УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛА И СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛА
DEVICE FOR TRANSMISSION AND RECEPTION OF SIGNAL AND METHOD FOR TRANSMISSION AND RECEPTION OF SIGNAL

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение имеет отношение к способу для передачи и приема сигнала и к устройству для передачи и приема сигнала, а конкретнее, к способу для передачи и приема сигнала и к устройству для передачи и приема сигнала, которые способны повысить эффективность передачи данных.
Уровень техники
По мере развития технических средств цифрового вещания пользователи получили движущееся изображение высокой четкости (HD-high definition). Благодаря постоянному развитию алгоритмов сжатия и высокой производительности аппаратного обеспечения, в будущем пользователям будут предоставлены улучшенные условия эксплуатации. Система цифрового телевидения (ЦТВ) может принимать сигнал цифрового вещания и предоставлять пользователям различные дополнительные услуги, а не только видеосигнал и аудиосигнал.
Стандарт DVB-C2 (Digital Video Broadcasting - семейство европейских стандартов цифрового телевидения) представляет собой третью спецификацию для приобщения к семейству стандартов DVB передающих систем второго поколения. Разработанный в 1994 году, сегодня стандарт DVB-C применяется более чем в 50 миллионах настроечных устройств для кабельных сетей по всему миру. В соответствии с другими системами второго поколения DVB, DVB-C2 использует комбинацию кодов с низкой плотностью проверок на четность (LDPC-Low-density parity-check) и БЧХ (Боуза-Чоудхури-Хоквингема). Эта мощная Прямая Коррекция Ошибок (ПКО) обеспечивает улучшение до 5 дБ отношения сигнал-шум на частоте несущей по сравнению с DVB-C. Соответствующие схемы побитового перемежения оптимизируют общую устойчивость ПКО-системы. Расширенные за счет заголовка, эти кадры называются Магистралями Физического Уровня (PLP-Physical Layer Pipe). Одна или более из этих PLP уплотняются во фрагмент данных. Двумерное перемежение (во временной и в частотной областях) применяется к каждому фрагменту, позволяя принимающему устройству устранять влияние искажений пакетного сигнала и частотно-избирательных помех, таких как одночастотная ингрессия.
Раскрытие Изобретения
Техническая задача
С развитием технических средств цифрового вещания повышается потребность в таких услугах, как видеосигнал и аудиосигнал, и постепенно увеличивается объем необходимых пользователю данных или количество каналов вещания.
Техническое решение
Соответственно, настоящее изобретение направлено на способ для передачи и приема сигнала и устройство для передачи и приема сигнала, которые в значительной степени устраняют одну или более проблем, вызываемых ограничениями и недостатками предшествующего уровня техники.
Задача настоящего изобретения состоит в предоставлении способа передачи, по меньшей мере, одного сигнального кадра вещания, содержащего данные PLP (Магистрали Физического Уровня) и данные преамбулы, при этом способ содержит этапы, на которых: кодируют данные PLP и данные преамбулы; сопоставляют закодированные данные PLP с символами данных PLP и закодированные данные преамбулы с символами данных преамбулы; выборочно вставляют заголовок перед символами данных PLP; формируют, по меньшей мере, один фрагмент данных, чей тип является одним из множества типов, на основании сопоставленных символов данных PLP и заголовка, причем первый тип фрагмента данных не имеет заголовка, а второй тип фрагмента данных имеет заголовок; формируют сигнальный кадр на основании фрагмента данных и символов данных преамбулы; модулируют сигнальный кадр способом уплотнения с ортогональным частотным разделением (OFDM-Orthogonal Frequency Division Multiplexing); и передают модулированный сигнальный кадр.
Другой аспект настоящего изобретения предоставляет способ приема сигнала вещания, при этом способ содержит этапы, на которых: демодулируют принятый сигнал, используя способ уплотнения с ортогональным частотным разделением (OFDM); получают сигнальный кадр из демодулированных сигналов, причем сигнальный кадр содержит символы преамбулы и фрагменты данных, и при этом фрагмент данных идентичен группе символов данных; осуществляют обратное временное перемежение символов данных на уровне фрагмента данных; и обнаруживают заголовок из подвергнутого временному перемежению фрагмента данных, причем фрагмент данных имеет множество типов, и первый тип фрагмента данных не имеет заголовка, а второй тип фрагмента данных имеет заголовок.
Еще один аспект настоящего изобретения предоставляет передающее устройство для передачи, по меньшей мере, одного сигнального кадра вещания, содержащего данные PLP (Магистрали Физического Уровня) и данные преамбулы, при этом передающее устройство содержит: модуль кодирования, выполненный с возможностью кодирования данных PLP и данных преамбулы; модуль сопоставления, выполненный с возможностью сопоставления закодированных данных PLP с символами данных PLP и закодированных данных преамбулы с символами данных преамбулы; модуль вставления заголовка, выполненный с возможностью выборочного вставления заголовка перед символами данных PLP; формирователь фрагментов данных, выполненный с возможностью формирования, по меньшей мере, одного фрагмента данных, чей тип является одним из множества типов, на основании сопоставленных символов данных PLP и заголовка, причем первый тип фрагмента данных не имеет заголовка, а второй тип фрагмента данных имеет заголовок; формирователь кадров, выполненный с возможностью формирования сигнального кадра, на основании фрагмента данных и символов данных преамбулы; модуль модуляции, выполненный с возможностью модуляции сигнального кадра способом уплотнения с ортогональным частотным разделением (OFDM); и узел передачи, выполненный с возможностью передачи модулированного сигнального кадра.
Еще один аспект настоящего изобретения предоставляет принимающее устройство для приема сигнала вещания, при этом принимающее устройство содержит: модуль демодуляции, выполненный с возможностью демодуляции принятого сигнала, используя способ уплотнения с ортогональным частотным разделением (OFDM); анализатор кадров, выполненный с возможностью получения сигнального кадра из демодулированных сигналов, причем сигнальный кадр содержит символы преамбулы и фрагменты данных, при этом фрагмент данных идентичен группе символов данных, чей тип является одним из множества типов; модуль обратного временного перемежения, выполненный с возможностью осуществления обратного временного перемежения символов данных на уровне фрагмента данных; и узел обнаружения заголовка, выполненный с возможностью обнаружения заголовка из подвергнутого временному перемежению фрагмента данных, причем первый тип фрагмента данных не имеет заголовка, а второй тип фрагмента данных имеет заголовок.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Прилагаемые чертежи, которые привносятся для обеспечения дополнительного понимания настоящего изобретения, а также вводятся в состав данной заявки и являются ее частью, иллюстрируют вариант(ы) осуществления настоящего изобретения и, совместно с описанием, служат для разъяснения принципов настоящего изобретения. На чертежах:
фиг.1 представляет пример 64-позиционной Квадратурной амплитудной модуляции (КАМ), используемой в Европейском стандарте наземного цифрового телевещания DVB-T.
Фиг.2 представляет способ Отраженного Двоичного Кода Грея (BRGC-Binary Reflected Gray Code).
Фиг.3 представляет близкий к гауссову выход, за счет модификации 64-КАМ, используемой в DVB-T.
Фиг.4 представляет расстояние Хемминга между Отраженной парой в BRGC.
Фиг.5 представляет характерные признаки в КАМ, когда Отраженная пара существует для каждой оси I и оси Q.
Фиг.6 представляет способ модификации КАМ с использованием Отраженной пары BRGC.
Фиг.7 представляет пример модифицированной 64/256/1024/4096-КАМ.
Фиг.8-9 представляют пример модифицированной 64-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC.
Фиг.10-11 представляют пример модифицированной 256-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC.
Фиг.12-13 представляют пример модифицированной 1024-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (0~511).
Фиг.14-15 представляют пример модифицированной 1024-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (512~1023).
Фиг.16-17 представляют пример модифицированной 4096-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (0~511).
Фиг.18-19 представляют пример модифицированной 4096-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (512~1023).
Фиг.20-21 представляют пример модифицированной 4096-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (1024~1535).
Фиг.22-23 представляют пример модифицированной 4096-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (1536~2047).
Фиг.24-25 представляют пример модифицированной 4096-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (2048~2559).
Фиг.26-27 представляют пример модифицированной 4096-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (2560~3071).
Фиг.28-29 представляют пример модифицированной 4096-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (3072~3583).
Фиг.30-31 представляют пример модифицированной 4096-КАМ с использованием Отраженной Пары BRGC (3584~4095).
Фиг.32 представляет пример побитового сопоставления модифицированной КАМ, когда 256-КАМ модифицируется с использованием BRGC.
Фиг.33 представляет пример преобразования МКАМ в Неравномерное созвездие.
Фиг.34 представляет пример цифровой системы передачи.
Фиг.35 представляет пример модуля обработки ввода.
Фиг.36 представляет информацию, которая может вноситься в Основную Полосу Частот (ОПЧ).
Фиг.37 представляет пример BICM.
Фиг.38 представляет пример модуля кодирования с укорачиванием/выкалыванием.
Фиг.39 представляет пример применения различных созвездий.
Фиг.40 представляет другой пример ситуаций, когда учитывается совместимость между традиционными системами.
Фиг.41 представляет структуру кадра, которая содержит преамбулу для сигнализации L1 и символ данных для данных PLP.
Фиг.42 представляет пример формирователя кадров.
Фиг.43 представляет пример вставления (404) пилот-сигнала, показанного на фиг.4.
Фиг.44 представляет структуру SP.
Фиг.45 представляет новую структуру SP или Шаблона Пилот-Сигнала (PP-Pilot Pattern) 5.
Фиг.46 представляет структуру предложенного PP5'.
Фиг.47 представляет взаимосвязь между символом данных и преамбулой.
Фиг.48 представляет другую взаимосвязь между символом данных и преамбулой.
Фиг.49 представляет пример профиля задержки передачи по кабельному каналу.
Фиг.50 представляет структуру рассеянного пилот-сигнала, которая использует z=56 и z=112.
Фиг.51 представляет пример модуля модуляции на основе OFDM.
Фиг.52 представляет пример структуры преамбулы.
Фиг.53 представляет пример декодирования преамбулы.
Фиг.54 представляет технологический процесс для проектирования более оптимизированной преамбулы.
Фиг.55 представляет другой пример структуры преамбулы.
Фиг.56 представляет другой пример декодирования преамбулы.
Фиг.57 представляет пример структуры преамбулы.
Фиг.58 представляет пример декодирования L1.
Фиг.59 представляет пример модуля аналоговой обработки.
Фиг.60 представляет пример цифровой приемной системы.
Фиг.61 представляет пример модуля аналоговой обработки, используемого на принимающем устройстве.
Фиг.62 представляет пример модуля демодуляции.
Фиг.63 представляет пример анализатора кадров.
Фиг.64 представляет пример модуля BICM-демодуляции.
Фиг.65 представляет пример LDPC-декодирования с использованием укорачивания/выкалывания.
Фиг.66 представляет пример модуля обработки вывода.
Фиг.67 представляет пример частоты повторения блоков L1 в 8 МГц.
Фиг.68 представляет пример частоты повторения блоков L1 в 8 МГц.
Фиг.69 представляет новую частоту повторения блоков L1 в 7,61 МГц.
Фиг.70 представляет пример сигнализации L1, которая передается в заголовке кадра.
Фиг.71 представляет результат Структурного моделирования преамбулы и L1.
Фиг.72 представляет пример модуля перемежения символов.
Фиг.73 представляет пример передачи блока L1.
Фиг.74 представляет другой пример сигнализации L1, передаваемой в пределах заголовка кадра.
Фиг.75 представляет пример частотного или временного перемежения/обратного перемежения.
Фиг.76 представляет таблицу, анализирующую накладные расходы сигнализации L1, которая передается в заголовке ПКО-КАДРА при Вставлении Заголовка ModCod (307) на тракте прохождения данных модуля BICM, показанного на фиг.3.
Фиг.77 показывает структуру для заголовка ПКО-КАДРА для минимизации накладных расходов.
Фиг.78 показывает характеристику частоты ошибок по битам (ЧОБ) вышеупомянутой защиты L1.
Фиг.79 показывает примеры кадра передачи и структуры ПКО-кадра.
Фиг.80 показывает пример сигнализации L1.
Фиг.81 показывает пример предварительной сигнализации L1.
Фиг.82 показывает структуру сигнального блока L1.
Фиг.83 показывает временное перемежение L1.
Фиг.84 показывает пример извлечения информации о модуляции и кодовой информации.
НАИЛУЧШИЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Теперь будет дана подробная справочная информация в отношении предпочтительных вариантов осуществления настоящего изобретения, примеры которых проиллюстрированы на прилагаемых чертежах. По возможности, повсюду на чертежах используются одинаковые ссылочные позиции для указания одинаковых или подобных частей.
В последующем описании термин "услуга" свидетельствует о том или ином содержимом вещания, которое может передаваться/ приниматься устройством передачи/приема сигнала.
Квадратурная амплитудная модуляция (КАМ) с использованием Отраженного Двоичного Кода Грея (BRGC) применяется в качестве модуляции в среде вещательной передачи, в которой используется традиционная кодовая модуляция с побитовым перемежением (BICM-Bit Interleaved Coded Modulation). Фиг.1 показывает пример 64-КАМ, используемой в Европейском стандарте DVB-T.
BRGC может быть построен с использованием способа, показанного на фиг.2. BRGC для n битов может строиться путем добавления обратного кода BRGC для (n-1) битов (т.е. отраженного кода) вслед за (n-1) битами, добавления нулей в начало исходного BRGC для (n-1) битов и добавления единиц в начало отраженного кода. Код BRGC, построенный этим способом, имеет расстояние Хемминга между соседними кодами, равное единице (1). Помимо этого, когда BRGC применяется к КАМ, расстояние Хемминга между точкой и четырьмя точками, которые наиболее близки к этой точке, равно единице (1), а расстояние Хемминга между точкой и другими четырьмя точками, которые являются вторыми наиболее близкими к этой точке, равно двум (2). Такие характеристики расстояний Хемминга между конкретной точкой созвездия и другими соседними точками могут быть перезаписаны в виде правила сопоставления кода Грея в КАМ.
Для устойчивости системы к Аддитивному Белому Гауссову Шуму (АБГШ), распределение сигналов, передаваемых от передающего устройства, может быть сделано близким к гауссову распределению. Чтобы иметь возможность сделать это, расположение точек в созвездии может быть модифицировано. Фиг.3 показывает выход, близкий к гауссову, благодаря модификации 64-КАМ, используемой в стандарте DVB-T. Такое созвездие может быть перезаписано в виде Неравномерной КАМ (НР-КАМ).
Для построения созвездия Неравномерной КАМ может использоваться Гауссова Кумулятивная Функция Распределения (КФР). В случае 64, 256 или 1024 КАМ, т.е. 2^N АМ (Амплитудная Модуляция), КАМ может разделяться на две независимые N-АИМ (Амплитудно-Импульсная Модуляция). Разделяя Гауссову КФР на N сечений с одинаковой вероятностью и позволяя сигнальной точке в каждом сечении представлять это сечение, может быть построено созвездие, имеющее гауссово распределение. Другими словами, координаты xj заново определяемой неравномерной N-АИМ могут определяться следующим образом:
<mrow><mstyle displaystyle="true"><mrow><msubsup><mo>∫</mo><mrow><mo>−</mo><mi>∞</mi></mrow><mrow><msub><mtext>x</mtext><mtext>j</mtext></msub></mrow></msubsup><mrow><mfrac><mtext>1</mtext><mrow><msqrt><mrow><mtext>2π</mtext></mrow></msqrt></mrow></mfrac></mrow></mrow></mstyle><mtext> </mtext><msup><mtext>e</mtext><mrow><mo>−</mo><mfrac><mrow><msup><mtext>x</mtext><mtext>2</mtext></msup></mrow><mtext>2</mtext></mfrac></mrow></msup><mtext>dx</mtext><mo>=</mo><msub><mtext>P</mtext><mtext>j</mtext></msub><mtext> </mtext><mtext>,</mtext><mtext> </mtext><msub><mtext>P</mtext><mtext>j</mtext></msub><mo>∈</mo><mrow><mo>{</mo><mrow><mfrac><mtext>1</mtext><mrow><mtext>2N</mtext></mrow></mfrac><mtext>,</mtext><mtext> </mtext><mfrac><mtext>3</mtext><mrow><mtext>2N</mtext></mrow></mfrac><mtext>,</mtext><mo>…</mo><mtext>,</mtext><mtext> </mtext><mfrac><mrow><mtext>2N</mtext><mo>−</mo><mtext>1</mtext></mrow><mrow><mtext>2N</mtext></mrow></mfrac></mrow><mo>}</mo></mrow></mrow>
(Ур. 1)
Фиг.3 представляет пример преобразования 64КАМ стандарта DVB-T в НР-64КАМ с использованием вышеупомянутых способов. Фиг.3 представляет результат модификации координат по оси I и по оси Q с использованием вышеупомянутых способов и сопоставления точек предыдущего созвездия с вновь определенными координатами. В случае 32, 128 или 512 КАМ, т.е. кросс-позиционной КАМ, которая не является 2^N КАМ, с помощью надлежащей модификации Pj могут быть найдены новые координаты.
Один из вариантов осуществления настоящего изобретения может модифицировать КАМ при помощи BRGC, используя характеристики BRGC. Как показано на фиг.4, расстояние Хемминга между Отраженной парой в BRGC равно единице, так как отличие имеется только в одном бите, который добавляется в начало каждого кода. Фиг.5 показывает характеристики в КАМ в случаях, когда Отраженная пара существует и для оси I и для оси Q. На этом чертеже Отраженная пара располагается по обе стороны от пунктирной черной линии.
Благодаря использованию Отраженных пар, имеющихся в КАМ, средняя мощность созвездия КАМ может быть снижена при сохранении правила сопоставления кода Грея в КАМ. Другими словами, в созвездии, в котором средняя мощность нормируется как 1, минимальное евклидово расстояние в созвездии может быть увеличено. Когда эта модифицированная КАМ применяется к системам вещания или связи, есть возможность реализовать или более устойчивую к шуму систему с использованием той же энергии, что и в традиционной системе, или систему с той же производительностью, что и традиционная система, но которая использует меньше энергии.
Фиг.6 показывает способ модификации КАМ с использованием Отраженной пары BRGC. Фиг.6a показывает созвездие, а фиг.6b показывает блок-схему последовательности операций для модификации КАМ с использованием Отраженной пары BRGC. Сначала необходимо найти целевую точку, которая имеет наибольшую мощность среди точек созвездия. Подходящие точки являются точками, куда такая целевая точка может переместиться, и ближайшими соседними точками для отраженной пары целевой точки. Затем должна быть найдена пустая точка (т.е. точка, которая еще не захвачена другими точками), имеющая наименьшую мощность, среди этих подходящих точек, и сравниваются мощность целевой точки и мощность подходящей точки. Если мощность этой подходящей точки является меньшей, целевая точка перемещается в эту подходящую точку. Эти технологические процессы повторяются до тех пор, пока средняя мощность точек на созвездии не достигнет минимума при сохранении правила сопоставления кода Грея.
Фиг.7 показывает пример модифицированной 64/256/1024/4096-КАМ. Сопоставленные значения кода Грея отвечают показанным на фиг.8-31, соответственно. В дополнение к этим примерам могут быть реализованы другие типы модифицированной КАМ, которые дают возможность такой же оптимизации мощности. Ведь целевая точка может перемещаться в несколько подходящих точек. Предлагаемая модифицированная КАМ может применяться не только к 64/256/1024/4096-КАМ, но и к кросс-позиционной КАМ, к КАМ большей величины или к модуляциям, использующим другой BRGC, отличным от КАМ.
Фиг.32 показывает пример побитового сопоставления Модифицированной КАМ, когда 256-КАМ модифицируется с использованием BRGC. Фиг.32a и фиг.32b показывают сопоставление Старших Значащих Битов (СЗБ). Точки, обозначенные закрашенными кружками, изображают сопоставления единиц, а точки, обозначенные пустыми кружками, изображают сопоставления нулей. Точно также каждый бит сопоставляется, как показано на чертежах от (a) до (h) на фиг.32, пока не будут сопоставлены Младшие Значащие Биты (МЗБ). Как показано на фиг.32, Модифицированная КАМ может давать возможность для побитового решения, используя только оси I или Q, как и традиционная КАМ, за исключением бита, который находится рядом с СЗБ (фиг.32c и фиг.32d). Благодаря использованию этих характеристик, может быть создано простое принимающее устройство путем частичной модификации принимающего устройства для КАМ. Эффективное принимающее устройство может быть реализовано благодаря проверке обоих значений, I и Q, только при определении бита рядом с СЗБ, и вычисления для остальных битов только I или Q. Этот способ может применяться для Приближенного ЛОП (Логарифмическое Отношение Правдоподобия), Точного ЛОП или Жесткого решения.
Используя Модифицированную КАМ или МКАМ, которая использует характеристики вышеупомянутого BRGC, может быть построено Неравномерное созвездие, или НР-МКАМ. В вышеприведенном уравнении, когда используется Гауссова КФР, Pj может модифицироваться, чтобы соответствовать МКАМ. Аналогично КАМ, в МКАМ могут рассматриваться две АИМ с осью I и осью Q. Однако в отличие от КАМ, где количество точек, отвечающих значению по каждой оси АИМ, идентично, количество точек в МКАМ изменяется. Если количество точек, которые отвечают j-му значению АИМ, определяется как nj в МКАМ, где в общей сложности существует M точек созвездия, тогда Pj может определяться следующим образом:
<mrow><mstyle displaystyle="true"><mrow><msubsup><mo>∫</mo><mrow><mo>−</mo><mi>∞</mi></mrow><mrow><msub><mtext>x</mtext><mtext>j</mtext></msub></mrow></msubsup><mrow><mfrac><mtext>1</mtext><mrow><msqrt><mrow><mtext>2π</mtext></mrow></msqrt></mrow></mfrac></mrow></mrow></mstyle><mtext> </mtext><msup><mtext>e</mtext><mrow><mo>−</mo><mfrac><mrow><msup><mtext>x</mtext><mtext>2</mtext></msup></mrow><mtext>2</mtext></mfrac></mrow></msup><mtext>dx</mtext><mo>=</mo><msub><mtext>P</mtext><mtext>j</mtext></msub><mtext> </mtext><mo>,</mo><mtext> </mtext><msub><mtext>P</mtext><mtext>j</mtext></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mtext>i</mtext><mo>=</mo><mtext>0</mtext></mrow><mrow><mtext>i</mtext><mo>=</mo><mtext>j</mtext><mo>−</mo><mtext>1</mtext></mrow></munderover><mrow><msub><mtext>n</mtext><mtext>i</mtext></msub><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mtext>n</mtext><mtext>j</mtext></msub></mrow><mrow><mtext>2N</mtext></mrow></mfrac></mrow></mstyle></mrow><mtext>M</mtext></mfrac><mtext>,</mtext><mtext> </mtext><msub><mtext>n</mtext><mtext>0</mtext></msub><mo>=</mo><mtext>0</mtext></mrow>
(Ур. 2)
Используя вновь определенный Pj, МКАМ может преобразовываться в Неравномерное созвездие. Pj может определяться следующим образом, для примера с 256-МКАМ.
<mrow><msub><mtext>P</mtext><mtext>j</mtext></msub><mo>∈</mo><mrow><mo>{</mo><mrow><mfrac><mrow><mn>2,5</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>10</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>22</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>36</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>51</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>67</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>84</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>102</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>119,5</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>136,5</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>154</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>172</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>189</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>205</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>220</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>234</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>246</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo><mfrac><mrow><mn>253,5</mn></mrow><mrow><mn>256</mn></mrow></mfrac></mrow><mo>}</mo></mrow></mrow>
Фиг.33 представляет пример преобразования МКАМ в Неравномерное созвездие. НР-МКАМ, построенная с использованием этих способов, может сохранять характеристики принимающих устройств МКАМ при модифицированных координатах каждой АИМ. Таким образом, может быть реализовано эффективное принимающее устройство. Помимо этого, может быть реализована более устойчивая к шуму система, чем предшествующая НР-КАМ. Что касается более эффективной широковещательной системы передачи, возможна гибридизация МКАМ и НР-МКАМ. Другими словами, более устойчивая к шуму система может быть реализована благодаря использованию МКАМ для среды, в которой используется код с коррекцией ошибок с высокой кодовой скоростью, и использованию НР-МКАМ в иных случаях. Для такого случая передающее устройство может позволить принимающему устройству обладать информацией о кодовой скорости кода с коррекцией ошибок, используемой в настоящее время, и разновидности модуляции, используемой в настоящее время, так что принимающее устройство может осуществлять демодуляцию в соответствии с модуляцией, используемой в настоящее время.
Фиг.34 показывает пример цифровой системы передачи. Входные данные могут содержать ряд потоков стандарта MPEG-TS или потоков GSE (General Stream Encapsulation - оформление пакета обобщенного потока). Модуль 101 обработки ввода может добавлять параметры передачи к входному потоку и выполнять планирование для модуля 102 BICM. Модуль 102 BICM может добавлять избыточность и перемежение данных для коррекции ошибок в канале передачи. Формирователь 103 кадров может формировать кадры, добавляя сигнальную информацию физического уровня и пилот-сигналы. Модуль 104 модуляции может выполнять модуляцию на входных символах эффективными способами. Модуль 105 аналоговой обработки может выполнять различные технологические процессы для преобразования входных цифровых сигналов в выходные аналоговые сигналы.
Фиг.35 показывает пример модуля обработки ввода. Входной поток MPEG-TS или GSE может быть преобразован модулем предварительной обработки ввода в общей сложности в n потоков, которые будут обрабатываться независимо. Каждый из этих потоков может быть или полным кадром TS, который включает в себя несколько служебных компонентов, или минимальным кадром TS, который включает в себя служебный компонент (т.е. видео или аудио). Помимо этого, каждый из этих потоков может быть потоком GSE, который передает или несколько услуг или одну услугу.
Входной интерфейсный модуль 202-1 может распределять количество входных битов, равное максимальной емкости поля данных кадра Основной Полосы Частот (ОПЧ). Может вводиться заполнение до полной емкости кодового блока LDPC/БЧХ. Модуль 203-1 синхронизации входного потока может обеспечивать механизм для восстановления, в принимающем устройстве, синхронизации Транспортного Потока (или пакетированного Обобщенного Потока), чтобы гарантировать сквозные постоянные скорости передачи битов и задержку.
В целях обеспечения перекомпоновки Транспортного Потока, без требования дополнительной памяти в принимающем устройстве, входные Транспортные Потоки задерживаются модулями 204-1~n компенсации задержки с учетом параметров перемежения данных PLP в группе и соответствующей общей PLP. Модули 205-1~n удаления нулевых пакетов могут повысить эффективность передачи, удаляя вставленный нулевой пакет для случая услуги с VBR (Variable Bit Rate - переменная скорость передачи битов). Модули 206-1~n кодирования с ЦИК (Циклическим Избыточным Кодом) могут добавлять контроль четности с ЦИК, чтобы повысить надежность передачи кадра ОПЧ. Модули 207-1~n вставления заголовка ОПЧ могут добавлять заголовок кадра ОПЧ в начальной части кадра ОПЧ. Информация, которая может вноситься в заголовок ОПЧ, показана на фиг.36.
Модуль 208 объединения/фрагментации может выполнять фрагментацию кадров ОПЧ из каждой PLP, объединение кадров ОПЧ из нескольких PLP и планирование каждого кадра ОПЧ в пределах кадра передачи. Следовательно, модуль 208 объединения/фрагментации может выводить сигнальную информацию L1, которая касается распределения PLP в кадре. В заключение, модуль 209 скремблирования ОПЧ может перемешивать входные битовые потоки, чтобы минимизировать корреляцию между битами в пределах битовых потоков. Затемненные модули на фиг.35 являются модулями, используемыми, когда система передачи использует одну PLP, остальные модули на фиг.35 являются модулями, используемыми, когда устройство передачи использует несколько PLP.
Фиг.37 показывает пример модуля BICM. Фиг.37a показывает тракт прохождения данных, а фиг.37b показывает тракт L1 модуля BICM. Модуль 301 внешнего кодирования и модуль 303 внутреннего кодирования могут добавлять избыточность во входные битовые потоки для коррекции ошибок. Модуль 302 внешнего перемежения и модуль 304 внутреннего перемежения могут перемежать биты, чтобы предотвращать пакетные ошибки. Модуль 302 внешнего перемежения может быть опущен, если BICM специально предназначена для DVB-C2. Модуль 305 разуплотнения битов может контролировать надежность каждого бита, выводимого от модуля 304 внутреннего перемежения. Модуль 306 сопоставления символов может сопоставлять входные битовые потоки с потоками символов. Здесь можно использовать любую традиционную КАМ, МКАМ, которая использует вышеупомянутый BRGC для улучшения производительности, НР-КАМ, которая использует Неравномерную модуляцию, или НР-МКАМ, которая использует Неравномерную модуляцию с применением BRGC для улучшения производительности. Для построения системы, которая более устойчива к шуму, могут рассматриваться комбинации модуляций с использованием МКАМ и/или НР-МКАМ в зависимости от кодовой скорости кода с коррекцией ошибок и от емкости созвездия. Здесь модуль 306 сопоставления символов может использовать надлежащее созвездие, соответствующее кодовой скорости и емкости созвездия. Фиг.39 показывает пример таких комбинаций.
Случай 1 показывает пример использования только НР-МКАМ при низкой кодовой скорости для упрощенной реализации системы. Случай 2 показывает пример использования оптимизированного созвездия при каждой кодовой скорости. Передающее устройство может отправлять информацию о кодовой скорости кода с коррекцией ошибок и емкости созвездия на принимающее устройство, так что принимающее устройство может использовать соответствующее созвездие. Фиг.40 показывает другой пример случаев, когда принимается во внимание совместимость между традиционными системами. Помимо этих примеров возможны дополнительные комбинации для оптимизации системы.
Модуль 307 вставления Заголовка ModCod, показанный на фиг.37, может брать информацию обратной связи Адаптивного кодирования и модуляции (АКМ)/Переменного кодирования и модуляции (ПрКМ) и добавлять информацию о параметрах, используемую в кодировании и модуляции, к ПКО-блоку в качестве заголовка. Заголовок Типа Модуляции/Кодовой Скорости (ModCod) может включать в себя следующую информацию:
* Тип ПКО (1 бит), длинный или короткий LDPC
* Кодовая скорость (3 бита)
* Модуляция (3 бита), до 64К КАМ
* Идентификатор PLP (8 битов).
Модуль 308 перемежения символов может выполнять перемежение в пространстве символов для получения дополнительных эффектов перемежения. Аналогичные технологические процессы, выполняемые на тракте прохождения данных, могут выполняться на тракте сигнализации L1, но возможно с другими параметрами (301-1~308-1). Здесь для внутреннего кода может использоваться модуль (303-1) кодирования с укорачиванием/выкалыванием.
Фиг.38 показывает пример LDPC-кодирования с использованием укорачивания/выкалывания. Технологический процесс укорачивания может выполняться на входных блоках, которые имеют меньше битов, чем необходимое число битов для LDPC-кодирования, может быть добавлено столько нулевых битов, сколько необходимо для LDPC-кодирования (301c). Дополненные нулями битовые потоки могут содержать биты контроля четности в результате LDPC-кодирования (302c). Здесь для битовых потоков, которые соответствуют исходным битовым потокам, нули могут быть удалены (303c), а для битовых потоков контроля четности может выполняться выкалывание (304c) согласно кодовым скоростям. Эти обработанные информационные битовые потоки и битовые потоки контроля четности могут уплотняться в исходные последовательности и выводиться (305c).
Фиг.41 показывает структуру кадра, которая содержит преамбулу для сигнализации L1 и символ данных для данных PLP. Можно заметить, что преамбула и символы данных генерируются циклически, используя один кадр в качестве структурного элемента. Символы данных содержат PLP типа 0, которая передается с использованием постоянной модуляции/кодирования и PLP типа 1, которая передается с использованием переменной модуляции/ кодирования. Для PLP типа 0 информация, например, о модуляции, типе ПКО и кодовой скорости кода с ПКО, передаются в преамбуле (см. фиг.42, модуль 401 вставления заголовка кадра). Для PLP типа 1 соответствующая информация может передаваться в заголовке ПКО-блока символа данных (см. фиг.37, модуль 307 вставления заголовка ModCod). Благодаря разграничению типов PLP накладные расходы для ModCod можно снизить на 3~4% от общей скорости передачи, для PLP типа 0, которая передается при постоянной скорости передачи битов. В принимающем устройстве в отношении PLP с постоянной модуляцией/кодированием для PLP типа 0 модуль r401 удаления заголовка кадра, показанный на фиг.63, может извлекать информацию о Модуляции и кодовой скорости ПКО и предоставлять извлеченную информацию на модуль BICM-декодирования. В отношении PLP с переменной модуляцией/кодированием для PLP типа 1 модули r307 и r307-1 извлечения ModCod, показанные на фиг.64, могут извлекать и предоставлять параметры, необходимые для BICM-декодирования.
Фиг.42 показывает пример формирователя кадров. Модуль 401 вставления заголовка кадра может составлять кадр, исходя из входных потоков символов, и может добавлять заголовок кадра в начало каждого передаваемого кадра. Заголовок кадра может включать в себя следующую информацию:
* Количество связанных каналов (4 бита)
* Защитный интервал (2 бита)
* ОПСМ (2 бита)
* Шаблон Пилот-Сигнала (2 бита)
* Цифровая идентификация Системы (16 битов)
* Идентификация кадра (16 битов)
* Длина кадра (16 битов), количество символов Уплотнения с Ортогональным Частотным Разделением (OFDM) в каждом кадре
* Длина сверхкадра (16 битов), количество кадров в каждом сверхкадре
* количество PLP (8 битов)
* для каждой PLP
Идентификация PLP (8 битов)
Идентификатор связывания каналов (4 бита)
Начало PLP (9 битов)
Тип PLP (2 бита), общая PLP или другие
Тип полезной нагрузки PLP (5 битов)
Тип МК (1 бит) - постоянная/переменная модуляция и кодирование
если тип МК == постоянная модуляция и кодирование
Тип ПКО (1 бит) - длинный или короткий LDPC
Кодовая скорость (3 бита)
Модуляция (3 бита) - до 64К КАМ
конец если;
Количество каналов с режекцией сигнала (2 бита)
для каждой режекции сигнала
Начало режекции сигнала (9 битов)
Ширина полосы режекции сигнала (9 битов)
конец для;
Ширина PLP (9 битов) - максимальное количество блоков ПКО для PLP
Тип временного перемежения PLP (2 бита)
конец для;
* ЦИК-32 (32 бита)
Для информации L1, передаваемой в заголовке Кадра, предполагается среда связывания каналов, а данные, которые соответствуют каждому фрагменту данных, определяются как PLP. Следовательно, такая информация, как идентификатор PLP, идентификатор связывания каналов и начальный адрес PLP, требуется для каждого канала, используемого в связывании. Один из вариантов осуществления этого изобретения предлагает передавать поле ModCod в заголовке ПКО-кадра, если тип PLP поддерживает переменную модуляцию/кодирование, и передавать поле ModCod в заголовке Кадра, если тип PLP поддерживает постоянную модуляцию/кодирование, чтобы снизить накладные расходы сигнализации. Помимо этого, если для каждой PLP существует полоса режекции сигнала, благодаря передаче начального адреса режекции сигнала, и ее ширины, декодирование соответствующих несущих на принимающем устройстве может стать ненужным.
Фиг.43 показывает пример Шаблона 5 Пилот-Сигнала (PP5), применяемого в среде связывания каналов. Как показано, если позиции SP совпадают с позициями пилот-сигнала преамбулы, может иметь место нерегулярная структура пилот-сигнала.
Фиг.43a показывает пример модуля 404 вставления пилот-сигнала, который показан на фиг.42. Как представлено на фиг.43, если используется одна полоса пропускаемых частот (например, 8 МГц), доступная полоса пропускания составляет 7,61 МГц, но если связываются несколько полос пропускаемых частот, защитные полосы частот могут быть удалены, таким образом, частотная эффективность может значительно увеличиться. Фиг.43b представляет пример показанного на фиг.51 модуля 504 вставления преамбулы, которая передается в начальной части кадра, и даже при связывании каналов преамбула обладает частотой повторения в 7,61 МГц, что является полосой пропускания блока L1. Это представляет собой структуру, учитывающую полосу пропускания настроечного устройства, которое выполняет начальное сканирование каналов.
Шаблоны пилот-сигнала существуют как для Преамбулы, так и для Символов Данных. Для символа данных может использоваться шаблон рассеянного пилот-сигнала (SP-scattered pilot). Шаблон 5 пилот-сигнала (PP5) и Шаблон 7 пилот-сигнала (PP7) для T2 могут быть хорошими вариантами для интерполяции только частоты. PP5 имеет x=12, y=4, z=48 для ЗИ=1/64, а PP7 имеет x=24, y=4, z=96 для ЗИ=1/128. Дополнительная интерполяция времени тоже возможна для лучшей оценки канала. Шаблоны пилот-сигнала для преамбулы могут покрывать все возможные позиции пилот-сигнала для начальной синхронизации канала. Помимо этого позиции пилот-сигнала преамбулы должны совпадать с позициями SP, и желателен единый шаблон пилот-сигнала и для преамбулы, и для SP. Пилот-сигналы преамбулы также могут использоваться для временной интерполяции, и каждая преамбула может иметь одинаковый шаблон пилот-сигнала. Эти требования являются важными для обнаружения C2 во время сканирования и необходимы для оценки сдвига частоты при корреляции скремблирующей последовательности. В среде связывания каналов совпадение в позициях пилот-сигналов должно также сохраняться и для связывания каналов, поскольку нерегулярная структура пилот-сигнала может ухудшить характеристики интерполяции.
А именно, если расстояние z между рассеянными пилот-сигналами (SP) в OFDM-символе равно 48, и если расстояние y между SP, соответствующими конкретной несущей SP, по оси времени равно 4, эффективное расстояние x после интерполяции времени становится равным 12. Это имеет место, когда доля защитного интервала (ЗИ) составляет 1/64. Если доля ЗИ составляет 1/128, могут использоваться x=24, y=4 и z=96. Если используется связывание каналов, позиции SP могут быть совмещены с позициями пилот-сигнала преамбулы путем создания дискретных точек в структуре рассеянного пилот-сигнала.
Здесь позиции пилот-сигнала преамбулы могут совпадать с каждой из позиций SP символа данных. При использовании связывания каналов фрагмент данных, в котором передается услуга, может быть определен независимо от степени детализации полосы пропускания в 8 МГц. Тем не менее, для того, чтобы снизить накладные расходы для адресации фрагмента данных, может выбираться передача, начинающаяся с позиции SP и заканчивающаяся в позиции SP.
Когда принимающее устройство принимает такие SP, при необходимости модуль r501 оценки канала, показанный на фиг.62, может выполнять интерполяцию времени, чтобы получить пилот-сигналы, показанные пунктирными линиями на фиг.43, и выполнить интерполяцию частоты. Здесь для дискретных точек, чьи интервалы обозначены как 32 на фиг.43, может быть реализовано или выполнение интерполяции слева и справа по отдельности, или выполнение интерполяции только с одной стороны с последующим выполнением интерполяции с другой стороны, используя уже интерполированные позиции пилот-сигнала, чей интервал составляет 12, в качестве контрольной точки. Здесь ширина фрагмента данных может изменяться в пределах 7,61 МГц, таким образом, принимающее устройство может минимизировать потребляемую мощность, выполняя оценку канала и декодирование только нужных поднесущих.
Фиг.44 показывает другой пример PP5, применяемого в среде связывания каналов, или структуру SP для поддерживания эффективного расстояния x равным 12, во избежание нерегулярной структуры SP, показанной на фиг.43, при использовании связывания каналов. Фиг.44a представляет структуру SP для символа данных, а фиг.44b представляет структуру SP для символа преамбулы.
Как показано, если расстояние SP сохраняется постоянным в случае связывания каналов, не будет проблем с интерполяцией частоты, но позиции пилот-сигнала между символом данных и преамбулой могут не совпадать. Другими словами, эта структура не требует дополнительной оценки канала для нерегулярной структуры SP, однако позиции SP, используемые в связывании каналов, и позиции пилот-сигнала преамбулы становятся различными для каждого канала.
Фиг.45 показывает новую структуру SP или PP5 для обеспечения решения этих двух упомянутых выше проблем в среде связывания каналов. В частности, расстояние пилот-сигнала x=16 может решить эти проблемы. Чтобы зафиксировать интенсивность пилот-сигнала или поддерживать одни и те же накладные расходы, PP5' может иметь x=16, y=3, z=48 для ЗИ=1/64, а PP7' может иметь x=16, y=6, z=96 для ЗИ=1/128. Возможность интерполяции только частоты может по-прежнему поддерживаться. Позиции пилот-сигнала изображены на фиг.45 для сравнения со структурой PP5.
Фиг.46 показывает пример новой структуры Шаблона SP или PP5 в среде связывания каналов. Как показано на фиг.46, независимо от того, используется ли единственный канал или связывание каналов, может быть обеспечено эффективное расстояние пилот-сигнала x=16. Помимо этого, поскольку позиции SP могут совмещаться с позициями пилот-сигнала преамбулы, можно избежать ухудшения оценки канала, вызванного нерегулярностью SP, или несовпадением позиций SP. Другими словами, не существует нерегулярной позиции SP для частотного интерполятора, и обеспечивается совпадение между позициями преамбулы и SP.
Следовательно, предлагаемые новые шаблоны SP могут выгодно отличаться тем, что может использоваться единый шаблон SP как для единственного, так и для связанных каналов; не может порождаться нерегулярная структура пилот-сигнала, а значит, возможна хорошая оценка канала; позиции как преамбулы, так и пилот-сигнала SP могут оставаться совпадающими; интенсивность пилот-сигнала может оставаться той же, что и для PP5 и PP7, соответственно; а также может сохраняться возможность интерполяции только частоты.
Помимо этого, структура преамбулы может удовлетворять некоторым требованиям, например, что позиции пилот-сигнала преамбулы должны покрывать все возможные позиции SP для начальной синхронизации канала; что максимальное количество несущих должно быть 3409 (7,61 МГц) для начального сканирования; точно такие же шаблоны пилот-сигнала и скремблирующая последовательность должны использоваться и для обнаружения C2; и не требуется зависящая от обнаружения преамбула, как P1 в T2.
Что касается связи со структурой кадра, степень детализации позиций фрагментов данных может модифицироваться для 16 несущих, а не 12, таким образом, может быть меньше накладных расходов на адресацию позиций и могут не ожидаться другие проблемы, касающиеся условий для фрагмента данных, условий для Нулевого временного интервала и т.д.
Следовательно, в модуле r501 оценки канала на фиг.62, пилот-сигналы в каждой преамбуле могут использоваться при выполнении интерполяции времени SP символа данных. В связи с этим могут быть улучшены синхронизация канала и оценка канала на границах кадра.
Далее, относительно требований, связанных с преамбулой и структурой пилот-сигнала, существует соглашение о том, что позиции пилот-сигналов преамбулы и SP должны совпадать независимо от связывания каналов; общее число несущих в блоке L1 должно делиться на расстояние пилот-сигнала во избежание нерегулярной структуры на границе полосы частот; блоки L1 должны повторяться в частотной области; и блоки L1 всегда должны быть поддающимися декодированию в произвольной позиции окна пропускания настроечного устройства. Дополнительными требованиями будет то, что позиции и шаблоны пилот-сигнала должны повторяться с периодом в 8 МГц; правильный сдвиг несущей частоты должен оцениваться без сведений о связывании каналов; и декодирование L1 (переупорядочивание) невозможно, пока не будет компенсирован этот сдвиг частоты.
Фиг.47 показывает взаимосвязь между символом данных и преамбулой при использовании структур преамбулы, которые показаны на фиг.52 и фиг.53. Блок L1 может повторяться с периодом в 6 МГц. Для декодирования L1 должны быть найдены и сдвиг частоты, и шаблон смещения Преамбулы. Декодирование L1 невозможно в произвольной позиции настроечного устройства без информации о связывании каналов, и принимающее устройство не может различить значение смещения преамбулы и сдвиг частоты.
Таким образом, принимающему устройству, в частности для модуля r401 удаления заголовка кадра, показанного на фиг.63, для выполнения декодирования сигнала L1 необходимо получить структуру связывания каналов. Поскольку известна величина смещения преамбулы, ожидаемого в двух вертикально затененных областях на фиг.47, модуль r505 синхронизации по времени/частоте на фиг.62 может оценивать сдвиг несущей частоты. На основании этой оценки тракт сигнализации L1 (r308-1~r301-1) на фиг.64 может декодировать L1.
Фиг.48 показывает взаимосвязь между символом данных и преамбулой при использовании структуры преамбулы, которая показана на фиг.55. Блок L1 может повторяться с периодом в 8 МГц. Для декодирования L1 должен быть найден только сдвиг частоты, а сведения о связывании каналов могут не потребоваться. Сдвиг частоты может легко оцениваться, используя известную Псевдослучайную Двоичную Последовательность (ПСДП). Как показано на фиг.48, преамбула и символы данных выравниваются, таким образом, дополнительный синхронизирующий поиск может стать ненужным. Следовательно, для принимающего устройства, в частности для модуля r401 удаления заголовка кадра, показанного на фиг.63, возможно, что необходимо получить только пик корреляции со скремблирующей последовательностью пилот-сигнала, чтобы выполнить декодирование сигнала L1. Модуль r505 синхронизации по времени/частоте на фиг.62 может оценивать сдвиг несущей частоты, исходя из позиции пика.
Фиг.49 представляет пример профиля задержки передачи по кабельному каналу.
С точки зрения проектирования пилот-сигнала существующий ЗИ уже с избытком ограждает разброс по задержке кабельного канала. В худшем случае изменение проекта модели канала может быть дополнительным вариантом. Чтобы повторять шаблон именно каждые 8 МГц, расстояние пилот-сигнала должно быть делителем для количества 3584 несущих (z=32 или 56). Интенсивность z=32 пилот-сигнала может повышать накладные расходы для пилот-сигнала, поэтому можно выбрать z=56. Немного меньшая зона действия задержки может быть неважна в кабельном канале. Например, это может быть 8 мкс для PP5' и 4 мкс для PP7' по сравнению с 9,3 мкс (PP5) и 4,7 мкс (PP7). Значительные задержки могут покрываться обоими шаблонами пилот-сигнала даже в худшем случае. Самое большее для позиции пилот-сигнала преамбулы необходимы все позиции SP в символе данных.
Если тракт задержки в -40 дБ может игнорироваться, фактический разброс по задержке может составить 2,5 мкс, 1/64 ЗИ=7 мкс или 1/128 ЗИ=3,5 мкс. Это показывает, что параметр расстояния пилот-сигнала z=56 может быть достаточно хорошим значением. Помимо этого z=56 может быть удобным значением для формирования структуры шаблона пилот-сигнала, который делает возможной структуру преамбулы, показанную на фиг.48.
Фиг.50 показывает структуру рассеянного пилот-сигнала, который использует z=56 и z=112, которая создается в модуле 404 вставления пилот-сигнала на фиг.42. Предлагаются PP5' (x=14, y=4, z=56) и PP7' (x=28, y=4, z=112). Граничные несущие могут вставляться для замыкания границы.
Как показано на фиг.50, пилот-сигналы выравниваются на 8 МГц от каждой границы полосы частот, каждая позиция пилот-сигнала и структура пилот-сигнала могут повторяться каждые 8 МГц. Таким образом, эта структура может поддерживать структуру преамбулы, показанную на фиг.48. Помимо этого, может использоваться общая структура пилот-сигнала между преамбулой и символами данных. Следовательно, модуль r501 оценки канала на фиг.62 может выполнять оценку канала, используя интерполяцию на преамбуле и символах данных, поскольку не может быть нерегулярного шаблона пилот-сигнала, независимо от позиции окна пропускания, которая определяется расположением фрагментов данных. Здесь использования только интерполяции частоты может быть достаточно, чтобы компенсировать искажение канала из-за разброса по задержке. Если дополнительно выполняется интерполяция времени, может быть выполнена более точная оценка канала.
Как следствие, в новом предложенном шаблоне пилот-сигнала позиция и шаблон пилот-сигнала могут повторяться, основываясь на периоде в 8 МГц. Единый шаблон пилот-сигнала может использоваться и для символов данных, и для преамбулы. Декодирование L1 всегда может быть возможно без сведений о связывании каналов. Помимо этого, предложенный шаблон пилот-сигнала может не влиять на общность с T2, так как может использоваться одна и та же стратегия пилот-сигнала для шаблона рассеянного пилот-сигнала; T2 уже использует 8 различных шаблонов пилот-сигнала; и сложность принимающего устройства может повышаться незначительно за счет модифицированных шаблонов пилот-сигнала. Для скремблирующей последовательности пилот-сигнала период ПСДП может быть 2047 (m-последовательность); генерация ПСДП может сбрасываться каждые 8 МГц, чей период равен 3584; частота повторения пилот-сигнала в 56 может быть также взаимно простым с 2047; и может не ожидаться никаких проблем с ОПСМ.
Фиг.51 показывает пример модуля модуляции на основе OFDM. Входные потоки символов могут быть преобразованы во временную область модулем 501 БОПФ (Быстрое Обратное Преобразование Фурье). При необходимости отношение пиковой и средней мощности (ОПСМ) может быть снижено в модуле 502 снижения ОПСМ. Для ОПСМ-способов может использоваться Активное расширение созвездия (АРС) или резервирование тона. Модуль 503 вставления ЗИ может копировать последнюю часть эффективного OFDM-символа, чтобы заполнить защитный интервал в форме циклического префикса.
Модуль 504 вставления преамбулы может вставлять преамбулу перед каждым передаваемым кадром, так что принимающее устройство может обнаружить цифровой сигнал, кадр и получить синхронизацию сдвига времени/частоты. Здесь сигнал преамбулы может выполнять сигнализацию физического уровня, скажем, размер БПФ (3 бита) и размер Защитного интервала (3 бита). Модуль 504 вставления преамбулы может быть опущен, если модуль модуляции специально предназначен для DVB-C2.
Фиг.52 показывает пример структуры преамбулы для связывания каналов, генерируемой в модуле 504 вставления преамбулы на фиг.51. Один полный блок L1 должен быть "всегда декодируемым" в любой произвольной позиции окна пропускания настройки в 7,61 МГц, и не должно быть потери сигнализации L1, независимо от позиции окна пропускания настроечного устройства. Как показано, блоки L1 могут повторяться в частотной области с периодом в 6 МГц. Символ данных может быть каналом, связанным для каждых 8 МГц. Если для декодирования L1 принимающее устройство использует настроечное устройство, такое как настроечное устройство r603, представленное на фиг.61, которое использует полосу пропускания в 7,61 МГц, модуль r401 удаления заголовка Кадра на фиг.63 должно перестроить принятый циклически смещенный блок L1 (фиг.53) в его первоначальную форму. Эта перестройка возможна, так как блок L1 повторяется для каждого блока в 6 МГц. Фиг.53a может быть переупорядочена в фиг.53b.
Фиг.54 показывает технологический процесс для проектирования более оптимизированной преамбулы. Структура преамбулы на фиг.52 использует только 6 МГц из всей полосы пропускания в 7,61 МГц настроечного устройства для декодирования L1. С точки зрения эффективности использования спектра полоса пропускания в 7,61 МГц настроечного устройства используется не полностью. Следовательно, может быть дополнительная оптимизация эффективности использования спектра.
Фиг.55 показывает другой пример структуры преамбулы или структуры символов преамбулы для полной эффективности использования спектра, генерируемой в модуле 401 Вставления Заголовка Кадра на фиг.42. Так же, как символ данных, блоки L1 могут повторяться в частотной области с периодом в 8 МГц. Один полный блок L1 по-прежнему является "всегда декодируемым" в любой произвольной позиции окна пропускания настройки в 7,61 МГц. После настройки данные на 7,61 МГц могут рассматриваться, как виртуально выколотый код. Наличие совершенно одинаковой полосы пропускания и для преамбулы и для символов данных и совершенно одинаковой структуры пилот-сигнала и для преамбулы и для символов данных может максимизировать эффективность использования спектра. Другие особенности, такие как свойство цикличности смещения и отсутствие отправления блока L1, в случае невозможности сохранения фрагмента данных могут оставаться неизменными. Другими словами, полоса пропускания символов преамбулы может быть идентична полосе пропускания символов данных, или, как показано на фиг.57, полоса пропускания символов преамбулы может быть полосой пропускания настроечного устройства (в данном случае она 7,61 МГц). Полоса пропускания настроечного устройства может определяться как полоса пропускания, которая соответствует всему множеству активных несущих при использовании одного канала. То есть полоса пропускания символа преамбулы может соответствовать всему множеству активных несущих (в данном случае, это соответствует 7,61 МГц).
Фиг.56 показывает виртуально выколотый код. Данные на 7,61 МГц из блока L1 в 8 МГц могут рассматриваться как закодированные с выкалыванием. Если настроечное устройство r603, показанное на фиг.61, использует полосу пропускания на 7,61 МГц для декодирования L1, модуль r401 удаления заголовка Кадра на фиг.63 должен перестроить принятый циклически смещенный блок L1 в первоначальную форму, как показано на фиг.56. Здесь декодирование L1 выполняется с использованием целой полосы пропускания настроечного устройства. После перестройки блока L1 спектр перестроенного блока L1 может содержать пустую область в пределах спектра, как показано вверху справа на фиг.56, так как первоначальный размер блока L1 составляет полосу пропускания в 8 МГц.
После заполнения пустой области нулями, либо после осуществления обратного перемежения в пространстве символов модулем r403 обратного частотного перемежения на фиг.63 или модулем r308-1 обратного символьного перемежения на фиг.64, либо после осуществления обратного перемежения в пространстве битов модулем r306-1 обратного сопоставления символов, модулем r305-1 уплотнения битов, и модулем r304-1 внутреннего перемежения на фиг.64, блок может получать форму, которая оказывается выколотой, как показано внизу справа на фиг.56.
Этот блок L1 может быть декодирован в модуле r303-1 декодирования с укорачиванием/выкалыванием на фиг.64. Благодаря использованию этой структуры преамбулы, может быть задействована вся полоса пропускания настроечного устройства, таким образом, эффективность использования спектра и выигрыш кодирования могут быть увеличены. Помимо этого идентичные полоса пропускания и структура пилот-сигнала могут использоваться для символов преамбулы и данных.
Помимо этого, если полоса пропускания для преамбулы или полоса пропускания для символов преамбулы задается как полоса пропускания настроечного устройства, которая показана на фиг.58, (это 7,61 МГц в данном примере), полный блок L1 может быть получен после перестройки даже без выкалывания. Другими словами, для кадра с символами преамбулы, в котором символы преамбулы имеют, по меньшей мере, один блок уровня 1 (L1), можно сказать, что блок L1 имеет 3408 активных поднесущих, и эти 3408 активных поднесущих соответствуют 7,61 МГц из 8 МГц радиочастотного (РЧ) диапазона.
Таким образом, эффективность использования спектра и характеристики декодирования L1 могут быть максимально увеличены. Другими словами, в принимающем устройстве декодирование может выполняться в модуле r303-1 декодирования с укорачиванием/ выкалыванием на фиг.64, после выполнения только обратного перемежения в пространстве символов.
Как следствие, предложенная новая структура преамбулы может быть выгодна тем, что полностью совместима с ранее используемой преамбулой за исключением того, что полоса пропускания другая; блоки L1 повторяются с периодом 8 МГц; блок L1 всегда может быть декодируемым, независимо от позиции окна пропускания настроечного устройства; вся полоса пропускания настроечного устройства может использоваться для декодирования L1; максимальная эффективность использования спектра может обеспечивать больший выигрыш кодирования; неполный блок L1 может рассматриваться как закодированный с выкалыванием; простая и одинаковая структура пилот-сигнала может использоваться как для преамбулы, так и для данных; и идентичная полоса пропускания может использоваться как для преамбулы, так и для данных.
Фиг.59 показывает пример модуля аналоговой обработки. Модуль 601 ЦАП может преобразовывать входной цифровой сигнал в аналоговый сигнал. После того, как ширина полосы пропускаемых частот преобразуется с повышением частоты (602) и обрабатывается аналоговым фильтром (603), сигнал может передаваться.
Фиг.60 показывает пример цифровой приемной системы. Принимаемый сигнал преобразуется в цифровой сигнал в модуле r105 аналоговой обработки. Модуль r104 демодуляции может преобразовывать сигнал в данные в частотной области. Анализатор r103 кадров может удалить пилот-сигналы и заголовки и предоставить возможность отбора служебной информации, которая должна быть декодирована. Модуль r102 BICM-демодуляции может корректировать ошибки в канале передачи. Модуль r101 обработки вывода может восстанавливать первоначально переданный служебный поток и информацию выбора времени.
Фиг.61 показывает пример модуля аналоговой обработки, используемого на принимающем устройстве. Модуль r603 настройки/АРУ может выбирать требуемую ширину полосы пропускаемых частот из принятого сигнала. Модуль r602 преобразования с понижением частоты может восстанавливать основную полосу частот. Модуль r601 АЦП может преобразовывать аналоговый сигнал в цифровой сигнал.
Фиг.62 показывает пример модуля демодуляции. Модуль r506 обнаружения кадра может обнаруживать преамбулу, проверять, существует ли соответствующий цифровой сигнал, и обнаруживать начало кадра. Модуль r505 синхронизации по времени/частоте может выполнять синхронизацию во временной и частотной областях. Здесь, для синхронизации во временной области может использоваться корреляция защитного интервала. Для синхронизации в частотной области может использоваться корреляция или может оцениваться сдвиг, исходя из информации о фазе поднесущей, которая передается в частотной области. Модуль r504 удаления преамбулы может удалять преамбулу из начала обнаруженного кадра. Модуль r503 удаления ЗИ может удалять защитный интервал. Модуль r501 БПФ может обращать сигнал во временной области в сигнал в частотной области. Модуль r501 оценки/выравнивания канала может компенсировать ошибки при помощи оценки искажения в канале передачи, используя символ пилот-сигнала. Модуль r504 удаления преамбулы может быть опущен, если модуль демодуляции специально предназначен для DVB-C2.
Фиг.63 показывает пример анализатора кадров. Модуль r404 удаления пилот-сигнала может удалять символ пилот-сигнала. Модуль r403 обратного частотного перемежения может выполнять обратное перемежение в частотной области. Модуль r402 объединения OFDM-символов может восстанавливать кадр данных из потоков символов, передаваемых в OFDM-символах. Модуль r401 удаления заголовка кадра может извлекать сигнализацию физического уровня из заголовка каждого передаваемого кадра и удалять заголовок. Извлеченная информация может использоваться в качестве параметров для последующих технологических процессов в принимающем устройстве.
Фиг.64 показывает пример модуля BICM-демодуляции. Фиг.64a показывает тракт прохождения данных, а фиг.64b показывает тракт сигнализации L1. Модуль r308 обратного перемежения символов может выполнять обратное перемежение в пространстве символов. Модуль r307 извлечения ModCod может извлекать параметры ModCod из начальной части каждого кадра ОПЧ и делать эти параметры доступными для последующих технологических процессов адаптивной/переменной демодуляции и декодирования. Модуль r306 обратного сопоставления символов может осуществлять обратное сопоставление входных потоков символов с потоками Логарифмического Отношения Правдоподобия (ЛОП) битов. Выходные потоки ЛОП битов могут вычисляться, используя созвездие, используемое в модуле 306 сопоставления символов передающего устройства в качестве контрольной точки. При этом если используется упоминавшаяся выше МКАМ или НР-МКАМ, благодаря вычислению как оси I, так и оси Q, при вычислении бита, ближайшего к СЗБ, и благодаря вычислению либо оси I, либо оси Q при вычислении остальных битов, может быть реализован эффективный модуль обратного сопоставления символов. Этот способ может применяться, например, в отношении Приближенного ЛОП, Точного ЛОП или Жесткого решения.
При использовании оптимизированного созвездия по емкости созвездия и кодовой скорости кода с коррекцией ошибок на модуле 306 сопоставления символов передающего устройства модуль r306 обратного сопоставления символов принимающего устройства может получать созвездие, используя информацию о кодовой скорости и емкости созвездия, передаваемую от передающего устройства. Модуль r305 уплотнения битов принимающего устройства может выполнять обратную функцию по отношению к модулю 305 разуплотнения битов передающего устройства. Модуль r304 внутреннего обратного перемежения и модуль r302 внешнего обратного перемежения принимающего устройства могут выполнять обратные функции по отношению к модулю 304 внутреннего перемежения и модулю 302 внешнего перемежения передающего устройства, соответственно, чтобы получить битовый поток в его первоначальной последовательности. Модуль r302 внешнего обратного перемежения может быть опущен, если модуль BICM-демодуляции специально предназначен для DVB-C2.
Модуль r303 внутреннего декодирования и модуль r301 внешнего декодирования принимающего устройства могут выполнять технологические процессы декодирования, отвечающие модулю 303 внутреннего кодирования и модулю 301 внешнего кодирования передающего устройства, соответственно, для коррекции ошибок в канале передачи. Аналогичные технологические процессы, выполняемые на тракте прохождения данных, могут выполняться и на тракте сигнализации L1, но с иными параметрами (r308-1~r301-1). При этом, как разъяснялось во вводной части, модуль r303-1 декодирования с укорачиванием/выкалыванием может использоваться для декодирования сигнала L1.
Фиг.65 показывает пример LDPC-декодирования с использованием укорачивания/выкалывания. Модуль r301a разуплотнения может по отдельности выводить информационную часть и часть контроля четности систематического кода из входных битовых потоков. Для информационной части заполнение нулями (r302a) может выполняться в соответствии с количеством входных битовых потоков модуля LDPC-декодирования, для части контроля четности входные битовые потоки для (r303a) модуля LDPC-декодирования могут генерироваться посредством восстановления выколотой части. Может выполняться LDPC-декодирование (r304a) на сгенерированных битовых потоках, могут удаляться нули в информационной части и осуществляться вывод (r305a).
Фиг.66 показывает пример модуля обработки вывода. Модуль r209 дескремблирования ОПЧ может восстанавливать скремблированные (209) битовые потоки на передающем устройстве. Разветвитель r208 может восстанавливать кадры ОПЧ, которые соответствуют нескольким PLP, которые уплотняются и передаются от передающего устройства по тракту PLP. Для каждого тракта PLP модуль r207-1~n удаления заголовка ОПЧ может удалять заголовок, который передается в начальной части кадра ОПЧ. Модуль r206-1~n декодирования с ЦИК может выполнять декодирование с ЦИК и делать надежные кадры ОПЧ доступными для отбора. Модули r205-1~n вставления нулевого пакета могут восстанавливать нулевые пакеты, которые были удалены для большей эффективности передачи, в их первоначальном местоположении. Модули r204-1~n восстановления задержки могут восстанавливать задержку, которая имеется между каждым трактом PLP.
Модули r203-1~n восстановления тактовой синхронизации вывода могут восстанавливать первоначальный выбор времени служебного потока из информации о выборе времени, передаваемой от модулей 203-1~n синхронизации входного потока. Выходные интерфейсные модули r202-1~n могут восстанавливать данные в TS/GS пакете из входных битовых потоков, которые фрагментируются в кадре ОПЧ. Модули r201-1~n заключительной обработки вывода могут восстанавливать несколько TS/GS потоков в полный TS/GS поток, при необходимости. Затемненные блоки, показанные на фиг.66, представляют модули, которые могут использоваться, когда за один раз обрабатывается одна PLP, а остальные блоки представляют модули, которые могут использоваться, когда одновременно обрабатывается несколько PLP.
Шаблоны пилот-сигнала преамбулы были тщательно разработаны, чтобы избежать повышения ОПСМ, таким образом, необходимо принимать во внимание, может ли частота повторения L1 повысить ОПСМ. Количество информационных битов L1 меняется динамически в зависимости от связывания каналов, количества PLP и т.д. А именно, необходимо учитывать, например, что постоянный размер блока L1 может привносить излишние накладные расходы; сигнализация L1 должна быть защищена сильнее, чем символы данных; и временное перемежение блока L1 может повысить устойчивость к ослаблению канала, скажем, импульсному шуму.
Для частоты повторения блока L1 в 8 МГц, как показано на фиг.67, полная эффективность использования спектра (увеличение ПП на 26,8%) изображается с виртуальным выкалыванием, но ОПСМ может повышаться, поскольку полоса пропускания L1 является той же, что и для символов данных. Для частоты повторения в 8 МГц 4K-БПФ частотное перемежение DVB-T2 может использоваться для общности, и один и тот же шаблон может повторяться с периодом 8 МГц после перемежения.
Для частоты повторения блока L1 в 6 МГц, как показано на фиг.68, сниженная эффективность использования спектра может изображаться без виртуального выкалывания. Может иметь место та же проблема с ОПСМ, что и для случая 8 МГц, поскольку полосы пропускания L1 и символов данных совместно используют LCM=24 МГц. Для частоты повторения в 6 МГц 4K-БПФ частотное перемежение DVB-T2 может использоваться для общности, и один и тот же шаблон может повторяться с периодом 24 МГц после перемежения.
Фиг.69 показывает новую частоту повторения блоков L1, равной 7,61 МГц или полной полосе пропускания настроечного устройства. Полная эффективность использования спектра (увеличение полосы пропускания на 26,8%) может быть получена без виртуального выкалывания. Не может быть проблем с ОПСМ, так как полосы пропускания L1 и символов данных совместно используют LCM=1704 МГц. Для частоты повторения в 7,61 МГц 4K-БПФ частотное перемежение DVB-T2 может использоваться для общности, и один и тот же шаблон может повторяться с периодом 1704 МГц после перемежения.
Фиг.70 представляет пример сигнализации L1, которая передается в заголовке кадра. Вся информация в сигнализации L1 может передаваться на принимающее устройство и может использоваться в качестве параметра декодирования. В частности, информация может использоваться в тракте прохождения сигналов L1, показанном на фиг.64, и PLP могут передаваться в каждом фрагменте данных. Может быть достигнута повышенная устойчивость для каждой PLP.
Фиг.72 представляет пример модуля 308-1 перемежения символов, который показан в тракте сигнализации L1 на фиг.37, а также может быть примером соответствующего ему модуля r308-1 обратного перемежения символов, которое показано в тракте сигнализации L1 на фиг.64. Блоки с наклонными линиями представляют блоки L1, а сплошные блоки представляют носители данных. Блоки L1 могут передаваться не только в пределах одной преамбулы, но могут также передаваться и в пределах нескольких OFDM-блоков. В зависимости от размера блока L1 размер блока перемежения может меняться. Другими словами, num_L1_sym и L1_span могут отличаться друг от друга. Чтобы минимизировать излишние накладные расходы, данные могут передаваться в пределах остальной части несущих OFDM-символов, в которых передается блок L1. При этом может быть гарантирована полная эффективность использования спектра, так как цикл повторения блока L1 по-прежнему является полной полосой пропускания настроечного устройства. На фиг.72 номера в блоках с наклонными линиями представляют порядок битов в пределах одного блока LDPC.
Как следствие, когда биты записываются в память перемежения по строкам согласно индексу символа, как показано на фиг.72, и считываются по столбцам согласно индексу несущей, может достигаться эффект блочного перемежения. Другими словами, один блок LDPC может перемежаться во временной области и в частотной области, а потом может передаваться. Num_L1_sym может быть заранее определенным значением, например, число от 2 до 4 может быть задано как число OFDM-символов. При этом для повышения степени детализации размера блока L1 для защиты L1 может использоваться выколотый/укороченный LDPC-код, имеющий наименьшую длину кодового слова.
Фиг.73 представляет пример передачи блока L1. Фиг.73 иллюстрирует фиг.72 в пространстве кадров. Как показано на фиг.73a, блоки L1 могут полностью охватывать полосу пропускания настроечного устройства или, как показано на фиг.73b, блоки L1 могут быть частично охвачены, а остальная часть несущих может использоваться для носителя данных. В любом случае, можно заметить, что частота повторения блока L1 может быть идентична полной полосе пропускания настроечного устройства. Помимо этого, для OFDM-символов, которые используют сигнализацию L1, включающую в себя преамбулу, может выполняться только символьное перемежение, когда не допускается передача данных в этих OFDM-символах. Как следствие, для OFDM-символа, используемого для сигнализации L1, принимающее устройство может декодировать L1, выполняя обратное перемежение без декодирования данных. При этом блок L1 может передавать сигнализацию L1 текущего кадра или сигнализацию L1 последующего кадра. На приемной стороне параметры L1, декодированные из сигнализации L1, тракт декодирования, показанный на фиг.64, может использоваться для технологического процесса декодирования для обеспечения тракта прохождения данных анализатора кадра для последующего кадра.
Итак, на передающем устройстве перемежение блоков области L1 может выполняться посредством записи блоков в память по строкам и считывания записанных блоков из памяти по столбцам. На принимающем устройстве обратное перемежение блоков области L1 может выполняться посредством записи блоков в память по столбцам и считывания записанных блоков из памяти по строкам. Направления считывания и записи передающего устройства и принимающего устройства могут взаимно меняться.
При выполнении моделирования при допущениях, что, например, CR=1/2 для защиты L1 и для общности с T2; сопоставление символов 16-КАМ; интенсивность пилот-сигнала равна 6 в Преамбуле; количество коротких LDPC предполагает, что проделан необходимый объем выкалывания/укорачивания, могут быть получены такие результаты или выводы, что передачи только преамбулы для L1 может быть недостаточно; количество OFDM-символов зависит от величины размера блока L1; может использоваться самое короткое кодовое слово LDPC (например, информация на 192 бита) среди укороченного/выколотого кода, для гибкости и хорошей степени детализации; и может добавляться Заполнение незначащей информацией, при необходимости с незначительными накладными расходами. Результат обобщается на фиг.71.
Как следствие, для частоты повторения блоков L1 полная полоса пропускания настроечного устройства без виртуального выкалывания может быть хорошим решением и, кроме того, не может возникнуть проблемы с ОПСМ, при полной эффективности использования спектра. Для сигнализации L1 эффективная сигнальная структура может допускать максимальную конфигурацию в среде со связыванием 8 каналов, 32 режекциями сигнала, 256 фрагментами данных и 256 PLP. Для структуры блока L1 может быть реализована гибкая сигнализация L1 в соответствии с размером блока L1. Временное перемежение может выполняться в целях лучшей устойчивости для общности с T2. Меньший объем накладных расходов может дать возможность передачи данных в преамбуле.
Для лучшей устойчивости может выполняться блочное перемежение блока L1. Перемежение может выполняться с постоянным заранее определенным числом символов L1 (num_L1_sym) и числом несущих, охватываемых L1, в качестве параметра (L1_span). Тот же прием используется для перемежения преамбулы P2 в DVB-T2.
Может использоваться блок L1 переменного размера. Размер может быть адаптируемым к сумме битов сигнализации L1, что приводит к снижению накладных расходов. Полная эффективность использования спектра может быть получена без проблем с ОПСМ. Повторение, меньшее 7,61 МГц, может означать, что больше избыточности может отправляться, но не использоваться. Из-за частоты повторения 7,61 МГц для блока L1 не может возникать проблем с ОПСМ.
Фиг.74 представляет другой пример сигнализации L1, передаваемой в пределах заголовка кадра. Эта фиг.74 отличается от фиг.70 тем, что поле L1_span, имеющее 12 битов, разделяется на два поля. Другими словами, поле L1_span разделяется на L1_column, имеющее 9 битов, и L1_row, имеющее 3 бита. L1_column представляет индекс несущей, которую охватывает L1. Поскольку фрагменты данных начинаются и заканчиваются в каждых 12 несущих, что является плотностью пилот-сигнала, 12 битов накладных расходов можно уменьшить на 3 бита для достижения 9 битов.
L1_row представляет число OFDM-символов, которые охватывает L1 при применении временного перемежения. Как следствие, временное перемежение может выполняться на участке, получаемом перемножением полей L1_column и L1_row. В качестве альтернативы, может передаваться общий размер блоков L1, так что L1_span, показанное на фиг.70, может использоваться, когда временное перемежение не выполняется. Для такого случая в этом примере размер блока L1 составляет 11776×2 битов, поэтому достаточно 15 битов. Как следствие, поле L1_span может состоять из 15 битов.
Фиг.75 представляет пример частотного или временного перемежения/обратного перемежения. Фиг.75 показывает часть целого кадра передачи. Фиг.75 также показывает связывание нескольких полос пропускания на 8 МГц. Кадр может состоять из преамбулы, которая передает блоки L1, и символа данных, который передает данные. Символы данных разных типов представляют фрагменты данных для различных услуг. Как показано на фиг.75, преамбула передает блоки L1 для каждых 7,61 МГц.
Для преамбулы частотное или временное перемежение выполняется в пределах блоков L1 и не выполняется между блоками L1. То есть для преамбулы можно сказать, что перемежение выполняется на уровне блоков L1. Это дает возможность декодирования блоков L1, передавая блоки L1 в пределах полосы окна пропускания настроечного устройства, даже когда окно пропускания настроечного устройства перемещается в случайное положение в системе связывания каналов.
Для декодирования символа данных в случайном окне полосы пропускания настроечного устройства не должно быть перемежения между фрагментами данных. То есть для фрагментов данных можно сказать, что перемежение выполняется на уровне фрагментов данных. Как следствие, частотное перемежение и временное перемежение должны выполняться в пределах фрагмента данных. Следовательно, модуль 308 перемежения символов в тракте прохождения данных модуля BICM передающего устройства, который показан на фиг.37, может выполнять перемежение символов для каждого фрагмента данных. Модуль 308-1 перемежения символов в тракте прохождения сигналов L1 может выполнять перемежение символов для каждого блока L1.
Модуль 403 частотного перемежения, показанный на фиг.42, должен выполнять чередование на преамбуле и символах данных по отдельности. В частности, для преамбулы частотное перемежение может выполняться для каждого блока L1, а для символа данных частотное перемежение может выполняться для каждого фрагмента данных. При этом временное перемежение в тракте прохождения данных или в тракте прохождения сигналов L1 может не выполняться, учитывая режим с малым временем ожидания.
Фиг.76 представляет таблицу, анализирующую накладные расходы сигнализации L1, которая передается в заголовке ПКО-КАДРА в модуле 307 Вставления Заголовка ModCod на тракте прохождения данных модуля BICM, который показан на фиг.37. Как видно на фиг.76, для короткого блока LDPC (размер=16200) могут встречаться максимальные накладные расходы в 3,3%, которые не могут не приниматься в расчет. Во время анализа предполагается 45 символов для защиты ПКО-КАДРА, а преамбулой является сигнализация L1 конкретного кадра C2 и заголовком ПКО-КАДРА является сигнализация L1 конкретного ПКО-КАДРА, то есть Mod, Cod и идентификатор PLP.
Чтобы снизить накладные расходы L1, могут рассматриваться подходы согласно двум типам Фрагмента данных. В случаях с типом АКМ/ПрКМ и несколькими PLP кадр может оставаться тем же, что и для заголовка ПКО-КАДРА. В случаях с типом АКМ/ПрКМ и одной PLP идентификатор PLP может удаляться из заголовка ПКО-КАДРА, что дает в результате до 1,8% снижения накладных расходов. В случаях с типом ПсКМ (Постоянное Кодирование и Модуляция) и несколькими PLP поле Mod/Cod может удаляться из заголовка ПКО-КАДРА, что дает в результате до 1,5% снижения накладных расходов. В случаях с типом ПсКМ и одной PLP заголовок ПКО-КАДРА не требуется, таким образом, может быть получено снижения накладных расходов до 3,3%.
В укороченной сигнализации L1 может передаваться или поле Mod/Cod (7 битов) или идентификатор PLP (8 битов), но она может быть слишком короткой для получения какого-либо выигрыша кодирования. Тем не менее, может не требоваться синхронизация, так как PLP могут совпадать с кадрами передачи C2; каждое ModCod каждой PLP может быть известно из преамбулы; и простое вычисление может обеспечивать возможность синхронизации с конкретным ПКО-КАДРОМ.
Фиг.77 показывает структуру для заголовка ПКО-КАДРА для минимизации накладных расходов. На фиг.77 блоки с наклонными линиями и формирователь ПКО-КАДРА представляют собой детальную структурную схему модуля 307 Вставления Заголовка ModCod на тракте прохождения данных модуля BICM, который показан на фиг.37. Сплошные блоки представляют собой пример модуля 303 внутреннего кодирования, модуля 304 внутреннего перемежения, модуля 305 разуплотнения битов и модуля 306 сопоставления символов на тракте прохождения данных модуля BICM, который показан на фиг.37. При этом укороченная сигнализация L1 может быть выполнена, так как ПсКМ не требует поля Mod/Cod, а единственная PLP не требует идентификатора PLP. Касательно этого сигнала L1 с уменьшенным числом битов сигнал L1 может повторяться три раза в преамбуле, и может выполняться ДФМ (двухпозиционная фазовая модуляция), таким образом, возможна очень устойчивая сигнализация. Наконец, модуль 307 Вставления Заголовка ModCod может вставлять сгенерированный заголовок в каждый ПКО-кадр. Фиг.84 показывает пример модуля r307 извлечения ModCod на тракте прохождения данных модуля демодуляции BICM, который показан на фиг.64.
Как показано на фиг.84, заголовок ПКО-КАДРА может анализироваться (r301b), потом символы, которые передают идентичную информацию в повторяющихся символах, могут быть задержаны, выровнены, а затем скомбинированы (RAKE-комбинирование (комбинирование разнесенных сигналов) r302b). Наконец, при выполнении ДФМ-демодуляции (r303b) поле принятого сигнала L1 может быть восстановлено, и это восстановленное поле сигнала L1 может быть отправлено системному управляющему устройству для использования в качестве параметров для декодирования. Проанализированный ПКО-КАДР может быть отправлен на модуль обратного сопоставления символов.
Фиг.78 показывает характеристику частоты ошибок по битам (ЧОБ) вышеупомянутой защиты L1. Можно заметить, что посредством трехкратного повторения получается выигрыш в отношении сигнал/шум приблизительно в 4,8 дБ. Требуемое отношение сигнал/шум составляет 8,7 дБ при ЧОБ=1E-11.
Фиг.79 показывает примеры кадров передачи и структур ПКО-кадра. Структуры ПКО-кадра, показанные вверху справа на фиг.79, представляют заголовок ПКО-КАДРА, вставленный модулем 307 Вставления Заголовка ModCod из фиг.37. Можно заметить, что в зависимости от различных комбинаций условий, т.е. тип ПсКМ или АКМ/ПКМ и одна или несколько PLP, могут вставляться заголовки разного размера. Или же заголовок может не вставляться. Кадры передачи, составленные согласно типам фрагментов данных и показанные внизу слева на фиг.79, могут составляться модулем 401 Вставления заголовка кадра Формирователя кадров, который показан на фиг.42, и модулем 208 объединения/фрагментации модуля обработки ввода, который показан на фиг.35. При этом ПКО-КАДР может передаваться в соответствии с различными типами фрагмента данных. При использовании этого способа максимальное снижение накладных расходов может быть до 3,3%. Вверху справа на фиг.79 показаны четыре различных типа структур, но специалисту в данной области техники будет понятно, что они являются только примерами, и любой из этих типов или их комбинации могут использоваться для фрагмента данных.
На приемной стороне модуль r401 Удаления заголовка кадра модуля Формирователя кадров, который показан на фиг.63, и модуль r307 извлечения ModCod модуля демодуляции BICM, показанный на фиг.64, могут извлекать параметр поля ModCod, который необходим для декодирования. При этом могут быть извлечены зависящие от типов фрагмента данных кадра передачи параметры. Например, для типа ПсКМ параметры могут быть извлечены из сигнализации L1 которая передается в преамбуле, а для типа АКМ/ПКМ параметры могут быть извлечены из заголовка ПКО-КАДРА.
Как показано вверху справа на фиг.79, структура ПКО-кадра может быть разделена на две группы, из которых первая группа составлена тремя верхними структурами кадра с заголовком, а второй группой является последняя структура кадра без заголовка.
Фиг.80 показывает пример сигнализации L1, которая может передаваться в пределах преамбулы модулем 401 Вставления заголовка кадра модуля Формирователя кадров, показанного на фиг.42. Эта сигнализация L1 отличается от предыдущей сигнализации L1 тем, что размер блока L1 может передаваться в битах (L1_size, 14 битов); возможно включение/выключение временного перемежения на фрагменте данных (dslice_time_intrlv, 1 бит); и за счет определения типа фрагмента данных (dslice_type, 1 бит) накладные расходы сигнализации L1 снижаются. При этом если типом фрагмента данных является ПсКМ, поле Mod/Cod может передаваться в пределах преамбулы, а не в пределах заголовка ПКО-КАДРА (plp_mod (3 бита), plp_fec_type (1 бит), plp_cod (3 бита)).
На приемной стороне модуль r303-1 внутреннего декодирования с укорачиванием/выкалыванием модуля демодуляции BICM, которое показано на фиг.64, может получать первый блок LDPC, который имеет фиксированный размер блока L1, передаваемый в пределах преамбулы, посредством декодирования. Также могут быть получены количество и размер остальных блоков LDPC.
Временное перемежение может использоваться, когда для передачи L1 необходимо несколько OFDM-символов или когда есть фрагменты данных с временным перемежением. Гибкое включение/выключение временного перемежения возможно с использованием флага перемежения. Для временного перемежения преамбулы может потребоваться флаг перемежения (1 бит) и количество OFDM-символов с перемежением (3 бита), таким образом, в общей сложности 4 бита могут быть защищены аналогично укороченному заголовку ПКО-КАДРА.
Фиг.81 показывает пример предварительной сигнализации L1, которая может выполняться на модуле 307-1 Вставления Заголовка ModCod на тракте прохождения данных модуля BICM, показанного на фиг.37. Блоки с наклонными линиями и Формирователь Преамбулы являются примерами модуля 307-1 Вставления Заголовка ModCod на тракте сигнализации L1 BICM модуля, показанного на фиг.37. Сплошные блоки являются примерами модуля 401 Вставления заголовка кадра Формирователя кадров, который показан на фиг.42.
Кроме того, сплошные блоки могут быть примерами модуля 303-1 кодирования с укорачиванием/выкалыванием, модуля 304-1 внутреннего перемежения, модуля 305-1 разуплотнения битов и модуля 306-1 сопоставления символов на тракте сигнализации L1 модуля BICM, показанного в фиг.37.
Как видно на фиг.81, сигнал L1, который передается в преамбуле, может быть защищен с использованием укороченного/ выколотого LDPC-кодирования. Связанные параметры могут вставляться в Заголовок в виде предварительной сигнализации L1. При этом в Заголовке преамбулы могут передаваться только параметры временного перемежения. Чтобы обеспечить большую устойчивость, может выполняться четырехкратное повторение. На приемной стороне, чтобы иметь возможность декодировать сигнал L1, который передается в преамбуле, модуль r307-1 извлечения ModCod на тракте сигнализации L1 модуля демодуляции BICM, который показан на фиг.64, должен использовать модуль декодирования, показанный на фиг.84. При этом, так как есть четырехкратное повторение, в отличие от предыдущего декодирования заголовка ПКО-КАДРА, требуется технологический процесс RAKE-приема, который синхронизирует эти четырежды повторяющиеся символы, и добавление символов.
Фиг.82 показывает структуру сигнального блока L1, который передается от модуля 401 Вставления заголовка кадра модуля Формирователя кадров, который показан на фиг.42. Показывается случай, когда не используется временное перемежение в преамбуле. Как показано на фиг.82, блоки LDPC разного вида могут передаваться в порядке несущих. После того, как OFDM-символ составлен и передан, составляется и передается следующий OFDM-символ. Касательно последнего OFDM-символа, который будет передаваться, если остается какая-либо несущая, такие несущие могут использоваться для передачи данных или могут заполняться фиктивной незначащей информацией. Пример на фиг.82 показывает преамбулу, которая содержит три OFDM-символа. На приемной стороне для этого случая без перемежения модуль r308-1 обратного перемежения символов на тракте сигнализации L1 модуля демодуляции BICM, которое показано на фиг.64, может быть пропущено.
Фиг.83 показывает случай, когда выполняется временное перемежение L1. Как показано на фиг.83, перемежение блоков может выполняться путем составления OFDM-символа для идентичных индексов несущей и последующего составления OFDM-символов для следующих индексов несущей. Как и в случае, когда перемежение не выполняется, если остается какая-либо несущая, такие несущие могут использоваться для передачи данных или могут заполняться фиктивной незначащей информацией. На приемной стороне для этого случая без перемежения модуль r308-1 обратного перемежения символов на тракте сигнализации L1 модуля демодуляции BICM, показанное на фиг.64, может выполнять обратное перемежение блоков, считывая блоки LDPC в порядке возрастания номеров блоков LDPC.
Помимо этого, могут быть, по меньшей мере, два типа фрагментов данных. Тип 1 фрагментов данных имеет dslice_type=0 в полях сигнализации L1. Этот тип фрагментов данных не содержит заголовка КПКО-Кадра, но содержит его значение mod/cod в полях сигнализации L1. Тип 2 фрагментов данных имеет dslice_type=1 в полях сигнализации L1. Этот тип фрагментов данных имеет заголовок КПКО-Кадра и содержит его значение mod/cod в заголовке КПКО-Кадра.
КПКО-Кадр означает Кадр с КПКО (Комплексная Прямая Коррекция Ошибок), а mod/cod означает тип модуляции/кодовую скорость.
На принимающем устройстве анализатор кадров может составлять кадр из демодулированных сигналов. В кадре есть символы данных, и эти символы данных могут иметь первый тип фрагмента данных, который содержит КПКО-Кадр и заголовок КПКО-Кадра, и второй тип фрагмента данных, который содержит КПКО-Кадр без заголовка КПКО-Кадра. Кроме того, принимающее устройство может извлекать поле для указания, выполнять обратное временное перемежение на символах преамбулы или не выполнять обратное временное перемежение на символах преамбулы, из L1 символов преамбулы.
На передающем устройстве формирователь кадров может формировать кадр. Символы данных кадра заключают в себе первый тип фрагмента данных, который содержит КПКО-Кадр и заголовок КПКО-Кадра, и второй тип фрагмента данных, который содержит КПКО-Кадр без заголовка КПКО-Кадра. Помимо этого, поле для указания, выполнять обратное временное перемежение на символах преамбулы или не выполнять обратное временное перемежение на символах преамбулы, может вставляться в L1 символов преамбулы.
В заключение, касательно укороченного/выколотого кода для модуля 401 Вставления заголовка кадра Формирователя кадров, показанного на фиг.42, минимальный размер кодового слова, которое может получить выигрыш кодирования, может определяться и может передаваться в первом блоке LDPC. Таким образом, для остальных блоков LDPC размеры могут быть получены исходя из этого передаваемого размера блока L1.
Благодаря использованию предложенных способов и устройств, наряду с другими преимуществами, можно реализовать эффективные цифровые передающее устройство, принимающее устройство, а также структуру сигнализации физического уровня.
Передавая информацию ModCod в каждом заголовке кадра ОПЧ, что необходимо для АКМ/ПКМ, и передавая остальную часть сигнализации физического уровня в заголовке кадра, накладные расходы сигнализации могут быть сведены к минимуму.
Может быть реализована модифицированная КАМ для более энергосберегающей передачи или более устойчивой к шуму системы цифрового вещания. Система может включать в себя передающее устройство и принимающее устройство для каждого раскрываемого примера и их комбинаций.
Может быть реализована усовершенствованная Неравномерная КАМ для более энергосберегающей передачи или более устойчивой к шуму системы цифрового вещания. Кроме того, описывается способ использования кодовой скорости кода с коррекцией ошибок для НР-МКАМ и МКАМ. Система может включать в себя передающее устройство и принимающее устройство для каждого раскрываемого примера и их комбинаций.
Предлагаемый способ сигнализации L1 может снизить накладные расходы на 3-4%, за счет минимизации накладных расходов сигнализации в период связывания каналов.
Специалистам в данной области техники будет очевидно, что в настоящее изобретение могут быть внесены различные модификации и изменения, не отступая от изобретения.