АНТЕННАЯ РЕШЕТКА

Полезная модель относится к антенной технике и может быть использована в качестве антенны радиолокационной или связной системы.
Фазированные антенные решетки (ФАР) широко используются в различных радиотехнических системах. К числу их достоинств относятся широкие функциональные возможности, которые обеспечиваются за счет использования электрически управляемых элементов - фазовращателей. С их помощью можно решать широкий круг задач, к которым относятся: обзор пространства узким лучом (сканирование), формирование диаграмм направленности (ДН) сложной формы, например, косекансной, ДН с заданным расположением нулей и т.д.
Важной составной частью ФАР является ее излучающая часть - антенная решетка (АР), которая обеспечивает преобразование направляемых волн в каналах ФАР в волны излучения свободного пространства и, наоборот, преобразование волн излучения в направляемые волны. АР во многом определяет такие важные показатели качества ФАР, как ее коэффициент усиления (КУ), сектор сканирования, диапазон рабочих частот и ряд других.
Известны разные виды АР. Их принято классифицировать по типу излучателей, которые формируют решетку: волноводные, полосковые, вибраторные излучатели. Им соответствуют волноводные, полосковые и вибраторные АР.
Излучатели АР располагаются периодически в плоскости, которую принято называть плоскостью решетки. При этом они формируют двумерно - периодическую структуру, которая может иметь прямоугольную или гексагональную сетки. Они являются частными случаями сетки наиболее общего вида - косоугольной.
Данная полезная модель относится к печатным АР, так как ее излучатели могут быть изготовлены методами технологии печатных схем СВЧ. Среди таких излучателей наибольшее распространение получили так называемые patch излучатели и печатные диполи, а также АР на их основе (Патент США №3681769, 1972, Dual polarized printed circuit dipole antenna, E.J. Perotti, J.C. Ranghelli, R.A. Felsenheld). К числу их достоинств относится простота конструкции, поскольку вся АР выполняется в виде единой печатной платы.
Использование подобных АР в составе ФАР вызывает большие сложности, которые обусловлены следующими факторами. Печатные излучатели данного типа представляют собой достаточно высокодобротные резонаторы, которые имеют относительно небольшую полосу рабочих частот. Как следствие сектор углов, в которых АР на их основе хорошо согласована, также ограничен. За счет взаимного влияния излучателей АР при изменении угла сканирования вносимая реактивность, которая обусловлена полями, наведенными в выделенном излучателе другими элементами АР, меняется. По этой причине меняется резонансная частота излучателя в составе АР и как следствие меняется согласование АР. Плохое согласование АР снижает ее КУ.
Поэтому для создания АР с широким сектором сканирования в широкой полосе рабочих частот используются другие типы печатных излучателей, которые получили название антенны Вивальди (P.J. Gibson, The Vivaldi Aerial, in Proc. 9th European Microwave Conference, UK, June 1979, pp. 101-105).
Антенна Вивальди представляет собой плавно расширяющуюся щелевую линию передачи. Известны разные виды щелевых линий передачи, которые используются в антеннах Вивальди. Односторонняя щелевая линия передачи используется в антенне L.R. Lewis, M. Fasset, and J. Hunt. ”A broadband stripline array,” IEEE A P-S Synip., June 1974, p. 335. В этом случае щелевая линия передачи закорочена с одного конца и разомкнута на другом конце, с которого происходит излучение поля в свободное пространство. В качестве возбуждающей линии передачи используют микрополосковую линию (МПЛ), которая выполняется на той же подложке, что и щелевая линия передачи. Часто МПЛ не имеет электрического контакта с щелевой линией. Данной обстоятельство ограничивает полосу рабочих частот антенны Вивальди, поскольку создание устройства возбуждения щелевой линии, работающего в широкой полосе, представляет достаточно сложную инженерную задачу.
Находят применение также антенны Вивальди с двусторонними симметричными и несимметричными щелевыми линиями передачи. При использовании симметричной двусторонней щелевой линии антенна возбуждается симметричной полосковой линией передачи.
Наиболее простую конструкцию имеет антенна Вивальди на основе несимметричной щелевой линии (E. Gazit, ”Improved design of a Vivaldi antenna,” IEEE Proc. H, April 1988, pp. 89-92). Эту конструкцию отличает также наиболее широкая полоса рабочих частот по согласованию антенны. Однако для нее характерен более высокий уровень кросс-поляризованного излучения в свободное пространство.
Антенны Вивальди используются для построения на их основе АР. При этом следует отметить возможность построения двухполяризационных АР, излучающих и принимающих волны двух ортогональных поляризаций. Данная полезная модель относится к однополяризационным АР на основе антенн Вивальди. Известны АР, использующие антенны Вивальди в качестве элементарных излучателей, в которых указанные излучатели объединены в линейки (B.H. Schaubert, T.H. Chio, ”Parameter Study and Design Widescan Dual-Polarized Tapered Slot Antenna Array,” IEEE Transactions Antennas and Propagation, Vol. 48, No. 6, June 2000, pp. 879-886.). Каждая линейка представляет собой единую печатную схему. При этом проводники щелевых линий передачи соседних излучателей в линейке могут иметь электрический контакт.
Наличие электрического контакта между проводниками соседних излучателей является важным фактором, обеспечивающим функционирование АР в широком секторе углов и в широкой полосе рабочих частот.
Однако описанная выше конструктивная реализация АР в виде набора линеек антенн Вивальди не соответствует современному модульному принципу построения антенных комплексов, к которым относятся цифровые АР (ЦАР). Модульный принцип конструирования ЦАР требует ее построения в виде независимых модулей, выполненных с возможностью удаления и замены любого модуля АР. Выполнение АР в виде набора конструктивно неделимых линеек недопустимо по соображениям удобства изготовления и ремонта.
Наиболее близким техническим решением к предлагаемой АР является решетка (C.T. Rodenbeck, S.G. Kim, W.H. Tu et all. Ultra-wideband low-cost phased array radars // IEEE Transactions on microwave theory and techniques. 2005. Vol. 53. №12. P. 3697-3703), содержащая элементарные излучатели, элементарные излучатели выполнены одинаковыми в виде щелевых линий передачи и прямоугольных металлических пластин, щелевые линии передачи выполнены плавно расширяющимися, оси щелевых линий передачи расположены перпендикулярно плоскости антенной решетки в узлах прямоугольной координатной сетки, ортогональные линии прямоугольной координатной сетки параллельны осям координат 0x и 0y, подложки щелевых линий передачи расположены параллельно плоскости XOZ, края прямоугольных металлических пластин расположены параллельно осям 0x и 0y.
Недостатком данного технического решения является узкий сектор сканирования в широкой полосе частот. Для достижения широкой полосы частот электрическая длина щелевой линии, образующей антенну Вивальди, должна быть существенно больше единицы. В этом случае обеспечивается плавная трансформация волны узкой щелевой линии в области ее возбуждения МПЛ в волну свободного пространства на противоположном конце антенны Вивальди. За счет плавности достигается хорошее согласование уединенной антенны в широкой полосе частот.
При объединении элементарных излучателей в решетку возникают эффекты взаимного влияния, которые оказывают существенное влияние на ее работу. В решетке, составленной из антенн Вивальди достаточно большой электрической длины, возникают паразитные колебания, которые возбуждаются при отклонении главного луча ДН от нормали к плоскости АР. Указанные колебания в уединенной антенне не возбуждаются в силу ее симметрии. Однако в АР при сканировании главного луча ДН симметрия нарушается и создаются условия для эффективного возбуждения паразитных колебаний. Возбуждение указанных колебаний сопровождается резким ростом коэффициента отражения от АР в некотором секторе углов и падением ее КУ. Таким образом, работа АР из антенн Вивальди в широкой полосе частот и в широком секторе сканирования оказывается невозможной из-за появления «слепых» углов, в которых КУ решетки сильно снижается.
Предлагаемая полезная модель нацелена на получение технического результата, выражающегося в расширении сектора сканирования АР, функционирующей в широкой полосе частот. Получаемый технический результат выражается в повышении быстродействия и снижения стоимости обзорной ФАР или ЦАР, в состав которых входит АР. Снижение стоимости достигается за счет уменьшения числа АР в составе обзорной ФАР или ЦАР, необходимых для обзора заданного сектора углов. Повышение быстродействия достигается путем исключения механического сканирования и перехода к электронному сканированию.
Предлагаемая АР, содержащая элементарные излучатели, элементарные излучатели выполнены одинаковыми в виде щелевых линий передачи и прямоугольных металлических пластин, щелевые линии передачи выполнены плавно расширяющимися, оси щелевых линий передачи расположены перпендикулярно плоскости антенной решетки в узлах прямоугольной координатной сетки, ортогональные линии прямоугольной координатной сетки параллельны осям координат 0x и 0y, подложки щелевых линий передачи расположены параллельно плоскости XOZ, края прямоугольных металлических пластин расположены параллельно осям 0x и 0y, решает задачу расширения сектора сканирования в широкой полосе частот.
Эта задача решается за счет того, что в элементарный излучатель введены две дополнительные металлические пластины, которые перпендикулярны плоскости XOZ и расположены симметрично относительно плоскости параллельной плоскости YOZ, проходящей через ось щелевой линии передачи, дополнительные металлические пластины имеют электрический контакт с прямоугольной металлической пластиной, а проводники щелевой линии передачи выполнены с электрическим контактом с указанными дополнительными металлическими пластинами.
Возможны дополнительные варианты выполнения АР. В дополнительном варианте, обеспечивающем уменьшение массы АР металлические стенки выполнены с размером L вдоль оси щелевой линии передачи, который выбирается в соответствии со следующим соотношением:
s
где L - размер подложки щелевой линии передачи вдоль оси 0z.
В дополнительном варианте, обеспечивающем расширение сектора сканирования в широкой полосе частот за счет подавления паразитных колебаний, возникающих в зазорах между металлическими стенками, дополнительные металлические пластины соседних элементарных излучателей, у которых подложки щелевых линий передачи лежат в общей плоскости, имеют электрический контакт, по меньшей мере, в одной точке, а металлические стенки соседних элементарных излучателей, у которых подложки щелевых линий передачи лежат в разных плоскостях, установлены с зазором.
В дополнительном варианте, обеспечивающем повышенную степень подавления паразитных колебаний при одновременном снижении массы АР, в каждом из двух проводников щелевой линии передачи выполнен, по меньшей мере, один отрезок дополнительной щелевой линии передачи, который на одном конце выполнен короткозамкнутым, а на другом разомкнутым, причем разомкнутый конец отрезка дополнительной щелевой линии передачи располагается на внешней границе проводника щелевой линии передачи в области, не имеющей контакта с дополнительной металлической пластиной, а длина отрезка дополнительной щелевой линии передачи равна четверти длины волны в указанной линии передачи.
На фиг. 1 показан элементарный излучатель АР, а на фиг. 2 ее фрагмент. Элементарный излучатель состоит из щелевой линии (1) передачи, которая представляет собой щель переменной ширины, ось которой параллельна оси 0z. Щель образуется между двумя проводниками (2) щелевой линии (1) передачи. Проводники (2) расположены на подложке (3), которая выполняется из СВЧ диэлектрического материала. Щелевая линия (1) передачи закорочена с одного конца с помощью короткозамыкателя (4), который выполняется в виде полоскового проводника и разомкнута на другом конце. Со стороны короткозамкнутого конца она связана с МПЛ (5). Проводник МПЛ (5) расположен на противоположной стороне подложки (3), на которой сформирована щелевая линия (1) передачи. При этом проводники (2) щелевой линии (1) передачи вместе с проводником короткозамыкателя (4) выполняют функцию экрана МПЛ. МПЛ (5) выполняет функцию выходной линии передачи, которая, например, может быть связана с коаксиальным разъемом (6). В этом случае коаксиальный разъем (6) размещается на прямоугольной металлической пластине (7), которая имеет электрический контакт с проводником короткозамыкателя (4) щелевой линии (1) передачи. Две дополнительные металлические пластины (8) выполнены одинаковыми. Они расположены перпендикулярно плоскости XOZ и симметрично относительно плоскости симметрии щелевой линии (1) передачи, которая параллельна плоскости XOY и проходит через ось щелевой линии (1) передачи. Подложка (3) щелевой линии (1) передачи расположена параллельно плоскости XOZ, края прямоугольной металлической пластины (7) расположены параллельно осям 0x и 0y. Проводники щелевой линии (1) передачи имеют электрический контакт с дополнительными металлическими пластинами (8). Для этого дополнительные металлические пластины (8) располагаются вплотную к подложке (3).
На фиг. 2 показан фрагмент АР. На фиг. 3 показана прямоугольная координатная сетка (9). Элементарные излучатели расположены в узлах прямоугольной координатной сетки (9), ортогональные линии прямоугольной координатной сетки (9) параллельны осям координат 0x и 0y.
s
Изображенный на фиг. 1 элементарный излучатель АР имеет дополнительные металлические пластины (8) с размером по оси 0z равным L. В соответствии со вторым дополнительным вариантом выполнения АР длина L дополнительных металлических пластин (8) может быть меньше длины подложки (3) щелевой линии (1) передачи вдоль оси 0z L. Уменьшение длины дополнительных металлических пластин (6) обеспечивает уменьшение общей массы АР. При этом подавление паразитных типов колебаний достигается, если параметр L выбирается в соответствии с неравенством (1).
x
y
Показанный на фиг. 2 фрагмент АР выполнен в соответствии с третьим дополнительным вариантом, в котором дополнительные металлические пластины (8) соседних элементарных излучателей, у которых подложки (3) щелевых линий (1) передачи лежат в общей плоскости, имеют электрический контакт, по меньшей мере, в одной точке, а дополнительные металлические пластины (8) соседних элементарных излучателей, у которых подложки (3) щелевых линий (1) передачи лежат в разных плоскостях, установлены с зазором. Для этого размер прямоугольной металлической пластины (7) по оси 0x выполнен равным периоду АР вдоль той же оси - P, а размер прямоугольной металлической пластины (7) по оси 0y - a выполнен меньшим периода АР вдоль оси 0y - P.
На практике весьма трудно получить надежный контакт между дополнительными металлическими пластинами (8) по всей их поверхности, так как для удобства сборки АР между ними необходимо оставить некоторый зазор. В этом случае дополнительные металлические пластины (8) можно выполнить, как показано на фиг. 4. На фиг. 4 изображены дополнительные металлические пластины (8) соседних элементарных излучателей. Между ними необходимо обеспечить надежный электрический контакт. Для этого одна дополнительная металлическая пластина (8) выполняется плоской, а другая со округлением. В этом случае в точке (10) обеспечивается надежный электрический контакт.
На фиг. 5 показан элементарный излучатель АР, в котором в каждом из двух проводников щелевой линии передачи выполнены отрезки дополнительных щелевых линий (11) передачи, которые на одном конце выполнены короткозамкнутыми, а на другом разомкнутыми, причем разомкнутый конец отрезка дополнительной щелевой линии располагается на внешней границе проводника щелевой линии (1) передачи в области, не имеющей контакта с дополнительными металлическими пластинами (8), а длина отрезка дополнительной щелевой линии (11) передачи равна четверти длины волны в указанной линии передачи.
Рассмотрим функционирование АР. В силу того, что АР является взаимным устройством ее можно рассматривать как в передающем, так и в приемном режимах. Рассмотрим работу АР на передачу. Пусть со стороны разъемов (6) элементарные излучатели АР возбуждаются сигналами, которые могут быть сформированы специальными элементами ФАР, в состав которой входит АР. Например, это могут быть многоканальный делитель мощности и система фазовращателей, которые позволяют произвольным образом устанавливать распределение фаз волн в выходных каналах делителя мощности.
n,m
Наиболее распространенным режимом работы ФАР является режим квазипериодического возбуждения, когда волны в соседних каналах имеют одинаковые амплитуды, а фазы волн зависят линейно от номеров каналов. Пусть номер n описывает положение канала вдоль оси 0x, а номер m вдоль оси 0y. Тогда комплексная амплитуда волны U в канале с номерами n и m записывается следующим образом:
x
y
Где V - амплитуда волны в канале с нулевыми номерами, Δφ - сдвиг фазы по оси 0x, Δφ - сдвиг фазы по оси 0y. Пусть канал с нулевыми номерами расположен в начале координат.
x,y
x,y
Будем рассматривать наиболее интересную с практической точки зрения АР с большим коэффициентом направленного действия (КНД). Такие решетки имеют большие электрические размеры как по оси 0x, так и по оси 0y. Большие электрические размеры АР позволяют пренебречь краевыми эффектами, возникающими на ее границах и анализировать как бесконечную АР (см. Амитей Н., Галиндо В., Ву Ч. Теория и анализ фазированных антенных решеток. М.: Мир. 1974). В этом случае волноводная АР излучает в свободное пространство поле в виде плоских волн. Число таких волн зависит от периодов АР: P и длины волны в свободном пространстве λ на рабочей частоте f. Обычно периоды выбираются таким образом, чтобы в рабочем диапазоне частот и в секторе сканирования существовала одна излучаемая волна. В этом случае АР имеет один главный максимум ДН. Плоская волна может быть описана углами излучения θ, φ, которые зависят от фазовых сдвигов Δφ:
,
,
m
Углы θ, φ вводятся в сферической системе координат стандартным образом: угол места θ отсчитывается от оси 0z, а азимутальный угол φ от оси 0x (см. фиг. 2). Отметим, что углы θ, φ определяют положение ГЛ ДН. Под сектором сканирования обычно понимается максимальное значение угла места θ:
Условие отсутствия побочных максимумов ДН при сканировании, например в плоскости XOZ, выражается известным неравенством:
Аналогичное соотношение может быть записано для сканирования в плоскости YOZ.
x,y
f
Модель бесконечной волноводной АР позволяет анализировать процесс излучения в свободное пространство с помощью модели решетки в виде, так называемого канала Флоке, который представляет собой период АР. Он показан на фиг. 6. На боковых стенках канала Флоке а, б и в, г выполняются граничные условия периодичности. Условия периодичности связывают поля на стенках а и б, а также в и г с помощью фазовых сдвигов Δφ или углов θ, φ, однозначно связанных с ними (см. формулы (2)). Модель в виде канала Флоке имеет два входа. Один вход - это реальный вход элементарного излучателя в виде коаксиального разъема (6), а другой вход - виртуальный в виде порта Флоке. Порт Флоке устанавливается в сечении канала Флоке P (см. фиг. 6).
Задавая углы излучения θ, φ и решая электродинамическую задачу для канала Флоке, мы можем найти его матрицу рассеяния, в частности, коэффициент отражения по входу элементарного излучателя R. Этот коэффициент отражения имеет смысл коэффициента отражения от АР, когда главный луч ее ДН ориентирован в свободном пространстве в направлении, задаваемом углами θ, φ. При выполнении неравенства (5) параметр R полностью характеризует эффективность излучения энергии из АР. С его помощью можно определить сектор сканирования решетки и полосу ее рабочих частот.
Решение граничной задачи для канала Флоке можно получить с помощью современных средств электродинамического моделирования, таких, например, как High Frequency System Simulator (HFSS), которые являются надежным средством анализа СВЧ устройств и антенн. Подобные системы обеспечивают высокую достоверность расчетов, а численные эксперименты, проведенные с их помощью часто заменяют натурные эксперименты (см. Банков С.Е., Курушин А.А. Проектирование и оптимизация СВЧ структур с помощью HFSS Ansoft. M., Солон-Пресс, 2005, 240 с).
На фиг. 7 показан элементарный излучатель, выполненный известным образом. В нем отсутствуют дополнительные металлические стенки (8). Размеры элементарного излучателя также приведены на фиг. 7 в миллиметрах. Подложка (3) элементарного излучателя выполнена из материала RO 4350 В с относительной диэлектрической проницаемостью 3.66.
На фиг. 8 показана частотная зависимость модуля коэффициента отражения R от частоты, полученная для АР, составленной из элементарных излучателей с размерами, приведенными на фиг. 7. Кривая на фиг. 8 получена для углов излучения θ=φ=0. Из фиг. 8 видно, что в АР, выполненной известным образом, в среднем имеется весьма хорошее согласование на уровне - 20 дБ. Однако на некоторых частотах наблюдаются резкие всплески коэффициента отражения, который в максимумах достигает предельного значения в ноль дБ. Такой частотой в приведенном примере является частота 3.37 ГТц. Отметим, что всплеск коэффициента отражения имеется уже при нулевом угле отклонения главного луча ДН, то есть при θ=0.
z
z
На фиг. 9 показано распределение интенсивности напряженности электрического поля на периоде АР на частоте резонанса 3.37 ГТц. На этой частоте наблюдается резонанс АР и поэтому исследуемое поле преимущественно является полем паразитного колебания. Видно, что оно концентрируется внутри периода. При этом максимума оно достигает вблизи прямоугольной металлической пластины (7). Это говорит о том, что доминирующей является компонента поля E, которая перпендикулярна прямоугольной металлической пластине (7) и в силу граничных условий имеет на ней максимум. Вблизи подложки (3) поле паразитного колебания уменьшается, так как компонента E параллельна проводниками (2) щелевой линии (1) передачи и в силу граничных условий обращается на их поверхностях в нуль.
s
На фиг. 10 показан элементарный излучатель, в который введены дополнительные металлические пластины (8). При этом длина дополнительных металлических пластин (8) L вдоль оси 0z равна длине подложке (3) L щелевой линии передачи (1). Толщина указанных пластин t выбрана из условия:
Выполнение условия (5) обеспечивает идеальный электрический контакт между дополнительными металлическими пластинами (8) соседних элементарных излучателей, подложки (3) которых расположены в одной плоскости.
y
Ширина дополнительных металлических пластин (8) T выбрана равной периоду АР P. В этом случае идеальный электрический контакт достигается также между дополнительными металлическими стенками (8) соседних элементарных излучателей, подложки (3) которых лежат в разных плоскостях.
Также из фиг. 10 видно, что дополнительные металлические пластины (8) имеют электрический контакт с прямоугольной металлической пластиной (7) и с проводниками (2) щелевой линии (1) передачи. Кроме того, прямоугольная металлическая пластина (7) имеет электрический контакт с проводником короткозамыкателя (4).
На фиг. 11 показана частотная зависимость модуля коэффициента отражения R. Кривые 12-23 получены для АР с элементарными излучателями, показанными на фиг. 10. Размеры АР приведены на фиг. 7. Кривые 12-19 получены для АР сканирующей в плоскости YOZ (φ=90°) при θ=0-55° с шагом в 5°. Видно, что на некоторых частотах модуль коэффициента отражения обращается в единицу. Эти частоты зависят от угла сканирования θ. Они соответствуют условию (5), при выполнении которого появляется первый побочный максимум ДН. Таким образом, появление всплесков коэффициента отражения не связано с паразитными колебаниями. Оно обусловлено переходом АР из рабочего в нерабочий режим. Других всплесков, соответствующих «ослеплению» АР за счет возбуждения паразитных колебаний не наблюдается.
На фиг. 12 показана частотная зависимость модуля коэффициента отражения АР, сканирующей в ортогональной плоскости XOZ (φ=0°). Кривые 24-35 получены при θ=0-55° с шагом в 5°.
Таким образом, мы можем сделать вывод, что АР, содержащая элементарные излучатели, выполненные в соответствии с основным вариантом, полностью подавляет паразитные колебания и позволяет получить в широкой полосе частот широкий сектор сканирования (достигающий 60°).
Недостатком АР, выполненной в соответствии с основным вариантом является большая масса, которая увеличивается за счет массы, дополнительных металлических пластин (8). Этот недостаток преодолевается во втором дополнительном варианте выполнения АР, в котором дополнительные металлические пластины (8) выполнены с размером L вдоль оси щелевой линии (1) передачи, который выбирается в соответствии с соотношением (1).
Пределы, указанные в неравенстве (1), определяют область параметров, в которой происходит подавление паразитных типов колебаний на достаточном для практики уровне. Увеличение длины дополнительных металлических пластин (8) больше длины подложки (3) не имеет смысла, так как при этом уровень подавления паразитных колебаний не увеличивается, но масса АР растет. При укорочении дополнительных металлических пластин (8) уровень подавления паразитных колебаний увеличивается.
s
На фиг. 13 показана частотная зависимость модуля коэффициента отражения. Кривые 36-40 получены для параметров АР приведенных выше за исключением длины L дополнительных металлических пластин (8) L=(0,0.3,0.5,0.7Д)L. Видно, что с увеличением длины дополнительных металлических пластин (8) амплитуда и ширина всплесков коэффициента отражения уменьшаются и в диапазоне, который определяется неравенством (1) они уже слабо влияют на работу решетки. При этом возможно почти двукратное уменьшение массы устройства.
s
На фиг. 14 показана частотная зависимость модуля коэффициента отражения от АР, полученная для АР с дополнительными металлическими пластинами (8) длиной L равной длине L подложки (3). Толщина дополнительных металлических пластин (8) меньше, чем толщина, определяемая условием (6). В этом случае при установке элементарных излучателей в АР между дополнительными металлическими пластинами (8) соседних элементарных излучателей с подложками (3), лежащими в общей плоскости, возникают зазоры равные 1 мм. Кривая на фиг. 14 получена для φ=90° и θ=50°. Сравнивая кривую 22 на фиг.11 и кривую на фиг. 14, нетрудно увидеть, что наряду с максимумом на частоте 3.619 ГГц, который имеет место на обоих кривых, на фиг. 14 наблюдается дополнительный максимум на частоте 3.418 ГГц. Таким образом, видно, что наличие зазоров между плоскостями дополнительных металлических пластин (8) соседних элементарных излучателей недопустимо.
В то же время расчеты показывают, что зазоры между торцами дополнительных металлических пластин (8) соседних элементарных излучателей слабо влияют на параметры АР.
Следует отметить, что с точки зрения удобства монтажа АР, а также замены отдельных модулей АР установка элементарных излучателей с надежным контактом по всей плоскости дополнительных металлических пластин (8) затруднительна, так как между ними возникает значительное трение, которое препятствует свободному удалению и установке модулей АР.
Поэтому в соответствии с третьим дополнительным вариантом выполнения АР используется точечный контакт между дополнительными металлическими пластинами (8), который не создает большой силы трения, поскольку большая часть поверхности дополнительных металлических пластин (8) соседних элементарных излучателей не имеет контакта друг с другом. Контакт обеспечивается в точке (10) (см. фиг. 4) за счет выполнения дополнительных металлических пластин со специальной формой, которая создает надежный точечный электрический контакт. Точку (10) желательно максимально приблизить к краям дополнительных металлических пластин (8), не имеющим электрического контакта с прямоугольной металлической пластиной (7).
На фиг. 15 показана частотная зависимость модуля коэффициента отражения. Кривые 41-52 получены для АР, у которой дополнительные металлические пластины (8) соседних элементарных излучателей с подложками (3), лежащими в одной плоскости установлены с зазором 1 мм. Точечный контакт который находится на расстоянии 1 мм от края дополнительной металлической пластины (8). Длина дополнительных металлических пластин (8) равна 0.65 от длины подложки (3) щелевой линии передачи (1).
Видно, что кривые 41-52 на фиг. 15 практически не отличаются от кривых 12-23 на фиг. 11, которые соответствуют идеальному контакту по всей поверхности дополнительных металлических пластин (8).
Из фиг. 13 видно, что уменьшение длины дополнительных металлических пластин (8), в том числе выполненное в соответствии с неравенством (1), оставляет возможность возбуждения паразитных колебаний в АР. Дальнейшее их подавление без увеличения длины дополнительных металлических пластин (8) возможно при использовании АР, выполненной по четвертому дополнительному варианту, в котором в каждом из двух проводников щелевой линии (1) передачи выполнены отрезки дополнительных щелевых линий (11) передачи, которые на одном конце выполнены короткозамкнутыми, а на другом разомкнутыми, причем разомкнутые концы отрезков дополнительных щелевых линий (11) передачи располагаются на внешних границах проводников (2) щелевой линии (1) передачи в области, не имеющей контакта с дополнительными металлическими пластинами (8), а длина отрезков дополнительных щелевых линий (11) передачи равна четверти длины волны в указанной линии передачи.
s
При выборе длины дополнительных металлических пластин (8) в соответствии с неравенством (1) в АР между проводниками (2) соседних элементарных излучателей, которые имеют подложки (3), расположенные в одной плоскости, возникает зазор длиной L-L (см. фиг. 16). Этот зазор играет роль паразитной щелевой линии передачи (53), которая в одиночном элементарном излучателе отсутствует. Она возникает только в решетке. Указанная паразитная щелевая линия передачи (53) короткозамкнута на одном конце и разомкнута на другом. Поэтому она может выполнять функцию высокодобротного электромагнитного резонатора. Возбуждение его колебаний приводит к искажению частотной характеристики АР.
Средством подавления колебаний указанного резонатора являются дополнительные щелевые линии (11) передачи (см. фиг. 5), которые короткозамкнуты на одном конце и разомкнуты на другом. Разомкнутые концы дополнительных щелевых линий (11) передачи располагаются на внешних границах проводников (2), которые образуют паразитную щелевую линию (53) передачи между двумя элементарными излучателями.
Поскольку длина дополнительных щелевых линий (11) передачи равна четверти длины волны в указанных линиях передачи, то нагрузка в виде короткого замыкания с нулевым сопротивлением пересчитывается к внешним границам проводников (2) в нагрузку типа холостой ход с бесконечным реактивным сопротивлением. Таким образом, паразитная щелевая линия (53) передачи оказывается разорванной в месте подключения к ней дополнительных щелевых линий (11) передачи. Благодаря этому токи, которые возбуждаются на разомкнутом конце паразитной щелевой линии передачи не проникают внутрь резонатора. В результате его колебания оказываются дополнительно подавленными.
Таким образом, вышеизложенные сведения свидетельствуют о выполнении при использовании заявленной полезной модели следующей совокупности условий:
- антенное устройство, воплощающее заявленное изобретение, предназначено для использовании в промышленности, а именно, в технике антенн, например в качестве элемента приемной или передающей ФАР или ЦАР радиолокатора;
- для заявленного устройства в том виде, как оно охарактеризовано в независимом пункте изложенной формулы полезной модели, подтверждена возможность его осуществления с помощью описанных в заявке средств;
- антенное устройство, воплощающее заявленное изобретение, позволяет реализовать следующий технический результат: расширить сектор сканирования ФАР и ЦАР с электронным управлением в широкой полосе частот.