СИНФАЗНОЕ МОСТОВОЕ УСТРОЙСТВО

олезная модель относится к СВЧ технике и предназначена для использования в антенно-фидерных трактах различного назначения.
Известны кольцевые делители с равным делением мощности в полосковом исполнении [1] (Г.Г. Малорацкий, Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ, М. «Советское радио», 1976 г., с. 165, рис. 2.24.).
Такие делители обладают свойством обратимости, то есть они, кроме функций деления мощности, могут выполнять и функции суммирования мощности синфазных генераторов, установленных на его выходах. В литературе такие делители относятся к классу синфазных мостовых схем.
Данные делители построены на двух четвертьволновых отрезках полосковых линий с использованием незаземленного балластного резистора R. Данные делители имеют ограниченное применение на нижних частотах СВЧ диапазона, так как на частотах ниже 300 МГц они имеют значительные габариты.
Известна мостовая схема синфазного сумматора (делителя) на сосредоточенных LC элементах, имеющих размеры значительно меньшие, чем четвертьволновые линии, (см [2] Проектирование радиопередающих устройств под ред. В.В. Шахгильдяна, М. «Радио и связь», 1993 г., с. 250, рис. 3.44а). Здесь на рисунке мостовая схема представлена в виде сумматора с двумя генераторами на входах и одним общим выходом, мост устройства представляет собой треугольник, две стороны которого являются индуктивностями, а третья сторона - балластным резистором. К вершинам соединения резистора с индуктивностями подключены входы и конденсаторы, а к вершине с соединенными индуктивностями подключены конденсатор и выход устройства.
Это устройство выбрано в качестве прототипа.
Однако, имея малые габариты, прототип имеет другой существенный недостаток в виде сравнительно узкой полосы частот входного согласования.
Задачей полезной модели является создание мостового синфазного устройства на сосредоточенных CLC элементах с полосой входного согласования значительно большей, чем у прототипа.
Поставленная задача решается тем, что в известном устройстве на выходе установлена дополнительная согласующая секция на сосредоточенных CLC элементах, при этом индуктивность включена последовательно в цепь, а конденсаторы параллельно с конденсатором, установленном на выходе.
Таким образом, предложено мостовое синфазное устройство с двумя входами и одним выходом, выполненное в виде треугольного моста, две стороны которого представляют индуктивности, третья - балластный резистор, при этом к углам моста с резистором подключены одинаковые конденсаторы и входы сумматора, а к третьему углу подключен выход и конденсатор равный суммарной емкости первых двух, при этом на выходе между имеющимся конденсатором и выходным контактом установлена дополнительная CLC цепочка с последовательно включенной в цепь индуктивностью и параллельно включенными конденсаторами, - один на входе индуктивности, а другой на ее выходе.
1
1
1
1
1
1
Для объяснения сути предложенной полезной модели воспользуемся чертежом, где на фиг. 1 представлена схема прототипа в виде квадратного моста. На схеме изображены две одинаковые CLC цепочки, состоящие из последовательных индуктивностей «L» и двух одинаковых краевых конденсаторов «C», соединенных одним концом с корпусом, а другим с индуктивностью L, а также незаземленный балластный резистор R.
1
1
1
1
1
Теоретически каждая такая CLC цепочка может рассматриваться как эквивалент распределенной линии передачи с волновым сопротивлением Z и заданной электрической длиной φ (см. фиг.2). Формулы для эквивалентного преобразования таких цепочек в определенную линию передачи приведены в [3] (Антенны и устройства СВЧ. Учебное пособие для вузов, Д.И. Воскресенский и др., М., «Радио и связь», 1981 г., с. 366, рис. 21.9.).
1
1
1
1
1
0
В нашем случае электрическая длина линии φ как и эквивалентной CLC цепочки должна быть равна 90°, а волновое сопротивление Z должно быть больше в  раз сопротивлений Zнагрузок устройства.
1
1
1
1
0
В результате схема прототипа на сосредоточенных CLC элементах преобразуется в эквивалентную схему кольцевого делителя [1] на четвертьволновых линиях с электрической длиной φ равной 90°, с волновым сопротивлением , и нагрузками Z.
1
1
1
0
1
0
Такая эквивалентность позволяет рассматривать прототип делителя на CLC элементах со стороны общего объединенного выхода с сопротивлением Z как параллельное соединение двух четвертьволновых линий с волновым сопротивлением Z/2 и нагрузкой Z/2 на выходе.
1
0
0
Физически полученная из делителя схема представляет собой одну ступеньку четвертьволнового трансформатора с волновым сопротивлением Z/2, преобразующего выходное нагрузочное сопротивление Z/2 во входное сопротивление Z (см. фиг. 3).
Теория таких четвертьволновых ступенчатых переходов подробно описана в книге [4] (Справочник по элементам волноводной техники А.Л. Фельдштейн, Л.Р. Явич, В.П. Смирнов, М. «Советское радио», 1967 г., с. 270).
0
0
На фиг. 4 показано, что полоса входного согласования схемы четвертьволнового трансформатора, преобразующего нагрузочное сопротивление (в нашем случае Z/2) во входное сопротивление (в нашем случае Z), может быть расширена путем увеличения числа трансформирующих ступенек от двух и более. При этом можно синтезировать два типа характеристик входного согласования: максимально плоскую (без пульсаций) и чебышевскую (с заданным допуском рассогласования на центральной частоте).
0
0
Исходными данными для расчета двухступенчатого трансформатора являются: перепад сопротивлений его входа Z, и выхода Z/2, а также допуск рассогласования входного коэффициента отражения на центральной частоте делителя.
Для упрощения расчетов нормированных волновых сопротивлений трансформирующих ступенек по справочнику их номиналы приведены в соответствующих таблицах.
Пример.
0
Рассчитаем полезную модель кольцевого делителя мощности на CLC элементах на центральной рабочей частоте f=200 МГц с нагрузками на входе и выходах равными Z=50 Ом и балластным резистором R=100 Ом.
При построении полезной модели делителя для минимизации габаритов используем двухступенчатую трансформирующую структуру, как на фиг. 4. Для расширения полосы рабочих частот выбираем чебышевскую характеристику входного согласования с табулированной пульсацией коэффициента отражения равной 0,05 на центральной частоте. Исходный перепад сопротивлений входа-выхода нашего трансформатора при этом будет равен 2.
Определяем по этим данным в справочнике [4] на стр. 333 в таблице 6.5 нормированные волновые сопротивления первой и второй ступенек трансформатора (считая от выхода) соответственно 1,22 и 1,641. При этом учтем, что таблицы рассчитаны для нормированного сопротивления нагрузки двухступенчатого трансформатора равного 1,0 и нормированного сопротивления входа равного 2,0.
Поскольку в нашем случае нормированное сопротивление нагрузки равно 0,5, а сопротивление входа равно 1,0, то необходимо уменьшить табличные величины сопротивлений 1,22 и 1,641 в два раза.
В результате получаем сопротивления первой и второй ступенек трансформатора соответственно 0,61 и 0,82.
0
0
2
0
0
3
0
Произведем перенормировку всех сопротивлений трансформатора и получим, что ненормированное сопротивление входа трансформатора равно Z, сопротивление выхода равно Z/2, сопротивление первой ступени трансформатора должно быть равно Z=Z∗0,82=41 Ом, сопротивление второй ступени должно быть равно Z∗0,61. Разведем эту вторую ступень трансформатора (перед нагрузкой) на две одинаковые параллельные ступени, соответствующие выходным плечам делителя и имеющие в 2 раза большее сопротивление и получим Z=2∗2∗0,61=61 Ом.
3
2
В результате получим схему кольцевого делителя с волновыми сопротивлениями четвертьволновых плеч равными Z=61 Ом балластным резистором R=100 Ом и дополнительным четвертьволновым трансформатором с волновым сопротивлением Z=41 Ом, подключенным к общему входу делителя (см. схему фиг. 5).
2
3
1
1
1
3
3
3
Теперь используем эквивалентные преобразования четвертьволновых линий Z и Z в соответствующие цепочки на элементах CLC и CLC, (см. [3] формулы 21.15) и получим на центральной рабочей частоте f=200 МГц следующие значения этих элементов:
1
1
3
3
C=13 пФ; L=48,5 нГн; C=19,41 пФ; L=32,6 нГн.
Компьютерное моделирование полученной полезной модели устройства, а также измерение КСВН изготовленного опытного образца показывают, что, на частоте 200 МГц коэффициент стоячей волны напряжения (КСВН) по уровню 1,2 находится в полосе частот 65 МГц. Это более чем в два раза превышает полосу частот прототипа и соответствует полосе частот согласования аналога делителя на полосковых линиях.
Преобразуется полученный квадратный мост в треугольный, как в прототипе, путем сведения концов индуктивностей в одну точку, где емкости конденсаторов суммируются (фиг. 6).
Сущность полезной модели поясняется схемой фиг. 6, где показаны: 1, 2 - входы; 3 - выход; 4, 5 - индуктивности (равные по электрическим параметрам); 6 - балластный резистор; 7, 8 - конденсаторы (имеют равные электрические емкости); 9 - конденсатор (его электрическая емкость равна сумме емкостей конденсаторов 7 и 8).
В отличие от прототипа вновь введены индуктивность и конденсаторы 11, 12.
На фиг. 7 приведены расчетные графики входного согласования КСВН: 1 - прототипа; 2 - аналога на полосковых линиях передачи; 3 - предложенного устройства
Из графиков видно, что полоса частот входного согласования КСВН в два с лишним раза больше по сравнению с прототипом.
Техническим результатом синфазного мостового устройства на CLC элементах является расширение полосы частот входного согласования КСВН.