СПОСОБ ПОИСКА СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ
SEARCHING METHOD OF COMPOSITE SIGNALS

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для поиска передатчиков, излучающих сложные сигналы с априорно неизвестными формой и параметрами.
Решение задачи поиска непрерывно возрастающего количества и видов сложных сигналов (многочастотные сигналы со скачкообразным изменением частоты (СИЧ), одночастотные шумоподобные сигналы (ШПС), сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) и их комбинации, например, ШПС/СИЧ и др.), обладающих временной и энергетической скрытностью и предназначенных для обеспечения работы нескольких передатчиков в одной полосе частот, является важнейшим условием обеспечения эффективности широкого парка существующих и перспективных радиосистем.
Известен способ поиска сложных сигналов [1], включающий:
1) Когерентный прием радиосигнала двумя, пространственно разнесенными приемными каналами;
2) Формирование сигнала, описывающего взаимную корреляционную функцию, зависящую от временного сдвига сигналов, принятых парой приемных каналов;
3) Выделение центральной части взаимной корреляционной функции, зависящей от временного сдвига принятых радиосигналов;
4) Преобразование выделенной центральной части в комплексную функцию взаимной спектральной плотности принятого радиосигнала;
5) Сравнение модуля комплексной функции взаимной спектральной плотности с порогом для обнаружения радиосигнала и локализации области частот, занимаемой его спектром мощности (определения ширины спектра и его положения на частотной оси);
6) Измерение угла линии фазового наклона взаимной комплексной спектральной плотности в локализованной области частот для определения азимутального направления прихода принятого радиосигнала;
7) Индикацию результатов обнаружения и пеленгования радиосигнала.
Данный способ основан на формировании одномерной функции взаимной корреляции, зависящей от временного сдвига сигналов, когерентно принимаемых двумя пространственно разнесенными каналами, и при поиске сложных сигналов обладает следующими недостатками:
- узким рабочим сектором углов поиска сигналов, ограниченным углами вблизи нормали к линии положения антенн приемных каналов;
- ограниченной чувствительностью поиска в силу наличия только двух каналов приема и невозможности разделения одновременно действующих сигналов с перекрывающимися спектрами и направлениями прихода;
- отсутствием возможности определения угла места обнаруженных сигналов, в силу наличия только двух когерентных каналов приема.
Известен более совершенный способ поиска сложных сигналов [2], принятый за прототип и заключающийся в том, что:
n
1) Когерентно принимают пространственно разнесенными приемными каналами сигналы, излучаемые множеством радиопередатчиков. В результате формируется ансамбль сигналов x(t), зависящих от времени t и от номера антенны
n
n
2) Синхронно преобразуют ансамбль принятых сигналов x(t) в комплексные цифровые сигналы x(z), где z - номер временного отсчета сигнала;
n
3) Скользящим во времени преобразованием цифровых сигналов x(z) с заданной дискретностью по времени и частоте получают комплексные спектральные плотности  сигналов каждого канала, где q - номер временного отрезка преобразования,  a  - номер частотного отсчета,
*
4) Из комплексных спектральных плотностей  формируют и запоминают комплексные взаимные спектральные плотности сигналов всех возможных пар каналов  где () означает комплексное сопряжение;
5) По комплексным взаимным спектральным плотностям определяют частотно-временные области локализации принятых сигналов;
6) Из частотно-временных областей локализации принятых сигналов получают бинарную частотно-временную матрицу (БЧВМ) локализации каждого ν-го обнаруженного сигнала;
7) Вычисляют двумерную автокорреляционную функцию (АКФ) и выборочные функции распределения длительностей (ФРД) и частотных скачков (ФРЧС) элементов БЧВМ ν-го сигнала;
8) Определяют по степени концентрации АКФ и ФРД вблизи их максимальных значений, а также по степени размытости ФРЧС по частоте наличие источника с СИЧ в составе ν-го сигнала, который предварительно идентифицируют как одиночный источник с СИЧ или входящий в состав группы источников других классов;
9) Находят по максимуму выборочной ФРД наиболее вероятное значение длительности его излучений;
10) Выделяют из БЧВМ ν-го сигнала статистически связанные элементы найденной длительности для получения БЧВМ локализации и идентификации излучений одиночного источника с СИЧ;
11) Усредняют запомненные комплексные взаимные спектральные плотности в выделенной области локализации одиночного источника сигнала с СИЧ для получения усредненного амплитудно-фазового распределения;
12) Преобразуют полученное усредненное амплитудно-фазовое распределение для получения изображения двумерного углового спектра, по которому определяют угломестные и азимутальные координаты источника сигнала с СИЧ.
Данный способ эффективно решает задачу поиска одного из классов сложных сигналов - многочастотных сигналов с СИЧ. Однако при поиске множества одновременно действующих в полосе приема сложных сигналов с различной формой и частотно-временной структурой (ШПС, ЛЧМ, ШПС/СИЧ и др.) в реальной помеховой обстановке данный способ теряет свою эффективность. Это обусловлено тем, что способ-прототип не обеспечивает обнаружение и идентификацию сложных сигналов с низкой спектральной плотностью мощности (энергетически скрытные широкополосные сигналы ШПС, ЛЧМ и др.) на фоне мощных узкополосных сигналов.
Техническим результатом изобретения является повышение эффективности (вероятности обнаружения и информативности) поиска широкого класса сложных сигналов с временной и энергетической скрытностью в условиях априорной неопределенности формы и параметров сигналов.
Повышение эффективности поиска достигнуто за счет формирования многомерных выборочных функций распределения сигналов с замкнутой частотно-временной областью локализации, предварительно локализованных и идентифицированных как элементы сложных сигналов, и использования сформированных распределений для обнаружения и идентификации основных типов сложных сигналов.
Для достижения указанного технического результата предлагается способ поиска сложных сигналов, заключающийся в том, что когерентно принимают пространственно разнесенными приемными каналами сигналы, излучаемые множеством радиопередатчиков, синхронно преобразуют ансамбль принятых сигналов в комплексные цифровые сигналы, скользящим во времени преобразованием цифровых сигналов с заданной дискретностью по времени и частоте получают комплексные спектральные плотности сигналов каждого канала, запоминают спектральные плотности, из комплексных спектральных плотностей формируют и запоминают комплексные взаимные спектральные плотности (ВСП) сигналов всех возможных пар каналов, по сформированным комплексным ВСП определяют и запоминают частотно-временные области локализации принятых сигналов, согласно изобретению сигналы с замкнутой частотно-временной областью локализации идентифицируют как принятые сигналы с высокой спектральной плотностью мощности (ВПМ), исключают из запомненных комплексных ВСП частотные составляющие, занятые ВПМ сигналами, и получают модифицированные комплексные ВСП сигналов всех возможных пар каналов, по модифицированным комплексным ВСП выполняют частотно-временную локализацию и идентификацию принятых сигналов с низкой спектральной плотностью мощности (НПМ), определяют параметры локализации принятых ВПМ и НПМ сигналов по частоте, времени, азимуту и углу места, формируют трехмерную выборочную функцию распределения (ВФР) ρ(α, β, f) принятых ВПМ и НПМ сигналов по азимуту α, углу места β и частоте f в частотно-временной области приема, трехмерную ВФР ρ(α, β, f) и параметры распределенных по элементам ВФР принятых сигналов запоминают, преобразуют трехмерную ВФР ρ(α, β, f) в двухмерную ВФР ρ(α, f) принятых ВПМ и НПМ сигналов по азимуту α и частоте f, двухмерную ВФР ρ(α, f) запоминают и преобразуют в одномерную ВФР ρ(α) принятых ВПМ и НПМ сигналов по азимуту α, по сформированным ВФР обнаруживают сложные сигналы и определяют их параметры и принадлежность к одному из классов: одночастотный шумоподобный сигнал (ШПС), сигнал с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ), многочастотный сигнал со скачкообразным изменением частоты (СИЧ).
Возможен частный случай осуществления способа.
k(v)
1. Обнаружение сложных сигналов и определение их параметров и принадлежности к одному из классов осуществляют путем принятия решения об обнаружении сложных сигналов и определения азимутального направления  прихода каждого ν-го обнаруженного сложного сигнала по одномерной ВФР ρ(α,), где  a V - число обнаруженных сложных сигналов, определения по двухмерной ВФР ρ(α, f) элементов ВФР, соответствующих найденному азимутальному направлению  прихода каждого ν-го обнаруженного сложного сигнала и фиксации частот f, соответствующих найденным элементам двухмерной ВФР, определения по трехмерной ВФР ρ(α, β, f) элементов ВФР, соответствующих найденным азимутальным направлениям  и частотам  каждого ν-го обнаруженного сложного сигнала, и фиксации углов места , соответствующих найденным элементам трехмерной ВФР, а также идентификации обнаруженных сложных сигналов как ШПС сигнал, если производная времени локализации по частоте принятых сигналов, зафиксированных в найденных для ν-го сложного сигнала элементах трехмерной ВФР, равна нулю, ЛЧМ сигнал, если производная изменения частоты по времени локализации принятых сигналов, зафиксированных в найденных для ν-го сложного сигнала элементах трехмерной ВФР, постоянна, СИЧ сигнал, если производная изменения частоты по времени локализации принятых сигналов, зафиксированных в найденных для v-ого сложного сигнала элементах трехмерной ВФР, не постоянна.
Это повышает информативность поиска сложных сигналов с временной и энергетической скрытностью в условиях априорной неопределенности относительно их формы и параметров.
Операции способа поясняются чертежами.
Фиг.1. Структурная схема устройства поиска сложных сигналов;
Фиг.2. Схема формирования спектральных плотностей;
Фиг.3. Результаты частотно-временной локализации принятых сигналов;
Фиг.4. Трехмерная выборочная функция распределения элементарных сигналов по азимуту, углу места и частоте в частотно-временной области приема;
Фиг.5. Схема формирования элементов выборочной функции распределения;
Фиг.6. Двухмерная выборочная функция распределения элементарных сигналов по азимуту и частоте;
Фиг.7. Одномерная выборочная функция распределения элементарных сигналов по азимуту;
Фиг.8. Двухмерная выборочная функция распределения элементов сигналов СИЧ и ШПС;
Фиг.9. Трехмерная выборочная функция распределения элементов сигналов СИЧ и ШПС.
Указанные преимущества, а также особенности настоящего изобретения станут понятными при рассмотрении работы устройства, в котором реализуется предложенный способ, со ссылками на прилагаемый чертеж (фиг.1).
Устройство включает последовательно соединенные антенную систему 1, N-канальный преобразователь частоты 2, N-канальный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 3, вычислитель БПФ 4, формирователь взаимных спектральных плотностей (ВСП) 5, устройство обнаружения и локализации 6, формирователь выборочных функций распределения (ВФР) 7, устройство классификации 8 и устройство отображения 9.
Антенная система 1 содержит N антенн с номерами n=1…N, объединенных в решетку. Антенная решетка может быть произвольной пространственной конфигурации: плоской прямоугольной, плоской кольцевой или объемной, в частности, конформной.
Преобразователь частоты 2 выполнен в N-канальном варианте с общим гетеродином и с полосой пропускания каждого канала, во много раз превышающей ширину спектра одиночного сигнала передатчика. Общий гетеродин обеспечивает N-канальный когерентный прием сигналов, что является основным условием регистрации относительной разности фаз сигналов, принимаемых совокупностью антенн. Кроме этого, преобразователь 2 обеспечивает калибровку по внутреннему источнику сигнала. При этом может быть использован генератор шума, выход которого также может подключаться вместо всех антенн для периодической калибровки каналов.
Если разрядность и быстродействие N-канального АЦП достаточны для непосредственного аналого-цифрового преобразования входных сигналов, как, например, в KB диапазоне, то вместо преобразователя 2 могут использоваться частотно избирательный полосовой фильтр и усилитель. Другими словами, аналоговая часть устройства, реализующего предлагаемый способ, может быть построена по принципу прямого усиления.
Вычислитель 4 построен по многоканальной схеме, которая обеспечивает максимальное быстродействие благодаря параллельной обработке сигналов, и содержит N параллельных модулей БПФ, каждый из которых содержит БОЗУ, рассчитанное на хранение спектральных плотностей, полученных на  временных отрезках преобразования.
Формирователи 5 и 7, а также устройства 6 и 8 представляют собой многопроцессорные вычислительные устройства, что также повышает быстродействие обработки сигналов.
Работает устройство, реализующее способ поиска сложных сигналов, следующим образом.
n
Сигналы, излучаемые множеством радиопередатчиков, когерентно принимаются пространственно разнесенными приемными каналами. Многочастотные временные сигналы x(t) с выхода антенной системы 1 от антенн с номерами , входящих в решетку, поступают на входы N-канального преобразователя 2 в полосе приема, во много раз превышающей ширину спектра одиночного сигнала передатчика, и когерентно переносятся на более низкую частоту.
n
n
С помощью АЦП 3 преобразованные по частоте сигналы x(t) синхронно преобразуются в цифровые сигналы x(z).
n
В каждом из N модулей вычислителя 4 скользящим во времени преобразованием цифровых сигналов x(z) каждого канала с заданной дискретностью по времени и частоте получаются комплексные спектральные плотности  сигнала каждого канала, где q - номер временного отрезка преобразования,  a  - номер частотного отсчета,
Получение спектральной плотности  возможно применением гребенки цифровых фильтров или, что, как правило, более эффективно с вычислительной точки зрения, алгоритма БПФ, реализующего дискретное Фурье-преобразование q-го временного отрезка сигнала каждого канала  где F{…} - оператор прямого дискретного Фурье - преобразования по времени.
q
q
Для обеспечения требуемой детальности δt скользящего получения спектральной плотности по времени q-й и (q+1)-й отрезки преобразования сигнала длительностью T выбираются с необходимым перекрытием (см. фиг.2). Понятно, что это обеспечивает дискретность анализа по частоте, равную δf=1/T.
Отметим, что работоспособность способа сохраняет и при отсутствии перекрытия смежных отрезков преобразования по времени.
В результате выполнения данных операций формируется частотно-временная матрица N-мерных векторов спектральных плотностей с элементами
Полученные в вычислителе 4 спектральные плотности поступают в формирователь 5.
*
В формирователе 5 из комплексных спектральных плотностей  формируются комплексные ВСП сигналов всех возможных пар каналов  где ()означает комплексное сопряжение.
При этом в силу того, что, например,  не несет дополнительной информации по сравнению с  поскольку  формирование выполняется только для пар каналов, номера которых удовлетворяют условию n<n'  Так, если n=1, то n'=2, 3, …, а если n=2, то n'=3, 4, … и т.д.
Сформированные в формирователе 5 комплексные ВСП сигналов всех возможных пар каналов  поступают в устройство 6, где запоминаются.
Кроме этого, в устройстве 6 выполняются следующие действия:
1) по сформированным комплексным ВСП  определяются и запоминаются частотно-временные области локализации принятых сигналов;
2) сигналы с замкнутой частотно-временной областью локализации идентифицируются как принятые ВПМ сигналы;
3) исключаются из запомненных комплексных ВСП частотные составляющие, занятые ВПМ сигналами, и получаются модифицированные комплексные ВСП сигналов всех возможных пар каналов
Отметим, что режекция сигналов с высокой спектральной плотностью мощности повышает эффективность последующей локализации сигналов с низкой спектральной плотностью мощности. Это обусловлено тем, что сигналы с высокой спектральной плотностью мощности, как правило, являются мощными узкополосными помехами, существенно усложняющими различимость широкополосных сигналов с низкой спектральной плотностью мощности на фоне шума.
4) по модифицированным комплексным ВСП  выполняется частотно-временная локализация и идентификация принятых НПМ сигналов.
Определение частотно-временных областей локализации принятых сигналов возможно различными способами, например, основанными на анализе угловой близости отдельных составляющих поля, то есть путем формирования взаимных коэффициентов корреляции между комплексными ВСП в частотно-временной области приема [3, 4]
где  q≠q'. После этого модули коэффициентов корреляции  сравниваются с порогом и отдельная замкнутая частотно-временная область, в которой превышен порог, фиксируется как частотно-временная область локализации  отдельного принятого сигнала. Значение порога выбирается исходя из вероятности ложной тревоги. Физически это соответствует поиску частотно-временных областей существования энергии, порождаемой одним и тем же источником, например радиопередатчиком, излучающим сигнал с фиксированного направления. Эти способы обеспечивают достаточно эффективную частотно-временную локализацию ВПМ сигналов, как правило, являющихся узкополосными, и НПМ сигналов, как правило, являющихся широкополосными.
Более эффективную частотно-временную локализацию НПМ сигналов могут обеспечить способы [5, 6]. При использовании этих способов из модифицированных комплексных ВСП  формируются комплексные двухмерные взаимные корреляционные функции, зависящие от временного и от частотного сдвига принимаемых сигналов. Полученные корреляционные функции преобразуются в комплексные функции взаимной спектральной плотности, по которым получаются пространственные, частотные и временные области локализации НПМ сигналов. Эти способы не имеют ограничений на волновое расстояние между элементами антенной решетки, что позволяет применять при фиксированном числе антенных элементов очень большие антенные базы, обеспечивая высокоэффективную частотно-временную локализацию и точные угловые измерения.
Таким образом, в результате описанных операций определяется частотно-временная область локализации каждого принятого сигнала, то есть находятся двоичные числа  отличные от нуля в полосе частот  и на временном интервале (q”-q') существования локализованного сигнала.
На фиг.3 приведен пример частотно-временной области локализации сигнала с областью локализации по частоте от '=1 до ”=3 и по времени от q'=2 до q''=9.
5) определяются параметры локализации принятых ВПМ и НПМ сигналов по частоте, времени, азимуту и углу места.
p
p
p
p
p
р
p
p
Средняя частота f, ширина спектра Δf, время локализации t и интервал локализации по времени Δt р-го принятого сигнала определяются по следующим формулам:  и  где , а Р - число ВПМ и НПМ сигналов. Для определения азимутального α и угломестного β направления прихода ВПМ и НПМ сигналов усредняются комплексные ВСП  в выделенной области локализации принятого сигнала для получения усредненного амплитудно-фазового распределения  где  N - мерный вектор с элементами  Преобразуется полученное усредненное амплитудно-фазовое распределение  в радиоизображение двумерного углового спектра, по которому определяются азимутальное α и угломестное β направления прихода р-го принятого сигнала. Формирование изображения двумерного углового спектра и определение угломестных и азимутальных координат р-го сигнала осуществляется известными способами, например, описанными в [3, 4].
p
p
p
p
p
Полученные в устройстве 6 оценки времени локализации t, средневзвешенной частоты f, ширины спектра δf, азимутального α и угломестного β направлений прихода принятых ВПМ и НПМ сигналов поступают в формирователь 7, устройство 8 и устройство 9.
В формирователе 7 выполняются следующие действия:
1) формируется трехмерная ВФР ρ(α, β, f) принятых ВПМ и НПМ сигналов по азимуту α, углу места β и частоте f в частотно-временной области приема (см. фиг.4).
p
р
p
В качестве события, используемого при формировании трехмерной ВФР ρ(α, β, f), выбирается событие, заключающееся в попадании последовательно во времени получаемых оценок азимута α, угла места β и частоты f, принятых ВПМ и НПМ сигналов в трехмерный элемент объема  где  - номер элемента (ячейки) ВФР по азимуту,  - номер элемента ВФР по углу места,  - номер элемента ВФР по частоте, а [Δα; Δβ; Δf] - размер элементов объема по азимуту, углу места и частоте соответственно.
При этом пространство наблюдения по частоте разбивается на взаимно не перекрывающиеся ячейки (см. фиг.5), а выборочная функция распределения принятых сигналов по частоте характеризуется сигналами, попавшими в отдельные ячейки. Отметим, что, если ширина спектра локализованного сигнала не превышает ширину ячейки, параметры локализованного сигнала фиксируются в ячейке без изменения. Если ширина спектра локализованного сигнала превышает ширину ячейки, то он разделяется на несколько эквивалентных, смежных по частоте сигналов, частота и ширина спектра которых определяется частотой и шириной соответствующей ячейки (см. фиг.5).
Размер элемента (ячейки) ВФР определяется исходя из требуемой разрешающей способности.
f
Так, например, для KB диапазона типично следующее соотношение между дискретностью анализа по частоте, равной δ=100 Гц, и размером элемента (ячейки) ВФР по частоте, равном 3000 Гц. При этом размер ячеек по азимуту и углу места выбирается, например, равным соответственно 5 и 10 градусов.
i
i
j
j
k
k
В общем случае при поиске на заданном временном интервале и в заданной полосе частот (в заданной частотно-временной области приема) в трехмерный элемент объема [α,α+Δα; β,β+Δβ; f,f+Δf] может попасть различное число оценок вектора параметров одного сигнала в зависимости от его типа. Так, если сигнал постоянно действующий, то есть излучается на фиксированной частоте на всем временном интервале приема и отношение сигнал/шум достаточно велико, то в трехмерный элемент объема попадет максимальное число оценок вектора параметров, определяемое темпом их измерения. Если же в полосе приема присутствует прерывистый сигнал, например, сигнал СИЧ, то число оценок вектора параметров, попадающее в трехмерный элемент объема, уменьшается пропорционально числу частотных скачков сигнала (см. фиг.4).
Полученная трехмерная ВФР ρ(α, β, f) совместно с параметрами распределенных по элементам ВФР принятых сигналов поступает в устройство 8, где запоминается;
2) трехмерная ВФР ρ(α, β, f) преобразуется в двухмерную ВФР ρ(α, f) принятых ВПМ и НПМ сигналов по азимуту и частоте (см. фиг.6);
i
i
k
k
Из фиг.6 следует, что в качестве события, используемого при формировании двухмерной ВФР ρ(α, f), выбрано событие, заключающееся в попадании оценок вектора параметров принятых сигналов в двухмерный элемент объема [α,α+Δα; f,f+Δf].
Преобразование трехмерной ВФР ρ(α, β, f) в двухмерную ВФР ρ(α, f) осуществляется суммированием по углу места β оценок параметров принятых сигналов соответствующих трехмерных элементов объема трехмерной ВФР ρ(α, β, f).
Так, из трехмерной ВФР ρ(α, β, f) (см. фиг.4) следует, что на одной из максимальных частот полосы приема оценки вектора параметров элементарных сигналов, принадлежащих сигналу СИЧ, вследствие разброса по углу места Р распределены в двух трехмерных элементах объема. На двухмерной ВФР ρ(α, f) (фиг.6) этой частоте соответствует одна ячейка, уровень которой равен сумме оценок вектора параметров элементарных сигналов, принадлежащих двум трехмерным элементам объема трехмерной ВФР ρ(α, β, f) (фиг.4).
Кроме того, из сравнения фиг.4 и 6 следует, что множество оценок вектора параметров узкополосного сигнала, занимающие один трехмерный элемент объема на фиг.4, дают максимальное значение двухмерной ВФР ρ(α, f), сконцентрированное в одной ячейке на азимутально-частотной плоскости. В то же время оценки вектора параметров сигналов СИЧ и ШПС формируют менее интенсивные значения двухмерной ВФР ρ(α, f), распределенные на азимутально-частотной плоскости в соответствии с особенностями частотно-временной структуры этих сигналов. При этом значения двухмерной ВФР ρ(α, f), соответствующие сигналу ШПС, превосходят по уровню значения двухмерной ВФР ρ(α, f), соответствующие сигналу СИЧ.
Полученная двухмерная ВФР ρ(α, f) поступает в устройство 8, где также запоминается.
3) двухмерная ВФР ρ(α, f) преобразуется в одномерную ВФР ρ(α) принятых ВПМ и НПМ сигналов по азимуту (см. фиг.7).
Преобразование двухмерной ВФР ρ(α, f) в одномерную ВФР ρ(α) осуществляется следующим образом:
- сравнением двухмерной ВФР ρ(α, f) с порогом формируется бинарная (1 - соответствует превышению порога, 0 - в противном случае) азимутально-частотная матрица. Бинарную азимутально-частотную матрицу можно рассматривать как проекцию двухмерной ВФР ρ(α, f) на азимутально-частотную плоскость;
- суммированием элементов бинарной азимутально-частотной матрицы по частоте f формируется одномерная ВФР ρ(α).
Полученная одномерная ВФР ρ(α) также поступает в устройство 8. Отметим, что данные операции являются ключевыми для последующей классификации сложных сигналов.
В устройстве 8 по полученным ВФР обнаруживаются сложные сигналы и определяется их принадлежность к одному из классов:
- одночастотный шумоподобный сигнал (ШПС);
- сигнал с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ);
- многочастотный сигнал со скачкообразным изменением
частоты (СИЧ).
При этом для повышения информативности поиска сложных сигналов с временной и энергетической скрытностью в условиях априорной неопределенности относительно их формы и параметров обнаружения сложных сигналов и определение их параметров и принадлежности к одному из классов в устройстве 8 выполняются следующие действия:
1) по одномерной ВФР ρ(α) принимаются решения об обнаружении сложных сигналов и определяются азимутальные направления  прихода каждого ν-го обнаруженного сложного сигнала.
i(v)
Для этого одномерная ВФР ρ(α) сравнивается с порогом. По превысившим порог максимумам одномерной ВФР ρ(α) принимаются решения об обнаружении сложных сигналов и определяются азимутальные направления α прихода ν-ых обнаруженных сложных сигналов, где  а V - число обнаруженных сложных сигналов.
В примере, представленном на фиг.7, из трех сигналов, присутствующих в частотно-временной области приема, обнаружены два сложных сигнала, приходящие с азимутальных направлений  и  Отметим, что максимумы одномерной ВФР ρ(α), не превысившие порог, соответствуют направлениям прихода простых сигналов. В примере, представленном на фиг.7, азимутальное направление  является направлением прихода простого (узкополосного) сигнала;
2) по двухмерной ВФР ρ(α, f) определяются элементы ВФР, соответствующие найденному азимутальному направлению  прихода каждого ν-го обнаруженного сложного сигнала, и фиксируются частоты, соответствующие найденным элементам двухмерной ВФР.
Элементы ν-го обнаруженного сложного сигнала могут быть определены различными способами. Например, путем формирования азимутального строба с центром, равным найденному азимутальному направлению  прихода ν-го обнаруженного сложного сигнала и выбора элементов ВФР, попадающих в этот строб. Ширина строба выбирается исходя из заданной вероятности пропуска сложного сигнала.
j
На фиг.8 представлен пример определения элементов сигнала СИЧ с использованием строба, центр которого совпадают с азимутальным направлением α(2) его прихода. При этом выделены четыре элемента объема, соответствующих сигналу СИЧ, обнаруженному на направлении  и частотах
3) по трехмерной ВФР ρ(α, β, f) определяются элементы ВФР, соответствующие найденным азимутальным направления  и частотам  каждого ν-го обнаруженного сложного сигнала, и фиксируются углы места , соответствующие найденным элементам трехмерной ВФР.
На фиг.9 представлен пример определения угла места  элементов трехмерной ВФР, соответствующих сигналу СИЧ, и угла места  элементов трехмерной ВФР, соответствующих сигналу сигнала ШПС.
Понятно, что, если найдены элементы трехмерной ВФР, соответствующие ν-му обнаруженному сложному сигналу (например, элементы ВФР под номером 2, соответствующие сигналу СИЧ, см. фиг.9), то могут быть определены хранящиеся в этих элементах р-ые принятые ВПМ или НПМ сигналы, являющиеся элементами этого сложного сигнала (см. элементы ВФР под номером 2 на фиг.4);
4) обнаруженные сложные сигналы идентифицируются как:
а) ШПС сигнал, если производная времени локализации по частоте принятых сигналов, зафиксированных в найденных для сложного сигнала элементах трехмерной ВФР, равна нулю, то есть
При этом используется основной признак ШПС сигнала - одновременное наличие энергии на множестве смежных частот, характерное для широкополосного сигнала, формируемого путем модуляции несущей частоты цифровой кодовой последовательностью с частотой следования символов, во много раз превосходящей ширину полосы информационного сигнала [3, стр.10].
б) ЛЧМ сигнал, если производная изменения частоты по времени локализации принятых сигналов, зафиксированных в найденных для сложного сигнала элементах трехмерной ВФР, постоянна, то есть
При этом используется основной признак ЛЧМ сигнала - линейное изменение частоты сигнала во времени, характерное для широкополосного сигнала [3, стр.10], формируемого путем линейной частотной модуляции импульсов, в результате которой частота несущей изменяется в широкой полосе частот за время, равное длительности импульса.
в) СИЧ сигнал, если производная изменения частоты по времени локализации принятых сигналов, зафиксированных в найденных для сложного сигнала элементах трехмерной ВФР, не постоянна, то есть
При этом реализуется основной признак сигнала с СИЧ - псевдослучайное распределение излучаемой мощности в заданной частотно-временной области, характерное для широкополосного сигнала, формируемого путем модуляции несущей частоты цифровой кодовой последовательностью с частотой следования символов, во много раз превосходящей ширину полосы информационного сигнала [3, стр.10].
Кроме этого, в устройстве 8 определяется и фиксируется ряд дополнительных параметров идентифицированных сложных сигналов:
1) Ширина спектра ШПС сигнала находится по следующей формуле
2) Скорость изменения частоты ЛЧМ сигнала
и время его старта
где  - среднее значение скорости изменения частоты ЛЧМ сигнала. Кроме этого, находится среднее значение времени старта ЛЧМ сигнала
3) Ширины спектра СИЧ сигнала и средняя длительность его излучений определяются по формулам
и
В устройстве 9 индицируются результаты поиска ШПС, ЛЧМ, СИЧ сигналов.
Отметим, что устройство, включающее антенную систему, N-канальный преобразователь частоты, N-канальный аналого-цифровой преобразователь, вычислитель БПФ, формирователь взаимных спектральных плотностей, устройство обнаружения и локализации, формирователь выборочных функций распределения, устройство классификации и устройство отображения обеспечивает поиск широкого класса сложных сигналов и является достаточно гибким в части требований к быстродействию и объему необходимой памяти.
Это достигнуто благодаря тому, что предложенный способ, в отличие от прототипа, обеспечивает работоспособность поиска при непрерывном (требующем высокого быстродействия и больших объемов памяти) и прерывистом (допускающем существенное снижение требований к быстродействию и объему памяти) во времени преобразовании входных сигналов.
Кроме того, из приведенного описания следует, что данный способ
приближает вероятность обнаружения сложных сигналов с энергетической скрытностью к потенциально достижимой, так как использует особенности текущей загрузки полосы приема для повышения качества обнаружения и локализации сложных сигналов с низкой спектральной плотностью мощности на фоне помех с высокой спектральной плотностью мощности,
повышает информативность поиска сложных сигналов с временной и энергетической скрытностью, так как расширяет класс обнаруживаемых и идентифицируемых сложных сигналов, включая ШПС, ЛЧМ, СИЧ сигналы и их комбинации,
что в совокупности повышает эффективность поиска широкого класса сложных сигналов с временной и энергетической скрытностью в условиях априорной неопределенности относительно их формы и параметров.
Таким образом, за счет формирования многомерных выборочных функций распределения сигналов с замкнутой частотно-временной областью локализации, предварительно локализованных и идентифицированных как элементы сложных сигналов, и использования сформированных распределений для обнаружения и классификации основных типов сложных сигналов удается решить поставленную задачу с достижением технического результата.
ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ
1. US патент 5955993, кл. G01S 3/02, 1999 г.
2. RU патент 2285936, кл. G01S 5/04, 2006 г.
3. RU патент 2190236, кл. G01S 5/04, 2006 г.
4. RU патент 2286583, кл. G01S 5/04, 2006 г.
5. RU патент 2319976, кл. G01S 5/04, 2008 г.
6. US патент 5874916, кл. G01S 3/16, 1999 г.