СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ УЛУЧШЕНИЯ СОГЛАСОВАНИЯ СКОРОСТИ КОЛЬЦЕВОГО БУФЕРА ДЛЯ СИСТЕМ БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ MIMO-OFDM С ТУРБО-КОДИРОВАНИЕМ
METHOD AND DEVICE TO IMPROVE RING BUFFER SPEED JUSTIFICATION FOR WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS MIMO-OFDM WITH TURBO-CODING

Область техники
Изобретение относится к способам и устройству для улучшения процесса согласования скорости кольцевого буфера в системах ортогонального мультиплексирования с частотным разделением (OFDM) со многими входами и многими выходами (MIMO) и с турбо-кодированием.
Уровень техники
Системы развитого универсального наземного радиодоступа (E-UTRA) были предложены и разработаны в рамках проекта 3GPP LTE (Проект партнерства третьего поколения, долгосрочное развитие). Система E-UTRA подлежит развертыванию на основе любой IP-сети, в том числе сети WiMAX (Глобальное взаимодействие для микроволнового доступа) и сети WiFi, и даже на основе проводных сетей.
Предложенная система E-UTRA использует множественный доступ с ортогональным частотным разделением (OFDMA) для передачи нисходящей линии связи (от базовой станции к пользовательскому оборудованию) и множественный доступ с частотным разделением на одной несущей (SC-FDMA) для передачи восходящей линии связи и применяет систему со многими входами и многими выходами (MIMO) с использованием до четырех антенн для каждой станции. Схема канального кодирования для транспортных блоков представляет собой турбо-кодирование с помощью бесконфликтного внутреннего турбо-кодирующего перемежителя на основе квадратичного перестановочного полинома (QPP).
После процесса турбо-кодирования кодовое слово формируется турбо-кодированным битовым потоком, и согласование скорости (RM) осуществляется на турбо-кодированном битовом потоке для генерации битового потока передачи для каждой передачи. В случае повторной передачи разные битовые потоки повторной передачи могут различаться в зависимости от алгоритма RM.
Заметим, что согласование скорости (RM) является основной частью операции гибридного автоматического запроса повторной передачи (HARQ). HARQ широко используется в системах связи для избавления от ошибок декодирования и повышения достоверности. Каждый пакет данных кодируется с использованием определенной схемы прямой коррекции ошибок (FEC). Каждый подпакет может содержать только часть кодированных битов. Если не удается передать подпакет k, что указано в сообщении NAK, передаваемом по каналу квитирования обратной связи, то передается подпакет повторной передачи, подпакет k+1, чтобы помочь приемнику декодировать пакет. Подпакет повторной передачи может содержать кодированные биты, отличные от тех, которые содержатся в предыдущих подпакетах. Приемник может мягко комбинировать или совместно декодировать все принятые подпакеты для повышения вероятности декодирования. Обычно максимальное количество передач задается из соображений достоверности, задержки пакета и сложности реализации.
В настоящее время операция HARQ в системах беспроводной связи с турбо-кодированием может осуществляться либо в режиме нарастающей избыточности (IR), либо в режиме отслеживаемого комбинирования. В системе, где IR объединяется с согласованием скорости кольцевого буфера, например в системе E-UTRA HARQ, вопрос отображения битов на основе приоритета (BMP) непосредственно связан с оптимальным выбором начальной точки версии избыточности передачи.
Сущность изобретения
Таким образом, задачей настоящего изобретения является обеспечение усовершенствованных способа и устройства для передачи и приема данных в системах беспроводной связи с турбо-кодированием OFDM.
Другой задачей настоящего изобретения является обеспечение усовершенствованных способа и устройства для оптимального определения начальной точки версий избыточности для передачи в операции согласования скорости кольцевого буфера / HARQ.
Согласно одному аспекту настоящего изобретения, по меньшей мере, один блок информационных битов, подлежащих передаче, кодируется для генерации совокупности кодированных битов, которые затем сегментируются на совокупность подблоков кодированных битов. Каждый из подблоков кодированных битов перемежается с использованием определенного перемежителя. Перемеженные кодированные биты совокупности подблоков собираются и записываются в кольцевой буфер, имеющий совокупность версий избыточности в кольцевом буфере, причем каждая версия избыточности соответствует начальному битовому индексу в кольцевом буфере. Для каждой передачи выбирается подмножество битов из кольцевого буфера путем выбора версии избыточности из совокупности версий избыточности. Выбранные подмножества битов модулируются с использованием определенной схемы модуляции и передаются через, по меньшей мере, одну антенну. Версии избыточности кольцевого буфера определяются так, что в, по меньшей мере, одной паре версий избыточности количество битов между начальной точкой первой версии избыточности и начальной точкой второй версии избыточности не делится на, по меньшей мере, один порядок модуляции.
Каждый из подблоков кодированных битов можно перемежать с использованием строчно-столбцового перемежителя, имеющего C столбцов и R строк. В кольцевом буфере можно определить четыре версии избыточности. Подмножество битов можно модулировать с использованием одной из квадратурной фазовой манипуляции (QPSK), 16-позиционной квадратурной амплитудной модуляции (QAM) и 64-позиционной квадратурной амплитудной модуляции (QAM). Затем начальный битовый индекс версии избыточности можно установить согласно:
,
где j - индекс версии избыточности,  определяется так, что  не делится на 4 и 6 для, по меньшей мере, одной пары j и p, и j = 0, 1, …, 3, p = 0, 1, …, 3.
Когда квадратурная фазовая манипуляция (QPSK) используется для модуляции подмножества битов,  можно задать равной нулю. Когда 16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция (QAM) используется для модуляции подмножества битов и когда  является целым числом,  можно задать равной 1, 2 или 3; и когда  не является целым числом,  можно задать равной нулю. Когда 64-позиционная квадратурная амплитудная модуляция (QAM) используется для модуляции подмножества битов и когда  является целым числом,  можно задать равной 1, 2, 3, 4 или 5; и когда  не является целым числом,  можно задать равной нулю.
Альтернативно,  можно определять в зависимости от количества фиктивных битов Y.
Альтернативно, начальный битовый индекс версии избыточности можно установить согласно:
,
где j - индекс версии избыточности и j = 0, 1, …, 3, и G является целым числом, которое не делится на, по меньшей мере, одно из 4 и 6.
В порядке еще одной альтернативы, размер кольцевого буфера можно определить как число, которое не делится на, по меньшей мере, один порядок модуляции.
Согласно другому аспекту настоящего изобретения, совокупность блоков битов данных принимается через, по меньшей мере, одну антенну. Совокупность блоков битов данных демодулируются с использованием определенной схемы модуляции, и затем они записываются в кольцевой буфер, причем каждый блок демодулированных битов записывается в соответствии с версией избыточности, выбранной из совокупности версий избыточности. Биты, записанные в кольцевой буфер, сегментируются на совокупность подблоков битов. Каждый из подблоков битов перемежается с использованием определенного перемежителя. Перемеженные биты собираются из совокупности подблоков для генерации собранного блока битов. Наконец, собранный блок битов декодируется с использованием определенной схемы декодирования. Версии избыточности кольцевого буфера определяются так, что в, по меньшей мере, одной паре версий избыточности количество битов между начальной точкой первой версии избыточности и начальной точкой второй версии избыточности не делится на, по меньшей мере, один порядок модуляции.
Краткое описание чертежей
Для более полного понимания изобретения и многих сопутствующих ему преимуществ следует обратиться к нижеследующему подробному описанию, рассмотренному совместно с прилагаемыми чертежами, снабженными сквозной системой обозначений, на которых:
фиг.1 - иллюстрация схемы приемопередатчика на основе ортогонального мультиплексирования с частотным разделением (OFDM), пригодного для практического применения принципов настоящего изобретения;
фиг.2 - два графика поднесущих OFDM, где амплитуда показана как функция частоты;
фиг.3 - иллюстрация передаваемой и принимаемой форм волны для символов OFDM во временном измерении;
фиг.4 - схема приемопередатчика на основе множественного доступа с частотным разделением на одной несущей;
фиг.5 - схема, демонстрирующая последовательность операций кодирования для систем E-UTRA нисходящей линии связи с турбо-кодированием;
фиг.6 - схема, демонстрирующая последовательность операций кодирования для систем E-UTRA восходящей линии связи с турбо-кодированием;
фиг.7 - схема, демонстрирующая структуру турбо-кодера на скорости 1/3;
фиг.8 - схема, демонстрирующая операцию согласования скорости (RM) на основе кольцевого буфера;
фиг.9 - схема, демонстрирующая операцию гибридного автоматического запроса повторной передачи (HARQ);
фиг.10 - схема, демонстрирующая операцию HARQ на основе отслеживаемого комбинирования (CC);
фиг.11 - схема, демонстрирующая операцию HARQ на основе нарастающей избыточности (IR);
фиг.12 - схема, демонстрирующая подкадр нисходящей линии связи E-UTRA;
фиг.13 - схема, демонстрирующая подкадр восходящей линии связи E-UTRA;
фиг.14 - схема, демонстрирующая передачи версии избыточности (RV) в качестве варианта осуществления согласно принципам настоящего изобретения;
фиг.15 - схема, демонстрирующая пример схемы передатчика канала данных, включающей в себя согласование скорости;
фиг.16 - схема, демонстрирующая пример схемы приемника канала данных, включающей в себя отмену согласования скорости.
Подробное описание изобретения
На фиг.1 показана схема приемопередатчика на основе OFDM. В системе связи, где используется технология OFDM, в схеме передатчика 110 сигналы управления или данные 111 модулируются модулятором 112 с образованием последовательности символов модуляции, которые затем подвергаются последовательно-параллельному преобразованию с помощью последовательно-параллельного (S/P) преобразователя 113. Блок 114 обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ) используется для преобразования сигналов из частотной области во временную область с образованием совокупности символов OFDM. Циклический префикс (CP) или нулевой префикс (ZP) добавляется к каждому символу OFDM с помощью блока 116 вставки CP для устранения или ослабления влияния многолучевого замирания. Затем сигнал передается блоком 117 обработки ВЧ каскада передатчика (Tx), например антенной (не показана), или, альтернативно, с помощью стационарного провода или кабеля. В схеме приемника 120, исходя из того что достигается хорошая синхронизация по времени и частоте, сигнал, принятый блоком 121 обработки ВЧ каскада приемника (Rx), обрабатывается с помощью блока 122 удаления CP. Блок 124 быстрого преобразования Фурье (БПФ) преобразует принятый сигнал из временной области в частотную область для дальнейшей обработки.
В системе OFDM каждый символ OFDM состоит из множества поднесущих. Каждая поднесущая в символе OFDM несет символ модуляции. На фиг. 2 показана схема передачи OFDM, использующая поднесущую 1, поднесущую 2 и поднесущую 3. Поскольку каждый символ OFDM имеет конечную длительность во временной области, поднесущие перекрываются друг с другом в частотной области. Ортогональность поддерживается на частоте дискретизации, исходя из того что передатчик и приемник имеют хорошую синхронизацию по частоте, как показано на фиг.2. В случае частотного сдвига, обусловленного неточной синхронизацией по частоте или высокой подвижностью, ортогональность поднесущих на частотах дискретизации нарушается, приводя к помехе между несущими (ICI).
На фиг.3 показаны передаваемые и принимаемые символы OFDM во временной области. В силу многолучевого замирания участок CP принятого сигнала часто повреждается предыдущим символом OFDM. Однако при условии достаточно длинного CP принятый символ OFDM без CP должен содержать только свой собственный сигнал в свертке с каналом многолучевого замирания. В общем случае быстрое преобразование Фурье (БПФ) осуществляется на стороне приемника для обеспечения дальнейшей обработки в частотной области. Преимущество OFDM над другими схемами передачи состоит в его устойчивости к многолучевому замиранию. Многолучевое замирание во временной области преобразуется в частотно-зависимое замирание в частотной области. Добавление циклического префикса или нулевого префикса позволяет устранить или сильно ослабить межсимвольную помеху между соседними символами OFDM. Кроме того, поскольку каждый символ модуляции передается в узкой полосе, он испытывает однолучевое замирание. Для борьбы с частотно-зависимым замиранием можно использовать простую схему коррекции.
Множественный доступ с частотным разделением на одной несущей (SC-FDMA), который использует модуляцию одной несущей и коррекцию в частотной области, представляет собой технику, сходную по производительности и сложности с системой OFDMA. Одно преимущество SC-FDMA состоит в том, что сигнал SC-FDMA имеет более низкое отношение пиковой мощности к средней мощности (PAPR) благодаря присущей ей структуре одной несущей. Низкое PAPR обычно приводит к высокой эффективности усилителя мощности, что особенно важно для мобильных станций, осуществляющих передачу восходящей линии связи. SC-FDMA выбирается в качестве схемы множественного доступа восходящей линии связи в рамках 3GPP LTE. На фиг.4 показан пример схемы приемопередатчика для SC-FDMA. На стороне передатчика данные или сигнал управления подвергаются последовательно-параллельному (S/P) преобразованию с помощью S/P преобразователя 181. Дискретное преобразование Фурье (ДПФ) применяется к данным или сигналу управления во временной области с помощью преобразователя ДПФ 182 до того, как данные во временной области отображаются во множество поднесущих с помощью блока 183 отображения в поднесущие. Для обеспечения низкого PAPR обычно выход ДПФ в частотной области отображается во множество последовательных поднесущих. Затем ОБПФ, обычно большего размера, чем ДПФ, применяется с помощью преобразователя 184 ОБПФ для преобразования сигнала обратно во временную область. После последовательно-параллельного (P/S) преобразования с помощью P/S преобразователя 185 циклический префикс (CP) добавляется блоком 186 вставки CP в данные или сигнал управления прежде, чем данные или сигнал управления поступят на блок 187 обработки ВЧ каскада передатчика. Обработанный сигнал с добавленным циклическим префиксом часто называют блоком SC-FDMA. После прохождения сигнала через канал связи 188, например канал многолучевого замирания в системе беспроводной связи, приемник осуществляет обработку ВЧ каскада приемника с помощью блока 191 обработки ВЧ каскада приемника, удаляет CP с помощью блока 192 удаления CP, применяет БПФ с помощью преобразователя БПФ 194 и коррекцию в частотной области. Обратное дискретное преобразование Фурье (ОДПФ) 196 применяется после отмены отображения 195 скорректированного сигнала в частотной области. Выход ОДПФ подвергается дополнительной обработке во временной области, например демодуляции и декодированию.
r
На фиг.5 и фиг.6 показана последовательность операций турбо-кодирования в системе E-UTRA на нисходящей линии связи и восходящей линии связи соответственно. В системе нисходящей линии связи E-UTRA, показанной на фиг.5, потоки информационных битов  в основном поступают с верхнего уровня транспортного канала и проходят последовательность операций кодирования блок за блоком. Обычно этот битовый поток обозначается как транспортный блок. Циклический проверочный избыточный код (CRC) можно генерировать для всего транспортного блока в целях обнаружения ошибок для этого блока (этап 210). Битовый поток в транспортном блоке с присоединенным CRC обозначается как . В случае большого транспортного блока транспортный блок сегментируется на множественные кодовые блоки, что позволяет генерировать множественные кодированные пакеты, что имеет преимущество, например, в возможности реализации параллельной обработки или конвейерной обработки и гибкого компромисса между энергопотреблением и сложностью оборудования. Битовый поток в r-м кодовом блоке, имеющем размер K, обозначается как . Затем биты кодируются с использованием процесса турбо-кодирования (этап 214). В порядке примера, процесс турбо-кодирования системы E-UTRA представлен на фиг.7. Заметим, что этот процесс турбо-кодирования обычно используется, например, на физическом совместно используемом канале нисходящей линии связи (DL-SCH). Согласно конструкции DL-SCH, один 24-битовый CRC генерируется для всего транспортного блока в целях обнаружения ошибок для этого блока. Система восходящей линии связи E-UTRA, показанная на фиг.6, аналогична системе нисходящей линии связи E-UTRA за исключением того, что этап канального кодирования (этап 230) и этап мультиплексирования данных и сигналов управления (этап 232) необходимо осуществлять до передачи сигнала.
На фиг.7 показана схема, демонстрирующая структуру турбо-кодера 240. Турбо-кодер 240 использует параллельный конкатенированный сверточный код (PCCC) с двумя составными кодерами с 8 состояниями 242, 244 и один внутренний перемежитель 246 на основе турбо-кодирования. Каждый составной кодер с 8 состояниями содержит три сдвиговых регистра 241. Скорость кодирования турбо-кодера равна 1/3.
Передаточная функция составного кодера с 8 состояниями для PCCC выражается в виде:
G(D) = , (1)
где
0
2
3
g(D)=1+D+D,
1
3
g(D)=1+D+D.
Начальные значения сдвиговых регистров 241 первого и второго составных кодеров 242, 244 с 8 состояниями должны быть равны нулю в начале кодирования входных битов. На выходе турбо-кодера получаем:
(2)
(3)
(4)
для .
k
Если кодовый блок, подлежащий кодированию, представляет собой 0-й кодовый блок и количество битов-заполнителей больше нуля, т.е. F > 0, то кодер задает c=0, k=0, …, (F-1) на своем входе и задает , k=0, …, (F-1) и , k=0, …, (F-1) на своем выходе.
Биты, поступающие на турбо-кодер 240, обозначаются как , и биты, выводимые из первого и второго составных кодеров 242, 244 с 8 состояниями, обозначаются как  соответственно. Биты, поступающие на внутренний перемежитель 246 на основе турбо-кодирования, обозначаются как , где K - количество входных битов. Биты, выводимые из внутреннего перемежителя 246 на основе турбо-кодирования, обозначаются как , и эти биты поступают на второй составной кодер 244 с 8 состояниями.
Добавление треллис-бита осуществляется путем взятия концевых битов из обратной связи сдвигового регистра после кодирования всех информационных битов. Концевые биты набиваются после кодирования информационных битов.
Первые три концевых бита следует использовать для окончания первого составного кодера (верхний переключатель на фиг.7 в нижнем положении), в то время как второй составной кодер отключен. Последние три концевых бита следует использовать для окончания второго составного кодера (нижний переключатель на фиг.7 в нижнем положении), в то время как первый составной кодер отключен.
Тогда переданные биты для добавления треллис-бита будут выглядеть как:
, , ,  (5)
, , ,  (6)
, , ,  (7)
В порядке примера, используется внутренний перемежитель на основе квадратичного перестановочного полинома (QPP). Соотношение между входными и выходными битами для внутреннего перемежителя QPP таково:
, i = 0, 1, …, (K-1), (8)
где размер блока  и , j можно выбирать из множества {1, 2, 3, 4}, m можно выбирать из множества {1, 2,..., 191} и соотношение между выходным индексом i и входным индексом  удовлетворяет следующей квадратичной форме:
где параметры  и  зависят от размера блока K и приведены в нижеследующей таблице 1.
Таблица 1
Параметры внутреннего перемежителя на основе турбо-кодирования
i
K<sub>i</sub>
<img file="00000043.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000044.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
i
K<sub>i</sub>
<img file="00000045.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000046.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
i
K<sub>i</sub>
<img file="00000047.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000048.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
i
K<sub>i</sub>
<img file="00000049.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000050.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>1</b>
40
3
10
<b>48</b>
416
25
52
<b>95</b>
1120
67
140
<b>142</b>
3200
111
240
<b>2</b>
48
7
12
<b>49</b>
424
51
106
<b>96</b>
1152
35
72
<b>143</b>
3264
443
204
<b>3</b>
56
19
42
<b>50</b>
432
47
72
<b>97</b>
1184
19
74
<b>144</b>
3328
51
104
<b>4</b>
64
7
16
<b>51</b>
440
91
110
<b>98</b>
1216
39
76
<b>145</b>
3392
51
212
<b>5</b>
72
7
18
<b>52</b>
448
29
168
<b>99</b>
1248
19
78
<b>146</b>
3456
451
192
<b>6</b>
80
11
20
<b>53</b>
456
29
114
<b>100</b>
1280
199
240
<b>147</b>
3520
257
220
<b>7</b>
88
5
22
<b>54</b>
464
247
58
<b>101</b>
1312
21
82
<b>148</b>
3584
57
336
<b>8</b>
96
11
24
<b>55</b>
472
29
118
<b>102</b>
1344
211
252
<b>149</b>
3648
313
228
<b>9</b>
104
7
26
<b>56</b>
480
89
180
<b>103</b>
1376
21
86
<b>150</b>
3712
271
232
<b>10</b>
112
41
84
<b>57</b>
488
91
122
<b>104</b>
1408
43
88
<b>151</b>
3776
179
236
<b>11</b>
120
103
90
<b>58</b>
496
157
62
<b>105</b>
1440
149
60
<b>152</b>
3840
331
120
<b>12</b>
128
15
32
<b>59</b>
504
55
84
<b>106</b>
1472
45
92
<b>153</b>
3904
363
244
<b>13</b>
136
9
34
<b>60</b>
512
31
64
<b>107</b>
1504
49
846
<b>154</b>
3968
375
248
<b>14</b>
144
17
108
<b>61</b>
528
17
66
<b>108</b>
1536
71
48
<b>155</b>
4032
127
168
<b>15</b>
152
9
38
<b>62</b>
544
35
68
<b>109</b>
1568
13
28
<b>156</b>
4096
31
64
<b>16</b>
160
21
120
<b>63</b>
560
227
420
<b>110</b>
1600
17
80
<b>157</b>
4160
33
130
<b>17</b>
168
101
84
<b>64</b>
576
65
96
<b>111</b>
1632
25
102
<b>158</b>
4224
43
264
<b>18</b>
176
21
44
<b>65</b>
592
19
74
<b>112</b>
1664
183
104
<b>159</b>
4288
33
134
<b>19</b>
184
57
46
<b>66</b>
608
37
76
<b>113</b>
1696
55
954
<b>160</b>
4352
477
408
<b>20</b>
192
23
48
<b>67</b>
624
41
234
<b>114</b>
1728
127
96
<b>161</b>
4416
35
138
<b>21</b>
200
13
50
<b>68</b>
640
39
80
<b>115</b>
1760
27
110
<b>162</b>
4480
233
280
<b>22</b>
208
27
52
<b>69</b>
656
185
82
<b>116</b>
1792
29
112
<b>163</b>
4544
357
142
<b>23</b>
216
11
36
<b>70</b>
672
43
252
<b>117</b>
1824
29
114
<b>164</b>
4608
337
480
<b>24</b>
224
27
56
<b>71</b>
688
21
86
<b>118</b>
1856
57
116
<b>165</b>
4672
37
146
<b>25</b>
232
85
58
<b>72</b>
704
155
44
<b>119</b>
1888
45
354
<b>166</b>
4736
71
444
<b>26</b>
240
29
60
<b>73</b>
720
79
120
<b>120</b>
1920
31
120
<b>167</b>
4800
71
120
<b>27</b>
248
33
62
<b>74</b>
736
139
92
<b>121</b>
1952
59
610
<b>168</b>
4864
37
152
<b>28</b>
256
15
32
<b>75</b>
752
23
94
<b>122</b>
1984
185
124
<b>169</b>
4928
39
462
<b>29</b>
264
17
198
<b>76</b>
768
217
48
<b>123</b>
2016
113
420
<b>170</b>
4992
127
234
<b>30</b>
272
33
68
<b>77</b>
784
25
98
<b>124</b>
2048
31
64
<b>171</b>
5056
39
158
<b>31</b>
280
103
210
<b>78</b>
800
17
80
<b>125</b>
2112
17
66
<b>172</b>
5120
39
80
<b>32</b>
288
19
36
<b>79</b>
816
127
102
<b>126</b>
2176
171
136
<b>173</b>
5184
31
96
<b>33</b>
296
19
74
<b>80</b>
832
25
52
<b>127</b>
2240
209
420
<b>174</b>
5248
113
902
<b>34</b>
304
37
76
<b>81</b>
848
239
106
<b>128</b>
2304
253
216
<b>175</b>
5312
41
166
<b>35</b>
312
19
78
<b>82</b>
864
17
48
<b>129</b>
2368
367
444
<b>176</b>
5376
251
336
<b>36</b>
320
21
120
<b>83</b>
880
137
110
<b>130</b>
2432
265
456
<b>177</b>
5440
43
170
<b>37</b>
328
21
82
<b>84</b>
896
215
112
<b>131</b>
2496
181
468
<b>178</b>
5504
21
86
<b>38</b>
336
115
84
<b>85</b>
912
29
114
<b>132</b>
2560
39
80
<b>179</b>
5568
43
174
<b>39</b>
344
193
86
<b>86</b>
928
15
58
<b>133</b>
2624
27
164
<b>180</b>
5632
45
176
<b>40</b>
352
21
44
<b>87</b>
944
147
118
<b>134</b>
2688
127
504
<b>181</b>
5696
45
178
<b>41</b>
360
133
90
<b>88</b>
960
29
60
<b>135</b>
2752
143
172
<b>182</b>
5760
161
120
<b>42</b>
368
81
46
<b>89</b>
976
59
122
<b>136</b>
2816
43
88
<b>183</b>
5824
89
182
<b>43</b>
376
45
94
<b>90</b>
992
65
124
<b>137</b>
2880
29
300
<b>184</b>
5888
323
184
<b>44</b>
384
23
48
<b>91</b>
1008
55
84
<b>138</b>
2944
45
92
<b>185</b>
5952
47
186
<b>45</b>
392
243
98
<b>92</b>
1024
31
64
<b>139</b>
3008
157
188
<b>186</b>
6016
23
94
<b>46</b>
400
151
40
<b>93</b>
1056
17
66
<b>140</b>
3072
47
96
<b>187</b>
6080
47
190
<b>47</b>
408
155
102
<b>94</b>
1088
171
204
<b>141</b>
3136
13
28
<b>188</b>
6144
263
480
Согласно фиг.5, после процесса турбо-кодирования кодовое слово формируется турбо-кодированным битовым потоком . Процесс согласования скорости (RM) осуществляется на турбо-кодированном битовом потоке для генерации битового потока передачи для каждой передачи (этап 216). В случае повторной передачи разные битовые потоки повторной передачи могут различаться в зависимости от алгоритма RM.
11
21
12
22
11
21
12
22
Схема согласования скорости на основе кольцевого буфера была предложена для конструкции системы E-UTRA. Идея проиллюстрирована на фиг.8. В этом примере информационные биты кодируются с помощью турбо-кодера 252 турбо-кодом на скорости 1/3, в результате чего образуются поток систематических битов (S) 254, поток битов четности из первого составного сверточного кода (P1) 256 и поток битов четности из второго составного сверточного кода (P2) 258. Каждый из этих трех потоков перемежается подблочным перемежителем 260. Перемеженные биты четности P1 256 и биты четности P2 258 затем чередуются. Другими словами, биты четности записываются в буфер в порядке P, P, P, P, …, где P - первый бит перемеженных битов четности 1, P - первый бит перемеженных битов четности 2, P - второй бит перемеженных битов четности 1, P - второй бит перемеженных битов четности 2 и т.д. В ходе процедуры согласования скорости для каждой передачи передатчик считывает биты из буфера начиная с позиции смещения, увеличивая или уменьшая битовый индекс. Если битовый индекс достигает определенной максимальной величины, битовый индекс переустанавливается на первый бит в буфере. Другими словами, буфер является кольцевым. Заметим, что размер кольцевого буфера не обязан быть равным полному количеству кодированных битов на выходе кодера. Например, согласно фиг.8, размер кольцевого буфера меньше количества кодированных битов на выходе кодера. Это допускает простую реализацию первого согласования скорости для снижения требования к размеру буфера повторной передачи.
Заметим, что RM является основной частью операции гибридного автоматического запроса повторной передачи (HARQ). HARQ широко используется в системах связи для избавления от ошибок декодирования и повышения достоверности. Каждый пакет данных кодируется с использованием определенной схемы прямой коррекции ошибок (FEC). Каждый подпакет может содержать только часть кодированных битов. Если не удается передать подпакет k, что указано в сообщении NAK, передаваемом по каналу квитирования обратной связи, то передается подпакет повторной передачи, подпакет k+1, чтобы помочь приемнику декодировать пакет. Подпакет повторной передачи может содержать кодированные биты, отличные от тех, которые содержатся в предыдущих подпакетах. Приемник может мягко комбинировать или совместно декодировать все принятые подпакеты для повышения вероятности декодирования. Обычно максимальное количество передач задается из соображений достоверности, задержки пакета и сложности реализации. На фиг.9 показан пример общей операции HARQ.
Совместно с процессом согласования скорости осуществление функции HARQ определяется параметрами версии избыточности (RV). Точное множество битов на выходе функции гибридной ARQ зависит от количества входных битов, количества выходных битов, обработки RM и параметров RV.
Заметим, что параметры версии избыточности (RV) используются для определения, сколько информационных битов передается в каждой передаче, включая первую передачу и другую повторную передачу. В отношении того, сколько передается избыточных информационных битов, можно использовать два типа операций HARQ: операцию HARQ на основе отслеживаемого комбинирования (CC) и операцию HARQ на основе нарастающей избыточности (IR). Для HARQ на основе CC битовый поток, кодированный с полным буфером, показанный на фиг.10, полностью повторно передается, т.е. битовые потоки передачи для 1-й передачи и 2-й передачи одинаковы. HARQ на основе CC позволяет приемнику проводить комбинирование на уровне символов модуляции помимо комбинирования на уровне битов. Для HARQ на основе IR, в 1-й передаче в кодовом слове передается только частичный битовый поток. Во 2-й передаче в кодовом слове передается только битовый поток. Этот частичный битовый поток может перекрываться или не перекрываться с 1-м битовым потоком передачи, как показано на фиг.11. Обычно HARQ на основе IR обеспечивает более высокую спектральную эффективность, чем HARQ на основе CC, ценой дополнительного усложнения реализации приемника.
Обычно в системах HARQ с турбо-кодированием на основе CC или на основе IR требуется, чтобы битовый поток исходной передачи и битовый поток повторной передачи не отображались в одну и ту же векторную диаграмму модуляции. Это называется отображением битов на основе приоритета (BMP). Традиционное BPM предусматривает назначение приоритетов систематическим битам путем помещения их в битовые позиции высокой достоверности в символе векторной диаграммы высокого порядка, чтобы систематические биты были более защищены, чем биты четности. Этот способ отображения битов базируется на том принципе, что систематические биты имеют более высокую ценность, чем биты четности. BMP особенно важна для модуляции высокого порядка, например 16-позиционной квадратурной амплитудной модуляции (QAM) или 64QAM. Дело в том, что вследствие соотношения соседства в векторной диаграмме один символ модуляции может обозначаться 4/6 двоичных битов, где разные биты имеют разную достоверность. Для 16QAM два бита имеют высокую достоверность, и другие два бита имеют низкую достоверность; для 64QAM некоторые два бита имеют высокую достоверность, некоторые другие два бита имеют среднюю достоверность, и остальные два бита имеют низкую достоверность.
В системе, где IR объединяется с согласованием скорости кольцевого буфера, например в системе E-UTRA HARQ, вопрос BMP непосредственно связан с оптимальным выбором начальной точки версии избыточности передачи.
В настоящем изобретении наши предложения направлены на оптимальное определение начальной точки версии избыточности передачи на основании операции согласования скорости кольцевого буфера/HARQ. Наше предложение применимо к системам беспроводной связи с турбо-кодированием OFDM.
В порядке примера, это изобретение можно использовать как для нисходящей линии связи, так и для восходящей линии связи системы E-UTRA. Ниже будут кратко описаны два формата передачи по нисходящей линии связи и восходящей линии связи в системах E-UTRA.
На фиг.12 показана структура подкадра нисходящей линии связи E-UTRA. В типичной конфигурации каждый подкадр имеет длительность 1 мс и содержит 14 символов OFDM. Пусть символы OFDM в подкадре проиндексированы от 0 до 13. Опорные символы (RS) для антенн 0 и 1 находятся в символах OFDM 0, 4, 7 и 11. Если таковые присутствуют, опорные символы (RS) для антенн 2 и 3 находятся в символах OFDM 2 и 8. Каналы управления, включающие в себя индикатор формата канала управления (CCFI), канал квитирования (ACK), канал управления передачей пакетных данных (PDCCH), передаются в первых одном, двух или трех символах OFDM. Количество символов OFDM, используемых для канала управления, указано в CCFI. Например, каналы управления могут занимать первый символ OFDM, или первые два символа OFDM, или первые три символа OFDM. Каналы данных, т.е. совместно используемый физический канал нисходящей линии связи (PDSCH), передаются в других символах OFDM.
На фиг.13 показана структура подкадра восходящей линии связи (для передач данных). Заметим, что восходящая линия связи E-UTRA является системой на основе SC-FDMA, которая очень похожа на систему OFDMA за исключением некоторых отличий. По аналогии с символом OFDM каждый блок SC-FDMA имеет циклический префикс (CP). Для передач данных опорные сигналы находятся в 4-м блоке SC-FDMA и в 11-м блоке SC-FDMA, тогда как остальные блоки SC-FDMA переносят данные. Заметим, что на фиг.13 структура подкадра восходящей линии связи показана только во временной области. Для каждого отдельного UE его передача может занимать лишь часть всей полосы в частотной области. Разные пользователи и сигналы управления мультиплексируются в частотной области посредством SC-FDMA.
В настоящем изобретении предложены способы и устройство версии избыточности повторной передачи для систем беспроводной связи с турбо-кодированием OFDM для повышения достоверности передачи и упрощения передатчика и приемника.
Аспекты, признаки и преимущества изобретения явствуют из нижеследующего подробного описания, где просто проиллюстрирован ряд конкретных вариантов осуществления и реализаций, включая те, которые в настоящее время считаются предпочтительными. Изобретение допускает и другие варианты осуществления, и его отдельные детали можно изменять в различных очевидных отношениях, не выходя за рамки сущности и объема изобретения. Соответственно чертежи и описание следует считать исключительно иллюстративными, но не ограничительными. Изобретение проиллюстрировано в порядке примера, но не в порядке ограничения, на прилагаемых чертежах. В нижеследующих иллюстрациях используется канал данных в системах E-UTRA в порядке примера. Однако проиллюстрированные здесь подходы несомненно можно применять к другому каналу в системах E-UTRA, а также к другим каналам данных, управления и пр. в других системах, где это возможно.
Согласно фиг.14, на выходе турбо-кодера существуют три битовых потока для каждого кодового блока, а именно поток систематических битов S 312, поток первых битов четности P1 314 и поток вторых битов четности P2 316. Согласование скорости кольцевого буфера состоит из следующих этапов:
1. Каждый из трех потоков отдельно перемежается с помощью подблочного перемежителя 318;
2. Перемеженные систематические биты S 312 последовательно записываются в буфер, причем первый бит потока перемеженных систематических битов S записывается в начале буфера. Перемеженные потоки P1 и P2 чередуются побитово;
3. Перемеженные и чередованные потоки битов четности P1 314 и P2 316 последовательно записываются в буфер, причем первый бит потока записывается после последнего бита потока перемеженных систематических битов.
Заданы четыре версии избыточности (RV), каждая из которых указывает начальный битовый индекс в буфере. Передатчик выбирает одну RV для каждой передачи HARQ. Передатчик считывает блок кодированных битов из буфера начиная с битового индекса, указанного выбранной RV.
Подблочный перемежитель представляет собой строчно-столбцовый перемежитель с количеством столбцов C=32. Определим D как размер кодового блока, включающего в себя информационные биты и концевые биты. Другими словами, D=K+4, где K - количество информационных битов в каждом кодовом блоке или размер перемежителя QPP. Количество строк подблочного перемежителя определяется как R=K/32. Работу перемежителя можно описать следующим образом:
1. Начиная с 0-й строки и 0-го столбца производить запись построчно, т.е. сначала увеличивать индекс столбца;
2. При необходимости заполнить прямоугольник R×C фиктивными битами. Количество фиктивных битов равно ;
3. Выполнить перестановку в столбце согласно следующему шаблону: 0, 16, 8, 24, 4, 20, 12, 28, 2, 18, 10, 26, 6, 22, 14, 30, 1, 17, 9, 25, 5, 21, 13, 29, 3, 19, 11, 27, 7, 23, 15, 31;
4. Начиная с 0-й строки и 0-го столбца считывать столбец за столбцом, т.е. сначала увеличивать индекс строки;
5. Размер кольцевого буфера равен L=3·(K+4). Заметим, что фиктивные биты удаляются из кольцевого буфера до передачи.
Заметим, что количество фиктивных битов Y может быть 4, 12, 20 и 28 в зависимости от размера информации (или размера перемежителя QPP) K. В кольцевом буфере заданы четыре версии избыточности, причем индекс первого бита в кольцевом буфере равен 0. Заметим, что в операции HARQ на основе IR с согласованием скорости кольцевого буфера, как в системе E-UTRA, особенно важно выбирать начальную позицию каждой версии избыточности таким образом, чтобы гарантировать, что все биты кодового слова получают примерно одинаковую защиту благодаря надлежащей переконфигурации векторной диаграммы модуляции. Заметим, что заполнение фиктивными битами осуществляется до процесса перемежения и эти биты удаляются до внесения кодированных битов в кольцевой буфер.
Прежде чем обратиться к подробному описанию варианта осуществления, зададим Δ(j,p) как количество битов между начальными точками версии избыточности p, RV(p), и версии избыточности j, RV(j).
В первом варианте осуществления, согласно принципам настоящего изобретения, предлагается способ выбора начальной позиции, по меньшей мере, одной версии избыточности в кольцевом буфере, в результате чего количество кодированных битов между начальной точкой первой версии избыточности и начальной точкой второй версии избыточности не делится на порядок модуляции схемы модуляции, используемой для модуляции данных, подлежащих передаче. Заметим, что первая версия избыточности и вторая версия избыточности не ограничиваются непосредственным соседством друг с другом. Например, порядок модуляции 16-QAM равен 4, и порядок модуляции 64-QAM равен 6. Например, одна реализация этого варианта осуществления предусматривает применение смещения к начальной позиции версии избыточности согласно . Можно выбрать начальную позицию j-й версии избыточности как:
, для j = 0, 1, …, 3. (10)
Например, поскольку 16-QAM и 64-QAM являются наиболее распространенными схемами модуляции высокого порядка, можно выбрать  так, что  не делится на 4 и 6 для любой или наибольшей из двух версий избыточности j и p. Заметим, что этот вариант осуществления применим как к передатчику, так и к приемнику.
Во втором варианте осуществления, согласно принципам настоящего изобретения, предлагается другой способ выбора начальной позиции, по меньшей мере, одной версии избыточности в кольцевом буфере на основании индекса j версии избыточности, или размера информации (или размера перемежителя QPP) K, или порядка модуляции, или комбинации этих параметров. Например, можно выбрать начальную позицию j-й версии избыточности как , для j = 0, 1, …, 3.  базируется на следующем алгоритме, позволяющем гарантировать, что  не делится на 4 и 6 для любой или наибольшей из двух версий избыточности j и p, что позволяет повысить производительность передач с модуляцией высокого порядка, например 16-QAM и 64-QAM. Для данного типа модуляции и данного размера перемежителя QPP K используется следующий алгоритм для отыскания .
Когда для передачи используется модуляция QPSK, задаем . Заметим, что для модуляции QPSK .
Когда для передачи используется модуляция 16-QAM, задаем  следующим образом:
если  является целым числом,
то  = 1, 2 или 3,
иначе
.
Заметим, что для модуляции 16-QAM  и  задается, как указано выше.
Когда для передачи используется модуляция 64-QAM, задаем  следующим образом:
если  является целым числом,
то  = 1, 2, 3, 4 или 5,
иначе
.
Заметим, что для модуляции 64-QAM  и  задается, как указано выше.
В третьем варианте осуществления, согласно принципам настоящего изобретения, предлагается другой способ выбора начальной позиции, по меньшей мере, одной версии избыточности в кольцевом буфере путем задания начальной позиции j-й версии избыточности как:
, для j = 0, 1, …, 3, (11)
где G не делится на, по меньшей мере, один порядок модуляции, например 4 или 6. Поскольку  является функцией размера перемежителя QPP, который делится на 4, как показано в таблице 1, надлежащий выбор G, не кратного 4, повышает вероятность того, что  не делится на 4 и 6, для любой или наибольшей из двух версий избыточности j и p. Например, можно выбрать G равным 27, или 29, или 23. Тогда соответствующие версии избыточности можно соответственно задать как:
, для j = 0, 1, …, 3, (12)
, для j = 0, 1, …, 3, (13)
, для j = 0, 1, …, 3. (14)
В четвертом варианте осуществления, согласно принципам настоящего изобретения, предлагается изменять размер кольцевого буфера L до числа, которое не делится на, по меньшей мере, один порядок модуляции, например 4 или 6. Например, можно выбрать начальную позицию j-й версии избыточности как:
, для j = 0, 1, …, 3, (15)
и изменить размер буфера L на L-1, если L-1 не делится на 4 и 6. Изменение размера буфера повышает вероятность того, что  не делится на 4 и 6, для любой или наибольшей из двух версий избыточности j и p.
В пятом варианте осуществления, согласно принципам настоящего изобретения, предлагается выбирать начальную позицию j-й версии избыточности как , для j = 0, 1, …, 3.  определяется порядком модуляции M, размером перемежителя QPP K и версией избыточности j. Как показано выше, количество фиктивных битов Y может составлять 4, 12, 20 и 28 для данного размера перемежителя QPP K. Полагаем Y1=4, Y2=12, Y3=20 и Y4=28. Например, для передачи с модуляцией высокого порядка, например 16-QAM,  можно генерировать на основании следующей таблицы:
Таблица 2
Смещение для задания RV <img file="00000077.tif" he="6" wi="12" img-content="undefined" img-format="tif" />
RV(0), j=0
RV(1), j=1
RV(2), j=2
RV(3), j=3
Y1
0
0
0
1
Y2
0
0
0
1
Y3
0
0
0
3
Y4
0
0
1
0
В шестом варианте осуществления, согласно принципам настоящего изобретения, предлагается выбирать начальную позицию j-й версии избыточности как , для j=0, 1, …, 3.  определяется порядком модуляции M, размером перемежителя QPP K и версией избыточности j. Например, для передачи с модуляцией высокого порядка, например 16-QAM и 64-QAM,  генерируется на основании таблицы 3. Заметим, что всего существует 188 размеров перемежителя QPP, i - индекс размера перемежителя QPP = 1, 2, 3, …, 187, 188, и i определяется в зависимости от размера перемежителя QPP K на основании таблицы 1. Заметим также, что  для j=0.
Таблица 3
Смещение для задания RV <img file="00000077.tif" he="6" wi="12" img-content="undefined" img-format="tif" />
i
j=1
j=2
j=3
i
j=1
j=2
j=3
i
j=1
j=2
j=3
i
j=1
j=2
j=3
<b>1</b>
0
1
0
<b>48</b>
3
1
4
<b>95</b>
3
1
4
<b>142</b>
3
1
4
<b>2</b>
0
0
3
<b>49</b>
0
1
0
<b>96</b>
3
1
4
<b>143</b>
3
1
4
<b>3</b>
0
5
4
<b>50</b>
0
0
3
<b>97</b>
3
1
4
<b>144</b>
3
1
4
<b>4</b>
3
1
4
<b>51</b>
0
5
4
<b>98</b>
3
1
4
<b>145</b>
3
1
4
<b>5</b>
0
1
0
<b>52</b>
3
1
4
<b>99</b>
3
1
4
<b>146</b>
3
1
4
<b>6</b>
0
0
3
<b>53</b>
0
1
0
<b>100</b>
3
1
4
<b>147</b>
3
1
4
<b>7</b>
0
5
4
<b>54</b>
0
0
3
<b>101</b>
3
1
4
<b>148</b>
3
1
4
<b>8</b>
3
1
4
<b>55</b>
0
5
4
<b>102</b>
3
1
4
<b>149</b>
3
1
4
<b>9</b>
0
1
0
<b>56</b>
3
1
4
<b>103</b>
3
1
4
<b>150</b>
3
1
4
<b>10</b>
0
0
3
<b>57</b>
0
1
0
<b>104</b>
3
1
4
<b>151</b>
3
1
4
<b>11</b>
0
5
4
<b>58</b>
0
0
3
<b>105</b>
3
1
4
<b>152</b>
3
1
4
<b>12</b>
3
1
4
<b>59</b>
0
5
4
<b>106</b>
3
1
4
<b>153</b>
3
1
4
<b>13</b>
0
1
0
<b>60</b>
3
1
4
<b>107</b>
3
1
4
<b>154</b>
3
1
4
<b>14</b>
0
0
3
<b>61</b>
0
0
3
<b>108</b>
3
1
4
<b>155</b>
3
1
4
<b>15</b>
0
5
4
<b>62</b>
3
1
4
<b>109</b>
3
1
4
<b>156</b>
3
1
4
<b>16</b>
3
1
4
<b>63</b>
0
0
3
<b>110</b>
3
1
4
<b>157</b>
3
1
4
<b>17</b>
0
1
0
<b>64</b>
3
1
4
<b>111</b>
3
1
4
<b>158</b>
3
1
4
<b>18</b>
0
0
3
<b>65</b>
0
0
3
<b>112</b>
3
1
4
<b>159</b>
3
1
4
<b>19</b>
0
5
4
<b>66</b>
3
1
4
<b>113</b>
3
1
4
<b>160</b>
3
1
4
<b>20</b>
3
1
4
<b>67</b>
0
0
3
<b>114</b>
3
1
4
<b>161</b>
3
1
4
<b>21</b>
0
1
0
<b>68</b>
3
1
4
<b>115</b>
3
1
4
<b>162</b>
3
1
4
<b>22</b>
0
0
3
<b>69</b>
0
0
3
<b>116</b>
3
1
4
<b>163</b>
3
1
4
<b>23</b>
0
5
4
<b>70</b>
3
1
4
<b>117</b>
3
1
4
<b>164</b>
3
1
4
<b>24</b>
3
1
4
<b>71</b>
0
0
3
<b>118</b>
3
1
4
<b>165</b>
3
1
4
<b>25</b>
0
1
0
<b>72</b>
3
1
4
<b>119</b>
3
1
4
<b>166</b>
3
1
4
<b>26</b>
0
0
3
<b>73</b>
0
0
3
<b>120</b>
3
1
4
<b>167</b>
3
1
4
<b>27</b>
0
5
4
<b>74</b>
3
1
4
<b>121</b>
3
1
4
<b>168</b>
3
1
4
<b>28</b>
3
1
4
<b>75</b>
0
0
3
<b>122</b>
3
1
4
<b>169</b>
3
1
4
<b>29</b>
0
1
0
<b>76</b>
3
1
4
<b>123</b>
3
1
4
<b>170</b>
3
1
4
<b>30</b>
0
0
3
<b>77</b>
0
0
3
<b>124</b>
3
1
4
<b>171</b>
3
1
4
<b>31</b>
0
5
4
<b>78</b>
3
1
4
<b>125</b>
3
1
4
<b>172</b>
3
1
4
<b>32</b>
3
1
4
<b>79</b>
0
0
3
<b>126</b>
3
1
4
<b>173</b>
3
1
4
<b>33</b>
0
1
0
<b>80</b>
3
1
4
<b>127</b>
3
1
4
<b>174</b>
3
1
4
<b>34</b>
0
0
3
<b>81</b>
0
0
3
<b>128</b>
3
1
4
<b>175</b>
3
1
4
<b>35</b>
0
5
4
<b>82</b>
3
1
4
<b>129</b>
3
1
4
<b>176</b>
3
1
4
<b>36</b>
3
1
4
<b>83</b>
0
0
3
<b>130</b>
3
1
4
<b>177</b>
3
1
4
<b>37</b>
0
1
0
<b>84</b>
3
1
4
<b>131</b>
3
1
4
<b>178</b>
3
1
4
<b>38</b>
0
0
3
<b>85</b>
0
0
3
<b>132</b>
3
1
4
<b>179</b>
3
1
4
<b>39</b>
0
5
4
<b>86</b>
3
1
4
<b>133</b>
3
1
4
<b>180</b>
3
1
4
<b>40</b>
3
1
4
<b>87</b>
0
0
3
<b>134</b>
3
1
4
<b>181</b>
3
1
4
<b>41</b>
0
1
0
<b>88</b>
3
1
4
<b>135</b>
3
1
4
<b>182</b>
3
1
4
<b>42</b>
0
0
3
<b>89</b>
0
0
3
<b>136</b>
3
1
4
<b>183</b>
3
1
4
<b>43</b>
0
5
4
<b>90</b>
3
1
4
<b>137</b>
3
1
4
<b>184</b>
3
1
4
<b>44</b>
3
1
4
<b>91</b>
0
0
3
<b>138</b>
3
1
4
<b>185</b>
3
1
4
<b>45</b>
0
1
0
<b>92</b>
3
1
4
<b>139</b>
3
1
4
<b>186</b>
3
1
4
<b>46</b>
0
0
3
<b>93</b>
3
1
4
<b>140</b>
3
1
4
<b>187</b>
3
1
4
<b>47</b>
0
5
4
<b>94</b>
3
1
4
<b>141</b>
3
1
4
<b>188</b>
3
1
4
В седьмом варианте осуществления, согласно принципам настоящего изобретения, предлагается выбирать начальную позицию j-й версии избыточности как , для j = 0, 1, …, 3.  определяется порядком модуляции M, размером перемежителя QPP K и версией избыточности j. Например, для передачи с модуляцией высокого порядка, например 16-QAM и 64-QAM,  генерируется на основании таблицы 4. Заметим, что всего существует 188 размеров перемежителя QPP, i - индекс размера перемежителя QPP = 1, 2, 3, …, 187, 188, и i определяется в зависимости от размера перемежителя QPP K на основании таблицы 1. Заметим также, что  для j=0.
Таблица 4
Смещение для задания RV <img file="00000077.tif" he="6" wi="12" img-content="undefined" img-format="tif" />
i
j=1
j=2
j=3
I
j=1
j=2
j=3
i
j=1
j=2
j=3
i
j=1
j=2
j=3
<b>1</b>
0
1
3
<b>48</b>
0
5
0
<b>95</b>
0
0
4
<b>142</b>
0
5
0
<b>2</b>
0
5
3
<b>49</b>
0
1
3
<b>96</b>
3
1
0
<b>143</b>
3
1
0
<b>3</b>
0
1
1
<b>50</b>
0
5
3
<b>97</b>
0
5
0
<b>144</b>
0
0
4
<b>4</b>
0
0
4
<b>51</b>
0
1
1
<b>98</b>
0
0
4
<b>145</b>
0
5
0
<b>5</b>
0
2
2
<b>52</b>
0
0
4
<b>99</b>
3
1
0
<b>146</b>
3
1
0
<b>6</b>
1
2
1
<b>53</b>
0
2
2
<b>100</b>
0
5
0
<b>147</b>
0
0
4
<b>7</b>
0
2
0
<b>54</b>
1
2
1
<b>101</b>
0
0
4
<b>148</b>
0
5
0
<b>8</b>
3
1
0
<b>55</b>
0
2
0
<b>102</b>
3
1
0
<b>149</b>
3
1
0
<b>9</b>
0
1
3
<b>56</b>
3
1
0
<b>103</b>
0
5
0
<b>150</b>
0
0
4
<b>10</b>
0
1
3
<b>57</b>
0
1
3
<b>104</b>
0
0
4
<b>151</b>
0
5
0
<b>11</b>
0
1
1
<b>58</b>
0
1
3
<b>105</b>
3
1
0
<b>152</b>
3
1
0
<b>12</b>
0
5
0
<b>59</b>
0
1
1
<b>106</b>
0
5
0
<b>153</b>
0
0
4
<b>13</b>
0
1
3
<b>60</b>
0
5
0
<b>107</b>
0
0
4
<b>154</b>
0
5
0
<b>14</b>
0
5
3
<b>61</b>
0
5
3
<b>108</b>
3
1
0
<b>155</b>
3
1
0
<b>15</b>
0
1
1
<b>62</b>
0
0
4
<b>109</b>
0
5
0
<b>156</b>
0
0
4
<b>16</b>
0
0
4
<b>63</b>
1
2
1
<b>110</b>
0
0
4
<b>157</b>
0
5
0
<b>17</b>
0
2
2
<b>64</b>
3
1
0
<b>111</b>
3
1
0
<b>158</b>
3
1
0
<b>18</b>
1
2
1
<b>65</b>
0
1
3
<b>112</b>
0
5
0
<b>159</b>
0
0
4
<b>19</b>
0
2
0
<b>66</b>
0
5
0
<b>113</b>
0
0
4
<b>160</b>
0
5
0
<b>20</b>
3
1
0
<b>67</b>
0
5
3
<b>114</b>
3
1
0
<b>161</b>
3
1
0
<b>21</b>
0
1
3
<b>68</b>
0
0
4
<b>115</b>
0
5
0
<b>162</b>
0
0
4
<b>22</b>
0
1
3
<b>69</b>
1
2
1
<b>116</b>
0
0
4
<b>163</b>
0
5
0
<b>23</b>
0
1
1
<b>70</b>
3
1
0
<b>117</b>
3
1
0
<b>164</b>
3
1
0
<b>24</b>
0
5
0
<b>71</b>
0
1
3
<b>118</b>
0
5
0
<b>165</b>
0
0
4
<b>25</b>
0
1
3
<b>72</b>
0
5
0
<b>119</b>
0
0
4
<b>166</b>
0
5
0
<b>26</b>
0
5
3
<b>73</b>
0
5
3
<b>120</b>
3
1
0
<b>167</b>
3
1
0
<b>27</b>
0
1
1
<b>74</b>
0
0
4
<b>121</b>
0
5
0
<b>168</b>
0
0
4
<b>28</b>
0
0
4
<b>75</b>
1
2
1
<b>122</b>
0
0
4
<b>169</b>
0
5
0
<b>29</b>
0
2
2
<b>76</b>
3
1
0
<b>123</b>
3
1
0
<b>170</b>
3
1
0
<b>30</b>
1
2
1
<b>77</b>
0
1
3
<b>124</b>
0
5
0
<b>171</b>
0
0
4
<b>31</b>
0
2
0
<b>78</b>
0
5
0
<b>125</b>
3
1
0
<b>172</b>
0
5
0
<b>32</b>
3
1
0
<b>79</b>
0
5
3
<b>126</b>
0
0
4
<b>173</b>
3
1
0
<b>33</b>
0
1
3
<b>80</b>
0
0
4
<b>127</b>
0
5
0
<b>174</b>
0
0
4
<b>34</b>
0
1
3
<b>81</b>
1
2
1
<b>128</b>
3
1
0
<b>175</b>
0
5
0
<b>35</b>
0
1
1
<b>82</b>
3
1
0
<b>129</b>
0
0
4
<b>176</b>
3
1
0
<b>36</b>
0
5
0
<b>83</b>
0
1
3
<b>130</b>
0
5
0
<b>177</b>
0
0
4
<b>37</b>
0
1
3
<b>84</b>
0
5
0
<b>131</b>
3
1
0
<b>178</b>
0
5
0
<b>38</b>
0
5
3
<b>85</b>
0
5
3
<b>132</b>
0
0
4
<b>179</b>
3
1
0
<b>39</b>
0
1
1
<b>86</b>
0
0
4
<b>133</b>
0
5
0
<b>180</b>
0
0
4
<b>40</b>
0
0
4
<b>87</b>
1
2
1
<b>134</b>
3
1
0
<b>181</b>
0
5
0
<b>41</b>
0
2
2
<b>88</b>
3
1
0
<b>135</b>
0
0
4
<b>182</b>
3
1
0
<b>42</b>
1
2
1
<b>89</b>
0
1
3
<b>136</b>
0
5
0
<b>183</b>
0
0
4
<b>43</b>
0
2
0
<b>90</b>
0
5
0
<b>137</b>
3
1
0
<b>184</b>
0
5
0
<b>44</b>
3
1
0
<b>91</b>
0
5
3
<b>138</b>
0
0
4
<b>185</b>
3
1
0
<b>45</b>
0
1
3
<b>92</b>
0
0
4
<b>139</b>
0
5
0
<b>186</b>
0
0
4
<b>46</b>
0
1
3
<b>93</b>
3
1
0
<b>140</b>
3
1
0
<b>187</b>
0
5
0
<b>47</b>
0
1
1
<b>94</b>
0
5
0
<b>141</b>
0
0
4
<b>188</b>
3
1
0
Заметим, что хотя описание вариантов осуществления базируется на концепции кольцевого буфера, фактическая реализация передатчика или приемника может не реализовать кольцевой буфер как единичный или отдельный этап. Вместо этого операция согласования скорости кольцевого буфера может быть объединена с другими процессами, например согласованием скорости вследствие ограничения размера буфера, подблочного перемежения, выбора битов для данной версии избыточности, набивки/снятия набивки битов-заполнителей, вставки/отсечения фиктивных битов, модуляции, канального перемежения и отображения символов модуляции в физические ресурсы и т.д.
На фиг.15 показана часть схемы передатчика 400 для совместно используемого канала нисходящей линии связи (DL_SCH) и совместно используемого канала восходящей линии связи (UL_SCH) LTE. Согласно фиг.15, информационные биты сначала кодируются с помощью блока 402 канального кодирования, например турбо-кодера. Кодированные биты разделяются на множественные подблоки с помощью блока 404 разделения битов. Каждый подблок перемежается с помощью соответствующего блока 406 подблочного перемежения. Перемеженные биты собираются с помощью блока 408 сбора битов. Затем для каждой передачи подмножество битов выбирается с помощью блока 410 выбора битов и модулируется с помощью блока модуляции 412. Канал перемежается с помощью блока 414 канального перемежения до окончательной передачи сигнала. Варианты осуществления, описанные в настоящем изобретении, т.е. виртуальный кольцевой буфер 409, можно применять к этапу 'Выбор битов' в процессе, который использует значение версии избыточности и/или указание новых данных для выбора кодированных битов для каждой передачи. Специалисту в данной области техники очевидно, что варианты осуществления изобретения можно применять к реализациям, если этап 'Выбор битов' объединяется с другими этапами в последовательности обработки передатчика.
Аналогично, на фиг.16 показана часть схемы приемника 500 для DL_SCH и UL_SCH LTE. Согласно фиг.16, когда сигналы данных принимаются на приемнике, канал сначала подвергается снятию перемежения с помощью блока 502 канального деперемежения. Затем сигналы данных демодулируются с помощью блока демодуляции 504 для генерации совокупности множеств демодулированных битов. Демодулированные биты сохраняются в блоке хранения, например в виртуальном кольцевом буфере, с помощью блока 506 отмены выбора битов. Затем сохраненные биты разделяются на множественные подблоки с помощью блока 508 разделения битов. Каждый подблок перемежается с помощью соответствующего блока 510 подблочного перемежения. Перемеженные биты из множественных подблоков собираются с помощью блока 512 сбора битов. Наконец, канал декодируется с помощью блока 514 канального декодирования для восстановления исходного сигнала. Варианты осуществления, описанные в настоящем изобретении, можно применять к этапу 'Отмена выбора битов' в процессе, который использует значение версии избыточности и/или указание новых данных для помещения принятых мягких значений в правильные позиции в буфере или ввода в канальный декодер для каждой передачи. Специалисту в данной области техники очевидно, что варианты осуществления изобретения можно применять к реализациям, если этап 'Отмена выбора битов' объединяется с другими этапами в последовательности обработки передатчика.
Хотя настоящее изобретение показано и описано в связи с предпочтительными вариантами осуществления, специалист в данной области техники может предложить различные модификации и вариации, не выходящие за рамки сущности и объема изобретения, которые определяются формулой изобретения.