Сигнал ν(t) поступает на вход нелинейного преобразователя 8, в котором осуществляется извлечение квадратного корня. Получившийся сигнал w(t)
поступает на вход перемножителя 9, в котором происходит его перемножение с сигналом q(t), поступившим с выхода фазовращателя 4 на угол 90°. На выходе перемножителя 9, таким образом, формируется сигнал
in
in
Далее сигнал e(t) прибавляется к входному сигналу устройства S(t) в сумматоре 1 и вычитается из входного сигнала устройства S(t) в вычитателе 12, формируя на выходах сумматора 1 и вычитателя 12 сигналы  и  соответственно
0
m
Амплитуда сигнала K на выходе ограничителя 3 выбирается равной . В этом случае сигналы (13) и (14) представляют собой выражения для косинусов разности и суммы углов ωt+φ(t) и θ(t), умноженные на A:
где
i1
i2
in
Сигналы  и  являются удвоенными репликами компонент S(t) (3) и S(t) (4) входного сигнала S(t):
Полученные на выходах сумматора 1 и вычитателя 12 сигналы  и  раздельно усиливаются в идентичных нелинейных усилителях мощности 2 и 13. На выходах усилителей мощности 2 и 13 формируются усиленные копии  и  усиливаемых сигналов  и :
где G - значение коэффициентов усиления идентичных усилителей 2 и 13 мощности, а Δt - значение задержек сигналов при их усилении.
Поступающие на вход усилителей мощности 2 и 13 сигналы  (15) и  (16) имеют постоянные амплитуды, следовательно, в течение всего времени работы усилители мощности 2 и 13 «находятся» в фиксированных точках амплитудно-амплитудной и фазово-амплитудной характеристик. Такое функционирование усилителей мощности 2 и 13 приводит к отсутствию нелинейных искажений при усилении в каждом из трактов вне зависимости от выбора режима работы по выходной мощности. В том числе, усилители мощности 2 и 13 могут работать в режимах с максимальными выходной мощностью и/или КПД, лучшим образом используя свой энергетический потенциал.
Усиленные копии  и  усиливаемых сигналов  и  складываются в сумматоре 10, формируя выходной сигнал устройства. С учетом (18) сигнал на выходе устройства выражается следующим образом:
in
и представляет собой линейно усиленную в 2G раз и задержанную во времени на Δt реплику входного сигнала S(t) (2):
Таким образом, предлагаемое устройство осуществляет линейное усиление сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейных усилителей.
ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ ИСТОЧНИКИ
1 Shi B., Sundström L. A translinear-based chip for linear LINC transmitters. - Proc. IEEE ISCAS, Geneva, Switzerland, 2000, vol.1, pp.64-67.
2 Shi B., Sundström L. An IF CMOS signal component signal separator chip for LINC transmitters. - Proc. IEEE Conf. Custom Integr. Circuits, 2001, pp.49-52.
3 Cox D.C. Linear amplification with nonlinear components. - IEEE, 1974. - 4 p.
4 Cox D.C., Leek R.P. Component signal separation and recombination for linear amplification with nonlinear components. - IEEE, 1975. - 7 p.
5 Rustako A.J. Jr., Yeh Y.S. A wide-band pahse-feedback inversesine phase modulator with application toward a LINC amplifier. - IEEE Trans. Commun., vol. COMM-24, pp.1139-1143, Oct. 1976.
6 Shi B., Sundström L. A LINC transmitter using a new signal component separator architecture. - Proc. IEEE 51st VTC-Spring, May 15-18, 2000, vol.3, pp.1909-1913.
7 Shi B., Sundström L. A 200 MHz IF BiCMOS signal component separator for linear LINC transmitters. - IEEE J. Solid State Circuits, vol.35, no.7, pp.987-993, Jul. 2000.
8 Bateman A., Wilkinson R.J., Marvill J.D. The application of digital signal processing to transmitter linearization. - IEEE, 1988. - pp.64-67
9 Bateman A., Haines D.M., Wikinson K.J. Linear tranceiver architectures. - 38th IEEE Veh. Technol. Conf. May 1988, pp.478-484.
10 Casadevall F.J. The LINC transmitter. - RF Design, pp.41-48, Feb. 1990.
11 Hetzel S.A., Bateman A., and McGeehan J.P. A LINC transmitter. - IEEE Electron. Lett., vol.27, no.10, pp.844-846, May 1991.
12 Casadevall F.J., Valdovinos A. Performance analysis of QAM modulations applied to the LINC transmitter. - IEEE Trans. Veh. Technol., vol.42, no.4, pp.399-406, Nov. 1993.
13 Wang Q., Zhong Z., Lin X. An improved SCS algorithm based on LINC transmitter. - IEEE, 2010. - pp.789-792.
14 Sundström L. Spectral sensitivity of LINC transmitters to quadrature modulator misalignments. - IEEE Trans. Veh. Technol., vol.49, no.4, pp.1474-1487, Jul. 2000.