СПОСОБ ОБРАБОТКИ ГИДРОАКУСТИЧЕСКИХ ШУМОПОДОБНЫХ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
METHOD OF PROCESSING HYDROACOUSTIC NOISE-LIKE PHASE-SHIFT KEYED SIGNALS

Изобретение относится к области гидроакустики, а именно  к способам обработки гидроакустических сигналов в условиях реального канала распространения, и может применяться в гидроакустических системах связи, управления и позиционирования. Способ обработки может быть использован для обнаружения гидроакустического шумоподобного фазоманипулированного сигнала известной формы. Также возможно применение при организации многоабонентской системы с разделением каналов путем кодирования сигналов различными бинарными псевдослучайными последовательностями из одного семейства.
Известен способ классической линейной корреляционной обработки шумоподобных сигналов с целью оценки их параметров [1, 2]. В основе данного способа лежит вычисление скалярного произведения (u, ν) двух сигналов u(t), ν(t), которое также называется корреляцией и свидетельствует о подобии (похожести) сигналов:
где u(t) - исходный наблюдаемый сигнал в канале;
ν(t) - опорный сигнал, идентичный принимаемому.
Затем используется правило максимума корреляции:
где k - номер сигнала из множества рассматриваемых сигналов;
j - номер принятого сигнала;
j
H - это гипотеза о том, что именно сигнал под номером j является искомым.
Правило максимума корреляции означает, в частности, что из М возможных сигналов с одинаковой энергией фактически принятым считается тот, который имеет максимум корреляции с наблюдением ν(t). Предпочтение отдается тому из сигналов, который наиболее подобен наблюдению ν(t) в сравнении с остальными при условии, что в качестве критерия похожести принята величина корреляции.
Недостатком данного способа является низкая помехоустойчивость в условиях небелого шума (поскольку данный способ не является оптимальным для данных условий), а также то, что способ не может быть использован в асинхронных системах, когда неизвестен момент и интервал излучения сигналов.
0
0
С
n
n
n
n-1,
пор
n
пор
Известен способ демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией, описанный в патенте РФ №2271071, 2006 г., МПК H06L 27/22. В данном способе принимают сигнал S(t), фильтруют и выравнивают его амплитуду, генерируют опорный сигнал S(t), вычисляют корреляционную функцию Y(t). Затем фильтруют результат произведения сигналов S(t) и S(t) в блоке уменьшения уровня помехи, обусловленной изменением полярности видеосигнала на выходе фильтра низких частот за время, т.е. времени, в течение которого на длительности элемента сигнала Т формируется корреляционная функция Y(t). Затем интегрируют корреляционную функцию Y(t) последовательно на длительности Т и фиксируют ее значение Y по окончанию элемента сигнала. Вычисляют абсолютное значение разности |ΔY| между текущим и предшествующим значением корреляционных функций Y и Y соответственно на n-м и на (n-1)-м временных интервалах T. Полученное значение модуля разности сравнивают с предварительно сформированным порогом Y по правилу: если выполняется неравенство |ΔY|>Y, то решение о демодулируемом символе принимают равным «единице», а в случае невыполнения неравенства принимают равным «нулю».
пор
Недостатком способа является относительно низкая помехозащищенность, обусловленная тем, что решение о демодулируемом символе принимается путем сравнения с предварительно сформированным в отсутствии помех неизменным порогом Y, который не учитывает изменения фазы демодулируемого сигнала в результате воздействия помехи.
0
0
c
c
0
n
n
n
n-1
n
пop
n
пop
пор
пop
пop
<mrow><mi>Δ</mi><msubsup><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow><mi>п</mi></msubsup></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><msubsup><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow><mrow><mi>к</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><msubsup><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow><mi>п</mi></msubsup></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><msubsup><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow><mrow><mi>к</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow></msubsup><mo>=</mo><msub><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>+</mo><mi>Δ</mi><msubsup><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow><mi>п</mi></msubsup></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><msubsup><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow><mrow><mi>к</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><msubsup><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow><mi>п</mi></msubsup></mrow>
Известен также способ демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией, описанный в патенте РФ №2454014, 2010 г., МПК H04L 27/00, H04L 13/18, первый вариант. В известном способе демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией принимают сигнал S(t), фильтруют и выравнивают его амплитуду, генерируют опорный сигнал S(t), вычисляют корреляционную функцию Y(t) между опорным сигналом S(t), иотфильтрованным сигналом с выровненной амплитудой S(t) путем их перемножения Y(t)=S(t)·S(t), интегрируют корреляционную функцию Y(t) последовательно на временных интервалах длительностью Т и фиксируют ее значение Y по окончанию n-го интервала времени Т, где n=1, 2,…, вычисляют модуль разницы |ΔY| значений корреляционных функций Y и Y соответственно на n-м и на (n-1)-м временных интервалах Т, полученное значение модуля разницы |ΔY| сравнивают с предварительно заданным пороговым значением Yкорреляционной функции и при выполнении условия |ΔY|>Y присваивают принятому информационному элементу значение «единицы», в противном случае - «нуля». Предварительно формируют случайную L-элементную последовательность с равным числом единичных и нулевых элементов в ней, где L есть целое число, а затем изменяют эту последовательность, для чего принятый на n-м временном интервале T демодулированный информационный элемент записывают первым элементом в L-элементную последовательность, сдвигая все ее элементы на один бит при сохранении ее общей длины L, корректируют пороговое значение корреляционной функции Y, для чего вычисляют число «единиц» в измененной L-элементной последовательности, вычисляют отклонение
порогового значения корреляционной функции от предварительно заданного его значения Y и рассчитывают значение
путем алгебраического сложения предварительно заданного порогового значения корреляционной функции Y и вычисленного ее отклонения
на n-м временном интервале Т,
, после чего все действия по демодуляции сигнала S(t) на последующем (n+1)-м временном интервале Т повторяют с учетом откорректированного значения
.А отклонение
порогового значения корреляционной функции вычисляют по формуле:
где k(l) - число «единиц» в L-элементной последовательности. Данный способ наиболее близок к заявленному и далее именуется как способ-прототип.
Недостатками способа-прототипа также являются относительно низкая помехоустойчивость (прием ведется при отношениях сигнал/шум более 6 дБ) и избыточность вычислительных операций.
Задачей, на решение которой направлено заявляемое изобретение, является повышение помехоустойчивости при решении задачи обнаружения гидроакустического сигнала в реальных условиях эксплуатации (мощность сигнала много меньше уровня гидроакустических шумов) при низкой вычислительной мощности аппаратного обеспечения.
s
0
0
c
c
0
k
s
d
s
s
s
d
ф
д
д
d
d2
cp
cp
d2
k
лож
пор
j
пop
<mrow><msub><mover accent="true"><mi>y</mi><mo>˙</mo></mover><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>g</mi><mi>n</mi><mo stretchy="false">[</mo><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub><mo stretchy="false">]</mo><mo>,</mo></mrow>
<mrow><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>g</mi><mi>n</mi><mo stretchy="false">[</mo><mi>x</mi><mo stretchy="false">]</mo><mo>=</mo><mrow><mo>{</mo><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mo>+</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>п</mi><mi>р</mi><mi>и</mi><mtext> </mtext><mi>x</mi><mo>≥</mo><mn>0</mn></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>−</mo><mn>1</mn><mtext> </mtext><mi>п</mi><mi>р</mi><mi>и</mi><mtext> </mtext><mi>x</mi><mo><</mo><mn>0</mn></mtd></mtr></mtable></mrow><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msub><mover accent="true"><mi>y</mi><mo>˜</mo></mover><mi>j</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>A</mi><mi>j</mi></msub><mo>+</mo><mi>i</mi><msub><mi>B</mi><mi>j</mi></msub></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>i</mi><mo>=</mo><msqrt><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msqrt></mrow>
<mrow><msub><mi>N</mi><mi>д</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub></mrow><mrow><mn>2</mn><msub><mi>f</mi><mrow><mi>c</mi><mi>p</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub></mrow><mrow><mi>Δ</mi><mi>f</mi></mrow></mfrac><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msubsup><mover accent="true"><mi>y</mi><mo>˙</mo></mover><mi>j</mi><mi>д</mi></msubsup><mo>=</mo><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>g</mi><mi>n</mi><mo stretchy="false">[</mo><msubsup><mi>y</mi><mi>j</mi><mi>д</mi></msubsup><mo stretchy="false">]</mo></mrow>
<mrow><msubsup><mover accent="true"><mi>y</mi><mo>˙</mo></mover><mi>l</mi><mi>д</mi></msubsup></mrow>
<mrow><msub><mi>Y</mi><mi>j</mi></msub><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><msubsup><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><msub><mi>N</mi><mrow><mi>c</mi><mi>p</mi></mrow></msub></mrow></msubsup><mrow><msubsup><mover accent="true"><mi>y</mi><mo>˙</mo></mover><mi>j</mi><mi>д</mi></msubsup><mo>⋅</mo><msub><mi>m</mi><mi>k</mi></msub></mrow></mstyle><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>n</mi><mo>−</mo><mn>2</mn><mi>k</mi></mrow><mi>n</mi></mfrac></mrow>
<mrow><msub><mi>ρ</mi><mrow><mi>л</mi><mi>о</mi><mi>ж</mi></mrow></msub><mo>≈</mo><msup><mrow><mn>0.5</mn></mrow><mi>k</mi></msup><msubsup><mi>Σ</mi><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mi>k</mi></mrow><mi>n</mi></msubsup><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mi>i</mi></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mi>i</mi></msubsup></mrow>
<mrow><mi>n</mi><mo>:</mo><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mi>i</mi></msubsup><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>n</mi><mo>!</mo></mrow><mrow><mi>i</mi><mo>!</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>n</mi><mo>−</mo><mi>i</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>!</mo></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Технический результат достигается тем,  что принимают сигнал s(t) со средней частотой f и полосой частот Δf, фильтруют и выравнивают его амплитуду, генерируют опорный сигнал s(t), вычисляют корреляционную функцию Y(t) между опорным сигналом s(t) и отфильтрованным сигналом с выровненной амплитудой s(t) путем их перемножения Y(t)=s(t)s(t), интегрируют корреляционную функцию Y(t), согласно изобретению принимают сигнал s(t), оцифровывают сигнал, получают у, предварительно выравнивают амплитуды
где
выполняют смещение в область низких частот и определяют реальную составляющую  и мнимую составляющую сигнала  (f - средняя частота обрабатываемого шумоподобного фазоманипулированного сигнала, f - частота дискретизации системы обработки сигнала, N - длина окна обработки, должна равняться целому числу периодов в отсчетах частоты дискретизации, т.е. N=n·T·f, где n=1, 2, 3…), для полученного сигнала
- мнимая единица) фильтром нижних частот подавляют высокочастотные составляющие,  - импульсная характеристика фильтра, N - длина импульсной характеристики фильтра), проводят операцию децимации частоты дискретизации с шагом N сигнала  где N - шаг дискретизации, равный отношению частоты дискретизации f исходного сигнала и удвоенной частоты среза
после чего частота дискретизации сигнала становится равна f=2f=Δf , вторично выполняют выравнивание амплитуд сигнала
и для полученного сигнала
вычисляют значение корреляционной функции
где N - длительность обрабатываемого сигнала в отсчетах частоты дискретизации f, m - опорный сигнал коррелятора в знаковой форме, вычисляют пороговое значение
, где n - количество знаков в модулирующей псевдослучайной последовательности, k - это целое число, определяемое заданной вероятностью ложных срабатываний ρ (при этом k<n и выбирают как наибольшее число, при котором выполняется условие
, где
- число сочетаний i по
, с пороговым значением Y сравнивают значение корреляционной функции Y>Y, определяют наличие сигнала в случае, если значение корреляционной функции превышает пороговое значение.
Заявляемый способ обработки гидроакустических шумоподобных фазоманипулированных сигналов включает:
- выравнивание амплитуд сигнала, результатом которого является дискретный сигнал, принимающий одно из двух значений (1 и -1);
- смещение сигнала в область низких частот;
ср
- фильтрацию высокочастотных составляющих, начиная с частоты среза f, которая определяется как половина ширины полосы частот сигнала;
cp
- децимацию частоты дискретизации сигнала интегральным способом до удвоенного значения граничной частоты f для сокращения количества вычислительных операций по обработке сигнала;
- вторичное выравнивание амплитуд сигнала, результатом которого является дискретный сигнал, принимающий одно из двух значений (1 и -1);
- знаковую корреляционную обработку полученного сигнала с опорным сигналом;
- сравнение полученных корреляционных величин с заданным порогом.
Данный способ предназначен для обработки гидроакустического шумоподобного фазоманипулированного сигнала, модулируемого по методу прямой последовательности с целью обнаружения сигнала заданной формы и оценки его временной задержки (момента прихода).
При реализации способа выполняется выравнивание амплитуд принятого сигнала, представленного в дискретной форме, реализующее знаковую функцию:
<mrow><msub><mover accent="true"><mi>y</mi><mo>˙</mo></mover><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>g</mi><mi>n</mi><mo stretchy="false">[</mo><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub><mo stretchy="false">]</mo><mo>,</mo></mrow>
k
где у - это дискретные отсчеты принимаемого сигнала,
sign[] - знаковая функция:
Операция выравнивания амплитуд выполняется с целью сокращения разрядности цифровых блоков, выполняющих фильтрацию, смещение полосы частот сигнала и децимацию частоты дискретизации. В способе-прототипе выравнивание амплитуд перед фильтрацией отсутствует и выполняется лишь один раз уже после фильтра.
Затем полученный сигнал смещается в область низких частот и представляется в виде квадратурной суммы:
<mrow><msub><mover accent="true"><mi>y</mi><mo>˜</mo></mover><mi>j</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>A</mi><mi>j</mi></msub><mo>+</mo><mi>i</mi><msub><mi>B</mi><mi>j</mi></msub></mrow>
,
j
где A - реальная составляющая сигнала,
j
B - квадратурная составляющая сигнала,
<mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><msqrt><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msqrt></mrow>
- мнимая единица.
Реальная и мнимая составляющие сигнала при этом вычисляются следующим образом:
s
где f - средняя частота обрабатываемого шумоподобного фазоманипулированного сигнала,
d
f - частота дискретизации системы обработки сигнала,
s
s
s
d
N - длина окна обработки, должна равняться целому числу периодов в отсчетах частоты дискретизации, т.е. N=n·T·f, где n=1, 2, 3…
Смещение в область низких частот позволяет понизить частоту дискретизации сигнала наиболее эффективно. В способе-прототипе смещение в область низких частот не используется.
<mrow><msub><mover accent="true"><mi>y</mi><mo>˜</mo></mover><mi>j</mi></msub></mrow>
Полученный сигнал
смещен в область низких частот и проходит через фильтр низких частот:
j
где h - импульсная характеристика фильтра низких частот,
ф
N - длина импульсной характеристики фильтра.
Частота среза фильтра выбирается равной половине полосы частот сигнала.
Фильтрация позволяет повысить помехоустойчивость за счет среза высокочастотной помехи.
cp
Далее удвоенная частота среза 2f (ширина полосы частот сигнала) выбирается в качестве частоты дискретизации системы после децимации частоты интегральным способом:
d
d
d
d
cp
где N - шаг дискретизации, равный отношению частоты дискретизации fисходного сигнала и удвоенной частоты среза (N=f/2f).
Децимация частоты дискретизации также отличает заявленный способ обработки гидроакустического сложного фазоманипулированного сигнала от способа-прототипа. Операция децимации позволяет существенно сократить количество вычислительных операций вычисления корреляции при условии, что полоса частот принимаемого сигнала много меньше верхней частоты сигнала.
Над полученным сигналом повторно выполняется операция выравнивания амплитуд:
Операция выравнивания амплитуд выполняется с целью сокращения разрядности цифровых блоков, выполняющих корреляционную обработку. Кроме того, знаковая корреляционная обработка является более помехоустойчивой в условиях небелых шумов, к которым также относятся и гидроакустические шумы.
Далее низкочастотный сигнал с пониженной частотой дискретизации проходит знаковую корреляционную обработку с целью выделения полезного сигнала:
cp
cp,
где N - длительность обрабатываемого сигнала в отсчетах частоты дискретизации f
k
m - опорный сигнал коррелятора в знаковой форме.
пop
лож
пор
j
пop
<mrow><msub><mi>Y</mi><mrow><mi>п</mi><mi>о</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>n</mi><mo>−</mo><mn>2</mn><mi>k</mi></mrow><mi>n</mi></mfrac></mrow>
<mrow><msub><mi>ρ</mi><mrow><mi>л</mi><mi>о</mi><mi>ж</mi></mrow></msub><mo>≈</mo><msup><mrow><mn>0.5</mn></mrow><mi>k</mi></msup><msubsup><mi>Σ</mi><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mi>k</mi></mrow><mi>n</mi></msubsup><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mi>i</mi></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mi>i</mi></msubsup></mrow>
<mrow><mi>n</mi><mo>:</mo><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mi>i</mi></msubsup><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>n</mi><mo>!</mo></mrow><mrow><mi>i</mi><mo>!</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>n</mi><mo>−</mo><mi>k</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>!</mo></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo></mrow>
Далее по заданному порогу Y происходит определение наличия сигнала в канале. Вычисляют пороговое значение
, где n - количество знаков в модулирующей псевдослучайной последовательности, k - это целое число, определяемое заданной вероятностью ложных срабатываний ρ (при этом k≤n и выбирают как наибольшее число, при котором выполняется условие
, где
- число сочетаний i по
с пороговым значением Y сравнивают значение корреляционной функции Y>Y, определяют наличие сигнала в случае, если значение корреляционной функции превышает пороговое значение.
Описанный цикл вычислений выполняется каждый момент времени j, с частотой дискретизации системы, что позволяет детектировать сигнал в реальном времени.
Отличительными от способа-прототипа признаками заявляемого способа являются: 1) предварительное выравнивание амплитуд сигнала до операции фильтрации; 2) смещение сигнала в область низких частот; 3) децимация частоты дискретизации сигнала интегральным способом для сокращения количества вычислительных операций по корреляционной обработке сигнала; 4) способ вычисления порогового значения. Наличие отличительных от прототипа признаков позволяет сделать вывод о соответствии заявляемого способа критерию ″новизна″.
Обзор известных изобретений показал, что заявленный способ обладает новым свойством, позволяющим минимизировать значение вероятности ложной тревоги, эффективно бороться с импульсной помехой и тем самым увеличить помехоустойчивость обработки гидроакустических сигналов, за счет выполнения операций в предложенной последовательности. Данное обстоятельство позволяет сделать вывод о соответствии разработанного способа критерию ″существенные отличия″.
Пример реализации способа.
s
н
B
p
Пусть есть излучатель гидроакустического шумоподобного фазоманипулированного сигнала, модулируемого по методу прямой последовательности. Средняя частота сигнала f=41666 Гц, ширина полосы частот сигнала, определяемая по уровню 0.1, равна Δf=10 кГц, нижняя граница спектра f,=36166 Гц, верхняя граница спектра f=46166 Гц, длина одного символа сигнала задана количеством периодов средней частоты сигнала N=8, длительность сигнала τ=24,3 мс, модулирующий код из семейства М-последовательностей длины 127. Данные условия актуальны для гидроакустических систем с короткой базой, работающих в условиях мелкого моря.
d
ср
H
B
ср
д
d
cp
д
На входе приемного устройства пороговый детектор, работающий на частоте f=192 кГц (частота современных АЦП), который осуществляет прием сигнала. Сигнал в бинарном виде, представляющий собой смесь полезного сигнала и шумовой составляющей, с выхода детектора, подвергается смещению в область низких частот (f=0 Гц, f=-5 кГц, f=5 Гц), полоса частот при этом остается прежней. Полученный сигнал проходит через фильтр низких частот с частотой среза f=5 кГц, который подавляет высокочастотные составляющие сигнала (5(f)→0 при f>5 кГц). Затем происходит сокращение частоты дискретизации исходного сигнала в целое число раз N, которое определяется как округленное до меньшего целого значение частного f/2f, то есть в данном случае 192000/10000=19,2 и после округления N=19. То есть после операции децимации частота дискретизации равна 10,1 кГц, а длительность сигнала в отсчетах частоты дискретизации равна 242. После чего происходит корреляционная обработка и каждое значение корреляции подвергается сравнению с заданным порогом h=0.45. Данное значение порога было h определено при помощи методов математической статистики и обеспечивает верное срабатывание приемного устройства с вероятностью не менее 95% для SNR ≥-18 дБ в условиях белого шума или SNR≥-7 дБ в условиях небелого шума реального гидроакустического канала.
Источники информации
1. Valery P. Ipatov, Spread Spectrum and CDMA. Principles and Applications / John Willy & Sons Ltd, 2005 - 398 p.
2. Linnik M.A., Karabanov I.V., Burdinskiy I.N. Threshold Methods of Sonar Pseudonoise Phase-shift Signal Detection / The First Russia and Pacific Conference on Computer Technology and Applications (Russia Pacific Computer 2010) 6-9 September, 2010 Russian Academy of Sciences, Far Eastern Branch. - Владивосток, 2010. - С.404-408.