УПРАВЛЕНИЕ И/ИЛИ РЕГУЛИРОВАНИЕ ТРЕХФАЗНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЭЛЕКТРОЭНЕРГИИ ДЛЯ УПРАВЛЕНИЯ РАБОТОЙ АСИНХРОННОЙ МАШИНЫ
CONTROL AND/OR ADJUSTMENT OF THREE-PHASE ELECTRIC ENERGY CONVERTER FOR ASYNCHRONOUS MACHINE OPERATION CONTROL

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к устройству управления и/или регулирования для трехфазного преобразователя электроэнергии, питающего асинхронную машину. Кроме того, изобретение относится к соответствующему способу управления и/или регулирования. В частности, изобретение касается управляемого и/или регулируемого введения заданного значения вращающего момента и заданного значения потока статора для трехфазной асинхронной машины, питаемой от преобразователя электроэнергии. Изобретение должно найти применение, в частности в силовых цепях высокой мощности, например в тяговых преобразователях для питания тяговых двигателей рельсовых транспортных средств.
Уровень техники
Характерным для таких систем привода является применение трехфазных асинхронных машин в сочетании с трехфазными импульсными преобразователями (инверторами) и приложенным напряжением промежуточного звена постоянного тока. Эти системы привода, вследствие высоких требований по удельной мощности и к.п.д., эксплуатируются при сравнительно низкой частоте циклов переключений (коммутационных циклов). Например, частота циклов в области регулирования напряжения составляет всего от 300 до 800 Гц в случае локомотивов для поездов дальнего следования, моторных вагонов и тяжелых поездов ближнего сообщения. В легких поездах ближнего сообщения частота коммутационных циклов обычно находится в диапазоне от 800 Гц до 3 кГц. Имеющееся напряжение промежуточного звена постоянного тока должно использоваться оптимально, т.е. используемая структура управления и/или регулирования должна обеспечивать эксплуатацию в области ослабления поля возбуждения без требуемых для регулировочной техники запасов регулирования напряжения. Таким образом, во избежание недопустимого влияния преобразователя на питающую сеть нужно сформировать стационарно определенный и поддающийся воздействиям спектр гармоник. Это требует, вместе с относительно низкой частотой переключений и максимальным выходным напряжением преобразователя электроэнергии, применения синхронных методов генерации импульсов.
Требования к динамике регулирования тяговых приводов, питаемых преобразователями электроэнергии, также сравнительно высоки. Обычно при таких требованиях по регулированию приводной системы в нижнем и среднем диапазоне мощности применяются преобразователи электроэнергии с относительно высокой частотой переключений (5-20 кГц) в сочетании с классическими методами регулирования, ориентированными на поле.
Для применений на тяговом подвижном составе, в частности для непосредственной работы на контактном проводе постоянного напряжения без входного преобразователя, важное значение имеет хорошая помехоустойчивость регулирования в отношении скачкообразных изменений напряжения в контактной сети. Управление процессами скольжения и боксования, демпфирование механических колебаний привода, а также стабильная работа на склонном к колебаниям входном LC-фильтре требуют качественного и высокодинамичного, по сравнению со стационарными приводами того же класса мощности, процесса управления непрямым приложением вращающего момента.
Кроме того, процесс регулирования и/или управления должен обеспечивать для защиты преобразователя электроэнергии и/или двигателя проектируемую максимальную токовую нагрузку и надежно предотвращать опрокидывание подключенной трехфазной асинхронной машины или отдельных машин в составе группового привода. Это также актуально, в частности, при изменениях помеховых и задающих воздействий по указанным выше причинам.
Методы, могущие оказаться подходящими в указанных краевых условиях, известны. Общим для этих известных методов является разделение соответствующего метода управления и/или регулирования на существенные функции по регистрации параметров, модель потока, структуру регулирования и набор управления (для генерации импульсных последовательностей), причем структура регулирования и набор управления в отдельных указанных методах отличаются друг от друга. Обычно указанные функции реализуются частично или полностью в рамках одной системы на сигнальных процессорах, и частично с прямой программируемой пользователем вентильной матрицы (FPGA).
В целом, для указанных выше методов регулирования осуществляется регистрация следующих аналоговых измеряемых величин:
- по меньшей мере два из трех фазовых токов трехфазного преобразователя электроэнергии (ток машины или сумма токов отдельных машин в групповых приводах с параллельно включенными машинами),
- напряжение промежуточного звена постоянного тока импульсного преобразователя электроэнергии.
- В возможном варианте также могут дополнительно измеряться два напряжения на выходе преобразователя электроэнергии (инвертора).
- В качестве опции, можно осуществлять регистрацию отдельных значений температуры двигателя и использовать их, в частности, для отслеживания параметров сопротивления машин, зависящих от температуры.
- В качестве еще одной измеряемой величины можно опционально регистрировать частоту вращения (ротора) двигателя.
- Если инвертор питает два или более параллельно включенных тяговых двигателя, предпочтительно регистрировать отдельные значения частот вращения двигателей, а для регулирования использовать их среднее значение, например среднее арифметическое.
Основой известного метода регулирования, ориентированного на поле, является знание значения и углового положения потока ротора в методе, ориентированном на поток ротора, и/или потока статора в методе, основанном на потоке статора. Однако поскольку потокосцепления и вращающий момент машины невозможно измерять напрямую, обычно применяются вычислительные модели (модели потоков), которые воспроизводят внутреннюю структуру асинхронной машины.
Для определения потока по измеренным или смоделированным путем соответствующих вычислений фактическим значениям напряжения на зажимах машины, фазного тока машины и частоты вращения, служит, в частности, модель потока. Обычно она состоит из двух известных субмоделей асинхронной машины, а именно так называемой модели напряжения и так называемой модели тока. При малых частотах вращения превалирует влияние модели тока, а при больших частотах вращения - влияние модели напряжения. Сочетание обеих субмоделей объединяет их преимущества и может рассматриваться как модель напряжения, ведомая (задаваемая) моделью тока.
В методе, описанном в работе Stanke G., Horstmann D.: "Die stromrichternahe Antriebsregelung des Steuergerätes für Bahnautomatisierungssysteme SIBAS 32", eb-Elektrische Bahnen, том 90 (1992), выпуск 11, стр.344-350, идет речь о методе регулирования, основанном на средних значениях, ориентированном на поток ротора с генерацией асинхронных и синхронных импульсов для управления преобразователем электроэнергии. Наряду с преимуществами, в частности генерацией синхронных импульсов и непрямым двухкомпонентным регулированием тока (см. выше) данный метод по сравнению с другими имеет другие недостатки с точки зрения достигаемой динамики регулирования и помехоустойчивости, в частности при изменении напряжения промежуточного звена постоянного тока.
Описанный в работе Depenbrock, М.: "Direkte Selbstregelung (DSR) für hochdynamische Drehfeldantriebe mit Stromrichterspeisung", etzArchiv, том 7 (1985), выпуск 7, стр.211-218 и в работе Jänecke, М., Kremer, R., Steuerwald, G.: "Direkte Selbstregelung, ein neuartiges Regelverfahren für Traktionsantriebe im Ersteinsatz bei dieselelektrischen Lokomotiven", eb-Elektrische Bahnen, том 89 (1991), выпуск 3, стр.79-87, метод DSR (прямого автоматического регулирования) является специально рассчитанным на тяговые приводы, основанным использовании мгновенных значений методом, который, в частности, имеет оптимальную динамическую характеристику, но не имеет воспроизводимую стационарную характеристику. Кроме того, метод DSR не допускает работы при очень малых отношениях частоты переключений к основной частоте. Кроме того, ввиду, среди прочих факторов, минимальной продолжительности включения преобразователя электроэнергии работа на частотах вращения представляется проблематичной, что решается альтернативным, также основанным на потоке статора, методом непрямого автоматического регулирования ISR (см. вышеупомянутую публикацию Jänecke, М. и др.).
Метод DTC, описанный в работе "Direkte Drehmomentregelung von Drehstromantrieben" ABB Technik, Nr. 3, (1995), стр.19-24, являясь методом, основанным на использовании мгновенных значений, дает оптимальную динамическую характеристику, как и метод прямого автоматического регулирования (DSR). Однака стационарная характеристика также не является воспроизводимой, и это прямое регулирование вращающего момента также не допускает малых отношений между частотой переключений и основной частотой (частотой основной гармоники). В противоположность методу DSR, в DTC траектория потока статора идет по круговой линии, что, помимо прочего, требует значительно более высокой частоты переключений преобразователя электроэнергии.
В методах, описанных в публикации WO 2005/018086 А1, в работе Amler, G.; Hoffmann, F.; Stanke, G.; Sperr, F.; Weidauer, M.: "Highly dynamic and speed sensorless control of traction drives", Proc. EPE Conference 2003, г.Тулуза, в работе Evers, С; Hoffmann, F.; Steimel, A.; Wömer, K.: "Flux-guided control strategy for pulse pattem changes without transients of torque and current for high power IGBT-inverter drives", Proc. EPE Conference 2001, г.Грац, и в работе Wömer, K.: "Quasi-synchrone statorflussgeführte Pulsverfahren für die wechselrichtergespeiste Induktionsmaschine", диссертация 2001, отчеты VDI, серия 21, №302, указанные выше недостатки, такие как худшая динамика регулирования и худшая помехоустойчивость при сравнительно низких частотах переключений при использовании методов регулирования на основе средних значений с включенным за регулятором генератором импульсных последовательностой, устраняются посредством задаваемой потоком статора генерации импульсных последовательностей на основе мгновенных значений.
Раскрытие изобретения
В основу настоящего изобретения положена задача разработки устройства управления и/или регулирования указанного выше типа для трехфазного преобразователя электроэнергии, который позволил бы генерацию импульсных последовательностей на основе средних значений для управления преобразователем электроэнергии, с одновременным выполнением указанных высоких динамических требований, в частности для тяговых приводов рельсовых транспортных средств, при оптимальном использовании располагаемого входного напряжения преобразователя электроэнергии. Кроме того, возможность формирования стационарно определяемого и поддающегося воздействию спектра высших гармоник должна обеспечиваться также при низкой частоте переключений.
Следующей задачей изобретения является разработка устройства управления и/или регулирования, которое в практически единой структуре управления и/или регулирования обеспечивает для управления преобразователем электроэнергии как генерацию импульсных последовательностей на основе средних значений, так и генерацию импульсных последовательностей на основе мгновенных значений.
Еще одной задачей изобретения является разработка соответствующего способа управления и/или регулирования для управления работой асинхронной машины, питаемой трехфазным преобразователем электроэнергии.
Предлагается устройство управления и/или регулирования, содержащее структуру управления и/или регулирования, включающую в себя регулятор потока статора и генератор импульсных последовательностей, предназначенный по меньшей мере для генерации импульсных сигналов на основе средних значений. Регулятор потока статора генерирует (формирует) импульсные сигналы в зависимости от входной величины, в частности вырабатываемой включенным перед ним регулятором частоты скольжения, а также в зависимости от других входных сигналов. Регулятор потока статора генератора импульсных последовательностей выполнен таким образом, чтобы вырабатывать это управляющее воздействие в зависимости от заданного значения потока статора асинхронной машины и от заданного значения вращающего момента асинхронной машины. Регулятор потока статора имеет в соответствии с изобретением апериодическую (dead-beat) регулировочную характеристику.
Кроме того, предлагается, чтобы устройство регулирования и/или управления содержало структуру управления и/или регулирования, включающую в себя регулятор частоты скольжения и генератор импульсных последовательностей с собственной схемой регулирования потока статора для генерации импульсных сигналов на основе средних значений и на основе мгновенных значений. Импульсные сигналы на основе средних значений и на основе мгновенных значений генерируются по выбору и в зависимости от соответствующей рабочей ситуации. Под генератором импульсных последовательностей здесь следует понимать весь (в общем и целом) генератор импульсных последовательностей, который, например, может включать в себя отдельные генераторы, вырабатывающие импульсные сигналы на основе средних значений или на основе мгновенных значений. Выход регулятора частоты скольжения связан с входом такого всего генератора, благодаря чему генератор импульсных последовательностей способен генерировать импульсные сигналы в зависимости от управляющего воздействия, вырабатываемого регулятором частоты скольжения, а также других входных сигналов. Регулятор потока статора выполнен, в частности, как указано в соответствии с вышеизложенным.
Под регулятором с апериодической регулировочной характеристикой понимается, в частности, регулятор, который (как П-регулятор, т.е. регулятор с пропорциональной составляющей) при вычислении управляющего воздействия учитывает разность между заданным и фактическим значениями регулируемой величины. Поэтому, как и в П-регуляторе, осуществляется сравнение заданного и фактического значений. Но в отличие от обычного П-регулятора регулятор с апериодической регулировочной характеристикой не имеет настраиваемого коэффициента усиления. Следовательно, уравнение, описывающее процесс регулирования в П-регуляторе и включающее произведение разности заданного и фактического значений и (настраиваемого) коэффициента усиления, можно перевести в уравнение, описывающее процесс регулирования в регуляторе с апериодической регулировочной характеристикой, присвоив коэффициенту усиления постоянное, неизменяемое значение. Как показано ниже в описании осуществления изобретения (в частности со ссылкой на фиг.9), для вычисления выходной величины регулятора с апериодической регулировочной характеристикой разность заданного и фактического значений может умножаться на коэффициент или коэффициенты, которые зависят от мгновенного (наличествующего в данный момент времени) рабочего состояния и/или зависят от ожидаемой величины. Такой коэффициент не является, однако, коэффициентом усиления в смысле этого понятия, принятом в технике регулирования.
Изобретение основывается на осознании того, что в области импульсов на основе средних значений в случае скачкообразных изменениях напряжения промежуточного звена постоянного тока и/или частоты вращения при применении классической структуры регулирования с П-регулятором для регулирования потока статора (и при необходимости дополнительного регулятора синхронизации для обеспечения синхронизма при генерации синхронных импульсов на основе средних значений) может произойти частичная потеря управляемости. В частности, это может случиться, если такое скачкообразное, или резкое, изменение наступит при работе в области ослабления поля возбуждения. При таких помеховых возмущениях используемый для регулирования коэффициент ослабления поля и отношение заданного значения величины пространственного вектора напряжения статора к максимально возможному выходному напряжению преобразователя электроэнергии не будут соответствовать друг другу. Тогда генератор импульсных последовательностей для генерации импульсных сигналов на основе средних значений по меньшей мере при использовании импульсных последовательностей без нулевых напряжений окажется не в состоянии установить на выходе преобразователя электроэнергии заданное регулятором выходное напряжение.
Другие регуляторы структуры, такие как регулятор частоты скольжения и регулятор синхронизации для синхронизации переключений с основной частотой вращения пространственного вектора потока статора, также будут пытаться компенсировать это возмущающее воздействие. Однако поскольку генератор импульсных последовательностей не может достичь заданную П-регулятором характеристику, внутри структуры возникают неустойчивые и невоспроизводимые состояния. При определенных условиях это может привести к блокировке преобразователя электроэнергии и занесению записи о неисправности в память ошибок.
Регулятор потока статора с апериодической регулировочной характеристикой, напротив, отреагирует на скачок значения задающей или возмущающей величины максимально возможным изменением вычисленного им управляющего воздействия. Регулятор "приоритизирует" регулирование потока статора. Таким образом, становится возможным максимально возможное приближение к новой ситуации, возникшей в результате скачка, например к повышенному напряжению промежуточного звена постоянного тока. В зависимости от рабочей ситуации, имеющейся перед возникновением скачка, такой скачок может даже полностью компенсироваться в рамках единственного такта регулирования (при так называемой апериодической регулировочной характеристике), т.е. схема регулирования продолжит функционировать, как если скачка не было совсем. Если же скачок не удается парировать в рамках одного такта регулирования, то максимально возможное приближение к новой рабочей ситуации имеет по меньшей мере то преимущество, что можно практически полностью исключить неустойчивости регулировочной характеристики.
Компенсация колебаний задающих и/или возмущающих воздействий не представляется возможной в рамках одного такта регулирования, например в тех случаях, когда даже при том допущении, что скачок может быть компенсирован в рамках одного такта регулирования, преобразователь электроэнергии как до, так и после скачка работает в области ослабления поля возбуждения без запаса регулирования напряжения.
В частности, по этой причине, а также для достигаемой таким образом практически полной унификации структуры для генерации импульсов на основе средних или мгновенных значений предпочтительно, чтобы структура помимо регулятора потока статора с апериодической регулировочной характеристикой и включенного перед ним регулятора частоты скольжения не имела регулятора синхронизации, синхронизирующего переключение нулевого напряжения преобразователя электроэнергии с основной частотой вращения пространственного вектора потока статора. Вместо этого комбинация регулятора потока статора и включенного перед ним регулятора частоты скольжения выполняет функцию такого регулятора синхронизации. Тем самым обеспечивается более высокая устойчивость структуры, потому что в ее работе участвует малое количество регуляторов. В обеих названных вариантах (импульсы на основе средних или мгновенных значений) синхронизация осуществляется на основе фактической траектории потока статора. Такое единообразие синхронизации упрощает перевод преобразователя электроэнергии между режимами работы с использованием импульсов на основе средних значений и на основе мгновенных значений.
Предусмотренная изобретением структура может использоваться для управления работой преобразователя электроэнергии как в синхронном, так и в асинхронном режиме с использованием импульсов на основе средних значений.
Указанные обстоятельства обусловливают еще одно преимущество изобретения. Посредством:
- предусмотренного в изобретении регулятора потока статора с апериодической регулировочной характеристикой для генерации импульсов на основе средних значений,
- связанной с этим возможности синхронизации на основе фактической траектории потока статора без необходимости применения дополнительного регулятора синхронизации,
- второго генератора импульсной последовательности для генерации задаваемых траекторией потока статора импульсных последовательностей на основе мгновенных значений с тем же типом синхронизации,
- структурирования устройства, в котором другие блоки также работают независимо от выбранного в конкретный момент времени типа импульсной последовательности, обеспечивается максимально единая структура для различных типов импульсных последовательностей. Существенным преимуществом единой структуры является ее относительно невысокий уровень сложности. Другое преимущество заключается в том, что можно тестировать и принимать в эксплуатацию большие части всей структуры независимо от импульсной последовательности.
Блоками, которые, в частности, работают независимо от типа импульсной последовательности, являются, например, блок (модель инвертора) для моделирования характеристики преобразователя электроэнергии, блок (наблюдатель потока статора) для оценки не поддающихся прямому измерению величин, таких как поток статора, поток ротора и электромагнитный момент подключенной асинхронной машины и вывода соответствующей информации на задействованный в данный момент генератор импульсных последовательностей, причем наблюдатель потока, как возможный вариант, дополнительно или в качестве альтернативы может вычислять оценочное значение частоты вращения ротора машины и выдавать его, блок вычисления напряжения намагничивания и модуляции и/или блок (см. например ЕР 0945970 А2) коррекции напряжения рассогласования преобразователя электроэнергии, включенный за генератором импульсных последовательностей.
Единая структура позволяет справляться с высокодинамическими возбуждениями системы через возмущающие воздействия (в частности изменения напряжения промежуточного звена постоянного тока и/или частоты вращения), в частности при генерации импульсных последовательностей с низким числом циклов либо в режиме блокирования дополнительно посредством динамически переключаемых нулевых напряжений. Под "динамически переключаемыми нулевыми напряжениями" понимаются нулевые напряжения, которые включаются дополнительно к имеющимся, в зависимости от условий обычным нулевым напряжениям (например, синхронным нулевым напряжениям), чтобы обеспечить возможность быстро реагировать на возмущения. Благодаря предлагаемой в изобретении структуре регулирования и процессу управления считыванием величин, описание которого приводится ниже, имеется возможность без существенной задержки, например, импульсных последовательностей на основе мгновенных значений с небольшим числом циклов, в частности при запирающем такте (SP1), ЕР3, СР3, ЕР5 и СР5 (для разъяснения этих сокращений, см. ниже описание осуществления изобретения) в зависимости от вида траектории потока статора (шестиугольник либо шестиугольник с вдавленными углами), переключаться на соответствующий вид DSR на время непосредственного действия возмущения. Таким образом, автоматически исключается отрицательное влияние на имеющиеся в зависимости от обстоятельств синхронные нулевые напряжения и динамически переключаемые нулевые напряжения. Ввиду того, что траектории потока статора имеют ту же форму и амплитуду, после окончания переходного процесса можно вновь перейти в новую рабочую точку, например в первоначальный синхронный режим генерации импульсов.
Кроме того, на практике существуют блоки для фильтрации, в частности для фильтрации векторных величин (как и измеряемые токи статора). Фильтрацию предпочтительно осуществлять в полевых координатах, причем благодаря предлагаемой в изобретении структуре регулирования фильтруемые величины могут использоваться для различных задач. Для фильтрации величин в полевых координатах осуществляется их преобразование в систему координат, вращающуюся с потоком статора или ротора. Параметры фильтра (как угловые частоты фильтра) могут адаптироваться к соответствующим импульсным последовательностям.
Краткое описание чертежей
Примеры осуществления настоящего изобретения и другие особенности изобретения рассматриваются в приведенном ниже в описании со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых показано:
на фиг.1 - структура предлагаемого в изобретении устройства регулирования в особенном эффективном варианте его выполнения,
на фиг.2 - детали показанной на фиг.1 структуры, причем показаны и другие интерфейсы и, соответственно, частично также другие блоки,
на фиг.3 - схематическое изображение напряжения статора и траектории потока статора для задаваемых потоком статора импульсов с вдавленными углами,
на фиг.4 - схематическое изображение напряжения статора и траектории потока статора для задаваемых потоком статора импульсов без вдавленных углов, т.е. с шестиугольной формой траектории потока,
на фиг.5 - схематическое изображение напряжения статора и траектории потока статора для синхронных ШИМ-импульсов,
на фиг.6 - схематическое изображение эффекта закручивания (поворота) потока,
на фиг.7 - изображение различных изменяющихся во времени значений вектора потока статора, считываемых за определенное число циклов выборки или циклов регулирования предлагаемого в изобретении способа регулирования с генерацией импульсных последовательностей на основе средних значений, причем во время этих циклов напряжение промежуточного звена постоянного тока скачкообразно увеличивается,
на фиг.8 - изображение различных изменяющихся во времени значений вектора потока статора, считываемых за определенное число циклов выборки или циклов регулирования предлагаемого в изобретении способа регулирования с генерацией импульсных последовательностей на основе средних значений, причем во время этих циклов частота вращения машины скачкообразно уменьшается (например, из-за смены нагрузки),
на фиг.9 - диаграмма прохождения сигналов, которая схематически иллюстрирует особенно предпочтительный вариант осуществления предлагаемого в изобретении способа регулирования с генерацией импульсных последовательностей на основе средних значений с апериодической характеристикой регулирования потока статора,
на фиг.10 - интервал выборки, в течение которого в рамках одной фазы инвертора осуществляется два переключения,
на фиг.11 - период времени с несколькими интервалами выборки, причем между отдельными переключающими действиями по переключению инвертора располагается различное количество различных по длине интервалов выборки,
на фиг.12 - схема компоновки элементов для вычисления моментов переключений и осуществления переключающих действий,
на фиг.13 - диаграмма с временной последовательностью моментов выборки и имеющимися между ними интервалами, которые используются для различных вычислительных задач и операций по регулированию с использованием импульсных последовательностей на основе средних значений, а также соответствующие коммутационные состояния трех фаз инвертора,
на фиг.14 - участок траектории потока статора с соответствующими подсостояниями конечного автомата на каждый сектор 7-кратного тактирования с вдавленными углами,
на фиг.15 - участок траектории потока статора с соответствующими подсостояниями конечного автомата на каждый сектор 5-кратного тактирования без вдавленных углов,
на фиг.16 - переходная диаграмма состояний с соответствующими подсостояниями, включая замену импульсных последовательностей на соседний метод 7-кратного тактирования с вдавленными углами, и
на фиг.17 - проекционные оси для сравнения потоков задаваемой потоком статора генерации импульсов, а также определение углов переключения.
Осуществление изобретения
На фиг.1 изображена структура А всей системы регулирования привода с трехфазной асинхронной машиной, которая может работать, по выбору, с датчиком частоты вращения или без такового. В частности, на изображении указаны и обозначены: генератор В импульсных последовательностей, регулятор Е частоты скольжения или вращающего момента, устройство D для опциональной оценки частоты вращения (устройство оценки частоты вращения), устройство F моделирования потокосцеплений (потоков статора и ротора), а также вращающего момента (наблюдатель потока), устройство С моделирования работы инвертора G, управляемого структурой А, устройство Н для компенсации возмущающих воздействий, которое включает в себя обратную модель инвертора.
Генератор В импульсных последовательностей, реализованный в рамках электронной системы формирования сигналов с сигнальным или микропроцессорным управлением, отвечает за выполнение значительной части операций предлагаемого в изобретении способа. В частности, в нем реализованы предлагаемый в изобретении способ регулирования с генерацией импульсной последовательности на основе средних значений и апериодическая характеристика регулирования потока статора (в пределах устройства J). Кроме того, он включает в себя реализацию задаваемого потоком статора генератора импульсной последовательности на основе мгновенных значений (в пределах устройства М).
Устройство Н со стороны входа соединено с генератором В импульсных последовательностей и принимает от него сигналы, которые задают моменты переключения фаз инвертора G. Со стороны выхода устройство Н соединено с блоками управления вентилями инвертора G и передает на вентили импульсные сигналы, которые включают и выключают их. При генерации импульсных сигналов устройство Н известным образом компенсирует возмущающие воздействия и, кроме того, осуществляет запирание отдельных вентилей и контроль минимального времени их переключения.
Временнáя характеристика входных сигналов устройства Н может быть основана на различных импульсных последовательностях. В частности, в начале процесса намагничивания асинхронной машины К входные сигналы происходят из блока L генератора В импульсных последовательностей, в процессе дальнейшей работы с использованием импульсных последовательностей на основе средних значений, например широтно-импульсно-модулированных (ШИМ) импульсных последовательностей, они происходят из блока J, а во время работы с использованием импульсных последовательностей, задаваемых траекториями потока статора, - из блока М, который также является частью генератора В импульсных последовательностей.
Согласно фиг.1 регулятор потока статора, который предусмотрен для генерации импульсных последовательностей на основе средних значений, может рассматриваться как внутренний по отношению к генератору В импульсных последовательностей. Этот регулятор потока статора обозначен на фиг.1 символом R. Кроме того, на фиг.1 изображен генератор Р импульсных последовательностей, предназначенный для генерации импульсных последовательностей на основе средних значений и представляющий собой часть всего генератора В импульсных последовательностей. Выход регулятора R потока статора соединен с входом генератора Р импульсных последовательностей. Оба устройства R, Р изображены входящими в состав блока J. Возможное выполнение устройств R, Р рассматривается на фиг.9 и в соответствующей части описания.
На фиг.1 также показана асинхронная машина К, связанная тремя фазами с инвертором G, устройство N измерения тока, которое измеряет силу тока по меньшей мере через две из трех фаз, датчик О напряжения, который измеряет напряжение промежуточного звена постоянного тока на входе инвертора G, и опциональный датчик Р частоты вращения.
Представление структуры А на фиг.1 следует понимать схематически, на нем приведены лишь существенные элементы структуры. Более подробно структура рассматривается ниже со ссылкой на фиг.2, на которой элементы и устройства, внешние по отношению к структуре, не изображены.
На фиг.2 показано в общей сложности семь устройств, входящих в состав структуры А. При этом устройство С (модель инвертора) и наблюдатель F потока идентичны соответствующим устройствам, изображенным на фиг.1. Однако генератор 5 импульсных последовательностей отличается от генератора В импульсных последовательностей, показанного на фиг.1, тем, что он имеет другие интерфейсы. С другой стороны, он может содержать предлагаемый в изобретении регулятор потока статора с апериодической регулировочной характеристикой и включенный за ним генератор импульсных последовательностей на основе средних значений, а также дополнительные генераторы импульсных последовательностей для других импульсных сигналов.
Кроме того, на фиг.2 изображены устройство 1 регистрации значений аналоговых параметров (регистрация фактических значений аналоговых параметров), набор фильтрующих устройств 2, устройство 3 для стабилизации промежуточного звена постоянного тока, для реализации защиты от опрокидывания, для стационарного ограничения тока статора и регулирования частоты скольжения, а также устройство 4 для вычисления напряжения намагничивания и модуляции асинхронной машины. В частности, регулятор Е частоты скольжения, показанный на фиг.1, является частью устройства 3, показанного на фиг.2. На фиг.2 также показаны интерфейсы между изображенными блоками и принимаемые, выдаваемые или передаваемые физические величины. Значение символов, используемых на фиг.2, поясняется ниже в той мере, в которой это имеет значение для пояснения сути изобретения.
a
a
ref
ref
f
В качестве выходных величин устройства 4, значения которых передаются на генератор 5 импульсных последовательностей, на фиг.2 изображены, в частности, заданные величины модуляции || и ||. Эти заданные величины модуляции служат, в частности, входными величинами для уравнений [5] и [7] и для принятия решения о необходимости изменения вида импульсной последовательности.
DC
ph1
ph2
mech
р
Все вычисления и/или операции, совершаемые показанными на фиг.2 блоками, выполняются, за некоторыми исключениями, между каждыми двумя моментами выборки (выборки) значений измеряемых величин, необходимых для работы структуры А. Измеряемыми величинами являются, в частности, напряжение U промежуточного звена постоянного тока, сила тока i, i, протекающего через две из трех фаз между инвертором G и асинхронной машиной К (эти величины вводятся в блок 1) и, опционально, частота вращения ω асинхронной машины К, умноженная на число р пар полюсов.
Если установлено, что к следующему, т.е. ближайшему в будущем моменту выборки (отсчету), необходимо рассчитать переключающие действия по переключению вентилей преобразователя электроэнергии, то все требуемые задачи по вычислениям выполняются указанными выше семью блоками в пределах одного цикла выборки, т.е. между двумя соседними моментами. Вместе с тем, ниже будут рассмотрены случаи, когда в пределах цикла выборки задействуется только часть блоков и/или выполняется только часть задач, например потому, что к следующему моменту выборки еще не должны быть рассчитаны новые переключающие действия.
Как было упомянуто выше, блок 1 принимает измеренные значения по меньшей мере двух из трех фазных токов и значение напряжения промежуточного звена постоянного тока. Этот блок рассчитывает компоненты (составляющие) пространственного вектора потока статора, связанного с системой координат статора асинхронной машины. Эти компоненты передаются в качестве пространственного вектора в устройства 3 (модель потока) и 4 (фильтр). Оба измеренных фазных тока, а также третий рассчитанный параметр фазного тока передаются в устройства С и В.
Устройство С (модель инвертора) рассчитывает, с использованием информации о напряжении промежуточного звена постоянного тока, а также соответствующим образом полученных данных о переключении фаз и измеренных фазных токах инвертора (подробности относительно принципа действия и вариантов выполнения устройства С приведены, например, в ЕР 0945970 и ЕР 0945956), пространственный вектор напряжения на зажимах, опять же связанный с системой координат статора асинхронной машины.
В наблюдателе F потока реализована переключаемая или непрерывно переходящая друг в друга модель потока (модель напряжения, модель тока), которая вычисляет параметры состояния трехфазной асинхронной машины (в частности пространственный вектор потока статора, пространственный вектор потока ротора, а также их угол их ориентации), а также вычисляемый по этим параметрам вращающий момент. Более подробные сведения на этот счет приведены в начале описания и в публикации WO 2005/018086. Модель напряжения дополнительно вычисляет оценочный пространственный вектор тока статора, который может использоваться вместе с измеренным пространственным вектором тока статора, например, для оценки частоты вращения или температуры асинхронной машины и/или может использоваться в рамках режима имитации преобразователя электроэнергии для имитации фактических значений. Кроме того, в устройстве F осуществляется адаптация или отслеживание переменных в процессе работы параметров схемы замещения асинхронной машины, в частности параметров сопротивления статора и ротора, главной индуктивности, а также эквивалентного тока или сопротивления потерь в стали.
В устройствах 2 фильтрации осуществляется адаптивная фильтрация (при переменном интервале времени выборки и с частотами среза (отсечки), зависящими от импульсных последовательностей) с использованием фильтров первого и второго порядков. Фильтрации подвергают измеренные значения напряжения промежуточного звена постоянного тока и пространственного вектора потока статора в различных системах координат (в качестве выходных величин представлены и частично связаны с другими изображенными устройствами пространственный вектор тока статора в системе координат статора, в системах координат, связанных с потоком статора и ротора, а также пространственный вектор тока утечки в системе координат, связанной с потоком ротора). При этом предпочтительно фильтровать эти векторные величины в координатах поля (т.е. координатах потока статора и/или ротора). Кроме того, результаты вычислений других устройств, в частности наблюдателя F потока, фильтруются для компенсации высших гармоник, вызываемых процессом переключений инвертора и/или импульсными последовательностями. В частности, скалярные величины напряжения промежуточного звена постоянного тока и оцененного вращающего момента могут фильтроваться с помощью нескольких различных фильтров.
DC
Устройство 3 осуществляет, как уже указано выше, для защиты преобразователя электроэнергии и/или двигателя ограничение критического скольжения и стационарное ограничение тока статора. Кроме того, для стабилизации входного LC-фильтра при прямом питании постоянным током осуществляется включение U, т.е. приложение пульсации постоянного напряжения (DC) промежуточного звена постоянного тока к заданному значению вращающего момента или частоты скольжения, например, в соответствии с публикацией DE 4110225.
Кроме того, устройство 3 выполняет собственно регулирование частоты скольжения. Это, при условии постоянства потока, означает то же, что и регулирование вращающего момента, однако для вышеупомянутой защиты от опрокидывания обеспечивает непревышение максимальной установленной частоты скольжения. В качестве выходной величины устройство 3 выдает опорное значение  частоты статора, с которой пространственный вектор потока статора должен вращаться в соответствующей связанной со статором системе координат.
Это выдаваемое устройством 3 значение, с одной стороны, вводится в генератор В импульсных последовательностей, а с другой стороны, в реализованную в устройстве 4 схему вычисления напряжения намагничивания и модуляции.
Устройство 4, в частности, осуществляет вычисление максимального напряжения намагничивания по основной гармонике с целью регулирования возбуждения в сторону ослабления и вычисления модуляции. Значение максимального напряжения намагничивания  рассчитывается, в частности, по следующему уравнению:
S
Sd
Sq
Fs
где R - эквивалентное сопротивление статора машины, i - отфильтрованная вещественная часть пространственного вектора потока статора в системе координат, ориентированной на поток статора, i - отфильтрованная мнимая часть пространственного вектора потока статора в системе координат, ориентированной на поток статора, и ω - заданное значение частоты статора.
a
ref
mq
Заданная модуляция || преобразователя электроэнергии или машины определяется как частное текущего напряжения намагничивания U и максимального напряжения намагничивания . Она рассчитывается, в частности, следующим образом:
S
ref
где  является заданным значением потока статора. Выходная величина устройства 4, выдаваемая на генератор В импульсных последовательностей, является произведением коэффициента γ ослабления поля и заданного значения ψ_ потока статора, которое вычисляется в соответствии со следующим уравнением [3]:
a
a
a
ref,lim
ref
ref
причем || равна максимальной модуляции соответствующей мгновенной импульсной последовательности, если модуляция ||, вычисленная при помощи приведенного выше уравнения, больше или равна максимальной модуляции, и равна модуляции ||, если модуляция меньше максимальной модуляции. При этом коэффициент γ ослабления поля ограничен своим максимальным значением 1.
В предпочтительном варианте осуществления изобретения рассмотренные со ссылкой на фиг.2 функции устройств 1-4, а также С и F во всем диапазоне режимов работы привода и независимо от используемого метода следования импульсов, т.е.
- асинхронных и/или синхронных импульсных последовательностей на основе средних значений,
- задаваемых потоком статора синхронных импульсных последовательностей на основе мгновенных значений, в том числе в режиме полной блокировки,
являются идентичными. Иначе говоря, за исключением генерации импульсных последовательностей (устройство В), в изобретении применяется одна и та же структура регулирования для всех импульсных последовательностей. Это распространяется не только на рассматриваемый конкретный вариант осуществления изобретения, но и на другие варианты. При этом отпадают переключения между различными структурами регулирования и сопутствующие замены, которые могут потребоваться при использовании других известных из уровня техники методов регулирования.
ON
OFF
INT0
В генераторе В импульсных последовательностей осуществляется расчет времен включения и выключения для отдельных фаз инвертора (t и/или t) и управление моментами выборки t.
В рассматриваемом конкретном примере, исходя из общей части регулирования (регулятор частоты скольжения, устройство 3), могут генерироваться три различные категории импульсных последовательностей. Преобразователь электроэнергии работает только с импульсными последовательностями одной категории, причем переход на другую категорию может осуществляться простым образом. Импульсные последовательности первой категории генерируются после блокировки преобразователя электроэнергии в начале процесса намагничивания двигателя (эти импульсные последовательности генерирует блок L на фиг.1, причем намагничивание возможно как в отношении полностью размагниченной, так и частично намагниченной машины). Асинхронные и синхронные импульсные последовательности на основе средних значений подпадают под вторую категорию так называемых импульсных последовательностей на основе средних значений (блок J на фиг.1). Не только в рассматриваемой здесь конфигурации возможны и другие импульсные последовательности на основе средних значений, например (7-кратный, 5-кратный, 3-кратный такт или блокировочный такт согласно работам Stanke, G., Horstmann, D.: "Die stromrichternahe Antriebsregelung des Steuergerätes für Bahnautomatisierungssysteme SIBAS32, eb-Elektrische Bahnen, том 90 (1992, выпуск 11, стр.344-350 и Richter S.: Analyse und Bewertung von Steuerverfahren für pulsumrichtergespeiste Asynchronmaschinen", диссертация 1996, доклады VDI, серия 21, №207). Задаваемые траекторией потока импульсные последовательности на основе мгновенных значений (третья категория) генерируются блоком М на фиг.1.
На фиг.12 показана схема для управления вентилями преобразователя электроэнергии. Эта схема включает в себя устройство 11 управления и/или регулирования, предпочтительная форма исполнения была рассмотрена выше со ссылкой на фиг.2. Составной частью устройства 11 является блок 13 вычисления моментов переключения (см. также устройство В на фиг.1 и фиг.2) для вычисления моментов переключения фаз, который в течение следующих друг за другом циклов вычислений на основе считанных значений рассчитывает моменты переключения, которые к следующему моменту выборки должны быть записаны в независимые от процессора регистры 14 (так называемые блоки сравнения и захвата).
Регистры 14, как это предусмотрено в рассматриваемом варианте осуществления изобретения, могут являться частью не зависящей от процессора программируемой логики 15, реализованной, например, в FPGA (программируемой пользователем вентильной матрице). В пределах этой логики содержимое соответствующих регистров сравнивается с циклически изменяющимся значением (счетчик) 17. Если одно из значений в регистрах для соответствующих моментов переключения совпало с вышеупомянутым циклически изменяющимся значением, то в соответствующий момент (k, k+1) автоматически выполняется присвоенное этому регистру переключающее действие - вкл./выкл. (ON/OFF). Логика выдает соответствующий сигнал, который передается на устройство 18 управления вентилем (запирающее устройство), которое управляет выполнением соответствующих переключающих действий вентилей, в частности переключением вентилей преобразователя электроэнергии с учетом времен запирания и минимальных времен переключения.
Генератор В импульсных последовательностей реализован внутри циклически работающего микропроцессора или программы сигнального процессора, предпочтительно в виде конечного автомата, имеющего одно основное состояние на каждую категорию импульсных последовательностей и различными подсостояниями, зависящими от категории импульсных последовательностей. Это изображено на фиг.14, 15 и 16 для соответствующих методов генерации импульсных последовательностей.
DC
DC
На фиг.3-5 показаны импульсные последовательности в категориях последовательностей на основе средних значений (фиг.5 показывает широтно-импульсно-модулированные импульсные последовательности) и последовательностей на основе мгновенных значений (фиг.3 и 4). На всех трех чертежах изображено несколько различных импульсных последовательностей соответствующей категории. Эти чертежи выполнены в форме таблицы, в первой колонке которой указано название или сокращенное обозначение импульсной последовательности, во второй колонке - принципиальная временная характеристика напряжения статора для отдельных фаз, причем напряжение статора может переключаться между своим максимальным мгновенным значением +U/2 и минимальным мгновенным значением -U/2 в ту и другую сторону, в третей колонке - траектория потока статора в связанной со статором системе координат, а в четвертой колонке - количество нулевых напряжений, коммутируемых в течение одного периода (т.е. при обороте вершины пространственного вектора потока статора против часовой стрелки на изображении потока статора). При этом пространственный вектор тока статора вращается вокруг начала системы координат, а нулевые напряжения обозначены черными кружками на изображении траектории потока статора, т.е. нулевое напряжение включается, когда вершина пространственного вектора потока статора достигает такого кружка.
Углы переключения соответствующих синхронных импульсных последовательностей можно оптимизировать в режиме оффлайн по различным критериям оптимизации, таким как минимизация эффективного значения тока высших гармоник или минимизация пульсирующих моментов или влияния преобразователя на питающую сеть, если это позволяет степень свободы переключающих действий. Сохраненные, например в форме таблицы, значения углов коммутации (см. также фиг.14 и 15) представляют собой основу задаваемого током модулятора.
На фиг.14 показаны, для сектора траектории потока при синхронном 7-кратном тактировании (задании тактовых импульсов) с вдавленными углами (основное состояние ЕР7), вышеупомянутые подсостояния конечного автомата, а также их соотношение с соответствующим отрезком траектории потока статора для математически положительного направления вращения.
На фиг.15 показаны, для сектора траектории потока при синхронном 5-кратном тактировании без вдавленных углов (основное состояние ЕР5), вышеупомянутые подсостояния конечного автомата, а также их соотношение с соответствующим отрезком траектории потока статора для математически положительного направления вращения
На фиг.16 показана, на примере синхронного 7-кратного тактирования с вдавленными углами, переходная диаграмма состояний, включая состояния перехода к непосредственно примыкающим методам генерации импульсных последовательностей или выхода из них.
На каждое подсостояние при использовании других, описываемых ниже особенностей изобретения (см. фиг.10) можно рассчитывать до четырех находящихся в будущем переключающих действий (коммутационных действий).
Рассмотренные выше формы осуществления изобретения, с одной стороны, позволяют осуществлять оптимальную с точки зрения затрат вычислительного времени обработку в рамках системы реального времени, а с другой стороны, обеспечивают простоту расширения устройства.
Так, например, в другом варианте осуществления предлагаемого в изобретении способа при высокодинамичных изменениях напряжения промежуточного звена постоянного тока и/или частоты вращения во избежание мгновенных отключений тока можно как можно быстрее с целью коммутации динамических нулевых напряжений простым образом переключаться на известные способы DSR либо DSR с вдавлением углов (т.е. когда траектория потока статора не является шестиугольником, как показано на фиг.4, а в местах, где в DSR имеются углы, она проходит от стороны шестиугольника по прямой внутрь, а затем снова по прямой наружу к стороне шестиугольника, см. фиг.3).
Синхронная генерация импульсных последовательностей на основе мгновенных значений осуществляется посредством сравнения рассчитанной по заранее определенным углам коммутации заданной траектории потока статора и модифицированного фактического значения траектории потока статора, определяемой наблюдателем потока.
Для этого можно использовать изображенные на фиг.17 проекции траектории потока статора, в результате чего предусмотренное изобретение сравнение потоков (основа генерации задаваемых потоком статора импульсных последовательностей) в конечном автомате достаточно запрограммировать только для одного сектора.
Необходимое при использовании других методов (см., например, публикацию WO 2005/018086) и отчасти сложное и ресурсоемкое вычисление фиктивного потока на зажимах устраняется за счет компенсации поворота потока статора, зависящего от нагрузки и сопротивления.
На фиг.6 показана повернутая фигура траектории потока, которая повернута против часовой стрелки на угол δ относительно скорректированной в результате компенсации фигуры. Фактическое значение пространственного вектора потока статора перед проецированием на изображенные на фиг.17 проекционные оси с использованием угла корректировки (в данном случае для примера, показанного для положительного направления вращения) поворачивается обратно в соответствии с приведенными ниже уравнениями [4] в начало координат.
Управляемое потоком время переключения вычисляется с использованием приведенных ниже уравнений для следующих отдельно указанных базовых операций переключения.
Далее приведено описание примера вычисления времени до включения активного напряжения (так называемое внешнее напряжение), см. также фиг.17 sw_code=1…6. Поясняемый ниже алгоритм применяется для вычисления времен включения, таких как:
- времени до смены сектора (метод CP, см., например, фиг.4)
- времени до вдавливания угла (метод ЕР, см., например, фиг.3)
- времени до выдавливания угла (метод ЕР, как, например, фиг.3).
Соответствующие пороговые значения β-потока сохранены для каждой импульсной последовательности как функция заданной модуляции и соответствующего переключающего действия (смена сектора или модуляция угла) в форме таблицы. Используемое для мгновенного вектора потока (L1, L2, L3, NL1, NL2, NL3) преобразование (см. фиг.17) зависит от мгновенного сектора потока статора и направления вращения. Переменная  означает мгновенное максимальное напряжение намагничивания асинхронной в соответствии с приведенным выше уравнением.
В дальнейшем поясняется процесс вычисления нулевых напряжений. Как видно из фиг.17, переключения "нулевое напряжение ВКЛ" (на этом чертеже представлены в виде точек или кружков) определяются пороговыми значениями a-потока. В зависимости от количества нулевых векторов на каждую импульсную последовательность применяются различные пороговые значения потока. Таблица показывает соотношение импульсных последовательностей и коммутационных углов нулевых векторов с количеством нулевых векторов на сектор.
Количество нулевых векторов на сектор
Импульсная последовательность
Используемый угол нулевого вектора
1
СР3, ЕР5
нуль
2
СР5, ЕР7
α<sub>1</sub>; -α<sub>1</sub>
3
СР7, ЕР9
α<sub>1</sub>; нуль; -α<sub>1</sub>
2
Так называемый внутренний порог a-потока а (см. фиг.17) не используется указанными в качестве примера в предпочтительных вариантах осуществления изобретения импульсными последовательностями (см. фиг.3 и фиг.4), либо принимает тривиальное значение 0, поскольку максимальное количество нулевых напряжений на сектор в случае импульсной последовательности СРх (х=3, 5, 7) или ЕРу (у=3, 5, 7, 9) меньше или равно трем. Внутренний порог потока может применяться в другом варианте осуществления изобретения, подробно не рассматриваемом, например в импульсной последовательности СР9 в логическом продолжении изображения на фиг.4.
Следующий алгоритм используется для вычисления времени переключения до ближайшего события "нулевое напряжение ВКЛ". Этот алгоритм распространяется на оба рассматриваемых подробно метода генерации импульсных последовательностей CP (формирование импульсов по центру) и ЕР (формирование импульсов по фронту):
Соответствующие пороговые значения a-потока сохраняются для каждой импульсной последовательности как функции заданной модуляции и соответствующего переключающего действия (соответствующий номер нулевого напряжения) в форме таблицы. Используемое для мгновенного вектора потока (L1, L2, L3, NL1, NL2, NL3) преобразование зависит от мгновенного сектора потока статора и направления вращения. Переменная  обозначает мгновенное максимальное напряжение намагничивания асинхронной машины в соответствии с указанным выше уравнением.
Далее приведено описание примера вычисления времени для событий "нулевое напряжение ВЫКЛ". Указанное ниже правило вычисления времени переключения dt до ближайшего события "нулевое напряжение ВЫКЛ" применяется в обоих методах CP и ЕР формирования импульсов:
ZV
Используемый угол φ нулевого напряжения сохранен для каждой импульсной последовательности как функция заданной модуляции и соответствующего переключающего действия (соответствующий номер нулевого напряжения) в табличной форме.
Сохранные в таблицах вышеназванные углы переключения можно вычислять в режиме оффлайн по различным критериям оптимизации, таким, например, как минимизация эффективного значения тока высших гармоник или минимизация пульсирующих моментов или влияния преобразователей на питающую сеть, и на основе выбранной структуры генерации импульсных последовательностей простым образом заменяться другими наборами.
Рассматриваемые со ссылкой на фиг.10 и фиг.11 варианты осуществления изобретения относятся к обоим аспектам изобретения, в соответствии с которыми заранее рассчитываются и сохраняются несколько переключающих действий либо используются более длительные интервалы между переключающими действиями для повтора выборки и вычисления моментов переключения. Эти аспекты особенно подходят для импульсных последовательностей при основанном на мгновенных значениях управлении преобразователем электроэнергии в соответствии с заданными траекториями потока статора. Посредством описываемого ниже метода время выборки значений, используемых для регулирования, может выбираться большим по сравнению с минимальным временем переключения фаз инвертора при одновременном максимальном использовании напряжения инвертора. Приведенные ниже примеры относятся к такому случаю.
1
2
1
1
sample
2
На фиг.10 изображена ось времени t, проходящая слева направо. Две длинных линии, проходящих сверху вниз и пересекающих ось времени, определяют два момента выборки t и t, которые следуют непосредственно друг за другом, т.е. между этими двумя моментами не происходит никаких выборок или вычислений. В выполненном до момента t цикле вычислений было рассчитано два цикла переключения (по два переключающих действия на один цикл) для включения одной и той же фазы преобразователя электроэнергии, они к моменту t были записаны в соответствующий регистр. Временной интервал между обоими моментами выборки, изображенный на фиг.10, обозначен T. В пределах этого временного интервала выборки может быть выполнен только один новый цикл вычислений для вычисления моментов переключения после момента t. Поэтому два заранее вычисленных цикла переключения поступают на исполнение в течение интервала выборки. Фиг.10 касается только одной из трех фаз. Для двух остальных фаз циклы переключения могут вычисляться соответствующим образом. Кроме того, описанный метод также позволяет реализовывать два цикла переключения, начиная от включенной фазы. На фиг.10 в качестве примера показана лищь последовательность, начинающаяся от выключенной фазы в начале времени выборки.
ON
1
ON(k)
OFF(k)
2
1
Каждый из циклов переключения определяется на фиг.10 прямоугольным сигналом, причем момент начала прямоугольного сигнала сдвинут от начала интервала выборки на промежуток T. При этом первый цикл переключения обозначается добавочным индексом k, а второй цикл переключения - добавочным индексом k+1. В рассматриваемом варианте осуществления изобретения к моменту t для каждого из этих (в общей сложности четырех) переключающих действий в регистр загружается значение, соответствующее этому моменту переключения. В момент T фаза, например низкого потенциала промежуточного звена постоянного тока, переключается на высокий потенциал промежуточного звена постоянного тока. В момент T эта фаза вновь переключается на низкий потенциал, и т.д. Высокому потенциалу соответствует на фиг.10 более высокое значение Р прямоугольной кривой состояния, являющейся функцией времени. Низкому потенциалу соответствует более низкое значение Р.
ON(k)
Для выполнения переключающих действий в момент T первый вентиль из двух последовательно включенных вентилей переключается для включения фазы. Тогда второй из этих двух последовательно включенных вентилей переключается позднее в соответствии с временем блокировки.
В отличие от изображения на фиг.10, в пределах интервала выборки цикл переключения также может быть выполнен неполностью.
1
9
На фиг.11 также показана временнáя диаграмма операций, выполняемых при управлении преобразователем электроэнергии. Ось времени также обозначена буквой t. Выше оси времени нанесено несколько моментов (точек) выборки, обозначенных толстыми вертикальными линиями. В общей сложности изображено девять моментов выборки t-t. Кроме того, ниже оси времени изображены коммутацонные состояния всех трех фаз трехфазного инвертора. Фазы обозначены как LI, L2 и L3. В представленном интервале времени происходят только переключения фаз L1 и L2.
1
4
1
6
1
1
3
2
7
3
9
4
Кроме того, моменты времени, в которые происходят переключающие действия, обозначены более длинными проходящими сверху вниз прерывистыми линиями. Четыре этих момента переключения S-S совпадают с моментами выборки t-t, а именно с моментами выборки t (момент переключения S), t (момент переключения S), t (момент переключения S) и t (момент переключения S). Эти моменты переключения представляют собой так называемые общие моменты времени в смысле приведенного выше описания.
В отличие от случая, представленного на фиг.11, между двумя такими общими моментами может оказаться еще один момент переключения, как это, например, имеет место в варианте осуществления изобретения на фиг.10.
sample_min
1
4
1
2
3
4
7
8
2
4
8
1
2
3
4
2
3
2
3
4
5
6
3
В рассматриваемом варианте осуществления изобретения при управлении преобразователем электроэнергии для каждого интервала времени между двумя общими моментами времени проверяется, больше или равен ли этот интервал двойной длине минимального интервала выборки T. Если это так, то ближайший момент выборки после начала интервала времени, определенного двумя общими моментами времени, назначается на конец минимального интервала выборки, который начинается в начале интервала между общими моментами времени. В случае, показанном на фиг.11, это имеет место во всех трех изображенных интервалах. Ни один из интервалов между общими моментами времени S-S не является меньшим по сравнению с минимальным интервалом выборки. Во время первого минимального интервала выборки выполняется цикл вычислений будущих моментов переключения, находящихся после ближайшего момента выборки. Эти первые циклы вычислений в пределах интервалов между общими моментами времени осуществляются в показанном на фиг.11 случае между моментами t и t, моментами t и t и моментами t и t. В конце этих первых минимальных интервалов выборки, т.е. в моменты t, t и t, осуществляется повторное считывание измерительных сигналов, необходимых для одного из следующих циклов вычислений, рассчитанные моменты переключения записываются, например в регистры Compare Capture Unit (см. выше), после чего начинается новый цикл вычислений. В случае интервалов S-S и S-S это последний цикл вычислений, потому что в соответствующий интервал входит не более одного дополнительного минимального интервала выборки. В случае интервала S-S в этот интервал могут войти еще три следующих друг за другом минимальных интервала выборки, что позволяет выполнять дополнительные циклы вычислений и в конце каждого минимального интервала выборки осуществлять выборку значений. Таким образом, второй цикл вычислений в пределах интервала S-S начинается в момент t, третий - в момент t. После момента t до общего момента S остается не более одного дополнительного минимального интервала выборки, так что выполнение еще одного цикла вычислений невозможно.
2
6
8
2
3
4
Если после момента выборки (в данном случае t, t и t) в один интервал времени входит не более двух дополнительных интервалов выборки, то до достижения общего момента времени S, S или S, определяющего конец интервала времени, выполняется еще лишь один цикл вычислений. Поэтому длина последнего интервала выборки, как правило, больше длины минимального интервала выборки.
1
1
4
Следует отметить, что представленный на фиг.11 случай к моменту t не существует изначально. На самом деле, последовательность показанных на фиг.11 отдельных интервалов выборки и последовательность совместных моментов времени S-S являются результатом выполнения последовательности конкретных циклов вычислений. В каждом цикле вычислений сначала устанавливается, какие переключающие действия должны быть выполнены после ближайшего момента выборки. Таким образом, управление временами переключения в целом является актуализированным и основывается на значениях, считанных в начале цикла вычислений.
На фиг.9 в качестве примера показана блок-схема прохождения сигналов в особом варианте метода расчета заданного напряжения при осуществлении рассмотренного выше способа регулирования с генерацией импульсных последовательностей на основе средних значений апериодическим регулированием потока статора.
Изображенная структура в соответствии с изобретением может применяться как для асинхронных, так и для синхронных методов генерации импульсных последовательностей на основе средних значений с различным числом циклов. В описываемом варианте изобретения рассматриваются только асинхронные и синхронные импульсные последовательности с числом циклов 15 и 9. Вместе с тем, эта структура может использоваться и для тактирования на основе средних значений с меньшим числом циклов (7-кратное, 5-кратное, 3-кратное тактирование, включая запрет тактирования), а также с более высоким числом циклов (например 21-кратное тактирование). Преимущества апериодического регулирования потока, описываемого ниже, распространяются на все названные виды тактирования.
S_ref
р
S
Изображенная на фиг.9 блок-схема имеет верхнюю ветвь, которая получает в качестве входной величины произведение получаемых при регулировании заданного значения потока статора Ψ и коэффициента ослабления поля γ. Это скалярное заданное значение умножается на пространственный вектор направления вектора потока статора, предсказанного к концу текущего периода следования импульсов (блок 91). Результат умножения умножается в блоке 92 на результат, полученный другой ветви для задаваемой разности углов вектора потока статора. Посредством формирования разности 93 с предсказанным пространственным вектором тока статора получается промежуточный результат, который в блоке 94 делится на длительность следующего цикла выборки (следующий период следования импульсов) Т. Затем результат деления прибавляется сумматором 95 к произведению (блок 96) сопротивления статора R.S и тока статора i.
Результат сложения делится в блоке 97 на отфильтрованное напряжение  промежуточного звена постоянного тока, в результате чего в качестве конечного результата получается вектор степени модуляции . Этот вектор или его компоненты могут, например, быть выходными величинами осуществляемого устройством 4 (фиг.2) процесса регулирования, передаваемыми на генерацию В импульсных последовательностей. Вместе с тем, операция умножения в блоке 97 (фиг.9) также может осуществляться при генерации В импульсных последовательностей, в результате чего выходными величинами осуществляемого устройством 4 процесса регулирования также могут быть вектор заданного значения напряжения статора  либо его компоненты.
s
р,asyn
p,asyn
Нижняя ветвь блок-схемы имеет в рассматриваемом варианте осуществления изобретения три входные величины, причем две из них применяются в качестве альтернативы (являются взаимоисключающими). В первом случае переключающие (коммутирующие) элементы изображенных блоков 101, 104, 106, указанных на фиг.9, находятся в нижнем положении. Этот случай касается асинхронного по отношению к основной частоте статора режима работы с импульсными последовательностями на основе средних значений. В этом случае входными величинами нижней ветви являются частота ω тока статора и величина, обратная периоду Т следования импульсов. На основе этой обратной величины в результате повторного формирования обратной величины (блок 102) и последующего умножения (блок 103) на частоту тока статора вычисляется разность угловых положений для вычисления нового вектора потока статора. Эта разность углов соотносится в блоке 105 с текущим положением вектора и вводится в блок 92. Кроме того, величина, обратная периоду T следования импульсов, вводится через переключающий элемент 106 в блок 94.
Во втором случае, который соответствует режиму работы при синхронной ШИМ, переключающие элементы 101, 104, 106, переводятся в верхнее положение, отличное от показанного на фиг.9. В этом случае входными величинами являются разность угловых положений вектора потока статора по циклу регулирования или, в качестве альтернативы, новое заданное угловое положение, которое пространственный вектор потока статора должен принять в конце цикла регулирования к следующему моменту выборки, и опять же частота вращения потока статора. Посредством формирования в блоке 102 величины, обратной разности угловых положений, и последующего умножения на частоту вращения потока статора в блоке 103 формируется величина, обратная длительности цикла выборки для синхронного случая, которая передается через переключающий элемент 106 в блок 94. Кроме того, разность угловых положений опять же вводится через переключающий элемент 104 в блок 105, результат вычислений которого вводится в блок 92.
Изображенная на фиг.9 структура реализована, в частности, программными средствами, что делает необязательным наличие рассмотренных блоков, сумматоров, вычитателей, делителей и переключающих элементов на аппаратном уровне.
Достигаемые в изобретении преимущества представленного на фиг.9 апериодического регулирования потока можно пояснить с использованием показанных в качестве примера на фиг.7 и 8 мысленных экспериментов.
s,k
s,k+1
DC
s,k
s,k
s,k
s,k
На фиг.7 показано поведение пространственного вектора потока статора в неподвижной связанной со статором системе координат при асинхронной генерации импульсов на основе средних значений в области ослабления поля возбуждения, когда скачкообрано увеличивается напряжение промежуточного звена постоянного тока. На чертеже поток статора Ψ, Ψ и т.д. представлен стрелкой, выходящей от начала координат. При этом речь идет о потоке статора, имеющемся в момент выборки в начале цикла регулирования. В начале k-го цикла регулирования поток статора представлен при напряжении промежуточного звена постоянного тока U, равном 500 В. При считывании в начале этого цикла измеряется это напряжение промежуточного звена постоянного тока. Поэтому во время k-го цикла регулирования поток статора по значению не изменяется, а происходит лишь поворот ΔΨ вектора на величину разности угловых положений ΔX. При этом в предпочтительном варианте осуществления изобретения угловые положения X и/или разности ΔX угловых положений пространственного вектора потока статора могут быть заранее заданы, например заложены в таблицу. Это позволяет простым образом добиться синхронизации вращения пространственного вектора потока статора с основной частотой (частотой основной гармоники).
Вместе с тем, в определенных ситуациях может быть сделано исключение, пространственный вектор тока статора может быть установлен в другое положение, отличающееся от заданного углового положения, или может быть повернут на величину разности угловых положений, отличную от заданной. Такое исключение представлено на фиг.7 и фиг.8.
Во время k-го цикла регулирования напряжение промежуточного звена постоянного тока скачкообразно изменяется с 500 В до 692 В. Поэтому в момент выборки в начале k+1-го цикла регулирования измеряется это напряжение промежуточного звена постоянного тока. Для структуры регулирования это означает, что также скачкообразно изменяется коэффициент ослабления поля γ.
При использовании обычного пропорционального регулятора (П-регулятора) компенсация этого отклонения от заданного значения примерно до нуля завершилась бы только через несколько циклов вычислений (периодов следования импульсов). Ввиду принципа работы П-регулятора машина работала бы в области регулирования напряжения, а не с постоянной максимальной модуляцией, как это обычно бывает в области ослабления поля возбуждения. Это объясняется тем, что изменение потока статора, а значит, и значение заданного напряжения, и, в конечном итоге, модуляция определяются не тем, при каком значении модуляция максимальна, а заданными значениями регулятора скольжения и потока.
К тому же, при импульсной последовательности, которая не может установить уменьшенную модуляцию (например, блокирующее тактирование) поток статора обязательно выходит за требуемое для него угловое положение, вследствие чего в конце k+1-го цикла регулирования возникает рассогласование (ошибка) по углу пространственного вектора потока статора, на что, в свою очередь, реагирует регулятор частоты скольжения. В конечном итоге происходит уже упомянутая потеря управляемости.
Предлагаемая же в изобретении структура регулирования благодаря своей апериодической регулировочной характеристики уже в первом цикле регулирования после скачка напряжения (k+1-й цикл регулирования) требует изменения потока статора, а значит, и заданного напряжения, которое больше или равно (что оптимально) максимально возможному изменению потока статора, а значит и заданному напряжению. Вследствие этого, а также того факта, что заданные напряжения, перед их подачей на генерацию импульсной последовательности на основе средних значений, ограничиваются по углу, машина в этом случае работает не в области регулирования напряжения, а (как это обычно в области ослабления поля возбуждения) с постоянной максимальной модуляцией. Устраняются описанные выше недостатки классического П-регулятора в сочетании с диапазоном регулирования напряжения. Вместе с тем, в результате ограничения заданного напряжения по углу в конце k+1-го цикла регулирования возникает рассогласование по углу пространственного вектора потока статора. Однако и такое рассогласование компенсируется предлагаемой в изобретении структурой регулирования в течение минимального числа циклов регулирования (на фиг.7 изображен цикл регулирования).
На фиг.7 представлены: пространственный вектор III потока статора для гипотетического случая, когда напряжение промежуточного звена постоянного тока не изменяется; пространственный вектор I потока статора для недостижимого случая, когда заданное угловое положение достигается сразу с желаемым значением тока статора; действительно установившийся вектор II в конце k+1-го цикла регулирования.
Тогда в следующем, k+2-м, цикле регулирования скачок напряжения промежуточного звена постоянного тока полностью компенсируется, а величина потока статора достигает значения, соответствующего новому напряжению промежуточного звена постоянного тока U=692 В. Регулирование остается стабильным, потому что в него вмешивается регулятор частоты скольжения, поддерживая вращающий момент постоянным. С окончанием k+2-го цикла регулирования вновь можно обеспечить приведение к заданным значениям углового положения вектора или разности угловых положений (за два цикла).
s,k+1
Как указано выше, эти отношения действительны в отношении асинхронного режима генерации импульсной последовательности на основе средних значений. При синхронной генерации импульсной последовательности на основе средних значений дело обстоит аналогично, только не возникает указанного выше рассогласования по углу пространственного вектора потока статора в конце k+1-го цикла регулирования. Это объясняется тем, что период следования импульсов задается не так, как в асинхронном режиме, а может заново вычисляться для каждого цикла регулирования на основании частоты статора и разности угловых положений ΔX пространственного вектора потока статора в k+1-м цикле регулирования в соответствии со следующим уравнением (см. также фиг.9):
Отсутствие дополнительного регулятора синхронизации дает, таким образом, тройное преимущество: во-первых, уменьшается сложность структуры регулирования, во-вторых, не происходит вмешательства другого регулятора, конкурирующего с регулятором частоты скольжения за угловое положение пространственного вектора потока статора, что, свою очередь, привело бы к дестабилизации регулирования, а в-третьих, обеспечивается возможность очень точной синхронизации с основной частотой (частотой основной гармоники), причем лишь при динамических изменениях возникают исключения, которые, однако, компенсируются в следующем цикле регулирования.
На фиг.8 также показано поведение пространственного вектора потока статора в неподвижной связанной со статором системе координат при асинхронной генерации импульсов на основе средних значений в области ослабления поля возбуждения, однако в этом случае в k-м цикле регулирования происходит скачок скорости вращения ротора машины с 600 до 433 рад/с.
Условия аналогичны тем, что присутствуют на фиг.7, с тем лишь отличием, что угловые положения пространственного вектора потока статора с изменением скорости вращения ротора машины (после компенсации) и без такового уже не совпадают друг над другом, как это имеет место при изменении напряжения промежуточного звена постоянного тока на фиг.7.
1
9
На фиг.13, показана, как и на фиг.11, временная диаграмма операций, выполняемых при управлении преобразователем электроэнергии, но в данном случае посредством импульсных последовательностей на основе средних значений. Ось времени также обозначена как t. Выше оси времени вертикальными жирными линиями обозначено несколько моментов выборки. В общей сложности изображено девять моментов выборки от t до t. Кроме того, ниже оси времени изображены коммутационные состояния всех трех фаз преобразователя электроэнергии. Эти фазы обозначены как L1, L2 и L3.
1
6
9
1
6
9
Кроме того, на фиг.13 изображены два периода следования импульсов  причем первый период проходит от момента выборки t до момента выборки t, а второй период следования импульсов - сразу за первым и до момента выборки t. За эти два периода каждая фаза включается и выключается один раз (как показано на чертеже). В другом случае три фазы могут за эти два периода сначала выключаться, а затем включаться. В любом случае в начале и конце этих периодов следования импульсов, т.е. к моментам выборки t, t, t, включается нулевое напряжение.
В рассматриваемом варианте осуществления изобретения заданный минимальный интервал выборки соответствует интервалу  изображенному на фиг.11. Текущий период прохождения соответствующих асинхронных или синхронных импульсов на основе средних значений поделен на целое кратное частей (но по меньшей мере на три интервалами выборки, длина каждого из которых составляет по меньшей мере
5
6
8
Последний из интервалов времени в пределах периода следования импульсов используется для выполнения вычислительных задач и операций, которые должны выполняться непосредственно для вычисления импульсных последовательностей на основе средних значений (например, импульсной последовательности ШИМ). В рассматриваемом случае такому интервалу соответствуют интервалы между моментами выборки t и t и и t, соответственно. Эти интервалы времени обозначены на фиг.13 "ISC_A_PWM".
Преимущество этого подхода заключается в том, что импульсные последовательности можно рассчитывать на основе текущих считанных при выборках дискретных значений, в частности напряжения промежуточного звена постоянного тока.
В интервале времени ISC_A_CRTL, непосредственно предшествующем интервалу ISC_A_PWM, выполняются вычислительные задачи и операции, которые непосредственно не служат цели вычисления импульсных последовательностей. Примерами таких задач являются вычисления заданного напряжения в соответствии с фиг.9.
В третьем показанном на чертеже интервале времени ISC_A_CTRL_WAIT обычно производятся расчеты, которые не требуется выполнять непосредственно в предпоследнем и последнем цикле выборки, например прогнозирование текущего пространственного вектора потока статора на конец текущего периода следования импульсов, формирование средних значений результатов измерений, полученных за прошедший период следования импульсов.