АДАПТИВНАЯ МОДУЛЯЦИЯ И КОДИРОВАНИЕ В SC-FDMA-СИСТЕМЕ
ADAPTIVE MODULATION AND CODING IN SC-FDMA-SYSTEM

Настоящее изобретение относится к способу согласно преамбуле по п. 1 и к системе согласно преамбуле по п. 15.
Изобретение относится к передаче данных в системах связи. Изобретение разработано с обращением пристального внимания на его возможное применение в системах мобильной связи 3GPP.
В настоящий момент в версии по стандарту долгосрочного развития (LTE) UMTS-систем основной схемой передачи, используемой для передачи по восходящей линии связи, является SC-FDMA с циклическим префиксом.
В общем, преимущество OFDM-методик по сравнению с CDMA-методиками, в широкополосном режиме с полосой пропускания 5-20 МГц, состоит в том, что имеется возможность приспосабливать схему адаптивной модуляции и кодирования (AMC) на каждую поднесущую или на группы поднесущих. Фактически в CDMA-символы данных распределены по полному спектру, и адаптация линии связи может быть выполнена только в усредненном смысле по всему спектру, что, как следствие, приводит в результате к уменьшению пропускной способности, если канал является очень частотно-избирательным, как, к примеру, во многих сценариях вне помещений.
В частности, первое преимущество вышеупомянутой SC-FDMA-схемы передачи с циклическим префиксом состоит в том, что она обеспечивает достижение межпользовательской ортогональности в восходящей линии связи в частотной области с уменьшенным отношением пиковой мощности к средней мощности (PAPR).
Второе преимущество этой схемы передачи состоит в том, что она обеспечивает достижение эффективной коррекции в частотной области на стороне приемного устройства с помощью OFDM-методик.
Фиг.1 - это блок-схема, схематично иллюстрирующая примерную структуру передающего устройства, использующего вышеупомянутую SC-FDMA-схему с циклическим префиксом.
Фиг.2 - это график, схематично иллюстрирующий примерный график SINR в полосе частот передачи для примерного передающего устройства по фиг.1.
N
N
N
N
1
2048
1
CP
На фиг.1 входной сигнал S10 данных кодируется и модулируется в K QPSK-символов S11 через модуль SYM модуляции и кодирования. В примере по фиг.1 и фиг.2 предполагается модуляция согласно квадратурной фазовой манипуляции (QPSK), которая удовлетворяет требуемому целевому показателю BER при заданном SINR. Сигнал S11 символа данных преобразуется через модуль DFT дискретного преобразования Фурье (DFT), размера K, в K предварительно кодированных согласно DFT выборок сигнала S12 данных в частотной области, далее также обозначаемой как f-область. Предварительно кодированный согласно DFT сигнал S12 данных затем преобразуется в определенные частотные ресурсы в частотном спектре через модуль SCM преобразования поднесущих в преобразованный сигнал S13 в режиме локализованного преобразования. В данных примерах выбрано локализованное преобразование. Частотно преобразованный сигнал S13 преобразуется через IFFT-модуль IFFT, который типично может иметь больший размер, чем размер DFT K, к примеру, размер IFFT в примере составляет 2048, в сигнал S14 временной области. Сигнал S14 временной области дополняется циклическим расширением посредством модуля CPA добавления циклического префикса в выходные выборки = O, ..., O, O, ..., O, с тем чтобы получать передаваемый сигнал S15.
Фиг.2 иллюстрирует примерный график SINR для примерной структуры передающего устройства по фиг.1, где блоки FB1, FB2, FB3 обозначают частотные блоки смежных поднесущих.
SINR представляет отношение "сигнал-к-помехам-и-шуму", которое, в отличие от отношения "сигнал-шум" (SNR), также включает в себя внутриканальные помехи от других пользователей или источников. SINR определяет конечную достижимую пропускную способность, на поднесущую или блок ресурсов, тогда SNR дает показатель частотной характеристики канала, включающий в себя избирательность по частоте канала передачи между UE и базовой станцией.
В контексте этого описания SINR рассматривается в качестве показателя общего качества канала, анализируемого в решающем модуле в приемном устройстве, которое осуществляет демодуляцию и декодирование. Другими формами показателей качества канала может быть оценка передаточной функции по частоте канала, измерение принимаемого сигнала из каждой передающей антенны в каждой приемной антенне f-области или оценка отношения "сигнал-шум" в f-области в приемном устройстве, включающая в себя конкретную структуру, к примеру, SISO, MRC, MIMO, и любая другая оценка, которая предоставляет надлежащий показатель качества канала в f-области.
SNR может быть вычислено для заданного MIMO-детектора из передаточной функции канала и измеренного шума в антеннах приемного устройства. Затем типично через таблицу поиска соответствующая AMC-схема выбирается согласно требуемому уровню BER. В ограниченном по помехам окружении SINR является лучшим показателем для того, чтобы определять выбор уровня AMC.
Фиг.2 иллюстрирует примерный SINR-график SINRp, где ось Y представляет достигнутый SINR в приемном устройстве, а ось X f представляет частоту или номера поднесущих.
Как показано на фиг.2, полоса частот, используемая для передачи, состоит из трех частот или подполос поднесущих FB1, FB2, FB3, в которых, вследствие различных значений SINR-графика SINRp, выбранная QPSK-модуляция при фиксированной кодовой скорости демонстрирует различный качественный характер изменения относительно SINR для связанных поднесущих.
Например, в нижней подполосе частот FB1 QPSK-модуляция является слишком высокой относительно SINR поднесущей, что означает то, что первая подполоса частот FB1 перегружена в отношении поддерживаемой скорости при этих ресурсах, тем самым вызывая ухудшение BER после IDFT.
В средней подполосе частот FB2 QPSK-модуляция соответствует SINR поднесущей для данного целевого значения BER, тем самым получая полное избыточное усиление. В верхней подполосе частот FB3 QPSK-модуляция является слишком низкой относительно SINR поднесущей, тем самым вызывая потерю пропускной способности. Следовательно, примерный график фиг.2 иллюстрирует недостатки наличия одной и той же методики модуляции, к примеру, QPSK в этом случае, для всего диапазона поднесущих f полосы частот для выделенной передачи.
Фиг.3 - это схематическая иллюстрация операций, выполняемых с предварительно кодированным согласно DFT сигналом S12 посредством модуля SCM отображения на поднесущие, задача которого состоит в том, чтобы определять то, какая часть частотного спектра используется для передачи. В схеме LM локализованного отображения, проиллюстрированной в левой части фиг.3, предварительно кодированный согласно DFT сигнал S12 данных преобразуется в смежные поднесущие, и нули вставляются во всех оставшихся неиспользованных поднесущих.
В схеме DM распределенного отображения, проиллюстрированной в правой части фиг.3, между каждой выборкой предварительно кодированного согласно DFT сигнала S12 данных вставляются L-1 нулей. Отображение с L=1 соответствует схеме LM локализованного отображения, тогда как отображение с L>1 соответствует схеме DM распределенного отображения, которая типично рассматривается как дополнение к схеме LM локализованного отображения для предоставления дополнительного частотного разнесения, если качество канала неизвестно или не может быть спрогнозировано.
n
В примере, проиллюстрированном на фиг.1, модуль SCM отображения на поднесущие выполняет схему LM локализованного отображения так, как она выполняется в классическом подходе предшествующего уровня техники с одним DFT размера K, чтобы получать SC-подобный сигнал, который локализуется где-либо в f-области, разрешающей FDMA.
Известно, что SC-FDMA-системы может обладать преимуществом наличия передаваемого сигнала S15 с низким PAPR, при условии соответствующего формирования сигнала, что обеспечивает меньшие потери выходной мощности в усилителе мощности передающего устройства и поэтому увеличивает среднюю мощность передачи, тем самым повышая SINR и дальность покрытия. Фактически, посредством использования модуля DFT предварительного DFT-кодирования и некоторых соответствующих модулей формирования импульсов/фильтрации, не показанных здесь, результирующий передаваемый сигнал S15 очень похож, в отношении огибающей сигнала, на сигнал с одной несущей (SC), который имеет значительно более низкое PAPR, чем OFDM-сигнал, использующий такое же число поднесущих.
Преимущественно, передаваемый сигнал S15 с низким PAPR дает возможность передающему устройству использовать значительно меньшие потери выходной мощности в усилителе мощности, тем самым приводя к повышению бюджета линии связи и большей дальности покрытия. Из теории информации известно, что для медленно изменяющихся характеристик MIMO-канала, канально-адаптивная битовая нагрузка, использующая AMC-кодирование, комбинированное с приемным устройством MMSE и последовательным подавлением помех, является стратегией передачи, которая достигает пропускной способности при высоком SNR.
Кроме того, также известно, что в случае, если каждое передающее устройство имеет только одну антенну на абонентское устройство (UE), виртуальная MIMO-система может быть сформирована посредством совместной интерпретации нескольких одиночных антенн передающего устройства как входов канала и антенн приемного устройства, к примеру, в узле B, как многоантенного выхода канала.
Эти одновременно передаваемые сигналы могут быть легко разделены с использованием одних частотных ресурсов, когда достаточная синхронизация предоставляется, в пространственной области посредством совместной обработки сигнала полосы модулирующих частот всех принимаемых сигналов в приемном устройстве.
В общем, важное преимущество нескольких антенн в одном UE состоит в том, что такое UE может использовать эти антенны совместно для формирования диаграммы направленности в режиме передачи, тем самым значительно повышая дальность покрытия. Это преимущество очень предпочтительно для UE на границе соты, испытывающих высокие потери в тракте передачи.
При подверженности меньшим потерям в тракте передачи, к примеру, UE близко к базовой станции, несколько антенн могут использоваться для так называемого пространственного мультиплексирования, при котором UE передает несколько независимых потоков данных в базовую станцию на одних частотных ресурсах с использованием нескольких антенн.
В частности, что касается SC-FDMA-схем, другое важное преимущество нескольких антенн состоит в том, что UE с несколькими антеннами имеет возможность передавать различные SC-FDMA-сигналы из каждой передающей антенны на различных частотных ресурсах, FDMA, каждая из которых приспособлена к большей части спектра каждой антенны и тем самым способствует повышению пропускной способности без увеличения PAPR.
Это преимущество особенно предпочтительно для UE, подверженных лучшим SINR, к примеру, UE рядом с узлом B, поскольку только эти UE могут использовать больше полосы пропускания для передачи, так что канально-адаптивная передача может достигать больших усилений.
Тем не менее, есть случаи, в которых пространственная область является насыщенной, как, например, когда полное пространственное мультиплексирование во всех выделенных частотных ресурсах уже применено или когда канал испытывает снижение ранга.
Тем не менее, даже в этих случаях, где дополнительное пространственное мультиплексирование не может быть использовано для того, чтобы увеличивать пропускную способность пользователя, другой способ увеличения пропускной способности пользователя состоит в том, чтобы увеличивать полосу пропускания передачи при условии, что ограниченная полная мощность передачи позволяет поддерживать такое увеличение полосы пропускания на временной слот. В этих случаях классический способ выделения большего числа поднесущих на UE используется с вытекающими недостатками уменьшенной спектральной эффективности.
Фактически рациональное зерно в использовании SC-FDMA-схем для передачи по восходящей линии связи заключается в том, чтобы уменьшать PAPR за счет использования предварительного DFT-кодирования на стороне передающего устройства и тем самым увеличивать конечный SINR. Но когда полоса пропускания для каждого пользователя увеличивается, SC-подобный сигнал, который использует постоянную схему модуляции и кодирования перед DFT-кодированием и который распределен по всем выделенным OFDM-поднесущим, подвержен наибольшему риску отображения на поднесущие, испытывающие значительно варьирующиеся потери в тракте передачи или значительно варьирующийся конечный SINR в детекторе, тем самым вызывая спектральную неэффективность.
Спектральная неэффективность является следствием того факта, что чем более широкая выделенная полоса пропускания, тем более трудным становится устанавливать соответствие избирательности по частоте SINR постдетектора с одной схемой модуляции и кодирования без значительной потери пропускной способности.
Усиления AMC на участок или блок ресурсов не могут быть использованы в той же мере, что касается степени детализации, как в нисходящей линии связи OFDM.
N
В настоящий момент на форумах 3GPP-LTE обсуждается такая структура передачи по восходящей линии связи, как проиллюстрированная для примера на фиг.1 и 2, с одним DFT размера K для локализованного режима LM в качестве одного варианта преобразования. Как видно на фиг.1, в структуре передачи по восходящей линии связи имеется один предварительно кодированный согласно DFT сигнал S12 .
Эта известная структура особенно выгодна для снижения PAPR пользователей с низкоскоростным подключением с плохими характеристиками канала, где бюджет линии связи ограничен вследствие ограниченной мощности передачи в расчете на UE и где высокое PAPR требует высоких потерь выходной мощности в передающем устройстве для того, чтобы гарантировать линейный характер изменения характеристик усилителя мощности.
Тем не менее, для этой известной структуры передающего устройства, даже если пользователи с высокоскоростным подключением могут использовать больший объем полосы пропускания посредством поддержки нескольких базовых единиц ресурсов одновременно вследствие своего более свободного бюджета линии связи, они ограничены посредством такого сдерживающего условия, что эти ресурсы должны выделяться по последовательным базовым единицам ресурсов, поскольку все ресурсы должны быть выделены смежным единицам ресурсов в локализованном режиме LM.
Пользователи с высокоскоростным подключением - это типично пользователи, находящиеся ближе к базовой станции. Фактически для пользователей с высокоскоростным подключением средние потери в тракте передачи, в общем, меньше, без учета эффектов ослабления от внешних помех и наводок, чем для пользователей на границе соты, и поэтому бюджет мощности пользователя, при условии фиксированного максимума мощности передачи на UE, чтобы гарантировать длительную работу от аккумулятора, дает возможность выделения большего числа поднесущих и схем модуляции высшего порядка.
Таким образом, известная структура передающего устройства имеет главный недостаток, заключающийся в неиспользовании возможностей пользователей с высокоскоростным подключением по передаче на большей полосе пропускания. Это обусловлено тем фактом, что, хотя UE может быть близко к базовой станции и хотя только небольшое количество активных пользователей может быть активным в соте, частотно-избирательный канал передачи может иметь глубокие провалы в передаточной функции канала. Если глубокое замирание (провал) включено в выделенные поднесущие, то глубина этого замирания ограничивает полное достижимое качество линии связи при SC-FDMA-передаче, если достаточно поднесущих подвержены меньшему SINR.
Таким образом, эта известная методика имеет главный недостаток, заключающийся в серьезном ограничении частями выделенного частотного спектра с ухудшенным SNR, поскольку именно эти части с ухудшенным SNR определяют выбор AMC-схемы, которая должна быть использована для всей выделенной полосы частотных ресурсов такого передающего устройства UE.
Как можно видеть, в данной области техники есть потребность в методике, допускающей исключение, из выделенного частотного спектра передачи, части спектра, в котором качество канала является плохим.
Следовательно, должно быть преимущественным предоставить методику, которая обеспечивает частотно-избирательный выбор AMC за счет предоставления большего адаптивного выделения частотных ресурсов в зависимости от измеренного качества канала.
Соответственно, настоящее изобретение относится к способу и системе для передачи данных посредством передающего устройства по каналу, имеющему заранее определенную оценку качества канала, при этом изобретение содержит:
a) расщепление входного потока данных, который должен быть передан, на множество субпотоков данных;
b) обработка каждого из этого множества субпотоков данных во множество поднаборов символов посредством выбора определенной схемы кодовой модуляции;
c) обработка, отдельно, каждого из данного множества поднаборов символов через множество отдельных дискретных преобразований Фурье, далее обозначаемых как DFT, чтобы получать множество предварительно кодированных согласно DFT субпотоков данных;
d) выделение каждого предварительно кодированного согласно DFT субпотока данных в блоке частотных ресурсов, через модуль отображения на поднесущие, так что для каждого субпотока данных выбранная схема кодовой модуляции выбирается в зависимости от значений оценки качества канала на частотах ее собственного выделенного блока частотных ресурсов.
В вариантах осуществления изобретения схема кодовой модуляции предпочтительно может быть выбрана из группы, состоящей из следующего:
- схема кодовой модуляции, получаемая посредством варьирования модуляции при заданном кодировании;
- схема кодовой модуляции, получаемая посредством варьирования кодирования при заданной модуляции;
- схема кодовой модуляции, получаемая посредством варьирования и модуляции, и кодирования.
В вариантах осуществления изобретения выделенные блоки частотных ресурсов удобно могут отображаться на одной или более передающих антенн, которые могут быть или реальными или виртуальными.
В вариантах осуществления изобретения модуль отображения на поднесущие преимущественно может комбинировать вместе множество выделенных блоков ресурсов в один частотно-преобразованный сигнал посредством осуществления режима выделения локализованных частотных ресурсов так, чтобы блоки частотных ресурсов были смежными друг другу.
В вариантах осуществления изобретения модуль отображения на поднесущие может удобно комбинировать вместе множество выделенных блоков ресурсов в один отображенный на частоты сигнал (S67) распределенным образом так, чтобы блоки частотных ресурсов выделялись в выбранных позициях в доступном частотном спектре.
В вариантах осуществления изобретения каждый полученный расщеплением субпоток данных предпочтительно может быть передан посредством отличной от других антенны передающего устройства, и каждый предварительно кодированный согласно DFT субпоток данных может быть отдельно отображен посредством модуля отображения на поднесущие в режиме выделения локализованных частотных ресурсов.
В вариантах осуществления изобретения каждый полученный расщеплением субпоток данных преимущественно может быть передан посредством отличной от других виртуальной антенны передающего устройства, и каждый предварительно кодированный согласно DFT субпоток данных отдельно отображается посредством модуля отображения на поднесущие в режиме выделения локализованных частотных ресурсов.
В вариантах осуществления изобретения упомянутая заранее определенная оценка качества канала может быть выбрана из группы, состоящей из следующего:
- оценка передаточной функции по частоте канала;
- оценка отношения "сигнал-шум" в частотной области в приемном устройстве;
- оценка отношения "сигнал-к-помехам-и-шуму" в частотной области в приемном устройстве.
В вариантах осуществления изобретения, чем лучше оценка качества канала на частотах выделенного блока частотных ресурсов, тем более высокой может быть надлежащим образом выбранная схема кодовой модуляции.
В вариантах осуществления изобретения данные могут быть переданы в восходящей линии связи в рамках системы сотовой связи.
В вариантах осуществления изобретения передающее устройство испытывает хорошее качество канала и/или может находиться в непосредственной близости от базовой станции системы сотовой связи.
В вариантах осуществления изобретения приемное устройство передаваемых данных преимущественно может воспринимать принимаемые данные как передаваемые множеством виртуальных пользователей, причем каждый виртуальный пользователь ассоциирован, по меньшей мере, с одним блоком частотных ресурсов, при этом каждый блок частотных ресурсов предварительно кодируется посредством отдельного модуля DFT.
Варианты осуществления согласно предложенному изобретению обеспечивают наличие абонентских устройств, которые не ограничены тем, чтобы передавать исключительно с помощью смежных блоков частотных ресурсов в локализованном режиме.
UE ведет себя, с точки зрения частотного спектра, как множество UE, передающих независимые предварительно кодированные согласно DFT субпотоки данных, разделенные в частотной области (FDMA). За счет этого каждый предварительно кодированный согласно DFT субпоток может использовать отдельную и независимую AMC-схему и, по меньшей мере, частично независимое управление мощностью до тех пор, пока доступный общий бюджет мощности передачи на терминал UE не превышен.
С точки зрения сети, предложенный способ может рассматриваться как результат передачи различных "виртуальных пользователей". Каждый "виртуальный пользователь" ассоциативно связан с независимым частотным блоком, который совместно предварительно кодируется посредством одного DFT. Преимущественно, каждый "виртуальный пользователь" может поддерживать независимые классы QoS, тем самым предоставляя выделение различных AMC-схем для различных классов QoS.
В вариантах осуществления, обеспечивающих многоантенный виртуальный многопользовательский подход, предусмотрена возможность наличия нескольких SC-сигналов, передаваемых от различных антенн передающего устройства, занимающих больше поднесущих в спектре передачи, чем каждое передающее устройство по отдельности, без потери желательного выигрыша по PAPR.
В предложенных вариантах осуществления, когда поднесущие, на которые предварительно кодированный согласно DFT сигнал отображается, подвержены значительной вариативности потерь в тракте передачи или конечного SINR в детекторе, передача отдельно предварительно кодированных согласно DFT сигналов дает возможность адаптации к изменению SINR и, как следствие, выигрышу от этой гибкости.
Предложенные варианты осуществления, за счет предоставления канально-адаптивного выделения ресурсов с масштабируемой степенью детализации, увеличивают спектральную эффективность и пропускную способность, тем самым снижая вероятность простоя.
Предложенные варианты осуществления дают возможность абонентским устройствам согласовывать усиления от канально-адаптивной передачи с уменьшением мощности передачи без нарушения стандартизированной SC-FDMA-схемы. Фактически приемное устройство может декодировать каждый предварительно кодированный согласно DFT субпоток отдельно с помощью соответствующего IDFT после пространственного разделения.
Предложенные варианты осуществления особенно выгодны для UE, испытывающих хорошие характеристики канала, к примеру, UE, находящихся в непосредственной близости от узла B, поскольку таким UE разрешено передавать при более высоких PAPR благодаря их более высокой остающейся мощности передачи в рамках бюджета мощности.
Предложенные варианты осуществления также обеспечивают независимую поддержку различных услуг с различными требованиями QoS. Фактически, например, VoIP-поток, требующий высокое QoS на основе допустимого времени задержки, может преобразовываться в блок частотных ресурсов с хорошей передаточной функцией канала, т.е. в спектральную подчасть, где фактическое SINR является относительно высоким. Вместо этого поток услуг по принципу максимальной эффективности, требующий большей полосы пропускания, может отображаться на блок частотных ресурсов с более плохой передаточной функцией канала, базируясь на дополнительных схемах HARQ и ARQ в случае необходимости повторных передач, т.е., следовательно, эти услуги назначаются в спектральную подчасть, где фактическое SINR является более низким или подвержено изменчивости.
Предложенные варианты осуществления совместимы с известной стандартизированной SC-FDMA-схемой.
Фактически, поскольку известные методики для передачи по восходящей линии связи в 3GPP-LTE реализуют предварительное DFT-кодирование и преобразование в смежные ресурсы в локализованном режиме LM, это гарантируется посредством предложенных вариантов осуществления посредством использования нескольких DFT и посредством наличия пользователя, который передает в нескольких смежных блоках ресурсов, ведущего себя как несколько виртуальных пользователей.
Преимущественно, предложенные варианты осуществления могут быть активированы и/или отключены в системах связи либо посредством абонентского устройства, т.е. посредством класса характеристик UE, либо посредством базовой станции, класса характеристик узла B, либо посредством контроллера сети, т.е. класса характеристик управления сетью.
Предложенные варианты осуществления совместимы с приемным устройством, имеющим только одну антенну, поскольку передающее UE воспринимается как несколько UE, разделенных посредством DFT согласно SC-FDMA-подходу.
Предложенные варианты осуществления дают возможность, в SC-FDMA-схеме с несколькими несущими, выделения оставшихся спектральных ресурсов, которые могут быть доступными в других частях спектра и которые не являются смежными с другими частотными ресурсами, для передающего пользователя.
Предложенные варианты осуществления дают возможность расщепления потоков сигналов передающего устройства на несколько SC-FDMA-субпотоков, размещенных вне рамок провала, возможно, присутствующего в передаточной функции канала, тем самым достигая значительно более высокой пропускной способности.
Изобретение далее описывается в предпочтительных, но не исключительных вариантах осуществления со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых
Фиг.1 - блок-схема, схематично иллюстрирующая примерную структуру передающего устройства (предшествующий уровень техники);
Фиг.2 - график, схематично иллюстрирующий график оценки качества канала для примерного передающего устройства по фиг.1 (предшествующий уровень техники);
Фиг.3 - схематическая иллюстрация операций модуля преобразования поднесущих (предшествующий уровень техники);
Фиг.4 - блок-схема, схематично иллюстрирующая примерную структуру передающего устройства согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения;
Фиг.5 - график, схематично иллюстрирующий примерную оценку качества канала для примерной передачи по фиг.4;
Фиг.6 - блок-схема, схематично иллюстрирующая примерную структуру передающего устройства согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения;
Фиг.7 - график, схематично иллюстрирующий пример оценки качества канала для примерного передающего устройства по фиг.6;
Фиг.8 - блок-схема, схематично иллюстрирующая примерную структуру передающего устройства согласно третьему варианту осуществления настоящего изобретения;
Фиг.9 - график, схематично иллюстрирующий примерный график SINR для примерного передающего устройства по фиг.8.
Фиг.1, 2 и 3 уже описаны в предыдущих разделах.
Фиг.4, состоящий из фиг.4a и 4b, является блок-схемой, схематично иллюстрирующей примерную структуру передающего устройства согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения.
Входной сигнал S40 данных расщепляется на три входных субпотока S40a, S40b, S40c данных посредством модуля S2P преобразования из последовательной формы в параллельную. Каждый из множества субпотоков S40a, S40b, S40c данных по отдельности кодируется и модулируется, посредством модулей SYM1, SYM2, SIMj, в поток S41, S42, S43 поднабора символов данных посредством выбора, для каждого отдельного субпотока S40a, S40b, S40c данных, специального уровня AMC-схемы BPSK, QPSK, 16-QAM, как описано ниже. В контексте этого изобретения под терминами "AMC-схема" или "схема кодовой модуляции" подразумевается схема, полученная посредством варьирования одной или обеих составляющих из модуляции, к примеру, BPSK, QPSK, 16-QAM, и кодирования, к примеру, сверточного кодирования, кодирования Рида-Соломона или турбокодирования с переменными кодовыми скоростями, к примеру, 1/6, 1/3, 1/2, 2/3, 3/4, 8/9. Достигнутая пропускная способность или скорость зависят от комбинации этих двух составляющих, т.е. модуляции и кодирования. Для простоты, в нижеследующих примерах только модуляция BPSK, QPSK, 16-QAM варьируется, а кодирование рассматривается как заданное. Тем не менее, специалисты в данной области техники легко поймут, что в дополнительных вариантах осуществления согласно настоящему изобретению также может варьироваться кодирование отдельно или в комбинации с модуляцией.
1
2
j
Каждый поток S41, S42, S43 поднабора символов данных обрабатывается по отдельности посредством DFT-модуля DF1, DF2, DFTj определенного размера K, K, K, с тем чтобы получать множество предварительно кодированных согласно DFT субпотоков S44, S45, S46 данных.
Все предварительно кодированные согласно DFT субпотоки S44, S45, S46 данных комбинируются вместе в частотной области на входе IFFT, каждый в выделенном блоке RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов без перекрытия частот, через модуль SCM отображения на поднесущие в отображенный на частоты сигнал S47.
На фиг.4 последующая обработка, выполняемая посредством IFFT-модуля IFFT и посредством CPA-модуля CPA, является такой же, как обработка, описанная выше для фиг.1.
На фиг.4 и 5 выделение каждого блока RB1, RB2, RB5 частотных ресурсов выполняется посредством модуля SCM отображения на поднесущие так, чтобы для каждого субпотока S40a, S40b, S40c данных выбранный уровень схемы модуляции BPSK, QPSK, 16-QAM соответствовал, в лучшем случае, уровню SINR блока RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов каждого из входных субпотоков S40a, S40b, S40c. Модуль SCM отображения на поднесущие работает в обобщенном локализованном режиме так, что различные блоки RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов являются смежными друг другу (см. фиг.5).
Как проиллюстрировано на фиг.5, оптимальная модуляция и кодирование выбираются в зависимости от достижимого SINR в приемном устройстве в выделенном блоке RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов.
Блок RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов - это набор заранее заданных поднесущих, который интерпретируется как один ресурс и совместно выделяется одному пользователю. Блок RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов предпочтительно может быть образован небольшим количеством смежных поднесущих, но также может быть образован и любым возможным распределением поднесущих среди всех доступных поднесущих. Таким образом, при предоставлении небольшому числу смежных поднесущих аналогичного SINR, они могут быть интерпретированы посредством планировщика ресурсов как один ресурс с аналогичным качеством канала, чтобы уменьшать объем обратной связи для выделения поднесущих. В LTE-системах единица, состоящая, к примеру, из 12 или 25 поднесущих, типично интерпретируется как один блок частотных ресурсов.
Как показано на фиг.4a, каждый входной субпоток S40a, S40b, S40c может иметь отличную от других схему модуляции, к примеру, первый входной субпоток S40a имеет схему модуляции BPSK, второй входной субпоток S40b имеет схему модуляции QPSK, а третий входной субпоток S40c имеет схему модуляции 16-QAM. Фактически каждая схема модуляции оптимизируется в зависимости от частотной передаточной функции SINR в конкретной области SINR, как показано на фиг.5.
Непрерывная линия по фиг.5 показывает примерный график SINR SINRp для примерного передающего устройства по фиг.4. Из фиг.5 видно, что кривая SINR SINRp первого блока RB1 ресурсов является плохой, так что предпочтительно выбирается более низкий уровень модуляции, к примеру, модуляция BPSK. В отличие от этого кривая SINR SINRp третьего блока ресурсов RB2 является хорошей, так что предпочтительно выбирается более высокий уровень модуляции, к примеру, модуляция 16-QAM. При этом кривая SINR SINRp второго блока ресурсов RB2 находится на среднем уровне, так что средний уровень модуляции, к примеру, QPSK представляет предпочтительное соответствие.
На фиг.5 пунктирная линия показывает график SINR, полученный для передающего устройства, имеющего один DFT-модуль DFT, как в примере предшествующего уровня техники по фиг.1. Разность SL5 уровней графика SINR SINRp между непрерывной и пунктирной линией является результатом увеличенного PAPR.
Фиг.6, состоящая из фиг.6a и 6b, является блок-схемой, схематично иллюстрирующей примерную структуру передающего устройства согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения.
Входной сигнал S60 данных расщепляется на три входных субпотока S60a, S60b, S60c данных посредством модуля S2P преобразования из последовательной формы в параллельную. Каждый из множества субпотоков S60a, S60b, S60c данных по отдельности модулируется и кодируется, посредством модулей SYM1, SYM2 и SYMj, в поток S61, S62, S63 поднабора символов данных посредством выбора, для каждого отдельного субпотока S60a, S60b, S60c данных, специального уровня AMC-схемы QPSK, QPSK, 16-QAM.
1
2
j
Каждый поток S61, S62, S63 поднабора символов данных обрабатывается по отдельности посредством DFT-модуля DF1, DF2, DFTj определенного размера K, K, K, с тем чтобы получать множество предварительно кодированных согласно DFT субпотоков S64, S65, S66 данных.
Все предварительно кодированные согласно DFT субпотоки S64, S65, S66 данных комбинируются вместе в частотной области на входе IFFT, каждый в выделенном блоке RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов, через модуль SCM отображения на поднесущие, отображенный на частоты сигнал S67.
Также на фиг.6b последующая обработка, выполняемая посредством IFFT-модуля IFFT и посредством CPA-модуля CPA, является такой же, как обработка, описанная выше для фиг.1.
На фиг.6 и 7 выделение каждого блока RB1, RB2, RB5 частотных ресурсов выполняется посредством модуля SCM отображения на поднесущие так, чтобы для каждого субпотока S60a, S60b, S60c данных выбранный уровень схемы модуляции BPSK, QPSK, 16-QAM соответствовал, в лучшем случае, уровню качества канала на частотах блока RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов каждого из входных субпотоков S40a, S40b, S40c. Модуль SCM отображения на поднесущие работает обобщенным распределенным способом так, что различные блоки RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов выделяются в надлежащим образом выделенных позициях в рамках доступного частотного спектра (см. фиг.7). Способ распределенного выделения по этому варианту осуществления, отличный от распределенного режима DM предшествующего уровня техники, проиллюстрированного на фиг.3, означает, что позиции блоков RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов свободно выбираются в доступном частотном спектре и не обязательно должны быть ограничены равноотстоящими позициями, поскольку это, наоборот, является случаем распределенного режима DM по фиг.3 предшествующего уровня техники.
Блоки RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов предпочтительно находятся в частотах, где график SINR имеет более высокие уровни, и преобразуются в локализованном режиме для каждого RB. К тому же, как пояснено в описании первого варианта осуществления, оптимальная схема кодирования и модуляции выбирается в зависимости от достижимого SINR в приемном устройстве в выделенном блоке RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов.
Аналогично фиг.5 разность SL7 уровней графика SINR SINRp между непрерывной и пунктирной линиями является результатом увеличенного PAPR.
Оба варианта осуществления предложенных схем передачи SC-FDMA с несколькими несущими используют преимущества возможности выполнять адаптивную передачу по частотно-избирательному каналу, тем самым обеспечивая прирост пропускной способности в частотно-избирательных каналах за счет предоставления адаптации AMC-схемы к SNR постдетектора.
Первый вариант осуществления имеет дополнительное преимущество в том, что модуль SCM отображения на поднесущие, посредством выполнения локализованного выделения ресурсов LM, сохраняет уменьшенный PAPR несмотря на снижение SL5 PAPR, вызываемое посредством использования нескольких DFT-модулей DFT1, DFT2, DFT3.
Второй вариант осуществления имеет дополнительное преимущество в том, что блоки RB1, RB2, RB3 ресурсов могут быть размещены в любом месте в рамках всей доступной полосы пропускания передачи, тем самым обеспечивая более гибкое управление радиоресурсами, а также выигрывая в разнесении в сравнении с внутриканальными помехами от соседних сот.
Фиг.8, состоящая из фиг.8a и 8b, является блок-схемой, схематично иллюстрирующей примерную структуру передающего устройства согласно третьему варианту осуществления настоящего изобретения.
Передающее устройство по фиг.8 - это многоантенное передающее устройство, т.е. передающее устройство UE может выполнять передачу с помощью различных антенн, к примеру, в сценарии по фиг.6 предусмотрено 3 антенны передающего устройства.
Входной сигнал S80 данных расщепляется на три входных субпотока S80a, S80b, S80c данных посредством модуля S2P преобразования из последовательной формы в параллельную. Каждый из множества субпотоков S80a, S80b, S80c данных по отдельности модулируется и кодируется, посредством модулей SYM1, SYM2, SYMj, в поток S81, S82, S83 поднабора символов данных посредством выбора, для каждого отдельного субпотока S80a, S80b, S80c данных, использования одинакового специального уровня AMC-схемы 16-QAM для всех трех антенн.
1
2
j
Каждый поток S81, S82, S83 поднабора символов данных обрабатывается по отдельности посредством DFT-модуля DF1, DF2, DFTj определенного размера K, K, K, с тем чтобы получать множество предварительно кодированных согласно DFT субпотоков S84, S85, S86 данных.
Каждый предварительно кодированный согласно DFT субпоток S84, S85, S86 данных независимо и отдельно выделяется в частотной области, в блоке RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов, через модуль SCM отображения на поднесущие, в частотно преобразованный сигнал.
Также на фиг.8b, последующая обработка, выполняемая посредством IFFT-модуля IFFT и посредством CPA-модуля CPA, является такой же, как обработка, описанная выше для фиг.1.
На фиг.8 и 9, выделение каждого блока RB1, RB2, RB5 частотных ресурсов выполняется посредством каждого из модулей SCM отображения на поднесущие так, чтобы для каждого субпотока S80a, S80b, S80c данных выбранный уровень схемы модуляции соответствовал, в лучшем случае, уровню качества канала на частотах блока RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов каждого из входных субпотоков S40a, S40b, S40c. В частности, в примере по фиг.9 выбранная схема модуляции - это 16-QAM для всех трех блоков RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов, потому что соответствующие графики SINR P1, P2, P3, на рассмотренных частотах, разрешают это.
Каждый из модулей SCM отображения на поднесущие работает в локализованном режиме LM, потому что каждый из различных предварительно кодированных согласно DFT блоков RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов принадлежит отличной от других антенне передающего устройства. Блоки RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов предпочтительно находятся в полосах частот, где графики SINR P1, P2, P3 имеют высокие уровни.
Оптимальная модуляция и кодирование выбираются в зависимости от достижимого SINR в приемном устройстве в конкретном выделенном блоке RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов.
На фиг.9 три кривые P1, P2, P3 представляют фактический SINR, достигаемый с данным типом приемного устройства из каждой из трех передающих антенн в антенне приемного устройства, при условии, что базовая станция имеет, по меньшей мере, одну антенну приемного устройства. Как правило, выделение ресурсов определяется посредством качества канала между антенными парами приемо-передающего устройства. Выделенные блоки ресурсов снова находятся на пиках каждой кривой SINR P1, P2, P3, но, в отличие от предыдущих двух вариантов осуществления, в этом третьем варианте осуществления с многоантенным сценарием каждая антенна может использовать максимальную мощность на блок RB1, RB2, RB3 ресурсов, поскольку PAPR для каждого передающего устройства не изменяется. Кроме того, в этом третьем варианте осуществления потери PAPR не должны быть понесены, когда каждая антенна передающего устройства передает только один предварительно кодированный согласно DFT сигнал S84, S85, S86. Фактически для каждой антенны каждый предварительно кодированный согласно DFT субпоток S84, S85, S86 данных преобразуется в смежные поднесущие в локализованном режиме LM, даже если все выделенные ресурсы RB1, RB2, RB3 распределены по спектру. Планировщик назначает ресурсы, где качество канала имеет максимальные значения и SINR максимален.
Для этого третьего варианта осуществления одно UE, имеющее несколько антенн передающего устройства, допускает извлечение выгоды из выигрыша от многопользовательского разнесения, даже если узел B использует меньше антенн приемного устройства, чем UE использует антенн передающего устройства. Таким образом, UE, имеющее три антенны передающего устройства, может отправлять три предварительно кодированных согласно DFT потока с оптимальным AMC при оптимальных ресурсах.
Подводя итог вышесказанному, в трех предложенных вариантах осуществления согласно настоящему изобретению одно UE передает несколько предварительно кодированных согласно DFT блоков RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов в рамках всего спектра передачи и в одном временном слоте. Каждый выделенный блок RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов предварительно кодируется согласно DFT по отдельности, и он может использовать отдельную, индивидуальную, специальную AMC-схему.
Первые два варианта осуществления оптимально реализуются для пользовательского оборудования, испытывающего хорошие характеристики канала, и поэтому позволяют выделять более широкую полосу пропускания, т.е. много блоков RB1, RB2, RB3 частотных ресурсов вследствие своего свободного бюджета линии связи. Преимущественно, прирост пропускной способности от канально-адаптивной передачи в частотной области может быть согласован с возрастанием PAPR, что не является критическим вопросом для этих типов пользователей.
Кроме того, поскольку эти типы пользователей могут выделять дополнительные частотные ресурсы, которые не обязательно должны быть последовательными, это приводит к более гибкой канально-адаптивной диспетчеризации ресурсов для других пользователей, которые подвержены плохим оценкам частоты канала, к примеру, пользователей на границе соты, которые серьезно страдают от превышения бюджета линии связи вследствие потерь в тракте передачи, ослабления внешних наводок и помех. Пользователи на границе соты вследствие необходимости подключения на значительной дальности используют главным образом преимущества от низкого PAPR для SC-передачи. PAPR является особенно низким для модуляций низшего порядка, к примеру, BPSK и QPSK, которые оптимально подходят при низком SINR, испытываемым пользователями на границе соты. Пользователи рядом с базовой станцией, которые не претерпевают такого ограниченного бюджета линии связи, как пользователи на границе соты, могут сосредоточиться на максимально возможной пропускной способности, но, к примеру, модуляция высшего порядка уже увеличивает PAPR при SC-передаче.
Третий вариант осуществления может быть реализован пользователями, подверженными любому типу состояния канала, к примеру, от низких до высоких потерь в тракте передачи, поскольку уменьшенный PAPR, полученный с помощью одного предварительного DFT-кодирования, сохраняется.
i
1
j
N
Во всех трех проиллюстрированных примерах сумма по всем K=K, ..., K равняется K в примере передающего устройства предшествующего уровня техники.
Специалисты в данной области техники легко поймут, что в дополнительных предложенных вариантах осуществления согласно настоящему изобретению входной сигнал данных может быть расщеплен на любое число сигналов, отличное от трех. Кроме того, уровень модуляции в дополнительных вариантах осуществления может быть любым другим, отличным от BPSK, QPSK, 16-QAM или 64-QAM.
Кроме того, в дополнительных вариантах осуществления нескольких антенн передающего устройства могут быть реализованы такие схемы передачи, в которых, по меньшей мере, одна из антенн передающего устройства передает более одного предварительно кодированного согласно DFT сигнала.
Другой дополнительный вариант осуществления может включать в себя идею виртуальных антенн с формированием диаграммы направленности. В этом контексте так называемая "виртуальная антенна" получается, когда сигнал, который должен быть передан, расщепляется в нескольких идентичных копиях, которые затем передаются когерентно по нескольким антеннам, включая возможные комплексные множители в качестве мультипликативных весовых коэффициентов для каждой антенны. Диаграмма направленности излучения, передаваемая от каждой антенны, накладывается после передачи, и поскольку они передаются когерентно, формирует совместную диаграмму направленности антенны, которая выглядит для постороннего наблюдателя как одна антенна со специальной диаграммой направленности излучения (диаграммой направленности антенны).
При условии K передающих антенн можно формировать до K декоррелированных диаграмм направленности антенны, которые затем могут быть обработаны как K виртуальных антенн, каждая из которых может передавать независимое сообщение в эфир. Если только одна из возможных k виртуальных антенн используется, то мощность K передающих антенн может быть когерентно суммирована, чтобы сформировать луч в определенном направлении, к примеру, пользователь на границе соты может передавать свои данные в направлении, которое принимается посредством базовой станции с хорошим SINR.
Подводя итог вышесказанному, в различных вариантах осуществления настоящего изобретения выделенные блоки (RB1, RB2, RB3) частотных ресурсов могут быть отображены на одну или более действительных или виртуальных передающих антенн.
Без ущерба для базовых принципов изобретения, подробности и варианты осуществления могут варьироваться, даже существенно, в отношении того, что описано только в качестве примера, без отступления от объема изобретения, определяемого прилагаемой формулой изобретения.
Ниже приводятся некоторые примерные варианты стратегии, которые могут быть реализованы для пользователей, подверженных определенным данным условиям.
Если пользователь может поддерживать только небольшое число поднесущих с модуляцией низшего порядка, к примеру, BPSK, QPSK, например, пользователь соты, имеющий ограниченный бюджет мощности, предлагается реализовать передающее устройство с одним предварительным кодированием согласно DFT с фильтрацией/формированием сигнала, к примеру, с фильтрацией со сглаживанием спектра по закону приподнятого косинуса, чтобы получать низкий PAPR для SC-сигнала, как известно из способов предшествующего уровня техники.
Если пользователь находится близко к базовой станции и использует небольшую полосу частот, только небольшое число смежных блоков ресурсов с высокой модуляцией, к примеру, 16 QAM или 64-QAM, предлагается реализовать передающее устройство с предварительным DFT-кодированием, но без спектральной фильтрации, чтобы использовать больше поднесущих для передачи данных. Фактически в этом случае небольшое увеличение PAPR компенсируется за счет более свободного бюджета линии связи (более низких потерь в тракте передачи).
Если пользователь, который испытывает хорошие характеристики канала, к примеру, пользователь, находящийся рядом с базовой станцией, может использовать много смежных блоков ресурсов, то предложенная стратегия заключается в том, чтобы реализовать первый вариант осуществления настоящего изобретения, с несколькими предварительно кодированными согласно DFT потоками без какой-либо фильтрации, но используя вышеупомянутые преимущества частотно-зависимой адаптивной модуляции и кодирования.
Если пользователь находится рядом с BS, но смежные блоки ресурсов недоступны, однако блоки ресурсов остаются где-либо в спектре, то предложенная стратегия заключается в том, чтобы использовать второй вариант осуществления настоящего изобретения.
Чтобы использовать все эти стратегические режимы, пользователю может быть разрешено сообщать, что он может выполнять передачу с и без фильтрации и что он может поддерживать виртуальную многопользовательскую схему передачи.
Преимуществами является более высокая индивидуальная пропускная способность для пользователя и большая гибкость для планировщика ресурсов в базовой станции, поскольку строгое требование того, чтобы все ресурсы для одного пользователя находились на смежных поднесущих в одном временном слоте, не требуется больше без потери преимуществ SC-FDMA-передачи.
Список используемых аббревиатур
3GPP - партнерский проект в области систем связи третьего поколения
AMC - адаптивная модуляция и кодирование
ARQ - автоматический запрос на повторную передачу
BER - частота ошибок по битам
CDMA - множественный доступ с кодовым разделением каналов
DFT - дискретное преобразование Фурье
FDMA - множественный доступ с частотным разделением каналов
HARQ - гибридный автоматический запрос на повторную передачу
IFFT - обратное быстрое преобразование Фурье
ISI - межсимвольные помехи
LTE - долгосрочное развитие
MIMO - со многими входами и многими выходами
MMSE - минимальная среднеквадратическая ошибка
MRC - комбинирование с максимальным отношением
OFDM - мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов
PAPR - отношение пиковой мощности к средней мощности
QoS - качество обслуживания
QPSK - квадратурная фазовая манипуляция
RRM - управление радиоресурсами
SC-FDMA - множественный доступ с частотным разделением каналов с одной несущей
SIC - последовательное подавление помех
SC - с одной несущей
SINR - отношение "сигнал-к-помехам-и-шуму"
SNR - отношение "сигнал-шум"
UE - пользовательское оборудование
UMTS - универсальная система мобильной связи
VoIP - "речь-поверх-IP"