СНИЖЕНИЕ ОТНОШЕНИЯ МАКСИМАЛЬНОЙ МОЩНОСТИ К СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ ДЛЯ МОЧРК ЧМ ПЕРЕДАЧИ
REDUCTION OF RATIO OF MAXIMUM POWER TO MEAN POWER FOR FM TRANSMISSION WITH MODULATION WITH ORTHOGONAL FREQUENCY-DIVISION OF CHANNELS

Область техники
Данное изобретение относится к обработке сигналов для радиочастотных сигналов и более конкретно к обработке сигналов для снижения отношения максимальной мощности к средней мощности (ОМСМ) в радиочастотных сигналах с модуляцией ортогонального частотного разделения каналов (МОЧРК).
Предшествующий уровень техники
Цифровая широковещательная передача HD Radio™ представляет собой среду передачи для обеспечения аудиосигнала цифрового качества, которое превосходит существующие аналоговые форматы широковещательной передачи. Сигналы HD Radio™ с АМ (амплитудной модуляцией) и ЧМ (частотной модуляцией) можно передавать в гибридном формате, где сигнал с цифровой модуляцией сосуществует с используемым в настоящее время вещательным аналоговым сигналом АМ или ЧМ, или полностью в цифровом формате без аналогового сигнала. Системы HD Radio™ вещания на канале внутри полосы (НКВП) не требуют никаких новых спектральных распределений, потому что каждый HD Radio™ сигнал одновременно передается в пределах той же самой спектральной маски существующего распределения каналов АМ или ЧМ. HD Radio™ НКВП способствует экономии спектра, в то же время предоставляя возможность широковещательным станциям обеспечивать аудиосигналы цифрового качества для их существующей аудитории слушателей. Цифровая широковещательная система HD Radio™ описана в патенте США № 6549544, который включен в настоящее описание посредством ссылки.
В одной предложенной широковещательной системе HD Radio™ с ЧМ для передачи цифрового сигнала используется набор мультиплексированных с ортогональным частотным разделением каналов (МОЧРК) поднесущих. Модуляция МОЧРК является известным методом, который одновременно модулирует вектор информационных символов на множестве отдельных ортогонально разнесенных поднесущих. Сигнал МОЧРК включает в себя множество поднесущих, модулируемых на различных равноотстоящих частотах, которые являются ортогональными друг другу. Модуляция МОЧРК оказалась эффективным средством для передачи по каналам, которые испытывают различные типы искажений, обусловленных многолучевым распространением, и линейных искажений. Она гарантирует, что различные поднесущие не создают помех друг другу при нормальных условиях канала.
В обычной последовательной модуляции (отличающейся от МОЧРК) множество (например, 100) символов КВФМ (квадратурной фазовой манипуляции) (200 битов) модулируется для получения последовательности из 100 комплексных символов КВФМ по всему временному интервалу T. В противоположность этому МОЧРК группирует эти символы как вектор и передает символы КВФМ параллельно как 100 поднесущих, каждая из которых модулирует единственный символ КВФМ. Каждая из параллельных поднесущих МОЧРК в этом примере занимает приблизительно одну сотую ширины полосы частот последовательной КВФМ и перекрывает приблизительно один и тот же временной диапазон T. Ширина полосы частот и пропускная способность последовательной передачи и МОЧРК-передачи являются приблизительно одинаковыми. Небольшие различия во времени и ширине полосы частот являются результатом канальной фильтрации в основном для последовательной передачи и защитного временного интервала (если он имеется) в случае МОЧРК.
Модуляция КВФМ без фильтрации приводит к постоянной величине сигнала, где модулируется только фаза. Поэтому его отношение максимальной мощностей к средней мощности (ОМСМ) равно единице, а эффективность по мощности высокомощного усилителя передатчика является высокой. Более традиционная КВФМ с фильтрацией (то есть с фильтрацией Найквиста по закону квадратного корня) приводит к малому компоненту амплитудной модуляции модулированного сигнала, где его ОМСМ мало (обычно приблизительно 1 или 2 дБ), а эффективность высокомощного усилителя высока, но не настолько, как в случае КВФМ без фильтрации.
Величина передаваемого сигнала в такой системе с модуляцией МОЧРК иногда имеет очень большие пиковые значения. Поэтому линейные усилители мощности, используемые в этих передающих устройствах, должны работать с большими потерями мощности, чтобы мощность внеполосного излучения была ниже пределов, определенных маской распределения частот. Это приводит к дорогостоящим и неэффективным усилителям. Для большого количества поднесущих каждая комплексная составляющая (синфазная и квадратурная) сигнала МОЧРК приближается к гауссовскому распределению. Это приводит к тому, что функция плотности распределения вероятности (ПРВ) величины (квадратного корня из мощности) сигнала приближается к релеевскому распределению.
Хотя релеевское распределение имеет теоретически бесконечные пиковые значения, пиковое значение МОЧРК ограничено количеством параллельных поднесущих (например, 100 или 20 дБ), или более конкретно типичное пиковое значение может быть ограничено приблизительно величиной 12 дБ, поскольку имеется малое искажение, обусловленное усечением маловероятных срезов импульсов (например, свыше 12 дБ ОМСМ) релеевской функции ПРВ. На эффективность по мощности высокомощного усилителя оказывается воздействие, поскольку при работе требуются большие потери мощности, чтобы снизить до минимума искажение пиковых значений. Это искажение пиковых значений не только искажает (добавляет шум) модуляцию поднесущей, но и возникает нежелательное внеполосное излучение из-за интермодуляционных искажений. Этот проникающий сигнал, являющийся самым высоким непосредственно за планируемым спектральным заполнением, может быть особенно трудно подавлять фильтрами после выхода высокомощного усилителя. Следовательно, для сигнала МОЧРК имеется необходимость в снижении отношения максимальной мощности к средней мощности (ОМСМ).
Были предложены различные методы снижения ОМСМ. Некоторые типы требуют дополнительного кодирования или сдвига фазы поднесущих. Однако эти методы снижения ОМСМ требуют дополнительной достоверной информации для предотвращения манипуляций после демодуляции и являются менее подходящими. Другой класс методов снижения ОМСМ основывается на итерационном алгоритме для усечения и предыскажения (или ограничения) сигнала для снижения ОМСМ и подавления внеполосных излучений, не требуя никакой добавочной дополнительной информации. Эти методы раскрыты в работе А. Шастри (A. Shastri) и В. Крюгера (В. Kroeger), "Способ и устройство для снижения отношения максимальной мощности к средней в цифровых широковещательных системах", патент США № 6128350, 3 октября 2000 г., и в работе В. Кронголда (В. Krongold) и Д. Джонса (D. Jones), "PAR Reduction In OFDM Via Active Constellation Extension (Снижение ОМСМ в МОЧРК за счет расширения активной совокупности)", IEEE Trans. Broadcasting, том 49, № 3, стр. 258-268, сентябрь 2003 г.
Данное изобретение обеспечивает способ снижения ОМСМ электронных сигналов с использованием МОЧРК таких, которые можно использовать в системах HD Radio™ с ЧМ.
Сущность изобретения
Данное изобретение обеспечивает способ снижения отношения максимальной мощности к средней мощности в сигнале МОЧРК, содержащий этапы модуляции набора поднесущих набором векторов символов данных для формирования первого модулированного сигнала, ограничения величины первого модулированного сигнала для формирования первого ограниченного модулированного сигнала, демодуляции первого ограниченного модулированного сигнала для восстановления искаженных входных векторов символов, ограничения искаженных входных векторов символов до значений, превышающих или равных минимальному пороговому значению, для формирования ограниченных векторов символов данных, ограничения внеполосных спектральных компонентов, чтобы они находились в пределах предварительно определенной маски, и повторной модуляции ограниченных векторов символов данных.
В другом аспекте изобретение обеспечивает передающее устройство для снижения отношения максимальной мощности к средней мощности в сигнале МОЧРК. Передающее устройство содержит модулятор для модуляции набора поднесущих набором векторов символов данных для формирования первого модулированного сигнала, ограничитель для ограничения величины первого модулированного сигнала для формирования первого ограниченного модулированного сигнала, демодулятор для демодуляции первого ограниченного модулированного сигнала для восстановления искаженных входных векторов символов, процессор для ограничения искаженных входных векторов символов до значений, превышающих или равных минимальному пороговому значению для формирования ограниченных векторов символов данных и для ограничения внеполосных спектральных компонентов, чтобы они находились в пределах предварительно определенной маски, и дополнительный модулятор для повторной модуляции ограниченных векторов символов данных.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 - схематичное представление идеального сигнала гибридного режима HD Radio™ с ЧМ и спектральной маски.
Фиг.2 - схематичное представление идеального сигнала полностью цифрового режима HD Radio™ с ЧМ и спектральной маски.
Фиг.3 - упрощенная функциональная блок-схема передающей системы, включающей в себя алгоритм снижения ОМСМ.
Фиг.4 - блок-схема процесса верхнего уровня алгоритма снижения ОМСМ.
Фиг.5 - блок-схема процесса блока итераций алгоритма снижения ОМСМ.
Фиг.6 - график, показывающий функцию нелинейности усечения величины.
Фиг.7 - график, показывающий результаты процесса усечения на энергиях выборок сигнала (квадратичных величинах) на одном символе МОЧРК после восьми итераций алгоритма снижения ОМСМ.
Фиг.8 - график, показывающий ограничиваемое искажение в совокупностях КВФМ после алгоритма снижения ОМСМ.
Фиг.9 - график, показывающий спектр сигнала после снижения ОМСМ вместе со спектральной маской, определяющей ограничения для внеполосных излучений для гибридного режима HD Radio™ с ЧМ MP1.
Фиг.10 - график, показывающий результаты моделирования среднего ОМСМ для алгоритма снижения ОМСМ для гибридного режима HD Radio™ с ЧМ MP1 в диапазоне величин ограничений (ограниченном между 0,825 и 0,9).
Фиг.11 - график, показывающий результаты моделирования пикового ОМСМ для алгоритма снижения ОМСМ для гибридного режима HD Radio™ с ЧМ MP1 в диапазоне величин ограничений (ограниченном между 0,825 и 0,9).
Фиг.12 - график, показывающий спектр сигнала после снижения ОМСМ вместе со спектральной маской, определяющей ограничения для внеполосных излучений для гибридного режима HD Radio™ с ЧМ MP3.
Фиг.13 - график, показывающий результаты моделирования среднего ОМСМ для алгоритма снижения ОМСМ для гибридного режима HD Radio™ с ЧМ MP3 в диапазоне величин ограничений (ограниченном между 0,825 и 0,9).
Фиг.14 - график, показывающий результаты моделирования пиковых ОМСМ для алгоритма снижения ОМСМ для гибридного режима HD Radio™ с ЧМ MP3 в диапазоне величин ограничений (ограниченном между 0,825 и 0,9).
Фиг.15 - график, показывающий спектр сигнала после снижения ОМСМ вместе со спектральной маской, определяющей ограничения для внеполосных излучений для полностью цифрового режима HD Radio™ с ЧМ MP4.
Фиг.16 - график, показывающий результаты моделирования среднего ОМСМ для алгоритма снижения ОМСМ для полностью цифрового режима HD Radio™ с ЧМ MP4 в диапазоне величин ограничений (ограниченном между 0,825 и 0,9).
Фиг.17 - график, показывающий результаты моделирования пиковых ОМСМ для алгоритма снижения ОМСМ для полностью цифрового режима HD Radio™ с ЧМ MP4 в диапазоне величин ограничений (ограниченном между 0,825 и 0,9).
Фиг.18 - пример характеристики преобразования АМ/ФМ (амплитудной модуляции/фазовой модуляции).
Подробное описание изобретения
На фиг.1 изображено схематичное представление распределений частот и относительной спектральной плотности мощности сигнальных компонентов для гибридного сигнала 10 HD Radio™ НКВП с ЧМ. Гибридный формат включает в себя обычный стереофонический аналоговый ЧМ-сигнал 12, имеющий спектральную плотность мощности, представленную треугольной формой 14, расположенной в центральном участке частотного диапазона 16 канала. Спектральная плотность мощности (СПМ) типичного аналогового радиовещательного ЧМ-сигнала является приблизительно треугольной с крутизной, составляющей приблизительно -0,35 дБ/кГц от центральной частоты. Множество модулированных в цифровой форме равномерно разнесенных поднесущих расположены с обеих сторон от аналогового ЧМ-сигнала, в верхней боковой полосе 18 и нижней боковой полосе 20, и передаются одновременно с аналоговым ЧМ-сигналом. Все несущие передаются на уровне мощности, который находится в пределах маски 22 канала Федеральной комиссии Соединенных Штатов Америки по связи. Вертикальная ось на фиг.1 показывает пиковую спектральную плотность мощности в противоположность более обычной характеристике средней спектральной плотности мощности.
В одном предложенном формате модуляции гибридного HD Radio™ с ЧМ группа равномерно разнесенных мультиплексированных с ортогональным частотным разделением каналов (МОЧРК) поднесущих размещена с каждой стороны от основного аналогового ЧМ-сигнала, занимая спектр от, приблизительно, 129 кГц до, приблизительно, 199 кГц от основной центральной частоты ЧМ, как иллюстрируется верхней боковой полосой и нижней боковой полосой на фиг.1. В этой гибридной системе полная мощность цифрового сигнала в модулированных МОЧРК поднесущих в каждой боковой полосе установлена равной приблизительно -23 дБ (уровень среднего звукового давления в децибелах по шкале С шумомера) (относительно мощности ее основного аналогового ЧМ-сигнала). Цифровой сигнал передается на поднесущих МОЧРК, расположенных с обеих сторон от аналогового спектра. Цифровой сигнал МОЧРК включает в себя 191 поднесущую выше и 191 поднесущую ниже основного спектра ЧМ. Каждая поднесущая является модулированной КВФМ на скорости передачи символов 344,53125 Гц. Синфазная и квадратурная формы импульсов соответствуют корню из приподнятого косинуса со спаданием на краях (время спада = 7/128) для подавления спектральных боковых лепестков. Эта форма импульса приводит к ортогональному разнесению частот поднесущих, составляющему 363,3728 Гц.
Модулированная в цифровой форме часть гибридного сигнала является подмножеством полностью цифрового сигнала ЦРВ (цифрового радиовещания), которое будет передаваться в полностью цифровом формате ЦРВ НКВП. Уровни спектрального заполнения и относительной плотности мощности сигнала цифровых поднесущих МОЧРК в предложенном полностью цифровом формате ЦРВ с ЧМ, иллюстрируемом ссылочной позицией 24, показаны на фиг.2. Аналоговый сигнал с ЧМ фиг.1 заменен выборочной дополнительной группой поднесущих МОЧРК, упоминаемой как расширенный полностью цифровой сигнал 26, расположенный в центральном частотном диапазоне 28. Равномерно разнесенные поднесущие МОЧРК расположены в верхней боковой полосе 30 и нижней боковой полосе 32. Боковые полосы полностью цифрового формата на фиг.2 являются более широкими, чем боковые полосы на фиг.1. Кроме того, уровень спектральной плотности мощности боковых полос полностью цифрового сигнала НКВП установлен приблизительно на 10 дБ выше, чем допускается в гибридных боковых полосах НКВП. Это обеспечивает существенную эффективность полностью цифрового сигнала НКВП. Помимо этого, спектральная плотность мощности расширенного полностью цифрового сигнала приблизительно на 15 дБ ниже, чем у гибридных боковых полос НКВП. Это снижает до минимума или устраняет любые проблемы взаимных помех для соседних гибридных или полностью цифровых сигналов НКВП, в то же время обеспечивая дополнительную пропускную способность для других видов цифрового обслуживания.
Полностью цифровой режим фиг.2 является логическим расширением гибридного режима, где аналоговый сигнал, который предварительно занимал центральную область ±100 кГц, заменен цифровыми поднесущими низкого уровня. С обеих сторон от несущих нижнего уровня расположены две цифровые боковые полосы, которые отличаются от гибридного режима за счет увеличения ширины полосы частот приблизительно до 100 кГц и увеличения мощности приблизительно на 10 дБ. Предложенная полностью цифровая система включает в себя 267 несущих в каждой боковой полосе и 559 несущих в центре. Каждая цифровая поднесущая модулирована КВФМ. Синфазная и квадратурная формы импульсов соответствуют корню из приподнятого косинуса со спаданием на краях (время спада = 7/128) на краях для подавления спектральных боковых лепестков. Эта форма импульса приводит к ортогональному разнесению частот поднесущих, составляющему 363,3728 Гц. Графики спектральной плотности мощности для передаваемого сигнала должны находиться вполне в пределах полностью цифровой маски сигнала НКВП с ЧМ.
Фиг.1 и 2 показывают идеальные спектры гибридного и полностью цифрового сигналов системы HD Radio™ с ЧМ вместе с их предложенными спектральными масками, управляющими внеполосными излучениями. Хотя идеальные сигналы содержатся в пределах их масок, нелинейное искажение, типа сжатия или усечения пиковых значений в высокомощном усилителе, повышает внеполосные излучения и должно регулироваться для эффективного функционирования высокомощного усилителя.
Фиг.3 представляет упрощенную функциональную блок-схему передающей системы, включающей в себя алгоритм снижения ОМСМ, введенный между модулятором МОЧРК и высокомощным усилителем. Передающее устройство 40 включает в себя генератор 42 символов, который формирует векторы данных символов МОЧРК, состоящие из группы символов данных квадратурной фазовой манипуляции (КВФМ), содержащих информацию, подлежащую передаче на каждой из активных поднесущих. Эти символы подаются на модулятор 44, в котором каждый вектор данных символов МОЧРК модулируется для формирования цифровых выборок (нормализованных) сигналов временной области. Эта модуляция включает в себя пропускание символов данных через обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ), чтобы реализовать модуляцию МОЧРК. Циклический префикс, вместе с окном, имеющим форму корня из приподнятого косинуса, применяется к модулированному сигналу (время спада = 7/128). Комбинация ОБПФ и операции оконной обработки (взвешивания) упоминается далее как модулятор МОЧРК. Модулированный выходной сигнал модулятора МОЧРК подается в качестве входного сигнала в алгоритм 46 снижения ОМСМ. Выходной сигнал 48 этого блока усиливается высокомощным усилителем 50 и формирует сигнал, который должен передаваться с пониженным ОМСМ, на антенну 52.
Блок-схема процесса верхнего уровня этапов основного алгоритма снижения ОМСМ представлена на фиг.4. Эта блок-схема процесса начинается в блоке 60 и показывает операции от ввода данных символов МОЧРК до вывода модулированных выборок сигналов временной области и с пониженным ОМСМ для каждого символа МОЧРК. Блок 62 ввода вектора данных символов показывает, что входной сигнал представляет собой вектор данных, содержащий пары битов для каждой активной поднесущей КВФМ для символа МОЧРК. Это может рассматриваться, как представление в частотной области для каждого элемента дискретизации (поднесущей) при БПФ (быстром преобразовании Фурье) до модуляции МОЧРК, где БПФ преобразует комплексный блок сигнала временной области в комплексные элементы дискретизации частотной составляющей, равномерно разнесенные по ширине полосы пропускания частоты выборки. Каждый активный элемент дискретизации представлен комплексным двоичным числом для модуляции КВФМ на этом элементе дискретизации (поднесущей). Активные элементы дискретизации с преднамеренно пониженными уровнями сигнала могут быть масштабированы относительно других бинарных наборов уровней. Неактивные элементы дискретизации устанавливаются на нуль.
Блок 64 компенсации выравнивания показывает необязательный этап компенсации выравнивания. Если линейное искажение (фильтрация) представляет собой существенный фактор в выходной схеме передающего устройства (выходного сигнала высокомощного усилителя), то можно использовать компенсацию выравнивания для предварительного корректирования входного сигнала для высокомощного усилителя. Компенсация выравнивания использует вектор (имеющий такой же размер, как у входного вектора), содержащий обратную величину комплексного коэффициента усиления выходного сигнала (линейное искажение) для каждой поднесущей. Комплексный коэффициент усиления, связанный с каждым элементом дискретизации, представляет собой комплексное число, которое, в действительности, усиливает (искажает) первоначальную комплексную частотную выборку (элемент дискретизации). Каждый из элементов входного вектора умножается на каждый соответствующий элемент вектора выравнивания, давая выровненный входной вектор данных символов.
Блок 66 модулирования символа МОЧРК показывает, что входной вектор данных символов преобразуется в сигнал временной области для каждого символа МОЧРК. Это преобразование выполняется посредством обратного комплексного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ), затем циклический префикс с предварительно определенным защитным временным интервалом добавляется к концу выходного вектора до спада концов символа с использованием корневой формы импульса Найквиста. Этот защитный временной интервал, расширение циклическим префиксом и обработка методом окна используются для улучшения эффективности сигнала в присутствии многолучевых помех, а также подавления боковых лепестков частот поднесущих, приводя к пониженным внеполосным излучениям.
Блок 68 итераций алгоритма снижения ОМСМ представляет алгоритмы, используемые для снижения ОМСМ модулированного МОЧРК символа. Подробности этих алгоритмов описаны ниже и представлены в блок-схеме процесса на фиг.5.
Блок 70 выходного символа МОЧРК выводит выборки временной области сигнала МОЧРК с пониженным ОМСМ. Затем процесс продолжается для последующих символов МОЧРК.
Блок-схема процесса, показывающая более подробно блок 68 итераций алгоритма снижения ОМСМ по фиг.4, представлена на фиг.5. Входной сигнал 72 этой блок-схемы представляет собой последовательность модулированных символов МОЧРК, в то время как выходной сигнал 74 является версией с пониженным ОМСМ этих символов. Этот итерационный алгоритм продолжает снижать ОМСМ символа, в то же время ограничивая искажения в частотной области (векторов символов) и внеполосные излучения до приемлемых уровней. После некоторого количества итераций алгоритм сходится к приемлемому компромиссному ОМСМ при ограничении искажения до приемлемых уровней.
Блок 76 представляет необязательную компенсацию АМ/ФМ. Эта функция может использоваться, чтобы частично компенсировать искажение АМ/ФМ, вводимое высокомощным усилителем. АМ/ФМ в общем характеризуется незначительной задержкой в пиковых значениях сигналов временной области, когда сигнал высокомощного усилителя приближается к насыщению. Посредством моделирования этого эффекта в пределах итерационного процесса снижения ОМСМ ухудшение АМ/ФМ может быть снижено.
Блок 78 усечения величин сигнала представляет функцию, которая производит усечение (ограничение) величин комплексных выборок символов МОЧРК временной области до предварительно определенного значения (например, в 1,5 раза превышающего уровень среднеквадратичного значения, или 3,52 дБ ОМСМ). Снижение отношения максимальной мощности к средней мощности выполняется усечением или ограничением пиковых величин. Фаза каждой выборки сохраняется. Этот процесс усечения вводит искажение и внеполосные излучения, которые затем корректируются при обработке в частотной области в рамках итерации.
Блок 80 демодуляции сигнала МОЧРК иллюстрирует процесс демодуляции, который является обратным процессом относительно процесса модуляции символов МОЧРК, описанного выше. Этапы демодуляции включают в себя взвешивание и свертывание концов (где был добавлен циклический префикс на предыдущем этапе модуляции) периода времени символа, затем вычисление БПФ для вычисления искаженной в некоторой степени версии входного вектора данных символов.
Блок 82 удаления выравнивания (если выравнивание компонента активное) показывает, что если была выполнена необязательная компенсация выравнивания в частотной области на фиг.4, то это выравнивание должно быть временно удалено для некоторых из следующих этапов алгоритма на этой итерации. Вектор, используемый для удаления выравнивания, подобен первоначальному вектору выравнивания, но все элементы представляют обратные величины первоначального вектора выравнивания.
Блок 84 наложения ограничения на совокупности КВФМ и применения маски показывает удаление существенного искажения, вводимого предыдущим процессом усечения сигнала. Интермодуляционное искажение, вызванное усечением, вносит шум (искажение) во все частотные элементы дискретизации вектора символов. Эта функция накладывает ограничения на компоненты искажения до приемлемых уровней. Это искажение полностью не может быть устранено, поскольку это может иметь нежелательный эффект восстановления обратно пиковых значений в сигнале временной области. Вместо этого искажение модифицируется таким образом, чтобы снижать до минимума ухудшение эффективности демодуляции КВФМ и подавлять внеполосные излучения до приемлемого уровня, основываясь на предварительно определенном векторе маски внеполосных излучений. Более подробно этот процесс описан ниже. Этот процесс приводит к частичному повторному возрастанию пиковых значений сигнала временной области. Множественные итерации алгоритма ОМСМ имеют тенденцию сходимости, снижая до минимума пиковые значения, в то же время ограничивая интермодуляционные помехи до приемлемых уровней.
Блок 86 выравнивания восстановления (если выравнивание компонента активное) показывает, что если на предыдущем этапе была выполнена необязательная компенсация выравнивания частотной области, то это выравнивание должно быть восстановлено, поскольку оно было удалено на промежуточном этапе до этого этапа.
Блок 88 модуляции символов МОЧРК показывает преобразование входного вектора данных символов в сигнал временной области для каждого символа МОЧРК. Этот этап был описан в идентичном блоке на фиг.4.
Блок 90 "Последняя итерация?" показывает, что итерационный алгоритм заканчивается на последней итерации (предварительно определенное количество составляет, например, 4) для этого символа МОЧРК с пониженным ОМСМ.
Этапы модуляции и демодуляции иллюстрируются последующими описаниями алгоритма.
МОДУЛЯЦИЯ СИМВОЛА МОЧРК
вектор_символа
МОЧРК =
(_ ввод следующего вектора символа МОЧРК (например, 2048 комплексных элементов)
sig = ОБПФ
вектор_символа
МОЧРК
(_)
sigext
sig
= + добавление циклического расширения);
sig
добавление 112 выборок от начала  (теперь длина 2160).
w
это представляет сигнал временной области символа МОЧРК, где  - окно, определяемое как корень из приподнятого косинуса.
ДЕМОДУЛЯЦИЯ СИМВОЛА МОЧРК
sigout
(= ввод следующих выборок времени символа МОЧРК (например, 2160 комплексных элементов))
w
это представляет сигнал временной области символа МОЧРК, где  -окно, определяемое как корень из приподнятого косинуса
sig
sig
sig
= свертывание циклического префиксного расширения с конца  посредством добавления этих выборок к началу  (2048)
вектор_символа
МОЧРК = БПФ
sig
(_()).
Процесс усечения действует на величины комплексных выборок символов МОЧРК. Для удобства номинальное значение СКЗ (среднеквадратичного значения) входных комплексных выборок сигнала временной области МОЧРК масштабируется к единице. Эффективное значение уровня усеченной величины было определено экспериментально, как составляющее приблизительно 1,5 (3,5 дБ ОМСМ). Единицы представлены в величине (напряжении) комплексных выборок временной области, предварительно нормализованных к величине СКЗ, составляющей 1. Выборки с величинами ниже 1,5 не затронуты. Однако выборки с величиной выше 1,5 устанавливаются на 1,5 при сохранении фазы входной выборки. Обнаружение выборок выше усеченного уровня может быть выполнено при использовании выборок с возведенной в квадрат величиной, чтобы снизить до минимума вычисления квадратного корня. В качестве примера можно использовать следующий алгоритм:
;
ввод следующей выборки комплексного сигнала
;
вычисление возведенной в квадрат величины
;
усечение, если величина > 1,5 (эквив.).
Хотя для усечения можно использовать как мягкие, так и жесткие функции ограничения, для этого примера показана жесткая функция ограничения, иллюстрируемая на графике фиг.6, как простая и эффективная. Если конечный сигнал временной области с пониженным ОМСМ, подаваемый на высокомощный усилитель, все еще, как ожидается, испытывает некоторое сжатие в этих пониженных пиковых значениях, то в этот процесс усечения должно быть включено усечение с мягким ограничением или сжатие, моделирующее высокомощный усилитель. Благодаря включению дополнительного сжатия для высокомощного усилителя, итерации ОМСМ приведут к снижению влияний этого искажения.
Мягкое усечение является функцией более постепенного ограничения, чем жесткое усечение. Некоторые высокомощные усилители имеют тенденцию постепенно сжимать пиковые значения по мере их приближения к высоким значениям в противоположность к жесткому ограничению, где сигнал является линейным до предельного значения. Если сжатие высокомощного усилителя может быть точно смоделировано, то в некоторых случаях этот тип усечения может быть более эффективен.
Результаты процесса усечения после восьми итераций алгоритма снижения ОМСМ показаны на графиках фиг.7. Энергии сигнала, показательные для ОМСМ (вместо амплитуд), указывают ОМСМ, составляющее приблизительно 4 дБ после алгоритма снижения ОМСМ. Символ МОЧРК состоит из 2160 выборок (после циклического префиксного расширения от 2048). Три графика включают в себя необработанный сигнал 100 МОЧРК, сигнал 102 с пониженным ОМСМ и среднюю мощность 104 сигнала. Средняя мощность сигнала равна 1.
Существенное искажение, вводимое процессом усечения сигнала, удаляется посредством наложения ограничения на совокупности КВФМ и применения маски. Интермодуляционное искажение, вызванное усечением, вводит шум (искажение) во все частотные элементы дискретизации вектора символа. Эта функция накладывает ограничения на компоненты искажения до приемлемых уровней. Это искажение полностью не может быть устранено, поскольку это может иметь нежелательный эффект восстановления обратно пиковых значений в сигнале временной области. Вместо этого искажение модифицируется таким образом, чтобы снизить до минимума ухудшение характеристики демодуляции КВФМ и подавлять внеполосные излучения до приемлемого уровня, основываясь на предварительно определенном векторе маски внеполосных излучений. Этот процесс приводит к частичному повторному возрастанию пикового значения сигнала временной области. Многократные итерации имеют тенденцию сходимости к снижению до минимума пиковых значений при ограничении интермодуляционных помех до приемлемых уровней.
На совокупности КВФМ активных поднесущих накладываются ограничения, чтобы снизить до минимума ухудшение характеристики ЧОБ (частоты ошибок по битам). В отсутствие шума и искажения идеальная совокупность КВФМ состоит из комплексных точек совокупности (нормализованных для удобства) в (+1,+1), (+1,-1), (-1,-1) и (-1,-1), в зависимости от двух битов, которые передает каждый символ. КВФМ также можно рассматривать как пару ортогональных сигналов ДФМП (двоичной фазовой манипуляции), где каждый из компонентов ДФМП несет один бит. Алгоритм снижения ОМСМ, в особенности усечение, добавляет шум к точкам совокупности. Ошибки в битах возникают, когда аддитивный шум изменяет полярность одного из битов; например, если +1,0 искажается в -0,1 (в этом случае шумовой компонент -1,1). Канал добавляет больше шума к принимаемому сигналу, и характеристика ЧОБ представляет собой функцию допустимого предела для передаваемого сигнала. Другими словами, если идеальный передаваемый компонент сигнала +1,0 искажается алгоритмом ОМСМ, формирующим +0,5, то система теряет 6 дБ от допустимого предела для этого конкретного бита. Однако другие биты в процессе снижения ОМСМ фактически могут быть усилены, поскольку некоторые из компонентов искажения будут увеличивать значение +1,0 (например +1,2, или улучшение на 3,5 дБ). Даже с упреждающей коррекцией ошибок (УКО), улучшающей ЧОБ выходного сигнала в приемнике, характеристика ухудшается из-за битов кода, которые уменьшают допустимый предел. Поэтому алгоритм снижения ОМСМ накладывает ограничения на потери в допустимом пределе до приемлемого уровня относительно 1,0 (например, 0,85). Так, когда предыдущий процесс усечения искажает битовый компонент до значения меньше, чем предварительно определенное пороговое значение (например, +0,85 или -0,85 для отрицательной полярности), то на вектор, соответственно, накладывается ограничение до порогового значения (+0,85 или -0,85 для отрицательной полярности). Биты с амплитудой большей, чем 0,85, остаются неизменными. Это ограничение имеет эффект минимизации потери для допустимого предела в наихудшем случае для любого конкретного бита, вызывая лишь умеренное повторное возрастание максимального сигнала в сигнале временной области. Процесс ограничения точек совокупности КВФМ иллюстрируется на фиг.8, где пороговое значение в этом примере установлено на 0,85 и выполнено нанесение точек для нескольких сотен символов КВФМ. Хотя некоторые из битов фактически испытывают увеличение в допустимом пределе сигнала, в общем потеря в характеристике ЧОБ минимальна.
Соответствующая величина для порогового значения представляет собой компромисс между потерей в допустимом пределе для ЧОБ и повторным возрастанием пиковых значений. Например, если пороговое значение установлено на 0,95, то потеря в допустимом пределе для ЧОБ даже меньше, но повторное возрастание пиковых значений больше. Последовательные итерации процессов усечения и наложения ограничений продолжаются для снижения ОМСМ при удовлетворении ограничений совокупности, по мере его сходимости к некоторому минимальному значению ОМСМ. Примером алгоритма наложения ограничений КВФМ является:
если
КВФМ
порогового значения · Re
d
d
x
пороговому значению
·
Re
d
n
n
n
n
((Re{} <{}) И (Re{} > 0, то пусть  = {}
если
КВФМ
порогового значения
Im
d
d
x
пороговому значению
d
n
n
n
n
Im{} > · {}) И Im{} < 0, то пусть =  · Im{}
иначе
КВФМ
n
оставить неизменной.)
n
n
n
n
В представленном выше алгоритме d является соответствующим комплексным элементом входного вектора данных символа МОЧРК, где d - комплексные (возможно, масштабированные) двоичные данные для соответствующего символа КВФМ. Комплексное значение КВФМ представляет собой версию с пониженным ОМСМ этого элемента после итераций усечения и наложения ограничений. Масштабирование d позволяет использовать активные поднесущие на различных уровнях в полностью цифровом варианте, описанном ниже.
Некоторые широковещательные системы могут использовать опорные поднесущие, способствуя отслеживанию когерентного сигнала и оценивая информацию о состоянии канала (ИСО) для последующего программного декодирования УКО. Для этих поднесущих желательно не иметь никакого искажения от алгоритма снижения ОМСМ. Для этих поднесущих ограничение можно корректировать так, чтобы эти совокупности КВФМ стали точно первоначальными значениями вектора данных символов МОЧРК. Поскольку количество опорных поднесущих обычно является небольшим относительно поднесущих, переносящих данные, повторное возрастание пиковых значений во временной области в модулированном сигнале минимально.
На неактивные поднесущие также накладываются ограничения для подавления внеполосных излучений в пределах приемлемого предварительно определенного уровня маски. Маска внеполосных излучений представляет собой вектор такого же размера, как вектор символов МОЧРК, где неактивные поднесущие связаны с максимальной величиной маски, определенной для каждой неактивной поднесущей. На неактивные поднесущие для каждого вектора символов МОЧРК накладываются ограничения не превышать значение величины маски (или величины, возведенной в квадрат, для обеспечения эффективности вычислений). Каждая поднесущая (элемент дискретизации при БПФ) не затрагивается, когда ее значение ниже маски. Когда элемент дискретизации превышает эту маску, на величину накладывается ограничение до уровня маски при сохранении фазы элемента дискретизации. Следующий алгоритм реализует это наложение ограничения маски:
;
X
n
где  - значение неактивного элемента дискретизации для вектора символа МОЧРК.
иначе
X
n
оставить  неизменным.)
Спектральный график модулированного сигнала после алгоритма снижения ОМСМ показан на фиг.9. Системы HD Radio™ могут осуществлять широковещательную передачу в различных режимах, как описано в вышеупомянутом патенте США № 6549544. Сигнал на фиг.9 представляет гибридный режим ЧМ (MP1), использующий активные поднесущие в частотном диапазоне приблизительно 129-199 кГц с обеих сторон от средней частоты ЧМ. Имеется 191 поднесущая в каждой боковой полосе (общее количество 382), где каждая 19-я поднесущая является опорной поднесущей. Спектр аналогового сигнала с ЧМ опущен на этом графике, на котором показана только цифровая часть 110 сигнального спектра. Следует отметить, что шум за пределами активных поднесущих ограничен так, что он находится под маской 112.
Характеристику ОМСМ моделировали с использованием вышеописанных алгоритмов, и результаты представлены на фиг.10 и 11. Фиг.10 представляет график, показывающий моделируемые средние результаты ОМСМ для алгоритма снижения ОМСМ для гибридного режима HD Radio™ с ЧМ MP1 в диапазоне ограничиваемых значений (ограниченных между 0,825 и 0,9). Фиг.11 представляет график, показывающий результаты моделируемых пиковых ОМСМ для алгоритма снижения ОМСМ для гибридного режима HD Radio™ с ЧМ MP1 в диапазоне ограничиваемых значений (ограниченных между 0,825 и 0,9).
Моделирования перекрывают 64 символа МОЧРК, где результирующие значения ОМСМ показаны как среднее число или пиковое значение по 64 символам МОЧРК на двух графиках. Снижение ОМСМ показывает улучшение, поскольку оно имеет тенденцию к сходимости за восемь итераций. Хорошее значение для ограничений (предела) КВФМ, как представляется, составляет приблизительно 0,85. В этом случае достигнутое среднее ОМСМ равно менее 5 дБ в пределах четырех итераций алгоритма. Это значение сравнивается с начальным ОМСМ, составляющим приблизительно 10 дБ. Среднее ОМСМ меньше, чем 4 дБ, может быть достигнуто с помощью многократных итераций, приводящих к потенциальному снижению среднего ОМСМ больше, чем на 6 дБ для этого примера.
Для сравнения, фиг.12, 13 и 14 показывают характеристики ОМСМ для гибридного режим HD Radio™ с ЧМ (MP3), где в каждой боковой полосе 267 поднесущих (общее количество 534) являются активными. Результаты здесь подобны режиму MP1, но снижение ОМСМ слегка меньше из-за пропорционально больших ограничений в увеличенном количестве поднесущих. На фиг.12 цифровая часть отмечена ссылочной позицией 114, а маска отмечена ссылочной позицией 116.
Теперь может быть описано наложение ограничения на совокупности КВФМ в полностью цифровом режиме. Полностью цифровой режим HD Radio™ с ЧМ (MP4) заполняет полностью ширину полосы частот ±200 кГц активными поднесущими без присутствия аналогового сигнала с ЧМ. Новые вторичные поднесущие в пределах ±100 кГц передаются на пониженном уровне, номинально на 20 дБ ниже первичных поднесущих за пределами ±100 кГц. Это выполняется там, где масштабирование вторичных поднесущих (элементов дискретизации) вектора данных МОЧРК используется на двоичных данных. Хотя можно применять тот же алгоритм снижения ОМСМ, который был описан выше, относительное искажение главным образом во внешних вторичных поднесущих увеличивается. Это увеличение относительного искажения обусловлено интермодуляционными помехами близлежащих первичных поднесущих, которые на 20 дБ выше по уровню. Для дополнительного снижения этого увеличенного относительного искажения на эти вторичные поднесущие накладывается дополнительное ограничение.
Хотя можно было бы запретить любое искажение во вторичных поднесущих посредством наложения на них ограничения для входного вектора данных символов МОЧРК, это является чрезмерно ограничительным и может привести к повторному возрастанию увеличенных пиковых значений в сигнале временной области. Однако предварительно описанное ограничение обеспечивает возможность, чтобы значения искажения были относительно большими даже притом, что для допустимого предела наложено ограничение порогового значения (например 0,85). Это искажение приводит к существенному увеличению мощности поднесущей из-за компонентов искажения, превышающих номинальные значения 1,0. Решение этой проблемы заключается в том, чтобы сначала накладывать ограничения на совокупность, как описано выше, для первичных поднесущих. Дополнительное ограничение накладывается на вторичные поднесущие, где ограничиваемое новое значение совокупности представляет собой среднее число вновь ограниченного выходного сигнала и входного вектора данных символов МОЧРК. Это усреднение снижает большие значения искажения так, что результирующее искажение становится подобным (пропорциональным) первичным поднесущим. Можно дополнительно использовать взвешенное среднее значение для регулирования степени снижения искажения. Моделирование показало, что это является эффективным. Результаты моделирования представлены на фиг.15, 16 и 17. На фиг.15, модулированный в цифровой форме сигнал обозначен ссылочной позицией 118, а маска помечена ссылочной позицией 120. Алгоритм для ограничения совокупности КВФМ для вторичных поднесущих S представляет следующее:
ОГРАНИЧЕНИЕ СОВОКУПНОСТИ КВФМ ДЛЯ ВТОРИЧНЫХ ПОДНЕСУЩИХ
если
КВФМ
порогового значения
d
x
пороговому значению
d
n
n
n
n
( (Re{} <  · Re{d}) И (Re{} > 0, то пусть  =  · Re{}
если
КВФМ
порогового значения
d
d
x
пороговому значению
d
n
n
n
n
(Im{} >  · Im{}) И (Im{} < 0, то пусть  =  · Im{}
иначе
КВФМ
n
оставить  неизменной.
;
КВФМ
весовой коэффициент
КВФМ
весовой коэффициент
d
n
n
n
( = (1 - ) ·  +  · ;
дополнительное ограничение для вторичных поднесущих, где весовой коэффициент обычно составляет 0,5 (моделируемое значение 0,45).
Характеристика снижения ОМСМ для полностью цифрового режима является меньшей, чем для гибридного режима из-за дополнительного ограничения, накладываемого на вторичные поднесущие. Однако среднее ОМСМ меньше, чем 6 дБ после четырех итераций, все еще является улучшением относительно 4 дБ по сравнению с исходным сигналом.
Необязательная компенсация выравнивания может использоваться для фильтрации выходного сигнала высокомощного усилителя. Линейное искажение на выходе передающего устройства может быть обусловлено ограниченной шириной полосы частот высокомощного усилителя и дополнительной фильтрацией в выходной цепи из-за подсоединения антенны или для снижения внеполосных излучений. Перед высокомощным усилителем может включаться линейный корректор, чтобы компенсировать эти эффекты. Однако в системе передачи, использующей алгоритм снижения ОМСМ, эта компенсация может привести к повторному возрастанию пиковых значений сигнала. Это повторное возрастание пиковых значений происходит из-за того, что фазы и амплитуды сигнала слегка модифицируются в алгоритме ОМСМ для компенсации, в действительности, пиковых значений. Выравнивание, применяемое вне алгоритма ОМСМ, может изменить фазовые и амплитудные зависимости, вследствие чего пиковые значения не будут компенсироваться в той же степени. Применение такого выравнивания до вышеописанного алгоритма ОМСМ также является неэффективным, поскольку алгоритм ОМСМ будет отменять выравнивание. Однако модифицирование алгоритма ОМСМ с целью включения в него выравнивания может быть эффективным.
Компенсация выравнивания использует вектор (с таким же размером, как у входного вектора символов МОЧРК), содержащий обратную величину значений комплексного коэффициента усиления выходного сигнала (линейное искажение) для каждой поднесущей (активной или неактивной). Каждый из элементов входного вектора умножается на каждый из соответствующих элементов вектора выравнивания, чтобы получить выровненный входной вектор данных символов МОЧРК. Этапы модуляции и демодуляции МОЧРК в вышеупомянутом алгоритме остаются неизменными, хотя результирующие выборки во временной области символов МОЧРК несколько отличаются из-за выравнивания. Выравнивание в рамках алгоритма снижения ОМСМ либо удаляется, либо восстанавливается на нескольких этапах в алгоритме так, что ограничения КВФМ, налагаемые на векторы символов МОЧРК, не компенсируют выравнивание. Примеры алгоритмов компенсации выравнивания и удаления представляют следующее:
КОМПЕНСАЦИЯ ВЫРАВНИВАНИЯ
вектор
символа_МОЧРК
(_ = ввод следующего вектора символа МОЧРК (например, 2048 комплексных элементов))
УДАЛЕНИЕ КОМПЕНСАЦИИ ВЫРАВНИВАНИЯ
вектор_символа_ВЫР_МОЧРК
( = ввод следующего вектора символа МОЧРК (например, 2048 комплексных элементов))
Эффект заключается в том, что алгоритм продолжит снижать пиковые значения с каждой итерацией таким же образом, как алгоритм ОМСМ без выравнивания. Однако выравнивание сохраняется в процессе снижения ОМСМ. Результаты моделирования подтверждают, что характеристика снижения ОМСМ с выравниванием фазы статистически идентична характеристике без выравнивания. Этого следует ожидать, поскольку искажения и пиковые значения итерационно корректируются и сходятся таким же образом. Однако на снижение ОМСМ может оказывать влияние при жестком амплитудном выравнивании, поскольку это может изменять эффективную мощность в выровненном выходном сигнале в зависимости от строгости последующих эффектов фильтрации. Например, если на выходе высокомощного усилителя значительное количество поднесущих ослабляется на 20 дБ, то выравнивание может потребовать пропорционально большей мощности, чтобы компенсировать эти поднесущие. Взаимодействие интермодуляционного искажения по всем поднесущим различных выровненных уровней может иметь некоторое влияние на потенциальное снижение ОМСМ. Кроме того, сильное линейное искажение может привести ко взаимным помехам между несущими МОЧРК, а также к межсимвольным помехам, которые не компенсируются в этом алгоритме. Однако выравнивание для строго фильтруемых выходных сигналов высокомощного усилителя следует использовать с осторожностью.
В некоторых применениях требуемое выравнивание не может быть предварительно определенным постоянным вектором. Фильтрация и согласование импеданов антенны/выходной цепи высокомощного усилителя может изменяться из-за таких факторов, как температура, осадки и старение. Сигнал обратной связи может использоваться для корректирования характеристик фильтрации, которая может адаптивно корректировать вектор выравнивания, используемый в алгоритме снижения ОМСМ. Сигнал обратной связи может быть получен от приемника (антенны), размещенного в местоположении вблизи облучателя, где на него не влияет искажение, обусловленное многолучевым распространением, так что приемник может измерять результаты фильтрации и линейного искажения передаваемого сигнала. Это измеренное линейное искажение может быть преобразовано в вектор выравнивания, подлежащий использованию в алгоритме ОМСМ.
Функция компенсации АМ/ФМ может использоваться для частичной компенсации преобразования АМ/ФМ, вводимого высокомощным усилителем. АМ/ФМ в общем случае характеризуется незначительной задержкой пиковых значений сигнала временной области, когда сигнал высокомощного усилителя приближается к насыщению. Посредством моделирования этого эффекта в итерационном процессе снижения ОМСМ ухудшение, вызванное АМ/ФМ, может быть снижено. Компенсация АМ/ФМ является немного более сложной, чем компенсация (выравнивание) для линейного искажения, описанного выше. Это объясняется тем, что эффекты преобразования АМ/ФМ зависят от мгновенных величин выборок во временной области символов МОЧРК. Однако АМ/ФМ может вводиться в алгоритм снижения ОМСМ и компенсироваться в итерационном процессе ограничения результирующих совокупностей обычным способом. Преобразование АМ/ФМ вводится в алгоритм непосредственно после этапов модуляции МОЧРК. К сожалению, имеются проблемы сходимости, которые должны учитываться в этом случае, поскольку пиковые значения сокращаются в каждой итерации. Поскольку на пиковые значения больше всего воздействует преобразование АМ/ФМ, эти эффекты будут изменяться с каждой итерацией. Имеется два аспекта алгоритма, подлежащие рассмотрению, во-первых, моделирование преобразования АМ/ФМ, когда оно воздействует на выборки во временной области; и во-вторых, способ улучшения сходимости компенсации с изменением пиковых значений для каждой итерации.
Преобразование АМ/ФМ для конкретного высокомощного усилителя должно быть точно охарактеризовано, чтобы достигнуть выгоды при компенсации. Такая характеристика должна быть преобразована в единицы временной задержки в зависимости от мгновенной амплитуды. Пример этой характеристики показан на фиг.18. Для удобства временные единицы для преобразования АМ/ФМ могут быть определены в терминах выборок с задержкой как функция амплитуды, и максимальная задержка, подлежащая компенсации, ограничена одной выборкой сигнала (2160 выборок/символ МОЧРК для системы HD Radio™ с ЧМ). Эффект этого преобразования АМ/ФМ состоит в "размазывании" каждой комплексной выборки временной области символов МОЧРК на следующую выборку; причем размазывание является функцией амплитуды выборки. Пример преобразования АМ/ФМ показан на фиг.18, а пример алгоритма, используемого для наложения преобразования АМ/ФМ на сигнал, представлен ниже.
АЛГОРИТМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ АМ/ФМ БЕЗ КРИТЕРИЕВ СХОДИМОСТИ
;
определение значения размазывания для этой выборки
;
ampm
размазывание выборок в зависимости от .
Этот алгоритм действует как нелинейный фильтр КИХ (с конечной импульсной характеристикой), коэффициенты которого представляют собой динамическую функцию преобразования АМ/ФМ для каждой выборки. Однако в случае необходимости можно сформировать более сложную и точную модель, чтобы достигнуть желательного эффекта. Главная проблема, связанная с этим простым алгоритмом, заключается в изменении пиковых значений с каждой итерацией алгоритма и в его влиянии на сходимость до приемлемого снижения ОМСМ. Для улучшения сходимости алгоритм модифицируется для постепенного увеличения эффекта преобразования АМ/ФМ с каждой итерацией до заключительной итерации, где учитывается полный эффект. Это может быть достигнуто посредством умножения действительного значения преобразования на номер текущей итерации и на номер конечной итерации. Результаты моделирования выявляют, что это существенно улучшает сходимость, достигая более низкого ОМСМ. Далее показан пример модифицированного алгоритма АМ/ФМ, где используется преобразование АМ/ФМ, пропорциональное кубу амплитуды, показанной на фиг.18.
АЛГОРИТМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ АМ/ФМ БЕЗ КРИТЕРИЕВ СХОДИМОСТИ:
;
определение значения размазывания для этой выборки
;
ampm
размазывание выборок в зависимости от .
В некоторых применениях желательная компенсация преобразования АМ/ФМ не может быть предварительно определенной постоянной функцией. Для обновления данных для функции AM/ФМ или параметра в функции может использоваться сигнал обратной связи. Хотя результаты моделирования показали достаточно хорошую характеристику для этого примера, фактические характеристики могут нуждаться в дальнейшем модифицировании, чтобы получить хорошие результаты для конкретного высокомощного усилителя. Это может иметь место, когда преобразование АМ/ФМ может быть не достаточно устойчивым или точно охарактеризованным для достижения хорошей характеристики. Поэтому оно должно тестироваться для любого конкретного типа высокомощного усилителя.
Данное изобретение обеспечивает способ снижения отношения максимальной мощности к средней мощности (ОМСМ) в радиочастотном сигнале, модулируемом символами МОЧРК (мультиплексированными с ортогональным частотным разделением каналов). Способ содержит итерационный процесс, включающий в себя этапы модуляции набора поднесущих набором векторов символов данных (модуляции МОЧРК) для формирования модулированного сигнала; ограничения величины первого модулированного сигнала для формирования первого ограниченного модулированного сигнала; демодуляции первого ограниченного модулированного сигнала для восстановления искаженных входных символов (точек совокупности); ограничения новых входных векторов символов данных таким образом, чтобы снизить до минимума отрицательные эффекты ограничения для формирования ограниченных векторов символов данных, и подавления внеполосного рассеяния; и повторной модуляции ограниченного вектора данных символов МОЧРК. Этот процесс выполняется посредством последовательных итераций вышеупомянутого алгоритма для дополнительного снижения отношения ОМСМ. Хотя были предложены различные способы, этот способ предлагает улучшенную характеристику для снижения ОМСМ, в то же время контролируя нежелательные внеполосные излучения. Он также включает в себя выравнивание в пределах алгоритма снижения ОМСМ, чтобы компенсировать влияния искажения, подобного линейной фильтрации, обусловленные выходной цепью высокомощного усилителя, а также частичной компенсации нелинейного сжатия сигнала и преобразования АМ/ФМ ниже пиковых значений сигнала с пониженным ОМСМ.
Настоящее изобретение может применяться для снижения ОМСМ электронных сигналов, использующих МОЧРК, которые могут использоваться в системах HD Radio™ с ЧМ. Настоящее изобретение также обеспечивает способ выравнивания сигнала в рамках алгоритма снижения ОМСМ, чтобы компенсировать линейное искажение, обусловленное выходной цепью высокомощного усилителя (фильтром). Также описаны дополнительные методы компенсации нелинейных искажений, такие как преобразование АМ/ФМ. В качестве примера и применения этой методики описана оптимизация характеристики снижения ОМСМ для системы HD Radio™ корпорации iBiquity Digital Corporation.
Алгоритмы были промоделированы и показали высокую эффективность. Улучшенные признаки включают в себя обеспечение внеполосной спектральной маски, улучшенную характеристику для вторичных поднесущих в полностью цифровой системе с различными уровнями поднесущих, дополнительную возможность коррекции выходной цепи высокомощного усилителя и компенсацию преобразования АМ/ФМ.
Данное изобретение управляет внеполосными спектральными излучениями посредством использования спектральной маски. В одном варианте осуществления улучшенные параметры алгоритма обеспечивают более высокую эффективность. Совокупности опорных поднесущих могут быть восстановлены с незначительным повторным возрастанием пиковых значений. Коррекция линейного искажения может вводиться выходной цепью высокомощного усилителя. Критерии сходимости могут использоваться для снижения искажения во вторичных поднесущих более низкого уровня. Эффекты искажения АМ/ФМ могут быть подавлены. Все эти улучшения могут быть выполнены в рамках итераций коррекции ОМСМ вместо их выполнения после алгоритма ОМСМ, что могло привести к повторному возрастанию пиковых значений.
Хотя настоящее изобретение описано в отношении нескольких вариантов осуществления, специалистам в данной области техники должно быть очевидно, что в раскрытые варианты осуществления могут вводиться различные видоизменения без отклонения от объема данного изобретения, как сформулировано в последующей формуле изобретения.