БИПОЛЯРНО-ПОЛЕВОЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
BIPOLAR-FIELD OPERATIONAL AMPLIFIER

Изобретение относится к области радиоэлектроники и может быть использовано в качестве прецизионного устройства усиления сигналов.
В современной радиоэлектронной аппаратуре находят применение операционные усилители (ОУ) на полевых и биполярных транзисторах, выполненные на основе архитектуры «перегнутого каскода» [1-14]. Их основные достоинства - расширенный частотный диапазон, а также эффективное использование напряжения питания.
см
13
2
Для работы в условиях космического пространства в экспериментальной физике необходимы радиационно-стойкие ОУ с малым напряжением смещения нуля (U) и повышенным коэффициентом усиления по напряжению (80-100 дБ). Мировой опыт проектирования устройств данного класса показывает, что решение этих задач возможно с использованием биполярно-полевого технологического процесса [15], обеспечивающего формирование p-канальных полевых и высококачественных n-p-n биполярных транзисторов с радиационной стойкостью до 1 Мрад и потоком нейтронов до 10 н/см. Однако, для таких ОУ необходима специальная схемотехника, учитывающая ограничения биполярно-полевой технологии [15-18].
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является операционный усилитель по патенту US 7215200, fig. 6. Он содержит (фиг. 1) первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, а затворы соединены с соответствующими входами 5 и 6 устройства, первый 7 и второй 8 выходные транзисторы, базы которых объединены и подключены к цепи смещения потенциалов 9, эмиттер первого 7 выходного транзистора соединен со второй 10 шиной источника питания через первый 11 токостабилизирующий резистор, эмиттер второго 8 выходного транзистора соединен со второй 10 шиной источника питания через второй 12 токостабилизирующий резистор, токовое зеркало 13, согласованное с первой 3 шиной источника питания, выход которого соединен с токовым выходом устройства 14 и коллектором второго 8 выходного транзистора, а вход токового зеркала 13 соединен с коллектором первого 7 выходного транзистора.
у
см
Существенный недостаток известного ОУ состоит в том, что его коэффициент усиления по напряжению (K) получается небольшим. Это связано с тем, что в известной схеме усиление по напряжению обеспечивается только каскадом на выходных транзисторах 7 и 8. Кроме этого, в диапазоне рабочих, прежде всего низких температур, а также при воздействии потока нейтронов он имеет повышенные значения напряжения смещения нуля (U) (единицы-десятки милливольт). В конечном итоге это снижает прецизионность известного ОУ.
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении коэффициента усиления дифференциального сигнала в разомкнутом состоянии ОУ до уровня 90÷100 дБ.
Дополнительная задача - уменьшение напряжения смещения нуля.
Поставленные задачи достигаются тем, что в операционном усилителе фиг. 1, содержащем первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, а затворы соединены с соответствующими входами 5 и 6 устройства, первый 7 и второй 8 выходные транзисторы, базы которых объединены и подключены к цепи смещения потенциалов 9, эмиттер первого 7 выходного транзистора соединен со второй 10 шиной источника питания через первый 11 токостабилизирующий резистор, эмиттер второго 8 выходного транзистора соединен со второй 10 шиной источника питания через второй 12 токостабилизирующий резистор, токовое зеркало 13, согласованное с первой 3 шиной источника питания, выход которого соединен с токовым выходом устройства 14 и коллектором второго 8 выходного транзистора, а вход токового зеркала 13 соединен с коллектором первого 7 выходного транзистора, предусмотрены новые элементы и связи - в схему введены первый 15, второй 16, третий 17 и четвертый 18 дополнительные транзисторы, а также первый 19 и второй 20 дополнительные резисторы, объединенные коллекторы первого 15 и второго 16 дополнительных транзисторов соединены с истоками первого 1 и второго 2 входных полевых транзисторов, базы третьего 17 и четвертого 18 дополнительных транзисторов связаны с базами первого 7 и второго 8 выходных транзисторов, база первого 15 дополнительного транзистора соединена с коллектором третьего 17 дополнительного транзистора, эмиттер первого 15 дополнительного транзистора подключен к эмиттеру первого 7 выходного транзистора, эмиттер третьего 17 дополнительного транзистора связан со второй 10 шиной источника питания через первый 19 дополнительный резистор, база второго 16 дополнительного транзистора соединена с коллектором четвертого 18 дополнительного транзистора, эмиттер второго 16 дополнительного транзистора подключен к эмиттеру второго 8 выходного транзистора, эмиттер четвертого 18 дополнительного транзистора связан со второй 10 шиной источника питания через второй 20 дополнительный резистор.
На фиг. 1 показана схема ОУ-прототипа, а на чертеже фиг. 2 - схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.
На фиг. 3 приведена схема ОУ фиг. 2 в среде компьютерного моделирования PSpice на радиационно-зависимых моделях интегральных транзисторов АБМК_1_3 НПО «Интеграл» (г. Минск).
На фиг. 4 показана частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению разомкнутого ОУ фиг. 3.
см
см
На фиг. 5 приведена зависимость напряжения смещения нуля (U) схемы фиг. 3 от температуры в диапазоне минус 60÷+80°C (а) и потока нейтронов (б) для случая, когда транзисторы схемы не имеют разброса параметров, а токовое зеркало 13 идеально. Это позволяет оценить предельные возможности структуры заявляемого ОУ по величине U.
На фиг. 6 показана схема заявляемого ОУ фиг. 2 в среде PSpice при выполнении токового зеркала 13 на p-n-p транзисторах АБМК 1_3, которые не имеют высокой радиационной стойкости.
На фиг. 7 представлены амплитудно-частотные характеристики схемы фиг. 6 и схемы ОУ-прототипа фиг. 9 при выполнении токового зеркала 13 на p-n-p транзисторах АБМК 1_3. Из данных графиков следует, что заявляемый ОУ (в сравнении с прототипом) имеет более высокий (на 33,4 дБ) коэффициент усиления по напряжению в разомкнутом состоянии.
На фиг. 8 приведена зависимость напряжения смещения нуля ОУ фиг. 6 при выполнении токового зеркала 13 на p-n-p транзисторах АБМК 1_3 от температуры в диапазоне минус 60-80°C (а), потока нейтронов (б).
На фиг. 9 показана схема ОУ-прототипа фиг. 1 в среде PSpice при выполнении токового зеркала 13 на p-n-p транзисторах АБМК 1_3, параметры которых деградируют в большей степени, чем транзисторов n-p-n.
На фиг. 10 приведена зависимость напряжения смещения нуля ОУ-прототипа фиг. 9 при выполнении токового зеркала 13 на р-п-р транзисторах АБМК 1_3 от температуры в диапазоне минус 60 - 80°С (а), потока нейтронов (б).
Сравнение фиг. 10 и фиг. 8 показывает, что предлагаемый ОУ имеет на порядок меньшее значение напряжения смещения нуля как в рабочем диапазоне температур, так и в диапазоне радиационных воздействий.
Биполярно-полевой операционный усилитель фиг. 2 содержит первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, а затворы соединены с соответствующими входами 5 и 6 устройства, первый 7 и второй 8 выходные транзисторы, базы которых объединены и подключены к цепи смещения потенциалов 9, эмиттер первого 7 выходного транзистора соединен со второй 10 шиной источника питания через первый 11 токостабилизирующий резистор, эмиттер второго 8 выходного транзистора соединен со второй 10 шиной источника питания через второй 12 токостабилизирующий резистор, токовое зеркало 13, согласованное с первой 3 шиной источника питания, выход которого соединен с токовым выходом устройства 14 и коллектором второго 8 выходного транзистора, а вход токового зеркала 13 соединен с коллектором первого 7 выходного транзистора. В схему введены первый 15, второй 16, третий 17 и четвертый 18 дополнительные транзисторы, а также первый 19 и второй 20 дополнительные резисторы, объединенные коллекторы первого 15 и второго 16 дополнительных транзисторов соединены с истоками первого 1 и второго 2 входных полевых транзисторов, базы третьего 17 и четвертого 18 дополнительных транзисторов связаны с базами первого 7 и второго 8 выходных транзисторов, база первого 15 дополнительного транзистора соединена с коллектором третьего 17 дополнительного транзистора, эмиттер первого 15 дополнительного транзистора подключен к эмиттеру первого 7 выходного транзистора, эмиттер третьего 17 дополнительного транзистора связан со второй 10 шиной источника питания через первый 19 дополнительный резистор, база второго 16 дополнительного транзистора соединена с коллектором четвертого 18 дополнительного транзистора, эмиттер второго 16 дополнительного транзистора подключен к эмиттеру второго 8 выходного транзистора, эмиттер четвертого 18 дополнительного транзистора связан со второй 10 шиной источника питания через второй 20 дополнительный резистор.
экв.14
Сопротивление R моделирует нагрузку в выходной цепи 14 заявляемого (фиг. 2) и известного (фиг. 1) устройств.
Для уменьшения выходного сопротивления устройства к выходу 14 может подключаться буферный усилитель с низким выходным сопротивлением (фиг. 3, Gain=1). Симметрирование статического режима первого 7 и второго 8 выходных транзисторов может осуществляться вспомогательным источником V5 (фиг. 3, фиг. 6).
Рассмотрим работу ОУ фиг. 2.
ci
кi
Статический режим транзисторов схемы фиг. 2 по току устанавливается источником опорного тока 4. При этом токи стоков (I) и токи коллекторов (I) транзисторов схемы при 100% отрицательной обратной связи в ОУ определяются уравнениями Кирхгофа:
9
где U - напряжение цепи смещения потенциалов 9 относительно второй 10 шины источника питания;
эб
эi
0
U≈0,7 В - напряжение эмиттер-база биполярных транзисторов схемы (7, 8, 17, 18) в активном режиме при токах эмиттера I=I;
11
12
R, R - сопротивления первого 11 и второго 12 токостабилизирующих резисторов;
19
20
R, R - сопротивления первого 19 и второго 20 дополнительных резисторов;
11
12
I, I - токи первого 11 и второго 12 токостабилизирующих резисторов;
4
0
I=4I - ток источника опорного тока 4;
0
0
I - некоторый заданный квант тока, например, I=2 мА, выбираемый при проектировании ОУ.
Коэффициент усиления по напряжению разомкнутой схемы ОУ фиг. 2 определяется произведением:
вых.14
вх.5-6
где u - приращение напряжения на выходе ОУ 14, вызванное изменением напряжения (u) между входами ОУ 5, 6;
вх.5-6
15-16
- коэффициент преобразования входного напряжения ОУ (u) в напряжение между базами транзисторов 15-16 (u);
- коэффициент передачи дифференциального напряжения между базами транзисторов 15 и 16 на выход усилителя 14.
Причем
экв.15-16
где R - эквивалентное дифференциальное сопротивление между базами транзисторов 15 и 16;
экв.14
R - эквивалентное сопротивление в цепи нагрузки ОУ (выходного узла 14);
- эквивалентная крутизна входного дифференциального каскада на основе входных полевых транзисторов 1 и 2;
1
2
S, S - крутизны стокозатворной характеристики соответствующих входных полевых транзисторов 1 и 2;
;
эij
эij
т
эij
r - сопротивление эмиттерного перехода ij-го транзистора (r=φ/I);
т
φ=25 мВ - температурный потенциал;
i
K≈1 - модуль коэффициента усиления по току токового зеркала 13.
3KB
Численное значение эквивалентного сопротивления R.i5-i6 определяется формулой
15-16
15
16
где β=β=β - коэффициент усиления по току базы транзисторов 15 и 16;
.
Как следствие, за счет создания в схеме фиг. 2 двух высокоимпедансных узлов коэффициент усиления по напряжению разомкнутого ОУ фиг. 2 получается достаточно большим (≈80÷100 дБ):
15-16
В ОУ-прототипе этот параметр в β-раз меньше:
ос.сф
ос.сф
В заявляемой схеме ОУ (в сравнении с прототипом) повышается также коэффициент ослабления входных синфазных сигналов (K). Данный эффект объясняется введением (за счет новых элементов) отрицательной обратной связи по синфазному сигналу (транзисторы 15 и 16) в истоковую цепь транзисторов 1 и 2, которая улучшает K [19].
1
см
За счет высокой симметрии схемы ОУ напряжение смещения нуля заявляемого ОУ, в отличие от ОУ-прототипа (фиг. 9), достаточно мало (фиг. 8). Это связано с уменьшением в K-раз (11) влияния на U погрешностей токового зеркала 13, которое имеет высокую нестабильность статического режима при внешних воздействиях из-за применения p-n-p транзисторов АБМК_1_3 [15-18].
Таким образом, заявляемое устройство имеет существенные преимущества в сравнении с ОУ-прототипом.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Патент США №5422600, фиг. 2.
2. Патент США №4406990, фиг. 4.
3. Патент США №5952882.
4. Патент США №4723111.
5. Патент США №4293824.
6. Патент США №5323121.
7. Патент США №5420540 fig. 1.
8. Патент RU №2354041 C1.
9. Патентная заявка США №2003/0201828 fig 1, fig 2.
10. Патент США №6825721 fig. 1, fig 2.
11. Патент США №6542030 fig. 1.
12. Патент US 6456162, fig. 2.
13. Патент US 6501333.
14. Патент US 6717466.
15. Элементная база радиационно-стойких информационно-измерительных систем: монография / Н.Н. Прокопенко, О.В. Дворников, С.Г. Крутчинский; под общ. ред. д.т.н. проф. Н.Н. Прокопенко; ФГБОУ ВПО «Южно-Рос. гос. ун-т. экономики и сервиса». - Шахты: ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2011. - 208 с.
16. Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Часть 1 / О. Дворников // Компоненты и технологии, №6, 2005, http://kit-e.ru/articles/device/2005_6_218.php.
17. Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Часть 2 / О. Дворников // Компоненты и технологии, №7, 2005, http://kit-e.ru/articles/device/2005_7_216.php.
18. Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Часть 3 / О. Дворников // Компоненты и технологии, №8, 2005, http://kit-e.ru/articles/device/2005_8_184.php.
19. Архитектура и схемотехника дифференциальных усилителей с повышенным ослаблением синфазных сигналов: монография / Н.Н. Прокопенко, С.В. Крюков. - Шахты: ГОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2008. - 329 с.