ПРЕЦИЗИОННЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
PRECISION OPERATIONAL AMPLIFIER

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, операционных усилителях с малыми значениями эдс смещения нуля (ОУ)).
Известны схемы прецизионных операционных усилителей (ДУ) на основе так называемых «перегнутых» каскадов [1-35], которые стали основой более чем 20 серийных операционных усилителей, выпускаемых как зарубежными (HA2520, HA5190, AD797, AD8631, AD8632, OP90 и др.), так и российскими (154УД3 и др.) микроэлектронными фирмами. В связи с высокой популярностью такой архитектуры ДУ на их модификации выдано более 50 патентов. Предлагаемое изобретение относится к данному подклассу устройств.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является операционный усилитель, описанный в патенте фирмы Canon в США №6.144.234, содержащий входной преобразователь «напряжение-ток» 1, противофазные токовые выходы которого 2 и 3 соединены с эмиттерами первого 4 и второго 5 выходных транзисторов, базы которых подключены к цепи установления статического режима 6, третий выходной транзистор 7, коллектор которого соединен с коллектором второго выходного транзистора 5 и входом выходного буферного усилителя 8, эмиттер соединен с коллектором первого вспомогательного транзистора 9, а база подключена к базе второго 10 вспомогательного транзистора и коллектору первого 4 выходного транзистора, третий вспомогательный транзистор 11, база которого связана с базой первого вспомогательного транзистора 9 и эмиттером второго 10 вспомогательного транзистора.
см
Существенный недостаток известного операционного усилителя состоит в том, что он характеризуется сравнительно большим напряжением смещения нуля U.
Основная цель предлагаемого изобретения состоит в уменьшении напряжения смещения нуля. Дополнительная цель - создание условий для повышения коэффициента усиления по напряжению.
Поставленная цель достигается тем, что в известном ОУ, содержащем входной преобразователь «напряжение-ток» 1, противофазные токовые выходы которого 2 и 3 соединены с эмиттерами первого 4 и второго 5 выходных транзисторов, базы которых подключены к цепи установления статического режима 6, третий выходной транзистор 7, коллектор которого соединен с коллектором второго выходного транзистора 5 и входом выходного буферного усилителя 8, эмиттер соединен с коллектором первого вспомогательного транзистора 9, а база подключена к базе второго 10 вспомогательного транзистора и коллектору первого 4 выходного транзистора, третий вспомогательный транзистор 11, база которого связана с базой первого вспомогательного транзистора 9 и эмиттером второго 10 вспомогательного транзистора, предусмотрены новые связи - коллектор второго 10 вспомогательного транзистора соединен с эмиттером второго 5 выходного транзистора, а коллектор третьего вспомогательного транзистора 11 соединен с коллектором первого 4 выходного транзистора.
На фиг.1 показана схема ОУ-прототипа.
На фиг.2 представлена обобщенная схема заявляемого ОУ. Частный вариант построения вспомогательного транзистора 11 показан на фиг.3.
На фиг.4 представлен вариант построения ОУ, соответствующий фиг.2, в котором преобразователь «напряжение-ток» 1 реализован на основе «перегнутого» параллельно-балансного каскада.
На фиг.5 представлен другой вариант построения ОУ, соответствующий фиг.2, в котором преобразователь «напряжение-ток» 1 реализован на основе классического параллельно-балансного каскада.
На фиг.6 представлен другой вариант построения ОУ, соответствующий фиг.2, в котором преобразователь «напряжение-ток» 1 реализован на основе комплементарного дифференциального каскада на n-p-n и p-n-p транзисторах.
На фиг.7 представлена схема ОУ-прототипа в среде компьютерного моделирования PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар». Здесь напряжение смещения нуля - 1,8 мВ.
см
На фиг.8 представлена схема заявляемого ОУ в среде компьютерного моделирования PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар». Здесь U=0,2 мВ.
На фиг.9 показаны амплитудно-частотные характеристики коэффициента усиления разомкнутых ОУ фиг.7 и фиг.8.
На фиг.10 для сравнения и оценки эффективности предлагаемого технического решения показана схема одной из распространенных модификаций ОУ, в котором напряжение смещения нуля 6,2 мВ.
Прецизионный операционный усилитель содержит входной преобразователь «напряжение-ток» 1, противофазные токовые выходы которого 2 и 3 соединены с эмиттерами первого 4 и второго 5 выходных транзисторов, базы которых подключены к цепи установления статического режима 6, третий выходной транзистор 7, коллектор которого соединен с коллектором второго выходного транзистора 5 и входом выходного буферного усилителя 8, эмиттер соединен с коллектором первого вспомогательного транзистора 9, а база подключена к базе второго 10 вспомогательного транзистора и коллектору первого 4 выходного транзистора, третий вспомогательный транзистор 11, база которого связана с базой первого вспомогательного транзистора 9 и эмиттером второго 10 вспомогательного транзистора. Коллектор второго 10 вспомогательного транзистора соединен с эмиттером второго 5 выходного транзистора, а коллектор третьего вспомогательного транзистора 11 соединен с коллектором первого 4 выходного транзистора.
На фиг.3, соответствующем п.2 формулы изобретения, в качестве третьего 11 вспомогательного транзистора используется составной транзистор, содержащий основной биполярный транзистор 12, в коллекторную цепь которого включен прямосмещенный дополнительный p-n переход 13.
Рассмотрим работу заявляемого устройства (фиг.2).
вх
к5
к7
см
к5
к7
В статическом режиме (u=0) нулевое значение напряжения смещения нуля ОУ обеспечивается в том случае, если коллекторные токи транзисторов 5 и 7 равны друг другу (при нулевом входном токе буферного усилителя 2). Если статические значения I≠I, то это вызывает необходимость подачи между входами Вх.1 и Вх.2 напряжения U, которое приведет к равенству I=I за счет изменения токов 12 и 13.
к5
к7
Взаимосвязь I и I можно установить с учетом следующих токовых соотношений в схеме фиг.2, вытекающих из первого закона Кирхгофа:
к4
4
2
к5
3
к10
5
I=αI; I=(I-I)α;
к11
к4
б
б
э11
б
*
I=I-I-I =I-I;
э11
к4
б
*
I=I-I ;
э9
э11
К4
б
*
I=I=I-I ;
к9
э9
б
к4
б
б
э7
*
I=I-I=I-I-I =I;
к7
э7
б
к4
б
б
*
I=I-I=I-2I-I ;
э10
б
к10
б
б
*
I=2I; I=2I-I ;
к5
5
3
5
б
5
б
*
I=αI-α2I+αI ;
к7
4
2
б
б
*
I=αI-2I+I ;
4
5
где α, α≈1 - коэффициенты усиления по току эмиттера;
*
б
I  - ток базы транзистора 10.
Из двух последних формул следует, что разность токов
к5
к7
5
4
б
5
б
*
ΔI=I-I=I(α-α)+2I(1-α)+2I ,
2
3
где I=I=I.
5
4
Так как α=α, то
10
где β>>1 - коэффициент передачи по току базы транзистора 10.
Разность токов ΔI приводится ко входу ОУ через эквивалентную крутизну для дифференциального сигнала:
.
То есть напряжение смещения нуля ОУ фиг.2
.
Можно показать, что в схеме ОУ-прототипа, фиг.1,
.
c
Таким образом, при равенстве крутизн  в предлагаемом устройстве напряжение смещения нуля уменьшается по сравнению с прототипом в N paз, где
или
.
5
10
см
Если положить, что β=β=β, то выигрыш по величине U
c
N=β>>1.
Данные теоретические выводы подтверждаются результатами моделирования схем фиг.7, 8 и 10.
Таким образом, заявляемое устройство имеет существенные преимущества по статической точности в сравнении с ОУ-прототипом.
Источники информации
1. Матавкин В.В. Быстродействующие операционные усилители. - М.: Радио и связь, 1989. - с.74, рис.4.15, стр.98, рис.6.7.
2. Патент США №6.218.900, фиг.1.
3. Патентная заявка US 2002/0196079.
4. Патент США №6.788.143.
5. Патент США №3.644.838, фиг.2.
6. Патент США Re 30.587.
7. Патент EP 1.227.580.
8. Патент США №6.714.076.
9. Патент США №5.786.729.
10. Патент США №5.327.100.
11. Патентная заявка US 2004/0090268 А1.
12. Патент США №4.274.061.
13. Патент США №5.422.600, фиг.2.
14. Патент США №6.788.143, фиг.2.
15. Патент США №4.959.622, фиг.1.
16. Патент США №4.406.990, фиг.4.
17. Патент США №5.418.491.
18. Патент США №6.018.268.
19. Патент США №5.952.882.
20. Патент США №4.723.111.
21. Патент США №4.293.824.
22. Патент США №6.580.325.
23. Патент США №6.965.266.
24. Патент США №6.867.643.
25. Патент США №6.236.270.
26. Патент США №5.323.121.
27. Патент США №6.229.394.
28. Патент США №5.734.296.
29. Патент США №5.477.190.
30. Патент США №5.091.701.
31. Патент США №6.717.474.
32. Патент США №6.084.475.
33. Патент США №3.733.559.
34. Патентная заявка US 2005/0001682 А1.
35. Патент США №6.300.831.