СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ-ПРИЕМА СИГНАЛА В МНОГОПОЛЬЗОВАТЕЛЬСКОЙ СИСТЕМЕ РАДИОСВЯЗИ С МНОЖЕСТВОМ ПЕРЕДАЮЩИХ И МНОЖЕСТВОМ ПРИЕМНЫХ АНТЕНН
SIGNAL RECEIVING/TRANSMITTING METHOD IN MULTIPLE-USER RADIO COMMUNICATION SYSTEM WITH MANY TRANSMITTING AND RECEIVING ANTENNAE

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способу передачи-приема сигнала в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн.
Технология использования нескольких передающих и нескольких приемных антенн привлекает внимание как эффективный способ повышения пропускной способности канала связи, не требующий для этого дополнительных затрат радиочастотного спектра. В системах радиосвязи, использующих данную технологию, канал связи между передающей и приемной стороной имеет множество входов (multiple inputs) - передающих антенн, и множество выходов (multiple outputs) - приемных антенн, вследствие чего технология получила название MIMO (multiple-input-multiple-output).
Всю совокупность каналов распространения сигнала между передающими и приемными антеннами принято называть каналом MIMO. Один из способов увеличения пропускной способности состоит в одновременной передаче различных информационных потоков по различным пространственным подканалам канала MIMO. Данный способ известен как пространственное мультиплексирование (spatial multiplexing) (см., например, G.J.Foshini, G.D.Golden, R.A.Valenzuela, "Simplified processing for high spectral efficiency wireless communication employing multi-element arrays", IEEE Selected Areas Communication, vol.17, pp.1841-1852, November, 1999 [1] и 802.16ТМ IEEE Standard for local and metropolitan area networks. Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems, 1 October 2004 [2]).
j,i
При пространственном мультиплексировании независимые информационные потоки передают через различные передающие антенны. На приемной стороне оценивают коэффициенты передачи h всех пространственных каналов связи, каждый из которых образован одной передающей и одной приемной антенной, где i, j - индексы передающей и приемной антенн соответственно. Из этих коэффициентов формируют канальную матрицу H, которую используют при приеме сигнала.
До недавнего времени весьма интенсивно развивались методы передачи-приема для однопользовательских каналов MIMO, охватывающих один приемник и один передатчик (в терминах зарубежных публикаций - point-to-point - от точки к точке).
Одним из наиболее серьезных препятствий на пути использования технологии MIMO в системе «от точки к точке» является необходимость размещения на абонентской станции (АС) нескольких антенн. Это довольно сложно реализовать, так как к абонентской станции, как правило, предъявляются требования малых габаритов и низкой стоимости.
Другая проблема использования однопользовательской технологии MIMO состоит в том, что увеличение пропускной способности зависит от рассеивающих свойств среды распространения сигнала. При этом для получения существенного выигрыша в пропускной способности требуется, чтобы среда распространения сигнала имела объекты рассеяния, а антенные системы имели антенны, удаленные друг от друга на большое расстояние.
Вариант решения данных проблем представляет многопользовательская технология MIMO. В данной технологии в качестве канала MIMO рассматривается канал, образованный несколькими антеннами базовой станции (БС), с одной стороны и антеннами нескольких абонентских станций (АС) с другой стороны. При этом каждая абонентская станция может иметь как несколько, так и только одну антенну.
Многопользовательские подходы дают возможность использовать дополнительные преимущества технологии MIMO.
Во-первых, появляется возможность увеличения пропускной способности за счет пространственного разделения пользователей, когда несколько абонентских станций используют для связи с БС один и тот же физический канал.
Во-вторых, многопользовательский канал MIMO имеет относительно низкую корреляцию между пространственными подканалами, за счет того, что они принадлежат различным абонентским терминалам. Это обеспечивает выигрыш в пропускной способности даже в среде с низким рассеянием.
В-третьих, появляется возможность реализовывать алгоритмы MIMO в случае, когда абонентское оборудование имеет одну или небольшое количество антенн.
К настоящему моменту имеется достаточно практичное решение для многопользовательского алгоритма MIMO в обратном канале системы связи (от абонентских станций к базовой). Это способ совместного пространственного мультиплексирования (collaborative spatial multiplexing), используемый для передачи сигналов от нескольких абонентских терминалов на базовую станцию. Данное решение предусмотрено современными стандартами связи (см., например, [2]).
Однако проблема увеличения емкости наиболее актуальна для прямого канала - от базовой станции к абонентским терминалам, по которому передаются наиболее объемные и высокоскоростные потоки данных. В то же время пока не разработано простого и эффективного многопользовательского алгоритма для прямого канала системы связи MIMO. Реализация многопользовательских подходов MIMO в прямом канале сталкивается с двумя основными проблемами. Прежде всего, это необходимость обеспечивать передатчик информацией о канале связи. Другая проблема состоит в том, что в отличие от однопользовательского канала MIMO в многопользовательском канале практически невозможна совместная обработка сигналов различных абонентских терминалов.
Таким образом, весьма актуальной является задача разработки многопользовательского алгоритма передачи-приема сигнала в прямом канале системы связи MIMO.
Реализация многопользовательской технологии в прямом канале обычно состоит в преобразовании сигнала, которое выполняется перед его передачей в эфир, в силу чего преобразование часто называют предварительным преобразованием или кодированием (precoding). Известно несколько многопользовательских подходов MIMO в прямом канале. К ним относятся «кодирование грязной страницы» (dirty paper coding) (см., например, M.Airy, A.Forenza, R.W.Heath, Jr.S.Shakkottai, "Practical Costa precoding for the multiple antenna broadcast channel", IEEE Global Telecommunications Conference, GLOBECOM, 29 Nov.-3 Dec. 2004, Volume 6, Page(s): 3942-3946 [3]), блочная диагонализация (block diagonalization) (см., например, Q.H.Spencer, and M.Haardt, "Capacity and Downlink Transmission Algorithms for a Multi-user MIMO Channel", Signals, Systems and Computers, 2002. Conference Record of the Thirty-Sixth Asilomar Conference, Volume 2, Issue, 3-6 Nov. 2002 Page(s): 1384-1388 [4]) и различные методы линейного многопользовательского предварительного кодирования (multiuser precoding) (см., например, J.C.Mundarath, J.H.Kotecha, "Zero-Forcing Beamforming for Non-Collaborative Space Division Multiple Access", Proceedings of 2006 IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing ICASSP, 14-19 May 2006, Volume: 4, page(s): IV-IV [5] и A. Wiesel, Y.С.Eldar, and Sh.Shamai, "Optimal Generalized Inverses for Zero Forcing Precoding", 41st Annual Conference on Information Sciences and Systems, CISS '07, 14-16 March 2007, pages: 130-134 [6]).
Большинство из этих методов обладает высокой сложностью реализации и требует серьезных исследований, направленных на их практическое применение.
Например, в алгоритме [4] блочной диагонализации многопользовательское предварительное преобразование (кодирование) сигнала выполняют таким образом, что канал MIMO трансформируется в ортогональные пространственные подканалы, соответствующие различным пользовательским терминалам. При этом данные каналы не создают взаимных помех. Прием-передачу сигналов для каждого абонентского терминала выполняют в соответствующем пространственном подканале с использованием какого-либо из известных однопользовательских алгоритмов MIMO.
Для реализации этого подхода необходимо оценить коэффициенты передачи всех пространственных каналов связи и сформировать канальную матрицу. Информация о канальной матрице является вспомогательной контрольной информацией, которую тем или иным способом необходимо передать на базовую станцию. После этого базовая станция должна выполнить декомпозицию канальной матрицы по сингулярным значениям. Полученную в результате информацию о правых сингулярных векторах БС использует в процессе передачи сигналов. При этом информацию о левых сингулярных векторах базовая станция должна передать абонентским терминалам с тем, чтобы они могли выполнить прием сигнала.
Такой алгоритм сложен для практической реализации, так как требует двусторонней передачи весьма объемных контрольных данных с высокой скоростью. Другим недостатком этого алгоритма является то, что он применим лишь для случая, когда абонентские терминалы имеют по две и более приемных антенн.
Известны более простые - линейные способы многопользовательского предварительного кодирования, к которым относятся способ минимума среднеквадратичной ошибки (minimum mean squared error - MMSE) и способ обращения в нуль (zero forcing - ZF), описанные в [5] и [6].
В этих алгоритмах предшествующая передаче обработка сигнала (предварительное кодирование) выполняется путем линейного преобразования, матрица которого формируется на основе инверсии или псевдоинверсии канальной матрицы Н. В результате такой предварительной обработки в каждой приемной антенне каждой из АС формируется только полезный сигнал без помех, создаваемых сигналами, предназначенными для других приемных антенн. Способы ZF и MMSE применимы для терминалов, оборудованных как одной, так и несколькими антеннами.
Один из наиболее простых методов многопользовательского предварительного кодирования - это метод инверсии канала или обращения в нуль (ZF).
1
S
1
S
T
Согласно методу инверсии канала из символов модуляции, предназначенных для одновременной передачи U абонентским терминалам, формируют пакет a,…, a, где S - суммарное количество приемных антенн абонентских станций, а количество символов, передаваемых каждой АС, равно количеству приемных антенн данной АС. Пакет представляют как вектор a=[a…a], элементами (или координатами) которого являются символы пакета. Из данного вектора формируют вектор передаваемых сигналов s путем умножения вектора а на инверсию канальной матрицы или псевдоинверсию, если матрица Н не квадратная. В дальнейшем для простоты будем рассматривать случай S=N, когда матрица Н квадратная. Тогда
Сигналы приемных антенн абонентских станций могут быть представлены как элементы вектора у, который, в свою очередь, может быть выражен как
где n - вектор шумовых составляющих приемных антенн, которые хорошо аппроксимируются как независимые Гауссовские случайные величины, х - нормированный вектор передаваемых сигналов, полученный следующим преобразованием вектора s:
- мощность сигнала, Е[γ] - матожидание γ.
Подстановкой (1) и (3) в (2) можно получить, что
S
где n - вектор шумовых составляющих приемных антенн AC, I - единичная диагональная матрица размерности S×S.
Из формулы (4) видно, что принимаемые сигналы пользователей являются взаимно независимыми и не создают взаимных помех. Однако нормировка (3) приводит к тому, что коэффициент передачи сигнала равен . Величина  в знаменателе этого выражения зависит от инверсии канальной матрицы Н и может быть весьма значительной, особенно при плохо обусловленной канальной матрице. Наличие этого коэффициента является основной причиной снижения относительной полезной мощности в точке приема и, вместе с этим, помехоустойчивости приема.
Таким образом, значительное увеличение мощности сигнала s за счет многопользовательской предварительной обработки является основным недостатком методов ZF и MMSE. Поскольку в системе связи существует ограничение на мощность передачи, то амплитуду сигнала линейно снижают (в соответствии с формулой (3)), однако это приводит к значительному снижению полезной мощности сигнала относительно шума в точке приема. В результате помехоустойчивость приема становится низкой.
Существует и другой способ ограничения мощности передачи, который позволяет избежать значительного снижения относительной полезной мощности в точке приема. В основе данного способа лежит операция нелинейного модульного редуцирования, которая давно применяется, в алгоритмах предварительной обработки сигнала (см., например, R.F.H.Fischer, С.Windpassinger, A.Lampe, J.B.Huber, "Space-Time Transmission using Tomlinson-Harashima Precoding", In Proc. 4th Int. ITG Conf., pp.139-147, Berlin, Jan. 2002 [7]).
Операция модульного редуцирования (modulo reducing) состоит в добавлении к действительной и мнимой части входного числа величин, кратных действительной величине А, называемой модулем. Входной величиной для данной операции является комплексное число, отражающее преобразованный сигнал. Добавляемые значения выбираются так, что суммарное комплексное число оказывается в центральной области комплексной плоскости, в которой располагаются все комплексные символы используемого созвездия модуляции. За счет этого мощность передаваемого сигнала снижается. Величина модуля известна как передающей, так и приемной стороне, что позволяет восстановить редуцированный сигнал в процессе приема.
Наиболее эффективный способ использования нелинейного модульного редуцирования основан на применении алгоритма векторного возмущения (vector perturbation), описанного в статье Christoph Windpassinger, Robert F.H.Fischer, and Johannes B.Huber, "Lattice-Reduction-Aided Broadcast Precoding", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL.52, NO.12, DECEMBER 2004, pp.2057-2060 [8].
Векторное возмущение состоит в том, что к вектору информационных символов а прибавляют некоторый возмущающий вектор р. В результате сигнал после многопользовательского преобразования может быть представлен как
Действительные и мнимые части элементов вектора p определяют кратными величине модуля А, выбираемой таким образом, что
где Re a, Im a - действительная и соответственно мнимая части любого комплексного символа используемого созвездия модуляции.
Сигнал у, принимаемый в канале каждой приемной антенны каждой абонентской станции, подвергают операции нелинейного модульного редуцирования, формируя в результате следующий сигнал
где
- максимальное целое число, не превышающее х.
Основным свойством операции нелинейного модульного редуцирования является то, что она инвариантна к добавлению величин, кратных А:
где r - любое целое число.
В силу этого свойства после выполнения модульного редуцирования сигналы приемных антенн всех АС могут быть представлены вектором
S
где I - единичная диагональная матрица размерности S×S.
S
Данное равенство показывает, что векторы передаваемых и принимаемых сигналов связаны линейно с помощью диагональной матрицы I. То есть в результате предшествующего передаче многопользовательского преобразования в каждой из приемных антенн сформирован соответствующий ей передаваемый сигнал без помех, создаваемых сигналами, передаваемыми для других приемных антенн.
-1
opt
Максимальная эффективность многопользовательского преобразования достигается тогда, когда выбором вектора p мощность передаваемого сигнала х=Н·(a+p) снижается в максимальной степени. Поэтому в передатчике необходимо определить оптимальный возмущающий вектор p, таким образом, что добавление его к вектору информационных символов а обеспечит минимум мощности сигнала после предварительного многопользовательского кодирования:
где  - множество S-мерных векторов, элементы которых имеют целочисленные действительную и мнимую части.
2
S
2
S
Решение оптимизационной задачи (12) затрудняется тем, что множество целых чисел не ограничено, в силу чего множество  бесконечно. Поэтому поиск решения методом перебора всех значений множества  невозможен. Даже если ограничить множество рассматриваемых целых чисел несколькими наиболее близкими к нулю значениями, например {-2,-1,0,1,2}, то и в этом случае множество поиска может быть весьма велико. Например, это множество состоит из (5)=625 векторов при S=2 и (5)=390625 векторов при S=4. Поэтому метод перебора для решения (12) приводит к значительному увеличению сложности реализации.
Один из подходов к решению оптимизационной задачи (12) состоит в использовании редукции базиса решетки, как описано в [8]. Данный способ является наиболее близким к заявляемому способу. Способ-прототип заключается в следующем.
Способ передачи-приема сигнала в системе радиосвязи, включающей передающую станцию, оборудованную N передающими антеннами, и U приемных станций, каждая из которых оборудована, по меньшей мере, одной приемной антенной, где U≥2, а суммарное количество приемных антенн приемных станций S удовлетворяет условию 1<S≤N, заключается в том, что
оценивают коэффициенты передачи совокупности пространственных каналов связи, каждый из которых образован одной передающей антенной передающей станции и одной приемной антенной приемной станции,
осуществляют передачу-прием сигналов между передающей станцией и приемными станциями, для чего:
- на передающей станции из U информационных сообщений, предназначенных для передачи U приемным станциям, формируют U соответствующих множеств символов модуляции,
- из сформированных множеств символов модуляции формируют пакеты по S символов модуляции в каждом, включая в пакет по одному символу модуляции на каждую из приемных антенн приемных станций,
1
S
T
- представляют каждый пакет в виде вектора передаваемых символов модуляции a=[a…a],
- используя оценки коэффициентов передачи пространственных каналов, формируют канальную матрицу Н,
r
r
- из вектора передаваемых символов модуляции а и канальной матрицы Н формируют реально-значные вектор a и матрицу H в соответствии с формулами
где ReY, ImY - элементы матриц, составленных из действительных и соответственно мнимых частей соответствующих элементов матрицы Y,
r
r
- из реально-значной канальной матрицы H формируют матрицу W линейного многопользовательского преобразования сигнала
r
r
- путем редукции базиса решетки матрицы W формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, умножение на которую преобразует матрицу линейного многопользовательского преобразования в матрицу Z=WT, имеющую заведомо низкое число обусловленности,
- используя матрицу Т, определяют возмущающий вектор по формуле
где Q(x) - вектор, полученный из вектора x округлением его элементов до ближайших целых чисел, А - действительное число, такое, что действительная Re a и мнимая Im a части любого символа модуляции по абсолютной величине строго меньше А/2:
- формируют возмущенный реально-значный вектор передаваемых символов модуляции путем суммирования реально-значного вектора передаваемых символов модуляции и возмущающего вектора и выполняют линейное многопользовательское преобразование полученного возмущенного реально-значного вектора символов модуляции, формируя, таким образом, реально-значный вектор передаваемых сигналов:
r
- из полученного реально-значного вектора передаваемых сигналов x формируют вектор передаваемых сигналов
r
r
где j - мнимая единица, а через x(n:m) обозначен вектор, составленный из последовательности элементов вектора x с n-го по m-й,
- совокупность сигналов, определяемых элементами вектора передаваемых сигналов x, передают через все передающие антенны - по одному сигналу через антенну;
принимают сигналы на каждой из U приемных станций, причем в канале каждой приемной антенны осуществляют прием, в процессе которого
- формируют сигнал у как комплексное число с модулем и аргументом, отражающими соответственно амплитуду и фазу сигнала, принимаемого каналом данной антенны;
- определяют реальную и мнимую части сигнала у
- с полученными сигналами z и с выполняют операцию модульного редуцирования с модулем, равным А:
,
где  - целая часть x, то есть максимальное целое число, не превышающее x,
- из сигналов  и  формируют комплексный сигнал  и, используя значения комплексного сигнала , сформированные в канале каждой приемной антенны, выполняют демодуляцию и декодирование принятого сигнала.
Данный способ передачи-приема сигнала в многопользовательской системе связи MIMO использует линейное многопользовательское преобразование сигнала, основанное на инверсии (или псевдоинверсии) канальной матрицы.
Это весьма эффективный способ предварительного многопользовательского кодирования, так как, во-первых, в результате такого преобразования подавляются взаимные помехи сигналов в приемных антеннах; во-вторых, приемной стороне не требуется никакой дополнительной служебной информации для демодуляции сигнала, вследствие чего возможна относительно простая реализация приемного устройства.
Однако за счет умножения сигнала на инверсию (или псевдоинверсию) канальной матрицы значительно увеличивается мощность сигнала. Для снижения мощности используется процедура векторного возмущения.
Причем оптимальный возмущающий вектор определяют как вектор, минимизирующий величину .
r
r
r
r
r
r
r
r
Задачу определения оптимального возмущающего вектора можно представить как задачу поиска вектора W·p, максимально близкого к вектору - W·a. В теории матриц множество векторов W·p известно как пространство решетки матрицы W. Поиск в пространстве решетки значительно упрощается, когда матрица имеет низкое число обусловленности, которым является отношение максимального сингулярного значения матрицы к минимальному. При этом матрица имеет более высокую степень ортогональности столбцов, и решение уравнения W·p=-W·a можно аппроксимировать как
где Q(x) - округление элементов вектора x до ближайшего целого числа.
r
Точность такой аппроксимации зависит от степени ортогональности столбцов матрицы W или, что то же, от близости к единице ее числа обусловленности.
r
r
r
Для снижения числа обусловленности матрицы W используют метод редукции базиса решетки. При этом матрицу предварительного линейного преобразования W преобразуют в матрицу Z, имеющую заведомо низкое число обусловленности и, следовательно, более высокую степень ортогональности столбцов. Преобразование редукции базиса решетки состоит в формировании целочисленной матрицы Т с определителем, равным ±1, такой, что между исходной и преобразованной матрицами выполняется соотношение Z=WT.
После такого преобразования оптимальный возмущающий вектор находят как
Однако несмотря на то что преобразование редукции базиса решетки в среднем уменьшает число обусловленности матрицы и повышает степень ортогональности ее столбцов, оно не гарантирует идеальной ортогональности столбцов матрицы предварительного линейного преобразования. Вследствие этого выбранный таким образом возмущающий вектор не всегда обеспечивает минимум величины . Это обусловливает увеличение, во-первых, средней передаваемой мощности сигнала, а во-вторых, диапазона значений передаваемой мощности сигнала.
Первый из этих аспектов приводит к снижению пропускной способности канала за счет снижения мощности полезного сигнала в точке приема, вызванного нормировкой мощности при передаче. Второй аспект вызывает увеличение отношения пиковой мощности сигнала к средней. Это, в свою очередь, повышает требования к линейности усилителя и затрудняет реализацию способа в аппаратуре связи.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, заключается в повышении помехоустойчивости приема, а также увеличении пропускной способности канала связи.
Поставленная задача решается заявляемым способом передачи-приема сигнала в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн, при котором между передающей станцией, оборудованной N передающими антеннами, и U приемными станциями, каждая из которых оборудована, по меньшей мере, одной приемной антенной, где U≥2, а суммарное количество приемных антенн приемных станций S удовлетворяет условию 1<S≤N, осуществляют передачу-прием сигналов посредством F физических каналов, где F≥1, при этом выполняют следующие операции:
для каждого из F физических каналов оценивают коэффициенты передачи всевозможных пространственных каналов связи, каждый из которых образован одной передающей антенной передающей станции и одной приемной антенной приемной станции;
- на передающей станции из U информационных сообщений, предназначенных для передачи U приемным станциям, формируют U соответствующих множеств символов модуляции,
k
k
- из сформированных множеств символов модуляции формируют F пакетов по S символов модуляции в каждом, включая в каждый пакет по S символов модуляции для каждой k-й приемной станции, где S - количество приемных антенн k-й приемной станции,
1
S
T
- каждый символ модуляции представляют комплексным числом а, а пакет символов модуляции представляют в виде вектора передаваемых символов модуляции a=[a…a],
- используя оценки коэффициентов передачи пространственных каналов, формируют канальную матрицу Н используемого физического канала,
r
r
- из вектора передаваемых символов модуляции а и канальной матрицы Н формируют реально-значные вектор a и матрицу H в соответствии с формулами
где ReX, ImX - элементы матриц, составленных из действительных и соответственно мнимых частей соответствующих элементов матрицы Х, где Х обозначает любой из символов переменных в формулах (23),
r
r
- из реально-значной канальной матрицы H формируют матрицу W линейного многопользовательского преобразования сигнала,
r
r
- по реально-значному вектору a и матрице W линейного многопользовательского преобразования определяют оптимальный возмущающий вектор таким образом, чтобы минимизировать мощность передаваемого сигнала, при этом выполняют поиск оптимального возмущающего вектора среди множества векторов р, элементы которых кратны действительному числу А, определяемому таким образом, что действительная и мнимая части любого символа модуляции по абсолютной величине не превосходят А/2, а процедуру поиска выполняют таким образом, что
r
r
0
0
- используя вектор a и матрицу W, формируют вспомогательный вектор q, определяющий начальную точку поиска, таким образом, что вектор A·q принадлежит множеству возмущающих векторов p,
0
- последовательно для каждой координаты вспомогательного вектора q определяют оптимальную величину шага изменения, обеспечивающую максимальную степень сокращения мощности передаваемого сигнала, определяют субоптимальную величину шага, обеспечивающую меньшую степень сокращения мощности передаваемого сигнала, при этом величину шага выбирают из ограниченного множества целых чисел,
1
0
- формируют первый оптимизированный вектор q, прибавляя к каждой координате вспомогательного вектора qоптимальную величину шага изменения соответствующей координаты,
2
0
- определяют второй оптимизированный вектор q, прибавляя к каждой координате вспомогательного вектора q субоптимальную величину шага изменения соответствующей координаты,
1
2
1
2
- из первого q и второго q оптимизированных векторов формируют множество кандидатских векторов, включая в него векторы, каждая координата каждого из которых является соответствующей координатой первого q или второго q оптимизированных векторов, причем каждый из таких векторов включают во множество кандидатских векторов с учетом мощности передаваемого сигнала, соответствующей данному вектору,
r
r
opt
- используя реально-значный вектор a и матрицу линейного многопользовательского преобразования W, определяют оптимальный вспомогательный вектор q как вектор из множества кандидатских векторов, обеспечивающий минимум мощности передаваемого сигнала,
opt
r
opt
- используя оптимальный вспомогательный вектор q, величину А и матрицу W, формируют оптимальный возмущающий вектор p, завершая, таким образом, процедуру поиска оптимального возмущающего вектора,
- формируют возмущенный реально-значный вектор передаваемых символов модуляции путем суммирования реально-значного вектора передаваемых символов модуляции и оптимального возмущающего вектора, после чего выполняют линейное многопользовательское преобразование полученного возмущенного реально-значного вектора символов модуляции, формируя, таким образом, реально-значный вектор передаваемых сигналов по формуле
r
- из полученного реально-значного вектора передаваемых сигналов x формируют ненормированный вектор передаваемых сигналов
r
r
где j - мнимая единица, а через x(n:m) обозначен вектор, составленный из последовательности элементов вектора x с n-го по m-й;
0
T
- формируют вектор передаваемых сигналов x, умножая вектор ненормированных передаваемых сигналов x на нормирующий коэффициент C,
- осуществляют передачу совокупности сигналов, соответствующих элементам полученного вектора х, в соответствующем физическом канале через все передающие антенны - по одному сигналу через антенну;
- принимают сигналы на каждой из U приемных станций, причем в каждом физическом канале каждой приемной антенны осуществляют прием, в процессе которого выполняют следующую последовательность операций:
- формируют сигнал у как комплексное число с модулем и аргументом, соответствующими амплитуде и фазе принимаемого данным физическим каналом сигнала,
R
- нормируют сигнал у, умножая его на нормирующий коэффициент C, формируя, таким образом, нормированный сигнал
norm
- определяют реальную и мнимую части нормированного сигнала y
- с полученными сигналами z и с выполняют операцию модульного редуцирования с модулем А:
где  - целая часть x, то есть максимальное целое число, меньшее x,
- из сигналов  и  формируют комплексный сигнал
- используя значения комплексного сигнала , сформированные таким образом, в каждом физическом канале каждой приемной антенны, выполняют демодуляцию и декодирование принятого сигнала.
При этом, например, символы модуляции на передающей станции формируют таким образом, что каждое из U информационных сообщений, предназначенных для передачи U приемным станциям соответственно, представляют в виде последовательности двоичных символов, а затем выполняют кодирование, перемежение и модуляцию двоичных символов данной последовательности.
r
Матрицу W линейного многопользовательского преобразования сигнала формируют, например, как
r
где H - реально-значная канальная матрица соответствующего физического канала.
0
Вспомогательный вектор q, определяющий начальную точку поиска, формируют таким образом, что
r
r
путем редукции базиса решетки матрицы W формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, умножение на которую преобразует матрицу многопользовательского преобразования в матрицу Z=WT, имеющую заведомо низкое число обусловленности,
r
используя матрицу Т и реально-значный вектор передаваемых символов модуляции a, вспомогательный вектор определяют как
где Q(x) - вектор, полученный из вектора x округлением его элементов до ближайших целых чисел.
1
2
При формировании первого q и второго q оптимизированных вспомогательных векторов степень сокращения мощности передачи при изменении j-й координаты вектора определяют по степени сокращения решающей функции
j
где e - 2S-мерный вектор, j-я координата которого равна 1, а все остальные координаты имеют нулевые значения.
1
2
При формировании первого x и второго x оптимизированных векторов величину шага выбирают, например, из множества Z={-1,0,1,}.
При определении оптимального вспомогательного вектора мощность передаваемого сигнала оценивают по величине
opt
opt
r
Оптимальный возмущающий вектор p формируют, используя оптимальный вспомогательный вектор q, величину А и матрицу W, по формуле
r
r
где Т - целочисленная матрица с определителем, равным ±1, умножение на которую преобразует матрицу W в матрицу Z=WT, имеющую заведомо низкое число обусловленности.
T
При формировании вектора передаваемых сигналов нормирующий коэффициент C, выбирают таким образом, что средняя мощность передачи сигналов сформированного вектора передаваемых сигналов x равна мощности сигналов, передаваемых приемным станциям без многопользовательского преобразования.
R
Нормирующий коэффициент C устанавливают, например, равным обратной величине от нормирующего коэффициента передачи: .
Повышение помехоустойчивости приема и, вместе с тем, увеличение пропускной способности канала связи в заявляемом способе достигаются за счет использования новой последовательности операций способа, включающих процедуру векторного возмущения в сочетании с эффективным способом поиска возмущающего вектора, основанным на одномерной оптимизации решающей функции. Новыми относительно известного уровня техники являются следующие операции:
процедуру поиска выполняют таким образом, что
r
r
0
0
- используя вектор a и матрицу W, формируют вспомогательный вектор q, определяющий начальную точку поиска, таким образом, что вектор А·q принадлежит множеству возмущающих векторов p,
0
- последовательно для каждой координаты вспомогательного вектора q определяют оптимальную величину шага изменения, обеспечивающую максимальную степень сокращения мощности передаваемого сигнала, определяют субоптимальную величину шага, обеспечивающую меньшую степень сокращения мощности передаваемого сигнала, при этом величину шага выбирают из ограниченного множества целых чисел,
1
0
- формируют первый оптимизированный вектор q, прибавляя к каждой координате вспомогательного вектора qоптимальную величину шага изменения соответствующей координаты,
2
0
- определяют второй оптимизированный вектор q, прибавляя к каждой координате вспомогательного вектора q субоптимальную величину шага изменения соответствующей координаты,
1
2
1
2
- из первого q и второго q оптимизированных векторов формируют множество кандидатских векторов, включая в него векторы, каждая координата каждого из которых является соответствующей координатой первого q или второго q оптимизированных векторов, причем каждый из таких векторов включают во множество кандидатских векторов с учетом мощности передаваемого сигнала, соответствующей данному вектору,
r
r
opt
- используя реально-значный вектор a и матрицу линейного многопользовательского преобразования W, определяют оптимальный вспомогательный вектор q как вектор из множества кандидатских векторов, обеспечивающий минимум мощности передаваемого сигнала,
opt
r
opt
- используя оптимальный вспомогательный вектор q, величину А и матрицу W, формируют оптимальный возмущающий вектор p, завершая, таким образом, процедуру поиска оптимального возмущающего вектора.
Кроме того, преимуществом заявляемого способа является возможность простой реализации приемника абонентской станции. При этом приемник АС реализуют в виде независимых каналов обработки сигналов различных приемных антенн.
Существенным достоинством заявляемого технического решения является и то, что возможна его реализация при наличии только одной приемной антенны у каждой из абонентских станций системы связи.
Еще одним важным достоинством заявляемого способа является его высокая эффективность практически в любой среде распространения. Поясним, что для повышения пропускной способности на основе традиционных однопользовательских способов MIMO необходимо, чтобы среда распространения обеспечивала минимальную степень корреляции пространственных каналов, соответствующих различным антеннам. Это не всегда реализуется на практике, особенно если антенны какой-либо из сторон связи недостаточно удалены или среда распространения сигналов имеет слабое рассеяние.
В то же время способ согласно предлагаемому изобретению обеспечивает выигрыш в пропускной способности даже в среде с относительно низким рассеянием, так как антенны приемной стороны принадлежат различным абонентским терминалам, вследствие чего их сигналы имеют низкую корреляцию независимо от свойств среды распространения сигнала.
Далее заявляемое техническое решение поясняется примерами выполнения и чертежами.
На Фиг.1 представлена структурная схема многопользовательской системы радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн, в которой осуществляют заявляемый способ.
На Фиг.2 представлена структурная схема передатчика многопользовательской системы радиосвязи MIMO-OFDM, на котором осуществляют заявляемый способ.
На Фиг.3 показана структурная схема формирователя сигналов группы АС совместного обслуживания.
На Фиг.4 приведена структурная схема узла формирования информационных пакетов.
На Фиг.5 иллюстрируется структурная схема узла многопользовательской обработки.
На Фиг.6 представлена структурная схема приемника АС.
На Фиг.7 показана структурная схема блока обработки сигнала приемной антенны.
На Фиг.8 представлены характеристики BER алгоритмов, соответствующих заявляемому способу и известным способам многопользовательской технологии MIMO.
Ниже описан пример предпочтительного осуществления заявляемого способа передачи-приема сигналов в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн. При этом не исключается возможность других вариантов реализации.
Способ передачи-приема сигналов в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн согласно заявляемому изобретению реализуют в системе, которая содержит базовую станцию (БС) и, по меньшей мере, две абонентские станции (АС). Структура такой системы радиосвязи, состоящей из одной базовой станции БС 1 и L абонентских станций АС 6.1-6.L, показана на Фиг.1.
БС 1 оборудована N антеннами 5.1-5.N.
i
i
i
Каждая i-я AC (i=1, … L) из L АС 6.1-6.L оборудована приемо-передающими антеннами 7.1-7.S, выходы и входы которых соединены соответственно с входами и выходами соответствующих им приемников 8.1-8.L и передатчиков 9.1-9.L. Количество антенн S у различных AC (i=1, … L) может быть различным. При этом в состав системы могут входить как АС, оборудованные одной антенной, так и AC, оборудованные несколькими антеннами, то есть N≥S≥1. В частном случае все абонентские станции могут иметь по одной антенне.
Заявляемое изобретение осуществляют в прямом канале представленной на Фиг.1 системы связи с целью увеличения ее пропускной способности.
В системах с высокой скоростью передачи данных, как правило, используют весьма широкую полосу частот. В этих условиях канал MIMO испытывает искажения частотной селективности, которые во временной области проявляются как многолучевость. Эффективным методом борьбы с многолучевостью является ортогональное частотное разделение каналов - orthogonal frequency division multiplexing - (OFDM), которое эквивалентно представлению одного частотно-селективного канала множеством частотных подканалов, в которых частотная селективность отсутствует. Данный факт нашел отражение в развивающихся стандартах современных систем связи, таких как IEEE 802.16, 802.20, где предусмотрены все основные механизмы использования технологии MIMO-OFDM.
Реализация способа заявляемого изобретения рассмотрена ниже на примере системы связи MIMO-OFDM.
В многопользовательских системах радиосвязи передача-прием сигналов между передающей и приемными станциями осуществляется посредством множества физических каналов связи. В системах OFDM в качестве данных физических каналов используют ортогональные частотные подканалы, соответствующие различным частотным поднесущим сигнала OFDM.
Увеличение пропускной способности заявляемым способом реализуется за счет совместного обслуживания нескольких абонентских станций посредством одних и тех же физических каналов.
Для того чтобы сигналы не создавали взаимных помех в точках приема, на БС непосредственно перед передачей выполняют совместную обработку сигналов данных АС. При этом используют информацию о канале связи.
Для реализации этого способа необходимо, чтобы суммарное количество антенн абонентских станций не превышало количество антенн базовой станции. Если, например, БС оборудована четырьмя антеннами, N=4, то одновременно можно обслужить группу из четырех АС, имеющих по одной антенне, или из двух АС, каждая из которых имеет по две антенны, или же группу из одной АС с одной приемной антенной и одной АС с тремя приемными антеннами.
Данное требование ограничивает количество одновременно обслуживаемых абонентов. Однако в системе связи может быть гораздо большее число пользователей. Поэтому в блоке управления четырех БС 1 выполняют организацию АС 6.1-6.L путем объединения их в группы. В процессе организации из всего множества АС формируют группы АС совместного обслуживания. Кроме того, часть АС в системе обслуживаются индивидуально, то есть обычным способом, предусмотренным используемым стандартом связи.
В каждой группе совместного обслуживания все АС обслуживают совместно в частотных подканалах, общих для АС данной группы. В группе АС индивидуального обслуживания каждую АС обслуживают индивидуально посредством частотных подканалов, выделенных только данной АС. В процессе группировки используют различные параметры, например количество антенн, степень загрузки БС, долговременную информацию о канале связи, индикатор качества канала каждой АС и др.
Заявляемый способ может быть использован в группе АС совместного обслуживания.
С целью простоты изложения, но без нарушения общности, в дальнейшем описании предполагается, что каждая из М групп АС совместного обслуживания состоит из U абонентских станций. Каждая АС оборудована G приемными антеннами. При этом G удовлетворяет оговоренному ранее условию, согласно которому суммарное количество антенн S=U·G≤N. В дальнейшем описании также полагается, что каждая группа АС использует для связи F частотных поднесущих.
На Фиг.2 выполнена структурная схема передатчика 2 системы связи MIMO-OFDM, на котором реализуют способ согласно заявляемому изобретению.
Передатчик 2 (Фиг.2) содержит:
формирователи 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания, где М - количество групп АС совместного обслуживания,
формирователь 12 сигналов для АС индивидуального обслуживания,
формирователь 13 вспомогательных сигналов,
модуляторы 14.1-14.N OFDM.
При этом первые U входов каждого из М формирователей 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания и входы формирователя 12 сигналов для АС индивидуального обслуживания образуют первые входы передатчика 2 и являются входами информационных сообщений, вторые F входов каждого из М формирователей 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания образуют вторые входы передатчика 2 и являются входами оценок канальных матриц, N выходов каждого из М формирователей 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания соединены соответственно с первыми входами N модуляторов 14.1-14.N OFDM, вторые входы которых соединены с N выходами формирователя 12 сигналов для АС индивидуального обслуживания, третьи входы N модуляторов 14.1-14.N OFDM соединены с N выходами формирователя 13 вспомогательных сигналов, выходы N модуляторов 14.1-14.N OFDM соединены соответственно с входами N передающих антенн 15.1-15.N, выходы которых являются выходами передатчика 2.
На первые U входов каждого из формирователей 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания поступают информационные сообщения, предназначенные для передачи АС соответствующей группы. На вторые F входов каждого из формирователей 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания поступают оценки канальных матриц тех поднесущих, которые используются для обслуживания АС соответствующей группы.
На каждом из N выходов каждого из М формирователей 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания формируются сигналы F поднесущих, предназначенные для передачи через соответствующую передающую антенну.
Информация о количестве используемых поднесущих и их порядковых номерах поступает в виде управляющих сигналов из блока управления БС через управляющие входы формирователей 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания.
Из соображений удобства чтения в структурных схемах (Фиг.2-5) не показаны сигналы управления, хотя подразумевается, что они поступают из блока 4 управления БС на управляющие входы блоков, входящих в состав структурных схем устройств, на которых осуществляют заявляемый способ.
Сигналы, предназначенные для передачи группам АС совместного обслуживания, сформированные на выходах формирователей 11.1-11.М сигналов для АС групп совместного обслуживания, поступают на входы модуляторов 14.1-14.N OFDM.
Сигналы для АС индивидуального обслуживания формируют в формирователе 12. При этом в блоке 4 управления БС определяют поднесущие для связи с каждой из АС. При формировании сигналов учитывают информацию о данных поднесущих, а также видах модуляции, способах кодирования и способах передачи-приема, предусмотренных используемым стандартом связи и определенных в системе для абонентских станций индивидуального обслуживания (см. [2]).
Сигналы, предназначенные для передачи АС индивидуального обслуживания, сформированные на выходах формирователя сигналов для АС 12 индивидуального обслуживания, поступают на вторые входы модуляторов 14.1-14.N OFDM.
В формирователе 13 вспомогательных сигналов формируют вспомогательные сигналы, необходимые для реализации связи в системе MIMO-OFDM, такие как пилотные сигналы (pilot signals), сигналы нулевых несущих (null carrier), защитных полос (guard bands), несущих постоянного тока (DC carrier (см. [2]).
[1] Сигналы, сформированные в формирователях 12 и 13, поступают соответственно на вторые и третьи входы модуляторов 14.1-14.N OFDM. Таким образом, на входы каждого модулятора 14.1-14.N OFDM поступают сигналы всех частотных поднесущих, предназначенные для передачи через передающую антенну, соединенную с выходом данного модулятора OFDM. В модуляторах 14.1-14.N OFDM выполняют типовые операции по формированию OFDM сигнала (обратное дискретное преобразование Фурье, добавление циклического префикса - см., например, John G.Proakis, "Digital Communication", McGrow-Hill, Third Edition [9], а также преобразование в аналоговую форму, перенос в область радиочастоты и обработку сигнала на радиочастоте). После этого сформированные радиосигналы передают через передающие антенны 15.1-15.N.
Для лучшего понимания реализации изобретения рассмотрим подробнее работу формирователя 11.1-11.М сигналов группы АС совместного обслуживания, структурная схема одного из которых представлена на Фиг.3, как пример реализации. Формирователь сигналов группы АС совместного обслуживания состоит из узла 16 формирования информационных пакетов и F узлов 17.1-17.F многопользовательской обработки, где F - количество частотных подканалов, выделяемых для связи с абонентами группы АС совместного обслуживания. При этом U входов узла формирования информационных пакетов 16 образуют первые входы формирователя 11 сигналов АС группы совместного обслуживания и являются входами информационных сообщений, F выходов узла 16 формирования информационных пакетов соединены соответственно с первыми входами F узлов 17.1-17.F многопользовательской обработки, вторые входы которых образуют вторые входы формирователя 11 сигналов АС группы совместного обслуживания и являются входами сигналов оценки канальных матриц, N выходов каждого из F узлов 17.1-17.F многопользовательской обработки образуют выходы формирователя 11 сигналов АС группы совместного обслуживания.
С первых U входов формирователя 11 сигналов группы АС совместного обслуживания на входы узла 16 формирования информационных пакетов поступают U информационных сообщений, предназначенных для передачи соответственно U абонентским станциям данной группы абонентов. В узле 16 из этих сообщений формируют F последовательностей пакетов символов модуляции. Последовательность, сформированная на отдельном выходе узла 16, предназначена для передачи в соответствующем частотном подканале.
С каждого из F выходов узла 16 формирования информационных пакетов последовательность пакетов символов модуляции поступает на первый вход соответствующего узла 17.1-17.F многопользовательской обработки. На второй вход каждого узла многопользовательской обработки поступает оценка канальной матрицы соответствующего частотного подканала.
На каждом n-м выходе (n=1, … N) каждого f-го узла (f=1, … F) многопользовательской обработки формируется сигнал, предназначенный для передачи через n-ю передающую антенну в f-м частотном подканале.
Совокупность сигналов, сформированных таким образом на выходах узлов 17.1-17.F многопользовательской обработки, поступает на выходы формирователя 11 сигналов группы АС совместного обслуживания. С выходов формирователей 11.1-11.М данная совокупность сигналов поступает на соответствующие входы соответствующих им модуляторов 14.1-14.N OFDM (Фиг.2).
Рассмотрим подробнее процедуру формирования информационных пакетов. На Фиг.4 в качестве примера реализации заявляемого способа представлена структурная схема узла формирования информационных пакетов 16. Узел формирования информационных пакетов состоит из U параллельных каналов обработки сигнала, каждый из которых содержит последовательно соединенные подузел 18 кодирования, модулятор 19 и подузел 20 распределения по поднесущим, и F формирователей 21.1-21.F пакетов поднесущих, входы которых соединены соответственно с выходами подузлов 20.1-20.U распределения по поднесущим, а выходы F формирователей 21.1-21.F пакетов поднесущих являются выходами узла 16 формирования информационных пакетов.
Каждый из U параллельных каналов обработки сигнала осуществляет обработку сигнала одной из U абонентских станций группы АС совместного обслуживания. На U входов узла 16 формирования информационных пакетов поступают соответственно U информационных последовательностей двоичных символов. Данные последовательности поступают из блока 4 управления БС (Фиг.1), где формируются на основе информационных сообщений, предназначенных для передачи U абонентским станциям соответственно.
В подузле 18 кодирования каждого из U каналов обработки выполняют кодирование и перемежение входной последовательности двоичных символов. В модуляторе 19 выполняют модуляцию полученной кодированной последовательности двоичных символов. Операции кодирования, перемежения и модуляции выполняют в соответствии с выбранными видами кодирования и модуляции, а также алгоритмами перемежения, предусмотренными используемым стандартом связи (см., например, [2]).
Последовательность символов модуляции, сформированная на выходе модулятора 19, поступает на вход подузла 20 распределения по поднесущим, где данную последовательность распределяют между F частотными подканалами. Таким образом, на F выходах подузла 20 формируются подпоследовательности символов модуляции, предназначенные для передачи на соответствующих поднесущих.
С выходов подузлов 20.1-20.U сформированные подпоследовательности поступают на входы F формирователей 21.1-21.F пакетов поднесущих таким образом, что подпоследовательности различных абонентов, предназначенные для передачи на одной и той же поднесущей, поступают на входы формирователя 21.1-21.F соответствующей поднесущей.
В каждом из F формирователей 21.1-21.F пакетов формируют последовательность пакетов символов модуляции, предназначенных для передачи абонентским станциям обслуживаемой группы на соответствующей поднесущей.
1
S
T
Данные пакеты формируют таким образом, что каждый пакет содержит S символов модуляции, где S - суммарное количество приемных антенн данной группы абонентских станций. Причем количество символов, предназначенных для передачи каждой АС, соответствует количеству ее приемных антенн. Каждый пакет, сформированный на выходе любого из формирователей 21.1-21.F, в процессе дальнейшей обработки представляют как S-мерный вектор передаваемых символов модуляции a=[a,…a].
Сформированные таким образом последовательности пакетов символов модуляции с выходов F формирователей 21.1-21.F поступают на выходы узла формирования информационных пакетов 16.
Рассмотрим подробнее процедуру многопользовательской обработки, которую выполняют посредством узлов 17.1-17.F (Фиг.3).
Структурная схема узла 17 как пример реализации представлена на Фиг.5. Каждый из узлов 17.1-17.F многопользовательской обработки состоит из подузла 22 преобразования вектора сигнала, подузла 23 обработки канальной матрицы, подузла 24 суммирования, подузла 25 формирования возмущающего вектора, подузла 26 линейного преобразования и подузла 27 нормировки, при этом первым входом узла 17 многопользовательской обработки является вход подузла 22 преобразования вектора сигнала, а вторым входом - вход подузла 23 формирования канальной матрицы, выход подузла 22 преобразования вектора сигнала соединен с первыми входами подузла 24 суммирования и подузла 25 формирования возмущающего вектора, первый выход подузла 23 обработки канальной матрицы соединен со вторым входом подузла 25 формирования возмущающего вектора, третий вход которого объединен со вторым входом подузла 26 линейного преобразования и соединен со вторым выходом подузла 23 обработки канальной матрицы, выход подузла 25 формирования возмущающего вектора соединен со вторым входом подузла 24 суммирования, выход которого соединен с первым входом подузла 26 линейного преобразования, N выходов которого соединены с N входами подузла 27 нормировки, N выходов которого являются выходами узла 17 многопользовательской обработки.
Узел 17 многопользовательской обработки работает следующим образом.
r
С первого входа узла 17 на вход подузла 22 преобразования вектора сигнала поступает последовательность векторов а передаваемых символов модуляции одного из частотных подканалов, сформированная на соответствующем выходе узла формирования информационных пакетов. В подузле 22 S-мерный вектор передаваемых символов модуляции а преобразуют в 2S-мерный реально-значный вектор передаваемых символов модуляции a в соответствии с формулой
r
где Re a, Im a - векторы, составленные из действительных и соответственно мнимых частей соответствующих элементов вектора а. Сформированный таким образом реально-значный вектор a с выхода подузла 22 поступает одновременно на первые входы подузла 24 суммирования и подузла 25 формирования возмущающего вектора.
На вход подузла 23 обработки канальной матрицы со второго входа узла 17 поступает канальная матрица Н соответствующего частотного подканала.
j,i
Каждый элемент h канальной матрицы представляет собой оценку коэффициента передачи сигнала по пространственному каналу, образованному i-й передающей антенной БС и j-й приемной антенной данной группы абонентских станций. Данный коэффициент передачи обычно представляют как комплексное число, модуль которого отражает изменение амплитуды, а аргумент - изменение фазы сигнала при прохождении через соответствующий пространственный канал связи.
Возможны различные способы получения оценок данных коэффициентов. Например, если система связи использует временное разделение прямого и обратного каналов, то данные оценки формируют на базовой станции по сигналам обратного канала, принятым от абонентских станций. Если система связи использует частотное разделение прямого и обратного каналов, то оценки элементов канальной матрицы формируют в приемниках абонентских станций и передают на БС по каналу обратной связи. Способы оценки канала в системе MIMO-OFDM известны из литературы, например из публикации Z. Jane Wang, Zhu Han and K.J.Ray Liu, "A MIMO-OFDM Channel Estimation Approach Using Time of Arrivals", IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS, VOL.4, NO.3, MAY 2005, pp.1207-1213 [12].
В подузле 23 преобразования канальной матрицы реализуют следующий алгоритм.
r
1) Канальную матрицу Н, имеющую размерность S×N, преобразуют в реально-значную матрицу H размерности 2S×2N в соответствии с формулой
где ReH, ImH - матрицы, составленные из действительных и соответственно мнимых частей соответствующих элементов матрицы Н.
r
2) Из реально-значной канальной матрицы H формируют матрицу предварительного линейного преобразования сигнала по формуле
H
где (.) - символ транспонирования и комплексного сопряжения,
-1
(.) - символ инверсии матрицы.
r
Сформированная таким образом матрица W поступает на первый выход подузла 23 и далее на второй вход подузла 26 линейного преобразования и третий вход подузла 25 формирования возмущающего вектора.
r
r
3) Путем редукции базиса решетки матрицы W формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, умножение на которую преобразует матрицу предварительного линейного преобразования в матрицу Z=WT, имеющую заведомо низкое число обусловленности.
При этом используют, например, известный алгоритм редукции базиса решетки, названный по аббревиатуре имени авторов LLL (Lenstra-Lenstra-Lovasz) и представленный в публикации A.K.Lenstra, H.W.Lenstra, and L.Lovasz, "Factoring polynomials with rational coefficients", Mathematische Annalen, vol. 261, pp.515-534, 1982 [11].
Сформированная таким образом матрица Т с первого выхода подузла 23 поступает на второй вход подузла 25 формирования возмущающего вектора.
opt
Подузел 25 формирования возмущающего вектора выполняет процедуру поиска оптимального возмущающего вектора p.
0
1
2
opt
opt
opt
В соответствии с заявляемым способом в процессе данной процедуры формируют вспомогательный вектор q, определяющий начальную точку. Из него формируют два оптимизированных вспомогательных вектора q и q. Данные векторы используют для формирования множества кандидатских векторов. Из множества кандидатских векторов выбирают вектор q, минимизирующий мощность передаваемого сигнала. Из вектора q формируют оптимальный возмущающий вектор p.
Возможный вариант реализации данной процедуры представлен ниже. При этом не исключаются другие варианты реализации.
r
1. Используя матрицу Т и реально-значный вектор a передаваемых символов модуляции, вспомогательный вектор определяют как
где Q(x) - вектор, полученный из вектора x округлением его элементов до ближайших целых чисел, А - действительное число, такое, что действительная и мнимая части любого символа модуляции по абсолютной величине не превосходят А/2.
1
2
2. Определяют два оптимизированных вектора q и q следующим образом.
1
2
0
- 2а. - Устанавливают первоначальные значения первого и второго оптимизированных векторов как q=q=q. Счетчик координат вектора устанавливают в 1: j=1.
1
2
0
- 2b. - Определяют два значения шага λ и λ изменения j-й координаты вектора q, которым соответствуют два наименьших значения решающей функции
j
где e - 2S-мерный вектор, все элементы которого нулевые, кроме j-го, который равен 1.
j
1
j
2
lim
lim
При этом F(λ)≤F(λ), а значения шага выбираются из ограниченного множества целых чисел: λ∈Z, например Z={-1,0,1}.
1
2
- 2с. - Соответствующие значения решающей функции запоминают, например, как j-e координаты первого F и второго F векторов значений решающей функции
1
2
- 2d. - Используя λ и λ, определяют первый и второй оптимизированные векторы как
1
2
где, начиная с j=2, в правой части формул используются значения векторов q и q, полученные после оптимизации предшествующей j-1-й координаты.
- 2е. - Номер координаты j сравнивают с максимальным номером 2N. Если j<2N, то увеличивают j на 1 и возвращаются к шагу 2b.
1
2
Если j=2N, то процедуру определения оптимизированных векторов q, q заканчивают.
1
2
3. Из элементов первого и второго оптимизированных векторов q, q формируют множество кандидатских векторов следующим образом.
1
- 3а. - Первоначально множество кандидатских векторов определяют как множество, состоящее из первого оптимизированного вектора CandVec={q}. Счетчик координат вектора устанавливают в 1: j=1.
2
1
2
1
2
- 3b. - Сравнивают значения решающих функций F(j) и F(j). Если абсолютное значение разности между ними не превышает некоторый порог |F(j)-F(j)|≤Thresh, то j-е элементы всех векторов множества CandVec заменяют на j-й элемент q и полученное множество векторов включают во множество кандидатских векторов CandVec.
2
1
2
1
Если же различие между F(j) и F(j) превышает порог, |F(j)-F(j)|>Thresh, то переходят к следующему этапу 3с.
Порог определяют, например, как
где α - некоторая константа, например α=0.5.
- 3с. - Номер координаты j сравнивают с максимальным числом 2N. Если j<2N, то j увеличивают на 1 и возвращаются к шагу 3b, в противном случае формирование множества кандидатских векторов заканчивают.
4. Определяют оптимальный возмущающий вектор как
где
opt
r
opt
Сформированный таким образом оптимальный возмущающий вектор p с выхода подузла 25 поступает на второй вход подузла 24 суммирования, где суммируют реально-значный вектор передаваемых символов и оптимальный возмущающий вектор, формируя, таким образом, возмущенный реально-значный вектор передаваемых символов (a+p).
Возмущенный реально-значный вектор передаваемых символов с выхода подузла 24 поступает на первый вход подузла 26 линейного преобразования.
В подузле 26 выполняют предварительное линейное преобразование полученного возмущенного реально-значного вектора символов модуляции, формируя реально-значный вектор передаваемых сигналов в соответствии с формулой:
r
Из полученного реально-значного вектора передаваемых сигналов x в подузле 26 формируют ненормированный вектор передаваемых сигналов
r
r
где j - мнимая единица, а через x(n:m) обозначен вектор, составленный из последовательности элементов вектора x с n-го по m-й.
T
Таким образом, на N выходах подузла 26 линейного преобразования формируют соответственно N элементов ненормированного вектора передаваемых сигналов. С выходов подузла 26 данные сигналы поступают на соответствующие им входы подузла 27 нормировки, где формируют вектор передаваемых сигналов данного частотного подканала путем умножения ненормированных передаваемых сигналов на коэффициент нормировки C,
T
Коэффициент нормировки C - это действительное число, которое выбирают таким образом, чтобы средняя мощность передачи сигналов сформированного вектора x была равна мощности сигналов, передаваемых без многопользовательского преобразования. Это могут быть, например, пилот-сигналы, используемые для оценки канала на приемной стороне.
Совокупность сигналов, соответствующих элементам полученного вектора x, поступает на выходы подузла 27 нормировки и соответственно на выходы узла 17 многопользовательской обработки. Совокупность сигналов, соответствующих элементам полученного вектора x, передают в соответствующем частотном подканале через все передающие антенны - по одному сигналу через антенну. С этой целью сформированные сигналы поступают на входы модулятора OFDM.
Функции модуляторов 14.1-14.N OFDM описаны выше при реализации передатчика 2.
Рассмотрим подробнее реализацию заявляемого изобретения в приемнике АС, структурная схема которого представлена на Фиг.6.
Приемник АС содержит G приемных антенн и такое же количество блоков 28.1-28.G обработки сигналов приемных антенн и блок 29 декодирования, при этом входы блоков 28.1-28.G обработки сигналов приемных антенн образуют входы приемника AC, F выходов каждого блока 28.1-28.G обработки сигналов приемных антенн соединены с соответствующими им входами блока 29 декодирования, выход которого является выходом приемника АС.
Сигнал с каждой из G приемных антенн приемника АС поступает на вход соответствующего блока 28.1-28.G обработки сигнала. В каждом из блоков 28.1-28.G выполняют обработку сигнала, результатом которой являются F последовательностей двоичных символов, принятых соответствующей приемной антенной в подканалах F частотных поднесущих.
Каждый блок 28.1-28.G обработки сигнала приемной антенны (структурная схема как пример реализации представлена на Фиг.7) содержит демодулятор 30 OFDM, F узлов 31.1-31.F нормировки, такое же количество узлов 32.1-32.F модульного редуцирования и демодуляторов 33.1-33.F, при этом вход демодулятора 30 OFDM является входом блока 28 обработки сигнала приемной антенны, F выходов демодулятора 30 OFDM соединены со входами соответствующих им узлов 31.1-31.F нормировки, выходы которых соединены соответственно со входами F узлов 32.1-32.F модульного редуцирования, выходы которых соединены соответственно со входами F демодуляторов 33.1-33.F, выходы которых являются выходами блока 28 обработки сигнала приемной антенны.
В демодуляторе 30 OFDM выполняют обработку сигнала на радиочастоте, синхронизацию OFDM сигнала, удаление циклического префикса и дискретное преобразование Фурье, результатом которого являются сигналы F частотных поднесущих. Операции по демодуляции сигнала OFDM представлены, например, в [9].
Таким образом, на каждом из F выходов демодулятора 30 OFDM формируют сигнал у, который представляет собой комплексное число с модулем и аргументом, соответствующими амплитуде и фазе сигнала, принимаемого в данном частотном подканале.
Сигнал каждого из F частотных подканалов обрабатывают независимо в соответствующем подканале обработки, образованном последовательно соединенными узлом 31 нормировки, узлом 32 модульного редуцирования и демодулятором 33.
В каждом подканале обработки каждой приемной антенны осуществляют следующие операции.
R
В узле 31 нормировки нормируют сигнал у, умножая его на коэффициент нормировки C, формируя, таким образом, нормированный сигнал
R
R
где коэффициент нормировки C устанавливают, например, равным обратной величине от коэффициента нормировки передачи: . В приемнике АС коэффициент C определяют, например, с использованием пилот-сигналов, передаваемых одновременно с информационными сигналами.
norm
В узле 32 модульного редуцирования определяют реальную и мнимую части нормированного сигнала y
С полученными сигналами z и с в узле 32 выполняют операцию нелинейного модульного редуцирования с модулем, равным А:
где  - целая часть х, то есть максимальное целое число, меньшее х.
Из сигналов  и  формируют комплексный сигнал , который поступает на выход узла 32 модульного редуцирования и далее на вход демодулятора 33.
В демодуляторе 33 выполняют демодуляцию комплексного сигнала  обычным способом, формируя последовательность оценок принятых двоичных символов.
Сформированные таким образом последовательности оценок двоичных символов, принятые в F частотных подканалах, с выходов демодуляторов 33.1-33.F поступают на выходы блока 28 обработки сигнала приемной антенны и далее на соответствующие им входы блока 29 декодирования.
Таким образом (см. Фиг.6), сформированные последовательности с F выходов каждого из блоков 28.1-28.G поступают на соответствующие им входы блока 29 декодирования, где последовательности оценок двоичных символов объединяют и выполняют операции деперемежения и декодирования, обратные тем, которые использовались в подузлах 18.1-18.U кодирования передатчика 2 в БС 1 (Фиг.4).
Таким образом, на выходе блока 29 декодирования приемника абонентской станции формируют последовательность двоичных символов принятого сообщения.
Для оценки характеристик помехоустойчивости алгоритма передачи-приема сигнала, разработанного согласно способу по заявляемому изобретению, было выполнено компьютерное моделирование.
Для моделирования была разработана программная модель передатчика с четырьмя антеннами и четырьмя приемниками абонентских станций (АС), каждая из которых оборудована одной приемной антенной.
Разработанная модель соответствует одной группе АС совместного обслуживания. Структура такой модели описана выше и показана на Фиг.1-7.
Для простоты в программной модели был использован только один физический (частотный) канал для передачи-приема сигнала в многопользовательской системе связи MIMO.
Результаты моделирования многопользовательских алгоритмов MIMO при суммарной спектральной эффективности 8 бит/с/Гц приведены на Фиг.8.
B
0
B
0
B
0
Кривые на этой фигуре отражают зависимость BER от E/N, где BER - (bit error rate) - вероятность ошибки приема бита сигнала, усредненная по всем абонентским станциям, E/N - среднее отношение энергии бита сигнала E к спектральной плотности мощности шума N в точке приема. При этом предполагается, что условия приема и скорости передачи данных одинаковы для всех АС.
При моделировании алгоритмов использовалось сверточное кодирование со скоростью 1/2 и размером исходного блока некодированных двоичных символов 192 бита. Использовалась модель канала с блочным федингом и аддитивным Гауссовским шумом.
Моделирование алгоритмов:
- алгоритма предварительного кодирования MMSE,
- алгоритма прототипа и
- алгоритма заявляемого изобретения
выполнено для четырех абонентских станций, каждая из которых имеет по одной приемной антенне. Для передачи сигнала каждой АС использовалась модуляция 16QAM.
Представленные характеристики свидетельствуют о том, что в рабочей области значений BER (BER<=0.05) алгоритм, реализующий заявляемый способ, имеет максимальную помехоустойчивость относительно других рассматриваемых алгоритмов.
Таким образом, заявляемый способ передачи-приема сигнала в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн позволяет существенно повысить пропускную способность многопользовательской системы связи MIMO, так как выполняет одновременное обслуживание группы из нескольких абонентских станций в одном и том же физическом канале.
По помехоустойчивости алгоритм, реализующий заявляемый способ, превосходит известные многопользовательские алгоритмы MIMO [4] [Q.H.Spencer, and M.Haardt, "Capacity and Downlink Transmission Algorithms for a Multi-user MIMO Channel", Signals, Systems and Computers, 2002. Conference Record of the Thirty-Sixth Asilomar Conference, Volume 2, Issue, 3-6 Nov. 2002 Page(s): 1384-1388], [5] [J.C.Mundarath, J.H.Kotecha, "Zero-Forcing Beamforming for Non-Collaborative Space Division Multiple Access", Proceedings of 2006 IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing ICASSP, 14-19 May 2006. Volume: 4, page(s): IV-IV], [6] [A Wiesel, Y.C.Eldar, and Sh.Shamai, "Optimal Generalized Inverses for Zero Forcing Precoding", 41st Annual Conference on Information Sciences and Systems, CISS '07, 14-16 March 2007, pages: 130-134], а также алгоритм, послуживший прототипом заявляемому способу [8] [Christoph Windpassinger, Robert F.H.Fischer, and Johannes B.Huber, "Lattice-Reduction-Aided Broadcast Precoding", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL.52, NO.12, DECEMBER 2004, pp.2057-2060].
Повышение помехоустойчивости приема и, вместе с тем, увеличение пропускной способности канала связи в заявляемом способе достигаются путем использования новой последовательности операций, включающих процедуру векторного возмущения в сочетании с эффективным способом поиска возмущающего вектора, основанным на одномерной оптимизации решающей функции.
Кроме того, преимуществом способа согласно предлагаемому изобретению является возможность простой реализации приемника абонентской станции. При этом приемник АС реализуют в виде независимых каналов обработки сигналов различных приемных антенн.
Существенным достоинством данного изобретения является и то, что возможна его реализация при наличии только одной приемной антенны у каждой из абонентских станций системы связи.
Еще одним важным достоинством способа предлагаемого изобретения является его высокая эффективность практически в любой среде распространения. Поясним, что для повышения пропускной способности на основе традиционных однопользовательских способов MIMO необходимо, чтобы среда распространения обеспечивала минимальную степень корреляции пространственных каналов, соответствующих различным антеннам. Это не всегда реализуется на практике, особенно если антенны какой-либо из сторон связи недостаточно удалены или среда распространения сигналов имеет слабое рассеяние.
В то же время заявляемый способ обеспечивает выигрыш в пропускной способности даже в среде с относительно низким рассеянием, так как антенны приемной стороны принадлежат различным абонентским терминалам, вследствие чего их сигналы имеют низкую корреляцию независимо от свойств среды распространения сигнала.