СПОСОБ ЗАЩИТЫ УЗКОПОЛОСНЫХ СИСТЕМ РАДИОСВЯЗИ В УСЛОВИЯХ СЛОЖНОЙ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ ОБСТАНОВКИ И КОМПЛЕКС СРЕДСТВ ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ
METHOD OF PROTECTING NARROW-BAND RADIO COMMUNICATION SYSTEMS IN CONDITIONS OF COMPLEX RADIOELECTRONIC SITUATION AND SET OF MEANS FOR REALIZING SAID METHOD

Изобретение относится к области радиосвязи, а именно к системам защиты узкополосных систем радиосвязи в условиях сложной радиоэлектронной обстановки, обусловленной влиянием как внутрисистемных, так и внешних помех (многолучевого распространения, сосредоточенных и импульсных помех, быстрых и медленных замираний и других).
Системы радиосвязи ДКМВ диапазона (3-30 МГц) характеризуются приходом сигналов к приемной стороне путем многократного отражения от ионосферы и поверхности земли, поэтому в точке приема результирующий сигнал представляет собой суперпозицию многих сигналов с различными амплитудами и начальными фазами. Это вызывает интерференцию в пределах передаваемого символа или межсимвольную интерференцию [1-8].
Известны способы борьбы с многолучевыми сигналами и помехами в системах радиосвязи, среди которых можно отметить скачкообразную перестройку частоты, компенсацию радиосигналов дополнительных лучей, прием на разнесенные в пространстве антенны, использование защитного интервала, метод с частотным разделением каналов и т.п. [1-8].
Недостатками указанных выше способов являются ухудшение помехозащищенности системы радиосвязи при усложнении помеховой обстановки, необходимость использовать несколько несущих частот, а также небольшой диапазон задержек радиосигналов второго и других лучей относительно первого луча, при которых обеспечивается достоверная передача информации.
Теория формирования и приема в целом сигнально-кодовых конструкций является довольно новой и современной областью теории связи. Синтез сигнально-кодовых конструкций не сводится к отдельному и независимому выбору кода и способа модуляции, а выполняется в целом, с учетом взаимосвязанности этих процедур. Прием сигнально-кодовых конструкций осуществляется исключительно, как прием всего сигнально - кодового блока, и обеспечивает значительное повышение надежности передачи данных в системах радиосвязи [9-12].
Следует отметить, что в настоящее время развитие аппаратно -программных средств на платформе RDS (программируемое радио) расширило возможности решения данной проблемы с использованием перспективных и быстро развивающихся направлений сигнально-кодовых конструкций (СКК) на следующих технологиях в зависимости от цели использования систем радиосвязи [9-14]:
- OFDM сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, которое широко используется в узкополосных системах радиосвязи ДКМВ диапазона;
- CDMA сигналов с прямым расширением спектра, которое широко используется в широкополосных системах радиосвязи и проводной связи;
- OCDM сигналов с ортогонально-кодовым разделением каналов, которое применяется в широкополосных системах радиосвязи и обеспечивает ее высокую помехозащищенность.
В работе [11] приведены результаты имитационного моделирования вероятности ошибки для сигнально-кодовых конструкций на технологиях OCDM и OFDMA, из которых следует, что применение технологии OCDM в широкополосных системах радиосвязи обеспечивает помехозащищенность значительно выше, чем у OFDM, но уступает по пропускной способности скорости передачи данных.
При этом следует иметь в виду, что в широкополосных системах радиосвязи используются, например, ФМ сигналы с большой базой В, которая определяется произведением ширины спектра сигнала F на длительность сигнала Т [6]
где Т - длительность сигнала;
F - ширина спектра сигнала.
В настоящее времени сведения об использовании технологии OCDM сигналов в узкополосных системах радиосвязи ДКМВ диапазона отсутствуют, поэтому при наличии не только многолучевых радиосигналов в канале связи, но и при усложнении помеховой обстановки, ограничении частотных и энергетических ресурсов реализация технологии OCDM в системах радиосвязи ДКМВ диапазона с узкой полосой пропускания является актуальной.
В инженерном плане - это задачи реализации полученных алгоритмов преобразований с учетом приемлемой сложности и быстродействия процессоров, передатчика и приемника, а также улучшения эксплуатационных параметров.
Наиболее близким аналогом заявленному изобретению является способ защитного интервала для уменьшения влияния многолучевых радиосигналов в узкополосных системах радиосвязи, взятый за прототип. Сущность данного способа заключается в том, что радиосигналы посылаются с передатчика не непрерывным потоком, а с перерывами, в целях обеспечения перед каждым символом сообщения защитного интервала для устранения межсимвольных искажений [1].
Для реализации способа защитного интервала в передающем устройстве содержаться последовательно соединенные источник сообщений, формирователь дискретных сигналов сообщения с защитными интервалами перед ними, кодер, формирователь фаз, фазовый модулятор, усилитель мощности и передающая антенна, а в приемном устройстве содержаться последовательно соединенные приемная антенна, СВЧ усилитель, фазовый демодулятор, решающее пороговое устройство, второй вход которого соединен с выходом формирователя порога, а выход решающего порогового устройства подключен к входу преобразователя дискретных сигналов сообщений.
Сущность метода защитного интервала заключается в том, что для обеспечения приема сигналов, как в канале с общими замираниями (отсутствие многолучевых сигналов), необходимо обеспечить большую длительность излучаемых радиосигналов сообщений, по сравнению с длительностью максимального времени задержки между многолучевыми сигналами [1].
Достоинствами метода защитного интервала являются достаточно простая реализация, возможность работы на одной несущей частоте совместно с другими методами защиты узкополосных каналов передачи данных.
Основным недостатком метода защитного интервала является зависимость его эффективности в части уменьшения влияния многолучевых сигналов от длительности излучаемых радиосигналов, так как при увеличении их длительности значительно снижается скорость передачи информации, ухудшаются энергетические показатели и пропускная способность канала передачи данных, а также ухудшение помехозащищенности системы радиосвязи при усложнении помеховой обстановки.
Основной технической проблемой, на решение которой направлено заявляемое изобретение, является уменьшение влияния многолучевых радиосигналов в узкополосных системах радиосвязи в условиях сложной радиоэлектронной обстановки и одновременно повышение помехозащищенности системы радиосвязи от действия помех за счет повышения отношения сигнал/шум при использовании технологии OCDM на одной несущей частоте.
Указанный технический результат достигается тем, что в способе защиты узкополосных систем радиосвязи в условиях сложной радиоэлектронной обстановки, включающем на передающей стороне системы радиосвязи операции формирования сообщений, формирования дискретных сигналов, кодирования дискретных сигналов, формирования фаз, фазовой модуляции, усиления радиосигналов и излучения радиосигналов передающей антенной, а на приемной стороне включающей операции приема радиосигналов приемной антенной, усиления СВЧ радиосигналов, фазовой демодуляции, формирования порогового сигнала, решения порогового выделения сигналов по критерию правдоподобия и преобразования дискретных сигналов сообщения к виду, удобному для потребителя, на передающей стороне системы радиосвязи дополнительно введены операции формирования М = 4 исходных ФМ сигналов, суммирования М = 4 исходных ФМ сигналов для формирования из N = 4 дискретных двоичных сигналов кодового ФМ сигнала в виде пакета параллельной сборки, содержащего информацию о М = 4 исходных ФМ сигналов, а на приемной стороне после операции фазовой демодуляции дополнительно введены операции аналого - цифрового преобразования сигналов, преобразования масштаба сигналов, компенсации импульсной помехи, интерполяционного преобразования для восстановления сигналов принятой фазовой информации, нормирования амплитуды ФМ сигнала сообщения, М = 4 канальной корреляционной обработки ФМ сигналов сообщения, содержащих информацию о М = 4 исходных ФМ сигналах, формирования М = 4 исходных ФМ сигналов для М = 4 канальной корреляционной обработки, суммирования дискретных сигналов с М = 4 канальной корреляционной обработкой для обеспечения решения порогового выделения сигналов сообщения по критерию правдоподобия.
Указанный технический результат достигается тем, что в комплекс средств защиты узкополосных систем в условиях сложной радиоэлектронной обстановки, содержащий на передающей стороне системы радиосвязи последовательно соединенные источник сообщений, формирователь дискретных сигналов, кодер, формирователь фаз, фазовый модулятор, усилитель мощности и передающую антенну, а на приемной стороне содержащий последовательно соединенные приемную антенну, усилитель СВЧ и фазовый демодулятор, а также последовательно соединенные формирователь порога, решающее пороговое устройство и преобразователь дискретных сигналов сообщений, с выхода которого информация поступает потребителям, на передающей стороне системы радиосвязи дополнительно введены формирователь исходных ФМ сигналов передающей стороны, выходы которого подключены к соответствующим входам сумматора исходных ФМ сигналов, выходы сумматора исходных ФМ сигналов подключены к соответствующим входам кодера, а на приемной стороне системы радиосвязи дополнительно введены формирователь исходных ФМ сигналов приемной стороны, последовательно соединенные аналого - цифровой преобразователь сигналов, преобразователь масштаба сигналов для сжатия во времени пакета ФМ видео-сигнала сообщения, устройство компенсации импульсной помехи, интерполяционное устройство, амплитудное нормирующее устройство и декодер с корреляционной обработкой ФМ сигналов сообщения, выходы которого подключены к соответствующим входам сумматора дискретных сигналов, выход сумматора дискретных сигналов подключен к второму входу решающего порогового устройства, выходы формирователя исходных ФМ сигналов приемной стороны подключены к соответствующим входам декодера с корреляционной обработкой ФМ сигналов сообщения, при этом вход аналого - цифрового преобразователя сигналов подключен к выходу фазового демодулятора.
На передающей стороне системы радиосвязи вводится дополнительно формирователь кодового ФМ сигнала, включающий формирователь исходных ФМ сигналов и сумматор ФМ сигналов. В качестве М = 4 исходных ФМ сигналов формируются ортогональные элементы производной системы сигналов N = 4 порядка с малыми боковыми лепестками автокорреляционной функции путем сложения по модулю 2 ортогональных кодов Уолша N = 4 порядка и кода Баркера N = 4 порядка, автокорреляционная функция которого имеет малые боковые лепестки [14, 15].
В результате совмещения во времени и суммирования М = 4 исходных ФМ сигналов формируется суммарный ФМ сигнал в виде пакета параллельной сборки из N = 4 дискретных двоичных сигналов с одинаковыми амплитудами 0 или -2, из которого формируется кодовый ФМ сигнал в виде N = 4 дискретных двоичных сигналов с одинаковыми амплитудами 1 или -1 (фазами 0 или π).
В кодере осуществляется модуляция кодовым ФМ сигналом каждого дискретного двоичного сигнала сообщения, в результате каждый дискретный сигнал сообщения принимает форму пакета кодового ФМ сигнала, содержащего информацию о М = 4 ортогональных исходных ФМ сигналов, который можно передавать и принимать с помощью фазовой модуляции и демодуляции типа 2-ФМ, что повышает надежность передачи данных.
На приемной стороне системы радиосвязи на выходе фазового демодулятора 2-ФМ вводится дополнительно вычислительный модуль связи (ВМС) на базе программно - определяемой аппаратной платформы по технологии SDR (программируемое радио), который обеспечивает:
- аналого - цифровое преобразование сигналов;
- преобразование масштаба сигналов для сжатия во времени пакета ФМ видеосигнала сообщения, что позволяет уменьшить время его преобразования и обработки в вычислительном модуле связи;
- устранение на выходе фазового демодулятора одиночной ошибки в фазовой информации, возникающей за счет импульсных помех, путем компенсации (или уменьшения уровня) импульсной помехи и применения интерполяционного устройства для восстановления фазовой информации по соседним отсчетам видеосигнала сообщения;
- нормирование амплитуды ФМ сигнала сообщения по уровню исходных ФМ сигналов, которые используются в качестве опорных сигналов при корреляционной обработке;
- М = 4 канальную корреляционную обработку ФМ сигнала сообщения, содержащего информацию о М = 4 ортогональных исходных ФМ сигналов с базой В = 4, что обеспечивает увеличение отношения сигнал/шум в каждом канале в N = 4 раза (6 дБ);
- суммирование результатов с М = 4 каналов корреляционной обработки ФМ сигнала сообщения, что обеспечивает дополнительно увеличение отношения сигнал/шум в М = 4 раза (6 дБ);
- выделение дискретных сигналов сообщения с помощью решающего порогового устройства по критерию правдоподобия;
- преобразование дискретных сигналов сообщения к виду, необходимому для пользователя.
На фиг. 1 приведена структурная схема системы радиосвязи, где обозначено:
1 - источник сообщений;
2 - формирователь дискретных сигналов;
3 - кодер;
4 - формирователь исходных ФМ сигналов передающей стороны;
5 - сумматор исходных ФМ сигналов;
6 - формирователь фаз;
7 - фазовый модулятор;
8 - усилитель мощности;
9 - передающая антенна;
10 - приемная антенна;
11 - усилитель СВЧ;
12 - фазовый демодулятор;
13 - аналого - цифровой преобразователь сигналов;
14 - преобразователь масштаба сигналов;
15 - устройство компенсации импульсной помехи;
16 - интерполяционное устройство;
17 - амплитудное нормирующее устройство;
18 - декодер с корреляционной обработкой;
19 - формирователь исходных ФМ сигналов приемной стороны;
20 - сумматор дискретных сигналов;
21 - решающее пороговое устройство;
22 - формирователь порога;
23 - преобразователь дискретных сигналов сообщений.
Блоки, являющиеся стандартными для систем радиосвязи (такие как блоки питания, синхронизации и т.п.), на фиг. 1 не показаны.
Следует отметить, что при описании работы комплекса средств защиты приводятся результаты моделирования в среде MathCAD, которые поясняются фигурами:
и
- на фиг. 2, фиг. 4 - фиг. 10 на вертикальных осях отмечены амплитуды сигналов в относительных единицах относительно амплитуды дискретного двоичного сигнала, а на горизонтальных осях отмечены величины задержки τ сигнала в относительных единицах длительности символа t/τ;
и
- на фиг. 3, фиг. 11-14 на вертикальных осях отмечены амплитуды сигналов в относительных единицах относительно амплитуды дискретного двоичного сигнала, а на горизонтальных осях отмечены время в относительных единицах длительности символа t/τ.
Комплекс средств защиты работает следующим образом.
На передающей стороне системы радиосвязи сообщение формируется в источнике сообщения 1, например, в виде текстового сообщения из последовательности букв алфавита, каждая из которых кодируется конкретной последовательностью из цифр 0 и 1.
В формирователе дискретных сигналов 2 текстовые сообщения преобразуются в последовательность дискретных сигналов с амплитудой 0 и 1, которые поступает на первый вход кодера 3, на второй вход которого поступает кодовый ФМ сигнал с формирователя кодовых ФМ сигналов, состоящего из формирователя исходных ФМ сигналов 4 и сумматора исходных ФМ сигналов 5.
Рассмотрим подробнее формирование кодового ФМ сигнала. Исходные ФМ сигналы формируются в виде ортогональных элементов производной системы сигналов, автокорреляционная функция которых имеет малые боковые лепестки, путем перемножения (суммирования по модулю 2) поэлементно двух фазоманипулированных кодов Уолша, обладающего свойствами ортогональности, и кода Баркера, имеющего автокорреляционную функцию (АКФ) с малыми боковыми лепестками, и определяются как
где wal(m, ) - m -й элемент кода Уолша;
m = 1, 2, 3, …, М;
М - количество элементов кода Уолша;
= {0, π} - фазы элементов кода Уолша;
n
b - n -й элемент кода Баркера;
n = 1, 2, 3, …, N;
N - количество элементов кода Баркера.
В качестве базовых кодов выбраны М = 4 кодов Уолша и код Баркера N = 4 порядка, в результате суммирования их по модулю 2 элементы производной системы сигналов N = 4 порядка имеют вид [15, 16]:
n
n
Из приведенных элементов производной системы сигналов, определяемых соотношением (3), следует, что количество М = 4 кодов Уолша определяет количество элементов x(t) производной системы сигналов, а количество элементов N = 4 кода Баркера определяет число символов элементов x(t) производной системы сигналов.
n
С учетом фаз исходные ФМ сигналы в виде элементов x(t) производной системы сигналов (3) преобразуются к виду:
n
На фиг. 2 приведены исходные ФМ сигналы в виде элементов y(t) производной системы сигналов, определяемые соотношением (3).
Следует отметить, что при этом ширина спектра элементов производной системы сигналов (4) определяется сверткой спектров:
1
2
где S(ω), S(ω) - ширина спектра соответственно кодов Уолша и Баркера, и будет приблизительно определяться длительностью одного дискретного элемента кода Баркера.
На фиг. 3 приведены АКФ исходных ФМ сигналов в виде элементов производной системы сигналов последовательности (4).
и
Как следует из приведенных АКФ М = 4 исходных ФМ сигналов длительностью τ при N = 4 боковые лепестки АКФ не превышают уровень 0,25 от основного лепестка и находятся в противофазе, что позволяет при суммировании АКФ М = 4 исходных ФМ сигналов устранять боковые лепестки.
На фиг. 4 приведена суммарная АКФ М = 4 исходных ФМ сигналов в виде элементов производной системы сигналов последовательности (3).
В сумматоре исходных ФМ сигналов 5 проводится совмещение во времени и суммирование М = 4 исходных ФМ сигналов при N = 4, определяемых соотношением (4). В результате этого образуется пакет параллельной сборки из N = 4 дискретных сигналов с амплитудами, равными -2 или 0, из которых формируется пакет кодового ФМ сигнала с амплитудами, равными -1 или 1.
На фиг. 5 приводятся формирование пакета кодового ФМ сигнала с амплитудами, равными -1 или 1.
и
В кодере 3 каждый дискретный двоичный сигнал сообщения длительностью τ преобразуется пакетом кодового ФМ сигнала в пакет ФМ сигнала сообщения из N = 4 дискретных сигналов с одинаковыми амплитудами, равными -1 или 1 (фазами π или 0). Сформированный таким образом пакет ФМ сигнала сообщения в кодере 3 может передаваться с помощью фазовой модуляции 2-ФМ в узкой полосе пропускания системы радиосвязи.
На фиг. 6 показано формирование пакета ФМ сигнала сообщения с амплитудами, равными -1 или 1.
С выхода кодера 3 пакет ФМ сигналов сообщения подается на формирователь фаз 6, после чего передается фазовым модулятором 7 типа 2-ФМ в узкой полосе пропускания системы радиосвязи на усилитель мощности 8 и с помощью передающей антенны 9 излучается на одной несущей частоте в канал связи.
В общем случае узкополосные системы радиосвязи ДКМВ диапазона работают в условиях сложной радиоэлектронной обстановки, обусловленной влиянием как внутрисистемных, так и внешних помех (многолучевого распространения, сосредоточенных и импульсных помех, быстрых и медленных замираний и других).
Ввиду рассмотрения потенциальных характеристик предлагаемого комплекса средств защиты влияние канала связи на работу приемного канала системы радиосвязи проводится при следующих условиях [5, 7, 14, 17]:
п
к
- затухания замираний радиосигналов полагаются медленными, так как длительность пакета ФМ сигнала сообщения с защитным интервалом τ ~ 18 мс значительно меньше времени корреляции τ = 1 с по уровню 0.5 затуханий замирания сигналов;
з
- случайные задержки τ (t) между многолучевыми сигналами полагаются от 2 до 4 мс (могут достигать более 7 мс);
- случайный характер указанных выше параметров имеет в основном релеевское распределение, но встречается распределение и по закону Райса;
2
1
2
1
з
п
- что амплитуда ФМ радиосигнала сообщения второго луча а меньше, чем амплитуда ФМ радиосигнала сообщения первого луча а, т.е. а=0,7 a, а задержка радиосигнала сообщения второго луча относительно ФМ радиосигнала сообщения первого луча полагается τ=τ=3 мс;
- в качестве помех рассматриваются шумы и импульсные помехи.
и
зи
и
з
В качестве примера при моделировании в среде MathCAD рассматривается приемная сторона системы радиосвязи с полосой пропускания Δ f = 300 Гц и пакет ФМ радиосигнала сообщения, включающего N = 4 дискретных радиосигналов длительностью τ = 3 мс с одинаковыми амплитудами, равными -1 или 1, и защитным интервалом τ = 2 τ = 6 мс, что соответствует максимальной задержке τ = 6 мс между многолучевыми сигналами.
После приемной антенны 10, усилителя СВЧ 11 и фазового демодулятора 12 пакет ФМ видеосигнала сообщения поступает на вход вычислительного модуля связи, дополнительно введенного на приемной стороне системы радиосвязи для преобразования и обработки пакета ФМ видеосигнала сообщения.
1c
2c
На выходе фазового демодулятора 12 видеосигналы первого y(t), и второго лучей y(t) с учетом разности их случайных фаз ΔΨ и шума α(t) определяются по формуле:
где ΔΨ - случайная разность фаз в пределах (0÷π).
1
и
На фиг. 7 в качестве примера приведены амплитуды a видеосигнала длительностью τ = 3 мс первого луча и шума α(t) на выходе фазового демодулятора 12 при полосе пропускания системы радиосвязи, равной Δf = 300 Гц.
c
p
1c
2c
з
На фиг. 8 в качестве примера приведены на выходе фазового демодулятора 12 амплитуды суммы y(t) и разности y(t) ФМ сигналов сообщения первого y(t) и второго лучей y(t) с учетом случайных взаимной задержки т = 3 мс и разности фаз соответственно ΔΨ = 0 и ΔΨ = 3π\4.
c
p
1c
2c
з
На фиг. 9 в качестве примера приведены на выходе фазового демодулятора 12 смесь шума α(t) и амплитуды суммы y(t) и разности y(t) ФМ сигналов сообщения первого y(t) и второго лучей y(t) с учетом случайных взаимной задержки τ = 3 мс, отношения сигнал/шум q = 1 и разности фаз соответственно ΔΨ = 0 и ΔΨ = 3π\4.
На входе вычислительного модуля связи включен аналого - цифровой преобразователь сигналов 13, на выходе которого подключен преобразователь масштаба сигналов 14, который сжимает во времени пакет ФМ видеосигнала сообщения для уменьшения времени его преобразования и обработки в вычислительном модуле связи.
С выхода преобразователя масштаба сигналов 14 пакет ФМ видеосигнала сообщения поступает на устройство компенсации импульсных помех 15, применение которого объясняется следующем образом. Импульсные помехи сосредоточены во времени и представляют собой случайную последовательность импульсов, имеющих случайные амплитуды, которые изменяются от минимума до максимума за время, соизмеримое с временем единичного интервала, и следующих друг за другом через случайные интервалы времени. При этом импульсные помехи накладываются на полезный сигнал в фазовом демодуляторе, что приводит к ошибкам при выделении фазовой информации.
Однако, компенсация (вырезание или уменьшение уровня) импульсной помехи, совпадающей с дискретным сигналом сообщения, вызывает также ошибку в фазовой информации, поэтому на выходе устройства компенсации импульсных помех 15 вводится интерполяционное устройство 16, которое, например, по двум (или нескольким) соседним отсчетам пакета дискретных сигналов сообщения на выходе устройства компенсации импульсных помех 15 восстанавливает фазовую информацию [18, 19].
На фиг. 10 приводится устранение одиночной ошибки в фазовой информации, возникающей за счет действия импульсных помех.
С выхода интерполяционного устройства 16 пакет ФМ видеосигнала сообщения поступает через амплитудное нормирующее устройство 17 на первый вход М = 4 канального декодера 18 с корреляционной обработкой, на другие входы которого поступают М = 4 исходных ФМ сигналов с формирователя исходных ФМ сигналов 19.
c
p
1c
2c
з
На фиг. 11 приведены в качестве примера результаты корреляционной обработки в М = 4 канальном декодере 18 смеси шума α(t) и амплитуды суммы y(t) и разности y(t) ФМ сигналов сообщения первого y(t) и второго лучей y(t) с учетом случайных взаимной задержки τ = 3 мс, отношения сигнал/шум q = 1 и разности фаз соответственно ΔΨ = 0 и ΔΨ = 3π\4.
За счет корреляционной обработки в М = 4 канальном декодере 18 спектральные плотности помех и шума при умножении на копии исходных ФМ сигналов расширяются. В результате этого в узкой полосе каждого канала коррелятора мощности помех и шума ослаблены в соответствии с величиной базы В = 4, т.е. происходит увеличение отношения сигнал/шум q на 6 дБ [1, 3, 5].
С выхода М = 4 канального декодера 18 с корреляционной обработкой дискретные сигналы сообщения в виде автокорреляционных функций и шумы поступают на вход сумматора дискретных сигналов 20. При этом за счет того, что боковые лепестки АКФ не превышают уровень 0,25 от основного лепестка и находятся в противофазе (см. фиг. 3), при их суммировании на выходе М = 4 канального коррелятора боковые лепестки АКФ устраняются (см. фиг. 4).
c
p
1c
2c
з
На фиг. 12 приведены в качестве примера суммы автокорреляционных функций смеси шума α(t) и амплитуды суммы y(t) и разности y(t) ФМ сигналов сообщения первого y(t) и второго лучей y(t) с учетом случайных взаимной задержки τ = 3 мс, отношения сигнал/шум q = 1 и разности фаз соответственно ΔΨ =0 и ΔΨ =3π\4 на выходе сумматора дискретных сигналов 20.
На фиг. 13 приведены в качестве примера автокорреляционные функции шума α(t) на выходе с каждого из М = 4 канала декодера 18 корреляционной обработки, из которого видно, что автокорреляционные функции шума α(t) находятся в противофазе, как и боковые лепестки АКФ дискретных сигналов сообщения, что подтверждается суммой автокорреляционной функции шума α(t) на выходе сумматора дискретных сигналов 20, приведенной на фиг. 14. В результате чего на выходе сумматора дискретных сигналов 20 может обеспечиваться увеличение отношение сигнал/шум q не менее, чем в N = 4 раз, т.е. на 6 дБ.
b
b
-2
-4
Таким образом, за счет применения в системах радиосвязи ДКМВ диапазона с узкой полосой пропускания технологии OCDM общий выигрыш в отношении сигнал/шум q в вычислительном модуле связи может потенциально составлять не менее 12 дБ, что подтверждает результаты сравнения помехозащищенности технологии OCDM по сравнению с применением технологии OFDM в широкополосных системах радиосвязи, приведенные в [11]. Это соответствует уменьшению вероятности битовой ошибки с P=10 до P=10 в гауссовском канале связи при сохранении прежней вероятности достоверной передачи данных [14].
С выхода сумматора дискретных сигналов 20 дискретные сигналы сообщения поступают на первый вход решающего порогового устройства 21, на второй вход которого поступает пороговое напряжение с формирователя порога 22. Алгоритм порогового решающего устройства 20 имеет вид:
п
где U(t) - пороговый уровень;
c
U(t) - амплитуда дискретного сигнала сообщения.
С выхода решающего порогового устройства 21 дискретные сигналы сообщения поступают на вход преобразователя дискретных сигналов сообщений 23, в котором дискретные сигналы сообщения преобразуются к виду, удобному для потребителя.
Таким образом, использование в предложенном способе защиты узкополосных систем радиосвязи в условиях сложной радиоэлектронной обстановки программно - аппаратной платформы RDS и сигнально-кодовой конструкции по технологии OCDM на одной несущей частоте позволяет:
- уменьшить влияние многолучевых радиосигналов;
- повысить помехозащищенность системы радиосвязи при усложнении помеховой обстановки за счет повышения отношения сигнал/шум.
Литература:
1. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений / Финк Л.М. - М.: Советское радио. 1963. 376 с. (прототип).
2. Скляр, Бернард. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Изд. 2-е, испр.: Пер. с англ. - М.: Издательский дом "Вильяме", 2003. 1104 с.
3. Проксис Джон. Цифровая связь. Пер. с англ./Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и связь, 2000. 800 с.
4. К. Феер. Беспроводная связь. Методы модуляции и расширения спектра. Пер. с англ./ Под ред. В.И. Журавлева - М.: Радио и связь, 2000. 520 с.
5. В.А. Григорьев, О.И., Лагутенко, Ю.А. Распаев. Сети и системы радиодоступа. - М.: Эко-Трендз, 2005. 384 с.
6. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. 384 с.
7. Кейстович А.В., В.Р. Милов. Виды радиодоступа в системах подвижной связи: учеб. пособие / А.В. Кейстович, В.Р. Милов. Нижегород. гос. техн. ун-т им. Р.Е. Алексеева. - Нижний Новгород, 2014. 305 с.
8. Окунев Ю.Б. Цифровая передача информации фазомодулированными сигналами. - М.: Радио и связь. 1991. 296 с.
9. Помехоустойчивость и эффективность систем передачи информации/ А.Г. Зюко, А.И. Фалько, И.П. Панфилов и др. - М.: Радио и связь, 1985. 272 с.
10. Банкет В.Л. Сигнально-кодовые конструкции телекоммуникационных системах. - Одесса: Феникс, 2009. 180 с.
11. Николаев В., Гармонов А., Лебедев Ю. Системы широкополосного радиодоступа 4 поколения: выбор сигнально-кодовых конструкций, Концерн «Созвездие», Научно - технический журнал «Первая миля». Выпуск 5-6, 2010, 56-59 с.
12. A.M. Белицкий, C.A. Постников, Л.В. Струнская-Зленко. Результаты полевых испытаний радиоканала на основе сигнально - кодовых конструкций OCDM. Теория и техника радиосвязи №1 / 2015, с 48-53, АО «Концерн «Созвездие».
13. Патент РФ №2663240. Способ и комплекс средств защиты узкополосных каналов передачи в условиях многолучевого распространения радиосигналов и комплекс средств для его реализации.
14. Ермолаев В.Т., Флаксман А.Г. Теоретические основы обработки сигналов в беспроводных системах связи: Монография. - Нижний Новгород: Нижегородский госуниверситет, 2010. 312 с.
15. Никитин Г.И. Применение функций Уолша в сотовых системах связи с кодовым разделением каналов: Учеб. пособие / СПбГУАП. СПб, 2003. 86 с.
16. Ратынский М.В. Основы сотовой связи / Под ред. Д.Б. Зимина - М.: Радио и связь, 1998. 248 с.
17. Гавриленко, В.Г. Распространение радиоволн в современных системах мобильной связи. Учебное пособие / В.Г. Гавриленко, В.А. Яшинов. - Н. Новгород: НГУ. 2003. 148 с.
18. Радиотехнические методы передачи информации: Учебное пособие для вузов / В.А. Борисов, В.В. Калмыков, Я.М. Ковальчук и др.; Под ред. В.В. Калмыкова. М.: Радио и связь. 1990. 304 с.
19. Гончаров В.Л. Теория интерполирования и приближения функций. М., 1954. 327 с.