СПОСОБ ОЦЕНКИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ ПО ЧАСТОТЕ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ
METHOD FOR FREQUENCY-ESTIMATION OF BROADBAND SIGNALS AND APPARATUS FOR REALISING SAID METHOD

Изобретение относится к области широкополосных систем радиосвязи и может быть использовано в спутниковых и подвижных системах радиосвязи для коррекции частоты опорного генератора приемника, необходимой для улучшения характеристик обнаружения сигнала и выделения информации.
В процессе работы широкополосных систем радиосвязи возможно рассогласование между несущей частотой принимаемого сигнала и частотой опорного генератора приемника Δf. Это может быть обусловлено такими факторами, как нестабильность опорных генераторов передатчика и приемника, а также доплеровским сдвигом частоты, возникающим из-за движения.
min
max
Выбор варианта схемы подстройки частоты зависит от конкретных условий ее реализации. В любой системе связи при поиске сигнала всегда существует расстройка между частотой передатчика и частотой опорного генератора приемника Δf. Также заранее известен интервал неопределенности частот F…F, где может находиться частота принимаемого сигнала. В результате работы схемы подстройки частоты разность между частотой передатчика и частотой опорного генератора приемника должна быть сведена к приемлемому минимальному значению, обеспечивающему безошибочный прием информации. Особенно это важно в широкополосных системах связи при низком соотношении сигнал/шум.
Одним из методов подстройки частоты является фазовая подстройка. Для подстройки широкополосных фазоманипулированных сигналов может быть использована, например, схема Коста [Журавлев В.И. «Поиск и синхронизация в широкополосных системах». - М.: Радио и связь, 1986. - 240 с., ил.]. Однако способам фазовой подстроки частоты присущ такой недостаток, как периодичность дискриминационной характеристики, равной π для двухфазного и π/2 - для четырехфазного сигнала. К тому же, в условиях шумов требуется усреднение (накопление) полученной оценки расстройки частоты, которая в свою очередь сужает полосу захвата.
Известны способ и устройство определения частоты на основе частотного дискриминатора, состоящего из двух полосовых фильтров, каждый из которых занимает половину полосы сигнала [Automatic frequency control using split-band signal strength measurements: U.S. Patent 5487186, МКИ H04B 1/16. Carl G. Scarpa, Hitachi America, Ltd. - N 368747, заявл. 4.1.95, опубл. 23.1.96]. Данное техническое решение позволяет определять частоту без сворачивания широкополосного сигнала и без корреляционной обработки. Принимаемый сигнал делится между двумя полосовыми фильтрами, занимающими по половине полосы пропускания сигнала, и выполняется сравнение уровней сигналов в каждой из этих полос. Разностный сигнал используется для формирования сигнала подстройки частоты. Недостатком данного способа и устройства является необходимость построения двух высокодобротных фильтров (высокого порядка) и большого времени накопления для достижения достаточной точности оценки расстройки частоты.
Также известен способ определения частоты и устройство для его реализации [патент РФ №2157050, Н04В 7/00, H03J 7/00, H04L 27/30, Н04В 1/16]. Суть способа заключается в том, что определение частоты производится параллельными корреляционными каналами последовательно за несколько итераций. Поэтапное сужение априорной области неопределенности частоты до достижения требуемой точности оценивания позволяет использовать на каждой итерации меньшее количество параллельных частотных каналов приема сигнала. Необходимая точность определения частоты достигается за счет использования опорной сигнальной функции, позволяющей восстановить информацию о возможном значении частоты на частотных интервалах между выдвинутыми гипотезами. К недостаткам данного способа и устройства относятся большое время оценки частоты, несколько итераций поиска и большое количество вычислений.
Наиболее близкими по технической сущности к предлагаемым являются способ и устройство, описанные в [Тихонов В.И. "Оптимальный прием сигналов". - М.: Радио и связь, 1983 г., стр.230, рис.3.21], принятые за прототип.
Фиг.1 - блок-схема устройства-прототипа.
Фиг.2 - зависимость амплитуды от частоты, иллюстрирующая разбиение частотного диапазона на N частотных интервалов и провалы в амплитудно-частотной характеристике на краях полосы пропускания корреляторов.
Фиг.3 - зависимость амплитуды от частоты, иллюстрирующая разнос частот и полосу пропускания интеграторов со сбросом.
Фиг.4 - зависимость амплитуды от частоты, иллюстрирующая зависимость соотношения модулей результатов накопления в двух соседних частотных интервалах от отклонения частоты.
MAX2
MAX1
Фиг.5 - зависимость поправки частоты ΔF от соотношения двух максимумов A/A, иллюстрирующая поправку частоты ΔF от соотношения двух максимумов модулей результатов накопления для разноса частот в 1 кГц и полосы пропускания 1 кГц.
Фиг.6 - блок-схема предлагаемого устройства.
Способ-прототип основан на использовании многоканального приемника, состоящего из N параллельных корреляционных каналов, и заключается в следующем.
min
max
i
H
Частотный диапазон от F до F разбивается на N частотных интервалов в каждом корреляционном канале, соответствующем частоте F, где i может принимать значения от 1 до N, производят накопление сигнала за время T, образуя N комплексных отсчетов, после чего вычисляют модули результатов накопления для полученных N комплексных отсчетов. В этом случае частотный интервал с максимумом результата накопления и будет являться искомой частотой.
Для реализации способа-прототипа используют устройство, представленное на фиг.1, где обозначено:
1 - генератор опорного сигнала;
2.1 - 2.N - с 1-го по N-й перемножитель;
3.1 - 3.N - с 1-го по N-й коррелятор;
4.1 - 4.N - с 1-го по N-й интегратор;
5.1 - 5.N - с 1-го по N-й узел определения модуля;
6 - блок оценки частоты;
7 - узел выбора первого максимума;
8 - узел оценки частоты.
Устройство-прототип содержит генератор опорного сигнала 1 (генератор комплексных отсчетов гетеродина) для всех N параллельных частотных каналов, состоящих из последовательно соединенных соответствующих перемножителей 2.1-2.N и корреляторов 3.1-3.N, а также блок оценки частоты 6. Первые входы перемножителей 2.1-2.N (комплексные перемножители принятых отсчетов и комплексных отсчетов генератора опорного сигнала 1) соединены между собой и являются входом устройства, а вторые входы соединены с соответствующими выходами генератора опорного сигнала 1. Корреляторы 3.1-3.N состоят из последовательно соединенных соответствующих интеграторов 4.1-4.N (комплексные сумматоры принятых отсчетов) и узлов вычисления модуля 5.1-5.N для вычисления модуля комплексного числа, причем входы интеграторов 4.1-4.N соединены с выходами соответствующих перемножителей 2.1-2.N и являются входами соответствующих корреляторов 3.1-3.N. Блок оценки частоты 6 состоит из узла выбора первого максимума 7 и узла оценки частоты 8, причем вход узла выбора первого максимума 7 соединен с соответствующими выходами узлов вычисления модуля 5.1-5.N, которые являются выходами соответствующих корреляторов 3.1-3.N. Блок оценки частоты 6 предназначен для сравнения полученных результатов с корреляционных каналов и формирования результата оценки частоты, который содержит узел выбора первого максимума 7, предназначенный для определения номера канала с максимумом модуля результата накопления. Выход узла выбора первого максимума 7 соединен с соответствующим входом узла оценки частоты 8, выход которого является выходом блока оценки частоты 6 и предлагаемого устройства.
Устройство-прототип работает следующим образом.
j2πFit
i
i
min
max
H
После снятия манипуляции с принятого широкополосного сигнала входные отсчеты сигнала поступают на перемножители 2.1-2.N, где каждый комплексный входной отсчет умножается на комплексный отсчет генератора опорного сигнала e, где F - i-я частота коррелятора (центральная частота подинтервала), t - время. Разнос частот выбирается таким образом, чтобы провал между частотами не превышал нескольких дБ. В результате на выходе каждого из перемножителей формируется принятый сигнал с частотой F в диапазоне частот от F до F. В корреляторах 3.1-3.N с помощью соответствующего интегратора 4.1-4.N производится когерентное накопление входных отсчетов сигнала за время T. Таким образом, формируется N выходных результатов накопления, соответствующих каждой из частот.
В узле вычисления соответствующих модулей 5.1-5.N определяют модуль результата накопления, который передается в блок оценки частоты 6 на узел выбора первого максимума 7. В узле выбора первого максимума 7 выбирается максимум модуля результатов накопления, и по номеру соответствующего канала в узле оценки частоты 8 принимается решение, что частота входного сигнала соответствует именно данному частотному интервалу корреляционного канала.
К недостаткам прототипа относятся:
- провалы в амплитудно-частотной характеристике на краях полосы пропускания корреляторов, возникающие из-за того, что амплитудно-частотная характеристика имеет вид |sin(x)/x| (фиг.2), присущий интеграторам со сбросом с прямоугольным дискретно-временным окном;
- невозможность достаточно точного определения частоты из-за сложности реализации большого количества корреляторов.
Задача - повышение точности определения частоты без усложнения схемы устройства.
H
Для решения поставленной задачи в способе оценки широкополосного сигнала по частоте, заключающемся в том, что анализируемый частотный диапазон разбивают на N частотных интервалов, для каждого из которых на интервале T производят когерентное накопление сигнала интеграторами со сбросом, получают N результатов накопления, затем вычисляют модули результатов накопления, после чего находят первый максимум модуля результатов накопления, согласно изобретению, после нахождения первого максимума модуля результатов накопления, находят второй максимум модуля результатов накопления; в том случае если частотные интервалы максимумов расположены рядом и соотношение второго и первого максимумов не менее уровня боковых лепестков амплитудно-частотной характеристики интеграторов, то вычисляют поправку частоты ΔF исходя из свойств амплитудно-частотной характеристики интегратора со сбросом, имеющей вид |sin(x)/x| для перекрывающихся амплитудно-частотных характеристик двух соседних частотных интервалов; если номер частотного интервала первого максимума больше номера частотного интервала второго максимума, то оценка частоты F равна середине частотного интервала первого максимума минус поправка частоты ΔF, иначе оценка частоты F равна середине частотного интервала первого максимума плюс поправка частоты ΔF.
В устройство для реализации поиска широкополосных сигналов по частоте, содержащее генератор опорного сигнала для всех N параллельных частотных каналов, состоящих из соответствующих последовательно соединенных перемножителей и корреляторов, причем первые входы перемножителей соединены и являются входом устройства, а их вторые входы соединены с соответствующими выходами опорного генератора; каждый из корреляторов содержит последовательно соединенные интеграторы и узлы вычисления модуля, причем входы интеграторов являются входами корреляторов; выходы узлов вычисления модуля являются выходами корреляторов и соединены с соответствующими входами блока оценки частоты, являющимися входами узла выбора первого максимума, выход которого соединен с соответствующим входом узла оценки частоты, выход которого является выходом блока оценки частоты и устройства, согласно изобретению в блок оценки частоты введен узел выбора второго максимума, входы которого соединены с соответствующими входами блока оценки частоты, а выход соединен с соответствующим входом узла оценки частоты, в котором, если частотные интервалы максимумов расположены рядом и соотношение второго и первого максимумов не менее уровня боковых лепестков амплитудно-частотной характеристики интеграторов, то вычисляют поправку частоты ΔF исходя из свойств амплитудно-частотной характеристики интегратора со сбросом, имеющей вид |sin(x)/x| для перекрывающихся амплитудно-частотных характеристик двух соседних частотных интервалов, если номер частотного интервала первого максимума больше номера частотного интервала второго максимума, то оценка частоты F равна середине частотного интервала первого максимума минус поправка частоты ΔF, иначе оценка частоты F равна середине частотного интервала первого максимума плюс поправка частоты ΔF, выход узла оценки частоты является выходом блока оценки частоты и предлагаемого устройства.
Предлагаемый способ оценки широкополосных сигналов по частоте реализуется на свойстве амплитудно-частотной характеристики фильтров (в частности реализованных на основе цифровых интеграторов со сбросом с прямоугольным дискретно-временным окном), имеющей вид |sin(x)/x| (фиг.3).
min
max
1
N
P
Анализируемый частотный диапазон от F до F разбивается на N частотных интервалов, соответствующих серединам данных интервалов F…F (фиг.2). Разнос между центрами частотных интервалов F (фиг.3.) обычно выбирается таким образом, чтобы провал составлял не более 4 дБ, т.е. разнос должен быть не более полосы пропускания по уровню - 4 дБ. Полоса пропускания для цифрового варианта реализации коррелятора по уровню - 4 дБ определяется по формуле:
<mrow><msub><mi>F</mi><mi>П</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mo>/</mo><msub><mi>Т</mi><mi>Н</mi></msub><mo>,</mo><mtable><mtr><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd></mtr></mtable><mrow><mo>(</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
H
где T - период накопления, или по формуле:
<mrow><msub><mi>F</mi><mi>П</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>f</mi><mi>Д</mi></msub><mo>/</mo><mi>n</mi><mo>,</mo><mtable><mtr><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd></mtr></mtable><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
Д
где f - частота дискретизации,
n - количество накапливаемых отсчетов.
Амплитудно-частотная характеристика цифрового коррелятора описывается формулой:
<mrow><mi>A</mi><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>k</mi><mo>/</mo><mi>n</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>/</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>k</mi><mo>/</mo><mi>n</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>|</mo></mrow><mo>,</mo><mtable><mtr><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd></mtr></mtable><mrow><mo>(</mo><mn>3</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
где n - количество накапливаемых отсчетов,
Д
2
k - шаг по частоте, соответствующий f/n.
H
1
N
MAX1
MAX2
MAX1
MAX2
MAX1
MAX2
MAX2
MAX1
По всем частотным интервалам производят накопление сигнала за время T, образуя N комплексных результатов накопления. Затем вычисляют их модули A…A. Далее производят поиск первого и второго максимумов A и A, соответствующих серединам частотных интервалов F и F и номерам частотных интервалов N и N (фиг.4). Если частотные интервалы максимумов расположены рядом и соотношение максимумов A/A составляет не менее уровня боковых лепестков (0,217 или -13,3 дБ - для интегратора со сбросом с прямоугольным дискретно-временным окном), то производим вычисление поправки частоты ΔF из соотношения максимумов (фиг.5):
<mrow><mi>M</mi><mo>=</mo><msub><mi>A</mi><mrow><mi>M</mi><mi>A</mi><mi>X</mi><mn>2</mn></mrow></msub><mo>/</mo><msub><mi>A</mi><mrow><mi>M</mi><mi>A</mi><mi>X</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mtable><mtr><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd></mtr></mtable><mrow><mo>(</mo><mn>4</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
или:
<mrow><mi>M</mi><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>k</mi><mo>−</mo><mi>m</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>/</mo><mi>n</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>/</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>k</mi><mo>−</mo><mi>m</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>/</mo><mi>n</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>|</mo></mrow><mo>/</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>k</mi><mo>/</mo><mi>n</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>/</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>k</mi><mo>/</mo><mi>n</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>|</mo></mrow><mo>,</mo><mtable><mtr><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd></mtr></mtable><mrow><mo>(</mo><mn>5</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
где m - константа, соответствующая разносу частот, вычисляемая по формуле:
<mrow><mi>m</mi><mo>=</mo><msub><mi>F</mi><mi>P</mi></msub><mo>/</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>F</mi><mi>П</mi></msub><mo>/</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>n</mi><mo>/</mo><mn>2</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo><mtable><mtr><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd></mtr></mtable><mrow><mo>(</mo><mn>6</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
MAX2
MAX1
На фиг.5 представлен график зависимости поправки частоты ΔF от соотношения двух максимумов A/A для полосы пропускания корреляторов 1 кГц и разноса центров частотных интервалов в 1 кГц.
Вычисляем оценку частоты следующим образом:
<mrow><mi>е</mi><mi>с</mi><mi>л</mi><mi>и</mi><mtext> </mtext><msub><mi>N</mi><mrow><mi>M</mi><mi>A</mi><mi>X</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>></mo><msub><mi>N</mi><mrow><mi>M</mi><mi>A</mi><mi>X</mi><mn>2</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mi>т</mi><mi>о</mi><mtext> </mtext><mi>F</mi><mo>=</mo><msub><mi>F</mi><mrow><mi>M</mi><mi>A</mi><mi>X</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>−</mo><mi>Δ</mi><mi>F</mi><mo>,</mo><mtext> </mtext><mi>и</mi><mi>н</mi><mi>а</mi><mi>ч</mi><mi>е</mi><mtext> </mtext><mi>F</mi><mo>=</mo><msub><mi>F</mi><mrow><mi>M</mi><mi>A</mi><mi>X</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>+</mo><mi>Δ</mi><mi>F</mi><mo>.</mo><mtable><mtr><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd><mtd><mrow /></mtd></mtr></mtable><mrow><mo>(</mo><mn>7</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
Предлагаемый способ оценки широкополосных сигналов по частоте может быть использован и с применением дискретно-временных окон, отличных от прямоугольного. Данный способ оценки широкополосных сигналов по частоте может быть использован не только с фильтрами на основе корреляторов, но и с использованием согласованных фильтров.
Предлагаемое устройство оценки широкополосных сигналов по частоте представлено на фиг.6, где обозначено:
1 - генератор опорного сигнала;
2.1-2.N - с 1-го по N-й перемножитель;
3.1-3.N - с 1-го по N-й коррелятор;
4.1-4.N - с 1-го по N-й интегратор;
5.1-5.N - с 1-го по N-й узел определения модуля;
6 - блок оценки частоты;
7 - узел выбора первого максимума;
8 - узел оценки частоты;
9 - узел выбора второго максимума.
Предлагаемое устройство содержит генератор опорного сигнала 1 (генератор комплексных отсчетов гетеродина) для всех N параллельных частотных каналов, состоящих из последовательно соединенных соответствующих перемножителей 2.1-2.N и корреляторов 3.1-3.N, а также блок оценки частоты 6. Первые входы перемножителей 2.1-2.N (комплексные перемножители принятых отсчетов и комплексных отсчетов генератора опорного сигнала 1) соединены между собой и являются входом устройства, а вторые входы соединены с соответствующими выходами генератора опорного сигнала 1. Корреляторы 3.1-3.N состоят из последовательно соединенных соответствующих интеграторов 4.1-4.N (комплексные сумматоры принятых отсчетов) и узлов вычисления модуля 5.1-5.N для вычисления модуля комплексного числа, причем входы интеграторов 4.1-4.N соединены с выходами соответствующих перемножителей 2.1-2.N и являются входами соответствующих корреляторов 3.1-3.N. Блок оценки частоты 6 состоит из узла выбора первого максимума 7, узла оценки частоты 8 и узла выбора второго максимума 9, причем входы узла выбора первого максимума 7 соединены с соответствующими выходами узлов вычисления модуля 5.1-5.N, которые являются выходами соответствующих корреляторов 3.1-3.N и соединены с соответствующими входами узла выбора второго максимума 9. Блок оценки частоты 6 предназначен для сравнения полученных результатов с корреляционных каналов и формирования результата оценки частоты, который содержит узел выбора первого максимума 7, предназначенный для определения номера канала с максимумом модуля результатов накопления. Узел выбора второго максимума 9 предназначен для определения номера канала со вторым максимумом модуля результатов накопления. Выходы узла выбора первого максимума 7 и узла выбора второго максимума 9 соединены с соответствующими входами узла оценки частоты 8, выход которого является выходом блока оценки частоты 6 и предлагаемого устройства.
Предлагаемое устройство работает следующим образом.
j2πFit
i
i
min
max
H
После снятия манипуляции с принятого широкополосного сигнала входные отсчеты сигнала поступают на перемножители 2.1-2.N, где каждый комплексный входной отсчет умножается на комплексный отсчет генератора опорного сигнала e, где F - i-я частота коррелятора (центральная частота подинтервала), t - время. Разнос частот выбирается таким образом, чтобы провал между частотами не превышал нескольких дБ. В результате на выходе каждого из перемножителей формируется принятый сигнал с частотой F в диапазоне частот от F до F. В корреляторах 3.1-3.N, которые содержат соответствующие интеграторы 4.1-4.N, производится когерентное накопление входных отсчетов сигнала за время T. Таким образом, формируется N выходных результатов накопления, соответствующих каждой из частот.
В узле вычисления соответствующих модулей 5.1-5.N определяется модуль результата накопления, который передается в блок оценки частоты 6 на узел выбора первого максимума 7 и узел выбора второго максимума 9. В узле выбора первого максимума 7 выбирается максимум модуля результатов накопления, а в узле выбора второго максимума 9 выбирается второй максимум модуля результатов накопления. В узле оценки частоты 8 по значениям двух максимумов и соответствующих им номерам корреляторов, используя свойства амплитудно-частотной характеристики фильтров на основе интеграторов со сбросом, имеющих вид |sin(x)/x|, производится вычисление оценки частоты f. Генератор опорного напряжения 1, перемножители 2.1-2.N и интеграторы 4.1-4.N могут быть выполнены, например, на программируемой логической интегральной схеме 5576ХС1Т. Узлы вычисления модуля, узлы выбора первого и второго максимума 7 и 9, а также узел оценки частоты могут быть выполнены, например, на микроконтроллере 1892ВМ3Т.
Дополнительный эффект от предлагаемого технического решения заключается в уменьшении габаритов и стоимости устройства за счет реализации предлагаемого способа без увеличения числа частотных каналов.
Таким образом, предлагаемый способ оценки широкополосного сигнала по частоте и устройство для его реализации по сравнению с прототипом позволяет получить технический результат, заключающийся в повышении точности определения частоты без увеличения времени поиска сигнала и количества корреляторов, что особо важно для обнаружения сигналов, коротких по времени (соизмеримых со временем поиска), и ведения дальнейшей обработки сигнала на частоте, более близкой к максимуму амплитудно-частотной характеристики.