ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОСНОВЕ ПЛАНАРНОЙ ИНДУКТИВНОСТИ С НИЗКОЙ ДОБРОТНОСТЬЮ
SELECTIVE AMPLIFIER BASED ON PLANAR INDUCTANCE WITH LOW Q-FACTOR

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в микросхемах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.
В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные индуктивности в коллекторных (стоковых) цепях выходных биполярных (полевых) транзисторов [1-23], формирующих амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) резонансного типа. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RLC-фильтров) на основе большинства конструкций планарных индуктивностей не позволяет обеспечить высокие значения добротности результирующей АЧХ. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ высокодобротных избирательных усилителей (ИУ) при использовании низкодобротных планарных индуктивностей.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель фиг. 1, представленный в патенте 6.825.722, fig. 1. Он содержит первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен со входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания.
0
0
Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность (Q) амплитудно-частотной характеристики при низкодобротных индуктивностях и имеет небольшие значения коэффициента усиления по напряжению (K) на частоте квазирезонанса (f).
Основная задача предлагаемого изобретения состоят в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя при использовании низкодобротных планарных индуктивностей.
Первая дополнительная задача - создание условий для построения на основе заявляемого ИУ многокаскадных полосовых фильтров путем непосредственного (без дополнительных цепей согласования статических уровней) последовательного включения нескольких ИУ фиг. 2.
0
0
0
0
Вторая дополнительная задача - увеличение коэффициента усиления по напряжению K на частоте квазирезонанса f, а также создание условий для электронного управления величинами K, Q при f=const.
Поставленные задачи решаются тем, что в избирательном усилителе фиг. 1, содержащем первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен с входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 и подключен к затвору второго 2 входного полевого транзистора.
Схема избирательного усилителя-прототипа показана на фиг. 1. На фиг. 2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 1 и п. 2 формулы изобретения.
На фиг. 3 приведена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 3 формулы изобретения.
На фиг. 4 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п. 4 формулы изобретения.
На фиг. 5 показана схема заявляемого устройства в соответствии с п. 5 формулы изобретения.
На фиг. 6 приведена схема избирательного усилителя фиг. 3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях интегральных транзисторов Xfab.
1
0
0
0
На фиг. 7 представлены амплитудно-частотные характеристики усилителя фиг. 6 при следующих параметрах элементов: R=2 кОм (резистор 14), L=10 нГн (индуктивность 8), C=2.5 пФ (конденсатор 6), и различных значениях сопротивления R (резистор 9).
1
0
0
0
На фиг. 8 показаны фазочастотные характеристики усилителя фиг. 6 при следующих параметрах элементов: R=2 кОм, L=10 нГн, C=2.5 пФ, и различных значениях сопротивления R.
На фиг. 9 приведена схема избирательного усилителя, соответствующая фиг. 2, в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях интегральных транзисторов Xfab.
0
0
0
2
На фиг. 10 представлена амплитудно-частотная характеристика усилителя фиг. 9 в мелком масштабе при следующих параметрах элементов: C=25 пФ, L=1 нГн, I=2 мА, R=1 кОм.
0
0
0
2
На фиг. 11 показана амплитудно-частотная характеристика усилителя фиг. 9 в увеличенном масштабе при следующих параметрах элементов: C=25 пФ, L=1 нГн, I=2 мА, R=1 кОм.
2
0
0
0
На фиг. 12 приведены амплитудно-частотные характеристики усилителя фиг. 9 при различных значениях сопротивления резистора R (резистор 9) и L=1 нГн, I=2 мА, C=25 пФ.
Избирательный усилитель на основе планарной индуктивности с низкой добротностью, фиг. 2, содержит первый 1 и второй 2 входные полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с первой 3 шиной источника питания через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, выход устройства 5, частотозадающий конденсатор 6, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, частотозадающую индуктивность 8, включенную по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, паразитный резистор 9, включенный по переменному току между выходом устройства 5 и общей шиной источников питания 7, причем затвор первого 1 входного полевого транзистора соединен с входом устройства 10, вторую 11 шину источника питания. Сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 и подключен к затвору второго 2 входного полевого транзистора.
На фиг. 2, в соответствии с п. 2 формулы изобретения, сток второго 2 входного полевого транзистора связан со второй 11 шиной источника питания через цепь согласования потенциалов 12, вход которой соединен со стоком второго 2 входного полевого транзистора.
На фиг. 3, в соответствии с п. 3 формулы изобретения, сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 через первый 13 разделительный конденсатор и соединен со второй 11 шиной источника питания через дополнительный резистор 14.
На фиг. 4, в соответствии с п. 4 формулы изобретения, в качестве входа цепи согласования потенциалов 12 используется вход дополнительного токового зеркала 15, выход которого связан с выходом устройства 5.
На фиг. 5, в соответствии с п. 5 формулы изобретения, сток первого 1 входного полевого транзистора связан с выходом устройства 5 через второй 16 разделительный конденсатор и подключен к дополнительному источнику напряжения смещения 17 через вспомогательный резистор 18.
вх
8
6
8
6
0
0
0
8
6
0
0
0
Источник входного сигнала u изменяет токи стока первого 1 и второго 2 входных полевых транзисторов. При этом первый 4 токостабилизирующий двухполюсник не только стабилизирует их малосигнальные параметры, но и обеспечивает приращение тока стока первого 1 входного полевого транзистора, которое передается на выход устройства 5. Поэтому падение напряжения на LC-цепи (L, C), образованной низкодобротной планарной частотозадающей индуктивностью 8 и частотозадающим конденсатором 6 (паразитным резистором 9 моделируются (учитываются) эквивалентные потери в планарной индуктивности 8 и подложке интегральной схемы), непосредственно определяется крутизной (S) входных полевых транзисторов 1 и 2. Соединение LC-цепи (L, C) с затвором второго 2 полевого транзистора реализует комплексную обратную связь. В силу симметрии амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик этой LC-цепи в окрестности частоты квазирезонанса (f), которая непосредственно определяется ее реактивными элементами, действие указанной обратной связи направлено на увеличение реализуемой в схеме добротности Q и коэффициента усиления K на частоте квазирезонанса f. Фазовые соотношения каскада на первом 1 и втором 2 входных полевых транзисторах и LC-цепи (L, C) увеличивают избирательные свойства схемы. Вещественность и регенеративность обратной связи обеспечивается только на одной частоте, совпадающей с частотой квазирезонанса f. Именно по этой причине действие обратной связи направлено на увеличение реализуемой добротности Q и коэффициента усиления K без изменения частоты квазирезонанса f.
0
Покажем аналитически, что в схеме фиг. 2 реализуется более высокое значение добротности Q и коэффициента усиления K на частоте квазирезонанса. Действительно, комплексный коэффициент передачи ИУ фиг. 2 определяется по формуле
где f - частота входного сигнала;
0
f - частота квазирезонанса избирательного усилителя;
Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;
0
0
K - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f.
0
При этом частота квазирезонанса f схемы ИУ фиг. 2 находится из классического соотношения для параллельного колебательного контура:
а добротность Q зависит от глубины вещественной обратной связи ИУ фиг. 2:
где S - крутизна первого 1 (второго 2) входных полевых транзисторов;
8
6
L, C - параметры планарной частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6;
9
g - проводимость паразитного резистора 9, определяющая эквивалентные потери в частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающем конденсаторе 6.
0
Аналогично можно найти, что коэффициент усиления по напряжению ИУ на частоте f увеличивается с ростом добротности Q:
0
Поэтому основные параметры Q и K схемы фиг. 2 зависят от крутизны первого 1 и второго 2 полевых транзисторов
Отметим, что в ИУ-прототипе (фиг. 1)
где  - эквивалентное сопротивление потерь планарной частотозадающей индуктивности 8 и частотозадающего конденсатора 6 с учетом влияния подложки интегральной схемы.
8
6
9
L
0
8
9
э
0
6
9
0
6
9
Соотношение (7) соответствует добротности LC-контура (LC) с учетом потерь (R). Таким образом, действие обратной связи в схеме фиг. 2 направлено на компенсацию потерь, связанных с низким значением собственной добротности планарной индуктивности Q≈2πfL/R и наличием эквивалентных потерь LC-цепи: Q≈2πfC/g=2πfCR.
8
9
Как видно из уравнений (2)-(6), в достаточно широком диапазоне численных значений L (планарной частотозадающей индуктивности 8) при достаточно больших потерях в LC-цепи (величине g) выбором емкости частотозадающего конденсатора 6, крутизны полевых транзисторов S можно реализовать требуемые значения основных параметров ИУ за счет выбора оптимальной геометрии этих приборов.
8
6
6
п
Важным свойством предлагаемой схемы ИУ является низкая чувствительность ее основных параметров к нестабильностям параметров частотозадающей LC-цепи (элементы 8, 6). Действительно, при условии, что C»C
п
где C - паразитная входная емкость на подложку в цепи затвора второго 2 полевого транзистора.
В этом случае параметрическая чувствительность добротности при слаботочном режиме работы входных полевых транзисторов (1, 2) оказывается достаточно низкой:
0
Замечательной особенностью схемы ИУ, фиг. 2, является возможность функциональной настройки ИУ. Как видно из соотношения (3), необходимое значение Q можно скорректировать через крутизну S изменением тока I токостабилизирующего двухполюсника 4 и параметров второго 2 полевого транзистора. Действительно,
0
где I - статический ток двухполюсника 4;
β - параметр первого 1 и второго 2 полевых транзисторов, определяемый их геометрией.
0
0
Аналогично коэффициент усиления K на частоте f:
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями добротности и коэффициента усиления по напряжению в СВЧ- и КВЧ- диапазонах. Учитывая, что статические напряжения на входе 10 и выходе 5 устройства равны нулю, можно сделать также вывод о том, что заявляемая схема ИУ допускает последовательное каскадирование нескольких ИУ без применения специальных согласующих цепей.
Источники информации
1. Патентная заявка US 2009/140771
2. Патентная заявка US 2006/0028275
3. Патентная заявка JP 2004/282499
4. Патентная заявка US 2010/0013557
5. Патент US 5.378.997
6. Патентная заявка US 2005/0093628
7. Патент US 5.343.162
8. Патентная заявка US 2005/0062533
9. Патентная заявка US 2005/0162229
10. Патент US 6.628.170
11. Патентная заявка US 2009/0212872
12. Патентная заявка US 2006/0049874
13. Патентная заявка US 2006/0071712
14. Патентная заявка US 2004/0246051
15. Патент US 6.882.223
16. Патент EP 1480333
17. Патент WO 3084054
18. Патент US 6.366.166
19. Патент US 6.515.547
20. Патентная заявка US 2005/0104661
21. Патентная заявка US 2009/0322427
22. Патент US 7.834.703
23. Патентная заявка US 2008/0122538