ОТСЛЕЖИВАНИЕ НЕСУЩЕЙ ДЛЯ РАДИОПРИЕМНИКОВ С ВНУТРИПОЛОСНЫМ СОВМЕЩЕННЫМ КАНАЛОМ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
CARRIER TRACKING FOR RADIO RECEIVERS WITH IN-BAND SHARED CHANNEL WITH AMPLITUDE MODULATION

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ
Изобретение имеет отношение к радиовещанию, в частности к способам и устройству для отслеживания сигналов несущей в приемнике для использования с цифровой радиовещательной системой с внутриполосным совмещенным каналом.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Цифровая радиовещательная система с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) одновременно передает аналоговые и цифровые сигналы в стандартном канале вещания с амплитудной модуляцией (AM). Одна система с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM) описана в патенте США № 5588022. Сигнал вещания содержит амплитудно-модулированный радиосигнал, имеющий первый частотный спектр. Амплитудно-модулированный радиосигнал содержит первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы. Сигнал также содержит множество модулированных в цифровой форме поднесущих в пределах ширины полосы частот, которая охватывает первый частотный спектр. Каждая из модулированных в цифровой форме поднесущих модулирована цифровым сигналом. Первая группа модулированных в цифровой форме поднесущих лежит в пределах первого частотного спектра и модулируется со сдвигом на 90 градусов по отношению к первому сигналу несущей. Вторая и третья группы модулированных в цифровой форме поднесущих лежат за пределами первого частотного спектра и модулируются как синфазно, так и со сдвигом на 90 градусов по отношению к первому сигналу несущей. Поднесущие делятся на первичные, вторичные и третичные разделы. Некоторые из поднесущих являются комплементарными поднесущими.
Перед демодуляцией принятого сигнала поднесущие должны быть обнаружены и отслежены в приемниках. Хотя эффективность существующих алгоритмов отслеживания несущей предполагается довольно хорошей, их трудно анализировать или модифицировать без обширного моделирования и проверки во всех возможных режимах отслеживания и при всех логических условиях в пределах алгоритмов отслеживания.
Поэтому имеется потребность в более простом способе отслеживания несущей, который работает автономно без явного обнаружения или управления приближенным/широкополосным/узкополосным отслеживанием.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Это изобретение обеспечивает способ отслеживания несущей в радиоприемниках с внутриполосным совмещенным каналом с амплитудной модуляцией (AM). Способ содержит этапы, на которых принимают входной сигнал, формируют сигнал локального генератора колебаний в ответ на управляющий сигнал генератора колебаний, смешивают входной сигнал с сигналом локального генератора колебаний для создания первого сигнала, фильтруют первый сигнал для создания фильтрованного первого сигнала с прореженной частотой выборок, обнаруживают погрешность фазы и погрешность частоты фильтрованного первого сигнала, нормализованного для ослабления эффектов замираний сигнала, и используют адаптивный контурный фильтр для создания управляющего сигнала генератора колебаний в ответ на погрешность фазы и погрешность частоты фильтрованного первого сигнала. Также обеспечивается устройство, которое выполняет способ.
В другом аспекте изобретение обеспечивает устройство для отслеживания несущей в радиоприемниках с внутриполосным совмещенным каналом с амплитудной модуляцией (AM). Устройство содержит вход для приема входного сигнала, локальный генератор колебаний для формирования сигнала локального генератора колебаний в ответ на управляющий сигнал генератора колебаний, смеситель для смешения входного сигнала с сигналом локального генератора колебаний для создания первого сигнала, фильтр для фильтрации первого сигнала для создания фильтрованного первого сигнала с прореженной частотой выборок, детектор для обнаружения погрешности фазы и погрешности частоты фильтрованного первого сигнала, причем фильтрованный первый сигнал нормализован для ослабления эффектов замираний сигнала, и адаптивный контурный фильтр для создания управляющего сигнала генератора колебаний в ответ на погрешность фазы и погрешность частоты фильтрованного первого сигнала.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Фиг.1 - спектральная диаграмма гибридного сигнала с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM).
Фиг.2 - спектральная диаграмма полностью цифрового сигнала с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM).
Фиг.3 - функциональная блок-схема приемника с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM).
Фиг.4 - блок-схема модема для приемника с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM).
Фиг.5 - функциональная блок-схема частотно-фазовой автоматической подстройки отслеживания несущей с амплитудной модуляцией (AM).
Фиг.6 - функциональная блок-схема адаптивного контурного фильтра.
Фиг.7 - линейная модель схемы фазовой автоматической подстройки частоты, полезной при определении значений коэффициента усиления.
Фиг.8 - принципиальная схема, которая иллюстрирует временные константы аналоговой RC-цепи.
Фиг.9 - принципиальная схема, которая иллюстрирует эквивалентные цифровые временные константы.
Фиг.10-13 - графики, показывающие моделируемое выполнение изобретения.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Это изобретение обеспечивает способ отслеживания несущей для приемников радиовещания высокого разрешения с амплитудной модуляцией (AM HD Radio™). Предполагается, что способ является подходящим для всех режимов амплитудной модуляции (AM), в том числе аналоговой демодуляции.
0
Фиг.1 является спектральной диаграммой гибридного сигнала с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM). Форма 10 гибридного сигнала с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM) содержит традиционный аналоговый сигнал 12 с амплитудной модуляцией (ограниченный полосой частот приблизительно ±5 кГц) вместе с сигналом 14 цифрового радиовещания (DAB) с шириной полосы частот около 30 кГц, передаваемым под сигналом с амплитудной модуляцией. Спектр содержится в пределах канала 16, имеющего ширину полосы частот приблизительно 30 кГц. Канал делится на центральную полосу 18, верхнюю полосу 20 и нижнюю полосу 22 частот. Центральная полоса частот имеет ширину приблизительно 10 кГц и охватывает частоты, лежащие в пределах приблизительно ±5 кГц от центральной частоты f канала. Верхняя боковая полоса частот простирается от приблизительно +5 кГц от центральной частоты до приблизительно +15 кГц от центральной частоты. Нижняя боковая полоса частот простирается от приблизительно -5 кГц от центральной частоты до приблизительно -15 кГц от центральной частоты.
Формат гибридного сигнала цифрового радиовещания (DAB) с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM) в одном варианте воплощения изобретения содержит аналого-модулированный сигнал 24 несущей плюс 162 положения поднесущих мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), расположенных приблизительно на расстоянии в 181,7 Гц, охватывающих центральную полосу частот и верхнюю и нижнюю боковые полосы частот. Закодированная цифровая информация, представляющая собой аудиосигналы или сигналы данных (материал программы), передается на поднесущих. Периодичность символов меньше, чем разнос поднесущих, вследствие защитного интервала времени между символами.
Как показано на фиг.1, верхняя боковая полоса делится на первичный раздел 26 и вторичный раздел 28, и нижняя боковая полоса делится на первичный раздел 30 и вторичный раздел 32. Цифровые сигналы передаются в первичном и вторичном разделах с обеих сторон от аналогового главного сигнала, а также под аналоговым главным сигналом в третичном разделе 34. Третичный раздел 34 можно считать содержащим множество групп поднесущих, помеченных номерами 36, 38, 40 и 42 на фиг.1. Поднесущие в третичном разделе, которые расположены около центра канала, называются внутренними поднесущими, и поднесущие в третичном разделе, которые расположены дальше от центра канала, называются внешними поднесущими. В этом примере уровень мощности внутренних поднесущих в группах 38 и 40 показан линейно уменьшающимся по мере удаления частоты от центральной частоты. Остальные группы 36 и 42 поднесущих в третичной боковой полосе имеют по существу постоянные уровни мощности.
Фиг.1 также показывает две опорные поднесущие 44 и 46 для системного управления, которые расположены в позициях первой поднесущей, непосредственно смежных с аналоговой модулированной несущей, и имеют уровни мощности, фиксированные по значению, которое отличается от других боковых полос.
0
Центральная несущая 24 на частоте f не является модулированной с помощью квадратурной амплитудной модуляции (QAM), а несет основную аналоговую амплитудно-модулированную несущую. Поднесущие 44 и 46 синхронизации и управления модулированы со сдвигом 90 градусов по отношению к несущей. Остальные поднесущие третичного раздела, расположенные в местоположениях, обозначенных от 2 до 26 и от -2 до -26, с обеих сторон от амплитудно-модулированной (AM) несущей, модулируются с помощью квадратурной фазовой манипуляции (QPSK). Типичные местоположения поднесущих обозначены индексом поднесущей, показанным на фиг.1. Поднесущие в местоположениях от 2 до 26 и от -2 до -26 с обеих сторон от центральной частоты называются третичными поднесущими и передаются в комплементарных парах таким образом, что модулированный результирующий сигнал цифрового радиовещания (DAB) сдвинут на 90 градусов по отношению к аналоговому амплитудно-модулированному сигналу. Использование комплементарных пар поднесущих в системе цифрового радиовещания (DAB) с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM) показано в патенте США № 5859876. Поднесущие 44 и 46 синхронизации и управления также модулируются как комплементарная пара.
Аналоговый амплитудно-модулированный (AM) сигнал с двумя боковыми полосами (DSB) занимает ширину полосы частот в области ±5 кГц. Нижний и верхний третичные разделы занимают соответственно поддиапазоны в областях от приблизительно 0 до приблизительно -5 кГц и от приблизительно 0 до приблизительно +5 кГц. Эти третичные разделы являются отрицательными комплексно сопряженными величинами относительно друг друга и характеризуются как комплементарные. Это свойство комплементарности поддерживает ортогональное отношение между аналоговыми и цифровыми третичными сигналами таким образом, что они могут быть разделены в приемнике, в то время как существующие традиционные приемники по-прежнему могут принимать аналоговый амплитудно-модулированный (AM) сигнал. Третичные разделы должны быть комплементарно объединены для извлечения цифрового сигнала при подавлении аналоговых переходных помех. Вторичные разделы также имеют свойство комплементарности, таким образом, они могут быть обработаны в приемнике либо независимо, либо после комплементарного объединения в зависимости от условий помех и ширины полосы частот для передачи звука. Первичные разделы передаются независимо.
0
0
Фиг.2 является спектральной диаграммой полностью цифрового сигнала 50 с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC). Мощность поднесущих центрального частотного диапазона 52 увеличена относительно гибридного формата, показанного на фиг.1. Снова две поднесущие 54 и 56, расположенные в местоположениях -1 и +1, используют двоичную фазовую манипуляцию для передачи информации синхронизации. Основная верхняя боковая полоса 58 состоит из несущих в местоположениях от 2 до 26, и основная нижняя боковая полоса 60 состоит из поднесущих в местоположениях от -2 до -26. Боковые полосы 58 и 60 образуют первичные разделы. Две группы 62 и 64 дополнительных улучшенных поднесущих занимают местоположения от 27 до 54 и от -54 до -27 соответственно. Группа 62 образует вторичный раздел, и группа 64 образует третичный раздел. Полностью цифровой формат, показанный на фиг.2, очень похож на гибридный формат за исключением того, что амплитудно-модулированный (AM) сигнал заменен задержанной и закодированной в цифровой форме настроечной и резервной версией материала программы. Центральная полоса частот занимает приблизительно одно и то же спектральное местоположение как в гибридном, так и в полностью цифровом формате. В полностью цифровом формате имеется два варианта для передачи основной версии материала программы в комбинации с настроечной и резервной версией. Полностью цифровая система была выполнена с возможностью ограничения в пределах ±10 кГц от центральной частоты f канала, где основная звуковая информация передается в пределах ±5 кГц от частоты f, а менее важная звуковая информация передается в крыльях маски канала до ±10 кГц на более низком уровне мощности. Этот формат учитывает постепенное ухудшение сигнала при увеличении зоны охвата. Полностью цифровая система несет цифровой настроечный и резервный канал с разнесением во времени в защищенной области в переделах ±5 кГц (в предположении, что цифровое сжатие аудио может доставлять как основной, так и звуковой резервный сигнал в пределах защищенной области ±5 кГц). Характеристики модуляции полностью цифровой системы основаны на гибридной системе с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) с амплитудной модуляцией (AM).
Полностью цифровой сигнал с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) содержит пару первичных разделов в области ±5 кГц, вторичный раздел в области от -5 до -10 кГц и третичный раздел в области от +5 до +10 кГц. Полностью цифровой сигнал не имеет аналогового компонента, и все разделы передаются независимо (то есть разделы не являются комплементарными).
c
c
if
lo
c
lo
c
lo
if
s
s
Фиг.3 является функциональной блок-схемой приемника 84 с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC), созданного в соответствии с этим изобретением. Сигнал с внутриполосным совмещенным каналом (IBOC) принимается на антенне 86. Заданный полосовой фильтр 88 пропускает интересующую полосу частот, содержащую полезный сигнал на частоте f, но подавляет сигнал изображения на частоте f-2f (для локального генератора колебаний с регулировкой амплитуды с низким уровнем боковых лепестков). Усилитель 90 с низким уровнем шума усиливает сигнал. Усиленный сигнал смешивается в смесителе 92 с сигналом f локального генератора колебаний, подаваемым на линию 94 посредством настраиваемого локального генератора 96 колебаний. Это создает сигналы суммы (f+f) и разности (f-f) на линии 98. Фильтр 100 промежуточной частоты пропускает сигнал f промежуточной частоты и ослабляет частоты за пределами ширины полосы частот интересующего модулированного сигнала. Аналого-цифровой преобразователь 102 с помощью тактового сигнала f производит цифровые выборки на линии 104 с частотой f. Цифровой преобразователь 106 с понижением частоты осуществляет частотный сдвиг, фильтрует и прореживает сигнал для создания синфазного и квадратурного сигналов с более низкой частотой выборок на линиях 108 и 110. Затем демодулятор 112 на основе цифрового процессора сигналов обеспечивает дополнительную обработку сигнала для создания выходного сигнала на линии 114 для устройства 116 вывода.
Приемник на фиг.3 содержит модем, созданный в соответствии с этим изобретением. Фиг.4 является функциональной блок-схемой модема 130 для радиовещания высокого разрешения с амплитудной модуляцией (AM HD Radio™), показывающей функциональное положение отслеживания несущей этого изобретения. Входной сигнал на линии 132 от цифрового преобразователя с понижением частоты подвергается отслеживанию несущей и автоматической регулировке усиления, как показано в блоке 134. Получающийся в результате сигнал на линии 136 подвергается алгоритму 138 отслеживания символов, который создает сигнал двоичной фазовой манипуляции (BPSK) на линиях 140 и 142, векторы символов (во временной области) на линии 144 и аналоговую модулированную несущую на линии 146. Обработка двоичной фазовой манипуляции (BPSK), как показано в блоке 148, создает информацию 150 синхронизации блока/кадра и управления режимом, которая используется функциями, проиллюстрированными в других блоках. Демодулятор 152 мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM) демодулирует векторы символов во временной области для создания векторов символов в частотной области на линии 154.
Эквалайзер 156 обрабатывает векторы символов в частотной области в комбинации с сигналами двоичной фазовой манипуляции (BPSK) и несущими сигналами для создания выровненных сигналов на линии 158 и информации о состоянии канала на линии 160. Эти сигналы обрабатываются для создания метрик 162 ветвей, подвергаются обратному перемежению в блоке 164 обратного перемежения и преобразуются в преобразователе 166 кадров для создания битов 168 "мягкого" решения. Декодер 170 Витерби обрабатывает биты "мягкого" решения для создания декодированных элементов данных программы на линии 172.
n
n
n
Это изобретение имеет отношение к функции отслеживания несущей в блоке 134 на фиг.4. Фиг.5 является функциональной блок-схемой частотно-фазовой автоматической подстройки (FPLL) отслеживания несущей с амплитудной модуляцией (AM). Входной сигнал sig, содержащий поток выборок во временной области на линии 182, смешивается с компонентом постоянного тока (dc) в смесителе 184 с использованием выходного сигнала NCO на линии 186 от синхронизированного по частоте и фазе генератора 188 колебаний с программным управлением (NCO) для создания сигнала mult на линии 190. Сигнал mult является смешанным с компонентом постоянного тока (dc).
n
n
nDF
Нижний индекс n указывает индекс выборки с порядковым номером n при частоте входных выборок. Выходной сигнал sigdc на линии 192 получается через умножение сигнала mult на сигнал sgain регулировки усиления на линии 194 в умножителе 196. Нижний индекс nDF указывает индекс выборки после прореживающего фильтра (прореживание с коэффициентом 9).
n
n
n
nDF
n
n
n
-j·theta
Обработка с обратной связью начинается с сигнала mult и формирует значение NCO для следующей входной выборки сигнала sig. Генератор колебаний с программным управлением (NCO) состоит из фазового накопителя 198 и процессора 200 для вычисления комплексного фазового вектора e. Входные значения dtheta (в радианах с начальным нулевым значением) генератора колебаний с программным управлением (NCO) накапливаются для создания сигнала theta на линии 202. Выходной сигнал sigdc схемы частотно-фазовой автоматической подстройки (FPLL) получается после смешивания входного сигнала с компонентом постоянного тока, затем умножения на значение sgain регулировки усиления (вычисляемое позже в цикле, с начальным нулевым значением), которое пытается поддерживать единичную величину основной несущей. В итоге процесс может быть описан следующим образом:
"Вычислить первые переменные сигнала с использованием входного сигнала sig и выдать выборки сигнала sigdc"
theta(n) = theta(n-1) + dtheta (n-1); "dtheta, theta равны 0 для первой итерации"
NCO(n) = exp{-j·theha(n)}; "вычислить сопряженное значение фазового вектора"
mult(n) = sig(n)·NCO(n); "входной сигнал, сдвинутый к компоненту постоянного тока"
sigdc(n) = mult(n)·sgain; "вычислить выходные выборки с помощью автоматической регулировки усиления (модуль несущей = 1)".
n
nDF
nDF
nS
nDF
Сигнал mult фильтруется и прореживается с коэффициентом 9 (прореженная частота выборок составляет приблизительно 5168 Гц = 44100*15/128), как показано в блоке 204, с использованием фильтра низких частот LPF1 в виде фильтра с конечной импульсной характеристикой (FIR; КИХ) порядка 45, создающего фильтрованные выборки сигнала multfilt на линии 206. Фильтр LPF1 ограничивает ширину полосы частот для сигнала multfilt приблизительно до ±2 кГц. Это уменьшает воздействия помех и позволяет выполнять некоторые последующие операции с прореженной периодичностью с использованием индекса nDF вместо n. Сигнал multfilt подается на частотный детектор 208, фазовый детектор 210 и функцию 212 регулировки усиления для вычисления значений cmaghold и sgain. Индекс nS подразумевает выборки с частотой следования символов, которая получена прореживанием с коэффициентом 30 из частоты nDF первого фильтра прореживания. Коэффициенты фильтра прореживания могут быть вычислены следующим образом:
"Вычислить и сохранить предварительные значения коэффициентов фильтра LPF1 прореживания"
,
<img file="00000002.tif" he="17" wi="64" img-content="undefined" img-format="tif" />
"нормализовать для единичного усиления"
"Вычислить выходное значение фильтра LPF1, выполнить прореживание с коэффициентом 9"
<img file="00000003.tif" he="13" wi="82" img-content="undefined" img-format="tif" />
"применить LPF1, выполнить прореживание с коэффициентом 9".
nDF
nS
Фазовый детектор оценивает погрешность фазы выборок в радианах, в то время как частотный детектор оценивает разность фаз в радианах между каждой парой прореженных с помощью фильтра LPF1 выборок multfilt. Оценки частоты и фазы на линиях 214 и 216 из комплексных выборок основываются на малых углах, приближаемых посредством мнимой составляющей, разделенной на свой модуль, и передаются на контурный фильтр 218. Значение cmaghold используется вместо мгновенного значения выборки для того, чтобы позволить датчикам "перемахнуть" через замирания сигнала, когда значение является обычно малым с большим фазовым шумом. Оценки фазового и частотного детектора вычисляются при прореженной частоте выборок следующим образом:
,
где * представляет комплексно сопряженное значение.
nS
nDF
nDF
Переменные symbolmag, cmag и cmaghold регулировки усиления обновляются с частотой следования символов и получаются из групп из 30 выборок, выводимых фильтром прореживания. Переменная cmaghold представляет среднюю величину предыдущего символа и используется при оценке фазы и частоты. Переменная sgain обновляется с прореженной периодичностью (индекс nDF) и используется для масштабирования уровня выходного сигнала. Воздействие переменной sgain при автоматической регулировке усиления (agc) используется для поддержания единичной величины основной несущей. Переменные регулировки усиления в этом примере вычисляются следующим образом:
<img file="00000005.tif" he="10" wi="62" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"обновляется с периодичностью символов"
<img file="00000006.tif" he="10" wi="58" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"обновляется с периодичностью символов"
<img file="00000007.tif" he="11" wi="79" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"обновляется с периодичностью символов"
<img file="00000008.tif" he="12" wi="83" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"обновляется с прореженной периодичностью".
Отслеживание несущей этого изобретения использует адаптивную схему частотно-фазовой автоматической подстройки (FPLL) третьего порядка. Усиление контура является адаптивным таким образом, чтобы поддерживать почти постоянный коэффициент ослабления по всему рабочему диапазону от получения начальной частоты через узкополосное отслеживание. Этот признак гарантирует стабильность обратной связи при непрерывной максимизации эффективности отслеживания без чрезмерных выбросов значений. Частотный детектор является эффективным во время обнаружения для быстрого ввода схемы частотно-фазовой автоматической подстройки (FPLL) в пределы диапазона обнаружения фазы. Начальное обнаружение может обнаружить начальное смещение частоты по меньшей мере до 2000 Гц.
Отслеживание несущей реализовано с использованием алгоритма, выполненного с возможностью работать независимо от синхронизации символов, поскольку действия выполняются на основе выборок (270 выборок на символ) с частотой выборок приблизительно 46512 Гц (44100*135/128). Это устраняет потребность во внешней синхронизации (например, тактовом генераторе символов или условиях блокировки быстрого преобразования Фурье (FFT) и т.д.).
nDF
nDF
nDF
Подробности контурного фильтра 218 показаны на фиг.6. Контурный фильтр адаптивно корректирует свое усиление таким образом, чтобы поддерживать почти постоянный коэффициент ослабления около единицы, как показано в блоке 220. Это усиление является функцией входного смещения фазы или погрешности частоты и способствует быстрому обнаружению и медленному отслеживанию при достаточной синфазности. Адаптивный коэффициент усиления (g) в контуре получается как функция внутренне оцениваемой величины смещения погрешности фазы (biasmag), которая обеспечивает соответствующий показатель для регулировки усиления. Подробности и исследования параметров контурного фильтра рассматриваются ниже. Входными данными являются предполагаемые значения частотного и фазового детекторов. Выходными данными на линии 222 является приращение фазы dtheta для генератора колебаний с программным управлением (NCO). Все функции выполняются с прореженной периодичностью (индекс nDF). Все переменные инициализируются нулевым значением, кроме переменной biasmag, которая инициализируется значением 1 после того, как вычислено выходное значение cmaghold первого символа.
nDF
nDF
nDF
nDF
nDF
nDF
Фиг.6 является функциональной блок-схемой адаптивного контурного фильтра (использующего реализацию с плавающей запятой). Новый признак сглаживания фазы производит сигнал dphi подавления (на линии 224), используемый для уменьшения фазового шума, присутствующего в выходном сигнале dtheta. Эта методика сокращения фазового шума также создает другую переменную phi (на линии 226), используемую для стабилизации контура. Действительно, стабильность контура действует так, как будто фильтр уменьшения шума не присутствует, поскольку шум, подавленный в выходном сигнале dtheta, повторно вставляется в контур в точке после того, когда он не имеет существенного воздействия на сигнал dtheta. Эта дополнительная стабилизация (почти) подавляет дополнительные воздействия контурной фильтрации, являющиеся следствием подавления с помощью сигнала dphi.
nDF
nDF
nDF
nDF
Параметр (g) адаптивного коэффициента усиления в контуре вычисляется как функция значений частотного и фазового детекторов. Сначала оценивается смещение погрешности фазы для определения того, находится ли цикл в режиме обнаружения (большое значение biasmag) или отслеживания (маленькое значение biasmag). Вычисленное значение погрешности фазы phdet корректируется значением phi для компенсации стабильности (как проиллюстрировано точкой 228 суммирования) и используется в следующем алгоритме для вычисления адаптивного значения g:
"Вычислить параметр g адаптивного коэффициента усиления в контуре"
phdetphi(nDF) = phdet(nDF) - phi(nDF - 1); "компенсация стабильности для dphi"
<img file="00000009.tif" he="11" wi="61" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"оценка смещения фазы после фильтрования"
<img file="00000010.tif" he="12" wi="54" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"величина смещения фильтра"
<img file="00000011.tif" he="14" wi="56" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"вычислить 1/32<=g<=1".
nDF
nDF
nDF
Затем вычисляются оставшиеся параметры контурного фильтра. Контурный фильтр вычисляет первый и второй выходные сигналы filt1 и filt2 на линиях 230 и 232. Эти сигналы используются для вычисления следующего значения dtheta, которое определяет приращение фазы для выборок генератора колебаний с программным управлением (NCO), используя следующий алгоритм:
"Вычислить выходной сигнал dtheta контура, прореженная частота nDF выборок"
<img file="00000012.tif" he="8" wi="29" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"параметр контура первого порядка"
phiprev = phi; "сохранить предыдущее значение для разности dphi"
<img file="00000013.tif" he="11" wi="75" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"компенсация стабильности для малых углов"
dphi = phiprev - phi; "оценка фазового шума (отрицательная)"
<img file="00000014.tif" he="13" wi="97" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"параметр контура второго порядка"
"Вычислить dtheta из контурного фильтра с пределом +-1531 Гц и подавление dphi фазового шума"
<img file="00000015.tif" he="12" wi="81" img-content="undefined" img-format="tif" />;
"приращение фазы для генератора колебаний с программным управлением (NCO)".
Далее описывается получение параметров контура. Стабильность, коэффициент ослабления и другие рабочие параметры фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL) наиболее удобно анализируются при работе в установившемся режиме с использованием приближения по идеальной линейной модели фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL). Линейная модель позволяет традиционным методикам анализа теории автоматического регулирования определять подходящие параметры конструкции, в частности, для контурного фильтра, для управления стабильностью и эффективностью работы. Эта модель, показанная на фиг.7, описывает частоту в радианах в секунду, а значения сигналов в вольтах.
Фиг.7 является упрощенной линейной моделью фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL), полезной при определении значений коэффициента усиления. Цель анализа состоит в том, чтобы определить подходящие значения для параметров усиления a и b. Для этого анализа, однако, мы начнем с полученных значений для a и b, определенных при полном анализе, и затем охарактеризуем получающуюся в результате эффективность фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL) с помощью этих предполагаемых значений. Далее следует краткое описание анализа линейной модели фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL).
На фиг.7 фазовый детектор 250, содержащий усилитель 252 с коэффициентом усиления Kd, выполнен с коэффициентом усиления Kd = 1 В/рад. Генератор 254 колебаний с программным управлением выполнен с коэффициентом усиления Ko=fs рад/с·В. Два коэффициента Kd и Ko могут быть для удобства выражены как один параметр K=fs.
Передаточная функция H(s) с обратной связью линейной модели фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL) может использоваться для оценки эффективности и стабильности. Передаточная функция лучше всего описывается с использованием методики преобразования Лапласа. Таким образом,
,
где F(s) является передаточной функцией вложенного контурного фильтра. Идеальный контурный фильтр второго порядка имеет передаточную функцию
Традиционный анализ контурного фильтра описывает важные характеристики фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL) в терминах временных констант τ1 и τ2. Эти временные константы относятся к свойствам интегратора и компонентов усиления контурного фильтра, реализованного с помощью резистивно-емкостных (RC) компонентов, используемых при идеальной фазовой автоматической подстройке частоты (ФАПЧ; PLL) второго порядка. Отношения между этими временными константами и их цифровыми эквивалентами проиллюстрированы на фиг.8 и 9. Предполагается, что частота выборок интегратора в контурном фильтре равна fsd и является прореженной с коэффициентом 9 относительно частоты fs выборок сигналов ввода/вывода схемы частотно-фазовой автоматической подстройки (FPLL).
Фиг.8 является принципиальной схемой, которая иллюстрирует временные константы аналоговой RC-цепи. На фиг.8 временные константы равны:
τ1=R1·C, и τ2=R2·C.
Фиг.9 является принципиальной схемой, которая иллюстрирует эквивалентные цифровые временные константы. На фиг.9 временные константы равны:
Получающаяся в результате передаточная функция для фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL) теперь может быть записана как
Кроме того, передаточная функция может быть описана в терминологии автоматического регулирования как
,
n
где ω - собственная частота колебаний, и ξ - коэффициент ослабления фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL), и
2
Анализ, конструкция и эффективность моделирования фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL) предлагают желательные значения a=g/64 и b=g/1024. Эти значения выбраны как функция управляемого параметра g коэффициента усиления в контуре, который позволяет контуру производить быстрое обнаружение и затем гладкое отслеживание. Квадрат g используется в фильтре второго порядка, чтобы поддерживать постоянный коэффициент ослабления при изменении g. Эти соотношения должны стать ясны, когда мы исследуем выражение для коэффициента ослабления. Собственная частота колебаний фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ; PLL) может быть вычислена как
Тогда получающийся в результате коэффициент ослабления
2
Этот коэффициент ослабления устанавливается немного выше критического ослабления (0,7071), что дает в результате быстрое время обнаружения с минимальными выбросами значений. Особенно важно обратить внимание на то, что коэффициент ослабления является независимым от управляемого значения g коэффициента усиления в контуре. Это является результатом использования g как множителя для коэффициента a, в то время как g используется как множитель для коэффициента b. Квадратный корень в знаменателе выражения для коэффициента ослабления позволяет исключить переменную g. Этот признак позволяет фазовой автоматической подстройке частоты (ФАПЧ; PLL) работать согласованно и быстро сходиться в широком диапазоне адаптивного регулирования усиления. Добавление обнаружения частоты на фазовой автоматической подстройке частоты (ФАПЧ; PLL) является эффективным только во время начального обнаружения частоты.
Результаты выполнения моделирования изобретения показаны на фиг.10-13. Фиг.10 показывает расчетную погрешность фазы. Фиг.11 показывает оценку значения несущей. Фиг.12 показывает погрешность частоты. Фиг.13 показывает адаптивный коэффициент усиления g.
Ранее существующие алгоритмы отслеживания несущей с амплитудной модуляцией (AM) являются сложными и требуют различных режимов работы. Начальные исследования, моделирование выполнения и испытание в полевых условиях настоящего изобретения указывают, что эффективность этого изобретения так же хороша или лучше при различных ухудшениях канала и прекращениях связи. Кроме того, окончательная конструкция при необходимости может быть откорректирована посредством параметров настройки.
Функции, показанные на чертежах, могут быть реализованы с использованием известных компонентов схем, в том числе, но без ограничения, одного или более процессоров или специализированных интегральных схем.
Хотя изобретение было описано в терминах нескольких примеров, для специалистов в области техники будет очевидно, что в описанные примеры могут быть внесены различные изменения без отступления от объема изобретения, изложенного в последующей формуле изобретения.