Способ классификации сигналов
SIGNAL CLASSIFICATION METHOD

Изобретение относится к области радиотехники, в частности, к способам и технике радиотехнического мониторинга источников радиоизлучений с простыми импульсными сигналами (ПИ), сигналами с линейно-возрастающим (ЛЧМ+) и линейно-убывающим (ЛЧМ-) законами изменения частоты, фазоманипулированными (ФМ) сигналами с двоичным (ДФМ) и квадратурным (КФМ) законами чередования фазы.
Известен способ классификации сигналов, основанный на преобразовании малоинформативных входных признаков в более информативные с помощью специальных операторов, например, оператора удвоения частоты входного сигнала (Смирнов Ю.А. Радиотехническая разведка - М.: Воениздат, 2001. - С. 123-125). Недостатком способа является классификация только ПИ, ЛЧМ- и ДФМ-сигналов с возможными ошибками при классификации КФМ-сигналов.
Также известен способ определения видов радиолокационных сигналов в автокорреляционном приемнике (Патент № 2683791 C1 РФ, МПК G01S 7/40. Способ определения видов радиолокационных сигналов в автокорреляционном приемнике: № 2018112916: заявл. 09.04.2018: опубл. 02.04.2019), основанный на проверке по заданному порогу наличия или отсутствия амплитудных спектров низкочастотной составляющей и составляющей на разностной частоте результирующего сигнала после перемножения со своей задержанной копией, а также аналогичных составляющих сигнала на удвоенной частоте после перемножения с его задержанной копией. К недостаткам данного способа относятся ограниченные функциональные возможности, выраженные в классификации только трех видов сигналов: ПИ, ЛЧМ- и ДФМ-сигналов.
Наиболее близким по технической сущности (прототипом) является способ классификации сигналов с ЛЧМ+ и ЛЧМ- (Никитин Н. С., Даровских С. Н. Синтез алгоритма идентификации сигналов с линейной частотной модуляцией //Вестник УрФО. Безопасность в информационной сфере. - 2019. - №. 3 (33). - С. 12-19), заключающийся в разбиении принятого сигнала на сегменты во временной области, получении амплитудных спектров этих сегментов, определении значений несущей частоты сигнала в каждом сегменте, оценке характера изменения полученных значений несущей частоты в сегментах и последующем принятии решения о виде принятого сигнала. Для ЛЧМ+ характерно линейное возрастание полученных значений несущей частоты в каждом последовательном сегменте. Для ЛЧМ- характерно линейное убывание полученных значений несущей частоты в каждом последовательном сегменте.
Недостатком способа-прототипа является определение только наличия сигналов с ЛЧМ+ и ЛЧМ-.
Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение функциональных возможностей, выраженное в автоматической классификации ПИ и сигналов с ЛЧМ+, ЛЧМ-, ДФМ и КФМ.
Технический результат, на достижение которого направлено заявляемое изобретение, выражается в расширении количества видов простых и сложных сигналов, контролируемых в ходе радиотехнического мониторинга.
Указанный технический результат достигается тем, что принятый сигнал разбивают на сегменты во временной области, получают амплитудные спектры этих сегментов, определяют значения несущей частоты сигнала в каждом сегменте, оценивают характер изменения несущей частоты сигнала в сегментах и по результатам оценки принимают решение о виде принятого сигнала. Согласно изобретению, дополнительно для оценки характера изменения несущей частоты сигнала рассчитывают линейную аппроксимацию закона изменения несущей частоты, характеризующуюся коэффициентом наклона и дисперсией. Затем усредняют полученные значения несущей частоты сигнала в каждом сегменте и формируют опорный сигнал с несущей частотой, равной разности полученного усредненного значения несущей частоты и заданного значения частоты. Далее переносят частоту принятого сигнала на заданную ненулевую промежуточную частоту, выделяют на ней составляющие спектра сигнала и определяют низкочастотную огибающую выделенного сигнала. Промежуточную частоту сигнала после переноса удваивают, выделяют на ней составляющие спектра сигнала и определяют низкочастотную огибающую выделенного сигнала на удвоенной промежуточной частоте. При этом на основе сравнения значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями определяют сигналы с ЛЧМ + или ЛЧМ-. На основе сравнения значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями при отсутствии провалов низкочастотной огибающей выделенного сигнала на промежуточной частоте определяют ПИ. На основе сравнения значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями при наличии провалов низкочастотных огибающих выделенных сигналов на промежуточной и удвоенной промежуточной частотах определяют ДФМ- или КФМ-сигналы. Этим достигается указанный в изобретении технический результат.
Сущность изобретения поясняется следующими графическими материалами:
- на фиг. 1 представлена структурная схема алгоритма классификации ПИ и сигналов с ЛЧМ+, ЛЧМ-, ДФМ и КФМ.
а
б, в
г, д
- на фиг. 2 представлены огибающие сигналов на выходах детекторов огибающих: - ПИ;  - сигнал с ДФМ;  - сигнал с КФМ.
- на фиг. 3 представлены функции распределения коэффициента наклона аппроксимированной прямой и ее дисперсии для ПИ и сигналов с ЛЧМ+, ЛЧМ-, ДФМ и КФМ.
- В таблице представлены критерии приятия решения о виде сигналов в блоке принятия решения.
Сущность изобретения поясняется на примере устройства, схема которого приведена на фигуре 1, где обозначено: 1 - блок разбиения сигнала (БРС); 2 - блок оконного взвешивания (БОВ); 3 - блок быстрого преобразования Фурье (ББПФ); 4 - блок определения несущей частоты (БОНЧ); 5 - блок частотного анализа (БЧА); 6 - блок принятия решения (БПР); 7 - генератор (Г); 8 - линия задержки (ЛЗ); 9 - преобразователь частоты (ПЧ); 10.1 и 10.2 - полосовые фильтры (ПФ); 11.1 и 11.2 - детекторы огибающей (ДО); 12 - блок удвоения частоты (БУЧ). Причем, первая линия последовательно соединена блоками 1 - 2 - 3 - 4 - 5 - первым входом блока 6; вторая линия последовательно соединена блоками 8 - 9 - 10.1 - 11.1 - вторым входом блока 6; третья линия последовательно соединена блоками 12 - 10.2 - 11.2 - третьим входом блока 6; второй выход блока 1 подключен ко входу блока 8; второй выход блока 4 подключен к входу 7, выход которого подключен ко второму входу блока 9; второй выход блока 9 подключен ко входу блока 12.
Устройство работает следующим образом: принятый сигнал поступает на вход БРС 1 и разбивается по времени на  сегментов (). Затем полученные сегменты для подавления боковых лепестков взвешиваются окнами в БОВ 2 и для получения амплитудных спектров подаются на ББПФ 3.
i
В БОНЧ 4в соответствии с заданным порогом выполняется обнаружение, а затем определение значения несущей частоты сигнала. В блоке 4 для повышения точности определения несущей частоты сигнала  ее значение в -ом сегменте вычисляется как  где  - частоты, при которых значение отсчета амплитудного спектра сигнала в сегменте выше заданного порогового значения и выше половины максимума амплитудного спектра сигнала в сегменте (последнее условие обеспечивает селекцию главного лепестка спектра сигнала),  - число этих частот.
Несущая частота одного импульса  определяется путем усреднения значений частот в сегментах .
i
1. Далее, полученное значение несущей частоты сигнала в -ом сегменте  передается в БЧА 5. В этом блоке находятся значения функции аппроксимации значений несущих частот  во времени  линейной зависимостью по методу наименьших квадратов (MillerS.J. TheProbabilityLifesaver. PrincetonUniversityPress, 2017. - P. 625-635; Муралиев А. М., Алымбаева Б. С. Линейная аппроксимация эмпирических данных методом наименьших квадратов //Вестник Кыргызского государственного университета строительства, транспорта и архитектуры им. Н. Исанова. - 2011. - Т. 2. - №. 2. - С. 162-167):  где  - коэффициент наклона аппроксимированной прямой,  - аппроксимированное значение несущей частоты в первом сегменте (по результатам вычисления уравнения аппроксимированной прямой значение частоты в первом сегменте в общем случае может быть сдвинуто относительно истинного значения).
Дополнительно сегменты задерживаются в ЛЗ 8 на время, необходимое для взвешивания окнами, выполнения быстрого преобразования Фурье и определения значения несущей частоты сигнала в блоке 4. Генератор 7 формирует опорный сигнал с несущей частотой, равной разности переданного из блока 4 значения  и заданного значения, соответствующего центральной частоте ПФ 10.1. Затем, преобразователь 9 переносит частоту сигнала на центральную частоту фильтра 10.1.
Затем в БУЧ 12 частота сигнала удваивается. ПФ10.1 и 10.2 выделяют сигналы на промежуточной и удвоенной промежуточной частотах соответственно. Детекторы 11.1 и 11.2 выполняют амплитудное детектирование выделенных сигналов на выходах фильтров 10.1 и 10.2.
Далее блок 6 принимает решение о виде принятого сигнала на основе результатов сравнений коэффициента , дисперсии несущей частоты , а также количества провалов огибающих выделенных сигналов на промежуточной  и удвоенной промежуточной частотах , с заданными пороговыми значениями.
В общем случае, соображения по выбору порога могут быть следующими:
1. Для ЛЧМ-сигналов коэффициент наклона аппроксимированной прямой  зависит от скорости изменения частоты ЛЧМ-сигнала. Для сигналов с ЛЧМ+ коэффициент , а для сигналов с ЛЧМ - коэффициент .
а
2. Для ПИ функция  на интервале существования импульса имеет параметр  Это связано с тем, что амплитудный спектр не зависит от фазового сдвига при разбиении входного сигнала на сегменты в блоке 1. Также при приеме ПИ провалы огибающей в сегментах на выходе детектора 11.1 отсутствуют (фиг. 2, ).
б
г
в
д
3. Особенностью ФМ-сигналов является использование различных законов изменения фазы. Поэтому обработка таких сигналов в каждом сегменте ведет к тому, что . Стоит отметить, что фильтр 10.1 не пропускает спектральные составляющие, необходимые для восстановления исходного сигнала при смене фазы, поэтому смена фазы при обработке ФМ-сигналов приводит к провалу их огибающих после полосовой фильтрации. Так, при приеме ФМ-сигналов любых видов на выходе детектора 11.1 появляются провалы огибающей (фиг. 2, , ). Кроме того, благодаря операции удвоения частоты при приеме ДФМ-сигналов на выходе детектора 11.2 провал огибающей отсутствует (фиг. 2, ), а при приеме других видов ФМ-сигнала на выходе детектора 11.2 имеется наличие провала огибающей, например, для случая приема КФМ-сигнала (фиг. 2, ).
9
Ниже приведен пример выбора пороговых значений величин  и . Исходные данные для получения результатов моделирования (фигура 3) в MATLAB по 10 измерений: входной сигнал - смесь полезного сигнала и адаптивного белого гауссовского шума с нулевым средним значением и среднеквадратическим отклонением, равным 1; для полезного сигнала: амплитуда - случайная от 0 до 3; мгновенная частота - случайная от 50 до 450 МГц; девиация ЛЧМ-сигналов - случайная от 5 до 300 МГц; начальная фаза - случайная; длительность - случайная от 5 до 10 мкс; закон чередования фаз ДФМ- и КФМ-сигналов - случайный; частота дискретизации - 1 ГГц; количество сегментов - 10; вид взвешивающего окна - окно Хэмминга; количество отсчетов БПФ в каждом сегменте - 1024; для обнаружения сигнала пороговое значение вычислялось по приведенным в (Tsui J.B.Y. Special design topics in digital wideband receivers. ArtechHouse. 2010. - С. 110-1120) выражениям при вероятности ложной тревоги .
По результатам моделирования значения  и  выбраны, исходя из обеспечения значения функции распределения не менее 0,99 (фиг. 3). Полученные значения , , а также описанные ранее  и  позволяют сформулировать критерии классификации сигналов в БПР 6, указанные в таблице.
Таким образом, в предлагаемом способе классификации сигналов новыми существенными признаками изобретения являются вновь введенные процедуры обработки сигналов после детектирования на промежуточной и удвоенной промежуточной частотах.
Предлагаемое техническое решение практически применимо, так как все функциональные узлы, необходимые для его реализации, являются типовыми для устройств цифровой обработки и могут быть реализованы на основе программируемой логической интегральной схемы или микроконтроллера.