СВЕРТОЧНО-БАЗИСНЫЙ КОРРЕКТОР

Область техники. Сверточно-базисный корректор (СБК) является полезной моделью, относящейся к радиосвязи и электросвязи. СБК предназначен для устранения межсимвольной интерференции в демодуляторах сигналов приемных устройств систем загоризонтной (в том числе тропосферной) радиосвязи с амплитудной и фазовой манипуляцией (включая QPSK), с целью повышения скорости передачи информации, увеличения энергетического потенциала и надежности связи, достигаемых за счет неявного разнесения. Предлагаемая полезная модель применима как при построении новых, так и при модернизации действующих серийных систем связи.
Уровень техники. Аналоги и их недостатки. В работе [1] был впервые показан технически реализуемый вариант построения передатчика дискретного сигнала с ограниченной полосой частот, который на приеме не создает межсимвольной интерференции. Идеи, предложенные в этой работе, систематически изложены в [2]. Эти идеи используются практически во всех современных системах цифровой связи. Известно, что линейные искажения в канале связи приводят к нарушению условий [1], что и является причиной появления межсимвольной интерференции. Обзоры [3] и [4] и монография [13] посвящены классическим подходам к коррекции межсимвольной интерференции.
К каналам радиосвязи, для которых задачи устранения межсимвольной интерференции при передаче дискретных сигналов имеют особое значение можно отнести каналы загоризонтной радиосвязи, в том числе тропосферной.
Каналы тропосферной и коротковолновой связи относятся к каналам с рассеянием но времени. В работе [5] и других, в том числе [15], показано, что качество передачи дискретных сигналов по каналам с рассеянием по времени может быть повышено за счет того, что случайное рассеяние по времени (многолучевость) создает неявное или скрытое разнесение, которое может использоваться наряду с явным, широко используемым при построении тропосферных и коротковолновых станций.
К числу устройств, широко применяемых для устранения межсимвольной интерференции, следует отнести линейные гармонические корректоры [13] и устройства. сочетающие линейную гармоническую коррекцию с использованием обратной связи по решению [6, 11].
В авторском свидетельстве [16] предлагается при приеме фазоманипулированных сигналов перед линейной гармонической коррекцией, устраняющей межсимвольную интерференцию, производить разложение сигнала на отдельные спектральные составляющие. В этом случае появляется возможность устранения межсимвольной интерференции без существенного увеличения уровня аддитивных шумов в каждом из параллельных каналов спектральной обработки сигнала, а результаты, полученные в каждом из таких каналов, линейно суммировать в соответствии с весовыми коэффициентами, определяемыми отношением сигнал-шум в этих каналах. Это решение позволяет избежать существенного ухудшения результирующего отношения сигнал-шум при обработке фазоманипулированных сигналов, но приводит к увеличению числа интерферирующих сигнальных посылок в каждом из параллельных каналов спектральной обработки, что, в свою очередь, усложняет работу линейных гармонических корректоров. Число корректоров совпадает с числом каналов параллельной обработки, что увеличивает объем необходимой аппаратуры.
В авторском свидетельстве [17] предлагается в каналах с многолучевостью для повышения помехоустойчивости использовать комбинацию эффектов от явного разнесения (по частоте и/или пространству) и от неявного разнесения (за счет рассеяния по времени). Параллельная обработка сигнала, предлагаемая в [17], состоит в:
- расфильтровке сигналов каждого из явных каналов разнесения с помощью нескольких фильтров (одинаковых во всех каналах явного разнесения),
- ранжировании сигналов на выходе каждого из однотипных фильтров по величине отношения сигнал-шум,
- линейном комбинировании сигналов разных фильтров, имеющих один и тот же ранг отношения сигнал-шум, с последующей весовой обработкой сигналов, получаемых после линейного комбинирования,
- фазовой коррекции результирующего суммарного сигнала.
Основным недостатком устройства [17] является неполное использование потенциала неявного разнесения. Действительно, линейное комбинирование сигналов разных фильтров, имеющих один и тот же ранг, позволяет снижать уровень межсимвольной интерференции в каждом из каналов такого комбинирования, но это делается за счет некоторого повышения уровня аддитивных шумов при «подтягивании» сигналов на выходе фильтров, имеющих меньший уровень, до значений, которые гарантируют устранение межсимвольной интерференции.
Прототип. В качестве прототипа для полезной модели выбрано авторское свидетельство [18]. Структурная схема прототипа дана на фиг.14 (14.1 - блок формирования исходного сигнального базиса, 14.2 - блок синхронизации, 14.3 - блок настройки, 14.4 - блок регуляторов затухания, 14.5 - сумматор, 14.6 - блок стробирования). Прототип предлагает решение, которое позволяет устранять межсимвольную интерференцию с использованием представления принимаемого сигнала в так называемом взаимном базисе [12]. Характеристики такого устройства, названного взаимно-базисным корректором, проанализированы в [14]. Было показано, что использование взаимно-базисного корректора практически не приводит к ухудшению в отношении сигнал-шум при устранении межсимвольной интерференции. Взаимно-базисный корректор требует при цифровой реализации алгоритма настройки меньшей вычислительной сложности, чем линейный гармонический корректор. Главным недостатком данного решения является необходимость, достаточно точного оценивания отклика канала связи на одиночную посылку (с временем дискретизации в несколько раз меньшим, чем длительность информационной посылки), причем эта оценка должна вестись на интервале, равном длительности этого отклика. Для скоростей передачи порядка 20 Мбит/с. это означает необходимость оценки отклика на одиночную информационную посылку с дискретом не превышающим 5-10 нс. При этом должно оцениваться 50-100 отсчетов. Данное условие делает использование взаимно-базисных корректоров (прототипа) на загоризонтных тропосферных станциях дорогостоящим.
Что предлагается. В качестве основы для решения задачи устранения межсимвольной интерференции, обеспечивающего высокие показатели отношения сигнал-шум на выходе корректора и позволяющего в полной мере использовать возможности явного и неявного разнесения, предлагается введение блоков (и их связей) реализующих дискретное (с дискретом времени, совпадающим с длительностью информационной посылки) представление сигнала в базисе, формируемом откликами набора стандартных полосовых фильтров, используемых при реализации серийных модемов QPSK, имеющего полосу, совпадающую с полосой частот передаваемого информационного сигнала (например [20]). В дальнейшем будем называть такой базис сверточным сигнальным базисом (ССБ).
Преимущества. Техническим результатом предлагаемой полезной модели является многократное повышение скорости передачи информации в действующих и создаваемых загоризонтных тропосферных станциях при заданном уровне надежности и достоверности передачи информации.
Другое преимущество. Предлагаемый СБК предназначен для более эффективного, по сравнению с альтернативными устройствами, устранения межсимвольной интерференции при приеме QPSK сигналов в каналах с селективно-частотными замираниями (рассеянием по времени) и аддитивными шумами.
Описание полезной модели. С алгебраической точки зрения задача устранения мсжсимвольной интерференции представляет собой задачу аппроксимации некоторого идеального, т.е. без межсимвольной интерференции, отклика линейной части синфазного (квадратурного) каналов QPSK демодулятора на одиночный передаваемый сигнал с помощью линейной комбинации других сигналов, которые получены на приемной стороне станции и являются откликами на одиночный передаваемый QPSK сигнал. Будем называть каждый из таких (неидеальных) откликов, получаемых в той или иной точке тракта приемника - каналом приема QPSK сигнала.
Очевидно, что успешность устранения межсимвольной интерференции зависит как от числа каналов приема QPSK сигнала, так и от того, насколько различны отклики этих каналов на передаваемый одиночный QPSK сигнал. Так, если число линейно независимых каналов приема равно К, то при заданном значении сигнала (например, 1) в отсчетной точке возможно полное устранения межсимвольной интерференции в К-1 отсчетных точках. Для того, чтобы выбрать коэффициенты, которые обеспечивают решение этой задачи, необходимо решить систему линейных уравнений
Аγ=α,
где
- матрица размера К (К - число каналов приема QPSK сигнала) на s,
s - число отсчетов сигнала на выходе каждого из каналов приема,
1
2
s
γ=|γ; γ;..;γ] - матрица столбец оптимальных коэффициентов,
α=|0; 0;..; 1; 0;..; 0] - матрица столбец идеального отклика на одиночный QPSK сигнал, имеющая размер s×1.
Для полного устранения межсимвольной интерференции необходимо, чтобы ранг матрицы [21] А превышал число точек отсчета s; для этого достаточно, чтобы число каналов приема QPSK сигнала превышало число отсчетных точек, т.е. выполняется неравенство К≥s и дискретные сигналы на выходах каналов приема были линейно независимы. Если число каналов приема QPSK сигнала избыточно по отношению к числу точек отсчета, то это позволяет использовать «излишние» степени свободы для повышения отношения сигнал-шум на выходе корректора.
Сущность полезной модели состоит в формировании дополнительных каналов приема передаваемого QPSK сигнала с помощью блока фильтрации 1 (фиг.1 и 2), с последующей линейной комбинацией откликов каналов приема QPSK в блоке линейного сложения 5 - с помощью коэффициентов, получаемых в блоке настройке 4. Блок фильтрации 1 СБК состоит из определенного количества (по числу каналов разнесения G) идентичных наборов фильтров, входы каждого из которых соединены со своим выходом тракта видеочастоты соответствующего канала разнесенного приема станции; выходы этих фильтров и образуют дополнительные каналы приема QPSK сигнала. Общее число каналов приема QPSK сигнала при использовании СБК равно K=G*L, где G - число каналов разнесения, L - число фильтров, подсоединяемых к каждому из каналов разнесения. В качестве каналов приема QPSK могут быть использованы также задержанные копии сигналов на выходе фильтров. Таким образом, число каналов приема может быть увеличено еще в R+1 раз за счет введения в состав блока 1 фильтрации R различных блоков задержки (на фиг.4 показан случай R=2). Дополнительным ресурсом, используемым СБК, является статистическая независимость сигналов в каналах разнесенного приема, повышающих отличие формы откликов каналов приема на одиночную посылку QPSK.
Характеристики предлагаемого решения полностью исследованы с использованием имитационного эксперимента, блок-схема которого представлена на фиг.15. Имитационная модель охватывает прохождение сигнала через приемопередающий тракт станции, тропосферный канал связи и СБК. При моделировании:
- Характеристики рассеяния по времени тропосферного канала выбирались в соответствие с геометрией трассы, определяемой интервалом и диаграммами направленности антенн.
- Временной профиль функции рассеяния канала определялся на основе характеристик диаграммы направленности.
- Отсчеты импульсной характеристики канала (для каждого из моделируемых состояний канала) полагались гауссовскими с нулевым средним значением и дисперсией, определяемой функцией рассеяния канала [27].
- Адекватность моделирования канала проверялась на соответствие распределения амплитуд общих замираний распределению Релея и на наличие селективно-частотных замираний [24-26].
- В качестве модели формирующего сигнального фильтра QPSK использовался фильтр с характеристикой  [2].
Результаты имитационного эксперимента иллюстрируются фиг.16-19 и 21-27. Фиг.16- 19 иллюстрируют прохождение сигнала QPSK через канал связи. На фиг.16 показана последовательность сигналов QPSK на промежуточной частоте на входе канала связи, а на фиг.17 - амплитудный спектр той же последовательности - в полулогарифмическом масштабе. Фиг.18 и 19 показывают сигнал QPSK и его амплитудный спектр (также в полулогарифмическом масштабе) на выходе тропосферного канала связи.
На фиг.20 показано включение СБК в состав тропосферной станции, использующей QPSK. Каждый из двух СБК межсимвольной интерференции построен по блок схеме, представленной на фиг.1 или фиг.2. Повторим, что принцип работы СБК основан на оптимальном линейном сложении сигналов, прошедших через блок фильтров с отличающимися друг от друга импульсными характеристиками и сдвигом выходного сигнала по времени. В качестве модели фильтров, входящих в блок фильтров 1, при имитационном моделировании использовались два фильтра с характеристиками  первый из которых имел характеристики, совпадающие с характеристиками формирующего фильтра на передающей стороне. Фиг.21-25 иллюстрируют:
- прохождение одиночного сигнала QPSK, прошедшего через четыре канала разнесения (на фиг.21 показаны их импульсные характеристики),
- прохождение сигналов с выходов синфазных каналов разнесения через блок фильтров. Случай использования двух фильтров на выходе каждого из каналов разнесения представлен на фиг.22; на фиг.24 - показам случай использования тех же двух фильтров и задержки сигналов с выхода фильтров на плюс и минус Т/2),
- суммарный сигнал, получаемый путем линейной комбинации сигналов. На фиг.23 показана линейная комбинация каналов приема QPSK, представленных на фиг.22 (K=G∗L=4*2=8), а на фиг.25 - линейная комбинация двадцати четырех каналов приема QPSK представленных на фиг.24 (K=G∗L∗(R+1)=4∗2∗(2+1)=24).
Сравнение графиков, представленных на фиг.23 и фиг.25 показывает, что использование дополнительных каналов приема QPSK (за счет задержки сигналов с выходов фильтра на +Т/2 и -Т/2) улучшает форму отклика СБК на одиночный информационный QPSK сигнал.
С целью исследования влияния СБК на уровень аддитивных шумов был проведен имитационный эксперимент в котором на многотысячной серии состояний канала связи:
- определялось медианное значение максимума принимаемого одиночного сигнала QPSK (рассеянного по времени в канале связи) на выходе каналов разнесенного приема;
- на основании медианного значения определялось отношение сигнал/шум на входе каждого из L наборов фильтров блока 1 СБК;
- для каждого состояния канала определялись оптимальные коэффициенты настройки СБК, отвечающие минимуму уровня межсимвольной интерференции;
- определялся полезный сигнал и шум в отсчетной точке - и по ним достигнутое в результате коррекции отношение сигнал/шум на выходе СБК;
- строилась функция распределения проигрыша в отношении сигнал/шум (проигрыш в отношении сигнал/шум при конкретном состоянии канала по отношению к медианному отношению сигнал/шум на входе СБК).
Результаты моделирования приведены на фиг.27, где представлен график потерь (в дБ) в отношении сигнал/шум для СБК с G=4,L=2,R=2,K=24 и следующих параметров тропосферной станции:
- интервал связи 150 км,
- тип модуляции QPSK,
- скорость передачи информации20 мБит/сек.,
- ширина диаграмм направленности антенн - 0.5 град.,
- кратность разнесения - 4,
- число фильтров СБК на канал разнесения - 2,
- число задержек на канал разнесение -2,
- общая размерность базиса СБК - 24,
- блок фильтров СБК - на базе фильтров
Как видно из графика фиг.27, проигрыш в отношении сигнал-шум при интервале связи 15С км, ширине диаграммы направленности 0.5 градуса и скорости передачи 20 Мбит/с наблюдается не более чем в 2% состояний канала связи.
-4
Таким образом, с помощью имитационного моделирования доказана возможность построения демодулятора QPSK-сигнала на базе СБК для загоризонтных тропосферных станций, использующих четырехкратное разнесение, со скоростями передачи информации 20-34 мбит/с при интервале связи 150 км, надежности связи не ниже 95% и вероятности ошибки не выше 10.
Блок фильтров СБК (фиг.3) содержит G одинаковых наборов фильтров 8.1-8.G (G -число каналов разнесения). Каждый из наборов содержит L (блоки 9.1-9.L) фильтров, имеющие отличные друг от друга импульсные характеристики.
Сигнал на выходе блока 6 СБК определяется соотношением
где
- коэффициенты, задаваемые блоком 4 для каналов приема QPSK сигнала, формируемого i-ым фильтром, находящимся в наборе 8.j,
j
s - сигнал в j-ом канале разнесения,
αi
h - импульсная характеристика i-го фильтра, входящего в состав всех наборов 8.1-8.G,
* - символ свертки.
Опишем работу блока 4 настройки СБК, представленного на фиг.1 для двух случаев, когда используется блок 2 формирования отсчетов ССБ, представленный на фиг.5 и фиг.6, соответственно. Оба варианта построения блока 2 формирования отсчетов ССБ содержат набор ключей 13 (число которых совпадает с числом интерферирующих посылок - s), которые открываются по сигналам, поступающим из блока 3 синхронизации. В случае, если в передаваемый сигнал вводятся (с определенным периодом) специальные синхропосылки, то открывание каждого из ключей происходит с периодом, совпадающим с периодом следования синхропосылок. Причем каждый следующий ключ открывается после предыдущего через интервал времени Т, равный периоду следования информационных посылок. Поскольку информационные посылки имеют знаки +1 и -1, то отклики каждого из фильтров блока фильтрации на информационные посылки при некотором фиксированном состоянии канала связи будет иметь одинаковую форму, но отличаться знаком. Фильтры нижних частот 14 будут накапливать отклики как на синхропосылки, так и на информационные посылки. При выборе постоянной времени фильтра нижних частот в несколько раз меньшем по сравнению с радиусом временной корреляции замираний канала связи будет происходить выделение откликов каждого из фильтров блока 1 с точностью, которая определится соотношением
где
отн
δ - относительная погрешность оценки отсчетов сверточного базиса,
синхр
корр
/k
k>k - коэффициент запаса, определяющий интервал неизменности состояния канала по формуле τ ,
синхр
k - отношение периода следования синхропосылок к длительности информационной посылки,
В - скорость передачи информации в мбит/с.,
корр
τ - радиус временной корреляции замираний канала связи (с.).
корр
отн
-2
-3
Для скорости В=20 мбит/с., τ=4∗10c., k=10, величина δ≈5∗10.
Как показали вычислительные эксперименты, такая относительная погрешность оценки отсчетов ССБ не приводит к заметным изменениям характеристик СБК.
Остановимся на работе блока настройки 4, представленного на фиг.7.
Пронумеруем в произвольном порядке все фильтры корректора, так, что каждому сигналу  а будет соответствовать некоторый . Пусть отсчеты сигнала на выходец каждого фильтра, оцененные в блоке 2, реализованном по схеме фиг.3, записаны в матрицу
размера GL на s
где
0
0
s - число отсчетов базисных векторов ССБ . Среди всех временных отсчетов выделим отсчет с номером 1<K<s, соответствующий отсчету, на котором должен получаться отсчет, отличный от нуля. Будем называть К отсчетной точкой.
0
GL,s
0
Выразим значение сигнала на выходе корректора в момент К через матрицу A и искомые коэффициенты корректора . Коэффициенты  образуют матрицу столбец, а квадрат амплитуды сигнала в отсчетной точке K выражаются соотношением
где
- матрица размера GL на GL, штрих означает транспонирование матрицы [21],
0
GL.S.
- K - ый столбец матрицы A
Среднее квадратическое отклонение сигнала на выходе корректора от идеального сигнала α=|0;0;..;1;0;..;0] определится соотношением
2
МСИ
2
S =γ'Kγ
где
- матрица размера GL на GL,
GL.S
0
- матрица A с удаленным столбцом, имеющим номер K.
Выбор оптимальных коэффициентов γ исходит из условия максимизации отношения квадрата сигнала в отсчетной точке (числитель) к среднему квадратическому отклонению сигнала от идеального на выходе корректора. Это отношение имеет вид
Такое отношение в математической литературе носит название частного Релея (см. например [21]). Задача максимизации частного Релея хорошо разработана и может быть реализована в виде отдельного вычислителя 18, входящего в состав блока настройки 4.
GL.S
Вычисление матриц  и  осуществляется в блоках перемножения 17, входящих в состав блока 4; сомножители, используемые при перемножении, получаются в блоке 16 - селекторе столбцов, который из матрицы A создает две матрицы  и
корр
буф
-2
4
На фиг.6 представлена другая структурная схема блока формирования отсчетов ССБ для СБК, представленного на фиг.1. Отличие от структурной схемы фиг.5 состоит в отсутствии блоков фильтров нижних частот и в наличии блока буфера отсчетов 15. В буфер отсчетов записываются отклики фильтров на отдельный синхросигнал. Управление ключами 13 осуществляется так же, как и в блоке, реализованном по структурной схеме на фиг.5. Преимущества данной структурной схемы состоит в том, что оптимальные коэффициенты в блоке 4 формируются не на основе усредненной фильтрами нижних частот информации, а на основе всего массива отсчетов откликов фильтров на последовательность синхросигналов на интервале неизменности канала. Эти отсчеты содержат в себе в качестве составляющей и аддитивные шумы, что позволяет блоку 4 выбирать коэффициенты по критерию, одновременно минимизирующему отклонения от идеального сигнала как за счет межсимвольной интерференции, так и за счет аддитивного шума. Недостаток состоит в том, что для достижения той же относительной погрешности оценки отсчетов ССБ буфер должен хранить  последовательностей. Для скорости В=20 мбит/с., τ=4∗10 с., k=10, величина N≈4∗10.
буф
буф
буф
При использовании структурной схемы фиг.6 вместо матрицы  формируется матрица  путем объединения всех N столбцов размера GL, поступивших в буфер; аналогично вместо матрицы  формируется и матрица  - путем объединения N матриц, соответствующих N синхросигналам и имеющим размеры GL на S. Формирование указанных матриц из данных буфера осуществляется селектором столбцов 16.
В остальном блок 4 при использовании блока 2, реализованного по схеме фиг.6 работает так же, как и при реализации блока 2 по схеме фиг.5.
Выше описан вариант реализации блоков 2 для случая использования для оценивания отсчетов ССБ синхропосылок. Возможен вариант использования для этих целей и информационных посылок. В этом случае включается обратная связь по решению (связь выхода блока 6 с блоком 3) и для оценки отсчетов используются только информационные посылки, о которых было принято решение, что это +1.
0
0
0
0
Выбор оптимальных значений коэффициентов, устраняющих межсимвольную интерференцию возможен при выборе различных значений отсчетной точки К. На фиг.26 показан вариант выбора трех смежных отсчетных точек. Как видно из рисунка, в каждом из рассмотренных случаев происходит устранение межсимвольной интерференции. Изменение К приводит к тому, что импульсная характеристика корректора для каждого К будет несколько иной. Следовательно, окрашивание аддитивного шума будет происходить по-иному. Это открывает возможность построения многоканального СБК, в котором каждый из каналов обработки настроен на свое значение К. Таким образом, решение о каждом из передаваемых сигналов принимается на основании информации, полученной в каждом из таких каналов. Шумы на выходе таких каналов будут определенным образом коррелированы, что открывает возможность улучшения характеристик за счет оптимального сложения сигналов таких каналов. Реализация блоков 4 и 5 для этого случая показана на фиг.11, 12 и фиг.13, соответственно.
Представленная на фиг.1 структурная схема СБК ориентирована на «разомкнутую» схему получения коэффициентов, используемых в блоке 5 для линейной комбинации сигналов каналов приема QPSK. Альтернативная структурная схема СБК, представленная на фиг.2, использует «замкнутую» схему с обратной связью. Сигнал с выхода блока 5 (после линейной комбинации сигналов каналов приема QPSK) поступает на один из входов блока 7, в котором происходит оценивание отклика СБК на одиночный сигнал (синхропосылку, если они используются системой или на +1, если использована обратная связь по решению, обеспечиваемая с помощью связи выхода блока 6 с синхронизатором 3). Как и в случае использования структурной схемы фиг.1, при использовании структурной схемы фиг.2 возможны два варианта построения блока оценивания: первый - с использованием фильтра нижних частот (вариант представлен на фиг.8 и второй - без использования фильтра нижних частот (вариант представлен на фиг.10). Недостатки и достоинства использования этих вариантов те же, что и при построении блока 2 (для СБК представленного на фиг.1 в вариантах, представленных на фиг.5 и фиг.6, соответственно).
Структурная схема блока настройки 4 для структурной схемы СБК, представленной на фиг.2, приведена на фиг.9. Текущие значения коэффициентов (выход блока 21) получаются путем суммирования предыдущих значений коэффициентов (выход блока задержки 22) и невязки, вычисляемой блоком 21. При проектировании блока настройки 4 по схеме, представленной на фиг.9, может быть использован весь арсенал средств, представленных, например в [22] и [23].
2
СБК может работать в тропосферных станциях с различными вариантами явного разнесения. В настоящее время достаточно актуальным является построение легких тропосферных станций с мощностью передатчика несколько сотен ватт, использующих одну антенну с диаметром 2-3 м - [28-31]. Такие станции используют дискретные сигналы (например QPSK), обеспечивают скорости до 512 кбит/с., полудуплексный режим и выбор оптимальной частоты. Использование СБК в таких станциях позволяет при тех же характеристиках приемопередающего оборудования поднять (до 5-10 раз) скорость передачи информации при тех же характеристиках помехоустойчивости и надежности связи. При модернизации таких станций с использованием СБК производится оценка значения критерия  для всех частот и выбирается та оптимальная частота, для которой критерий оказывается наибольшим. Наилучшим вариантом для таких станций является построение СБК по структурной схеме фиг.1 с блоком 2, реализуемым по структурной схеме фиг.6 и блоком 19, обеспечивающим выбор каналов приема QPSK на частоте, обеспечивающей максимум критерия h.
Краткое описание чертежей.
Фиг.1…13 используются в описании, раскрывают формулу полезной модели и соответствуют пунктам 1-12 формулы.
Фиг.14…27 используются в описании полезной модели.
Фиг.1 - структурная схема СБК с оценкой отсчетов ССБ: 1 - блок фильтрации, 2 и блок формирования отсчетов ССБ, 3 - блок синхронизации, 4 - блок настройки, 5 - блок линейного сложения сигналов, 6 - блок стробирования.
Фиг.2 - структурная схема СБК с автоподстройкой, реализующей минимизацию отклонений от идеальных характеристик коррекции межсимвольной интерференции в аддитивных шумах: 1 - блок фильтрации, 3 - блок синхронизации, 4 - блок настройки, 5 - блок линейного сложения сигналов, 6 - блок стробирования, 7 - блок оценки отклика СБК.
Фиг.3 - структурная схема блока фильтрации СБК: 8.1-8.G - наборы фильтров, идентичные для каждого из G каналов разнесенного приема, 9.1 9.L- L фильтров с разными характеристиками, 10-коммутатор.
Фиг.4 - структурная схема блока фильтрации СБК, с задержкой сигналов на выходе фильтров: 11 - блоки задержки.
Фиг.5 - структурная схема блока 2 формирования отсчетов ССБ для СБК, представленного на фиг.1, реализующего критерий минимума межсимвольной интерференции: 12.1-12.К - блок оценки базисных векторов ССБ (К - число каналов приема QPSK сигнала, s - число дискретных отсчетов базисного вектора), 13 - ключи, 14 - фильтр нижних частот.
Фиг.6 - структурная схема блока 2 формирования отсчетов ССБ для СБК, представленного на фиг.1, реализующего критерий минимума суммы межсимвольной интерференции и аддитивного шума: 12.1-12.К - блоки оценки базисных векторов ССБ (К - число каналов приема QPSK сигнала, s - число дискретных отсчетов базисного вектора), 13 - ключи, 15 - буфер отсчетов.
Фиг.7 - структурная схема блока настройки СБК, представленного на фиг.1, для Т случая устранения межсимвольной интерференции в одной отсчетной точке: 16 - селектор столбцов матрицы сверточного базиса, 17 - матричный перемножитель, 18 - максимизатор частного Релея, 19 - блок формирования сигналов управления фильтрами.
Фиг.8 - структурная схема блока 7 оценки отклика СБК, представленного на фиг.2, реализующего критерий минимума межсимвольной интерференции: 13 - ключи, 14 - фильтр нижних частот, s - число оцениваемых дискретных отсчетов на выходе СБК.
Фиг.9 - структурная схема блока 4 настройки СБК, представленного на фиг.2, для случая устранения межсимвольной интерференции в одной отсчетной точке: 20 -вычислитель невязки,.21 - сумматор, 22 - блок задержки, 19 - блок формирования сигналов управления фильтрами.
Фиг.10 - структурная схема блока 7 оценки отклика СБК, представленного на фиг.2, реализующего критерий минимума межсимвольной интерференции: 13 - ключи (s - число дискретных отсчетов базисного вектора), 15 - буфер отсчетов.
Фиг.11 - структурная схема блока 4 настройки СБК, представленной на фиг.1, для случая устранения межсимвольной интерференции в R отсчетных точках. Блок 4 настройки СБК состоит из: 23.1-23.R.- блоки настройки (по структуре фиг.7), обеспечивающие устранение межсимвольной интерференции в R отсчетных точках.
Фиг.12 - структурная схема блока 4 настройки СБК, представленной на фиг.2, для случая устранения межсимвольной интерференции в R отсчетных точках. Блок 4 настройки СБК состоит из: 23.1-23.R.- блоки настройки (по структуре фиг.9), обеспечивающие устранение межсимвольной интерференции в R отсчетных точках.
Фиг.13 - структурная схема блока 5 линейного сложения сигналов для случая устранения межсимвольной интерференции в R отсчетных точках: блоки 5.1-5.R линейного комбинирования, обслуживающие каждую из R отсчетных точек, блоки 25.1-5.R линий задержки (задержки кратны Т), обеспечивающие синхронизацию отсчетных точек, 26 - сумматор.
Фиг.14 - структурная схема взаимно базисного корректора (прототип) - [18]: 14.1 - блок формирования исходного сигнального базиса, 14.2 - блок синхронизации, 14.3 - блок настройки, 14.4 - блок регуляторов затухания, 14.5 - сумматор, 14.6 - блок стробирования.
Фиг.15 - структурная схема имитационной модели СБК:
15.а - случайная последовательность битов,
15.1 - имитационная модель формирования последовательностей информационных битов синфазного и квадратурного каналов QPSK(без введенных синхросигналов),
15.б - четные биты,
15.в - нечетные биты,
15.2 - имитационная модель формирования последовательностей информационных битов синфазного и квадратурного каналов QPSK (с введенными синхросигналами),
15.г - четные биты с синхросигналами,
15.д - нечетные биты с синхросигналами,
15.3 - имитационная модель сигналов на выходе сигнальных фильтров синфазного и квадратурного каналов демодулятора,
15.e - синфазный модулирующий сигнал,
15.ж - квадратурный модулирующий сигнал,
15.4 - имитационная модель сигнала QPSK на несущей (промежуточной) частоте,
15.з - несущая частота,
15.и - сигнал QPSK на несущей частоте,
15.5 - имитационная модель сигнала QPSK на выходе канала тропосферной связи с селективно-частотными замираниями и межсимвольной интерференцией,
15.к - несущая на выходе канала,
15.л - сигнал QPSK на выходе канала несущей частоты,
15.6 - имитационная модель сигнала на выходе ФНЧ синфазного и квадратурного каналов демодулятора,
15.м - сигнал на выходе синфазного канала демодулятора,
15.н - сигнал на выходе квадратурного канала демодулятора,
15.7 - имитационная модель блока фильтров СБК,
15.о - сигналы на выходе фильтров корректора межсимвольного интерференции в синфазном (квадратурном) каналах демодулятора,
15.8 - имитационная модель задержки синхросигналов,
15.п - задержки синхросигналов в блоке фильтров СБК синфазного (квадратурного) капала демодулятора,
15.9 - имитационная модель формирования СБК,
15.р - базис для оптимизации корректора,
15.10 - имитационная модель блока оптимизации коэффициентов корректора,
15.с - оптимальные коэффициенты
15.11 - имитационная модель сигнала с устраненной межсимвольной интерференцией,
15.т - сигнал с устраненной межсимвольной интерференцией.
Фиг.16 - QPSK сигнал на промежуточной частоте во временной области на входе тропосферного канала.
Фиг.17 - спектр QPSK сигнала в полулогарифмическом масштабе на входе тропосферного канала.
Фиг.18 - QPSK сигнал прошедший тропосферный капал (на промежуточной частоте во временной области).
Фиг.19 - спектр QPSK сигнала прошедшего тропосферный канал связи (в полулогарифмическом масштабе). Видны селективно-частотные замирания.
Фиг.20 - включение СБК в приемный тракт тропосферной станции: 20.1 - приемный тракт, 20.2 и 20.3 - СБК включенные в синфазный (20.2) и квадратурный (20.3) каналы демодулятора QPSK, 20.4 - решающее устройство QPSK демодулятора.
Фиг.21 - импульсные характеристики каналов разнесенного приема тропосферной станции.
Фиг.22 - отклик блока фильтрации СБК на сигналы с выходов канала разнесения (в блок входит два фильтра).
Фиг.23 - сигнал на выходе блока 5, когда на его вход поступает сигнал, представленный на фиг.22.
Фиг.24 - отклик блока фильтрации СБК на сигналы с выходов канала разнесения (в блок входит два фильтра с задержками на +Т/2 и -Т/2).
Фиг.25 - сигнал на выходе блока 5, когда на его вход поступает сигнал, представленный на фиг.24.
Фиг.26 - сигналы на выходах блоков 5-1, 5-2, 5-3 для случая реализации блока 5, представленного на фиг.12 и при входных сигналах, представленных на фиг.24).
Фиг.27 - потери в отношении сигнал шум на выходе СБК, наблюдаемый в разном % времени: По оси Х - вероятность в (%) того, что потери в отношении сигнал-шум будут большими, чем те, которые задается представленными зависимостями. По оси Y - отношение (в дБ) сигнал/шум входе корректора (медиана) к отношению сигнал/шум на выходе корректора (превышаемое в заданном проценте случаев).
Зависимости получены для случая:
- интервал связи 150 км,
- тип модуляции QPSK,
- скорость передачи информации 20 мБит/сек.,
- ширина диаграмм направленности антенн - 0.5 град.,
- кратность разнесения - 4,
- число фильтров блока фильтрации на канал разнесения - 2,
- число задержек на канал разнесение -2,
- общая размерность базиса СБК - 24.
Промышленная применимость полезной модели.
В системах передачи информации военного и гражданского назначения, организующих сети связи в труднодоступных районах, значительную роль играют системы загоризонтной связи.
Обладая такими преимуществами, как разведзащищенность, помехоустойчивость, мобильность средства загоризонтной связи используются для развертывания линий связно различного уровня во всех звеньях управления.
Использование СБК является новым решением, которое позволяет вести модернизацию действующего серийно выпускаемого парка загоризонтных тропосферных станций с целью многократного повышения их пропускной способности, при сохранении заданных характеристик надежности и достоверности связи.
Предлагаемая полезная модель может использоваться:
- для модернизации тропосферных загоризонтных станций,
- в любых других системах передачи дискретной информации, использующих фазовую манипуляцию,
и позволяет избежать значительного увеличения уровня аддитивных шумов при коррекции межсимвольной интерференции, характерного для других устройств, предназначенных для устранения межсимвольной интерференции.
Хотя настоящая полезная модель описана со ссылкой на конкретный пример ее реализации, этот пример никоим образом не ограничивает объема патентных притязаний, который определяется прилагаемой формулой полезной модели с учетом использования возможных эквивалентов.
Предлагаемое техническое решение является новым, имеет изобретательский уровень, поскольку из общедоступных сведений неизвестны устройства и системы комплексно решающие задачи устранения межисмвольной интерференции, при одновременной минимизации уровня аддитивных шумов и использовании возможностей неявного (скрытого) разнесения в каналах связи с рассеянием по времени.
Источники информации:
1. Тафтс. Задача Найквиста - совместная оптимизация передатчика и приемника в системе амплитудно-импульсной модуляцией. - ТИИЭР, 1965, №3, с.287-300.
2. Феер К. Беспроводня цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра. Пер. с англ. / Под ред. В.И.Журавлева. - М.: Радио и связь, 2000. - 525 с.: ил. ISBN 5-256-02444-7
3. Беккер, Хольцман, Лаки. Устройство автоматической коррекции для систем цифровой связи. - ТИИЭР, 1965, №1, с.110-112.
4. Гибсон. Автоматическая коррекция при помощи временных корректоров. - ТИИЭР, 1965, №8, с.1297-1298.
5. Киррилов Н.Е. Помехоустойчивая передача сообщений по линейным каналам со случайно изменяющимся параметрами. М.: Связь, 1971. 256 с.
6. Карташевский В.Г., Кловский Д.Д., Николаев Б.И. О влиянии «обратной связи по решению» на помехоустойчивость последовательных систем обработки сигналов в каналах с памятью.- Радиотехника, 1980, №9, с.22-25.
7. Картушин С.М. Анализ помехоустойсивости демодулятора с обратной связью по решению и линейным гармоническим корректором. - Радиотехника, 1976, №9, с.30-34.
8. Клейбанов С.Б., Цирельсон Д.А. Оптимальная настройка корректора сигнала передачи данных. - Электросвязь, 1973,.№6, с.37-42.
9. Абенд, Фритчман. Статистическое обнаружение в каналах связи с взаимными помехами между символами.- ТИИЭР, 1970, №5, с.189-195.
10. Коробов Ю.Ф. Федоров А.Л. К вопросу об оптимизации приема дискретных сообщений при воздействии межсимвольных искажений и гауссова шума. - Радиотехника, 1977, №6, с.59-64.
11. Макаров С.Б., Цикин И.А. Помехоустойчивость одного алгоритма поэлементного приема с обратной связью по решению при наличии межсимвольной интерференции. - Радиотехника, 1976, №5, с.8-13.
12. Френкс Л. Теория сигналов. Нью-Джерси, 1969 г.Пер. с англ., под ред. Д.Е.Вакмана. М., "Сов. радио", 1974, с.344.
13. Тамм Ю.А. Адаптивная коррекция сигнала ПД. -.:Связь, 1978.
14. Ефимов В.А., Исакевич В.В. Кленов В.И. Устранение межсимвольной интерференции с использованием взаимных базисов. М.: "Радиотехника", 1986,.№10, с.60-62.
15. Исакевич В.В. Исследование и разработка спектрально фазовых демодуляторов дискретных сигналов в каналах связи с селективно-частотными замираниями и межсимвольной интерференцией. Кандидатская диссертация, 1984 г.
16. А/с №1072287 Приемник фазоманипулированных сигналов В.А.Ефимов, В.В.Исакевич, В.И.Кленов, А.Н.Лапин
17. А/с №1480135 Устройство приема радиосигнала в многолучевых каналах связи. Ю.В.Берноскуни, Т.П.Волкова, В.А.Ефимов, В.В.Исакевич, Я.А.Фикс
18. А/с №1403382 Взаимно-базисный корректор. В.И.Кленов, В.В.Исакевич
19. DTR SERIES 91 DIGITAL: Transportable Troposcatter Systems на сайте www.comtechsystems.com
20. Спутниковые цифровые модемы на сайте www.etra-plus.ru
21. Корн Г., Корн Т. Справочник по математике для научных работников и инженеров: Определения, теорема, формулы: Пер. С англ. М.: Наука, 1970. 720 с.
22. Проектирование систем управления/Г.К.Гудвин, С.Ф.Гребе, М.Э.Сальдаго. - М.: БИНОМ. Лаборатория знаний, 2004. - 911 с., ил.
23. Нейронные сети: полный курс, 2-е издание.: Пер. С англ. - Мю: Издательский дом «Вильямс», 2006. - 1104 с.: ил.
24. Гусятинская И.А. и др. Дальняя тропосферная радиосвязь. М.: Связь, 1968. 248 с.
25. Давыденко Ю.И. Дальняя тропосферная связь. М.: Воениздат, 1968. 211 с.
26. Дальнее тропосферное распространение радиоволн. /Под ред. Б.А. Введенского. М.: Сов. радио, 1965. 416 с.
27. Исакевич В.В. И др. Аппроксимация функции рассеяния тропосферного канала; Владим. политехн. ин-т. Владимир, 1977. 9 с. Рукопись деп. в ВНИИЭИР, №3-5529
28. Серов. В.В., Сеченых A.M. Развитие тропосферной связи в МНИРТИ. История и перспективы применения. "ИНФОРМОСТ" - "Радиоэлектроника и Телекоммуникации", 2006, №4.
29. Серов В.В. Система связи с адаптацией ветвей разнесения сигналов на передаче. Электросвязь №7, 2008, с.26-29.
30. А/с №565400. Устройство для передачи и приема радиосигналов с автоматическим выбором частоты Е.И.Клиот, Л.И.Чернобельский
31. Мацков А.А., Серов В.В., Чернобельский Л.И. Перспективы использования линии загоризонтной связи // Электросвязью - №8, - 2006.