СПОСОБ ОБНАРУЖЕНИЯ РАДИОИЗЛУЧЕНИЯ В БЛИЖНЕЙ ЗОНЕ ИСТОЧНИКА
METHOD OF DETECTING RADIO-FREQUENCY RADIATION IN NEAR FIELD OF SOURCE

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к методам и средствам радиоразведки источников радиоизлучения (ИРИ), находящихся в пределах охраняемой территории, и предназначено, в частности, для выявления факта скрытой установки подслушивающих устройств (т.н. «жучков»), использующих радиоканал для передачи поступающей на их микрофон аудиоинформации.
Известны способы, которые могут быть использованы в задачах обнаружения скрытых ИРИ [1, 2]. Антенные системы соответствующих обнаружителей содержат два датчика поля: Е-датчик в виде вибраторной антенны и Н-датчик в виде рамочной антенны, выделяющие соответственно электрическую (E) и магнитную (H) компоненты электромагнитного поля ИРИ с последующим формированием выходного сигнала обнаружителя путем совместной обработки выходных сигналов этих датчиков.
Недостаток аналогов состоит в низкой вероятности обнаружения скрытых ИРИ, обусловленный априорной неопределенностью в пространственной поляризации их поля в окрестности обнаружителя, что не позволяет осуществить согласованный по поляризации прием Е-компоненты и Н-компоненты поля ИРИ на Е-датчик и Н-датчик соответственно.
Наиболее близким среди аналогов является способ-прототип [2], основной операцией в котором является совместная корреляционная обработка выходных сигналов Е-датчика и Н-датчика.
Недостаток прототипа состоит в низкой вероятности обнаружения скрытых ИРИ.
Целью изобретения является повышение надежности обнаружения.
ij
11
22
33
12
21
23
32
31
13
i
Для достижения поставленной цели в способе обнаружения радиоизлучения в ближней зоне источника, в котором осуществляется прием электрической и магнитной компонент поля на Е-датчик и Н-датчик соответственно, совместная корреляционная обработка выходных сигналов Е-датчика и Н-датчика, принятие решения об обнаружении ИРИ путем сравнения выходного сигнала обнаружителя с порогом, дополнительно осуществляется прием электрической компоненты поля на второй и третий Е-датчики, прием магнитной компоненты поля на второй и третий Н-датчики, формирование сигналов межкомпонентной корреляции k путем совместной обработки сигнала с выхода i-го E-датчика, i=1, 2, 3, и сигнала с выхода j-го Н-датчика, j=1, 2, 3, формирование суммарного сигнала k+k+k и определение его амплитуды Р, формирование разностных сигналов k-k k-k, k-k, определение их амплитуд и суммарной амплитуды S разностных сигналов, причем направления осей i-го E-датчика и i-гo H-датчика совпадают с направлением оси e ортогональной системы координат, i=1, 2, 3, в качестве выходного сигнала обнаружителя используется суммарная амплитуда S, а в качестве порога используется величина, пропорциональная амплитуде P.
Поясним, что возможны два принципиально отличающихся режима функционирования обнаружителя скрытых ИРИ: динамический и статический. Динамический режим работы подразумевает производимое оператором непрерывное перемещение обнаружителя вдоль возможных мест установки скрытого ИРИ, что позволяет достаточно просто формировать пороговый уровень обнаружения (или просто - «порог») по данным выходного сигнала обнаружителя, согласовывая инерционность схемы формирования порога, т.е. скорость его адаптивной настройки, со скоростью перемещения обнаружителя. Если остановить движение обнаружителя, его выходная реакция на сигнал скрытого ИРИ пропадает. При статическом режиме работы местоположение обнаружителя остается неизменным и его реакция на сигналы скрытого ИРИ должна сохраняться в течение всего времени наблюдения. Очевидно, что в этом режиме задача выбора порога является более сложной, т.к. он не может быть функцией выходного сигнала обнаружителя, а должен создаваться на базе первичных исходных данных - входных сигналов обнаружителя - и с помощью специального алгоритма обработки, отличающегося от алгоритма формирования выходного сигнала обнаружителя.
В предложенном способе подразумевается именно статический режим функционирования обнаружителя.
Несущая частота скрытого ИРИ предполагается неизвестной и расположенной в широком диапазоне частот, в пределах которого также могут находиться сигналы от множества других удаленных источников.
В качестве модели скрытого ИРИ используется элементарный электрический или магнитный излучатели, электромагнитные поля которых обладают следующими свойствами [3, стр.206-214]:
а) ортогональность E-компоненты и H-компоненты;
б) синфазность (с точностью до знака) сигналов E-датчиков и H-датчиков при приеме сигналов от близлежащего скрытого ИРИ.
Отметим, что свойством «а» обладают также и электромагнитные поля удаленных источников. Однако вместо свойства «б» для них выполняется другое свойство:
в) временная ортогональность (сдвиг по фазе на π/2) сигналов E-датчиков и H-датчиков при приеме сигналов удаленных источников.
i
Введем ортогональную систему координат с единичными векторами e, i=1, 2, 3, начало которой совпадает с местом расположения обнаружителя. Антенную систему обнаружителя - из трех конструктивно идентичных E-датчиков и трех конструктивно идентичных H-датчиков - следующим образом свяжем с введенной системой координат:
- центры E-датчиков и H-датчиков разместим в окрестности начала координат;
1
2
3
- оси симметрии первого (второго, третьего) Е-датчика и первого (второго, третьего) Н-датчика направим параллельно оси e (e, e).
Введем следующие обозначения:
a
i
-  для комплексной огибающей выходного сигнала i-го E-датчика, i=1, 2, 3.
i
- b для комплексной огибающей выходного сигнала i-го H-датчика, i=1, 2, 3.
a
a
i
i
i
i
Принимая во внимание, что сигналы  и b есть разность потенциалов для пары контактов i-го E-датчика и H-датчика соответственно (i=1, 2, 3), введение  и b подразумевает выделение в каждой такой паре нулевого (опорного) и информационного контактов. Чтобы в дальнейшем можно было воспользоваться математическим аппаратом линейной алгебры, выбор нулевого и информационного контактов необходимо осуществить единообразно для всех E-датчиков и единообразно для всех H-датчиков. Такое разделение контактов состоит в следующем:
i
- для i-го E-датчика направление движения от нулевого к информационному контакту (вдоль его оси симметрии) должно совпадать с направлением вектора e ортогональной системы координат, i=1, 2, 3;
i
- для i-го H-датчика обход его рамки - начиная от нулевого к информационному контакту - должен воспринимается как движение по часовой стрелке со стороны вектора e ортогональной системы координат, i=1, 2, 3. Другими словами, указанный алгоритм выбора опорного и информационного контактов для каждого датчика эквивалентен введению электротехнического определения направления вдоль его оси симметрии.
Введем следующие обозначения:
- V - комплексная огибающая сигнала скрытого ИРИ;
m
- W - комплексная огибающая сигнала m-го удаленного источника;
- α - единичный вектор вдоль E-компоненты поля скрытого ИРИ;
- β - единичный вектор вдоль H-компоненты поля скрытого ИРИ;
m
- ξ - единичный вектор вдоль E-компоненты поля m-го удаленного источника, m=1, 2, … М;
m
- η - единичный вектор вдоль H-компоненты поля m-го удаленного источника, m=1, 2, … М;
i
i
mi
mi
i
-α; β; ξ; η - проекции соответствующих векторов на ось e, i=1, 2, 3.
a
i
i
Тогда, учитывая указанные выше свойства «а», «б», «в», комплексная огибающая выходного сигнала i-го E-датчика  и комплексная огибающая выходного сигнала i-го H-датчика b следующим образом выражаются через введенные величины:
где «j» - мнимая единица. Кроме того, в (1), (2) для упрощения выкладок и без потери общности опущены коэффициенты пропорциональности, характеризующие чувствительность E-датчиков и H-датчиков к напряженностям E-компоненты и H-компоненты поля.
a
i
i
Сигналы  с выходов E-датчиков поступают на связанные первые входы девяти корреляторов, а сигналы b с выходов H-датчиков - на связанные вторые входы этих корреляторов, на выходах которых формируются межкомпонентные коэффициенты корреляции:
где «*» - знак комплексного сопряжения, «Re» - оператор выделения действительной части, а скобки <…> означают усреднение по времени.
ij
Девять сигналов межкомпонентной корреляции k удобно представить в виде элементов матрицы K:
Вводя «сигнальные» векторы:
где «Т» - знак транспонирования, (1) и (2) удобно представить в векторной форме:
а матрицу K выразить с помощью тензорного произведения (знак «⊗») этих векторов:
где знак «+» обозначает комплексное сопряжение и транспонирование одновременно. Подстановка (6), (7) в (8) дает:
0
где K - «сигнальная» матрица скрытого ИРИ и N - «помеховая» матрица, имеют следующий вид:
где прямые скобки
обозначают взятие модуля от комплексного числа,
0
Учитывая независимость сигналов различных источников, из (10) и (11) следует, что межкомпонентная корреляционная обработка существенно снижает влияние сигналов удаленных источников и, наоборот, подчеркивает присутствие сигнала скрытого ИРИ, т.е. обеспечивает малость «помеховой» матрицы N по сравнению с «сигнальной» матрицей K.
ij
Статический режим функционирования обнаружителя предполагает нахождение двух различных функций от девяти элементов {k} матрицы K, формирующих соответственно сигнальную S и пороговую Р величины, в результате сравнения которых выносится решение об обнаружении сигнала скрытого ИРИ.
Начнем с выбора функции, формирующей пороговую величину P, для чего рассмотрим выражение для следа (tr) матрицы K:
0
В случае малости «шумовой» матрицы N по сравнению с «сигнальной» матрицей K выражение (12) примет вид:
Используя определение скалярного произведения векторов α и β, перепишем (13) в виде:
причем правая часть (14) вследствие равенства (α; β)=0, обусловленного указанным выше свойством «а», получается равной нулю. Это означает, что при сделанных выше предположениях сигнал скрытого ИРИ не влияет на величину следа матрицы K и поэтому его модуль (или величину, ему пропорциональную) целесообразно использовать в качестве порога, т.е.
T
0
Перейдем к выбору функции, формирующей сигнальную величину S. Предварительно заметим, что сумма квадратов элементов входящей в (10) матрицы α⊗β равна единице, а сумма квадратов элементов матрицы K равна мощности
сигнала скрытого ИРИ. Это могло бы служить основанием для выбора суммы квадратов элементов матрицы K в качестве сигнальной величины S. Однако в предложенном способе выбор S был сделан из других соображений. Для этого рассмотрим выражение для вектора vectK:
T
дуального по отношению к кососимметрической составляющей K-K матрицы K, который полностью определяет эту составляющую:
0
В случае малости «шумовой» матрицы N по сравнению с «сигнальной» матрицей K вектор (16) примет вид:
модуль которого равен мощности
сигнала скрытого ИРИ. Это указывает на целесообразность использования модуля вектора vectK в качестве сигнальной величины S, т.к. его вычисление требует в три раза меньшего числа нелинейных операций (возведения в квадрат), чем при суммировании квадратов элементов матрицы K. Дополнительное упрощение алгоритма состоит в замене квадратичной обработки элементов вектора vectK на вычисление их модулей. Таким образом, окончательный вариант формирования сигнальной величины S имеет вид:
11
22
33
ij
В радиотехнических терминах операция взятия модуля в (15), (19) означает выделение амплитуды соответствующих сигналов. В частности, величина P есть амплитуда суммарного сигнала k+k+k, а величина S есть суммарная амплитуда входящих в (19) разностных сигналов. В качестве корреляторов, выполняющих функцию (3), можно использовать балансный модулятор с фильтром нижних частот на выходе, инерционность которого выбирается из условия устранения биений между сигналами различных удаленных источников, а проводимые над сигналами k преобразования можно осуществить либо в аналоговой, либо в цифровой форме.
Источники информации
1. Патент US №6963301 B2.
2. Патент RU №2349927 C1.
3. Никольский В.В. Электродинамика и распространение радиоволн. М.: Наука, 1978 г.