ПРИВЕДЕНИЕ В ДЕЙСТВИЕ ИСТОЧНИК СВЕТА
LIGHT SOURCE DRIVING

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ
Настоящее изобретение, в целом, относится к способам и устройствам для приведения в действие источников света, конкретнее - светоизлучающих диодов (LED). В конкретном варианте осуществления изобретение относится к способу для приведения в действие множества LED таким образом, чтобы детектор, принимающий свет от упомянутого множества LED, мог распознавать вклад каждого отдельного LED.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Последняя разработка в области освещения относится к управлению цветом и управлению яркостью источников света. Хотя эта технология в принципе может применяться к нескольким типам источников света, обычно для этой цели используются LED. Поскольку управление цветом и управление яркостью LED известны сами по себе, будет достаточно только краткого объяснения.
LED разработаны для формирования одноцветного света. С помощью источника света, содержащего три LED взаимно разных цветов, можно сформировать световую композицию, имеющую точку цвета в цветовом пространстве в треугольнике, у которого угловые точки определяются отдельными цветами LED. Расположение этой точки цвета может меняться с помощью изменения относительных средних интенсивностей отдельных составляющих света. Яркость может меняться путем изменения интенсивностей отдельных составляющих света в одинаковой степени, сохраняя относительные средние интенсивности постоянными. Отметим, что один источник света фактически может содержать несколько LED одного и того же цвета, чтобы увеличить световой выход для этого цвета. Источник света этого типа, как правило, содержит приводной механизм, имеющий вход для приема управляющего сигнала, указывающего необходимые цвет и яркость, и имеющий выходы для приведения в действие отдельных LED. На основе принятого управляющего сигнала такой приводной механизм определяет, как управлять отдельными источниками света.
В основном, управление цветом и управление яркостью источника света опирается на управление интенсивностью составляющих LED. Поэтому, в дальнейшем настоящее изобретение будет конкретно объясняться для управления интенсивностью LED, учитывая, что настоящее изобретение вообще применимо к управлению интенсивностью источников света.
Вкратце, LED приводится в действие, заставляя электрический ток протекать через LED. Можно использовать источник напряжения, однако в связи с тем, что световой выход пропорционален току, удобнее использовать источник тока. Самым непосредственным способом для изменения светового выхода было бы изменение уровня тока. Однако изменение уровня тока не подходит хотя бы по причине того, что выходной цвет может зависеть от уровня тока. Поэтому общепринятой практикой является применение управления рабочим циклом. В таком случае LED включается и выключается с некоторой частотой переключения. В выключенном состоянии ток в LED нулевой или почти нулевой, и LED не производит света или, по меньшей мере, практически никакого света. Во включенном состоянии ток в LED поддерживается практически постоянным, соответственно световой выход поддерживается практически постоянным. Период повторения шаблона включения/выключения указывается в качестве периода тока. Соотношение длительности включения и периода тока указывается в качестве рабочего цикла. Рабочий цикл определяет средний ток в лампе и, отсюда, средний световой выход. Частота переключения является расчетным параметром, который не следует выбирать слишком низким, чтобы избежать видимого мерцания, и который также не следует выбирать слишком высоким, чтобы избежать очень больших потерь на переключение, наряду с тем, что частота переключения должна быть в пределах полосы пропускания сочетания приводного механизма/LED. Отметим, что сохраняя ток в лампе на постоянном уровне, средний световой выход находится на максимуме, когда рабочий цикл равен 1 (то есть 100%).
В более современной разработке система освещения содержит множество LED, распределенных в пространстве, например в помещении. Можно, чтобы LED приводились в действие одинаковым образом из условия, чтобы условия цвета и яркости были одинаковыми во всем помещении. Однако было бы желательно иметь возможность независимо задавать условия цвета и яркости в разных участках помещения. Система управления для такой системы освещения может содержать светочувствительный датчик, который может размещаться в определенном расположении, формирующий сигнал, который представляет локальные условия цвета и яркости, и центральный контроллер может корректировать управляющие сигналы для LED в системе освещения из условия, чтобы выполнялись необходимые локальные условия цвета и яркости в расположении датчика. Для такой работы системе управления нужно знать, какие LED вносят вклад в освещение в этом расположении и до какой степени. Чтобы иметь возможность определять идентичность LED, вносящих вклад в освещение в расположении датчика, было бы желательно, чтобы световой выход определенного LED содержал некоторый код, идентифицирующий этот определенный LED.
Включение такого кода в световой выход может быть выполнено с помощью амплитудной модуляции тока в LED во включенном состоянии, однако предпочтительно, как упоминалось раньше, чтобы ток в LED во включенном состоянии поддерживался постоянным.
Другой способ для включения такого кода в световой выход является включением и выключением LED по некоторому шаблону, причем шаблон определяет последовательность "0" и "1" в двоичном коде. Теперь возникает проблема, как переключение рабочего цикла может соответствующим образом объединяться с кодированным переключением, особенно таким образом, чтобы код не мешал функции освещения.
В системе освещения, которая описана выше, то есть содержащей множество LED, распределенных в пространстве, возможно, чтобы расстояние между LED было таким, что датчик воспринимал бы только свет одновременно от одного LED. Однако также возможно, и в случаях с практически однородным освещением это очень даже вероятно, чтобы одиночный датчик (фотодетектор) воспринимал свет от двух или более LED одновременно. В случае кодированного переключения датчик одновременно принимал бы два или более кодированных сигналов, которые мешали бы друг другу. Таким образом, возникает проблема выполнения кодированного переключения таким образом, чтобы отдельные сигналы от отдельных LED могли надежно различаться.
С другой стороны, настоящее изобретение необязательно относится к множеству LED. Даже в системе освещения, содержащей только один единственный LED, может быть желательным объединить управление рабочим циклом для колебаний цвета и/или яркости с кодированным переключением для передачи данных. Кроме передачи идентифицирующего кода, желательно использовать освещение в помещении для передачи данных одному (или нескольким) пользователю (пользователям) в помещении. Например, переданные таким образом данные могут содержать звуковую и/или видеоинформацию. Для таких применений была бы желательна очень высокая скорость передачи данных.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Отметим, что переключение рабочего цикла LED, чтобы менять световой выход, известно само по себе, но без порождения данных. Дополнительно отметим, что кодированное переключение LED, чтобы породить данные, известно само по себе, но без колебаний рабочего цикла для изменения силы света.
Цель настоящего изобретения - предоставить способ для приведения в действие LED из условия, чтобы переключение рабочего цикла могло соответствующим образом объединяться с кодированным переключением, не влияя друг на друга.
Дополнительная цель настоящего изобретения - предоставить способ для приведения в действие LED с помощью сочетания кодированного переключения и управления рабочим циклом из условия, чтобы спектр сигнала содержал только небольшой вклад низкочастотных сигналов, не учитывая постоянную составляющую, чтобы избежать видимого мерцания.
Дополнительная цель настоящего изобретения - предоставить способ для приведения в действие LED с помощью сочетания кодированного переключения и управления рабочим циклом из условия, чтобы достигалась высокая скорость передачи данных.
Дополнительная цель настоящего изобретения - предоставить способ для приведения в действие LED с помощью сочетания кодированного переключения и управления рабочим циклом из условия, чтобы в случае нескольких LED отдельные сигналы от отдельных LED могли легко различаться.
Дополнительные полезные разработки упоминаются в зависимых пунктах формулы изобретения.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Эти и другие особенности, признаки и преимущества настоящего изобретения будут дополнительно объяснены с помощью нижеследующего описания одного или нескольких предпочтительных вариантов осуществления со ссылкой на чертежи, на которых одинаковые номера ссылок указывают на одинаковые, либо похожие, части, и на которых:
Фиг.1 - блок-схема, схематически иллюстрирующая систему освещения;
Фиг.2 - схематическая временная диаграмма, показывающий импульсный сигнал данных для сообщения кода;
Фиг.2C - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая двухфазную модуляцию;
Фиг.3А - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая вариант осуществления сигнала возбуждения в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.3В - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая вариант осуществления сигнала возбуждения в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.4А - блок-схема для иллюстрации согласованного фильтра;
Фиг.4В - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая типовую предварительно запрограммированную форму сигнала (форму фильтра) у согласованного фильтра;
Фиг.4C - схематическая временная диаграмма типового сигнала, который нужно проанализировать с помощью согласованного фильтра из фиг.4А, для иллюстрации работы согласованного фильтра;
Фиг.4D - схематическая временная диаграмма типового сигнала, который нужно проанализировать с помощью согласованного фильтра из фиг.4А, для иллюстрации работы согласованного фильтра;
Фиг.5А - блок-схема, схематически иллюстрирующая схему декодирования сигнала;
Фиг.5В - схематическая временная диаграмма, сопоставимая с фиг.4В, иллюстрирующая типовую предварительно запрограммированную форму сигнала (форму фильтра) у согласованного фильтра в схеме декодирования сигнала;
Фиг.5C-D - графики для иллюстрации работы схемы декодирования сигнала из фиг.5А;
Фиг.6А - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая вариант осуществления сигнала возбуждения в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.6В - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая вариант осуществления сигнала возбуждения в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.7 - график, показывающий скорость передачи данных в зависимости от рабочего цикла;
Фиг.8 - блок-схема, иллюстрирующая приводной механизм LED в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.9 - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая типовую предварительно запрограммированную форму сигнала (форму фильтра) у согласованного фильтра;
Фиг.10А-C схематически иллюстрируют разные способы для образования пар из фрагментов интервала;
Фиг.11А - блок-схема, схематически иллюстрирующая вариант осуществления устройства для приема и декодирования света;
Фиг.11В - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая типовую предварительно запрограммированную форму сигнала (форму фильтра) у согласованного фильтра;
Фиг.12А - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая вариант осуществления сигнала возбуждения в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.12В - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая типовую предварительно запрограммированную форму сигнала (форму фильтра) у согласованного фильтра, подходящую для сочетания с сигналом возбуждения из фиг.12А;
Фиг.13А - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая вариант осуществления сигнала возбуждения в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.13В - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая типовую предварительно запрограммированную форму сигнала (форму фильтра) у согласованного фильтра, подходящую для сочетания с сигналом возбуждения из фиг.13А;
Фиг.14А-C - графики, иллюстрирующие спектральный состав разных сигналов возбуждения;
Фиг.15А - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая вариант осуществления сигнала возбуждения в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.15В - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая типовую предварительно запрограммированную форму сигнала (форму фильтра) у согласованного фильтра, подходящую для сочетания с сигналом возбуждения из фиг.15А;
Фиг.15C - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая типовую предварительно запрограммированную форму сигнала (форму фильтра) у согласованного фильтра, подходящую для сочетания с сигналом возбуждения из фиг.15А;
Фиг.15D - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая вариант осуществления сигнала возбуждения в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг.16А - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая типовые предварительно запрограммированные формы сигналов (формы фильтров) у согласованных фильтров;
Фиг.16В - схематическая блок-схема схемы определения;
Фиг.17 - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая интервалы времени, сгруппированные для определения временного блока;
Фиг.18А показывает матрицу Адамара 8-го порядка;
Фиг.18В показывает матрицу кодовых слов, выведенную из матрицы Адамара из фиг.18А;
Фиг.19 - схематическая временная диаграмма, иллюстрирующая временные кадры с преамбулой и множество временных блоков.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Фиг.1 - блок-схема, схематически иллюстрирующая систему 1 освещения, в качестве примера изображающую настоящее изобретение. Система 1 освещения содержит по меньшей мере один модуль 20 освещения. Отметим, что система 1 освещения может содержать множество модулей 20 освещения, но фиг. показывает только один модуль 20 освещения.
Модуль 20 освещения содержит источник 10 света. Отметим, что модуль 20 освещения может содержать множество источников света, но фиг. показывает только один источник 10 света. В этом примере источник 10 света содержит три LED 11, 12, 13 для формирования, соответственно, света 14, 15, 16 взаимно разных цветов, например, красного, зеленого, синего, чтобы объединенный световой выход 17 этого источника 10 света мог иметь переменную точку цвета. Отметим, что для увеличения светового выхода источник 10 света может содержать множество LED, имеющих взаимно одинаковый цвет. Дополнительно отметим, что источник 10 света может содержать только один единственный LED, если единственный LED сам допускает изменение цвета или если изменение цвета не требуется, либо источник 10 света может содержать более трех LED взаимно разных цветов.
D
D
D
C
Модуль 20 освещения дополнительно содержит приводной механизм 21 источника, формирующий подходящие сигналы S(11), S(12), S(13) возбуждения для источника 10 света из условия, чтобы достигался необходимый световой выход. Требования к световому выходу включают в себя цвет и яркость. Команды S для сообщения необходимого цвета и яркости приводному механизму 21 источника формируются центральным контроллером 30, который также формирует такие управляющие сигналы для других модулей освещения, если имеются. Отметим, что если система 1 освещения содержит только один модуль 20 освещения, то приводной механизм 21 источника и центральный контроллер 30 могут быть объединены.
Фиг. дополнительно показывает приемное устройство 40, содержащее светочувствительный датчик 41. В конкретном варианте осуществления приемное устройство 40 может быть спроектировано для сообщения центральному контроллеру 30 информации о принятом свете посредством либо проводной, либо беспроводной линии, которая указана номером 42 ссылки, чтобы обеспечить, например, цепь обратной связи для центрального контроллера 30, чтобы он мог настраивать свои управляющие сигналы. Это применяется, в частности, в отношении управления цветом и яркостью.
C
Как будет более подробно объясняться позднее, световой выход 17 источника 10 света содержит кодированные данные. Эти кодированные данные могут идентифицировать отдельные источники 10 света в системе 1 освещения с несколькими источниками, либо могут идентифицировать отдельные LED 11, 12, 13, чтобы центральный контроллер 30 мог обнаруживать, какой LED вносит вклад в свет, принятый приемным устройством 40, и мог соответствующим образом настраивать команду S для этого определенного источника 10 света.
Также возможно, чтобы кодированные данные содержали звуковую и/или видеоинформацию, и чтобы приемное устройство 40 являлось звуковым и/или видеопроигрывателем (в этом случае линия 42 обратной связи может отсутствовать).
Поскольку LED, приводные механизмы для LED, контроллеры для управления приводными механизмами и светочувствительные датчики для приема света известны сами по себе, подробное общее описание их исполнения и функционирования здесь будет пропущено.
Выше управление источником 10 света описано в связи с управлением цветом. В источнике света, содержащем два или более одноцветных LED, управление цветом фактически включает в себя управление интенсивностью отдельных LED. Главная идея настоящего изобретения не ограничивается управлением цветом в многоцветной системе, но также применима к управлению яркостью в одноцветной системе, даже в системе с единственным LED. Поэтому в дальнейшем фокус объяснения будет сосредоточен на проблеме приведения в действие одиночного LED.
D
D
D
D
D
D
Фиг.2А - временная диаграмма сигнала S возбуждения для LED. Горизонтальная ось представляет время, вертикальная ось представляет значение сигнала S возбуждения. Можно увидеть, что сигнал S возбуждения может принимать только два значения, которые указываются L (слабый) и H (сильный). Всякий раз, когда сигнал S возбуждения слабый, ток в LED практически нулевой, и LED по существу выключен. Всякий раз, когда сигнал S возбуждения сильный, ток в LED имеет заранее установленное постоянное значение, и LED включен. Таким образом, форма кривой, представляющей сигнал S возбуждения, также представляет ток в LED и световой выход в зависимости от времени.
D
11
21
D
11
12
ON
12
11
OFF
21
12
ON
ON
12
Обычно сигнал S возбуждения является периодическим сигналом, имеющим период T от tдо t. В примере фиг.2A сигнал S возбуждения становится сильным на время t и становится слабым на время t, определяя длительности включения t=t-t и длительность выключения t=t-t. Рабочий цикл Δ определяется как соотношение длительности t включения относительно периода T сигнала в соответствии с Δ=t/T. Вычисленные на шкале времени, гораздо большей периода T, средний ток в лампе и средний световой выход пропорциональны рабочему циклу Δ. Таким образом, управление яркостью LED может выполняться путем изменения рабочего цикла Δ, то есть времени t, предполагая, что период T сигнала поддерживается постоянным. Независимо от яркости, ток (если течет) всегда будет иметь одно и то же значение, которое может быть задано из условия, чтобы эффективность и/или цвет LED были оптимальными.
Отметим, что быстрое следование включения/выключения LED может привести к заметному мерцанию, если частота переключения слишком низкая. На практике частота переключения может выбираться в килогерцовом диапазоне или выше, чтобы избежать этой проблемы. С другой стороны, сам процесс переключения занимает время и потребляет энергию, так что частота переключения не может выбираться слишком высокой.
С целью сообщения кода обычно само по себе известно модулирование света. Например, инфракрасный пульт дистанционного управления излучает свет, который модулируется или быстро включается/выключается, чтобы световой выход в зависимости от времени показывал быстрое следование световых импульсов, как проиллюстрировано на фиг.2В. В этих импульсах информация может кодироваться несколькими способами: например, возможностями являются широтно-импульсная модуляция или модуляция длительностью пауз.
Также непосредственно известна амплитудная модуляция светового выхода лампы, которая постоянно включена, чтобы иметь возможность обнаруживать, в каком месте находится детектор. Простая схема обнаружения включала бы в себя множество ламп, каждая из которых модулируется с определенной фиксированной частотой. Таким образом, демодулированная частота выходного сигнала светоприемника соответствовала бы частоте модуляции лампы, чей свет принимается, и поэтому указывала бы идентичность излучающей лампы. Для распространения информации было бы возможно, чтобы амплитудная модуляция выполнялась со звуковым сигналом, чтобы демодулированный сигнал мог воспроизводиться с помощью громкоговорителя, например радиосистемы. Как правило, средняя сила света такой лампы остается постоянной на шкале времени, большей частоты модуляции. Если необходимо управление яркостью (затемнение), то это обычно выполняется аналоговым способом путем изменения уровня тока в лампе.
Дополнительно отметим, что в области передачи цифровых сигналов известно использование двухфазной модуляции для определения разницы между логической "1" и логическим "0". Это схематически иллюстрируется на фиг.2C. Цифровой сигнал S может принимать два значения сигнала, L и H. Сигнал S подразделяется на интервалы C1, C2, C3 сигнала равной длительности, причем каждый интервал представляет один кодовый бит. Каждый интервал делится на два фрагмента равной длительности. В рамках одного интервала сигнал S либо сильный в первом фрагменте и слабый во втором фрагменте, указано как HL (см. участки С1 и С2), или наоборот, указано как LH (см. участок C3). Две возможности HL и LH определяют логическую "1" и логический "0", соответственно.
Однако, если бы эта известная методика включалась в систему освещения, которая описана выше, то должно быть ясно, что рабочий цикл светового выхода обязательно был бы всегда равен 50%.
Более того, в этой известной методике каждый интервал содержит только один бит данных, то есть либо "0", либо "1".
Настоящее изобретение преследует цель объединения цифровой связи и управления рабочим циклом в одном сигнале таким образом, чтобы рабочий цикл мог управляться полностью независимо от цифровых данных.
Дополнительно настоящее изобретение преследует цель предоставить способ для обработки принятого светового сигнала таким образом, чтобы цифровые данные и рабочий цикл могли определяться надежно и независимо друг от друга.
D
C
D
Фиг.3А - график, сопоставимый с фиг.2C, сигнала S возбуждения, предложенного настоящим изобретением. Снова сигнал разделяется на интервалы времени, указанные как C(1), C(2) и т.д., причем каждый интервал времени представляет цифровой бит. Интервалы обладают взаимно равной длительностью T, которая может определяться тактовым сигналом (не показан для простоты). Снова каждый интервал C(i) времени подразделяется на два последовательных фрагмента CS1(i), CS2(i) интервала. Снова сигнал S может иметь только два значения сигнала, H и L, причем значение сигнала на втором фрагменте CS2(i) интервала всегда противоположно значению сигнала на первом фрагменте CS1(i) интервала. Фрагмент интервала, имеющий значение H, будет указываться в виде H-фрагмента, тогда как другой фрагмент будет указываться в виде L-фрагмента. Таким образом, либо первый фрагмент CS1(i) интервала является H, пока второй фрагмент CS2(i) интервала является L, что применяется к первому интервалу C(1) на фиг.3А, либо второй фрагмент CS2(i) интервала является H, пока первый фрагмент CS1(i) интервала является L, что применяется ко второму интервалу C(2) на фиг.3А. Значение первого интервала C(1) будет указываться в виде HL, тогда как значение второго интервала C(2) будет указываться в виде LH. Эти два разных значения определяют цифровой 0 и цифровую 1, соответственно, причем неважно, указывает ли HL 0, а LH указывает 1, или наоборот.
0
0
C
0
0
T
T
0
0
T
C
C
C
На фиг.3А первый интервал C(1) начинается с t(1), а второй интервал C(2) начинается с t(2), так что длительность T интервала равна t(2)-t(1). Время перехода между двумя последовательными фрагментами CS1(i), CS2(i) интервала указывается в виде t(i). В каждом интервале C(i) длительность t1(i) первого фрагмента CS1(i) интервала равна t(i)-t(i), тогда как длительность t2(i) второго фрагмента CS2(i) интервала равна t(i+1)-t(i). В каждом интервале C(i) рабочий цикл Δ(i) определяется в виде соотношения длительности H-фрагмента с длительностью T интервала. Таким образом, в случае первого интервала C(1) применяется рабочий цикл Δ(1)=t1(1)/T, тогда как в случае второго интервала C(2) применяется рабочий цикл Δ(2)=t2(2)/T.
Таким образом, сигнал содержит информацию о данных и информацию о рабочем цикле.
На фиг.3А рабочий цикл сигнала меньше 50%, а именно приблизительно равен 25%. Фиг.3В сопоставима с фиг.3А, но теперь рабочий цикл сигнала больше 50%, а именно, приблизительно равен 75%. Снова цифровые биты "0" и "1" явно определяются значением HL и LH интервала, соответственно.
Из объяснения выше должно быть ясно, что рабочий цикл сигнала (и, соответственно, средняя интенсивность излученного света) может меняться в большом диапазоне, не нарушая содержание данных, наряду с тем, что содержание данных может свободно выбираться без нарушения рабочего цикла (и средней интенсивности). Другими словами, содержание данных и рабочий цикл (или средняя интенсивность) независимы друг от друга.
Отметим, что в вышеприведенном объяснении длительность t1 первых фрагментов CS1 интервала не является постоянной: длительность H-фрагментов постоянна, но такой фрагмент может быть первым фрагментом интервала или вторым фрагментом интервала, в зависимости от того, являются ли данные интервала "1" или "0". Другим способом описания вышесказанного было бы утверждение, что каждый интервал содержит сочетание одного H-фрагмента заданной длительности tH и одного L-фрагмента заданной длительности tL=tT-tH, где tH и tL являются постоянными, и где либо H-фрагмент является первым фрагментом, либо L-фрагмент является первым фрагментом. Еще одним способом описания вышесказанного было бы утверждение, что каждый интервал подразделяется на ТРИ фрагмента: первый фрагмент с длительностью tx<Tc, второй фрагмент с длительностью Tc-2tx и третий фрагмент с длительностью tx, где первый фрагмент является H-фрагментом, а третий фрагмент является L-фрагментом для данных интервала "1", или наоборот для данных интервала "0", и где второй фрагмент является либо H, либо L в зависимости от того, составляет рабочий цикл больше 50% или меньше 50% без влияния на данные интервала.
D
Сигналы, проиллюстрированные на фиг.3А-В, являются сигналами S возбуждения, приводящими в действие LED, но должно быть понятно, что световой выход LED подчиняется одинаковой кривой, а также что выходной сигнал датчика 41, принимающего этот световой выход, в основном, будет подчиняться такой же кривой, хотя и, возможно, с некоторым шумом и/или помехами, вызванными окружением, например, другими источниками света. Дополнительная особенность настоящего изобретения относится к проблеме анализа принятого сигнала, то есть выходного сигнала датчика. В нижеследующем объяснении допускается, что выходной сигнал датчика 41 сообщается центральному контроллеру 30 (линия 42 обратной связи), и что центральный контроллер 30, с одной стороны, спроектирован для декодирования содержания данных сигнала, а с другой стороны, спроектирован для измерения пиковой интенсивности света, который принят датчиком. В качестве альтернативы мог бы предоставляться отдельный декодер в приемном устройстве 40.
Для анализа сигнала обнаружения настоящее изобретение предлагает использовать согласованные фильтры. Согласованные фильтры для анализа цифровых сигналов известны сами по себе. В основном, такой фильтр содержит предварительно запрограммированную форму сигнала, и он сопоставляет принятый сигнал, который нужно проанализировать, с предварительно запрограммированной формой сигнала; его выходной сигнал имеет значение, указывающее величину корреляции между принятым сигналом и предварительно запрограммированной формой сигнала. Это выходное значение корреляции указывает, насколько принятый сигнал соответствует предварительно запрограммированной форме сигнала у фильтра. Из сравнения этого выходного значения корреляции с пороговой величиной может быть принято решение ДА/НЕТ в отношении того, содержит ли принятый сигнал предварительно запрограммированную форму сигнала у фильтра. Эта операция будет кратко объясняться со ссылкой на фиг.4А-D, где предварительно запрограммированная форма сигнала будет кратко указываться как "форма фильтра" FS.
Фиг.4А схематически показывает согласованный фильтр 50, имеющий вход 51 для приема входного сигнала Si, который нужно проанализировать, и имеющий выход 52 для предоставления выходного сигнала So. Входной сигнал Si, который нужно проанализировать, является сигналом с заранее установленными интервалами времени, имеющими длительность Tc интервала. Фильтр 50 предназначен для анализа двухфазных модулированных сигналов, которые объясняются со ссылкой на фиг.2C, и имеет форму фильтра FS, проиллюстрированную на фиг.4А, имеющую значение +1 от момента t=0 до 0,5∙Tc и значение -1 от момента t=0,5∙Tc до Tc. Фильтр 50 спроектирован для вычисления выходного сигнала So в соответствии с операцией скалярного произведения So=IP(FS∙Si), которая определяется как взятие произведения FS(t)∙Si(t) для каждого значения времени между 0 и Tc и интегрирования его в диапазоне от 0 до Tc.
Фиг.4C иллюстрирует, что происходит, если входной сигнал Si содержит HL-интервал C1, как проиллюстрировано на фиг.2C; в нижеследующем объяснении, низкий уровень L будет рассматриваться равным нулю. Для каждого момента времени между t=0 и t=0,5∙Tc входной сигнал имеет значение H, а форма фильтра FS имеет значение +1, поэтому произведение FS(t)∙Si(t)=H для этих моментов. Для каждого момента времени между t=0,5∙Tc и t=Tc входной сигнал имеет значение нуля, а форма фильтра FS имеет значение -1, поэтому произведение FS(t)∙Si(t)=0 для этих моментов. Интеграция этого произведения в диапазоне от 0 до Tc приводит к So=0,5∙Tc∙H.
Фиг.4D иллюстрирует, что происходит, если входной сигнал Si содержит LH-интервал C3, как проиллюстрировано на фиг.2C. Для каждого момента времени между t=0 и t=0,5∙Tc входной сигнал имеет значение нуля, а форма фильтра FS имеет значение +1, поэтому произведение FS(t)∙Si(t)=0 для этих моментов. Для каждого момента времени между t=0,5∙Tc и t=Tc входной сигнал имеет значение H, а форма фильтра FS имеет значение -1, поэтому произведение FS(t)∙Si(t)=-H для этих моментов. Интеграция этого произведения в диапазоне от 0 до Tc приводит к So=-0,5∙Tc∙H.
Фиг.4А дополнительно показывает, что выходной сигнал So фильтра может предоставляться компаратору 53, который сравнивает выходной сигнал So фильтра с предопределенным пороговым уровнем TH. Подходящим значением для порогового уровня TH в вышеприведенном примере был бы ноль. Если компаратор 53 обнаруживает, что сигнал So выше нуля, то он решает вывести цифровую "1"; если компаратор 53 обнаруживает, что сигнал So ниже нуля, то он решает вывести цифровой "0".
Ссылаясь на пример фиг.4C, если входной сигнал Si искажается шумом или затуханием, так что в некоторый момент в первой половине периода сигнала значение сигнала меньше H, то вклад в объединенный выходной сигнал становится меньше, то есть значение выходного сигнала So уменьшается. Также, если в некоторый момент во второй половине периода сигнала значение сигнала выше нуля, то происходит отрицательный вклад в объединенный выходной сигнал, так что значение выходного сигнала So также уменьшается. Тем не менее, пока выходной сигнал So выше нуля, входной сигнал Si будет распознаваться как сигнал HL, декодированный как "1", на основе предположения, что это более вероятно, чем входной сигнал Si, являющийся сигналом LH, кодирующим "0". Отметим, что это "декодирование" основывается на информации, что входной сигнал может иметь только одну из двух возможных форм, и на информации, определяющей эти две возможные формы.
Из вышесказанного следует, что форма фильтра FS, проиллюстрированная на фиг.4B, является наиболее подходящей формой для декодирования двухфазного кодированного сигнала из фиг.2C (Примечание: то же самое применялось бы к фильтру, который имеет обратную форму фильтра). Ожидается, что сигнал принимает только одну из двух возможных форм сигналов, и выход So фильтра имеет максимальные абсолютные значения в случае входного сигнала, в точности равного одной из двух предполагаемых форм сигналов. Вообще, если сигнал, который нужно проанализировать, может принимать только одну из двух возможных форм сигналов, может быть показано, что оптимальная форма фильтра получается путем вычитания тех двух возможных форм сигналов друг из друга; можно без труда увидеть, что вычитание сигнала LH из сигнала HL приводит к форме фильтра FS, проиллюстрированной на фиг.4B.
Со ссылкой на фиг.3A и 3B, сейчас проблемой является то, что сигнал, который нужно проанализировать, может принимать больше, чем только две возможных формы сигналов, потому что рабочий цикл может принимать любое значение от почти нуля до почти 100%. Только если известен рабочий цикл, то сигнал, который нужно проанализировать, снова может принимать только одну из двух возможных форм сигналов (см. интервалы C(1) и C(2) на фиг.3A), и можно было бы соответствующим образом адаптировать форму фильтра FS (то есть настроить фильтр).
T
T
Отметим, что вышесказанное не подразумевает, что невозможно надежно обнаружить коды HL или LH сигнала. Используя форму фильтра FS из фиг.4B, должно быть понятно, что интервал C(1) из фиг.3A привел бы к выходу So фильтра, имеющему значение So=t∙H, тогда как интервал C(2) из фиг.3A привел бы к выходу So фильтра, имеющему значение So=-t∙H. То же самое применялось бы к интервалам C(1) и C(2) из фиг.3B. Тем не менее, желательно иметь возможность обнаруживать рабочий цикл.
К сожалению, невозможно непосредственно измерить рабочий цикл на основе среднего уровня сигнала у входного сигнала Si в связи с тем, что значение H не является фиксированным, но среди прочего зависит от расстояния между LED и датчиком.
Настоящее изобретение предоставляет способ для преодоления этой проблемы.
Фиг.5А - блок-схема, схематически иллюстрирующая схему 60 декодирования сигнала, содержащую два согласованных фильтра 61 и 62, размещенных параллельно. Схема 60 имеет вход 63 схемы для приема сигнала Si, который нужно проанализировать; два согласованных фильтра 61 и 62 имеют соответствующие входы, соединенные со входом 63 схемы, так что они оба принимают одинаковый сигнал. Отметим, что схема 60 может содержать входной усилитель, не показанный для простоты. Два согласованных фильтра 61 и 62 имеют формы фильтров FS1 и FS2, соответственно, которые взаимно разные.
Фиг.5B иллюстрирует общий профиль формы фильтра. Для времени с t=0 по tx форма фильтра FS имеет значение +1. Для времени с t=(Tc-tx) по Tc форма фильтра FS имеет значение -1. Между моментами tx и (Tc-tx) форма фильтра FS имеет значение 0. Как объяснялось выше, такая форма фильтра оптимальна для декодирования сигнала, имеющего рабочий цикл Δ=tx/Tc. Поэтому в дальнейшем эта форма фильтра будет называться по значению рабочего цикла Δ. Таким образом, форма фильтра из фиг.4B будет указываться как 50%-ная форма фильтра, и согласованный фильтр, имеющий эту форму фильтра, будет указываться как 50%-ный фильтр. Дополнительно будет упомянуто, что фильтр имеет значение Δ рабочего цикла.
Два согласованных фильтра 61 и 62 в схеме 60 декодирования сигнала имеют взаимно разные значения Δ1 и Δ2 рабочего цикла, соответственно. Хотя и не существенно, предпочтительно, чтобы один из фильтров имел значение рабочего цикла в 50%; поэтому в типовом варианте осуществления фиг.5A первый согласованный фильтр 61 является 50%-ным фильтром (см. фиг.4B). Второй согласованный фильтр 62 имеет значение Δ2 рабочего цикла меньше, чем Δ1; в качестве примера, второе значение Δ2 рабочего цикла может быть всего 0,1% (для ясности, Δ2 преувеличивается на фиг.5B-5D).
Фиг.5C - график, показывающий абсолютное значение выходных сигналов So1 и So2 первого и второго согласованных фильтров 61, 62, соответственно, (вертикальная ось) в зависимости от рабочего цикла Δ(Si) входного сигнала Si, который нужно проанализировать. Ссылаясь на вышеприведенное объяснение, абсолютное значение |So1| выходного сигнала So1 первого согласованного фильтра 61 имеет максимальное значение |So1|=0,5∙Tc∙H, если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si равен 50%. Если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si меньше 50%, то абсолютное значение |So1| выходного сигнала So1 первого согласованного фильтра 61 также меньше. Точнее говоря, если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si находится между 0 и 50%, то абсолютное значение |So1| выходного сигнала So1 первого согласованного фильтра 61 пропорционально рабочему циклу Δ(Si) в соответствии с |So1|=Δ(Si)∙Tc∙H (участок 71 линии). Также, если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si находится между 50% и 100%, то абсолютное значение |So1| выходного сигнала So1 первого согласованного фильтра 61 обратно пропорционально рабочему циклу Δ(Si) в соответствии с |So1|=(1-Δ(Si))∙Tc∙H (участок 72 линии).
Относительно второго согласованного фильтра 62, имеющего рабочий цикл Δ2 меньше 50%, можно без труда увидеть, что существуют аналогичные отношения. Если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si находится между 0 и Δ2, то абсолютное значение |So2| выходного сигнала So2 второго согласованного фильтра 62 пропорционально рабочему циклу Δ(Si) в соответствии с |So2|=Δ(Si)∙Tc∙H (участок 73 линии), тогда как если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si находится между 100%-Δ2 и 100%, то абсолютное значение |So2| выходного сигнала So2 второго согласованного фильтра 62 обратно пропорционально рабочему циклу Δ(Si) в соответствии с |So2|=(1-Δ(Si))∙Tc∙H (участок 74 линии). Поскольку входной сигнал Si с момента Δ2∙Tc до момента (100%-Δ2)∙Tc не вносит вклад в выходной сигнал So2, абсолютное значение |So2| выходного сигнала So2 второго согласованного фильтра 62 не изменяется, если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si изменяется между Δ2 и (100%-Δ2), то есть абсолютное значение |So2| выходного сигнала So2 второго согласованного фильтра 62 является постоянным, если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si находится между Δ2 и (100%-Δ2) (участок 75 линии).
Это позволяет процессору 64, имеющему первый вход 65, принимающий выходной сигнал So1 первого согласованного фильтра 61, и имеющему второй вход 66, принимающий выходной сигнал So2 второго согласованного фильтра 62, вычислять сигнал, указывающий рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si, путем вычисления отношения R двух входных сигналов в соответствии с R=|So1|/|So2|. Если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si находится между Δ2 и 50%, упомянутое отношение R равно Δ(Si)/Δ2, соответственно Δ(Si) может вычисляться в соответствии с Δ(Si)=R∙Δ2. Если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si находится между 50% и (100%-Δ2), упомянутое отношение R равно (1-Δ(Si))/Δ2, соответственно Δ(Si) может вычисляться в соответствии с Δ(Si)=1-R∙Δ2.
Рабочий цикл Δ(Si) уже является важным параметром для центрального контроллера 30 или любого другого приемника. Более того, возможно, чтобы вычисленный рабочий цикл Δ(Si) принятого сигнала использовался для настройки рабочего цикла Δ2 второго согласованного фильтра 62, чтобы тот был практически равным вычисленному рабочему циклу Δ(Si) принятого сигнала, так что оптимизируется процесс декодирования потока данных, содержащегося во входном сигнале Si. Эта настройка второго согласованного фильтра 62 указывается пунктирной линией 69 на фиг.5A. Процессор 64 (или другой процессор) примет выходной сигнал So2 настроенного второго согласованного фильтра 62 в качестве входных данных для определения разрядов "0" и "1", закодированных в интервалах HL и LH, соответственно.
Отметим здесь, что приемнику нужно знать, ниже или выше 50% составляет рабочий цикл; эта информация может содержаться в кодированных данных сигнала.
Дополнительно отметим, что процессор 64 также обладает достаточной информацией, чтобы иметь возможность вычисления максимально возможного уровня Smax светового выхода, который предполагается в расположении приемного устройства 40, в соответствии с Smax=|So2|/Δ2, если рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si находится между Δ2 и (100%-Δ2).
Дополнительно отметим, что вместо того, чтобы опираться на измеряемый рабочий цикл, возможно, чтобы передача данных содержала системную информацию. Например, данные могут передаваться в кадрах, причем каждый кадр содержит некоторое количество полей данных, и одно из этих полей данных может содержать информацию, показывающую рабочий цикл. В таком случае процессор 64 может выводить рабочий цикл Δ(Si) из данных во входном сигнале Si, и по возможности настраивать второй фильтр 62 на основе этой информации.
Вышеупомянутый способ опирается на использование двух согласованных фильтров 61 и 62. В альтернативном способе нужен только один настраиваемый согласованный фильтр 62. Принимается входной сигнал Si, имеющий определенный рабочий цикл Δ(Si); предположим, что этот рабочий цикл Δ(Si) должен быть меньше 50%. Фиг.5D - график, иллюстрирующий абсолютное значение |So2| настраиваемого согласованного фильтра 62 (вертикальная ось) в зависимости от рабочего цикла Δ2 настраиваемого согласованного фильтра 62 (горизонтальная ось). Пока рабочий цикл Δ2 настраиваемого согласованного фильтра 62 выше определенного рабочего цикла Δ(Si) входного сигнала Si, абсолютное значение |So2| выходного сигнала So2 настраиваемого согласованного фильтра 62 является постоянным (участок 77 линии). Если рабочий цикл Δ2 настраиваемого согласованного фильтра 62 ниже определенного рабочего цикла Δ(Si) входного сигнала Si, то абсолютное значение |So2| выходного сигнала So2 настраиваемого согласованного фильтра 62 пропорционально рабочему циклу Δ2 настраиваемого согласованного фильтра 62 в соответствии с |So2|=Δ2∙Tc∙H (участок 78 линии).
Таким образом, настоящее изобретение предлагает способ для определения рабочего цикла Δ(Si) входного сигнала Si, причем способ содержит этапы изменения рабочего цикла Δ2 настраиваемого согласованного фильтра 62, чтобы обнаружить определенное значение Δx, где наклонный участок 78 линии пересекается с горизонтальным участком 77 линии: рабочий цикл Δ(Si) входного сигнала Si будет равен Δx. В определенном варианте осуществления способ может содержать этап увеличения рабочего цикла Δ2 настраиваемого согласованного фильтра 62, начиная с нуля, или уменьшения рабочего цикла Δ2 настраиваемого согласованного фильтра 62, начиная с 50%.
Выше интервал времени содержит только один бит информации. Настоящее изобретение дополнительно преследует цель предоставить улучшение, где количество битов на интервал может быть больше одного и где рабочий цикл сигнала по-прежнему может меняться.
D
C
D
D
Фиг.6А - график, сопоставимый с фиг.2C, сигнала S возбуждения, предложенного настоящим изобретением. Снова сигнал разделяется на интервалы времени, указанные как C(1), C(2) и т.д. Интервалы обладают взаимно равной длительностью T, которая может определяться тактовым сигналом (не показан для простоты). Каждый интервал C(i) времени подразделяется на множество N последовательных фрагментов CS1, CS2, CS3, … CS(N) интервала взаимно равной длительности. По существу, это может рассматриваться как обобщение двухфазного кодированного сигнала, где N=2. Снова сигнал S может иметь только два значения сигнала, H и L. Конкретнее, в каждом фрагменте интервала сигнал S является либо H, либо L, где значения сигнала в разных фрагментах CS интервала могут задаваться независимо друг от друга.
C
Фрагменты интервала, имеющие значение H, будут указываться как H-фрагменты, тогда как другие фрагменты будут указываться как L-фрагменты. В каждом интервале C(i) рабочий цикл Δ(i) определяется в виде соотношения объединенной длительности H-фрагментов с длительностью T интервала. Таким образом, рабочий цикл Δ(i) может быть записан в виде N(H)/N, где N(H) указывает количество H-фрагментов. Таким образом, можно менять рабочий цикл Δ(i) в интервалах между 0 и 1 ступенями 1/N.
Отметим, что обычно рабочий цикл может быть практически постоянным в течение периода времени больше длительности интервала. Поэтому в следующем обсуждении будет предполагаться, что рабочий цикл является постоянным.
Фиг.6A показывает пример сигнала, имеющего рабочий цикл Δ=1/N. В этом примере первый фрагмент CS1 интервала в интервале C(1) является H, тогда как другие фрагменты интервала являются L. В интервале C(2) четвертый фрагмент CS4 интервала является H, тогда как другие фрагменты интервала являются L.
n
Должно быть понятно, что поскольку говорится о рабочем цикле, то неважно, какой из фрагментов интервала является H. С другой стороны, выбор того, какой интервал является H, содержит информацию: существуют N возможностей, поэтому интервал может иметь "значение" от 1 до N. Для простоты предположим, что N=2. В этом случае интервал может кодировать n битов. Это иллюстрируется на фиг.6A, где n выбирается равным 4, чтобы N=16. Во фрагментах интервала записываются двоичные коды для значений от 0 до 15 (то есть от 0000 до 1111). Если первый фрагмент CS1 интервала является H, это интерпретируется как равносильное кодовому слову 0000. Если четвертый фрагмент CS4 интервала является H, это интерпретируется как равносильное кодовому слову 0011. И так далее (отмечая, что возможны разные преобразования между номером H-фрагмента и кодовым словом). Таким образом, наряду с поддержанием рабочего цикла постоянным, количество битов, переданных за интервал времени, увеличилось в 4 раза по сравнению с предшествующим уровнем техники, где интервал времени передает только один бит информации.
n
2
Вышесказанное применяется не только к 2 фрагментов интервала на интервал. В общем, если интервал содержит N фрагментов интервала, существуют N возможных положений для одного H-фрагмента, который может кодировать log(N) битов на интервал.
2
2
Вышесказанное применяется к рабочему циклу Δ=1/N. Фиг.6B показывает пример сигнала, имеющего рабочий цикл Δ=2/N. В этом примере третий и шестой фрагменты CS3 и CS6 интервала являются H, тогда как остальные фрагменты интервала являются L. Если N=16, то специалисту в данной области техники должно быть понятно, что существуют 120 разных сочетаний, возможных для расположений двух H-фрагментов в интервале, которые могут кодировать log(120)=6,9 битов на интервал. В общем, если интервал содержит N фрагментов интервала, то существуют  возможных сочетаний для двух H-фрагментов, которые могут кодировать log битов на интервал.
2
Больше того, если рабочий цикл Δ=m/N, где m - целое число между 1 и N-1, то существуют  возможных сочетаний для двух H-фрагментов, которые могут кодировать log битов на интервал
Из вышеприведенного объяснения должно быть понятно, что сигнал содержит информацию о данных, а также информацию о рабочем цикле.
Из вышеприведенного объяснения еще должно быть понятно, что для данной скорости передачи данных, определенной рабочим циклом, содержание данных может свободно выбираться без нарушения рабочего цикла. Более того, должно быть понятно, что рабочий цикл может меняться (ступенями 1/N), и что для каждого значения рабочего цикла количество битов информации на интервал увеличилось по отношению к двухфазному кодированию в предшествующем уровне техники, отмечая, что степень увеличения зависит от рабочего цикла.
Вообще, с помощью поддержания рабочего цикла постоянным количество битов на интервал увеличивается с количеством фрагментов интервала на интервал. Однако с помощью поддержания длины интервала постоянной существует нижний предел в отношении длительности фрагментов интервала. Если нужно еще больше увеличить количество фрагментов интервала на интервал, то длину интервала следует увеличить. Однако не нужно увеличить количество фрагментов интервала на интервал до бесконечности, поскольку эффект такого увеличения снижается.
Фиг.7 - график, показывающий скорость передачи данных, выраженную в виде количества битов на фрагмент интервала (вертикальная ось), в зависимости от рабочего цикла Δ=m/N (горизонтальная ось). Первая кривая 81 относится к вышеприведенному примеру интервала, имеющего 16 фрагментов интервала, и показывает  в виде функции рабочего цикла Δ=m/16. Горизонтальная линия 82, в качестве сравнения, указывает величину 1/16, соответствующую одному биту на интервал для интервала, имеющего 16 фрагментов, которая указывает скорость передачи данных в предшествующем уровне техники. Можно увидеть, что увеличение скорости передачи данных по сравнению с предшествующим уровнем техники предполагает множитель 10, если рабочий цикл составляет около 0,5.
Третья кривая 83 показывает максимальную скорость передачи данных, которая может достигаться, то есть  для предела N, стремящегося к бесконечности. Здесь делается ссылка на "энтропийную функцию" h Шеннона. Можно увидеть, что путем установки количества N фрагментов интервала в 16 достигается 85% максимально возможной скорости передачи данных. Если бы количество N фрагментов интервала увеличилось до 100, то скорость передачи данных поднялась бы только до 96% максимально возможной скорости передачи данных. Таким образом, N=16 является подходящим, достаточным и предпочтительным выбором, если скорость передачи данных является единственной проблемой, представляющий интерес. Однако, поскольку рабочий цикл может меняться только ступенями 1/N, как упоминалось, было бы предпочтительно иметь N гораздо больше, например, до 1024 или даже больше.
Фиг.7 иллюстрирует, что наивысшая скорость передачи данных получается, если рабочий цикл близок к 50%. Однако обычно рабочий цикл не может свободно выбираться с целью оптимальной скорости передачи данных, поскольку рабочий цикл определяется с целью получения определенного эффекта освещения (затемнение LED) и может рассматриваться в качестве заданного ограничения при определении возможности по скорости передачи данных у LED. Например, на фиг.7 можно увидеть, что если LED работает в рабочем цикле 12,5%, то возможность по скорости передачи данных составляет только 43% максимально возможной скорости передачи данных, что является половиной от возможности по сравнению с ситуацией с 50%-ным рабочим циклом.
Однако, если система содержит множество LED, то можно увеличить скорость передачи данных. В качестве примера рассмотрим вариант осуществления, где источник света содержит 4 LED для увеличенного светового выхода. Если LED работают параллельно с рабочим циклом в 12,5%, то возможность по скорости передачи данных составляет только 43%, как упоминалось. Однако, также можно использовать только один LED с рабочим циклом в 50%, оставляя другие LED выключенными: в этом случае световой выход системы в целом по-прежнему соответствует 12,5% от максимального, хотя возможность по скорости передачи данных увеличилась до 100%.
Также, если источник света должен работать со световым выходом в 87,5%, то возможность по скорости передачи данных увеличивается, если один LED включается с рабочим циклом в 50%, оставляя остальные LED постоянно включенными.
Таким образом, в целом, если источник света, содержащий X светодиодов, должен работать со световым выходом в Y%, то настоящее изобретение предлагает задействовать только часть тех LED, оставляя остальные LED включенными или выключенными (в зависимости от того, выше или ниже Y 50%). Количество задействованных LED выбирается из условия, чтобы рабочий цикл был как можно ближе к 50%.
Отметим, что не нужно, чтобы все остальные LED были включены или выключены: возможно, что некоторые из других LED постоянно включены, тогда как оставшиеся другие LED постоянно выключены. Например, если один LED включается с рабочим циклом в 50%, один LED постоянно включен, а оставшиеся два LED постоянно выключены, то средний световой выход равен 37,5%.
Отметим, что можно достичь большей гибкости, если количество задействованных LED отличается от одного интервала времени к другому, пока не встречается видимое мерцание. Например, если на одном интервале времени только один LED работает с рабочим циклом в 50%, а три других LED выключены, то среднее общего светового выхода, рассматриваемое по тем четырем LED, равно 12,5% максимального светового выхода (этот максимум достигался бы, если все четыре LED были бы постоянно включены). Если в следующем интервале времени два LED работают с рабочим циклом в 50%, а другие два LED выключены, то среднее общего светового выхода, рассматриваемое по тем четырем LED, равно 25%. Рассматриваемое по тем двум интервалам времени, среднее общего светового выхода было бы равно 18,75%. Если этот второй LED используется только один раз на каждые три интервала времени, то среднее общего светового выхода, рассматриваемое по тем трем интервалам времени и рассматриваемое по тем четырем LED, равно 16,6%. Таким образом, можно объединять рабочий цикл 50%, чтобы достичь максимальной скорости передачи данных со средним общим световым выходом, отличающимся от 50%. Еще можно, чтобы рабочий цикл активных LED задавался близко к 50%, но не равным 50%, чтобы иметь возможность ближе подойти к намеченному уровню светового выхода. Однако заметно, что этот подход вносит низкочастотное содержимое и поэтому увеличивает шансы видимого мерцания.
Дальнейшее увеличение скорости передачи данных возможно, если не нужно, чтобы LED работали параллельно: как без труда можно увидеть на фиг.7, объединенная скорость передачи данных четырех LED, задействованных независимо друг от друга с 12,5%-ным рабочим циклом каждый, больше скорости передачи данных одного LED, задействованного с 50%-ным рабочим циклом.
Фиг.8 - блок-схема, иллюстрирующая приводной механизм 90 источника в соответствии с настоящим изобретением, предусматривающий вышеупомянутый способ работы, для приведения в действие источника, содержащего 4 LED 11A, 11B, 11C, 11D. Приводной механизм 90 имеет первый вход 91 для приема команды Sc(DL) уровня затемнения и второй вход 92 для приема входного сигнала Si(D) данных. Эти два входа могут быть физически отдельными, но они также могут быть реализованы как один объединенный вход. В одном режиме работы приводной механизм 90 определяет количество m активных фрагментов интервала на основе команды Sc(DL) уровня затемнения в соответствии с m=DL∙N, где DL указывает уровень затемнения. Если нужно, m может округляться. С помощью этого количества m активных фрагментов, то есть фрагментов, имеющих значение H, приводной механизм 90 может затем приводить в действие все LED параллельно, выполняя кодирование m-из-N; это требует только одного выхода.
LS
LS
Для более эффективной скорости передачи данных приводной механизм содержит четыре управляемых переключателя 96A, 96B, 96C, 96D на три направления, причем каждый ассоциирован с соответствующим LED 11A, 11B, 11C, 11D. Для ясности показан только один переключатель 96A, ассоциированный с первым LED 11A. Приводной механизм 90 имеет один выход 93 данных и четыре выхода 94A, 94B, 94C, 94D управления переключателем, причем каждый соединен с управляющим выводом соответствующих переключателей 96A, 96B, 96C, 96D. Каждый переключатель имеет первый вход, соединенный с источником Vcl постоянного напряжения, второй вход, соединенный с нулевым напряжением, и третий вход, соединенный с выходом 93 данных. Дополнительно каждый переключатель имеет выход, соединенный с соответствующим LED 11A, 11B, 11C, 11D. Управляемый с помощью управляющего сигнала переключателя из соответствующих выходов 94A, 94B, 94C, 94D управления переключателем, переключатель 96A, 96B, 96C, 96D на три направления либо в первом режиме эксплуатации, где его выход постоянно соединен с его первым входом, чтобы соответствующий LED 11A, 11B, 11C, 11D был постоянно включен, либо во втором режиме эксплуатации, где его выход постоянно соединен с его вторым входом, чтобы соответствующий LED 11A, 11B, 11C, 11D был постоянно выключен, либо в третьем режиме эксплуатации, где его выход постоянно соединен с его третьим входом, чтобы соответствующий LED 11A, 11B, 11C, 11D работал в режиме переключения рабочего цикла. На основе команды уровня затемнения приводной механизм вычисляет подходящие значения для m, для количества m1 LED, которые будут постоянно включены, и для количества m2 LED, которые будут постоянно выключены. Приводной механизм затем формирует управляющие сигналы переключателя для переключателей 96A, 96B, 96C, 96D, чтобы m3 переключателей находились в их третьем режиме эксплуатации, m1 переключателей находились в их первом режиме эксплуатации, и m2 переключателей находились в их втором режиме эксплуатации, где m3=N-m1-m2, причем N указывает общее количество источников света.
Отметим, что переключатели 96A, 96B, 96C, 96D могут быть внутренними или внешними относительно приводного механизма 90.
Дополнительно отметим, что вышеприведенное объяснение относится к количеству LED, которые включены, выключены или переключены, не обязательно к идентичности LED. Например, возможно, что определенный LED постоянно включен в течение первого интервала времени и постоянно выключен в течение второго интервала времени, тогда как второй определенный LED постоянно выключен в течение первого интервала времени и постоянно включен в течение второго интервала времени: хотя это изменяет идентичность включенных LED и выключенных LED, оно не изменяет количество включенных LED или количество выключенных LED.
Вышеприведенное объяснение относится к использованию N фрагментов в интервале времени и к управлению рабочим циклом путем задания m из N фрагментов, равным H, тогда как другие являются L; это будет указываться в виде операции m-из-N. В дополнительном улучшении настоящее изобретение предлагает объединять операцию m-из-N с двухфазным принципом. Снова интервал времени подразделяется на N фрагментов интервала, причем N - четное число. Каждый фрагмент образует пару с другим фрагментом из условия, чтобы было N/2 пар; здесь фраза "пара" используется для обозначения двух фрагментов, ассоциированных друг с другом. Каждый фрагмент может быть H или L. В исходном двухфазном принципе, который описан выше, где N=2, сдвоенные фрагменты всегда имеют противоположное значение, чтобы пара могла быть только либо HL, либо LH. Эта характеристика может использоваться в реализации, где рабочий цикл зафиксирован на 50%. Чтобы позволить рабочему циклу меняться, настоящее изобретение дополнительно предлагает, чтобы каждый фрагмент в паре мог отдельно устанавливаться в H или L независимо от значения другого фрагмента, чтобы каждая пара могла быть LL, LH, HL или HH. Значение пары может измеряться с использованием согласованного фильтра, который равен +1 для первого фрагмента и -1 для второго фрагмента из пары, и который равен 0 для всех остальных фрагментов. В качестве примера фиг.9 иллюстрирует форму фильтра для согласованного фильтра, который равен +1 в течение первого фрагмента и -1 в течение последнего фрагмента, и 0 для фрагментов 2-15 на интервале времени, разделенном на 16 фрагментов; этот согласованный фильтр был бы подходящим для декодирования пары фрагментов 1 и 16, что будет понятно специалисту в данной области техники.
Кодирование в такой паре фрагментов может быть следующим: LL и HH кодируют "0" (выход фильтра будет 0); LH и HL кодируют "1" (абсолютное значение выхода фильтра будет выше пороговой величины).
В качестве примера N берется равным 16, поэтому количество пар равно 8. Предположим, что рабочий цикл равен 1/N (1/16 в этом случае). Это означает, что только одна из пар должна кодировать "1", тогда как все остальные пары должны быть LL, кодирующими "0", чтобы ровно один фрагмент был H. Существуют 8 возможностей сделать это (то есть имеются 8 пар для выбора), которые могут быть представлены кодовым словом из 3 битов информации. Выбор того, является ли пара LH или HL, предлагает 4-ый бит информации.
Если рабочий цикл равен 2/N (2/16 в этом случае), существуют два способа достижения этого: один способ - иметь две пары, кодирующие "1", тогда как все остальные пары являются LL, кодирующими "0", другой способ - иметь одну пару, являющуюся HH и кодирующую "0", тогда как все остальные пары являются LL, кодирующими "0". Две пары, кодирующие "1", могут выбираться =28 возможными способами; каждая пара может быть LH или HL, соответственно, умножая количество возможностей на 4. Одна пара, являющаяся HH, может выбираться 8 возможными способами. Таким образом, общее количество возможностей равно 4*28+8=120, что может быть представлено кодовым словом из 6,9 битов информации.
В общем, если рабочий цикл равен m/N (m/16 в этом случае), m-из-N/2 пар должны кодировать "1", и существуют  возможностей сделать это, плюс есть m битов информации в самих парах.
Аналогичные вычисления могут выполняться для других значений m. Должно быть понятно, что вычисление для m равносильно вычислению для N-m.
Выражая возможность по скорости передачи данных в виде количества битов информации, которое может быть перемещено в расчете на фрагмент интервала, традиционный двухфазный способ приводит к 0,5 битам на фрагмент (bps). Способ, предложенный изобретением, для m=1 или m=15 дает 4/16=0,25 bps; для m=2 или m=14: 6,9/16=0,43 bps. Можно показать, что для всех значений m от 3 до 13 возможность по скорости передачи данных равна или больше 0,5 bps.
Отметим, что есть несколько способов, возможных для образования пар из фрагментов интервала. Фиг.10A иллюстрирует интервал времени с 16 фрагментами интервала, где 8 U-образных стрелок указывают пары фрагментов. В примере фиг.10A фрагмент интервала всегда образует пару с его соседом в конфигурации, которая может быть названа "соседние пары". Фиг.10A также показывает форму фильтра согласованного фильтра, подходящую для анализа первой пары фрагментов: эта форма фильтра равна +1 в течение первого фрагмента интервала, -1 в течение второго фрагмента и 0 для всех остальных фрагментов.
Фиг.10В иллюстрирует другой способ образования пар: здесь фрагмент i интервала всегда образует пару с фрагментом i+8 интервала для i=1 до 8 в конфигурации, которая может быть названа "чередующиеся пары". Фиг.10В также показывает форму фильтра согласованного фильтра, подходящую для анализа первой пары фрагментов: эта форма фильтра равна +1 в течение первого фрагмента интервала, -1 в течение девятого фрагмента и 0 для всех остальных фрагментов.
Фиг.10С иллюстрирует еще один способ образования пар: здесь фрагмент i интервала всегда образует пару с фрагментом 17-i интервала для i=1 до 8 в конфигурации, которая может быть названа "вложенные пары". Фиг.10В также показывает форму фильтра согласованного фильтра, подходящую для анализа первой пары фрагментов: эта форма фильтра равна +1 в течение первого фрагмента интервала, -1 в течение шестнадцатого фрагмента и 0 для всех остальных фрагментов.
Отметим, что поскольку затрагиваются кодирование и рабочий цикл, не имеет значения, какой способ образования пар реализуется, пока согласованный фильтр приемника/декодера соответствуют способу кодирования, используемому отправителем. Однако способ "чередующихся пар" из фиг.10В или способ "вложенных пар" из фиг.10C предлагают преимущество, что приемник также подходит для приема и обработки сигналов, которые двухфазно кодированы с 50%-ным рабочим циклом в соответствии с предшествующим уровнем техники (обратно совместимый). Способ "соседние пары" из фиг.10A имеет низкочастотное содержимое по сравнению со способом "чередующихся пар" из фиг.10В и способа "вложенных пар" из фиг.10C. Способ "чередующихся пар" из фиг.10В легче реализовать.
Фиг.11A - блок-схема, схематически иллюстрирующая возможный вариант осуществления устройства 1100 для приема и декодирования света, излученного LED, в соответствии с объясненными выше способами изобретения. На входе 1101 сигнала принимается сигнал Si, который нужно проанализировать, то есть выходной сигнал из светочувствительного датчика. Устройство 1100 содержит первую последовательность из восьми согласованных фильтров 1111-1118, имеющих соответствующие входные выводы, соединенные со входом 1101 сигнала. Каждый согласованный фильтр первой последовательности имеет форму фильтра, адаптированную к соответствующей паре подходящих фрагментов для определения, является ли эта соответствующая пара подходящих фрагментов HL или LH. Фиг.10C иллюстрирует пример формы фильтра для случая вложенных пар: значение фильтра для первого фрагмента интервала равно +1, значение фильтра для N-ого фрагмента интервала равно -1, значение фильтра является 0 для всех остальных фрагментов интервала.
Устройство 1100 дополнительно содержит вторую последовательность из восьми согласованных фильтров 1121-1128, имеющих соответствующие входные выводы, соединенные со входом 1101 сигнала. Каждый согласованный фильтр второй последовательности имеет форму фильтра, адаптированную к соответствующей паре подходящих фрагментов для определения, является ли эта соответствующая пара подходящих фрагментов LL или HH. Фиг.11B иллюстрирует пример формы фильтра для случая вложенных пар: значение фильтра для первого фрагмента интервала равно +1, значение фильтра для N-ого фрагмента интервала равно +1, значение фильтра является 0 для всех остальных фрагментов интервала.
Устройство 1100 дополнительно содержит процессор 1130, имеющий входы, соединенные с соответствующими выходами фильтров 1111-1118 и 1121-1128. Процессор 1130 способен определять, путем либо вычисления, либо рассмотрения справочной таблицы, содержание данных в интервалах времени на основе объединенной информации от отдельных фрагментов времени. Декодированное содержание данных может предоставляться на выходе 1132 для дальнейшей обработки.
Отметим, что если необходимо, то процессор 1130 допускает вычисление рабочего цикла принятого входного сигнала Si.
В вышеприведенных вариантах осуществления каждый фрагмент интервала вносит вклад в рабочий цикл, а также вносит вклад в код данных. В дальнейшем будет описываться вариант осуществления настоящего изобретения, в котором информация о данных и информация о рабочем цикле разделяется (мультиплексируется) в интервалах. Это обладает преимуществом в том, что уменьшается спектральный состав для низких частот.
D
C
S
Фиг.12A - временная диаграмма, показывающая сигнал лампы (то есть сигнал S возбуждения, или силу света, или выходной сигнал светочувствительного датчика) в зависимости от времени. Сигнал разделяется на интервалы времени, имеющие длительность T. Каждый интервал времени подразделяется на две части интервала P1 и P2, указанные в виде части с данными и части с рабочим циклом, соответственно. Часть с данными подразделяется на предопределенное количество фрагментов CS интервала, имеющих длительность T. На фиг.12А это заранее установленное количество равно 2, причем фрагменты интервала указываются в виде CS1, CS2. Часть P2 с рабочим циклом с тем же успехом может подразделяться на фрагменты интервала, и в этом случае длительность фрагментов интервала в части с рабочим циклом предпочтительно равна длительности фрагментов интервала в части P1 с данными.
Два фрагмента CS1, CS2 интервала в части P1 с данными могут быть либо L, либо H, причем два фрагмента CS1, CS2 интервала всегда имеют взаимно противоположные значения, чтобы часть P1 с данными могла представляться либо как LH, либо как HL. Таким образом, часть P1 с данными может рассматриваться как двухфазный кодированный бит, имеющий значение либо "1" (LH), либо "0" (HL).
C
S
PP2
PP1
PP1
PP2
PP1
Часть P2 с рабочим циклом используется для управления средней интенсивностью уровня освещения у рассматриваемого LED. С этой целью часть P2 с рабочим циклом подразделяется на две части PP1 и PP2, причем первая часть PP1 постоянно является H, а вторая часть PP2 постоянно является L. Длины первой и второй частей PP1 и PP2 могут меняться либо непрерывно, либо дискретно. Если часть P2 с рабочим циклом также подразделяется на фрагменты интервала, причем все фрагменты имеют одинаковую длительность, то применяются следующие отношения: N=T/T, N - количество фрагментов в интервале; N=N-2-N, N и N - соответственно количество фрагментов H и L в части P2 с рабочим циклом; Δ=(N+1)/N, Δ - рабочий цикл. Из вышеприведенного объяснения должно быть понятно, что сигнал содержит информацию о данных, а также информацию о рабочем цикле. Предпочтительно, чтобы N было равно большой степени 2, например 1024, позволяющей 10-битное разрешение среднего уровня света.
Из вышеприведенного объяснения еще должно быть понятно, что содержание данных может свободно выбираться без нарушения рабочего цикла: количество H-фрагментов всегда равно 1 в части P1 с данными. Более того, должно быть понятно, что рабочий цикл может меняться (ступенями 1/N) от минимального 1/N до максимального (N-1)/N без нарушения данных.
Фиг.12В - схема, иллюстрирующая форму фильтра у согласованного фильтра, подходящую для обнаружения содержания данных в сигнале. Эта форма фильтра имеет значение +1 в течение первого фрагмента CS1 в части P1 с данными, имеет значение -1 в течение второго фрагмента CS2 в части P1 с данными и имеет значение 0 в течение части P2 с рабочим циклом. Выходное значение ≥ 0 этого фильтра представляет декодирование "0", выходное значение < 0 этого фильтра представляет декодирование "1".
С помощью схемы кодирования из фиг.12А два фрагмента CS1, CS2 интервала двухфазного кодированного бита в части P1 с данными находятся непосредственно рядом друг с другом, с первой частью PP1 того же интервала времени и со второй частью PP2 предыдущего интервала. Существует вероятность, что возникает межсимвольная интерференция, то есть помехи между соседними интервалами времени. Чтобы уменьшить этот эффект, настоящее изобретение предлагает дальнейшее развитие, проиллюстрированное на фиг.13А, которая является временной диаграммой, сопоставимой с фиг.12А. В этом случае заранее установленное количество фрагментов CS интервала в части с данными равно 5. Первый, третий и пятый фрагменты CS1, CS3, CS5 интервала всегда являются L. Второй и четвертый фрагменты CS2, CS4 интервала могут быть либо L, либо H, причем два фрагмента CS2, CS4 интервала всегда имеют взаимно противоположные значения, чтобы часть P1 с данными могла представляться либо как LH, либо как HL. Таким образом, часть P1 с данными опять может рассматриваться как двухфазный кодированный бит, имеющий значение либо "1" (LH), либо "0" (HL). Таким образом, количество H-битов в части P1 с данными всегда равно 1, и бит данных может иметь любое значение (0, 1), не мешая заданию рабочего цикла.
Фиг.13В - схема, сопоставимая с фиг.12В, иллюстрирующая форму фильтра у согласованного фильтра, подходящую для обнаружения содержания данных в сигнале. Эта форма фильтра имеет значение +1 в течение второго фрагмента CS2 части P1 с данными, имеет значение -1 в течение четвертого фрагмента CS4 части P1 с данными и имеет значение 0 в течение первого, третьего и пятого фрагментов части P1 с данными и в течение части P2 с рабочим циклом. Выходное значение ≥ 0 этого фильтра представляет декодирование "0", выходное значение < 0 этого фильтра представляет декодирование "1".
D
Фиг.14А-C - графики, иллюстрирующие спектральный состав сигнала S для схемы кодирования в соответствии с фиг.3A-В (фиг.14А), схемы кодирования в соответствии с фиг.12А (фиг.14В) и схемы кодирования в соответствии с фиг.13А (фиг.14C). Можно отчетливо увидеть, что в случае схемы кодирования в соответствии с фиг.12А и 13А спектральный состав ниже, особенно на нижних частотах, по сравнению со случаем схемы кодирования в соответствии с фиг.3A-В.
Фиг.15А - временная диаграмма, сопоставимая с фиг.12А, иллюстрирующая дальнейшее развитие, которое обеспечивает увеличенную скорость передачи данных и уменьшенное количество переходов на бит. В этом случае заранее установленное количество фрагментов CS интервала в части с данными равно 4. Первый и третий фрагменты CS1, CS3 интервала образуют пару, чтобы задать двухфазный кодированный бит, имеющий значение либо "1" (LH), либо "0" (HL). Также второй и четвертый фрагменты CS2, CS4 интервала образуют пару, чтобы задать двухфазный кодированный бит, имеющий значение либо "1" (LH), либо "0" (HL). Таким образом, количество H-битов в части P1 с данными всегда равно 2, и два бита данных могут иметь любое значение (00, 01, 10, 11), не мешая заданию рабочего цикла. Фиг.15А иллюстрирует значение "10".
Комплект из четырех фрагментов интервала, который описан выше, будет указываться как четырехфазный кодированный дибит (то есть два бита).
Фиг.15А-C - схемы, сопоставимые с фиг.12А, иллюстрирующие формы фильтров у двух согласованных фильтров, подходящие для обнаружения по отдельности одного из битов в содержании данных сигнала. На фиг.15В эта форма фильтра имеет значение +1 в течение первого фрагмента CS1 части P1 с данными, имеет значение -1 в течение третьего фрагмента CS3 части P1 с данными и имеет значение 0 в течение второго и четвертого фрагментов части P1 с данными и в течение части P2 с рабочим циклом. Выходное значение ≥ 0 этого фильтра представляет декодирование "0", выходное значение < 0 этого фильтра представляет декодирование "1", оба в отношении первого бита данных. Аналогичным образом, на фиг.15С эта форма фильтра имеет значение +1 в течение второго фрагмента CS2 части P1 с данными, имеет значение -1 в течение четвертого фрагмента CS4 части P1 с данными и имеет значение 0 в течение первого и третьего фрагментов части P1 с данными и в течение части P2 с рабочим циклом.
По сравнению с вариантом осуществления из фиг.13А, вариант осуществления из фиг.15А требует только четырех фрагментов в части P1 с данными, чтобы часть P2 с рабочим циклом могла иметь еще один фрагмент интервала наряду с тем, что по-прежнему существует всегда один участок фрагмента интервала между двумя фрагментами интервала в одной паре данных, хотя помимо этого количество битов на интервал времени удвоилось.
Когда все фрагменты в части P2 с рабочим циклом являются L, достигается наименьший уровень освещения. В случае сигнала в соответствии с фиг.15А этот наименьший уровень освещения соответствует уровню 2/N, то есть всегда два фрагмента данных являются H. Можно дополнительно уменьшить наименьший уровень освещения на 50% путем выключения одного из сдвоенных фрагментов, что иллюстрируется на фиг.15D. В этом примере первый и третий фрагменты CS1, CS3 интервала являются по-прежнему действующими, чтобы задать двухфазный кодированный бит, тогда как второй и четвертый фрагменты CS2, CS4 интервала всегда являются L. Теперь количество H-битов в части P1 с данными всегда равно 1.
С помощью этой одной пары фрагментов интервала, то есть первого и третьего фрагментов CS1, CS3 интервала, только один бит данных может двухфазно кодироваться. Аналогичным образом, можно кодировать только один бит данных с помощью другой пары фрагментов интервала, то есть второго и четвертого фрагментов CS2, CS4 интервала. Однако можно кодировать второй бит путем выбора в части того, какая пара является активной, а какая пара является низкой.
В вышеприведенных примерах часть P2 с рабочим циклом содержит много H и L фрагментов, причем соответствующие количества зависят от необходимого среднего уровня освещения: если необходимый средний уровень освещения увеличивается, то увеличивается количество H-фрагментов, а количество L-фрагменты уменьшается, и наоборот. В соответствии с дальнейшим развитием изобретения можно увеличить возможность по скорости передачи данных путем увеличения размера части P1 с данными и уменьшения размера части P2 с рабочим циклом. Предположим, что необходимый средний уровень освещения соответствует рабочему циклу q/N, где q - кратное 2, и q≤N/2. Это означает, что q фрагментов должны быть H, а N-q фрагментов должны быть L. Это может выполняться путем определения q/2 групп из 4 последовательных фрагментов интервала, причем каждая такая группа является четырехфазным кодированным дибитом, как объяснялось со ссылкой на фиг.15А, то есть всегда содержит два H-фрагмента и два L-фрагмента и допускает содержание двух битов информации каждый. В таком случае часть P1 с данными содержала бы 2q фрагментов интервала, а часть P2 с рабочим циклом содержала бы N-2q фрагментов интервала, причем все являются L. Если бы необходимый средний уровень освещения увеличился, например, чтобы соответствовать увеличению в рабочем цикле на 1/N, то один фрагмент интервала в части P2 с рабочим циклом был бы H.
Если q>N/2, то можно иметь q' дибитов при q'=N/2-q. В таком случае часть P1 с данными содержала бы 2q' фрагментов интервала, а часть P2 с рабочим циклом содержала бы N-2q' фрагментов интервала, причем все являются H.
Должно быть понятно, что во всех таких случаях было бы возможно кодировать любые данные, не мешая рабочему циклу. Наоборот, если бы рабочий цикл изменился, то изменилось бы только количество дибитов, а отсюда, и скорость передачи данных. Казалось бы, что приемнику нужно знать фактический рабочий цикл, чтобы иметь возможность декодировать данные правильно, но это не является необходимым.
Отметим, что в случае фиг.15А приемник был бы спроектирован для ожидания только одного дибита в первых четырех фрагментах интервала, а соответствующий декодер имел бы только два согласованных фильтра с формами фильтров из фиг.15В и 15C, соответственно. В отличие от этого в данном развитии приемник был бы спроектирован для ожидания максимум N/4 дибитов, предполагая, что N является кратным 4, а соответствующий декодер имел бы N/4 комплектов из двух согласованных фильтров с формами фильтров, сопоставимыми с формами фильтров из фиг.15B и 15C, но теперь для соседних дибитов. В качестве примера, фиг.16А показывает формы фильтров двух согласованных фильтров для использования с четвертым дибитом, то есть фрагментами 13-16 интервала.
Фиг.16B - схематическая блок-схема схемы 1600 для определения, используется ли группа из четырех последовательных фрагментов интервала в качестве дибита достоверных данных. Как должно быть понятно, декодер имел бы N/4 таких схем, причем каждая ассоциирована с соответствующей группой из четырех последовательных фрагментов интервала. Схема 1600 определения имеет первый вход 1601 для приема выходного сигнала So1 первого согласованного фильтра, ассоциированного с этой соответствующей группой из четырех последовательных фрагментов интервала (например, фильтра, имеющего форму фильтра верхнего графика на фиг.16А), и второй вход 1602 для приема выходного сигнала So2 второго согласованного фильтра, ассоциированного с этой соответствующей группой из четырех последовательных фрагментов интервала (например, фильтра, имеющего форму фильтра нижнего графика на фиг.16А). Первый вход 1601 схемы соединяется с первым вычислителем 1603 абсолютного значения, а второй вход 1602 схемы соединяется со вторым вычислителем 1604 абсолютного значения. Вентиль 1605 имеет входы, соединенные с выходами двух вычислителей 1603, 1604 абсолютных значений, и его выход соединяется с выходом 1606 схемы.
Если группа из четырех последовательных фрагментов интервала является частью части P1 с данными (то есть используется в качестве дибита), то каждый выходной сигнал фильтра будет либо +1, либо -1, соответствующими значению "0" или "1" бита, поэтому выход каждого вычислителя абсолютного значения будет "1"; в этом случае сигнал на выходе 1606 схемы будет "1". Если группа из четырех последовательных фрагментов интервала является частью части с рабочим циклом, то по меньшей мере один выходной сигнал фильтра будет 0, поэтому выход соответствующего вычислителя абсолютного значения будет 0, и сигнал на выходе 1606 схемы будет "0". В таком случае декодер может решить, что эта группа из четырех последовательных фрагментов интервала, а также все последующие фрагменты интервала являются частью части с рабочим циклом и не содержат данные.
Можно показать, что для большого q количество HL-переходов на бит стремится к единице.
Выше особенности настоящего изобретения описаны в отношении приведения в действие отдельных LED, либо групп LED, приводимых в действие параллельно. В частности, показано, как могут передаваться данные и как может меняться рабочий цикл в одном и том же цифровом сигнале. Дополнительно показано, как можно увеличить скорость передачи данных. Теперь дополнительная особенность настоящего изобретения относится к тому, что система может содержать несколько LED, приводимых в действие с помощью разных сигналов.
Например, в системе освещения, где данные для передачи предназначены только для идентификации соответствующих LED (или соответствующих групп LED), разные LED очевидно будут порождать разные данные идентификации. Более того, в системе, где данные для передачи содержат звук и/или видео, разный звук/видео могут передаваться в разные расположения. Во всех таких ситуациях может случиться, что приемник принимает световые сигналы от разных LED, и разные сигналы могут мешать друг другу. Например, делается отсылка к фиг.15А, которая иллюстрирует силу света в зависимости от времени у LED, передающего данные "10". Если соседний LED одновременно передавал бы данные "01", то первые четыре фрагмента интервала были бы "HLLH". Приемник, принимающий оба световых сигнала, принял бы тогда сигнал-сумму, то есть "HHHH". У приемника нет средства для распознавания, какой свет исходит от какого LED.
Настоящее изобретение также преследует цель предоставить решение для этого препятствия.
Фиг.17 схематически показывает временную шкалу (горизонтальная ось), которая разделяется на последовательные временные блоки B(1), B(2) и т.д. Каждый временной блок, в свою очередь, подразделяется на последовательность интервалов C(1), C(2) и т.д. времени. Снова делается отсылка к фиг.1. Количество интервалов времени указывается в виде длины BL блока и одинаково для всех временных блоков. На фиг.17 показаны два временных блока, причем каждый имеет 8 интервалов времени, так что BL=8.
Каждый LED 11, 12, 13 управляется по отдельности с помощью сочетания переключения рабочего цикла и кодированного переключения в соответствии с любым из объясненных выше способов. Это означает, что для каждого интервала и для каждого LED применяется вышеприведенное объяснение. Переключение каждого LED является независимым от переключения всех остальных LED при условии, что шкала времени является одинаковой для всех LED (синхронизация). Для нижеследующего обсуждения предполагается, что используется схема кодирования, в которой LED передает только один бит в течение каждого интервала времени; однако специалисту в данной области техники должно быть ясно, что нижеследующее объяснение также применяется к схемам, где LED передают несколько битов за интервал времени, и в этом случае объяснение относится к каждому отдельному биту в таком интервале времени. Особенно отметим, что для нижеследующего объяснения несущественно, какая из вышеупомянутых схем кодирования используется. Дополнительно предполагается, что приемник 40 или контроллер 30 допускают получение сигнала, представляющего содержание данных отдельных интервалов времени, не искаженного содержимым рабочего цикла у интервалов времени.
В каждом интервале времени приемник 40 принимает вклады от всех LED в пределах его зоны досягаемости, причем те вклады необязательно имеют взаимно равные уровни сигнала. Вообще приемнику невозможно определить в пределах одного интервала времени, какой LED является источником какой части света, которая принята.
Каждый бит, переданный LED в течение одного интервала времени, будет указываться фразой "кодовый бит". В соответствии с изобретением, кодовые биты последовательных интервалов времени в одном временном блоке вместе образуют слово блока. Длина слова блока поэтому равна BL битам. Более того, каждый LED однозначно ассоциируется с двоичным кодовым словом W с длиной BL, подразумевая, что все разные LED имеют взаимно разные кодовые слова. Таким образом, определенное кодовое слово W допускает идентификацию определенного LED. Конкретнее, двоичные кодовые слова разных LED ортогональны друг другу, что означает, что для каждого кодового слова выполняется, что скалярное произведение между этим кодовым словом и каждым из остальных кодовых слов равно нулю, если "0" заменяются "-1". Таким образом, для системы, содержащей BL разных LED, необходимы кодовые слова с длиной по меньшей мере BL, которые могут соответствующим образом получаться, например, из строк матрицы Адамара порядка BL путем замены значением 0 элементов матрицы со значением -1.
Еще в соответствии с изобретением каждый приводной механизм 21 источника проектируется для приведения в действие соответствующих LED из условия, чтобы в каждом временном блоке B кодовые биты LED образуют либо ассоциированное кодовое слово W этого LED, либо образуют обращенное по модулю 2 слово , где каждый бит "1" заменен "0", а каждый "0" заменен "1". Выбор того, порождает ли LED последовательность кодовых битов, соответствующую его ассоциированному кодовому слову W, или последовательность кодовых битов, соответствующую его обращенному по модулю 2 слову , составляет одиночный пользовательский бит, имеющий значение "1" или "0", соответственно. Таким образом, в каждом временном блоке LED передает только один пользовательский бит. Таким образом, скорость передачи данных пользовательских битов ниже скорости передачи данных кодовых битов в BL раз.
Предположим, что LED ассоциирован с кодовым словом W=11001100. Как проиллюстрировано на фиг.17 для временного блока B(1), этот LED передает последовательные кодовые биты 1, 1, 0, 0, 1, 1, 0, 0 в интервалах C(1)-C(8) времени, чтобы передать один пользовательский бит "1"; и как проиллюстрировано на фиг.17 для временного блока B(2), этот LED передает последовательные кодовые биты 0, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 1, чтобы передать один пользовательский бит "0".
Фиг.18А показывает матрицу Адамара 8-го порядка, а фиг.18B показывает матрицу кодовых слов, выведенную из этой матрицы Адамара, где каждая "-1" заменена "0". Предположим, что система содержит три LED 11, 12, 13, которым назначены кодовые слова строк 2, 3, 8 этой матрицы, соответственно, как будет указываться с помощью W(11), W(12), W(13). Еще предположим, что эти LED одновременно отправляют "0", "1" и "1", соответственно, в течение некоторого временного блока. Приемник тогда принял бы (11)+W(12)+W(13) в течение этого временного блока, то есть значение 11312022. Специалисту в данной области техники должно быть понятно, что декодер (будь он в детекторе 40 или в контроллере 30), имеющий сведения о матрице кодовых слов системы, способен на декодирование этого значения путем выполнения преобразования Адамара, чтобы обнаружить, что это значение может происходить только от LED, имеющих кодовые слова 2, 3, 8, соответственно, причем кодовое слово 2 обращено, и соответственно способен на декодирование "0", "1" и "1", соответственно, для LED 11, 12, 13.
С этой целью декодер может содержать множество согласованных фильтров, причем каждый согласованный фильтр соответствует коду Адамара соответствующего LED. Выход такого согласованного фильтра будет соответствовать скалярному произведению соответствующего кода Адамара и значения слова блока в сигнале. Если абсолютное значение этого скалярного произведения выше некоторой пороговой величины, то можно сделать вывод, что соответствующий LED отправил бит, тогда как если абсолютное значение этого скалярного произведения ниже пороговой величины, то можно сделать вывод, что соответствующий LED не отправил никакого бита.
Например, для второго согласованного фильтра скалярное произведение было бы равно: (-1,1,-1,1,-1,1,-1,1)●(1,1,3,1,2,0,2,2)=-4, указывающее бит "0" для второго LED.
Более того, для третьего согласованного фильтра скалярное произведение было бы равно: (-1,-1,1,1,-1,-1,1,1)●(1,1,3,1,2,0,2,2) = +4, указывающее бит "1" для третьего LED.
Более того, для четвертого согласованного фильтра скалярное произведение было бы равно: (-1,1,1,-1,-1,1,1,-1)●(1,1,3,1,2,0,2,2)=0, указывающее "отсутствие передачи" для четвертого LED.
Таким образом, решается проблема возможных помех.
Отметим, что путем требования от каждого LED использовать кодовые слова с длиной BL, чтобы кодировать каждый одиночный пользовательский бит, скорость передачи данных для LED уменьшена в BL раз. С другой стороны, поскольку количество LED может быть равно BL, скорость передачи данных системы в целом остается прежней.
Для случая двухфазного кодирования рабочего цикла использованные согласованные фильтры могут обладать большим рабочим циклом в 50% или могут обладать малым рабочим циклом, например, в 10%. Использование согласованного фильтра с большим рабочим циклом в 50% имеет преимущество в передаче всегда максимального выхода сигнала для каждого LED, что может быть полезно, если некоторые LED удалены от детектора и, соответственно, имеют сильное затухание. С другой стороны, такой фильтр также накапливает наибольшую мощность шума, что неблагоприятно для LED с малым рабочим циклом.
Использование согласованного фильтра с малым рабочим циклом в 10% имеет преимущество выравнивания различий по мощности между различными LED, которые воспринимаются детектором, и является оптимальным для LED, имеющих очень малый или очень большой рабочий цикл. С другой стороны для LED, имеющих промежуточный рабочий цикл, растрачивается возможная энергия сигнала.
Чтобы избежать недостатков, возможно, чтобы декодер в отношении каждого LED содержал несколько согласованных фильтров, например, имеющих рабочие циклы в 10%, 20%, 30%, 40%, 50%. Принятый световой сигнал обрабатывается всеми фильтрами параллельно, и преобразование Адамара выполняется на выходе всех фильтров, соответственно выдавая множество (здесь 5) оценок для данных, отправленных посредством LED i. Станет понятно, что разные выходы могут иметь разную энергию сигнала. Теперь для каждого LED i нужно сделать выбор в отношении того, какому фильтру "доверять". В соответствии с настоящим изобретением результат преобразования Адамара одного фильтра, имеющего наименьший рабочий цикл, но все же максимальную энергию сигнала, выбирается для дальнейшей обработки.
Дополнительно отметим, что выбор того, какой согласованный фильтр нужно использовать для LED i, может соответствующим образом выполняться в преамбуле, где передается известный сигнал, как будет объясняться ниже.
Поскольку система содержит один общий контроллер 30 для всех приводных механизмов, синхронизацию разных приводных механизмов будет относительно просто реализовать. В дальнейшем такая синхронизация подразумеваться по умолчанию. Однако в системе, где детектор 40 является отдельным устройством, например, карманным устройством, у детектора нет сведений о шкале времени. Чтобы решить эту проблему, настоящее изобретение дополнительно предлагает сообщать детектору информацию о синхронизации путем включения такой информации о синхронизации в сигналы.
В варианте осуществления, проиллюстрированном на фиг.19, это решается путем организации сигналов в кадры. Шкала времени разделяется на кадры F1, F2 и т.д. Каждый временной кадр подразделяется на участок PS преамбулы и участок DS данных. В течение преамбулы все LED одновременно передают одинаковую последовательность битов "0" и "1", хотя каждый LED со своим рабочим циклом. В результате, детектор не принял бы сигналы помехи, а совпадающие сигналы. Последовательность битов "0" и "1" будет выбираться, например, чтобы дать возможность детектору синхронизировать тактовый генератор. Последовательность будет заранее установленной и известной детектору, а конец последовательности указывает начало поля данных. В предпочтительном варианте осуществления преамбула содержит тактовый сигнал, а также синхросигнал.
В течение участка данных каждый LED передает его характерную кодированную информацию, как объяснялось раньше. Каждый участок данных может содержать несколько временных блоков, причем количество блоков зависит, среди прочего, от точности тактовых сигналов.
В предпочтительном варианте осуществления каждый участок данных подразделяется на поля DF данных, где одно из полей данных (предпочтительно первое поле данных) содержит системную информацию, например информацию, идентифицирующую используемую матрицу Адамара, информацию, идентифицирующую, какие LED являются активными, а какие - нет, информацию, идентифицирующую рабочие циклы соответствующих активных LED, и т.д. Предпочтительно, чтобы эта системная информация передавалась всеми LED одновременно, чтобы также было возможно рассматривать это поле данных системной информации как часть преамбулы.
Возможно, чтобы существовали LED, которые используются для целей освещения, но которые временно неактивны в отношении передачи данных. Предпочтительно, чтобы такие неактивные LED постоянно передавали предопределенный фиктивный код, например, постоянно символ "0". Это будет обладать преимуществом в том, что детектор 40 всегда будет принимать сильный тактовый сигнал для целей синхронизации.
Отметим, что количество (активных) LED может быть меньше вместимости используемой матрицы Адамара, то есть меньше количества строк в матрице Адамара ("порядок" матрицы Адамара). Дополнительно отметим, что предпочтительно, чтобы первая строка матрицы Адамара (которая состоит только из битов "1") не использовалась, поскольку сильный фоновый тактовый сигнал ассоциируется с этой строкой Адамара.
Подводя итог, настоящее изобретение предоставляет способ для приведения в действие источника 11, 12, 13 света, в котором источник света поочередно включается и выключается по шаблону включения/выключения, в котором рабочий цикл шаблона включения/выключения меняется, чтобы изменять среднюю силу света у источника света, и в котором форма шаблона включения/выключения меняется, чтобы передавать данные. Таким образом, управляющий сигнал для источника света содержит информацию о данных, а также информацию о рабочем цикле. Рабочий цикл меняется в пределах диапазона от почти нуля до почти 100%, и данные меняются и передаются без влияния на рабочий цикл. Более того, сигнал имеет относительно низкую спектральную энергию для частот в области DC, чтобы предотвратить мерцание.
Хотя изобретение проиллюстрировано и подробно описано на чертежах и предшествующем описании, специалисту в данной области техники должно быть понятно, что такая иллюстрация и описание должны рассматриваться как пояснительные или типовые, а не ограничивающие. Изобретение не ограничивается раскрытыми вариантами осуществления; наоборот, возможны некоторые вариации и модификации в рамках объема охраны изобретения, который определен в прилагаемой формуле изобретения.
Например, признаки, которые описаны в отношении только определенного варианта осуществления изобретения, также могут применяться в других вариантах осуществления.
Другие вариации к раскрытым вариантам осуществления могут подразумеваться и осуществляться специалистами в данной области техники при применении на практике заявленного изобретения, из изучения чертежей, раскрытия изобретения и прилагаемой формулы изобретения. В формуле изобретения слово "содержащий" не исключает других элементов или этапов, и неопределенный артикль "a" или "an" не исключает множества. Один процессор или другой модуль могут выполнять функции нескольких элементов, перечисленных в формуле изобретения. Сам факт, что некоторые критерии перечисляются во взаимно разных зависимых пунктах формулы изобретения, не указывает на то, что сочетание этих критериев не может использоваться с пользой. Компьютерная программа может храниться/распространяться на подходящем носителе, например оптическом носителе информации или твердотельном носителе, поставляемом вместе или как часть других аппаратных средств, но также может распространяться в других видах, например через Интернет или другие проводные или беспроводные телекоммуникационные системы. Любые знаки ссылок в формуле изобретения не следует толковать как ограничивающие объем.
Выше настоящее изобретение разъяснено со ссылкой на блок-схемы, которые иллюстрируют функциональные блоки устройства, согласно настоящему изобретению. Нужно понимать, что один или несколько этих функциональных блоков могут быть реализованы в аппаратных средствах, где функция такого функционального блока выполнятся посредством отдельных аппаратных компонентов, но также возможно, что один или несколько этих функциональных блоков реализуются в программном обеспечении, так что функция такого функционального блока выполнятся посредством одной или нескольких строк компьютерной программы или программируемого устройства, например микропроцессора, микроконтроллера, цифрового процессора сигналов и т.д.