Декомпозиция корреляционного приёмника в соответствии с требуемой глубиной диагностирования

УДК 621.317

ДЕКОМПОЗИЦИЯ КОРРЕЛЯЦИОННОГО ПРИЁМНИКА В СООТВЕТСТВИИ С ТРЕБУЕМОЙ ГЛУБИНОЙ ДИАГНОСТИРОВАНИЯ

КРИВЕНКО С. А.

Предлагается один из возможных подходов к решению задачи технической диагностики радиоэлектронных систем, в соответствии с которым необходим выбор вектора информативных признаков диагностирования.

Понятие декомпозиции и методы, построенные на его основе, являются одним из наиболее мощных инструментов, используемых при решении системных задач. Это положение находит свое отражение и в математической теории систем. В связи с существенно различными аспектами проблемы декомпозиции рассмотрение их в рамках одной статьи представляется нецелесообразным. Некоторые вопросы, по существу относящиеся к проблеме декомпозиции, изложены в [2].

Подходы, связанные с использованием декомпозиции систем, могут быть классифицированы. Это прежде всего классическое представление о декомпозиции систем, связанное с декомпозицией отношений и отображений. Оно явно следует из определения системы, рассматриваемой как отношение над декар -товым произведением множеств. Такой подход в известной мере является основой для последующих подходов, приводящих, как правило, к более конструктивным выводам по сравнению с классическим подходом.

Декомпозиция находит наиболее существенное развитие при каноническом разложении различных отношений и функций, описывающих систему. К этому представлению примыкает диакоптика, рассматриваемая в следующем смысле [3]. Диакоптика относится к системе с большим числом переменных, которая по определенным правилам разделяется на малые подсистемы с их последующим рассмотрением как изолированных. В процессе диакоптики производится учет физических свойств рассматриваемой системы, что, очевидно, несколько ограничивает общность применяемых методов.

Основой разделения на подсистемы являются такие характерные особенности, как симметрия, тождественные элементарные конструкции и т.д. Особенность диакоптики — объединение дискретного анализа, базирующегося на представлении о графах системы, с непрерывным. В частности, производится совместное рассмотрение как релейных систем, так и линейных цепей в рамках единых моделей. В целом можно считать, что аппарат диакоптики находится на стыке математических и эвристических методов теории систем.

Наконец, заслуживают внимания методы декомпозиции, связанные с необходимостью решения задачи синтеза систем. Между тем в соответствии с ранее определенным подходом от высшего к низшему исходными (априори заданными) являются общие свойства системы. Поэтому существенным ока-

зывается процесс членения общего на элементы. Адекватный этому процессу математический аппарат должен в известной степени быть обратным относительно представлений, связанных с анализом систем. Соответствующие математические определения, их развитие и интерпретация применительно к конечномерным системам детально излагаются в [4]. Общий подход может быть использован при анализе и синтезе конкретных систем технической диагностики. Многообразие таких систем и их индивидуальных особенностей затрудняет рассмотрение различных систем технической диагностики в рамках одной работы. В соответствии с этим дальнейшее изложение проводится применительно к наиболее характерному базовому примеру. В качестве такого примера целесообразно выбрать корреляционный приемник сигналов спутниковой радионавигационной системы “NAVSTAR”, реализованный на комплекте микросхем английской фирмы “GEC PLESSE SEMICONDUCTORS”. Это связано с тем, что в корреляционном приемнике, с одной стороны, достаточно полно проявляются системные свойства, что позволяет иллюстрировать рассмотренные ранее по -ложения [ 1], а с другой — современная радиотехническая специфика оптимального корреляционного приемника находит наибольшее отражение.

Ерамотное построение системы технической диагностики корреляционного приемника невозможно без рассмотрения алгоритмов его функционирования.

Функциональная схема приемника спутниковой радионавигационной системы “NAVSTAR” приведена на рис.1.

Рис. 1. Функциональная схем а приемни ка

Корреляционный приемник спутниковой радионавигационной системы использует 5 промежуточных частот. Первые четыре каскада преобразования частоты выполнены на одной микросхеме GP2010/2015, причем четвертое преобразование частоты осуществляется при аналого-цифровом преобразовании сигнала третьей промежуточной частоты с частотой дискретизации 40/7 МЕц. Последнее пони-

РИ, 1998, № 3

13

жение частоты осуществляется в цифровом корреляторе, выполненном на микросхеме GP2021, где квадратурные выходные сигналы цифрового генератора несущей частоты смешиваются с оцифрованным сигналом промежуточной частоты, полученным из сигнала спутниковой системы “NAVSTAR”, для того, чтобы сформировать синфазный и квадратурный выходные эффекты оптимального приемника в основной полосе пропускания. Канал первичной цифровой обработки реализован на микросхеме GP2021 производства английской фирмы GEC PLESSE SEMICONDUCTORS [5].

Микросхема имеет 12 независимых каналов корреляции, конфигурируемых для любых спутников радионавигационной системы. Микросхема GP2021 совместима с 16- и 32-разрядными микропроцессорами, имеет два последовательных универсальных ин -терфейса типа RS-232 и часы реального времени, формирует импульс “1 секунда”, привязанный к UTS.

Микросхема содержит логику управления памятью для микропроцессора ARM60 и потребляет мощность 150 мВт.

Функциональная схема микросхемы GP2021 приведена на рис. 2.

Рис. 2. Функциональная схема GP 2021

Микросхема GP2021 принимает двухбитные цифровые сигналы от микросхемы GP2010 и формирует два программируемых прерывания для выборки накопленных данных слежения и обнаружения. Необходимая для коррелятора тактовая частота 40 МЕц поступает от микросхемы GP2010. Микропроцессорный интерфейс GP2021 совместим с 16- и 32-битными микропроцессорами. Два независимых универсальных последовательных интерфейса (УПИ) имеют программируемые разряды данных, для обоих скорость передачи и приема информации от 300 до 768 Кбод. К интерфейсу обращаются посредством запроса.

Часы реального времени (ЧРВ) используют кварцевый резонатор с резонансной частотой 32 кЕц и могут поддерживать эталонное время при выключении питания микросхемы GP2021. Это позволяет уменьшить время поиска посредством прогнозирования спутниковой видимости и доплеровского сдвига

частоты для оцененного местоположения приемника. При счете секунд и емкости накопителя 24 бита ЧРВ обеспечивают диапазон шкалы приблизительно 194 дня. Блок ЧРВ реализует также функцию Wachdog, которая сбрасывает чип, если к нему не обращаются приблизительно 2 секунды. Функция Wachdog может быть выключена.

Управление питанием и сбросом микросхемы GP2021 осуществляет специальный блок из ее состава, при этом микросхема имеет режим выключения питания, в котором питающее напряжение понижается до 2,2 В (минимум). В этом режиме все функции GP2021 выключены, кроме функций ЧРВ. Во время выключения питания часы поддерживаются до кон -ца текущего цикла и все входы (кроме используемых блоком управления питанием и сбросом) приведены к известным логическим уровням.

Для того чтобы сигнал был обнаружен, фаза кода и частота опорного сигнала должны соответствовать фазе кода и несущей частоте принимаемого сигнала до такой степени, при которой выходной эффект коррелятора будет выше порога обнаружения. Каждый из 12 модулей слежения микросхемы GP2021 выполняет поиск, проверяя все возможные задержки для ряда значений частоты, пока сигнал не будет обнаружен.

Захват по задержке ПСП достигается с помощью петли слежения за задержкой. Захват по несущей частоте достигается с помощью петли автоподстройки по частоте. Если сигнал обнаружен, задержка ПСП и частота сигнала петли слежения соответствуют параметрам принимаемого сигнала.

Результаты слежения по частоте используются для помощи петле слежения по задержке ПСП.

Для поиска ПСП по задержке формируется скользящая точная копия принимаемого кода. Цифровой генератор опорного кода запрограммирован на несколько более высокую тактовую частоту ПСП по сравнению с ожидаемой тактовой частотой так, чтобы опорный и принимаемый коды “скользили“ относительно друг друга во времени.

Запрограммированное смещение тактовой частоты дает скорость скольжения 0,25 элемента ПСП в миллисекунду. Решение об обнаружении сигнала принимается только в том случае, если выходной эффект коррелятора превышает порог на любых трех из четырех последовательных интервалах анализа. Полный кодовый поиск (1023 элемента ПСП) на данной частоте занимает приблизительно 4 с. Шаг поиска по частоте равен 500 Ец. Поэтому максимальное время поиска по частотному пространству ±45 кЕц и по задержке в пределах цикла ПСП с помощью всех доступных 45 корреляторов для двадцати четырех спутников займет приблизительно 384 с.

При повторных включениях, когда координаты КА и НКА “NAVSTAR” известны, поиск ведется только по задержке и занимает 4 с.

Текущий выходной эффект Z2 получают посредством суммирования квадратов накоплений квадратурного Q и синфазного I каналов. Когда величина Z2 превышает установленный порог, сигнал считается обнаруженным. Пороговое значение выходного эффекта Z2 определено для произведения сигналов с выхода микросхемы GP2010 и цифрового генератора несущей частоты при приеме шума без сигнала. Схема автоматического регулирования микросхемы

14

РИ, 1998, № 3

GP2010 построена так, что уровень выходного сигнала имеет распределение, соответствующее таблице.

Уро- вень Процент от времени Состояние 1 -го бита «Sign» Состояние 2-го бита «Mag»

+3 15 1 1

+1 35 1 0

-1 35 0 0

-3 15 0 1

Сигнал цифрового генератора несущей частоты имеет следующее распределение в одном цикле: +2; +2; +1; -1; -2; -2; -1; +1.

Средний квадрат произведения этой последовательности и случайной, шумовой, последовательности -1, +1 на интервале интегрирования коррелятора в пределах номинального периода ПСП, т.е. 1 мс, равен

обнаружения или подсказки. Дискриминационная характеристика формируется как разность двух сигнальных функций, одна из которых сдвинута на 1/ 2 элемента ПСП. Текущая ошибка фазы кода равна: EML = Z2c — Z2n , где Z2c — текущий выходной эффект канала слежения; Z2n — текущий выходной эффект канала обнаружения или подсказки.

Так как нуль дискриминатора смещен на 1/4 элемента ПСП, после захвата следящий канал номинально опережает на 1/4 элемента канал обнаружения.

Петля кодового слежения использует петлю фазовой автоподстройки.

Функция передачи разомкнутой петли

Y(s) / X(s) = G(s) = (T2S + 1) / Txs, где Ti > T2 > 0, иначе: Tis Y(s) = (T2s + 1) X(s).

Это выражение во временной области дает

T, — = T,-^ + х.

dt

dy

По интервалу выборки отсчетов DT:

22 + 22 + 12 + 12 + 22 + 22 + 12 + 12 ЛГ1

А1 =-----------------------------------N1 =

8

= 2,5 • 4000 = 10000,

где N1 = 5,714 х 106 х 10-3 х 0,7 = 4000 - среднее количество отсчетов ±1 на интервале 1 мс при тактовой частоте 5,714 МГц.

Аналогично, для случайной последовательности ±3 ( таблица ):

А3 = (2 • 3)2 + (2 • 3)2(1 • 3)2(1 • 3)2 ^ N3 +

8

+ (2 • 3)2 + (2 • 3)2(1 • 3)2(1 • 3)2 ^ N3 ^

8 ~

И 22,5 х1714,27 и 38571.

Таким образом, средний квадрат корреляционной суммы, накапливаемой в одном канале за 1 мс при приеме шума без сигнала, составит

Y2Hm = A1 + A3 = 10000 + 38571 = 48571, и соответствующий выходной эффект в среднем равен

Z2Hm = 12к + Q2k = 48571 + 48571 = 97142.

Для надежного обнаружения сигнал должен превышать шум, по крайней мере, на 6 дБ. Это соответствует порогу обнаружения #пор = 97142 х 4 = 388568, а вероятность ложной тревоги на интервале 1с в первом приближении можно рассчитать по формуле

(

exp

°,5I Zncp / Znw 1

P =

^LT

Zncp / Znw 1

2

1

1

0,001.

На интервале 4 мс вероятность ложной тревоги не превысит 4х10-9.

Для слежения за задержкой ПСП используется вычитающий дискриминатор. Следящий канал коррелятора опережает на 1/2 элемента ПСП канала

dy = Уі - yi-1 _ dx = xi - xi-1 dt AT ; dt AT .

Захват и отслеживание несущей частоты принимаемого сигнала осуществляется с помощью петли частотной автоподстройки второго порядка, которая имеет нулевую ошибку установившегося состояния при постоянной скорости изменения частоты, устойчива к помехам и имеет хорошие динамические характеристики. После захвата она помогает петле слежения за задержкой ПСП, так как отношение тактовой частоты кода к несущей частоте постоянно.

Частотный дискриминатор формирует оценки ошибки путем перекрестной обработки результатов накоплений I, Q в квадратурных каналах на смежных циклах длительностью 1 мс (при условии, что в смежных циклах фаза сигнала не меняется на р, т.е. отсутствует переход бита

даННЫХ): DfK = QK 1к-1 1к QK-1.

Основания для этого следующие.

Тангенс фазового угла вектора несущей частоты

равен tg9

Q

При отклонении частоты цифрового

управляемого генератора несущей от частоты принимаемого сигнала необходимо сформировать сигнал ошибки, пропорциональный скорости изменения угла рассогласования:

• 2 IQ - QI

ф = cos ф------

Q2 .

Поскольку cos j пропорционален Q, последнее выражение можно записать в виде ф = IQ - QI),

где а — константа. Представив производные I и Q через приращения выходных эффектов квадратурных каналов в смежных циклах А1к= 1к-1 — 1к-1 и AQk= Qk — Qk-1, сигнал ошибки є можно записать в виде є = AIk Qk — AQk Ik МЛи є = IkQk-1 — Ik-1Qk.

Границы бита данных длительностью 20 мс определяются посредством раздельного суммирования выходных эффектов Ik и Qk на скользящих интервалах 20 мс, вычисления суммы (EIk)2 + (EQk)2 для каждого из возможных двадцати значений эпохи 1 мс кода. Эпоха, соответствующая самому большому

РИ, 1998, № 3

15

результату накопления суммы (£IK)2 + (£QK)2 в течение 2 с принимается за временную границу бита данных.

Далее 1 мс счетчик эпох сбрасывается в нуль на границах битов данных. Моменты переходов бита данных непрерывно контролируются.

Синхронизация структуры данных достигается при поиске следующих параметров, содержащихся в TLM и HOW словах, включающих 60 последовательных битов данных (2 слова):

TLM преамбула (100010І1);

HOW подструктура ID (от 1 до 5);

HOW нулевые биты (биты 29 и 30).

Если все указанные выше данные найдены и 2 слова проходят проверку, тогда 20 мс счетчик эпох также засинхронизован. Этот счетчик должен фиксировать нуль в начале каждой подструктуры и биты 10 в конце второго слова (HOW слова). Если последние действительно 10, то структура засинхронизо-вана. Если эти биты не 10, процесс синхронизации повторяется.

В каждом интервале времени TIC в каждом активном канале формируются следующие данные, которые используются при решении навигационной задачи:

данные ЦИ;

номер спутника, работающего с данным каналом;

регистры индекса эпохи (1 мс и 20 мс индексы эпохи) в пределах 1 с;

регистр фазы цифрового генератора кода (число 1/2 элементов ПСП);

регистр фазы цифрового генератора кода (дробная часть фазы ПСП);

счетчик количества нулей сигнала несущей между двумя сигналами TIC;

регистр фазы цифрового генератора несущей (дробная часть);

регистр полной фазы цифрового генератора несущей в последнем интервале TIC;

индикатор потери захвата.

В каждом интервале TIC псевдодальность определяется по данным счетчиков эпохи двадцати и одномиллисекундных интервалов и фазы кода ПСП, отсчитывающих время по модулю 1 с. Опрос регистров производится импульсом TIC.

Используется сумма следующих величин, записанных в регистрах 20x20ms_EPOCH_COuNT, 1х1_ms_EPOCH_COUNT, CODE_DCO_PHASE, -1 /4 элемента ПСП. Фаза цифрового генератора кода включает количество 1/2 элементов ПСП плюс дробная фаза. Длительность 1/4 элемента ПСП в сумму включена потому, что нуль дискриминатора петли слежения за задержкой смещен вперед на 1/4 элемента ПСП.

Поправки на уходы спутниковых часов, земное вращение, атмосферное и релятивистское влияния вводятся позже.

Функциональная схема блока корреляторов приведена на рис .3. Е енератор тактовой частоты принимает дифференциальный входной тактовый сигнал CLK_T/CLK_I 40 МЕц. От этого сигнала получают:

мультифазный тактовый сигнал для внутреннего использования остальными устройствами;

MICRO_CLK — 20 МЕц тактовый сигнал для микропроцессора;

SAMPCLK — 5,714 МЕц сигнал дискретизации для осуществления выборки входного сигнала.

Генератор тактовой \

Следящий модуль 0-го канала ^ X -т' интерфейс

/V

Буферный

регистр

Генератор временной базы

Следящий модуль 1 -го канала

\1

Следящий модуль 2-го канала

Следящий модуль 11-го канала

>

Регистры

состояния

ТІГ

Рис. 3. Функциональная схема 12-кРнального коррелятора GPS

Еенератор временной базы выдает:

ACCUM_INT — программируемое прерывание, которое обычно используется как разрешение на доступ новых накопленных данных от модулей слежения. Задержка невыполнения прерывания — 505,05 мкс при тактовой частоте 40 МЕц;

TIC — сигнал программируемого периода, который используется, чтобы осуществлять выборку данных измерения модулей слежения — всех одновременно. Задержка срабатывания по сигналу ТІС -0,0999999 с при тактовой частоте 40 МЕц;

MEAS_INT — прерывание, полученное от TIC, которое обычно используется для доступа к новым данным регистров обнаружения или как временная база для переключения задач модуля программного обеспечения.

Входные сигналы в SIGN0, MAG0, SIGN1 и MAG1 поступают с частотой дискретизации 5,714 МЕц и записываются в целях последующего распре -деления к модулям слежения.

Шинный интерфейс управляет передачей данных между 16- и 32-битной внешней и внутренней шинами данных.

Блок регистров состояния состоит из четырех регистров, из них три содержат информацию состояния, соответствующую данным слежения, и один — информацию состояния, соответствующую данным обнаружения.

Двенадцатиканальный коррелятор имеет 12 идентичных модулей слежения, функциональная схема которых приведена на рис.4. Каждый модуль содержит все компоненты, необходимые для обнаружения и отслеживания принимаемого сигнала (генератор кода, регистр кода, цифровой управляемый генератор несущей, смесители и сумматоры). Каждый модуль также содержит другие функциональные блоки, которые используются, чтобы получить часть набора измеряемых данных (счетчик эпох и счетчик циклов переноса).

Цифровой управляемый генератор несущей используется, чтобы прогетеродинировать входной сигнал основной полосы для его корреляции с местными

16

РИ, 1998, № 3

получаемыми кодами. 27-битный счетчик частоты 40/ 7 МГц (при тактовой частоте 40 МГц) обеспечивает разрешение приблизительно 42,575 мГц.

Рис.4. Структура следящего модуля GP2021

Цифровой генератор несущей формирует 4-уровневую с 8 фазами синусоиду, как показано на рис. 5.

Рис. 5. Несущая на выходе цифрового управляемого генератора GP2021

Счетчик полной фазы несущей определяет количество (целое и дробное) периодов синфазного сигнала цифрового генератора несущей между двумя последними тактами сигнала TIC (регистры CHx_CARRIER_CYCLE_COUNTER_HIGH и CHx_CARRIER_CY CLE_COUNTER_LOW).

Блок обеспечивает подсчет положительных нулей сигнала цифрового генератора несущей между двумя последними сигналами TIC. Счетчик 20-битный.

Регистр CHx_CARRIER_DCO_PHASE дает значение полной фазы в текущем такте сигнала TIC. Этот счетчик 10-битный ддя получения разрешения 1/1024 периода несущей (приблизительно 0,2 мм в L1).

Генератор кода формирует псевдослучайные С/А коды для GPS спутников с номерами от 1 до 32. Формируемые ПСП обеспечивают работу двух каналов: обнаружения, используемого как подсказка, и слежения.

Тактовая частота регистра кода 2,046 МГц вдвое выше частоты кода C/A. Это необходимо для того, чтобы сформировать ПСП для канала подсказки, задержанную относительно ПСП канала слежения на половину элемента ПСП.

26-битный счетчик частоты 40/7 МГц (при тактовой частоте 40 МГц) обеспечивает разрешение приблизительно 85,149 мГц.

Счетчик фазы кода определяет фазу ПСП для канала обнаружения. В каждом такте счетчики опрашиваются и их данные записываются в следующие регистры:

CHx_CODE_PHASE — дает целую фазу кода в диапазоне от 0 до 2046 полуэлементов ПСП;

CHx_CODE_DCO_PHASE — дает дробную часть фазы кода — меньше 1/2 элемента ПСП. Требуется оценка фазы в пределах от 0 до 1023 с разрешением 1/2048 элемента ПСП (приблизительно 0,5 нс или 0,15 м).

Счетчик эпох определяет полное число циклов кода (эпохи) для канала подсказки. В каждом такте счетчики выбирают и записывают данные в регистр эпохи CHx_EPOCH_COUNT, который содержит количество 1 мс (в диапазоне от 0 до 19) и 20 мс (в диапазоне от 0 до 49) эпох. Следовательно, регистры фазы кода могут быть объединены с регистром эпохи, чтобы определить время передачи кода по модулю 1 с с разрешением приблизительно 0,5 нс.

Упомянутые выше регистры используются для формирования объединенных измерений полной фазы сигнала на несущей частоте.

Четыре 16-битных сумматора содержат результаты корреляции кода в течение его периода, равного 1 мс. К этим данным можно обратиться через следующие регистры:

CHx_I_TRACK — результат накопления в синфазном канале слежения;

CHx_Q_TRACK — результат накопления в квадратурном канале слежения;

CHx_I_PROMPT — результат накопления в синфазном канале обнаружения;

CHx_Q_PROMPT — результат накопления в квадратурном канале обнаружения.

Имеются 4 регистра состояния: три связаны с сумматорами каналов слежения и один — с данными измерения:

ACCUM_STATU S_A—среди других назначений этот регистр содержит бит состояния для каждого канала, который устанавливается в “ 1”, когда новые данные накопления этого канала доступны;

ACCUM_STATUS_B — среди других назначений этот регистр содержит бит состояния для каждого канала, который устанавливается в “ 1”, когда новые данные накопления сформированы прежде, чем прежний результат накопления считался. Это означает, что процессор недостаточно быстро обращается к некоторым или ко всем регистрам накопления;

ACCUM_STATUS_C — этот регистр содержит бит состояния для каждого канала, который устанавливается в “1” или очищается, согласно тому, сохраняет ли канал слежения ранее накопленный код или производит новый;

MEAS_STATU S_A — среди других назначений этот регистр содержит бит состояния для каждого канала, который устанавливается в “1”, когда новые данные обнаружения сформированы прежде, чем прошлый результат накопления считался. Это означает, что процессор недостаточно быстро обращается к некоторым или ко всем регистрам данных обнаружения.

РИ, 1998, № 3

17

Рассмотренный корреляционный приемник может быть представлен в виде последовательно соединенных четырехполюсников. Без потери общности можно считать, что имеется два последовательно соединенных усилителя, каждый из которых характеризуется коэффициентом передачи по мощности Кр1, Кр2 и эквивалентной шумовой температурой Тш1, Тш2. Предположим, что коэффициенты рассогласования h1, h2 на стыках усилителей известны. В этом случае по определению [5] эквивалентная шумовая температура двухкаскадного устройства

Т = Т , +

ш ш1

Л,

Эта величина характеризует шумовую чувствительность радиоприемного устройства в целом. В приведенной постановке задачи считается, что количество диагностируемых неисправностей радиоэлектронной системы равно количеству входящих в нее устройств, т.е. двум. В качестве вектора диагности-

ческих признаков d могут использоваться различные параметры, характеризующие чувствительность радиоприемного устройства. Ниже рассмотрим некоторые из них и рассчитаем соответствующие дивергенции в соответствии с предложенным подходом.

Отсчеты выходного сигнала диагностируемой системы (микросхемы GP2010) могут быть представлены в виде суммы выборочных значений полезного сигнала и шума:

Ук = sK + пк ,

где sx = 8(кД1) — отсчеты полезного сигнала; пк = п(кД1) — отсчеты гауссовского шума с шириной спектра В; Д1 =1/2В — период дискретизации (4/40 мкс); к=1,2,...,2ВТ, Т — время наблюдения.

Отсюда функция правдоподобия при условии, что аналоговый тракт неработоспособен:

Wy/S(y1,y2,... < У2BT / s = 0) =

(

= (2 nPN)-

exp

Л 2BT

if-Z у

zrN k=1

Аналогично получаем выражение для случая, когда аналоговый тракт работоспособен:

^/s^l^v < У 2 BT / S = 1) =

DT

= (2 ^Pn) -

exp

1 2BT

— Z (У k - Sk)2)-

^ Рм Ц-1

Таким образом, логарифм отношения правдоподобия может быть представлен в виде

ln

W

1

2P

Zsk + p- Z^y.»

p і

L N k=1 1 N k=1

а оценка параметра состояния системы находится на основе обработки выходного сигнала y(t) диагностируемой системы

2BT

Y1 = Z skyk .

к =1

Дивергенция параметра состояния системы g1 рассчитывается следующим образом:

4y) = | ln-

W

f

W

W(y / s = 1)dy -

A >n

W

W(y/s = 0)dy =

і 2 BT Г

Де*, i y. [w

= — Z sk I y. |W(y/s = 1) - W(y/s = 0)dy

DT

2BT

2BT

2 BT

= Z Sk / PN ;

k=1

она пропорциональна энергетическому отношению сигнал-шум.

Литература: 1. Кривенко С.А. Оптимизация систем технической диагностики на основе критерия максимума дивергенции. (См.статью в настоящем выпуске) 2. Петров А.В., Яковлев А.А. Анализ и синтез радиотехнических комплексов /Под ред. В.Е. Дулевича. М.: Радио и связь, 1984. 248 с. 3. Крон Г. Исследование сложных систем по частям - диакоптика. М.: Наука, 1972. 544с. 4. Горбатов В.А. Теория частично упорядоченных систем. М.: Сов. радио, 1976. 336 с. 5. Global positioning. GEC Plesse Semiconductors, 1996. 18 р.

Поступила в редколегию 20.08.98 Рецензент: д-р техн. наук Пресняков И.Н.

Кривенко Станислав Анатольевич, канд.техн.наук, доцент, начальник сектора АО НИИРИ. Научные интересы: радиотехнические системы технической диагностики. Адрес: Украина, 310054, Харьков, ул. Академика Павлова, 271, тел. (0572)26-52-60.

УДК 621.396.96

ДИСПЕРСИЯ ФЛЮКТУАЦИОННЫХ ОШИБОК РАДИОЛОКАЦИОННОГО СЛЕДЯЩЕГО УГЛОМЕРА ПРИ СОПРОВОЖДЕНИИ ИСТОЧНИКА ШУМОВЫХ КОЛЕБАНИЙ

БАБИЧ В.И.

Используется известное выражение дисперсии флюк-туационных ошибок следящего измерителя. Для случая локации источника шумовых колебаний определяется эквивалентная спектральная плотность шума на выходе

углового дискриминатора с мгновенным сравнением сигналов. Показывается зависимость дисперсии флюк-туационных ошибок сопровождения от соотношений эквивалентной полосы пропускания замкнутого следящего угломера к полосе пропускания радиотракта углового дискриминатора и спектральной плотности мощности собственных шумов к спектральной плотности мощности помеховых колебаний на входе радиотракта углового дискриминатора.

Радиолокационному следящему угломеру, как и любому следящему измерителю, присущи флюкту-ационные ошибки, обусловленные случайным характером принимаемого сигнала и блужданиями кажущегося центра отражения цели [1, 2]. В рассматриваемом случае локации источника шумовых колебаний центром излучения является передаю-

18

РИ, 1998, № 3