Проходной микрополосковый фазовращатель миллиметрового диапазона длин волн для фазированных антенных решеток

Полезная модель относится к области радиотехники и может быть использована в антеннах с электронным сканированием луча, в частности в фазированных антенных решетках.
Применение фазовращателей при построении антенных решеток широко известно из уровня техники. Например, известен аналоговый микрополосковый проходной СВЧ-фазовращатель, выполненный по традиционной схеме на основе квадратурного моста (гибридного ответвителя), к двум плечам которого подключены реактивные отражательные нагрузки, в качестве которых используются диоды с переменной емкостью [1]. Недостатками данного типа фазовращателей является использование квадратурного моста, занимающего много места и снижающего показатель качества и компактность устройства. С целью увеличения регулируемого фазового набега до 360° предложенные различными изобретателями увеличение числа каскадов фазовращателя [2] или применение сложных нагрузок [3] тоже не способствовали увеличению показателя качества фазовращателя, а наоборот - его уменьшению по причине роста потерь в соединительных линиях передачи или в дополнительных элементах нагрузки. Помимо прочего это приводит к увеличению габаритных размеров, что ограничивает применение данных фазовращателей в составе фазированных антенных решетках с широкими углами сканирования. Попытки реализации сложных нагрузок с компенсационным резистором для получения малой неравномерности амплитуды коэффициента передачи фазовращателя в конечном итоге еще сильнее ухудшили показатель качества фазовращателя [4].
Известен аналоговый микрополосковый СВЧ-фазовращатель проходного типа [5], реализованный на основе монолитной микроволновой интегральной микросхемы (ММИС) с использованием полевых транзисторов с затвором Шоттки (ПТШ) в качестве фазоуправляющих элементов. В фазовращателе указанные транзисторы применяются в качестве переменных емкостей варакторных диодов. Недостатком этого фазовращателя являются сравнительно большие вносимые потери проходного сигнала, обусловленные применением твердотельной технологии MESFET и сравнительно большим количеством активных компонентов в схеме, а также невысокая компактность топологии, обусловленная трассировкой двух четвертьволновых 50-омных микрополосковых линий передачи в обход цепочки из двух последовательно соединенных ПТШ, что в целом ограничивает показатель качества устройства.
1
2
Наиболее близким по назначению и количеству сходных признаков к заявленному устройству является микрополосковый фазовращатель [6], реализованный по технологии печатных плат с поверхностным монтажом электронных компонентов. Данный фазовращатель выбран в качестве прототипа. Согласно электрической функциональной схеме (фиг. 1) указанный фазовращатель содержит основную линию передачи (не показана), полуволновую петлю связи (L) и три варактора, два из которых соединены в последовательную цепочку (C) и включены последовательно в основную линию передачи, а третий (С) - подключен параллельно к середине полу вол новой петли. Последовательно с третьим варактором включен короткозамкнутый шлейф. При этом на все варакторы одновременно подается отрицательное управляющее напряжение смещения. Для развязки внешних СВЧ-цепей от постоянного тока управления используются два чип-конденсатора, расположенных на входе и выходе устройства, а для развязки цепей управления и заземления от СВЧ-сигнала - два высокоомных чип-резистора. Один резистор включен последовательно в цепь управления, второй - параллельно, к середине цепочки варакторов через короткозамкнутый шлейф. В зависимости от величины приложенного к варакторам управляющего напряжения смещения происходит соответствующее изменение ширины области пространственного заряда и, как следствие, емкости р-n перехода диодов. Проходной СВЧ-сигнал фазовращателя делится на две части: одна часть проходит через цепочку диодов, вторая через полуволновую петлю с переотражением от короткозамкнутого диода, и затем обе части складываются на выходе устройства. Фаза коэффициента передачи проходящего СВЧ-сигнала определяется значением переменной емкости варакторов.
Данный фазовращатель, как и вышеприведенные аналоги, используется преимущественно в сантиметровом диапазоне длин волн. При этом в миллиметровом диапазоне наблюдается его частотная ограниченность работы, обусловленная ростом потерь в полупроводниковых и сосредоточенных элементах в цепях управления и заземления, что приводит к снижению показателя качества, а также увеличивает неравномерность коэффициента передачи.
Технической задачей является создание высокоэффективного компактного микрополоскового фазовращателя миллиметрового диапазона для фазированных антенных решеток. При этом предлагаемым схемотехническим решением достигается увеличение показателя качества фазовращателя при одновременном уменьшении неравномерности коэффициента передачи и вносимых потерь СВЧ-сигнала.
1
2
0
ве
Указанный результат достигается тем, что в заявляемом фазовращателе реализовано последовательное включение в основную линию передачи только одного варактора вместо цепочки из двух последовательно соединенных варакторов, как это было реализовано в устройстве-прототипе. Для устранения короткого замыкания по постоянному току катода и анода первого варактора полуволновой петлей в схему фазовращателя добавляется разделительный конденсатор, который включается последовательно в разрыв полуволновой петли. Уменьшить количество варакторов в основной линии передачи позволило увеличение волнового сопротивления четной моды в полуволновой петле при сохранении того же значения волнового сопротивления подводящих линий передачи, что и у прототипа. Формула ниже описывает условие согласования схемы фазовращателя по входу и выходу на центральной рабочей частоте устройства, где C, С - переменные емкости р-n переходов варакторов VD1 и VD2 соответственно, Z - волновое сопротивление основной линии передачи, Z - волновое сопротивление четной моды полуволновой петли.
1
2
0
ве
Согласно формуле с учетом равных значений переменных емкостей варакторов C и С и 50-омного волнового сопротивления основной линии передачи Z волновое сопротивление четной моды Z полуволновой петли должно быть порядка 100 Ом.
При этом в цепь управления и в цепь заземления предлагаемого фазовращателя введены высокочастотные фильтры, реализованные на четвертьволновых шлейфах, свободных в отличие от сосредоточенных элементов (в частности, резисторов в схеме прототипа) от паразитных параметров, ухудшающих параметры схемы, что также позволило преодолеть частотную ограниченность схемы.
0
1
2
На фиг. 1 приведена электрическая функциональная схема фазовращателя-прототипа, где обозначены следующие элементы: основная линия передачи, соединяющая вход и выход устройства и имеющая волновое сопротивление Z, полуволновая петля связи L, переменные емкости C и С последовательной цепочки из двух варакторов и одного варактора соответственно.
На фиг. 2 приведена электрическая принципиальная схема предлагаемого фазовращателя, где введены следующие обозначения: основная 50-омная микрополосковая линия передачи 1, полуволновая петля связи 2, два варактора VD1 и VD2, три разделительных конденсатора С1-С3, цепь управления переменной емкостью р-n перехода варакторов с контактом 3, цепь заземления 4, включающая в себя высокочастотный фильтр на основе четвертьволнового шлейфа l3, и высокочастотный фильтр, входящий в состав цепи управления и реализованный четвертьволновыми шлейфами l1 и l2.
На фиг. 3 приведен пример выполнения предлагаемого фазовращателя на микрополосковых линиях передачи.
Аналоговый СВЧ-фазовращатель выполнен на варакторах одного типа. В полуволновой петле, а также на входе и выходе фазовращателя в качестве развязывающих емкостей используются плоскопараллельные керамические конденсаторы с малыми паразитными параметрами. Для разделения по СВЧ основной линии передачи с цепью управления используется помехоподавляющий высокочастотный фильтр, представляющий собой разомкнутый четвертьволновый радиальный шлейф, включенный параллельно к цепи управления на расстоянии четверти длины волны в линии от точки ее подключения к основной линии передачи.
mах
mах
min
max
max
mах
min
Работа фазовращателя осуществляется следующим образом. Управление варакторами VD1, VD2 обеспечивается подачей положительного напряжения на контакт 3. При этом на все варакторы одновременно поступает одинаковое управляющее напряжение смещения обратной полярности. В зависимости от своего значения напряжение смещения изменяет ширину области пространственного заряда варакторов, тем самым изменяя значение емкости р-n переходов варакторов, что в свою очередь оказывает влияние на проходной СВЧ-сигнал. Проходной СВЧ-сигнал, поступая на вход устройства, проходит через разделительный конденсатор С1 и делится на две части: одна часть проходит напрямую по основной линии передачи 1 через варактор VD1 на выход, вторая часть - через полуволновую петлю 2 с переотражением от короткозамкнутого варактора VD2 также попадает на выход, где складывается с первой частью сигнала. При этом помехоподавляющий фильтр (l1-l2), включенный в цепь управления, и короткозамкнутый четвертьволновый отрезок l3 представляются собой холостой ход для СВЧ-сигнала на центральной частоте и не влияют на его прохождение по основной линии передачи. При подаче нулевого управляющего напряжения варакторы имеют максимальное значение емкости р-n перехода. Таким образом, получается максимальное значение фазы Ф проходного сигнала. При подаче максимально допустимого положительного управляющего напряжения U варакторы имеют минимальное значение емкости р-n перехода - получается минимальное для СВЧ-сигнала значение фазы Ф. При плавной регулировке управляющего напряжения от нуля до U получается управляемый фазовый набег СВЧ-сигнала равный ΔФ=Ф-Ф.
r
Компьютерное моделирование заявляемого фазовращателя, выполненного на поликоровой пластине толщиной 0,25 мм (диэлектрическая проницаемость ε=9,7) с варакторными диодами А92220-3, проведенное для диапазона рабочих частот 36±1ГГц, показало следующие результаты:
mах
максимальные вносимые потери α в диапазоне рабочих частот, дБ, <1,85;
максимальная неравномерность коэффициента передачи, <0,2 дБ;
mах
максимальный фазовый набег ΔФ в диапазоне рабочих частот, 171,6°;
ф
коэффициент качества фазовращателя К составил 92,7°/дБ.
ф
mах
max
Показатель качества определяется по формуле: К=ΔФ/а. Диапазон регулировки переменной емкости диодов находился в пределах от 0,02 до 0,13 пФ.
Компьютерное моделирование устройства-прототипа при тех же параметрах показало следующие результаты:
max
максимальные вносимые потери α в диапазоне рабочих частот, дБ, <3,06;
неравномерность коэффициента передачи, <0,55 дБ;
mах
максимальный фазовый набег ΔФ в диапазоне рабочих частот, 235°;
ф
коэффициент качества фазовращателя К составил 77,1°/дБ.
Таким образом, при использовании заявляемого микрополоскового фазовращателя для фазированных антенных решеток в миллиметровом диапазоне длин волн показатель качества устройства повышается на 20% при уменьшении неравномерности коэффициента передачи на 0,25 дБ благодаря уменьшению вносимых потерь СВЧ-сигнала на величину не менее 1,2 дБ. Дополнительным положительным результатом предложенного схемотехнического решения стало уменьшение стоимости устройства за счет уменьшения количества используемых варакторных диодов в схеме.
Список литературы
1. «А Low-Loss Ku-Band Monolithic Analog Phase Shifter», Chang-Lee Chen, member, IEEE, William E. Courtney, senior member, IEEE, Leonard J. Mahoney, Michael J. Manfra, Alejandro Chu, member, IEEE, and Harry A. Atwater, senior member, IEEE, IEEE Transactions on microwave theory and techniques, vol. MTT-35, NO, 3, march 1987.
~
~
2. «Low loss 360° Ku band electronically reconfigurable phaseshifter», P. Padilla, A. Munoz, Acevedo, M. Sierra-Castaner Universidad Polite'cnica de Madrid (Technical University of Madrid), Avda de la Complutense S/N, Madrid 28040, Spain, 2010.
3. «Высокоточный аналоговый фазовращатель для полуактивной ФАР», А.И. Задорожный, О.Г. Вендик, М.Д. Парнес, С.К. Тихонов, доклад, СПб, 2012.
4. «А Ka-Band Reflection-Type Analog Electrically Controlled Phase Shifter», Wenchao Lia, Yanhui Chen, Hui Shen and Bin Zhang Command Control Station, Jiuquan Satellite Launch Center, Jiuquan 735000, China, 2017.
5. «Miniaturized MMIC analog phase shifter using two quarter-wave-length transmission lines», H. Hayashi, T. Nakagawa, and K. Araki, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 50, pp. 150-154, 2002.
6. «А 180° tunable analog phase shifter based on a single all-pass unit cell», Khaled Khoder, Andre Perennec, Marc Le Roy. Microwave and Optical Technology Letters, Wiley, 2013, 55 (12), pp. 2915-2918.