ВИДЕОКОНВЕРТОР РАДИОИНТЕРФЕРОМЕТРА

Полезная модель относится к радиоастрономии и может быть использована в радиоинтерферометрических терминалах радиотелескопов, предназначенных для радиоинтерферометрии со сверхдлинными базами (РСДБ), а также в системах регистрации спектров узкополосного космического радиоизлучения (например, излучения в спектральных линиях). Принятые шумовые сигналы в заданных частотных полосах с помощью видеоконверторов выделяются из базовой полосы промежуточных частот радиоастрономических приемников (обычно 100-1000 МГц), переносятся в область видеочастот и фильтруются, после чего сигналы преобразуются в цифровые потоки для дальнейшей цифровой регистрации (записи), либо передачи по каналам связи в центр корреляционной обработки. На радиотелескопе, как правило, одновременно используются несколько параллельно работающих видеоконверторов, настроенных на разные частоты. При преобразовании частоты видеоконвертором боковые полосы частот (верхняя и нижняя), зеркально расположенные относительно частоты настройки гетеродина видеоконвертора, разделяются фазовым способом.
Точность данных, полученных в результате РСДБ-наблюдений, зависит от уровня искажений принятых шумовых сигналов при их преобразовании в видеоконверторах. Эти искажения приводят к снижению чувствительности радиоинтерферометра. Потери чувствительности зависят от степени подавления зеркальной помехи в видеоконверторе, а также от неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и нелинейности фазочастотной характеристики (ФЧХ) в полосе пропускания видеоконвертора. Например, осцилляции АЧХ с размахом 2,9 дБ или отклонение ФЧХ от линейной на 12,8 градусов ухудшает чувствительность на 2,5% соответственно (см. Р. Томпсон, Дж. Моран, Дж. Свенсон. Радиоинтерферометрия и синтез в радиоастрономии. М. ФИЗМАТЛИТ. 2003, с.218). К потерям чувствительности радиоинтерферометра приводит также разброс характеристик видеоконверторов, установленных на разных радиотелескопах сети РСДБ, который вызывает неодинаковые искажения принимаемых шумовых сигналов, что ведет к уменьшению коэффициента их взаимной корреляции. Потери чувствительности могут быть и при недостаточном ослаблении помех зеркального канала. Лучшие современные видеоконверторы обеспечивают указанное ослабление 23-26 дБ (см. например статью А.В.Ипатов, Н.Е.Кольцов, Л.В.Федотов «Модуль видеоконверторов радиоинтерферометрического терминала» в журнале «Приборы и техника эксперимента», 2006, №6, с.140-141). При этом из-за широкополосного шума зеркального канала чувствительность снижается всего на 0,5-0,3%, но при наличии радиопомех (например,
от систем радиосвязи) в частотной полосе зеркального канала указанного ослабления недостаточно и потери чувствительности могут быть значительными.
Известные видеоконверторы радиоинтерферометров содержат последовательно соединенные квадратурный преобразователь частот, усилители видеочастот с переключаемыми фильтрами и формирователи цифровых потоков (см. например статьи:
P.J. Napier, D.S. Bagri, B.G. Clare, A.E.E. Rogers. "The Very Long Baseline Array". Proceedings of the IEEE. Vol.82. No.5, May 1994, p.664, Fig.6; «Универсальная СВЧ волноводная приемная система и система преобразования сигналов для радиотелескопов, работающих в режиме РСДБ» в издании www.niiri.com.ua/rus/sdzz/vnivsvch.htm. см схему на www.niiri.com.ua/rus/images/sdzz/strschsysprsgin.gif: А.В.Ипатов, Н.Е.Кольцов, Л.В.Федотов «Система преобразования сигналов для радиоинтерферометров со сверхдлинными базами» в журнале «Приборы и техника эксперимента», 2003, №6, с.67-78, схема на с.70). Квадратурный преобразователь частот содержит два одинаковых параллельно подключенных к сигнальному входу смесителя, на которые подается гетеродинный сигнал через квадратурный делитель мощности. Выходы смесителей через фазосдвигающие цепи подключены к суммо-разностному устройству, выходы которого через переключаемые фильтры нижних частот соединены с формирователями цифровых потоков, которые обычно выполняются в виде квантователей сигналов. В таких видеоконверторах обработка сигналов на видеочастотах (после смесителей) производится средствами аналоговой техники с помощью многокаскадных фазосдвигающих цепей, работающих в полосе видеочастот. Для разделения верхней и нижней боковых полос сигнала фазосдвигающие цепи должны обеспечить постоянный фазовый сдвиг 90 градусов между входными сигналами суммо-разностного устройства во всей полосе пропускания видеоконвертора (до 16 или до 32 МГц). От точности этого фазового сдвига непосредственно зависит степень ослабления помех по зеркальному каналу. Вместе с фильтрами нижних частот указанные фазосдвигающие цепи должны обеспечивать равномерную АЧХ и линейную ФЧХ каждого видеоконвертора в полосе пропускания и минимальный технологический разброс характеристик видеоконверторов, что очень трудно реализовать в широкой полосе видеочастот.
Аналоговым устройствам, независимо от способов их реализации, свойственны известные недостатки, основные из которых - температурная нестабильность и технологический разброс характеристик. Поэтому для минимизации погрешности фазосдвигающих цепей, минимизации неравномерности АЧХ и линеаризации ФЧХ видеоконвертора в широкой полосе видеочастот требуется точная подгонка АЧХ и ФЧХ каскадов схемы, точное согласование и подстройка характеристик многоэлементных
частотно-избирательных структур. Это приводит к большой трудоемкости настройки видеоконверторов и неизбежному технологическому разбросу их АЧХ и ФЧХ. В лучших образцах известных видеоконверторов путем использования прецизионных радиоэлементов, а также тщательной и трудоемкой подгонки и согласования частотных характеристик отдельных каскадов схемы удается снизить неравномерность АЧХ до 0,3 дБ, а нелинейность ФЧХ видеоконвертора до 2 градусов, ослабить помехи по зеркальному каналу на 23-26 дБ (см. статьи: С.Д.Климов, Н.Е.Кольцов, Л.В.Федотов «Многоканальная РСДБ-система преобразования сигналов в диапазоне 100-1000 МГц», Труды ИПА РАН, вып.5, 2000, с.103-128; Н.Е.Кольцов, Л.В.Федотов, С.Д.Климов, А.В.Крохалев «Результаты разработки базового модуля системы преобразования сигналов для РСДБ», Труды ИПА РАН, вып. 12, 2005, с.167-190). Однако и в этом случае форма АЧХ и ФЧХ видеоконверторов остается далеко не идеальной, а главное, сохраняется технологический разброс характеристик видеоконверторов, установленных на разных радиотелескопах, который может увеличиваться в процессе эксплуатации из-за температурных воздействий и старения элементов. Указанные причины, а также разброс характеристик квантователей и несимметричность порогов квантования в разных видеоконверторах дополнительно снижают чувствительность радиоинтерферометра. Воздействие всех указанных факторов может дать существенные (до нескольких процентов) потери чувствительности.
Наиболее близким к заявленному по назначению и технической сущности является видеоконвертор, описанный в статье B.Woestenburg «Broadbanding the WSRT: the IVC System» в издании NFRA Newsletter, Netherlands Foundation for Reasearch in Astronomy, Number 16, January 2000, www.astron.nl/astron/newsletter/2000-1/index.htm, (см. блок-схему на Fig.l). Этот видеоконвертор содержит два одинаковых параллельно подключенных к сигнальному входу смесителя, квадратурный делитель мощности, через который на смесители подается сигнал гетеродина, фазосдвигающие цепи, обеспечивающие дополнительный сдвиг фаз на 90 градусов между выходными сигналами смесителей, суммо-разностное устройство, переключаемые фильтры нижних частот, формирующие полосы пропускания видеоконвертора, и аналого-цифровой преобразователь (АЦП) для формирования цифровых потоков на выходе видеоконвертора, необходимых для регистрации. Работа АЦП тактируется генератором тактовых частот. В известном видеоконверторе вся обработка сигналов до АЦП осуществляется с помощью аналоговых устройств. При этом наибольшее влияние на ослабление зеркального канала, АЧХ и ФЧХ видеоконвертора оказывают аналоговые устройства, осуществляющие квадратурный фазовый сдвиг и фильтрацию видеосигналов после смесителей. Например, фазовый сдвиг
видеосигналов с выходов смесителей в достаточно широкой полосе видеочастот (например 20 МГц) можно осуществить только с помощью многокаскадных фазосдвигающих цепей. Каждая такая цепь обычно представляет собой последовательное соединение нескольких (5 или более) аналоговых фазовых звеньев, каждое из которых настраивается на свою частоту в полосе пропускания видеоконвертора. Для поддержания постоянного фазового сдвига с точностью в несколько градусов требуется не только точная настройка всех фазовых звеньев, но и согласование их ФЧХ. Аналоговые фильтры нижних частот для увеличения крутизны спада АЧХ за пределами полосы пропускания и уменьшения неравномерности АЧХ внутри полосы пропускания видеоконвертора тоже должны быть многокаскадными и требуют точной настройки даже при использовании прецизионных элементов схемы. Результирующие АЧХ и ФЧХ известного видеоконвертора зависят от результатов настройки всех каскадов схемы, причем сложность настройки увеличивается из-за взаимного влияния АЧХ и ФЧХ каскадов. Это не позволяет свести к минимуму искажения принимаемого шумового сигнала. При этом остается неизбежным технологический разброс характеристик видеоконверторов.
Целью предлагаемой полезной модели является уменьшение искажений принимаемого шумового сигнала, технологического разброса характеристик видеоконверторов и трудоемкости их настройки. Для этого в видеоконвертор радиоинтерферометра, содержащий два параллельно включенных смесителя, соединенных через квадратурный делитель мощности с гетеродином, и АЦП с подключенным к нему генератором тактовых частот введены соединенные с упомянутым генератором тактовых частот второй АЦП и программируемая логическая интегральная схема (ПЛИС), соединенная также с флэш-памятью. При этом оба АЦП включены между соответствующими выходами упомянутых смесителей и входами ПЛИС. В предлагаемом видеоконверторе видеосигналы преобразуются в цифровые непосредственно с выходов смесителей, а ПЛИС с помощью цифрового преобразования Гильберта выполняет квадратурный фазовый сдвиг с последующим суммированием либо вычитанием цифровых сигналов для разделения верхней и нижней боковых полос, а также цифровую фильтрацию и формирование цифровых потоков, необходимых для регистрации. Это позволяет исключить громозкие, прецизионные и сложные в настройке фазосдвигающие цепи и фильтры нижних частот, обеспечивает гарантированную точность квадратурного фазового сдвига видеосигналов, а также стабильность и повторяемость характеристик видеоконвертора, которые определяются одинаковым для всех видеоконверторов набором цифровых коэффициентов, хранящихся во флэш-памяти. Использование при цифровой обработке сигналов в ПЛИС цифровых фильтров с конечной импульсной
характеристикой, всегда имеющих линейную ФЧХ, практически обеспечивает отсутствие фазовых искажений в видеоконверторе. Применение цифрового преобразования Гильберта гарантирует фазовый сдвиг 90 градусов между цифровыми сигналами, что существенно улучшает развязку боковых полос и подавление помех по зеркальному каналу. Все это дало возможность минимизировать вносимые видеоконвертором искажения принимаемых шумовых сигналов. При этом практически исключается технологический разброс характеристик видеоконверторов и отпадает необходимость в их настройке.
На фигуре 1 приведена структурная схема предлагаемого видеоконвертора, на которой обозначены:
1 и 2 - смесители сигналов,
3 - квадратурный делитель мощности,
4 - гетеродин,
5 и 6 - аналого-цифровые преобразователи,
7 - генератор тактовых частот,
8-ПЛИС,
9 - флэш-память.
На фигуре 2 приведена функциональная схема, поясняющая работу ПЛИС в составе видеоконвертора.
В предлагаемом видеоконверторе (фиг.1) сигнальные входы смесителей (1, 2) параллельно соединены с сигнальным входом видеоконветора, а гетеродинные входы смесителей через квадратурный делитель мощности (3) соединены с гетеродином (4). Выходы смесителей (1, 2) через одинаковые АЦП (4 и 5) соединены со входами ПЛИС (8). Генератор тактовых частот (7) соединен с тактовыми входами АЦП (5 и 6) и ПЛИС (8). С этого же генератора снимается меандр тактовой частоты для сопровождения цифровых потоков на выходе видеоконвертора. Выход флэш-памяти (9) подключен к ПЛИС (8).
Видеоконвертор работает следующим образом. При включении электропитания по команде управления от управляющего компьютера из флэш-памяти (9) считываются коды, по которым устанавливается начальная конфигурация ПЛИС (8). Входной шумовой радиосигнал параллельно и синфазно поступает на сигнальные входы смесителей (1, 2). Мощность гетеродинного сигнала с помощью квадратурного делителя мощности (3) делится пополам и поступает на гетеродинные входы смесителей со сдвигом по фазе на 90 градусов. Выходные сигналы смесителей в ограниченной полосе видеочастот с помощью АЦП (5 и 6) преобразуются в цифровые сигналы, которые поступают на ПЛИС (8). Генератор тактовых частот (7), обычно синхронизируемый высокостабильной опорной
частотой от системы частотно-временной синхронизации радиотелескопа, вырабатывает сигналы тактовых частот, необходимых для работы АЦП (5 и 6) и ПЛИС (8). Для тактирования ПЛИС используется в несколько раз большая тактовая частота, чем для АЦП. Это позволяет увеличить число операций, выполняемых ПЛИС за один период дискретизации сигнала в АЦП. В соответствии с установленной конфигурацией в ПЛИС осуществляется фильтрация сигналов, а также их дополнительный фазовый сдвиг на 90 градусов с помощью преобразования Гильберта, с последующим суммированием либо вычитанием для разделения боковых полос фазовым методом. Кроме того, в ПЛИС происходит формирование выходных цифровых потоков видеоконвертора, необходимое для их последующей регистрации на радиотелескопе, либо передачи в центр корреляционной обработки данных.
В результате цифровой фильтрации формируется требуемая полоса пропускания видеоконвертора. При необходимости изменить полосу пропускания по команде, например от управляющего компьютера, из флэш-памяти (9) считываются коды другой конфигурации ПЛИС из набора, заложенного во флэш-память при заводской сборке и программировании видеоконвертора.
В ПЛИС каждый из цифровых сигналов сначала подвергается предварительной цифровой фильтрации с помощью фильтра нижних частот с конечной импульсной характеристикой и децимации (прореживанию) для упрощения последующей обработки, а затем проходит через соответствующее плечо комплексного фильтра (фиг.2). Комплексный фильтр состоит из фильтра Гильберта в одном плече и компенсационного фильтра в другом. Фильтр Гильберта обеспечивает постоянный фазовый сдвиг сигнала на 90 градусов, а компенсационный фильтр повторяет АЧХ фильтра Гильберта но не дает фазового сдвига на 90 градусов. Использование комплексного фильтра не вносит дополнительного разбаланса фаз и поэтому позволило разделить боковые полосы сигналов фазовым методом с максимальным подавлением помех по зеркальному каналу. В зависимости от конфигурации ПЛИС децимирующие фильтры нижних частот понижают частоту дискретизации с 64 МГц до 32, 16 или 8 МГц в соответствии с выбранной полосой пропускания видеоконвертора. Это позволило избежать избыточности вычислений и существенно упростить фильтры, реализованные в ПЛИС. Указанные фильтры, разработанные известным методом минимизации среднеквадратического отклонения АЧХ, в разных конфигурациях ПЛИС имеют порядок от 8 до 40 для полос пропускания 2, 4, 8 МГц и 222 для полосы пропускания 16 МГц. Компенсационный фильтр и фильтр Гильберта имеют порядок от 484 до 984 в зависимости от выбранной полосы пропускания видеоконвертора. Выходные фильтры нижних частот осуществляют
окончательную фильтрацию сигналов и для полос пропускания 2, 4 и 8 МГц имеют порядок 242, что позволило обеспечить коэффициент прямоугольности АЧХ фильтров менее 1,06 и уровень пульсаций в полосе пропускания не более 0,1 дБ при подавлении сигналов в полосе заграждения более 50 дБ. Для полосы пропускания 16 МГц выходного фильтра нижних частот в конфигурации ПЛИС нет, а аналогичные параметры обеспечиваются входным децимирующим фильтром (фиг.2). Таким образом, удается при минимальной неравномерности АЧХ практически исключить нелинейность ФЧХ видеоконвертора и добиться ослабления помех по зеркальному каналу более чем на 40 дБ. За счет всех этих факторов вносимые видеоконвертором искажения сигналов становятся пренебрежимо малыми (потери чувствительности радиоинтерферометра сокращаются до 0,2%).
После выделения требуемой боковой полосы и окончательной фильтрации из 12-битовых цифровых сигналов формируются и поступают на выход видеоконвертора 2-битовые цифровые потоки, где первый бит соответствует знаку сигнала, а второй бит (мантисса) несет информацию о превышении сигналом заданного порогового значения, как это принято при регистрации сигналов на радиотелескопе. Так как сравнение с порогом и формирование выходных потоков осуществляется методами цифровой обработки сигналов, то стабильность и строгая симметрия порогов квантования при этом гарантируется.
Схема предлагаемого видеоконвертора реализуется на обычных радиоэлементах и стандартных интегральных схемах. Смесители и квадратурный делитель мощности могут быть реализованы в виде одной интегральной схемы AD8348 фирмы Analog Devices, которая содержит два одинаковых балансных смесителя с квадратурным делителем мощности гетеродинного сигнала и необходимые вспомогательные цепи. В рабочем диапазоне частот 50-1000 МГц при полосе пропускания до 75 МГц она дает разбаланс фаз выходных сигналов менее 0,5 градусов и разбаланс амплитуд менее 0,25 дБ, что обеспечивает подавление помех по зеркальному каналу более 40 дБ. Гетеродин реализуется по известной схеме синтезатора частот с одним кольцом фазовой автоподстройки частоты (см. например статью А.С.Бердников, Л.В.Федотов «Видеоконвертор системы преобразования сигналов РСДБ-радиотелескопа», Труды ИПА РАН вып.13, 2005, с.401-495). Оба АЦП реализуются в виде одной микросхемы, например LTC2288 фирмы Linear Technology, содержащей два одинаковых 10-разрядных АЦП, способных работать с тактовой частотой до 64 МГц. В видеоконверторе может быть использована ПЛИС XC4VSX25 семейства Virtex-4 фирмы Xilinx с архитектурой FPGA, обеспечивающая реализацию всех требуемых функций (фиг.2) при тактовой частоте до
500 МГц. Генератор тактовых частот реализуется по известной схеме фазовой автоподстройки частоты (см. например статью С.Д. Климов, B.C. Христиановский «Формирователь тактовых частот с синхронизатором меток секунд для терминала S2-RT», Труды ИПА РАН, вып.5, 2000, с.129-133), например на микросхемах ROS-530 фирмы Mini-Circuits и AD9510 фирмы Analog Devices, обеспечивающих формирование импульсов тактовой частоты 64 МГц для АЦП, 256 МГц для ПЛИС и 32 МГц для сопровождения выходных цифровых потоков. Флэш-память реализуется, например, на микросхемах XCF32P фирмы Xilinx. Для хранения восьми различных конфигураций ПЛИС, обеспечивающих выполнение всех ее функций (фиг.2) достаточно флэш-памяти объемом 64 Мбит.
Авторами была разработана принципиальная схема и конструкция видеоконвертора, а также конфигурации ПЛИС для полос пропускания 2, 4, 8 и 16 МГц, обычно используемых при радиоинтерферометрических наблюдениях. Два экспериментальных образца видеоконвертора были изготовлены ЗАО «РЭЛТА». Их лабораторные испытания показали, что в рабочем диапазоне частот 100-1000 МГц для всех полос пропускания АЧХ видеоконверторов практически совпадают и близки по форме к идеальным (неравномерность в полосе пропускания не превышает 0,1 дБ), фазовые искажения сигналов практически отсутствуют, ослабление помех по зеркальному каналу составляет 43 дБ и более, что существенно лучше аналогичных параметров существующих видеоконверторов. За счет этих параметров вносимые видеоконверторами потери чувствительности радиоинтерферометра сведены практически к нулю (не превышают 0,2%). Изготовленные видеоконверторы не требуют настройки, а только проверяются на работоспособность для контроля исправности установленных элементов схемы.