СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ЧАСТОТЫ
FREQUENCY CONVERTER CONTROL METHOD

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано при проектировании систем управления с вентильными преобразователями частоты для индукционных нагревателей и других электротехнологических нагрузок. Изобретение повышает надежность работы преобразователя частоты, содержащего трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель.
Известен способ управления преобразователем частоты, содержащим трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивным фильтром на выходе и двухтактный инвертор тока с квазирезонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельным диодом и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель, заключающийся в формировании и поочередной подаче сдвоенных импульсов управления на вентили выпрямителя, сдвинутых между собой на угол φ=60°, длительностью τ, с углом регулирования α, и на вентили инвертора, формирующие прямую и обратную полуволны напряжения на нагрузке (П. 74017 РФ, МКИ Н02М 5\45. Преобразователь частоты с явно выраженным звеном постоянного тока \ Силкин Е.М. - Заявл. 22.02.08. Опубл. 10.06.08, БИМП. №16).
Недостатком способа управления инвертором является низкая надежность работы преобразователя частоты на изменяющуюся электротехнологическую нагрузку, что обусловлено перенапряжениями на не полностью управляемых вентилях выпрямителя при снятии импульсов управления, перегревом структур не полностью управляемых вентилей выпрямителя из-за возрастании обратных токов через них при подаче импульсов управления при отрицательных напряжениях, возможностью перегрузок не полностью управляемых вентилей выпрямителя из-за потребления реактивной мощности при фазовом регулировании и полностью управляемых вентилей инвертора в режимах перекрытия токов полностью управляемых вентилей и встречно-параллельного диода, перенапряжениями на полностью управляемых вентилях инвертора при обрыве тока встречно-параллельного диода.
Известен способ управления преобразователем частоты, содержащим трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через последовательные цепи из дросселя и конденсатора, заключающийся в формировании и поочередной подаче сдвоенных импульсов управления на вентили выпрямителя, сдвинутых между собой на угол φ=60°, длительностью τ, с углом регулирования α, и на вентили инвертора, формирующие прямую и обратную полуволны напряжения на нагрузке (П. 67794 РФ, МКИ Н02М 5\45. Преобразователь частоты \ Силкин Е.М. - Заявл. 22.06.07. Опубл. 27.10.07, БИМП. №30).
Недостатком способа управления инвертором является низкая надежность работы инвертора на изменяющуюся электротехнологическую нагрузку, что обусловлено перенапряжениями на не полностью управляемых вентилях выпрямителя при снятии импульсов управления, перегревом структур не полностью управляемых вентилей выпрямителя из-за возрастании обратных токов через них при подаче импульсов управления при отрицательных напряжениях, возможностью перегрузок не полностью управляемых вентилей выпрямителя из-за потребления реактивной мощности при фазовом регулировании и полностью управляемых вентилей инвертора в режимах перекрытия токов управляемых вентилей инвертора и встречно-параллельных диодов, большими коммутационными потерями в вентилях и диодах инвертора и большой установленной реактивной мощностью элементов последовательных цепей из дросселя и конденсатора и, следовательно, электрической загрузкой элементов инвертора.
Известен способ управления преобразователем частоты, содержащим трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель, заключающийся в формировании и поочередной подаче сдвоенных импульсов управления на вентили выпрямителя, сдвинутых между собой на угол φ=60°, длительностью τ, с углом регулирования α, и на вентили инвертора, формирующие прямую и обратную полуволны напряжения на нагрузке (П. 66130 РФ, МКИ Н02М 5\45. Преобразователь частоты \ Силкин Е.М. - Заявл. 14.03.07. Опубл. 27.08.07, БИМП. №24).
Указанный способ управления преобразователем частоты, содержащим трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель, является наиболее близким по технической сущности к изобретению и выбран в качестве прототипа.
Недостатком прототипа является низкая надежность работы преобразователя частоты на изменяющуюся электротехнологическую нагрузку, что обусловлено перенапряжениями на не полностью управляемых вентилях выпрямителя при снятии импульсов управления, перегревом структур не полностью управляемых вентилей выпрямителя из-за возрастании обратных токов через них при подаче импульсов управления при отрицательных напряжениях, возможностью перегрузок вентилей выпрямителя из-за потребления реактивной мощности при фазовом регулировании и вентилей инвертора в режимах перекрытия токов вентилей и диодов инвертора, большими коммутационными потерями в вентилях и диодах инвертора, высокими уровнями токов полностью управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов при выполнении инвертора на заданную мощность, высокими потерями энергии в полностью управляемых вентилях и встречно-параллельных диодах из-за высоких амплитуд протекающих токов, возможными сбоями в системе управления преобразователя частоты из-за перенапряжений и высоких амплитуд протекающих токов через полностью управляемые вентили и встречно-параллельные диоды.
Изобретение направлено на решение задачи повышения надежности работы преобразователя частоты, содержащего трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель, что является целью изобретения.
Указанная цель достигается тем, что в способе управления преобразователем частоты, содержащем трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель, заключающемся в формировании и поочередной подаче сдвоенных импульсов управления на вентили выпрямителя, сдвинутых между собой на угол φ=60°, длительностью τ, с углом регулирования α, и на вентили инвертора, формирующие прямую и обратную полуволны напряжения на нагрузке, при углах регулирования α>60° формируют и поочередно на каждый смежный вентиль основному вентилю выпрямителя, вступившему в работу последним, подают третий импульс управления при угле, соответствующем углу регулирования основного вентиля выпрямителя α=120°, длительностью γ≤τ, максимальный угол регулирования α=max устанавливают из условия α≤90°-τ, измеряют мгновенные значения напряжений на емкости фильтра, емкости параллельного колебательного контура нагрузки и всех вентилях инвертора, очередные вентили инвертора включают в момент восстановления положительного мгновенного напряжения на всех вентилях инвертора, вентили инвертора выключают в момент равенства уменьшающегося модуля мгновенного значения напряжения на емкости параллельного колебательного контура нагрузки мгновенному значению напряжения на емкости фильтра.
Существенным отличием, характеризующим изобретение, является повышение надежности работы преобразователя частоты, содержащего трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель, что достигается снижением уровней токов и перенапряжений на не полностью и полностью управляемых вентилях и встречно-параллельных диодах, исключением режимов перегрева структур не полностью и полностью управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов, подачи импульсов управления на не полностью управляемые вентили выпрямителя при отрицательных напряжениях, перекрытия токов полностью управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов и сбоев в системе управления преобразователя частоты, повышением коэффициента мощности устройства.
Повышение надежности работы преобразователя частоты является полученным техническим результатом, обусловленным новыми действиями в способе управления, порядком их осуществления, то есть отличительными признаками изобретения. При заявляемом способе управления выпрямитель работает с высоким коэффициентом мощности во всех режимах, а инвертор приобретает свойства инвертора нового класса, отличительной особенностью которого является питание от источника постоянного напряжения на входе, имеющего характеристику источника напряжения. Таким образом, отличительные признаки заявляемого способа управления преобразователем частоты, содержащим трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель, являются существенными.
На фиг.1 приведена схема преобразователя частоты, на фиг.2 представлены временные диаграммы сигналов, поясняющие принцип управления преобразователем частоты.
Способ управления преобразователем частоты, содержащим трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель, реализуется следующими действиями. Формируются и поочередно подаются сдвоенные импульсы управления на вентили выпрямителя, сдвинутые между собой на угол φ=60°, длительностью τ, с углом регулирования α, и на вентили инвертора, формирующие прямую и обратную полуволны напряжения на нагрузке. При углах регулирования α>60° формируют и поочередно на каждый смежный вентиль основному вентилю выпрямителя, вступившему в работу последним, подают третий импульс управления при угле, соответствующем углу регулирования основного вентиля выпрямителя α=120°, длительностью γ≤τ, максимальный угол регулирования α=max устанавливают из условия α≤90°-τ. Измеряют мгновенные значения напряжений на емкости фильтра, емкости параллельного колебательного контура нагрузки и всех вентилях инвертора. Очередные вентили инвертора включают в момент восстановления положительного мгновенного напряжения на всех вентилях инвертора. Вентили инвертора выключают в момент равенства уменьшающегося модуля мгновенного значения напряжения на емкости параллельного колебательного контура нагрузки мгновенному значению напряжения на емкости фильтра.
Преобразователь частоты содержит трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях 1-6 с индуктивно-емкостным фильтром 7-9 на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях 10-13 с встречно-параллельными диодами 14-17 и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида из элементов 18, 19, подключенной к выходу инвертора через дроссель 20, шесть оптопар 21-26, светодиоды которых соединены в трехфазную мостовую схему, включенную параллельно управляемому выпрямителю, а фотодиоды соединены с входами матрицы 26 из шести триггеров Шмита, выходы матрицы триггеров Шмита соединены с входами матрицы 27 из шести двухвходовых логических элементов И и матрицы 28 из шести формирователей импульсов, систему импульсно-фазового управления 29, выходы которой соединены с вторыми входами двухвходовых логических элементов И, выходы двухвходовых логических элементов И подключены к входам матрицы 30 из шести двухвходовых логических элементов ИЛИ, выходы элементов ИЛИ соединены с входами матрицы 31 из шести выходных каскадов, нагруженных на управляющие электроды вентилей выпрямителя, вторые входы элементов ИЛИ соединены с выходами второй матрицы 32 из шести двухвходовых логических элементов И, входы которых подключены к выходам матрицы формирователей импульсов, а вторые входы соединены с выходом компаратора 33, вход компаратора подключен к выходу источника задания 34, второй выход источника задания соединен с входом системы импульсно-фазового управления и вторым входом компаратора, датчик напряжения 35 на емкости фильтра, выход которого подключен к входу второго компаратора 36, датчик напряжения 37 на емкости параллельного колебательного контура нагрузки, выход которого соединен с выходом выпрямительной схемы 38, выход выпрямительной схемы подключен к вторым входам второго компаратора и системы импульсно-фазового управления, третий-шестой датчики напряжения на вентилях инвертора подключенные к третьему-шестому компараторам соответственно 39, 40-45, 46, выходы третьего-шестого компараторов соединены с входами четырехвходовой логической схемы И 47, выход второго компаратора подключен к входу формирователя 48, а выход четырехвходовой логической схемы И соединен с входом второго формирователя 49, выходы формирователей подключены соответственно к входам сброса R и установки S RS-триггера 50, выход второго формирователя соединен также со счетным С входом JK-триггера 51, третью матрицу 52 из четырех двухвходовых логических элементов И, выходы которых соединены с второй матрицей 53 из четырех выходных каскадов, нагруженных на управляющие электроды вентилей инвертора, входы третьей матрицы из четырех двухвходовых логических элементов И соединены попарно с выходами JK-триггера, а вторые входы подключены к выходу RS-триггера, вторые входы третьего-шестого компараторов подключены к третьему выходу источника задания.
а
в
c
1-6
a
в
c
10-13
18
9
18
9
Преобразователь частоты, содержащий трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях 1-6 с индуктивно-емкостным фильтром 7-9 на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях 10-13 с встречно-параллельными диодами 14-17 и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида из элементов 18, 19, подключенной к выходу инвертора через дроссель 20, в установившемся режиме работает следующим образом. Выпрямитель (1-6) преобразует трехфазное переменное напряжение сети (u, u, u) в знакопостоянное напряжение, которое фильтруется индуктивно-емкостным фильтром (7-9). Параметры фильтра выбраны исходя из условия качественного сглаживания напряжения на входе инвертора (10-17). Для обеспечения запуска трехфазного мостового выпрямителя (1-6) и надежной его работы в режиме фазового регулирования (стабилизации) при углах регулирования α>60° необходимо подавать на управляемые вентили 1-6 сдвоенные импульсы управления, следующие через 60°. Угол регулирования α отсчитывается от, так называемой, точки естественной коммутации (фиг.2, первая диаграмма). Сдвоение импульсов осуществляется путем одновременной подачи основного импульса управления на вступающий в работу вентиль в анодной или катодной группе и повторный импульс управления на вентиль в другой группе (катодной или анодной), который должен работать с данным вентилем. Для принятой нумерации вентилей выпрямителя на фиг.1 при подаче «основного» импульса управления на 1 вентиль подается повторный импульс на 6 вентиль, при подаче основного импульса на 2 вентиль подается повторный импульс на 1 вентиль и так далее (фиг.2, вторая диаграмма). Импульсы управления на вентили 1-6 формируются системой импульсно-фазового управления (СИФУ) 29 и подаются с матрицы 31 выходных каскадов (ВК1). Число выходных каскадов в матрице 31 соответствует числу вентилей выпрямителя, то есть равно шести. Последовательность подачи импульсов управления (u) на не полностью управляемые вентили выпрямителя 1, 6 представлена на фиг.2 (вторая диаграмма). Индексы в приведенных обозначениях на фиг.2 соответствуют номерам вентилей (1-6). Угол регулирования α задается от источника задания 34 (ИЗ) по первому входу СИФУ 29. Матрица 27 двухвходовых логических элементов И (И1) ограничивает предельный угол регулирования величиной α≤90°-τ. На входы элементов матрицы 27 поступают сигналы с выходов СИФУ 29 и с выходов матрицы 26 триггеров Шмита (ТШ). Номинальная длительность τ основного импульса управления вентилями 1-6 выпрямителя составляет 10-15° (по периоду частоты питающей сети). Выполнение условия ограничения угла регулирования (α≤90°-τ) при предельных углах α обеспечивается путем уменьшения длительности импульса управления τ относительно своего номинального значения (τ<10°) за счет работы матрицы 27. Матрица 28 формирователей импульсов (ФО1) формирует импульсы длительностью γ(γ≤τ), которые дополнительно подаются на вентили 1-6 выпрямителя при углах регулирования α>60° (третий импульс управления). Подача третьего импульса управления обеспечивает имитацию работы нулевого вентиля управляемыми вентилями 1-6 самого выпрямителя. Третий импульс формируют и поочередно подают на каждый смежный вентиль основному вентилю выпрямителя, вступившему в работу последним, при угле, соответствующем углу регулирования основного вентиля выпрямителя α=120°. То есть, если в работу на заданном временном интервале вступил 1 вентиль в катодной группе, третий импульс подают на 4 вентиль в анодной группе по срезу сигнала от матрицы ТШ 26 (фиг.2, третья диаграмма). Обеспечение подачи третьего импульса при углах регулирования α>60° осуществляется работой матрицы 32 из шести двухвходовых логических элементов И (И2), на входы которой поступают импульсы от матрицы ФО1 26 и разрешающий сигнал от компаратора 33 (КО1). На входы КО1 33 подается сигнал задания от ИЗ 34 и сигнал регулирования с первого входа СИФУ 29. Импульсы управления на все вентили 1-6 выпрямителя формируют путем сложения сигналов с матриц И1 27 и И2 32 в логических элементах ИЛИ матрицы 30. Сигналы с выходов ИЛИ 32 поступают на входы матрицы ВК1 31. На четвертой диаграмме фиг.2 приведен в качестве примера сигнал на первом выходе матрицы ТШ 26. Синхронизация с напряжениями фаз сети (u, u, u) осуществляется оптопарами 21-26 (нумерация согласована с нумерацией управляемых вентилей 1-6 выпрямителя). Инвертор (10-17) преобразует постоянное напряжение с выхода фильтра в однофазное переменное заданной частоты f=1/Т, где Т - период выходного переменного напряжения (сигнала) устройства. В схеме фиг.1 использована однофазная мостовая схема согласованного инвертора. Импульсы управления на управляемые вентили 10, 13 и 11, 12 поступают поочередно с частотой f, равной частоте выходного сигнала инвертора. Значения индуктивностей дросселей фильтра 7, 8 выбраны достаточными для качественной фильтрации тока и напряжения на входе однофазного моста. Компенсирующий конденсатор 18 обеспечивает параллельную компенсацию реактивной мощности индукционного нагревателя (нагрузки) 19 и последовательную компенсацию реактивной мощности коммутирующего дросселя 20. Коммутирующий дроссель 20 может выполняться в виде самостоятельного элемента или представлять собой индуктивность нагрузки (части нагрузки) и (или) соединительных отводящих шин (кабелей). Полный цикл (период Т) выходного сигнала автономного двухтактного согласованного инвертора с резонансной коммутацией состоит из двух равных временных интервалов (полупериодов - Т/2), соответствующих различным сочетаниям включенного и выключенного состояния управляемых вентилей 10-13 и встречно-параллельных диодов 14-17. В каждом полупериоде, в общем случае, можно выделить три различных по характеру электромагнитных процессов временных интервала (одновременной работы двух управляемых вентилей однофазного моста инвертора, двух смежных встречно-параллельных диодов, а также паузы в работе управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов). Основной интервал соответствует интервалу одновременной проводимости двух управляемых вентилей однофазного моста 10, 13 или 11, 12. Два других интервала целесообразно устанавливать малой длительности выбором параметров элементов, что обеспечивает высокие энергетические показатели устройства. На интервале одновременной проводимости двух смежных встречно-параллельных диодов к выключившимся управляемым вентилям прикладывается небольшое обратное (отрицательное) напряжение, равное падению напряжения на встречно-параллельном диоде. В момент включения (начало полупериода), например, управляемых вентилей 10, 13 напряжение на компенсирующем конденсаторе 18 имеет условно отрицательную полярность (положительный потенциал на нижней по схеме обкладке компенсирующего конденсатора 18). Напряжение на компенсирующем конденсаторе 18 изменяется по колебательному закону. Уровень напряжения на компенсирующем конденсаторе 18 в момент включения управляемых вентилей 10, 13 ниже уровня амплитудного значения напряжения. Включение управляемых вентилей 10, 13 осуществляется с опережением относительно момента перехода мгновенного значения напряжения на компенсирующем конденсаторе 18 относительно нулевого уровня при восстановлении положительного мгновенного напряжения на всех вентилях инвертора 10-13 (мгновенное значение тока через дроссель 20 равно нулю). Ток через параллельный нагрузочный контур, образованный индукционным нагревателем 19 и компенсирующим конденсатором 18, начинает протекать от конденсатора фильтра 9 автономного согласованного инвертора с резонансной коммутацией по цепи: 9-10-20-(18, 19)-13-9. Конденсатор фильтра 9 имеет достаточную величину емкости для качественного сглаживания напряжения на входе однофазного моста инвертора. Заряд конденсатора фильтра 9 осуществляется от выпрямителя по цепи: «+»-7-9-8-«-». Компенсирующий конденсатор 18 разряжается и колебательно перезаряжается до напряжения условно положительной полярности (положительный потенциал на верхней по схеме обкладке). Параметры цепи 9-10-20-(18, 19)-13-9 и угол опережения выбираются такими, чтобы электромагнитные процессы в ней также имели колебательный характер. То есть указанная цепь представляет собой эквивалентный последовательный колебательный контур, образованный дросселем 20 и нескомпенсированной частью емкости компенсирующего конденсатора 18 (емкости параллельного колебательного контура нагрузки). Ток управляемых вентилей 10, 13 вначале возрастает, а затем спадает по квазиколебательному закону. В момент равенства уменьшающегося модуля мгновенного значения напряжения на емкости параллельного колебательного контура 18 нагрузки мгновенному значению напряжения на емкости фильтра 9 вентили 10, 13 выключаются (фиг.2, седьмая диаграмма). В момент выключения управляемых вентилей 10, 13 заканчивается первый интервал полупериода (одновременной проводимости управляемых вентилей однофазного моста). После выключения управляемых вентилей 10, 13 могут включаться встречно-параллельные диоды 15, 16 (или быть включенными встречно-параллельные диоды 14, 17). В последнем случае, в частности, возникает колебательный ток разряда компенсирующего конденсатора 18 по цепи: 18-20-14-9-17-18. Одновременно компенсирующий конденсатор 18 продолжает перезаряжаться через нагрузку 19. На интервале одновременной проводимости двух смежных встречно-параллельных диодов 14, 17 к выключившимся управляемым вентилям 10, 13 прикладывается небольшое обратное (отрицательное) напряжение, равное падению напряжения на соответствующем встречно-параллельном диоде 14, 17. К моменту выключения встречно-параллельных диодов 14, 17 заканчивается второй интервал полупериода. Далее через интервал паузы (третий интервал полупериода) с опережением относительно момента перехода мгновенного значения напряжения на компенсирующем конденсаторе 18 через нуль включаются управляемые вентили 11, 12. Компенсирующий конденсатор 18 в указанный момент времени заряжен с условно положительной полярностью напряжения и колебательно перезаряжается до напряжения противоположной полярности (отрицательный потенциал на нижней по схеме обкладке). С момента включения управляемых вентилей 11, 12 заканчивается первый полупериод в работе инвертора. Во втором полупериоде, при работе управляемых вентилей 11, 12 и встречно-параллельных диодов 15, 16 (или 14, 17 при индуктивной расстройке эквивалентного последовательного колебательного контура), электромагнитные процессы в автономном двухтактном согласованном инверторе с резонансной коммутацией протекают аналогично, но токи через нагрузочный контур (18, 19) первого вида с индукционным нагревателем 19 на временных интервалах во втором полупериоде имеют противоположное направление. По окончании второго полупериода снова включаются управляемые вентили 10, 13. Далее электромагнитные процессы в инверторе (новый период выходного сигнала) полностью повторяются. Импульсы управления вентилями инвертора (u) представлены на пятой и шестой диаграммах фиг.2. Мгновенные напряжения на емкости фильтра 9, емкости параллельного колебательного контура нагрузки 18, вентилях инвертора 10-13 измеряются датчиками напряжения соответственно 35, 37, 39, 41, 43, 45 (ДН1-ДН6). Сигнал с выхода второго датчика напряжения ДН2 37 выпрямляется выпрямительной схемой ВЫ 38. Таким образом, модуль мгновенного значения напряжения u на емкости 18 параллельного колебательного контура нагрузки сравнивается с мгновенным значением напряжения u на емкости 9 фильтра во втором компараторе 36 (КО2). При восстановлении положительного мгновенного напряжения на всех вентилях 10-13 инвертора на выходе четырехвходовой логической схемы 47 И (ИЗ) в соответствии с сигналами третьего-шестого компараторов КО3 40, КО4 42, КО5 44, КО6 46 формируется разрешающий логический сигнал. Сигналы с выходов КО2 36 и ИЗ 47, соответственно, сбрасывают или устанавливают RS-триггер 50 (ТГ1) через формирователи 48 (ФО2) и 49 (ФО3). Установка ТГ1 50 по входу S разрешает подачу сигнала управления на пару вентилей 10, 13 или 11, 12 инвертора. Сброс ТГ1 50 по входу R снимает соответствующий сигнал управления. Очередность подачи сигналов управления на вентили инвертора 10, 13 или 11, 12 задается JK-триггером 51 (ТГ2) по счетному входу С. Сигналы управления распределяются четырьмя двухвходовыми логическими элементами И матрицы 52 (И4). Сигналы с выходов матрицы И4 52 усиливаются второй матрицей 53 из четырех выходных каскадов (ВК2) и поступают на управляющие электроды вентилей 10-13 инвертора. Формирователь ФО3 49 переводит триггер ТГ2 51 в очередное состояние и устанавливает триггер ТГ1 50 в состояние разрешения подачи импульсов управления на очередную пару вентилей 10, 13 или 11, 12 инвертора. Формирователь ФО2 48 по сигналу с выхода компаратора КО2 36 в момент равенства уменьшающегося модуля мгновенного значения напряжения u на емкости 18 параллельного колебательного контура нагрузки мгновенному значению напряжения u на емкости 9 фильтра сбрасывает триггер ТГ1 50 и выключает работающие вентили инвертора (10, 13 или 11, 12). Восстановление положительного напряжения на всех вентилях 10-13 инвертора обеспечивает возможное разрешение подачи очередных импульсов управления на пары вентилей 10, 13 или 11, 12 по сигналу второго формирователя ФО3 49. Пороговое напряжение для третьего-шестого компараторов (КО3 40, КО4 42, КО5 44 и КО6 46) поступает с третьего выхода источника задания ИЗ 34. Обратная связь в регуляторе СИФУ 29 осуществляется подачей сигнала с выхода выпрямительной схемы ВЫ 38 на второй вход системы импульсно-фазового управления СИФУ 29.
Управляемые вентили 10-13 при реализации двухтактного согласованного инвертора с резонансной коммутацией могут быть выполнены как двухоперационными, то есть полностью управляемыми симметричными или несимметричными (запираемые тиристоры, транзисторы различных типов, комбинированные ключи), так и однооперационными (не полностью управляемыми) симметричными или не имеющими обратной блокирующей способности (тиристоры различных типов, реверсивно-включаемые динисторы, газоразрядные вентили). Двухоперационные вентили также могут быть включены только в два плеча или в одну из групп (анодную или катодную) однофазного моста инвертора. При этом в двух других плечах или другой группе однофазного моста могут быть применены однооперационные вентили. В схеме инвертора, управляемого по заявляемому способу, могут отсутствовать встречно-параллельные диоды 14-17 или встречно-параллельные диоды 14-17 могут быть рассчитаны на меньший ток, чем управляемые вентили 10-13. Система импульсно-фазового управления СИФУ 29 и выходные каскады матриц 31, 53 выходных каскадов могут быть выполнены по любой из известных схем.
1
6
1,6
6,5
10,13
11,12
20
a
в
c
18
9
На диаграммах фиг.2 использованы следующие обозначения. Сигналы управления управляемых вентилей выпрямителя обозначены как u-u (третий импульс) и u-u (первый индекс соответствует основному вентилю, второй индекс соответствует подаче второго импульса управления при их сдваивании), сигналы управления вентилей инвертора как u (вентили 10, 13) и u (вентили 11, 12), ток дросселя как i, напряжение фаз сети как u, u, u, напряжение на нагрузке как u, напряжение на емкости фильтра как u, текущее время t, полупериод выходного переменного напряжения Т/2.
Автономный двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией в преобразователе частоты, таким образом, работает по принципу самовозбуждающегося инвертора. При этом инвертор питается от эквивалентного источника постоянного напряжения на входе, имеющего характеристику источника напряжения. Автономный инвертор по характеру электромагнитных процессов относится к новому классу согласованных инверторов с резонансной коммутацией. Включение и выключение управляемых вентилей инвертора осуществляется при нулевом токе через них. Угол опережения инвертора выбирается в оптимальном для данного класса инверторов интервале [π/12, π/3], то есть лежащим в диапазоне 15÷60° (по периоду Т выходного сигнала преобразователя).
По сравнению с прототипом при управлении по заявляемому способу существенно повышается надежность работы преобразователя частоты, содержащего трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель. Это достигается снижением величин токов управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов за счет использования параллельной компенсации реактивности индукционного нагревателя (нагрузки), уровней перенапряжений на всех управляемых вентилях, возникающих при их выключении, уровней электромагнитных помех, возникающих при выключении всех управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов, обеспечением симметричного ограничения тока источника питания инвертора при аварийных замыканиях выходных выводов инвертора на корпус нагрузки за счет дросселей фильтра. Повышается устойчивость работы автономного согласованного инвертора с резонансной коммутацией преобразователя частоты и уменьшается вероятность срывов инвертирования при работе на изменяющуюся в широких пределах электротехнологическую нагрузку (например, индукционный нагреватель). За счет использования принципа самовозбуждения исключается вероятность возникновения режимов перекрытия токов управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов в инверторе, а также сбоев в системе управления инвертора. Снижаются потери энергии в полупроводниковых структурах всех управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов. Снижаются токи утечки через управляемые вентили выпрямителя за счет исключения режимов регулирования с подачей импульсов управления при отрицательных напряжениях на вентилях. Снижаются потери энергии и загрузка элементов преобразователя частоты за счет работы выпрямителя с высоким коэффициентом мощности во всех режимах регулирования.
Повышение надежности работы преобразователя частоты оценивается по времени наработки на отказ. Согласно результатам экспериментальных исследований и экспертных оценок время наработки на отказ преобразователя с управлением по заявляемому способу может быть увеличено на 100÷150%.
По сравнению с прототипом дополнительно повышается коэффициент полезного действия преобразователя частоты за счет уменьшения коммутационных и статических потерь энергии во всех управляемых вентилях и встречно-параллельных диодах (снижение уровней коммутационных перенапряжений, начальных скоростей нарастания и скоростей спада тока при включениях и выключениях управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов, рекуперация части энергии перенапряжений в нагрузку).
Дополнительно (по сравнению с прототипом) может быть существенно упрощена конструкция энергетической (силовой) части преобразователя частоты за счет обеспечения возможности использования управляемых вентилей и встречно-параллельных диодов со сниженными требованиями к их параметрам и более низкой ценой при выполнении преобразователя частоты на заданную выходную мощность.
Может быть расширена область применения способа управления за счет использования его, например, в установках для индукционного нагрева деталей больших размеров, что обусловлено высокой надежностью и возможностью получения повышенных уровней выходных напряжений от автономного двухтактного согласованного инвертора с резонансной коммутацией. В результате также может быть дополнительно повышен и коэффициент полезного действия преобразователя частоты, содержащего трехфазный мостовой полностью управляемый выпрямитель на не полностью управляемых вентилях с индуктивно-емкостным фильтром на выходе и двухтактный согласованный инвертор с резонансной коммутацией на полностью управляемых вентилях с встречно-параллельными диодами и нагрузкой в виде параллельного колебательного контура первого вида, подключенной к выходу инвертора через дроссель.