УСТРОЙСТВО КОМПЕНСАЦИИ ИНТЕРФЕРЕНЦИОННЫХ ИСКАЖЕНИЙ С ВСПОМОГАТЕЛЬНЫМ СИГНАЛОМ

Полезная модель относится к радиотехнике и может использоваться в качестве устройства компенсации интерференционных искажений при многолучевом приеме в диапазоне УКВ.
Существует множество методов борьбы с интерференционными искажениями: разнесенный прием, прием AM и ЧМ сигналов с одинаковой информацией, но наиболее близким по техническому решению является метод автоматического подавления искажений на основе трансверсального фильтра с программным управлением, работающего в каскаде ПЧ с линейной амплитудной характеристикой и микрокомпьютером. [Корректор многолучевых замираний. Multipath-fade equalizer. Miedema Aotze; Bell Telepli. Lab., Inc. Пат. 4330764, США, Заявл. 11.06.80., № 158404, 18.5.82, МКИ Н 03 Н 11/06, МКИ 333/18.] С помощью микрокомпьютера производится расчёт параметров отражённых сигналов (относительной амплитуды отражённого сигнала, времени задержки и разности фаз между прямым сигналом и отраженными сигналами на несущей частоте), исходя из амплитудно-частотных характеристик среды распространения между передающей станцией и каскадом промежуточной частоты приёмника, получаемых на основе выходных сигналов как детектора огибающей сигналов промежуточной частоты, так и демодулятора ЧМ сигналов. С микрокомпьютера управляющие сигналы посылаются на схемы с весовой обработкой сигналов трансверсального фильтра. Выходной сигнал трансверсального фильтра подаётся обратно и добавляется к поступающему сигналу. Имеется целесообразность применения данного метода в различных условиях при наличии отражённых сигналов и возможности полного подавления интерференционного искажения.
Недостатком рассмотренного метода является необходимость проведения большого количества расчетов на базе микрокомпьютера, что ведет к задержке выдачи необходимой информации для работы трансверсального фильтра, снижая эффективность предлагаемого метода, большие материальные затраты для решения поставленной задачи. Очевидно, что эффективность метода растет с увеличением тактовой частоты микроконтроллера, что влечет еще большее удорожание.
Прототипом устройства компенсации интерференционных искажений послужило устройство уменьшения искажений при многолучевом приеме ЧМ сигналов с помощью блока уменьшения интерференционных искажений, предлагаемое в патенте США, № 4163945 кл. 325/473, (Н 04 В 1/10) Yukinobu Ishigaki, Teruo Muraoka and Masaki Hagiwara Victor Company of Japan, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. CE-26, February 1980, в котором предлагается использовать задержку сигнала после ЧМ-детектора в отношении задержки в додетекторной схеме анализа огибающей по предлагаемому алгоритму, таким образом, чтобы минимизировать искажения, возникающие при многолучевом распространении.
Недостатком метода является то, что он эффективен для конкретной ситуации с многолучевым распространением при введении вручную соответствующих задержек в трактах обработки сигналов устройства. При минимальном изменении ситуации с многолучевым распространением система становиться неэффективной и требует поиска, анализа и введения другого времени задержки и так до бесконечности по мере изменения ситуации, то есть как таковой компенсации не происходит.
Целью предлагаемого технического решения является уменьшение интерференционных искажений при многолучевом приеме в диапазоне УКВ.
пр
Поставленная цель достигается методом выделения интерференционных искажений, основанным на введении вспомогательного сигнала в тракт ЧМ-радиоприемника. В реальной схеме это реализуется введением после УПЧ сумматора и вспомогательного гетеродина, частота сигнала которого отличается от промежуточной частоты ƒ на величину Δƒ.
Получим основные соотношения, описывающие этот метод.
Для анализа работы устройства обозначим прямой или полезный сигнал
пр
пр
S(t)=cos(ωt+ƒ(t)),
пр
где ω- промежуточная частота, ƒ(t) - модулирующий сигнал, отраженные или задержанные сигналы
3i
i
пр
i
c
i
S(t)=Kcos(ωt+ƒ(t-τ)-ωτ),
i
i
c
где К<1 - коэффициенты отражения или амплитуда задержанного луча, τ - время задержки i-го луча, в общем случае является функцией времени, ω несущая частота сигнала.
Выходной сигнал УПЧ можно представить в следующем виде
где S(t) - паразитные изменения амплитуды,
φ(t)- паразитные изменения фазы суммарного сигнала.
Изменения амплитуды и фазы можно записать следующим образом:
Демодулированный сигнал на выходе частотного детектора определяется как производная мгновенной фазы сигнала (1)
Определим аналитическое выражение для демодулированного сигнала в случае двухлучевого радиоприема и наличие вспомогательного сигнала, который можно записать в следующем виде
τ
2
np
S(t)=Kcos(ωt+Δωt),
2
где К - амплитуда вспомогательного сигнала,
Δω=2πΔƒ - частота расстройки.
2
c
2
с
2
1
Тогда, подставив в выражение (2) N=2, ƒ(t-τ)=0, ωτ=Δωt, ωτ′=Δω, а τ=τ=сonst и проведя преобразование, получим
e(t)=ƒ′(t)-(A+B+C)/D,
где
2
При выполнение условия K≪1 выражение
2
представляет собой закон искажений демодулированного ЧМ-сигнала при двух лучевом приеме,  - выражение описывает дополнительные искажения, вызванные введением вспомогательного сигнала, однако при K≪1 их величина незначительна.
3
Последний член соотношения (3) e(t)=C/D представляет амплитуднофазомодулированное колебание с центральной частотой Δω. Проведем преобразование величины С
где ψ(t)- фаза сигнала.
2
3
При расстройке частоты вспомогательного сигнала Δω, много большей максимальной девиации частоты ЧМ-сигнала ƒ(t), что легко выполнимо, подкоренное выражение соотношения (8) совпадает по форме со знаменателем D при K≪1 (выражение 6). Тогда член e(t) можно записать в виде:
c
c
Известно, что искажения при двухлучевом приеме проявляются в виде выбросов в момент, когда аргумент под косинусом в знаменателе выражения (7) ƒ(t)+ƒ(t-τ)-ωτ=π причем длительность выбросов значительно меньше периода модулирующих колебаний ƒ(t). Поэтому можно считать функцию ƒ′(t)+ƒ′(t-τ)-ωτ=π медленно меняющейся функцией времени по сравнению с функцией
и искажения описываются последним выражением.
Проведем его преобразование
Из сравнения выражений (9) и (10) следует, что амплитуда модулированного сигнала с центральной частотой Δω отличается от формы импульсов искажений (10) наличием квадратного корня в знаменателе и множителем . Таким образом, закон искажений демодулированного ЧМ-сигнала можно получить амплитудным детектированием сигнала (9), возведением его в квадрат и увеличением в . После этого, вычитая результат из демодулированного ЧМ-сигнала, можно получить компенсацию искажений.
На основании полученного алгоритма составлена структурная схема компенсатора интерференционных искажений (Фиг.1).
Сигнал с выхода УПЧ суммируется в сумматоре С 1 с вспомогательным сигналом, вырабатываемым вспомогательным гетеродином ВГ. После ограничения в ограничителе ОГР и детектирования в ЧД получается сигнал, соответствующий по форме выражению (3). Вид его приведен на Фиг.26. Фиг.2а иллюстрирует выходной сигнал ЧД и всего устройства без вспомогательного сигнала при модуляции синусоидой. Для выделения амплитудно-фазо-модулированного колебания (9) с центральной частотой Δω используется фильтр верхних частот ФВЧ (Фиг.2в).
После амплитудного детектора АД и квадратора КВАД вид сигнала изображен на Фиг.2г. Вместо этих двух блоков можно использовать квадратичный детектор. В регулируемом усилителе РУ устанавливается необходимая амплитуда импульсов искажений.
Из сравнения Фиг.2а и Фиг.2г видно, что для компенсации искажений, которая осуществляется в сумматоре С2, необходимо иметь импульсы чередующейся полярности. К тому же при большей девиации частоты ЧМ-сигнала искажения проявляются в виде большого числа импульсов различной полярности на одном полупериоде модулированного колебания.
Для получения требуемой полярности импульсов служит автоматический переключатель полярности. Один из возможных вариантов его структурной схемы приведен на Фиг.3.
С помощью порогового устройства формируются прямоугольные импульсы (Фиг.2д), которые поступают на счетный вход Д-триггера, а с его выходов прямого и инверсного - на аналоговый перемножитель сигналов АП1 (Фиг.2е). на другой вход АП1 поступают импульсы с выхода регулируемого усилителя РУ (Фиг.2г).
На выходе аналогового перемножителя в момент времени, соответствующие моментам поступления тактовых импульсов с выхода Д-триггера, происходит инверсия сигнала (Фиг.2ж - первая пара импульсов). Однако в начальный момент времени положения триггера неопределено, поэтому полярность импульсов может быть противоположной той, которая требуется для компенсации интерференционных искажений в сумматоре С2, что видно из Фиг.2а и 2ж (первая пара импульсов). Для автоматической установки триггера в необходимой исходное состояние, а также для слежения за требуемой для компенсации полярностью импульсов служат второй аналоговый перемножитель АП 2, пиковый детектор ПД, второе пороговой устройство ПУ 2 и одновибратор 0В. В аналоговом перемножителе АП 2 перемножаются выходной сигнал ФНЧ и сигнал с выхода первого АП 1. В случае синфазных компенсационных импульсов и импульсов искажений получаются импульсы положительной полярности (Фиг.2з, первая пара импульсов), а в случае противофазных (что необходимо для компенсации) - отрицательной.
В случае импульсов положительной полярности они детектируются пиковым детектором ПД, второе пороговое устройство ПУ 2 формирует импульс (Фиг.2и), запускающий одновибратор 0В. Последний, в свою очередь, вырабатывает короткий импульс (Фиг.2к), поступающий на вход с Д-триггера и преобразующий его другое состояние (Фиг.2е). При этом в АПП импульсы искажений с выхода регулируемого усилителя РУ
принимают противоположную полярность (Фиг.2ж - вторая пара импульсов). В сумматоре С2 происходит компенсация интерференционных искажений (Фиг.2л), а в ФНЧ - фильтрация частот расстройки.
1
Для выделения амплитудно-фазо-модулированного колебания (9) с центральной частотой До» можно применять схему, приведенную на Фиг.4. В ней вместо фильтра верхних частот ФВЧ использованы второй ограничитель ОГР 2 и второй частотный детектор ЧД 2, подключенные к выходу УПЧ и выделяющие сигнал ƒ′(t)+e(t) (см. (7). Сигнал, соответсвующий выражению (9), получается на выходе вычитателя В.
nр
Теоретически доказано, что введение в основной сигнал тракта УПЧ ЧМ-радиоприемника вспомогательного сигнала, частота которого отличается от промежуточной частоты ƒ на величину Δƒ позволяет выделить сигнал, соответствующий интерференционным искажениям и получить существенную компенсацию таких искажений.
В ходе экспериментальных исследований были получены осциллограммы на действующем образце, иллюстрирующие работу компенсатора. Выходному сигналу приемника без компенсации соответствует осциллограмма, Фиг.5,а. На Фиг.5,б приведена осциллограмма на выходе ЧД радиоприемника при введении дополнительного сигнала. После фильтра верхних частот ФВЧ и детектора имеем сигналы, вид которых приведен на Фиг.5,в. Сигнал на выходе Д-триггера иллюстрирует Фиг.5,г, на выходе коммутатора - Фиг.5,д. Этот сигнал с соответствующей амплитудой суммируется с основным сигналом в противофазе в сумматоре С 2, где происходит компенсация интерференционных искажений. Вид выходного сигнала ФНЧ приведен на Фиг.5,е.
Из сравнения осциллограмм на Фиг.5,г и Фиг.5,д видно, что инвертированные импульсы на Фиг.5,е имеют различные амплитуды отличные от амплитуд Фиг.5,г, и для повышения эффективности компенсации потребуется ввести устройство выравнивающее уровни этих
импульсов. Но решение этого вопроса имеет смысл при введении компенсатора в конкретный тип приемника. На практике часто достаточно того уровня компенсации, который обеспечивает предлагаемый компенсатор интерференционных искажений.
Доказательством возможности реализации предлагаемого устройства является то, что полученный алгоритм можно реализовать достаточно простыми методами на основе типовых блоков выполненных по известным схемам: амплитудного и пикового детекторов, ФНЧ, ФВЧ, квадратора на основе квадратичного детектора, аналогового перемножителя, сумматора.
Как показали измерения коэффициента нелинейных искажений с применением автоматического измерителя нелинейных искажений и анализатора спектра, сигнал на выходе приемника с включенным компенсатором имеет коэффициент гармоник на 18-20 дБ меньше, то есть компенсация интерференционных искажений составила 18-20 дБ.