УСТРОЙСТВО УПРАВЛЕНИЯ ВЕКТОРОМ ДЛЯ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
DEVICE FOR VECTOR CONTROL OF AC ELECTRIC MOTOR

Область техники, к которой относятся изобретение
Настоящее изобретение относится к устройству управления вектором для электродвигателя переменного тока, в котором выполняют управление вектором электродвигателя переменного тока.
Уровень техники
Технология управления вектором электродвигателя переменного тока с использованием обратного преобразователя нашла широкое применение в промышленности. Ее также широко используют на электрифицированных железных дорогах. Известно, что, когда указанную выше систему применяют на железной дороге с питанием постоянным током, возникают электрические колебания в цепи LC-фильтра, содержащей дроссель и конденсатор для поглощения гармонических колебаний высоких порядков, которые возникают на стороне источника питания постоянного тока обратного преобразователя, при этом происходят колебания напряжения на обоих выводах конденсатора (напряжение конденсатора) и дестабилизация управления электродвигателем. Способ управления демпфированием для подавления этих колебаний раскрыт в непатентном документе 1 и непатентном документе 2.
Непатентный документ 1: Akira Kimura и др., "Study on the Stabilization of Control System for Induction Motor Driving Roiling Stock", Magazine О of articles of Institute of Electrical Engineers, Volume 110, No.3, pp. 291-300 in 1990.
Непатентный документ 2: Keiichiro Kondo, et al., "Study on the Rotor Flux in Induction Motor in speed Sensorless Control for Railway Vehicle Traction", Materials of Society for Semiconductor Power Conversion, SPC03-100, pр. 69-74 in 2003.
В соответствии с непатентными документами 1 и 2 электрические колебания в цепи LC-фильтра подавляют путем добавления контроллера демпфирования для детектирования напряжения конденсатора, выделения компонента колебаний с помощью полосового фильтра (далее - BPF, ПФ) для регулировки фазы, для умножения отрегулированной фазы на коэффициент усиления, для получения величины операции демпфирования, суммирования величины операции демпфирования с командой частоты скольжения (непатентный документ 1) или с командой крутящего момента (непатентный документ 2).
Непатентный документ 1 относится к применению в системе управления электродвигателем, в которой применяют управление частотой скольжения, и непатентный документ 2 относится к применению в системе управления электродвигателем, в которой применяют управление вектором.
Раскрытие изобретения
Задача, решаемая изобретением
Обычный контроллер демпфирования построен с использованием системы управления, содержащей ПФ и имеющей коэффициент усиления. Что касается установки ПФ, его постоянная может быть установлена так, чтобы компонент резонансной частоты дросселя и конденсатора можно было детектировать без запаздывания по фазе. Однако, что касается установки коэффициента усиления, если он будет значительно ниже оптимального значения, эффект подавления электрических колебаний будет несущественным. Если коэффициент усиления будет чрезмерно высоким, будут постоянно возникать электрические колебания, имеющие более высокую частоту, чем резонансная частота. Поэтому коэффициент усиления должен быть установлен на оптимальное промежуточное значение между этими значениями.
Однако, как раскрыто в непатентном документе 1, диапазон оптимального коэффициента усиления, который позволяет эффективно подавлять электрические колебания цепи LC-фильтра, для осуществления стабилизации чрезвычайно узок, и его трудно регулировать. В непатентном документе 1 делается попытка анализа системы управления через область частот для расчета оптимальной установки коэффициента усиления. Однако этот процесс расчета является непростым, и при этом все еще требуется выполнять работу по установке рассчитанного коэффициента усиления в системе управления. Кроме того, как раскрыто в непатентном документе 1, в уравнении при обработке расчета используют постоянную электродвигателя, и, таким образом, если тип электродвигателя, который должен быть подключен к обратному преобразователю, изменится, соответствующий коэффициент усиления должен быть рассчитан и установлен снова. Как описано выше, обычная установка коэффициента усиления контроллера демпфирования представляет собой трудоемкую работу.
Настоящее изобретение выполнено для решения описанной выше проблемы, и оно направлено на создание устройства управления вектором для электродвигателя переменного тока, которое позволяет упростить работу по регулировке системы управления для подавления электрических колебаний в цепи LC-фильтра.
Средство решения проблемы
В соответствия с настоящим изобретением устройство управления вектором для электродвигателя переменного тока, которое имеет цепь LC-фильтра, состоящую из дросселя и конденсатора, на стороне источника питания постоянного тока, и обратный преобразователь, преобразующий напряжение на конденсаторе (напряжение конденсатора) в переменное напряжение, имеющее любую частоту, содержит контроллер вектора для управления вектором электродвигателя переменного тока в соответствии с командой тока или командой крутящего момента, и контроллер демпфирования для расчета рабочей величины демпфирования, для подавления изменения напряжения конденсатора, при этом контроллер демпфирования рассчитывает степень изменения напряжения конденсатора, оперирует командой тока или командой крутящего момента контроллера вектора на основе рабочей величины демпфирования, соответствующей степени изменения, и управляет обратным преобразователем таким образом, что ток, протекающий через обратный преобразователь, изменяется таким образом, что происходит подавление изменений напряжения конденсатора.
Эффект изобретения
В соответствии с устройством управления вектором для электродвигателя переменного тока согласно настоящему изобретению может быть упрощена работа по регулировке системы управления для подавления электрических колебаний в цепи LC-фильтра.
Краткое описание чертежей
На фиг.1 показана блок-схема, представляющая собой конструкцию устройства управления вектором для электродвигателя переменного тока в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.
На фиг.2 показана схема, представляющая собой схему, в которой управляемый обратный преобразователь постоянной мощности подключен к LC-фильтру, соединенному с источником питания постоянного тока.
На фиг.3 показана блок-схема, представляющая собой функцию передачи системы по фиг.2.
На фиг.4 показана схема, в которой нагрузка, построенная на основе резистора, подключена к LC-фильтру, подключенному к источнику питания постоянного тока.
На фиг.5 показана схема, представляющая собой блок передаточной функции системы по фиг.4.
На фиг.6 показана схема, представляющая собой взаимозависимость сигналов соответствующих частей контроллера демпфирования в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.
На фиг.7 показана схема, представляющая собой результат имитации работы устройства управления вектором для электродвигателя переменного тока в первом варианте осуществления настоящего изобретения.
Номера позиций
1 - источник питания постоянного тока
2 - дроссель
3 - конденсатор
4 - обратный преобразователь
5а-5с - детектор тока
6 - электродвигатель переменного тока
7 - детектор скорости
8 - генератор команды тока оси q
9 - генератор команды тока оси d
10, 11 - вычитатели
12 - контроллер тока оси q
13 - контроллер тока оси d
14 - калькулятор напряжения без помех
17, 18 - сумматор
19 - генератор команды частоты скольжения
20 - интегратор
21 - интегратор
22 - модуль преобразования координат по осям dq в трехфазные координаты
23 - модуль преобразования трехфазных координат в координаты по осям dq
24 - умножитель
30 - контроллер вектора
40 - контроллер демпфирования
41 - фильтр высокой частоты
42 - фильтр низкой частоты
43 - фильтр низкой частоты
44 - сумматор
45 - делитель
46 - вычитатель
47 - переключатель
48 - калькулятор квадрата
49 - ограничитель
50 - устройство управления вектором
60 - резистор
Подробное описание изобретения
Первый вариант осуществления
На фиг.1 показана блок-схема, представляющая собой конструкцию устройства управления вектором для электродвигателя переменного тока в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.
Как показано на фиг.1, основная схема содержит источник 1 постоянного тока, схему LC-фильтра, содержащую дроссель 2 и конденсатор 3, для подавления выбросов тока высоких гармоник на стороне источника питания, и обратный преобразователь 4. предназначенный для преобразования напряжения Efc на конденсаторе 3 (напряжение конденсатора) в переменное напряжение, имеющее любую частоту, с помощью обратного преобразователя 4 и имеющая устройство 50 управления вектором для управления вектором электродвигателя 6 переменного тока.
Устройство 50 управления вектором построено из контроллера 30 вектора и контроллера 40 демпфирования, а сигнал ωr детектора 7 скорости для детектирования частоты вращения электродвигателя 6 переменного тока, сигналы Iu, Iv, Iw детекторов 5а-5с тока для детектирования тока в электродвигателе, и напряжение Efc конденсатора 3 подают в устройство 50 управления вектором.
Если детекторы тока предусмотрены, по меньшей мере, для двух фаз, оставшуюся фазу можно рассчитать, и, следовательно, может быть принята такая конструкция.
Кроме того, бессенсорная система управления вектором, в которой частоту вращения электродвигателя 6 переменного тока рассчитывают без использования какого-либо детектора тока, использовалась на практике, и в этом случае детектор 7 скорости не является необходимым.
Кроме того, ниже будет описан пример конструкции, в которой асинхронный двигатель используют в качестве электродвигателя 6 переменного тока. Однако контроллер 40 демпфирования, раскрытый в данном изобретении, также является полезным, когда в качестве электродвигателя 6 переменного тока используют синхронный электродвигатель.
Ниже будет описана конструкция контроллера 30 вектора.
Контроллер 30 вектора выполняет, так называемое, управление вектором, которое состоит в управлении электродвигателем переменного тока во вращающейся системе координат с осями dq, в которой ось, совпадающая с осью вторичного магнитного потока электродвигателя 6 переменного тока, определена как ось d, а ось, ортогональная оси d, определена как ось q.
В контроллер 30 вектора вводят базовую команду Tm0* крутящего момента и команду Ф2* вторичную магнитного потока, генерируемые соподчиненным контроллером (не показан), а также ток Iu фазы U, ток Iv фазы V и ток Iw фазы W, детектируемые детекторами 5а-5с тока, и контроллер 30 вектора управляет электродвигателем 6 переменного тока таким образом, что крутящий момент Tm, генерируемый электродвигателем 6 переменного тока, совпадает с командой Tm* крутящего момента, формируемой из базовой команды Tm0* крутящего момента (способ генерирования описан ниже).
Далее будет описана конструкция каждого функционального блока контроллера 30 вектора.
В генераторе 8 команды тока оси q и в генераторе 9 команды тока оси d команду Id* тока оси d (компонент возбуждения) и команду Iq* тока оси q (компонент крутящего момента) рассчитывают из уравнений (1) и (2) на основе команды Tm* крутящего момента, полученной путем умножения базовой команды Tm0* крутящего момента, вводимой из внешнего контроллера (не показан), на рабочую величину демпфирования DAMPCM (описанную ниже) команды Ф2* вторичного магнитного потока и постоянной цепи электродвигателя 6 переменного тока.
L2 в уравнениях (1) и (2) представляет собой вторичную самоиндукцию и представлена как L2=М+l2, где М представляет собой взаимную индуктивность, l2 представляет собой вторичную утечку, s представляет оператор дифференциала, РР представляет количество спаренных полюсов и R2 представляет вторичное сопротивление электродвигателя 6 переменного тока:
В генераторе 19 команды угловой частоты скольжения команду ωs* угловой частоты скольжения, которая должна быть задана для электродвигателя 6 переменного тока, рассчитывают по команде Id* тока по оси d, команде Iq* тока по оси q и постоянной цепи электродвигателя 6 переменного тока в соответствии со следующим уравнением:
Команду ωs* угловой частоты скольжения, рассчитанную по уравнению (3), и угловую частоту ωr вращения, как выход детектора 7 скорости, закрепленного на конце оси электродвигателя 6 переменного тока, суммируют в сумматоре 20 и устанавливают как угловую частоту ω обратного преобразователя, которая должна быть выведена из обратного преобразователя 4. Угловую частоту ω обратного преобразователя интегрируют в интеграторе 21, и результат интегрирования передают как фазный угол θ преобразования координат в модуль 22 преобразования координат по осям dq в трехфазные координаты и в модуль 23 преобразования трехфазных координат в координаты по осям dq.
В модуле 23 преобразования трехфазных координат в координаты по осям dq ток Iu фазы U, ток Iv фазы V и ток Iw фазы W, детектируемые с помощью детекторов 5а-5с тока, преобразуют в ток Id оси d и ток Iq оси q координат по осям dq, которые рассчитывают по следующему уравнению (4):
[Уравнение 1]
Вычитатель 10 рассчитывает разность между командой Iq* тока оси q и током Iq оси q и вводит результат в контроллер 12 тока оси q на следующем этапе. Контроллер 12 тока оси q подвергает входное значение пропорционально-интегральному управлению и выводит значение qe компенсации напряжения по оси q.
Вычитатель 11 рассчитывает разность между командой Id* тока оси d и током Id оси d и вводит результат в контроллер 13 тока оси d на следующем этапе. Контроллер 13 тока оси d подвергает входное значение пропорционально-интегральному усилению и выводит значение de компенсации по оси d.
Ошибка qe тока оси q и ошибка de тока оси d представлены следующими уравнениями (5) и (6), где s представляет собой оператор дифференциала, K1 представляет коэффициент пропорционального усиления, K2 представляет коэффициент интегрального усиления:
В калькуляторе 14 для вычисления напряжения без помехи прямое напряжение Ed* питания оси d и прямое напряжение Eq* питания оси q рассчитывают из следующих уравнений (7) и (8) на основе команды Id* тока оси d, команды Iq* тока оси q и постоянной цепи электродвигателя 6 переменного тока.
2
В уравнении (7) и в уравнении (8) σ представляет собой коэффициент утечки, определенный как σ=1-М/(L1·L2). L1 представляет собой первичную самоиндукцию электродвигателя, и ее рассчитывают из L1=М+l1. L2 представляет собой вторичную самоиндукцию, и ее рассчитывают как L2=М+l2 (l1 представляет первичную индуктивность утечки, а l2 представляет вторичную индуктивность утечки):
В сумматорах 17 и 18 значение qe компенсации напряжения оси q и прямое напряжение Eq* питания оси q суммируют и устанавливают как команду Vq* напряжения оси q, значение de компенсации напряжения оси d и прямое напряжение Ed* питания оси d суммируют и устанавливают как команду Vd* напряжения оси d, и эти значения вводят в модуль 22 преобразования координат по осям dq в трехфазные координаты.
Команда Vq* напряжения оси q и команда Vd* напряжения оси d представляются следующими уравнениями:
Наконец, команды Vu*, Vv* и Vw* трехфазного напряжения формируют из команды Vq* напряжения оси q и команды Vd* напряжения оси d с помощью модуля 22 преобразования координат по осям dq в трехфазные координаты для управления обратным преобразователем 2.
Как описано выше, контроллер 6 вектора выполняет управление вектором, которое суммируется с управлением током через обратную связь таким образом, что ток Iq оси q и ток Id оси d, соответствующие току фактического электродвигателя 6 переменного тока, совпадают с командой Iq* тока оси q и командой Id* тока оси d, рассчитанными из команды Tm* крутящего момента и команды Ф2* вторичного магнитного потока, и электродвигатель 6 переменного тока создает крутящий момент Tm, совпадающий с командой Tm* крутящего момента, и вращается.
Такая операция управления в основном аналогична известному управлению вектором, и поэтому подробное описание этой операции не приводится.
Далее будет описана конструкция контроллера 40 демпфирования как основной части настоящего изобретения.
Прежде чем будет описан контроллер 40 демпфирования, показанный на фиг.1, вкратце опишем причину индуцирования электрических колебаний в цепи LC-фильтра и принцип подавления этих электрических колебаний в цепи LС-фильтра, на котором основана конструкция контроллера демпфирования в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.
На фиг.2 показана схема, представляющая собой цепь, в которой обратный преобразователь 4, управляемый с поддержанием постоянной мощности, подключен к LC-фильтру, соединенному с источником 1 питания постоянного тока. На фиг.2 показана схема, представляющая собой упрощенную схему по фиг.1.
Как показано на фиг.2, цепь LC-фильтра, содержащая дроссель 2 и конденсатор 3, соединена с источником 1 питания постоянного тока, а также обратный преобразователь 4, предназначенный для управления приводом электродвигателя 6 переменного тока, подключен к конденсатору 3. Дроссель 2 содержит индуктивный компонент L и резистивный компонент R. Электростатическая емкость конденсатора 3 представлена как С.
Обратным преобразователем 4 управляют так, чтобы выход электродвигателя 6 переменного тока поддерживался постоянным, даже при изменении напряжения Efc конденсатора, то есть получают характеристику постоянной мощности относительно вариаций напряжения Efc конденсатора. Таким образом, обратным преобразователем 4 управляют таким образом, чтобы входная мощность Pinv обратного преобразователя 4 не изменялась, даже при изменении Efc.
В построенной таким образом системе по фиг.2 обратный преобразователь 4, который рассматривается со стороны источника 1 питания постоянного тока, имеет характеристику отрицательного сопротивления.
Характеристика отрицательного сопротивления представляет собой такую характеристику, что, когда напряжение Efc конденсатора повышается, входной ток Idс обратного преобразователя уменьшается, а когда напряжение Efc конденсатора увеличивается, входной ток Idс обратного преобразователя уменьшается, при этом известно, что нормальное сопротивление (положительное сопротивление) означает, что ток увеличивается при увеличении напряжения, и ток уменьшается при понижении напряжения.
Как описано выше, участок постоянного тока системы, показанной на фиг.2, имеет характеристику отрицательного напряжения, и входной ток Idс обратного преобразователя уменьшается при увеличении напряжения Efc конденсатора. Поэтому он работает так, что способствует увеличению напряжения Efc конденсатора. И, наоборот, входной ток Idс обратного преобразователя увеличивается при падении напряжения Efc конденсатора, и, таким образом, он при работе способствует уменьшению напряжения Efc конденсатора. Поэтому торможение не влияет на изменение напряжения Efc конденсатора, электрические колебания цепи LC-фильтра увеличиваются, а напряжение Efc конденсатора постоянно колеблется вблизи резонансной частоты LC-фильтра. Приведенное выше описание представляет собой качественное описание.
Далее явление, описанное выше, будет описано количественно путем определения и оценки функции передачи системы по фиг.2.
Вначале из системы по фиг.2 будет определена функция передачи из постоянного напряжения Es в напряжение Efc конденсатора.
Как описано выше, обратным преобразователем 4 управляют таким образом, что его выход является фиксированным. В этом случае соотношение между входной мощностью Pinv обратного преобразователя, напряжением Efc конденсатора и входным током Idc обратного преобразователя представляется следующим уравнением (11):
[Уравнение 2]
Приведенное выше соотношение является нелинейным, поэтому его линеаризуют. В этом случае, когда рабочие точки представлены как Efc0 и Idc0, в непосредственной близости к этим рабочим точкам выполняется следующее уравнение (12):
[Уравнение 3]
Из фиг.2 и уравнения (12) следует, что блок-схема функции передачи системы, показанная на фиг.2, изменяется так, что она соответствует схеме, показанной на фиг.3.
Из блок-схемы функции передачи, показанной на фиг.3, функция G(s) передачи с замкнутым контуром от постоянного напряжения Efc до напряжения Es конденсатора представляется следующим уравнением (13):
[Уравнение 4]
Для того чтобы сделать эту функцию G(s) передачи стабильной, необходимо, чтобы все полюсы G(s) были отрицательными. То есть необходимо, чтобы все решения характеристического уравнения, показанного в следующем уравнении (14), которое представляет собой знаменатель G(s), были отрицательными:
[Уравнение 5]
Если предполагается, что решения приведенного выше уравнения представляют собой α и β, необходимо, чтобы оба эти значения были отрицательными. В соответствии с этим следующие уравнения (15) и (16) могут быть выведены как условие, которое делает G(s) стабильным. Из соотношения между решениями и коэффициентами определяются следующие уравнения (15) и (16):
[Уравнение 6]
Уравнение (16) не содержит какую-либо полезную информацию, и, следовательно, им можно пренебречь. Уравнение (15) переписывается в виде следующего уравнения (17):
[Уравнение 7]
Из уравнения (17) следует, что, когда уменьшается L, увеличивается С, уменьшается Pinv и увеличивается Efc0, значение R, требуемое для стабилизации системы, может быть уменьшено.
Например, путем подстановки обычных цифровых значений в системе обратного преобразователя для привода электродвигателя, то есть L=12 мГн, С=6600 мкФ, Pinv=1000 кВт и Efc0=1500 В, в уравнение (17) будет получено значение R, которое может стабилизировать систему как удовлетворяющее условию R>0,8 Ом.
Однако резистивный компонент, присутствующий на стороне постоянного тока, равен приблизительно нескольким десятым мОм, которые представляют собой мгновенное значение, и при этом трудно выполнить условие, чтобы соответствующий резистивный компонент удовлетворял уравнению (17), так что система остается нестабильной, и в цепи LC-фильтра возникают колебания.
То есть напряжение Efc конденсатора колеблется и отклоняется, если только не будет добавлен резистор, удовлетворяющий уравнению (17), или не будет принудительно выполнена стабилизация.
Фактически добавление резистора приводит к увеличению конструкции устройства и также к увеличению потерь. Поэтому требуется способ принудительного выполнения стабилизации, и конкретные его примеры показаны в непатентном документе 1 и в непатентном документе 2.
Случай, когда нагрузка представляет собой резистивную нагрузку (обычно с положительным сопротивлением), будет качественно описан, как и в случае предыдущего описания.
На фиг.4 показана схема, представляющая цепь, в которой нагрузка, сформированная резистором 60, подключена к LС-фильтру, подключенному к источнику 1 питания постоянного тока. По сравнению с цепью, показанной на фиг.2, обратный преобразователь 4 и электродвигатель 6 переменного тока заменены резистором 60. Значение сопротивления резистора 60 представлено как R0.
Блок-схема функции передачи системы, показанной на фиг.4, представлена на фиг.5.
Из фиг.5, функция GP(s) передачи с замкнутым контуром от напряжения Es источника 1 постоянного тока до напряжения Efc конденсатора представлена следующим уравнением (18):
[Уравнение 8]
Характеристическое уравнение функции GP(s) передачи с замкнутым контуром, приведенной в уравнении (18), представлено следующим уравнением (19):
[Уравнение 9]
Поскольку R>0, всегда удовлетворятся условие, что все решения характеристического уравнения, показанного в уравнении (19), будут отрицательными. В соответствии с этим определено, что система будет постоянно стабильной, когда нагрузка образована резистором 60.
Как описано выше, установлено, что цепь, в которой резистор 60 подключен к LС-фильтру, соединенному с источником 1 питания постоянного тока, является постоянно стабильной. В настоящем изобретении учитывается этот принцип, и оно характеризуется тем, что обратным преобразователем 4 управляют таким образом, что колебательный компонент напряжения Efc конденсатора эквивалентен характеристике, полученной, когда подключен резистор 60.
Характеристика цепи, в которой резистор 60 подключен к выходу LC-фильтра, как показано на фиг.4, будет описана ниже.
В цепи по фиг.4, если предположить, что ток Idc протекает через резистор 60 при напряжении Efc конденсатора, мощность PR на резисторе 60 будет представлена следующим уравнением:
Когда напряжение Efc конденсатора изменяется, и оно в n раз больше, чем исходное его значение, ток Idc, протекающий через резистор 60, также увеличивается в n раз. Мощность PRn на резисторе 60 в это время представляется следующим уравнением:
То есть мощность PRn, выделяемая в резисторе 60, пропорциональна квадрату скорости изменения напряжения Efc конденсатора. Таким образом, управляя обратным преобразователем 4, чтобы выполнялось уравнение (21), обратный преобразователь 4 может работать так, что он будет иметь характеристику положительного сопротивления при изменении напряжения Efc конденсатора.
Выход электродвигателя 6 переменного тока представляется частотой FM вращения электродвигателя 6 переменного тока, умноженной на выходной крутящий момент Tm, и он равен входной мощности Pinv обратного преобразователя 4, если пренебречь потерями. Поэтому выполняется следующее уравнение:
Для того чтобы обеспечить возможность работы обратного преобразователя 4, таким образом, чтобы он имел характеристику положительного сопротивления при изменении напряжения Efc конденсатора, требуется, чтобы мощность Pinvn, когда напряжение Efc конденсатора увеличивается в n раз, удовлетворяла следующему уравнению (23), как и в случае уравнения (21):
Здесь частота FM вращения электродвигателя 6 переменного тока представляет собой величину, изменяющуюся в соответствии со скоростью электрического транспортного средства. С другой стороны, резонансная частота цепи LC-фильтра, обрабатываемая контроллером 40 демпфирования, равна от 10 до 20 Гц, и если ее преобразовать в период, это соответствует периоду времени от 50 до 100 мс. В соответствии с этим период колебаний цепи LC-фильтра рассматривается как достаточно короткий относительно изменения скорости электрического транспортного средства. Поэтому, когда рассматривается конструкция контроллера 40 демпфирования, не возникает проблемы, даже если скорость FM вращения электродвигателя 6 переменного тока является фиксированной.
2
Таким образом, если управление применяют так, что крутящий момент Tm электродвигателя 6 переменного тока увеличивается в n раз, когда напряжение Efc конденсатора увеличивается в n раз, входная мощность Pinv обратного преобразователя может изменяться пропорционально квадрату степени изменения напряжения Efc конденсатора.
Таким образом, команда Tm* крутящего момента может быть умножена на квадрат степени изменения напряжения Efc конденсатора. В соответствии с этим для описанной выше операции, обратный преобразователь 4 имеет характеристику положительного сопротивления в отношении к компоненту изменения напряжения Efc конденсатора, и электрические колебания цепи LС-фильтра могут подавляться, так что система может быть стабилизирована.
Далее, со ссылкой на фиг.1 и 6 будет описана конкретная конструкция для способа, описанного выше.
На фиг.6 показана схема, представляющая взаимозависимость сигналов в контроллере 40 демпфирования в соответствии с первым вариантом осуществления.
Напряжение Efc конденсатора 3 вводят в контроллер 40 демпфирования и разветвляют на две системы. Что касается одной из систем, ненужные высокочастотные компоненты и ненужные низкочастотные компоненты обрезают с помощью фильтра 41 высокой частоты (ниже называется HPF, ФВЧ) и фильтра 43 низкой частоты (ниже называется LPF, ФНЧ) и рассчитывают компонент Efca колебаний только в области вокруг резонансной частоты цепи LC-фильтра. Например, как показано на фиг.6А, когда напряжение Efc конденсатора колеблется между 1650 и 1350 В вокруг значения 1500 В, Efca становится сигналом, который изменяется с той же фазой, что и компонент колебаний напряжения Efc конденсатора, в диапазоне от +150 до -150 В. Что касается другой системы, только компонент постоянного тока выделяют с помощью ФНЧ 42 и устанавливают его как компонент Efcd постоянного тока.
ФВЧ 41, ФНЧ 42 и ФНЧ 43 представляют собой первичные фильтры, каждый из которых построен с использованием первичного элемента задержки, и их конструкция хорошо известна и, таким образом, ее описание здесь не приведено. Конечно, могут использоваться вторичные фильтры или фильтры более высокого порядка, однако, конструкция фильтра при этом усложняется.
Далее будет описана работа ФВЧ 41, ФНЧ 43.
Причина, по которой требуется ФНЧ 43, состоит в том, чтобы удалять высокочастотные компоненты, которые содержатся в напряжении Efc конденсатора, и представляют собой помехи для системы управления. Однако нижний предел высокочастотных компонентов, которые требуется удалить, равен нескольким сотням Гц, и он приближается к полосе резонансных частот LC-фильтра (обычно, приблизительно 10-20 Гц), которая представляет собой цель управления демпфированием. Поэтому, если высокочастотные компоненты будут удалены, используя только ФНЧ 43, это повлияет на компонент резонансной частоты LC-фильтра, который содержится в компоненте Efca колебаний, и приведет к задержке фазы. Поэтому такой подход не является предпочтительным.
Поэтому последовательно добавляют ФВЧ 41 и комбинируют с ФНЧ 43 для построения фильтра, в результате чего задержка фазы компонента резонансной частоты LC-фильтра, содержащегося в компоненте Efca колебаний, может быть улучшена при обеспечении той же характеристики удаления компонента высокой частоты, как и в случае, когда используется исключительно ФНЧ 43. Что касается характеристик ФВЧ 41 и ФНЧ 43, желательно, чтобы частота, на которой коэффициент усиления равен 1, соответствовала частоте колебаний LC-фильтра (10-20 Гц).
Компонент Efca колебаний, рассчитанный, как описано выше, суммируют с компонентом Efcd постоянного тока в сумматоре 44. Результат суммирования фильтруют и затем устанавливают как напряжение Efcad конденсатора (фиг.6C).
Кроме того, после фильтрации напряжение Efcad конденсатора разделяют с помощью компонента Efcd постоянного тока в делителе 45 для расчета степени Efcfp изменения напряжения Efc конденсатора. Efcfp непосредственно подают в калькулятор 48 для вычисления квадрата, когда электродвигатель 6 переменного тока работает в режиме движения с потреблением энергии.
Когда электродвигатель 6 переменного тока работает в режиме регенерации, инвертированный сигнал Efcfn работы в режиме регенерации, полученный путем вычитания степени Efcfp изменения напряжения Efc конденсатора из 2 в вычитателе 46, выбирают с помощью переключателя 47 и вводят в калькулятор 48 для вычисления квадрата. Это связано с тем, что направление мощности, когда электродвигатель 6 переменного тока работает в режиме регенерации, противоположно направлению, когда электродвигатель 6 переменного тока работает в режиме движения с потреблением энергии, и, таким образом, требуется операция уменьшения регенерируемой электроэнергии, когда напряжение Efc конденсатора повышается, и увеличения регенерируемой электроэнергии, когда напряжение Efc конденсатора понижается. Инвертированный сигнал Efcfn работы в режиме регенерации представляет собой сигнал, который получают путем инверсии фазы степени Efcfp изменения напряжения Efc конденсатора (фиг.6D).
Калькулятор 48 квадрата вычисляет квадрат степени Efcfp изменения напряжения Efc конденсатора или инвертированного сигнала Efcfn работы в режиме регенерации и выводит его в ограничитель 49.
В ограничителе 49 верхний предел и нижний предел ограничивают любыми значениями, в соответствии с необходимостью, и затем выводят в качестве рабочей величины DAMPCN демпфирования в контроллер 30 вектора (фиг.6E). В ограничителе 49 выполняют установку, например, когда требуется ограничить переходную величину изменения крутящего момента Tm электродвигателя 6 переменного тока в соответствии с управлением демпфированием.
Наконец, в контроллере 30 вектора рабочую величину DAMPCN демпфирования умножают на базовую команду Tm0* крутящего момента и выполняют управление вектором с помощью команды Tm* крутящего момента, представляющей собой результат умножения. При выполнении управления вектором на основе сформированной таким образом команды Tm* крутящего момента, обратный преобразователь 4 работает таким образом, что он имеет положительную характеристику сопротивления относительно изменения напряжения Efc конденсатора для подавления колебаний напряжения Efc конденсатора, так что обеспечивается возможность стабильной работы электродвигателя 6 переменного тока.
На фиг.7 показана схема, представляющая результат имитации работы устройства управления вектором электродвигателя переменного тока в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения.
На фиг.7 показаны формы колебаний, когда базовая команда Tm0* крутящего момента установлена равной приблизительно 500 Нм, и напряжение Es источника 1 питания постоянного тока ступенчато изменяется с периодом 500 мс между 800 и 1000 В во время работы электродвигателя 6 переменного тока в конструкции, показанной на фиг.1.
Как показано на фиг.7, когда управление демпфированием в соответствии с настоящим изобретением не выполняют (форма колебаний с правой стороны фиг.7), возникают значительные осцилляции напряжения Efc конденсатора при каждом шаговом изменении напряжения Es источника 1 питания постоянного тока. Однако когда выполняют управление демпфированием в соответствии с настоящим изобретением (форма колебаний с левой стороны на фиг.7), осцилляции напряжения Efc конденсатора практически не возникают, независимо от шагового изменения, напряжения Es постоянного тока 1.
Фиг.7 подтверждает, что управление демпфированием в соответствии с настоящим изобретением позволяет эффективно подавлять колебания напряжения Efc конденсатора.
Как описано выше, в соответствии с первым вариантом осуществления настоящего изобретения оптимальная рабочая величина DAMPCN демпфирования рассчитывается автоматически, и может быть построен контроллер демпфирования, в котором установка собственно коэффициента усиления становится ненужной. Кроме того, постоянная электродвигателя 6 переменного тока не используется для расчета рабочей величины DAMPCN демпфирования, и, таким образом, не требуется регулировка системы управления, даже когда тип электродвигателя 6 переменного тока будет изменен.
Приведенное выше описание представлено для случая, когда асинхронный электродвигатель используется в качестве электродвигателя 6 переменного тока. Однако конструкцию контроллера демпфирования и способ расчета рабочей величины демпфирования, описанные выше, можно применять для контроллера вектора, когда используется такой же электродвигатель переменного тока или другой электродвигатель переменного тока.
В конструкции, показанной в первом варианте осуществления, рабочую величину DAMPCN демпфирования интегрируют с помощью команды Tm0* крутящего момента, однако тот же эффект может быть получен, если она умножается на команду Iq* тока по оси q.
2
2
2
2
В этом варианте осуществления рабочую величину DAMPCN демпфирования рассчитывают на основе степени и изменения напряжения конденсатора в соответствии с DANPCN=n в режиме работы в режиме движения с потреблением энергии, и в соответствии с DAMPCN=(2-n) в режиме работы регенерации. Степень изменения напряжения конденсатора относительно компонента постоянного тока может быть установлена равной Δn(=n-1), и рабочая величина демпфирования может быть рассчитана в соответствии с DAMPCN=(1+K*Δn) при работе в режиме движения с потреблением энергии, и в соответствии с DAMPCN=1 при работе в режиме регенерации, когда K представляет собой коэффициент усиления, превышающий 0,5. Когда вторичным членом Δn или членами более высокого порядка пренебрегают, компонент ΔIdc=DAMPCN/n изменения тока, протекающего в оборудовании преобразования энергии к изменению напряжения конденсатора, представляет собой следующее. При работе в режиме движения с потреблением энергии ΔIdc=(1+K·Δn)/(1+Δn)≅1+(2·K-1)·Δn. В соответствии с этим, если K>0,5, в режиме движения с потреблением энергии, когда напряжение конденсатора увеличивается, ток, протекающий через обратный преобразователь, увеличивается, а когда напряжение на конденсаторе уменьшается, ток, протекающий через обратный преобразователь, уменьшается. Таким образом, обратным преобразователем можно управлять таким образом, чтобы ток, протекающий в обратном преобразователе, изменялся так, чтобы он подавлял изменение напряжения конденсатора, и, следовательно, предотвращалась бы нестабильность электрических колебаний цепи LC-фильтра. По мере увеличения K эффект демпфирования становится более заметным. Однако когда напряжение конденсатора быстро изменяется, изменение крутящего момента становится более интенсивным.
2
В режиме работы регенерации направление тока, протекающего в обратном преобразователе, противоположно направлению для режима работы с потреблением энергии, и, таким образом, обратный преобразователь не имеет отрицательную характеристику сопротивления, даже когда он выполняет работу с постоянной мощностью. Поэтому, даже когда операция демпфирования не выполняется (DAMPCN=1), электрические колебания цепи LC-фильтра не будут нестабильными. При установке DAMPCN=(1-K·Δn) или тому подобное электрические колебания цепи LC-фильтра могут затухать более быстро. Коэффициент K усиления, представляющий собой коэффициент регенеративного усиления, может быть установлен равным значению, отличающемуся от коэффициента усиления в режиме движения с потреблением энергии.
Расчетная формула рабочей величины DAMPCN демпфирования не обязательно должна представлять собой квадратичное выражение от Δn, она может представлять собой линейное выражение, кубическое выражение или выражение в виде полинома более высокого порядка, дробное выражение, имеющее вид полиномов от Δn, в качестве числителя и знаменателя или тому подобное. Что касается линейного аппроксимирующего выражения для мгновенных изменений, расчетную формулу можно использовать, если только коэффициент для Δn будет больше чем 1 в расчетной формуле в режиме движения с потреблением энергии, и коэффициент для Δn будет меньше чем 0 в расчетной формуле в режиме работы регенерации.
Кроме того, конструкция первого варианта осуществления, описанного выше, представляет собой пример настоящего изобретения, и ее можно комбинировать с другой хорошо известной технологией. Кроме того, понятно, что ее можно модифицировать таким образом, чтобы ее часть была исключена или тому подобное, без выхода за пределы сущности настоящего изобретения.
Также, само собой разумеется, что настоящее изобретение не ограничено устройством управления вектором электродвигателя переменного тока для электрической железной дороги, и его можно применять в различных соответствующих областях, таких как транспортные средства, лифты, энергетические системы и т.д.