СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ОПРЕДЕЛЕНИЯ ВИДА МОДУЛЯЦИИ
METHOD AND DEVICE TO DEFINE PHASE-SHIFT KEYED SIGNAL MODULATION TYPE

Изобретение относится к области радиотехники и цифровой техники и может быть использовано для определения вида и кратности фазовой модуляции (ФМ) сигналов и последующей их демодуляции.
В настоящее время широкое применение в системах спутниковой и радиорелейной связи нашли фазовые методы модуляции: двухпозиционная фазовая модуляция (ФМ2), четырехпозиционная фазовая модуляция (ФМ4), четырехпозиционная фазовая модуляция со сдвигом (ФМ4С), модуляция с минимальным сдвигом (ММС), восьмипозиционная фазовая модуляция (ФМ8).
При демодуляции таких сигналов необходимо знать вид фазовой модуляции для соответствующей настройки демодулирующих устройств.
Известен способ (АС №306441 от 2.01.1990 г. «Способ определения вида модуляции сигналов» - 1), взятый за прототип, при котором селектируют сигналы на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте, осуществляют амплитудное детектирование выделенных сигналов на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте, сравнивают результаты амплитудного детектирования с пороговыми уровнями, подсчитывают число превышений над пороговым уровнем после первого и второго амплитудного детектирования, сравнивают число откликов на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте с эталоном для каждой кратности модуляции и выносят решение о кратности модуляции.
Недостатком данного способа является его аналоговое построение, сложность аппаратной реализации и невозможность определения вида модуляции ФМ8.
В (1) приведено устройство определения вида фазовой модуляции, взятое за прототип, содержащее последовательно соединенные первые квадратор, умножитель, узкополосный фильтр, амплитудный детектор, триггер Шмидта и счетчик, а также последовательно соединенные вторые квадратор, умножитель, узкополосный фильтр, амплитудный детектор, триггер Шмидта и счетчик. Выход первого квадратора подключен ко входу второго квадратора, а выходы счетчиков подключены ко входам решающего устройства, состоящего из последовательно соединенных регистра, дешифратора и индикатора. Устройство содержит также последовательно соединенные генератор, перестраиваемый по частоте, формирователь и элемент задержки, при этом второй и третий выходы генератора подключены соответственно ко вторым входам первого и второго умножителей, выход формирователя подключен ко входу регистра, а выход элемента задержки - ко вторым входам первого и второго счетчика.
Работа устройства-прототипа заключается в формировании сигнала промежуточной частоты на второй и четвертой гармониках, фильтрации, амплитудном детектировании и отображении результата обработки на индикаторе.
Устройство обеспечивает распознавание видов модуляции ФМ2, ФМ4, ФМ4С, ММС.
Недостатком устройства-прототипа является его сложность, трудность практической реализации и невозможность определения вида модуляции ФМ8.
В последние годы демодуляцию ФМ сигналов осуществляют цифровыми методами (патент №32346 от 10.09.03 г. «Демодулятор фазоманипулированных сигналов» - 2), когда сигнал промежуточной частоты (например 140 МГц) квантуют по теореме Котельникова, и каждую выборку преобразуют в 12-13 разрядный код, и дальнейшую демодуляцию ФМ сигналов осуществляют в цифровой форме. Создание цифровых демодуляторов упростило схемы электрические, уменьшило массогабаритные показатели, повысило качество демодуляции ФМ сигналов и создало предпосылки для определения видов модуляции цифровыми методами с использованием ресурсов демодулятора и средств вычислительной техники.
Целью изобретения является создание более простого цифрового способа и устройства определения вида фазовой модуляции и расширение функциональных возможностей.
Для достижения указанной цели предлагается способ, при котором селектируют сигналы на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте, осуществляют амплитудное детектирование выделенных сигналов на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте, сравнивают результаты амплитудного детектирования с пороговыми уровнями, подсчитывают число превышений над пороговым уровнем после первого и второго амплитудного детектирования, сравнивают число откликов на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте с эталоном для каждой кратности модуляции и выносят решение о кратности модуляции.
Согласно изобретению дополнительно селектируют сигналы на увосьмиренной промежуточной частоте и выполняют перечисленные для прототипа операции, а перед селекцией сигналов оцифровывают сигнал промежуточной частоты, преобразуют оцифрованный действительный сигнал в комплексный, некогерентно переносят оцифрованный сигнал на нулевую частоту, фильтруют сигнал в оптимальной полосе, при этом для двухфазных сигналов наблюдают отклики на нулевой и удвоенной тактовой частоте после возведения в квадрат, на нулевой и учетверенной тактовой частоте после возведения в четвертую степень, на нулевой и увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень; для четырехфазных сигналов - отсутствие откликов после возведения в квадрат, отклики на нулевой и учетверенной тактовой частоте после возведения в четвертую степень, отклики на нулевой и увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень; для четырехфазных сигналов со сдвигом - отклики на удвоенной тактовой частоте после возведения в квадрат, отклики на нулевой и учетверенной тактовой частоте после возведения в четвертую степень, отклики на нулевой и увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень; для сигналов модуляции с минимальным сдвигом - отклики на удвоенной тактовой частоте после возведения в квадрат, отклики на учетверенной тактовой частоте после возведения в четвертую степень, отклики на увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень; для сигналов с восьмифазной манипуляцией - отсутствие откликов после возведения в квадрат и в четвертую степень, отклики на нулевой и увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень.
Для достижения указанной цели предлагается устройство, которое содержит два тракта обработки, каждый из которых содержит квадратор промежуточной частоты и последовательно соединенные фильтр нижних частот (ФНЧ), амплитудный детектор, пороговый элемент (компаратор), выход квадратора первого тракта подключен ко входу квадратора второго тракта, а выходы пороговых элементов - ко входам решающего устройства.
Согласно изобретению в устройство дополнительно введен третий тракт, состоящий из последовательно соединенных квадратора, фильтра нижних частот, амплитудного детектора и порогового элемента, выход которого подключен ко входу решающего устройства, а вход третьего квадратора подключен к выходу второго квадратора, а также дополнительно введены последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ), аналого-цифровой преобразователь (АЦП), второй вход которого подключен к выходу синтезатора частот, преобразователь Гильберта, комплексный умножитель, вторые входы которого подключены к выходам синтезатора прямого синтеза, полифазный фильтр (ПФФ), оптимальный фильтр, выходы которого подключены ко входам квадратора первого тракта, а через схему восстановления тактовой частоты (СВТЧ) - ко второму входу полифазного фильтра. Дополнительно в каждый тракт введены последовательно соединенные полосовой фильтр, амплитудный детектор, компаратор, при этом входы полосовых фильтров подключены к выходам соответствующих квадраторов каждого тракта, а выходы компараторов - ко входам решающего устройства.
Сочетание отличительных признаков и свойства предлагаемого способа и устройства из литературы не известны, поэтому они соответствуют критериям новизны и изобретательского уровня.
На фиг.1 приведена последовательность операций по предлагаемому способу, на фиг.2 - структурная схема устройства по предлагаемому способу, на фиг.3 - спектральные диаграммы распознавания видов модуляции.
По предлагаемому способу выполняют следующие операции над сигналом (фиг.1):
- оцифровывают сигнал на промежуточной частоте по теореме Котельникова и преобразуют его в 12-13 разрядный код 1;
- с помощью преобразования Гильберта преобразуют оцифрованный действительный сигнал в комплексный 2;
- с целью упрощения последующей обработки сигнала некогерентно переносят его на нулевую частоту 3;
- для получения спектральных составляющих сигнала после возведения во вторую, четвертую или восьмую степени, на частотах, кратных тактовой частоте, фильтруют сигнал в оптимальной полосе 4;
T
- формируют, селектируют и наблюдают составляющие сигнала, возведенного в квадрат, на частотах 0, 2ω 5;
T
- формируют, селектируют и наблюдают составляющие сигнала, возведенного в четвертую степень, на частотах 0, 4ω 9;
T
- формируют, селектируют и наблюдают составляющие сигнала, возведенного в восьмую степень, на частотах 0, 8ω 12;
- осуществляют амплитудное детектирование выделенных сигналов 6, 10, 13;
- сравнивают результаты детектирования с пороговыми уровнями 7, 11, 14;
- сравнивают получившуюся комбинацию продетектированных откликов с эталонными значениями и выносят решение о виде модуляции 8.
Представим М - позиционный ФМ-сигнал в виде
где А - амплитуда сигнала;
ПЧ
f - промежуточная частота сигнала;
i
φ - информационная составляющая фазы сигнала;
Δφ - случайная начальная фаза сигнала.
i
Информационная составляющая фазы сигнала φ может принимать М дискретных значений:
,
где i - целое;
i
φ∈[0, 2π].
Если применить к такому действительному сигналу преобразование Гильберта, то получим аналитический сигнал или комплексный сигнал, который можно записать как
,
где j - мнимая единица.
Теперь произведем над этим сигналом линейную операцию переноса спектра на нулевую частоту. Для этого умножим сигнал на комплексную синусоиду . В результате получим
Комплексный сигнал можно также записать в алгебраической форме
i
i
a(t)=I(t)+j·Q(t)=А·cos(φ+Δφ)+j·А·sin(φ+Δφ),
где I(t), Q(t) - синфазная и квадратурная составляющие сигнала соответственно.
Пропустим сигнал a(t) через фильтр с импульсной характеристикой h(t). Сигнал на выходе фильтра будет равен
.
i
Во избежание межсимвольных искажений импульсная характеристика фильтра должна быть нулевой за пределами интервала длительности символа Т. Тогда, с учетом того, что φ не меняется в течение одного символа, получим
i
где Δt=[(i-1)·Т, i·Т] - i-й интервал длительностью Т;
- огибающая фильтрованного сигнала.
Видно, что после фильтрации сигнал дополнительно приобретает амплитудную модуляцию (AM). Глубина AM зависит от полосы пропускания фильтра - чем шире полоса пропускания фильтра, тем меньше глубина AM. Форма огибающей сигнала будет близка к синусоидальной форме. Из формулы для огибающей сигнала и того обстоятельства, что импульсная характеристика определена только на интервале
T
T
[0, T], очевидно, что период огибающей равен Т, т.е. в спектре сигнала, прошедшего через фильтр, появляется составляющая с частотой f=1/T=ω/(2π).
В спектре ФМ-сигнала нет выраженной несущей частоты. Применительно к обработке сигнала на нулевой частоте можно сказать, что ФМ-сигнал не содержит в спектре составляющей на нулевой частоте.
После возведения сигнала ФМ2 во вторую степень получим
Поскольку огибающая фильтрованного сигнала имеет форму синусоиды, перепишем это выражение в другой форме
.
Сравнивая последнее выражение с рядом Фурье в комплексной форме
получим
T
T
T
Другими словами, спектр сигнала  содержит выраженную составляющую на нулевой частоте и на частотах ±2ω. Аналогично легко показать, что возведенный в четвертую степень сигнал ФМ2 содержит в своем спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±4ω, и возведенный в восьмую степень сигнал ФМ2 содержит в своем спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±8ω.
Проделав аналогичные преобразования над сигналами ФМ4, ФМ4С, ММС, ФМ8, получим, что:
T
T
- сигнал ФМ4 после возведения в квадрат не содержит в спектре выраженных составляющих на каких-либо частотах; после возведения в четвертую степень сигнал ФМ4 содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±4ω; после возведения в восьмую степень сигнал ФМ4 содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±8ω;
T
T
T
- сигнал ФМ4С после возведения в квадрат содержит в спектре выраженные составляющие на частотах ±2ω; после возведения в четвертую степень сигнал ФМ4С содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±4ω; после возведения в восьмую степень сигнал ФМ4С содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±8ω;
T
T
T
- сигнал ММС после возведения в квадрат содержит в спектре выраженные составляющие на частотах ±2ω; после возведения в четвертую степень сигнал ММС содержит в спектре выраженные составляющие на частотах ±4ω; после возведения в восьмую степень сигнал ММС содержит в спектре выраженные составляющие на частотах ±8ω;
T
- сигнал ФМ8 после возведения в квадрат и в четвертую степень не содержит в спектре выраженных составляющих на каких-либо частотах; после возведения в восьмую степень сигнал ФМ8 содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±8ω.
На фиг.3 приведены спектры сигналов ФМ2, ФМ4, ФМ4С, ММС, ФМ8 после возведения во вторую, четвертую и восьмую степени, поясняющие предлагаемый способ определения вида модуляции.
В настоящее время все большее развитие получают цифровые демодуляторы, в которых сигнал сначала оцифровывается, а затем все последующие преобразования над ним выполняются в цифровой форме. Перепишем полученные выше выражения применительно к оцифрованному сигналу.
d
Обозначим через T период дискретизации сигнала, удовлетворяющий условию теоремы Котельникова:
,
m
где f - максимальная частота в спектре сигнала.
Тогда формулы (1)-(3) в случае дискретизированного сигнала будут иметь вид:
k
ПЧ
k
k
s=А·cos(2πft+φ+Δφ),
k
d
где t=k·Т, k - целое;
k
k
φ=φ(t);
k
k
B=B(t).
Спектральные диаграммы, представленные на фиг.3, получаются точно так же, как и для аналогового сигнала, за исключением того, что аналоговое преобразование Фурье заменяется дискретным:
,
где N - количество точек преобразования.
Устройство определения вида модуляции (фиг.2) содержит последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ) 1, аналого-цифровой преобразователь 2, ко второму входу которого подключен выход синтезатора частот 3, преобразователь Гильберта 4, комплексный умножитель 5, ко вторым входам которого подключены выходы синтезатора прямого синтеза 6, полифазный фильтр 7, оптимальный фильтр 8, выход которого через схему восстановления тактовой частоты (СВТЧ) 9 подключен ко второму входу полифазного фильтра (ПФФ) 7, первый квадратор 10, выходы которого подключены соответственно к последовательно соединенным фильтру нижних частот (ФНЧ) 11, амплитудному детектору 12, компаратору 13 и решающему устройству 14, а также к последовательно соединенным полосовому фильтру (ПФ) 15, амплитудному детектору 16 и компаратору 17, выход которого подключен к устройству 14.
Выходы квадратора 10 подключены также ко второму квадратору 18, выходы которого подключены к последовательно соединенным ФНЧ 19, амплитудному детектору 20 и компаратору 21, а также к последовательно соединенным ПФ 22, амплитудному детектору 23 и компаратору 24. Выходы квадратора 18 подключены к третьему квадратору 25, выходы которого подключены к последовательно соединенным ФНЧ 26, амплитудному детектору 27 и компаратору 28, а также к последовательно соединенным ПФ 29, амплитудному детектору 30 и компаратору 31. Выходы компараторов 21, 24, 28 и 31 соединены с устройством 14.
Устройство работает следующим образом.
ПЧ
ПЧ
Входной сигнал на частоте f через полосовой фильтр 1, предотвращающий перекрывание спектров при субдискретизации, подается на вход аналого-цифрового 4 преобразователя 2. Сигнал частоты дискретизации  поступает на вход тактовой частоты АЦП 2 с синтезатора 3. С выхода АЦП 2 оцифрованный сигнал поступает в преобразователь Гильберта 4, который, во-первых, преобразует действительный сигнал в комплексный сигнал и, во-вторых, позволяет понизить в два раза частоту дискретизации, снижая тем самым ресурсные затраты на последующие каскады обработки сигнала. После преобразователя Гильберта 4 отсчеты синфазного и квадратурного подканалов подаются на комплексный умножитель 5, в котором осуществляется некогерентный перенос сигнала на нулевую частоту. Комплексный сигнал опорной частоты f формируется синтезатором прямого синтеза 6. С выхода умножителя 5 сигнал поступает в полифазный фильтр 7, который, в совокупности со схемой восстановления тактовой частоты 9, позволяет получить частоту дискретизации сигнала, кратную символьной тактовой частоте, и тем самым существенно упростить реализацию последующих цифровых фильтров. После ПФФ 7 сигнал фильтруется в оптимальной полосе фильтром 8. При этом отсекаются все другие сигналы, попавшие через полосовой фильтр 1 на вход АЦП 2.
С выхода оптимального фильтра 8 сигнал поступает на схему восстановления тактовой частоты 9 и на первый квадратор 10. Сигнал с выхода СВТЧ 9 управляет работой ПФФ 7. С выхода квадратора 10 сигнал подается, параллельно, на узкополосный ФНЧ 11 и на узкополосный ПФ 15, центральная частота которого равна удвоенной символьной тактовой частоте, а также на второй квадратор 18. Наличие сигнала на выходах фильтров 11, 15 фиксируется амплитудными детекторами 12, 16 и компараторами 13, 17.
С выхода квадратора 18 сигнал подается, параллельно, на узкополосный ФНЧ 19 и на узкополосный ПФ 22, центральная частота которого равна учетверенной символьной тактовой частоте, а также на третий квадратор 25. Наличие сигнала на выходах фильтров 19, 22 фиксируется амплитудными детекторами 20, 23 и компараторами 21, 24.
С выхода квадратора 25 сигнал подается, параллельно, на узкополосный ФНЧ 26 и на узкополосный ПФ 29, центральная частота которого в восемь раз больше символьной тактовой частоты. Наличие сигнала на выходах фильтров 26, 29 фиксируется амплитудными детекторами 27, 30 и компараторами 28, 31.
Выходы компараторов 13, 17, 21, 24, 28, 31 соединены со входами решающего устройства 14, которое и принимает решение о виде модуляции входного сигнала. Обозначив наличие отклика на фиг.3 - «1», а отсутствие отклика - «0», очевидно, что решающее устройство 14 работает с шестиразрядными кодами и выдает однозначное решение по каждому виду модуляции.
В настоящее время в НИИРС в рамках одного из заказов отработана программа определения вида модуляции и проведены испытания по имитационным и реальным сигналам. Результаты положительные.