ФОРМИРОВАТЕЛЬ КВАДРАТУРНЫХ СИГНАЛОВ

Полезная модель относится к радиотехнике и связи и может быть использована при построении многофазных генераторов, а также в устройствах модуляции-демодуляции квадратурных сигналов.
0
Известно устройство [1], содержащее две параллельно-включенные цепочки, состоящие из элементарных фазовых звеньев, модуль коэффициента передачи которых равен единице, а фазовый сдвиг изменяется от 0 до 180 электрических градусов при изменении частоты. На собственной частоте звена фазовый сдвиг равен φ=π/2, общее число звеньев определяет порядок фазовращателя. При соответствующем выборе собственных частот звеньев (частот среза) и достаточном количестве звеньев в каждой цепочке разность фаз на выходе устройства равна 90° с небольшими отклонениями, причем число частот, на которых разность фаз точно равна 90°, совпадает с порядком фазовращателя. Для получения отклонений по фазе приходится использовать большое количество элементарных звеньев, что является существенным недостатком устройства.
Формирователь квадратурных сигналов [2], использующий подобный принцип для построения фазовращающих цепочек, имеет неравномерность амплитудно-разностной частотной характеристики в рабочем диапазоне частот около 3 дБ, то есть коэффициент передачи такого формирователя изменяется в 1,41 раза при изменении частоты. При использовании формирователя квадратурных сигналов в устройствах получения многофазных колебаний подобное отклонение (3 дБ) является недопустимо большим. Дело в том, что система многофазных колебаний получается путем геометрического суммирования в требуемых пропорциях квадратурных сигналов. Даже незначительное изменение амплитуд квадратурных сигналов неизбежно приведет к изменениям амплитуды и фазового сдвига формируемого колебания [3].
Наиболее близким устройством к заявленной полезной модели по совокупности существенных признаков является, принятый за прототип, формирователь квадратурных сигналов [4], который содержит фазовращатель, двухканальный стабилизатор амплитуды и источник гармонического сигнала, к выходу которого подключены первый вход двухканального стабилизатора амплитуды и вход фазовращателя, выход которого соединен со вторым входом двухканального стабилизатора, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым выходами формирователя квадратурных сигналов.
Формирователь работает при широком диапазоне изменения амплитуды входного источника, но при перестройке частоты фазовращатель не обеспечивает постоянного фазового сдвига между его выходными и входными колебаниями.
Задачей, на решение которой направлена полезная модель, является получение стабильных фазовых сдвигов на выходе формирователя при изменениях амплитуды и частоты входного источника гармонических колебаний в широких пределах.
Указанный технический результат при осуществлении полезной модели достигается тем, что в формирователь, содержащий фазовращатель, двухканальный стабилизатор и источник гармонического сигнала, к выходу которого подключен вход фазовращателя, выход которого соединен с первым входом двухканального стабилизатора, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым выходами формирователя квадратурных сигналов, введен второй фазовращатель, включенный между источником гармонического сигнала и вторым входом двухканального стабилизатора.
При этом двухканальный стабилизатор выполнен из первого и второго устройств выборки-хранения, первого и второго делителей, первого и второго ограничителей, первого и второго перемножителей, трех компараторов, двух инверторов, двух одновибраторов, первого и второго сумматоров, при этом первый вход формирователя квадратурных сигналов соединен с входом первого инвертора, с первым входом устройства выборки-хранения и первым входом первого делителя, между выходом которого и первым входом первого перемножителя включен первый ограничитель, второй вход формирователя квадратурных сигналов соединен с неинвертирующим входом первого компаратора, первым входом второго устройства выборки-хранения и первым входом второго делителя, между выходом которого и первым входом второго перемножителя включен второй ограничитель, между выходом первого компаратора и вторым входом первого устройства выборки-хранения включен первый одновибратор, между выходом второго компаратора и вторым входом второго устройства выборки-хранения включен второй одновибратор, выход третьего компаратора соединен со вторыми входами первого и второго сумматоров и входом второго инвертора, к выходу которого подключены вторые входы первого и второго перемножителей, причем к выходу первого устройства выборки-хранения подключен неинвертирующий вход третьего компаратора и первый вход первого сумматора, выход которого соединен со вторым входом первого делителя, к выходу второго устройства выборки-хранения подключен первый вход второго сумматора, выход которого соединен со вторым входом второго делителя, выходы первого и второго перемножителей соединены с соответствующими выходами формирователя квадратурных сигналов, инвертирующие входы первого, второго и третьего компараторов подключены к общей шине, а выход первого инвертора соединен с неинвертирующим входом второго компаратора.
Фазовращатель выполнен из операционного усилителя, резистора и конденсатора, включенного между общей шиной и неинвертирующим входом операционного усилителя, выход которого соединен с его инвертирующим входом и с выходом фазовращателя, между входом которого и неинвертирующим входом операционного усилителя включен резистор.
Второй фазовращатель выполнен из операционного усилителя, конденсатора и резистора, включенного между общей шиной и неинвертирующим входом операционного усилителя, выход которого соединен с его инвертирующим входом и с выходом второго фазовращателя, между входом которого и неинвертирующим входом операционного усилителя включен конденсатор.
Проведенный заявителем анализ уровня техники, включающий поиск по патентным и научно-техническим источникам информации, позволил установить, что заявитель не обнаружил аналог, характеризующийся признаками, тождественными всем существенным признакам заявленной полезной модели. Следовательно, заявленная полезная модель соответствует условию «новизна».
Введение в предлагаемый формирователь квадратурных сигналов второго фазовращателя и выполнение двухканального прецизионного стабилизатора амплитуды, а также организация новых связей между функциональными элементами позволило формировать квадратурные сигналы в широком частотном диапазоне при значительных изменениях амплитуды колебаний входного источника.
Полезная модель поясняется структурной схемой формирователя квадратурных сигналов (фиг.1), и графиками (фиг.2 - фиг.4), поясняющими принцип работы формирователя квадратурных сигналов.
Формирователь квадратурных сигналов содержит два фазовращателя 1 и 4, двухканальный стабилизатор 2 и источник гармонического сигнала 3, к выходу которого подключены входы первого 1 и второго 4 фазовращателей, выходы которых соединены, соответственно, с первым и вторым выходами формирователя квадратурных сигналов.
Двухканальный стабилизатор 2 выполнен из первого 5 и второго 6 устройств выборки-хранения, первого 7 и второго 8 делителей, первого 9 и второго 10 ограничителей, первого 11 и второго 12 перемножителей, трех компараторов 13-15, двух инверторов 16 и 17, двух одновибраторов 18 и 19, первого 20 и второго 21 сумматоров, при этом первый вход формирователя квадратурных сигналов соединен с входом первого инвертора 16, с первым входом устройства выборки-хранения 5 и первым входом первого делителя 7, между выходом которого и первым входом первого перемножителя 11 включен первый ограничитель 9, второй вход формирователя квадратурных сигналов соединен с неинвертирующим входом первого компаратора 13, первым входом второго устройства выборки-хранения 6 и первым входом второго делителя 8, между выходом которого и первым входом второго перемножителя 12 включен второй ограничитель 10, между выходом первого компаратора 13 и вторым входом первого устройства выборки-хранения 5 включен первый одновибратор 18, между выходом второго компаратора 14 и вторым входом второго устройства выборки-хранения 6 включен второй одновибратор 19, выход третьего компаратора 15 соединен со вторыми входами первого 20 и второго 21 сумматоров и входом второго инвертора 17, к выходу которого подключены вторые входы первого 11 и второго 12 перемножителей, причем к выходу первого устройства выборки-хранения 5 подключен неинвертирующий вход третьего компаратора 15 и первый вход первого сумматора 20, выход которого соединен со вторым входом первого делителя 7, к выходу второго устройства выборки-хранения 6 подключен первый вход второго сумматора 21, выход которого соединен со вторым входом второго делителя 8, выходы первого 11 и второго 12 перемножителей соединены с соответствующими выходами формирователя квадратурных сигналов, инвертирующие входы первого 13, второго 14 и третьего 15 компараторов подключены к общей шине, а выход первого инвертора 16 соединен с неинвертирующим входом второго компаратора 14.
Фазовращатель 1 выполнен из операционного усилителя 22, резистора 23 и конденсатора 24, включенного между общей шиной и неинвертирующим входом операционного усилителя 22, выход которого соединен с его инвертирующим входом и с выходом фазовращателя 1, между входом которого и неинвертирующим входом операционного усилителя 22 включен резистор 23.
Второй фазовращатель 4 выполнен из операционного усилителя 25, конденсатора 26 и резистора 27, включенного между общей шиной и неинвертирующим входом операционного усилителя 25, выход которого соединен с его инвертирующим входом и с выходом второго фазовращателя 4, между входом которого и неинвертирующим входом операционного усилителя 25 включен конденсатор 27.
Формирователь квадратурных сигналов работает следующим образом.
На вход первого 1 и второго 4 фазовращателей с выхода источника гармонического сигнала 3 поступает гармонический сигнал
0
0
где A - амплитуда сигнала N(t); x=(ωt) - текущее значение угла, выраженное в радианах.
1
1
1
После окончания переходного процесса на выходе первого фазовращателя 1 также устанавливаются гармонические колебания М(t) с той же самой частотой ω, но с другой амплитудой А и фазой φ
2
2
2
а на выходе второго фазовращателя 4 - гармонические колебания M(t) c амплитудой А и фазой φ
1
2
Для нахождения амплитудных значений и фазовых сдвигов воспользуемся операторным методом, для этого найдем передаточные функции Н(s) и Н(s), соответственно, первого 1 и второго 4 фазовращателей.
Операционный усилитель 22, резистор 23 и конденсатор 24 образуют фазовращатель 1 с передаточной функцией
1
1
1
1
1
где τ=R·C - постоянная времени фазовращателя 1; R - сопротивление резистора 23; С - емкость конденсатора 24; s - комплексная переменная.
Операционный усилитель 25, конденсатор 26 и резистор 27 образуют второй фазовращатель 4 с передаточной функцией
2
2
2
2
2
где τ=R·C - постоянная времени второго фазовращателя 4; R - сопротивление резистора 27; С - емкость конденсатора 26.
1
2
Передаточная функция H(s) соответствует инерционному (апериодическому) звену первого порядка, а передаточная функция H(s) - реальному дифференцирующему звену.
1
2
1
2
При R=R=R и C=C=C передаточная функция первого фазовращателя
а передаточная функция второго фазовращателя
1
2
Подставив значение комплексной переменной s=jω в уравнения (6) и (7) найдем комплексные частотные функции первого H(jω) и второго H(jω) фазовращателей
1
1
Коэффициент передачи первого фазовращателя 1 (модуль комплексной частотной функции), определяющий изменение амплитуды А сигнала M(t)от частоты ω=2πf,
Коэффициент передачи второго фазовращателя 4
1
1
0
Фазовый сдвиг φ(ω) между выходным М(t) и входным N(t) колебаниями определяется выражением
2
2
0
а фазовый сдвиг φ(ω) между выходным M(t) и входным N(t) колебаниями определяется выражением
2
1
Фазовый сдвиг ψ(ω) между колебаниями М(t) и M(t)
2
1
Из (14) следует, что фазовый сдвиг между выходными колебаниями М(t)и М(t) при любых изменениях частоты ω и постоянной времени τ будет неизменным и составлять 90 электрических градусов.
0
Как следует из (10) и (11), коэффициенты передачи первого 1 и второго 4 фазовращателей зависят от частоты. При частоте среза ω=1/τ коэффициенты передачи фазовращателей 1 и 4 будут иметь равные значения
Изменение коэффициентов передачи удобно оценивать с помощью логарифмических единиц (фиг.2). На фиг.2 по оси ординат отложены значения коэффициентов передачи фазовращателей 1 и 4 в логарифмическом масштабе, а на оси частот использован обычный (не логарифмический) масштаб.
Логарифмическая частотная характеристика первого фазовращателя
До частоты среза коэффициент передачи первого фазовращателя 1 изменяется незначительно (не более 3-х дБ). После частоты среза логарифмическая частотная характеристика имеет наклон (-20 дБ/дек), то есть при изменении (увеличении) частоты в 10 раз коэффициент передачи первого фазовращателя также изменится (уменьшится) в 10 раз.
Логарифмическая частотная характеристика второго фазовращателя 4
До частоты среза логарифмическая частотная характеристика имеет наклон (20 дБ/дек), то есть при изменении (увеличении) частоты в 10 раз коэффициент передачи первого фазовращателя также изменится (увеличится) в 10 раз, а после частоты среза изменение коэффициента передачи второго фазовращателя 4 не превысит 3-х дБ.
Изменение коэффициентов передачи фазовращателей относительно частоты среза
0
0
0
1
2
1
2
(17) следует, что если диапазон рабочих частот фазовращателей 1 и 4 лежит слева или справа от частоты среза ω=2πf, то изменение частоты f источника гармонических колебаний 3 на одну декаду приведет к изменению отклонений амплитуд А и А сигналов M(t) и M(t) в 10 раз (20 дБ), что является недопустимо большой величиной для формирователя квадратурных сигналов.
0
min
max
При оптимальном выборе соотношений между частотой среза ω и рабочим диапазоном частот (f-f) можно значительно уменьшить относительное изменение коэффициентов передачи фазовращателей.
*
0
Перейдя к относительным единицам f=f/f, перепишем уравнения (10) и (11)
min
0
max
0
Расположим (фиг.2) значение нижней частоты f слева от частоты среза f, а значение верхней частоты f справа от частоты среза f и введем следующие обозначения
min
max
с учетом, которых запишем выражения для определения значений коэффициентов передачи первого 1 и второго 4 фазовращателей для граничного значения рабочих частот fи f
Зададим дополнительные условия (фиг.2)
тогда
В результате решения системы уравнений (27) получим β=1/α.
0
max
min
При заданном диапазоне γ изменения частот входного сигнала N(t) максимальное значение частоты будет равно f=γ·f. Подставив это значение в уравнение (24), получим
1
min
2
max
Подставив значение H(f) из уравнения (21) и значение H(f)из уравнения (28) в уравнение (25), найдем из уравнения
оптимальное значение коэффициента α
При изменении частоты входного сигнала на одну декаду оптимальное значение коэффициента . При этом значение коэффициента
Максимальное изменение коэффициентов передачи фазовращателей на границах частотного диапазона составит
min
max
0
0
1
2
1
2
Таким образом, при оптимальном выборе коэффициентов α и β, определяющих расположение нижней f и верхней f частоты входного сигнала N(t) относительно частоты среза ω, удается уменьшить относительное изменение коэффициентов передачи фазовращателей на 10 дБ, а, следовательно, и амплитудных значений А и А сигналов M(t) и М(t) на соответствующих выходах фазовращателей в 3,18 раза.
Стабилизация амплитудных значений сигналов на выходе фазовращателей 1 и 4 осуществляется с помощью двухканального стабилизатора 2, который работает следующим образом.
1
1
1
2
Первый компаратор 13 формирует из сигнала M(t) сигнал D(t) прямоугольной формы (фиг.3), а второй компаратор 14 формирует из инвертированного (с помощью первого инвертора 16) сигнала M(t) сигнал прямоугольной формы D(t).
1
2
1
2
Одновибраторы 18 и 19, срабатывающие по переднему фронту поступающих на их входы импульсов D(t) и D(t), формируют узкие импульсы T и T, поступающие на соответствующие входы первого 5 и второго 6 устройств выборки-хранения.
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
1
2
2
Поскольку время прихода импульсов T и T на входы устройств выборки-хранения 5 и 6 всегда совпадает с максимальными (экстремальными) значениями соответствующих сигналов M(t) и M(t), поступающими на первые входы устройств выборки-хранения 5 и 6, а длительность управляющих импульсов T и T чрезвычайно мала, то постоянные напряжения E, и E, формируемые на выходах устройств выборки-хранения 5 и 6 будут в точности равны пиковым (амплитудным) значениям A и A сигналов M(t) и M(t), то есть E=A и E=A.
На выходе первого делителя 7 формируется сигнал
На выходе второго делителя 8 формируется сигнал
2
1
1
Поскольку фазовый сдвиг между выходными колебаниями M(t) и М(t) при любых изменениях частоты ω и постоянной времени τ будет неизменным и составлять 90 электрических градусов, то перенеся систему координат (фиг.3) из точки О в точку O перепишем (32) и (33)
1
2
1
2
0
0
Таким образом, на выходах первого 7 и второго 8 делителей формируются стабильные квадратурные сигналы L(t) и L(t) с нормированными амплитудными значениями равными единице. Как следует из уравнений (32) и (33) амплитудные значения сигналов не будут зависеть от амплитудных значений A и A, а, следовательно, и от амплитуды A входного сигнала N(t), что является достоинством предлагаемого решения.
1
2
Третий компаратор 15 вырабатывает сигнал логическая единица (лог.«1»), поступающий на вторые входы сумматоров 20 и 21 только при запуске формирователя квадратурных сигналов. После завершения пускового режима на выходе компаратора устанавливается сигнал логический нуль (лог.«0»), поэтому на вторые входы делителей 7 и 8 в рабочем (не пусковом) режиме поступают только сигналы Е и Е с выходов соответствующих устройств выборки-хранения 5 и 6.
1
2
1
2
1
2
Компаратор 15 и сумматоры 20 и 21 исключают в пусковом режиме возможность деления напряжений М(t) и М(t) на нулевые значения. Ограничители 9 и 10 защищают перемножители 11 и 12 от кратковременной перегрузки во время пускового режима. Перемножители 11 и 12, выполняющие роль ключей, обеспечивают формирование выходных сигналов N(t) и N(t) после завершения пускового режима (фиг.4). В том случае, если допустимы кратковременные перегрузки (в режиме пуска) элементов формирователя квадратурных сигналов, то третий компаратор 15, второй инвертор 17, сумматоры 20 и 21, ограничители 9 и 10, а также перемножители 11 и 12 могут быть исключены из схемы двухканального стабилизатора 2. В этом случае на выходы формирователя квадратурных сигналов необходимо подавать сигналы L(t) и L(t) с выходов, соответственно, первого 7 и второго 8 делителей.
Использование предлагаемой полезной модели позволит получить стабильные фазовые сдвиги на выходе формирователя при изменениях амплитуды и частоты входного источника гармонических колебаний в широких пределах.
Источники информации
1. Поляков В.Т. Трансиверы прямого преобразования. - М.: ДОСААФ, 1984, с.61, рис.35.
2. Агунов А.В. Низкочастотный фазовращатель для SSB модулятора. Журнал «Радио», 2007, №6, с.74.
3. Авт.св-во СССР №1758799, Н02М 5/14. Дубровин B.C. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное. 1992 г., бюл. №32.
4. Дубровин B.C. Применение фазовращающих цепей при построении многофазных генераторов гармонических сигналов. Электронный журнал «Электроника и информационные технологии», - 2011, выпуск 1(10) - рис.1. Мордовский государственный университет им. Н.П.Огарева, - режим доступа: http://fetmag.mrsu.ru/2011-1/pdf/Phase-Shift.pdf.
Статья зарегистрирована Федеральной службой по надзору в сфере связи, информационных технологий и массовых коммуникаций. Федеральное государственное унитарное предприятие НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ ЦЕНТР «ИНФОРМРЕГИСТР» в реестре электронных научных изданий - номер регистрации 0421100067/0009 от 24.08.2011 - режим доступа:
http://db.inforeg.ru/eni/artList.asp?j=4&id=0220812778&idfull=0420900067.