ЭФФЕКТИВНОЕ КОМБИНИРОВАННОЕ ГАРМОНИЧЕСКОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
EFFICIENT COMBINED HARMONIC TRANSPOSITION

ОБЛАСТЬ ТЕХНИЧЕСКОГО ПРИМЕНЕНИЯ
Настоящий документ относится к системам кодирования звукового сигнала, которые используют способ гармонического преобразования для высокочастотной реконструкции (HFR), и к процессорам цифровых эффектов, например, к т.н. эксайтерам, где генерирование гармонического искажения добавляет яркость к обрабатываемому сигналу. В частности, настоящий документ относится к способам реализации высокочастотной реконструкции с низкой сложностью.
ПРЕДПОСЫЛКИ ИЗОБРЕТЕНИЯ
ω
В патентном документе WO 98/57436 была введена концепция преобразования как способ воссоздания высокочастотной полосы звукового сигнала из низкочастотной полосы. При использовании этой концепции для кодирования звукового сигнала может быть получена значительная экономия скорости передачи битов. В системе кодирования звукового сигнала на основе HFR в базовый кодер формы сигнала подается сигнал низкочастотной полосы, также называемый низкочастотной составляющей сигнала, а более высокие частоты, также называемые высокочастотной составляющей сигнала, регенерируются на стороне декодера с использованием преобразования сигнала и дополнительной боковой информации с чрезвычайно низкой скоростью передачи битов, описывающей целевую форму спектра высокочастотной составляющей. При низких скоростях передачи битов, когда полоса частот базового кодированного сигнала, т.е. сигнала низкочастотной полосы, или низкочастотной составляющей, является узкой, приобретает возрастающую важность воссоздание сигнала высокочастотной полосы, т.е. высокочастотной составляющей, с приятными для восприятия характеристиками. Гармоническое преобразование, определенное в патентном документе WO 98/57436, хорошо выполняется для сложного музыкального материала в ситуации с низкой частотой перехода, т.е. в ситуации низкой высшей частоты низкочастотного сигнала. Принцип гармонического преобразования заключается в том, что синусоида с частотой ω отображается в синусоиду с частотой T, где T>1 - целое число, определяющее порядок преобразования, т.е. Т - это порядок преобразования. В отличие от этого способа, HFR на основе модуляции с одной боковой полосой (SSB) отображает синусоиду с частотой ω в синусоиду с частотой ω+Δω, где Δω - фиксированный сдвиг частоты. В результате SSB-преобразования данному базовому сигналу с низкой полосой частот, т.е. сигналу низкочастотной полосы, как правило, придается артефакт диссонирующего звона, поэтому SSB-преобразование может являться неблагоприятным в сравнении с гармоническим преобразованием.
Для достижения улучшенного качества звукового сигнала и с целью синтеза требуемой полосы частот сигнала высокочастотной полосы способы HFR, как правило, используют несколько порядков преобразования. Для того, чтобы реализовать ряд преобразований с различными порядками преобразования, решения на текущем уровне техники требуют наличия ряда блоков фильтров или на этапе анализа, или на этапе синтеза, или на обоих этапах. Как правило, для каждого отличающегося порядка преобразования требуется отличающийся блок фильтров. Кроме того, в ситуациях, когда базовый кодировщик формы сигнала функционирует на более низкой частоте дискретизации, чем частота дискретизации конечного выходного сигнала, как правило, существует дополнительная необходимость в конверсии базового сигнала к частоте дискретизации выходного сигнала, и такая повышающая дискретизация базового сигнала обычно достигается путем добавления еще одного блока фильтров. В общем, вычислительная сложность при увеличении количества различных порядков преобразования значительно увеличивается.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Настоящее изобретение предусматривает способ уменьшения сложности способов гармонической HFR посредством совместного использования пары блоков анализирующих и синтезирующих фильтров несколькими гармоническими преобразователями, или одним, или несколькими гармоническими преобразователями и повышающим дискретизатором. Предлагаемое преобразование в частотной области может включать отображение нелинейно модифицированных сигналов поддиапазонов из блока анализирующих фильтров в выбранные поддиапазоны блока синтезирующих фильтров. Нелинейная операция на сигналах поддиапазонов может включать мультипликативную модификацию фазы. Кроме того, настоящее изобретение предусматривает различные конструкции систем HFR с низкой сложностью.
A
A
A
Согласной одной из особенностей, описана система, сконфигурированная для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Система может включать блок анализирующих фильтров, сконфигурированный для создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала; где набор сигналов анализируемых поддиапазонов, как правило, включает, по меньшей мере, два сигнала анализируемых поддиапазонов. Блок анализирующих фильтров может иметь разрешающую способность по частоте Δf и количество L анализируемых поддиапазонов, L>1, где k - индекс анализируемого поддиапазона, k=0, …, L-1. В частности, блок анализирующих фильтров может быть сконфигурирован для создания набора комплекснозначных сигналов анализируемых поддиапазонов, включающих дискретные абсолютные значения и дискретные значения фазы.
Система также может включать блок нелинейной обработки, сконфигурированный для определения набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием порядка преобразования Р; где набор сигналов синтезируемых поддиапазонов, как правило, включает часть набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от порядка преобразования Р. Иными словами, набор сигналов синтезируемых поддиапазонов может быть определен на основе части набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от порядка преобразования Р. Сдвиг по фазе сигнала анализируемого поддиапазона может достигаться путем умножения дискретных значений фазы сигнала анализируемого поддиапазона на величину, производную от порядка преобразования Р. По существу, набор сигналов синтезируемых поддиапазонов может соответствовать части, или подмножеству, набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, где фазы дискретных значений поддиапазонов умножены на величину, производную от порядка преобразования. В частности, величина, производная от порядка преобразования, может представлять собой долю порядка преобразования.
S
S
S
A
S
A
S
Система может включать блок синтезирующих фильтров, сконфигурированный для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов. Блок синтезирующих фильтров может иметь разрешающую способность по частоте FΔf, где F - коэффициент разрешения, например, целое число, F≥1; и количество L синтезируемых поддиапазонов, L>0, где n - индекс синтезируемого поддиапазона, n=0, …, L-1. Порядок преобразования Р может отличаться от коэффициента разрешения F. Блок анализирующих фильтров может использовать шаг анализа по времени Δt, а блок синтезирующих фильтров может использовать шаг синтеза по времени Δt; и шаг анализа по времени Δt и может быть равен шагу синтеза по времени Δt.
Блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения сигнала синтезируемого поддиапазона из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов на основе сигнала анализируемого поддиапазона из набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством порядка преобразования Р, или на основе пары сигналов анализируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов, где первый член пары сигналов поддиапазонов сдвинут по фазе посредством коэффициента Р', а второй член пары сдвинут по фазе посредством коэффициента Р”, где Р'+Р”=Р. Приведенные выше операции могут выполняться на дискретных значениях сигналов анализируемого и синтезируемого поддиапазонов. Иными словами, дискретное значение сигнала синтезируемого поддиапазона может быть определено на основе дискретного значения сигнала анализируемого поддиапазона, сдвинутого по фазе посредством порядка преобразования Р; или на основе пары дискретных значений из соответствующей пары сигналов анализируемых поддиапазонов, где первое дискретное значение из пары дискретных значений сдвинуто по фазе посредством коэффициента Р', а второе дискретное значение из пары сдвинуто по фазе посредством коэффициента Р”.
Блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения n-го сигнала синтезируемого поддиапазона из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из комбинации k-го сигнала анализируемого поддиапазона и соседнего, (k+1)-го, сигнала анализируемого поддиапазона из набора сигналов анализируемых поддиапазонов. В частности, блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения фазы n-го сигнала синтезируемого поддиапазона как суммы сдвинутой фазы А-го сигнала анализируемого поддиапазона и сдвинутой фазы (k+1)-го сигнала анализируемого поддиапазона. В альтернативном варианте, или в дополнение, блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения абсолютного значения n-го сигнала синтезируемого поддиапазона как произведения возведенного в степень абсолютного значения k-го сигнала анализируемого поддиапазона на возведенное в степень абсолютное значение соседнего (k+1)-го сигнала анализируемого поддиапазона.
<mrow><mfrac><mi>F</mi><mi>P</mi></mfrac><mi>n</mi></mrow>
<mrow><mfrac><mi>F</mi><mi>P</mi></mfrac><mi>n</mi><mo>−</mo><mi>k</mi></mrow>
Индекс анализируемого поддиапазона, k, сигнала анализируемого поддиапазона, вносящего вклад в синтезируемый поддиапазон с индексом синтезируемого поддиапазона n, может иметь вид целого числа, полученного путем округления до целого выражения
. Остаток r этой операции округления имеет вид
В этом случае блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения фазы n-го сигнала синтезируемого поддиапазона как суммы фазы k-го сигнала анализируемого поддиапазона, сдвинутой посредством P(1-r), и фазы соседнего, (k+1)-го, сигнала анализируемого поддиапазона, сдвинутой посредством P(r). В частности; блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения фазы n-го сигнала синтезируемого поддиапазона как суммы фазы k-го сигнала анализируемого поддиапазона, умноженной на P(1-r), и фазы соседнего, (k+1)-го, сигнала анализируемого поддиапазона, умноженной на P(r). В альтернативном варианте, или в дополнение, блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для определения абсолютного значения n-то сигнала синтезируемого поддиапазона как произведения абсолютного значения k-го сигнала анализируемого поддиапазона, возведенного в степень (1-r), на абсолютное значение соседнего, (k+1)-го, сигнала анализируемого поддиапазона, возведенное в степень г.
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>Δ</mi><mi>f</mi></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>F</mi><mi>Δ</mi><mi>f</mi></mrow>
В одном из вариантов осуществления изобретения блок анализирующих фильтров и блок синтезирующих фильтров могут быть скомпонованы равномерно так, чтобы средняя частота анализируемого поддиапазона имела вид kΔf, а средняя частота синтезируемого поддиапазона имела вид nFΔf. В другом варианте осуществления изобретения блок анализирующих фильтров и блок синтезирующих фильтров могут быть скомпонованы неравномерно так, чтобы средняя частота анализируемого поддиапазона имела вид
, а средняя частота синтезируемого поддиапазона имела вид
; и разность между порядком преобразования Р и коэффициентом разрешения F была четной.
Согласно другой особенности, описана система, сконфигурированная для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Система может включать блок анализирующих фильтров, сконфигурированный для создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала, где набор сигналов анализируемых поддиапазонов включает, по меньшей мере, два сигнала анализируемых поддиапазонов.
1
1
2
2
1
2
Система также может включать первый блок нелинейной обработки, сконфигурированный для определения первого набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием первого порядка преобразования P, где первый набор сигналов синтезируемых поддиапазонов определяется на основе части набора сигналов анализируемых диапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от первого порядка преобразования P. Система также может включать второй блок нелинейной обработки, сконфигурированный для определения второго набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием второго порядка преобразования Р, где второй набор сигналов синтезируемых поддиапазонов определяется на основе части набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от второго порядка преобразования Р, где первый порядок преобразования P и второй порядок преобразования Р различны. Первый и второй блоки преобразования могут быть сконфигурированы в соответствии с любыми отличительными признаками и особенностями, описанными в настоящем документе.
Система также может включать блок объединения, сконфигурированный для объединения первого и второго наборов сигналов синтезируемых поддиапазонов, таким образом, генерирующий комбинированный набор сигналов синтезируемых поддиапазонов. Указанное объединение может выполняться путем объединения, например, сложения и/или усреднения, сигналов синтезируемых поддиапазонов из первого и второго наборов, которые соответствуют одним и тем же диапазонам частот. Иными словами, блок объединения может конфигурироваться для наложения сигналов синтезируемых поддиапазонов из первого и второго наборов сигналов синтезируемых поддиапазонов, соответствующих перекрывающимся диапазонам частот. Кроме того, система может включать блок синтезирующих фильтров, сконфигурированный для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из комбинированного набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.
1
2
Согласно следующей особенности, описана система, сконфигурированная для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Система может включать блок анализирующих фильтров, имеющий разрешающую способность по частоте Δf. Блок анализирующих фильтров может быть сконфигурирован для создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала. Система может включать блок нелинейной обработки, сконфигурированный для определения набора промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов, имеющих разрешающую способность по частоте PΔf, из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием порядка преобразования Р, где набор промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов включает часть набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством порядка преобразования Р. В частности, блок нелинейной обработки может умножать фазу комплексных сигналов анализируемых поддиапазонов на порядок преобразования. Следует отметить, что порядок преобразования Р может представлять собой, например, описанный выше порядок преобразования Р, P или P.
Блок нелинейной обработки может быть сконфигурирован для интерполяции одного или нескольких промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов с целью определения сигнала синтезируемого поддиапазона из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, имеющих разрешающую способность по частоте FΔf, где F - коэффициент разрешения, F≥1. В одном из вариантов осуществления изобретения интерполируется два или больше промежуточных сигнала синтезируемых поддиапазонов. Порядок преобразования Р может отличаться от разрешающей способности по частоте F.
Система может включать блок синтезирующих фильтров, имеющий разрешающую способность по частоте FΔf. Блок синтезирующих фильтров может быть сконфигурирован для генерирования высокочастотной составляющей сигнала из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.
Системы, описанные в настоящем документе, также могут включать базовый декодер, сконфигурированный для конверсии кодированного битового потока в низкочастотную составляющую сигнала, где базовый декодер может основываться на одной из следующих схем кодирования: Dolby E, Dolby Digital, ААС, НЕ-ААС. Система может включать многоканальный блок анализирующих квадратурных зеркальных фильтров, именуемый также блоком QMF-фильтров, сконфигурированный для конверсии высокочастотной составляющей и/или низкочастотной составляющей в ряд сигналов QMF-поддиапазонов; и/или модуль обработки высокочастотной реконструкции, сконфигурированный для модификации сигналов QMF-поддиапазонов; и/или многоканальный блок синтезирующих QMF-фильтров, сконфигурированный для генерирования модифицированной высокочастотной составляющей из модифицированных сигналов QMF-поддиапазонов. Системы также могут включать блок понижающей дискретизации в восходящем направлении относительно блока анализирующих фильтров, сконфигурированный для понижения частоты дискретизации низкочастотной составляющей сигнала, таким образом, генерирующий низкочастотную составляющую с пониженной частотой дискретизации.
Согласно другой особенности, описана система, сконфигурированная для генерирования высокочастотной составляющей сигнала со второй частотой дискретизации из низкочастотной составляющей сигнала с первой частотой дискретизации. В частности, сигнал, включающий низко- и высокочастотную составляющие может иметь вторую частоту дискретизации. Вторая частота дискретизации может быть в R раз больше первой частоты дискретизации, где R≥1. Система может включать гармонический преобразователь порядка T, сконфигурированный для генерирования модулированной высокочастотной составляющей из низкочастотной составляющей, где модулированная высокочастотная составляющая может включать часть спектра низкочастотной составляющей, преобразованную до в T раз более высокого диапазона частот, или может определяться на основе части спектра низкочастотной составляющей, преобразованной до в T раз более высокого диапазона частот. Модулированная высокочастотная составляющая может иметь первую частоту дискретизации, умноженную на коэффициент S, где T>1, и S≤R. Иными словами, модулированная высокочастотная составляющая может иметь частоту дискретизации меньшую, чем вторая частота дискретизации. В частности, модулированная высокочастотная составляющая может быть критически дискретизированной (или близкой к критически дискретизированной).
Система может включать блок квадратурных зеркальных фильтров, именуемый также блоком QMF-фильтров, сконфигурированный для отображения модулированной высокочастотной составляющей в, по меньшей мере, один из Х QMF-поддиапазонов, где Х кратно S, таким образом, генерирующий, по меньшей мере, один сигнал QMF-поддиапазона, например; и/или модуль высокочастотной реконструкции, сконфигурированный для модификации, по меньшей мере, одного сигнала QMF-поддиапазона, например, масштабирования одного или нескольких сигналов QMF-поддиапазонов; и/или блок синтезирующих QMF-фильтров, сконфигурированный для генерирования высокочастотной составляющей из, по меньшей мере, одного модифицированного сигнала QMF-поддиапазона.
Гармонический преобразователь может включать любой из указанных отличительных признаков и может быть сконфигурирован для выполнения любого их этапов способа, описанных в настоящем документе. В частности, гармонический преобразователь может включать блок анализирующих фильтров, сконфигурированный для создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала. Гармонический преобразователь может включать блок нелинейной обработки, связанный с порядком преобразования T и сконфигурированный для определения набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов путем изменения фазы сигналов анализируемых поддиапазонов. Как описано выше, изменение фазы может включать умножение фазы комплексных дискретных значений сигналов анализируемых поддиапазонов. Гармонический преобразователь может включать блок синтезирующих фильтров, сконфигурированный для генерирования модулированной высокочастотной составляющей сигнала из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.
0
1
1
0
1
0
1
0
Низкочастотная составляющая может иметь ширину полосы частот В. Гармонический преобразователь может быть сконфигурирован для генерирования набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, который охватывает, или распространяется на, диапазон частот от (T-1)*B до Т*B. в этом случае гармонический преобразователь может быть сконфигурирован для модулирования набора сигналов синтезируемых поддиапазонов в основную полосу, центрированную на нулевой частоте, таким образом, приводя к получению модулированной высокочастотной составляющей. Указанная модуляция может выполняться путем фильтрации через фильтр верхних частот сигнала во временной области, генерируемого из набора сигналов поддиапазонов, включающего набор сигналов синтезируемых поддиапазонов, и путем последующей модуляции и/или понижающей дискретизации отфильтрованного сигнала во временной области. В альтернативном варианте, или в дополнение, указанная модуляция может осуществляться путем прямого генерирования модулированного сигнала во временной области из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов. Это может достигаться путем использования блока синтезирующих фильтров с размеров меньше номинального. Например, если блок синтезирующих фильтров, имеющий номинальный размер L и частотный диапазон от (Т-1)*В до Т*В, соответствует индексам синтезируемых поддиапазонов от k до k, то сигналы синтезируемых поддиапазонов могут быть отображены в индексы поддиапазонов от 0 до k-k в блоке синтезирующих фильтров размером k-k (<L), т.е. блок синтезирующих фильтров, имеющий размер k-k меньший, чем L.
Система может включать средства понижающей дискретизации в восходящем направлении относительно гармонического преобразователя, сконфигурированные для создания критически дискретизированной (или близко к критически дискретизированной) низкочастотной составляющей с первой частотой дискретизации, деленной на коэффициент Q понижающей дискретизации, из низкочастотной составляющей сигнала. В этом случае различные частоты дискретизации в системе могут быть разделены на коэффициент Q понижающей дискретизации. В частности, модулированная высокочастотная составляющая может на первой частоте дискретизации умножаться на коэффициент S и делиться на коэффициент Q понижающей дискретизации. Размер блока анализирующих QMF-фильтров Х может быть I кратен S/Q.
Согласно следующей особенности описан способ генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Способ может включать этап создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала с использованием блока анализирующих фильтров, имеющего разрешающую способность по частоте Δf, где набор сигналов анализируемых поддиапазонов включает, по меньшей мере, два сигнала анализируемых поддиапазонов. Способ также может включать этап определения набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием порядка преобразования Р, где набор сигналов синтезируемых поддиапазонов определяется на основе части набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от порядка преобразования Р. Кроме того, способ может включать этап генерирования высокочастотной составляющей сигнала из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов с использованием блока (504) синтезирующих фильтров, имеющего разрешающую способность по частоте FΔf, где F - коэффициент разрешения, F≥1, где порядок преобразования Р отличается от коэффициента разрешения F.
1
1
2
2
1
2
Согласно другой особенности описан способ генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Способ может включать этап создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов из низкочастотной составляющей сигнала, где набор сигналов синтезируемых поддиапазонов может включать, по меньшей мере, два сигнала анализируемых поддиапазонов. Способ может включать этап определения первого набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием первого порядка преобразования P, где первый набор сигналов синтезируемых поддиапазонов включает часть набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от первого порядка преобразования P. Кроме того, способ может включать этап определения второго набора сигналов синтезируемых поддиапазонов из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием второго порядка преобразования Р, где второй набор сигналов синтезируемых поддиапазонов включает часть набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством величины, производной от второго порядка преобразования Р Первый порядок преобразования Р и второй порядок преобразования Р могут различаться. Первый и второй наборы сигналов синтезируемых поддиапазонов могут объединяться, давая комбинированный набор сигналов синтезируемых поддиапазонов, и высокочастотная составляющая сигнала может генерироваться из комбинированного набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.
2
Согласно другой особенности, описан способ генерирования высокочастотной составляющей сигнала из низкочастотной составляющей сигнала. Способ может включать этап создания набора сигналов анализируемых поддиапазонов, имеющих разрешающую способность по частоте Δf, из низкочастотной составляющей сигнала. Способ также может включать этап определения набора промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов, имеющих разрешающую способность по частоте PΔf, из набора сигналов анализируемых поддиапазонов с использованием порядка преобразования Р, где набор промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов включает часть набора сигналов анализируемых поддиапазонов, сдвинутых по фазе посредством порядка преобразования Р. Один или несколько промежуточных сигналов синтезируемых поддиапазонов могут интерполироваться для определения сигнала синтезируемого поддиапазона из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов, имеющего разрешающую способность по частоте FΔf, где F - коэффициент разрешения, F≥1, где порядок преобразования Р может отличаться от разрешающей способности по частоте F. Высокочастотная составляющая сигнала может генерироваться из набора сигналов синтезируемых поддиапазонов.
Согласно следующей особенности, описан способ генерирования высокочастотной составляющей сигнала со второй частотой дискретизации из низкочастотной составляющей сигнала с первой частотой дискретизации. Вторая частота дискретизации может быть в R раз больше первой частоты дискретизации, где R≥1. Способ может включать этап генерирования модулированной высокочастотной составляющей из низкочастотной составляющей путем применения гармонического преобразования порядка T, где модулированная высокочастотная составляющая включает часть спектра низкочастотной составляющей, преобразованной до в T раз более высокого диапазона частот, где модулированная высокочастотная составляющая имеет первую частоту дискретизации, умноженную на коэффициент S, где T>1, и S≤R. В одном из вариантов осуществления изобретения S<R.
Согласно другой особенности, описано дополнительное внешнее устройство, предназначенное для декодирования принимаемого сигнала, включающего, по меньшей мере, звуковой сигнал. Дополнительное внешнее устройство может включать систему для генерирования высокочастотной составляющей звукового сигнала из низкочастотной составляющей звукового сигнала. Система может включать любую из особенностей и отличительных признаков, описанных в настоящем документе.
Согласно другой особенности, описана программа, реализованная программно. Программа, реализованная программно, может быть адаптирована для исполнения на процессоре и для выполнения любой из особенностей и этапов способа, описанных в настоящем документе, при осуществлении на вычислительном устройстве.
Согласно следующей особенности, описан носитель данных. Носитель данных может включать программу, реализованную программно, адаптированную для исполнения на процессоре и для выполнения любой из особенностей и этапов способа, описанных в настоящем документе, при осуществлении на вычислительном устройстве.
Согласно другой особенности, описан компьютерный программный продукт. Компьютерный программный продукт может включать исполняемые команды для выполнения любой из особенностей и этапов способа, описанных в настоящем документе, при осуществлении на компьютере.
Следует отметить, что варианты осуществления изобретения и особенности, описанные в данном документе, могут произвольно комбинироваться. В частности, следует отметить, что особенности и отличительные признаки, описанные в контексте системы, также применимы в контексте соответствующего способа и наоборот. Кроме того, следует отметить, что раскрытие настоящего документа также охватывает иные комбинации пунктов формулы изобретения, чем те, которые даются в прямой форме посредством обратных ссылок в независимых пунктах формулы изобретения, т.е. пункты формулы изобретения и их технические отличительные признаки могут комбинироваться в любом порядке и в любой форме.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ГРАФИЧЕСКИХ МАТЕРИАЛОВ
Настоящее изобретение будет описано ниже посредством иллюстративных примеров, не ограничивающих объем или сущность настоящего изобретения, с отсылкой к сопроводительным графическим материалам, где:
фиг.1 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя в частотной области (FD) с одним порядком преобразования;
фиг.2 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя, использующего несколько порядков;
фиг.3 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя на текущем уровне техники, использующего несколько порядков преобразования и, в то же время, использующего общий блок анализирующих фильтров;
фиг.4 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя на текущем уровне техники, использующего несколько порядков преобразования и, в то же время, использующего общий блок синтезирующих фильтров;
фиг.5 - иллюстрация принципа работы примера гармонического преобразователя, использующего несколько порядков преобразования и, в то же время, использующего общий блок синтезирующих фильтров и общий блок синтезирующих фильтров;,
фиг.5b и 5с - иллюстрации примеров отображения сигналов поддиапазонов для схемы с многократным преобразователем согласно фиг.5;
фиг.6 - иллюстрация первого примера сценария для применения гармонического преобразования, использующего несколько порядков преобразования, в усовершенствованном HFR-аудиокодеке;
фиг.7 - иллюстрация примера реализации сценария по фиг.6, использующего субдискретизацию;
фиг.8 - иллюстрация второго примера сценария применения гармонического преобразования с использованием нескольких порядков преобразования в усовершенствованном HFR-аудиокодеке;
фиг.9 - иллюстрация примера реализации сценария по фиг.8, включающего субдискретизацию;
фиг.10 - иллюстрация третьего примера сценария применения гармонического преобразования с использованием нескольких порядков преобразования в усовершенствованном HFR-аудиокодеке;
фиг.11 - иллюстрация примера реализации сценария по фиг.10, включающего субдискретизацию;
фиг.12а - иллюстрация примера действия гармонического преобразования на сигнал в частотной области;
фиг.12b и 12с - иллюстрации примеров способов объединения перекрывающихся и неперекрывающихся преобразованных сигналов;
фиг.13 - иллюстрация примера действия гармонического преобразования порядка T=2 в сочетании с субдискретизацией на сигнал в частотной области;
фиг.14 - иллюстрация примера воздействия гармонического преобразования порядка T=3 в сочетании с субдискретизацией на сигнал в частотной области;
фиг.15 - иллюстрация примера воздействия гармонического преобразования порядка T=P в сочетании с субдискретизацией на сигнал в частотной области (в случае отсутствия перекрывания);
фиг.16 - иллюстрация примера воздействия гармонического преобразования порядка Т=Р в сочетании с субдискретизацией на сигнал в частотной области (в случае перекрывания); и
фиг.17 - иллюстрация примера схемы стандартного блока максимально децимированного, т.е. критически дискретизированного, преобразователя.
ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Нижеописанные варианты осуществления изобретения являются только иллюстрациями принципов настоящего изобретения для эффективного комбинированного гармонического преобразования. Следует понимать, что для специалистов в данной области будут очевидны модификации и изменения схем и деталей. Поэтому намерение заключается в ограничении только объемом притязаний пунктов нижеследующей формулы изобретения, но не конкретными деталями, представленными в данном описании с целью описания и разъяснения вариантов осуществления изобретения.
Фиг.1 иллюстрирует принцип работы гармонического преобразователя 100 в частотной области (FD). Теоретически гармонический преобразователь T-го порядка в базовой форме - это блок, который сдвигает все составляющие сигнала для входного сигнала до в T раз более высокой частоты. Для того, чтобы реализовать такое преобразование в частотной области, блок 101 анализирующих фильтров (или анализирующее преобразование) преобразовывает входной сигнал из временной области в частотную область и выводит комплексные поддиапазоны, или сигналы поддиапазонов, также именуемые анализируемыми поддиапазонами, или сигналами анализируемых поддиапазонов. Сигналы анализируемых поддиапазонов подвергаются нелинейной обработке 102, модифицирующей фазу и/или абсолютное значение в соответствии с выбранным порядком преобразования Т. Как правило, нелинейная обработка выводит некоторое количество сигналов поддиапазонов, которое равно количеству входных сигналов поддиапазонов, т.е. равно количеству сигналов анализируемых поддиапазонов. Однако в контексте усовершенствованной нелинейной обработки предлагается выводить количество сигналов поддиапазонов, которое отличается от количества входных сигналов поддиапазонов. В частности, два входных сигнала поддиапазонов могут обрабатываться нелинейным образом с целью генерирования одного выходного сигнала поддиапазона. Более подробно это будет описано ниже. Модифицированные поддиапазоны, или сигналы поддиапазонов, которые также именуются синтезируемыми поддиапазонами, или сигналами синтезируемых поддиапазонов, подаются в блок 103 синтезирующих фильтров (или синтезирующее преобразование), который преобразовывает сигналы поддиапазонов из частотной области во временную область и выводит преобразованный сигнал во временной области.
Как правило, каждый блок фильтров имеет физическую разрешающую способность по частоте, измеряемую в герцах, и параметр шага по времени, измеряемый в секундах. Эти два параметра, т.е. разрешающая способность по частоте и шаг по времени, определяют дискретно-временные параметры блока фильтров на данной выбранной частоте дискретизации. Выбирая идентичные физические параметры шага по времени, т.е. параметра шага по времени, измеренного в единицах времени, например, в секундах, блоков анализирующих и синтезирующих фильтров можно получить выходной сигнал преобразователя 100, который имеет ту же частоту дискретизации, что и у входного сигнала. Кроме того, пропуская нелинейную обработку 102, можно добиться совершенной реконструкции входного сигнала на выходе. Это требует тщательного дизайна блоков анализирующих и синтезирующих фильтров. С другой стороны, если выходная частота дискретизации выбирается отличающейся от входной частоты дискретизации, может быть получена конверсия частоты дискретизации. Этот режим работы может оказаться необходимым, например, при применении преобразования сигнала, где требуемая ширина выходной полосы частот больше половины входной частоты дискретизации, т.е. тогда, когда требуемая ширина выходной полосы частот превышает частоту Найквиста входного сигнала.
Фиг.2 иллюстрирует принцип работы, многократного преобразователя, или системы 200 с несколькими преобразователями, включающей несколько гармонических преобразователей 201-1, …, 201-Р различных порядков. Входной сигнал, который подвергается преобразованию, проходит в блок из Р индивидуальных преобразователей 201-1, 201-2, …, 201-Р. Индивидуальные преобразователи 201-1, 201-2, …, 201-Р выполняют гармоническое преобразование входного сигнала так, как это описано в контексте фиг.1. Как правило, каждый индивидуальный преобразователь 201-1, 201-2, …, 201-Р выполняет гармоническое преобразование с отличающимся порядком преобразования Т. Например, преобразователь 201-1 может выполнять преобразование порядка T=1, преобразователь 201-2 может выполнять преобразование порядка T=2, …, и преобразователь 201-Р может выполнять преобразование порядка Т=Р. Вклады, т.е. выходные сигналы индивидуальных преобразователей 201-1, 201-2, …, 201-Р могут суммироваться в объединителе 202, давая комбинированный выходной сигнал преобразователя.
Следует отметить, что каждый преобразователь 201-1, 201-2, …, 201-Р требует наличия блоков анализирующих и синтезирующих фильтров, как это изображено на фиг.1. Кроме того, обычная реализация индивидуальных преобразователей 201-1, 201-2, …, 201-Р, как правило, будет изменять частоту дискретизации обрабатываемого входного сигнала на разную величину. Например, частота дискретизации выходного сигнала преобразователя 201-Р может быть в Р раз выше, чем частота дискретизации входного сигнала преобразователя 201-Р. Это может быть следствием применения коэффициента расширения полосы частот Р, используемого в преобразователе 201-Р, т.е. быть следствием использования блока синтезирующих фильтров, который содержит в Р раз больше каналов поддиапазонов, чем блок анализирующих фильтров. При осуществлении указанных операций частота дискретизации и частота Найквиста увеличиваются в Р раз. Как следствие, может возникнуть необходимость в конверсии частоты дискретизации индивидуальных сигналов во временной области для того, чтобы сделать возможным комбинирование различных выходных сигналов в объединителе 202. Конверсия частоты дискретизации сигналов во временной области может осуществляться на входном сигнале или на выходном сигнале каждого индивидуального преобразователя 201-1, 201-2, …, 201-Р.
На фиг.3 показана иллюстративная конфигурация многократного гармонического преобразователя, или системы 300 с несколькими преобразователями, которая выполняет несколько порядков преобразования и использует общий блок 301 анализирующих фильтров. Отправной точкой конструкции многократного преобразователя 300 может являться конструирование индивидуальных преобразователей 201-1, 201-2, …, 201-Р, по фиг.2 так, чтобы блоки анализирующих фильтров (ссылочная позиция 101 по фиг.1) всех преобразователей 201-1, 201-2, …, 201-Р были идентичными, и их можно было бы заменить единственным блоком 301 анализирующих фильтров. Как следствие, входной сигнал во временной области трансформируется в единый набор сигналов поддиапазонов в частотной области, т.е. единый набор сигналов анализируемых поддиапазонов. Эти сигналы поддиапазонов подаются в различные блоки нелинейной обработки 302-1, 302-2, …, 302-Р для выполнения преобразования различных порядков. Как описывалось выше в контексте фиг.1, нелинейная обработка включает модификацию фазы и/или абсолютного значения сигналов поддиапазонов, и эта модификация отличается для различных порядков преобразования. Затем по-разному модифицированные сигналы поддиапазонов, или поддиапазоны, должны подаваться в различные блоки синтезирующих фильтров 303-1, 303-2, …, 303-Р, соответствующие различной нелинейной обработке 302-1, 302-2, …, 302-Р. В итоге получается Р по-разному преобразованных выходных сигналов во временной области, которые суммируются в объединителе 304, давая комбинированный преобразованный выходной сигнал.
Следует отметить, что, если блоки синтезирующих фильтров 303-1, 303-2, …, 303-Р, соответствующие различным порядкам преобразования, функционируют на различных частотах дискретизации, например, путем использования различных степеней расширения полосы частот, выходные сигналы во временной области из различных блоков синтезирующих фильтров 303-1, 303-2, …, 303-Р необходимо различным образом подвергнуть конверсии частоты дискретизации для того, чтобы выровнять Р выходных сигналов в одной временной сетке перед их суммированием в объединителе 304.
Фиг.4 иллюстрирует пример конфигурации системы 400 с несколькими гармоническими преобразователями, использующей несколько порядков преобразования и, в то же время, использующей общий блок 404 синтезирующих фильтров. Отправной точкой для конструирования такого многократного преобразователя 400 может быть конструирование индивидуальных преобразователей 201-1, 201-2, …, 201-Р по фиг.2 так, чтобы блоки синтезирующих фильтров для всех преобразователей были идентичными, и их можно было заменить единственным блоком 404 синтезирующих фильтров. Следует отметить, что, сходным с ситуацией, показанной на фиг.3, образом, нелинейная обработка 402-1, 402-2, …, 402-Р отличается для каждого порядка преобразования. Кроме того, отличаются блоки анализирующих фильтров 401-1, 401-2, …, 401-Р для различных порядков преобразования. Поэтому набор из Р блоков анализирующих фильтров 401-1, 401-2, …, 401-Р определяет Р наборов сигналов анализируемых поддиапазонов. Эти Р наборов сигналов анализируемых поддиапазонов подаются в соответствующие блоки нелинейной обработки 402-1, 402-2, …, 402-Р, генерирующие Р наборов модифицированных сигналов поддиапазонов. Эти Р наборов сигналов поддиапазонов могут объединяться в частотной области в объединителе 403, давая комбинированный набор сигналов поддиапазонов в качестве входного сигнала в единый блок 404 синтезирующих фильтров. Объединение сигналов в объединителе 403 может включать подачу различным образом обработанных сигналов в различные диапазоны поддиапазонов и/или наложение вкладов сигналов поддиапазонов в перекрывающиеся диапазоны поддиапазонов. Иными словами, различные сигналы анализируемых поддиапазонов, которые были обработаны с различными порядками преобразования, могут охватывать перекрывающиеся диапазоны частот. В этом случае, накладывающиеся вклады могут объединяться, например, складываться и/или усредняться, посредством объединителя 403. Выходной сигнал во временной области многократного преобразователя 400 получается из общего блока 404 синтезирующих фильтров. Аналогично описанному выше, если блоки анализирующих фильтров 401-1, 401-2, …, 401-Р функционируют на различных частотах дискретизации, может оказаться необходимой конверсия частоты дискретизации сигналов во временной области из различных блоков 401-1, 401-2, …, 401-Р синтезирующих фильтров для того, чтобы выровнять выходные сигналы различных блоков 402-1, 402-2, …, 402-Р нелинейной обработки в одной временной сетке.
Фиг.5 иллюстрирует принцип работы системы 500 с несколькими гармоническими преобразователями, использующей несколько порядков преобразования и включающей единственный общий блок 501 анализирующих фильтров и единственный общий блок 504 синтезирующих фильтров. В данном случае индивидуальные преобразователи 201-1, 201-2, …, 201-Р по фиг.2 должны быть сконструированы так, чтобы и блоки анализирующих фильтров и блоки синтезирующих фильтров, всех Р гармонических преобразователей были идентичны. Если условия идентичности блоков анализирующих и синтезирующих фильтров для Р различных гармонических преобразователей удовлетворяется, то идентичные блоки фильтров можно заменить единственным блоком 501 анализирующих фильтров и единственным блоком 504 синтезирующих фильтров. Усовершенствованные блоки 502-1, 502-2, …, 502-Р нелинейной обработки выводят различные вклады, которые объединяются в объединителе 503, давая комбинированный входной сигнал в соответствующие поддиапазоны блока 504 синтезирующих фильтров. Аналогично многократному гармоническому преобразователю 400, изображенному на фиг.4, комбинирование сигнала в объединителе 503 может включать подачу различным образом обработанных выходных сигналов блоков 502-1, 502-2, …, 502-Р нелинейной обработки в различные диапазоны поддиапазонов, и наложение нескольких выходных сигналов, вносящих вклад в перекрывающиеся диапазоны поддиапазонов.
<mrow><mo stretchy="false">[</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>−</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>,</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo stretchy="false">]</mo></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">[</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>−</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>T</mi><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>,</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>T</mi><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo stretchy="false">]</mo></mrow>
Как уже указывалось выше, нелинейная обработка 102, как правило, создает некоторое количество поддиапазонов на выходе, которое соответствует количеству поддиапазонов на входе. Нелинейная обработка 102, как правило, модифицирует фазу и/или абсолютное значение поддиапазона, или сигнала поддиапазона, в соответствии с подразумеваемым порядком преобразования Т. Например, поддиапазон на входе конвертируется в поддиапазон на выходе, имеющий в T раз большую частоту, т.е. поддиапазон на входе в нелинейную обработку 102, т.е. анализируемый поддиапазон
, может преобразовываться в поддиапазон на выходе нелинейной обработки 102, т.е. в синтезируемый поддиапазон
, где k - числовой индекс поддиапазона, и Δf - разрешающая способность по частоте блока анализирующих фильтров. Для того, чтобы сделать возможным использование общих блоков 501 анализирующих фильтров и общих блоков 504 синтезирующих фильтров, один или несколько блоков 502-1, 502-2, …, 502-Р усовершенствованной обработки могут конфигурироваться для создания некоторого количества выходных поддиапазонов, которое отличается от количества входных поддиапазонов. В одном из вариантов осуществления изобретения количество входных поддиапазонов в блок 502-1, 502-2, …, 502-Р усовершенствованной обработки может приблизительно в F/T раз отличаться от количества выходных поддиапазонов, где Т - порядок преобразования, и F - разрешающая способность по частоте блока фильтров, представленная выше.
Ниже будут описаны принципы усовершенствованной нелинейной обработки в блоках 502-1, 502-2, …, 502-Р нелинейной обработки. С этой целью предполагается, что
- Блок анализирующих фильтров и блок синтезирующих фильтров имеют общий физический параметр Δt шага по времени.
- Блок анализирующих фильтров имеет разрешающую способность по частоте Δf.
- Блок синтезирующих фильтров имеет разрешающую способность по частоте FΔf, где коэффициент разрешения F≥1 является целым числом.
A
A
s
s
Кроме того, предполагается, что блоки фильтров компонуются равномерно, т.е. поддиапазон с индексом нуль центрируется на нулевой частоте, и, таким образом, средние частоты блока анализирующих фильтров имеют вид kΔf, где индекс анализируемого поддиапазона k=0, 1, …, L-1, и L - количество поддиапазонов блока анализирующих фильтров. Средние частоты блока синтезирующих фильтров имеют вид nFΔf, где индекс синтезируемого поддиапазона n=0, 1, …, L-1, и L - количество поддиапазонов блока синтезирующих фильтров.
При выполнении традиционного преобразования целочисленного порядка T≥1, как показано на фиг.1, коэффициент разрешения F выбирается равным F=T, и нелинейно обработанный анализируемый поддиапазон k отображается в синтезируемый поддиапазон с тем же индексом n=k. Нелинейная обработка 102, как правило, включает умножение фазы поддиапазона, или сигнала поддиапазона, на коэффициент Т. Т.е. для каждого дискретного значения поддиапазонов блока фильтров можно записать
<mrow><msub><mi>θ</mi><mi>S</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>T</mi><msub><mi>θ</mi><mi>A</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
A
S
где θ(k) - фаза дискретного значения анализируемого поддиапазона k, и θ(k) - фаза дискретного значения синтезируемого поддиапазона k. Абсолютное значение, или амплитуда, дискретного значения поддиапазона может поддерживаться неизменным или может увеличиваться или уменьшаться посредством постоянного коэффициента усиления. По причине того, что Т - целое число, выполнение уравнения (1) не зависит от определения фазового угла.
Если коэффициент разрешения F выбирается равным порядку преобразования Т, т.е. F=T, то разрешающая способность по частоте блока синтезирующих фильтров, т.е. FΔf, зависит от порядка преобразования Г. Следовательно, для различных порядков преобразования Т необходимо использовать различные блоки фильтров как на этапе анализа, так и на этапе синтеза. Это связано с тем, что порядок преобразования Т определяет частное физической разрешающей способности по частоте, т.е. частное разрешающей способности по частоте Δf блока анализирующих фильтров и разрешающей способности по частоте FΔf блока синтезирующих фильтров.
Для того, чтобы иметь возможность использовать общий блок 501 анализирующих фильтров и общий блок 504 синтезирующих фильтров для ряда различных порядков преобразования Г, предлагается задавать разрешающую способность по частоте блока 504 синтезирующих фильтров как FΔf, т.е. предлагается сделать разрешающую способность по частоте блока 504 синтезирующих фильтров не зависящей от порядка преобразования Т. Тогда возникает вопрос, каким образом реализовать преобразование порядка T, когда коэффициент разрешения F, т.е. частное физической разрешающей способности по частоте для блоков анализирующих и синтезирующих фильтров, необязательно подчиняется соотношению F=T.
<mrow><mfrac><mrow><mi>n</mi><mi>F</mi></mrow><mi>T</mi></mfrac></mrow>
Как описано выше, принцип гармонического преобразования заключается в том, что входной сигнал в блок синтезирующих фильтров n со средней частотой nFΔf определяется из анализируемого поддиапазона с частотой в Т раз ниже, т.е. со средней частотой nFΔf/T Средние частоты анализируемых поддиапазонов идентифицируются посредством индекса k анализируемого поддиапазона как kΔf. Оба выражения для средних частот индекса анализируемого поддиапазона, т.е. nFΔf/T и kΔf, можно приравнять. Принимая во внимание то, что индекс n - целое число, выражение
представляет собой рациональное число, которое может быть выражено как сумма целочисленного индекса k анализируемого поддиапазона и остатка r∈{0,1/T,2/T, …, (T-1)/T}, таким образом,
<mrow><mfrac><mrow><mi>n</mi><mi>F</mi></mrow><mi>T</mi></mfrac><mo>=</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mi>r</mi><mo>.</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Поэтому можно обусловить, что входной сигнал в синтезируемый поддиапазон с индексом n синтезируемого поддиапазона может быть получен с использованием преобразования порядка Т из анализируемого поддиапазона, или поддиапазонов, k со значением индекса, имеющим вид по уравнению (2).
<mrow><mfrac><mrow><mi>n</mi><mi>F</mi></mrow><mi>T</mi></mfrac></mrow>
Ввиду того, что
- рациональное число, остаток r может быть не равен 0, и величина k+r может быть больше индекса k анализируемого поддиапазона и меньше индекса k+1 анализируемого поддиапазона. Следовательно, входной сигнал в синтезируемый поддиапазон с индексом n синтезируемого поддиапазона может быть получен с использованием преобразования порядка T из анализируемых поддиапазонов с индексами анализируемых поддиапазонов k и k+1, где значение k имеет вид по уравнению (2).
Как результат приведенного выше анализа, усовершенствованная нелинейная обработка, выполняемая в блоке 502-1, 502-2, …, 502-Р нелинейной обработки может, в общем, включать этап рассмотрения двух соседних анализируемых поддиапазонов с индексами k и k+1 с целью создания выходного сигнала для синтезируемого поддиапазона n. Поэтому для порядка преобразования Т модификация фазы, выполняемая блоком 502-1, 502-2, …, 502-Р нелинейной обработки, может определяться по правилу интерполяции:
<mrow><msub><mi>θ</mi><mi>S</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>n</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>T</mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo>−</mo><mi>r</mi><mo stretchy="false">)</mo><msub><mi>θ</mi><mi>A</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>+</mo><mi>T</mi><mi>r</mi><msub><mi>θ</mi><mi>A</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>3</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
A
S
S
где θ(k) - фаза дискретного значения анализируемого поддиапазона k, θ(k+1) - фаза дискретного значения анализируемого поддиапазона k+1, и θ(k) - фаза дискретного значения синтезируемого поддиапазона п.Т.е. если остаток г близок к нулю, т.е. если значение k+r близко к k, то основной вклад в фазу дискретного значения синтезируемого поддиапазона выводится из фазы дискретного значения анализируемого поддиапазона для поддиапазона k. С другой стороны, если остаток r близок к единице, т.е. если величина k+r близка к k+1, то основной вклад в фазу дискретного значения синтезируемого поддиапазона выводится из фазы дискретного значения анализируемого поддиапазона для диапазона k+1. Следует отметить, что оба фазовых множителя T(1-r) и Tr являются целыми числами, поэтому модификации фазы по уравнению (3) вполне определены и не зависят от фазового угла.
При рассмотрении абсолютных значений дискретных значений поддиапазонов для определения абсолютного значения дискретных значений синтезируемых поддиапазонов можно выбрать следующее геометрическое среднее значение:
<mrow><msub><mi>a</mi><mi>S</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>n</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><msub><mi>a</mi><mi>A</mi></msub><msup><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo>−</mo><mi>r</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msup><msub><mi>a</mi><mi>A</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><msup><mo stretchy="false">)</mo><mo>′</mo></msup><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>4</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
a
a
S
A
A
a
где (n) - абсолютное значение дискретного значения синтезируемого поддиапазона n, (k) - абсолютное значение дискретного значения анализируемого поддиапазона k, и (k+1) - абсолютное значение дискретного значения анализируемого поддиапазона k+1.
<mrow />
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>Δ</mi><mi>f</mi></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>F</mi><mi>Δ</mi><mi>f</mi></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mfrac><mrow><mi>F</mi><mi>Δ</mi><mi>f</mi></mrow><mi>T</mi></mfrac></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>.</mo></mrow>
A
S
В случае неравномерной компоновки блока фильтров, где средние частоты блока анализирующих фильтров имеют вид
, где k=0, 1, …, L-1, и средние частоты блока синтезирующих фильтров имеют вид
, где n=0, 1, …, L-1, соответствующее уравнению (2) уравнение можно вывести путем приравнивания преобразованной средней частоты блока синтезирующих фильтров
к средней частоте блока анализирующих фильтров
При условии, что индекс k - целое число и остаток r∈[0,1], для неравномерной компоновки блоков фильтров можно вывести следующее уравнение:
<mrow><mfrac><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>n</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mi>F</mi></mrow><mi>T</mi></mfrac><mo>=</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo>+</mo><mi>r</mi><mo>.</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>5</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Как можно видеть, если T-F, т.е. разность между порядком преобразования и коэффициентом разрешения, является четной, то T(1-r) и Tr являются целыми числами, и тогда могут использоваться правила интерполяции по уравнениям (3) и (4).
Отображение анализируемых поддиапазонов в синтезируемые поддиапазоны показано на фиг.5b. На фиг.5b показаны четыре схемы для четырех порядков преобразования от T=1 до T=4. Каждая схема иллюстрирует то, как исходные элементы кодированного сигнала 510, т.е. анализируемые поддиапазоны отображаются в целевые элементы кодированного сигнала 530, т.е. в синтезируемые поддиапазоны. Для простоты иллюстрации предполагается, что коэффициент разрешения F равен единице. Иными словами, фиг.5b иллюстрирует отображение сигналов анализируемых поддиапазонов в сигналы синтезируемых поддиапазонов с использованием уравнений (2) и (3). В проиллюстрированном примере блок анализирующих/синтезирующих фильтров скомпонован равномерно, F=1 и максимальный порядок преобразования Р=4.
<mrow><mfrac><mi>n</mi><mi>T</mi></mfrac><mo>=</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mi>r</mi></mrow>
В проиллюстрированном примере уравнение (2) можно записать как
. Следовательно, для порядка преобразования T=1, анализируемый поддиапазон с индексом k отображается в соответствующий синтезируемый поддиапазон n, и остаток г всегда равен нулю. Это видно на фиг.5b, где исходный элемент кодированного сигнала 511 отображается один к одному в целевой элемент кодированного сигнала 531.
В случае порядка преобразования Т=2 остаток r принимает значения 0 и 1/2, и исходный элемент кодированного сигнала отображается в несколько целевых элементов кодированного сигнала. Изменяя перспективу на обратную, можно утверждать, что каждый целевой элемент кодированного сигнала 532, 535 принимает вклады от исходных элементов кодированного сигнала в количестве до двух. Это можно видеть на фиг.5b, где целевой элемент кодированного сигнала 535 принимает вклад от исходных элементов кодированного сигнала 512 и 515. Однако целевой элемент кодированного сигнала 532 принимает вклад только от исходного элемента кодированного сигнала 512. Если предположить, что целевой элемент кодированного сигнала 532 имеет четный индекс n, например n=10, то уравнение (2) определяет то, что целевой элемент кодированного сигнала 532 принимает вклад от исходного элемента кодированного сигнала 512 с индексом k=n/2, например, k=5. Остаток r в этом случае равен нулю, т.е. вклад от исходного элемента кодированного сигнала 515 с индексом k+1, например, k+1=6, отсутствует. Эта ситуация изменяется для целевого элемента кодированного сигнала 535 с нечетным индексом m, например, n=11. В этом случае уравнение (2) определяет, что целевой элемент кодированного сигнала 535 принимает вклады от исходных элементов кодированного сигнала 512 (индекс k=5) и целевого элемента кодированного сигнала 515 (индекс k+1=6). Сходным образом это применимо к более высокому порядку преобразования Т, например T=3 и T=4, как показано на фиг.5b.
<mrow><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>n</mi></mrow><mi>T</mi></mfrac><mo>=</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mi>r</mi></mrow>
Сходная ситуация для случая F=2, где уравнение (2) можно записать как
, изображена на фиг.5с. Для порядка преобразования Т=2 анализируемый поддиапазон с индексом k отображается в соответствующий синтезируемый поддиапазон n, а остаток r всегда равен нулю. Это можно видеть на фиг.5с, где исходный элемент кодированного сигнала 521 отображается один к одному в целевой элемент кодированного сигнала 541.
В случае порядка преобразования T=3 остаток r принимает значения 0, 1/3 и 2/3, и исходный элемент кодированного сигнала отображается в ряде целевых элементов кодированного сигнала. Изменяя перспективу на обратную, можно утверждать, что каждый целевой элемент кодированного сигнала 542, 545 принимает вклад от исходных элементов кодированного сигнала в количестве до двух. Это можно видеть на фиг.5с, где целевой элемент кодированного сигнала 545 принимает вклады от исходных элементов кодированного сигнала 522 и 525. Если предположить, что целевой элемент кодированного сигнала 545 имеет индекс, например, n=8, то уравнение (2) определяет, что k=5, и r=1/3, т.е. целевой элемент кодированного сигнала 545 принимает вклады от исходного элемента кодированного сигнала 522 (индекс k=5) и целевого элемента кодированного сигнала 525 (индекс k+1=6). Однако для целевого элемента кодированного сигнала 546 с индексом n=9 остаток r равен нулю, и, таким образом, целевой элемент кодированного сигнала 546 принимает вклад только от исходного элемента кодированного сигнала 525. Это сходным образом применимо для более высокого порядка преобразования Т, например, T=4, как показано на фиг.5с.
Дальнейшая интерпретация описанной выше усовершенствованной нелинейной обработки может выполняться следующим образом. Усовершенствованная нелинейная обработка может подразумеваться как комбинация преобразования данного порядка Т и последующего отображения преобразованных сигналов поддиапазонов в частотную сетку, определяемую общим блоком синтезирующих фильтров, т.е. в частотную сетку FΔf. Для иллюстрации этой интерпретации снова производится отсылка к фиг.5b и 5с. Однако в данном случае исходные элементы кодированного сигнала 510 и 520 рассматриваются как синтезируемые поддиапазоны, полученные из анализирующих поддиапазонов с использованием порядка преобразования Т. Эти синтезируемые поддиапазоны имеют частотную сетку, имеющую вид TΔf. Для того, чтобы генерировать сигналы синтезируемых поддиапазонов на предварительно заданной частотной сетке FΔf, имеющую вид целевых элементов кодированного сигнала 530 или 540, исходные элементы кодированного сигнала 510 или 520, т.е. синтезируемые поддиапазоны, имеющие частотную сетку TΔf, необходимо отобразить на заранее определенной частотной сетке FΔf. Это можно выполнить, определив целевой элемент кодированного сигнала 530 или 540, т.е. сигнал синтезируемого поддиапазона, на частотной сетке FΔf путем интерполяции одного или двух исходных элементов кодированного сигнала 510 или 520, т.е. сигналов синтезируемых поддиапазонов, на частотной сетке TΔf. В предпочтительном варианте осуществления изобретения используется линейная интерполяция, где весовые коэффициенты интерполяции обратно пропорциональны разности между средними частотами целевого элемента кодированного сигнала 530 или 540 и соответствующего исходного элемента кодированного сигнала 510 или 520. Например, если разность равна нулю, то весовой коэффициент равен 1, а если разность равна TΔf, то весовой коэффициент равен нулю.
Таким образом, описан способ нелинейной обработки, который позволяет определять вклады в синтезируемый поддиапазон посредством преобразования нескольких анализируемых поддиапазонов. Способ нелинейной обработки позволяет использовать единые общие блоки анализирующих и синтезирующих фильтров для различных порядков преобразования и, таким образом, значительно снижает вычислительную сложность многократных гармонических преобразователей.
Ниже описаны различные варианты осуществления многократных гармонических преобразователей, или систем с несколькими гармоническими преобразователями. В системах кодирования/декодирования исходного звукового сигнала, использующих HFR (высокочастотную реконструкцию), такую как, например, SBR (репликация спектральной полосы), описанных, например, в документе WO 98/57436, который ссылкой включается в настоящее описание, типичный сценарий заключается в том, что базовый декодер, т.е. декодер низкочастотной составляющей звукового сигнала, выводит сигнал во временной области в модуль HFR системы HFR, т.е. в модуль системы, выполняющей реконструкцию высокочастотной составляющей звукового сигнала. Низкочастотная составляющая может иметь ширину полосы частот более низкую, чем половина ширины полосы частот оригинального звукового сигнала, включающего низкочастотную составляющую и высокочастотную составляющую. Следовательно, сигнал во временной области, включающий низкочастотную составляющую, также именуемую сигналом низкочастотной полосы, может дискретизироваться на половине частоты дискретизации конечного выходного сигнала системы кодирования/декодирования звукового сигнала. В этом случае модуль HFR должен будет эффективно подвергать базовый сигнал, т.е. сигнал низкочастотной полосы, конверсии частоты дискретизации с целью удвоения частоты дискретизации для того, чтобы способствовать добавлению базового сигнала к выходному сигналу. Поэтому т.н. коэффициент расширения полосы частот, применяемый модулем HFR, равен 2.
После генерирования высокочастотной составляющей, также называемой генерируемым HFR сигналом, генерируемый HFR сигнал динамически регулируется для максимально возможного соответствия генерируемого HFR сигнала высокочастотной составляющей оригинального сигнала, т.е. высокочастотной составляющей оригинального кодированного сигнала. Эта регулировка, как правило, выполняется т.н. HFR-процессором посредством передаваемой дополнительной информации. Передаваемая дополнительная информация может включать информацию об огибающей спектра высокочастотной составляющей оригинального сигнала, и регулирование генерируемого HFR сигнала может включать регулирование огибающей спектра генерируемого HFR сигнала.
Для того, чтобы выполнить регулирование генерируемого HFR сигнала в соответствии с передаваемой дополнительной информацией, генерируемый HFR сигнал анализируется многоканальным блоком QMF-фильтров (квадратурных зеркальных фильтров), который создает сигналы QMF-поддиапазонов спектра генерируемого HFR сигнала. Затем HFR-процессор выполняет регулирование генерируемого HFR сигнала на сигналах QMF-поддиапазонов спектра, полученных из блоков анализирующих QMF-фильтров. В конечном итоге, отрегулированные сигналы QMF-поддиапазонов подвергаются синтезу в блоке синтезирующих QMF-фильтров. Для того, чтобы выполнить модификацию частоты дискретизации, например, для того, чтобы удвоить частоту дискретизации от частоты дискретизации сигнала низкочастотной полосы до частоты дискретизации выходного сигнала системы кодирования/декодирования звукового сигнала, количество анализируемых QMF-полос может отличаться от количества синтезируемых QMF-полос.В одном из вариантов осуществления изобретения блок анализирующих QMF-фильтров генерирует 32 сигнала QMF-поддиапазонов, а блок синтезирующих QMF-фильтров обрабатывает 64 QMF-поддиапазона и, таким образом, обеспечивает удвоение частоты дискретизации. Следует отметить, что, как правило, блоки анализирующих и/или синтезирующих фильтров преобразователя генерируют несколько сотен анализируемых и/или синтезируемых поддиапазонов, таким образом, обеспечивая значительно большую разрешающую способность по частоте, чем блоки QMF-фильтров.
Пример процесса генерирования высокочастотной составляющей сигнала проиллюстрирован для системы HFR 600 по фиг.6. Передаваемый битовый поток принимается базовым декодером 601, который создает низкочастотную составляющую декодированного выходного сигнала с частотой дискретизации fs. Низкочастотная составляющая с частотой дискретизации fs представляет собой входной сигнал в различные индивидуальные преобразователи 602-2, …, 602-P, где каждый единичный преобразователь соответствует единичному преобразователю порядка преобразования T=2, …, Р, как показано на фиг.1. Индивидуальные преобразованные сигналы для T=2, …, Р по отдельности подаются в индивидуальные экземпляры класса отдельных блоков 603-1, …, 603-Р анализирующих QMF-фильтров. Следует отметить, что низкочастотная составляющая рассматривается как преобразованный сигнал порядка T=1. Конверсия частоты дискретизации базового сигнала, т.е. конверсия частоты дискретизации низкочастотной составляющей с частотой дискретизации fs, достигается путем фильтрации низкочастотной составляющей с использованием блока 603-1 QMF-фильтров с пониженной дискретизацией, как правило, содержащего 32 канала вместо 64 каналов. В результате генерируется 32 сигнала поддиапазонов, где каждый сигнал QMF-поддиапазона имеет частоту дискретизации fs/32.
Действие преобразования порядка Т=2 на сигнал с частотой дискретизации fs показано на частотных диаграммах, проиллюстрированных на фиг.12а. Частотная диаграмма 1210 показывает входной сигнал в преобразователь 602-2 с шириной полосы частот В Гц. Входной сигнал сегментируется на сигналы анализируемых поддиапазонов с использованием блока анализирующих фильтров. Это представлено посредством сегментирования на полосы частот 1211. Сигналы анализируемых поддиапазонов преобразовываются до диапазона в T=2 раза более высоких частот, и частота дискретизации удваивается. Результирующий сигнал в частотной области проиллюстрирован на частотной диаграмме 1220, где частотная диаграмма 1220 имеет ту же шкалу частот, что и частотная диаграмма 1210. Можно видеть, что поддиапазоны 1211 преобразовываются в поддиапазоны 1221. Операция преобразования проиллюстрирована пунктирными стрелками. Кроме того, на частотной диаграмме 1220 проиллюстрирован периодический спектр 1222 преобразованных сигналов поддиапазонов. В альтернативном варианте процесс преобразования можно проиллюстрировать так, как это сделано на частотной диаграмме 1230, где ось частот масштабирована, т.е. умножена на коэффициент преобразования T=2. Иными словами, частотная диаграмма 1230 соответствует частотной диаграмме 1220 при в T=2 раза большем масштабе. Каждый из сегментов поддиапазонов 1231 имеет ширину полосы частот, удвоенную относительно таковой для сегментов 1211. Это приводит к выходному сигналу преобразователя 602-2, который имеет в T=2 раза большую частоту дискретизации, чем входной сигнал, т.е. частоту дискретизации 2fs, в то время как длительность сигнала во времени остается неизменной.
Как можно видеть на фиг.6 и как описывалось выше, выходной сигнал индивидуального преобразователя 602-2 с порядком преобразования T=2 имеет частоту дискретизации 2fs. Для того, чтобы генерировать сигналы QMF-поддиапазонов с частотой дискретизации fs/32, должен использоваться блок 603-2 анализирующих QMF-фильтров, имеющий 64 канала. Сходным образом, выходной сигнал индивидуального преобразователя 602-Р с порядком преобразования Т=Р имеет частоту дискретизации Pfs. Для того, чтобы генерировать сигналы QMF-поддиапазонов с частотой дискретизации fs/32, должен использоваться блок 603-2 анализирующих QMF-фильтров, содержащий 32*Р канала. Иными словами, выходные поддиапазоны всех элементов класса блоков 603-1, …, 603-Р анализирующих QMF-фильтров будут иметь равные частоты дискретизации, если размер, т.е. количество каналов для каждого из блоков 603-1, …, 603-Р анализирующих QMF-фильтров, будет адаптирован к сигналу, происходящему из соответствующего преобразователя 602-2, …, 602-Р. Наборы сигналов QMF-поддиапазонов с частотой fs/32 подаются в модуль 604 обработки HFR, где выполняется регулирование спектра высокочастотных составляющих в соответствии с передаваемой дополнительной информацией. В конечном итоге, отрегулированные сигналы поддиапазонов подвергаются синтезу в сигнал во временной области 64-канальным блоком 605 обратных, или синтезирующих, QMF-фильтров, и, таким образом, из сигналов QMF-поддиапазонов, дискретизированных с частотой fs/32, эффективно генерируется декодированный выходной сигнал с частотой дискретизации 2fs.
Как было описано выше, модули 602-2, …, 602-Р преобразователя генерируют сигналы во временной области с различными частотами дискретизации, т.е., соответственно, с частотами дискретизации 2fs, …, Pfs. Конверсия частоты дискретизации выходных сигналов модулей 602-2,..., 602-Р преобразователя достигается путем «вставки» или отбрасывания каналов поддиапазонов в последующих соответствующих блоках 603-1, …, 603-Р анализирующих QMF-фильтров. Иными словами, конверсия частоты дискретизации выходных сигналов модулей 602-2, …, 602-Р преобразователя может достигаться путем использования отличающихся количеств QMF-поддиапазонов в соответствующих последующих блоках 603-1, …, 603-Р анализирующих QMF-фильтров и блоке 605 синтезирующих QMF-фильтров. Поэтому может возникнуть необходимость в подгонке выходных сигналов QMF-поддиапазонов из блоков 602-2, …, 602-Р QMF-фильтров к 64 каналам, которые, в конечном итоге, передаются в блок 605 синтезирующих QMF-фильтров. Эта подгонка, или отображение, может достигаться путем отображения, или добавления, 32 сигналов QMF-поддиапазонов, приходящих из 32-канального блока 603-1 анализирующих QMF-фильтров, к первым 32 каналам, т.е. к каналам самых низких частот, блока 605 обратных, или синтезирующих, QMF-фильтров. Это эффективно приводит к повышающей дискретизации в 2 раза сигнала, который фильтруется блоком 603-1 анализирующих QMF-фильтров. Все сигналы поддиапазонов, приходящие из 64-канального блока 603-2 анализирующих QMF-фильтров, могут отображаться, или добавляться, непосредственно к 64 каналам блока 605 обратных QMF-фильтров. Ввиду того, что блок 603-2 анализирующих QMF-фильтров имеет в точности такой же размер, что и блок 605 QMF-фильтров, соответствующий преобразованный сигнал не будет подвергаться конверсии частоты дискретизации. Блоки 603-3, …, 603-Р QMF-фильтров содержат количество выходных сигналов QMF-поддиапазонов, которое превышает 64 сигнала поддиапазонов. В этом случае, нижние 64 канала могут отображаться, или добавляться, к 64 каналам блока 605 синтезирующих QMF-фильтров. Оставшиеся более высокие каналы могут отбрасываться. В результате использования 32·Р-канального блока 603-Р анализирующих QMF-фильтров сигнал, который фильтруется блоком 603-Р QMF-фильтров будет подвергаться понижающей дискретизации в Р/2 раз. Следовательно, конверсия частоты дискретизации, зависящая от порядка преобразования Р, будет приводить к тому, что все преобразованные сигналы будут иметь одинаковую частоту дискретизации.
Иными словами, желательно, чтобы сигналы поддиапазонов имели одинаковые частоты дискретизации при их подаче в модуль 604 обработки HFR, даже если модули 602-2, …, 602-Р преобразователя генерируют сигналы во временной области с различными частотами дискретизации. Это может достигаться путем использования блоков 603-3, …, 603-Р QMF-фильтров различных размеров, где размер, как правило, равен 32Т, где Т - коэффициент преобразования, или порядок преобразования. Поскольку модуль 604 обработки HFR и блок 605 синтезирующих QMF-фильтров, как правило, выполняют операции на 64 сигналах поддиапазонов, т.е. имеют удвоенный размер относительно блока 603-1 анализирующих QMF-фильтров, все сигналы поддиапазонов из блоков 603-3, …, 603-Р анализирующих QMF-фильтров с индексами поддиапазонов, превышающими это число, могут отбрасываться. Это может быть сделано, поскольку выходные сигналы преобразователей 602-2, …, 602-Р могут фактически охватывать диапазоны частот выше частоты Найквиста fs выходного сигнала. Остающиеся сигналы поддиапазонов, т.е. сигналы поддиапазонов, которые были отображены в поддиапазоны блока 605 синтезирующих QMF-фильтров, могут добавляться для генерирования преобразованных сигналов, перекрывающихся по частоте (см. обсуждение фиг.12b ниже) или комбинироваться каким-либо иным образом, например, для получения неперекрывающихся преобразованных сигналов, как изображено на фиг.12с (обсуждаемой ниже). В случае неперекрывающихся преобразованных сигналов, преобразователю 602-Т порядка преобразования Т, где Т=2, …, Р, как правило, присваивается определенный диапазон частот, исключительно для которого преобразователь 602-T генерирует частотную составляющую. В одном из вариантов осуществления изобретения назначенный диапазон частот преобразователя 602-T может составлять [(T-1)B, TB], где В - ширина полосы частот входного сигнала в преобразователь 602-T. В этом случае, сигналы синтезируемых поддиапазонов преобразователя 602-T, которые находятся за пределами назначенного диапазона частот, игнорируются или отбрасываются. С другой стороны, преобразователь 602-T может генерировать частотные составляющие, которые перекрываются с частотными составляющими других преобразователей 602-2, …, 602-Р. В этом случае, указанные перекрывающиеся частотные составляющие накладываются в области QMF-поддиапазонов.
Как отмечалось выше, в типичных вариантах осуществления изобретения для генерирования высокочастотной составляющей выходного сигнала модуля 600 HFR используется ряд преобразователей 602-2, …, 602-Р. Предполагается, что входной сигнал в преобразователи 602-2, …, 602-Р, т.е. низкочастотная составляющая выходного сигнала, имеет ширину полосы частот В Гц и частоту дискретизации fs, а выходной сигнал модуля 600 HFR имеет частоту дискретизации 2fs. Следовательно, высокочастотная составляющая может охватывать диапазон частот [B, fs]. Каждый из преобразователей 602-2, …, 602-Р может вносить вклад в высокочастотную составляющую, где вклады могут перекрываться и/или не перекрываться. Фиг.12b иллюстрирует случай, когда высокочастотная составляющая генерируется из перекрывающихся вкладов различных преобразователей 602-2, …, 602-Р. Частотная диаграмма 1241 иллюстрирует низкочастотную составляющую, т.е. входной сигнал в преобразователи 602-2, …, 602-Р. Частотная диаграмма 1242 иллюстрирует выходной сигнал преобразователя 602-2 2-го порядка, включающего поддиапазоны в диапазоне частот [В, 2В], который обозначается заштрихованным диапазоном частот. Генерируемый преобразователем диапазон частот [0, B], как правило, игнорируется или отбрасывается, поскольку этот диапазон охватывается входным низкочастотным сигналом. Это обозначается белым диапазоном частот. Частотная диаграмма 1243 иллюстрирует выходной сигнал преобразователя 602-3 3-го порядка, охватывающего диапазон частот [В, 3В], который обозначается заштрихованным диапазоном частот. Сходным образом, преобразователь 602-Р генерирует выходной сигнал, охватывающий диапазон частот [В, РВ], показанный на частотной диаграмме 1244. В конечном итоге, выходные сигналы различных преобразователей 602-2, …, 602-Р и низкочастотная составляющая отображаются в QMF-поддиапазоны с использованием блоков 603-1, …, 603-Р анализирующих QMF-фильтров, и, таким образом, генерируется Р наборов QMF-поддиапазонов. Как видно на частотной диаграмме 1245, QMF-поддиапазоны, охватывающие диапазон частот [0, В] (ссылочная позиция 1246), принимают вклад только от низкочастотной составляющей, т.е. от сигнала, полученного из преобразования 1-го порядка. QMF-поддиапазоны, охватывающие диапазон частот [В, 2В] (ссылочная позиция 1247), принимают вклад только от выходных сигналов преобразователей порядка Т=2, …, Р. QMF-поддиапазоны, охватывающие диапазон частот [2В, 3В] (ссылочная позиция 1248), принимают вклад только от выходных сигналов преобразователей порядка Т=3, …, Р, и т.д. QMF-поддиапазоны, охватывающие диапазон частот [(P-1)B, PB] (ссылочная позиция 1249), принимают вклад только от выходного сигнала преобразователя порядка Т=Р.
Фиг.12с иллюстрирует сценарий, сходный со сценарием по фиг.12b, однако преобразователи 602-2, …, 602-Р сконфигурированы так, чтобы диапазоны частот их выходных сигналов не перекрывались. Частотная диаграмма 1251 иллюстрирует низкочастотную составляющую. Частотная диаграмма 1252 иллюстрирует выходной сигнал преобразователя 602-2 2-го порядка, охватывающий диапазон частот [В, 2В]. Частотная диаграмма 1253 иллюстрирует выходной сигнал преобразователя 602-3 3-го порядка, охватывающий диапазон частот [2В, 3В], и частотная диаграмма 1254 иллюстрирует выходной сигнал преобразователя 6Q2-P P-го порядка, охватывающий диапазон частот [(Р-1)B, РВ]. Низкочастотная составляющая и выходные сигналы преобразователей 602-2, …, 602-Р подаются в соответствующие блоки 603-1, …, 603-P анализирующих QMF-фильтров, которые создают Р наборов QMF-поддиапазонов. Как правило, эти QMF-поддиапазоны не включают вклады в перекрывающихся диапазонах частот. Это иллюстрируется частотной диаграммой 1255. QMF-поддиапазоны, охватывающие диапазон частот [0, В] (ссылочная позиция 1256), принимают вклад только от низкочастотной составляющей, т.е. от сигнала, полученного из преобразования 1-го порядка. QMF-поддиапазоны, покрывающие диапазон частот [В, 2В] (ссылочная позиция 1257), принимают вклад от выходного сигнала преобразователя порядка Т=2. QMF-поддиапазоны, покрывающие диапазон частот [2B, 3В] (ссылочная позиция 1258), принимают вклад от выходного сигнала преобразователя порядка Т=3, и т.д. QMF-поддиапазоны, покрывающие диапазон частот [(Р-1)В, РВ] (ссылочная позиция 1259), принимают вклад от выходного сигнала преобразователя порядка Т=Р.
Фиг.12b и 12с иллюстрируют предельные сценарии полностью перекрывающихся выходных сигналов преобразователей 602-2, …, 602-Р и полностью неперекрывающихся выходных сигналов преобразователей 602-2, …, 6Q2-P. Следует отметить, что возможны смешанные сценарии с частично перекрывающимися выходными сигналами. Также следует отметить, что два сценария по фиг.12b и 12с описывают системы, в которых преобразователи 602-2, …, 602-Р сконфигурированы так, чтобы диапазоны частот их выходных сигналов или перекрывались, или не перекрывались. Это может достигаться путем применения обработки методом окна в спектральной области преобразователей, например, путем присвоения нулевых значений выбранным сигналам поддиапазонов. Альтернативный способ заключается в предоставлении преобразователям 602-2, …, 602-Р в обоих сценариях по фиг.12b и 12с возможности генерировать широкополосные сигналы и выполнять фильтрацию преобразованных сигналов в области QMF-поддиапазонов путем комбинирования сигналов поддиапазонов, полученных из блоков 603-1, …, 603-Р надлежащим образом. Например, в случае отсутствия перекрывания, только один из блоков 603-1, …, 603-Р анализирующих QMF-фильтров вносит вклад в сигналы поддиапазонов, подаваемые в HFR-процессор 604 в выходном диапазоне частот каждого преобразователя. В случае перекрывания, ряды сигналов поддиапазонов перед вхождением в HFR-процессор 604 складываются.
1
2
1
2
Более эффективная реализация системы по фиг.6 получается, если некоторые или все сигналы системы HFR 600 являются критически дискретизированными (или близкими к критически дискретизированным), как показано на фиг.7 и фиг.13-16 для системы HFR 700. Это означает, что выходной сигнал базового декодера 701, а также, предпочтительно, все другие промежуточные сигналы системы HFR 700, например, выходные сигналы преобразовател ей 702-2, …, 702-Р, являются подвергнутыми критической понижающей дискретизации. Например, базовый декодированный сигнал на выходе базового декодера 701 подвергается понижающей дискретизации посредством рационального коэффициента Q=M/M, где M и М - это соответствующим образом выбранные целочисленные величины. Коэффициент понижающей дискретизации Q должен быть максимальным коэффициентом, который заставляет входной сигнал с шириной полосы частот В быть критически дискретизированным или близким к критически дискретизированному. В то же время, Q должен выбираться так, чтобы размер (32/6) блока 703-1 QMF-фильтров оставался целым числом. Понижающая дискретизация посредством коэффициента Q выполняется в понижающем дискретизаторе 706 и приводит к выходному сигналу с частотой дискретизации fs/Q. Для того, чтобы создать преобразованные сигналы, которые также являются критически дискретизированными, преобразователи 702-2, …, 702-Р, предпочтительно, выводят только ту часть преобразованного сигнала, которая является релевантной, т.е. диапазон частот, который фактически используется HFR-процессором 704. Релевантным диапазоном частот для преобразователя 702-T с порядком преобразования Т может являться диапазон [(Т-1)B, ТВ] для входного сигнала, имеющего ширину полосы частот В Гц в случае отсутствия перекрывания.
Это означает, что выходной сигнал понижающего дискретизатора 706 и выходной сигнал преобразователей 702-2, …, 702-Р являются критически дискретизированными. Выходной сигнал преобразователя 702-2 2-го порядка мог бы иметь частоту дискретизации fs/Q, что идентично выходному сигналу понижающего дискретизатора 706. Однако следует отметить, что сигнал из преобразователя 702-2 2-го порядка фактически представляет собой высокочастотный сигнал с шириной полосы частот fs/2Q, которая модулируется в базовую полосу, поскольку преобразователь 702-2 сконфигурирован так, что он синтезирует диапазон преобразованных частот, приблизительно, от В Гц до 2 В Гц.
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><mo>−</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>Q</mi></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mi>f</mi><mi>s</mi></mrow>
Для преобразователей более высокого порядка, например, для преобразователя 702-Р, возможны, по меньшей мере, два сходных сценария. Первый сценарий заключается в том, что преобразованные сигналы перекрываются, т.е. более низкочастотная часть преобразованного сигнала P-го порядка перекрывается с диапазоном частот преобразованного сигнала порядка P-1 (см. фиг.12b). В этом случае, выходной сигнал критически дискретизированного преобразователя 702-Р имеет частоту дискретизации Sfs/Q, где S=min(P-1, 2Q-1), Когда S=P-1, высшая частота преобразованного сигнала P-го порядка по-прежнему находится ниже частоты Найквиста fs выходного сигнала системы HFR 700, а когда S=2Q-1, преобразованный сигнал P-го порядка ограничен по частоте частотой Найквиста fs выходного сигнала системы HFR 700. Т.е. частота дискретизации выходного сигнала преобразователя 702-Р никогда не превышает
, что соответствует сигналу, охватывающему интервал частот от fs(2Q) (самая высокая частота сигнала низкочастотной полосы) до частоты Найквиста fs Второй сценарий заключается в том, что преобразованные сигналы являются неперекрывающимися. В этом случае S=1, и все преобразованные сигналы имеют идентичные частоты дискретизации, хотя они и охватывают различные неперекрывающиеся диапазоны частот в выходном сигнале блока 705 обратных QMF-фильтров, т.е. в выходном сигнале системы HFR 700 (см. фиг.12с).
<mrow><mi>Q</mi><mo><</mo><mfrac><mrow><mi>f</mi><mi>s</mi></mrow><mrow><mn>2</mn><mi>B</mi></mrow></mfrac></mrow>
Влияние описанной понижающей, или повышающей, дискретизации на выходной сигнал базового декодера 701, имеющий ширину полосы частот В Гц, проиллюстрировано на фиг.13-16. Фиг.13 схематически иллюстрирует передачу сигнала от выхода базового декодера 701 к выходу преобразователя 702-2 с порядком преобразования Т=2. Частотная диаграмма 1310 показывает выходной сигнал базового декодера 710 с шириной полосы частот В Гц. Этот сигнал подвергнут критической понижающей дискретизации в понижающем дискретизаторе 706. Коэффициент понижающей дискретизации Q - это рациональная величина, которая обеспечивает то, что анализируемая QMF-полоса 703-1 содержит целое число 32/Q поддиапазонов. Кроме того, понижающий дискретизатор 706 должен создавать критически дискретизированный выходной сигнал, т.е. выходной сигнал, имеющий частоту дискретизации, которая максимально близка к удвоенной ширине полосы частот В базового декодированного сигнала, т.е.
. Такой критически дискретизированный сигнал проиллюстрирован частотной диаграммой 1320. Этот критически дискретизированный сигнал с частотой дискретизации fs/Q проходит в преобразователь 702-2, где он сегментируется на анализируемые поддиапазоны. Сегментированный сигнал проиллюстрирован на частотной диаграмме 1330. Следовательно, нелинейная обработка выполняется на сигналах анализируемых поддиапазонов, что приводит к растягиванию анализируемых поддиапазонов до в Т=1 раза более высоких диапазонов частот и к частоте дискретизации 2fs/Q. Это иллюстрируется частотной диаграммой 1340, которая, в альтернативном варианте, может рассматриваться как частотная диаграмма 1330 с масштабированной осью частот. Следует отметить, что только некоторое подмножество преобразованных поддиапазонов, как правило, будет рассматриваться в модуле 704 обработки HFR. Эти релевантные преобразованные поддиапазоны показаны на частотной диаграмме 1340 как заштрихованные поддиапазоны, которые охватывают диапазон частот [В, 2В]. В блоке синтезирующих фильтров преобразователя может возникнуть необходимость учета только заштрихованных поддиапазонов, поэтому релевантный диапазон может модулироваться вплоть до базовой полосы, и сигнал может подвергаться понижающей дискретизации в два раза до частоты дискретизации fs/Q. Это иллюстрируется частотной диаграммой 1360, где, как можно видеть, сигнал, охватывающий диапазон частот [В, 2В], модулирован в диапазон базовой полосы [0, В]. То, что модулированный сигнал фактически охватывает диапазон более высоких частот [В, 2В], иллюстрируется ссылочными позициями «В» и «2В».
Следует отметить, что проиллюстрированные этапы преобразования (показанные на частотной диаграмме 1340) и последующей модуляции в базовую полосу (показанные на частотной диаграмме 1360) показаны только с иллюстративными целями. Обе операции могут выполняться путем приравнивания заштрихованных поддиапазонов (показанных на частотной диаграмме 1340) к синтезируемым поддиапазонам блока синтезирующих фильтров, содержащего половину количества поддиапазонов блока анализирующих фильтров. В результате такой операции отображения можно получить выходной сигнал, показанный на частотной диаграмме 1360, который является модулированным в базовую полосу, т.е. центрированным на нулевой частоте. В сценарии с отсутствием перекрывания размер блока синтезирующих фильтров уменьшается относительно блока анализирующих фильтров для того, чтобы сделать достижимым коэффициент понижающей дискретизации, который имеет вид соотношения между полным диапазонам частот [0, PB], который может охватываться выходным сигналом преобразователя 702-Р P-го порядка, и фактическим диапазоном частот [(Р-1)5, РВ], охватываемым выходным сигналом преобразователя 702-Р P-го порядка, т.е. коэффициентом Р.
Фиг.14 схематически иллюстрирует передачу сигнала от выхода базового декодера 701 к выходу преобразователя 702-3 с порядком преобразования Т=3 в сценарии с перекрывающимися диапазонами частот. Сигнал с шириной полосы частот В, показанный на частотной диаграмме 1410, подвергается понижающей дискретизации с коэффициентом Q в понижающем дискретизаторе 706, давая сигнал, показанный на частотной диаграмме 1420. Анализируемые поддиапазоны, показанные на частотной диаграмме 1430, преобразовываются в поддиапазоны с в Т=3 раза более высокими частотами. Преобразованные поддиапазоны проиллюстрированы частотной диаграммой 1440, где частота дискретизации увеличивается от fs/Q до 3fs/Q. Как описано в тексте, относящемся к фиг.13, это можно рассматривать как изменение масштаба оси частот в 3 раза. Как можно видеть, диапазон частот преобразователя 702-3 3-го порядка, т.е. заштрихованный диапазон частот [В, 3В], перекрывается с диапазоном частот преобразователя 702-2 2-го порядка. Аналогично фиг.13, заштрихованные поддиапазоны могут подаваться в блок синтезирующих фильтров уменьшенного размера, таким образом, давая сигнал, включающий только частоты из заштрихованных поддиапазонов. Этот высокочастотный сигнал, таким образом, модулируется вниз по частоте в базовую полосу с использованием коэффициента понижающей дискретизации 3/2. Результирующий критически дискретизированный выходной сигнал преобразователя 702-2, имеющий частоту дискретизации 2fs/Q, проиллюстрирован частотной диаграммой 1460.
Как и для фиг.13, следует отметить, что операция преобразования, показанная на частотной диаграмме 1440, и модуляция в базовую полосу, показанная на частотной диаграмме 1460, выполняются путем отображения заштрихованных поддиапазонов частотной диаграммы 1440 в синтезируемые поддиапазоны блока синтезирующих фильтров уменьшенного размера. В сценарии с перекрыванием размер блока синтезирующих фильтров уменьшается относительно блока анализирующих фильтров для того, чтобы сделать достижимым коэффициент понижающей дискретизации, который имеет вид соотношения между полным диапазоном частот [0, РВ], который может охватываться выходным сигналом преобразователя 702-Р P-го порядка, и фактическим диапазоном частот, охватываемым выходным сигналом преобразователя 702-Р P-го порядка, т.е. коэффициентом Р/(Р-1).
Фиг.15 схематически иллюстрирует передачу сигнала от выхода понижающего дискретизатора 706 к выходу преобразователя 702-Р с порядком преобразования Т=Р для случая, когда диапазон преобразованных частот не перекрывается с релевантным диапазоном частот преобразователя менее высокого порядка Т=Р-1, т.е. [(Р-1)В, (Р-2)В]. Как описано в контексте фиг.13, подвергнутый понижающей дискретизации сигнал, показанный на частотной диаграмме 1530, преобразовывается преобразователем 702-Р. Преобразованные поддиапазоны, охватывающие релевантный диапазон частот [(P-1)B, PB], проиллюстрированы частотной диаграммой 1540 как заштрихованный диапазон частот. Поддиапазоны, соответствующие заштрихованному диапазону частот, подаются в блок синтезирующих фильтров уменьшенного размера, и, таким образом, генерируется сигнал, включающий только частоты в диапазоне [(Р-1)B, РВ]. Впоследствии этот высокочастотный сигнал модулируется в базовую полосу и подвергается понижающей дискретизации с использованием коэффициента Р. В результате получается критически дискретизированный выходной сигнал преобразователя 702-Р, показанный на частотной диаграмме 1560. Этот выходной сигнал преобразователя 702-Р включает частотные составляющие диапазона частот [(P-1)B, РВ]. Это необходимо принимать во внимание при отображении выходного сигнала в QMF-поддиапазоны для обработки HFR.
Фиг.16 схематически иллюстрирует передачу сигнала от выхода понижающего дискретизатора 706 к выходу преобразователя 702-Р с порядком преобразования Т=Р в случае, когда диапазон преобразованных частот перекрывается с релевантным диапазоном частот преобразователей менее высокого порядка Т=2, …, Р-1, т.е. [В, (P-1)-S]. Как описывалось в контексте фиг.14, подвергнутый понижающей дискретизации сигнал, показанный на частотной диаграмме 1630, преобразовывается в преобразователе 702-Р. Преобразованные поддиапазоны, охватывающие диапазон частот [В, РВ], проиллюстрированы на частотной диаграмме 1640 как заштрихованный диапазон частот. Аналогично фиг.14, можно видеть, что заштрихованные поддиапазоны охватывают частоты ниже (Р-1)В. Следовательно, заштрихованные поддиапазоны перекрываются с диапазонами частот преобразователей более низкого порядка 702-2, …, 702-Р-1. Кроме того, по причине того, что заштрихованные поддиапазоны охватывают диапазон больший, чем [(Р-1)В, РВ], может использоваться только уменьшенный коэффициент понижающей дискретизации. Как описано выше, этот коэффициент понижающей дискретизации равен Р1(Р-1) если диапазон частот, охватываемый выходным сигналом преобразователя 702-Р P-го порядка равен [В, (Р-1)B]. В результате получается подвергнутый понижающей дискретизации выходной сигнал преобразователя 702-Р, имеющий частоту дискретизации (P-1)fs/Q.
Как уже отмечалось выше, следует отметить, что промежуточные сигналы в преобразователе 706-Р, а именно: сигналы, показанные на частотных диаграммах 1340, 1440, 1540, 1640, - не являются физическими сигналами, присутствующими в системе HFR, показанной на фиг.7. Эти сигналы показаны в иллюстративных целях, и их можно рассматривать как «виртуальные» сигналы в преобразователе 702-Р, показывающие влияние преобразования и фильтрации в присутствии неявной понижающей дискретизации.
Следует отметить, что в описанном выше примере выходной сигнал базового декодера 701 на входе в модуль HFR 700 уже может являться критически дискретизированным с частотой дискретизации fs/Q. Это может достигаться, например, путем использования в базовом декодере 701 синтезирующего преобразования меньшего, чем нормальный, размера. В этом сценарии вычислительная сложность уменьшается, поскольку в базовом декодере 701 используется синтезирующее преобразование меньшего размера, и по причине вывода из употребления понижающего дискретизатора 706.
Другой мерой по увеличению эффективности системы HFR является комбинирование индивидуальных преобразователей 602-2, …, 602-Р по фиг.6 в соответствии с одной из схем, описанных в контексте фиг.3, 4 или 5. Например, вместо использования индивидуальных преобразователей 602-2, …, 602-Р для различных порядков преобразования Т=2, …, Р, может использоваться система 300, 400 или 500 с многократным преобразователем. Возможный сценарий показан на фиг.8, где преобразователи для порядков преобразования Т, больших или равных двум, совместно группируются в многократный преобразователь 802, который может быть реализован в соответствии с любой из особенностей, описанных в отношении фиг.3-5. В проиллюстрированном примере выходной сигнал многократного преобразователя 802 имеет частоту дискретизации 2fs, т.е. частоту дискретизации, которая в два раза превышает частоту дискретизации входного сигнала в многократный преобразователь 802. Выходной сигнал многократного преобразователя 802 фильтруется единым блоком 803-2 анализирующих QMF-фильтров, имеющим 64 канала.
Как описывалось в контексте фиг.6, конверсия частоты дискретизации базового сигнала, т.е. конверсия частоты дискретизации выходного сигнала базового декодера 801, может достигаться путем фильтрации с использованием блока 803-1 QMF-фильтров с пониженной дискретизацией, содержащего только 32 канала. Как следствие, оба набора сигналов QMF-поддиапазонов содержат сигналы QMF-поддиапазонов, имеющие частоту дискретизации fs/32. Два набора сигналов QMF-поддиапазонов подаются в модуль 804 обработки HFR и, в конечном итоге, отрегулированные сигналы QMF-поддиапазонов подвергаются синтезу в сигнал во временной области посредством 64-канального блока 805 синтезирующих QMF-фильтров. Следует отметить, что в проиллюстрированном сценарии многократный преобразователь 802 генерирует преобразованный сигнал во временной области с частотой дискретизации, вдвое большей, чем fs. Как описывалось в контексте фиг.3, 4 и 5, этот преобразованный сигнал во временной области представляет собой сумму нескольких преобразованных сигналов с различными порядками преобразования Т, где Т - целое число больше 1. Причиной того, что многократный преобразователь 802 создает выходные сигналы с частотой дискретизации 2fs, является то, что выходной сигнал многократного преобразователя 802 охватывает высокочастотный диапазон выходного сигнала модуля HFR 800, т.е. диапазон не менее, чем [В, fs], где В - ширина полосы частот низкочастотной составляющей, и fs - частота Найквиста выходного сигнала модуля HFR 800.
Как описывалось в контексте фиг.7, эффективность системы HFR 800 может быть дополнительно увеличена путем увеличения уровня субдискретизации сигналов во временной области, т.е. путем создания подвергнутых критической понижающей дискретизации сигналов, предпочтительно, на выходе базового декодера и на выходе преобразователя. Это иллюстрируется на фиг.9, где могут быть применены соображения, описанные в контексте фиг.7 и фиг.13-16. Выходной сигнал базового декодера 901 подвергается понижающей дискретизации в блоке 906 понижающей дискретизации, давая подвергнутый понижающей дискретизации сигнал с частотой дискретизации fs/Q. Этот сигнал подается в многократный преобразователь 902 и в блок 903-1 анализирующих QMF-фильтров. Выходной сигнал многократного преобразователя 902 имеет частоту дискретизации Sfs/Q, где S=min(P-1, 2Q-1) поскольку выходной сигнал многократного преобразователя 902 представляет собой комбинацию сигналов с порядками преобразования Т от 2 до Р. Преобразованный сигнал подается в блок 903-2 анализирующих QMF-фильтров размером 32S/Q. Аналогично описанному выше, два набора сигналов QMF-поддиапазонов обрабатываются в HFR-процессоре 904 и, в конечном итоге, конвертируются в сигнал во временной области с использованием блока 905 синтезирующих фильтров.
В некоторых вариантах осуществления изобретения блок QMF-фильтров, анализирующий сигнал базового кодера, т.е. блок 803-1 анализирующих QMF-фильтров по фиг.8, может быть опущен, если многократный преобразователь также сконфигурирован для прохождения через него неизмененной копии базового сигнала, т.е. неизмененной копии выходного сигнала базового декодера. В терминологии преобразователя это эквивалентно преобразованию с использованием коэффициента преобразования Т=1, т.е. преобразованию 1-го порядка. Если преобразование 1-го порядка добавлено к системе 802 многократного преобразователя по фиг.8, блок-схема модифицированного модуля HFR 1000 может быть изображена так, как это показано на фиг.10. Как показано на фиг.10, сигнал, декодированный базовым декодером 1001 используется просто как входной сигнал в многократный преобразователь 1002, т.е. сигнал, декодированный базовым декодером 1001 не проходит в какой-либо дополнительный компонент модуля HFR 1000. Многократный преобразователь 1002 конфигурируется так, чтобы его единственный выходной сигнал имел частоту дискретизации 2fs. Иными словами, многократный преобразователь 1002 генерирует сигнал во временной области с удвоенной частотой дискретизации, где сигнал во временной области представляет собой сумму нескольких преобразованных сигналов с коэффициентами преобразования Т, где Т принимает значения от 1 до Р. Этот единственный выходной сигнал из многократного преобразователя 1002 анализируется 64-канальным блоком 1003 QMF-фильтров, и сигналы QMF-поддиапазонов затем подаются в модуль 1004 обработки HFR, который регулирует сигналы QMF-поддиапазонов с использованием переданной дополнительной информации. Отрегулированные сигналы QMF-поддиапазонов, в конечном итоге, подвергаются синтезу в 64-канальном блоке 1005 синтезирующих QMF-фильтров.
Аналогично понижающей дискретизации, описанной в контексте фиг.7 и 9, эффективность модуля HFR 1000 может быть увеличена путем субдискретизации сигналов во временной области. Такой модуль HFR 1100, показан на фиг.11. Принятый битовый поток декодируется базовым декодером 1101, который создает выходной сигнал во временной области с частотой дискретизации fs. Этот сигнал во временной области подвергается понижающей дискретизации посредством коэффициента Q с использованием блока 1106 понижающей дискретизации. Подвергнутый понижающей дискретизации сигнал с частотой дискретизации fs/Q проходит в многократный преобразователь 1102. Выходной сигнал многократного преобразователя 1102 будет иметь частоту дискретизации Sfs/Q. Однако на этот раз параметр S выбирается как S=min(P, 2Q), поскольку преобразованный сигнал также включает декодированный и подвергнутый понижающей дискретизации выходной сигнал базового декодера 1101. Выходной сигнал многократного преобразователя 1102 сегментируется в сигналы QMF-поддиапазонов с использованием блока 1103 анализирующих QMF-фильтров, имеющего 32S/Q каналов. Сигналы QMF-поддиапазонов регулируются с использованием передаваемой дополнительной информации, а затем объединяются 64-канальным блоком 1105 синтезирующих QMF-фильтров.
Как было упомянуто выше, многократные преобразователи 802, 902, 1002 и 1102, проиллюстрированные на фиг.8-11, могут основываться на любой из конфигураций, представленных в контексте фиг.3-5. Кроме того, может быть использована конфигурация преобразователя, проиллюстрированная на фиг.2, несмотря на ее худшую вычислительную эффективность в сравнении с конструкциями многократных преобразователей по фиг.3-5. В первом предпочтительном варианте осуществления изобретения конфигурации модулей, проиллюстрированные на фиг.10 и 11, используются в сочетании с многократным преобразователем, описанным в контексте фиг.5. Иллюстративное отображение анализируемых поддиапазонов преобразователя в синтезируемые поддиапазоны преобразователя проиллюстрировано на фиг.5b. Во втором предпочтительном варианте осуществления изобретения конфигурации модулей, проиллюстрированные на фиг.8 и 9, используются в сочетании с многократным преобразователем, описанным в контексте фиг.5. Иллюстративное отображение анализируемых поддиапазонов преобразователя в синтезируемые поддиапазоны преобразователя в данном варианте осуществления изобретения проиллюстрировано на фиг.5 с.
a
a
s
s
При помощи примеров, описанных в контексте фиг.7, 9, 11, 13-16, можно определить общий стандартный блок максимально децимированного, или критически дискретизированного, преобразователя. Этот стандартный блок проиллюстрирован на фиг.17. Входной сигнал с частотой дискретизации fs вначале обрабатывается в понижающем преобразователе 171 с коэффициентом Q и фильтруется блоком 172 анализирующих фильтров преобразователя. Блок анализирующих фильтров имеет размер блока фильтров, или размер преобразования, N и размер скачка, или шаг входного сигнала, величиной δ дискретных значений. Сигналы поддиапазонов затем обрабатываются блоком 173 нелинейной обработки с использованием коэффициента преобразования T. Блок 173 нелинейной обработки может реализовывать любую из нелинейных обработок, описанных в настоящем документе. В одном из вариантов осуществления изобретения нелинейная обработка, описанная в контексте фиг.5, 5b, 5с, может выполняться в блоке 173 нелинейной обработки. В конечном итоге, сигналы поддиапазонов собираются в сигнал во временной области с частотой дискретизации Rfs в блоке 174 синтезирующих фильтров преобразователя, где R - желаемый коэффициент конверсии частоты дискретизации. Блок синтезирующих фильтров имеет размер блока фильтров, или размер преобразования, N и размер скачка, или шаг выходного сигнала, величиной в δ дискретных значений. Коэффициент расширения W, включающий блок 172 анализирующих фильтров, блок 173 нелинейной обработки и блок 174 синтезирующих фильтров, представляет собой соотношение частот дискретизации выходного сигнала блока синтезирующих фильтров и входного сигнала в блок анализирующих фильтров:
<mrow><mi>W</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>R</mi><msub><mi>f</mi><mi>s</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mi>s</mi></msub><mo>/</mo><mi>Q</mi></mrow></mfrac><mo>=</mo><mi>R</mi><mi>Q</mi><mo>.</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>6</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
a
s
Размеры блоков фильтров, или размеры преобразований, N и N могут соотноситься как
<mrow><msub><mi>N</mi><mi>s</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><mi>W</mi><mi>T</mi></mfrac><msub><mi>N</mi><mi>a</mi></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>7</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
a
s
а размеры скачка, или шаги сигналов δ и δ, могут соотносится как
<mrow><msub><mi>δ</mi><mi>s</mi></msub><mo>=</mo><mi>W</mi><msub><mi>δ</mi><mi>a</mi></msub><mo>.</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>8</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Стандартный блок 170 максимально децимированного, или критически дискретнзированного, преобразователя может содержать или входной сигнал в блок 172 анализирующих фильтров, или выходной сигнал блока 174 синтезирующих фильтров, или оба эти сигнала, охватывающие исключительно ширину спектрального диапазона, релевантную для последующей обработки, такой как обработка в блоке 704 обработки HFR по фиг.7. Критическая дискретизация входного сигнала может быть получена путем фильтрации и, возможно, модуляции с последующей децимацией входного сигнала в понижающем дискретизаторе 171. В одном из вариантов осуществления изобретения критическая дискретизация выходного сигнала реализуется путем отображения сигналов в блок 174 синтезирующих фильтров минимального размера, соответствующего охвату исключительно каналов поддиапазонов, релевантных для последующей обработки, например, указанных уравнением (7). Фиг.13-16 иллюстрируют условие, при котором выходной сигнал блока синтезирующих фильтров охватывает исключительно ширину релевантного спектрального диапазона и,. таким образом, является максимально децимированным.
Несколько стандартных блоков 170 могут комбинироваться и конфигурироваться так, чтобы получалась система критически дискретизированного преобразователя с несколькими порядками преобразования. В такой системе один или несколько модулей 171-174 стандартного блока 170 могут совместно использоваться стандартными блоками, использующими отличающиеся порядки преобразования. Как правило, система, использующая общий блок 301 анализирующих фильтров, как описано в контексте фиг.3, может обладать максимально децимированными выходными сигналами из блоков 303-1, …, 303-Р синтезирующих фильтров, в то время как входной сигнал в общий блок 301 анализирующих фильтров может быть максимально децимирован относительно стандартного блока 170 преобразователя, требующего набольшей ширины полосы частот входного сигнала. Система, использующая общий блок 404 синтезирующих фильтров, как описано в контексте фиг.4, может обладать максимально децимированными входными сигналами в блоки 401-1, …, 401-Р анализирующих фильтров, а также может обладать максимально децимированным выходным сигналом общего блока 404 синтезирующих фильтров. Система, описанная в контексте фиг.2, предпочтительно, обладает максимально децимированными входными сигналами в блоки анализирующих фильтров и максимально децимированными выходными сигналами блоков синтезирующих фильтров. В этом случае, конструкция системы может быть просто рядом параллельных стандартных блоков 170 преобразователя. Система, использующая как общий блок 501 анализирующих фильтров, так и общий блок 504 синтезирующих фильтров, как описано в контексте фиг.5, как правило, обладает максимально децимировнным выходным сигналом общего блока 504 синтезирующих фильтров, в то время как входной сигнал в общий блок 501 анализирующих фильтров может быть максимально децимирован относительно сигнала, в котором порядок преобразования требует наибольшей ширины полосы частот входного сигнала. Для такой системы коэффициент преобразования Т в уравнении (7) замещается коэффициентом F, описанным в контексте фиг.5, 5b и 5с. Следует отметить, что блоки 202 суммирования по фиг.2 и 304 по фиг.3 в приведенных выше сценариях могут конфигурироваться для обработки и объединения критически дискретизированных сигналов поддиапазонов из блоков синтезирующих фильтров стандартных блоков преобразователя. В одном из вариантов осуществления изобретения блоки суммирования могут включать блоки анализирующих QMF-фильтров, следующие за ними средства для объединения сигналов поддиапазонов или для конверсии частоты дискретизации во временной области и блоки модуляции, следующие за средствами для добавления сигналов.
В настоящем документе описаны схема и система многократного преобразования, которые позволяют использовать общий блок анализирующих фильтров и общий блок синтезирующих фильтров. Для того, чтобы сделать возможным использование общих блоков анализирующих и синтезирующих фильтров, описана усовершенствованная схема нелинейной обработки, которая включает отображение из нескольких анализируемых поддиапазонов в синтезируемый поддиапазон. В результате использования общего блока анализирующих фильтров и общего блока синтезирующих фильтров схема многократного преобразования может быть реализована со сниженной вычислительной сложностью по сравнению с традиционными схемами преобразования. Иными словами, вычислительная сложность способов гармонической HFR значительно снижается путем предоставления возможности совместного использования пары блоков анализирующих и синтезирующих фильтров для нескольких гармонических преобразователей, или для одного или нескольких гармонических преобразователей в сочетании с повышающим дискретизатором.
Кроме того, описаны различные конфигурации модулей HFR, включающих многократное преобразование. В частности, описаны конфигурации модулей HFR со сниженной сложностью, которые выполняют манипуляции с критически дискретизированными сигналами. Описанные способы и системы могут использоваться в различных декодирующих устройствах, например, в мультимедийных приемниках, дополнительных внешних видео-/аудиоустройствах, мобильных устройствах, аудиопроигрывателях, видеопроигрывателях и т.д.
Способы и системы для преобразования и/или высокочастотной реконструкции, описанные в настоящем документе, могут быть реализованы как программное обеспечение, встроенное программное обеспечение и/или аппаратное обеспечение. Некоторые компоненты могут быть реализованы, например, как программное обеспечение, выполняемое на процессоре цифровой обработки сигналов или микропроцессоре. Другие компоненты могут быть реализованы, например, как аппаратное обеспечение и/или как специализированные интегральные схемы. Сигналы, встречающиеся в описанных способах и системах, могут храниться на носителях данных, таких как память с произвольным доступом или оптические носители данных. Они могут передаваться посредством сетей, таких как радиосети, спутниковые сети, беспроводные сети или проводные сети, например, Интернет. Типичными устройствами, использующими способы и системы, описанные в настоящем документе, являются переносные электронные устройства или другая бытовая аппаратура, которая используется для хранения и/или воспроизведения звуковых сигналов. Способы и система также могут использоваться на компьютерных системах, например, веб-серверах Интернет, которые хранят и обеспечивают загрузку звуковых сигналов, например, музыкальных сигналов.