СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ОБНАРУЖЕНИЯ СИГНАЛОВ ПРИ НАЛИЧИИ ПЕРЕМЕННОГО ДОПЛЕРОВСКОГО ЭФФЕКТА
METHOD AND DEVICE OF SIGNAL DETECTION WITH ALTERNATING DOPPLER EFFECT PRESENT

Предлагаемое изобретение относится к области специальной радиотехники и может быть использовано в радио и гидролокационных системах при обнаружении сигналов на фоне помех и оценки параметров сигналов.
Известно, что реализация оптимального приема при решении задачи обнаружения сигналов на фоне помех во многом определяется уровнем знаний о принимаемом сигнале.
Если спектральная характеристика сигнала неизвестна, то используют энергетические методы (эккартовская фильтрация) и устройства приема [1-4], представляющие собой последовательное выполнение операций фильтрации, квадратичного детектирования и интегрирования. Недостаток таких методов заключается в появлении «эффекта подавления малого сигнала», вследствие не использования приемником фазовой информации, содержащейся в принимаемом сигнале.
Для сигналов с неизвестной задержкой, но известной фазовой структурой приходящего сигнала и энергетической спектральной характеристикой шума оптимальным является согласованный фильтр [1-4]. Основным недостатком согласованного фильтра является ограниченность его применения только для класса сигналов с известным и постоянным доплеровским параметром. В случае присутствия неизвестной кинематики носителя сигналов необходима многоканальная схема, осуществляющая фильтрацию по каждому из возможных значений доплеровского параметра. В предлагаемом техническом решении для обнаружения сигналов производится согласованная фильтрация по переменному доплеровскому параметру.
В [5, с.46] показано, что для многих практических задач, связанных с обнаружением локационных сигналов и измерением параметров движения объектов, в выражении для ошибки оценки постоянного доплеровского эффекта можно пренебречь членом, зависящим от переменного доплеровского эффекта. В известных технических решениях, предназначенных для разрешения цели по скорости в одном элементе дальности, переменный доплеровский эффект, как правило, не учитывается [6-11].
Однако для быстроманеврирующих целей с большим числом Маха 2ν/с, где ν - относительная скорость сближения цели, с - скорость распространения сигнала, пренебрежение переменным доплеровским эффектом приведет к большим ошибкам рассогласования между принимаемым сигналом и эталоном. Это рассогласование значительно в условиях гидролокационного приема и длинных зондирующих посылок [12].
Учет переменного доплеровского параметра необходим главным образом в условиях изменения радиальной скорости цели [13].
Рассмотрим примеры, демонстрирующие необходимость учета переменного доплеровского эффекта в задачах гидролокации.
Пусть приемник и источник движутся с постоянными скоростями соответственно  и . Тогда  - текущая координата приемника, а  - текущая координата источника, где  - расстояние между источником и приемником на момент времени t=0.
Расстояние между источником и приемником равно
Разлагая выражение (1) в ряд Тейлора и ограничиваясь тремя членами разложения, запишем
Сигнал на приемнике имеет вид
где
,
Без потери общности положим ψ=0. В этом случае
0
Из анализа (4) можно сделать вывод, что параметр β достигает своего максимального значения при условии ϕ=-ψ=π/2. В этом случае . При значениях, например, ν+u=1 [м/с], r=100 [м], с=1500 [м/с] параметр β равен 0.0000033. При этом зависимость потери когерентных свойств сигналов от параметра β представлена на фиг.1.
Из анализа фиг.1 следует необходимость учета переменного доплеровского эффекта.
Наиболее близким к предлагаемому изобретению является способ согласованной фильтрации принятого сигнала [14].
Рассмотренный способ позволяет выделить сигнал на фоне помехи. Суть способа состоит в вычислении прямого преобразования Фурье входного процесса, перемножении комплексного спектра Фурье входного процесса с сопряженным спектром Фурье копии излученного сигнала, вычислении обратного преобразования Фурье от результата перемножения, вычислении квадрата модуля и сравнении с порогом. Обработка производится в реальном масштабе времени, т.е. отсчеты входной реализации обновляются в соответствии с теоремой Котельникова. Превышение порогового значения происходит в момент компенсации задержки τ=0. При этом принимается решение об обнаружении цели, а сам момент будет соответствовать дистанции до цели. Рассмотренный способ является оптимальным с точки зрения отношения сигнал/помеха для детерминированного сигнала и при постоянном доплеровском эффекте. Однако он не позволяет избежать потерь в отношении сигнал/помеха в условиях переменного доплеровского эффекта. Целью предлагаемого изобретения является повышение помехоустойчивости за счет уменьшения потерь в отношении сигнал/помеха, связанных с переменным доплеровским эффектом. Поставленная цель достигается тем, что в способ корреляционной обработки эхо-сигналов от движущейся цели, основанный на излучении зондирующего сигнала и согласованной фильтрации принятого процесса, дополнительно вводится операция инверсной передискретизации сигнала с переменным шагом дискретизации.
Суть способа состоит в следующем. Для устранения влияния переменного доплеровского эффекта на помехоустойчивость согласованного фильтра предлагается ввести процедуру, которая обладает групповой симметрией:
Для реализации процедуры (5) необходимо производить обработку сигнала в двух областях: временной t и инверсно-временной -1/t. Обработка сигнала во временной области заключается в секционировании сигнала с привязкой к определенному моменту времени, который выступает в качестве начального отсчета, и компенсируют задержку τ.
При условии определенности по параметру задержки процедура (5) записывается в виде, характеризующем преобразование сигнала относительно группы инверсных преобразований времени:
Обратный элемент группы инверсных преобразований времени определяется правилом:
Для перехода в инверсную область времени выполняется преобразование, соответствующее обращению и инверсии носителя сигнала. То есть t→-1/t, где t - носитель сигнала во временной области, -1\t - носитель сигнала в инверсной области. Это необходимо для трансформации переменного доплеровского параметра β в параметр, аналогичный линейному сдвигу τ на группе линейных преобразований времени.
Для выполнения операции перехода от t к -1/t в дискретном виде реализована операция инверсной передискретизации сигнала с учетом времени его окончания. Передискретизация проводиться в соответствии с выражением:
где  - индексы отсчетов инверсного сигнала;
- количество отсчетов инверсного сигнала;
- интервал между инверсными отсчетами;
0
n - индекс начального отчета интерполяции;
N-1
n - индекс последнего отсчета интерполяции.
Инверсная передискретизация заключается в нахождении значений сигнала в промежуточных точках (узлах), определяемых выражением (6), с помощью процедуры интерполяции [26]:
n
где h(x) - проинтерполированные значения;
k
y - значение узловой точки с индексом k;
k
x - номер узловой точки с индексом k;
i, k, j - индексы номеров узловых точек и их значений;
р - количество узловых точек для интерполяции.
После перехода в инверсно-временную область переменный доплеровский параметр трансформируется в инверсный сдвиг, являющийся аналогом линейного сдвига в области времени. Таким образом, появляется возможность определения постоянного и переменного доплеровских параметров с помощью операции согласованной фильтрации:
где S(f) - преобразование Фурье входного сигнала;
- сопряженное преобразование Фурье эталонного сигнала;
1
α, α - действительный доплеровский параметр и имеющийся в банке данных;
1
β, β - переменный доплеровский параметр сигнала и эталона.
Применение операции (7) позволяет устранить необходимость перебора значений по переменному доплеровскому параметру.
Для определения постоянного доплеровского параметра α формируется банк данных. При равенстве действительных и имеющихся в банке данных параметров α выражение (7) достигает максимального значения, соответствующего максимальному отношению сигнал/шум.
Выполнение согласованной фильтрации осуществляется следующим образом:
1) вычисляется спектр Фурье передискретизированного сигнала S(f);
2) вычисляется спектр Фурье эталонного сигнала со значением параметра α, взятым из банка данных . Производится комплексное сопряжение полученного спектра: ;
3) перемножаются спектр Фурье передискретизированного сигнала S(f) и сопряженный спектр эталонного сигнала ;
4) вычисляется обратное преобразование Фурье от результата последнего перемножения: .
1
1
После согласованной фильтрации (7) осуществляется квадратичное детектирование огибающей отклика согласованного фильтра (вычисление квадрата модуля  отклика СФ). Затем  сравнивается с пороговым значением, выбираемым в зависимости от требуемой вероятности ложной тревоги. Превышение порогового значения происходит в момент компенсации задержки τ=0, постоянного доплеровского параметра α=α и переменного доплеровского параметра β=β. При этом принимается решение об обнаружении полезного сигнала. А информация о значениях задержки, постоянного и переменного доплеровских параметров используется для определения соответственно дистанции до объекта, скорости и ускорения.
Описанные выше шаги обработки сигналов повторяются для каждого параметра α, хранящегося в банке данных. В результате формируется трехмерная широкополосная функция неопределенности, вид которой представлен на фиг.2.
Применение новой по сравнению с прототипом операции передискретизации для каждого канала обработки позволило получить положительный эффект, заключающийся в повышение помехоустойчивости обнаружения сигналов при наличии переменного доплеровского эффекта.
Выигрыш в помехоустойчивости предлагаемого способа обнаружения сигналов, при наличии переменного доплеровского эффекта, по сравнению с классической согласованной фильтрацией обусловлен увеличением вероятности правильного обнаружения сигналов за счет снижения ошибки при сравнении с эталонными сигналами и составляет 7 дБ.
Устройство, реализующее предлагаемый способ обнаружения сигналов при наличии переменного доплеровского эффекта, приведено на фиг.3, где:
блок 1 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП),
блок 2 - рециркулятор,
блок 3 - блок инверсной передискретизации,
блок 4 - вычислитель БПФ,
блок 5 - комплексный перемножитель,
блок 6 - ПЗУ,
блок 7 - вычислитель обратного БПФ,
блок 8 - вычислитель квадрата модуля,
блок 9 - пороговое устройство,
блок 10 - управляющее устройство.
Таким образом, устройство, реализующее предлагаемый способ, содержит: аналого-цифровой преобразователь (блок 1), выход которого соединен с входом рециркулятора (блок 2), выход которого соединен с входом блока инверсной передискретизации (блок 3), выход которого является входом вычислителя быстрого преобразования Фурье (блок 4), выход которого соединен с первым входом комплексного перемножителя (блок 5), выход которого соединен с входом вычислителя обратного быстрого преобразования Фурье (блок 7), выход которого соединен с входом вычислителя квадрата модуля (блок 8), выход которого соединен с входом порогового устройства (блок 9), выход которого является выходом устройства; постоянное запоминающее устройство (блок 6), выход которого соединен со вторым входом комплексного перемножителя (блок 5), управляющее устройство (блок 10), выходы которого соединены с управляющими входами аналого-цифрового преобразователя, рециркулятора, вычислителя быстрого преобразования Фурье, комплексного перемножителя, вычислителя обратного быстрого преобразования Фурье и постоянного запоминающего устройства.
Блок аналого-цифровой преобразователя 1 предназначен для представления исходного сигнала в цифровой форме.
Блок рециркулятора 2 предназначен для хранения выходных отсчетов АЦП (блок1).
Блок инверсной передискретизации 3 осуществляет преобразование в соответствии с выражением (6).
Блок быстрого преобразования Фурье (БПФ) 4 предназначен для нахождения спектра сигнала и широко распространен в цифровой обработке сигналов [19].
Блок комплексного перемножения 5 предназначен для перемножения отсчетов сопряженного комплексного спектра эталонного сигнала  и спектра входной реализации.
Блок постоянного запоминающего устройства (ПЗУ) 6. В нем хранятся сопряженные преобразования Фурье эталонных сигналов.
Блок обратного быстрого преобразования Фурье (БПФ) 7 предназначен для нахождения отсчетов сигнала во временной области и широко распространен в цифровой обработке сигналов [20].
Блок вычислителя квадрата модуля 8 предназначен для возведения в степень 2 значений отсчетов с выхода блока 7.
Блок порогового устройства 9 предназначен для сравнения с пороговым значением отсчетов с выхода блока 8.
Блок управляющего устройства 10 предназначен для синхронизации работы всех блоков.
Принцип действия устройства заключается в следующем. Реализация входного процесса x(t) поступает на вход АЦП (блок 1) с частотой дискретизации, удовлетворяющей требованиям теоремы Котельникова: .
С выхода АЦП (блок 1) дискретные отсчеты поступают на вход рециркулятора (блок 2), где формируется и с каждым новым отсчетом обновляется текущая дискретная выборка s(n) длиной N-отсчетов. Длина выборки N определяется длительностью излучаемого сигнала и интервалом дискретизации: . Сформированная текущая дискретная выборка входного процесса s(n) поступает на вход блока инверсной передискретизации (блок 3). С выхода передискретизатора преобразованный сигнал поступает на вход вычислителя БПФ (блок 4), с выхода которого комплексный спектр S(n) преобразованной входной реализации поступает на вход комплексного перемножителя (блок 5). На другой вход комплексного перемножителя поступает вычисленный заранее сопряженный комплексный спектр эталонного сигнала , хранящийся в ПЗУ (блок 6). Результат перемножения поступает на вход вычислителя обратного БПФ (блок 7). С выхода вычислителя обратного БПФ (блок 7) отклик согласованного фильтра y(n) поступает на вход вычислителя квадрата модуля (блок 8), с выхода которого выделенная огибающая  поступает на вход порогового устройства (блок 9), выход которого является выходом устройства.
Устройство управления (блок 10) осуществляет синхронизацию работы: аналого-цифрового преобразователя (блок 1), рециркулятора (блок 2), блока инверсной передискретизации (блок 3), вычислителя быстрого преобразования Фурье (блок 4), комплексного перемножителя (блок 5), вычислителя обратного быстрого преобразования Фурье (блок 7) и постоянного запоминающего устройства (блок 6).
Литература
1. Лезин Ю.С. Введение в теорию и технику радиотехнических систем. - М.: Радио и связь, 1986. - 280 с.
2. Хелстром К. Статистическая теория обнаружения сигналов. - М.: Иностранная литература, 1963. - 430 с.
3. Ван-Трис Г. Теория обнаружения, оценок и модуляции. T.1. - М.: Сов. радио, 1972. - 744 с.
4. Ван-Трис Г. Теория обнаружения, оценок и модуляции. Т.3, - М.: Сов. радио, 1977. - 661 с.
5. Келли. Радиолокационное измерение дальности, скорости и ускорения. Зарубежная радиоэлектроника (ЗР). №2, 1962. - С.35.
6. А.С. № 537315 (СССР) от 301176. Способ определения скорости движения судна относительно дна.
7. Патент №4282589 США, 1981. Корреляционный способ измерения дальности.
8. Патент №3938147 США, 1976. ЧМ доплеровская система измерения дальности.
9. Заявка №1482816 Великобритания. Способ и устройство для измерения доплеровского частотного сдвига.
10. Заявка №2605933 ФРГ. Способ измерения расстояния и скорости, основанный на использовании импульсной доплеровской РЛС.
11. Заявка №56-41953 Япония 1981. Способ и прибор для измерения расстояния с помощью РЛС непрерывного излучения с ЧМ.
12. Крамер. Допустимая расстройка скорости и ускорения в высокочувствительных широкополосных корреляционных гидролокаторах с линейной ЧМ. ТИИЭР. Т.55, №5, 1967. - С.3.
13. Рихачек. Разрешение подвижных целей в радиолокации. ЗР. №1, 1968. - С.3.
14. Бурдик В.С. Анализ гидроакустических систем. - Л.: Судостроение, 1988. - С.339-341.
15. Келли, Вишнер. Теория согласованной фильтрации целей, движущихся ускоренно с высокими скоростями. ЗР. №10, 1965. - С.38.
16. Киблер. КЭВОРТ - устройство оптимальной обработки пачечного радиолокационного сигнала с учетом ускорения целей. ЗР, 1968. - С.27-33.
17. Шмарев Е.И. др. Оптическое вычисление функции неопределенности сигналов (обзор). ЗР. №10, 1981. - С.41-43.
18. Красногоров С. Совместная оценка амплитуды, фазы, расстояния и его производных радиолокационными методами. Радиотехника и электроника. №9, 1, 1964. - C.79.
19. Применение цифровой обработки сигналов. / Под ред. Оппенгейма Э., - М.: Мир, 1980, - с.284, 417-418.
20. Мирский Г. Электронные измерения. - М.: Радио и связь, 1986. - С.126-140. А.С. № 832490 (СССР) от 280581, Анализатор спектра.
21. Макс Ж. Методы и техника обработки сигналов при физических измерениях. Т.2. - М.: Мир, 1983. - С.204.
22. Бронштейн И., Семендяев К. Справочник по математике. - М.: Наука, 1980. - C.369.
23. Найт У. Цифровая обработка сигналов в гидролокационных системах. ТИИЭР. Т.69. №11, 1981. - C.127.
24. Белоцерковский Г. Основы радиолокации и радиолокационные устройства. - М.: Сов. Радио, 1975. - С.25-26.
25. Калиткин Н.Н. Численные методы. - М.: Наука, 1986. - С.38.