ОПТИМАЛЬНЫЙ НЕКОГЕРЕНТНЫЙ ПРИЕМНИК С ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫМ СИГНАЛОМ
OPTIMAL INCOHERENT RECEIVER WITH PHASE-MANIPULATED SIGNAL

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к средствам радиосвязи и радиотелеметрии, и может использоваться в системах передачи информации.
Известно большое многообразие структурных схем приемников для систем передачи информации, например, [1, с. 234-238, рис. 12.1-12.9], а также [2, с. 16, рис. 1.7,6].
Из известных устройств наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому (прототипом) является оптимальный некогерентный приемник [2, с. 159, рис. 7.5].
Известный приемник-прототип состоит из двух каналов и содержит первый и второй согласованные фильтры с общим входом, являющимся входом приемника, первый и второй детекторы, соединенные входами с выходами первого и второго согласованных фильтров (СФ) соответственно, а выходами с первым и вторым входами решающего устройства соответственно, третий вход которого является синхронизирующим, а выход является выходом приемника.
0
1
Приемник используется в двоичных системах связи с фазоманипулированными сигналами (ФМС) и ортогональной манипуляцией. Импульсные характеристики СФ согласованы каждая со своим сигналом, представляющим условный «0» u(t) и условную «1» u (t). Согласованные фильтры сжимают сигнал, максимизируя отношение сигнал/шум на выходе. Детекторы выделяют огибающую сигнала. Решающее устройство принимает решение по максимальному значению огибающей уровня шумов и помех при сохранении уровня полезного сигнала на выходах каналов остается актуальной.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, состоит в организации структуры взаимосвязи каналов обработки, обеспечивающей ортогонализацию боковых пиков АКФ, ВКФ, шумов и помех в каналах обработки и их взаимную частичную или полную компенсацию, что в свою очередь повысит помехоустойчивость приемника.
Техническим результатом изобретения является уменьшение количества и снижение уровня боковых пиков АКФ ФМС в основном канале, снижение уровня пиков ВКФ в ортогональном канале и снижение относительного уровня шумов и помех в каналах.
Технический результат достигается тем, что в известном оптимальном некогерентном приемнике, содержащем первый и второй согласованные фильтры с общим входом, являющимся входом приемника, первый и второй детекторы, соединенные выходами с первым и вторым входами решающего устройства соответственно, третий вход которого является синхронизирующим, а выход является выходом приемника, первый и второй детекторы выполнены содержащими сумматор, соединенный первым и вторым входами с выходами первого и второго согласованных фильтров соответственно, первый блок вычитания, соединенный входами уменьшаемого и вычитаемого с выходами первого и второго согласованных фильтров соответственно, второй блок вычитания, соединенный входами вычитаемого и уменьшаемого с выходами первого и второго согласованных фильтров соответственно, первый и второй блоки пересечения, соединенные первыми входами с выходами первого и второго блоков вычитания соответственно, а вторыми входами - с выходом сумматора, выходы первого и второго блоков пересечения являются выходами первого и второго детекторов соответственно, подключенными каждый к соответствующему входу решающего устройства через соответствующие последовательно соединенные фильтр нижних частот (ФНЧ) и ограничитель снизу.
Сущность заявляемого изобретения состоит в следующем. Предполагается использование любых ФМС-сигналов с четным количеством парциальных импульсов N=2k, где k=2, 3, при ограниченном значении k, определяемом требованиями к базе сигнала и скорости передачи информации.
0
1
0
1
Предполагается также представление условного «0» и условной «1», u (t) или u (t) в виде пары дополняющих друг друга последовательностей, когда, например, первые половины u(t) и u(t) совпадают, а вторые половины противоположны по фазе. Соответствующим образом организованы и импульсные характеристики СФ. В классическом виде такое построение ФМС реализуется при синтезе известных D-кодов методом присоединения [2].
Анализ и моделирование показывают, что этот метод может быть распространен с учетом последующей, предлагаемой в заявке обработки, и на любые другие классы сигналов.
При бинарной манипуляции комплексные огибающие «0» и «1» приобретают вид
0
0
где u - прямоугольный видеоимпульс единичной амплитуды длительностью τ;
0
(n - 1)τ - запаздывание n-го импульса относительно начала координат;
n
a - n-й элемент кодовой последовательности и соответствующей условному «0», где чередование и определяется типом конкретного ФМС;
- элемент кодовой последовательности и соответствующей условной «1».
Пара дополнительных последовательностей, полученных по правилу присоединения, соответствующих «0» и «1» имеет вид
n
где {a} - исходная последовательность;
- присоединенная последовательность;
- инверсная присоединенная последовательность;
| - знак присоединения;
d - индекс принадлежности к последовательности, представляющей «1».
В качестве исходной последовательности может быть взят любой код с четным или нечетным количеством элементов, например, 7-элементный код Баркера. В качестве присоединенной последовательности можно использовать тот же код, а инверсная присоединенная последовательность будет представлять собой инверсный 7-элементный код Баркера. Тогда условный «0» будет представлять собой 14-элементную последовательность из двух прямых кодов Баркера, а условная «1» - 14-элементную последовательность из прямого и инверсного кодов Баркера.
Аналогичным образом для построения пары могут быть использованы в качестве исходной последовательности наиболее широко применяемые с отработанными способами синтеза М-последовательности с нечетным количеством элементов [2].
Еще проще получить пару, дополнив любую нечетную последовательность до четного числа элементов путем исключения или добавления одного элемента, а затем провести инверсию половины для получения второго сигнала пары в соответствии с (3).
Независимо от способа получения используемой пары ФМС, представляющей «0» и «1» и поступающей на вход, в заявляемом приемнике используется свойство дополнительности, проявляющееся в том, что если водном канале на выходе СФ формируется максимум АКФ, то в ортогональном канале на выходе СФ ему соответствует нулевое значение ВКФ. Кроме того, часть боковых пиков АКФ и пиков ВКФ на выходах согласованных фильтров оказываются в противофазе. Это же, как показывает моделирование, распространяется на шумы и помехи в каналах. Указанное свойство используется в заявляемом приемнике для взаимной компенсации боковых пиков АКФ, пиков ВКФ, шумов и помех в каналах при сохранении полезных сигналов.
Введение сумматора, первого и второго блока вычитания и соответствующее их подключение, как указано в формуле изобретения, реализует суммарно-разностную обработку и обеспечивает формирование из выходных сигналов согласованных фильтров на двух входах первого блока пересечения (в первом канале) и двух входах второго блока пересечения (во втором канале) сигналы с максимальным количеством взаимно-противофазных пиков АКФ и ВКФ, реализуя использование указанного свойства дополнительности.
Введение первого и второго блоков пересечения обеспечивает реализацию взаимной компенсации пиков АКФ, ВКФ, шумов и помех за счет использования свойства выбора меньшего из сопоставляемых входных значений, присущего процедуре пересечения [4].
Введение первого и второго ФНЧ в каналах реализует выделение огибающих выходных сигналов блоков пересечения.
Тип используемого сигнала в силу различия корреляционных свойств сказывается лишь на степени компенсации пиков АКФ и ВКФ.
Предлагаемое изобретение поясняется фигурами графического материала. На фиг. 1 представлена структурная схема заявляемого приемника. На фиг. 2-17 изображены полученные в результате моделирования эпюры напряжений в различных точках схемы и для различных случаев, иллюстрирующие процесс и результаты обработки сигналов.
На фиг. 1 показаны: 1, 2 - первый и второй согласованные фильтры; 3 - сумматор; 4, 5 - первый и второй блоки вычитания; 6, 7 - первый и второй блоки пересечения; 8, 9 - первый и второй ФНЧ; 10, 11 - первый и второй ограничители снизу; 12 - решающее устройство.
Блоки 1, 4, 6, 8, 10 образуют первый канал обработки, а блоки 2, 5, 7, 9, 11 - второй канал обработки.
0
Сущность, работоспособность и эффективность заявляемого приемника поясняются путем имитационного моделирования работы структурной схемы (фиг. 1), которое проведено на частоте f = 8 МГц при частоте дискретизации 96 МГц для различных входных сигналов.
Подробно процесс обработки иллюстрируется для случая использования пары 8-элементных известных D-кодов, построенных в соответствии с (3) и представляющих условный «0» и условную «1».
0
1
0
Вид входных сигналов показан на фиг. 2, где позиции кода «+1» поставлена в соответствие нулевая начальная фаза парциального импульса, а позиции «-1» - начальная фаза, равная ж. Эпюра 13 обозначает сигнал условного «0» u(t), а эпюра 14 - сигнал условной «1» u,(t). Манипуляции начальных фаз парциальных импульсов соответственно имеют вид: {0,0,0, π, 0,0, π, 0} и {0,0,0, π, π, π, 0, π}. Также на фиг. 2 обозначена длительность парциального импульса τ « 0,7 мкс.
0
Работа схемы рассмотрена на примере обработки сигнала, представляющего «0» u(t). Процесс обработки представлен на фиг. 3.
0
1
0
СФ2
Сигнал u(t) (эпюра 15) одновременно поступает на вход первого (фиг. 1, блок 1) и второго (фиг. 1, блок 2) согласованных фильтров, которые могут быть построены по известной схеме [5, с. 134-135, рис. 4.9]. Импульсная характеристика СФ 1 согласована с сигналом, а импульсная характеристика СФ 2 согласована с сигналом u (t). Поэтому на выходе СФ 1 имеет место АКФ и СФ1 (t) (эпюра 16) с максимумом в момент окончания входного сигнала. В то же время на выходе СФ 2 в силу его рассогласованности с u(t) будет ВКФ м (t) (эпюра 17) с нулевым значением в момент окончания входного сигнала, что обусловлено свойствами дополнительности используемых сигналов и весьма важно для организации последующей суммарно-разностной обработки с точки зрения сохранения ВКФ и компенсации ее боковых пиков. Различаются и фазы боковых пиков АКФ и пиков ВКФ, что тоже важно. Слева от основного пика АКФ они противофазны, а справа синфазны. Принятый при моделировании масштаб не позволяет это обнаружить на эпюрах.
СФ1
СФ2
3
СФ1
СФ2
Далее сигнал АКФ с выхода СФ 1 u(t) поступает на первый вход сумматора 3, а сигнал ВКФ с выхода СФ2 u(t) - на второй вход сумматора 3. Сумматор когерентно суммирует мгновенные значения АКФ и ВКФ, и на его выходе будет их когерентная сумма: u(t)=u(t) + u(t) (эпюра 18).
СФ1
СФ2
4
СФ1
СФ2
Одновременно сигнал u(t) поступает на вход уменьшаемого первого блока вычитания 4, а сигнал u(t) - на вход вычитаемого блока 4. На выходе перового блока вычитания будет когерентная разность поступивших сигналов в виде: u(t)=u(t) - u (t) (эпюра 19).
4
3
Далее сигнал с выхода первого блока вычитания 4 u(t) поступает на первый вход первого блока пересечения 6. Одновременно на второй вход этого блока поступает сигнал с выхода сумматора 3 u(t).
На данном моменте необходимо пояснить используемую в заявляемом приемнике операцию пересечения, свойства и структурная реализация которой приведены, например, в [4, с. 13-17, рис. 1], которая в общем случае имеет вид
где x(t) и y(t) - произвольные функции времени или сигналы.
Выражение (4) может быть представлено в ином виде:
Оба выражения эквивалентны, но физический смысл процедуры лучше выясняется из соотношения (5). Из него следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков аргументов. Применение операции (4), (5) позволяет исключать или минимизировать боковые пики АКФ и ВКФ, а также существенно уменьшать уровень шумов и помех.
6
3
4
3
4
8
6
Сигналы, поступившие на входы блока 6 подвергаются процедуре пересечения, и на его выходе будет сигнал u (t) = 0,5 (u (t) + u (t)| -u (t) - u (t)|) (эпюра 20). Этот сигнал поступает на вход первого ФНЧ 8, в котором выделяется комплексная огибающая сигнала с выхода блока пересечения 6. На выходе ФНЧ 8 будет сигнал u (t) = u (t) (эпюра 21). ФНЧ может быть реализован с помощью обычной . КС-цепи [6, с. 147-148, рис. 4.4].
10
Сигнал с выхода блока 8 подвергается ограничению снизу на нулевом уровне в первом ограничителе снизу 10 и на его выходе будет сигнал u(t) (эпюра 22), представляющий собой огибающую АКФ, соответствующую передаваемому условному «0» с одним боковым пиком. Этот сигнал является выходным сигналом первого канала обработки. Он поступает на первый вход решающего устройства 12, являющегося пороговым. При превышении заданного порога на выходе решающего устройства сигнал фиксируется как сигнал условного «0».
СФ1
СФ2
5
СФ 2
СФ
Одновременно и аналогично с первым каналом происходит обработка поступившего сигнала во втором канале. В нем сигнал АКФ с выхода СФ 1 u(t) поступает на вход вычитаемого второго блока вычитания 5, а сигнал ВКФ с выхода СФ2 u (t) - на вход уменьшаемого блока 5. На выходе второго блока вычитания будет когерентная разность поступивших сигналов в виде: u (t) = u (t) - u, (t) (эпюра 23).
Сумматор и блоки вычитания могут быть выполнены по обычной схеме усилителей на два входа или с прямым и инверсным входами по типу описанных в [7, с. 77, рис. 2.6, рис. 2.7].
7
3
5
3
5
С выхода второго блока вычитания 5 сигнал поступает на первый вход второго блока пересечения 7, на второй вход которого подается сигнал с выхода сумматора 3. Блок 7 реализует процедуру пересечения над поступившими сигналами и на его выходе будет сигнал u(t) = 0,5(|u(t) + u(t)|-|u(t)-u(t)|) (эпюра 24).
Блоки пересечения могут быть реализованы на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля [4, с. 14, рис. 1; 6, с. 77, рис. 2.6, рис. 2 7; 8, с. 211, рис. 12.4].
7
9
7
Далее сигнал с выхода второго блока пересечения 7 u (7) подвергается фильтрации во втором ФНЧ (блок 9), и на его выходе будет огибающая сигнала с выхода блока пересечения 7: u (7) = u (t) (эпюра 25).
11
Сигнал с выхода блока 9 подвергается ограничению снизу на нулевом уровне во втором ограничителе снизу 11, и на его выходе будет сигнал u (t) (эпюра 26), представляющий собой огибающую остатков ВКФ, которые не превышают боковые пики АКФ, о чем свидетельствует сравнение эпюр 22 и 26.
11
Сигнал u (7) является выходным сигналом второго канала обработки.
Он поступает на второй вход решающего устройства 12, являющегося пороговым. Заданный уровень порога этот сигнал не превышает и на выходе решающего устройства не фиксируется.
Решающее устройство 12 может быть реализовано с помощью компараторов, выполненных на базе интегральных операционных усилителей [9, с. 42, рис. 1.36], или по схеме решающего устройства, приведенной в [3, с. 232, рис. 6.8.3].
Аналогично обработке сигнала условного «0» происходит обработка сигнала условной «1», которой соответствует эпюра 14 на фиг. 2.
Процесс обработки этого сигнала представлен на фиг. 4 и характеризует сигналы в тех же точках структурной схемы, что и эпюры на фиг. 3, поэтому обозначения эпюр на фиг. 3 и фиг. 4 одинаковы. Отличия заключаются в том, что эпюра 16 представляет собой ВКФ, а эпюра 17 - АКФ, и на выходе решающего устройства фиксируется прохождение условной «1» (сравнение эпюр 26 и 22 на фиг. 4), условный «0» не проходит.
Сравнение эпюр 22 и 26 (для заявляемого приемника) с эпюрами 16 и 17 (для прототипа) даже для такого мелкого (по амплитуде) масштаба, как на фиг. 3 и фиг. 4, позволяет сделать вывод о существенном уменьшении как количества, так и уровней боковых пиков АКФ и пиков ВКФ в заявляемом приемнике по сравнению с прототипом.
o
Более детальный анализ этого выигрыша представлен на фиг. 5, где показаны приведенные к единому масштабу нормированные по амплитуде к максимуму АКФ огибающие выходных сигналов каналов обработки для прототипа и заявляемого приемника, соответствующие эпюрам на фиг. 3. Временное представление сигналов соответствует полной длительности АКФ, когда показаны все пики АКФ и ВКФ (это удвоенная длительность входного сигнала, равная 2Nτ).
На фиг. 5 обозначены: 27 - нормированная огибающая АКФ (канал «0», эпюра 16, фиг. 3) для прототипа; 28 - нормированная огибающая АКФ (канал «0», эпюра 22, фиг. 3) для заявляемого приемника; 29 - нормированная огибающая ВКФ (канал «1», эпюра 17, фиг. 3) для прототипа; 30 - нормированная огибающая ВКФ (канал «1», эпюра 26, фиг. 3) для заявляемого приемника.
Как следует из фиг. 5 (сравнение эпюр 27 и 28), количество боковых пиков АКФ для заявляемого приемника сократилось в N раз, остался всего один пик, а максимальная относительная амплитуда пиков уменьшилась примерно в два раза (0,2 вместо 0,4).
Что касается ВКФ (сравнение эпюр 29 и 30 на фиг. 5), то количество пиков для заявляемого приемника уменьшилось в N/2 раз и, что самое главное, максимальная относительная амплитуда пиков - уменьшилась примерно в три раза (0,2 вместо 0,6). При этом, что очень важно, максимальная относительная амплитуда пика ВКФ в ортогональном канале для заявляемого приемника примерно такая же, как и относительная амплитуда пика АКФ в основном канале, что позволяет их исключать соответствующим выбором порогов в решающем устройстве без существенных потерь полезного сигнала.
Аналогичная картина имеет место и при обработке сигнала, соответствующего условной «1».
Представленные результаты моделирования получены для случая использования в качестве рабочих сигналов пары, построенной на основе восьмиэлементных широко известных D-кодов. Разумеется, нуждается в оценке степень обобщения этих результатов на возможности использования любых других широкополосных ФМС.
Конечные результаты такой оценки показаны на фиг. 6, фиг. 7 и фиг. 9, аналогичных фиг. 5, но для других произвольно выбранных сигналов.
Эпюры на фиг. 6 характеризуют результаты обработки сигналов, полученных в соответствии с (3), когда в качестве исходной последовательности использована 7-элементная М-последовательность с доведением ее до четности (N=14) простым присоединением такой же последовательности.
Результаты соответствуют обработке ФМС на основе полученной 14-элементной последовательности, и представляющего условный «0», как и на фиг. 5. Поэтому нумерация эпюр сохранена неизменной (это же относится к нумерации эпюр на фиг. 7 и фиг. 9).
Как видно из сопоставления эпюр 27 и 28 на фиг. 6, область боковых пиков АКФ сокращена в заявляемом приемнике в два раза, средний относительный уровень оставшихся пиков уменьшен примерно в два раза, а относительный уровень максимальных пиков снижен примерно на 30%. Пиков ВКФ в ортогональном канале (эпюра 30) всего два, а их относительный уровень в четыре раза меньше, чем для прототипа (эпюра 29) и чем относительный максимальный уровень АКФ для заявляемого приемника (сравнение эпюр 28 и 30), что даже более важно.
На фиг. 7 приведены эпюры, характеризующие результаты обработки сигналов, когда в качестве исходной последовательности использован пятиэлементный код Баркера с доведением его до четности присоединением такого же кода (N=10). Здесь объем боковых пиков АКФ для заявляемого приемника сокращен в два раза, а относительный максимальный уровень снижен по сравнению с прототипом в 2,5 раза (сравнение эпюр 27 и 28). Что касается пиков ВКФ в ортогональном канале, то в заявляемом приемнике они отсутствуют (эпюра 30), в то время как в прототипе их относительный уровень равен 0,5.
Наконец, можно использовать нерегулярную оптимальную импульсную последовательность [10], синтезированную, для примера, из минимально возможного числа дискрет (N=4) в виде периода синусоиды, и организовать на ее основе рабочий сигнал в соответствии с (3) в виде пары. Эта пара показана на фиг. 8, где эпюра 31 представляет условный «0», а эпюра 32 - условную «1». Подобные сигналы используются в сверхширокополосных системах передачи информации, которые в последнее время находят все большее применение.
Конечные результаты обработки такого сигнала, представляющего «0» (эпюра 31), показаны на фиг. 9. Здесь имеет место результат обработки в заявляемом приемнике близкий к идеальному как по боковым пикам АКФ, так и ВКФ. Действительно, средний уровень оставшихся (всего двух) боковых пиков АКФ близок к нулю, их относительный уровень (эпюра 28) меньше, чем для прототипа (эпюра 27) в четыре раза. Что касается пиков ВКФ в ортогональном канале, то в заявляемом приемнике они полностью отсутствуют (эпюра 30) по сравнению с прототипом (эпюра 29), где все 2N пиков в наличии с уровнем, примерно равным пикам АКФ.
Результаты компенсации шума в заявляемом приемнике представлены на фиг. 10-14.
На фиг. 10 показаны эпюры, иллюстрирующие процесс обработки скрытого в шуме сигнала на основе 8-элементного D-кода (эпюра 13 на фиг. 2), представляющего «0», а на фиг. 11 - представляющего «1» (эпюра 14, на фиг. 2). Отношение сигнал/шум на входе схемы принято равным единице.
Поскольку сам процесс обработки подробно рассмотрен ранее (фиг. 3, 4), на фиг. 10 и фиг. 11 показаны: скрытые в шуме полезные сигналы - эпюры 33; выходные сигналы СФ 1 (блок 1) - эпюры 34; выходные сигналы СФ 2 (блок 2) - эпюры 35; сигналы на выходе канала условного «0» - эпюры 36; сигналы на выходе канала условной «1» - эпюры 37.
Огибающие сигналов 34 и 35 на рассматриваемых фигурах по сути представляют собой результат обработки в приемнике-прототипе, сигналы 36 и 37 - выходные сигналы каналов «0» и «1» в заявляемом приемнике. Как следует из сопоставления эпюр 34 и 36, а также 35 и 37 даже при таком мелком по амплитуде масштабе очевидна заметная компенсация шума в обоих каналах заявляемого приемника по сравнению с прототипом.
Более подробно и очевидно в качественном и количественном отношении это представлено на фиг. 12 и фиг. 13, где показаны только выходные нормированные сигналы каналов обработки при приеме условной «1». При этом на фиг. 12 эпюра 38 соответствует нормированной огибающей сигнала 35 на выходе канала «1» для прототипа, а эпюра 39 - выходному сигналу этого же канала для заявляемого приемника. В обоих случаях выделяется на фоне шума полезный сигнал, используемый для нормировки (максимум АКФ).
В свою очередь на фиг. 13 представлены нормированные выходные сигналы ортогонального канала (нормировка к максимуму АКФ), где эпюра 40 соответствует огибающей ВКФ прототипа, а эпюра 41 - ВКФ заявляемого приемника.
Сравнение эпюр 38 и 39, соответствующих АКФ (канал «1»), а также эпюр 40 и 41, соответствующих ВКФ (канал «0») свидетельствует о том, что и среднее значение, и максимальный уровень шума на выходе каналов в заявляемом приемнике ниже, чем в прототипе.
Более детально этот факт подтверждается иллюстрацией обработки только шума, представленной на фиг. 14, где показаны нормированные напряжения шума на выходе одного из каналов приемника-прототипа - эпюра 42 и на выходе такого же канала заявляемого приемника - эпюра 43. На качественном уровне вывод о существенной компенсации шума в заявляемом приемнике по сравнению с прототипом очевиден.
Количественная оценка степени выигрыша проведена путем нахождения следующих отношений:
- отношения среднего значения напряжения шума на выходе одного из каналов приемника-прототипа к среднему значению напряжения шума заявляемого приемника, которое составило 4,3 раза;
- отношения соответствующих дисперсий шума, которое составило 1,72 раза;
- отношения максимальных значений шума, которое составило 1,3 раза.
Приведенные оценки получены осреднением по множеству реализаций шума.
Кроме того, иллюстрация обработки совместно действующих полезного сигнала и шума на фиг. 10-13 подтверждает ранее сделанный вывод об эффективной компенсации боковых пиков АКФ и пиков ВКФ заявляемым приемником в реальных достаточно «жестких» условиях (при единичном входном отношении сигнал/шум).
вх
0
ш
вх
c
п
Для оценки компенсации помех заявляемым приемником сформируем входной сигнал u(t) в виде суммы полезного сигнала u(t), представляющего условный «0», синтезированный ранее на основе 8-элементного D-кода, шума n(t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и среднеквадратическим отклонением (СКО) σ=1 В и совокупности произвольных типовых помех , действующих на частоте полезного сигнала, в виде u(t)=u(t)+n(t)+u(t). Причем, помехи не накладываются на полезный сигнал и раздельны во времени.
o
ш
o
и1
o
и2
o
Вид входного сигнала иллюстрирует эпюра 44 на фиг. 15, где помехи обозначены римскими цифрами. В качестве помех используются: I - сигналоподобная коррелированная с сигналом ФКМ-импульсная помеха в виде 5-элементного кода Баркера с длительностью дискреты, равной длительности парциального импульса τ и коэффициентом корреляции с полезным сигналом ~0,6; II - шумовая помеха длительностью τ ≥ Nτ; III - помеха в виде короткого радиоимпульса длительностью τ<τ; IV - помеха в виде длинного радиоимпульса длительностью τ ≥ Nτ.
c
c
ш
п i max
c
Отношение амплитуды полезного сигнала U к СКО шума принято равным единице (U/σ ≈ 1), поэтому полезный сигнал на эпюре 44 оказывается скрытым в шуме. Амплитуды всех принятых помех, как видно на фиг. 15, существенно превышают полезный сигнал U>> U.
Процесс обработки входной смеси полезного сигнала, шума и помех аналогичен подробно рассмотренной ранее обработке полезного сигнала (фиг. 3). Поэтому на фиг. 16 и фиг. 17 показаны лишь результаты обработки в виде эпюр выходных напряжений, приведенных для возможности сравнения к единому амплитудному масштабу.
На фиг. 16 показаны выходные сигналы канала условного «0» (АКФ) для прототипа - эпюра 45 и заявляемого приемника - эпюра 46, а на фиг. 17 - выходные сигналы канала условной «1» (ВКФ) для прототипа - эпюра 47 и заявляемого приемника - эпюра 48.
Эпюра 46 в сравнении с эпюрой 45 и эпюра 48 в сравнении с эпюрой 47 иллюстрируют на качественном уровне все преимущества заявляемого приемника:
- исключение боковых пиков АКФ и снижение уровня оставшегося пика;
- снижение среднего и максимального уровня шума;
- уменьшение количества и снижение уровня пиков ВКФ (результаты, показанные ранее);
- существенная компенсация воздействующих различных видов помех в ортогональных каналах.
Количественная оценка выигрыша заявляемого приемника относительно компенсации воздействующих помех определена, как и для шума, путем нахождения следующих отношений, полученных осреднением по множеству реализаций входной смеси:
- отношения среднего значения уровня помех на выходе одного из каналов приемника-прототипа к среднему значению напряжения шума заявляемого приемника, которое составило 3,3 раза;
- отношения соответствующих дисперсий помех, которое составило 2,4 раза.
Таков выигрыш заявляемого приемника в помехоустойчивости приема сигнала на фоне шумов и помех по сравнению с прототипом.
Заявляемый оптимальный некогерентный приемник с фазоманипулированным сигналом обеспечивает:
- уменьшение количества и снижение относительного уровня боковых пиков АКФ в основном канале (в рассмотренных случаях по количеству от двукратного уменьшения до почти полного исключения; по уровню снижение от 30% до 4-х раз);
- снижение относительного уровня пиков ВКФ в ортогональном канале (в рассмотренных случаях от 4-х раз до полного исключения);
- снижение относительного уровня шумов и помех (в рассмотренном случае относительно шумов: по среднему уровню в 4,3 раза, по мощности в 1,7 раза; относительно помех: по среднему уровню в 3,3 раза, по мощности в 2,4 раза).
Анализ известных технических решений в области радиосистем передачи информации показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных элементов и связей, определившим путь достижения технического результата, заключающегося в уменьшении количества и снижении уровня боковых пиков АКФ в основном канале, снижении уровня пиков ВКФ в ортогональном канале и снижении относительного уровня шумов и помех в каналах, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».
Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».
Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации могут быть использованы типовые радиотехнические элементы и устройства, применяемые в распространенных в технике радиосвязи и радиотелеметрии приемниках [1, 2, 9].
Источники информации
1. Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С., Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. / Под ред. профессора А.П. Жуковского М., «Высшая школа», 1989. - 342 с.
2. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. -М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.
3. Пестряков В.Б., Афанасьев В.П., Гурвиц В.Л. и др. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. / Под. ред. проф. В.Б. Пестрякова. - М.: Сов. радио, 1973. - 424 с.
4. Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации. // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, №3, 1998. - С. 13-17.
5. Теория передачи сигналов: учебник для вузов / А.Г. Зюко, Д.Д. Кловский, М.В. Назаров, Л.М. Финк - М.: Связь, 1980. - 288 с.
6. Зиновьев А.Л., Филиппов Л.И. Введение в теорию сигналов и цепей. - М.: Высшая школа, 1975. - 263 с.
7. Алексеенко А.Г. Применение прецезионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с.
8. Боровский В.П., Костенко В.И., Михайленко В.М. и др. Справочник по схемотехнике для радиолюбителя. / Под ред. А.П. Бобровского - К.: Техника, 1989. - 456 с.
9. Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. / Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с.
10. Свердлик М.Б. Оптимальные дискретные сигналы. - М.: Сов. радио, 1975. - 200 с.