УСТРОЙСТВО КОМПЕНСАЦИИ ИНТЕРФЕРЕНЦИОННЫХ ИСКАЖЕНИЙ

Полезная модель относится к радиотехнике и может использоваться в качестве устройства компенсации интерференционных искажений при многолучевом приеме в диапазоне УКВ.
Существует множество методов борьбы с интерференционными искажениями: разнесенный прием, прием AM и ЧМ сигналов с одинаковой информацией, но наиболее близким по техническому решению является метод автоматического подавления искажений на основе трансверсального фильтра с программным управлением, работающего в каскаде ПЧ с линейной амплитудной характеристикой и микрокомпьютером. [Корректор многолучевых замираний. Multipath-fade equalizer. Miedema Aotze; Bell Telepli. Lab., Inc. Пат. 4330764, США, Заявл. 11.06.80., №158404, 18.5.82, МКИ Н 03 Н 11/06, МКИ 333/18.] С помощью микрокомпьютера производится расчет параметров отраженных сигналов (относительной амплитуды отраженного сигнала, времени задержки и разности фаз между прямым сигналом и отраженными сигналами на несущей частоте), исходя из амплитудно-частотных характеристик среды распространения между передающей станцией и каскадом промежуточной частоты приемника, получаемых на основе выходных сигналов как детектора огибающей сигналов промежуточной частоты, так и демодулятора ЧМ сигналов. С микрокомпьютера управляющие сигналы посылаются на, схемы с весовой обработкой сигналов трансверсального фильтра. Выходной сигнал трансверсального фильтра подается обратно и добавляется к поступающему сигналу. Имеется целесообразность применения данного метода в различных условиях при наличии отраженных сигналов и возможности полного подавления интерференционного искажения.
Недостатком рассмотренного метода является необходимость проведения большого количества расчетов на базе микрокомпьютера, что ведет к задержке выдачи необходимой информации для работы трансверсального фильтра, снижая эффективность предлагаемого метода, большие материальные затраты для решения поставленной задачи. Очевидно, что эффективность метода растет с увеличением тактовой частоты микроконтроллера, что влечет еще большее удорожание.
Прототипом устройства компенсации интерференционных искажений послужило устройство уменьшения искажений при многолучевом приеме ЧМ сигналов с помощью блока уменьшения интерференционных искажений, предлагаемое в патенте США, №4163945 кл. 325/473, (Н 04 В 1/10) Yukinobu Ishigaki, Temo Muraoka and Masaki Hagiwara Victor Company of Japan, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. CE-26, February 1980, в котором предлагается использовать задержку сигнала после ЧМ-детектора в отношении задержки в додетекторной схеме анализа огибающей по предлагаемому алгоритму, таким образом, чтобы минимизировать искажения, возникающие при многолучевом распространении.
Недостатком метода является то, что он эффективен для конкретной ситуации с многолучевым распространением при введении вручную соответствующих задержек в трактах обработки сигналов устройства. При минимальном изменении ситуации с многолучевым распространением система становиться неэффективной и требует поиска, анализа и введения другого времени задержки и так до бесконечности по мере изменения ситуации, то есть как таковой компенсации не происходит.
Целью предлагаемого технического решения является уменьшение интерференционных искажений при многолучевом приеме в диапазоне УКВ.
Поставленная цель достигается методом додетекторной обработки сигнала, основанного на формировании компенсационного сигнала, эквивалентного искажениям сигнала на входе приемника и вычитании его из входного сигнала частотного детектора. При этом полное устранение искажений возможно только в том случае, когда алгоритм формирования
компенсационного сигнала разработан на основе точной функциональной связи между паразитными искажениями фазы и амплитуды принимаемого сигнала.
В условиях многолучевого распространения сигнал на входе радиоприемника имеет вид
чм
где S(t) - передаваемый полезный ЧМ сигнал,
чм
n
n
S(t-τ) - отраженные сигналы, задержанные на время τ,
n
k- уровень ослабления задержанных сигналов,
N - количество отраженных сигналов.
В общем случае при движении радиоприемного устройства время задержки меняется во времени по закону, зависящему от трассы движения приемника.
В этом случае (1) представим в виде
n
где τ(t) - закон изменения времени задержки при движении автомобиля.
чм
Рассмотрим сигнал S(t). Он может быть представлен в виде аналитического сигнала
0
где А - амплитуда сигнала, ω- центральная частота, на которой ведется передача, f(t) - передаваемое сообщение.
Передаваемое сообщение может быть представлено в виде ограниченного ряда Фурье, поэтому выражение (3) можно записать в виде сигнала с фазовой модуляцией
где
0
чм
φ - постоянный сдвиг фазы S(t).
n
чм
т
Очевидно, что φ(t) также является функцией с ограниченным спектром. Представим задержанный сигнал kS(t-τ(t)) в виде, аналогичном выражению (4)
где
0n
n
чм
n
φ - постоянный сдвиг фазы kS(t-τ(t)).
n
Так как φ(t) является функцией с ограниченным спектром, то сигнал на входе радиоприемного устройства с учетом (4) и (5) можно представить в виде
Из (6) видно, что искажения закона полезной частотной модуляции и паразитная амплитудная модуляция определяются множителем
Рассмотрим случай, когда
n
n
Для определения функциональной связи между паразитной амплитудной модуляцией и искажениями полезной ЧМ аналитически продолжим функции φ(t) и φ(t) на плоскость комплексного переменного z=t+jη. По теореме Винера-Пэли вещественные функции φ(t) и φ(t) с ограниченным спектром могут быть аналитически продолжены на всю
max
n
плоскость комплексного переменного z=t+jη как целые функции конечной степени ≤α, где α≥F - максимальная частота в спектре функций φ(t) и φ(t). В этом случае
n
n
где φ(z) - аналитическое продолжение φ(t) на плоскость комплексного переменного z=t+jη;
φ(z) - аналитическое продолжение φ(t) на плоскость комплексного переменного z=t+jη.
jφn(z)
Определим некоторые свойства функции R(z). Исследуемая функция R(z) является целой функцией, а e не обращается в 0 в конечной комплексной плоскости z. Это следует из того, что целая функция от целой функции есть также целая функция, а отношение двух целых функций есть также целая функция, если только знаменатель не обращается в некоторой точке конечной комплексной плоскости в нуль. Сумма целых функций есть также целая функция. Причем  можно представить в виде целой функции порядка β, не превышающего α. Поэтому (9) можно представить в виде
R(z)=1+h<sub>1</sub>(z)/h<sub>0</sub>(z),
(10)
где  - целая функция порядка β,
0
jh(z)
h(z)=е -целая функция порядка α.
Рассмотрим поведение модуля R(z) при  в экстремальном случае (β=α)
lim=M(r), где М(r) - некоторая положительная функция, зависящая от r=. Так как функция порядка β=α, то из ≈M(r), ().
Таким образом
В случае β≤α ≤2.
Для установления функциональной связи между паразитной амплитудной модуляцией и искажениями ЧМ сигнала рассмотрим функцию W(t)=lnR(t). Представим функцию W(t) в виде интеграла Коши
где с - контур интегрирования, причем W(t) на контуре непрерывна.
Непрерывность функции W{t) следует из того, что W(z) не имеет полюсов в конечной комплексной плоскости z. Рассмотрим функцию W(z)=ln[1+R(z)]. Из условия (8) и (11) следует, что
Тогда  не имеет полюсов в конечной комплексной плоскости z, так как 1+R(z) не имеет нулей по теореме Руше. В этом случае (12) представим в виде
1
2
3
Рассмотрим каждый из интегралов I, I, I.
1
1. Интеграл I
где все интегралы понимаются в смысле главного значения по Коши.
2
2. Интеграл I
где L представляет собой полуокружность бесконечно малого радиуса r с центром в точке z=t.
jψ
2
Так как z=rе, то I запишется в виде
3
3. Интеграл I. Рассмотрим функцию  и определим ее поведение при , то есть найдем
0
t
t
Как было определено выше, lim=const=R. При этом lim можно заменить на R, где R - радиус полуокружности с центром в точке t. Таким образом,
Отсюда в соответствии с заключаем, что
Подставляя (14), (15) и (16) в выражение (13), получим
Так как функция  аналитична в области, ограниченной контуром с, то по теореме Коши
Из(17) и (18) получаем соотношения
Полученные выражения являются прямым и обратным преобразованиями Гильберта функций  и argR(t).
Для случая МЛР  представляет собой закон паразитной амплитудной модуляции, argR(t) - фазовые искажения, вносимые в полезный передаваемый сигнал. Определим argR(t) и  в виде аналитических сигналов
Сравнивая (20) и (18), а также (21) и (19), получим
Из (22) и (23) видно, что
-jπ/2
Ф(t)=-jL(t)=еL(t).
В этом случае искажения передаваемого сообщения из (5) при многолучевом приеме при условии  связаны соотношением
где  - закон паразитной амплитудной модуляции.
Выражение (25) устанавливает функциональную связь между искажениями передаваемого ЧМ - сигнала и паразитной амплитудной модуляцией, возникающих из-за многолучевого распространения радиоволн. Знание этой зависимости позволяет получить компенсирующий сигнал для автоматической компенсации таких искажений.
На основании (25) можно синтезировать автокомпенсатор с додетекторной компенсацией (Фиг.1).
Он состоит из следующих блоков:
1 CM - смеситель радиоприемника,
2 ЧД - частотный детектор,
3 АД - амплитудный детектор,
4 In - логарифматор,
5 d/dt - дифференциатор,
6 π/2 - широкополосный фазовращатель π/2,
7 Г - управляемый гетеродин.
Рассмотрим работу такого рода автокомпенсатора. Пусть на входе смесителя действует сигнал:
0
где A(t) - закон паразитной амплитудной модуляции, fn(t) - полезное передаваемое сообщение, fu(t) - искажения, ω- средняя частота
передаваемого сигнала.
В этом случае сигнал на выходе смесителя запишем в виде:
г
0
где ω - средняя частота выходного сигнала гетеродина большая ω,
г
чд
f(t) - закон изменения частоты выходного сигнала гетеродина. Выходной сигнал U можно записать в виде:
где b - крутизна дискриминационной характеристики частотного детектора.
С помощью управляющего тракта, состоящего из амплитудного детектора, логарифматора, дифференциатора и фазовращателя сформируем сигнал управления частотой гетеродина в соответствии с выражением (25), тогда изменения частоты гетеродина.
где а - крутизна характеристики управления гетеродина.
Из сравнения (28) и (29) видно, что при условии b·а=1, выражение (28) преобразуется к виду
Таким образом, в результате получена компенсация искажений полезного частотно-модулированного сигнала при многолучевом распространении с учетом условия (8).