Оценка статических потерь мощности в квазирезонансном преобразователе напряжения

УДК 621.314

Н. Н. Горяшин, А. А. Соломатова

ОЦЕНКА СТАТИЧЕСКИХ ПОТЕРЬ МОЩНОСТИ В КВАЗИРЕЗОНАНСНОМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕ НАПРЯЖЕНИЯ*

Проведен сравнительный анализ статических потерь в силовых полупроводниковых элементах традиционного преобразователя напряжения с широтно-импульсной модуляцией и квазирезонансного преобразователя с переключением ключевого элемента при нулевых значениях тока.

Ключевые слова: квазирезонансный преобразователь напряжения, статические потери мощности.

Одним из перспективных направлений в развитии импульсных преобразователей электроэнергии является применение резонансных контуров (РК) в цепи электронных ключей, которое позволяет распределить энергию между элементами РК внутри одного цикла коммутации и за счет этого осуществлять переключение при нулевом значении тока или напряжения, что позволяет повысить КПД и удельную мощность преобразователя. Под влиянием элементов РК форма тока и напряжения становится близкой к синусоидальной, благодаря чему снижаются потери на высших гармониках в магнитных компонентах фильтров и трансформаторов, а также уровень коммутационных помех [1; 2].

Однако несмотря на все достоинства резонансных и квазирезонансных преобразователей по сравнению с классическими импульсными преобразователями напряжения (ПН) с прямоугольной формой сигналов в силовой цепи и широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) пиковые значения тока и напряжения в резонансном цикле могут существенно превышать аналогичные показатели традиционных ПН, что в свою очередь повышает требования к предельным характеристикам полупроводниковых силовых компонентов. Если принять во внимание частотно-импульсный закон регулирования в ПН резонансного типа и зависимость эффективного тока, протекающего через полупроводниковые компоненты силовой части ПН от текущего режима (входных и входных тока и напряжения) и параметров РК, то в заданном диапазоне регулирования выходной величины ПН можно подобрать такие параметры, при которых статические потери будут минимальными.

Проведем сравнительный анализ статических потерь в полупроводниковых ключах традиционного ПН с ШИМ и квазирезонансного ПН с переключением ключевого элемента (КЭ) при нулевых значениях тока (ПНТ) (рис. 1).

Возможны два режима ПНТ [3] (рис. 2): в режиме ПНТ-1 используется половина волны тока резонансного цикла (рис. 2, а), в режиме ПНТ-2 - полная волна тока резонансного цикла (рис. 2, б). Режим ПНТ-1 реализуется в ПН, схема которого приведена на рис. 1. Для режима ПНТ-2 из этой схемы необходимо исключить диод У01, чтобы обеспечить протекание

тока в обратном направлении через обратный диод, шунтирующий МДП-транзистор.

Рис. 1. Схема силовой части ПН с ПНТ: ивх - входное напряжение; ¥Т\ - МДП-ключ; Ьр и Ср - индуктивность и емкость РК; Ь$ и Сф - индуктивность и емкость выходного фильтра; Ян - сопротивление нагрузки

-г і г / | и 1 \т/г 1 иоО) г 1

- / уг 211ш

\ 11ц>(0

\ -І V,,

4 Ыз

а б

Рис. 2. Идеализированные сигналы в цепи РК ПН с режимами ПНТ-1

Каждый резонансный цикл работы ПНТ-преобразователя можно условно разбить на четыре временных интервала, функции тока и напряжения РК для которых описываются уравнениями, приведенными в табл. 1, при допущении, что ток дросселя выходного фильтра является постоянной величиной, равной току нагрузки в установившемся режиме /н [4].

Оценим статические потери в коммутирующих транзисторных и диодных элементах путем их сравнения с аналогичными потерями в классическом ПН с ШИМ с такой же топологией и жестким переключением КЭ при прочих равных условиях: входном и выходном напряжениях, токе нагрузки, используемой элементной базе.

* Работа выполнена при финансовой поддержке аналитической ведомственной целевой программы «Развитие научного потенциала высшей школы (2009-2011 года)» (проект № 2.1.2/9671) и федеральной целевой программы «Научные и научнопедагогические кадры инновационной России на 2009-2013 годы».

Таблица 1

Интервал времени ПНТ-1 ПНТ-2

0 < t < tl Ilp (t)_(UBx / Lp) t, UCp (t)_ 0, IVD (t)_ Iн-(Ubx / Lp )t, At, _ t, _ IKLp / ^

t < t < t2 ILp (t) _ Iн + Z0 Ubx sin (0 (t - t1)), UCp (t) _ Ubx (1- COs(cOo (t - t, })), At2 _ t2 - tj _ ю-1 [n + arcsin(0Iн / UBX ) ILp (t) _ Iн + Z0-Uвх Sin (Ю0 (t - t1)) , UCp (t) _ Uвх ( - C0S (0 (t - t1})) , At2 _t2 -11 _ю-1 [2п-arcsin((Z0 /UBX)]

t2 < t < t3 UCp (t) _ -(t - t2 )hC- + UBX (1 - COs (ю0 (t2 - t1))), ILp (t)_ a At3 _ t3 - t2 _ IнJCpUbx ( - COs(0 (t2 - t1))) UCp (t) _ Ubx ^1 - V1 - (oIн / Ubx ) ] - ^ ( - h ) , ILp (t)_ 0,

At3 _ із - t2 _ ((Л«о ) Ubx ^1 ^ 1 - (oIн / Ubx ) ]

Примечание. В таблице использованы следующие обозначения: 10 = (Ьр /Ср)0,5 - волновое сопротивление РК; ю0 = (ЬрСр)ц>’5 -собственная частота РК.

КЭ ПНТ / РКЭ ШИМ для

При этом будем считать, что основную часть потерь мощности составляют потери на КЭ, которые в свою очередь существенно зависят от режима (ПНТ-1 или ПНТ-2), параметров РК и типов полупроводниковых ключей. Отсюда задачу анализа можно свести к поиску значения соотношения р интересующего нас диапазона нагрузок и входных напряжений, где РКЭШИМ - статическая мощность, рассеиваемая на КЭ в открытом состоянии в режиме ШИМ; РКЭПНТ - мощность, рассеиваемая на КЭ в

открытом состоянии в режиме ПНТ. Тогда это отношение будет выглядеть следующим образом:

Рк

P

КЭПНТ

| и о (t) • ^ШИМ (t )dt

0___________________

T

1 ио (t) • ^ПНТ (t)dt

где ио(/) и /(/) - напряжение на КЭ в открытом состоянии и ток, протекающий через КЭ, соответственно; Т - период преобразования. В случае использования в качестве ключа МДП-транзистора искомое соотношение находится так:

42 , .2

РКЭ ШИМ _ Ro

(

P

КЭПНТ

R

о у- эф ПНТ

)2

эф ШИМ

I.

эф ПНТ

где Яо - сопротивление открытого канала МДП-тран-зистора; /эф - эффективное значение тока, протекающего через устройство. Таким образом, для оценки отношения статических потерь достаточно знать соотношение эффективных значений токов.

В общем случае эффективное значение тока произвольной формы для периодического сигнала соответствует его среднеквадратичному значению [5].

Для ПН с ШИМ при условии, что форма тока имеет строго прямоугольную форму, эффективное значение этого тока может быть определено как

I.

эф ШИМ

где у = т/T ~ ивых /ивх, здесь т - длительность открытого состояния КЭ, Ia ~ /н - амплитудное значение тока через МДП-ключ. Такое приближение возможно при Д/цф < 21н в установившемся режиме, где Д/^ -

размах пульсаций тока дросселя выходного фильтра; /н - ток нагрузки. Так, например, для Д1Ь^ / /н = 1 отношение среднеквадратичных значений тока между строго прямоугольной и реальной формой импульса при у = 0,5 равно 1,041.

Для определения эффективного значения тока КЭ в режиме ПНТ можно исходить из предположения, что положительная полуволна тока соответствует полуволне синусоиды с такой же амплитудой, по крайней мере при 0,75 > /н20 /ивх, учитывая необходимое условие выполнения режима ПНТ 0 < IH Z0 / ивх < 1 [2; 4]. Тогда упрощенное выражение, описывающее форму тока КЭ для режима ПНТ-1 и положительной полуволны тока для режима ПНТ-2, можно записать в виде

f(1 н + Uвх / Z0 ) Sin (tn / т) ,0 < t < Т

I

L (t) 10, tH < t < f-\

Основные расчетные соотношения по определению эффективного значения тока КЭ для обоих режимов ПНТ представлены в табл. 2.

Далее введем параметр, показывающий отношение эффективного значения тока КЭ в режиме ШИМ к эффективному значению тока исследуемых резонансных режимов при прочих равных условиях, определив этот параметр как функцию от тока нагрузки:

M о

Á 1н ) _

Iэф ШИМ С^н ) Ia2 Y

Iэф ПНТ С^н ) ^ f.í[Ih (')" 0 2 dt

и (4), получим

отн КЭ

(1н)!

2K

где К(Ін) - коэффициент, рассчитанный в соответствии с (5).

I

н

Таблица 2

Параметр ПНТ-1 ПНТ-2

Ьф !эф = I^0,5t / T

Ia Ia = ^ + Uвх / Z0

Ia1 - Ia1 = -^н ивх / Z0

Т T = W* / UBX + (n + arcsln(0 / UBX))01

Тп - (n- 2arcsln(^Z0 / Uвх ))01

T T UBXK1 (Iн ) Uвых-Л) T ивхK2(Iн) .. ивх ивых/0 ивых/0

J(Iн) ^н) IнZ0 / Uвх

Ku Uop /Uвх = (f //0)Kl(Iн) Uc, / ивх = С/к / /0)K2 (!н ) - /к / /0

Примечание. В таблице использованы следующие обозначения: 1эф - эффективное значение тока КЭ для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2; иСр - усредненное по времени значение напряжения на конденсаторе РК, равное выходному напряжению в установившемся режиме при условии идеальности выходного фильтра; Ки - коэффициент передачи по напряжению, где К1(1н) и К2(/н) - коэффициенты, зависящие от тока нагрузки 1н для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 соответственно:

ВД )= 1

2п

-0,5J (/н) + arcsin (((/н ))+(\ + ^ 1 -(((/н ))2 j J (Iн )-

K 2(1н) = [2п + 0,5 J (1н) - arcsin (( (^))+(1 -^1 -(J (^ ))2 j J (^ )-1

УК - частота коммутации; f0 = ю0, параметры Ia, Ia1, т, тп определены на рис. 2

С учетом того, что режимы ПНТ-1 и ПНТ-2 имеют граничное условие по максимальному току нагрузки при прочих фиксированных параметрах 1н10 /ивх = 1 [3], определим теоретический предел функции (6) для обоих режимов ПНТ:

I.

эф ШИМ

I

эф ПНТ

* 0,737.

M'

отн КЭ

(I.) =

I.

эф ШИМ У1 н

Iэф ПНТ *

_________________

(н + Uвх / Zo ),

n-2arcsln

4п • Ubx / Пвых

Кривые на рис. 3 получены численным методом с использованием функции (6) (пунктирные линии) и функции (7) (сплошные линии). Следует отметить, что в рабочем диапазоне 1н < ивых /^о, где ивых /Хо = функция (7), при выводе которой использован ряд приближений, дает высокое совпадение с точным значением на большей части графика, однако при бо-

лее высоких значениях нагрузки, т. е. при отношении 1н10 /ивх, близкому к единице, расхождение графиков становится заметным. Таким образом, уточненный теоретический предел исходного отношения (8) будет равен 0,813.

Таблица 3

Отношение между эффективными значениями тока через открытый канал МДП-ключа для режимов ПНТ и ШИМ в зависимости от тока нагрузки при параметрах, указанных в табл. 3, можно представить в виде соответствующих кривых (рис. 3). Для режима ПНТ-2 отрицательная полуволна тока течет через диод, шунтирующий МДП-ключ, поэтому отношение между эффективными значениями токов через шунтирующий диод и КЭ в режиме ШИМ определяется отдельно по формуле

Параметр Lp Cp ¿ф Сф ивых

Значение 1,04 мкГн 22 нФ 45 мкГн 20 мкФ 24 В

Параметр, показывающий отношение между эффективными значениями тока через рекуперативный диод 1В ф для режимов ШИМ и ПНТ в зависимости

от тока нагрузки при разных значениях коэффициента передачи в установившемся режиме (рис. 4), определим с помощью следующей формулы:

Id

Mо.

иэфп

t

Лф1-

:

Ia2

Id

изфП

dt

Анализ графиков, приведенных на рис. 4, показывает, что статические потери на рекуперативном диоде для режимов ПНТ-1, ПНТ-2 и ШИМ имеют близкие значения при прочих равных условиях. Это объясняется тем, что форма тока во всех случаях имеет схожий характер. Таким образом, для обоих режимов ПНТ можно ввести следующее допущение:

(^3 - ^11/к ~ ивых/ивх.

U

вх

Рис. 4. Зависимость отношения эффективных значений токов, протекающих через рекуперативный диод, для режимов ПНТ

На основании полученных выше результатов можно сделать два вывода:

- статические потери на КЭ в обоих режимах ПНТ выше аналогичных потерь в традиционном ПН с ШИМ при прочих равных условиях, а их отношение Мотн имеет предел, который не зависит от параметров РК, коэффициента передачи, тока нагрузки и типа режима ПНТ;

- статические потери на КЭ для двух режимов ПНТ будут тем ближе к аналогичным потерям в классическом ПН при прочих равных условиях, чем 1^0 /ивх будет ближе к единице. Однако в реальных условиях невозможно обеспечить выполнение даже приближенного равенства 1^0 /ивх - 1, так как ПН постоянного тока обычно применяются в условиях изменения напряжения первичного источника электропитания и тока нагрузки. В свою очередь выходное напряжение остается стабильным за счет замкнутого регулирования выходной величины, при этом требования к отклонению выходной величины могут быть от единиц до сотых долей процента.

Таким образом, дальнейший анализ будет сводиться к сравнению статических потерь на КЭ между исследуемыми типами ПН в широком диапазоне регулирования, т. е. к оценке разницы между статическими потерями КЭ при максимальном и минимальном входном напряжении и фиксированном значении тока нагрузки /сош1 и при максимальном и минимальном выходном токе и фиксированном значении вход-

ного напряжения Uconst. В этом случае максимальное значение тока нагрузки будет 1max = Uconst /Z0.

Произведем замену аргумента в функции J(1H) (см . табл. 1) на Imax:

J' = J

U вх Z 0

где 0 < J* < 1.

При фиксированном значении входного напряжения UBX и меняющемся токе нагрузки 1н в качестве ар гумента функции (11) можно использовать минимальное входное напряжение Umin = lconst /Z0:

J ’ = J

1 const Z 0

Таким образом, разница между J * и J состоит в том, что J вычисляется при фиксированном токе нагрузки или при фиксированном входном напряжении.

Функция (7) с использованием (11) и (12) для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 может быть определена как

* 1 I 4nKJ

Mmax КЭ ПНТ-1

1 + (J ) 1 \ п + arcsin( J ) + J

* 1 I 4пК 2

Mmax КЭ ПНТ-2

1 + (J ) \ п + arcsin( J ) + J

где K1(J *) и K2(J *) - коэффициенты передачи для обоих режимов ПНТ в соответствии с (5) для аргу-

мента 3 . Выражения (13) и (14) показывают зависимость эффективных значений токов, проходящих через КЭ, для обоих режимов ПНТ по отношению к эффективному току для режима с ШИМ.

Для того чтобы оценить статические потери при протекании отрицательной полуволны тока через шунтирующий КЭ диод в режиме ПНТ-2, можно воспользоваться всеми рассмотренными ранее допущениями и выкладками. Тогда, подставляя (11) или (12) в (9), получим:

M

max КЭ

(J) =

1

4пК2

Р

M,

max КЭ ПНТ-1

-l(J )_

отнПНТ , , , ,_2 , у* _1

Mmax КЭ ПНТ-2 (J ) + M max КЭ (J ) :

U,

P

-l(J ) =

M,

max КЭ ПНТ-

-l(J )_

M

P

отн ПНТ-2

-2 (J ) =•

M

max КЭ ПНТ-1

-1(J )_

M

max КЭ ПНТ-2

(J*)_2 +

* . I * \ 1

M max КЭ

где у = const; A2 = (ImsxR0J2)IUD. Выражение для А2 получено подстановкой Ін = Ia = J Imax в UD I(IaRoD0’5).

При использовании понижающего ПН с режимом ПНТ-1 необходимо учитывать статические потери на диоде, включенном последовательно с МДП-ключом. Тогда уравнения (17) и (18) примут вид

M

max КЭ ПНТ-1

-1(J )_

Таким образом, мы получили формулы (7), (9) в универсальном виде (13)...(15), т. е. без включения внутренних параметров исследуемых ПН, что позволяет сделать некоторые обобщенные оценки по статическим потерям на КЭ для любых условий и параметров в пределах условий реализации режима ПНТ.

Для того чтобы сравнить статические потери на КЭ между режимами ПНТ-1 и ПНТ-2, необходимо найти отношение потерь только на КЭ, так как разница между статическими потерями на рекуперативном диоде для этих режимов несущественна. Тогда отношение статических потерь на КЭ для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 при прочих равных условиях с учетом статических потерь на шунтирующем МДП-ключ диоде для режима ПНТ-2 может быть найдено как

+ M,

P

отн ПНТ-1

-1(J ) =-

max КЭ ПНТ

-1( J ) • 4 V J

M

max КЭ ПНТ-2

(J *) _2 +

-1

+ 1M

M

+ 1M,

Рот

l(J)=

max КЭ ПНТ-1 (J )_2 +

1

max КЭ ПНТ-

M

max КЭ ПНТ-2

-2(J ) 2 +

+ (M max КЭ (J ) • A2

где ив /(/¡Коу ,) - коэффициент, который необходим, чтобы числитель каждого члена выражения был одинаковым, здесь П0 - прямое падение напряжения на шунтирующем диоде, /а = 1н, у - коэффициент заполнения для ПН с ШИМ при прочих равных условиях.

Чтобы определить выражение (15) как функцию от 3 , необходимо найти коэффициент заполнения как функцию от 3 .

Если выразить уравнение (11) как ивх = ит1П /3 и подставить его в формулу у = ивых/ивх, то получим у(3 ) = 3 ивых /ит1П при фиксированном значении тока нагрузки и условии, что выражение (11) справедливо. А если ввести Л\ = ((Цвых /Цт^/Ю/Цо, где Ко - сопротивление канала МДП-транзистора в открытом состоянии, то уравнение (16) примет вид

max КЭ ПНТ-2 (J Г +

* I * \ 1

M max КЭ

Функция (17) показывает отношение статических потерь на КЭ в режиме ПНТ-1 к аналогичным потерям в режиме ПНТ-2 с учетом потерь на шунтирующем МДП-ключ диоде.

При фиксированном входном напряжении, когда справедливо равенство (12), функция (17) примет вид

Если шунтирующий диод для режима ПНТ-2 и последовательный диод для режима ПНТ-1 различны, то коэффициент А необходимо пересчитать отдельно для числителя и знаменателя функций (19) и (20).

Совокупность кривых при разных значениях коэффициента А для функций (17), (18) и (19), (20) приведена ниже (рис. 5).

Все представленные выше вычисления приводились при допущении, что ДРф << 2/н в установившемся режиме, при этом точность предложенного метода сравнительной оценки будет снижаться с приближением соотношения 0,5- Д1Г //„ к единице.

ф

Для сравнения режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 по статическим потерям мощности необходимо, чтобы другие в иды потерь в двух сравниваемых ПН имели одну и ту же природу при прочих равных условиях. Как показали экспериментальные исследования, в режиме ПНТ-2 следствием протекания отрицательной полуволны тока через встроенный в МДП-ключ диод является процесс его обратного восстановления, что приводит к возникновению дополнительных динамических потерь. Типовым решением для устранения этого процесса является шунтирование МДП-ключа диодом с барьером Шоттки, рассчитанным на такое же блокирующее напряжение, что и МДП-ключ. Эксперимент, в котором были использованы МДП-ключ и диод Шоттки с блокирующим напряжением 150 В, показал, что полностью устранить процесс обратного восстановления встроенного диода не удается.

В ходе эксперимента были получены кривые КПД для разных вариантов КЭ (рис. 6) для обоих режимов ПНТ с параметрами элементов, представленными в табл. 3, при изменении 3 (рис. 7).

Рис. 6. Варианты КЭ на основе МДП-транзисторов для режимов ПНТ-1

94

2 82

1 1 1 аг 1 1 1

2 '  й ^ —

/ 5

- 4/

9 1 1 1 1 1

120 ____I__

Р Вт

а б

Рис. 7. Кривые КПД ПН с ПНТ с разными вариантами КЭ: а - при фиксированном входном напряжении ивх = 55 В; б - фиксированном выходном токе 1н = 5,34 А

Кривые 1 и 2 построены для режима ПНТ-1 с КЭ, приведенными на рис. 6, а и б соответственно, кривая 3 - для режима ПНТ-2 с КЭ с шунтирующим диодом Шоттки (рис. 6, д), кривые 4 и 5 - для режима ПНТ-2 с КЭ, приведенным на рис. 6, в, и КЭ в виде одного МДП-ключа (рис. 6, г). Максимальная частота коммутации составила 500 КГц при минимальном входном напряжении и максимальной выходной мощности для обоих режимов ПНТ. В эксперименте использовались диоды Шоттки 10СТр150 и МДП-транзисторы 1КРВ61Ш5Б.

Кривые 3, 4 и 5 показывают, что введение диода Шоттки ослабляет процесс обратного восстановления встроенного диода МДП-ключа, но не исключает его полностью. При возрастании параметра 3 значения

кривых КПД становятся близкими друг к другу, особенно кривых 1 и 3, различие между которыми определяется только статическими потерями КЭ. Ранее было отмечено, что чем ближе 3 к единице, тем меньше разница в статических потерях между режимами ПНТ-1 и ПНТ-2, и эта разница в идеальном случае, т. е. при идентичности всех элементов, будет равна нулю при 3 = 1. Таким образом, наиболее привлекательным типом КЭ для режима ПНТ-1 является КЭ на рис. 6, б, а для режима ПНТ-2 - КЭ на рис. 6, д.

В заключении представим теоретические и экспериментальные кривые, определяемые выражениями (19), (20), которые были построены для фиксированного входного напряжения ивх = 55 В и фиксированного выходного тока /н = 5,34 А (рис. 8).

1,2

Рис. 8. Теоретические и экспериментальные кривые, полученные по выражениям (19), (20), для фиксированного входного напряжения ивх = 55 В и фиксированного выходного тока 1н = 5,34 А

Экспериментальные кривые были получены для КЭ, изображенных на рис. 6, б и д, для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 соответственно.

Экспериментальные кривые на рис. 8 близки к теоретическим во всем диапазоне измерений, что подтверждает предложенный в данной статье подход к сравнительной оценке статических потерь, который позволяет оценивать разницу статических потерь на КЭ между режимами ПНТ-1 и ПНТ-2 при различных условиях, определяемых одним показателем А. Необходимо также отметить, что КЭ для каждого из исследуемых режимов ПНТ различаются (см. рис. 6), и если исключить процесс обратного восстановления встроенного в МДП-ключ диода в режиме ПНТ-2, то его КПД может быть выше, чем КПД диода в режиме ПНТ-1 для диапазона т < 3 < 1, где т - значение 3 при Ротн ПНТ = 1 (см. рис. 5).

В данной статье предложен метод сравнительной оценки статических потерь мощности на КЭ традиционного ПН с ШИМ и последовательного квазирезо-нансного ПН с переключением при нулевых значениях тока, который показал, что:

- статические потери КЭ в ПН с ПНТ больше, чем в традиционном ПН с ШИМ, а их отношение имеет предел, который не зависит от параметров РК;

- в случае когда входное и выходное напряжения и ток нагрузки проектируемого ПН стабильны или изменяются незначительно, параметры РК должны быть подобраны таким образом, чтобы обеспечить параметр 3 близким к единице, при этом достигается минимум статических потерь на КЭ;

- если диапазон регулирования существенный, т. е. когда параметр 3 изменяется более чем на 10 %, то статические потери на КЭ для режима ПНТ-2 могут быть значительно больше по сравнению с режимом ПНТ-1 при идентичных КЭ. С другой стороны,

в режиме ПНТ-1 диапазон изменения частоты определяется как диапазоном токов нагрузки, так и входным напряжением.

Таким образом, квазирезонансный ПН с частотноимпульсной модуляцией, работающий в режимах ПНТ-1 и ПНТ-2, может иметь преимущество по КПД и удельной мощности в широком диапазоне регулирования по сравнению с традиционным ПН с ШИМ при прочих равных условиях, когда динамические потери КЭ при жестком режиме переключения будут больше, чем статические потери в режиме ПНТ при минимальном возможном параметре J и минимальной частоте преобразования.

Представленный метод может быть полезен при проектировании импульсного высокочастотного стабилизированного источника питания, когда возникает необходимость в выборе типа преобразователя напряжения между традиционным ПМ с ШИМ и ПН с режимом ПНТ-1 или ПНТ-2.

Библиографические ссылки

1. Abu-Qahouq J., Batarseh I. Unified Steady-State Analysis of Soft-Switching DC-DC Converters // IEEE Trans. Power Electronics. 2002. Vol. 17, № 5. P. 684-691.

2. Mammano R. Resonant Mode Converter Topologies // Unitrode Power Supply Design Seminar. New York, 1988. Topic 1. P. 1-12.

3. Анализ режимов работы квазирезонансного преобразователя напряжения / Н. Н. Горяшин и др. // Изв. высш. учеб. заведений. Приборостроение. 2011. В ып. 4. С. 7-13.

4. Erickson R. W. Fundamentals of Power Electronics. 1st ed. New York : Chapman and Hall, 1997.

5. Окснер Э. С. Мощные полевые транзисторы и их применение : пер. с англ. М. : Радио и связь, 1985.

N. N. Goryashin, A. A. Solomatova

ESTIMATION OF AGGREGATED LOSSES OF POWER IN A QUASI-RESONANT CONVERTER

The authors present a comparative analysis of aggregated losses of power in semiconductive elements of the traditional power converter with pulse-time modulation and quasi-resonant converter with zero-current key switching.

Keywords: quasi-resonant converter, zero-current key switching, aggregated losses of power.

© TopflmHH H. H., Co.TOMaTOBa A. A., 2011