СВЕРХВЫСОКОЭФФЕКТИВНЫЙ ПЕРЕКЛЮЧАЮЩИЙ ИНВЕРТОР МОЩНОСТИ И УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ
ULTRA-HIGH EFFICIENCY SWITCHING POWER INVERTER AND POWER AMPLIFIER

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Настоящее раскрытие предмета изобретения относится, в целом, к системам преобразования мощности и, в частности, к высокоэффективному однокаскадному инвертору или усилителю.
КРАТКОЕ ИЗЛОЖЕНИЕ СУЩЕСТВА ИЗОБРЕТЕНИЯ
Настоящее раскрытие предмета изобретения относится, в целом, к схемам электропитания и, в одном варианте осуществления, к однокаскадному источнику питания или усилителю мощности, которые характеризуются сверхвысокой эффективностью.
В соответствии с одним аспектом настоящего раскрытия, предоставляется устройство для генерирования выходной мощности, пропорциональной сигналу источника. Устройство включает в себя фазовый модулятор, который управляет верхним и нижним драйверами мощности, которые, в свою очередь, управляют верхним и нижним трансформаторами. Верхний и нижний трансформаторы служат, по меньшей мере, для электрической развязки выходного напряжения от входного напряжения и также могут быть использованы для обеспечения усиления или для согласования импеданса, или для того и другого, на выходе, посредством изменения отношений витков обмоток. Кроме того, в настоящем раскрытии, разность фаз между несущими сигналами для верхнего и нижнего драйверов мощности может быть использована для "тонкой настройки" выходного напряжения. А также, поскольку фазовый модулятор предпочтительно использует несущие с фиксированными предварительно определенными коэффициентами заполнения, то оказывается возможным избежать усложнения модулятора и остальной части схемы. Кроме того, преобразование мощности со сдвигом фазы в настоящем раскрытии вообще не генерирует никакого перекрестного искажения, особенно по сравнению с большей частью предшествующих топологий усилителей мощности.
Схема на вторичной стороне каждого из этих верхнего и нижнего трансформаторов по существу симметрична и включает в себя каскад выпрямителя, электрически подключенный к катушке индуктивности последовательно с конденсатором, чтобы сформировать фильтр нижних частот (имеющий частоту перегиба, по существу большую частоты сигнала источника и меньшую частоты несущей, генерируемой фазовым модулятором), который дополнительно служит для интегрирования сигнала источника. Вторичная схема также включает в себя полупроводниковый переключатель, электрически подключенный к электрическому узлу между катушкой индуктивности и каскадом выпрямителя, чтобы предоставить цепь замыкания на землю для высокочастотного тока. Использование этих полупроводниковых переключателей также позволяет обеспечить выход с двунаправленным протеканием тока.
Катушки индуктивности, относящиеся к верхней и нижней вторичным схемам, сильно связаны между собой (то есть с коэффициентом связи, большим или равным 0,99). В предпочтительном варианте осуществления, верхняя и нижняя катушки индуктивности, обе, намотаны на тот же сердечник, который может быть, например, Ш-образным сердечником или сердечником торроидальной формы. Кроме того, полупроводниковые переключатели предпочтительно физически располагаются в пределах магнитного поля, генерируемого верхней и нижней катушками индуктивности так, что эти полупроводниковые переключатели также работают как переключающие элементы по существу с нулевым током и нулевым напряжением. Кроме того, использование катушек индуктивности, связанных с полупроводниковыми переключателями, позволяет достичь двунаправленного протекания энергии в схеме.
В некоторых вариантах осуществления устройство также может включать в себя схемы токового считывания, функционально подключенные с возможностью измерения выходного тока верхнего и нижнего драйверов мощности, чтобы предоставить обратную связь на фазовый модулятор для обеспечения защиты от перегрузки по току.
В других вариантах осуществления устройство может дополнительно использовать схему коррекции ошибки, функционально подключенную между полностью сбалансированным дифференциальным выходом и фазовым модулятором, чтобы уменьшить искажение и корректировать баланс. В некоторых вариантах осуществления, которые включают в себя схему коррекции коэффициента мощности, управление демпфированием может быть функционально подключено между схемой коррекции ошибки и схемой коррекции коэффициента мощности, чтобы регулировать выходное напряжение шины DC (постоянного тока) посредством схемы коррекции коэффициента мощности.
Как легко заметить из вышесказанного, среди других аспектов настоящего раскрытия предмета изобретения все переключающие элементы (и на первичной и на вторичной стороне устройства) функционируют как переключающие элементы по существу с нулевыми током и напряжением. Это "мягкое" переключение не только более эффективно, но оно также уменьшает и электромагнитные (EMC) помехи. Кроме того, данные схемы по изобретению не требуют отдельного электропитания и каскадов усиления мощности для переключения и, таким образом, можно избежать дополнительных составляющих затрат и необходимости в дополнительном пространстве.
Кроме того, поскольку нет источника высокого напряжения постоянного тока, требуемого на вторичной стороне трансформатора, то нет риска отключения в ситуации превышения напряжения в описанной топологии. Также, поскольку настоящее раскрытие предмета изобретения использует два переключающих трансформатора и симметричную схему во вторичной цепи, то она формирует полностью сбалансированный дифференциальный выходной сигнал, формируемый на выходе верхней и нижней вторичных схем.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
В дальнейшем изобретение поясняется описанием предпочтительных вариантов воплощения изобретения со ссылками на сопроводительные чертежи, на которых:
Фиг.1A изображает один вариант осуществления системы в соответствии с настоящим раскрытием предмета изобретения;
Фиг.1B изображает один вариант осуществления связанной катушки индуктивности для использования в настоящем раскрытии;
Фиг.1C изображает один вариант осуществления связанной катушки индуктивности для использования в настоящем раскрытии;
Фиг.2 изображает один вариант осуществления однокаскадного высокоэффективного DC-AC инвертора, в соответствии с настоящим раскрытием предмета изобретения;
Фиг.3 изображает один вариант осуществления однокаскадного высокоэффективного усилителя, в соответствии с настоящим раскрытием предмета изобретения;
Фиг.4 изображает формы волны напряжения и тока на выходе, как они получены программным моделированием LTspice IV для одной конкретной реализации схемы на Фиг.1A;
Фиг.5 изображает форму волны тока через L2 в качестве переключения с нулевым напряжением и нулевым током, как она получена программным моделированием LTspice IV для одной конкретной реализации схемы на Фиг.1A; и
Фиг.6 изображает формы волны напряжения в различных узлах для одной конкретной реализации схемы на Фиг.1 A, как они получены программой LTspice IV.
ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ
В соответствии с одним аспектом настоящего раскрытия предмета изобретения, предоставляется новая конструкция преобразователя мощности и система, которые могут быть использованы для различных устройств, включая инверторы, преобразователи, усилители, драйверы двигателей и т.п. Вообще, система работает, принимая от источника сигнал, который отдельно модулируется двумя по существу подобными (предпочтительно идентичными) периодическими переменными сигналами с основной частотой или сигналом высокой частоты, которая по существу больше частоты сигнала. Таким образом, каждый высокочастотный сигнал действует как несущий. Фазы этих несущих сигналов могут быть сдвинуты относительно друг друга (например, от 1° до 89°), чтобы обеспечить некоторое усиление на выходе вторичной цепи. Как рассматривается дополнительно ниже, общий выходной сигнал схемы основан на разности фаз между этими сигналами.
Каждый из двух модулированных высокочастотных сигналов подается на соответствующую схему резонатора на первичной стороне, которая устанавливает необходимые электрические условия по существу для нулевого напряжения и нулевого тока переключения. Каждый из сигналов подается затем на первичную обмотку соответствующего трансформатора. Трансформатор обеспечивает развязку и также может быть использован в некоторых реализациях для обеспечения усиления (то есть повышающий или понижающий трансформатор). Два модулированных высокочастотных сигнала, таким образом, оказываются связанными с вторичной схемой.
Выход вторичной схемы по существу симметричный, то есть два выхода во вторичной схеме используются для полностью сбалансированного дифференциального выходного сигнала. Диоды во вторичной цепи обеспечивают протекание тока только вперед от обоих концов вторичной обмотки каждого трансформатора к выходу схемы, гарантируя протекание тока в течение почти всего цикла. Диоды преобразовывают и положительные, и отрицательные импульсы в положительные импульсы. Как результат, несущая частота удваивается во вторичной схеме. Как будет ясно специалистам в данной области техники, другие схемы или полупроводниковые элементы, или и то, и другое могут быть использованы вместо диодов, чтобы образовать этот каскад выпрямителя во вторичной цепи трансформаторов. Две схемы фильтров нижних частот (например, L5/C1 и L10/C2 на Фиг.1A) сформированы на каждой стороне выходного порта. Значения емкости (C1 и C2) и индуктивности (L5 и L10) выбираются так, чтобы обеспечить частоту перегиба (связанную с функциональностью фильтра нижних частот на этих схемах конденсатор-катушка индуктивности), намного большую (по меньшей мере, на порядок большую) частоты ожидаемого выходного сигнала. Эти пары конденсатор-катушка индуктивности (L5/C1 и L10/C2) также служат для интегрирования напряжения, пропорционального сигналу источника 104 на выходе схемы. Катушки индуктивности L5 и L10, используемые в фильтрах нижних частот, имеют очень сильную магнитную связь, но электрически между собой не связаны. Предпочтительно, катушки индуктивности L5 и L10 имеют коэффициент связи 0,99 или больший и намотаны (предпочтительно очень плотно) на один и тот же физический сердечник. Сильная связь и топология этих катушек индуктивности служат, чтобы по существу препятствовать двунаправленному протеканию тока на выходе схемы.
Кроме того, магнитное поле, устанавливаемое действием катушек индуктивности L5 и L10, облегчает включение внутренних элементов диодов в высокоскоростных полупроводниковых переключателях. Минимизируя инерцию, характерную при переходе FET (полевой транзистор) от состояния "выключен" к состоянию "включен", жесткого переключения полупроводниковых переключателей и связанных потерь мощности можно по существу избежать. Это делает электрическую схему более эффективной, в частности в ее узлах. В результате, полупроводниковые переключатели, например, M1 и M2 на Фиг.1A, работают как переключающие элементы по существу с нулевым напряжением. Предпочтительно, полупроводниковые переключатели M1 и M2 представляют собой высокоскоростные переключатели, типа nMOSFET (полевой транзистор с МОП-структурой (структура металл-оксид-полупроводник) n-типа). Однако, та же самая операция может быть достигнута с использованием любого полупроводникового переключателя, пригодного для работы с желаемым быстродействием, например, IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором) плюс дополнительные диоды.
Таким образом, как будет ясно из нижеприведенного описания, эта конструкция предоставляет существенное улучшение эффективности, а также и существенное снижение стоимости, и экономию занимаемого пространства по сравнению с существующими системами.
На Фиг.1A изображен один вариант осуществления системы 100 в соответствии с настоящим раскрытием предмета изобретения. В этом варианте осуществления система 100 включает в себя первичный и вторичный каскады. В первичном каскаде на Фиг.1A система 100 имеет DC ввод 102 (постоянного тока), источник 104 сигнала, фазовый модулятор 106, два драйвера 108 и 110 мощности, две схемы 112 и 116 резонатора, и первичную катушку двух переключающих трансформаторов 114 и 118.
Во вторичном каскаде на Фиг.1A, система 100 включает в себя две вторичных катушки L3/L4 и две вторичных катушки L8/L9 двух переключающих трансформаторов 114 и 118, соответственно, причем каждая из этих вторичных катушек L3/L4 и L8/L9 электрически связана через диоды с соответствующим первым узлом ("Узел А") или с третьим узлом ("Узел B"), которые являются электрическими соединениями между соответствующими каскадами выпрямителя и фильтрами нижних частот, и затем с фильтрами нижних частот, сформированными отдельной парой катушка индуктивности-конденсатор (то есть парой катушка индуктивности-конденсатор L5/C1 и L10/C2). Номинальные значения, выбранные для каждой отдельной пары катушка индуктивности-конденсатор L5/C1 и L10/C2, дают каждому фильтру нижних частот значение частоты отсечки, или частоты перегиба, ниже высокой основной частоты несущих и предпочтительно много большее частоты сигнала. Эти фильтры нижних частот обеспечивают фильтрацию высокой частоты, чтобы по существу удалить несущие сигналы, пропуская сигнал от источника 104. Вообще говоря, конденсаторы C1 и C2 в этой топологии пропускают на землю только небольшие пульсации тока.
В схемах на Фиг.1A-1C катушки L5 и L10 индуктивности предпочтительно плотно намотаны на параллельные участки одного и того же сердечника, чтобы достигнуть большого коэффициента связи, который предпочтительно составляет более 0,99. При этой конструкции, L5 и L10, совместно, предоставляют по существу полный поток энергии во вторичной схеме на Фиг.1A. Как показано на Фиг.1B и 1C, сердечник может быть торроидальным сердечником или Ш-образным сердечником, причем в данном случае предпочитаемый тип сердечника - Ш-образный сердечник, но форма сердечника этим не ограничивается. Сердечник может быть выполнен из феррита, порошкового железа или любых других материалов, чтобы реализовать силовой индуктор. Предпочтительно, индуктивность катушек L5 и L10 по существу одинакова и составляет от 20 мкГн до 50 мкГн.
Электрическое подключение между верхней катушкой индуктивности L5 и верхним конденсатором C1 формирует второй узел, который является первой из двух выходных клемм, и электрическое подключение между нижней катушкой индуктивности L10 и соответствующим нижним конденсатором C2 формирует четвертый узел, который является второй из двух выходных клемм. Дифференциальный выходной сигнал схемы выводится на эти две выходные клеммы.
Вторичный каскад на Фиг.1A также включает в себя полупроводниковые переключатели M1 и M2, которые являются предпочтительно высокоскоростными переключателями MOSFET n-типа (как изображено на чертежах).
Как должно быть ясно специалистам в данной области техники, полупроводниковые переключатели M1 и M2 также могут быть реализованы с использованием высокоскоростных IGBT (плюс дополнительные диоды, как должно быть ясно специалистам в данной области техники, имеющим перед собой настоящее описание), или это может быть любой другой полупроводниковый переключатель, который обеспечивает высокоскоростное переключение. Затворы каждого полупроводникового переключателя M1 и M2 подключаются через сопротивления Rsmall и диоды к последнему витку вторичной обмотки L3 и L4 или L8 и L9 трансформатора, соответственно.
Транзисторы M1 и M2 при работе предоставляют двунаправленное протекание высокочастотного тока от Узла A и Узла B на землю. В предпочтительном варианте осуществления значение R составляет порядка 100 кОм, тогда как Rsmall составляет порядка 10 Ом. Схема с транзисторами M1/M2 сконфигурирована так, что в любой момент или транзистор M1, или транзистор M2 находятся в проводящем состоянии, но предпочтительно не оба в одно и то же время.
DC ввод может питаться от любого источника постоянного тока, например, от аккумуляторной батареи, полумостового выпрямителя или выпрямителя с полным мостом, который преобразовывает переменный ток (AC) в постоянный ток (часто также называемого AC/DC преобразователем), или подобного. Амплитуда напряжения постоянного тока может быть вопросом выбора конструкции, исходя из предполагаемого применения системы 100, хотя обычно считается, что напряжение постоянного тока может быть порядка нескольких сотен вольт.
Входной сигнал от источника 104 сигнала также может быть сигналом любого типа, в зависимости от применения, в котором используется система 100.
Например, в варианте осуществления, где система 100 должна использоваться как часть DC-AC инвертора, источник сигнала может быть образован генератором синусоидального сигнала. С другой стороны, в варианте осуществления, где система 100 должна использоваться как часть усилителя мощности, источник сигнала может состоять из звукового сигнала (обычно предполагаемого как имеющего частоту от 20 Гц до 20 кГц), который должен быть усилен системой 100. Конечно, и другие сигналы могут быть использованы с системой 100; однако, эти сигналы предпочтительно должны иметь фундаментальную частоту, которая, по меньшей мере, на один порядок величины ниже фундаментальной частоты несущих сигналов.
Фазовый модулятор 106 генерирует переменные, периодические сигналы (также обозначаемые здесь как несущие сигналы или несущие), которые имеют по существу тот же самый коэффициент заполнения и частоту, с выходами 108a и 110a драйверов мощности, обозначающими выходную клемму ВЫСОКОГО уровня каждого соответствующего драйвера мощности, и выходами 108b и 110b, обозначающими выходную клемму низкого уровня, соответственно. Каждый драйвер мощности управляется фазовым модулятором, который может быть использован для управления максимальной амплитудой напряжения сигнала, генерируемого каждым драйвером 108, 110 мощности. В одном предпочтительном варианте осуществления, каждый драйвер 108, 110 мощности управляется фазовым модулятором 106 с возможностью генерирования сигнала прямоугольных импульсов, имеющего 50%-ый коэффициент заполнения. Фундаментальная частота сигнала, производимого фазовым модулятором 106, основана на применении, в котором должна использоваться схема, и предпочтительно она, по меньшей мере, на один порядок величины больше частоты источника сигнала.
Например, в варианте осуществления, где источник сигнала имеет частоту 60 Гц, желательно, чтобы частота сигналов, произведенных драйверами 108 и 110 мощности, была, по меньшей мере, 600 Гц, и предпочтительно больше 1 кГц. Аналогично, в варианте осуществления, где источник сигнала может быть слышимым сигналом - который, обычно соответствует пределам от 20 Гц до 20 кГц, желательно, чтобы частота несущих сигналов, производимых фазовым модулятором 106, была, по меньшей мере, 200 кГц, и более предпочтительно - от 400 кГц и до 1 МГц.
Использование более высокого частотного диапазона для несущих сигналов, выводимых фазовым модулятором 106, предоставляет многочисленные преимущества. Во-первых, это обеспечивает достаточное разделение между несущей частотой и частотой источника сигнала, чтобы дать возможность силовой частоте или несущей частоте быть отфильтрованной на выходе 120. Во-вторых, более высокие несущие частоты позволяют использовать меньшие трансформаторы 114 и 118, таким образом, дополнительно уменьшая расход, вес и площадь, физически занимаемую системой 100.
Драйверы прямоугольных сигналов известны в данной области техники, и предполагается, что может быть использован драйвер прямоугольных сигналов любого типа. Например, каждый драйвер мощности может быть: двухтактной схемой, использующей MOSFET (или другие полевые транзисторы), полной мостовой схемой, полумостовой схемой или подобной. Еще в одном варианте осуществления, драйверы 108 и 110 мощности также могут быть сконфигурированы с возможностью производить периодические сигналы другого типа (не ограничиваясь прямоугольным сигналом), если только каждый фазовый модулятор 106 предоставляет по существу тот же самый периодический сигнал по существу с тем же самым коэффициентом заполнения и той же самой основной частотой.
Фазовый модулятор 106 сконфигурирован с возможностью принимать сигнал 104 источника, генерировать первый и второй несущие сигналы и управлять фазовой модуляцией и относительной фазой между несущими сигналами. В одном варианте осуществления, фазовый модулятор 106 предпочтительно представляет собой цифровой фазовый модулятор, сформированный процессором цифровых сигналов (DSP), который дискретизирует сигнал источника 104 с предварительно определенной частотой дискретизации. Может быть использована любая частота дискретизации, поскольку она не должна соотноситься с частотами, используемыми в любом из системных компонентов, предпочтительны более высокие частоты дискретизации, чтобы достичь наименьшего искажения входного сигнала 104. В альтернативном варианте осуществления, вместо этого может быть использован аналоговый фазовый модулятор. В варианте осуществления на Фиг.1A, фазовый модулятор 106 также показан как питаемый от сигнала постоянного тока, хотя предполагается, что отдельный источник питания также может быть предоставлен.
Каждый переключающий трансформатор 114, 118 предпочтительно включает в себя первичную обмотку L1, L6, функционально подключенную к соответствующему драйверу 108, 110 мощности, и вторичную обмотку L3/L4, L8/L9, функционально подключенную к прямо смещенному каскаду выпрямителя во вторичной цепи. Эти трансформаторы 114, 118 обеспечивают электрическую развязку выхода 120 схемы от напряжения питания и фактически исключают любую возможную ситуацию превышения напряжения на выходе 120. Используя два отдельных трансформатора 114, 118, схемой также достигается полностью сбалансированный дифференциальный выходной сигнал. Как должно быть ясно специалистам в данной области техники, сбалансированный выход желателен, поскольку, среди прочего, это позволяет использовать более длинные кабели, при снижении восприимчивости к внешним помехам. Это особенно выгодно в аудиоприменениях и в случае длинных линий передачи энергии.
На Фиг.1A первичные и вторичные обмотки трансформаторов 114, 118 изображены как использующие одно и то же число обмоток. Однако, предполагается, что трансформаторы 114, 118 могут быть повышающими или понижающими трансформаторами, когда первичные и вторичные обмотки имеют различные числа витков. Изменяя число витков в трансформаторах 114, 118, величина усиления сигнала на выходе 120 может быть увеличена или уменьшена, чтобы достигнуть желаемого диапазона напряжения на выходе 120, и чтобы согласовать выходной импеданс, как это может быть желательно. Чтобы обеспечить полную развязку, желательно также, чтобы первичная и вторичная обмотки каждого переключающего трансформатора 114, 118, были разделены минимальным физическим расстоянием, которое считается достаточным для обеспечения изоляции до 3000 В переменного тока. В одном варианте осуществления, трансформаторы 114, 118 могут также использовать ферритовый сердечник, хотя другие сердечники также могут быть использованы, включая, но без ограничения, воздушные сердечники. Предполагается также, что могут быть использованы элементы трансформаторов, учитывающие блуждающие токи, чтобы способствовать фильтрации шума.
Работа системы 100 сводится к следующему. Фазовый модулятор 106 генерирует два по существу подобных переменных сигнала, которые смещены по фазе друг относительно друга на 1°-89° и имеют амплитуду, основанную на питании постоянным током. При относительной разности фаз 1° и 89°, схема на Фиг.1A приведет к максимальному усилению напряжения (исключая любое усиление, создаваемое в трансформаторах), тогда как разность фаз 45° фактически не приведет к выходному напряжению на выходе 120 схемы. Это так потому, что выход представляет собой сбалансированный выход, сформированный двумя узлами, каждый содержащий напряжение их соответствующей, одной из двух по существу симметричных схем вторичной цепи. Таким образом, разность напряжений между этими двумя узлами устанавливает выходное напряжение (или сигнал) в любой данный момент времени в периодическом цикле несущего сигнала, создаваемого фазовым модулятором 106. Соответственно, когда разность фаз между несущими, генерированными фазовым модулятором 106 в первичной цепи составляет 45°, вследствие частоты, удваивающейся во вторичной цепи на Фиг.1A, не будет разности напряжения в любой точке в периодическом цикле между сигналами на узлах, совместно формирующих выход 120 схемы. Таким образом, один или несколько управляющих сигналов (не изображены), подаваемых на фазовый модулятор 106, управляют относительным сдвигом фазы между несущими сигналами, что, в свою очередь, управляет усилением на выходных клеммах 120, которое пропорционально сдвигу фаз. Таким образом, непрерывно или периодически регулируя сдвиг фазы на выходах фазового модулятора 106, может быть генерирован выходной сигнал, который пропорционален сигналу источника 104. Диапазон напряжения выходного сигнала 120 также может быть отрегулирован, изменяя или входной уровень постоянного тока, или, как отмечено выше, изменяя отношение витков между первичными и вторичными обмотками переключающих трансформаторов 114 и 118. Кроме того, любой сигнал, принятый на источнике 104 сигнала фазовым модулятором 106, модулирует несущие сигналы относительно источника104 сигнала.
Вышеописанная конструкция схемы может быть использована для эффективного обеспечения усиления внешнего источника питания, чтобы инвертировать сигнал постоянного тока в сигнал переменного тока для привода двигателей или подобного. Использование сдвига фазы для управления усилением выходного сигнала также предоставляет многочисленные преимущества. Например, это дает возможность системе обеспечить очень эффективное преобразование мощности. Она также фактически исключает перекрестное искажение, обычное во многих существующих схемах усилителей мощности, которые используют переключающие транзисторы. Подавление слабого сигнала и компрессия усиления аудиосигнала также могут быть достигнуты, ограничивая диапазон сдвига фазы фазового модулятора. Наиболее важно то, что настоящее раскрытие предмета изобретения содержит все переключающие устройства, работающие по существу в условиях нулевого напряжения и нулевого тока, что является недостижимым, по меньшей мере, для структур усиления класса D предшествующего уровня техники.
На Фиг.2 изображен один вариант осуществления однокаскадного DC-AC инвертора 200, использующего конструкцию схемы настоящего раскрытия предмета изобретения. Инвертор 200 включает в себя фазовый модулятор 106, два драйвера 108, 110 мощности и два переключающих трансформатора 114, 118, которые работают подобным же образом, как описано выше относительно системы 100 на Фиг.1A-1C. В этом варианте осуществления, входной сигнал постоянного тока подается от внешнего источника питания постоянного тока и проходит через фильтр, например EMC фильтр 202. Источник сигнала предоставлен как генератор 204 синусоидального сигнала. Частота синусоидального сигнала, выводимого генератором 204 синусоидального сигнала - вопрос выбора конструкции исходя из частоты сигнала переменного тока, желаемого на выходе 120. Например, в качестве неограничивающего примера, потребительские устройства во многих частях мира обычно работают на сигнале переменного тока 50 Гц. В таких случаях, генератор синусоидального сигнала может быть сконфигурирован с возможностью производить синусоидальный сигнал 50 Гц. В Америке, в отличие от этого, потребительские устройства обычно конфигурируются с возможностью работать с сигналом 60 Гц. Еще в одном варианте осуществления, генератор синусоидального сигнала может быть сконфигурирован с возможностью использовать частоты в интервале 10-30 Гц, чтобы управлять флуоресцентными лампами.
Как показано в варианте осуществления на Фиг.2, DC-AC инвертор может также включать в себя один или несколько дополнительных компонентов в соответствии с настоящим раскрытием предмета изобретения. Они могут включать в себя схемы 206, 208 токового считывания и выходную схему 212 коррекции ошибки. В одном варианте осуществления схемы 206, 208 токового считывания могут быть связаны с соответствующим драйвером 108, 110 мощности, чтобы предоставить контур обратной связи на фазовый модулятор 106 для обеспечения защиты от перегрузки по току. Различные конфигурации схем токового считывания известны в данной области техники и не рассматриваются здесь подробно. Например, в варианте осуществления, где драйвер мощности представляет собой двухтактную конфигурацию MOSFET, каждая схема 206, 208 токового считывания может быть отдельным резистором. В результате полная защита от перегрузки по току может быть достигнута с использованием очень простой и не дорогостоящей схемы токового считывания. Конечно, схема токового считывания может включать в себя другие компоненты для других типов драйверов мощности, как должно быть ясно специалистам в данной области техники.
В варианте осуществления на Фиг.2, вторичная цепь идентична по конструкции и рабочим параметрам вторичной цепи, рассматриваемой в отношении Фиг.1A. Однако, в этом варианте осуществления может быть предоставлена схема 212 коррекции ошибки, чтобы создать контур обратной связи от выхода 120 на фазовый модулятор 106 для уменьшения искажения и для коррекции баланса.
На Фиг.3 показан один вариант осуществления однокаскадного усилителя 300 мощности в соответствии с настоящим раскрытием предмета изобретения. Усилитель 300 включает в себя фазовый модулятор 106, два драйвера 108, 110 мощности и два переключающих трансформатора 114, 118, которые работают подобным же образом, как это описано выше в отношении системы 100 на Фиг.1A.
В этом варианте осуществления, ввод DC на усилитель 300 предоставляется входным выпрямителем 302, который преобразовывает входной сигнал переменного тока в сигнал постоянного тока, который затем проходит через схему 304 коррекции коэффициента мощности. Может быть использована схема коррекции коэффициента мощности любого типа, которые хорошо известны в данной области техники. Например, схема 304 коррекции коэффициента мощности может включать в себя блок автоматической коррекции коэффициента мощности (например, один или несколько конденсаторов, которые переключаются контакторами, которыми, в свою очередь, управляет регулятор, который измеряет коэффициент мощности сети); пассивный блок коррекции коэффициента мощности (например, катушка индуктивности); активный блок коррекции коэффициента мощности (например, повышающий преобразователь, понижающий преобразователь или промежуточный вольтодобавочный преобразователь); или подобное.
В системе на Фиг.3 сигнал источника предоставляется от внешнего аудиоисточника и проходит входной аудиокаскад 306. В показанном варианте осуществления, входной аудиокаскад 306 может быть операционным усилителем, хотя также может быть использован любой другой входной аудиокаскад 306. Внешний аудиоисточник может быть любым источником, который должен быть усилен с использованием усилителя 300 мощности.
Как показано, усилитель 300 может также включать в себя дополнительные схемы 206 и 208 токового считывания и выходную схему 212 коррекции ошибки, которые работают подобным же образом, что и рассмотренные на Фиг.2. Кроме того, как показано на Фиг.3, выходная схема 212 коррекции также может быть связана с управлением 310 демпфированием, которое, в свою очередь, связано со схемой 304 коррекции коэффициента мощности. Управление 310 демпфированием использует сигнал ошибки, предоставляемый от выходной схемы 212 коррекции, чтобы управлять коэффициентом демпфирования усилителя, который затем может быть использован для регулировки напряжения, выводимого от схемы коррекции коэффициента мощности. Управлением входного напряжения, на выходе схемы коррекции коэффициента мощности, исходя из нагрузки на выходе 120, качество звука на выходе 120 может быть улучшено.
Рассмотрим Фиг. 4, 5 и 6, которые изображают различные формы сигнала напряжения и тока, полученные моделирующим программным обеспечением LTspice IV, в различных узлах и через различные компоненты в одной конкретной реализации схемы на Фиг.1A. В частности, в целях моделирования работы схемы на Фиг.1A, (a) входное напряжение постоянного тока было выбрано как 20В; (b) прямоугольный несущий сигнал 100 кГц с 50%-ым коэффициентом заполнения был генерирован в фазовом модуляторе 106; (c) сигнал источника представлял собой синусоидальный сигнал 60 Гц; (d) драйверы 108, 110 мощности управлялись с относительной разностью фаз 10°; (e) переключающие трансформаторы 114, 118 имеют отношения первичная/вторичная обмоток как 1:1; и (f) отдельные компоненты имели следующие значения:
Как показано на Фиг.4, эта комбинация переменных создает периодическое выходное напряжение и ток, которые находятся по существу в фазе. Выходное напряжение находится приблизительно в отношении 1:1 к входному напряжению, поскольку трансформаторы 114, 118 обеспечивают только развязку и разность фаз была весьма малой (то есть, 10°). Выходной ток был смоделирован на выходе, размещением резистора на 4 Ом на выходных клеммах (не показано), что дало форму сигнала тока в соответствии с программой SPICE. На Фиг.5 изображен ток через катушку индуктивности L6, который является по существу синусоидальным током, с незначительным исключением в виде коротких нулевых токовых участков, вызванных пересечениями нулевого напряжения. Это моделирование подтверждает, что каскад драйвера мощности работает в условиях переключения по существу с нулевым напряжением и нулевым током.
Различные напряжения (как обозначено на осях) изображены на Фиг.6 как графики напряжения в зависимости от времени. Три средних временных сигнала изображают прямоугольный сигнал 100 кГц, причем прямоугольный сигнал сдвинут приблизительно на 10° по фазе после второго сигнала, и инверсию сдвинутого на 10° сигнала, каждый из которых генерируется фазовым модулятором 106. Сравнивая самый верхний и самый нижний графики на Фиг.6, можно видеть, что 10°-ый сдвиг фазы привел к более широкому импульсу напряжения на Узле А, чем на Узле B. Фактически, эти диаграммы напряжения дополняют друг друга, по существу отражая 10°-ый сдвиг фазы в этом иллюстративном примере. При этих условиях C1 заряжается до более высокого потенциала, чем C2.
Описанные выше системы могут быть использованы в любом приложении, которое использует инвертор мощности, преобразователь, усилитель или подобное. Однако, настоящее раскрытие предмета изобретения особенно подходит для тех приложений, в которых эффективность или сбережение энергии важны в первую очередь. Например, предполагается, что настоящее раскрытие предмета изобретения может быть использовано для DC-AC преобразования в транспортных средствах c питанием от аккумуляторов, источниках питания переменного тока большой мощности, солнечных генераторах электроэнергии, применениях для управления двигателями, космических и авиационных технологиях и любых других применениях DC-AC преобразования энергии с необходимостью сбережения энергии. Настоящее раскрытие предмета изобретения также может быть использовано для применения в аудиоусилителях мощности, и для предоставления эффективного увеличения мощности автомобилей.
Дополнительные преимущества и модификации вышеописанной системы и способа легко увидят специалисты в данной области техники. Раскрытие предмета изобретения в его расширенных аспектах поэтому не ограничивается конкретными деталями, представленной системой и способами и иллюстративными примерами, показанными и описанными выше. Различные модификации и вариации могут быть выполнены в добавление к вышеупомянутому описанию, не отступая от объема или существа настоящего раскрытия предмета изобретения, и предполагается, что настоящее раскрытие предмета изобретения охватывает все такие модификации и вариации, если они находятся в рамках нижеследующей формулы и ее эквивалентов.
Специалисты в данной области техники увидят, что элементы на чертежах показаны для простоты и ясности и не обязательно представлены в масштабе. Например, размеры и/или относительное положение некоторых из элементов в чертежах могут быть преувеличены относительно других элементов для облегчения понимания различных вариантов осуществления настоящего раскрытия предмета изобретения. Кроме того, обычные, но хорошо понятные элементы, которые являются полезными или необходимыми в коммерчески выполнимом варианте осуществления, часто не изображаются, чтобы облегчить менее загроможденный вид этих различных вариантов осуществления настоящего раскрытия предмета изобретения. Следует дополнительно отметить, что определенные действия и/или этапы могут быть описаны или изображены в конкретном случае осуществления, тогда как специалисты в данной области техники поймут, что такая специфичность относительно последовательности фактически не требуется. Следует также понимать, что используемые здесь термины и выражения должны быть определены в связи с соответствующей областью изучения, исключая те, когда определенное значение было сформулировано здесь.
Всюду по описанию и формуле, фраза "в одном варианте осуществления" не обязательно относится к тому же самому варианту реализации, хотя это может быть и так. Аналогично, используемая здесь фраза "в другом варианте осуществления" не обязательно относится к другому варианту реализации, хотя это может быть и так. Как описано здесь, различные варианты осуществления раскрытия предмета изобретения могут быть легко объединены, не отступая от объема или существа раскрытия предмета изобретения.
ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ НА СООТВЕТСТВУЮЩИЕ ЗАЯВКИ
Настоящая заявка притязает на приоритет по 35 U.S.C. § 119 (e) предварительной Патентной заявки США. No. 61/352820, поданной 08 июня 2010, причем эта предварительная заявка включена здесь во всей ее полноте посредством ссылки.