Анализ режимов работы квазирезонансного преобразователя напряжения

СХЕМОТЕХНИЧЕСКАЯ И КОНСТРУКТОРСКАЯ

РАЗРАБОТКА ЭЛЕМЕНТОВ КОСМИЧЕСКИХ АППАРАТОВ

УДК 621.314

Н. Н. Горяшин, М. В. Лукьяненко, А. А. Соломатова, А. Ю. Хорошко

АНАЛИЗ РЕЖИМОВ РАБОТЫ КВАЗИРЕЗОНАНСНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ

Представлены результаты теоретического и экспериментального анализа режимов работы квазирезонансного преобразователя напряжения. Исследовано влияние переменной составляющей тока дросселя выходного фильтра преобразователя на его регулировочную характеристику. Рассмотрены два варианта исследуемого режима — с половинным и полным резонансным циклом преобразования напряжения.

Ключевые слова: квазирезонансный преобразователь, электронный ключ, дроссель фильтра, резонансный контур, коэффициент преобразования.

Совершенствование источников вторичного электропитания, построенных на базе высокочастотных импульсных преобразователей напряжения (ПН), направлено на улучшение их энергетических характеристик, повышение КПД и качества выходной электроэнергии, что особенно актуально при создании автономных систем электроснабжения космических аппаратов. Одним из перспективных направлений развития энергопреобразовательной техники является применение резонансных контуров (РК) в цепи электронных ключевых элементов (КЭ). Это позволяет распределить энергию между элементами РК в течение одного цикла переключения КЭ и тем самым осуществлять коммутацию при нулевом значении тока, снижая таким образом динамические потери в силовых полупроводниковых ключах практически до нуля. Форма тока и напряжения становится близкой к синусоидальной, что способствует снижению потерь в магнитопроводах силовых трансформаторов и дросселях выходных фильтров при воздействиях высших гармоник [1, 2].

Преобразователи с РК имеют существенные преимущества по сравнению с классическими импульсными ПН с прямоугольной формой тока и напряжения. Это, однако, не позволяет использовать их взамен последних из-за более сложной схемотехники и неконтролируемых процессов в цепи КЭ. Таким образом, возникает задача определения таких параметров элементов силовой части ПН, при которых выполняется коммутация КЭ при нулевых значениях мощности в заданном диапазоне регулирования. Это, в свою очередь, обусловливает необходимость исследования электромагнитных процессов, происходящих в цепях КЭ и РК при работе совместно с выходным фильтром.

В настоящей статье приведены результаты теоретического и экспериментального анализа режимов работы квазирезонансного ПН с переключением КЭ при нулевых значениях тока (что обозначим как ПНТ) [2—6]. Упрощенная схема такого преобразователя напряжения

представлена на рис. 1. Приведем краткое описание его работы. Пусть первоначально КЭ, в качестве которого используется МДП-транзистор УТ1, заперт. Выходной ток протекает через рекуперативный диод УБ3 за счет энергии, запасенной в дросселе выходного фильтра Ьф. В момент времени, определяемый схемой управления, КЭ открывается. Колебательный контур, образованный катушкой индуктивности Ьр и конденсатором Ср, начинает получать энергию от первичного источника. Заряд

Рис. 1

конденсатора Ср и последующий его разряд будут происходить по синусоидальному закону с частотой, равной собственной частоте РК. Одновременно ток ¡ь , протекающий через индуктивность Ьр, также будет изменяться по синусоидальному закону — вначале увеличиваться, затем уменьшаться. Когда ток ¡ь достигает нулевого значе-

ния, устройство управления КЭ формирует запирающий сигнал, вследствие чего УТ1 закрывается. При этом возможны два варианта описанного режима:

— режим половинного резонансного цикла (ПНТ-1), когда диод УП1 предотвращает протекание тока через диод УП2 в обратном направлении, что может быть вызвано продолжением резонансного процесса;

— режим полного резонансного цикла (ПНТ-2) при отсутствии диода УП1 и наличии шунтирующего диода УП2.

Когда ток ¡ь становится равным нулю и КЭ заперт, выходной ток протекает через

дроссель фильтра Ьф и конденсатор Ср. Как только последний разрядится до нуля, открывается диод УП3. На этом резонансный цикл заканчивается и начинается следующий.

Выходное напряжение в обоих указанных режимах определяется средним по времени значением напряжения на конденсаторе РК и регулируется изменением длительности закрытого состояния КЭ. При этом посредством генератора, управляемого напряжением (ГУН), изменяется частота переключения КЭ, поскольку интервал времени, в течение которого осуществляется колебательный процесс в РК, практически постоянен при фиксированных значениях тока нагрузки и входного напряжения. Идеализированные временные диаграммы, поясняющие работу исследуемого ПН в режимах ПНТ-1 и ПНТ-2, приведены на рис. 2, а и б соответственно [3, 4].

а) _ б)

0

t2 ¿3

¿1 ¿2 ¿3 I ¿1 4

Рис. 2

В традиционном варианте, предложенном в [6], математическое описание работы ПН дано при допущении, что ток дросселя выходного фильтра является постоянной величиной,

I

а

I

а

0

равной току нагрузки в установившемся режиме. один период работы КЭ в цепи РК преобразователя в режиме ПНТ-1 можно подразделить на четыре временных интервала (см. рис. 2, а), которые описываются следующими соотношениями:

0 < г < г1 <

4р (г ) = , (г )=а

Дг1 = г1 = /н •

ив

¿1 < г < г2 ^

/, (г) = /н + Цв

70 :

ЦСр

П 1

Дг2 = г2 - г1 = —I— агсБт

Шо Шо

70 /

0н

V Цвх J

г2 < г < г3 \

иср (г) = -^ +

/Ьр (г) = 0,

Ср

С

Цвх

Дг3 = г3 - г2 = -Т-Цвх (1 - С08(Ш0 (г2 - г1)));

г3 < г <

4р (г ) = 0,

ЦСр (г) = а

где /1 (г) — ток, протекающий через индуктивность Ьр; Цс (г) — напряжение на конденсаторе РК; 70=(£р/Ср)0'5; ю0=(£рСр)-0'5; /н — ток нагрузки, равный среднему току дросселя в установившемся режиме; Тк — период коммутации.

Период работы ПН в режиме ПНТ-2 также можно разбить на четыре интервала (см. рис. 2, б); от предыдущего случая отличаются только интервалы [г1; г2) и [г2; г3), которые описываются выражениями [6]

г1 < г < г2 \

/Ьр (г) = /н + Ц

Бт

70 :

ЦСр

2п - агсБт

С17 >

^ н 70

Дг2 = г2 - г1 =•

V Цвх J .

Ш0

н

¿2 < х < ¿з 1

^Ср (г) = ив

¡Ьр (г) = 0

Д*3 = ¿3 - ¿2 =•

1 -

1 -

( Т 7 \2 Тн 70

V ивх J

- ^ ( - ¿2 ) Ср

(1 7 ^ 1 н 70 2

и, 1 -. 1 -

вх [ 1 V ивх J

1н 70ю0

Здесь для отрицательной и положительной полуволн тока резонансного цикла интервал [¿1; Х2) может быть разбит на [¿1; ¿а) и [4; ¿2).

Кривая тока диода УП3 применительно к обоим рассматриваемым режимам имеет в идеальном случае трапецеидальную форму и определяется кусочной функцией

¡УВ3 () =

¡н, ¿3 < * < Тк,

г и^

Ьр

0 < X < Хх.

Проверка корректности приведенного аналитического описания работы КЭ в цепи РК была проведена на экспериментальном макете последовательного понижающего квазирезонансного ПН. Исходя из условий 701н тах/ивх т^<1, ю0>>(ЬфСф)-0'5, где ¡н тах — максимальный ток нагрузки, ивх т;п — минимальное входное напряжение, определены параметры элементов резонансного контура и выходного фильтра: Ьр= 1,04 мкГн; Ср = 22 нФ; Ьф= 45 мкГн, Сф = 22,2 мкФ.

На рис. 3, а, б приведены осциллограммы токов и напряжений для режимов соответст-веено ПНТ-1 и ПНТ-2, полученные при ¡н=3,3±0,15 А и ивх=56±1 В, ивых=24±0,2 В; сплошные кривые соответствуют экспериментальным данным, штриховые — аналитическому описанию (при Мь = 0 ), пунктирные — уточненному аналитическому описанию.

а)

I, А 13

8 3

0

и, В 120 90 60 30

б) I, А 10

5

0

-5 и, В 120 90 60 30

5• 10 ¿1 110-6 ¿2 1,5-10 ¿3 с

Рис. 3

510-

110-6 4

¿3

¿, с

Как видно из экспериментальных диаграмм, ток дросселя выходного фильтра ¡¿ф изменяется в течение одного цикла преобразования и принимает различные значения на каждом

0

г

0

из трех интервалов резонансного цикла, при этом аналитические кривые, рассчитанные с использованием функций (1)—(6), имеют заметные расхождения с экспериментальными, что свидетельствует о влиянии работы дросселя фильтра на форму кривых тока и напряжения РК.

Решение задачи об оценке влияния переменной составляющей тока дросселя выходного фильтра на форму кривых тока и напряжения в течение резонансного цикла можно свести к определению фиксированного значения тока на каждом интервале в течение одного цикла коммутации. Далее, чтобы построить теоретические кривые тока и напряжения максимально близкими к экспериментальным, на интервале [¿2; ¿3) для режима ПНТ-1 и интервале [¿а; ¿3) для режима ПНТ-2 можно произвести замену 1н на (/н+А/Ьф/2), где А/Ьф — размах пульсаций тока дросселя фильтра, так как на большей части интервала [¿2; ¿3) в режиме ПНТ-1 и интервала [¿а; ¿3) в режиме ПНТ-2 ток /Ьф изменяется незначительно. На интервале [0; ¿1) параметр /н заменяется на (/н-А/Ьф/2) для обоих режимов. На интервале [¿1; ¿2) для режима ПНТ-1 и интервале [¿1; ¿а) для режима ПНТ-2 в функциях, описывающих ток и напряжение, также может быть произведена замена /н на (/н-А/Ьф/2), а при малых значениях пульсаций тока дросселя выходного фильтра, когда А/Ьф<</н, может сохраняться параметр /н. Размах пульсаций тока дросселя в установившемся состоянии может быть определен как

'¿2

| иСр ()а

Мг =

ь

'ф

где (¿ь2—ь1) — длительность положительной части полуволны напряжения на дросселе выходного фильтра при условии ис^ь^ис^Ь^иых.

Аналитические кривые, полученные с учетом указанных уточнений (см. рис. 3, а, б), подтверждают справедливость предыдущих рассуждений, что характеризуется совпадением с экспериментальными осциллограммами.

Для учета пульсаций тока дросселя фильтра необходимо рассчитать коэффициент передачи Ки преобразователя напряжения данного типа [6]. Коэффициентом передачи по напряжению исследуемого преобразователя является величина иСр/ивх, где иСр — усредненное значение напряжения на конденсаторе РК:

т

иг =

Тг I иср С V* = ЯТЬ.

1-'к

В режиме ПНТ-2 коэффициент Ки слабо зависит от тока нагрузки [6]. Таким образом, в соответствии с временными интервалами для выражений (1)—(4), определяем функции Я1 и Я2 только для режима ПНТ-1:

Я = I ивх (1 - С08(Г - ¿1 ))Ш = ивх (¿2 - ¿1) - — [п о(^ - ¿1)] =

J ю0

ив

ш0

/н 2о

п +---+ агсБт

ивх

( / 7 \

1 н 70

V ивх

г

Я2 = иср

¿3 - ¿2

(игр (¿2 ))2

2 • /н700

ив

(

1 + С0Б

агсБт

V

/н 70

ивх У

ив

1 + 1 1 - /н 70

1 и вх ]

2 • /н700

2 • /н700

2

Тогда с учетом пульсаций тока дросселя фильтра формула для коэффициента передачи ПН в режиме ПНТ-1 принимает вид

ис Г 1

V- р Jк. 1

ки =-=---

ивх /0 2п

( А1Ь ^

Т__¿ф

н „

Т__¿ф

н „

П +

V

J

ив

• + агсБт

0

V

J

ив

ив

А1Т }

¡н +-

(( А1т ^ ^

1 + 1 -

¡н +

ив

где / — частота коммутации, /0 =ш0/2п.

На рис. 4 представлены экспериментальные (сплошные кривые) и аналитические (без учета пульсаций тока дросселя и с его учетом — штриховые и пунктирные кривые соответственно) графики, показывающие зависимость частоты преобразования/ от изменения входного напряжения при постоянном ивых = 24 В, 1н = 6,2 А для двух рассматриваемых режимов. При построении теоретических характеристик параметр Д1Ьф был определен экспериментально для минимальной частоты преобразования, которая в данном случае соответствует максимальному входному напряжению исследуемого ПН.

/к, кГц

400

350

300

250

200

60

65 _и

л.

0,4

0,37

0,343

0,32 0,3

Рис. 4

0,282

0,266 и,ых/ив„ В

Известное условие 701н тах /ивх тт<1 [4, 6], накладывающее ограничение на диапазон регулирования, преобразуется к виду 70(1н тах - Д1Ьф/к)/2)/ивх т;п < 1 как для режима ПНТ-1, так и для ПНТ-2, где размах пульсаций тока дросселя зависит от частоты преобразования.

В результате исследования установлено, что пульсации тока дросселя выходного фильтра оказывают существенное влияние на регулировочную характеристику квазирезонансного преобразователя напряжения в режиме ПНТ-1. Предложена и подтверждена экспериментально формула для коэффициента передачи ПН.

2

Унификация интерфейсных модулей сопряжения

13

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Лукин А. В. Высокочастотные преобразователи постоянного напряжения и их классификация // Электроника: наука, технология, бизнес. 1998. № 1. С. 33—36.

2. Базилевский А. Б., Горяшин Н. Н. Исследование энергетических характеристик квазирезонансных преобразователей с целью их использования в системах электроснабжения космических аппаратов // Вестн. СибГАУ: Сб. науч. тр. 2004. Вып. 2. С. 63—69.

3. Abu-Qahouq J., Batarseh I. Unified steady-state analysis of soft-switching DC-DC converters // IEEE Trans. Power Electron. 2002. Vol. 17, N 5. P. 684—691.

4. Andreycak W. 1 Megahertz 150 Watt resonant converter design review // Unitrode Power Supply Design Seminar Handbook SEM-6OOA. 1988.

5. Mammano R. Resonant mode converter topologies // Unitrode Power Supply Design Seminar SEM600. 1988. Topic 1. P. 1—12.

6. EricksonR. W. Fundamentals of Power Electronics. N. Y.: Chapman and Hall, 1997. 791 p. Николай Николаевич Горяшин —

Михаил Васильевич Лукьяненко

Анна Александровна Соломатова

Александр Юрьевич Хорошко

Сведения об авторах канд. техн. наук, доцент; Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад. М. Ф. Решетнёва, кафедра автоматического управления, Красноярск; E-mail: gorkolya@mail.ru канд. техн. наук, профессор; Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад. М. Ф. Решетнёва, кафедра автоматического управления, Красноярск

аспирант; Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад. М. Ф. Решетнёва, кафедра автоматического управления, Красноярск

аспирант; Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад. М. Ф. Решетнёва, кафедра автоматического управления, Красноярск

Рекомендована СибГАУ

Поступила в редакцию 19.11.10 г.

УДК 629.783.05

А. И. Горностаев

УНИФИКАЦИЯ ИНТЕРФЕЙСНЫХ МОДУЛЕЙ СОПРЯЖЕНИЯ БЛОКОВ БОРТОВОГО КОМПЛЕКСА УПРАВЛЕНИЯ

Рассматриваются проблемы унификации интерфейсных модулей сопряжения для аппаратуры бортовых комплексов управления космическими аппаратами. Представлены особенности построения интерфейсных блоков бортового комплекса с использованием интерфейсных модулей различного функционального назначения. Приведены примеры решения задач унификации модулей.

Ключевые слова: интерфейс, модуль сопряжения, бортовой комплекс управления, космический аппарат.

При разработке аппаратуры бортового комплекса управления (БКУ) современными космическими аппаратами (КА) в ОАО „Информационные спутниковые системы" (Железно-горск) широко применяется магистрально-модульный принцип, что позволяет осуществлять ее построение на базе центрального приборного модуля (ЦПМ) с использованием отдельных функциональных интерфейсных модулей сопряжения (ИМС) различного назначения. При