Оценка эффективности цепей стабилизации режимов работы входных каскадов дифференциальных и мультидифференциальных операционных усилителей при воздействии проникающей радиации и температуры. Часть 2. Обратные связи по току

Оценка эффективности цепей стабилизации режимов работы входных

каскадов дифференциальных и мультидифференциальных операционных усилителей при воздействии проникающей радиации и температуры. Часть 2. Обратные связи по току

12 3 3

А.Е. Титов , Е.А. Жебрун , Н.В. Бутырлагин , А.А. Игнашин

1 Южный федеральный университет, Ростов-на-Дону Прогресс, Москва

3Донской государственный технический университет, Ростов-на-Дону

Аннотация: Приводятся теоретические результаты оценки влияния цепи собственной компенсации паразитного импеданса закрытого коллекторного перехода выходного транзистора в динамических нагрузках (ДН) классических дифференциальных каскадов (ДК), которая реализуется на основе обратных связей по току (ОСТ). Показано, что введение ОСТ позволяет уменьшить влияние нестабильностей малосигнальных параметров транзисторов динамической нагрузки при воздействии проникающей радиации и температуры на ее качественные показатели и параметры ДК. Проведена оценка эффективности данного схемотехнического решения в дифференциальных каскадах современных операционных и мультидифференциальных усилителей. Ключевые слова: оценка эффективности, схемотехническое проектирование, дифференциальный каскад, динамическая нагрузка, дестабилизирующие факторы, малосигнальные параметры.

Введение

Стабилизация режимов работы базовых функциональных узлов (ФУ) аналоговых и аналого-цифровых микроэлектронных изделий, функционирующих в условиях воздействия дестабилизирующих факторов (ДФ) космического пространства (суммарная доза накопленной радиации D, поток нейтронов Fn, температура T) предполагает применение специальных схемотехнических решений при их построении [1 - 3]. В первую очередь эффективность схемотехнических новаций, например, для задач проектирования дифференциальных (ОУ) и мультидифференциальных (МОУ) операционных усилителей, может быть определена посредством некоторой численной оценки влияния изменения параметров транзисторов на основные качественные показатели ФУ.

В первой части [4] работы представлены результаты совершенствования методов собственной компенсации [5,6] при проектировании динамических нагрузок (ДН) дифференциальных каскадов (ДК) на основе введения дополнительных контуров обратных связей (ОС) с инвертирующими усилителями напряжения, а также рассмотрена методика оценки эффективности данного схемотехнического решения при воздействии ДФ. Настоящая работа посвящена дальнейшему совершенствованию и оценке эффективности методов собственной компенсации [5, 6] для случая стабилизации режимов работы ДН посредством введения дополнительных цепей токовой обратной связи (ОСТ). Введение указанных контуров ОСТ позволяет уменьшить влияние нестабильности малосигнальных дифференциальных параметров транзисторов [7] на основные качественные показатели ДН и дифференциального каскада в структуре ОУ и МОУ.

Обратные связи с усилителем тока в динамических нагрузках ДК

Развитие методов собственной компенсации [4] для проектирования ДН каскадов связано с компенсацией влияния выходной проводимости Н22об транзисторов на качественные показатели ДН [8]. Метод базируется на организации в структуре типового каскада с общей базой рис. 1 цепи ОСТ.

1

Организация цепи ОСТ основана на введении в схему рис. 1 дополнительного усилителя тока (УТ) с коэффициентом передачи тока КП, близким к единице. На рис. 1 обозначено: Ск - паразитная емкость в цепи коллекторного перехода транзистора УТ1, Яэ - сопротивление в цепи эмиттера УТ1, Янэ - эквивалентное сопротивление в цепи коллектора УТ1.

Передаточная функция каскада рис. 1, подобно [9], определится как разность

Ф

где ДФ(р) - приращение функции Ф(р), вызванное влиянием емкости коллекторного перехода Ск и проводимости И22об, К0(р) - коэффициент передачи каскада без учета этого влияния. Для схемы рис. 1 приращение ДФ(р) функции Ф(р) определится соотношением

Дф(р) =__+ ^22об )(гэ + Гб )/а] • Коб • (1 - КП )_

1 + рСк -(Гэ + Гб ) ( - КП ) Коб1а + К2об (э + Гб ) (1 - КП )К об 1а '

где гэ, гб, а, - сопротивления эмиттерного перехода и области базы, коэффициент передачи эмиттерного тока транзистора УТ1 соответственно.

Соотношения (1) и (2) показывают, что применение принципа токовой компенсации уменьшает влияние проводимости И22об выходного транзистора на передаточную функцию каскада рис. 1 в (1- КП) раз:

СК = КобКоб(1- КП )(Гэ + Гб Vа

= ;

*22°б 1 + Н2Ш Коб (1 - Кп )(Гэ + Гб V а.

При Кп ^ 1 возможна минимизация чувствительности (3) и полная компенсация влияния Н22об на коэффициент передачи усилительного каскада в схеме с общей базой (рис. 1).

Практическая реализация цепи ОС с дополнительным усилителем тока

Реализация токовой компенсации в ДН конкретного дифференциального каскада возможна путем добавления в ее структуру

транзистора с противоположным типом проводимости. Данный транзистор будет выполнять функцию усилителя тока. Схема рис. 2 демонстрирует вариант построения ДН с ОСТ. Здесь изменение проводимости Н22об выходного транзистора УТ4 будет определяться изменением переменной составляющей тока 1к его коллекторной цепи.

-гО + Еп

-п

УТ6,

УТ5

И'

УТ3)

^Контур ОС

*

Яя

^УТз!

ив

вх1

]_1уТ3>

н

22об ^к

V-

УТ4

Ск

УТ2

ех2

^ ) 10

-о - Е

п

Рис.2. - Цепь ОСТ в динамической нагрузке дифференциального каскада Использование транзистора УТ3 в качестве дополнительного усилителя тока позволило организовать контур токовой обратной связи, снижающей влияние Н22об и Ск транзистора УТ4 на параметры ДК. В схеме рис. 2 коэффициент передачи дифференциального каскада будет определяться величиной выходного сопротивления Явых ДН, которое можно определить с помощью матричных методов [10]:

(Яэ + гэр )(1 + Нп21оЭ )М1оэ + А 1

Я„

А

нр

22оэ

где А = Яэ + Н2п1оэ гэп + Яд; Нк22оэ, Нк21оэ - выходная проводимость и коэффициент

передачи базового тока транзистора с проводимостью к типа (р для р-п-р и п для п-р-п) при его включении по схеме «общий эмиттер», Яд - приведенное дифференциальное сопротивление диодов на транзисторах УТ5 и УТ6.

1

Таким образом, цепь собственной токовой компенсации (рис. 2) не только снижает влияние нестабильностей дифференциальных параметров транзистора УТ4, но и приводит к увеличению выходного сопротивления Явых динамической нагрузки ДК (4) в условиях воздействия внешних факторов. Кроме того, коэффициент передачи усилителя тока на транзисторе УТ3 определит стабильность работы введенного контура токовой обратной связи. Действительно,

Я • в + в

Я ~ -,

вых п ир ^ '

В • Н22оэ

где в = аГэп + (( + Яд) • С, С = 1(1 + в).

Идентичность режимов работы транзисторов УТ1 и УТ2 будет определятся токами, протекающими в плечах дифференциального каскада. Ток коллектора транзистора УТ1 будет меньше соответствующего тока транзистора УТ2 на величину базовых токов транзисторов УТ3 и УТ5. При этом при воздействии ДФ разница между указанными токами может расти из-за снижения в указанных транзисторов (рис. 2).

Оценка эффективности введения контура ОС с дополнительным

усилителем тока в ДН

По аналогии с [4] оценку изменения Явых динамической нагрузки с цепями компенсации (рис. 2) под воздействием ДФ, а, следовательно, и оценку стабильности коэффициента передачи дифференциального каскада можно получить путем численного моделирования схемы в среде MathCad. Это предполагает наличие исходных данных о величинах малосигнальных дифференциальных параметров транзисторов, входящих в формулы (4) и (5). Как показывают результаты схемотехнического моделирования активных элементов АБМК-1.3 [7] значительное изменение их малосигнальных дифференциальных параметров происходит при одновременном воздействии

:

14 2

потока нейтронов ¥п (до 10 н/м ), накопленной дозы радиации В (до 1 Мрад) и отрицательной температуры Т (до минус 60оС).

Результаты исследования выходного сопротивления Явых ДН с цепью компенсации влияния Н22об (рис. 2) приведены на рис. 3. При численном моделировании выбирались значения малосигнальных параметров транзисторов, соответствующих их значениям в нормальных условиях (Т = 27оС), а также для случая воздействия указанных выше ДФ Параметр Яи имитирует входное сопротивление источника сигнала для ДН.

а

1x10'

Лоиг.

J

о-о--о Кои d .

1x10

1x10

1x10

о-

о©о©-©-—о--о

1х 10

1x10 1х 10"

Я„

1x 10

Рис. 3. - Выходное сопротивление Явых ДН в зависимости от Яи

Ки.

J

о-е>-(

1x10

1x10'

1x10

1x10'

1x10

1x10

1x10

100

2x10

6x10

1x10

1.4x10

^оиг.

Рис. 4. - Зависимость Явых от Яи и Яэ Изменение выходного сопротивления ДН в обоих случаях объясняется влиянием величины сопротивления Яэ (5). На рис. 4 показаны результаты

к

е

численного моделирования модели ДН, отражающие зависимость Явых от Яи и сопротивления Яэ. Изменение Яэ значительно влияет на выходное сопротивление Явых динамической нагрузки.

На рис. 5 представлены результаты численного моделирования Явых ДН для случая Яэ = 1 кОм без имитации воздействий и с имитацией воздействия ДФ (п до 1014 н/м2, В до 1 Мрад, Т до минус 60оС и до плюс 85оС (d_II)). Зависимость Явых ДН от сопротивления Яд (рис. 2) показана на рис. 6.

1x10'

outJ 1x10

о-е>-о

Чй d I

J

Rout d II

1x10

1x10

ЗЕХэоехэоех Э--0-..............-о...............о-

------------ ——------

0 2х105 4х105 6х105 8х105 1х106

Рис. 5. - Зависимость выходного сопротивления Явых ДН от Яи

1x10

100

1x10

1x10

1x10

Рис. 6. - Зависимость выходного сопротивления Явых ДН от Яд Оценка эффективности использования динамической нагрузки с цепями собственной токовой компенсации (рис. 2) в составе дифференциального каскада показывает, что ДН имеет относительное

R

ц

R

d

высокое выходное сопротивление Явых в широком диапазоне воздействия основных дестабилизирующих факторов. Однако предельные значения Reblx зависят от численных значений сопротивлений R и Rd (рис. 4, рис. 6).

Выводы

В условиях воздействия дестабилизирующих факторов использование в динамических нагрузках типовых аналоговых и аналого-цифровых микросхем метода собственной токовой компенсации влияния малосигнальных параметров транзисторов позволяет стабилизировать режимы работы не только самой ДН, но и дифференциального каскада в целом. Разработанная в [4] методика оценки эффективности схемотехнических решений данного класса позволила выполнить численную оценку выигрыша по величине выходного сопротивления динамической нагрузки, которое непосредственно определяет реализуемый коэффициент передачи дифференциального каскада и, как следствие, дифференциальных и мультидифференциальных операционных усилителей на его основе.

Исследование выполнено за счет средств гранта Российского научного фонда (проект 18-79-10109).

Литература

1. Титов А.Е. Разработка методов схемотехнического проектирования радиационно-стойких инструментальных усилителей для БиМОП АБМК: дис. канд. тех. наук: 05.13.05. Таганрог, 2015. 237 с.

2. Belous A., Saladukha V., Shvedau S. Space Microelectronics Volume 2: Integrated Circuit Design for Space Applications. Boston|London: ArtechHouse, 2017. 603 p.

3. Trivedi R., Mehta U.S. A survey of radiation hardening by design (rhbd) techniques for electronic systems for space application // Int. J. Electron. Commun. Eng. Technol. 2016. Vol. 7. no. 1. pp. 75-86.

4. Титов А.Е., Жебрун Е.А., Бутырлагин Н.В., Свизев Г.А. Оценка эффективности стабилизации режимов работы дифференциальных каскадов под воздействием дестабилизирующих факторов. Часть 1. Обратные связи по напряжению // Инженерный вестник Дона. 2018. №4.

5. Крутчинский С.Г., Прокопенко Н.Н. Собственная компенсация в радиационно-стойких микросхемах на основе базового матричного кристалла АБМК_1_3 // Научно-технические ведомости СПбГПУ. 2012. №2 (145). С. 151-154.

6. Титов А.Е., Свизев Г.А., Юдин А.Г., Прокопенко Н.Н. Цепи собственной и взаимной компенсации в симметричных каскадах КМОП операционных усилителей // Инженерный вестник Дона. 2012. №3. URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n3y2012/1041

7. Титов А.Е., Дворников О.В., Крутчинский С.Г., Пахомов И.В. Компьютерное моделирование основных динамических параметров и статических характеристик транзисторов аналогового базового матричного кристалла АБМК_1_4 в условиях температурных и радиационных воздействий // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники. Шахты: ИСОиП ДГТУ, 2013. №1. С. 257-260.

8. Крутчинский С.Г., Титов А.Е. Особенности схемотехнического проектирования радиационно-стойких ИС на АБМК // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных схем. М.: ИППМ РАН, 2012. C. 274-279.

9. Крутчинский С.Г. Структурный синтез в аналоговой микросхемотехнике. Шахты : ГОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2010. 260 с.

10. Сигорский В.П., Петренко А.И. Основы теории электронных схем. Киев: Высшая школа, 1971. 586 с.

References

1. Titov A.E. Razrabotka metodov skhemotekhnicheskogo proektirovaniya radiacionno-stojkih instrumental'nyh usilitelej dlya BiMOP ABMK [Development of Circuit Design Methods of Radiation-Hardened Instrumental Amplifiers for BiJFet Array Chips]: Ph.D. thesis in Engineering Science: 05.13.05. Taganrog, 2015. 237 p.

2. Belous A., Saladukha V., Shvedau S. Space Microelectronics Volume 2: Integrated Circuit Design for Space Applications. Boston|London: ArtechHouse, 2017. 603 p.

3. Trivedi R., Mehta U.S. Int. J. Electron. Commun. Eng. Technol. 2016. Vol. 7. no. 1. pp. 75-86.

4. Titov A.E., Zhebrun E.A., Butyrlagin N.V., Svizev G.A. Inzenernyj vestnik Dona

5. Krutchinskij S.G., Prokopenko N.N. Nauchno-tekhnicheskie vedomosti SPbGPU. 2012. №2 (145). pp. 151-154.

6. Titov A.E., Svizev G.A., Yudin A.G., Prokopenko N.N. Inzenernyj vestnik Dona (Rus). 2012. №3. URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n3y2012/1041

7. Titov A.E., Dvornikov O.V., Krutchinskij S.G., Pahomov I.V. Problemy sovremennoj analogovoj mikroskhemotekhniki. Shahty: ISOiP DGTU, 2013. №1. pp. 257-260.

8. Krutchinskij S.G., Titov A.E. Problemy razrabotki perspektivnyh mikro- i nanoehlektronnyh skhem. M.: IPPM RAS, 2012. pp. 274-279.

9. Krutchinskij S.G. Strukturnyj sintez v analogovoj mikroskhemotekhnike [Structural synthesis of analog circuitry]. SHahty: PEI HVE «SSSU», 2010. 260 p.

10. Sigorskij V.P., Petrenko A.I. Osnovy teorii ehlektronnyh skhem [Electronic circuit theory fundamentals]. Kiev: Vysshaya shkola, 1971. 586 p.