Способ третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов
METHOD FOR THIRD DECISIVE SCHEME OF ACCELERATED SEARCH AND EFFECTIVE RECEPTION OF BROADBAND SIGNALS

Изобретение относится к методам и устройствам обработки данных и принятия решения в широкополосной радиосвязи и радионавигации (ШРСРН), где этапу эффективного и достоверного приема и принятия решения по соответствующему критерию оптимального приема информационных сигналов с расширенным спектром (СРС), манипулированных некоторой псевдослучайной последовательностью, обязательно предшествует этап синхронизации [1, 2].
С точки зрения реализации этой синхронизации в ШРСРН из вестей способ поиска СРС по задержке, использующий для сокращения среднего времени поиска априорную информацию о расположении и структуре сегментов псевдослучайных последовательностей [2], где текущая задержка сигнала определяется по пороговому обнаружению значения взаимокорреляционной функции между некоторой короткой опорной последовательностью и закономерно расположенным сегментом аналогичной структуры принимаемого сигнала.
Важнейшими недостатками данного способа является, во-первых, его применимость только для линейных рекуррентных М-последовательностей и для которых изучена их сегментная структура, а во-вторых, пороговая оценка осуществляется на фоне сравнения с очень большими уровнями боковых всплесков сегмента взаимнокорреляционной функции, что заметно снижает вероятность правильного обнаружения текущей энергии.
Так же близким к заявляемому является способ поиска СРС, существенными признаками которого является весовое суммирование откликов нескольких цифровых согласованных фильтров, настроенных на несколько различных элементов ПСП с априорно известной структурой, обладающих минимальной взаимной корреляцией по отношению к друг другу и неравномерно расположенных по длине принимаемой манипулирующей последовательности. При этом веса суммирования определяются порядком расположения сегментов, а текущая задержка определяется по факту превышения порогового значения взвешенной суммы откликов согласованных фильтров [3]. Данный способ обладает рядом недостатков:
сокращение среднего времени поиска обеспечивается лишь при близких к идеальным помеховых условиях, когда вероятность ложного обнаружения или пропуска сегмента ПСП очень мала;
применение ограниченного класса ПСП, подробно изученных с точки зрения взаимно корреляционных свойств составляющих сегментов;
значительные аппаратные затраты на построение блока цифровых согласованных фильтров для поиска ПСП большой длины.
Известен способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [4]. В данном способе осуществляется:
использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
1
2
поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными реккуретными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины l, в другом l;
1
2
0
1
2
в результате из l и l накопленных в каждом из 2-х каналов значений ПВКФ выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номер а тактов взаимных сдвигов imax∈(0, 1, …, h-1) и jmax∈(0, 1, …, h-1) относительно начальных соответствующих l; и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов с и c производящих компонент по следующим соотношениям:
1
2
1
2
1
2
1
2
затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин l и l, генерируемых с циклическими сдвижками с и с, соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность L=l⋅l, получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями c и с в соответствии с выражениями:
решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают.
Однако в данном способе:
- в целом не учитывается и не используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП, что приводит, во-первых, к «слепому» накоплению энергии боковых пиков ПКФ и тем самым - значительному количеству «прогонок» (увеличению числа р) и в конечном итоге - к увеличению времени поиска и обнаружения, в том числе за счет медленного повышения отношения сигнал-шум (с/ш) на выходе устройства быстрого поиска (УБП) для принятия решения, а во-вторых, не учитывается вышеуказанная информация для ускорения поиска, обнаружения и синхронизации;
1
2
1
2
- первое суммирование (накопление) в параллельном сумматоре прототипа происходит только через l и l тактов после начала каждого этапа прогонки, т.е. теряется информация, которую можно «изъять» в течение этих первых l и l тактов;
1
2
- «накопление» максимальных пиков ПВКФ  осуществляется «вслепую»: складываются заведомо «нулевые» (или очень маленькие) боковые всплески ПВКФ (во всех тактах сдвига, кроме одного из l, l тактов) с частными ярко выраженными максимумами ПВКФ  и  что приводит или к снижению достоверности поиска, или к увеличению времени поиска вследствие более низкого «итогового» (*) отношения с/ш. Таким образом, для увеличения итогового отношения  и  в каналах поиска, т.е. для увеличения достоверности принятия решения и необходимо увеличивать число прогонов р. Причем для существенного увеличения этого итогового отношения  и  и число р должно увеличиваться не «на», а «в» разы. Следовательно, в разы увеличивается и время поиска и обнаружения ПСП;
1
2
1
2
- выбор среди поступающих боковых пиков ПВКФ максимального значения ПВКФ (и сравнение) в цифровом компараторе прототипа происходит только на конечном этапе прогонки (в лучшем случае - прогонки одной всей ПНП (L или pL, где р - заданное число прогонки, т.е. pmin=1)) за l и l тактов до окончания прогонки. Таким образом, теряется априорная информация о структуре ПВКФ в течение всего этапа прогонки, которую и можно было бы и использовать для значительного ускорения поиска за счет накопления энергии  и  не периодически через l и l тактов, а потактово, т.е. в каждый такт поиска;
Также близким к заявляемому способу является способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [5].
В данном способе ликвидируется ряд недостатков предыдущего аналога и реализуется ряд дополнительных действий, повышающих качество процесса вхождения в синхронизм, а именно:
1,i
2,j
- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП и частных ПВКФ, ПВКФ, формируемых во «встречно-инверсном»режиме корреляции по всем возможным i, j подканалам 1-го и 2-го каналов приема входящей ПНП с производящими компонентами ПК-1 и ПК-2;
1,i
2,j
1
к1
2
к2
к1
к2
чп1
чп2
- осуществляется параллельное первичное накопление значений ПВКФ, ПВКФ, причем реализуется экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ в каждый тактовый момент приема согласно закономерности функций экстраполяций 2-х каналов СЭ=f(N), СЭ=f(N) как функций последовательности номеров N, N подканалов с частными пиками R, R в каждый тактовый момент;
- причем осуществляется 2-х факторный контроль экстраполяции и контроль установления синхронизма по задержке без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП.
Однако данный способ не использует возможности основных существенных своих признаков для осуществления и реализации следующего за этапом поиска и вхождения в синхронизм - этапа эффективного и достоверного оптимального приема СРС, манипулированных ПНП на основе использования детерминированности корреляционных функций ПНП и принципов теории разнесенного приема (ТРП) при новом виде разнесения «по форме» структуры ПВКФ и ЧКФ ПНП, что позволил бы за счет реализации «закона сложения Бренана» [9] обеспечить высокие достоверность и эффективность уже приема СРС, манипулированных ПНП.
1
2
2
1
1
2
i,i
2,j
итог
Наиболее близким к заявляемому способу является способ третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов по патенту [6]. Данный способ и реализует как раз потенциальные возможности признаков указанного выше способа -аналога за счет использования принципов и элементов теории третьей решающей схемы (ТРС), изложенных в [7, 8], с использованием при приеме в рамках ТРС «в итоговом режиме одноканального приема и решения» с разнесением каналов К, К и их подканалов i и j (i=1, l, j=1, l) приема «по форме» структур соответственно ПК и ПК (и их циклических сдвижек), и их ПВКФ, и ПВКФ с принятием наиболее правдоподобного двухканального дискретного решения («свой-чужой» сигнал) СЧС. Это обеспечивает совместно и значительное сокращение времени поиска по задержке СРС и повышение достоверности приема обработки и принятия решения. При этом обеспечивается высокая имитостойкость и структурная скрытность СРС на всех этапах приема СРС (поиска, синхронизации, обработки, принятия решения) за счет как применения непосредственно ПНП, так и соответствующего реализуемого метода приема-обработки в рамках ТРС.
Сходными признаками данного способа-прототипа с заявляемым способом является следующая совокупность действий:
- использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
1
2
- поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины l, в другом - l;
1
2
0
max
max
1
2
- в результате из l и l накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов  и  относительно начальных соответствующих l, и далее по полученным i и j определяют значения циклических сдвигов с и с производящих компонент по следующим соотношениям:
1
2
1
2
1
2
1
2
затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин l и l, генерируемых с циклическими сдвижками c и с соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность L=l×l, получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями c и c в соответствии с выражениями:
- решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают;
1
2
1i
2j
1
2
1
2
1i
2j
1
2
- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности L=l×l структуре частных ПВКФ, ПВКФ формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i, j подканалам (i=l, j=l) соответственно первого (1) и второго (2) - каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых нелинейных рекуррентных последовательностей (НЛРП) длительности l и l) - ПК- и ПК-, i=1, …, l, j=1, …, l;
1i
2j
aн1
1
1
2
2
2
1
2
1min
2min
осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ, ПВКФ, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа T=pl, Тан=pl, где р и р - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p-p=L и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления, для реализации подэтапа экстраполяции;
1
2
чп1
чп2
k1+1
k2+1
1
2
- причем экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k-й, k-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков R, R в 1-м и 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами N и N, устанавливаемым согласно функций экстраполяции СЭ, СЭ подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:
1
kl
2
k2
k1
1
k2
2
чп1
чп2
1
2
СЭ=f(N), СЭ=f(N), N=1, …, l, N=1, …, l, как функций последовательности номеров подканалов и с частными пиками R, R на своих выходах в каждый k-й, k-й такты:
чп1
чп2
- причем реализуется 2-факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками R, R и по фактору уровней накопления  и
чп1i
чп2j
k
1
1
2
2
- причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков R, R, на экстраполируемых выходах i-х и j-х подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый -й (k=k(mod l) и k=k(mod l)) тактовый момент приема;
max
k1
max
k2
- причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по такому сочетанию номеров тактов синхронизмас производящими линейками, при котором imax и jmax есть, по существу, экстраполируемые номера подканалов i=N, j=N соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции;
вых
1
2
1
2
1
2
1
2
- т.к. этап приема-обработки и принятия решения «свой-чужой» сигнал (СЧС) осуществляется после вхождения в синхронизм, т.е. когерентно, следовательно накопление в каждый тактовый момент (i, j) частных пиков  и  как отношений (с/ш) в каждый такт (i, j) на выходе приемников каналов К и К и  в каждых подканалах i и j осуществляется когерентно (синхронно) и оптимально, что отражается символами с и с для  в условиях некоррелированного приема в двух каналах К и К и их подканалах вследствие использования в них различных по форме порождающих компонент ПК и ПК;
итог
- с использованием двух автономных частных решений  и  как дискретных решений с дискретными значениями  и  принимается наиболее правдоподобное итоговое двухканальное дискретное решение СЧС с вероятностью ошибки:
1
2
контр
1
2
- если в процессе «приема-обработки» ПНП для какого-то из подканалов i* и j* в К и К сумма СРС за время контроля T оказывается больше или равна соответственно l/2 и (или) l/2, т.е.
1i
2j
контр
CC
1
2
1
2
то принимается решение на проведение «контрольного анализа», когда для таких подканалов i* и j* осуществляется проверка их циклических сдвижек  и  на соответствие соотношению (2), и если это соотношение выполняется, то фиксируется «сигнал соответствия» СС=1 (CC=1 и CC=1); причем если в процессе приема ПНП за выбранное мажоритарное число (МЧ) периодов Т: МЧ=(5, 7, 9, …)(нечетное число), - таких сигналов соответствия из какого-либо подканалов будет соответственно получено число N≥(3, 5, 7 …), то будет принято решение на смену циклических сдвижек ПК и (или) ПК в каналах К и К, т.е. на смену используемых синхронных подканалов на подканалы с циклическими сдвижками  и  соответственно и на выход из режима «контрольного анализа». Тем самым будет осуществлена адаптивная коррекция тактовой синхронизации на соответствующее числам  тактов без прекращения «приема-обработки». В противном случае коррекция синхронизации не производится;
контр
1
2
1
2
- если в процессе «приема-обработки» ПНП за время Т окажется, что для l/2 и l/2 и более числа соответственно подканалов в каждом из каналов К и К окажется справедливым выражение (4), то это будет свидетельствовать о срыве синхронизации по воздействием помех, и тогда принимается решение на прекращение «приема-обработки» информации и переход к этапу поиска и синхронизации.
К-1
к-2
Однако известный «способ-прототип» несмотря на то, что хотя и использует свои отличительные признаки на основе теории ТРС в интересах повышения эффективности и достоверности приема СРС и ПНП, в тоже время, функционируя (в рамках ТРС) в «итоговом режиме одноканального приема и решения» обеспечивает принятие двух частных одноканальных решений СЧС СЧС после прогона именно всей принимаемой ПНП периода L на основании итоговых уровней
1
2
накопления частных пиков  ПВКФ, принимаемых каналами К и К ПНП с вероятностями ошибки этих решений
где Ф [⋅] - табулированная функция Крампа (или «интеграл вероятности»);
1
2
1
2
γ - коэффициент, учитывающий уровень ортогональности ПСП (в нашем случае - ПНП) и равный в пределах  [12]. C, С - значения задержек циклических сдвижек порождающих компонент ПК, ПК после вхождения в синхронизм.
1
2
рез
ош1
ош2
Как известно из [8] и как указывается в [патент прототипа] и как видно из (5), (6) повышение достоверности приема в К, К достигается в способе-прототипе за счет увеличения за время прогона L (ПШ1) итоговых  значений до  тем самым уменьшения Р, Р. Таким образом, первым фактором, обеспечивающим повышение эффективности и достоверности приема ПНП в способе-прототипе и устройстве его реализующем, является повышение отношения «сигнал-помеха»  перед схемами принятия решения
i
j
i
j
i
i
j
i
i
i
i
4n
1
2
1
2
1
2
1i
2j
1
2
ЧП1,i
ЧП2,j
а
а
a
a
а
а
2
2
2
Как известно из положений классической теории информации [12] в каналах передачи информации имеется два классических пути повышения эффективности и достоверности передачи информации по каналам с помехами: первый - повышение отношения (С/П) перед схемой принятия решения; второй - повышение значения энтропии (Н) информационного сигнала перед схемой принятия решения (известные 1-я и 2-я теоремы Шеннона) [12]. Так вот способ-прототип и устройство-прототип реализуют указанный выше первый путь - повышение отношения (С/П) перед схемами принятия решений  на основе реализации разнесения приема «по форме» в рамках ТРС за счет указанного выше «итогового режима одноканального приема и решения». А вот втор ой путь (не менее важный) способом-устройством-прототипами не реализуется, хотя заложенные в них признаки это позволяют сделать. Действительно повышение энтропии Н информационного сигнала (в ТРС, как известно из [8], информационным сигналом перед схемой принятия решения является структура ПВКФ в каждой ветви каналов приема и принимаемые частные решения при их обработке) как это устанавливается в классической теории информации [12] осуществляется за счет уменьшения корреляционных и статистических связей между элементами информационного сообщения. Уменьшение корреляционных связей отражается в наибольшем приближении условной вероятности принятия элементов сообщения Р(a/a), где a, a - посланный (истинный) и принятый соответственно элементы сообщения, к вероятности Р(a):Р(a/a)→P(a), - тем самым условная энтропия сообщения на приемной стороне  приводится (приближается) до значения абсолютной энтропии источника сообщения  N - число элементов сообщения, т.е. Ну→Н, Н≥Hy. Уменьшение статистических связей между элементами  сообщения отражается в приведении P()=Var к P(a)-const=1/N, т.к. в этом случае т.е. становится максимально возможной [12]. Увеличение Ну до значения Н, а Н до 1 выражается по существу в увеличении отношения (С/П) перед схемой принятия решения, т.е. в увеличении (h), или (что тоже самое) - к уменьшению вероятности ошибки приема до величины.  Как задача, которую нужно решить в предлагаемом способе, данное положение означает, что необходимо увеличить значения  для принятия решений за  счет ликвидации (или уменьшения) статистических и корреляционных связей между элементами функции ПВКФ (частных пиков R) различных ветвей приема-обработки и элементами принимаемых решений. Вследствие того, что между элементами ПВКФ и частных ПВКФ (ЧПВКФ) с одной входной ветви приема эти связи ликвидировать нельзя (т.к. в ТРС ПВКФ и ЧПВКФ - детерминированные функции), остается возможность убрать данные связи между элементами ПВКФ и ЧПВКФ различных ветвей и каналов приема - обработки и элементами принимаемых предварительных частных решений, т.е. принимать решения  в каналах, К, К не после прогона всей ПНП за период Lрез на основе накопления h до значений  что учитывает корреляционные и статистические связи элементов ПВКФ и ЧПВКФ, а на основе накапливаемых в каждой ветви каналов К, К (как это делается в теории разнесенного приема и в ТРС при разнесении «по форме») некоррелированных, статистически независимых, предварительных частных решений  в каждой ветви, которые в свою очередь принимаются после прогона только одного элемента ПК, ПК, т.е. после одного прогона одной (i-й, j-й) циклической сдвижки ПК и ПК. Таким образом в предлагаемом способе накапливаются  в каждой ветви за Lрез, а не отношения (C/П)=h в ветвях за такой же период Lрез. Таким образом элементами сообщения (некоррелированными, статически независимыми), на основе которых в предлагаемом способе принимаются решения  являются  Следовательно (в том числе) увеличивается в l и l раза число подканалов для принятия предварительного решения. Таким образом, если в способе-прототипе решения  принимаются после прогона всей ПНП на основе  сохраняя тем самым все связи между элементами ПВКФ (значениями R и R) в течении прогона всей ПНП, что и отражается в значениях  и использовании соотношений (1), (2), то в предлагаемом способе эти связи ликвидируются за счет использования статистически независимых некоррелированных  - последовательностей в каждой ветви (i-й, и j-й) при принятии решений  Это осуществляется в режиме «одноканальном однопрогонном» (см. [7, 8]) следующим образом.
1
2
1
2
1
2
1
2
После аналогичного, как в способе-прототипе, этапа вхождения в синхронизм в предлагаемом способе осуществляется накопление ПВКФ в каждой ветви (i, j) каналов К, К за один прогон соответствующей циклической сдвижки (i-й, и j-й) ПК, ПК в ветвях (i-х, и j-х) каналов К, К, т.е. накопление осуществляется за время периодов соответственно l и l с получением накопленных значений
1
2
1
2
Так как эти накопления происходят независимо, отдельно в каждой (i-й) и (j-й) ветвях каналов К, К, то значения  являются некоррелированными (невзаимосвязанными), а так как все ветви являются равнозначными, то указанные значения становятся статистически независимы (равновероятны). На основе этих накопленных значений  принимается в каждой ветви (i, j) с использованием критерия «максимального правдоподобия» в «одиночном режиме одноканального решения и приема» (ОРОРП), описываемом в [7], предварительные частые решения в каждой ветви  (за один прогон i-х и j-х циклических сдвижек ПК ПК) «Да» или «Нет» с вероятностями ошибки
где Ф [⋅] - табулированная функция Крампа(или «интеграл вероятности»); γ - коэффициент, учитывающий уровень ортогональности ПСП (в нашем случае ПНП), и равный в пределах  [9].
1
2
2
1
1
2
Решения ПЧР тем самым являются статистически независимыми и не коррелированными, равновероятными. Решения ПЧР=«Да» накапливаются в каждой ветви за период прогона L всей принимающей ПНП, т.е. получаем суммы  в каждой i-й и j-й ветвях каналов К, К. И если эти суммы превышают или равны соответственно l/2, l/2, т.е. если  то в каждой ветви каналов принимается «подканальное» предварительное решение  в каждой i-й и j-й ветвях каналов К, К, с вероятностями ошибки:
где К - число прогонов за период L циклических сдвижек в подканалах с  - усредненные значения вероятности
К1
К2
1
2
1
2
ПКПР являются дискретными элементами, на основе совокупности которых принимаются в каждом канале отдельно решения «свой-чужой» сигнал - СЧС, СЧС как дискретные решения по методу «итоговому о дно канальному», описываемому в [12]), как наиболее правдоподобные решения («Да», «Нет»), зафиксированными в большинстве ветвей соответственно каналов К, К с вероятностями ошибки [14, 15] , где индекс Д1, Д2 означают дискретные решения в каналах К, К:
где μ - число прогонов за период L с  - усредненные значения
1
2
итог
итог
Решение  являются дискретными решениями - отдельными для каналов К и К. Понятно, что наиболее правдоподобным будет то решение, которое зафиксировано в обоих каналах. Поэтому принятие итогового наиболее правдоподобного решения, "СЧС' - «Да» или «Нет», будет осуществляться (также, как и в прототипе) с меньшей, чем  вероятностью Рош, вычисляемой согласно выражению (11):
1
2
рез
1,i
2,j
1
2
К<
Кг
итог
итог
Таким образом за счет обеспечения разрыва статистических и корреляционных связей между элементами  участвующими при принятии решений  в способе-прототипе, посредством: принятия предварительных частных решений в «одиночном режиме одноканального решения и приема» в каждой ветви  за один прогон циклических сдвижек ПК, ПК с вероятностями  (8); накопления  за период приема всей ПНП (за L) и принятия после прогона всей ПНП канальных предварительных решений в каждой ветви (i, j) КПР, KПP с вероятностями Рош, Рош (9); принятия канальных решений методом итоговым одноканальным СЧС, СЧСс использованием закона Пуассона с вероятностями  (10), - принимается итоговое решение "СЧС" с вероятностью Рош (11), которая существенно меньше, чем аналогичная вероятность для способа-прототипа, что подтверждается в том числе расчетным моделированием авторов, результаты которого представлены на фиг. 11, 12.
Технический результат, на достижение которого направлено изобретение, заключается в том, что заявляемый способ третьей решающей схемы ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации решает задачи быстрого поиска и синхронизации сигналов, манипулированных ПНП, эффективного приема-обработки (и принятия решения «свой-чужой») элементарного сигнала-сообщения, представляемого кодовой фор мой ПНП для расширения спектр а СРС, но с большей эффективностью (по уровню достоверности), чем способ-прототип. В основу заявляемого способа заложено наряду с использованием свойств тонкой внутренней структуры ПНП, ее производящих компонент, простых НЛРП, детерминированности структура ПВКФ НЛРП, элементов теории третьей решающей схемы приема-обработки и принятия решения еще и реализация задачи повышения значения энтропии Н информационного сигнала перед схемой принятия решения.
Это позволяет достичь комплекса характеристик, определяющих лучший по сравнению со способом-прототипом технический результат следующей совокупности свойств:
1
2
1
2
1
2
1
2
1. Обусловленное правилом построения кодовая структура ПНП, детерминированная структура и ПВКФ, и частых КФ (ЧКФ) ПНП, использование на основе их применения двухканального (К, К) и (l, l)-подканального (соответственно по l и l ветвям в К, К каналах) разнесения «по форме» процедуры приема-обработки и принятия решения позволяют реализовать в заявленном способе «третьей решающей схемы» ускоренного поиска и эффективного достоверного приема широкополосных сигналов разрыв статистических и корреляционных связей элементов приема - обработки, участвующих в принятии решений  использовать известные в теории третьей решающей схемы «одиночный режим одноканального решения и приема» и дискретный метод «итоговый одноканальный», обеспечивая тем самым повышение достоверности приема-обработки и принятия решения совместно со значительным сокращением времени поиска по задержке СРС.
2. Обеспечение высокой имитостойкости и структурной скрытности СРС на всех этапах приема СРС (поиска, синхронизации, обработки, принятия решения) за счет как применения непосредственно ПНП, обладающих высоким уровнем имитостойкости и структурной скрытности, так и соответствующих указанных выше режима и метода приема-обработки в рамках «третьей решающей схемы»;
3. Так как реализация способа не требует предварительного выбора внутренней структуры ПСП в виде ПНП вследствие того, что в качестве опорных сегментов ПНП используются производящие компоненты ПК-1, ПК-2 в виде простых НЛРП, и тем самым внутренняя структура ПНП «квазинеуправляемо» изменяется с каждым тактом обработки в реальном времени, а процедура приема-обработки осуществляется при разрыве статистических и корреляционных связей элементов, участвующих в принятии решения, при этом посредством разнесения «по форме» ПВКФ и ЧПВКФ в «одиночном режиме одноканального решения и приема» и при дискретном методе «итоговом одноканальном» принятия решений, тем самым обеспечивается [8] дополнительно высокая имитостойкость этапа приема-обработки и принятия решения.
4. Реализующее заявляемый способ устройство может быть построено как с применением традиционных элементов, так и элементов акустоэлектронной техники, удовлетворяющих жестким требованиям по энергоемкости, временным и массогабаритными показателями [10].
Существенными отличительными признаками заявляемого способа является следующая совокупность действий:
1
1
2
2
1,i
2,j
- в процессе когерентного (синхронного) приема осуществляется когерентное оптимальное накопление во всех i-x, j-x подканалах 1-го, 2-го каналов значений  за время t=l, t=l, одного прогона соответственно порождающих компонент ПК, ПК с получением уровней накопления соответственно  на основании которых принимаются предварительные частные решения (ПЧР) в каждых i-x, j-x подканалах, («Да», «Нет»)  с использованием критерия «максимального правдоподобия» в «одиночном режиме одноканального решения и приема» с вероятностями ошибки  (см. формулу (8));
2
1
- осуществляется накопление решений «Да»  в каждых i-x, j-x подканалах за время прогона всей принимаемой ПНП, и если эти изменения превышают значения соответственно l/2, l/2, т.е.
1
2
то принимаются подканальные предварительные решения  - с вероятностями ошибки  (см. формулу (9)), соответствующими наиболее правдоподобному  зафиксированными в большинстве прогонов соответствующих циклических сдвижек ПК-1 ПК-2 в подканалах К, К за период приема всей ПНП;
1
2
- два частных о дно канальных решения  принимаются дискретным методом «итоговым одноканальным» как наиболее правдоподобные решения  которые зафиксированы в большинстве прогонов в синхронных подканалах (С, С) синхронных циклических сдвижек ПК-1, ПК-2 за период приема всей ПНП с вероятностями ошибки  (см. формулу (10));
1
2
контр
- в процессе когерентного приема-обработки обеспечивается контроль и коррекция синхронизации за счет того, что получаемые в процессе приема ПНП в подканалах (i, j) решения  фиксируются как «сигнал рассинхронизации» (СРС), равный 1, т.е.  которые накапливаются в (i-x, j-x) подканалах К, К за время Т с получением сумм  используемых для контроля и коррекции синхронизации.
В основе реализации заявляемого способа лежат:
1) общие для заявляемого способа и способа-прототипа: особенности кодовой структуры ПНП, обусловленные их правилом формирования; особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП как функции времени; общие особенности и свойства метода «третьей решающей схемы» (ТРС) приема-обработки и принятия решения, обеспечивающие повышение достоверности приема-обработки и принятия решения - излагаемые подробно в [6, 7, 8, 11] и иллюстрируемые фиг. 1-12;
2) а так же отличительные особенности и свойства используемых в заявляемом способе (для получения двух частных одноканальных решений ) дискретного метода «итоговый одноканальный» и одиночного режима одноканального решения и приема», теоретически изложенных и анализируемых в [7, 8], что позволяет повысить достоверность приема-обработки по сравнению со способом-устройством-прототипом (за счет разрыва статистических и корреляционных связей между элементами, участвующими в принятии решений ) по параметрам  на 1-2 порядка, что теоретически обосновывается в [7, 8] и иллюстрируется результатами математического моделирования, осуществленного авторами и приводимого на фиг. 8, 12;
1
2
3) а также отличительные особенности в получении «сигналов рассинхронизации» (СРС): если в способе- прототипе СРС=1 получается как результат аналогового решения  в подканалах (i), (j) каналов К, К, то в предлагаемом способе СРС=1 является результатом дискретного (т.е. цифрового) решения согласно выражения (9), что существенно повышает достоверность решения «СРС»=1 в каждом подканале и тем самым повышает достоверность коррекции и контроля синхронизации в целом.
Заявляемый способ «третьей решающей схемы» ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов характеризуется в приведенном на фиг. 10, а), б), в), г), д) алгоритме следующей совокупности последовательных действий (этапов и подэтапов).
Этап поиска и обнаружения.
01
02
1
2
1
2
1
2
2
1
2
Поиск начинается с момента случайного взаимного параллельного сдвига l, l между входящей ПНП и автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящих компонент ПК-1, ПК-2. Естественно при этом накопление ПВКФ, ПВКФ нет, и поэтому суммы  где 1, 2 - первый и второй каналы приема по ПК-1, ПК-2; i, j - автоморфизмы ПК-1 и ПК-2 соответственно, i=0, …, (l-1), j=0, …, (l-1), k1=1, …, l, k=1, …, l - такты циклических параллельных сдвигов автоморфизмов ПК-1, ПК-2, в начальный момент k=k=0 (блок 1).
1
2
1
2
1
1
i
Подэтап первичного накопления. Первым тактом k=k=1 (блок 2) начинается первоначальное заполнение l и l подкорреляторов всех подканалов в обоих каналах: до такта k=l в подкорреляторы первого канала во «встречно-инверсном»режиме входят приходящая ПНП с одного входа и автоморфизмы ПК-1, на вторые входы i-х
2
2i
i
j
1
1
2
2
1
2
1
1
1
2
2
2
i
j
1i1k
2j2k
1i
2j
1
1
2
2
чп1i
чп2j
1
2
подкорреляторов; до такта k=l в подкорреляторы второго канал а во «встречно-инверсном» режиме входят приходящая ПНП с одного входа и автоморфизмы ПК-2, на вторые входы j-х подкорреляторов; значения ПВКФ-1=ПВКФ-2=0 при k=1, …, l-1 и k=1, …, l-l. Начиная с «обнуленных» по модулю l, l тактов k=l=0(mod l) и k=l=0(mod l), в первом и втором каналах соответственно начинается осуществление взаимного сдвига во всех подкорреляторах обоих каналов входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1, и ПК-2 (уже заполнивших к этому времени подкорреляторы) и формирование значений частных ПВКФ, ПВКФ. Тем самым начинается подэтап первичного накопления значений автоморфных частных ПВКФ-, ПВКФ- в каждом i-м j-м подканалах так, что с каждым последующим тактом k=k+1 и k=k+1, в определенном i-м и j-м подканале первого и втор ого каналов соответственно возможно будут появляться частные пики R, и R, а в остальные такты в тех же подканалах будут появляться минимальные значения (с точностью до энергии шума)  С каждым тактом получаемые значения  в каждом подканале запоминаются с присвоением им номеров соответствующих тактов k и k.
1
1
2
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
1
2
2
1
aн1
1
1
2
ан2
2
2
aн1
ан2
1
2
aн1
ан2
a
а
Эта процедура продолжается до тактов k=l-1 и k=l-1. Со следующим тактом значения k и k обнуляются (блоки 7, 8), а полученные в момент этих тактов значения  суммируют с уже хранящимися в памяти значениями для ранее нулевых тактов k и k. Накопление значений  (блоки 2, 5, 6) на каждом k и k такте, следующим с периодами l и l относительно каждого из l значений k и l значений k, производят до выполнения условия: =T=pl (для 1-го канала), =Т=pl (для 2-го канала), где T, Т - время (в количестве тактов) анализа и накопления, p и р - число периодов накопления для 1-го и 2-го канала соответственно (блоки 3, 4). При выполнении этого условия осуществляется: 1) суммирование накопленных за T в подканалах ПК-7, и за Т в подканалах ПК-2, частных «подканальных» сумм :
1
n1
2
n2
1
2
i
j
k1
1
k2
2
1
n1
2
n2
1
2
1
2
(блоки 9, 12), - и 2) если эти суммы превышают заданные пороги S≥S и S≥S (блоки 10, 11), то дается команда на выбор экстремумов Э и Э среди соответственно  из определенных подканалов ПК-1, ПК-2:  (блоки 13, 15), - 3) и команда на выбор номеров подканалов N(Э), N(Э), в которых эти экстремумы выявлены (блоки 14, 16). Если же указанное выше условие не будет выполнено, т.е. если S<S и (или) S<S, то дается команда на увеличение чисел прогонов p и (или) р, и первичное накопление будет продолжено при новых значениях p и (или) р (блок 2).
1
2
k1
1
k2
2
1
2
k1+1
k2+1
1
2
1
2
чп1
чп2
k1+1
k2+1
1
2
1
2
1
2
1
2
k1+1
k2
чп1
чп2
чп1
чп2
1
2
1
2
чп1
чп2
чп1i
чп2j
1
2
k1
k2
1
2
1
2
k1
k2
k2
k2
1
1
2
2
h1
h2
h1
1
1
h2
2
2
1
2
1
1
1
2
На этом подэтап первичного накоплении заканчивается (блоки 1…16). Подэтап экстраполяции. На основании выявленных в такты k, k N(Э), N(Э) подканалов в виде сигналов на соответствующих входах кросс-блоков 1-го и 2-го канала эти сигналы с задержкой на один такт через кросс-соединения, которые соответствуют функциям экстраполяции СЭ, СЭ согласно зависимостей (9) и (10), попадают на такие выходы кросс-блоков, которые соответствуют номерам N, N подканалов, в которых должны наблюдаться в следующий (k+1)-й, (k+1)-й такты следующие (близкие с экстремумами Э, Э по значению) частные пики R, R (блок 17). Экстраполированные номера N, N подканалов появляются в виде сигналов на соответствующих первых входах канальных устройств проверки в следующий (k+1)-й, (k+1)-й такты. В k-й, k-й такты энергии Э, Э запоминаются в канальных параллельных сумматорах (блок 18). В следующий (k+1)-й, (k+1)-й такты: на вторые входы устройств проверки поступают выявленные в эти такты (блоки 14, 16) номера N, N+1 подканалов с максимальными пиками - R, R (блок 19), а в канальных параллельных сумматорах эти значения R, R складываются соответственно с раннее запомненными значениями Э, Э (блок 20). В последующий такты (k+2)-й, (k+2)-й такты и в другие последующие такты эти операции суммирования  продолжаются, т.е. значения энергии R и R суммируются соответственно и запоминаются для последующего накопления с другими R и R в последующие такты. В (k+1)-й, (k+1)-й такты устройства проверки сравнивают номера N+1, N+1 подканалов, пришедшие по первым (экстраполированным в k-й и в k-й такты) и вторым (выявленным в (k+1)-й, (k+1)-й такты) входам, и если эти номера совпадают, т.е.: (N+1)1=(N+1)2 и (N+1)1=(N+1)2 (блоки 21, 22), то с выхода устройств проверки на входы канальных накопителей поступает сигнал «1», а если не совпадают, то сигнал «0». Накопители арифметические накапливают (суммируют) сигналы «1» и «0» в течение соответственно h=l, h=l тактов экстраполяции номеров подканалов (блоки 23, 24). Если эти суммы превышают пороги П и П за это количество тактов:  (по заложенному мажоритарному правилу: П=Ml, П=Ml, - где M, М - коэффициенты мажоритарной для 1-го и 2-го каналов (блоки 25, 26), то с выхода канальных накопителей поступает сигнал («наш»), («наш») на соответствующие канальные ключи. Если указанные неравенства не выполняются, то экстраполяция продолжается (блоки 17, 19…26) без выдачи этих сигналов до такта, при котором эти неравенства будут выполнены. Так реализуется контроль экстраполяции по фактору экстраполяции номеров подканалов.
1
1
2
2
1
2
2
1
2
2
За это же число тактов h=l, h=l осуществляется накопление энергий  в каналах (блок 20), и если накопленные эти энергии пиков превысят за это число тактов заданные пороги П, П (блоки 27, 28):  то на выходах канальных накопителей появляются сигналы («наш»), («наш»). Если же эти условия (блоков 27, 28) не выполнятся, то накопление энергий  будет продолжено (блок 18) до такта, при котором эти условия будут выполнены. Так реализуется контроль экстраполяции по фактору уровня накопления
На этом заканчивается подэтап экстраполяции и в целом этап поиска и обнаружения.
Этап синхронизации.
1
1
1
2
2
1
2
2
1
2
1
1
1
2
2
1
1
2
1
2
2
1
2
k1
k2
чп1
чп2
1
2
k1
k2
1
2
1
2
1
2
пop
пop
Сигналы («наш»), («наш»), («наш»), («наш») независимо от того, в какие моменты каждый из них появился, хранятся как потенциальные сигналы на своих шинах, т.е. на входах соответствующих формирователей (ключей) сигналов «наш», «наш», которые появляются на выходах этих формирователей (ключей) при одновременном наличии сигналов («наш»), («наш») на входах одного формирователя и («наш»), («наш») на входах другого формирователя (блоки 29, 30). Сигналы «наш», «наш» подаются на первые входы ключей l (число которых равно l и l для 1-го и 2-го каналов соответственно), открывая их. Через определенный открытый ключ 12, на втор ой вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода центральных цифровых компараторов 1-го и 2-го каналов, соответствующего номеру подканала N, N с частным пиком R и R на своем выходе, поступает сигнал на определенный вход вычислителей сдвига с и с (блок 31, 32). Данные номера подканалов соответствуют значениям imax, jmax тактовых сдвигов производящих компонент ПК-1, ПК-2 (N=imax N=jmax), которые используются для вычисления необходимых тактовых сдвигов с и с согласно (1) производящих компонент ПК-1, ПК-2 и тем самым установления необходимого общего тактового сдвига С согласно (2), устраняя тем самым рассогласование по времени принимаемой и опорной ПНП. По значениям с и с выбираются соответствующие (i=с)-е и (j=с)-е автоморфизмы производящих компонент ПК-1, ПК-2, которые поступают на формирователь (генератор) опорной ПНП. Тем самым опорная ПНП формируется с задержкой С, обеспечивая тем самым синхронность с входящей ПНП на схеме контроля. Опорная ПНП поступает на второй вход схемы контроля, а на первый вход этой схемы контроля поступает входящая ПНП, где происходит их корреляция и проверка по порогу R главного пика ПВКФ ПНП. Решение о захвате сигнала ПНП (СРС) по задержке принимается превышения R главным пиком ПВКФ ПНП. В ином случае поиск продолжается с новым периодом принимаемого СРС.
Этап эффективного когерентного приема и принятия решения в «одиночном режиме одноканального решения и приема» и дискретном методе «итоговом одноканальном».
По завершении этапа синхронизации и начинается по существу реализация заложенного принципа и метода ТРС в заявляемый способ согласно определенных выше его отличительных признаков, отображаемых в части представленного на фиг. 10, в), г), д) алгоритма, начиная с блоков 37 и 38 алгоритма, а именно:
1
2
1
2
1,i
2,j
1
1
2
2
Осуществляется в соответствии с «законом сложения Бреннана» параллельно в каналах К и К приема (каналы разнесенного приема по форме) когерентное оптимальное накопление в каждый тактовый момент во всех соответственно (i)-x (для К) и j-х (для К) подканалах частных пиков ПВКФ соответственно  в «одиночном режиме одноканального решения» у приема и за время одного прогона ПК, ПК, т.е. за t=l, t=l. Причем частные пики ПВКФ трактуются как соответствующие отношения (с/ш) на выходе корреляционных приемников, т.е.,
1,i
2,j
1
2
1
2
В итоге после одного (i-го, j-го) прогона порождающих компонент ПК, ПК длиной l, l будут получены результирующие уровни накопления частных типов ПВКФ в каждом подканале (i-м в канале К и j-м в канале К) соответственно  где  - усредненные значения соответствующих частных пиков ПВКФ (блоки 37, 38).
1,i
2,j
1
2
1
2
1
2
Накопленные за один прогон ПК, ПК в синхронных подканалах (i и j) с задержками c=i, c=j соответственно в каналах К и К значения отношений (с/ш), равные соответственно:  и  используются для принятия предварительных частных решений (ПЧР)  (с применением критерия «максимального правдоподобия»): есть («Да») или нет («Нет») (блоки 40 и 43). Данные решения принимаются с вероятностями ошибки  и  соответственно для каналов К и К за i-й и j-й прогоны (формула (4)).
1
2
1
2
1⋅
2
итог
итог
Аналогичные решения  принимаются и за все другие прогоны (i-e, j-e) порождающих компонент  синхронных подканалов как дискретные решения за i-й, j-й прогоны  т.е. равные «Да», накапливаются за все прогоны  в синхронных подкналах (С, С) каналов К, К, (блоки 46, 49), т.е. за время прихода всей ПНП, т.е. L=ll. И если эти суммы окажутся:  - то принимается подканальные предварительные решения (ПКПР)  в синхронных подканалах как «свой частный сигнал» (СЧС) -  - дискретным методом «итоговым одноканальным» как наиболее правдоподобное решение, зафиксированное в большинстве прогонов с вероятностями ошибки  (блоки 52, 55). На основании канальных решений  («Да» или «Нет») принимается итоговое - наиболее правдоподобное из них решение СЧС («Да» или «Нет»), - зафиксированное в обоих каналах, с вероятностью Рош, вычисляемое согласно соотношению (7) (блок 57).
Режим контроля и коррекции синхронизации
В процессе когерентного приема- обработки и принятия решения реализуется и режим «контроля и коррекции синхронизации» следующим образом:
1,i
2,j
1
2
1,i
2,j
1⋅
2
Накопление за период каждого одного прогона ПК, ПК частных пиков ПВКФ осуществляется (как было указано выше) не только в синхронных подканалах каналов К, К, но и в несинхронных подканалах (i-х, и j-x) с получением результирующих уровней  На основании этих накопленных уровней после каждого прогона ПК, ПК в каждом подканале принимаются  с вероятностями ошибки  (8), (блоки 39, 41, 42, 44). Эти ПЧР за период прихода (прогона) всей ПНП, т.е. за L=ll накапливаются в каждом подканале (как и в синхронных подканалах), т.е. получаются суммы:  (блоки 45, 47, 48, 50). На основании этих сумм в каждом подканале (i), (j) принимаются с вероятностями ошибки  (9) подканальные предварительные решения  равные «Да», если  и - «Нет» - в противном случае (блоки 51, 53, 54, 56). Данные  («Да» или «Нет») являются, по-существу, «сигналами рассинхронизации» (СРС), равные 1 (есть сигнал рассинхронизации), если  - 0 (нет сигнала рассинхронизации), если  т.е.:
контр
контр
контр
1
2
сп
cп
cп
1
2
За установленное время контроля Т (Т определяется в процессе математического моделирования для конкретного вида канала связи) осуществляются накопления  и  (блоки 58…61), и если эти накопленные значения в каких-то подканалах i* и j* окажутся:  и  (блоки 62…65), - то принимается решение - «есть сигнал превышения» (СП):  в подканалах i* и j*. При приеме ПНП устанавливается число периодов Т, являющимся мажоритарным (нечетным)числом (МЧ), МЧ={5, 7, 9, …}. Если в процессе приема будет получено в каналах К и К из любых подканалов i и j число «сигналов превышения» ( или ) > {3, 5, 7, …}, то при сравнении N с МЧ по мажоритарному принципу: если (N≥3) при МЧ=5, если N≥5 при МЧ=7 и т.д., - то будет принято решение «Да» на смену циклических сдвижек ПК и ПК, т.е. на смену синхронных подканалов с циклическими сдвижками соответственно  (блоки 66, 67).
1
2
пop
После чего начинается синхронное формирование соответствующих ПК и ПК и ПНП (копий) в ГОПС (блоки 68, 69 и 70), подобно блоку 35, и дальнейшая корреляционная проверка по пороговому уровню R (блок 71), подобно блоку 36. При положительной проверке «Да», коррекция синхронизации заканчивается и алгоритм работы поступает на выход блока 57, в противном случае алгоритм работы возвращается на входы блоков 45, 47, 48, 50.
контр
1
2
1
2
В процессе работы параллельно работе по блокам 62…65 за время каждого Т осуществляется подсчет числа  и  подканалов (в соответственно каждом канале К и К), у которых  оказывается равна или больше соответственно l/2 и l/2 (блоки 72, 73), и если окажется, что  и  одновременно (блоки 72, 73 и 74, 75), то принимается решение о срыве синхронизации и работа возвращается в блок 1 (этап первичного накопления), в противных случаях (или при невыполнении условий блоков 72…75 или условий блока 76), работа возвращается на вход блоков 45, 47, 48, 50.
На фиг. 1 изображена модель правила формирования ПНП.
1i
1
2
1
2
1
1
1
1
На фиг. 2 изображены зависимости: среднего выборочного накопленного значения  частной автоморфной ПВКФПНП с L=143=l⋅l, (l=11, l=13) с автоморфизмами i ПК l для всевозможных значений i=0, …, l на периодах прогона ПНП, равных р=1, …, 15, т.е. для р=13, …39 прогонов ПК-1 с l (фиг. 2, а) и среднего выборочного значения суммы  при тех же условиях (фиг. 2, б).
На фиг. 3 изображена таблица значений ПВКФ ПНП различных типов с производящими линейками.
1
2
На фиг. 4 изображены графики зависимости общих ПВКФ ПНП типа К3К3 с ее копиями для некоторых длин L=l⋅l
1
2
1
2
1
2
1
2
На фиг. 5 изображены графики зависимости: частных ПВКФ ПНП типа К3К3 длины L=77 с производящими линейками, составленными из ККВ l=7, l=11 (фиг. 5, а); частных ПВКФ ПНП типа К1К1 длины L=221 с производящими линейками, составленными из ККВ l=13, l=17 (фиг. 5, б); частных ПВКФ ПНП типа К1К3 длины L=323 с производящими линейками, составленными из ККВ l=17, l=19 (фиг. 5, в); частных ПВКФ ПНП типа К3К1 длины L=143 с производящими линейками, составленными из ККВ l=11, l=13 (фиг. 5, г).
1
2
1
На фиг. 6 изображена числовая модель получения одновременно, параллельно автоморфных частных ПВКФ входящей ПНП (с L=l⋅l=7⋅11=77) с автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящей компоненты (ПК) с l=7.
2
1
2
1
На фиг. 7 изображена компьютерная модель частных автоморфных ПВКФ ПНП с ее автоморфизмами (циклическими сдвижками) ПК с l=17 для длины ПНП L=l⋅l=221, l=13.
ош
0
2
На фиг. 8 изображены зависимости вероятности ошибки Р от (γ⋅h) при различных режимах реализации ТРС и длительностях L ПНП.
На фиг. 9 изображен порядок корреляции сегментов входящей ПНП и опорного сигнала (ПК) на двух смежных тактах обработки.
На фиг. 10 а, 6, в, г, д изображен алгоритм работы способа и устройства на различных этапах и режимах.
S
На фиг. 11 изображены зависимости эквивалентной линейной сложности l разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины L.
На фиг. 12 изображены зависимости вероятностей успешной синхронизации по задержке от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП) для длин ПНП L=77 и различных L*=L⋅K, К=5, 10, 100, 1000 при использовании способа-прототипа с 32-мя прогонами длин ПНП (пунктирные линии) и при использовании предлагаемого способа с одним и тремя прогонами длин ПНП.
Возможность реализации преимуществ заявляемого способа подтверждается следующими техническими показателями и их цифровыми значениями:
1
2
э
1) результатами имитационного моделирования процесса накопления ПВКФ сегментов принимаемого СРС-ПНП с обновляющимися (с каждым тактом ПСП) сегментами опорной производящей линейки. Процесс взаимокорреляции в АЭК сегментов принимаемого и опорного сигналов на двух смежных тактах обработки поясняет фиг. 9 (θ и θ - время интегрирования АЭК, τ - длительность элементарного символа ПНП).
1
2
1
2
2) возможностью достоверного выбора на подэтапе первичного накопления накопленных частных подканальных  и канальных сумм S и S, что подтверждается приведенными на фиг. 2 зависимостями, которые демонстрируют, что уже пои числе прогонов всей ПНП не более 3-х имеется выраженный рост и  и главное - ярко выраженный рост S и S над уровнем помех. Это подтверждается и выражениями: значения накопленных частных ПВКФ в каждом подканале поиска 1-го и 2-го каналов соответственно
1
2
где [⋅], (⋅) - номера тактов начала сегмента относительно начального произвольного сдвига, R(c[⋅], c1(⋅)) и R(c[⋅], с2(⋅)) - относительные значения ПВКФ между сегментами с [⋅] длиной l и l принимаемого СРС-ПНП и сегментами c1[⋅], с2[⋅] тех же длин опорных производящих линеек автоморфизмов ПК-1, ПК-2,
1
2
- значения сумм S и S накопленных частных подканальных сумм
1
2
- вероятности  и  правильного выбора экстремумов  из l и l значений определяется для каждого подканала поиска 1-го и 2-го каналов:
1i
где  - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска первого и второго каналов значений частных ПВКФ, в тактах синхронизма с соответствующими ПК-1, ПК-2; функция  - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканал ах поиска 1-го и 2-го канала значений ПВКФ в тактах сдвига, не соответствующих синхронизму сегментов ПНП с опорными ПК-1, ПК-2;
чп1
чп2
3) возможностью достоверной экстраполяции номеров подканалов с максимальными R и R по фактору контроля экстраполяции номеров подканалов:
а) вероятность правильной экстраполяции одного подканала в один i-й и j-й такты первого и второго каналов:
б) вероятность правильной экстраполяции номеров подканалов при использовании мажоритарного принципа контроля:
по фактору контроля уровня накопления:
а) вероятность правильной экстраполяции:
б) вероятность правильной экстраполяции подэтапа экстраполяции:
Э1
Н1
УН1
Э2
Н2
УН2
Р=Р⋅Р, Р=Р⋅Р.
Общая вероятность правильной синхронизации определяется как:
ОС
Э1
Э2
Р=Р⋅Р.
ос
Возможность обеспечения предлагаемым способом за малое число периодов накопления принимаемого сигнала с высокой вероятностью синхронизации по задержке подтверждается полученными в результате имитационного моделирования (для ПНП длин L=77 и L*=L⋅5=385) и изображенными на фиг. 12 зависимостями вероятности успешной синхронизации Р от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП). Сравнение(при равных базах (L) СРС) значения достигаемого относительного времени поиска, выраженного в числе периодов анализа СРС, с аналогичным показателем для известных способов (в том числе прототипа), свидетельствует о преимуществе заявляемого способа во времени поиска СРС по задержке примерно в 20-30 раз перед конвольверным поиском [2] с применением известных ПСП, в 100 и бол ее раз перед многоэтапным поиском [2], в 100 раз и более перед последовательным циклическим поиском [2] и в 10 и более раз перед прототипом [11].
≈
3
Реализация высокой имитостойкости используемых сигналов подтверждается приведенными на фиг. 11 зависимостями эквивалентной линейной сложности разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины. Преимущество в эквивалентной линейной сложности составляет примерно от 5 раз и более для длин ПСП L2⋅10 и возрастает с ростом длины ПСП.
ош
Возможность обеспечения по сравнению со способом-прототипом предлагаемым способом повышения эффективности приема СРС в виде ПНП за счет повышения уровня достоверности принятия решения с использованием дискретного метода «итогового одноканального» в одиночном режиме одноканального решения и приема в рамках метода ТРС, описываемых в том числе в [7], подтверждается полученными в результате имитационного моделирования с использованием соотношений (4, 5) и изображенными на фиг. 8 зависимостями вероятностей Р ошибочного приема ПНП длительностей L≅100 L≅300 при использовании предлагаемого способа, способа-прототипа (графики III) и без их использования, но с применением пространственного разнесения (ПР) с соответствующим числом ветвей Q разнесения и коэффициентов R корреляции ветвей разнесения (графики I, II).
ош
C
ош
Как видно из анализов графиков реализуемая предлагаемым способом ТРС позволяет повысить помехоустойчивость (по Р) приема СРС в виде ПНП на 4…6 порядков по сравнению с известными классическими методами разнесенного приема (например «ПР») и на 1-2 порядков по сравнению со способом-прототипом. А повышение помехоустойчивости «сродни» повышению мощности сигнала P на выходе ТРС, что, следовательно, обеспечивает и соответствующее повышение пропускной способности С (по Шеннону) [8]. В том числе следует указать, что это повышение С осуществляется и по причине ускорения поиска обнаружения и синхронизации, обеспечиваемые предлагаемым способом. Таким образом можно объективно говорить о достижении предложенным способом эффективности приема СРС в виде ПНП по параметрам Р и С на 1-2 порядка по сравнению со способом-прототипом.
Источники информации
1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами [Текст], - М. «Радио и связь», 1985. - 384 с.
2. Журавлев В.И. Поиски синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И. Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г.
3. Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных реккурентных последовательностей [Текст] / И.И. Сныткин, В.И. Бурым, А.Г. Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7,1990 г.
4. Патент 2297722 Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007.
5. Патент 2514133 Российская Федерация, МПК 8 H04L 7/08, G06F 17/10. Способ ускоренного поиска сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Сныткин Т.И., Сныткин И.И., Спирин А.В. - №2012108704/08; заявл. 06.03.2012; опубл. заявки 20.09.2013 патент 27.04.2014.
6. Патент ………, Российская Федерация, МПК 8 H04L 7/08. G06F 7/10. Способ третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов/ Сныткин И.И., Сныткин Т.И, Кокорева О.С. - опубл. …………
7. Сныткин И.И., Сныткин Т.И. Разработка элементов теории третьей решающей схемы приема производных нелинейных рекуррентных последовательностей [текст]. Нелинейный мир №5, том 12, 2015 г., стр. 78-84. Издательство «Радиотехника».
8. Сныткин Т.И. «Аналоговые режимы принятия решения о приеме в теории третьей решающей схемы» [текст]. Нелинейный мир №3, 2018 г., стр. 15-19. Издательство «Радиотехника».
9. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Издательство Советское радио, 1970 г. с. 728.
10. Долгов В.И. Применение акустоэлектронных конвольверов для обработки сигналов в технике связи [Текст] / В.И.Долгов - Зарубежная радиоэлектроника №8, 1990 г.
11. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г.
12. Кузьмин И.В., Кедрус В.А. Основы теории информации и кодирования. Киев, Высшая школа, 1977 г., с. 280.