СПОСОБ ЦИФРОВОЙ МОДУЛЯЦИИ
METHOD OF DIGITAL MODULATION

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолиниях систем передачи информации с цифровой модуляцией с постоянной амплитудой для формирования модулирующего сигнала без разрыва фазы с компенсацией набега фазы, относится к нелинейным методам модуляции с памятью; может быть совместимо с системами бинарной фазовой модуляции (BPSK). Может найти применение в космических системах связи с шумоподобными сигналами с многостанционным доступом.
Известен способ (см. патент США №7103111 от 5.09.2006, МПК H04L 25/49), в котором используется цифровая оконная фильтрация импульсов приподнятого косинуса. Такой метод приводит к эффективному сужению спектра, однако присутствует значительная амплитудная модуляция.
Известен способ (см. патент США №5534828 от 9.07.1996, МПК Н03С 1/00), в котором используется цифровой фильтр. Реализация данного фильтра на базе современных микросхем (таких как ПЛИС) требует значительных энергетических затрат, что не приемлемо в некоторых случаях (например, в бортовой аппаратуре ретранслятора спутниковых системах связи).
Наиболее близким к заявляемому способу по технической сущности является способ (см. патент США №6459742 от 1.10.2002, МПК H04L 25/03), описывающий процесс цифровой модуляции. Способ, применяемый в современных цифровых устройствах, имеет ряд недостатков:
- наличие фильтров предполагает значительные энергетические и аппаратные затраты (в том числе введение дополнительных микросхем);
- набег фазы приводит к возникновению разностной частоты, вследствие чего появляется несимметричность спектра.
Техническим результатом заявленного способа является увеличение спектральной эффективности сигнала, т.е. понижение спектральных боковых лепестков и сужение энергетического спектра, без внесения паразитной амплитудной модуляции, со значительно пониженной межсимвольной интерференцией и без повышения потребляемой мощности с компенсацией набега фазы и с возможностью применения в системах с модуляцией BPSK.
Технический результат достигается тем, что в способе цифровой модуляции сигнал формируют как комплексный, состоящий из квадратурной Q и синфазной I составляющих (Фиг.2), фаза которого меняется по определенному алгоритму (Фиг.3). Начальное значение фазы составляет  для того, чтобы составляющие Q и I принимали одинаковые значения по модулю, когда фаза не меняется (см. Фиг.2б и в), т.к. . Нарастание фазы доходит до  после первого перепада (положительного) сигнала, затем до  после второго перепада (отрицательного), после третьего перепада (положительного) фаза начинает убывать до , после четвертого перепада (отрицательного) до . Таким образом, вводится память фазы на четыре символьных перехода.
Реализация данного метода производится при помощи занесения в память частичной фазовой траектории на один переход в виде координат (кодов) вращения вектора по единичной окружности комплексной плоскости (Фиг.7), описывающего фазовую траекторию сигнала, причем в одну область памяти заносят коды мнимой оси координат, а в другую действительной. Формируют импульсы перепадов по перепадам сигнала (отрицательным и положительным) при помощи тактовых импульсов. По тактовым импульсам с возвращением в ноль после достижения максимального значения и с разрешением счета в виде импульсов перепадов формируют значения от 0 до N-1 счетчиком отсчетов, где N - количество отсчетов фазовой функции, приходящиеся на один перепад сигнала, считают каждые нулевые значения счетчика отсчета двухразрядным счетчиком перепадов. Для формирования составляющих комплексного сигнала осуществляют чтение из памяти кодов по значениям счетчика отсчетов, меняя эти коды местами и инвертируя в зависимости от номера перепада, тем самым задавая направление движения фазы.
Закон аппроксимации спада и нарастания фазы описывается x(n), где x(n) представляет собой отсчеты любой функции. В том числе, можно использовать функции оконных фильтров, таких как Хеннинга, Хемминга, Блекмана или другого, быстро уменьшающего энергию боковых лепестков спектра сигнала; отсчеты гауссовской интегральной функции распределения [1] (на Фиг.3 показаны спад и нарастание фазы, аппроксимированной линейной функцией). Если изменение фазы модулирующего сигнала приходится на половину символьного интервала, сигнал, полученный предлагаемым способом, можно детектировать как BPSK-модулированный сигнал. Если изменение фазы сигнала приходится на весь символьный интервал, рекомендуется использовать такие методы приема, как обнаружение Витерби (алгоритм Витерби), это позволит учесть форму импульсов на приемной стороне для улучшения достоверности [2].
Информация может быть подвергнута дополнительной обработке: наложению псевдослучайной последовательности, помехоустойчивому кодированию, перемежению, М-му кодированию.
В системах радиосвязи для предотвращения перегрузки аппаратуры, подавления паразитных излучений и помех по паразитным каналам, а также для обеспечения эффективного использования спектра отведенных частот обычно используются фильтры либо специальная цифровая модуляция.
Типичные явления, возникающие в фильтрах - пульсация амплитуды сигнала (паразитная амплитудная модуляция), изменение фазо-частотной характеристики и группового времени задержки, а также межсимвольная интерференция. После фильтра ставится усилитель, который чаще всего является нелинейным, что приводит к нежелательным нелинейным эффектам, связанным с усилением помимо главного лепестка спектра сигнала и всех внеполосных составляющих. Чтобы скорректировать характеристики фильтров и трактов (например АЧХ и ФЧХ), необходимо дополнительно включать в схему трансверсальные корректоры [3].
Реализация цифровых фильтров бортовой аппаратуры требует некоторых аппаратных затрат. Цифровой фильтр допустимого порядка, состоящий из множества перемножителей, приводит к увеличению потребляемой мощности микросхемой ПЛИС.
Приблизиться к допустимому уровню внеполосных излучений (см. Фиг.5 - спектр сигнала, не допустимый по уровню внеполосных излучений, Фиг.6 - допустимый) позволяет эффективный алгоритм изменения фазы модулирующего сигнала. Особое формирование модулирующего сигнала стандартной модуляции (в нашем случае BPSK) с памятью кодов фазовой траектории делает возможным компенсацию набега фазы без внесения амплитудной модуляции с улучшением спектральной характеристики, чего нельзя добиться фильтрацией и другими способами модуляции.
Изобретение иллюстрируется чертежами.
На Фиг.1 приведена функциональная схема устройства, реализующего заявленный способ.
На Фиг.2а, б, в приведены формы группового сигнала (цифровых символов с выхода источника 1 цифровых символов), составляющих комплексного модулирующего сигнала (с выхода блоков 15, 16 сглаживания) соответственно.
На Фиг.3 приведено изменение фазы формируемого сигнала в пределах половины символьных интервалов в зависимости от цифровых символов, где спад и нарастание фазы аппроксимируются линейной функцией.
На Фиг.4а, б, в приведены квадратурная составляющая сигнала на выходе блока сглаживания, 12-ти разрядные шины составляющих комплексного сигнала, подаваемые на входы ЦДЛ 14 в шестнадцатеричной системе счисления в прямом коде.
На Фиг.5 приведена спектральная характеристика широкополосного группового сигнала на входе функциональной схемы заявленного способа.
На Фиг.6 приведена спектральная характеристика широкополосного сигнала на выходе функциональной схемы заявленного способа.
На Фиг.7 приведены координаты вращения вектора (сигнала) по половине единичной окружности комплексной плоскости, которые заносятся в память.
Устройство, реализующее заявленный способ, состоит из (Фиг.1) источника 1 цифровых символов, источника 2 тактовых импульсов, выделителя 3 положительных перепадов, выделителя 4 отрицательных перепадов, блока 5 логического суммирования ИЛИ (or), счетчика 6 отсчетов и счетчика 7 перепадов, блока 8 извлечения кодов, памяти 9, мультиплексоров 10, 11 (mux) и блоков 12, 13 логического исключающего ИЛИ (xor), ЦАП 14, блоков 15, 16 сглаживания, источника 17 несущего колебания, блоков 18, 19 смешивания, сумматора 20 и блока 21 передачи.
Устройство для осуществления заявленного способа работает следующим образом.
Как было показано выше, устройство, реализующее заявленный способ, содержит (Фиг.1) источник 1 цифровых символов, выход которого соединен с первым входом выделителя 3 положительных перепадов и с первым входом выделителя 4 отрицательных перепадов, источник 2 тактовых импульсов, выход которого соединен со вторым входом выделителя 3 положительных перепадов, со вторым входом выделителя 4 отрицательных перепадов и с первым входом счетчика 6 отсчетов, при этом выход выделителя 3 положительных перепадов соединен с первым входом блока 5 or, выход выделителя 4 отрицательных перепадов соединен со вторым входом блока 5 or, выход которого соединен со вторым входом счетчика 6 отсчетов, выход которого соединен с первым входом счетчика 7 перепадов и с первым входом блока 8 извлечения кодов, выход памяти 9 соединен со вторым входом блока 8 извлечения кодов, первый выход которого соединен с первыми входами mux 10, 11, второй выход соединен со вторыми входами mux 10, 11, третьи входы которых соединены с первым выходом счетчика 6 перепадов, второй выход которого соединен с первыми входами xor 12, 13, выход mux 10 соединен со вторым входом xor 12, выход mux 11 соединен со вторым входом xor 13, выход которого соединен с первым входом ЦАП 14, выход 12 xor соединен со вторым входом ЦАП 14, первый выход которого соединен с входом блока сглаживания 15, выход которого соединен с первым входом блока 18 смешивания, второй выход ЦАП 14 соединен с входом блока сглаживания 16, выход которого соединен с первым входом блока 19 смешивания, выход источника 17 несущего колебания соединен со вторыми входами блоков 18, 19 смешивания, выходы которых соединены с первым и вторым входами сумматора 20, последовательно соединенного с блоком 21 передачи и антенной.
Перед началом работы в память 9 устройства, реализующего заявленный способ, заносят координаты вращения вектора в пределах половины единичной окружности комплексной плоскости (Фиг.7), описывающего фазовую траекторию сигнала (Фиг.3), в виде кодов частичной фазовой траектории на один перепад сигнала, например 12-разрядные значения половины периода синуса в одну область памяти
и значения половины периода косинуса в другую область памяти
ТИ
СИГН
N
в прямом коде для десятичной системы счисления. Количество значений в каждой области памяти соответствует количеству отсчетов фазовой функции, приходящихся на один перепад сигнала  (когда фаза меняется в пределах половины символьного интервала), где f - частота тактовых импульсов, f - частота сигнала, ,  (когда фаза меняется в пределах символьного интервала), x(n) - отсчеты функции фазы, приходящиеся на один перепад сигнала, например
для линейной функции фазы (функции Бартлетта) (Фиг.3)
0
1
2
3
при а=0,35875, a=0,48829, a=0,14128, a=0,01168, 0≤n≤N-1
для функции Блекмана-Харриса,
где n - отсчеты времени, принимающие значения 0, 1, …, N.
ТИ
По переднему перепаду сигнала источника 1 цифровых символов при помощи тактовых импульсов, выдаваемых источником 2 тактовых импульсов, частоты f, формируются импульсы длительности  положительных перепадов в выделителе 3 положительных перепадов, по заднему перепаду сигнала от источника 1 цифровых символов при помощи тактовых импульсов источника 2 тактовых импульсов формируются импульсы длительности  отрицательных перепадов в выделителе 4 отрицательных перепадов. После логического суммирования элементом or 5 сигнал (импульсы перепада) по тактовым импульсам источника 2 тактовых импульсов запускает формирование значений счетчиком 6 отсчетов по mod(N), где N - количество отсчетов функции фазы, приходящихся на один перепад сигнала (счетчик 6 считает от 0 до N-1 по тактовым импульсам источника 2 тактовых импульсов и после достижения максимального значения N-1 сбрасывается в 0). Каждое значение счетчика 6 отсчетов, равное 0, считается счетчиком 7 перепадов по mod(4) для получения номера перепада (счетчик 7 принимает значения 00 - первый перепад, 01 - второй, 10 - третий, 11 - четвертый). Для формирования кодов одной составляющей комплексного сигнала блок 8 извлечения кодов по каждому значению счетчика 6 отсчетов осуществляет чтение из первой области памяти, для формирования кодов другой составляющей осуществляет чтение из второй области памяти по каждому значению счетчика 6 отсчетов, в зависимости от номера перепада полученные коды меняются местами (при "10" и "11") mux 10, 11 и инвертируются (при "01" и "11") элементами xor 12, 13 (например, для N=4 и  Фиг.4). Поэтому на mux 10, 11 заведен первый разряд счетчика 7 перепадов, а на xor 12, 13 нулевой разряд счетчика 7 перепадов. Тем самым задается направление движения фазы. Производят цифроаналоговое преобразование полной фазовой траектории сигнала (в нашем случае 12-разрядных сигналов) при помощи двухканального ЦАП 14, сглаживание сигналов блоками 15, 16, после чего квадратурные составляющие сигнала (например, вида Фиг.2б и в с линейным изменением фазы в пределах половины символьного интервала) подвергаются смешиванию блоками 18, 19 с несущим колебанием от источника 17 несущего колебания, что приводит к переносу сигнала на промежуточную частоту, суммируются сумматором 20 и передаются блоком 21 передачи в антенну.
Количество записанных кодов и алгоритм считывания из памяти могут отличаться от предложенного и могут быть выполнены другим способом.
Количество отсчетов фазовой функции, приходящихся на один перепад сигнала, может составлять .
В дополнительном коде уравнения (1), (2) примут вид: , , а центр окружности (Фиг.7) переместится в начало координат.
Список литературы
1. А.Оппенгейм, Р.Шафер. Цифровая обработка сигналов. Издание 2-е, исправленное. Техносфера, 2007. - 856 с.
2. Проксис Джон. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д.Кловского. - М.: Радио и связь, 2000. - 800 с: ил.
3. Дж.Спилкер. Цифровая спутниковая связь. Пер. с англ. / Под ред. В.В.Маркова. - М.: Связь, 1979. - 592 с., ил.