ГИБРИДНАЯ ЗЕРКАЛЬНАЯ АНТЕННА
HYBRID MIRROR ANTENNA

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к гибридным антеннам и может быть использовано в системах радиолокации, связи и радиоэлектронной борьбы.
Гибридные антенны состоят из облучающей или приемной решетки, в том числе фазированной антенной решетки (ФАР) и фокусирующего устройства (линзы или зеркала). Достоинствами гибридных антенн по сравнению с ФАР является относительное небольшое число элементов облучающей решетки при большом коэффициенте усиления антенной системы. Преимуществами по сравнению с классическими зеркальными антеннами с одиночным облучателем и многолучевыми антеннами (см., например, RU2293409 С2, ФГУП "ВНИИ "Градиент", 10.02.2007) является возможность суммирования мощности в элементах облучающей решетки в одном луче и возможность электрического сканирования этим лучом. При этом наибольшее распространение получили гибридные зеркальные антенны, у которых меньше вес и тепловые потери по сравнению с линзовыми.
Известна гибридная зеркальная антенна, содержащая отражатель в виде вырезки из параболоида вращения и облучающую антенную решетку (RU2524839 С1, ФГУП НИИР, 10.08.2014). Недостатком антенны является узкая полоса частот и сложность конструкции как самой (двумерно-периодической) антенной решетки, так и системы ее питания, необходимой для реализации высоких значений коэффициентов усиления (КУ) и использования поверхности (КИП), что, в свою очередь, требует реализации неравномерного амплитудно-фазового распределения в элементах решетки. Фазовое распределение зависит от частоты, поэтому его сложно реализовать в широкой полосе частот.
Ближайшим аналогом изобретения является конструкция гибридной зеркальной антенны (US8743001 (В2), GULER MICHAEL G EMS, TECHNOLOGY INC, 03.06.2014), которая содержит отражатель в виде параболического цилиндра и линейную (одномерно-периодическую) облучающую решетку рупорных антенн. Для реализации высоких значений КУ и КИП такой антенны необходимо реализовать линейное, в частности, постоянное фазовое, а также постоянное амплитудное распределения в элементах решетки. Такие распределения нетрудно реализовать в широкой полосе частот при условии, что период решетки рупорных антенн меньше длины волны. При этом соответствующий уровень боковых лепестков -13 дБ. Уровень боковых лепестков можно понизить за счет использования спадающего к краям апертуры распределения амплитуды при соответствующем падении значений коэффициентов КУ и КИП.
При большой электрической длине решетки число рупорных антенн становится большим, что усложняет конструкцию как самой антенны, так и ее системы питания. Это приводит к повышению стоимости антенны. Еще большее увеличение затрат происходит при подключении к входам рупоров управляемых фазовращателей, число которых растет с увеличением числа рупоров. При уменьшении числа рупоров за счет увеличения размеров апертуры в плоскости, параллельной фокальной оси параболического цилиндра начинает расти боковое излучение антенны, а КУ и КИП падают. При увеличении периода более длины волны уровень боковых лепестков приближается к уровню главного лепестка.
Настоящее изобретение направлено на упрощение конструкции гибридной зеркальной антенны с цилиндрическим зеркалом и линейной решеткой рупорных антенн при сохранении высоких значений КУ и КИП, что и является техническим результатом изобретения.
Патентуемая гибридная зеркальная антенна (ГЗА) включает линейную решетку рупоров с входными волноводами прямоугольного сечения и зеркало в виде параболического цилиндра.
Отличие состоит в том, что она содержит дополнительный рупор прямоугольного сечения и фазокорректирующие элементы. Рупоры решетки выполнены Е-секториальными, стенки Е-секториальных рупоров расширены в плоскости, параллельной фокальной оси параболического цилиндра, их выходные размеры превышают длину волны. Размеры входного и выходного сечения дополнительного рупора в этой плоскости равны длине решетки Е-секториальных рупоров, причем стенки дополнительного рупора расширены в ортогональной плоскости, а фазокорректирующие элементы установлены между выходами Е-секториальных рупоров и входом дополнительного рупора.
Гибридная зеркальная антенна может характеризоваться тем, что каждый фазокорректирующий элемент выполнен в виде цилиндрической плоско-выпуклой диэлектрической линзы, установленной в отрезке прямоугольного волновода, закрепленном между выходами Е-секториальных рупоров решетки и входом дополнительного рупора, причем плоская часть каждой линзы примыкает к выходу Е-секториального рупора.
Гибридная зеркальная антенна может характеризоваться и тем, что на обеих поверхностях цилиндрической плоско-выпуклой диэлектрической линзы выполнены согласующие элементы в виде выступов.
Гибридная зеркальная антенна может характеризоваться также тем, что зеркало ограничено металлическими экранами, ортогональными фокальной оси параболического цилиндра, жестко связанными с искривленными кромками зеркала и узкими стенками дополнительного рупора.
Достижение технического результата - упрощение конструкции ГЗА по сравнению с прототипом, обеспечивается использованием секториальной (планарной) конструкции рупоров решетки вместо пирамидальной (объемной) и уменьшением их числа. Линейная решетка Е-секториальных рупоров обеспечивает реализацию плоского фронта излученной антенной волны в одной плоскости. Входной размер рупоров решетки в Ε-плоскости соответствует размеру одномодового волновода в этой плоскости (менее половины длины волны). Входной размер рупоров решетки в ортогональной (Н) плоскости соответствует размеру одномодового волновода в этой плоскости (более половины и менее длины волны). Формирование диаграммы направленности (ДН) облучающей решетки в этой плоскости обеспечивается дополнительным Н-секториальным рупором, а ДН ГЗА - параболическим цилиндром. Дополнительный рупор может быть как регулярным (линейным), так и нерегулярным (с криволинейными или линейно-ломаными стенками).
Существо изобретения поясняется на чертежах, где:
Фиг. 1 - общий вид ГЗА с решеткой из 4-х рупорных антенн;
Фиг. 2 - ГЗА, вид спереди;
Фиг. 3 - то же, что на фиг.2, вид сбоку;
Фиг. 4 - то же, что на фиг.2, вид снизу;
Фиг. 5 - пример волноводного делителя мощности для питания решетки рупоров;
Фиг. 6, 7 - Е-секториальный рупор с линзой и участком Н-секториального рупора: продольное сечение в Η-плоскости (фиг.6) и в Е-плоскости (фиг.7);
Фиг. 8, 9 - цилиндрическая плоско-выпуклая диэлектрическая линза с согласующими выступами (вид в сечении) и общий вид;
Фиг. 10 - принципиальная схема рупора с линзой;
Фиг. 11 - зависимость среднеквадратической аберрации от радиуса кривизны линзы;
Фиг. 12 - функция отображения фронтов;
Фиг. 13 - амплитудное распределение;
Фиг. 14 - зависимость коэффициента отражения облучающей решетки от частоты (ГГц);
Фиг. 15 - ДН облучающей решетки в Е-плоскости;
Фиг. 16 - ДН облучающей решетки в Н-плоскости;
Фиг. 17, 18 - ДН ГЗА в Ε-плоскости (фиг.17) и в Η-плоскости (фиг.18).
Конструкция примера реализации патентуемой антенной системы показана на фиг.1-5.
Гибридная зеркальная антенна (ГЗА) 1 включает зеркало 30 в виде части параболического цилиндра 31 и линейную решетку 10 из четырех Е-секториальных линейных рупоров 11 с входными волноводами 12 прямоугольного сечения 90×45 мм, выходными волноводами 13 сечением 90×312 мм. Внутри выходных волноводов 13 расположены корректирующие линзы. Выходные волноводы 13 соединены с входом дополнительного Н-секториального рупора 20 с входным прямоугольным сечением 248 мм. Размер входного сечения дополнительного рупора 20 по направлению OZ, ортогональному фокальной оси ОХ, совпадает с соответствующим размером сечения рупоров 11 антенн решетки 10, а по направлению параллельному фокальной оси ОХ параболического цилиндра 31, равен общей длине L решетки 10 из четырех рупоров 11. Размер выходного сечения дополнительного рупора 20 по направлению ОХ равен входному, а по направлению OZ - определяется из условия оптимального облучения параболического цилиндра 31. Профили дополнительного рупора 20 и рупоров 11 решетки 10 расширяются в ортогональных плоскостях (ОΥ и ΟΖ). Рупоры 11 решетки расширены в Ε-плоскости, ортогональной широким стенкам 121 волноводов 12 прямоугольного сечения, и расположены с периодом Т, равным размеру выходного сечения, превышающим длину λ волны (Τ>λ). Между выходными сечениями 111 рупоров 11 решетки и входом 21 дополнительного рупора 20 установлены фазокорректирующие элементы 41. Пример волноводного делителя 120 мощности для питания решетки 10 рупоров показан на фиг.5.
Каждый фазокорректирующий элемент 41 выполнен в виде цилиндрической плоско-выпуклой диэлектрической линзы 50, установленной в отрезке 51 прямоугольного волновода 52, закрепленного между выходными сечениями рупоров 11 решетки и входом 21 дополнительного рупора 20 (фиг.6-9).
На обеих поверхностях цилиндрической плоско-выпуклой диэлектрической линзы 50 выполнены согласующие элементы в виде выступов 501.
Зеркало 30 ограничено металлическими экранами 32, ортогональными фокальной оси ОХ параболического цилиндра 31, жестко связанными в зоне 331 с искривленными кромками 311 зеркала 30 и узкими стенками 22 дополнительного рупора 20 и закрепленными относительно основания 33. Экраны 32 играют двойную роль: повышают жесткость конструкции и уменьшают дифракционные потери на переливание (spill-over).
Для ГЗА с зеркалом 30 в виде параболического цилиндра 31 и разреженной (с периодом более длины волны) решеткой рупоров 11 возможно обеспечить высокие значения КУ и КИП, если фокальная ось ОХ цилиндра 31 параллельна вектору Ε и фазовое распределение на выходной апертуре решетки 10, и в том числе в апертуре рупора 20 в этой плоскости, близко к равномерному.
Для корректировки фазы при сохранении постоянства амплитуды на выходе Е-секториального рупора 20 в Ε-плоскости можно использовать цилиндрическую диэлектрическую плоско-выпуклую линзу 50 (фиг.6-9). Облучающая решетка содержит четыре Е-секториальных рупора 11, четыре корректирующих диэлектрических цилиндрических линзы 50 и нерегулярный дополнительный рупор 20 в Η-плоскости со стенками 201 в виде 90-градусных вырезок 202 из кругового цилиндра. Радиус цилиндра выбирается из условия оптимального облучения зеркала с заданным угловым размером в Н-плоскости. Выходная апертура рупора обозначена поз.203.
Достижение технического результата - упрощение конструкции ГЗА при сохранении высоких значений коэффициента усиления (КУ) и коэффициента использования поверхности (КИП), обосновывается результатами электродинамического моделирования с использованием метода конечных элементов (МКЭ), представленными на фиг.10-17.
10
Основная рупорная мода Н, проходящая через Е-секториальный рупор 20, представляет собой цилиндрическую волну с фазовым центром в начале рупора - точки G пересечения его стенок (фиг.10).
Для коррекции несинфазности поля цилиндрической волны на выходе Е-секториального рупора 20 использована цилиндрическая диэлектрическая линза 50. Проведена оценка аберраций плоско-выпуклой линзы 50 с выпуклой поверхностью в виде части круглого цилиндра с центром кривизны в точке Р.
0
Длина эйконала (оптического пути) центрального луча от точки G до выходного сечения перехода определяется формулой: L=F+nt,
2
1
где: F=GO, t=OH, n=k/k,
0
а - размер входного волновода в Η-плоскости, λ - длина волны в вакууме, ε - диэлектрическая проницаемость материала линзы.
1
2
3
1
2
3
3
2
1
1
1
1
2
3
1
2
2
2
2
m
2
2
Длина эйконала произвольного луча определяется формулой: L=L+nL+L, где: L=GM, L=MN, L=NK=y-y, α=arctg(x/F),  L=F/cos(α), x=Lsin(α), x=x=x+ytg(β), β=arcsin(sin(α/n)), y - положительный корень квадратного уравнения: y(tg2(β)+1)+2F(sinαtgβ+cosϒ)y+F(sin2α+cos2ϒ) - R=0, ϒ=arcsin(x/R), R - радиус кривизны поверхности линзы, R=d+t, d=(a-t)/2t.
0
0
Плоско-выпуклая линза с образующей в виде дуги окружности не может обеспечить точный плоский фронт (постоянную величину эйконала) на выходе перехода. Отличие от плоского фронта определяет величину аберрации эйконала, равную L - L, где L - эйконал центрального луча. Среднеквадратическая аберрация (СКА) эйконала определяется по формуле:
i
где L - эйконал луча с номером i от источника до выходного сечения перехода; N=100 - число учтенных лучей.
Оценивается оптимальная величина радиуса кривизны линзы R, обеспечивающая минимум СКА для каждого из двух значений параметра F.
m
На фиг.11 показаны зависимости СКА от радиуса кривизны линзы из фторопласта (ε=2,08) с апертурой 2x=280 мм при F=310 мм и F=340 мм. На графиках хорошо видны минимумы СКА. Как видно из графика на фиг.11 для F=310 мм оптимальная величина R=244 мм (t=44.2 мм), а для F=340 мм - оптимальная величина R=266 мм (t=39.8 мм). Как видно из графика, величина СКА при оптимальных параметрах линзы достаточно мала.
Проведена оценка амплитудного распределения на выходе Е-секториального рупора 20. Координата точки Υ выхода луча выражается через угол α выхода луча по формуле:
Υ=Ftgα+(Χ+t)tgθ, θ=arcsin(sinα/n), где:
; b=(R+Qtgθ)cos2θ; c=Q2cos2θ, Q=Ftgα+ttgθ.
Функция отображения y(α) фронтов до и после линзы 50 показана на фиг.12, а распределение амплитуды А(у)=(dy/dα)F - на фиг.13. Как видно из графиков функция отображения практически линейная, при этом амплитудное распределение после прохождения линзы, которое выражается через ее производную, соответственно, остается практически постоянным.
B
Для уменьшения потерь при отражении от стыка волновода 52 с рупором 11 участки стенок рупора 20 вблизи стыка могут быть выполнены криволинейными. Введение линзы 50 в конструкцию приводит к дополнительным потерям на отражение (кроме отражения от стыков). Для уменьшения отражения от поверхностей линзы 50 в конструкцию введены согласующие диэлектрические выступы 501 толщиной t и высотой h (фиг.6-9).
Для уменьшения отражения от входа Н-секториального рупора 20, он может быть выполнен криволинейным, например, со стенками 201 в виде 90-градусных вырезок 202 из кругового цилиндра.
1
1
1
1
С использованием метода конечных элементов (МКЭ) в среде Ansys HFSS проведем исследование облучающей решетки 10 рупоров 11 с размерами входного сечения а=90 мм, b=45 мм, выходного сечения а=90 мм, b=312 мм и найденными выше оптимальными значениями параметра R и переменными параметрами h и t. В качестве начального приближения использована величина t, равная четверти длины волны λ в частично - заполненном диэлектриком волноводе и h=a/2. В результате, получено t=24 мм, при этом для F=310 мм оптимальная величина h=13,5 мм, а для F=340 мм - h=13 мм.
В результате электродинамического моделирования с использованием МКЭ был уточнен оптимальный радиус кривизны рупора в Η-плоскости (81 мм), обеспечивающий на частоте 2,4 ГГц ширину диаграммы направленности (ДН) в Н-плоскости 90 град., при уровне спадания на краю -10 дБ.
Результаты расчета частотной зависимости коэффициента отражения от входа четырехканального делителя, к выходам которого подключены входы облучающей решетки 10 из четырех Е-секториальных рупоров 11, приведены на фиг.14, а нормированные диаграммы направленности решетки 10 в Е- и Η-плоскостях на частоте 2,4 ГГц - на фиг.15, 16, соответственно.
Диаграммы направленности в Е-, и Η-плоскостях, рассчитанные на частоте 2,4 ГГц для патентуемой гибридной антенны, показаны на фиг.17, 18. Видно, что, несмотря на то, что период Τ решетки (312 мм) существенно превышает длину волны (125 мм), максимумы бокового излучения в обеих плоскостях близки к уровню -13 дБ, соответствующему равномерному амплитудно-фазовому распределению. Остальные параметры гибридной антенны сведены в таблицу.
Как следует из приведенных данных, величины КУ для данной апертуры и КИП - очень высокие.
Таким образом, патентуемая гибридная зеркальная антенна с цилиндрическим зеркалом и линейной решеткой рупорных антенн позволяет обеспечить достижение технического результата изобретения - упростить конструкцию элементов решетки, уменьшить их число и обеспечить при этом высокие значения КУ и КИП при соответствующем уровне боковых лепестков.