СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ МЕЖДУПЕРИОДНОГО КОЭФФИЦИЕНТА КОРРЕЛЯЦИИ ПАССИВНЫХ ПОМЕХ
METHOD OF MEASURING INTERPERIOD FACTOR OF PASSIVE INTERFERENCE CORRELATION

w
Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для измерения междупериодного коэффициента корреляции пассивных помех (ПП) в адаптивных системах селекции движущихся целей (СДЦ) когерентно-импульсных радиолокационных станций (РЛС). В частности, для измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП при наличии «мешающих сигналов» в окне из N элементов дальности «Мешающие сигналы» представляют собой отраженные от различных точечных объектов - воздушных целей, «ангел-эхо», местных предметов и принятые РЛС сигналы, не превышающие по длительности 1-3 элементов дальности.
i,k
m
n
w
Известен способ измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП (Д.И.Попов. Синтез цифровых адаптивных режекторных фильтров, Радиотехника, 1981 г., т.36, №10), основанный на том, что из принятых РЛС в N периодах повторения когерентной пачки помех, представляющих собой смесь ПП и шума, формируют отсчеты комплексной огибающей x, где i=i, i - номера двух периодов повторения когерентной пачки, k - номер элемента дальности. Образуют окно из N элементов дальности, в котором находят оценки корреляции ПП
m
n
и мощности смеси ПП и шума в i-м и i-м периодах повторения когерентной пачки: , . Междупериодный коэффициент корреляции ПП  определяют из следующего выражения:
Данный способ обеспечивает максимальную точность измерения междупериодного коэффициента корреляции однородных по дальности ПП. В условиях же, когда в окно дальности попадают «мешающие сигналы», вызванные, например, отражениями от точечных воздушных целей или местных предметов (МП), имеют место значительные ошибки измерения, что приводит к снижению коэффициента улучшения отношения сигнал/помеха адаптивной СДД и является существенным недостатком данного способа.
i,k
m
n
w
m
n
m
n
k
Наиболее близким техническим решением является способ измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП (С.Е.Кован. Анализ адаптивных фильтров декорреляции пассивных помех, Радиотехника, 1998 г., №3), согласно которому радиолокатором принимают помехи, представляющие собой смесь ПП, шума и «мешающих сигналов» в N периодах повторения когерентной пачки, формируют отсчеты комплексной огибающей x, где i=i, i - номера двух периодов повторения когерентной пачки, k - номер элемента дальности, формируют окно из N элементов дальности, для каждого элемента дальности окна находят корреляцию помех между i-м и i-м периодами повторения когерентной пачки , где  - комплексно сопряженная величина к , и мощность помех в i-м и i-м периодах повторения когерентной пачки , . Затем исключают элементы дальности окна, содержащие «мешающие сигналы», для чего, сравнивая между собой полученные значения корреляции помех z и мощности помех ,  в элементах дальности окна, образуют упорядоченные последовательности значений
(m)
(m)
где обозначено u, ν, ,  - m-ое по своей величине значение в соответствующей последовательности, real - действительная часть комплексной величины, imag - мнимая часть комплексной величины.
w
m
n
m
n
После этого в каждой из последовательностей исключают N-1 величину, оставляя только медианные значения , , , . По этим значениям оценивают корреляцию ПП  между i-м и i-м периодами повторения когерентной пачки и мощность смеси ПП и шума в i-м и i-м периодах повторения когерентной пачки: , , по которым определяют величину междупериодного коэффициента корреляции ПП . В этом случае обеспечивается устойчивость оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП к воздействию «мешающих сигналов», попавших в окно дальности, поскольку значения корреляции и мощности помех в элементах дальности с «мешающими сигналами» с большой вероятностью соответствуют крайним, а не медианным значениям упорядоченных последовательностей (2). Влияние «мешающих сигналов» на коэффициент улучшения отношения сигнал/помеха адаптивной СДЦ незначительно.
Основной недостаток этого способа состоит в недостаточно высокой точности оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП, что в целом при наличии «мешающих сигналов» в окне по дальности приводит к заметному снижению коэффициента улучшения отношения сигнал/помеха адаптивной СДЦ относительно потенциально достижимых значений.
Техническим результатом (решаемой задачей) изобретения, таким образом, является устранение названного недостатка, а именно повышение точности оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП при наличии «мешающих сигналов» в окне по дальности.
i,k
m
n
m
n
w
m
n
m
n
k
m
n
m
n
k
k
φ
Технический результат (решаемая задача) в предлагаемом способе достигается тем, что в известном способе измерения междупериодного коэффициента корреляции пассивных помех (ПП), в котором принимают помехи, представляющие собой смесь ПП, шума и «мешающих сигналов», в N периодах повторения когерентной пачки, где N≥2 - целое число, формируют отсчеты комплексной огибающей x, где i=i, i, 1≤i, i≤N - номера двух периодов повторения когерентной пачки, k - номер элемента дальности, формируют окно из N элементов дальности, для каждого элемента дальности окна находят корреляцию помех между i-м и i-м периодами повторения когерентной пачки , где  - комплексно сопряженная величина к , и мощность помех в i-м и i-м периодах повторения когерентной пачки , , сравнивая между собой полученные значения корреляции помех z и мощности помех ,  в элементах дальности окна, исключают элементы дальности окна, содержащие «мешающие сигналы», по оставшимся элементам дальности окна находят оценки корреляции ПП  между i-м и i-м периодами повторения когерентной пачки и оценки мощности смеси ПП и шума в i-м и i-м периодах повторения когерентной пачки , , по которым определяют величину междупериодного коэффициента корреляции ПП , согласно изобретению после определения корреляции помех z и мощности помех , , по значениям корреляции помех z в элементах дальности окна определяют коэффициенты фазовой неоднородности K(k) по следующим формулам
n
m
n
w
где φ - разность фаз помех в i-ом и i-ом периодах повторения когерентной пачки, n-ом элементе дальности, n=1, …, N, ≠k,
сравнивая мощности помех ,  в элементах дальности окна, проверяют выполнение следующего условия
c
где u(·) - функция единичного скачка, d - коэффициент, величина которого меньше 1, выбирают таким образом, чтобы вероятность выполнения данного условия при отсутствии «мешающих сигналов» была незначительна, N - постоянная величина, которую не может превышать число «мешающих сигналов» в окне дальности,
c
φ
исключают N элементов дальности окна с минимальными значениями коэффициентов фазовой неоднородности K(k) и элементы дальности окна, для которых выполнилось указанное условие.
Новыми существенными признаками предлагаемого способа являются следующие
k
φ
- по значениям корреляции помех z в элементах дальности окна определяют коэффициенты фазовой неоднородности K(k) по следующим формулам:
,
n
m
n
w
где φ - разность фаз помех в i-ом и i-ом периодах повторения когерентной пачки, n-ом элементе дальности, n=1, …, N, ≠k;
- сравнивая мощности помех ,  в элементах дальности окна, проверяют выполнение следующего условия
,
c
где u(·) - функция единичного скачка, d - коэффициент, величина которого меньше 1, выбирают таким образом, чтобы вероятность выполнения данного условия при отсутствии «мешающих сигналов» была незначительна, N - постоянная величина, которую не может превышать число «мешающих сигналов» в окне дальности,
c
φ
- исключают N элементов дальности окна с минимальными значениями коэффициентов фазовой неоднородности K(k) и элементы дальности окна, для которых выполнилось указанное условие.
c
c
w
w
w
w
Применение всех новых признаков совместно с признаками прототипа позволит повысить точность оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП при наличии «мешающих сигналов» в обучающей выборке. В прототипе для оценки корреляции ПП и мощности смеси ПП и шума в периодах повторения когерентной пачки используется минимальная часть окна - по сути, только один элемент дальности, в котором корреляция ПП и мощность смеси ПП и шума в периодах повторения когерентной пачки являются медианами соответствующих упорядоченной последовательностей (2). Несмотря на то, что при этом обеспечивается устойчивость оценки в условиях «мешающих сигналов», существенная информация, содержащаяся в отсчетах комплексной огибающей в остальных элементах окна, оказывается в значительной части потерянной. Потери информации могут быть особенно заметны в условиях «мешающих сигналов», мощность которых не превышает мощности ПП. В предложенном способе из числа элементов окна, по которым оценивают корреляцию ПП и мощности смеси ПП и шума в периодах повторения когерентной пачки, исключается не более 2·N элементов, что при имеющем место на практике числе «мешающих сигналов» в окне N=1.6 составляет сравнительно небольшую часть окна (N≈16-64). Одновременно обеспечивается устойчивость оценки к воздействию «мешающих сигналов». При этом размер окна N выбирают в зависимости от требуемой точности оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП, которая повышается с увеличением N, и предварительной информации о минимальной протяженности однородных ПП по дальности L, что вынуждает ограничивать размер окна N≤L.
Изобретение поясняется чертежами
- Фиг.1 - Структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ измерения междупериодного коэффициента корреляции пассивных помех.
- Фиг.2 - Структурная схема устройства, реализующего блок цензурирования по амплитуде на Фиг.1.
- Фиг.3 - Структурная схема устройства, реализующего блок цензурирования по фазе на Фиг.1.
- Фиг.4 - Зависимости подавления ПП от мощности помех (прототип).
- Фиг.5 - Зависимости подавления ПП от мощности помех (изобретение).
n
m
Техническая реализация предлагаемого способа измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП возможна на основе устройства, показанного на Фиг.1. Устройство содержит формирователь отсчетов комплексной огибающей 1, вход которого является входом устройства, блок задержки на r периодов 2, (где r=i-i), два вычислителя квадрата модуля 3, блок цензурирования по амплитуде 4, блок сопряжения комплексных чисел 5, два умножителя 6, блок цензурирования по фазе 7, три блока вычисления среднего 8, блок извлечения квадратного корня 9, делитель 10, выход которого является выходом устройства.
Формирователь отсчетов комплексной огибающей 1 на Фиг.1 представляет собой устройство, известное, например, из (Я.Д.Ширман, В.Н.Манжос. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. - М.: Радио и связь, 1981, 416 с.).
w
w
Вычислитель квадрата модуля 3 на Фиг.1 представляет собой устройство, состоящее из двух квадраторов и сумматора. Блок сопряжения комплексных чисел 5 на Фиг.1 состоит из инвертора мнимой части комплексного числа. Блоки вычисления среднего 8 на Фиг.1 содержат в данном случае N - входовые сумматоры и делители суммы чисел на постоянную N.
w
w
w
Техническая реализация блока цензурирования по амплитуде 4 на Фиг.1 возможна на основе устройства, показанного на Фиг.2. Устройство содержит три сумматора 11, вторые входы которых являются первым, вторым и третьим входами устройства, два N - отводных регистра 12, два мультиплексора 13, выходы которых являются первым и вторым выходами устройства, 2·N схем сравнения 14, два (N-1) - входовых сумматора 15, схему совпадения 16, выход которой является третьим выходом устройства, инвертор 17.
w
w
w
f
f
af
w
f
w
Техническая реализация блока цензурирования по фазе 7 на Фиг.1 возможна на основе устройства, показанного на Фиг.3. Устройство содержит три делителя 10, четыре сумматора 11, два N- отводных регистра 12, вычислитель модуля 18, блок сопряжения комплексных чисел 5, (N-1) умножителей 6, два (N-1) - входовых сумматора 15, блок задержки на τ 19, где τ - время формирования признаков цензурирования по амплитуде и фазе I, мультиплексор 13, выход которого является первым выходом устройства, N схем сравнения 14, инвертор 17. Входы вычислителя модуля 18, блока задержки на τ 19 и первый вход первого делителя 10 соединены между собой и являются первым входом устройства. Второй вход четвертого сумматора 11 является вторым входом устройства. Выход N-ой схемы сравнения 14 является вторым выходом устройства.
Вычислитель модуля 18 на Фиг.3 реализует функцию вычисления модуля комплексного числа и состоит из двух квадраторов, сумматора и извлекателя квадратного корня.
i,k
n
a
f
af
Устройство на Фиг.1 работает следующим образом. На формирователь отсчетов комплексной огибающей 1 поступают сигналы x(t) с выхода приемного устройства РЛС. С выхода формирователя отсчетов комплексной огибающей 1 отсчеты комплексной огибающей x поступают на вход блока задержки на r периодов 2, блок сопряжения комплексных чисел 5 и второй вычислитель квадрата модуля 3. В i-ом периоде повторения когерентной пачки отсчеты комплексной огибающей  с выхода блока задержки на r периодов 2 поступают на первый вход первого умножителя 6, в то время как отсчеты комплексной огибающей  с выхода блока сопряжения комплексных чисел 5 подают на второй вход упомянутого умножителя, с выхода которого значения корреляции помех  подают на первый вход блока цензурирования по фазе 7. Одновременно отсчеты комплексной огибающей  с выхода блока задержки на r периодов 2 подают на вход первого вычислителя квадрата модуля 3. На выходах, соответственно, первого и второго вычислителя квадрата модуля 3 образуют значения мощности помех в двух периодах повторения когерентной пачки  и , которые подают на первый и второй входы блока цензурирования по амплитуде 4. С третьего выхода блока цензурирования по амплитуде 4 на второй вход блока цензурирования по фазе передают признаки цензурирования по амплитуде I, в то время как со второго выхода блока цензурирования по фазе 7 на третий вход блока цензурирования по амплитуде передают признаки цензурирования по фазе I, что позволяет получить признаки цензурирования по фазе и амплитуде I в обоих упомянутых блоках цензурирования 4, 7. После исключения «мешающих сигналов» корреляционные произведения ,  и , соответственно, с первого и второго выходов блока цензурирования по амплитуде 4 и первого выхода блока цензурирования по фазе 7 подают на входы соответствующих блоков вычисления среднего 8. На выходах первых двух блоков вычисления среднего 8 формируют оценки мощности смеси ПП и шума  и , которые подают на входы второго умножителя 6, блок извлечения квадратного корня 9 и второй вход делителя 10. В то же время на выходе третьего блока вычисления среднего 8 формируют оценку корреляции ПП , которую подают на первый вход делителя 10, на выходе которого образуют оценку коэффициента корреляции ПП .
m
n
m
n
am
an
am
w
w
w
w
w
w
w
w
w
w
w
w
w
c
w
w
m
am
w
w
w
m
am
m
am
am
w
w
w
w
w
n
an
an
w
w
w
m
n
am
an
a
f
af
Устройство на Фиг.2 работает следующим образом. На первый и второй входы устройства поступают значения мощности помех в i-ом и i-ом периодах повторения когерентной пачки , , которые далее обрабатывают одинаковым образом, чтобы сформировать признаки цензурирования по амплитуде в i-ом и i-ом периодах когерентной пачки I, I. Рассмотрим формирование признака цензурирования по амплитуде I. Значения мощности помех  блоками из N элементов подают на второй вход первого сумматора 11 и далее на вход первого N- отводного регистра 12. После того как блок из N элементов заполняет указанный регистр, первый отсчет блока  с N-го отвода первого регистра 12 подают на первый вход первого умножителя 6 на коэффициент d, который подают на второй его вход. С выхода первого умножителя 6 взвешенный с коэффициентом d отсчет  подают на вторые входы 1, …, N-1 схем сравнения 14, на первые входы которых подают остальные отсчеты блока с отводов 1, …, N-1 первого N- отводного регистра 12. На выходах 1, …, N-1 схем сравнения 14 формируют логические сигналы превышения взвешенным с коэффициентом d отсчетом  с N-го отвода первого N- отводного регистра 12 отсчетов на остальных отводах данного регистра, которые подают на соответствующие входы первого (N-1) - входового сумматора 15, с выхода которого сумма логических сигналов превышений поступает на первый вход N-ой схемы сравнения 14 с числом N-N, поступающим на второй вход N-ой схемы сравнения 14. Если сигнал на первом входе больше или равен сигналу на втором входе N-ой схемы сравнения 14, то формируют единичный признак цензурирования по амплитуде отсчета  в i-ом периоде повторения когерентной пачки I(1). В следующем такте работы отсчет  с N-го отвода первого регистра 12 через первый вход первого сумматора 11 подают на вход первого N- отводного регистра 12, в котором после сдвига информации отсчет  занимает место на первом отводе, а отсчет  на N-ом отводе. Описанным выше способом формируют признак цензурирования по амплитуде отсчета  в i-ом периоде повторения когерентной пачки I(2). Процесс повторяется, пока не будут сформированы признаки цензурирования по амплитуде всех отсчетов блока в i-ом периоде повторения когерентной пачки I(1), …, I(N). Аналогичным описанному образом с помощью второго сумматора 11, второго N- отводного регистра 12, второго умножителя 6, N+1, …, 2N схем сравнения 14, второго (N-1) - входового сумматора 15 формируют признаки цензурирования по амплитуде всех отсчетов блока во i-ом периоде повторения когерентной пачки I(1), …, I(N). С выходов N-ой и 2N-ой схем сравнения 14 признаки цензурирования по амплитуде в i-ом и i-ом периодах повторения когерентной пачки I, I подают на входы схемы совпадения 16, с выхода которой признаки цензурирования отсчетов блока по амплитуде I поступают на третий выход устройства и первый вход третьего сумматора 11, на второй вход которого с третьего входа устройства подают признаки цензурирования соответствующих отсчетов блока по фазе I. С выхода третьего сумматора 11 признаки цензурирования отсчетов блока по амплитуде и фазе I через инвертор 17 подают на управляющие входы первого и второго мультиплексора 13, на информационные входы которых, соответственно, поступают отсчеты мощности помех в периодах повторения когерентной пачки , . С выходов первого и второго мультиплексоров 13 оставшиеся после цензурирования по амплитуде и фазе отсчеты мощности помех в периодах повторения когерентной пачки ,  поступают на первый и второй выходы устройства, соответственно.
k
w
w
w
w
w
w
w
w
w
Устройство на Фиг.3 работает следующим образом. На первый вход устройства поступают значения корреляции помех z, которые подают на вычислитель модуля 18 и первый вход первого делителя 10, на второй вход которого подают модули значений корреляции помех  с выхода вычислителя модуля 18. Нормированные значения корреляции помех  с выхода первого делителя 10 блоками из N элементов подают на второй вход первого сумматора 11 и далее на вход первого N- отводного регистра 12. После того как блок из N элементов заполняет указанный регистр, первый отсчет блока  с N-го отвода первого регистра 12 подают на блок сопряжения комплексных чисел 5 и далее на вторые входы 1, …, N-1 умножителей 6, на первые входы которых подают остальные отсчеты блока с 1, …, N-1 отводов первого регистра 12. С выходов умножителей 6 действительные части произведений , где m=2, …, N, подают на N-1 входов первого сумматора 15 и далее на первый вход второго делителя 10 на коэффициент (N-1), который подают на его второй вход. С выхода второго делителя 10 нормированную величину суммы косинусов разностей фаз
φ
w
w
w
φ
w
w
φ
w
w
w
w
w-1
φ
w
w
w
w
c
w
w
f
w
φ
w
w
φ
φ
w
f
f
f
w
a
af
k
f
f
af
подают на первый вход второго сумматора 11, на первый вход которого поступает единичное значение. Образованная на выходе второго сумматора 11 величина поступает на первый вход третьего делителя 10 на коэффициент 2, который подают на его второй вход. На выходе третьего делителя 10 формируют коэффициент фазовой неоднородности K(1) первого элемента блока. В следующем такте работы отсчет  с N-го отвода первого регистра 12 через первый вход первого сумматора 11 подают на вход первого N- отводного регистра 12, в котором после сдвига информации отсчет  занимает место на первом отводе, а отсчет  на N-ом отводе. Описанным выше способом формируют коэффициент фазовой неоднородности K(1) второго элемента блока. Процесс повторяется, пока не будут сформированы коэффициенты фазовой неоднородности всех элементов блока. С выхода третьего делителя 10 коэффициенты фазовой неоднородности элементов блока поступают на второй вход третьего сумматора 11 и далее на вход второго N-отводного регистра 12. После того как блок из N элементов заполняет указанный регистр, первый отсчет блока K(1) с N-го отвода второго регистра 12 подают на вторые входы N-1 схем сравнения 14, на первые входы которых подают отсчеты остальных элементов блока с 1, …, N-1 отводов второго регистра 12. На выходах 1, …, N-1 схем сравнения 14 формируют логические сигналы превышения коэффициентами фазовой неоднородности на 1, …, N отводах второго регистра 12 коэффициента фазовой неоднородности K(1) на N-ом отводе второго регистра 12, которые подают на соответствующие входы второго (N-1) - входового сумматора 15, с выхода которого сумма логических сигналов превышений поступает на первый вход N-ой схемы сравнения 14 с числом N-N, поступающим на второй вход N-ой схемы сравнения 14. Если сигнал на первом входе больше или равен сигналу на втором входе N-ой схемы сравнения 14, то формируют единичный признак цензурирования по фазе I(1) первого отсчета блока, который с выхода N-ой схемы сравнения 14 подают на второй выход устройства и первый вход четвертого сумматора 11. В следующем такте работы отсчет K(1) с N-го отвода второго регистра 12 через первый вход третьего сумматора 11 подают на вход второго N-отводного регистра 12, в котором после сдвига информации отсчет K(1) занимает место на первом отводе, а отсчет K(2) на N-ом отводе. Описанным выше способом формируют признак цензурирования по фазе I(2) второго отсчета блока. Процесс повторяют, пока не будут сформированы признаки цензурирования по фазе всех отсчетов блока I(1), …, I(N). Со второго входа устройства поступают признаки цензурирования по амплитуде I на второй вход четвертого сумматора 11, с выхода которого признаки цензурирования отсчетов блока по амплитуде и фазе I через инвертор 17 подают на управляющий вход мультиплексора 13. Значения корреляции помех z с первого входа устройства через блок задержки на τ, где τ - время формирования признаков цензурирования по амплитуде и фазе I, подают на информационный вход мультиплексора 13, с выхода которого оставшиеся после цензурирования по амплитуде и фазе отсчеты корреляции помех  поступают на первый выход устройства.
w
c
n
c
c
Расчеты характеристик предлагаемого способа измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП и прототипа проводились методом статистического моделирования в среде программы MatLab v.7. На Фиг.4 для прототипа показаны зависимости подавления ПП от мощности «мешающих сигналов» при разном их числе в обучающей выборке. Аналогичные зависимости для изобретения показаны на Фиг.5 Расчеты подавления ПП проводились для адаптивного режекторного фильтра, обрабатывающего когерентную пачку из N=3 импульсов. Размер окна усреднения по дальности для измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП составлял N=32 отсчетов. Параметры измерителя d=0 5, N=6. Параметры ПП спектр гауссов, ширина спектра Δf=40 Гц, мощность шумов P=-40 дБ. Параметры «мешающих сигналов»: число M=2…6, мощность относительно шума S=20.60 дБ, модель «мешающих сигналов», нефлюктуирующие синусоидальные сигналы со случайной начальной фазой и случайной частотой Доплера.
При использовании предложенного измерителя подавление в условиях «мешающих сигналов» падает не более чем до 36 дБ. В то же время для прототипа подавление может снижаться до 7 дБ при мощности «мешающих сигналов», близкой к мощности ПП. Поскольку степень подавления ПП в адаптивном режекторном фильтре, в основном, определяется точностью оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП, можно говорить о том, что указанная точность в предложенном способе существенно выше, чем в прототипе.
Таким образом, использование предлагаемого изобретения позволит решить поставленную задачу с получением технического результата, который заключается в повышении точности оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП при наличии «мешающих сигналов» в окне по дальности.