ДВУНАПРАВЛЕННЫЙ ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ ВОЛЬТОДОБАВОЧНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА, СИСТЕМА УПРАВЛЕНИЯ ПРИВОДОМ ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОГО ВАГОНА И СИСТЕМА ФИДЕРА ПИТАНИЯ КОНТАКТНОЙ СЕТИ
BIDIRECTIONAL INTERMEDIATE BOOSTER TRANSFORMER OF DIRECT CURRENT, CONTROL SYSTEM OF RAILWAY CARRIAGE DRIVE, AND FEEDER SYSTEM OF CONTACT NETWORK POWER SUPPLY

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к преобразователю постоянного тока, который используется, когда источники постоянного напряжения подключены друг к другу, и применяется, например, в электрическом транспортном средстве или тому подобное, на котором установлено устройство - накопитель энергии.
Уровень техники
Обычно в железнодорожной системе используется известная технология, в которой применяют устройство - накопитель энергии, такое как вторичная аккумуляторная батарея или электрический двухслойный конденсатор, и кинетическую энергию транспортного средства эффективно используют путем накопления избыточной регенеративной энергии, генерируемой при торможении транспортного средства, и сохраненную электроэнергию используют, когда транспортное средство ускоряется. В этом случае промежуточный вольтодобавочный преобразователь (ниже двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока), который способен управлять потоками энергии в двух направлениях, используют для подключения провода постоянного тока и устройства - накопителя энергии (см., например, Патентный документ 1).
Патентный документ 1: Выложенная заявка на японский патент №2005-206111
Однако двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока, как описано выше, не может управлять током, когда напряжение на первичной стороне ниже, чем напряжение на вторичной стороне преобразователя, из-за конфигурации цепей. Поэтому двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока требуется использовать в условиях, когда напряжение на первичной стороне всегда выше, чем напряжение на вторичной стороне.
Для решения такой задачи используют преобразователь постоянного тока (ниже двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока), который позволяет передавать энергию в обоих направлениях, с первичной стороны на вторичную сторону и со вторичной стороны на первичную сторону, независимо от величины отношения между напряжением на первичной стороне и напряжением на вторичной стороне двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока. Такая конфигурация цепи раскрыта, например, в Патентном документе 2.
Патентный документ 2: Выложенная Заявка на японский патент №2001-268900
Сущность изобретения
Задача, решаемая изобретением
Однако в двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока, раскрытом в Патентном документе 2, рабочая конфигурация переключающих элементов определяется для каждого из четырех режимов работы, то есть для случая установки напряжения на первичной стороне выше, чем напряжение на вторичной стороне, и случая установки напряжения на первичной стороне ниже, чем напряжение на вторичной стороне, когда энергия протекает с первичной стороны на вторичную сторону, и для случая установки, когда напряжение на первичной стороне выше, чем напряжение на вторичной стороне, и для случая установки, когда напряжение на первичной стороне ниже, чем напряжение на вторичной стороне, когда энергия протекает с вторичной стороны на первичную сторону. Поэтому, например, такая технология не учитывает случай, когда напряжение на первичной стороне и напряжение на вторичной стороне одинаковы, и случай, когда поток энергии равен нулю, таким образом, невозможно постоянно осуществлять передачу между рабочими режимами.
Кроме того, коэффициент проводимости каждого переключающего элемента описан, как управляемый по объему, таким образом, что не учитывается автоматическое управление потоком энергии на основе мгновенного значения.
Таким образом, невозможно автоматически управлять направлением и величиной мощности, передаваемой с первичной стороны на вторичную сторону и с вторичной стороны на первичную сторону в преобразователе постоянного тока для заданного значения, непрерывно, на основе мгновенного значения.
Настоящее изобретение выполнено с целью решения таких проблем, и цель настоящего изобретения состоит в том, чтобы создать двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока, систему привода железнодорожного вагона и систему фидера питания контактной сети, которая позволяет осуществлять поток энергии в обоих направлениях с первичной стороны на вторичную сторону и с вторичной стороны на первичную сторону, независимо от соотношения величины между напряжением вторичной стороны и напряжением первичной стороны, в состоянии, когда разные источники постоянного напряжения подключены к первичной стороне и ко вторичной стороне в преобразователе постоянного тока, и автоматически управляющую направлением и величиной мощности для требуемого значения непрерывно, на основе мгновенного значения.
Средство решения проблемы
В соответствии с аспектом настоящего изобретения предложен двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока, в котором мощность постоянного тока подают в двух направлениях между двумя источниками постоянного напряжения, источника питания первичной стороны и источника питания вторичной стороны. Двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока включает в себя модуль преобразования первичной стороны, который соединен с выводом входа/выхода источника питания первичной стороны и выполняет операцию преобразования мощности для источника питания первичной стороны; модуль преобразования вторичной стороны, который соединен с выводом входа/выхода источника питания вторичной стороны и выполняет операцию преобразования мощности для источника питания вторичной стороны; соединительный модуль, который соединяет модуль преобразования первичной стороны и модуль преобразования вторичной стороны друг с другом и выполняет роль посредника при подаче и приеме мощности между модулем преобразования первичной стороны и модулем преобразования вторичной стороны; и модуль управления, который детектирует, по меньшей мере, напряжение модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания и напряжение модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания среди напряжения модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания, напряжения модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания и напряжения в произвольной точке между соединительным выводом на стороне положительного электрода и соединительным выводом на стороне отрицательного электрода соединительного модуля, каждый из которых соединяет модуль преобразования первичной стороны и модуль преобразования вторичной стороны, детектирует, по меньшей мере, один из тока, протекающего в/из модуля преобразования первичной стороны, тока, протекающего в/из модуля преобразования вторичной стороны, и тока, протекающего в/из соединительного модуля, выполняет управление так, что выбранный один из детектируемых токов соответствует значению команды, соответствующему выбранному одному из детектируемых токов, и который управляет операцией преобразования мощности для модуля преобразования первичной стороны и модуля преобразования вторичной стороны на основе детектируемого напряжения модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания, детектируемого напряжения модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания, выбранного одного из токов, и сигнала на основе величины команды, соответствующей выбранному одному из токов таким образом, что направлением и величиной мощности, протекающей в двух направлениях между источником питания первичной стороны и источником питания вторичной стороны, управляют с возможностью их непрерывного изменения на основе мгновенного значения независимо от взаимосвязи величины между напряжением источника питания первичной стороны и напряжением источника питания вторичной стороны в состоянии, когда два источника постоянного напряжения соединены друг с другом.
В соответствии с другим аспектом настоящего изобретения предложена система управления приводом железнодорожного вагона, включающая в себя обратный преобразователь для управления приводом, которая подает энергию, передаваемую из провода к электродвигателю в качестве энергии привода; устройство - накопитель энергии, которое накапливает энергию, передаваемую из этого провода; и двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока, который предусмотрен между проводом и устройством - накопителем энергии и управляет мощностью в проводе и в устройстве - накопителе энергии в двух направлениях. Двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока включает в себя модуль преобразования первичной стороны, который соединен с выводом входа/выхода источника питания первичной стороны и выполняет операцию преобразования мощности для источника питания первичной стороны; модуль преобразования вторичной стороны, который соединен с выводом входа/выхода источника питания вторичной стороны и выполняет операцию преобразования мощности для источника питания вторичной стороны; соединительный модуль, который соединяет модуль преобразования первичной стороны и модуль преобразования вторичной стороны друг с другом и который выполняет роль посредника для подачи и приема мощности между модулем преобразования первичной стороны и модулем преобразования вторичной стороны; и модуль управления, который детектирует, по меньшей мере, напряжение модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания и напряжение модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания среди напряжения модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания, напряжения модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания и напряжения в произвольной точке между соединительным выводом на стороне положительного электрода и соединительным выводом на стороне отрицательного электрода соединительного модуля, каждый из которых содержит модуль преобразования первичной стороны и модуль преобразования вторичной стороны, детектирует, по меньшей мере, один из тока, протекающего в/из модуля преобразования первичной стороны, тока, протекающего в/из модуля преобразования вторичной стороны, и тока, протекающего в/из соединительного модуля, выполняет управление таким образом, что выбранный один из детектируемых токов соответствует величине команды, соответствующей выбранному одному из детектируемых токов, и который управляет операцией преобразования мощности для модуля преобразования первичной стороны и модуля преобразования вторичной стороны на основе детектируемого напряжения модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания, детектируемого напряжения модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания, выбранного одного из токов, и сигнала, который основан на величине команды, соответствующей выбранному одному из токов, таким образом, что направлением и величиной мощности, протекающей в двух направлениях между источником питания первичной стороны и источником питания вторичной стороны, управляют с возможностью их непрерывного изменения на основе мгновенного значения независимо от величины отношения между напряжением источника питания первичной стороны и напряжением источника питания вторичной стороны в состоянии, в котором два источника постоянного напряжения соединены друг с другом.
В соответствии с еще одним другим аспектом настоящего изобретения предложена система фидера питания контактной сети, которая подает энергию для транспортного средства от источника питания постоянного тока, соединенного с проводом и рельсом. Система фидера питания контактной сети включает в себя обратный преобразователь для управления приводом, который подает мощность, передаваемую из провода в электродвигатель, как мощность для привода; устройство - накопитель энергии, которое сохраняет энергию, подаваемую из провода; и двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока, который предусмотрен между проводом и устройством - накопителем энергии и управляет мощностью провода и устройства - накопителя энергии в двух направлениях. Двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока включает в себя модуль преобразования первичной стороны, который соединен с выводом входа/выхода источника питания первичной стороны и выполняет операцию преобразования энергии для источника питания первичной стороны; модуль преобразования вторичной стороны, который соединен с выводом входа/выхода источника питания вторичной стороны и выполняет операцию преобразования энергии для источника питания вторичной стороны; соединительный модуль, который соединяет модуль преобразования первичной стороны и модуль преобразования вторичной стороны друг с другом, и который выполняет роль посредника при подаче и приеме мощности между модулем преобразования первичной стороны и модулем преобразования вторичной стороны; и модуль управления, который детектирует, по меньшей мере, напряжение модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания и напряжение модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания среди напряжения модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания, напряжения модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания, и напряжения в произвольной точке между соединительным выводом стороны положительного электрода и соединительным выводом стороны отрицательного электрода соединительного модуля, каждый из которых соединяет модуль преобразования первичной стороны и модуль преобразования вторичной стороны, детектирует, по меньшей мере, один из тока, протекающего в/из модуля преобразования первичной стороны, тока, протекающего в/из модуля преобразования вторичной стороны, и тока, протекающего в/из соединительного модуля, выполняет управление таким образом, что выбранный один из детектируемых токов соответствует значению команды, соответствующему выбранному одному из детектируемых токов, и который управляет операцией преобразования энергии для модуля преобразования первичной стороны и модуля преобразования вторичной стороны, на основе детектируемого напряжении модуля преобразования первичной стороны на стороне источника питания, детектируемого напряжения модуля преобразования вторичной стороны на стороне источника питания, выбранного одного из токов и сигнала на основе значения команды, соответствующего выбранному одному из токов, таким образом, что направлением и величиной мощности, протекающей в двух направлениях между источником питания первичной стороны и источником питания вторичной стороны, управляют с возможностью непрерывного их изменения на основе мгновенного значения независимо от величины отношения между напряжением источника питания первичной стороны и напряжением источника питания вторичной стороны в состоянии, в котором два источника постоянного напряжения соединены друг с другом.
Эффект изобретения
В соответствии с аспектом настоящего изобретения предложен двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока, в котором мощность постоянного тока подают в двух направлениях между двумя источниками постоянного напряжения источника питания первичной стороны и источника питания вторичной стороны.
Краткое описание чертежей
На фиг.1 показана конфигурационная схема двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.2 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30а управления в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.3 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 31а изменения команды тока, в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.4 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 32а регулировки команды тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.5 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 33а управления в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.6 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 34а генерирования команды степени модуляции в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.7 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 35а генерирования сигнала затвора в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.8 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.9 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.10 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.11 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.12 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.13 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.14 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.15 показан график, иллюстрирующий моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения.
На фиг.16 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.17 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30b управления в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.18 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 32b регулировки команды тока в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.19 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 60 расчета величины операции, ограничивающей верхний предел напряжения конденсатора на первичной стороне в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.20 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 61 расчета величины операции, ограничивающей нижний предел напряжения конденсатора на первичной стороне в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.21 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 62 расчета величины операции, ограничивающей верхний предел напряжения конденсатора на вторичной стороне в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.22 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 63 расчета величины операции, ограничивающей нижний предел напряжения конденсатора на вторичной стороне в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.23 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 66 расчета величины операции, ограничивающей верхний предел тока цепи переключения первичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.24 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 67 расчета величины операции, ограничивающей верхний предел тока цепи переключения первичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.25 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 68 расчета величины операции, ограничивающей верхний предел тока цепи переключения вторичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.26 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 69 расчета величины операции, ограничивающей верхний предел тока цепи переключения вторичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения.
На фиг.27 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с третьим вариантом воплощения.
На фиг.28 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30с управления в соответствии с третьим вариантом воплощения.
На фиг.29 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с четвертым вариантом воплощения.
На фиг.30 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30d управления в соответствии с четвертым вариантом воплощения.
На фиг.31 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 31b изменения ток-команда в соответствии с четвертым вариантом воплощения.
На фиг.32 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с пятым вариантом воплощения.
На фиг.33 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30е управления в соответствии с пятым вариантом воплощения.
На фиг.34 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с шестым вариантом воплощения.
На фиг.35 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30f управления в соответствии с шестым вариантом воплощения.
На фиг.36 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с седьмым вариантом воплощения.
На фиг.37 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30g управления в соответствии с седьмым вариантом воплощения.
На фиг.38 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 34b, генерирующего команду степени модуляции в соответствии с седьмым вариантом воплощения.
На фиг.39 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с седьмым вариантом воплощения.
На фиг.40 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с седьмым вариантом воплощения.
На фиг.41 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с седьмым вариантом воплощения.
На фиг.42 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с седьмым вариантом воплощения.
На фиг.43 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с восьмым вариантом воплощения.
На фиг.44 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30h управления в соответствии с восьмым вариантом воплощения.
На фиг.45 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 34с генерирования команды степени модуляции в соответствии с восьмым вариантом воплощения.
На фиг.46 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 35b генерирования сигнала затвора в соответствии с восьмым вариантом воплощения.
На фиг.47 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с восьмым вариантом воплощения.
На фиг.48 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с восьмым вариантом воплощения.
На фиг.49 показан график, иллюстрирующий результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с восьмым вариантом воплощения.
На фиг.50 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с девятым вариантом воплощения.
На фиг.51 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30i управления в соответствии с девятым вариантом воплощения.
На фиг.52 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с десятым вариантом воплощения.
На фиг.53 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30j управления в соответствии с десятым вариантом воплощения.
На фиг.54 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 34d генерирования команды отношения модуляции в соответствии с десятым вариантом воплощения.
На фиг.55 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 35с генерирования сигнала затвора в соответствии с десятым вариантом воплощения.
На фиг.56 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с одиннадцатым вариантом воплощения.
На фиг.57 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30k управления в соответствии с одиннадцатым вариантом воплощения.
На фиг.58 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения.
На фиг.59 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30m управления в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения.
На фиг.60 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 31с изменения команды тока в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения.
На фиг.61 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 32с регулирования команды тока в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения.
На фиг.62 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 33b управления током в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения.
На фиг.63 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения.
На фиг.64 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30n управления в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения.
На фиг.65 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 31d изменения команды тока в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения.
На фиг.66 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 32d регулирования команды тока в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения.
На фиг.67 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 33с управления током в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения.
На фиг.68 показана схема, иллюстрирующая пример применения двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с четырнадцатым вариантом воплощения.
На фиг.69 показана схема, иллюстрирующая пример применения двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с пятнадцатым вариантом воплощения.
Пояснения буквенных или цифровых обозначений ссылочных позиций
1а: модуль преобразования первичной стороны
1b: модуль преобразования вторичной стороны
1с: соединительный модуль
2а: источник питания первичной стороны
2b: источник питания вторичной стороны
3: соединительный дроссель
4: детектор тока
5: соединительная линия
6: детектор напряжения
7: детектор тока
10: цепь переключения
11, 12: переключающий элемент
13: конденсатор
14: детектор напряжения
30: модуль управления
31: модуль преобразования ток-команда
32: модуль регулирования ток-команда
33: модуль управления током
34: модуль генерирования команды отношения модуляции
35: модуль генерирования сигнала затвора
280: провод
281: пантограф
282: обратный преобразователь для управления приводом
283: электродвигатель
284: рельс
285: двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока
286: устройство - накопитель энергии
287: источник энергии постоянного тока
288: транспортное средство
289: устройство управления системой
Подробное описание изобретения
Первый вариант воплощения
На фиг.1 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения. Как показано на фиг.1, модуль 1а преобразования первичной стороны соединен с выводами 23а и 24а входа/выхода источника 2а питания первичной стороны, который включает в себя полное сопротивление 21 а источника питания первичной стороны и источник 22а напряжения источника питания первичной стороны, и соединен с модулем 1b преобразования вторичной стороны, который соединен с выводами 23b и 24b входа/выхода источника 2b питания вторичной стороны, включающего в себя импеданс 21b источника питания вторичной стороны и источник 22b напряжения источника питания вторичной стороны, через соединительный модуль 1с, включающий в себя соединительный дроссель 3 и соединительную линию 5.
Модуль 1а преобразования первичной стороны включает в себя цепь 10а переключения первичной стороны, в которой переключающие элементы 11а и 12а включены последовательно, конденсатор 13а первичной стороны, который подключен параллельно к цепи 10а переключения первичной стороны, и детектор 14а напряжения, который детектирует напряжение на конденсаторе 13а первичной стороны.
Модуль 1b преобразования вторичной стороны, выполненный таким же образом, что и модуль 1а преобразования первичной стороны, поясняется ниже.
Положительный вывод переключающего элемента 11а на стороне верхней ветви цепи 10а переключения первичной стороны представляет собой первый вывод 15а, отрицательные выводы переключающего элемента 12а на стороне нижней ветви цепи 10а переключения первичной стороны представляют собой второй вывод 16а и четвертый вывод 18а, первый вывод 15а соединен со стороной положительного электрода конденсатора 13а первичной стороны, и второй вывод 16а соединен со стороной отрицательного электрода конденсатора 13а первичной стороны. Четвертый вывод 18а соединен с четвертым выводом 18b цепи 10b переключения вторичной стороны, который выполнен таким же образом, через соединительную линию 5, третий вывод 17а, который представляет собой точку соединения между стороной отрицательного электрода переключающего элемента 11а на стороне верхней ветви и на стороне положительного электрода переключающего элемента 12а на стороне нижней ветви, и третий вывод 17b цепи 10b переключения вторичной стороны, выполненный таким же образом, соединен через соединительный дроссель 3, и предусмотрен первый детектор 4 тока, который детектирует ток IL соединительного дросселя 3.
Напряжение между произвольной точкой между третьим выводом 17а цепи 10а переключения первичной стороны и третьим выводом 17b цепи 10b переключения вторичной стороны и соединительной линией 5 представляет собой напряжение VL соединительного модуля, и детектор 6 напряжения предусмотрен для детектирования напряжения VL соединительного модуля.
На фиг.1 показана такая конфигурация, в которой значение, которое представляет собой напряжение между соединительным дросселем 3 и соединительной линией 5, детектируемое детектором 6 напряжения, используется как напряжение VL соединительного модуля; однако, например, напряжение VL соединительного модуля может представлять собой напряжение между третьим выводом 17а цепи 10а переключения первичной стороны и соединительной линией 5 или напряжение между третьим выводом 17b цепи 10b переключения вторичной стороны и соединительной линией 5.
Кроме того, напряжение V1 конденсатора первичной стороны, выводимое из модуля 1а преобразования первичной стороны, напряжение V2 конденсатора вторичной стороны, выводимое из модуля 1b преобразования вторичной стороны, ток IL соединительного дросселя, выводимый из соединительного модуля 1с, и напряжение VL соединительного модуля подают в модуль 30а управления. Модуль 30а управления выводит сигналы G1a, G1b, G2a и G2b для управления включением/выключением каждого из переключающих элементов 11а, 11b, 12а и 12b к модулю 1а преобразования первичной стороны и модулю 1b преобразования вторичной стороны таким образом, что мощность PL, которая протекает в соединительном модуле 1с с первичной стороны на вторичную сторону соответствует значению Р* команды.
Значение Р* команды соответствует сигналу или тому подобное, который, например, поступает из устройства управления, которое управляет системой накопителя энергии, включающей в себя преобразователь постоянного тока в соответствии с настоящим изобретением, и представляет собой устройство верхнего уровня модуля 30а управления преобразователя постоянного тока.
Ток в первом выводе 15а и ток во втором выводе 16а цепи 10а переключения первичной стороны, ток в соединительном дросселе 3 и ток в соединительной линии 5, и ток в первом выводе 15b, и ток во втором выводе 16b цепи 10b переключения вторичной стороны, каждый должен иметь одинаковое значение, но протекать в противоположных направлениях. Поэтому настоящее изобретение может быть выполнено путем детектирования любого одного из них. Во всем пояснении, приведенном в данном описании, предполагается, что детектируют ток в первом выводе 15а цепи 10а переключения первичной стороны (ниже называется током I1 цепи переключения первичной стороны), ток в соединительном дросселе 3 (ниже называется током IL соединительного дросселя), и ток в первом выводе 15b цепи 10b переключения вторичной стороны (ниже называется током I2 цепи переключения вторичной стороны).
Когда сторона отрицательного электрода (линия от вывода 24а входа/выхода на первичной стороне ко второму выводу 24b входа/выхода на вторичной стороне через второй вывод 16а и четвертый вывод 18а цепи 10а переключения первичной стороны, соединительная линия 5 и четвертый вывод 18b, и второй вывод 16b цепи 10b переключения вторичной стороны) в цепи заземлена, потенциал земли второго вывода 16а цепи 10а переключения первичной стороны, второго вывода 16b цепи 10b переключения вторичной стороны и соединительной линии 5, то есть потенциал земли, является стабильным на низком уровне по сравнению с потенциалом заземления первого вывода 15а цепи 10а переключения первичной стороны, первого вывода 15b цепи 10b переключения вторичной стороны, и соединительного дросселя 3, который является высоким и имеет регулярную флуктуацию. Поэтому напряжение диэлектрической прочности, требуемое для детектора тока, может быть низким, и детектор тока может определять значения детектирования с меньшим уровнем шумов, если детектор тока будет предусмотрен на стороне отрицательного электрода цепи.
Далее поясняется конфигурация модуля 30a управления.
На фиг.2 показана схема, поясняющая пример конфигурации модуля 30a управления в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.2, модуль 30a управления включает в себя модуль 31а преобразования команды тока, модуль 32а регулировки команды тока, модуль управления 33а током, модуль 34а генерирования команды степени модуляции и модуль 35а генерирования сигнала затвора.
Модуль 31а преобразования команды тока генерирует команду IL0* основного тока соединительного дросселя на основе команды Р* мощности и напряжения VL соединительного модуля.
Модуль 32а регулировки команды тока регулирует команду IL0* основного тока соединительного дросселя, вводимую из модуля 31а преобразования команды тока, и генерирует команду IL* тока соединительного дросселя.
Модуль 33а управления током генерирует разность DIL тока, на основе команды IL* тока соединительного дросселя и тока IL соединительного дросселя.
Модуль 34а генерирования команды степени модуляции генерирует команду VREF1 степени модуляции на первичной стороне и команду VREF2 степени модуляции на вторичной стороне на основе разности DIL тока, вводимой из модуля 33а управления током, напряжения V1 конденсатора на первичной стороне и напряжения V2 конденсатора на вторичной стороне.
Модуль 35а генерирования сигнала затвора генерирует сигналы G1a, G1b, G2a и G2b затвора для управления включением/выключением каждого из переключающих элементов 11а, 11b, 12a и 12b на основе команды VREF1 степени модуляции первичной стороны и команды VREF2 степени модуляции вторичной стороны, вводимых из модуля 34а генерирования команды степени модуляции.
На фиг.2 модуль 30а управления выполнен так, что значение Р* команды подают снаружи; однако конфигурация может быть выполнена так, что сигнал, соответствующий команде IL0* основного тока соединительного дросселя, или команду IL* тока соединительного дросселя подают снаружи, вместо значения Р* команды. В этом случае модуль 31а изменения команды тока и модуль 32а регулировки команды тока можно исключить.
Примеры конфигурации модуля 31а преобразования команды тока, модуля 32а регулировки команды тока, модуля 33а управления током, модуля 34а генерирования команды степени модуляции и модуля 35а генерирования сигнала затвора поясняются ниже.
На фиг.3 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 31а преобразования команды тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена так, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока делителя 40 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.3, модуль 31а изменения команды тока генерирует команду IL0* основного тока соединительного дросселя путем делении значения Р* команды на напряжение VL соединительного модуля, используя делитель 40.
На фиг.4 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 32а регулировки команды тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена так, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе ограничителя 70а для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.4, модуль 32а регулировки команды тока обеспечивает ограничение с помощью ограничителя 70а, в котором верхний и нижний пределы установлены по значению ILMTH ограничения верхнего предела команды тока и значению ILMTL ограничения нижнего предела команды тока для ограничения верхнего предела и нижнего предела команды IL0* основного тока соединительного дросселя, генерируемого модулем 31а изменения команды тока, и выводит значение, в качестве команды IL* тока соединительного дросселя.
Ниже поясняется функция ограничителя 70а. Сигнал, получаемый в результате ограничения верхнего и нижнего пределов команды IL0* основного тока соединительного дросселя, используют в качестве команды IL* тока соединительного дросселя таким образом, что верхний и нижний пределы фактического тока IL соединительного дросселя, которыми управляют так, чтобы они соответствовали команде IL0* основного тока соединительного дросселя, могут быть ограничены. Ток IL соединительного дросселя представляет собой ток, который всегда протекает через любой из переключающих элементов 11а-12b. Поэтому ток в переключающих элементах 11а-12b может быть ограничен путем ограничения верхнего и нижнего пределов тока IL соединительного дросселя.
Целесообразно установить значения ILMTH ограничения верхнего предела команды тока и значения ILMTL ограничения нижнего предела команды тока так, чтобы они были равны или меньше, чем сопротивление току переключающих элементов 11a-12b.
При использовании упомянутой выше конфигурации модуля 32а регулировки команды тока, даже если команда IL0* основного тока соединительного дросселя, рассчитанная в модуле 31а преобразования команды тока, становится слишком большой относительно сопротивления току переключающих элементов 11а-12b, в случае, например, когда чрезмерное значение Р* команды вводят в модуль 30a управления, становится возможным ограничить команду IL* тока соединительного дросселя в пределах сопротивления току переключающих элементов 11а-12b, используя ограничитель 70а.
Таким образом, фактический ток IL соединительного дросселя и, поэтому, ток переключающих элементов 11а-12b может быть ограничен его сопротивлением току. Вследствие этого предотвращается пробой переключающих элементов 11а-12b из-за избыточного тока, таким образом, что может быть получен двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока, который является устойчивым к помехам, таким как входная команда на чрезмерную мощность.
На фиг.5 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 33а управления током в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставлен на входе и выходе функционального блока вычитателя 200 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.5, в модуле 33а управления током девиацию между командой IL* тока соединительного дросселя и током IL соединительного дросселя, сгенерированным в модуле 32а регулировки команды тока, генерируют с помощью вычитателя 200, который представляет собой вход в пропорционально-интегральный контроллер 201. В пропорционально-интегральном контроллере 201 разность DIL тока рассчитывают с помощью следующего уравнения:
DIL=(K1+K2/s)×(IL*-IL),
где K1: пропорциональное усилие, K2: интегральное усилие и s: оператор Лапласа.
На фиг.6 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 34а генерирования команды степени модуляции в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена так, что фильтр нижней частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока сумматора 211а или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.6, напряжение V2 конденсатора на вторичной стороне делят на напряжение V1 конденсатора на первичной стороне в делителе 210а модуля 34а генерирования команды степени модуляции для получения отношения V2/V1 между напряжением V2 конденсатора на вторичной стороне и напряжением V1 конденсатора на первичной стороне. Ограничитель 213а ограничивает нижний и верхний пределы отношения V2/V1 нулем и единицей для получения значения, которое должно представлять собой команду VREF1A основной степени модуляции на первичной стороне для модуля 1а преобразования первичной стороны.
Разность DIL тока, генерируемую в модуле 33a управления током, добавляют к команде VREF1A основной степени модуляции на первичной стороне с помощью сумматора 211а для получения команды VREF1 степени модуляции на первичной стороне, как команды степени модуляции модуля 1а преобразования первичной стороны.
Таким образом, VREF1 выражена через VREF1=VREF1A+DIL.
С другой стороны, напряжение V1 конденсатора на первичной стороне делят на напряжение V2 конденсатора на вторичной стороне в делителе 210b для получения отношения V1/V2 между напряжением V1 конденсатора на первичной стороне и напряжением V2 конденсатора на вторичной стороне. Ограничитель 213b ограничивает нижний и верхний пределы отношения V1/V2 нулем и единицей для получения значения, которое должно представлять собой команду VREF2A основной степени модуляции на вторичной стороне для модуля 1b преобразования на вторичной стороне.
Значение DIL2, которое получают путем инверсии знака разности DIL тока, генерируемое в блоке 33а управления током с помощью схемы 212 инвертирования знака, добавляют к команде VREF2A основной степени модуляции на вторичной стороне с помощью сумматора 211b для получения команды VREF2 степени модуляции на вторичной стороне в качестве команды степени модуляции модуля 1b преобразования на вторичной стороне.
Таким образом, VREF2 выражается как VREF2=VREF2A+DIL2.
На фиг.7 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 35а генерирования сигнала затвора в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока компаратора 220а или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.7, модуль 35а генерирования сигнала затвора вначале генерирует сигнал CAR несущей, который принимает значение от ноля до единицы, в генераторе 222 сигнала несущей. Следует понимать, что сигнал CAR несущей представляет собой, например, треугольную волну или пилообразную волну.
Затем компараторы 220а и 220b и схемы 221а и 221b инверсии определяют сигналы G1a-G2b затворов каждого из переключающих элементов 11а-12b с помощью следующей логической схемы, в соответствии со взаимосвязью величины между командой VREF1 степени модуляции на первичной стороне и командой VREF2 степени модуляции на вторичной стороне, генерируемой модулем 34а генерирования команды степени модуляции и сигналом CAR несущей.
Если VREF1>CAR, сигнал G1a затвора для переключающего элемента 11а переводят во включенное состояние, и сигнал G2a затвора для переключающего элемента 12а переводят в выключенное состояние. И наоборот, если VREF1<CAR, сигнал G1a затвора переключающего элемента 11а переводят в выключенное состояние, и сигнал G2a затвора для переключающего элемента 12а переводят во включенное состояние.
Если VREF2>CAR, сигнал G1b затвора, поступающий в переключающий элемент 11b, переводят во включенное состояние, и сигнал G2b затвора, поступающий в переключающий элемент 12b, переводят в выключенное состояние. И наоборот, если VREF2<CAR, сигнал G1b затвора, поступающий в переключающий элемент 11b, переводят в выключенное состояние, и сигнал G2b затвора, подаваемый в переключающий элемент 12b, переводят во включенное состояние.
В соответствии с этим в модуле 30а управления упомянутой выше конфигурации, когда команда Р* мощности становится положительной, команда IL0* основного тока соединительного дросселя становится положительной, независимо от величины напряжения V1 конденсатора первичной стороны и напряжения V2 конденсатора вторичной стороны, или взаимоотношения величин между напряжением V1 конденсатора первичной стороны и напряжением V2 конденсатора вторичной стороны, таким образом, что становится возможным обеспечить протекание энергии PL, которая поступает в соединительный модуль 1с (ниже называется мощностью PL соединительного модуля), в направлении от источника 2а питания первичной стороны к источнику 2b питания вторичной стороны, и при этом мощность PL соединительного модуля соответствует команде Р* мощности.
С другой стороны, когда команда Р* мощности является отрицательной, команда IL0* основного тока соединительного дросселя становится отрицательной, так, что обеспечивается возможность протекания мощности PL соединительного модуля в направлении от источника 2b питания вторичной стороны к источнику 2а питания первичной стороны, и при этом мощность PL соединительного модуля соответствует команде Р* мощности.
Когда команда Р* мощности равна нулю, команда IL0* основного тока соединительного дросселя становится равной нулю, таким образом, что поток энергии между источником 2а питания первичной стороны и источником 2b питания вторичной стороны может быть остановлен.
Таким образом, величиной и направлением мощности PL соединительного модуля можно управлять произвольно и непрерывно на основе мгновенного значения, используя произвольные установки величины, и направление команды Р* мощности можно менять от положительного до отрицательного, включая ноль.
Ток переключающих элементов 11а-12b может быть ограничен до произвольного значения, например, так, чтобы он находился в пределах собственного сопротивления току. Таким образом, можно предотвратить пробой переключающих элементов 11а-12b из-за избыточного тока, в результате чего можно получить двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока, устойчивый к возмущениям, таким как ввод команды избыточной мощности.
Первый вариант воплощения сфокусирован на мощности PL соединительного модуля, которым управляют так, чтобы он соответствовал команде Р* мощности. Другими словами, команду Р* мощности преобразуют в команду IL* тока соединительного дросселя, соответствующую ей, которой управляют так, чтобы она соответствовала фактическому току IL соединительного дросселя.
Кроме того, если игнорировать малые потери в модуле 1а преобразования первичной стороны соединительного модуля 1с и в модуле 1b преобразования вторичной стороны и малые флуктуации энергии, сохраняемой в конденсаторе 13а первичной стороны и конденсаторе 13b вторичной стороны, мощность Р10 входа/выхода источника 2а питания первичной стороны, мощность PL соединительного модуля и мощность Р20 входа/выхода источника 2b питания вторичной стороны становятся равными по своим мгновенным значениям. Поэтому потоком мощности между источником 2а питания первичной стороны и источником 2b питания вторичной стороны можно управлять путем управления мощностью PL соединительного модуля.
Если требуется обеспечить точность управления до степени, когда потери в модуле 1а преобразования первичной стороны, соединительном модуле 1с и в модуле 1b преобразования вторичной стороны нельзя игнорировать, точность управления потоком мощности можно дополнительно улучшить путем установки команды Р* мощности, или команды IL* тока соединительного дросселя равной значению, которое включает в себя потери (обычно, несколько процентов от всей мощности, подаваемой к или выводимой из преобразователя постоянного тока), хотя это не показано.
Если точность управления требуется в такой степени, что флуктуации энергии, сохраняемой в конденсаторе 13а на первичной стороне и в конденсаторе 13b на вторичной стороне, нельзя игнорировать, точность переходного управления потока мощности можно улучшить путем регулировки команды Р* мощности или команды IL* тока соединительного дросселя в зависимости от величины флуктуации энергии, сохраняемой в конденсаторе 13а первичной стороны и конденсаторе 13b вторичной стороны, хотя это и не показано.
На фиг.8-11 и на фиг.12-15 показаны графики, иллюстрирующие результат моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока, в котором применяется конфигурация модуля 30a управления в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения.
На фиг.8(а) и на фиг.12(а) показаны графики, иллюстрирующие напряжение V10 вывода на первичной стороне и напряжение V20 вывода на вторичной стороне, и на фиг.8(b) и на фиг.12(b) показаны схемы, иллюстрирующие команду VREF1 степени модуляции первичной стороны.
На фиг.9(с) и на фиг.13(с) показаны графики, иллюстрирующие команду VREF2 степени модуляции вторичной стороны, и на фиг.9(d) и на фиг.13(d) показаны схемы, иллюстрирующие команду IL* тока соединительного дросселя.
На фиг.10(е) и на фиг.14(е) показаны графики, иллюстрирующие ток IL соединительного дросселя, и на фиг.10(f) и на фиг.14(f) показаны схемы, иллюстрирующие команду Р* мощности.
На фиг.11(g) и на фиг.15(g) показаны графики, иллюстрирующие мощность PL соединительного модуля.
На фиг.8-11 показаны графики, иллюстрирующие форму колебаний во время работы в случае, когда источник напряжения, который изменяет напряжение V10 вывода первичной стороны от 400 В до 800 В с пилообразной формой изменений с частотой 2 Гц, подключен как источник 2а питания первичной стороны, конденсатор большой емкости с первичным напряжением 600 В подключен как источник 2b питания вторичной стороны, и команда Р* мощности изменяется в виде пилообразного колебания с частотой 1 Гц в пределах диапазона ±500 КВт. Ограничитель 70а установлен на значение ±1000 А, таким образом, что команда IL* тока соединительного дросселя ограничена в пределах диапазона ±1000 А.
Как показано на фиг.8-11, команду VREF1 степени модуляции первичной стороны и команду VREF2 степени модуляции вторичной стороны соответствующим образом регулируют, независимо от соотношения величины между напряжением V10 вывода первичной стороны и напряжением V20 вывода вторичной стороны, и ток IL соединительного дросселя соответствует команде IL* тока соединительного дросселя. Команда IL* тока соединительного дросселя находится в пределах диапазона ±1000 А, таким образом, что он работает без ограничений со стороны ограничителя 70а. Следовательно, было определено, что мощность PL соединительного модуля соответствует команде Р* мощности во всей области.
На фиг.12-15 показаны схемы, иллюстрирующие формы колебаний во время работы в случае, когда источник напряжения, который изменяет напряжение V10 вывода первичной стороны, находится в пределах от 400 В до 800 В в виде пилообразных колебаний с частотой 2 Гц, подключен как источник 2а питания первичной стороны, конденсатор большой емкости с исходным напряжением 600 В подключен как источник 2b питания вторичной стороны, и команда Р* мощности изменяется в форме пилообразных колебаний с частотой 1 Гц в пределах диапазона ±500 кВт. Ограничитель 70а установлен на значение ±500А, таким образом, что команда IL* тока соединительного дросселя ограничена в пределах диапазона ±500А.
Как показано на фиг.12-15, команду VREF1 степени модуляции первичной стороны и команду VREF2 степени модуляции вторичной стороны соответствующим образом регулируют независимо от соотношения величины между напряжением V10 вывода первичной стороны и напряжением V20 вывода вторичной стороны, и ток IL соединительного дросселя соответствует команде IL* тока соединительного дросселя, хотя он ограничен в пределах диапазона ±500А. Определили, что мощность PL соединительного модуля соответствует команде Р* мощности в области, в которой ток IL соединительного дросселя находится в пределах диапазона ±500 А, и когда ток IL соединительного дросселя ограничен в пределах диапазона ±500 кВт, мощность PL соединительного модуля меньше, чем команда Р* мощности на незначительную величину тока IL соединительного дросселя.
Таким образом, ток IL соединительного дросселя может быть ограничен до величины, установленной ограничителем 70а. Поэтому, даже когда вводят команду Р* излишней мощности, предотвращается пробой переключающих элементов 11а-12b, из-за излишнего тока.
Второй вариант воплощения
Ниже подробно поясняется со ссылкой на чертежи конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Ниже описаны только детали, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в первом варианте воплощения настоящего изобретения.
На фиг.16 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. В дополнение к упомянутому выше первому варианту воплощения двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока в соответствии со вторым вариантом воплощения включает в себя детектор 7а тока, который детектирует ток I1 цепи переключения на первичной стороне и детектор 7b тока, который детектирует ток I2 цепи переключения вторичной стороны. Кроме того, конфигурация модуля 30b управления имеет следующие характеристики.
На фиг.17 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30b управления в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Модуль 32b регулировки команды тока выполнен так, что в него вводят ток I1 цепи переключения первичной стороны, ток I2 цепи переключения вторичной стороны, напряжение V1 конденсатора первичной стороны и напряжение V2 конденсатора вторичной стороны, и он имеет следующие характеристики.
На фиг.18 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 32b регулировки команды тока в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.18, в модуле 32b регулировки команды тока команду IL0* основного тока соединительного дросселя, которую вводят из модуля 31а изменения команды тока, корректируют путем добавления V1LMTH величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, рассчитанной в модуле 60 расчета величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, V1LMTL величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, рассчитанной в модуле 61 расчета величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, V2LMTH величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, рассчитанной в модуле 62 расчета величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, V2LMTL величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, рассчитанной в модуле 63 расчета величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, I1LMTH величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны, рассчитанной в модуле 66 расчета величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны, I1LMTL величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны, рассчитанной в модуле 67 расчета величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны, I2LMTH величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, рассчитанной в модуле 68 расчета величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, и I2LMTL величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, рассчитанной в модуле 69 расчета величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, в сумматорах 59а-59j, используя напряжение V1 конденсатора первичной стороны, напряжение V2 конденсатора вторичной стороны, ток I1 цепи переключения первичной стороны, ток I2 цепи переключения вторичной стороны, величину V1LMTCOMH ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, величину V1LMTCOML ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, величину V2LMTCOMH ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, величину V2LMTCOML ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, величину I1LMTCOMH ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны, величину I1LMTCOML ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны, величину I2LMTCOMH ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, величину I2LMTCOML ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, величину THLMTH ограничения верхнего команды тока защиты температуры, величину THLMTL ограничения нижнего предела команды тока защиты температуры, величину ILMTH ограничения верхнего предела команды тока и величину ILMTL ограничения нижнего предела команды тока, и затем ограничивается ограничителем 71, который ограничивает команду IL0* основного тока соединительного дросселя до величины THLMTH ограничения верхнего предела команды тока защиты температуры и величины THLMTL ограничения нижнего предела команды тока защиты от температуры, и ограничителем 70b, который ограничивает команду IL0* основного тока соединительного дросселя до величины ILMTH ограничения верхнего предела команды тока и величины ILMTL ограничения нижнего предела команды тока, генерируя, таким образом, команду IL* тока соединительного дросселя.
Ограничитель 71 выполняет ограничение команды тока для защиты от избыточного тепла. Например, ограничитель 71 определяет значение THLMTH ограничения верхнего предела команды тока защиты от температуры и значение THLMTL ограничения нижнего предела команды тока защиты от температуры в зависимости от величины, детектируемой датчиком температуры (не показан), который может детектировать температуру источника 2а питания на первичной стороне, источника 2b питания на вторичной стороне, переключающих элементов 11а-12b, и соединительного дросселя 3, и ограничивает величину команды IL* тока соединительного дросселя, когда температура повышается, подавляя, таким образом, повышение температуры источника 2а питания первичной стороны, источника 2b питания вторичной стороны, переключающих элементов 11а-12b и соединительного дросселя 3. Поэтому ограничитель 70 во время работы исключает повреждение источника 2а питания первичной стороны, источника 2b питания вторичной стороны, переключающих элементов 11а-12b и соединительного дросселя 3, из-за чрезмерного нагрева.
Ниже поясняются примеры конфигурации модуля 60 расчета величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, модуля 61 расчета величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, модуля 62 расчета величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, модуля 63 расчета величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, модуля 66 расчета величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны, модуля 67 расчета величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны, модуля 68 расчета величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны и модуля 69 расчета величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны.
На фиг.19 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 60 расчета величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена таким образом, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставлен на входе и выходе функционального блока вычитателя 80 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.19, значение V1LMTCOMH ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны вычитают из напряжения V1 конденсатора первичной стороны в вычитателе 80, в модуле 60 расчета величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны для получения девиации. Девиацию усиливают с помощью пропорционально-интегрального контроллера 81, и отрицательную сторону усиленной девиации отсекают с помощью ограничителя 82 отрицательной стороны, которую выводят как величину V1LMTH операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны.
Таким образом, когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны становится равным или выше, чем значение V1LMTCOMH ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, величину V1LMTH операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны выводят в зависимости от величины девиации, и команду IL* тока соединительного дросселя увеличивают, в результате чего увеличивается мощность PL соединительного модуля и подавляется повышение напряжения V1 конденсатора на первичной стороне. Поэтому напряжение V1 конденсатора на первичной стороне можно поддерживать близким к значению V1LMTCOMH ограничения верхнего предела напряжения конденсатора первичной стороны.
На фиг.20 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 61 расчета величины операции нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Эта конфигурация может быть выполнена таким образом, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока вычитателя 90 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.20, значение V1LMTCOML ограничения нижнего предела напряжения конденсатора на первичной стороне вычитают из напряжения V1 конденсатора первичной стороны в вычитателе 90, в модуле 61 расчета величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны для получения девиации. Девиацию усиливают с помощью пропорционально-интегрального контроллера 91, и положительную сторону усиленной девиации отсекают с помощью ограничителя 92 положительной стороны, которую выводят как величину V1LMTL операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны.
Таким образом, когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны становится равным или ниже, чем значение V1LMTCOML ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны, величину V1LMTL ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны выводят в зависимости от величины девиации, и команду IL* тока соединительного дросселя уменьшают, в результате чего уменьшается мощность PL соединительного модуля, и подавляется падение напряжения V1 конденсатора первичной стороны. Поэтому напряжение V1 конденсатора первичной стороны можно поддерживать близким к значению V1LMTCOML ограничения нижнего предела напряжения конденсатора первичной стороны.
На фиг.21 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 62 расчета величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Эта конфигурация может быть выполнена так, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока вычитателя 100 или тому подобное, для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.21, напряжение V2 конденсатора вторичной стороны вычитают из значения V2LMTCOMH ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны в вычитателе 100, в модуле 62 расчета величины операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, для получения девиации. Девиацию усиливают с помощью пропорционально-интегрального контроллера 101, и положительную сторону усиленной девиации обрезают с помощью ограничителя 102 положительной стороны, что выводят как величину V2LMTH операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны.
Таким образом, когда напряжение V2 конденсатора вторичной стороны становится равным или выше, чем величина V2LMTCOMH ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, величину V2LMTH операции ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны выводят в зависимости от значения девиации, и команду IL* тока соединительного дросселя уменьшают, в результате чего уменьшается мощность PL соединительного модуля, и подавляют повышение напряжения V2 конденсатора вторичной стороны. Поэтому напряжение V2 конденсатора вторичной стороны можно поддерживать близким к значению V2LMTCOMH ограничения верхнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны.
На фиг.22 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 63 расчета величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена так, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока вычитателя 110 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.22, напряжение V2 конденсатора вторичной стороны вычитают из значения V2LMTCOML ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны в вычитателе 110, в модуле 63 расчета величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны для получения девиации. Значение девиации усиливают с помощью пропорционально-интегрального контроллера 111, и отрицательную сторону усиленного значения девиации отсекают с помощью ограничителя 112 отрицательной стороны, которую выводят как значение V2LMTL величины операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны.
Таким образом, когда напряжение V2 конденсатора вторичной стороны становится равным или ниже, чем значение V2LMTCOML ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны, величину V2LMTL операции ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны выводят в зависимости от величины девиации, и команду IL* тока соединительного дросселя увеличивают, в результате чего повышается мощность PL соединительного модуля, и подавляется падение напряжения V2 конденсатора вторичной стороны. Поэтому напряжение V2 конденсатора вторичной стороны можно поддерживать близким к значению V2LMTCOML ограничения нижнего предела напряжения конденсатора вторичной стороны.
На фиг.23 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 66 расчета величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны, в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Эта конфигурация может быть выполнена так, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока вычитателя 130 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.23, ток I1 цепи переключения первичной стороны вычитают из значения I1LMTCOMH ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны в вычитателе 130 модуля 66 расчета величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны для получения девиации. Значение девиации усиливают с помощью пропорционально-интегрального контроллера 131, и положительную сторону усиленного значения девиации отсекают с помощью ограничителя 132 положительной стороны, которое выводят как величину I1LMTH операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны.
С помощью такой конфигурации, когда ток I1 цепи переключения первичной стороны становится равным или больше, чем значение I1LMTCOMH ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны, величину I1LMTH операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны выводят в зависимости от величины девиации, и команду IL* тока соединительного дросселя уменьшают, в результате чего уменьшают мощность PL соединительного модуля, и подавляют повышение тока I1 цепи переключения первичной стороны. Поэтому ток I1 цепи переключения первичной стороны можно поддерживать близким к значению I1LMTCOMH ограничения верхнего предела тока цепи переключения первичной стороны.
На фиг.24 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 67 расчета величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена таким образом, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставлен на входе и выходе функционального блока вычитателя 140 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.24, ток I1 цепи переключения первичной стороны вычитают из значения I1LMTCOML ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны в вычитателе 140 в модуле 67 расчета величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны для получения девиации. Значение девиации усиливают с помощью пропорционально-интегрального контроллера 141, и отрицательную сторону усиленной девиации отсекают с помощью ограничителя 142 отрицательной стороны, которую выводят как значение I1LMTL операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны.
При такой конфигурации, когда ток I1 цепи переключения первичной стороны становится равным или меньше, чем величина I1LMTCOML ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны, величину I1LMTL ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны выводят, в зависимости от девиации, и команду IL* тока соединительного дросселя увеличивают, в результате чего мощность PL соединительного модуля увеличивается, и подавляется падение тока I1 цепи переключения первичной стороны. Поэтому ток I1 цепи переключения первичной стороны можно поддерживать близким к значению I1LMTCOML ограничения нижнего предела тока цепи переключения первичной стороны.
На фиг.25 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 68 расчета величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена таким образом, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока вычитателя 150 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это не показано.
Как показано на фиг.25, ток I2 цепи переключения вторичной стороны вычитают из значения I2LMTCOMH ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны в вычитателе 150, в модуле 68 расчета величины операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны для получения девиации. Девиацию усиливают с помощью пропорционально-интегрального контроллера 151, и положительную сторону усиленной девиации отсекают с помощью ограничителя 152 положительной стороны, которую выводят как величину I2LMTH операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны.
С помощью такой конфигурации, когда ток I2 цепи переключения вторичной стороны становится равным или больше, чем значение I2LMTCOMH ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, величину I2LMTH операции ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны выводят в зависимости от девиации, и команду IL* тока соединительного дросселя уменьшают, в результате чего уменьшают мощность PL соединительного модуля, и подавляют увеличение тока I2 цепи переключения вторичной стороны. Поэтому ток I2 цепи переключения вторичной стороны можно поддерживать близким к величине I2LMTCOMH ограничения верхнего предела тока цепи переключения вторичной стороны.
На фиг.26 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 69 расчета величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена так, что фильтр низких частот или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока вычитателя 160 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.26, ток I2 цепи переключения вторичной стороны вычитают из величины I2LMTCOML ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны в вычитателе 160 модуля 69 расчета величины операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны для получения девиации. Девиацию усиливают с помощью пропорционально-интегрального контроллера 161, и отрицательную сторону усиленной девиации отсекают с помощью ограничителя 162 отрицательной стороны, которую выводят как величину I2LMTL операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны.
При использовании такой конфигурации, когда ток I2 цепи переключения вторичной стороны становится равным или меньше, чем значение I2LMTCOML ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны, величину I2LMTL операции ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны выводят в зависимости от девиации, и команду IL* тока соединительного дросселя увеличивают, в результате чего увеличивается мощность PL соединительного модуля, и подавляется падение тока I2 цепи переключения вторичной стороны. Поэтому ток I2 цепи переключения вторичной стороны можно поддерживать близким к значению I2LMTCOML ограничения нижнего предела тока цепи переключения вторичной стороны.
Модуль 32b регулировки команды тока выполнен, как описано выше, таким образом, что становится возможным защищать источник 2а питания первичной стороны, источник 2b питания вторичной стороны, модуль 1а преобразования первичной стороны, модуль 1b преобразования вторичной стороны и соединительный дроссель 3 от избыточного напряжения, чрезмерного тока и избыточного тепла.
Третий вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с третьим вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Конфигурация в соответствии с третьим вариантом воплощения основана на конфигурации второго варианта воплощения. Только части, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии со вторым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.27 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с третьим вариантом воплощения настоящего изобретения. В двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока в соответствии с третьим вариантом воплощения детектор 7а тока, предназначенный для детектирования тока I1 цепи переключения первичной стороны, и детектор 7b тока, предназначенный для детектирования тока I2 цепи переключения вторичной стороны, которые предусмотрены в конфигурации в соответствии со вторым вариантом воплощения, исключены. Кроме того, конфигурация модуля 30с управления имеет следующие характеристики.
На фиг.28 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30с управления в соответствии с третьим вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.28, ток I1 цепи переключения первичной стороны и ток I2 цепи переключения вторичной стороны, которые вводят в модуль 32b регулировки команды тока, рассчитывают на основе токе IL соединительного дросселя, напряжения VL соединительного модуля, напряжения V1 конденсатора первичной стороны и напряжения V2 конденсатора вторичной стороны.
Как показано на фиг.27, мощность, протекающая через первый вывод 15а и второй вывод 16а цепи переключения первичной стороны 10а (ниже называется мощностью Р1 цепи переключения первичной стороны), и мощность PL соединительного модуля равны на основе мгновенного значения при условии, что потерями модуля 1а преобразования первичной стороны и соединительного модуля 1с можно пренебречь.
При применении этого условия, как показано на фиг.28, умножитель 37а генерирует произведение тока IL соединительного дросселя и напряжения VL соединительного модуля, и делитель 36а делит это произведение на напряжение V1 конденсатора первичной стороны, получая в результате ток I1 цепи переключения первичной стороны в модуле 30с управления.
Таким же образом умножитель 37а генерирует произведение тока IL соединительного дросселя и напряжения VL соединительного модуля, и делитель 36b делит это произведение на напряжение V2 конденсатора вторичной стороны, получая в результате ток I2 цепи переключения вторичной стороны.
В соответствии с описанной выше конфигурацией двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока в соответствии с третьим вариантом воплощения настоящего изобретения может выполнять управление, используя ток I1 цепи переключения первичной стороны и ток I2 цепи переключения вторичной стороны, без непосредственного детектирования их с помощью детекторов 7а и 7b тока. Таким образом, становится возможным получить конфигурацию высокофункционального модуля управления без увеличения количества компонентов, размера и веса преобразователя постоянного тока.
Четвертый вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с четвертым вариантом воплощения настоящего изобретение подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Ниже описаны только детали, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения.
На фиг.29 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с четвертым вариантом воплощения настоящего изобретения. Модуль 30d управления имеет следующие характеристики.
На фиг.30 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30d управления в соответствии с четвертым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Модуль 31b преобразования команды тока выполнен таким образом, что в него дополнительно подают напряжение V1 конденсатора первичной стороны и напряжение V2 конденсатора вторичной стороны.
На фиг.31 иллюстрируется пример конфигурации модуля 31b преобразования команды тока в соответствии с четвертым вариантом воплощения настоящего изобретения. Как показано на фиг.31, в модуле 31b преобразования команды тока, напряжение V1 конденсатора первичной стороны и напряжение V2 конденсатора вторичной стороны пропускают через полосовые фильтры 120а и 120b, соответственно, получая в результате величину V1DMP операции подавления колебания напряжения конденсатора первичной стороны и величину V2DMP операции подавления колебания напряжения конденсатора вторичной стороны, которые представляют собой компоненты переменного тока, в котором регулируют величину усилия и фазу. V1DMP добавляют к команде Р* мощности с помощью сумматора 121, и V2DMP вычитают из команды Р* мощности с помощью вычитателя 122, и результат делят на напряжение VL соединительного модуля с помощью делителя 41 для получения команды IL0* основного тока соединительного дросселя.
При использовании такой конфигурации, когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны проявляет тенденцию к увеличению, команду Р* мощности регулируют таким образом, что мощность PL соединительного модуля увеличивают, и когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны проявляет тенденцию к уменьшению, команду Р* мощности регулируют так, что мощность PL соединительного модуля уменьшается.
Когда напряжение V2 конденсатора вторичной стороны проявляет тенденцию к увеличению, команду Р* мощности регулируют таким образом, что мощность PL соединительного модуля уменьшается, и когда напряжение V2 конденсатора вторичной стороны проявляет тенденцию к уменьшению, команду Р* мощности регулируют так, что мощность PL соединительного модуля увеличивается.
При использовании описанной выше конфигурации двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока в соответствии с четвертым вариантом воплощения настоящего изобретения позволяет подавлять колебание напряжения V1 конденсатора первичной стороны и напряжение V2 конденсатора вторичной стороны, таким образом, что можно обеспечить более стабильное управление.
Пятый вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с пятым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Только части, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.32 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с пятым вариантом воплощения настоящего изобретения. В двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока в соответствии с пятым вариантом воплощения детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, исключен, и модуль 30е управления имеют следующие характеристики.
На фиг.33 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30е управления в соответствии с пятым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.33, умножитель 37b генерирует произведение напряжения V1 конденсатора первичной стороны и команды VREF1 степени модуляции первичной стороны, и результат используют как напряжение VL соединительного модуля.
При использовании упомянутой выше конфигурации двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь постоянного тока в соответствии с пятым вариантом воплощения настоящего изобретения позволяет исключить детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, таким образом, что устройство в целом может быть выполнено с меньшими размерами и с меньшим весом.
Шестой вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с шестым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылками на чертежи. Только части, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.34 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с шестым вариантом воплощения настоящего изобретения. В двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока в соответствии с шестым вариантом воплощения детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, исключен, и модуль 30f управления имеет следующие характеристики.
На фиг.35 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30f управления в соответствии с шестым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.35, умножитель 37с в модуле 30f управления генерирует произведение напряжения V2 конденсатора вторичной стороны и команду VREF2 степени модуляции вторичной стороны, и этот результат используют как напряжение VL соединительного модуля.
При использовании описанной выше конфигурации в двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока в соответствии с шестым вариантом воплощения настоящего изобретения можно исключить детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, таким образом, что устройство в целом может быть выполнено с меньшими размерами и меньшим весом.
Седьмой вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с седьмым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Только части, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.36 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с седьмым вариантом воплощения настоящего изобретения. Модуль 30g управления имеет следующие характеристики.
На фиг.37 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30g управления в соответствии с седьмым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Модуль 34b генерирования команды степени модуляции имеет следующие характеристики.
На фиг.38 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 34b генерирования команды степени модуляции в соответствии с седьмым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Делитель 210а делит напряжение V2 конденсатора вторичной стороны на напряжение V1 конденсатора первичной стороны, и верхний и нижний пределы рассчитанного значения ограничивают с помощью ограничителя 214а, которое дополнительно умножают на прирост GREF коэффициента проводимости с помощью умножителя 215а для получения команды VREF1A основной степени модуляции первичной стороны. Делитель 210b делит напряжение V1 конденсатора первичной стороны на напряжение V2 конденсатора вторичной стороны, и верхний и нижний пределы рассчитанного значения ограничивают с помощью ограничителя 214b, что дополнительно умножают на прирост GREF коэффициента проводимости с помощью умножителя 215b для получения команды VREF2A основной степени модуляции вторичной стороны.
Прирост GREF коэффициента проводимости может представлять собой любую произвольную величину между нулем и единицей.
Нижний и верхний пределы ограничителей 214а и 214b установлены равными нулю и единице.
В описанной выше конфигурации, например, когда значение GREF равно 0,9, команду VREF1A основной степени модуляции первичной стороны рассчитывают путем умножения величины, которую получают путем умножения на 0,9 значения верхнего предела V2/V1 до 1, и команду VREF2A основной степени модуляции вторичной стороны рассчитывают путем умножения на 0,9 значения, полученного в результате ограничения верхнего предела V1/V2 до 1, каждая из которых получает максимальное значение 0,9.
Команда VREF1 степени модуляции первичной стороны и команда VREF2 степени модуляции вторичной стороны представляют собой значения, которые рассчитывают путем суммирования разности DIL тока и DIL2, которую получают путем инверсии знака разности DIL тока с помощью цепи 212 инверсии знака, используя сумматоры 211а и 211b для получения команды VREF1A основной степени модуляции первичной стороны и команды VREF2A основной степени модуляции вторичной стороны, соответственно. Если значения DIL и DIL2 игнорируют, поскольку они малы в установившемся состоянии, максимальные значения команды VREF1 степени модуляции первичной стороны и команды VREF2 степени модуляции вторичной стороны равны 0,9, что равно GREF, и не превышают 0,9.
В частности, даже когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны равно напряжению V2 конденсатора вторичной стороны, и в этом случае команда VREF1 степени модуляции первичной стороны и команда VREF2 степени модуляции вторичной стороны имеет максимальные значения, эти максимальные значения команды VREF1 степени модуляции первичной стороны и команды VREF2 степени модуляции вторичной стороны равны 0,9, что равно приросту GREF коэффициента проводимости, и не превышают 0,9.
Это означает, что максимальные значения команды VREF1 степени модуляции первичной стороны и команды VREF2 степени модуляции вторичной стороны можно ограничить приростом GREF коэффициента проводимости.
Кроме того, ширину импульса включения/выключения переключающих элементов 11а-12b определяют в зависимости от соотношения величины между командой VREF1 степени модуляции первичной стороны и командой VREF2 степени модуляции вторичной стороны, и сигнала CAR несущей, таким образом, что ограничение максимальных значений команды VREF1 степени модуляции первичной стороны и команды VREF2 степени модуляции вторичной стороны имеет то же значение, что и ограничение минимального значения ширины импульса включения/выключения переключающих элементов 11a-12b. Другими словами, минимальной шириной импульса переключающих элементов 11а-12b можно произвольно управлять с помощью прироста GREF коэффициента проводимости.
Обычно в переключающем элементе минимальное значение ширины импульса, которое позволяет точно выполнять операцию включения/выключения, ограничено из-за задержки операции включения/выключения. Когда сигнал затвора с шириной импульса, которая меньше, чем несколько микросекунд, до величины, превышающей десять миллисекунд, вводят в переключающий элемент, трудно выполнять операцию включения/выключения в соответствии с сигналом затвора. Поэтому ширина импульса не может быть правильно получена в соответствии с сигналом затвора.
В этом случае характеристики управления ухудшаются, например, возникают мгновенные различия между током IL соединительного дросселя и командой IL* тока соединительного дросселя.
В соответствии с седьмым вариантом воплощения минимальная ширина импульса переключающих элементов 11a-12b может быть установлена как произвольное значение с помощью прироста GREF коэффициента проводимости. Поэтому, если значение GREF будет установлено равным такому значению, при котором переключающие элементы 11а-12b не работают с меньшей шириной импульса, чем их предельные значения, в частности, даже когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны равно напряжению V2 конденсатора вторичной стороны, и в этом случае команда VREF1 степени модуляции первичной стороны и команда VREF2 степени модуляции вторичной стороны получают максимальные значения, предотвращается работа переключающих элементов 11а-12b с шириной импульса, меньше, чем их предельные значения.
Таким образом, переключающие элементы 11а-12b могут правильно выводить ширину импульса в соответствии с подаваемыми в них сигналами затвора таким образом, что предотвращается ухудшение характеристики управления, такой как формирование минимальных различий между током IL соединительного дросселя, и командой IL* тока соединительного дросселя.
На фиг.39-42 показаны графики, иллюстрирующие результаты моделирования формы колебания во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока, в котором применяется конфигурация модуля 30g управления в соответствии с седьмым вариантом воплощения настоящего изобретения. На фиг.39(а) показана схема, иллюстрирующая напряжение V10 вывода первичной стороны и напряжение V20 вывода вторичной стороны, на фиг.39(b) показана схема, иллюстрирующая команду VREF1 степени модуляции первичной стороны, на фиг.40(с) показана схема, иллюстрирующая команду VREF2 степени модуляции вторичной стороны, на фиг.40(d) показана схема, иллюстрирующая команду IL* тока соединительного дросселя, на фиг.41(е) показана схема, иллюстрирующая ток IL соединительного дросселя, на фиг.41(f) показана схема, иллюстрирующая команду Р* мощности, и на фиг.42(g) показана схема, иллюстрирующая мощность PL соединительного модуля.
На фиг.39-42 показаны схемы, иллюстрирующие формы колебаний во время работы в случае, когда коэффициент GREF коэффициента проводимости установлен равным 0,9, источник напряжения, который изменяет напряжение V10 вывода первичной стороны от 400В до 800В в виде пилообразных колебаний при частоте два Гц, подключен как источник 2а питания первичной стороны, конденсатор большой емкости с первичным напряжением 600 В подключен как источник 2b питания вторичной стороны, и команду Р* мощности изменяют в виде пилообразных колебаний с частотой 1 Гц в пределах диапазона ±500 кВт. Ограничитель 70а установлен на ±1000А, таким образом, что команда IL* тока соединительного дросселя ограничена в пределах диапазона ±1000А. Команду VREF1 степени модуляции первичной стороны и команду VREF2 степени модуляции вторичной стороны соответствующим образом регулируют, независимо от соотношения величины между напряжением V10 вывода первичной стороны и напряжением V20 вывода вторичной стороны, и ток IL соединительного дросселя соответствует команде IL* тока соединительного дросселя. Команда IL* тока соединительного дросселя находится в пределах диапазона ±1000А, таким образом, что она работает без ограничений со стороны ограничителя 70а. В результате было определено, что мощность PL соединительного модуля соответствует команде Р* мощности во всей области.
В частности, подтвердилось, что максимальное значение команды VREF1 степени модуляции первичной стороны и команды VREF2 степени модуляции вторичной стороны, и в этом случае напряжение V1 конденсатора первичной стороны равно напряжению V2 конденсатора вторичной стороны, составляют приблизительно 0,9, что установлено как прирост GREF коэффициента проводимости. Поэтому было определено, что такая конфигурация может предотвратить работу переключающих элементов 11а-12b при меньшей ширине импульса, чем их предельное значение.
Коэффициент GREF усиления коэффициента проводимости можно изменять, устанавливая его произвольное значение в произвольные моменты времени во время работы.
Например, когда разность между напряжением V1 конденсатора первичной стороны и напряжением V2 конденсатора вторичной стороны достаточна, GREF может быть установлен равным 1,0, и только, когда разность между напряжением V1 конденсатора первичной стороны и напряжением V2 конденсатора вторичной стороны мала, GREF можно изменить до 0,9.
Прирост GREF коэффициента проводимости изменяется, как описано выше, таким образом, что, когда разница между напряжением V1 конденсатора первичной стороны и напряжением V2 конденсатора вторичной стороны достаточна, прирост коэффициента проводимости любого из модуля 1а преобразования первичной стороны и модуля 1b преобразования вторичной стороны равен 1,0. Поэтому переключающий элемент стороны верхней ветви или переключающий элемент стороны нижней ветви модуля преобразования можно поддерживать во включенном состоянии или в выключенном состоянии, обеспечивая возможность остановки операции переключения. В соответствии с этим можно уменьшить потери на переключение.
Когда разница между напряжением V1 конденсатора первичной стороны и напряжением V2 конденсатора вторичной стороны становится малой, прирост GREF коэффициента проводимости изменяется до значения, при котором переключающие 11а-12b элементы не могут работать с шириной импульса, выходящей за их пределы. Поэтому можно предотвратить работу переключающих элементов 11а-12b с шириной импульса, меньшей, чем их предельные значения, в результате ширину импульса можно правильно выводить в соответствии с сигналами затвора. Следовательно, становится возможным предотвратить ухудшение характеристики управления, такой как формирование мгновенных различий между током IL соединительного дросселя и командой IL* тока соединительного дросселя.
Восьмой вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с восьмым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Только части, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.43 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с восьмым вариантом воплощения настоящего изобретения. Модуль 30h управления имеет следующие характеристики.
На фиг.44 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30h управления в соответствии с восьмым вариантом воплощения настоящего изобретения. Сигнал, выводимый из модуля 34 с генерирования команды степени модуляции, изменяют на VREF, и модуль 34с генерирования команды степени модуляции и модуль 35b генерирования сигнала затвора имеют следующие характеристики.
На фиг.45 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 34с генерирования команды степени модуляции в соответствии с восьмым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Конфигурация может быть такой, что фильтр нижней частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока сумматора 232 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.45, сумматор 232 рассчитывает сумму напряжения V1 конденсатора первичной стороны и напряжение V2 конденсатора вторичной стороны. Затем делитель 230 делит напряжение V2 конденсатора вторичной стороны на сумму напряжения V1 конденсатора первичной стороны, и напряжение V2 конденсатора вторичной стороны для получения отношения V2/(V1+V2) между напряжением V2 конденсатора вторичной стороны и суммой напряжения V1 конденсатора первичной стороны, и напряжение V2 конденсатора вторичной стороны. Отношение V2/(V1+V2) установлено как команда VREF0 основной степени модуляции, которая является общей для модулей 1а и 1b преобразования первичной стороны и вторичной стороны.
Разность DIL тока добавляют к команде VREF0 основной степени модуляции в сумматоре 231, которая установлена как команда VREF степени модуляции, которая является общей для модулей 1а и 1b преобразования первичной стороны и вторичной стороны.
На фиг.46 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 35b генерирования сигнала затвора в соответствии с восьмым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе компаратора 240 для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Вначале модуль 241 генерирования сигнала несущей генерирует сигнал CAR несущей, который принимает значение от ноля до единицы. Целесообразно, чтобы сигнал CAR несущей представлял собой, например, треугольное колебание или пилообразное колебание.
Затем компаратор 240 и схема 242 инверсии определяют состояние включения/выключения сигналов G1a-G2b затвора каждого из переключающих элементов 11а-12b, используя следующую логику в соответствии с соотношением величины между командой VREF степени модуляции и сигналом CAR несущей.
Если VREF>CAR, сигнал G1a затвора для переключающего элемента 11а модуля 1а преобразования первичной стороны устанавливают включенным, и сигнал G2a затвора для переключающего элемента 12а модуля 1а преобразования первичной стороны устанавливают выключенным. Одновременно с этим сигнал G2b затвора для переключающего элемента 12b модуля 1b преобразования вторичной стороны устанавливают включенным, и сигнал G1b затвора для переключающего элемента 11b модуля 1b преобразования вторичной стороны устанавливают выключенным.
Если VREF<CAR, сигнал G1a затвора для переключающего элемента 11а устанавливают выключенным, и сигнал G2a затвора для переключающего элемента 12а устанавливают включенным. Одновременно с этим сигнал G2b затвора для переключающего элемента 12b устанавливают выключенным, и сигнал G1b затвора для переключающего элемента 11b устанавливают включенным.
В описанной выше конфигурации, когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны равно напряжению V2 конденсатора вторичной стороны, команда VREF степени модуляции равна 0,5, и коэффициент заполнения включения/выключения каждого из переключающих элементов 11а и 12а и переключающих элементов 11b и 12b равен 50%.
С другой стороны, когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны отличается от напряжения V2 конденсатора вторичной стороны, коэффициент заполнения включения/выключения каждого из переключающих элементов 11а и 12а, и переключающих элементов 11b и 12b изменяется приблизительно на 50% в зависимости от степени различия.
При такой работе, даже когда разница между напряжением V1 конденсатора первичной стороны и напряжением V2 конденсатора вторичной стороны становится малой, можно предотвратить работу переключающих элементов 11а-12b с шириной импульса, меньшей, чем их предельное значение. Таким образом, переключающие элементы 11а-12b позволяют правильно выводить ширину импульса в соответствии с сигналами затвора, подаваемыми на них, таким образом, что предотвращается ухудшение характеристики управления, такое как формирование мгновенных различий между током IL соединительного дросселя и командой IL* тока соединительного дросселя.
На фиг.47-49 показаны графики, иллюстрирующие результаты моделирования формы колебаний во время работы двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока, в котором применяется конфигурация модуля 30h управления в соответствии с восьмым вариантом воплощения настоящего изобретения. На фиг.47(а) показана схема, иллюстрирующая напряжение V10 вывода первичной стороны и напряжение V20 вывода вторичной стороны, на фиг.47(b) показана схема, иллюстрирующая команду VREF степени модуляции, на фиг.48(с) показана схема, иллюстрирующая команду IL* тока соединительного дросселя, на фиг.48(d) показана схема, иллюстрирующая ток IL соединительного дросселя, на фиг.49(е) показана схема, иллюстрирующая команду Р* мощности, и на фиг.49(f) показана схема, иллюстрирующая мощность PL соединительного модуля.
На фиг.47-49 показана схема, иллюстрирующая формы колебаний во время работы в случае, когда источник напряжения, который изменяет напряжение V10 вывода первичной стороны от 400 В до 800 В в виде пилообразного колебания с частотой 2 Гц, подключен как источник 2а питания первичной стороны, конденсатор большой емкости с исходным напряжением 600 В подключен как источник 2b питания вторичной стороны, и команда Р* мощности изменяется в виде пилообразного колебания с частотой 1 Гц в пределах диапазона ±500 кВт. Ограничитель 70а установлен на ±2000А, таким образом, что команда IL* тока соединительного дросселя ограничена в пределах диапазона ±2000А. Команду VREF степени модуляции соответствующим образом регулируют, независимо от соотношения величины между напряжением V10 вывода первичной стороны и напряжением V20 вывода вторичной стороны, и ток IL соединительного дросселя соответствует команде IL* тока соединительного дросселя. Команда IL* тока соединительного дросселя находится в пределах диапазона ±2000А, таким образом, что он работает без ограничения со стороны ограничителя 70а. Следовательно, было определено, что мощность PL соединительного модуля соответствует команде Р* мощности во всей области.
Кроме того, было подтверждено, что, когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны равно напряжению V2 конденсатора вторичной стороны, команда VREF степени модуляции равна 0,5, и когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны отличается от напряжения V2 конденсатора вторичной стороны, команда VREF степени модуляции изменяется приблизительно на 0,5 в зависимости от степени различия. Поэтому было определено, что такая конфигурация позволяет предотвратить работу переключающих элементов 11a-12b с шириной импульса, меньшей, чем их предельное значение.
Девятый вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с девятым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Конфигурация девятого варианта воплощения основана на конфигурации в соответствии с восьмым вариантом воплощения. Только детали, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с восьмым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.50 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с девятым вариантом воплощения настоящего изобретения. В двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока в соответствии с девятым вариантом воплощения детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, исключен, и модуль управления 30i имеет следующие характеристики.
На фиг.51 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30i управления в соответствии с девятым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.51, произведение, рассчитанное множителем 37d, путем умножения команды VREF степени модуляции на напряжение V1 конденсатора первичной стороны, добавляют в сумматоре 38а к произведению, рассчитанному с помощью умножителя 37е путем умножения значения, которое рассчитывают путем вычитания команды VREF степени модуляции из 1,0 с помощью вычитателя 39а, на напряжение V2 конденсатора вторичной стороны, которое умножают на 0,5 в умножителе 37f, для использования в качестве напряжения VL соединительного модуля.
При использовании упомянутой выше конфигурации детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, может быть исключен таким образом, что преобразователь постоянного тока, в целом, может быть выполнен с меньшими размерами и с меньшим весом.
Десятый вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с десятым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Только детали, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.52 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с десятым вариантом воплощения настоящего изобретения. Модуль 30j управления имеет следующие характеристики.
На фиг.53 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30j управления в соответствии с десятым вариантом воплощения настоящего изобретения. Сигнал, выводимый из модуля 34d генерирования команды степени модуляции, изменяют на VREF, и модуль 34d генерирования команды степени модуляции, и модуль 35с генерирования сигнала затвора имеют следующие характеристики.
На фиг.54 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 34d генерирования команды степени модуляции в соответствии с десятым вариантом воплощения.
Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока сумматора 252 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.54, сумматор 252 рассчитывает сумму напряжения V1 конденсатора первичной стороны и напряжение V2 конденсатора вторичной стороны. Затем делитель 250 делит напряжение V1 конденсатора первичной стороны на сумму напряжения V1 конденсатора первичной стороны и напряжения V2 конденсатора вторичной стороны для получения отношения V1/(V1+V2) между напряжением V1 конденсатора первичной стороны и суммой напряжения V1 конденсатора первичной стороны и напряжения V2 конденсатора вторичной стороны. Отношение V1/(V1+V2) устанавливают как команду VREF0 основной степени модуляции, которая является общей для модулей 1а и 1b преобразования первичной стороны и вторичной стороны.
Разность DIL токов добавляют к команде VREF0 основной степени модуляции в сумматоре 251, которая установлена как команда VREF степени модуляции, которая является общей для модулей 1а и 1b преобразования первичной стороны и вторичной стороны.
На фиг.55 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 35с генерирования сигнала затвора в соответствии с десятым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе компаратора 260 для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Вначале модуль 261 генерирования сигнала несущей генерирует сигнал CAR несущей, который принимает значение от ноля до единицы. Целесообразно, чтобы сигнал CAR несущей был представлен, например, в виде треугольного колебания или пилообразного колебания.
Затем компаратор 260 и схема 262 инверсии определяют состояние включения/выключения сигналов G1a-G2b затвора каждого из переключающих элементов 11а-12b c помощью следующей логики, в соответствии с соотношением величины между командой VREF степени модуляции и сигналом CAR несущей.
Если VREF>CAR, сигнал G1a затвора для переключающего элемента 11а модуля 1а преобразования первичной стороны устанавливают в выключенное состояние, и сигнал G2a затвора переключающего элемента 12а модуля 1а преобразования первичной стороны устанавливают во включенное состояние. Одновременно с этим сигнал G2b затвора для переключающего элемента 12b модуля 1b преобразования вторичной стороны устанавливают в выключенное состояние, и сигнал G1b затвора для переключающего элемента 11b модуля 1b преобразования вторичной стороны устанавливают во включенное состояние.
Если VREF<CAR, сигнал G1a затвора для переключающего элемента 11а устанавливают во включенное состояние, и сигнал G2a затвора для переключающего элемента 12а устанавливают в выключенное состояние. Одновременно с этим сигнал G2b затвора для переключающего элемента 12b устанавливают во включенное состояние, и сигнал G1b затвора для переключающего элемента 11b устанавливают в выключенное состояние.
При использовании описанной выше конфигурации, когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны равно напряжению V2 конденсатора вторичной стороны, команда VREF степени модуляции равна 0,5, и коэффициент заполнения включения/выключения каждого из переключающих элементов 11а и 12а, и переключающих элементов 11b и 12b равен 50%.
С другой стороны, когда напряжение V1 конденсатора первичной стороны отличается от напряжения V2 конденсатора вторичной стороны, коэффициент заполнения включения/выключения каждого из переключающих элементов 11а и 12а, и переключающих элементов 11b и 12b изменяется приблизительно на 50%, в зависимости от степени различия.
При такой работе, даже когда разница между напряжением V1 конденсатора первичной стороны и напряжением V2 конденсатора вторичной стороны становится малой, можно предотвратить работу переключающих элементов 11а-12b с шириной импульса, меньшей, чем предельное значение. Таким образом, переключающие элементы 11а-12b могут правильно выводить ширину импульса в соответствии с сигналами затвора, подаваемыми на них, таким образом, что предотвращается ухудшение характеристики управления, такой как формирование мгновенных различий между током IL соединительного дросселя и командой IL* тока соединительного дросселя.
Одиннадцатый вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с одиннадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Конфигурация в одиннадцатом варианте воплощения основана на конфигурации десятого варианта воплощения. Только детали, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в десятом варианте воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.56 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с одиннадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. В двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока в соответствии с одиннадцатым вариантом воплощения детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, исключен, и модуль 30k управления имеет следующие характеристики.
На фиг.57 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30k управления в соответствии с одиннадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.57, произведение, рассчитанное умножителем 37g путем умножения команды VREF степени модуляции на напряжение V2 конденсатора вторичной стороны, суммируют в сумматоре 38b с произведением, рассчитанным с помощью умножителя 37h путем умножения значения, которое рассчитывают путем вычитания команды VREF степени модуляции из 1,0 с помощью вычитателя 39b, на напряжение V1 конденсатора первичной стороны, которое умножают на 0,5 с помощью умножителя 37i, который используется как напряжение VL соединительного модуля.
При использовании описанной выше конфигурации детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, может быть исключен таким образом, что преобразователь постоянного тока в целом может быть выполнен с меньшими размерами и меньшим весом.
Двенадцатый вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Только части, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.58 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. В двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения детектор 4 тока, который детектирует ток соединительного IL дросселя, и детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, исключены, детектор 7а тока, который детектирует ток I1 цепи переключения первичной стороны, добавлен в модуль 1а преобразования первичной стороны, и модуль 30m управления имеет следующие характеристики.
На фиг.59 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30m управления в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. В отличие от первого варианта воплощения модуль 30m управления выполнен таким образом, что напряжение V1 конденсатора первичной стороны подают в модуль 31с изменения команды тока, сигнал, выводимый из модуля 31с изменения команды тока, представляет собой команду I10* основного тока цепи переключения первичной стороны, вывод модуля 32с регулировки команды тока представляет собой команду I1* тока цепи переключения первичной стороны, и ток I1 цепи переключения первичной стороны подают в модуль 33b управления током, и конфигурации модуля 31с преобразования команды тока, модуля 32 с регулировки команды тока и модуля 33b управления током имеют следующие характеристики.
На фиг.60 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 31с преобразования команды тока в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Конфигурация может быть выполнена так, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе делителя 42 для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.60, делитель 42 делит значение Р* команды на напряжение V1 конденсатора первичной стороны для генерирования команды I10* основного тока цепи переключения первичной стороны.
В отличие от первого варианта воплощения, напряжение V1 конденсатора первичной стороны подают вместо напряжения VL соединительного модуля, и команду I10* основного тока цепи переключения первичной стороны выводят вместо команды IL0* основного тока соединительного дросселя.
На фиг.61 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 32с регулировки команды тока в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе ограничителя 70с, для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.61, модуль 32с регулировки команды тока обеспечивает ограничение с помощью ограничителя 70с верхнего и нижнего пределов команды I10* основного тока цепи переключения первичной стороны значением ILMTH ограничения верхнего предела команды тока и значением ILMTL ограничения нижнего предела команды тока, и выводит это значение как команду I1* тока цепи переключения первичной стороны.
Эффект, создаваемый ограничителем 70с, является тем же, что и эффект ограничителя 70а в первом варианте воплощения, по этой причине его пояснение здесь не приведено.
В отличие от конфигурации первого варианта воплощения, команду I10* основного тока цепи переключения первичной стороны вводят вместо команды IL0* основного тока соединительного дросселя, и команду I1* тока цепи переключения первичной стороны вводят вместо команды IL* тока соединительного дросселя.
На фиг.62 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 33b управления током в соответствии с двенадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр нижней частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока вычитателя 202 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.62, девиацию между командой I1* тока цепи переключения первичной стороны и током I1 цепи переключения первичной стороны генерируют в вычитателе 202, которую подают в пропорционально-интегральный контроллер 203. Выход пропорционально-интегрального контроллера 203 использует разность DIL токов.
В отличие от конфигурации в соответствии с первым вариантом воплощения команду I1* тока цепи переключения первичной стороны вводят вместо команды IL* тока соединительного дросселя, и ток I1 цепи переключения первичной стороны вводят вместо тока IL соединительного дросселя.
Способ управления, описанный в двенадцатом варианте воплощения, фокусируется на мощности Р1 цепи переключения первичной стороны, которой управляют в соответствии с командой Р* мощности. Другими словами, команду Р* мощности преобразуют в соответствующую ей команду I1* тока цепи переключения первичной стороны, которой управляют так, чтобы она соответствовала фактическому току I1 цепи переключения первичной стороны.
Кроме того, когда пренебрегают малыми потерями в модуле 1а преобразования первичной стороны, в соединительном модуле 1с и в модуле 1b преобразования вторичной стороны и малыми флуктуациями энергии, сохраненной в конденсаторе 13а первичной стороны и в конденсаторе 13b вторичной стороны, мощность Р10 ввода/вывода источника 2а питания первичной стороны, мощность Р1 цепи переключения первичной стороны и мощность Р20 ввода/вывода источника 2b питания вторичной стороны становятся равными на основе мгновенного значения. Поэтому потоком мощности между источником 2а питания первичной стороны и источником 2b питания вторичной стороны можно управлять путем управления мощностью Р1 цепи переключения первичной стороны.
Потерями модуля 1а преобразования первичной стороны, соединительного модуля 1с и модуля 1b преобразования вторичной стороны в описанном выше примере пренебрегают как незначительными потерями; однако, если требуется обеспечить точность управления до степени, в которой потери нельзя игнорировать, точность управления потоком мощности может быть дополнительно улучшена путем установки команды Р* мощности, или команды I1* тока цепи переключения первичной стороны на значение, которое включает в себя потерю (обычно, несколько процентов от всей мощности, которую подают в или выводят из преобразователя постоянного тока), хотя это и не показано.
Флуктуациями энергии, сохраненной в конденсаторе 13а первичной стороны и конденсаторе 13b вторичной стороны, пренебрегают как незначительными потерями, как упомянуто выше; однако, если требуется обеспечить точность управления в степени, когда флуктуацию в энергии нельзя игнорировать, точность управления переходом потока мощности можно улучшить путем регулировки команды Р* мощности, или команды I1* тока цепи переключения первичной стороны, в зависимости от величины флуктуации энергии, сохраненной в конденсаторе 13а первичной стороны и в конденсаторе 13b вторичной стороны, хотя это и не показано.
На фиг.59 модуль 30m управления выполнен таким образом, что команду Р* мощности вводят снаружи; однако модуль 30m управления может быть выполнен так, что сигнал, соответствующий команде I10* основного тока цепи переключения первичной стороны, или команду I1* тока цепи переключения первичной стороны вводят снаружи вместо команды Р* мощности. В этом случае модуль 31с изменения команды тока и модуль 32с регулировки команды тока могут быть исключены.
При такой конфигурации система управления, основанная на токе I1 цепи переключения первичной стороны, может быть построена таким образом, что детектор напряжения и детектор тока в соединительном модуле 1с могут быть исключены. Поэтому степень свободы при конструировании конструкции может быть повышена.
Тринадцатый вариант воплощения
Конфигурация двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения подробно поясняется ниже со ссылкой на чертежи. Только части, отличающиеся от двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с первым вариантом воплощения настоящего изобретения, описаны ниже.
На фиг.63 показана схема конфигурации двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. В двунаправленном промежуточном вольтодобавочном преобразователе постоянного тока в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения детектор 4 тока, который детектирует ток IL соединительного дросселя, и детектор 6 напряжения, который детектирует напряжение VL соединительного модуля, исключены, детектор 7b тока, который детектирует ток I2 цепи переключения вторичной стороны, добавлен в модуль 1b преобразования вторичной стороны, и модуль 30n управления имеет следующие характеристики.
На фиг.64 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 30n управления в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. В отличие от первого варианта воплощения модуль 30n управления выполнен таким образом, что напряжение V2 конденсатора вторичной стороны вводят в модуль 31d изменения команды тока, сигнал, выводимый из модуля 31d преобразования команды тока, представляет собой команду I20* основного тока цепи переключения вторичной стороны, и выход модуля 32d изменения команды тока представляет собой команду I2* тока цепи переключения вторичной стороны, и ток I2 цепи переключения вторичной стороны подают на вход модуля 33с управления током, и конфигурации модуля 31d преобразования команды тока, модуля 32d регулировки команды тока и модуля 33с управления током имеют следующие характеристики.
На фиг.65 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 31d изменения команды тока, в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Конфигурация может быть такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставлен на входе и выходе делителя 43 для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.65, делитель 43 делит значение Р* команды на напряжение V2 конденсатора вторичной стороны для генерирования команды I20* основного тока цепи переключения вторичной стороны.
В отличие от первого варианта воплощения напряжение V2 конденсатора вторичной стороны вводят вместо напряжения VL соединительного модуля, и команду I20* основного тока цепи переключения вторичной стороны вводят вместо команды IL0* основного тока соединительного дросселя.
На фиг.66 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 32d регулировки команды тока в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе ограничителя 70d для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.66, модуль 32d регулировки команды тока обеспечивает ограничение с помощью ограничителя 70d верхнего и нижнего пределов команды I20* основного тока цепи переключения вторичной стороны, используя значение ILMTH ограничения верхнего предела команды тока и значение ILMTL ограничения нижнего предела команды тока, и выводит это значение как команду I2* тока цепи переключения вторичной стороны.
Эффект, вызванный ограничителем 70d, является таким же, как и эффект ограничителя 70а в первом варианте воплощения, поэтому его пояснение здесь не приведено.
В отличие от конфигурации в соответствии с первым вариантом воплощения команду I20* основного тока цепи переключения вторичной стороны вводят вместо команды IL0* основного тока соединительного дросселя, и команду I2* тока цепи переключения вторичной стороны выводят вместо команды IL* тока соединительного дросселя.
На фиг.67 показана схема, иллюстрирующая пример конфигурации модуля 33с управления током в соответствии с тринадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения. Конфигурация может быть выполнена такой, что фильтр низкой частоты или тому подобное вставляют на входе и выходе функционального блока вычитателя 204 или тому подобное для удаления ненужных частотных компонентов, хотя это и не показано.
Как показано на фиг.67, отклонение между командой I2* тока цепи переключения вторичной стороны и током I2 цепи переключения вторичной стороны генерируют в вычитателе 204, которое подают в пропорционально-интегральный контроллер 205. Выход из пропорционально-интегрального контроллера 205 используют как разницу DIL тока.
В отличие от конфигурации в соответствии с первым вариантом воплощения команду I2* тока цепи переключения вторичной стороны подают вместо команды IL* тока соединительного дросселя, и ток I2 цепи переключения вторичной стороны вводят вместо тока IL соединительного дросселя.
Способ управления, описанный в тринадцатом варианте воплощения, фокусируется на мощности, пропускаемой через первый вывод 15b и второй вывод 16b цепи 10b переключения вторичной стороны (ниже называется мощностью Р2 цепи переключения вторичной стороны), которой управляют так, чтобы она соответствовала команде Р* мощности. Другими словами, команду Р* мощности преобразуют в соответствующую ей команду I2* тока цепи переключения вторичной стороны, которой управляют так, чтобы она соответствовала фактическому току I2 цепи переключения вторичной стороны.
Кроме того, когда незначительными потерями в модуле 1а преобразования первичной стороны, в соединительном модуле 1с и в модуле 1b преобразования вторичной стороны и незначительными флуктуациями в энергии, накопленной в конденсаторе 13а первичной стороны и конденсаторе 13b вторичной стороны, можно пренебречь, мощность Р10 ввода/вывода источника 2а питания первичной стороны, мощность Р2 цепи переключения вторичной стороны и мощность Р20 ввода/вывода источника 2b питания вторичной стороны становятся равными на основе мгновенных значений. Поэтому потоком мощности между источником 2а питания первичной стороны и источником 2b питания вторичной стороны можно управлять, путем управления мощностью Р2 цепи переключения вторичной стороны.
Потерями в модуле 1а преобразования первичной стороны, в соединительном модуле 1с и в модуле 1b преобразования вторичной стороны можно пренебречь как незначительными потерями, описанными выше; однако, если требуется обеспечить точность управления в той степени, что эти потери нельзя игнорировать, точность управления потока мощности может быть дополнительно улучшена путем установки команды Р* мощности или команды I2* тока цепи переключения вторичной стороны, равным значению, которое включает в себя потери (обычно несколько процентов от всей мощности, которое подают в или выводят из преобразователя постоянного тока), хотя это и не показано.
Флуктуации энергии, содержащейся в конденсаторе 13а первичной стороны и конденсаторе 13b вторичной стороны, можно игнорировать, как незначительные потери, описанные выше; однако, если требуется обеспечить точность управления до той степени, что флуктуации энергии нельзя игнорировать, точность переходного управления потока мощности можно улучшить путем регулировки команды Р* мощности, или команды I2* тока цепи переключения вторичной стороны, в зависимости от величины флуктуации энергии, запасенной в конденсаторе 13а первичной стороны и в конденсаторе 13b вторичной стороны, хотя это и не показано.
На фиг.64 модуль 30n управления выполнен таким образом, что команду Р* мощности вводят снаружи; однако модуль 30n управления может быть выполнен таким образом, что команду, соответствующую команде I20* основного тока цепи переключения вторичной стороны или команде I2* тока цепи переключения вторичной стороны, вводят снаружи вместо команды Р* мощности. В этом случае модуль 31d изменения команды тока и модуль 32d регулировки команды тока могут быть исключены.
При использовании такой конфигурации система управления на основе тока I2 цепи переключения вторичной стороны может быть построена таким образом, что детектор напряжения и детектор тока в соединительном модуле 1с могут быть исключены. Поэтому степень свободы конструирования в этой конструкции может быть увеличена.
С первого по тринадцатый варианты воплощения представляют собой примеры вариантов воплощения и конфигурации в соответствии с настоящим изобретением, которые не ограничиваются ими. Само собой разумеется, что содержание настоящего изобретение может быть выполнено даже путем комбинирования некоторых из них, комбинирования их с известными технологиями, или путем модификации конфигурации в пределах диапазона, который не влияет на физическое значение.
Четырнадцатый вариант воплощения
На фиг.68 показана схема, иллюстрирующая пример применения двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с четырнадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.68, система управления приводом железнодорожного вагона обеспечивает привод электродвигателя 283 через обратный преобразователь для управления 282 приводом, используя сумму мощности, которую подают в и выводят через провод 280 и рельс 284, через пантограф 281, и мощность от устройства 286 - накопителя энергии, которую соответствующим образом регулируют с помощью двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя 285 постоянного тока, построенного, как поясняется в первом - тринадцатом вариантах воплощения.
Двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь 285 постоянного тока во время работы выводит соответствующее количество энергии из устройства 286 - накопителя энергии в соответствующие моменты времени таким образом, что транспортное средство находится в состоянии рабочего движения, и наоборот, поглощает соответствующее количество энергии в соответствующие моменты времени при торможении транспортного средства.
При такой конфигурации эффективно используется регенеративная энергия транспортного средства.
Двунаправленным промежуточным вольтодобавочным преобразователем 285 постоянного тока в соответствии с четырнадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения управляют с помощью модулей, описанных в первом - тринадцатом вариантах воплощения, для реализации потока энергии, который соответствует команде Р* мощности, подаваемой из обратного преобразователя для управления 282 приводом. Команда Р* мощности может поступать из другого устройства (например, устройства управления информацией транспортного средства, которое не показано), чем обратный преобразователь управления 282 приводом. Хотя двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь 285 постоянного тока имеет функцию передачи рабочего состояния в обратный преобразователь для управления 282 приводом, двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь 285 постоянного тока может передавать ее в другое устройство (например, в устройство управления информацией транспортного средства, которое не показано), чем обратный преобразователь для управления 282 приводом.
Само собой разумеется, что конфигурация может быть выполнена такой, что команду I1* тока цепи переключения первичной стороны, команду I2* тока цепи переключения вторичной стороны, команду IL* тока соединительного дросселя или тому подобное вводят к двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь 285 постоянного тока вместо команды Р* мощности.
При использовании такой конфигурации мощностью можно управлять в двух направлениях, в то время как напряжение на выводах устройства 286 - накопителя энергии будет установлено на соответствующее значение, независимо от напряжения провода 280. Поэтому напряжение устройства 286 - накопителя энергии может быть повышено в большей степени, чем в проводе 280, таким образом, что ток двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя 285 постоянного тока или устройства 286 - накопителя энергии можно уменьшать, что позволяет построить эффективную систему управления приводом железнодорожного вагона, которая имеет меньшие размеры и меньший вес.
Пятнадцатый вариант воплощения
На фиг.69 показана схема, иллюстрирующая пример применения двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока в соответствии с пятнадцатым вариантом воплощения настоящего изобретения.
Как показано на фиг.69, система фидера питания контактной сети, по которой энергию подают в транспортное средство 288 с помощью источника 287 питания постоянного тока, подключена к проводу 280, и рельс 284 выполняет функцию вывода энергии из устройства 286 - накопителя энергии на сторону 280 провода или, наоборот, поглощения мощности со стороны провода 280 через двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь 285 постоянного тока в соответствии с первым - тринадцатым вариантами воплощения, подключенным к проводу 280 и рельсу 284.
Двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь 285 постоянного тока работает таким образом, что, например, когда напряжение в проводе 280 падает, соответствующее количество энергии выводят через устройство 286 - накопитель энергии, и когда напряжение в проводе 280 повышается, соответствующее количество энергии поглощается в устройстве 286 - накопителе энергии.
Двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь 285 постоянного тока может выполнять управление, которое реализует поток мощности, соответствующий команде P* мощности, из устройства 289 управления системой.
В такой конфигурации флуктуации в проводе 280 эффективно подавляются, и используется регенеративная энергия транспортного средства эффективно.
Само собой разумеется, что конфигурация может быть выполнена такой, что команду I1* тока цепи переключения первичной стороны, команду I2* цепи переключения вторичной стороны, команду IL* тока соединительного дросселя или тому подобное можно подавать в двунаправленный промежуточный вольтодобавочный преобразователь 285 постоянного тока вместо команды Р* мощности.
При использовании двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя 285 постоянного тока в соответствии с пятнадцатым вариантом воплощения мощностью можно управлять в двух направлениях, в то время как напряжение на выводах устройства 286 - накопителя энергии будет установлено на соответствующее значение, независимо от напряжения в проводе. Поэтому напряжение устройства 286 - накопителя энергии можно повышать до более высокого уровня, чем в проводе 280, таким образом, что ток двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя 285 постоянного тока или устройства 286 - накопителя энергии может быть уменьшен, что позволяет построить эффективную систему питания фидера питания контактной сети, которая имеет меньшие размеры и меньший вес.
В четырнадцатом и пятнадцатом вариантах воплощения описаны только примеры применения двунаправленного промежуточного вольтодобавочного преобразователя постоянного тока и, поэтому, изобретение не ограничивается ими, и, конечно, его можно применять в различных областях обработки энергии постоянного тока, в таких как устройство привода лифта, гибридное транспортное средство, электрическое транспортное средство и источники питания постоянного тока, например, в комбинации с известными технологиями.