СОГЛАСОВАННЫЙ ДЕЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КВАЗИГАРМОНИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ

Полезная модель относится к технике СВЧ и может быть использована в активных фазированных антенных решетках (АФАР), в частности, в приемопередающих модулях (ППМ) АФАР в качестве устройств деления и суммирования мощности усилительных каскадов.
Изыскание способов построения согласованного делителя/сумматора (СДС) мощности диктуется необходимостью повышения уровня мощности транзисторных усилителей в передающих трактах, увеличения их коэффициента усиления при каскадировании, улучшения согласования и повышения динамического диапазона в приемных трактах, регулирования фазы сигнала в диодных фазовращателях и т.п. Новые способы согласования делителей/сумматоров в микрополосковом исполнении могут лечь в основу разработки ранее неизвестных многофункциональных СВЧ устройств.
Разработка СДС с согласованными выходными нагрузками относится к числу решаемых задач. Проблема возникает при использовании рассогласованных нагрузок. Однако и здесь существуют известные частные решения.
Так, известны способы построения согласованных делителей/сумматоров на основе 3 дБ-ных направленных ответвителей (HO) и тандемного соединения 8,34 дБ-ных HO, в которых исходный сигнал делится на два сигнала с одинаковой амплитудой и с разностью фаз между ними в 90 градусов [1, 2]. Распространение этих способов на согласованные делители с произвольным числом выходных каналов неизвестно.
Известны также способы деления и суммирования СВЧ мощности, требующие применения для согласования невзаимных элементов (вентилей и циркуляторов), что, однако, усложняет и удорожает конструкцию [3].
В работе [4] впервые описано построение делителей/сумматоров мощности 1:N на произвольное число каналов N, в котором применялась цепочечная схема. В ней для сложения мощностей генераторов и передатчиков выбирались в качестве базовых элементов мостовые схемы в коаксиальном и волноводном исполнении. Позднее в цепочечной схеме для целей деления и сложения мощности источников сигнала стала использоваться микрополосковая техника [3, 5, 6]. Возникла потребность в согласовании по входу делителей, подключаемых к идентичным несогласованным нагрузкам.
Дело в том, что при разработке разделительно-суммирующих устройств (РСУ) нагрузками делителя являются входы СВЧ транзисторов, зачастую полностью отражающие падающий на них сигнал. И хотя этот сигнал, частично рассеиваясь на балластных резисторах, приходит на вход делителя ослабленным, он все же ухудшает согласование делителя с трактом. Поэтому возникает проблема каскадирования РСУ, содержащих такие транзисторы.
Под несогласованными нагрузками подразумеваются входы транзисторных усилителей, диодные соединения, а также любые другие двухполюсные СВЧ элементы или узлы, удовлетворяющие критерию идентичности, т.е. при использовании в схеме нескольких таких устройств одного типа их характеристики полагаются одинаковыми.
В некоторых работах (например, [5, 7]) предлагаются меры по улучшению согласования, однако в них отсутствуют предложения по кардинальному решению проблемы.
В качестве прототипа СДС может быть использован наиболее близкий по схемотехнике и принципу действия делитель/сумматор (ДС) 1:N мощности квазигармонических сигналов, при котором ДС, содержащий один входной и N выходных каналов, выполнен по цепочечной схеме включения квадратурных HO в микрополосковом исполнении [6]. Блок-схема прототипа показана на фигуре 1.
n
n
n+1
N-1
0
Прототип содержит N-1 различных и согласованных с трактом квадратурных направленных ответвителей с сильной связью, включаемых по цепочечной схеме. HO с порядковым номером n (n=1, …N-1 и отсчитывается в направлении от входа/выхода делителя/сумматора), будучи четырехплечим устройством, включает в себя основной канал 1-3, вторичный канал 2-4 и имеет переходное ослабление 10log(1/(-n+1+N)) дБ, получающееся в предположении равномерного распределения мощности на выходах ДС в режиме деления и отсутствия в HO тепловых потерь; при этом плечи 1 и 4, а также 2 и 3 HO развязаны. Цепочечная схема подразумевает, что плечо 3 основного канала HO соединяется с плечом 1 основного канала HO, а рабочие плечи 2 вторичных каналов НО подключаются к одинаковым нагрузкам; при n=N-1 к нагрузке подключается также плечо 3 основного канала HO. При этом во всех случаях развязанные плечи 4 вторичных каналов подключаются к согласованным с трактом нагрузкам Z (внешним или внутренним).
1
2
1
В режиме деления квазигармонический сигнал поступает в плечо 1 HOдалее делится между плечами 2 и 3 и из плеча 2 падает на несогласованную нагрузку (HH), а из плеча 3 идет в подключенное к нему плечо 1 HO; в плечо 4 HO сигнал не поступает (т.к. плечи 1 и 4, а также 2 и 3 всех ответвителей развязаны). И далее так по всей цепочке.
N-1
1
0
В итоге исходный сигнал, в силу выбранных величин переходных ослаблений ответвителей, поступает в равных частях во все N идентичные HH. Вследствие наибольшей удаленности выхода N (плечо 3 HO) ДС от его входа (плечо 1 HO), на этот выход сигнал приходит с наибольшим отставанием. Отраженные от HH сигналы частично поглощаются нагрузками Z, частично поступают во входное плечо 1 «вход/выход», ухудшая согласование ДС с трактом.
В режиме суммирования квазигармонические сигналы одинаковой мощности поступают со стороны плеч 1, …, N, к которым в предыдущем случае были подключены HH. Эти сигналы имеют разные фазы и синхронизированы таким образом, что при поступлении сигналов в плечо «вход/выход» проходимые ими различные электрические пути (в силу цепочечной схемы ДС) компенсируют исходную разнофазность и их фазы становятся равными друг другу. В результате   получается суммирование без потерь.
К недостаткам прототипа следует отнести отсутствие конструктивного способа согласования ДМ по входу при подключении выходов делителя к идентичным HH (в частности, с большим коэффициентом стоячей волны). В итоге происходит искажение передаточных характеристик при каскадировании разделительно-суммирующих устройств (РСУ), включающих в себя как делители, так и сумматоры.
Достигаемым техническим результатом предлагаемой полезной модели является обеспечение согласования ДМ с трактом путем взаимной компенсации отраженных от несогласованных нагрузок сигналов на входе делителя 1:N мощности СВЧ квазигармонического сигнала на N равноамплитудных и разнофазных составляющих.
0
Указанный технический результат достигается за счет того, что в согласованном делителе мощности  1:N сверхвысокочастотных квазигармонических сигналов, содержащем один вход и N выходов, а также N-1 квадратурных HO с сильной связью, в котором каждый HO имеет основной 1-3 и вторичный 2-4 каналы, где плечи 1 и 4, а также 2 и 3 развязаны, при этом HO включены по цепочечной схеме таким образом, что плечо 1 первого HO является входом СДМ, плечо 1 последующего HO соединено с плечом 3 предыдущего HO, плечи 4 всех HO подключены к согласованным с трактом балластным нагрузкам Z (внешним или внутренним), плечи 2 всех HO и плечо 3 последнего (N-1)-го HO являются выходами СДМ и могут подключаться к идентичным несогласованным нагрузкам (НН), а для равномерного распределения мощности n-ый HO имеет переходное ослабление, равное 10log(1/(-n+1+N)) дБ (n=1, …N-1), дополнительно введены N взаимных фазосдвигающих секций (ФС) с малыми потерями, через которые выходы СДМ соединены с HH и которые настроены таким образом, чтобы при возбуждении СДМ со стороны его входа суммарная мощность отраженных от всех HH и пришедших на этот вход сигналов обращалась в нуль.
Делитель может быть реализован в микрополосковом варианте, при котором НО представляют собой шлейфные ответвители, ответвители типа Ланге или тандемные соединения НО на двух связанных полосковых линиях с относительно слабой связью между ними.
ФС могут представлять собой отрезки линий передачи определенной длины или согласованные с трактом более сложные фазосдвигающие элементы, причем здесь важна разность фаз между квазигармоническими сигналами, поступающими на разные выходные плечи делителя при возбуждении его со стороны входа.
На фигуре 2 представлена схема построения СДМ 1:N мощности сверхвысокочастотных квазигармонических сигналов (N - число выходов) заявленного устройства.
n
n
n+1
n
n+1
N-1
0
СДМ состоит из N-1 различных и согласованных с трактом квадратурных направленных ответвителей с сильной связью, включаемых по цепочечной схеме, и N взаимных ФС с малыми потерями. HO с порядковым номером n (n=1, …N-1 и отсчитывается в направлении от входа делителя), будучи четырехплечим устройством, включает в себя основной канал (плечи 1 и 3), вторичный канал (плечи 2 и 4) и имеет переходное ослабление 10log(1/(-n+1+N)) дБ, которое получают при равномерном распределении мощности на выходах СДМ и отсутствия в HO тепловых потерь; при этом плечи 1 и 4, а также 2 и 3 HO развязаны. Цепочечная схема подразумевает, что плечо 3 основного канала HO соединяется с плечом 1 основного канала HO, а рабочие плечи 2 вторичных каналов HO через фазосдвигающие секции ФС и ФС подключаются к одинаковым HH; при n=N-1 на НН нагружается также плечо 3 основного канала HO При этом во всех случаях развязанные плечи 4 вторичных каналов подключаются к согласованным с трактом балластным нагрузкам Z (внешним или внутренним).
Число выходных каналов делителя всегда на единицу больше числа HO: так делитель на 2 канала содержит только один 3 дБ-ный HO, в делителе на 3 канала к 3 дБ-ному HO добавляется еще 4,8 дБ-ный HO, в делителе на 4 канала появляется еще 6 дБ-ный HO и т.д. (см. также [5, 6]). Видно, что практически все HO, входящие в СДМ, являются ответвителями с сильной связью (с коэффициентом связи > -10 дБ).
1
1
2
1
СДМ работает следующим образом. Квазигармонический сигнал поступает в плечо «вход/выход» (плечо 1 HO), далее делится между плечами 2 и 3 и из плеча 2 через фазосдвигающую секцию ФС поступает в несогласованную нагрузку HH, а из плеча 3 - в подключенное к нему плечо 1 HO; в плечо 4 HO входной сигнал не поступает (т.к. плечи 1 и 4, а также 2 и 3 всех HO развязаны). И далее так по всей цепочке.
n
0
В итоге исходный сигнал, в силу выбранных величин переходных ослаблений HO, набегает в равных долях на ФС и далее на все N идентичные HH. Отраженные от HH сигналы также в равных частях поступают через ФС на выходы того же делителя/ и здесь СДМ работает как сумматор. Следовательно суммирование отраженных от НН сигналов всегда сопутствует режиму деления исходного сигнала, когда отраженные сигналы, изображаемые векторами в комплексной плоскости, сфазированы таким образом, что их комплексные амплитуды a(n=1, …N) при проходе сигналов в плечо «вход/выход»дают при сложении замкнутый равносторонний многоугольник (N-угольник). А это означает отсутствие на входе суммарного отраженного сигнала, так как его амплитуда равна нулю. Физически это объясняется тем, что мощность всех отраженных от НН сигналов рассеивается на балластных нагрузках Z и на вход делителя (плечо «вход/выход») не поступает.
Очевидно, что при N=3 получается показанный на фиг.3 а равносторонний треугольник, из которого следует однозначность выбора фазовых сдвигов отраженных от НН сигналов на входе делителя. Действительно, для этого случая α вычисляется по формуле:
,
n+1
n
где φ-φ - разность фазовых набегов волн, идущих из плеча «вход/выход» взаимного СДМ в плечи n+1 и n соответственно (n=1,2; N=3). При N>3 формула (1) описывает правильный многоугольник, который, однако, может быть деформирован. Такая деформация означает, что формула (1) становится несправедливой и появляется неоднозначность выбора фазовых сдвигов  отраженных от НН сигналов. Неоднозначность выбора ФС допускает в свою очередь возможность использования дополнительных критериев (компактности расположения, широкопосности и т.п.) при конструировании согласованного с трактом делителя.
n+1
n
Сказанное иллюстрируется фиг. 3 б, в, г, на которых приведены примеры суммирования, реализуемые путем выбора разности фаз между соседними секциями ФС и ФС. Так, на фиг.3б показан частный случай квадрата (N=4) из амплитуд отраженных сигналов с α=π/2, а на фиг. 3в и 3г показаны общие случаи, когда условия (1) для N=4 не выполняются (α≠π/2), и квадрат, оставаясь замкнутым многоугольником, деформируется в ромб.
n
1
n
0
СДМ может использоваться в качестве сумматора (например, при построении РСУ [5, 6]). В  нем квазигармонические сигналы одинаковой мощности поступают на ДМ со стороны плеч, к которым в предыдущем случае были подключены НН. Сигналы сфазированы таким образом, что при их поступлении в плечо «вход/выход» фазы сигналов становятся равными друг другу. Тогда комплексные амплитуды этих сигналов a (n=1, …, N) будут представляться коллинеарными векторами одной и той же длины, и при сложении будут располагаться на прямой линии, давая суммарный вектор a=a+…+a максимальной длины (Фиг. 4). Необходимо отметить, что здесь поступающая в согласованные нагрузки Z мощность равняется нулю. Действительно в рассматриваемом режиме все сигналы, поступающие на каждый HO, состоят из сигналов, поступающих в плечи 2 и 3 HO. Они сфазированы и, имея одинаковые по модулю амплитуды, в выходных плечах 1 и 4 HO складываются в фазе и противофазе, соответственно.
Примеры.
1. На фигуре 5 изображена схема делителя 1:3 на противонаправленных HO с электромагнитной связью между каналами (НО типа Ланге, размещенные на поликоровой подложке толщиной 2 мм, ε=9,8). В качестве HH использовался открытый конец 50 Ом-ной микрополосковой линии либо ее короткое замыкание. 50 Ом-ные микрополосковые линии фиксированной длины L1, L2, L3 выполняли функции фазосдвигающих секций. Справедливости ради нужно отметить, что при квадратурных HO длины L1, L2, L3 рассчитываются на калькуляторе.
2. На фигуре 6 показана схема РСУ, в которой в качестве делителя мощности (ДМ) и сумматора мощности (СМ) использовался делитель, описанный выше (фиг. 5). Между ДМ и СМ включаются усилители (У), какпоказано на фигуре, или какие-нибудь другие четырехполюсники с идентичными характеристиками.
1
2
Схемы были промоделированы на компьютере с помощью пакета Microwave Office. На фигуре 7 приведены частотные характеристики коэффициента стоячей волны (КСВ) на входе делителя (фиг. 5) для четырех случаев: две верхние кривые рассчитаны при L1=L2=L3=10 мм когда HH представляет собой открытый конец линии (кривая 1) либо короткое замыкание (кривая 2); две нижние кривые соответствуют случаю, когда амплитуды отраженных от HH сигналов складывались в треугольник (см. фиг. 3а) и получены при L1=20,9 мм; L2=15 мм; L3=8 мм; а HH является открытым концом (кривая 3) или коротким замыканием (кривая 4). Ответвители Ланге во всех случаях имели следующие размеры: HO - длина 20,9 мм, ширина полоски 0,2 мм, зазор между полосками 0,4 мм; HO - длина 20,2 мм, ширина полоски 0,2 мм, зазор между полосками 0,18 мм. Для схемы фигуры 6 в качестве идентичных четырехполюсников выбирались одинаковые отрезки микрополосковых линий с изменяющейся длиной и варьируемым волновым сопротивлением ZL (7 Ом<ZL<100 Ом). Расчеты, проведенные в том же частотном диапазоне, что и выше, показали хорошее согласование РСУ по входу и выходу.
Таким образом, введение в известный делитель 1:N, выполненный по цепочечной схеме, согласованных с трактом взаимных ФС с малыми потерями  позволило получить простой и эффективный согласованный по входу делитель
мощности квазигармонических сигналов 1:N при любом N>2, причем техническая реализация СДМ в микрополосковом варианте позволяет получить компактные многоканальные разделительно-суммирующие устройства.
Литература
1 Микроэлектронные устройства СВЧ: Учебное пособие для радиотехнических специальностей вузов / Г.И. Веселов, Е.Н. Егоров, Ю.Н. Алехин и др.; Под ред. Г.И. Веселова. - М.: Высш. школа, 1988. - 280 с.2 Петров Г.В., Толстой А.И. Линейные балансные СВЧ усилители. - М.: Радио и связь, 1983. - 176 с.
3 Каганов В.И. СВЧ полупроводниковые передатчики. - М: Радио и связь, 1981. - 400 с.
4 Катушкина В.М., Модель З.И. Мостовые методы сложения мощностей любого числа УКВ генераторов и передатчиков. - Электросвязь, 1959 г., №7, с. 17.
5 Горбачев А.П. Синтез микроволновых устройств на связанных линиях передачи. - Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2010. - 414 с.
6 Проектирование фазированных антенных решеток: Учебное пособие для вузов / Под редакцией Д.И. Воскресенского. - М.: Радиотехника, 2012. - 744 с.
7 Патент РФ №2123231 РФ, МПК6 H03F 3/60, H03H 11/02. Сверхвысокочастотное разделительно-суммирующее устройство/ А.П. Горбачев. Заявка №96121200/09 от 30.10.1996; опубликовано 10.12.1998, Бюллтень №34. - 6 с.