ЧМ-ДАЛЬНОМЕР С ПРЯМЫМ ИЗМЕРЕНИЕМ ЧАСТОТЫ БИЕНИЙ

Настоящая полезная модель относится к области радиотехники и представляет собой дальномер высокой точности и может быть использовано в устройствах измерения расстояний в системах радиоавтоматики.
Из существующего уровня техники наиболее близким по технической сущности является высотомер малых высот, построенный по схеме измерения частоты биений сигналов с непрерывной частотной модуляцией - зондирующего и отраженного [1].
Данное техническое решение обладает так называемой «дискретной ошибкой»  определяемой девиацией частоты и носящей методологический характер. Наличие ошибки, значение которой определяется только шириной спектра зондирующего сигнала, так как нельзя неограниченно расширять полосу, занимаемую излучаемым сигналом.
Задачей, на решение которой направлена заявляемая полезная модель, является устранение этого недостатка, а именно повышение точности устройства посредством модификации блока измерения частоты.
Данная задача решается за счет того, что заявленная полезная модель представляет собой ЧМ-дальномер с прямым измерением частоты, состоящий из частотного модулятора соединенного со вторым входом измерителя частоты дальности и со входом генератора несущей частоты выход которого соединен с передающей антенной, а также соединен с первым входом смесителя, который в свою очередь подключен вторым входом к приемной антенне, а выходом ко входу фильтра низких частот, выход которого подключен к первому входу измерителя частоты дальности, причем измеритель частоты дальности содержит устройство нормировки амплитуды вход которого подключен к первому входу измерителя частоты дальности, а выход подключен к входу дифференцирующего фильтра, при этом выход дифференцирующего фильтра подключен ко входу перемножителя, другой вход которого подключен к генератору весовой функции, вход которого в свою очередь подключен ко второму входу измерителя частоты дальности, при этом выход перемножителя подключен ко входу квадратичного преобразователя, выход которого подается на вход схемы движущегося окна с памятью, кратной периоду модуляции зондирующего сигнала, выход схемы движущегося окна подключен ко входу регистратора, который интерпретирует полученный отклик схемы движущегося окна как дальность.
Техническим результатом, обеспечиваемым приведенной совокупностью признаков, является снижение ошибки дискретности на два и более порядка (в зависимости от вида используемой весовой функции), а также существенным повышением помехоустойчивости(определяется памятью схемы движущегося окна)
Сущность полезной модели поясняется блок схемой (фиг 1), на которой изображено:
Частотный модулятор (1), Генератор несущей частоты (2), Смеситель (3), Передающая антенна (4), Приемная антенна (5), Фильтр низких частот (6), Генератор весовой функции (7), Дифференцирующий фильтр (8), Перемножитель (9), Квадратичный преобразователь (10), Схема движущегося окна с памятью кратной периоду сигнала (11), Регистратор (12), измеритель частоты дальности (13), устройство нормировки амплитуды(14).
Работает устройство следующим образом:
1
1
2
2
1
1
Сигнал с генератора 2 управляемого модулятором 1 через передающую антенну 4 излучается в пространство, а также попадает на первый вход смесителя 3. При отражении сигнала x(t)=Aсоs[Ф(t)] от поверхности, до которой измеряется расстояние, в приемную антенну 5 поступит сигнал с задержкой фазы на величину τ=2R/с: х(t)=Асоs[Ф(t-τ)]. На выходе смесителя 3 будет получен сигнал: z(t,τ)=Acos[Ф(t)-Ф(t-τ)]+Acos[Ф(t)-Ф(t-τ)], а фильтр 6 выделит низкочастотную составляющую сигнала биений(фиг 2, а):
1
y(t,τ)=Acos[Ф(t)-Ф(t-τ)],
M
где  - полная фаза колебания, а  закон изменения несущей частоты (фиг 2, б). На практике используются различные виды периодической модуляции частоты, например, симметричный и несимметричный пилообразные законы или синусоидальные. Ключевыми характеристиками модуляции являются: закон модуляции φ(t) (при дальнейшем рассмотрении - симметричный пилообразный закон), девиация частоты Δω (полоса качания) и период модуляции T.
Для малых высот (несколько десятков метров), разность фаз пропорциональна дальности:
M
τ=2R/c<<Т
-7
При высотах до 100 м величина τ составляет величину порядка 10с. и такое приближение является достаточно точным.
1
1
0
y(t,τ)=Acos[ω(t)τ]=Acos[Δωφ(t)+ωt]
Теперь пронормировав на А амплитуду сигнала биений на устройстве нормировки амплитуды 14 пропустим сигнал y(t,τ) через дифференцирующий фильтр 8 и получим отклик-производную сигнала биений для которой будет верно следующее равенство:
0
0
0
y'(t,τ)=-A[πτΔωφ(t)+ωτ]'sin[πτΔωφ(t)+ωτ]=-Aω(t)sin[πτΔωφ(t)+ωτ]
0
Где ω(t) - производная полной фазы сигнала биений, а значит по определение его мгновенная частота (фиг 2, ω). Вне зон обращений мгновенная частота постоянна и совпадает с частотой биений , в зонах обращения мгновенная частота равна нулю, поэтому на концах полупериода преобразованный сигнал биений всегда будет равен нулю.
Теперь взвесим на перемножителе 9 полученный сигнал весовой функцией с периодом в два раза меньшим, чем период сигнала биений, это достигается управлением генератора весовой функции 7 модулятором 1. В результате обработки получим сигнал описываемый следующим выражением:
0
z(t,τ)=-Aω(t)w(t)sin[πτΔωφ(t)+ωτ]
В дальнейшем посредством квадратичного преобразователя 10 и схемы движущегося окна 11 оценивается энергия сигнала Z(t,τ)в течении k периодов модуляции.
Поясним работу блоков детально:
б
б
Оценим энергию сигнала z(t,τ)(фиг 3, б) на интервале, кратном периоду модуляции. Так как энергия сигнала биений определяется в основном его амплитудой, формально заменим z(t,τ) взвешенным на весовую функцию гармоническим сигналом с частотой равной частоте биений (фиг 3, в) р(t,τ)=w(t)q(t,τ)=Aωw(t)sin[ωt+Ψ(τ)],
Тогда верно следующее:
Оценим первый интеграл:
Здесь k - число периодов весовой функций в окне интегрирования, а α - площадь одного периода квадрата весовой функции
2
2
б
б
Оценим второй интеграл, численно равный площади радиоимпульса w(t)cos[2ωt+Ψτ], полагая, что огибающая w(t) медленная функция по сравнению с радиозаполнением и в течении одного периода cos[2ωt+Ψτ] меняется слабо. Очевидно, что суммарная площадь такого радиоимпульса будет не больше площади одного полупериода гармонического сигнала той же частоты с прямоугольной огибающей
Площадь же взвешенного сигнала будет порядка площади половины периода гармонического сигнала с частотой в два раза большей частоты биений, взвешенного на границе весовой функции, учитывая свойства весовой функции (монотонность и симметричность относительно середины периода модуляции), получаем среднюю площадь не компенсируемого полупериода.
2
Так, например, при треугольной весовой функции w(t) с площадью
б
Уже для дальности 3м при полосе качания Δf=200 мГц f=8кгц, , откуда
То есть при данной весовой функции дополнительная добавка будет на два порядка меньше площади весовой функции. Для разных весовых функций, данный показатель будет разниться.
б
Коэффициент пропорциональности между площадью весовых функций в окне, и площадью некомпенсируемого остатка обозначим как β(f).
Рассмотрим полную энергию преобразованного сигнала:
2
б
Как было показано на примере треугольной весовой функции w(t) с ростом частоты биений (и как следствие, дальности) коэффициент β(f) уменьшается обратно пропорционально квадрату частоты биений, (на расстоянии 3 метра больше чем на два порядка).
Поэтому данным членом можно пренебречь, тогда выражение примет вид.
При этом  отклик схемы движущегося окна 11.
В дальнейшем данный отклик интерпретируется регистратором 12 как частота биений, а в дальнейшем и дальность:
,
где w(t) весовая функция, а α - коэффициент, однозначно определяемый видом весовой функции, при подобной обработке зоны обращения будут исключены из рассмотрения, а ошибка измерения дальности будет минимизирована.
б
Точность оценки частоты биений будет определяться значением β(f), в частности в рассмотренном примере дискретная ошибка будет снижена на два порядка.
Тем самым обеспечивается заявленный технический результат, а именно:
- Существенное повышение методической точности, по сравнению с классическим аналогом более чем на два порядка. А также, данная полезная модель обладает следующими техническими преимуществами:
- Высоким быстродействие и простой структурой. Устройство допускает как аналоговую реализацию, так и цифровую. В частности, один такт обработки в цифровой реализации предусматривает одну операцию оцифровки, одно считывание из памяти, одно вычитание и одно сложение, плюс операция нормировки результата.
- Высокой помехоустойчивостью. Последнее достигается за счет интегрального характера расчетной формулы для частоты дальности , где Е энергия преобразованного сигнала биений, А - амплитуда нормированного сигнала биений, a ak параметр определяемый весовой функцией.
Источники информации:
1. Филькенштейн М.И. Основы радиолокации. - Москва, «радио и связь» - 1983 г. (прототип)