РАДИОЛОКАЦИОННАЯ АНТЕННА С УМЕНЬШЕННОЙ ЭФФЕКТИВНОЙ ПЛОЩАДЬЮ РАССЕЯНИЯ
RADAR ANTENNA WITH REDUCED SCATTERING CROSS-SECTION

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к антенной технике, и может быть использовано при проектировании антенных устройств с уменьшенной эффективной площадью рассеяния (ЭПР).
Одними из основных элементов конструкции современных самолетов, вносящих существенный, до 30% и более, вклад в их ЭПР в секторах передней полусферы, являются антенны бортового радиоэлектронного оборудования (БРЭО). Из всех антенн БРЭО наибольший вклад в ЭПР самолета вносит носовой антенный отсек с антенной бортовой радиолокационной станции (БРЛС). Для снижения заметности антенн БРЭО принимаются всевозможные меры, в том числе и замена зеркальных параболических антенн на активные фазированные антенные решетки (АФАР) [Зарубежное военное обозрение. №11 (680), Москва, 2003]. За счет этого решается проблема снижения уровней отражений от элементов оборудования, расположенных за раскрывом антенны. Кроме того, приемно-излучающие модули АФАР могут устанавливаться на малоотражающем основании (плоскости), где в отличие от волноводно-щелевых ФАР уровни их ЭПР, в основном, определяются отражением от излучающих элементов модулей. Однако в настоящее время задачу создания малозаметных антенн нельзя считать полностью решенной, поэтому особую ценность приобретают оригинальные технические решения, позволяющие приблизиться к ее решению.
Наиболее близким техническим решением к предлагаемому является антенна с уменьшенной поверхностью обратного рассеивания 1 (фиг.1) [DE 3642072. МКИ: G01S 7/38, H01Q 15/14, 1988, №25], содержащая минимум один излучатель 2, работающий в заданной полосе рабочих частот, и размещенные перед излучателем в одной плоскости устройства частотной селекции 3 с полосовыми характеристиками, позволяющими пропускать электромагнитное излучение в полосе рабочих частот, а за пределами этой полосы отражать излучение. Очевидно, что основным недостатком такой антенны является ее "заметность" в полосе рабочих частот, когда антенна переотражает в обратном направлении часть энергии, приходящей от внешнего источника излучений.
Задачей настоящего изобретения является уменьшение эффективной площади рассеяния антенны в полосе ее рабочих частот.
Техническим результатом, обеспечивающим решение указанной задачи, является антенна со сниженной радиолокационной заметностью в полосе ее рабочих частот.
0
Указанная задача решается за счет того, что в радиолокационной антенне с уменьшенной эффективной площадью рассеяния 1, содержащей минимум один излучатель 2, работающий в заданной полосе рабочих частот, и размещенные перед излучателем в одной плоскости устройства частотной селекции 3 с полосовыми характеристиками, позволяющие пропускать электромагнитное излучение в полосе рабочих частот, а за пределами этой полосы отражать излучение, согласно изобретению, между излучателями, соизмеримыми с рабочей длиной волны λ, на расстоянии h от них в одной плоскости размещают линейные решетки 4 из одинаковых диполей длиной l и диаметром сечения d, образующие плоскую двумерно-периодическую сетчатую структуру с перекрестьями, совпадающими с серединой зазоров между диполями величиной b (фиг.2), при этом численные значения h, l, d и b выбирают из соотношений
0
0
0
0
h≈λ/4, l≈0,5λ, d≈0,05λ, b≥0,1λ, где
0
λ - средняя рабочая длина волны излучателей антенны,
l - длина диполя,
d - диаметр сечения диполя,
b - величина зазора между диполями.
0
0
0
0
Поясним данное техническое решение. Из теории и техники антенн [Современная теория и практическое применение антенн, под ред. В.А. Неганова. М.: «Радиотехника». 2009. С.611] известны различные принципы построения совмещенных ФАР диапазона СВЧ. Одно из схемных решений совмещенных решеток предусматривает их размещение одна над другой на некотором расстоянии. Причем верхняя решетка, например, является вибраторной, а излучателями нижней решетки могут быть волноводы, щели, вибраторы и другие элементы, поперечные размеры которых, в зависимости от типа излучателя, находятся в пределах от 0,4λ до 1,2λ, т.е. соизмеримы с рабочей длиной волны. С учетом направленных свойств излучателей устанавливаются предельные расстояния между ними в решетке. При этом руководствуются тем, чтобы синфазное сложение полей отдельных излучателей происходило в пределах главного дифракционного максимума (диаграммы направленности), а остальные дифракционные максимумы высших порядков отсутствовали. Для выполнения этого условия, например, расстояние между излучателями должно составлять не более 0,58λ…0,68λ.
01
02
01
02
02
01
02
01
Совмещение решеток может выполняться в пределах одного излучающего раскрыва, при этом излучатели одного диапазона располагают между излучателями другого диапазона. Такое совмещение удобно проводить для щелевых, волноводных и вибраторных излучателей. Совмещенная на одной излучающей решетке АФАР обладает широкополосными свойствами для работы как на длине волны λ, так и на длине волны λ (частотах ω и ω) (фиг.3). Вместе с тем, совмещение двух решеток одна над другой или одна в другой может приводить к некоторому ухудшению их электродинамических характеристик. Результаты исследований данных антенн показывают, что совмещение приводит к падению усиления, увеличению уровня боковых лепестков и ограничению сектора сканирования. При соотношении частот ω/ω≈2…4 могут ухудшиться характеристики высокочастотной решетки. По этой причине, чтобы не нарушить функциональные свойства совмещенной АФАР, целесообразно придерживаться соотношения, когда λ≈0,5λ.
0
Рассмотрим совмещенную АФАР как радиолокационный отражатель. Первую решетку представим в виде проводящей поверхности (раскрыв антенны), составленной из плоских излучателей, соизмеримых с длиной волны, между которыми на заданной высоте равномерно располагаются горизонтальные симметричные вибраторы. Отраженное от такой конструкции поле будет являться результатом интерференции полей, отраженных непосредственно от раскрыва антенны и от вибраторов, расположенных над проводящей плоскостью. Вместе с тем известно, что для противорадиолокационной маскировки металлических объектов применяются радиопоглощающие покрытия интерференционного типа [Вакин С.А., Шустов Л.Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической разведки М.: Сов. радио. 1968. С 347], принцип работы которых основан на том, что падающая и отраженная волна компенсируют друг друга. Также известны более эффективные с точки зрения весовых и габаритных характеристик резонансные радиопоглощающие покрытия интерференционного типа. Простейшим представителем данного покрытия является двухслойная структура толщиной h≈λ/4, состоящая из диэлектрика и резистивной пленки [Великанов В.Д. и др. Радиотехнические системы в ракетной технике. - М.: Воениздат, 1974. С.230] с входным сопротивлением нормально отражающей поверхности 377 Ом. Известно, что для расширения частотного диапазона и обеспечения эффективности действия интерференционного покрытия при увеличении угла падения электромагнитной энергии резистивную пленку заменяют решеткой из одинаковых диполей, ориентированных параллельно вектору электрического поля. Эквивалентная схема в этом случае представляет собой постоянное сопротивление в виде последовательного контура R, L, С (фиг.4), сопротивление потерь которого определяется омическим сопротивлением диполей и шагом решетки, а замкнутая линия - параллельным резонансным контуром R', L', С'. При этом входная проводимость такой линии определяется из соотношения
<mrow><mi>y</mi><mo>=</mo><mo>−</mo><mi>j</mi><mfrac><mrow><msqrt><mi>ε</mi></msqrt></mrow><mrow><msub><mi>z</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mi>c</mi><mi>t</mi><mi>g</mi><mfrac><mi>π</mi><mn>2</mn></mfrac><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
<mrow><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>λ</mi><mi>o</mi></msub></mrow><mi>λ</mi></mfrac></mrow>
, где
,
где λ - длина волны в диэлектрике с диэлектрической проницаемостью 8.
Проводимость параллельного резонансного контура и коэффициент отражения двухконтурной схемы соответственно запишутся как
<mrow><mi>y</mi><mo>=</mo><mi>j</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow><mi>ω</mi></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><msqrt><mrow><mfrac><mrow><mi>C</mi><mo>'</mo></mrow><mrow><mi>L</mi><mo>'</mo></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow>
,
<mrow><mi>r</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mo>−</mo><mi>R</mi><mo>−</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><msqrt><mi>ε</mi></msqrt></mrow></mfrac><msqrt><mrow><mfrac><mi>L</mi><mi>C</mi></mfrac></mrow></msqrt><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow><mi>ω</mi></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mi>t</mi><mi>g</mi><mfrac><mi>π</mi><mn>2</mn></mfrac><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>+</mo><mi>j</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><mfrac><mn>1</mn><mrow><msqrt><mi>ε</mi></msqrt></mrow></mfrac><mi>t</mi><mi>g</mi><mfrac><mi>π</mi><mn>2</mn></mfrac><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>R</mi><mo>−</mo><msub><mi>z</mi><mi>o</mi></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>−</mo><msqrt><mrow><mfrac><mi>L</mi><mi>C</mi></mfrac></mrow></msqrt><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow><mi>ω</mi></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mi>R</mi><mo>−</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><msqrt><mi>ε</mi></msqrt></mrow></mfrac><msqrt><mrow><mfrac><mi>L</mi><mi>C</mi></mfrac></mrow></msqrt><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow><mi>ω</mi></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mi>t</mi><mi>g</mi><mfrac><mi>π</mi><mn>2</mn></mfrac><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>+</mo><mi>j</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><mfrac><mn>1</mn><mrow><msqrt><mi>ε</mi></msqrt></mrow></mfrac><mi>t</mi><mi>g</mi><mfrac><mi>π</mi><mn>2</mn></mfrac><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>R</mi><mo>+</mo><msub><mi>z</mi><mi>o</mi></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>−</mo><msqrt><mrow><mfrac><mi>L</mi><mi>C</mi></mfrac></mrow></msqrt><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mi>ω</mi><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mi>o</mi></msub></mrow><mi>ω</mi></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow></mfrac></mrow>
.
0
<mrow><msqrt><mrow><mfrac><mi>L</mi><mi>C</mi></mfrac></mrow></msqrt><mo>=</mo><msubsup><mi>z</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup><msqrt><mrow><mfrac><mrow><mi>C</mi><mo>'</mo></mrow><mrow><mi>L</mi><mo>'</mo></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow>
<mrow><msqrt><mrow><mfrac><mi>L</mi><mi>C</mi></mfrac></mrow></msqrt><mo>=</mo><mfrac><mi>π</mi><mn>4</mn></mfrac><msub><mi>z</mi><mn>0</mn></msub><msqrt><mi>ε</mi></msqrt></mrow>
Ha фиг.5 приведена зависимость коэффициента отражения радиопоглощающего покрытия на основе одномерной дипольной решетки от частоты. Оптимальное согласование двухконтурного поглотителя при R=R'=Z и при компенсации мнимых составляющих импеданса обоих контуров представляется соотношением
при условии, что
.
0
0
0
Для практического использования данного покрытия важно, чтобы его эффективность не очень сильно зависела от длины диполей и расстояния между ними. Экспериментальные результаты, приведенные в Великанов В.Д. и др. Радиотехнические системы в ракетной технике. - М.: Воениздат, 1974. С.234-236, показывают, что при изменении длины диполя l на 10% и расстояния между линейными решетками на 15% отраженная энергия увеличивается менее чем на 10%. Для эффективного поглощения диполи должны быть ориентированы параллельно вектору электрического поля. В этом случае коэффициент отражения по полю будет минимальным. На фиг.6 приведена зависимость коэффициента отражения одномерной дипольной решетки от угла падения при условии оптимальной плотности распределения диполей и совпадающей с ними поляризацией электрического поля. Из графика видно, что при хорошо согласованном покрытии с резонансной длиной диполей l≈0,5λ отраженная энергия составляет менее 2% по мощности в диапазоне углов падения от 0 до 40°. Угловая зависимость коэффициента отражения одномерной решетки из диполей для волны с разной поляризацией приведена на фиг.7. Чтобы эффективное поглощение электромагнитной энергии не зависело от случайной ориентации вектора электрического поля, к имеющейся в схеме покрытия первой линейной дипольной решетке необходимо добавить вторую линейную дипольную решетку, повернув ее относительно первой на 90°. Из зависимости, приведенной на фиг.8, видно, что включение в схему покрытия дополнительных диполей, развернутых на 90°, не ухудшает согласованность покрытия. Иначе говоря, коэффициент отражения покрытия на основе крестообразной дипольной решетки практически не зависит от поляризации облучающего сигнала. Из анализа представленных зависимостей [Великанов В.Д. и др. Радиотехнические системы в ракетной технике. - М.: Воениздат, 1974. С.237] следует, что диаметр диполей и зазор между ними в решетке необходимо выбирать исходя из условия, обеспечивающего минимальный коэффициент отражения решетки, т.е. когда d≈0,05λ, b≥0,1λ.
Таким образом, выбор параметров h, l, d и b по отношению к длине волны позволяет минимизировать коэффициент отражения сетки из диполей над проводящей плоскостью и обеспечить поглощение падающего поля без ухудшения тактико-технических характеристик АФАР в полосе ее рабочих частот.
0
Чтобы исключить в отраженном от решетки с квадратной ячейкой сигнале дифракционные максимумы (когда расстояние между дипольными решетками больше λ/2), вторую линейную дипольную решетку можно повернуть на угол меньший 90°, сформировав, таким образом, сетчатую структуру с косоугольной ячейкой или построив сетчатую структуру с треугольной ячейкой. Возможные варианты таких конструкций представлены на фиг.9 (а, б).
На практике линейные решетки из диполей можно крепить на заданном расстоянии от излучателей АФАР с использованием плоскопараллельной диэлектрической пластины, что не противоречит условиям, когда требуется обеспечить широкоугольное согласование излучателей антенны [Антенны и устройства СВЧ (проектирование фазированных антенных решеток), под ред. Д.И.Воскресенского. М.: "Радио и связь". 1981. С.216]. Безусловно, не в ущерб работоспособности АФАР плотность распределения диполей над раскрывом будет определяться, в первую очередь, расстоянием между излучателями и не всегда будет оптимальной для эффективного поглощения даже в полосе рабочих частот АФАР.
Радиолокационная антенна с уменьшенной эффективной площадью рассеяния работает следующим образом. На раскрыв антенны падает плоский фронт электромагнитной волны. Устройства частотной селекции с заданными полосовыми характеристиками пропускают электромагнитное излучение в полосе рабочих частот антенны, а за пределами этой полосы отражают излучение в разные стороны, исключая обратные переотражения в сторону источника излучения. Электромагнитная волна в полосе рабочих частот антенны, пройдя устройства селекции, частично отражается от линейных решеток из одинаковых диполей резонансной длины и складывается в противофазе с волной, прошедшей через решетки, воздушную прослойку и отраженной от излучателей. Другая часть электромагнитной волны, прошедшая сквозь линейные решетки, многократно отражается от границы раздела «излучатели - воздух» и «решетки - воздух», теряет энергию при поглощении диполями и в итоге затухает в воздушной прослойке. Таким образом, за счет сложения волн в противофазе и потерь ее энергии исключается обратное переотражение электромагнитной волны от антенны в направлении нормали к ее раскрыву.
Существо предлагаемого технического решения поясняется фигурами 1-13, на которых представлена радиолокационная антенна с уменьшенной эффективной площадью рассеяния, а также результаты экспериментальных исследований ее модели в условиях Эталонного радиолокационного измерительного комплекса НИЦ (г.Тверь) 4 ЦНИИ Минобороны России ["Эталонный радиолокационный измерительный комплекс открытого типа (ЭРИК)". Оружие и технологии России. Энциклопедия. XXI век. Противовоздушная и противоракетная оборона. Том IX. М.: "Оружие и технологии". 2004. С.385].
На фиг.1 приведена схема известной радиолокационной антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния.
На фиг.2 - схема предлагаемой радиолокационной антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния.
На фиг.3 - схема двухчастотной совмещенной АФАР.
На фиг.4 - эквивалентная схема резонансного радиопоглощающего покрытия на основе одномерной дипольной решетки.
На фиг.5 - зависимость коэффициента отражения радиопоглощающего покрытия на основе одномерной дипольной решетки от частоты.
На фиг.6 - зависимость коэффициента отражения одномерной дипольной решетки от угла падения (0 - соответствует падению по нормали к решетке).
На фиг.7 - угловая зависимость коэффициента отражения одномерной дипольной решетки для волны с разной поляризацией.
На фиг.8 - угловая зависимость коэффициента отражения решетки из линейных и крестообразных диполей.
На фиг.9 - варианты сетчатой структуры с косоугольной (а) и треугольной (б) ячейкой.
0
На фиг.10 - геометрия элементов модели предлагаемой радиолокационной антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния, где для λ=3,2 см; l≈15 мм; d≈1,5 мм; b≈5 мм; h≈8 мм.
На фиг.11 - фотография модели предлагаемой радиолокационной антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния.
0,
На фиг.12 - схема проведения эксперимента, где известная антенна (а) представляет собой металлический диск диаметром 12,5λ моделирующий 212 лежащих в одной плоскости излучателей (2), а предлагаемая антенна (б) - тот же диск, но с расположенной перед ним двумерно-периодической сетчатой структурой из линейных дипольных решеток (4).
На фиг.13 - результаты экспериментальных исследований: диаграммы обратного отражения (а) модели известной (k) и предлагаемой (l и m) антенны на длине волны λ=3,2 см при вертикальной поляризации радиоизлучения, а также соответствующие им законы распределения значений ЭПР (б) в секторе углов наблюдения 0±5°. Вариант (l), когда вектор электрического поля ориентирован вдоль половины числа всех диполей. Вариант (m), когда вектор ориентирован под углом 45° ко всем диполям.
Анализ результатов позволяет сделать вывод о том, что предлагаемая радиолокационная антенна с уменьшенной эффективной площадью рассеяния по сравнению с известной антенной-прототипом имеет меньшие значения ЭПР (по уровню вероятности 0,5) в секторе локации 0±5° относительно нормали к раскрыву антенны на 5,6 и 3,5 дБ (для наиболее и менее эффективного вариантов положения вектора поляризации радиоизлучения соответственно).
Реализация заявляемой антенны с уменьшенной эффективной площадью рассеяния не представляет трудностей. Очевидно, что изобретение не ограничивается вышеизложенным примером его осуществления. Исходя из его схемы, могут быть предусмотрены и другие варианты его осуществления, не выходящие за рамки изобретения.
Устройство целесообразно использовать в организациях, занимающихся проектированием антенных радиолокационных систем.