УСТРОЙСТВО РАДИОПРИЕМА ВЫСОКОСКОРОСТНОЙ ИНФОРМАЦИИ КОСМИЧЕСКОЙ РАДИОЛИНИИ

Полезная модель относится к радиотехнике и может быть использована в радиосистемах для оперативного доведения потребителю высокоскоростной информации по космической радиолинии.
Доставка информации предусматривает прохождение сигнала в средствах связи и передачи данных (ССПД) от КА до потребителя. Адресная, многоканальная система ССПД работает в сети информационных магистралей и оконечных устройств, содержит спутниковую, наземную ретрансляцию системы связи, магистраль оптоволоконной линии связи, составляющие основу стандарта MIL-STD-1553А на мультиплексные информационные магистрали бортовых систем сбора и распределения информации. Слабое место доставки информации возникает в радиолинии от КА до пункта приема ССПД, так как вероятность приема зависит не только от отношения сигнал - шум радиолинии, но и от эффекта Доплера, возникающего от движения КА.
Известно, что эффект Доплера затрудняет прием информации, образуются замирания и искажения сигнала в отдельных участках траектории полета, иллюстрации на фиг.1-7.
1
Из уровня техники известны схемы радиоприема цифровой информации в реальном времени, в которых выполняется вхождение в связь по несущей частоте и слежение за несущей частотой, синхронизация приема блоков и бит информации, фильтрация принимаемых сигналов, декодирование блоков информации посредством помехоустойчивого декодирования. Передачу информации по радиолинии обеспечивают радиосистемы, которые несут в радиосигнале сообщение s[λ, φ(t), t] с вектором непрерывных параметров λ и дискретным параметром φ(f). Сигнал передается в сумме с сигналом синхронизации s[λ, t], который в свою очередь используется для выделения дискретного параметра φ(t) из радиосигнала. При этом приемник синхросигналов синхронизируется на основе уравнений нелинейной фильтрации, а приемник, выделяющий дискретную составляющую, строится в соответствии и с теорией оптимальных решений [1, стр.100]. Для борьбы с помехами применяют приемники сложных сигналов с малошумящими элементами высокой чувствительности, новые виды модуляции и способы фильтрации помех. Вероятность передачи увеличивают помехоустойчивым кодированием радиосигнала сообщения [2, 3]. Блок-схема приема содержит полосовой фильтр (ПФ), согласованный фильтр (СФ), балансный модулятор (БМ), демодулятор (ДМ), декодер блочный (ДК), получатель информации (ПИ).
П
г
г
c
i
Помимо схем приема сигнала s[λ, φ(t), t] с помехоустойчивым декодированием в реальном времени, имеются схемы, которые записывают сигнал до преобразования в цифровую форму, находят и устраняют в ней искажения (до выделения из сигнала принимаемых символов и декодирования информации), позволяющие увеличить вероятность приема информации. Например, схема фиг.8 [6], содержащая прием сигнала s[λ, φ(t), t] устройствами ПФ, СФ, БМ, ДК, ПИ выполняет запись фазового сигнала в блок памяти (ПАМ) 7, в случае определения статусной информации ДК. Прерывателем приема блока сигнала (ППБС) 8, при статусной информации ДК, включается работа устройства компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС) 9, которое определяет и компенсирует паразитное смещение постоянной составляющей сигнала от эффекта Доплера и шумовых помех. УК СФС, схема которого изображена на фиг.8, содержит вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС) 10, цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК) 11, решающий блок символьный (РБС) 12, второй ДК 13. УК СФС определяет и компенсирует, определяет начальное смещение φ и параметр Ω линейного закона изменения смещения во времени, получают оценку паразитного смещения фазового сигнала, используя фазовый метод измерения частоты [4, стр.428] по отсчетам фазового сигнала e (t). ЦУК компенсирует паразитное смещение сигнала. По символам блока, сформированным РБС, второй ДК выполняет помехоустойчивое декодирование и передачу информации ПИ.
Схема фиг.8 выбрана прототипом.
Эффект Доплера создает искажения сигнала, фиг.1-7, в отдельных участках траектории полета КА при передаче информации по каналу с заданной полосой W и отношением сигнал-шум.
Технический результат заявленной полезной модели заключается в уменьшении искажения и потери сигнала в схемах с помехоустойчивым кодированием в сеансе связи, в зависимости от эффекта Доплера.
Технический результат достигается тем, что устройство приема высокоскоростной информации космической радиолинии содержит:
П
П
3
-3
-1
-3
П
полосовой фильтр (ПФ) 1, согласованный фильтр приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ) 2, балансный модулятор (БМ) 3, первый демодулятор (ДМ) 4, первый декодер блочный (ДК) 5, получатель информации (ПИ) 6, блок памяти отсчетов сигнала получателя (ПАМ) 7, устройство компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС) 9, устройство компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС) 14, согласованный фильтр приема радиосигнала с одной боковой (СФДБ) 22, второй балансный модулятор (БМ) 23, второй демодулятор (ДМ) 24, второй декодер блочный (ДК) 25, ПЭВМ блока управления (ПЭВМ) 26, интерфейс шины ПЭВМ (интерфейс) 27, программное обеспечение (ПО) 28, причем входом устройства является вход ПФ, выход которого подключен к соединенным последовательно СФОБ 2, БМ 3, ДМ 4, ДК 5, ПИ 6, второй выход ДМ 2 соединен с ПАМ, выход которого соединен с входом отсчетов фазового сигнала УК СФС 9- и УК ССС 14, выходы которых соединены со вторым входом ПИ, выход БМ соединен с первым входом образцового сигнала УК ССС 14, вход СФОБ соединен с входом СФДБ, выход которого подключен к входу соединенных последовательно, второму БМ, 23 второму ДМ 24, второму ДК 25, выход которого соединен с третьим входом ПИ 6, ПО подключено к ПЭВМ, которая соединена интерфейсом с первым ДК, вторым ДК, ПИ, УК СФС, УК ССС, ПАМ.
Признаки и сущность полезной модели поясняются в детальном описании, иллюстрируемом чертежами, где показано следующее:
на фиг.1. Замирание сигнала от эффекта Доплера;
на фиг.2. Искажения меандра;
на фиг.3. Прием несущей частоты;
на фиг.4. Сигнал модуляции меандром;
на фиг.5. Искажение меандра от сдвига фаз колебаний;
на фиг.6. Сигнал составляющих векторов;
на фиг.7. Сдвиг фаз составляющих;
на фиг.8. Схема прототипа, где обозначено:
1 - полосовой фильтр (ПФ);
2 - согласованный фильтр (СФ);
3 - балансный модулятор (БМ);
4 - демодулятор (ДМ);
5, 13, - первый и второй декодеры блочные (ДК);
6 - получатель информации (ПИ);
7 - блок памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя.
8 - прерыватель приема блока сигнала (ППБС);
9 - устройство компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС);
10 - вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС);
11 - цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК);
12 - решающий блок символьный (РБС);
на фиг.9. Схема заявленного устройства приема высокоскоростной информации космической радиолинии, где обозначено:
1 - полосовой фильтр (ПФ);
2 - согласованный фильтр приема радиосигнала с одной боковой (СФОБ);
3, 23 - первый и второй соответственно балансный модулятор (БМ);
4, 24 - первый и второй соответственно демодулятор (ДМ);
5, 25 - первый и второй соответственно декодер блочный (ДК);
6 - получатель информации (ПИ);
П
7 - блок памяти фазовых отсчетов сигнала получателя (ПАМ);
9 - устройство компенсации паразитного смещения фазового сигнала (УК СФС);
14 - устройство компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС);
22 - согласованный фильтр приема радиосигнала с двумя боковыми (СФДБ);
26 - ПЭВМ;
27 - интерфейс;
28 - программное обеспечение блока управления устройством и отображения его состояния (ПО);
на фиг.10. Схема УК СФС 9, где обозначено:
10 - вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС);
11 - цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК);
12 - решающий блок символьный (РБС);
13 - второй декодер блочный (ДК);
на фиг.11. Схема УК ССС 14, где обозначено:
15 - вычислитель искажений образцового сигнала (ВИС)
16 - блок компенсации искажений (БКИ),
17 - блок отсчетов исправленного фазового сигнала (БФС),
18 - первый решающий блок символьный (РБС),
19 - третий декодер блочный (ДК);
20 - блок памяти отсчетов образцового сигнала (ПАМос)
21 - третий демодулятор (ДМ);
на фиг.12. Спектральное представление модулирующей синусоиды;
на фиг.13. Векторное представление составляющих БПФ;
на фиг.14. Схема декодирования, образуемая набором кодеков;
на фиг.15. Векторное изображение образцового сигнала;
на фиг.16. Пример поиска конфигурации;
на фиг.17. Образование серии ошибок.
В тексте приняты обозначения:
ССПД - средства связи и передачи данных, содержащие системы связи космических систем: бортовые ретрансляторы сигналов и наземные станции связи, осуществляющие обмен соответствующими видами информации (цифровой, телефонной и др.) [5, стр.16];
«сообщение» - высокочастотный или низкочастотный сигнал приемного устройства во временной форме или спектральном виде, несущий информацию, передаваемую потребителю (ПО);
обр
1
«образцовый сигнал» - образцовый сигнал s[λ,t], высокочастотный или низкочастотный сигнал приемного устройства во временной форме или спектральном виде, используемый для определения расхождения составляющих спектра от эффекта Доплера, передается в радиолинии в сумме с радиосигналом сообщения s[λ,φ(t),t] и сигналом синхронизации s[λ,t];
фс
г
г
s[λ,t] - характеристики передаваемого сообщения - сигнала в блоке (начальное смещение φ и параметр Ω линейного закона изменения смещения во времени);
с
i
е(t) - отсчеты фазового сигнала в передаваемом блоке данных.
П
ОС
П
В структурной схеме устройства радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии, фиг.9, устройства, составляющие схему, выполняют вхождение в связь по несущей частоте, синхронизацию тактовой частоты приема бит, синхронизацию приема и прием сообщения в реальном масштабе времени. Блоки ПФ 1, СФДБ 22, БМ 23, ДМ 24, ДК 25 выполняют прием сигнала с двумя боковыми, информация от ДК 25 поступает ПИ 6. Блоки ПФ 1, СФОБ 2, вторые блоки БМ 3, ДМ 4, ДК 5 выполняют прием сигнала с одной боковой, информация от второго ДК 5 поступает ПИ 6. Согласованные фильтры приема радиосигнала СФОБ 2 и СФДБ 22 соответственно фильтруют радиосигнал с одной и двумя боковыми частотами. Первый и второй ДМ выполняют аналого-цифровое преобразование фазового сигнала. Прием БМ, ДМ, ДК строится традиционным способом с использованием оптимальных схем приема и высокоэффективных схемах помехоустойчивого кодирования. Статусная информация блока данных второго ДК, если ошибки обнаружены вторым декодером ДК 5 и не исправлены, поступает по интерфейсу в ПЭВМ, по команде которой отсчеты фазовых сигналов сообщения и образцового сигнала записывается при приеме информации соответственно в ПАМ и ПАМ. Отсчеты сигналов ПАМ передаются в УК СФС и УК ССС.
Примеры исполнения схем УК СФС и УК ССС.
-1
-2
-3
Схема УК СФС 9, фиг.10, содержит вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС) 10, цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК) 11, решающий блок символьный (РБС) 12, второй декодер блочный (ДК) 13; вход шины интерфейса УК СФС 9 подключен к входам управления ДК\, ВПС и ЦУК, выход ЦУК подключен к первому решающему блоку символьному (РБС), выход которого соединен с входом второго ДК, сигнальный выход которого является выходом УК СФС 9, выход ВПС подключен ко второму входу ЦУК, вход отсчетов фазового сигнала УК СФС 9, соединен со вторым входом ВПС и третьим сигнальным входом ЦУК.
ОС
-1
ОС
-2
-3
-3
-4
Схема УК ССС 14, фиг.11, содержит вычислитель искажений образцового сигнала (ВИС) 15, блок компенсации искажений (БКИ) 16, блок отсчетов исправленного фазового сигнала (БФС) 17, первый решающий блок символьный (РБС) 18, третий декодер блочный (ДК) 19, блок памяти отсчетов образцового сигнала (ПАМ) 20, третий демодулятор (ДМ) 21, вход образцового сигнала УК ССС 14 соединен с входом ДМ 21, выход которого соединен с ПАМ вход-выход которой соединен с ВИС, выход которой подключен ко второму входу БКИ, выход которого подключен к сигнальному входу БФС 17, выход которого соединен с РБС 18, выход которого подключен к ДК 19, выход кеоторого является выходом УК ССС 14, вход сигнала - сообщение УК ССС 14 соединен с третьим входом БКИ 16, выход БКИ соединен со вторым входом БФС, выход БФС соединен с входом второго РБС 18, УК ССС 14, вход шины интерфейса УК ССС 14 соединен с первым входом БКИ первым входом БФС
П
c
i
УК СФС по команде ПЭВМ, вычисляет параметры паразитного смещения уровня фазового сигнала, по данным ПАМ s[λ,φ(t),t] и компенсирует их в фазовых отсчетах сигнала e(t), по которым РБС определяет биты блока данных («0» или «1»). Безошибочно принятый блок информации помехоустойчивым декодированием передается ПИ 6. Статусная информация ДК блока УК СФС передается в ПЭВМ, откуда поступает команда «Включено» блоку УК ССС, который приступает к обработке сигнала. Пример работы УК СФС, содержащего ВПС, ЦУК, РБС, ДК описан в [5].
ОС
П
обр
УК ССС 14 по команде ПЭВМ 26, вычисляет паразитный сдвиг спектральных составляющих в быстром преобразовании Фурье (БПФ) принимаемого сигнала, компенсирует их в спектре и преобразованием во временную область получает отсчеты фазового сигнала блока данных. Для определения искажений используется образцовый сигнал. В вычислениях паразитных искажений используются данные ПАМ и ПАМ. По разнице спектральных составляющих, полученных БПФ, принятого s[λ,t] и излученного (неискаженного эффектом Доплера) образцового сигнала, определяют паразитные искажения фаз спектральных составляющих. В спектре сигнала s[λ,φ(t),t] компенсируют паразитные искажения фаз спектральных составляющих и обратным преобразованием БПФ получают вектор отсчетов сигнала временной области. Отсчеты исправленного сигнала поступают в решающее устройство, которое формирует последовательность бит блока данных (символы «0» и «1»). Декодер выполняет помехоустойчивое декодирование, принятый блок информации передается ПИ 6.
0
0
0
D
D
D
В устройствах ВИС 15, БКИ 16 и БФС 17 применено быстрое преобразование Фурье (БПФ) для компенсации искажений. БПФ в частотной области имеет сетку частот. Сетка N частот образуется частотами ω+ω(i), где ω=2π·f, ω(i)=i·Ω, i - номер частоты в сетке, i=0, 1, 2, …N-1. Шаг частот сетки Ω неизменен. Разность соседних частот одинакова, доплеровское смещение разности соседних частот одинаково, обозначим его Ω. При эффекте Доплера на частотной оси образуются сетка разностных частот i·Ω и сетка расхождений i·(Ω-Ω) при i=0, 1, 2…N-1.
Эффект Доплера констатирует линейность доплеровского сдвига частоты от составляющей скорости спутника или космического корабля, направленной в точке его расположения вдоль касательной к траектории волны, искривленной в случае неоднородности среды распространения.
a
a
a
a
Д
1
1
2
2
1
2
1
2
1
1D
2D
1D
2D
1D
Д
1D
Д
1
2D
Д
2
rО
2D
1D
2D
1D
2
1
Свойство линейности проявляется в изменении расстояния между частотами сетки и изменении каждой частоты сетки с коэффициентом  от эффекта Доплера. Возьмем две частоты сетки ƒ=k·Ω, ƒ=k·Ω, k, k - целые числа, разностная частота F=ƒ-ƒ, когда нет эффекта Доплера. Частоты при эффекте Доплера ƒ, ƒ, разностная частота F=ƒ-ƒ лежит на частотной оси, где коэффициент линейного изменения частоты от эффекта Доплера , эффект Доплера для точек частотной оси позволяет записать 2πƒ=2πƒ, 2πƒ=2πƒ, расхождение частот вращения Ω=2π(F-F)=2π(ƒ-ƒ-ƒ+ƒ) образует расхождение векторов колебаний.
1
2
1
2
1
1D
2D
1D
КП
2D
1D
2
1
S
В устройстве применен образцовый сигнал (ОС) с частотами из сетки частот. Гармонические частоты ОС назовем «подстраиваемая» f и «контрольная» f. ОС передается по радиолинии, выделяется из входного сигнала с выхода БМ 3, вторым ДМ 13 заносится в блок памяти ПАМ отсчетов образцового сигнала 14. Частоты ОС не выходят за границы спектра информационного сигнала. Разностная частота F=ƒ-ƒ, когда нет эффекта Доплера. Разностная частота F=ƒ-ƒ при эффекте Доплера. Расхождение Ω=2π(ƒ-ƒ-ƒ+ƒ). Расхождение дает паразитный фазовый сдвиг частот, порождающий искажение сигнала, зависящее от времени t.
0
1
Образцовый сигнал с выхода БМ 3 переносится амплитудным фазовым вторым ДМ 13 в область низких частот. Примером схемы преобразований может служить базовая схема [7, стр.241], которая относится к разряду классических схем. В устройстве частота гетеродина взята сумме частот ω+2πf. В области нулевых частот достигается совмещение частоты и фазы «подстраиваемой» частоты с гетеродином системой автоподстройки, образуется сигнал разности частот ОС.
S
1
1D
1
1D
Первое преобразование вторым ДМ 13 берется для свободного пространства при отсутствии доплеровского смещения, когда задержки приема нет, t≈0, образуется колебание частоты F. Второе преобразование выполняются в сеансе связи, где от эффекта Доплера, образуется колебание частоты F. Цифровые отсчеты фаз колебания частот F и F блока ОС сохраняются в ПАМ отчетов образцового сигнала 14.
S
Оператор вычисления искажений образцового сигнала в ВИС 15 определяет паразитные фазовые сдвиги спектральных составляющих ОС за время от излучения до приема t.
1
1D
ВИС 15 переводит быстрым преобразованием Фурье (БПФ) в частотную область колебания частот F и F, по которым определяется расхождение контрольной частоты.
i
i
i
i
i
i
i
i
n
Операторы преобразований БПФ известны, например [6]: cfft(Y), icfft(F), векторы преобразований Y, F. F:=cƒƒt(Y) по аргументам xi:=i·Δ, i:=0…N-1, . Вектор Y образуют: модули M:=|Y| и фазы Ф:=arg(Y). Модули - значения отсчетов амплитуд в блоке данных фазового детектора, фазы - отсчеты фаз фазового детектора в блоке данных. Принимаются к обработке векторы отсчетов с числом элементов N=2, недостающие элементы дополняются нулями, отсчеты через равные промежутки. В результате прямого преобразования, из вектора Y получается вектор Фурье спектра F. Составляющие вектора F: фазы ФF:=arg(F) и модули MF:=|F|. Обратное преобразование БПФ выполняет оператор Y:=icƒƒt(F), F - вектор Фурье спектра. В частотной области разложение по частотам , где i:=0…N-1. Числа комплексной формы:
- Y:=19,785j+0.1;
- Im(Y)=19.785;
- Re(Y)=0.1;
- |Z|=23;
- arg(Z)=0.1;
- J - комплексная единица.
П
iD
S
S
П
C
K
C
K
C
MPA
MP
MP
MPA
MP
MPA
S
Расхождение фазы контрольной частоты φ={Ω·t) за время t, в спектральном разложении радианной меры находим по выражению φ=n·2π+φ, где n - число целых колебаний (2π), φ - фаза расхождения частоты во время сеанса. Расхождение n=N-N, N - номер максимума модуля в спектре излученного сигнала (записанный в ПАМ отчетов образцового сигнала 14), N - номер максимума модуля в сеансе. По модулям и фазам спектрального разложения N и N в трех вариантах «а», «б», «в» на фиг.12 [8, стр.182] определяется полное расхождение фаз за время t контрольной частоты.
Вариант «А» фиг.13 показан модуль результирующего вектора и его фаза составляющих фиг.12. Вариант «Б», спектр разложения БПФ, показаны векторы спектральных составляющих. Число составляющих спектрального разложения быстрым преобразованием Фурье i:=0…N-1. Результирующий вектор представляется суммой N-1 векторов частотного разложения, на рисунках фиг.12 изображены модули векторов разложения. Для определения фазы результирующего вектора будем суммировать часть составляющих векторов, достаточно полно отражающих длину результирующего вектора, например, брать сумму чисел «комплексной формы», образующих экстремум.
i
i
MPA
K
i
i
Вариант «а» - период колебания содержит целое число периодов колебаний спектрального разложения, т.е. частота колебания совпадает с частотой сетки i частотного разложения БПФ, модуль MF:=|F| максимален, берется N=i, фаза φ=ФF:=arg(F), модули остальных составляющих равны нулю.
i
i
MPA
i
i
K
Вариант «б» - частота колебания отличается от частот сетки мене, чем 0,5 шага, например на 0,25 шага, модуль MF:=|F| максимален, берется N=i, Образуются модули соседних составляющих, убывающие по дальности расположения, фазы составляющих ФF:=arg(F). Определение фазы φ делается по сумме группы составляющих «контрольной» частоты, образующих экстремум, числами «комплексной формы».
i
i
i
MPA
K
Вариант «в» - частота колебания отличается от частот сетки на 0,5 шага. Модуль MF:=0. Образуются равные модули соседних составляющих, остальные модули убывают по дальности расположения, фазы составляющих, ФF:=arg(F). Результирующий вектор на грани перескока, либо влево либо вправо на 0,5 шага, считаем, что он не перескочил, остался в середине N=i, где максимум модуля равен нулю. Определение фазы φ делается по сумме группы составляющих «контрольной» частоты, образующих экстремум, числами «комплексной формы». На фиг.12 видно, что в преобразовании можно взять порядка пяти составляющих.
S
ПК
C
K
Полное расхождение фаз контрольной частоты за время t равно φ=n·2π+φ.
ПК
S
ПК
Запишем расхождение частоты, вызывающее расхождение фазы Δφ за время Δt в виде частоты . При Δφ=φ, Δt=t получим . Подставляя φ, определим расхождение на шаг сетки .
iD
r
Сетка расхождений частот Ω=i·Ω, i:=0…N-1
Пi
S
iD
Полное расхождение фаз φ (паразитные смещения) за время t спектральных составляющих Ω определим с использованием формулы для сетки расхождений частот
, i:=0…N-1
Пi
i
i
i
i
i
Fi
i
Fi
i
Fi
БКИ 16 использует вектор φ паразитного смещения фаз блока ВИС 15, переводит, командой ППБС 7, оператором F:=cƒƒt(Y) вектор Y с составляющими: фазы Ф:=arg(Y), модули М:=|Y|, i:=0…N-1. Фазы - отсчеты фазового сигнала ПАМ отчетов сигнала получателя 12. Модули отсчетов полагаем единице, M=1. Получаем вектор F с составляющими: фазы Ф:=arg(F) и модули М:=|F|, i:=0…N-1. Фазы Ф содержат искажения.
Fi
S
Пi
От эффекта Доплера в момент приема меняется только частота, модули сигналов от относительной скорости движения приемника и передатчика не изменяются, поэтому модули векторов M частотного разложения при эффекте Доплера считаем неизменными. Изменения частоты за время t учитываем полным расхождением фаз φ составляющих частот разложения.
Компенсацию искажений выполняем изменением фаз составляющих частотного разложения. Оператор компенсации искажений:
i
2π
i
Пi
Ф:=mod(arg(Y)-φ) для i:=0…N-1
Fi
Fi
Выходом блока БКИ 16 является вектор фаз Ф и вектор модулей M i:=0…N-1.
i
Fi
Блок отсчетов исправленного фазового сигнала (БФС) 17 использует векторы Ф, M, i:=0…N-1, полученные в БКИ 16 по второму входу, преобразует сигнал частотной области во временную область оператором обратного преобразования Y:=icƒƒt(F), где:
вектор F - вектор данных Фурье спектра с составляющими;
i
Ф - вектора фаз;
Fi
M - вектор модулей.
i
i
Выходом БФС 17 является вектор отсчетов фаз Ф:=arg(Y), i:=0…N-1.
В операторах преобразования сигналов приемного устройства число отсчетов N не меняется, нормировка базисной системы не нарушается, что соответствует требованиям преобразований в БПФ [9, стр.224].
В блоке ПО 28 хранятся схемы электрические на ПЛИС, ОЗУ, ПЗУ, микропроцессорах, выполненные в виде загрузочных модулей под сигналы КА с априорно известной структурой.
Блок управления устройством и отображения его состояния ПЭВМ 26, выполняет выбор загрузочного модуля из программного обеспечения (ПО) 28 и включает конфигурации приема в сеансе связи.
Известно использование конфигураций для приема сменных вида информационного потока, вида кодирования, формата данных в подсистеме SE985. Подсистема SE985 фирмы Satellite Services B.V. (Нидерланды) - одноплатный вариант, реализует несколько функций, в том числе варианты передачи, кодирования (ТМ/ТС), работающих параллельно в реальном масштабе времени, с одновременной обработкой нескольких информационных потоков запрос/ответ, работающих с различными скоростями. Скоростные приложения до 150 Мбит/с, удовлетворяют индустриальным стандартам. Каждая секция схемы кодирования может быть выборочно включена или отключена, управляющая аппаратура обеспечивает передачу команд на КА перехода формы NRZ в форму Biφ в радиоканале.
Многоканальное приемно-демодулирующее устройство фазоманипулированных сигналов [10] использует форматы приема данных, изменяемый состав кодеков фиг.14 в конфигурациях приема данных. Если установленная конфигурация схемы не дает приема, то командой выполняется смена конфигурации. Образование конфигураций выполняется управляющей ПЭВМ с интерфейсом. Многоканальное устройство использует в каналах сигналы одной боковой полосы частот. Декодируется входной сигнал, отфильтрованный фильтром для защиты от зеркального и побочных каналов приема, в цифровом виде.
Повышение вероятности передачи сообщения достигают сигналами расширения спектра (сложными сигналами), кодированием, т.е. модуляцией кодовой последовательностью измельчения серий (КПИС) потока передаваемых бит.
Применено кодирование двух видов, внутрисистемное и помехоустойчивое для увеличения вероятности приема информации [3]. Внутрисистемное кодирование решает задачу сжатия информации, т.е. устранения естественной избыточности информации с целью замены неуправляемой избыточности на управляемую, повышающую надежность передачи информации. Внутрисистемное кодирование способом алфавитного кодирования использовано в выборе форматов данных NRZ; кода «Старт»; кода синхронизации для адаптивного синхронизатора блока (Фрейма); маркера времени и пр. Помехоустойчивое кодирование сигналов использовано к сигналам радиолинии, как равномерное кодирования с «обнаружением» и «обнаружением и исправлением» ошибок от воздействия шумовых помех [3, стр.81, 92].
Кодирование с расширением спектра дает высокие результаты исправления ошибок помехоустойчивым декодированием. Формула K. Шеннона устанавливает зависимость между возможностью безошибочной передачи информации по каналу с заданной полосой W от отношения сигнал-шум. По этой формуле в помехоустойчивом кодировании используют применение сигналов с расширенным спектром и расширение полосы частот передачи сигнала [1, стр.18]. Практически в таких системах связи полоса частот расширяется в 2-6 раз за счет применения помехоустойчивых кодов с кодовой скоростью R=1/2÷1/6. Разработка схем помехоустойчивого кодирования в каналах управления и связи [5, стр.233] в последние годы позволила создать коды, реализация которых приблизила пропускную способность канала связи к теоретическому пределу Шеннона.
0
B
0
H
Расширение спектра не всегда дает хороший результат. Анализ возникновения ошибок от эффекта Доплера, когда возникают замирания и искажения сигнала показывает, что они обязаны расширению спектра сигнала. Картины замирания и искажения построены ЭВМ в системе Delphi 3 Standart на фиг.1, фиг.2. В построении векторных диаграмм сигналов фиг.3 - фиг.7. использованы комплексные сигналы. Замирание с составляющими колебаний верхней боковой полосы частот ω+Ω=f и нижней боковой полосы частот ω-Ω=f поясняется векторной диаграммой фиг.6, фиг.7. Замирание образуется от расхождения боковых частот и сдвига фаз в результате эффекта Доплера. Векторные диаграммы, фиг.4, фиг.5. показывают расхождение, вызывающее изменение формы сигнала. Сильные искажения возникают от расхождения и паразитного фазового сдвига частот порядка π, образуют зону искажений. Искажение носит детерминированный характер, величина искажений зависит от дальности приема S, или времени распространения сигнала до приема.
2
1
r
и
и
2
1
и
д
2
1
д
r
д
r
r
r
2π
r
r
D
r
Пример расхождение двух когерентных частот гармонических колебаний с соотношением частот f=kf [12, стр.185], образуют расхождение ƒ=Δf-Δf, разностной частоты Δf и Δf, где Δf=f-f - разностная частота в свободном пространстве до прохождения ионосферы, Δf - разностная частота после прохождения ионосферы. Расхождение возникает и от эффекта Доплера. Разностные частоты Δf и Δf, где разность Δf=f-f, когда нет эффекта Доплера; Δf, был эффект Доплера, образуют расхождение ƒ=Δf-Δf. Расхождение ƒ образует сдвиг фаз колебаний φ, за время t распространения сигнала до приема, φ=mod|2π·ƒ·t|, Значения φ могут быть разные, в том числе ноль и π, с периодом круговой частоты расхождения Ω=2π·ƒ.
0
H
0
B
0
H
B
B
H
0Д
6
6
6
6
6
6
3
6
3
Расхождение частот и изменение формы сигнала можно видеть при модуляции несущей частоты меандром, случай излучения колебания в одной боковой полосе частот, искажения фиг.2 «в», ω+Ω=2π·ƒ, ω+kΩ=2π·ƒ, k=3. При приеме сигнала в отсутствии доплеровских смещений, форма принятого сигнала показана на фиг.2 «а». Размерность значений частот Гц. Несущая частота f=11000×10, составляющие ƒ=11000×10+5×10, ƒ=11000×10+15×10, разностная частота Δf=ƒ-ƒ=10*10. Доплеровское смещение несущей частоты 50×10, ƒ=11000×10+50×10
НД
6
3
6
ƒ=11000×10+50×10+5×10+22,72
ВД
6
3
6
ƒ=11000×10+50×10+15×10+68,18
д
ВД
НД
6
Разностная частота Δf=ƒ-ƒ=10×10+45,46
r
д
Расхождение f=Δf-Δf=45,46.
r
S
Расхождение когерентно излученных частот приводит к образованию сдвига фазы φ=π, получаем t=11 мс. За 11 мс волна проходит путь 3,3 тыс.км. Фаза колебаний рисунка «б» фиг.5 изменилась относительно «б» фиг.4. Расхождение составляющих частот меандра на дальности приема 3,3 тыс.км иллюстрируется фиг.5 «б», искажение на фиг.5 «в», фиг.2 «гв».
0
B
0
H
Зеркальные частоты. Изменение величины сигнала (замирание) от доплеровского смещения частот, при приеме радиосигнала с составляющими колебаний верхней боковой полосы частот ω+Ω=f и нижней боковой полосы частот ω-Ω=f.
0
6
Несущая частота ƒ=11000×10
6
Модулирующая частота Ω=15×10
H
В
6
6
6
6
Боковые частоты ƒ=1l000×10-15×10, ƒ=11000×10+15×10.
B
H
6
Разностная частота составляющих частот Δf равна Δf=f-f=30×10.
3
Эффект Доплера. Доплеровское смещение несущей частоты 50×10.
Частоты от эффекта Доплера:
0Д
6
3
ƒ=11000×10+50×10
НД
6
3
6
ƒ=11000×10+50×10-15×10-68,18
ВД
6
3
6
ƒ=11000×10+50×10+15×10+68,18
д
ВД
НД
6
Разностная частота Δf=ƒ-ƒ=30×10+136,36
r
д
Расхождение частот f=Δf-Δf=136,36.
r
r
S
r
2π
r
S
S
S
Расхождение частот f приводит к образованию сдвига фаз φ в плоскости Pl(t=0+t) от времени φ=mod[2πƒt]. Определяем t, при сдвиге фаз π, получаем t=3,7 мс. За 3,7 мс волна проходит путь 1,1 тыс. км. При сдвиге фаз на π амплитуда сигнала уменьшилась и стала равной нулю, фиг.7, возникло замирание сигнала. На фиг.6 изображен сигнал демодулятора, когда сдвига фаз частотных составляющих сигнала меандра не было. Замирание сигнала - паразитное уменьшение амплитуды до нуля в момент приема иллюстрируется на фиг.1 «г», где смещение частоты при моделировании учитывалось коэффициентом Δω/ω=0.015.
D
r
Изложенное с иллюстрациями фиг.4 - фиг.7 показывает, что составляющие сигнала получают расхождение от эффекта Доплера, приводящее к замиранию и искажению сигнала. Эффект Доплера в векторных диаграммах создает круговую частоту Ω вращения вектора с периодом  и начальной фазой колебания, равной нулю φ=0 в момент излучения t=0. Вращение вектора иллюстрируется векторной диаграммой фиг.15, построенной для примера демодуляции образцового сигнала.
В технике известно применение сигнала с одной верхней боковой полосой частот или нижней боковой полосой частот спектра в аппаратуре радиорелейной линии с частотным разделением каналов для передачи большого числа каналов в заданной полосе частот [13, стр.14]. Схема содержит полосовой фильтр, следующим за модулятором, который пропускает одну из двух боковых частот.
Положительные результаты от применения КПИС достигаются при приеме, когда совпадают модулирующий сигнал КПИС с сигналом КПИС, используемым при демодуляции. Недостаток от применения КПИС обнаруживается, когда к искажениям от помех шума добавляются помехи КПИС, в радиолинии добавляются искажения КПИС от эффекта Доплера, а при демодуляции снимаются неискаженные сигналы КПИС, разностный сигнал создает помеху.
Применение рандомизации дает приближение средней принимаемых бит к нулю для применения обработки сигнала с известным нулевым уровнем [4, стр.197]. Измельчение длинных серий увеличивает число высокочастотных составляющих спектра и увеличивает искажения сигнала от эффекта Доплера. Уменьшить влияние эффекта Доплера можно, исключив рандомизацию, выполняя передачу в приемное устройство среднего уровня излученного сигнала. В этом случае можно использовать компенсацию паразитного смещения, пример схемы [5], где используется отклонение среднего значения по отсчетам фазового сигнала. Оценкой математическое ожидания (параметра) используют среднее значение, когда имеются лишь значения n наблюдений [11, стр.53],
,
i
где x(i=1, 2, …, n) - значения n результатов наблюдений.
В радиолинии, при эффекте Доплера, на разных дальностях образуются зоны: замирания сигнала, зоны искажения спектра сигнала и зоны, где влияние эффекта Доплера не проявляется. Зоны замирания сигнала и зоны искажения спектра сигнала выявляются декодером, когда образуется статусная информация. Если в приемнике имеется возможность принимать сигнал по нескольким конфигурациям, то конфигурация приема оказывается та, в которой декодер передал ПИ принятый сигнал (статусная информация не обнаружена).
В устройстве введены конфигурации:
- ПФ, СФДБ, БМ, ДМ, ДК, ПИ в реальном времени в полосе частот приема двух боковых;
- ПФ, СФОБ, БМ, ДМ, ДК, ПИ в реальном времени в полосе частот с одной боковой;
- ПФ, СФОБ, БМ, ПАМП, УК СФС, ПИ по принятому в полосе частот с одной боковой и записанному в память фазовому сигналу;
- ПФ, СФОБ, БМ, ПАМП, УК ССС, ПИ по принятому в полосе частот с одной боковой и записанному в память фазовому сигналу.
Пример смены конфигураций в заявленном устройстве при приеме, от дальности приема D, показан на фиг.16.
1
2
3
4
5
1
2
3
4
С
Ш
1
2
3
4
Первая конфигурация «а» - прием в реальном времени, радиосигнал с двумя боковыми. Отмечены зоны 0-D, D-D, D-D незначительного замирания, где искажений сигнала от КПИС не наблюдается, и зоны D,-D, D,-D - зоны замирания сигнала, где отношение Р/Р уменьшается и достигает пороговое значение вследствие уменьшения мощности принимаемого сигнала, выявляются декодером по сигналу статусной информации. Реконфигурация приема по статусной информации декодера на дальности D-D, D-D.
1
2
3
1
2
1
2
Вторая конфигурация «б» - прием в реальном времени, радиосигнал с одной боковой. Искажения от эффекта Доплера не наблюдается на дальности до D, от D до D. Выявляются искажения по статусной информации декодера на дальности D-D. Реконфигурация приема по статусной информации декодера на дальности от D до D.
г
1
2
3
1
2
1
2
Третья конфигурация «в» - компенсации паразитного смещения фазового сигнала φ, обработка фазового сигнала из блока памяти ПАМ, радиосигнал с одной боковой. Искажения от эффекта Доплера не наблюдается на дальности до D, от D до D. Выявляются искажения по статусной информации декодера на дальности D-D. Реконфигурация приема по статусной информации декодера на дальности от D до D.
Четвертая конфигурация «г» - компенсация паразитных сдвигов спектральных составляющих от эффекта Доплера в фазовом сигнале блока памяти ПАМ, радиосигнал с одной боковой. Изображена реализация приема, когда на дальности приема в пределах расчетной дальности, при декодировании блока данных, ошибок в информации обнаружено не было или все ошибки были исправлены.
Расширение спектра, при эффекте Доплера, может давать замирание и искажение фазового сигнала, от чего возникают одиночные и серии ошибок. На фиг.17 изображено образование серии ошибок в сигнале от паразитного сдвига частотных составляющих сигнала, содержащем серии «1» и серии «0» в результате эффекта Доплера. Строка «а» пронумерованы 16 разрядов блока принимаемого числа. Строка «б» значения разрядов, двоичная система счисления. Передаваемый сигнал меандра - «в». Передаваемый сигнал меандра, состоящий из двух частотных составляющих, первая и третья гармоники - «г» и его передаваемые разряды - «д». При приеме получен искаженный сигнал, в результате расхождения гармоник от эффекта Доплера - кривая «е», от паразитного сдвига третьей гармоники на π. РБС определило принятые разряды - строка «ж». Содержание разрядов определено по среднему значению амплитуды фазового сигнала, равному π/2. Решающее правило определения кода побитного приема сигнала (между метками сигнала тактовой синхронизации среднее значение амплитуды -U; решающее правило ifU≥π/2, then «1»; ifU<π/2, then «0»). В строке «з» изображены две серии возникших ошибок.
ОС
П
Устройство компенсации паразитного сдвига спектральных составляющих (УК ССС), содержащее ДМ, ПАМ, ВИС, БКИ, БФС, РСБ, ДК, в случае статусной информации второго ДК 13, определяет и компенсирует паразитные сдвиги спектральных составляющих от эффекта Доплера. После появления статусной информации ДК 13, блоки ВИС и БКИ переводят в частотную область образцовые сигналы и сигнал ПАМ быстрым преобразованием Фурье, вычисляют и компенсируют паразитный сдвиг спектральных составляющих сигнала s[λ, φ(t), t]. БФС преобразует спектр во временную область и получает отсчеты фазового сигнала блока данных. Второй решающий блок символьный РБС 17 формирует последовательность бит блока данных (символы «0» и «1»). Третий ДК 19 выполняет помехоустойчивое декодирование, принятый блок информации передается ПИ.
Статусная информация ДК 11 передается на второй вход ППБС, со второго выхода которого поступает команда «Включено» блоку компенсации искажений (БКИ) 16 и блоку отсчетов исправленного фазового сигнала (БФС) 17, которые определяют искажения фазового сигнала по искажениям образцового сигнала и компенсируют их. Искажения образцового сигнала определяются ВИС 15. Отсчеты исправленного сигнала поступают в второе РСБ 18, которое формирует последовательность бит блока данных (символами «0» и «1»). Третий ДК 19 выполняет помехоустойчивое декодирование. Правильно принятый блок информации третьим ДК 19 передается ПИ 6.
Известны схемы, в которых прием обеспечивается изменением конфигурации приема, например схема приема SE985 и схема [10], конфигурации различаются форматами представления данных и помехоустойчивым кодированием.
Введенные конфигурации приема информации от ПФ к ПИ обеспечивают прием сигнала при искажениях от шумовых помех и искажений от эффекта Доплера. Подобное решение в литературе не описано, поэтому оно соответствует критерию новизны и изобретательского уровня.
Из уровня техники известны структуры сигналов и форматы передачи данных, рекомендованные национальным космическим агентством Международным Консультативным Комитетом по космическим системам передачи (CCSDS). В приемо-передающих устройствах могут использоваться: шесть форматов представления данных, первые три формата - варианты NRZ, остальные Bi φ; декодеры несистематических сверточных кодов по алгоритму Витерби, систематических сверточных кодов, декодер решетчатых кодов (Trellis декодер), декодер турбокодов, турбодекодер, декодер кодов Рида-Соломона, универсальный самосинхронизирующийся дескремблер, деперемежитель и др.
Выгодно иметь минимально возможное расширение спектра сигнала, обеспечивающее максимальное удаление от источника излучения зон замирания и искажения, возникающих от эффекта Доплера. Создаются кодеки минимального расширения полосы частот с высоким результатом исправления ошибок, реализованы и созданы кодеки [5, стр.233], в том числе:
-3
-5
в 1991 получена реализация сверточно-блокового кода (384, 288), позволившая уменьшить вероятность ошибки на бит с 10 до 10, что использовалось для обмена между центром управления (ЦУП) и космической станцией (МКС);
-4
-6
реализация нелинейного кода Нордстрома-Робинсона с декодером байтового кода (6, 4) для радиолокационного картографирования поверхности Венеры КА «Венера-15» и «Венера-16 в 1983 году» разработаны и реализованы в Евпаторийском центре комплексом «Квант-Д» с КА. Поток информации (100 кбит/с) записывался на магнитные регистраторы (МЗУ), ошибки исправлялись декодером байтового кода (6, 4), выигрыш по величине вероятности ошибки при использовании кодирования составляет более двух порядков (с вероятностью 1,5×10 без кодирования до 1,3×10 с кодированием).
Заявленное техническое решение позволяет уменьшить возможности искажения и потери сигнала в схемах с помехоустойчивым кодированием в сеансе связи, в зависимости от эффекта Доплера и от дальности приема, при побитной передаче числовой информации. Данный эффект схемы получен реконфигурацией приема сигнала с двумя боковыми, сигнала с одной боковой, с компенсации паразитного смещения фазового сигнала и компенсацией паразитных сдвигов спектральных составляющих от эффекта Доплера.
Предложенная схема увеличивает вероятность приема информации при доплеровских смещениях устранением причин возникновения ошибок компенсацией паразитных искажений фазового сигнала до декодирования.
Литература.
1. Тузов Г.И. и др. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. «Радио и связь», 1985.
2. И.М.Тепляков, Б.И.Рощин, А.И.Фомин, В.А.Вейцель. Радиосистемы передачи информации. Москва, «Радио и связь», 1982
3. Марков А.А. Введение в теорию кодирования. Москва, «Наука», 1982
4. Березин Л.В. и Вейцель В.А. Теория и проектирование радиосистем, М., «Советское радио», 1977
5. Е.П.Молотов. Наземные радиотехнические системы управления космическими аппаратами. Москва, ФИЗМАТЛИТ, 2004. Труды ФГУП «РНИИ КП».
6. Патент на изобретение №2371845. Радиоприемник цифровой информации, 2009
7. Колчинский В.Е. и др. Автономные доплеровские устройства и системы навигации летательных аппаратов. Москва «Советское радио», 1975
8. Воллернер Н.Ф. Аппаратурный спектральный анализ сигналов. Москва «Советское радио», 1977
9. Трахтман A.M. Введение в обобщенную спектральную теорию сигналов. Москва «Советское радио», 1972
10. Патент на изобретение RU 2305375. Многоканальное приемно-демодулирующее устройство фазоманипулированных сигналов, 2007
11. Г.Хан, С.Шапиро. Статистические модели в инженерных задачах, издательство «МИР», М. 1969
12. Грудинская Г.П. Распространение радиоволн. Москва «Высшая школа», 1975
13. Справочник по радиорелейной связи. «Радио и связь», 1981