ТВЕРДОТЕЛЬНОЕ УСТРОЙСТВО ФОРМИРОВАНИЯ МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА

Полезная модель относится к технике полупроводниковых устройств, а именно к твердотельным устройствам на полупроводниковых приборах, и может быть использовано в радиопередающих устройствах сверхвысоких частот.
Известно твердотельное устройство (патент РФ №2343625 C1, MHK H03F 3/19, опубл. 10.01.2009), содержащий предварительный усилитель, подключенный к микрополосковому делителю мощности, п выходов которого соединены с входами N СВЧ-усилителей, выходы СВЧ-усилителей подключены к N-канальному сумматору, соединенному с детекторной головкой, к управляющему входу предварительного усилителя и управляющему входу каждого из N СВЧ-усилителей от распределителя модулирующих импульсов подводится напряжение питания и управляющий сигнал, отличающийся тем, что N-канальный сумматор выполнен в виде N-волноводных тем-мостов с соответствующими входами, соединенными с выходами N СВЧ-усилителей непосредственно коаксиально-волноводными переходами, а его выход через волноводный фланец подключен к детекторной головке, при этом микрополосковый делитель мощности дополнительно содержит элементы коррекции фазы сигнала в каждом канале и связан с входами N СВЧ-усилителей жесткими кабелями, обеспечивающими механическую развязку конструкции с фиксированными в пространстве точками входа в N-канальный сумматор, причем корпуса каждого из N СВЧ-усилителей являются несущими элементами каркаса, связанными в прямоугольную рамочную конструкцию.
Недостатком такого устройства является получение паразитных генераций и искажение спектра выходных сигналов, а также очень сложное конструктивное выполнение.
Задачей настоящей полезной модели является устранение вышеуказанных недостатков.
Технический результат заключается в снижении уровня нелинейных искажений сложного модулированного сигнала в выходных каскадах.
Технический результат обеспечивается тем, что твердотельное устройство формирования модулированного сигнала выполнено на основе полупроводниковых приборов с двойным преобразованием частоты. Оно содержит последовательно соединенные цифровой формирователь сложного сигнала, первый конвертор, второй конвертор, усилитель мощности и выходные каскады, при этом первый конвертор соединен с первым гетеродином, а второй конвертор - со вторым гетеродином, усилитель мощности включает усилительные каскады на основе гетероэпитаксиальных GaN структур. Кроме того, твердотельное устройство формирования модулированного сигнала содержит аналогово-цифровые фильтры на поверхностных акустических волнах.
Сущность настоящей полезной модели поясняется следующими иллюстрациями:
Фиг.1 - отображена структурная схема ТУФМС с двойным преобразованием частоты;
Фиг.2 - отображена форма радиочастотного сигнала;
Фиг.3 - приведен радиочастотный спектр сигнала ТУФМС на выходе ЦФСС;
Фиг.4 - отображена зависимость формы радиочастотного спектра ЛЧМ сигнала от длительности фронтов радиоимпульса;
Фиг.5 - отображена расчетная ВАХ AlGaN/GaN транзистора;
Фиг.6 - отображена схема фильтра на ПАВ.
Устройство выполнено на основе полупроводниковых приборов и обеспечивает двойное преобразование частоты, оно содержит последовательно соединенные цифровой формирователь сложного сигнала, первый конвертор, второй конвертор, усилитель мощности и выходные каскады. При этом первый конвертор соединен с первым гетеродином, а второй конвертор - со вторым гетеродином, усилитель мощности включает усилительные каскады на основе гетероэпитаксиальных GaN структур. Кроме того, твердотельное устройство формирования модулированного сигнала содержит аналогово-цифровые фильтры на поверхностных акустических волнах, которые включены в схему усилителя мощности. ПАВ-фильтр расположен после первого каскада усилителя мощности.
и
ЛЧМ
0
Формирование модулированного сигнала осуществляется цифровым формирователем сложного сигнала (ЦФСС). Форма радиочастотного спектра сигнала на выходе ЦФСС например: с длительностью импульса τ=20 мкс, полосой перестройки ЛЧМ Δf=2 МГц и центральной частотой f=30 МГц приведена на фиг.2.
Наиболее существенным требованием к оптимизации канала преобразования сложного модулированного сигнала является обеспечение такой качественной характеристики РЭС, как внешняя электромагнитная совместимость (ЭМС).
Радиочастотный спектр на выходе цифрового формирователя сложного сигнала (ЦФСС) содержит набор гармоник который преобразуется в выходной сигнал ТУФМС на каскадах усилителя мощности.
На входы первого конвертора подается сигнал от выходов первого гетеродина и ЦФСС. Первый конвертор осуществляет преобразование сигнала по частоте. С выхода первого конвертора сигнал поступает на вход второго конвертора, кроме того, на другой вход второго конвертора подается сигнал от второго гетеродина. Второй конвертор также осуществляет преобразование сигнала по частоте и подает его на вход усилителя мощности.
Прохождение такого сложного сигнала, как ЛЧМ, сопровождается искажениями, порождаемыми возбуждением гармоник шумом в электронных устройствах, через которые проходит модулированный сигнал. Для снижения искажений в ТУФС ЛЧМ сигнал только усиливается и переносится в диапазон СВЧ с помощью преобразовательных каскадов.
При смешении сигналов, так же как в умножителях частоты, происходит искажение радиочастотного спектра сигналов.
При смешении сигналов изменяются законы преобразования спектров и корреляционных функций. Причиной этого является тот факт, что для колебаний в нелинейных системах перестает выполняться принцип суперпозиции. При нелинейных преобразованиях возникают новые спектральные компоненты шума. и вся форма спектрального распределения, вообще говоря, кардинально меняется. Кроме того, в нелинейных системах закономерности преобразования спектров зависят от статистики процесса.
С помощью нелинейных преобразований можно построить разнообразные схемы измерений высших корреляционных функций, когда мы сталкиваемся с негауссовскими шумами. В этом случае измерение набора корреляционных функций различных порядков дает важную информацию о физических процессах в системе, генерирующей негауссовский случайный процесс. Вместе с тем и при исследовании гауссовских процессов измерение высших корреляционных функций оказывается более выгодным, нежели измерение корреляционной функции первого порядка. Практический интерес представляет также эффективность, или коэффициент полезного действия (к.п.д.) нелинейного преобразования, при этом становится естественной постановка вопроса о сравнении к.п.д. при монохроматическом (регулярном) и шумовом возбуждениях. Оказывается, например, что в неинерционных нелинейных системах к.п.д. преобразования шумового сигнала существенно превышает к.п.д. преобразования монохроматического сигнала, имеющего такую же среднюю интенсивность, поскольку нелинейность подчеркивает выбросы шума.
Процесс смешения сигналов представляет собой неинерционный процесс так как каскад представляет собой нелинейное устройство, в котором связь между процессом на входе x(t) и процессом на выходе y(t) является чисто алгебраической: y=f(x) то есть значение у в любой момент времени определяется величиной х в тот же самый момент.
Учет инерционности каскада, что существенно в диапазоне СВЧ, может быть представлен в виде последовательно соединенных двух частей: неинерционного активного нелинейного элемента (НЛ) и линейного инерционного элемента-фильтра, причем обе части этой схемы (линейную и нелинейную) с допустимой точностью можно считать развязанными.
Таким образом, анализ каскада можно провести в два этапа: сначала рассматривается нелинейное преобразование х→у, а затем линейное преобразование y→z.
Анализ ограничений, накладываемых на качество сигнала каскадом, определяется генерацией гармоник, причем формирование гармоник является нежелательным процессом, а исходные колебания, частота которых смешиваются, представляют собой квазигармонические случайные процессы с относительно узким частотным спектром. Инерционность фильтра никак не влияет на форму спектра комбинационных гармоник. Для оценки вклада комбинационной гармоники в радиочастотный спектр колебания, возникающей из-за нелинейности каскада, необходимо учесть коэффициент преобразования, который при переносе частоты в СВЧ диапазон с помощью балансных и двойных каскадов практически не обеспечивается значением более 30 дБ.
Наряду с искажениями радиочастотного спектра комбинационными составляющими, определяющими ЭМС, существенными являются искажения радиочастотного спектра ЛЧМ сигнала ТУФМС.
В частном случае линейного усилительного каскада В1=Кр, а остальные коэффициенты равны нулю (В2=В3=В4=…=BN=0), и искажения формы выходного сигнала относительно входного не происходит.
Обогащение радиочастотного спектра радиоимпульсного сигнала высшими гармониками, формируемыми из-за нелинейных искажений в усилительных каскадах ТУФМС, приводит к подчеркиванию фронтов радиоимпульса.
и
ЛЧМ
0
фр
фр
фр
фр
Результаты исследования радиочастотного спектра ЛЧМ сигнала с длительностью импульса τ=20 мкс, полосой переестройки ЛЧМ Δf=2 МГц и центральной частотой f=30 МГц с различной длительностью фронтов радиоимпульса τ показывают существенное изменение формы радиочастотного спектра при изменении длительности фронта. На фиг.4 показан характер зависимости формы радиочастотного спектра ЛЧМ сигнала от длительности фронтов радиоимпульса: 1 - прямоугольный радиоимпульс с τ=0; 2 - прямоугольный радиоимпульс с τ=100нс; 3 - прямоугольный радиоимпульс с τ=200нс.
Уменьшения нелинейных искажений, при проектировании ТУФМС, структура модулированного ТУФС должна быть выбрана таким образом, чтобы при всех преобразованиях сложного модулированного сигнала радиочастотный тракт оставался линейным. Выполнение этого требования нарушается в основном в выходных каскадах ТУФС, где требуется формирование сигнала большой мощности. Это требует разработки СВЧ усилительных модулей, обеспечивающих линейное усиление сигналов.
Оптимальными для обеспечения линейного динамического диапазона являются усилительные модули на основе СВЧ интегрированной элементной базы нового поколения, созданные на основе широкозонных полупроводников и гетероструктур на их основе.
Существенные ограничения для создания ТУФМС с оптимальными параметрами связаны со свойствами исходных материалов и соединений. Среди возможных решений вышеуказанной проблемы является переход на широкозонные материалы, среди которых наиболее перспективен нитрид галлия, создание нитрид галлиевой технологии и, на ее основе, СВЧ элементов, микросхем, и модулей передатчиков повышенной мощности, блоков и систем. Например, СВЧ транзисторы на нитриде галлия могут работать при повышенных рабочих напряжениях (порядка 50 и более вольт) и при повышенной температуре окружающей среды (рабочая температура окружающей среды транзистора повышается до 300°С). Это позволяет поднять выходную мощность транзисторов на порядок и обеспечить температурный режим его работы в модуле СВЧ передатчика без сложных систем охлаждения. Физические свойства нового материала позволят работать в широком частотном диапазоне (до 50-70 ГГц). Создание твердотельных СВЧ элементов и модулей для средств связи и радиолокационной техники нового поколения на основе нитрид галлиевых приборов позволит создать твердотельные СВЧ блоки и модули предназначенные:
- для замены СВЧ электровакуумных приборов передатчиков существующих средств связи и РЛС всех средств ПВО;
- для антенных фазированных решеток РЛС ЗРК и ЗРС воздушного и морского базирования и других радиоэлектронных систем.
Разработанные СВЧ транзисторы на нитриде галлия позволяют реализовать СВЧ модули МШУ, обладающие высоким уровнем устойчивости к воздействию ионизирующих факторов, а также выдерживающие уровень СВЧ мощности на входе более 30 Вт на 10 ГГц, что позволяет использовать их в приемо-передатчиках АФАР без дополнительных устройств защиты. Основным элементом выходных каскадов ТУФМС являются усилители мощности на основе гетероэпитаксиальных GaN HEMT структур.
СВЧ транзисторы на основе гетероэпитаксиальных GaN HEMT структур работают в линейном (класс А) и квазилинейном (класс АВ) режимах усиления. Переход на GaN СВЧ транзисторы позволили существенно поднять уровень импульсной СВЧ мощности и расширить линейный динамический диапазон усилителей в модулированных ТУФС РЛС.
Для минимизации нелинейных искажений СВЧ транзистора были проведены измерения вольтамперной характеристики для разных значений напряжения затвора (фиг.5) и зависимости выходной мощности от входной мощности (фиг.6) для AlGaN/GaN HEMT транзисторов, с 0.6 мкм затвором и 40 нм нелегированным AlGaN-слоем, содержащим 25% А1.
Результаты измерений зависимости выходной мощности от входной для транзистора на основе AlGaN/GaN (фиг.6) с общей шириной затвора 150 мкм показывают, что уровни выходной мощности при насыщении и на границе линейного динамического диапазона, отличаются незначительно. Этот результат показывает эффективность использования AlGaN/GaN HEMT в модулированных ТУФМС, так как минимум нелинейных искажений реализуется при уровнях выходной мощности близких к максимальному.
Измерения основных характеристик ТУФМС подтверждают, что оптимальными для использования в ТУФМС с модуляцией сигнала являются усилители мощности на основе широкозонных СВЧ транзисторов AlGaN/GaN HEMT, обеспечивающие минимум нелинейных искажений при высоких уровнях выходной мощности сигнала ТУФМС.
Полученные при использовании настоящего устройства результаты и соотношения позволяют оптимизировать структуру сигнального канала ТУФС по критерию минимума искажений радиочастотного спектра ЛЧМ сигнала на выходе ТУФМС.
Пьезокристаллические фильтры сложных сигналов, выполненные на ПАВ, предоставляют возможность формирования сигналов с ФМн и ЛЧМ модуляцией непосредственно в СВЧ диапазоне и имеют преимущества в части большей надежности, меньших габаритов и меньшей величине потребления энергии.
Следует отметить, что для обеспечения преимущества за счет сжатия зондирующего импульса, необходимо обеспечение большого значения базы сигнала
Это означает, что преимущества от использования фильтров сжатия требует использования широкополосных сигналов, полоса которых составляет 30-50% от рабочей частоты ПАВ фильтра.
n
n
Для использования фильтров сжатия-растяжения на ПАВ существенным является построение эквивалентной схемы, включающей устройство согласования и позволяющей учитывать паразитные электромагнитные связи в корпусе фильтра на ПАВ. Фильтры на ПАВ позволяют реализовать фазовые коды с произвольными значениями фазы, а также и произвольными значениями амплитуды a(t) и частоты ω.
Эквивалентная схема фильтра сжатия-растяжения на ПАВ включает:
gx
вых
вх
вых
- устройства согласования - индуктивности L и L, компенсирующие статические входную С и выходную С емкости прибора;
вх
р.ВШПВх
р,ВШПвх
р.ВШПвх
p
входной широкополосный встоечно-штыревой преобразователь ВШП, эквивалентная схема которого состоит из емкости С, индуктивности L и сопротивление потерь r ВШП на резонансной частоте f
р.ВШПi
p,ВШПi
p
- выходной кодирующий ВШП, состоящий из n ВШП, включенных через отрезки длинных линий ЛЗi, учитывающие задержку распространения поверхностной акустической волны в структуре фильтра; эквивалентные схемы встречно-штыревых преобразователей (ВШП), включают емкость r индуктивность L и сопротивление потерь Грзшгп ВШП на резонансной частоте f, где i=1,2…n;
- проходные емкости Сел, учитывающие распространение электромагнитной волны в корпусе прибора.
Результаты моделирования показали необходимость повышения импеданса нагрузки для эффективного согласования ПАВ фильтра, что было реализовано использованием в качестве нагрузки GaN СВЧ полевого транзистора, который может быть использован как широкополосный трансформатор импедансов.
Сверхширокополосные шумоподобные сигналы с кодовым разделением сигналов (CDMA) и фазовой кодовой манипуляцией, обеспечивают многоканальную работу радиоэлектронных систем на уровнях ниже уровня шума, в частности, навигационные системы: «Глонасс», "Navstar", "Galileo" и могут использоваться в системах мобильной связи, обеспечивая экологическую «чистоту» и скрытность работы;
Системы ортогонального частотного кодирования (COFDM) для цифрового телевидения европейского стандарта DVB и сетей стандарта WiMAX используют ШПС для снижения влияния многолучевого приема в условиях города.