МНОГОПОРТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ В СПУТНИКАХ СВЯЗИ
MULTIPORT AMPLIFIERS IN COMMUNICATION SATELLITES

Область техники, к которой относится изобретение
Это изобретение относится к многопортовым усилителям для использования в системе спутниковой связи, и, в частности, к способу и устройству для поддержания изолированности в многопортовых усилителях.
Предшествующий уровень техники
Продолжает расти интерес к применению Многопортовых усилителей (MPA) к полезной нагрузке спутников диапазонов Ku и Ka  (См., например, A Couchman, D. Jones, "Optimized Multiport Amplifiers for Wideband Multi-beam Satellites", AIAA, 24th International Communications Satellite Systems Conference, San Diego, USA, June 2006; A. Anakabe, et al, "Ka-band Multi-port Amplifier Characteristics for Space Telecommunication Operation", 6th International Vacuum Electronics Conference, Noordwijk, Netherlands, April, 2005).
В частности, MPA можно применять к архитектуре Один облучатель для каждого луча (Single Feed per Beam, SFB), при которой генерируют набор регулярных смежных лучей по определенной зоне обслуживания с использованием системы, как правило, из 4 антенных отражателей с ассоциированными рупорными облучателями. В наборе лучей применяется высокая степень многократного использования частоты, причем каждый луч генерируется однозначно соответствующим рупорным облучателем. Такие архитектуры сравнительно высокоэффективны в смысле генерации RF (радиочастотной) энергии. Однако их гибкость в распределении этой энергии по зоне обслуживания очень ограничена. Применение MPA, где каждым рупорным облучателем управляет соответствующий выход MPA, может существенно увеличить гибкость конструкции SFB со значительным улучшением гибкости этой архитектуры посредством обеспечения возможности пропускной способности (передаваемой мощности) динамически следовать за изменениями в распределении трафика по зоне охвата. MPA могут быть использованы в широкополосных транспондерах с возможностью выбора ширины полосы, обеспечивающих гибкое выделение мощности, а также ширины полосы всем лучам с обеспечением оптимальных параметров линии связи в каждом случае.
MPA является известным устройством усилителя мощности, используемым для спутниковой связи, которое работает в диапазоне микроволновых частот. MPA включает в себя N параллельных подобных блоков усилителя (ЛБВ или твердотельных), причем каждый имеет мощность P, чтобы каждый входной сигнал в равной степени усиливался каждым усилителем, для увеличения мощности каждого выходного сигнала коэффициентом N, до PxN. Обеспечивают N портов ввода и N портов вывода, чтобы входной сигнал на одном порту ввода направлялся в соответствующий порт вывода. Порты ввода связаны с блоками усилителя входной сетью (INET) с малой мощностью, которая может быть реализована в любой удобной технологии линии передачи, которая соответствует условиям, например, микрополосковая линия передачи, полосковая линия передачи, коаксиальный кабель или волновод. Порты вывода связаны с блоками усилителя выходной сетью (ONET) с большой мощностью, которую реализуют, как правило, с использованием технологии линии передачи с малыми потерями. ONET математически является обратной для INET, вследствие того, что сигнал, представленный в n-й вход, направляют в n-й выход. Каждая сеть содержит массив волноводных устройств разделения сигналов. Для разделения сигналов обычно используются матрицы Батлера или сети, содержащие только гибридные устройства, так как они обладают удобными свойствами фазового сдвига и усиления. Гибридное устройство является четырехпортовым устройством разделения сигналов, содержащим два входа и два выхода, с выборочными фазовыми сдвигами 90°. Эта разность фаз может быть использована для улучшения характеристик изолированности сетей. Однако могут использоваться другие гибридные устройства и другие устройства деления сигналов, которые могут иметь разность фаз 180°.
Большое преимущество MPA состоит в том, что при обеспечении доступа в равной степени для каждого порта ввода к каждому усилителю, достижимой мощностью, доступной для каждого порта, является NxP, где P является мощностью каждого отдельного усилителя. Соответственно, с обеспечением широкого диапазона выходной мощности, которая может быть динамически и очень гибко совместно использована N входами (или лучами линии связи спутник-Земля), MPA осуществляет высокую степень гибкости. Однако сопутствующей MPA проблемой является проблема перекрестных помех между портами вывода MPA, и, в общем, недостаток изолированности между сигналами, направляемыми через MPA.
MPA, которые рассматривались для использования в многолучевых спутниках в течение некоторого времени, успешно использовались в диапазоне L и диапазоне S (1,5-2,6 ГГц): см. S. Egami, M. Kawai, "An Adaptive Multiple Beam System Concept" IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. SAC5, No.4, May 1987.M. Mallison, et al, "Advanced Payload for Multibeam Satellites that Support High Data Rate Broadband Global Area Network", AIAA, 23rd International Communications Satellite Systems Conference, Rome, Sept 2005. M.Tanaka, et al, "S-band Multibeam Transmitter for N-STAR", AIAA, 16th International Communications Satellite Systems Conference, Washington, USA, February 1996.
Однако они работают при длинах волн, которые находятся в районе показателя, который в десять раз длиннее, чем (длины) в диапазонах Ku и Ka (12-20 ГГц). Проблемы несоответствия амплитуды и фазы отдельных усилителей MPA в Ku/Ka-диапазонах и, следовательно, проблема характеристик комбинирования сигналов и изолированности становятся значительно больше и могут поставить под вопрос осуществимость работы MPA на этих частотах на борту спутника с требуемым обслуживанием.
В патенте №7088173 раскрыт способ настройки соотношений по фазе для MPA, включающий в себя выбор одного из множества тестовых шаблонов, посредством которых детектируют информацию о фазе блока усилителя MPA, детектирование выходного сигнала тестового шаблона в обозначенном выходе MPA и регулировку фазового соотношения блока усилителя на основе выходного сигнала.
Сущность изобретения
Целью настоящего изобретения является обеспечение многопортового усилителя для работы в диапазонах Ku/Ka для поддержания изолированности между сигналами, направляемыми через многопортовый усилитель.
Более конкретной целью настоящего изобретения является обеспечение многопортового усилителя для работы в диапазонах Ku/Ka, в которых параметры усиления и фазы могут быть отслежены и корректированы, по меньшей мере, так часто, как необходимо для поддержания выровненных соотношений по усилению и по фазе в многопортовом усилителе.
С целью описания настоящего изобретения многопортовый усилитель определен как содержащий множество микроволновых блоков усилителя мощности, множество портов ввода и множество портов вывода, порты ввода связаны с упомянутыми блоками усилителя сетью разделения входных сигналов, и порты вывода связаны с упомянутыми блоками усилителя сетью разделения выходных сигналов так, чтобы входной сигнал в любом порту ввода усиливался, в равной степени в обычных или типичных условиях, всеми блоками усилителя, и затем рекомбинируется в выходной сигнал в порту вывода: такой многопортовый усилитель будем называть "многопортовый усилитель, определенный в этом документе".
В первом аспекте, в этом изобретении обеспечивают способ поддержания изолированности сигналов в многопортовом усилителе, причем этот многопортовый усилитель содержит множество микроволновых блоков усилителя мощности, множество портов ввода и множество портов вывода, причем эти порты ввода связаны с упомянутыми блоками усилителя сетью разделения входных сигналов, и порты вывода связаны с упомянутыми блоками усилителя сетью разделения выходных сигналов так, что входной сигнал в любом порту ввода усиливается всеми блоками усилителя, и затем рекомбинируется в выходной сигнал в порту вывода, способ содержит:
обеспечение, по меньшей мере, одного из упомянутых блоков усилителя средством регулировки усиления и средством регулировки фазы, и обеспечение контура управления с обратной связью, распространяющегося от предварительно выбранного узла в упомянутой сети разделения выходных сигналов до упомянутого средства регулировки усиления и средства регулировки фазы,
введение пилот-сигнала в упомянутую сеть разделения входных сигналов и детектирование упомянутого пилот-сигнала в упомянутом предварительно выбранном узле, чтобы упомянутый контур обратной связи обеспечивал сигналы регулировки усиления и фазы.
Во втором аспекте, в этом изобретении обеспечивают многопортовый усилитель, содержащий множество микроволновых блоков усилителя мощности, множество портов ввода и множество портов вывода, порты ввода связаны с упомянутыми блоками усилителя сетью разделения входных сигналов, эти порты вывода связаны с упомянутыми блоками усилителя сетью разделения выходных сигналов так, чтобы входной сигнал в любом порту ввода усиливался всеми блоками усилителя, и затем рекомбинировался в выходной сигнал в порту вывода, и, по меньшей мере, один из упомянутых блоков усилителя имеет средство регулировки усиления и средство регулировки фазы, и контур управления с обратной связью, распространяющийся от предварительно выбранного узла в упомянутой сети разделения выходных сигналов для обеспечения сигналов регулировки до упомянутого средства регулировки усиления и упомянутого средства регулировки фазы, в ответ на пилот-сигнал, введенный в упомянутой сети разделения входных сигналов.
Так как контуры управления с обратной связью, согласно изобретению, обеспечивают специально, то регулировки усиления и фазы могут выполняться так часто, как необходимо, во время работы многопортового усилителя в системе спутниковой связи, соответственно, предоставляется усилитель, подходящий для работы в более высоких диапазонах Ku и Ka.
Настоящее изобретение предлагает, в предпочтительном варианте осуществления, систему контуров обратной связи, осуществленных в MPA, для поддержания отслеживания амплитуды и фазы. Эти контуры могут включать в себя датчики мощности, расположенные в специальных "нулевых точках" в выходной сети (ONET) MPA, в которых уровень мощности равен нулю для сигнала в данном порту ввода, и если выполнено отслеживание. Если уровень мощности в этих точках не равен нулю, то датчики вырабатывают выходные сигналы, которые являются ответной реакцией на сигнализационный фазовращатель и регулятор усиления, последовательно с отдельными блоками усилителя для получения требуемых нулей и, следовательно, выполнения отслеживания.
Система контуров обратной связи работает с пилот-сигналом, вводимым в специальный порт ввода. Этот сигнал может быть помещен за пределами области обычного трафика, соответственно, с гарантированием того, что отслеживающая система компенсации не пересекается с обычным функционированием MPA.
Краткое описание чертежей
Далее описан предпочтительный вариант осуществления изобретения со ссылкой на прилагаемые чертежи, в которых:
Фиг.1 - блок-схема многопортового усилителя (MPA) с 8 портами.
Фиг.2 - схематическое изображение гибридного устройства, используемого в MPA по фиг.1.
11
Фиг.3 - схема, изображающая поток сигналов в MPA по фиг.1 из порта 1 I/P (ввода) в порт 1 O/P (вывода) (Φ).
51
Фиг.4 - схема, изображающая поток сигналов в MPA по фиг.1 из порта 1 I/P в порт 5 O/P (Φ).
71
Фиг.5 - схема, изображающая поток сигналов в MPA по фиг.1 из порта 1 I/P в порт 7 O/P (Φ).
81
Фиг.6 - схема, изображающая поток сигналов в MPA по фиг.1 из порта 1 I/P в порт 5 O/P (Φ).
Фиг.7 - схематическое изображение, представляющее соотношение между Нулевыми точками и Элементами Φ матрицы.
Фиг.8 - схематическое изображение гибридного устройства, изображающее формирование нулевой точки в узле гибридного устройства.
Фиг.9 - трехмерный график, изображающий нулевую точку в узле в выходной сети ONET по фиг.1, причем глубина нуля нанесена на график по отношению к рассогласованиям фазы и амплитуды.
Фиг.10 - схематическая схема потока варианта осуществления изобретения.
Фиг.11 - более подробная схематическая схема потока части фиг.10.
Фиг.12 - график, указывающий регулировку фазы для получения требуемого значения нуля, в соответствии с изобретением.
Фиг.13 - блок-схема, изображающая этапы регулировки фазы и усиления для получения требуемого значения нуля, в соответствии с изобретением.
Фиг.14 - график, изображающий моделирование потерь от вставки гибридного устройства.
Фиг.15 - график, изображающий моделирование девиации фазы гибридного устройства.
Фиг.16 - график, изображающий моделирование относительного усиления усилителя.
Фиг.17 - график, изображающий моделирование относительной фазы усилителя.
Фиг.18 - представление матрицы изолированности MPA до коррекции фазы и усиления.
Фиг.19 - представление матрицы изолированности MPA после коррекции фазы и усиления согласно изобретению.
Описание предпочтительного варианта осуществления
Система условных обозначений
A = Комплексное усиление усилителя
nm
C, C = Матрица передачи гибридного устройства, и коэффициенты переноса (вход m к выходу n)
G = Вещественное усиление усилителя
m
p = Напряжение входного сигнала в порту m ввода
n
q = Напряжение выходного сигнала в порту n вывода
nm
Φ, Φ = Матрица передачи всего MPA, и элемент матрицы (вход m к выходу n)
nm
Г, Г = Матрица передачи INET MPA, и элемент матрицы (вход m к выходу n)
Θ = Фазовый сдвиг усилителя
nm
Ω, Ω = Матрица передачи ONET MPA, и элемент матрицы (вход m к выходу n)
1
2
1
2
На фиг.1 изображена схема MPA с 8 портами. Она содержит набор из 3 столбцов t, x, y по 4 входных гибридных устройств, один столбец A из 8 усилителей и набор из 3 столбцов t', x', y' по 4 выходных гибридных устройств. На фиг.2 представлено определение гибридного устройства (входного или выходного гибридного устройства). Предполагается, что входные и выходные сигналы, p и p и q и q, являются комплексными. Передаточную функцию гибридного устройства представляют следующим образом:
11
12
21
22
где C, C, C, C все являются постоянными комплексными коэффициентами, которые могут быть представлены следующим образом:
В идеальном случае для совершенного гибридного устройства все r=1/√2 и все θ=0, и матрица преобразования обращается в:
Предполагается, что усилители являются совершенно линейными с комплексным усилением A, представленным функцией:
В идеальном случае в транспондере MPA все усилители согласованы и имеют идентичное значение G и Θ.
Матрица сквозного преобразования MPA задается:
ИЛИ
где t, x и y являются матрицами преобразования из столбцов входных гибридных устройств (с комбинированной общей передаточной функцией Ω), и t', x' и y' - (матрицы преобразования) из соответствующих столбцов выходных гибридных устройств (комбинированная общая передаточная функция Г), как определено на фиг.1.
1
8
Полное матричное представление сквозной передаточной функции Φ (из уравнения (5)) является математически громоздким и включает в себя последовательное умножение на каждую из шести матриц, в том числе матрицу столбцов, представляющую передаточную функцию набора усилителей A-A. Однако для иллюстрации конкретных свойств передаточной функции MPA и вывода из этих свойств того, как отслеживающие контуры обратной связи объединяют, ниже в уравнении (6)-уравнении (10) представлен выбор элементов из матрицы Φ. Все они относятся к порту 1 I/P, но общие характеристики, демонстрируемые выбором уравнений, могут быть в равной степени применены к любому из остальных портов I/P.
nm
11
51
11
71
81
В этих уравнениях Φ представляет передаточную функцию, идущую из порта ввода m в порт вывода n. Соответственно, Φ (уравнение (6) - фиг.3) представляет уровень сигнала в порту 1 I/P, появляющегося в порту 1 O/P, Φ (уравнение (8), в порту 5 O/P - Фиг.4) и т.д. Для идеальной системы, Φ через Φ, должны = 0 (совершенная изолированность), при этом Φ=-j. Однако практические компоненты в результате приводят к конечной изолированности между портами.
Проверка этих формул демонстрирует следующее:
11
41
21
31
1
2
7
8
Φ, Φ. (также относится к Φ и Φ, не изображены): В идеальном случае выходные сигналы из портов 1-4 должны равняться нулю (бесконечно большая изолированность). Изолированность для этих случаев определяется исключительно согласованием между парами соседних усилителей (A/A..A/A) и качеством (дифференциал вносимых потерь и девиация от 90° между портами O/P) самых внутренних гибридных устройств J, K, L и М и a, b, c и d. Этот признак изображен посредством подчеркивания соответствующих коэффициентов в уравнении (6) и уравнении (7) и схемы прохождения сигнала на фиг.3. На этой схеме потока изображено, что подавление сигнала или нули имеют место в узловых точках S, указанных в выходной сети MPA, на выходах первого столбца выходных гибридных устройств.
11
11J.
11a
21J.
12a
1
2
21
31
41
nm
Эти нули возникают, потому что дифференциальный фазовый сдвиг по всем парам соседних усилителей и связанных с ними самых внутренних гибридных устройств равен 180°. Соответственно, в выражении для Φ, при предположении идеальных компонентов, CC=+1/2, CC=-1/2, A=A, первое подчеркнутое выражение в уравнении (6) тогда обращается в нуль. Это может относиться к другим выделенным коэффициентам в этом уравнении, а также к Φ, Φ и Φ. Дополнительно можно показать, что это условие фактически может относиться к полному набору Φ, для n и m ≤4. Для n и m>4, но ≤8, могут применяться идентичные условия, но в этих случаях нули могут появляться в противоположных портах вывода гибридных устройств a, b, c и d.
Для практических компонентов будут иметь место рассогласования оборудования, и поэтому в этих точках будет иметь место остаточное, ненулевое напряжение.
51
61
1
2
7
8
11J.
21a
21J.
22a
1
2
3
4
11E.
11f
21E.
12f
nm
Φ. (также относится к Φ, не изображено). В этих случаях, как демонстрируется в соответствующей схеме потока сигналов (фиг.4), выходной сигнал пар соседних усилителей (A/A....A/A) вначале суммируют в узловых точках S', но подавление или нули имеют место в выходных узловых точках второго столбца выходных гибридных устройств (S). Согласно уравнения (8), суммирование между соседними усилителями происходит в результате (в идеальном случае) нулевого дифференциального фазового сдвига по всем этим усилителям и самым внутренним гибридным устройствам (например, CC=CC=+1/2). Однако, когда просуммированные в фазе выходные сигналы из пары усилителей (например, A/A) комбинируют вторым набором гибридных устройств с выходными сигналами соседней пары (A/A), происходит подавление. Это подавление демонстрируют двумя подчеркнутыми частями уравнения (8). Это получается в результате дифференциального сдвига 180°, внесенного между соседними парами средними столбцами гибридных устройств (например, CC=+1/2, CC=-1/2). Можно продемонстрировать, что абсолютно идентичные нулевые точки имеют место для входного сигнала в порту 2. Соответственно, идентичные нулевые точки создаются для всех Φ, для n и m≤2. При n, m>2, нулевые точки имеют место в других выходах среднего столбца гибридных устройств.
71
1
2
3
4
5
6
7
8
11A.
11m
21A.
12m
Φ.(применяется только для этого случая). В этом примере, как представлено в соответствующей схеме потока (фиг.5), нуль имеет место в выходном узле S последнего столбца гибридных устройств O/P (в порту 7 O/P). В этом случае выходной сигнал пар соседних усилителей суммируют в фазе (в узле S' первого столбца гибридных устройств O/P). Далее их суммируют в фазе как группы по 4 средним столбцам гибридных устройств (A/A/A/A и A/A/A/A) в узле S'. Наконец, суммарные выходные сигналы из среднего столбца суммируют в противофазе для создания нуля в S (порт 7). Происходит подавление, как демонстрирует уравнение (9), посредством дифференциального фазового сдвига 180°, вводимого комбинацией гибридных устройств A и m (то есть CC=+1/2, CC=-1/2). В этом случае существует только одна точка подавления, и все уравнение (9) подчеркнуто, так как все множители в выражении участвуют в создании этого одного нуля.
81
Φ. Это связано с требуемым выводом. Как изображено на фиг.6, конструктивное суммирование (в узловых точках S') происходит между выходными сигналами усилителя через всю сеть до порта 8 вывода. На фиг.6 нет нулевой точки.
Можно подвести итог соотношению между нулевыми точками и матрицей передачи MPA в схематическом изображении по фиг.7. Оно представляет набор матриц (Вход-Выход) и идентифицирует те элементы, которые совместно используют общие нулевые точки, и указывает, в каком столбце выходных гибридных устройств эти нули имеют место. Следующие комментарии относятся к фиг.7:
- Области, обозначенные X, относятся к нулям, имеющим место на выходах первого набора гибридных устройств O/P, Y - ко второму набору и Z - к последнему набору. Обозначения "OP" относятся к требуемому порту O/P, соответствующему заданному I/P.
- Все элементы, находящиеся в идентичных областях X, Y или Z, совместно используют идентичные нулевые точки.
nm
nm
nm
Соответственно, набор Φ (1<n, m≤4) весь совместно использует идентичные нули, также как и набор Φ (5<n, m<8), причем нули во всех этих случаях имеют место в первом столбце гибридных устройств. Аналогично набор Φ (n=5, 6; m=1, 2) совместно использует общие нули с нулями, имеющими место во втором столбце гибридных устройств. Для Z существует только один элемент с нулем, присутствующим в последнем столбце гибридных устройств.
11
81
- Наборы выделенных элементов все совместно используют идентичный набор нулей, как набор (Φ-Φ), анализируемый выше, для которого представлены разложения матрицы и схемы потока.
Примечательным признаком MPA, который можно увидеть из этой таблицы, является то, что если нули получены для любого одного элемента в данной области X, Y или Z, то нули также будут получены для всех других элементов в этой области. Для идеального MPA, в котором все компоненты (гибридные устройства и усилители) идеально согласованы, тогда бы нули также были созданы для всех других наборов X, Y и Z, хотя и в других точках в ONET. Однако на практике идеальное согласование не будет получено, и если нули получены для данных X, Y и Z, то для всех остальных наборов X, Y и Z будет существовать остаточное напряжение, зависящее от степени рассогласований.
1
2
11
1
2
1
1
11J.
11a
2
2
21J.
12a
jψ1
jψ2
jα1
jα2
Во всех случаях, формирование нуля может рассматриваться как результат конфигурации, как представлено на фиг.8, входного гибридного устройства 2, выходного гибридного устройства 4 и пары блоков 6, 8 усилителя. На этом чертеже, αe/2 и αe/2 представляют общие комплексные коэффициенты усиления между I/P и O/P (множитель 1/2 является результатом этих двух гибридных устройств, по одной с каждой стороны элементов усиления). Соответствие этой конфигурации элементу Φ (и всем другим Φnm (1<n, m≤4)) можно видеть из фиг.3 и связанного с ней уравнения (6). В этих случаях, возьмем в качестве примеров пару усилителей A/A, αe=A.CC и αe=-A.CC (из уравнения (6)).
Предположим для удобства единичное напряжение на входах MPA, напряжение нуля в этом случае будет задаваться:
1
2
2
1
Множитель 4 в знаменателе в этом выражении получен в результате вхождения 4 гибридных устройств от входа MPA до выходов первого столбца гибридных устройств. Устанавливая отношение α/α=β как рассогласование амплитуды между этими двумя путями, и θ=ψ-ψ как соответствующее рассогласование фазы, напряжение нуля задается:
b
где D является глубиной нуля, задаваемой в дБ:
σ/20
Она нанесена на график на фиг.9, причем θ в градусах, и рассогласование амплитуды σ в дБ, где β=10. В качестве примера, для глубины нуля 20 дБ, требуется согласование фазы и амплитуды 4,5° и 0,5 дБ соответственно. Как демонстрируется на графике, это не единственное решение, и существует бесчисленное множество решений в пределах от 0°, 0,85 дБ до 5,7°, 0 дБ.
11
В случае Φ, и всех других элементов, находящихся в областях X на фиг.7, то есть в тех случаях, для которых имеют место нулевые точки на выходах первых столбцов гибридных устройств (как на фиг.3), будет существовать 4 нуля.
1
b
b
2
Предположим идентичную глубину нуля в каждой точке, но со случайной фазой нуля, тогда получающийся в результате уровень мощности на выходах MPA для элементов в областях X (из уравнения (12)) будет равен (αD)/16. Соответственно, в единицах дБ, изолированности, соответствующие элементам матрицы в областях X, на фиг.7, задают D+12 дБ, где D является глубиной нуля, выраженной в дБ. Соответственно, если получается глубина нуля, скажем, 16 дБ, то изолированность будет равна 28 дБ.
51
1
2
1
b
b
В случае элементов матрицы, например, Φ (уравнение (8)), для которых нули имеют место на выходах второго столбца гибридных устройств (фиг.4), пары выходных сигналов усилителя (например, A/A) суммируют в фазе до нулевой точки. Соответственно, соответствующее напряжение нуля будет равно αD/2√2, и соответствующая изолированность на выходах MPA (элементы в областях Y по фиг.7), задается D+9 дБ, и опять же, D является глубиной нуля в дБ.
71
1
2
3
4
1
b
b
Наконец, в случае элементов матрицы, например Φ (уравнение (9)), для которых нули имеют место на выходах второго столбца гибридных устройств (фиг.5), четыре выходных сигнала усилителя (например, A/A/A/A) суммируют в фазе до нулевой точки. Соответственно, соответствующее напряжение нуля будет равно αD/2, и соответствующая изолированность на выходах MPA (элементы в областях Z по фиг.7) задается D+6 дБ, и опять же, D является глубиной нуля в дБ.
В соответствии с изобретением, за нулевыми точками в ONET MPA, с глубиной нуля, непосредственно связанной со степенью рассогласования через MPA, следят посредством добавления контуров обратной связи, которые измеряют уровни нуля и применяют обратную связь со специальными компонентами в MPA для поддержания этих нулей в ноле (или около него), и, следовательно, для поддержания выполнения отслеживания MPA. Набор местоположений нуля был определен выше. Кроме того, имеющие отношение выражения для элементов матрицы передачи MPA, примеры которых даны в уравнении (6)-уравнении (10), определяют, в каких точках должна применяться обратная связь.
Для формирования нулей и обеспечения возможности функционирования системы вводят опорный или пилот-сигнал в один вход в MPA (Вход 1, в этом случае). Он может быть немодулированной несущей, находящейся вне полос частот трафика или сигналом с расширенным спектром, находящимся в пределах полос частот, который может быть восстановлен независимо от трафика - фактически любой сигнал, который может быть восстановлен вне трафика и который не вызывает взаимных помех с трафиком и не потребляет значительную мощность усилителей.
Согласно фиг.11, контур обратной связи F1 изображен более детально. Усилители A1 и A2 соединены между входным гибридным устройством 10 и выходным гибридным устройством 12. Каждый усилитель имеет регулятор 14 усиления и регулятор 16 фазы, находящиеся в тракте его входного сигнала. На выходе гибридного устройства 12 в узле сигнала, где находится ноль S1, обеспечен ответвитель 18. Ответвитель 18 имеет коэффициент ответвления, по меньшей мере, 25 дБ, для обеспечения потребления незначительной мощности усилителей и минимизации любого дисбаланса гибридного устройства, вызываемого из-за добавления ответвителя. Выходной сигнал ответвителя фильтруется фильтром 20 подавления помех от зеркального канала/предварительного выбора, преобразуется с понижением частоты смесителем 22 до промежуточной частоты (IF, ПЧ), фильтруется ПЧ-фильтром 24 и затем подается в детектор 26 огибающей. Выход детектора связан с входом аналого-цифрового преобразователя (ADC) 28, выход которого обеспечивает цифровой сигнал, представляющий глубину нуля S1. Его подают в цифровой сигнальный процессор 30, который обеспечивает выходные управляющие сигналы в регуляторы 14 и 16 фазы и усиления для минимизации нуля. Соответственно, обеспечен контур F1 регулирования с обратной связью.
Сигнал гетеродина (LO) для смесителя 22 получают из блока генератора частоты (FGU) 32, который также используют для генерации пилот-сигнала. Генератор 32 содержит кварцевый генератор 34 TCXO, управляющий умножителем 36 частоты, который увеличивает частоту TCXO до необходимых частот LO и пилот-сигнала. Пилот-сигнал связан с портом (p1) ввода MPA ответвителем (не изображен), а также с коэффициентом связи, по меньшей мере, 25 дБ.
Целью фильтра подавления помех от зеркального канала/предварительного выбора является предотвращение перегрузки схемы детектирования нуля общим трафиком через MPA и подавления сигналов в зеркальном канале ПЧ, которые в противном случае могут замаскировать нуль. Смеситель преобразует с понижением частоты сигнал нуля до соответствующей ПЧ, где он может быть отфильтрован узкополосным фильтром для изоляции его от шума, соответственно, с обеспечением возможности наблюдения нуля требуемой глубины. Флуктуации в детектированной мощности нуля, вызванные шумом, могут быть подавлены или простым аналоговым фильтром после детектора, или цифровой фильтрацией в DSP.
Эта конфигурация для детектирования нуля предполагает, что глубина нуля может быть оценена только исходя из измерений в порту нуля, независимо от уровня пилот-сигнала. Такая схема может быть приемлемой, если можно гарантировать, что после начальной калибровки глубины нуля, изменения в системе, являющиеся результатом влияний старения и изменений температуры и т.д., в результате не будут приводить к значительным изменениям в соотношении между мощностью нуля и требуемой глубиной нуля. От таких изменений можно защититься посредством введения запаса в глубину нуля, равного системным изменениям или больше их. Или же можно обеспечивать опорный сигнал посредством измерения уровня сигнала в другом порту 40 вывода гибридного устройства 12 через дополнительный ответвитель (не изображен). Этот уровень можно сравнивать непосредственно процессором DSP с мощностью нуля для оценки глубины нуля. Измерение опорного сигнала можно чередовать с измерением нуля посредством электронного переключателя. Он может находиться на входе фильтра зеркального канала/предварительного выбора и может переключаться попеременно между нулем и опорным сигналом под управлением DSP.
Для сокращения количества оборудования, связанного со схемой обратной связи, DSP и ADC и даже большее количество блоков, например, блоки усиления и фильтрации ПЧ, могут быть одиночными элементами, коммутируемыми с соответствующей периодичностью между этими семью контурами обратной связи. Это можно сконфигурировать посредством входа в общие элементы (фильтр/ADC/DSP), переключаемого последовательно между нулевыми точками с использованием электронных переключателей, которыми управляет DSP, и посредством DSP, имеющим 14 управляющих выходов, фиксировано соединенных с регуляторами усиления и фазы (по 7 каждого).
В качестве альтернативы пилот-сигналу CW, можно использовать несущую, модулируемую волной с расширенным прямой последовательностью спектром (DSSS), например, с частотой микросхемы в 2 МГц или больше. Это может работать с соответствующим коррелятором, заменяющим узкополосный ПЧ-фильтр, для восстановления несущей. Эта конфигурация может быть предпочтительной, если желательно значительно уменьшить спектральную плотность мощности пилот-сигнала.
Здесь представлен пример этой схемы для работы в Ka-полосе (20 ГГц). Предполагается, что пилот-сигнал является CW и находится в той части спутникового спектра передачи, которая свободна от информационных каналов, например, в той части спектра нисходящей линии связи, которая обычно зарезервирована для узкополосного радиомаяка спутника и нисходящей линии связи для телеметрии. Частота пилот-сигнала 20, 200 ГГц предполагается с соответствующей частотой гетеродина 20, 150 ГГц. Соответственно, выбирается ПЧ 50 МГц - достаточно низкая для обеспечения возможности использования технологий кварцевого фильтра или узкополосного канала SAW. Для достаточного подавления зеркального канала преобразования с понижением частоты, фильтр подавления помех от зеркального канала/предварительного выбора должен иметь подавление >40 дБ в 20, 100 ГГц. Такой фильтр может быть реализован из простой конструкции одно-двухмодового резонатора. После преобразования с понижением частоты до ПЧ 50 МГц, сигнал нуля фильтруется кварцевым ПЧ-фильтром шириной 10 кГц. Он достаточно широкий чтобы позволить использовать TCXO с относительно низкой ценой, с низкой стабильностью (например, ±10 ppm (10 миллионных) в течение существования или ±500 Гц в пределах ширины полосы ПЧ), но достаточно узкий для гарантирования подавления шума транспондера до уровня, который незначительно ухудшает глубину нуля. Для анализа самого плохого случая, был определен спад шума в нуле для полезной нагрузки спутниковой связи, функционирующей с минимальной магнитной индукцией насыщения SFD -115 дБВт (децибелов на ватт) и мощностью усилителя MPA 130 Вт (то есть общее усиление транспондера до выходного сигнала усилителя 136,1 дБ). Полагая типичную температуру 600К (27,8 дБкВт (децибелов на киловатт)) шума сквозной системы транспондеров Ka-полосы и фильтрации демультиплексора DEMUX входного сигнала Участка приема около нуля 25 дБ (которая также обеспечивает защиту любого соседнего радиомаяка и нисходящей линий связи для телеметрии), то общий спад шума в пределах нуля S1 (в ширине полосы ПЧ 10 кГц) равен -49,7 дБВт (децибелов на ватт). В случае нахождения шума после DEMUX общий спад мощности в пределах нуля равен -48 дБВт (децибелов на ватт) (на основе общего максимального усиления после DEMUX 106 дБ, с типичным показателем шума 10 дБ для участка после DEMUX при максимальном усилении). В случае спада шума взаимной модуляции в пределах нуля предполагается, что система передает 8 равных несущих мощности, причем каждая поддерживает передачу QPSK 45MСимволов/сек, с усилителями, работающими при снижении на выходе 2,5 дБ. Предполагая типичную несущую до интермодуляционного уровня 3-го порядка C/Im 15 дБ (для линеаризованного TWTA) и того, что пик интермодуляционной составляющей падает к нулю, то мощность шума составляющей в ширине полосы ПЧ равна -41,9 дБВт (децибелов на ватт). Тогда общее количество от всех трех из вышеупомянутых источников шума равно -40,4 дБВт (децибелов на ватт).
Чтобы шум значительно не влиял на нуль, минимальный уровень нуля должен быть, по меньшей мере, на 10 дБ выше шума, то есть ≥-30,4 дБВт (децибелов на ватт). С предположением минимальной требуемой глубины нуля 25 дБ (для изолированности >30 дБ), требуемая мощность пилот-сигнала на выходе каждого усилителя должна быть ≥0,35 Вт, скажем, 0,5 Вт. Это представляет потерю только 0,03 дБ усилителя 130 Вт, работающего при снижении на выходе 2,5 дБ.
Формирование нолей или нулей приемлемой глубины в нулевых точках представляет некоторую трудность, так как глубина зависит от двух переменных - амплитуды и фазы (G и Θ), и не имеет единственного решения для ненулевых случаев. Способом в соответствии с изобретением для преодоления этого является введение девиации фазы от нуля для определения или "поиска" минимума напряжения. После этого фиксируется фаза для вывода определенного минимума, далее регулируется ослабление для создания желаемой глубины нуля. Этот процесс, так же как и обратная связь, выполняется под управлением цифрового сигнального процессора (DSP).
1
1
req
step
req
a
step
req
c
b
b
x
y
y
Согласно фиг.12 и фиг.13, которые являются графиком и блок-схемой процесса регулировки фазы и усиления для получения желаемого нуля, этот процесс может быть выполнен при установленных интервалах, с достаточной равномерностью для обеспечения того, что характеристики MPA удерживаются в заданных границах. Он начинается с измерения текущей глубины D нуля (см. фиг.12), которая, как предполагается в этом случае, находится выше или справа от нуля. Если глубина D нуля находится ниже уровня D, требуемого для обеспечения желаемой изолированности, то регулировки не выполняются, и процесс останавливается. В противном случае регулятор фазы увеличивает фазу на один положительный шаг Θ и повторно измеряется нуль. И опять же, если глубина нуля ниже уровня D, то процесс останавливается. В противном случае, и если второе измерение больше, чем первое (D на фиг.12), знак приращения фазы Θ изменяется на обратный и после этого повторно добавляется, до тех пор, пока или глубина нуля станет ниже D, или следующее измерение станет выше, чем предыдущее измерение (например, измерение D по сравнению с предыдущим измерением D), в точке которого одно приращение вычитается для возвращения системы на самый низкий уровень нуля (D), который может быть получен посредством регулировок одной только фазы. Если второе измерение ниже первого (то есть соответствует случаю, в котором начальное измерение находится слева от нуля на фиг.12), то знак приращения фазы не изменяется на обратный перед повторным добавлением. Этот процесс учитывает возможность нуля, который имеет место посередине между двумя приращениями, при каждом из которых создается одинаковый уровень нуля (D и D на фиг.12). В этом случае минимальная достижимая глубина нуля берется как последнее измерение (D).
step
Если требуемая глубина нуля не может быть получена одними только регулировками фазы, то процесс переходит к регулировке усиления G. Она выполняется абсолютно идентичным способом, как и для регулировок фазы, но в этом случае приращения осуществляются с шагами по усилению G. Во время этого процесса фаза фиксируется в том значении, которое получено в результате минимальной глубины нуля, полученной из процедуры регулировки фазы, описанной ранее.
req
Весь этот процесс содержит надежный выход, при котором, если нельзя создать нуль, который находится ниже требуемого уровня D, то процесс останавливается, когда получают минимальный достижимый нуль посредством выполнения регулировок и фазы, и усиления. Такая ситуация, при которой не может быть достигнут требуемый уровень нуля, может иметь место из-за отказа некоторого компонента. Однако получающиеся в результате характеристики изолированности могут, тем не менее, быть приемлемыми.
Контуры F1, F2 и F3 формируют каскадный набор с последовательными контурами в каскаде, работающими с нулями в следующем столбце гибридных устройств.
1
2
7
8
1.
11J.
11a
2.
21J.
12a
3.
11K.
11b
4.
21K.
12b
5.
11L.
11c
6.
21L.
12c
7.
11M.
11d
8.
21M.
12d
1
3
5
7
Первый набор контуров F1 работает из нулей в первом столбце гибридных устройств, как обозначено на фиг.3, фиг.10, и работает на парах усилителей (A/A...A/A). Согласно уравнению (6) и уравнению (7), полный набор нулей получают, когда подчеркнутые множители в скобках (ACC + ACC), (ACC + ACC), (ACC+ACC) и (ACC + ACC) все находятся в нуле. Если нуль (S) не получен, то управляющий сигнал возвращается в сигнализационное устройство регулировки фазы и усиления (G, Θ), до усилителя (A, A, A и A) в пределах соответствующей пары усилителей, для получения нуля.
1
2
7
8
11E.
11f.
1.
11J.
21a
2.C21J.
22a
21E.
12f.
3.
11K.
21b
4.
21K.
22b
11G.
11h.
5.
11L.
21c
6.
21L.
22c
21G.
12h.
7.
11M.
21d
8.
21M.
22d
1
2
7
8
1
2
3
4
5
6
7
8
2
6
Как следствие нулей в указанных портах O/P первого столбца гибридных устройств, противоположные порты гибридных устройств обеспечивают сложения в фазе выходных сигналов пары усилителей (A/A...A/A). Эти сложения в фазе подают в следующий (средний) столбец гибридных устройств. Согласно уравнения (8), нули на выходе этих гибридных устройств получаются, когда выделенные множители [CC(ACC + AC) + CC(ACC + ACC)] и [CC(ACC + ACC) + CC(ACC + ACC)] равны нулю. Эти два выражения представляют сложение в фазе пар усилителей (A/A...A/A), заданное выражениями в самых внутренних скобках, с подавлением этого суммирования в соседних парах (A/A с A/A и A/A с A/A), идентично тому, как изображено на фиг.4. Если нули S2 не получены, то управляющие сигналы подают назад в контурах F2 в сигнализационные устройства регулировки фазы/усиления до заданных усилителей (в этом случае A и A).
1
2
3
4
5
6
7
8
1
2
3
4
5
6
7
8
8
Порты O/P напротив нулевых портов этих двух гибридных устройств в среднем столбце обеспечивают сложения в фазе наборов из четырех усилителей (A/A/A/A и A/A/A/A). Эти сложения в фазе по четыре подают в последний столбец гибридных устройств. Здесь единственный нуль S3 (в этом случае в порту 7) соответствует подавлению двух наборов по четыре (A/A/A/A с A/A/A/A), как задано в уравнении (9). Аналогично, если нуль здесь не получен, то управляющий сигнал подают назад в контуре F3 обратной связи в устройство регулировки фазы/усиления до определенного усилителя (в этом случае A).
4
4
Заметим, что существует один усилитель, который не имеет устройства регулировки фазы/усиления, то есть A. Должен существовать один усилитель, который функционирует как опорный, с которым, в итоге, согласуют все другие блоки. Выбор A является произвольным, и также можно выбрать любой другой усилитель.
1
2
7
8
1
2
3
4
5
6
7
8
2
1
Упорядочение или сравнительные времена реакции контуров являются критическими. Самыми быстро реагирующими контурами являются самые внутренние F1, которые осуществляют выравнивание (согласование амплитуды/фазы) пар усилителей (A/A,...A/A). После того, как пары выровнены и им позволено установиться, начинают действовать следующие контуры F2, функционирующие через нули в среднем столбце гибридных устройств. Они выравнивают группы из четырех усилителей (A/A/A/A, A/A/A/A). Последний контур F3, функционирующий через нуль в самом последнем столбце гибридных устройств, фактически выравнивает или согласует все восемь усилителей (после того, как у средних контуров было время для установления), причем результирующее последнее суммирование имеет место в требуемом выходе (в этом случае порт 8 O/P). Весь процесс выравнивания будет рекурсивным, так как регулировка, создаваемая внешним контуром, будет влиять на внутренний контур. Например, когда регулятор амплитуды/фазы, ассоциированный с A для получения нуля в среднем столбце, изменен, может потребоваться изменение регулятора, связанного с А, для поддержания нуля в первом столбце. Весь этот рекурсивный процесс, глобальной целью которого является получение нулей во всех определенных точках, является расширенной процедурой. Однако, меняющиеся факторы, которые могут вызывать применение регулировок контурами, могут медленно изменяться во времени. Они могут включать в себя компонент старения, изменения температуры, вызванные, например, суточными изменениями температур в космическом корабле и изменениями трафика, которые могут также иметь суточный характер. Соответственно, как только система с обратной связью получила нули и установилась, поддержание отслеживания должно быть достаточно не богатым на события.
Процесс, описанный выше, функционирующий с определенными нулевыми точками и с пилот-сигналом, введенным как указано, обеспечивает действующее согласование для элементов матрицы, выделенных на фиг.7. Соответствующие изолированности порта вывода и уровень в желаемых портах (относящийся к потере комбинирования) будут под прямым управлением схемы обратной связи. Оставшиеся элементы будут находиться под косвенным контролем, при котором нули для этих случаев будут относиться к контролируемым нулям, но будут иметь остаточное напряжение, зависящее от качества (согласования фазы и амплитуды) отдельных гибридных устройств или INET и ONET в целом. Так как это соотношение, по существу, исключительно задано согласованием INET и ONET, то основная трудность гарантирования приемлемого отслеживания усилителей будет устранена. Характеристики изолированности теперь будут зависеть, по существу, от стабильности пассивных блоков, например, механизированных частей волновода, которая должна быть высокой. Однако, это верно вблизи частоты пилот-сигнала. Вдали от этой частоты могут быть дополнения к остаточному напряжению нуля, являющиеся результатом возникающих из относящихся к частоте ошибок отслеживая между усилителями и гибридными устройствами по широкой полосе частот.
Способы, которые можно использовать для уменьшения влияния этих ошибок, включают в себя использование множества пилот-сигналов, распределенных по полосе частот, широкой полосы частот и сигналов со скачками по частоте или с переключением частоты, несущих, модулируемых DSSS (расширение спектра методом прямой последовательности) несущих. Также можно использовать различные комбинации этих способов, например, множество сигналов, распределенных по всей полосе частот, каждый из которых модулируется DSSS. В результате применения этих способов могут выводиться измерения нуля, связанные со средними характеристиками MPA по всей полосе частот, а не на одной фиксированной частоте. Соответственно, характеристики комбинирования и изолированности оборудования могут быть лучше выравнены для работы с широкой полосой частот.
Результаты моделирования
Для оценки эффективности контуров обратной связи была разработана модель, представляющая систему MPA, изображенную на фиг.10. Отдельные модели были получены для INET, комбинированного усилителя и регуляторов фазы/усиления и ONET, которые после этого были включены каскадно для обеспечения модели всего MPA.
Как установлено ранее, полученная изолированность порта является функцией девиаций фазы и амплитуды отдельных компонентов от их номинальных значений. Если эти компоненты могли быть идеальными, то можно получить бесконечно большую изолированность между требуемыми выходными сигналами и нежелательными выходными сигналами, но так как они не идеальные, то в результате получается конечная изолированность. Девиации фазы и амплитуды для каждого компонента были смоделированы как гауссовы случайные величины со средними значениями и дисперсиями, представленными в вышеуказанной таблице. Эти значения рассматриваются как осуществимые в диапазоне Ku/Ka.
Значения, приведенные для гибридных устройств, использовались и для INET, и для ONET и соответствуют ожидаемым для волноводных гибридных устройств. Значения усилителя основаны на ожидаемых характеристиках для TWTA Ka-полосы 130 Вт.
Распределения, полученные для каждого из компонентов, представлены на фиг.14-фиг.17.
Компонент
Среднее (μ)
Дисперсия (3σ)
Гибридное устройство:
Потери:
-3,25
0,23
Девиация фазы (°)
0,0
3,0
Усилитель:
Относительное усиление (дБ)
0,0
2,0
Относительная фаза (°)
0,0
10,0
Параметры компонентов
Как описано выше, для поддержания изолированности порта вывода ниже требуемого порога используются три контура обратной связи F1-F3.
Согласно фиг.1 и фиг.10:
a
b
c
d
1
3
5
7
a. Самые внутренние контуры F1 обеспечивают обратную связь из выходных гибридных устройств H, H, H и H (первый столбец) в регуляторы фазы/усиления, ассоциированные с усилителями A, A, A и A соответственно. Выражения для нулевых портов могут быть получены из уравнения (6) и задаются:
f
h
2
6
b. Средние контуры F2 обеспечивают обратную связь из выходных гибридных устройств H и H (второй столбец) в регуляторы фазы/усиления, ассоциированные с усилителями A и A. Выражения для нулевого порта могут быть получены из уравнения (8) и задаются:
m
8
c. Самый последний контур F3 обеспечивает обратную связь между выходным гибридным устройством H (третий столбец) в регулятор фазы/усиления, ассоциированный с усилителем A. Выражение для нулевого порта может быть получено из уравнения (9) и задается:
1
i
где выражение β.expj.φ представляют амплитуду и коэффициенты фазы регулятора фазы/усиления. Так как усилитель A4 функционирует как опорный, то не существует регулировки фазы/усиления, связанной с ним.
Из уравнений (14)-(20) можно заметить, что выражения для нулевых портов зависят друг от друга, изменения, сделанные в регуляторах фазы/усиления в одном контуре обратной связи, влияют на характеристики других контуров обратной связи. Следовательно, нахождение минимальной целевой изолированности по всему MPA становится итерационным процессом.
1
3
5
7
1
3
5
7
2
6
2
6
8
8
Принятый способ должен был вначале устанавливать каждый регулятор фазы/усиления для обеспечения единства усиления и нулевого фазового сдвига. Тогда выражения для нулевого порта для внутреннего контура вычисляются для β, β, β, β, φ, φ, φ и φ. После применения этих регулировок фазы/усиления вычисляются выражения для нулевого порта для среднего контура для β, β, φ и φ. После этого этот процесс повторяется до схождения в одной точке: точке, где изменение коэффициентов среднего контура не вызывает изменение коэффициентов внутреннего контура. Когда это положение достигнуто, то вычисляется выражение для нулевого порта внешнего контура (текущая изолированность была меньше, чем минимальная целевая изолированность) для β и φ, вызывая повторное схождение в одной точке (для) внутреннего и среднего контуров. Эта процедура повторяется до схождения к минимальной целевой изолированности MPA и рассматривается как представляющая то, как система может работать на практике, причем у внутреннего контура самая быстрая постоянная времени, а у внешнего контура самая медленная.
Результаты моделирований представлены на фиг.18 и фиг.19 ниже с использованием внутренних и средних контуров обратной связи.
На фиг.18 представлена матрица изолированности для MPA до какого-либо применения обратной связи, где каждая строка матрицы представляет порт вывода (верхняя строка = один) и каждый столбец представляет порт ввода (левый столбец = 1). Следовательно, изолированность между портом 1 ввода и портом вывода задается I11 и равна 20,8 дБ. Минимальной целью изолированности для контуров обратной связи было 25 дБ - степень изолированности, которая может быть применимой к полезной нагрузке SFB.
81
Как можно заметить из фиг.19, имело место значительное улучшение характеристик изолированности MPA. Следует отметить, что использовались только внутренние и средние контуры обратной связи. Изолированность в квадранте, обозначенном 'X' (фиг.7), была улучшена до 20 дБ из-за внутреннего контура обратной связи. Однако из-за факторов, например, влияний шума и ограниченного разрешения в компенсациях фазы/амплитуды, наиболее вероятно на практике нельзя будет получить изолированности, превышающие 30 дБ. В квадранте, обозначенном Υ (фиг.7), были получены меньшие, но заметные улучшения изолированности, как правило, около 6 дБ-8 дБ. В квадрантах, обозначенных 'Z' (например, Φ), изолированность ухудшилась. Это произошло по двум причинам. Первой является то, что самый внешний контур обратной связи не был включен в моделирование, и второй является то, что без самого внешнего контура обратной связи, регулировки, выполненные в переключателях фазы/усиления внутренними и средними контурами обратной связи могли повлиять на изолированность в этих точках. Фактическое влияние можно определить посредством дисперсий коэффициентов передачи в ассоциированных трактах, и в равной степени может иметь место улучшение, а не ухудшение. Вообще ожидается, что добавление самого внешнего контура обратной связи также может обеспечить улучшенные характеристики изолированности в квадранте 'Z'.