ЦИКЛОКОНВЕРТЕР И СПОСОБ ЕГО РАБОТЫ
CYCLOCONVERTER AND ITS OPERATING METHODS

Область техники, к которой относится изобретение
Изобретение относится к циклоконвертеру и способам его работы. Более конкретно, хотя и не исключительно, изобретение относится к трехфазному полнорезонансному циклоконвертеру, служащему для преобразования трехфазного переменного тока источника питания в выходной сигнал постоянного тока. Несмотря на то, что конвертер, раскрытый в настоящем изобретении, может найти практическое применение в источниках питания в телекоммуникации, следует отметить, что он может найти широкое применение в других областях техники.
Уровень техники
При применении в телекоммуникации преобразователи переменного питания должны удовлетворять требованиям к таким его характеристикам, как общее искажение высшими гармониками, предельные токи гармонической составляющей, развязка и т.д., и в то же время достигать высокой эффективности преобразования. Технические требования к изолированным переключаемым источникам питания при преобразовании переменного тока в постоянный ток, применяемых в телекоммуникации и больших вычислительных машинах, в значительной степени удовлетворяются благодаря внедрению схемы двухступенчатого питания. Назначение первой ступени преобразования питания заключается в достижении PFC (коррекция коэффициента мощности) посредством некоего вида вольтодобавочного конвертора с автоматической коррекцией коэффициента мощности (PFC). В источниках питания небольшой мощности обычно используется однофазное питание на входе, в то время как для больших источников питания требуется на входе трехфазное питание, и, следовательно, имеется необходимость применения какого-либо вида трехфазного вольтодобавочного конвертора с коррекцией коэффициента мощности (например, конвертор Vienna). Вторая ступень преобразования служит цели трансформации/развязке напряжения и регулирования выходного напряжения/тока. В этой второй ступени обычно применяются резонансные коммутирующие устройства для того, чтобы повысить эффективность преобразования и минимизировать размер и требования к охлаждению (следовательно, стоимость) источника питания. Проблема при использовании двухступенчатых источников питания заключается в том, что общие потери преобразования представляют собой общую сумму потерь каждой ступени преобразования. Обычно достигается эффективность преобразования каждой ступени 96%, что в результате дает общую эффективность 92%.
Перспектива высокой теоретической эффективности одной ступени вдохновляет многих разработчиков источников питания на создание эффективных одноступенчатых переключаемых источников питания. Требования к аккумулированию энергии, относящиеся к однофазным конвертерам, приводят к разработке комплексных одноступенчатых схем с низкой суммарной эффективностью преобразования, которые лишаются на практике своих преимуществ перед схемами двухступенчатого преобразования.
На фиг.1 в соответствии с прототипом представлен полномостовой циклоконвертер, состоящий из шести двунаправленных переключателей 1-6, питание на которые подается через трехфазные линии 7-9, которые приводят в действие (запускают) первичную обмотку 10 выходного трансформатора 11. Переключатель 1 состоит из прямого МОП транзистора 13 в параллели с внутренним полупроводниковым диодом, соединенного последовательно с обратным МОП транзистором 14 в параллели с внутренним полупроводниковым диодом 16. Переключатели 2 и 3 имеют такую же конфигурацию. На выходе трансформатора включен полумостовой выпрямитель 12. Циклоконвертер является жестко переключаемым, чтобы осуществить управление посредством широтно-импульсной модуляции. Чтобы достичь желаемого напряжения на выходе, верхние и нижние последовательности переключений смещены на необходимую величину. Величина смещения определяет период времени, когда выход трансформатора закорочен, и период времени, когда токи циркулируют в циклоконвертере. Этот циркулирующий ток (в противоположность току, текущему к удвоителю 12 тока) несет потери при прохождении через переключатели 1-6. Такой подход обеспечивает легко управляемый конвертер, поскольку выходное напряжение можно легко снижать путем смещения верхнего и нижнего переключений. Однако конвертер требует 12 переключающих компонентов, и для применяемого жесткого переключения требуются компоненты высокого класса, чтобы справляться с импульсными искажениями и потерями. К тому же такие конвертеры обычно имеют эффективность преобразования только около 93%, а потери и большое количество мощных компонентов делают конвертер большим и дорогим при производстве.
Публикация «Отключающий при нуле напряжения, трехфазный ШИМ коммутирующий выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности» из работ конференции по вопросу преобразования мощности высокой частоты: Торонто, Канада; 9-14 июня 1991 г., с.252-264 раскрывает полномостовой циклоконвертер, в котором последовательность переключений осуществляется за счет резонансного включения. Однако переключением является простое включение/отключение, и последовательность переключений является только частично оптимизируема и не обеспечивает полного резонансного переключения.
Используются последовательные резонансные конвертеры, в которых применяются полно-резонансные переключения (т.е. токи переключения находятся около нуля при включении и выключении для осуществления «мягкого переключения» во всех точках переключения). Однако такие конвертеры содержат сложные схемы управления и осуществляют переключения только от источников постоянного тока.
Желательно было бы создать развязывающий конвертер, работающий в широком диапазоне входных напряжений, характеризующийся высокой эффективностью преобразования, малым числом мощных компонентов, использованием маломощных компонентов, отсутствием больших индуктивностей или накопительных компонентов и слабым гармоническим искажением.
Цель изобретения - создание конвертера, отвечающего вышеперечисленным требованиям или, по меньшей мере, предоставление выбора подходящего варианта.
Раскрытие изобретения
Предлагается циклоконвертер, содержащий резонансную схему, в котором переключение осуществляется за счет резонанса резонансной схемы. Это может быть осуществлено полно-резонансным трехфазным полумостовым циклоконвертером. Также предлагаются способы переключения для управления выходом конвертера и обеспечения коррекции коэффициента мощности. Описывается несколько вариантов реализации изобретения, которые не ограничивают рамки изобретения.
В соответствии с первым вариантом предлагается трехфазный полумостовой циклоконвертер для возбуждения индуктивной нагрузки, содержащий:
i) трехфазные входы;
ii) двунаправленный переключатель между каждым входом и первой выводной шиной;
iii) конденсаторы между каждым входом и второй выводной шиной и
iv) контроллер, управляющий переключением двунаправленных переключателей в зависимости от выходного напряжения и/или входного напряжения.
В соответствии с другим вариантом предлагается трехфазный полумостовой циклоконвертер согласно формуле изобретения, в котором контроллер управляет частотой переключения двунаправленных переключателей в зависимости от выхода циклоконвертера.
В соответствии со следующим вариантом предлагается полнорезонансный циклоконвертер, в котором переключатели являются четырехрежимными двунаправленными переключателями, имеющими режим проводимости, причем каждый имеет включенный параллельно блокировочный диод, причем для данного цикла обратный переключатель переключается раньше, чем прямой переключатель, чтобы уровни собственного напряжения облегчали переключение.
Далее предлагается способ управления выходом полнорезонансного циклоконвертера посредством управления частотой переключения циклоконвертера в зависимости от разницы между желаемым выходным сигналом и фактическим выходным сигналом.
Далее предлагается способ коррекции коэффициента мощности трехфазного полумостового циклоконвертера посредством регулирования соотношения времени включения каждой фазы.
Далее предлагается способ управления переключением полнорезонансного циклоконвертера посредством управления сетевой последовательности переключения фаз в повторяющейся последовательности от наибольшего абсолютного значения напряжения к наименьшему.
Далее предлагается способ переключения циклоконвертера, содержащего резонансный контур с более высокой частотой переключения, чем частота источника питания, отличающийся тем, что переключение осуществляется таким образом, что резонансное напряжение на частоте переключения обеспечивает мягкое переключение переключателей.
Далее предлагается способ переключения полнорезонансного циклоконвертера, в котором переключатели являются двунаправленными переключателями, при этом каждый из них состоит из прямого переключателя и обратного переключателя, каждый из которых имеет включенный параллельно блокировочный диод. Этот способ содержит переключение в блокировочном переключателе, что позволяет резонансным напряжениям обеспечить переключение прямого переключателя.
Краткое описание чертежей
Сопроводительные чертежи, которые включены в описание и составляют его часть, иллюстрируют варианты осуществления изобретения и вместе с вышеприведенным описанием изобретения и подробным описанием вариантов его осуществления, приведенным ниже, служат для объяснения принципов изобретения.
Фиг.1 представляет циклоконвертер согласно прототипу;
фиг.2 представляет полумостовой циклоконвертер;
фиг.3 представляет форму сигнала напряжения трехфазного источника питания переменного тока;
фиг.4 иллюстрирует последовательность переключений циклоконвертера, представленного на фиг.2;
фиг.5 иллюстрирует последовательность переключений для верхнего и нижнего переключателей циклоконвертера;
фиг.6 иллюстрирует последовательность переключений в трехфазном сигнале;
фиг.7 иллюстрирует последовательность переключений всех переключателей во время нормального переключения;
фиг.8 иллюстрирует последовательность переключений всех переключателей близ перехода через нуль;
фиг.9 иллюстрирует последовательность переключений всех переключателей близ величины пересечения фаз;
фиг.10 представляет передаточную функцию для последовательной резонансной LLC схемы циклоконвертера, представленного на фиг.2;
фиг.11 представляет принципиальную схему контроллера для управления циклоконвертером, показанным на фиг.2;
фиг.12 представляет вариант контура управления обратной связи по току;
фиг.13 представляет первый переключающий элемент, применяемый в циклоконвертере, представленном на фиг.2;
фиг.14 представляет другой переключающий элемент, применяемый в циклоконвертере, представленном на фиг.2;
фиг.15 представляет еще один переключающий элемент, применяемый в циклоконвертере, представленном на фиг.2;
фиг.16 представляет еще один переключающий элемент, применяемый в циклоконвертере, представленном на фиг.2;
фиг.17 представляет двунаправленный полумостовой циклоконвертер.
Осуществление изобретения
На фиг.2 изображен полумостовой циклоконвертер в соответствии с первым вариантом реализации изобретения. Циклоконвертер содержит двунаправленные переключатели 17-19 и конденсаторы 20-22, формирующие полумост. Переключатель 17 состоит из МОП транзистора 35 с подключенным параллельно внутренним диодом 36, последовательно соединенного с МОП транзистором 37 с подключенным параллельно внутренним диодом 38. Переключатель 17 имеет четыре режима:
1. включение (МОП транзистор 35 и МОП транзистор 37 открыты);
2. выключение (МОП транзисторы 35 и 37 закрыты);
3. прямой диод (МОП транзистор 37 открыт, включает внутренний диод 36);
4. обратный диод (МОП транзистор 35 открыт, включает внутренний диод 38).
Переключатели 18 и 19 имеют аналогичную конфигурацию. Благодаря использованию этих четырех режимов переключения может быть достигнуто полное резонансное переключение, что будет описано в дальнейшем.
Трехфазные линии 23-25 питания обеспечивают подачу трехфазного питания переменного тока к полумосту. Выход циклоконвертера возбуждает LLC резонансный контур, состоящий из катушки индуктивности 26, конденсатора 27 и первичной обмотки 28 трансформатора 29. Выходные обмотки 30 и 31 соединены через диоды 32 и 33 и конденсатор 34, формируя полумостовой выпрямитель 35.
Следует отметить, что данная схема осуществляется с помощью шести транзисторов (по сравнению с двенадцатью в схеме циклоконвертера, изображенного на фиг.1). Конденсаторы 20-22 формируют полумост. Катушка индуктивности 26 и конденсатор 27 формируют последовательный резонансный контур. Чтобы обеспечить низкое напряжение нагрузки на выходе, резонансный контур может быть легко преобразован из простого LC (индуктивно-емкостного) резонансного контура в LLC резонансный контур за счет изменения зазора сердечника сетевого трансформатора 29. Простой способ управления выходным напряжением достигается посредством частотного управления. Применение частотного управления в отношении последовательного резонансного конвертера устраняет необходимость использования катушки индуктивности на выходе (что было необходимо для циклоконвертера с ШИМ управлением, изображенного на фиг.1).
Каждый из шести транзисторов является индивидуально управляемым. Благодаря режиму установления последовательности и индивидуальному управлению транзисторами выполняются две важные функции:
- высокочастотный сигнал трехфазного напряжения подается на резонансную нагрузку с целью осуществления передачи мощности;
- транзисторы с обратным смещением (встречно-параллельное/с внутренним диодом соединение) включаются для создания фиксированного напряжения смещения с целью ограничения градиентов напряжения во время переходных периодов при переключении. Эта фиксация ограничивает максимальный градиент напряжения, равного пиковому сетевому междуфазному напряжению, на любом транзисторе.
Фиг.3-5 иллюстрируют последовательность переключений, служащую для достижения резонансного переключения. На фиг.3 показаны формы сигнала трехфазного напряжения, подаваемого по линиям 23-25 электропитания (23 - фаза, обозначенная синим цветом, 24 - красным цветом и 25 - желтым цветом). Синусоиды напряжения поделены на двенадцать сегментов, равных 30°, между переходами через нуль и переходами через значение напряжения фазы. Для обеспечения резонансного переключения транзисторы могут находиться в последовательности, порядок которой представлен на фиг.4, где наибольшее абсолютное значение напряжения (L) сетевой фазы вызывает переключение транзистора первым, далее следует сетевая фаза, имеющая среднее абсолютное значение напряжения (М), затем, наконец, сетевая фаза с наименьшим абсолютным значением напряжения (S). Эта последовательность повторяется в каждом сегменте, равном 30°, (L, M, S, L, M, S…) со временем нечувствительности не более микросекунды, что позволяет подачу напряжения на резонансную нагрузку. Поскольку мгновенные значения входного сетевого напряжения непрерывно изменяются, логика задания последовательности, отвечающая за запуск индивидуальных транзисторов, изменяет порядок последовательности транзисторов каждые 30 градусов сетевого входного сигнала. Нижние три ряда таблицы на фиг.4 показывают требуемую последовательность переключений, которая необходима для выполнения резонансного (мягкого) переключения. Буквы, обозначающие три фазы, в каждой колонке указывают на последовательность переключений (например, желтый, синий, красный, желтый, синий, красный… для первой последовательности и т.д.). Каждый 30-градусный сегмент изменяет действующий режим переключения. Это изменение режима обеспечивает выполнение следующего порядка переключений L, М, S, L, М, S….
В таблице фиг.4 некоторые буквы (R, Y, В), обозначающие фазы, имеют черточку впереди или сзади буквы. Эти черточки лежат на одной линии с той же самой буквой в следующем смежном 30-градусном сегменте. Эти черточки показывают, как происходит переход из одного сегмента в следующий. Например, переход из сегмента номер 1 в сегмент номер 2 синхронизирован так, что он может произойти только тогда, когда включен переключатель желтой фазы (обозначенный условно Y-Y). Графически последовательность переключений трех фаз представлена на фиг.6.
Резонансная последовательность переключений приводит к протеканию синусоидального тока через транзисторы и выходные выпрямительные диоды, так что ток возвращается почти на нулевой уровень, когда происходит каждый переход переключений. Это сокращает потери при переключениях и в транзисторах, и в выходных диодах и позволяет применять в качестве переключающих транзисторов МОП транзисторы или биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT). При применении биполярных транзисторов с изолированным затвором встречные диоды позволяют обратное протекание тока (от эмиттера к коллектору).
На фиг.5 представлена логическая таблица, которая выражает назначение каждого из шести транзисторов на схеме, представленной на фиг.2, в течение каждого из 12 сетевых 30-градусных сегментов, где:
L - транзистор, управляющий протеканием тока от сетевой фазы с наибольшей абсолютной величиной напряжения к резонансной нагрузке, трансформатору и, наконец, к выходу выпрямителя.
М - транзистор, управляющий протеканием тока от сетевой фазы со средней абсолютной величиной напряжения к резонансной нагрузке, трансформатору и, наконец, к выходу выпрямителя.
S - транзистор, управляющий протеканием тока от сетевой фазы с наименьшей абсолютной величиной напряжения к резонансной нагрузке, трансформатору и, наконец, к выходу выпрямителя.
on - транзистор, огранивающий напряжение, создаваемое резонансной нагрузкой, обратное по отношению к сетевой фазе с наибольшей абсолютной величиной напряжения. Следует отметить, что этот транзистор находится во включенном состоянии на протяжении полного 30-градусного сетевого сегмента.
m - транзистор, ограничивающий напряжение, создаваемое резонансной нагрузкой, обратное по отношению к сетевой фазе со средней абсолютной величиной напряжения.
s - транзистор, ограничивающий напряжение, создаваемое резонансной нагрузкой, обратное по отношению к сетевой фазе с наименьшей абсолютной величиной напряжения.
Верхние три случая L, М и S показывают переключатели, которые переключаются так, чтобы передавать мощность от линий 23-25 электропитания к нагрузке, в то время как нижние случаи on, m и s показывают транзисторы, которые переключаются для ограничения пиков напряжения в результате переключения индуктивной нагрузки. Например, на 3-м сегменте (60-90°) в соответствии с фиг.2, 5 и 6 последовательность такова:
1. Транзистор 39 верхней красной фазы находится во включенном состоянии на протяжении полного сегмента.
2. Транзистор 40 (L) нижней красной фазы находится во включенном состоянии, обеспечивая протекание тока от линии 24 красной фазы электропитания с целью передачи мощности на нагрузку.
3. Транзистор 42 (m) включается тогда, когда необходимо, чтобы диод 45 ограничивал напряжение, создаваемое резонансной нагрузкой, обратное напряжению желтой фазы.
4. Только после того, как транзистор 40 (L) нижней красной фазы выключается, транзистор 41 (M) желтой фазы включается, чтобы соединить линию 25 желтой фазы электропитания с целью передачи мощности на нагрузку (это - мягкое резонансное переключение благодаря ограничению напряжения, упомянутому выше на этапе 3).
5. Сразу после того, как транзистор 41 (M) включается, транзистор 37(s) нижней синей фазы включается с целью ограничения напряжения, созданного резонансной нагрузкой, обратного напряжению синей фазы.
6. Сразу после того, как транзисторы 41 и 42 верхней и нижней желтой фазы выключаются, транзистор 35 (S) нижней синей фазы включается, чтобы соединить линию 23 синей фазы электропитания с нагрузкой.
Такая комбинация повторяется в каждом сегменте с изменением последовательности переключений для каждой последовательности, как показано на фиг.5.
Чтобы достичь необходимого входного сетевого тока для выполнения коррекции коэффициента мощности, время включенного состояния переключателя S приближается к нулевому значению при каждом сетевом переходе через нуль, на конвертер необходимо передавать нулевой ток от сетевой фазы S при переходе сетевого напряжения через нуль.
Поскольку становится практически нецелесообразным включать транзистор и затем снова выключать за очень малый период времени, устанавливается зона (около каждого перехода сетевого напряжения через нуль), где отсутствует причина для включения транзистора S. Следовательно, в течение периода, который начинается раньше на несколько градусов до каждого перехода сетевого напряжения через нуль и заканчивается на несколько градусов после перехода сетевого напряжения через нуль, циклоконвертер может работать в 2-фазном режиме. Этот режим называется «режим перехода через нуль» и во время выполнения этого режима работы последовательность переключений с высокой частотой такова: L, M, L, M, L, M, …, в которой включены только L и М транзисторы, а S транзистор остается выключенным. В течение этого режима время включенного состояния транзисторов L и М одно и то же. С точки зрения коррекции коэффициента мощности PFC сетевое L-фазное напряжение и сетевое М-фазное напряжение равны (но противоположной полярности) при каждом переходе сетевого напряжения через нуль, поэтому равные (но противоположные) токи снимаются с сетевых L и М фаз. Равные времена включенного состояния транзисторов и равные напряжения фаз приведут к равным сетевым токам. Последовательность переключения для такого «режима перехода через нуль» показана на фиг.8.
Возникает другая проблема, заключающаяся в том, чтобы поддерживать нормальное L, М, S, L, M, S состояние последовательности высокочастотных переключений в точке пересечения с величиной сетевого напряжения. В каждой точке пересечения с величиной сетевого напряжения М- и S-фазные напряжения меняются местами, и, следовательно, определение М и S также должно поменяться. Если скорость изменения сетевых фазовых напряжений рассматривать в отношении высокой частоты переключений циклоконвертера, становится понятным, что идея пересечения М- и S-фазных напряжений в определенный момент времени далека от реальности. Скорость изменения сетевых фазовых напряжений является такой низкой, что для многих циклов высокочастотных переключений М- и S-фазные напряжения фактически равны. Более того, при рассмотрении влияния реальной окружающей среды, например, шумов, можно определить, что конвертер действительно может работать на протяжении нескольких циклов высокочастотных переключений при неточном определении М и S. Например, напряжение на фазе, которую мы назвали S, больше (на очень маленькую величину), чем напряжение на фазе, которую мы назвали М. Это отклонение М и S фаз вызывает неправильную последовательность переключения транзисторов, что, в свою очередь, ведет к увеличению тока, протекающего от М сетевой фазы к S сетевой фазе (или от S к М в зависимости от полярности напряжения). За счет изменения последовательности высокочастотных переключений, когда циклоконвертер работает близ точки пересечения величины сетевого напряжения, этот недостаток может быть устранен.
В течение периода, который начинается на несколько градусов раньше каждого пересечения величины сетевого напряжения и заканчивается на несколько градусов после пересечения величины сетевого напряжения, циклоконвертер может работать в режиме чередования. Этот режим называется «режим пересечения величины напряжения», и в этом режиме последовательность высокочастотных переключений является следующей: L, М, L, L, М, L, S…, и М и S транзисторы включаются поочередно в каждом промежутке времени, когда L транзистор находится во включенном состоянии. В этом «режиме пересечения величины напряжения» промежутки времени включенного состояния транзисторов L, М и S равны. С точки зрения коррекции коэффициента мощности PFC сетевое L фазное напряжение имеет одну полярность, сетевые М- и S-фазные напряжения равны друг другу (но имеют противоположную полярность по отношению к L фазе) при каждом пересечении величины сетевого напряжения. Ток, получаемый от сетевой L фазы, необходимо возвратить к сетевым М и S фазам в равном соотношении (например, 50:50). Эта последовательность чередующихся переключений по существу достигает этого результата. Последовательность переключений в «режиме пересечения величины напряжения» показана на фиг.9.
Таким образом, при работе циклоконвертера используются три различные последовательности высокочастотных переключений:
«режим перехода через нуль» выполняется около перехода сетевой фазы через нуль;
«трехфазный режим» - нормальный режим, выполняемый большую часть времени;
«режим пересечения величины напряжения», выполняемый около пересечения сетевой фазой величины напряжения.
Во время выполнения режима перехода через нуль и режима пересечения величины напряжения функция коррекции коэффициента мощности PFC является неотделимой (внутренне присущей), но в нормальном трехфазном режиме необходимо соответствующее «S/M соотношение» (т.е. отношение времени включенного состояния транзистора меньшей фазы ко времени включенного состояния транзистора средней фазы), чтобы добиться точной коррекции коэффициента мощности PFC. Тот факт, что циклоконвертер достигает присущей режиму коррекции коэффициента мощности PFC, контролируется в каждой точке пересечения сетевым напряжением нуля или величины напряжения, к тому же входные токи сетевой фазы должны быть точно отрегулированными для 12 точек в каждом сетевом цикле. Следовательно, входной сетевой ток коррекции коэффициента мощности PFC является отвечающим назначению, несмотря на контролируемые значения «S/M соотношения» во время выполнения нормального трехфазного рабочего режима. И поэтому «S/M соотношение» может быть представлено как управление за счет «точной подгонки», чтобы совершенствовать функцию коррекции коэффициента мощности PFC.
На фиг.10 представлена переходная характеристика последовательного резонансного LLC конвертера, показанного на фиг.2. Можно увидеть, что с помощью варьирования рабочей частоты, которая запускает конвертер, можно регулировать выходное напряжение. Также можно увидеть, что когда конвертер нагружен, то выходное напряжение падает (при работе справа от пика каждой кривой). Таким образом, чтобы поддерживать постоянное выходное напряжение, рабочая частота должна уменьшаться по мере возрастания выходной нагрузки. И, наконец, можно увидеть, что выходное напряжение существенно не падает по мере возрастания рабочей частоты, если конвертер находится в условиях малой нагрузки. Чтобы добиться низких напряжений на выходе конвертера, когда он находится только в условиях малой нагрузки, может быть подключена «предварительная нагрузка» на выходе конвертера или дискретная катушка индуктивности может быть соединена с первичной обмоткой трансформатора. Другой способ повышения возможности регулирования LLC конвертера при нулевой нагрузке - уменьшение шунтирующей или намагничивающей индуктивности сетевого трансформатора за счет увеличения зазора трансформатора. Это устраняет необходимость установки дополнительных дискретных компонентов.
Управление выходным напряжением, таким образом, может быть достигнуто с помощью регулирования фундаментальной частоты, с которой переключается резонансная нагрузка, на уровнях мгновенных значений входного сетевого напряжения. Напряжение контура обратной связи регулирует эту фундаментальную частоту переключений, так что всегда поддерживается вышеупомянутая резонансная частота. Следовательно, снижение частоты переключений увеличивает выходное напряжение, а повышение частоты переключений снижает выходное напряжение. Ограничение выходного тока можно добиться благодаря замкнутой системе автоматического регулирования выходного напряжения за счет уменьшения выходного напряжения, уменьшающего или ограничивающего выходной ток.
Это новый подход к управлению циклоконвертерами, которые традиционно управлялись путем сдвига фаз последовательностей переключений верхнего и нижнего переключателей для осуществления регулирования коррекции коэффициента мощности. Если в традиционных циклоконвертерах применяется «короткозамкнутый» режим понижения мощности, в конвертере, показанном на фиг.2, применяется предварительная нагрузка.
На фиг.11 представлена принципиальная схема управляющей логики трехфазного последовательного резонансного полумостового циклоконвертера, показанного на фиг.2. Эта логика может быть осуществлена с помощью комбинации процессора цифровых сигналов (DSP) и устройства программируемой логической матрицы (PLA) или целого ряда другой аппаратуры. Замкнутая система автоматического регулирования сетевого выходного напряжения показана в верхней части схемы. Действующее значение выходного напряжения сравнивается с заданным напряжением 48 с помощью усилителя 49 сигнала рассогласования. Разница между выходным напряжением и заданным напряжением выражается в виде сигнала 50 рассогласования, который управляет частотой переключений циклоконвертера с целью достижения управления фундаментальной переменной частотой, что, как правило, применяется для управления последовательного резонансного LLC конвертера обычного типа.
Сигнал 50 рассогласования передается на блок 51 передаточной функции цепи обратной связи. Блок 51 передаточной функции обратной связи позволяет настраивать сигнал обратной связи применительно к характеристикам конвертера, чтобы добиться минимальной погрешности напряжения, устойчивой работы и малого времени установления выходного напряжения. Блок 51 передаточной функции обычно содержит характерные для контура обратной связи элементы, аналогичные применяющимся в любой другой замкнутой системе автоматического регулирования источника питания.
С выхода 52 блока 51 передаточной функции обратной связи подается сигнал управления на генератор 53 переменной частоты так, что управляющий сигнал тактовой частоты, подаваемый на вентиль 54 управляющей логики, может обеспечить частоту переключений циклоконвертера в соответствии с сигналом 47 рассогласования выходного напряжения с целью запуска шести переключателей питания посредством управляющих сигналов 55-60.
Усилитель 61 тока контролирует выходной ток 62 циклоконвертера и сравнивает его с предельным выходным током 63. Если выходной ток 62 меньше предельного выходного тока 63, то усилитель 61 тока не оказывает действия на управление циклоконвертером. Но стоит выходному току 62 превысить предельный выходной ток 63, усилитель тока 61 будет брать на себя управление основной (выходное напряжение) замкнутой системой автоматического регулирования за счет понижения сигнала 50 рассогласования, тем самым понижая выходное напряжение с целью ограничения выходного тока до предельного значения.
Управление коррекцией коэффициента мощности PFC сетевого входа можно осуществить за счет изменения времени включения каждого из трех сетевых входных напряжений. Замкнутая система автоматического регулирования выходного напряжения устанавливает фундаментальную частоту переключений, например, общую продолжительность цикла. Повышением или понижением времени, в течение которого отдельный транзистор находится во включенном состоянии, может регулироваться ток, который снимается с этой отдельной фазы. Установление соотношения времени между тремя фазами будет также регулировать напряжение, подаваемое на резонансную нагрузку и, следовательно, выходное напряжение, но этот эффект постоянно корректируется замкнутой системой автоматического регулирования выходного напряжения. Определение особых требуемых периодов включенного состояния транзисторов для каждого из трех уровней входного напряжения (для осуществления управления PFC) можно достичь или посредством учета всех требований для всех возможных условий работы, или посредством активной цепи управления, которая контролирует мгновенные значения индивидуальных сетевых токов, затем регулирует время включенного состояния соответствующего транзистора, чтобы обеспечить нужное потребление сетевого тока. Мгновенные значения индивидуальных сетевых токов можно легко получить при помощи разделения тока резонансной нагрузки на три компонента в соответствии с текущим состоянием переключающих транзисторов.
Предпочтительно, чтобы фаза с наибольшим абсолютным значением напряжения (L) включалась на постоянный (фиксированный) период, предпочтительно равный половине общего периода переключения. Предпочтительно, чтобы остальная часть была разделена между фазами, имеющими среднее абсолютное значение напряжения (М) и наименьшее абсолютное значение напряжения (S). Чтобы обеспечить PFC, выходное напряжение постоянного тока и ток 65 и трехфазное входное напряжение 66 вводятся в справочную таблицу 64 для создания управляющего сигнала 67 «S/M соотношение», который передается на блок 54 вентильной управляющей логики. Управляющий сигнал «S/M соотношение» обеспечивает отношение времени включенного состояния транзистора S ко времени включенного состояния транзистора М. Изменение «S/M соотношения» является основным способом определения соответствующего пути для обратного тока, снимаемого с сетевой фазы «Large - наибольшая)». Если «SM соотношение» приравнивается к нулю (например, S=0), то весь ток, снимаемый с сетевой фазы «Large», возвращается к сетевой фазе «Medium - средняя». Если «S/M соотношение» стремится к бесконечности (например, М=0), то весь ток, который снимается с сетевой фазы «Large», возвращается к сетевой фазе «Small».
Значения, которые вносятся в справочную таблицу, определяются за счет работы циклоконвертера в специальном режиме работы и регулирования (настройки) табличных значений с целью получения наименьшего коэффициента гармонических искажений (THD) сетевого тока или на основе моделирования. «S/M соотношение» изменяется на всем протяжении 360-градусного сетевого цикла, следовательно, профиль сетевого тока может быть точно обработан (фактически каждый сетевой градус - или лучше разложение на составляющие, если считается необходимым). При помощи повторяемой регулировки значений «S/M отношения» в различных режимах работы поисковая таблица предусматривает составление полного диапазона работы циклоконвертера. Использование этой поисковой таблицы устраняет необходимость постоянно контролировать входные сетевые токи в промышленных циклоконвертерах, в результате упрощается реализация аппаратных средств управления.
«Вентильная управляющая логика» 54 имеет три фундаментальных входа:
- тактовая частота 68 - основной параметр управления выходным напряжением;
- S/M отношение 67 - основной параметр для контроля THD входного тока;
- входное сетевое напряжение 66 (×3) - используется для определения «сетевого угла».
Комбинационная и последовательная логика, осуществляемая в программируемой логической матрице (PLA), может использовать информацию «Сетевой угол» для определения значений и полярности напряжения отдельной фазы и соответственно определяет, какой транзистор должен запускаться одним из шести управляющих сигналов: «L», «M», «S», «on», «m» и «s». Управляющие сигналы «Тактовая частота» 68 и «S/M отношение» 67 объединены с информацией «Main Angle» 66 для определения особого сигнала ВЧ-пуска для каждого из шести сетевых транзисторов.
Определение требуемых периодов включенного состояния транзисторов для каждого из трех уровней входного напряжения (с целью осуществления управления коррекцией коэффициента мощности PFC) можно осуществить с помощью активной схемы управления, которая контролирует мгновенные значения индивидуальных сетевых токов и затем устанавливает соответствующее время включенного состояния соответствующего транзистора с целью корректирования потребления сетевого тока. Мгновенные значения индивидуальных сетевых токов могут быть получены с помощью разделения тока резонансной нагрузки на три компонента в соответствии с текущим состоянием переключающих транзисторов.
Схема разделения тока, изображенная на фиг.12, показывает, как три индивидуальных сетевых тока можно выделить из тока первичной обмотки сетевого трансформатора циклоконвертера. Датчик 69 тока и усилитель 70 контролируют ток первичной обмотки сетевого трансформатора. Три разделительных переключателя 71, 72 и 73 замкнуты (поочередно) в соответствии с тем, какой из трех переключателей сети переменного тока (противовключенные транзисторы) проводит ток в циклоконвертере. Разделенный сигнал затем пропускается через фильтры 74, 75 и 76 низких частот с целью устранения высокочастотных шумов переключателей, что приводит к образованию трех однозначно определенных сигналов, которые представляют собой сетевые входные токи циклоконвертера. Эта схема может применяться для осуществления контроля суммарных гармонических искажений сетевого входного тока благодаря замкнутой системе автоматического регулирования с обратной связью вместо применения справочных таблиц, описанных выше. В качестве варианта для достижения того же самого результата можно применять датчики индивидуального сетевого тока вместо схемы разделения тока.
Фиг.13-16 представляют двунаправленные переключатели, которые можно применять в циклоконвертере, изображенном на фиг.2.
Фиг.13 представляет переключатель, состоящий из двух противовключенных (встречно включенных) МОП транзисторов 77 и 78. Один МОП транзистор блокирует прямой ток, а другой блокирует протекание обратного тока. Внутренние диоды 79 и 80 каждого МОП транзистора обеспечивают путь тока для другого МОП транзистора.
Фиг.14 представляет переключатель, состоящий из двух противовключенных биполярных транзисторов 81 и 82 с изолированным затвором. Так как IGBT приборы не имеют собственного внутреннего диода, самостоятельные дискретные диоды 83, 84, относящиеся к встречно-параллельным диодам, включены между эмиттером и коллектором транзистора. Этот встречный диод выполняет те же самые функции в переключателе переменного тока, что внутренний диод в переключателе переменного тока на основе МОП транзистора.
Фиг.15 представляет переключатель, состоящий из двух МОП транзисторов 85 и 86, но использующих два дополнительных дискретных диода, чтобы деактивировать внутренний диод МОП транзистора. Эта схема позволяет применять МОП транзисторы, у которых наблюдается низкое быстродействие из-за внутренних диодов. Дискретные диоды обычно являются приборами сверхвысокого быстродействия, и такой переключатель переменного тока показывает время восстановления диода, которое определяется быстродействием дискретных диодов (в противоположность характеристике восстановления внутреннего диода МОП транзистора).
Фиг.16 представляет переключатель, в котором применяется комбинация встречно включенных МОП транзисторов 89 и 90 и биполярных транзисторов 91 и 92 с изолированным затвором. Эта комбинация дает наилучшие характеристики обоих приборов. Такая комбинация обеспечивает малые потери за счет теплопроводности, которые обеспечивает биполярные транзисторы с изолированным затвором, и малые потери при переключении, которые обеспечивают МОП транзисторы.
Любой из переключателей, представленных на фиг.13-16, могут применяться в трехфазном последовательно резонансном полумостовом циклоконвертере, изображенном на фиг.2. Варианты имеют различие в стоимости и исполнении.
Фиг.17 представляет вариант циклоконвертера, показанного на фиг.2, в котором МОП транзисторы 93 и 94 заменяют диоды 32 и 33 с целью обеспечения синхронного детектирования. МОП транзисторы 93 и 94 содержат собственные внутренние диоды, показанные соединенными параллельно с каждым МОП транзистором. Применение синхронного детектирования повышает общую эффективность с 96 до 97% (400 В входное напряжение переменного тока, 48 В выходное напряжение постоянного тока), т.е. сокращение общих потерь при преобразовании на 25% или, другими словами, потери на выходе при детектировании 50%. Такой рост эффективности объясняет дополнительные расходы и сложность замены от диода до синхронного детектирования в выходных устройствах.
Побочный результат замены диодов на управляемые МОП транзисторы для осуществления синхронного детектирования состоит в том, что конвертер становится двунаправленным (для потока энергии). При соответствующем управлении данный трехфазный преобразователь (выпрямитель) переменного тока в постоянный ток можно применять для выполнения функции преобразования постоянного тока в трехфазный переменный ток (инвертор). Это предоставит возможность применения конвертера в аппаратуре типа источника бесперебойного электропитания.
Таким образом, создан одноступенчатый с частотным управлением полнорезонансный конвертер с коррекцией коэффициента мощности. Способ управления качественно отличается от прототипа, в котором переключение верхних и нижних переключателей сдвинуто, для того чтобы закорачивать нагрузку для выключения электропитания конвертера. Вышеописанный конвертер использует управление частотой переключений с помощью контура обратной связи для контроля выхода конвертера и регулирования времени включенного состояния фазы с целью обеспечения коррекции коэффициента мощности. При полно резонансной работе могут применяться низкоскоростные полупроводниковые компоненты.
Конвертер обеспечивает простоту конструкции активных элементов наряду со значительным сокращением числа активных элементов. Одноступенчатая конфигурация обеспечивает высокую эффективность преобразования и упрощает конструктивное исполнение. Конструктивное исполнение устраняет необходимость больших устройств накопления энергии или больших выходных индукционных катушек благодаря сравнительно высокой частоте переключений. Выход постоянного тока полностью изолирован от входного источника питания. Управление выходным напряжением (посредством частоты переключений) отделено от коррекции коэффициента мощности за счет регулирования времени включенного состояния каждой фазы. Конвертер также обеспечивает низкие суммарные гармонические искажения. Конвертер может применяться в широком диапазоне входных напряжений и может обеспечить широкий диапазон выходных напряжений.
Хотя настоящее изобретение проиллюстрировано описанием вариантов его реализации, причем варианты реализации описаны подробно, оно не имеет цель сузить или каким-то образом ограничить объем формулы изобретения данными подробностями. Специалисты легко увидят дополнительные достоинства и варианты изобретения. Следовательно, изобретение в более широком понимании не ограничивается конкретными деталями, представленной аппаратурой и способом, а также показанными и описанными примерами. В соответствии с этим могут быть сделаны отступления от подобных деталей в пределах сущности и объема идеи изобретения.