Оценка эффективности цепей стабилизации режимов работы входных каскадов дифференциальных и мультидифференциальных операционных усилителей при воздействии проникающей радиации и температуры. Часть 1. Обратные связи по напряжению

Оценка эффективности цепей стабилизации режимов работы входных

каскадов дифференциальных и мультидифференциальных операционных усилителей при воздействии проникающей радиации и температуры. Часть 1. Обратные связи по напряжению

А.Е. Титов1, Е.А. Жебрун2, Н.В. Бутырлагин3, Г.А. Свизев2

1 Южный федеральный университет, Ростов-на-Дону Прогресс, Москва

3 Донской государственный технический университет, Ростов-на-Дону

Аннотация: Приводится методика оценки эффективности применения специальных обратных связей по напряжению (ОСН) в динамических нагрузках (ДН) классических дифференциальных каскадов (ДК), применяемых, например, в схемах дифференциальных и мультидифференциальных операционных усилителей. Цель введения данных ОСН -снижение влияния нестабильности малосигнальных параметров транзисторов при воздействии дестабилизирующих факторов (ДФ) - радиации и температуры. На основе математического и схемотехнического моделирований исследованы основные качественные показатели ДК с ОСН в динамических нагрузках.

Ключевые слова: оценка эффективности, схемотехническое проектирование, динамическая нагрузка, малосигнальные параметры, проникающая радиация.

Введение

Проектирование радиационно-стойких аналоговых и аналого-цифровых сложно-функциональных (СФ) блоков кроме использования специальных технологий, требует, как правило, применения дополнительных структурных и схемотехнических приемов, улучшающих их те или иные параметры [1, 2]. В частности, для задач фильтрации сигналов необходимы дифференциальные и мультидифференциальные операционные усилители с повышенным коэффициентом усиления при малом энергопотреблении, что может быть обеспечено за счет рациональной схемотехники.

В работе [3] показано, что воздействие дестабилизирующих факторов (ДФ) на компоненты интегральной схемы (суммарной дозы накопленной радиации D, потока нейтронов Fn и температуры T), в частности аналогового базового матричного кристалла АБМК-1.3 (НПО «Интеграл», г. Минск), приводит к изменению малосигнальных дифференциальных параметров его

активных элементов (АЭ). Применение эффективных методов схемотехнического проектирования, например, методов собственной компенсации [4, 5], позволяет уменьшить влияние изменений указанных параметров транзисторов на основные качественные показатели СФ блоков.

В статье приводятся примеры оценки эффективности перспективных схемотехнических приемов, базирующихся на усовершенствованном методе собственной компенсации применительно к динамическим нагрузкам (ДН), которые используют специальные обратные связи по напряжению (ОСН) в структуре одного из базовых узлов современной схемотехники -дифференциальных каскадах (ДК). Рассматриваемая методика оценки эффективности схемотехнических решений предполагает проведение как схемотехнического, так и математического моделирований.

Обратные связи с усилителем напряжения в динамических нагрузках ДК

Совершенствование схемотехники цепей собственной компенсации [6] влияния изменений малосигнальных параметров транзисторов, в частности их выходной проводимости Н22, определяющих качественные характеристики дифференциального каскада, связано с введением в динамическую нагрузку ДК дополнительного компенсирующего контура ОСН. Для решения этой задачи во входную цепь выходного активного элемента (УТ1) динамической нагрузки вводится инвертирующий усилитель напряжения (УН) (рис. 1).

На рис. 1 обозначено: КП - коэффициент усиления по напряжению дополнительного усилителя, Н22оэ - выходная проводимость транзистора УТ1 в схеме включения «общий эмиттер», Яэ - сопротивление в цепи эмиттера УТ1, 1к, 1н, 1к - токи коллектора и нагрузки УТ1, а также ток, протекающий через эквивалентное сопротивление ИН22оэ транзистора УТ1.

Введение цепи ОСН (рис. 1) приводит к компенсации изменений значений коллекторного тока транзистора УТ1 на величину тока 1К„ вызванного конечным значением проводимости И22оэ.

По аналогии с [4], на рис. 2 приведен пример реализации контура потенциальной ОС в структуре усилительного каскада с двумя ДН, работающими друг на друга. Это позволяет создавать в операционных усилителях (ОУ) и мультидифференциальных ОУ (МОУ) высокоимпедансные узлы и упрощает цепи частотной коррекции. Схема рис. 2 является основой промежуточных каскадов современных ОУ и МОУ.

Рис. 2. - Промежуточный каскад ОУ и МОУ с двумя цепями компенсации Здесь (рис.2) использование транзисторов УТ4 (p-n-p-типа) и УТ3 (п-р-п-тиш) приводит к увеличению сопротивлений в эмиттерных цепях выходных транзисторов УТ1 (п-р-п-тиш) и УТ2 (р-л-р-типа). В этом случае коэффициент передачи всего каскада повышается:

К —_—__

ё н + И22оэ И22оэ /51 (1 + КЯ1) + ¿22оэ^оэ!52 (1 + КП2 ) '

где И 22ОЭ, ^эк, 8к - выходная проводимость, сопротивление в цепи эмиттера и крутизна к-го транзистора соответственно, КП1 и КП2 - коэффициенты передачи дополнительных инвертирующих усилителей, ён - проводимость на выходе каскада. Кроме того, реализация структуры рис. 2 приводит к уменьшению чувствительностей коэффициента усиления по напряжению

5И1 "22 оэ = 5К "22 оэ ИЪ И' 22 оэ 22 оэ 5 (1 + К П1) К П1 '

2 "22 оэ = 5К - 4 "22 оэ И22 и22 22 оэ 22 оэ 5 2(1 + К П 2) ~ Ог К П 2

Таким образом, исключение доминирующего влияния транзисторов УТ1, УТ2 с разным типом проводимости на коэффициент усиления К может осуществляться за счет схемотехники дополнительных инвертирующих усилителей (КП1, КП2). Коэффициенты КП1 и КП2 определяют предельные значения коэффициента усиления К каскада рис. 2. При этом уменьшается влияние нестабильности проходной емкости Скэ транзисторов УТ1 и УТ2.

Передаточная функция Ф(р) для каскада с динамической нагрузкой [7] определяется по формуле

Ф

где а2 - коэффициент полинома, т - эквивалентная постоянная времени. Причем:

т = X Скэк ,

к=1

где Скэ, = Скг(1+Иг21оэ); 5, = Рг/Иг11оэ, Ск, - крутизна и паразитная емкость в цепи коллекторного перехода ,-го транзистора, в = И21оэ и И11оэ- коэффициент передачи базового тока и входное сопротивление АЭ в схеме ОЭ. В схеме рис. 2 уменьшается влияние Ск на эквивалентную постоянную времени:

1 С И + СИ1 СИ4 + СИ

1 р к1л/22оэ^^к3 22оэ + ^к2 22оэ ^к4"

V И1юэ (1 + КЛ1) "

И\1оэ

а

Ск1Ск 3 + Ск 2Ск 4 ^4

(1 + К Я1) (1 + *Я 2) Практическая реализация контура собственной компенсации и

методика оценки эффективности его введения в ДН

Классическим вариантом практической реализации описанного выше схемотехнического приема является ДН Уилсона [8]. Здесь в структуру типового «токового зеркала» вводится дополнительный транзистор УТ5 (рис. 3), позволяющий образовать контур ОСН с инвертирующим усилителем КЯ на УТ3. Данный контур реализует цепь собственной компенсации влияния проводимости И22оэ и емкости Скэ транзистора УТ5 и стабилизирует режимы работы ДН при воздействии радиации и температуры.

УТ3

о+ Еп УТ4

т\

ивх1 ° к У

УТ1

'—о - Е,

Рис. 3. - Динамическая нагрузка Уилсона Для оценки эффективности применения схемотехнических методов предлагается построение математической модели аналогового узла или СФ блока, по отношению к которому применяется данный метод. При этом используются малосигнальные дифференциальные параметры транзисторов.

Такой подход предполагает наличие результатов измерения или моделирования малосигнальных дифференциальных параметров транзисторов на адекватных Брюе-моделях компонентов используемой радиационно-стойкой

2

Т

J

технологии. При этом учитывается, что в случае воздействия ДФ происходит значительное изменение h-параметров транзисторов [9].

Для оценки эффективности применения ДН Уилсона необходимо провести анализ изменения качественных показателей динамической нагрузки посредством построения ее математической модели, которая, в свою очередь, может быть построена с использованием матричных методов [10]. Такой подход позволяет описать математическую модель ДН, включающую ее основные качественные показатели, через систему h-параметров транзисторов.

Для снижения объемов вычислений воспользуемся приближениями, которые несущественно влияют на конечный результат. Так положим, что

И12оэ ~ ГэИ22оэ ,

Гк

^1оэ ~ r6 + Гэ

где h22m = 1/[rэ+rк(1-h2iоб)], h21o6 - коэффициент передачи эмиттерного тока в

схеме включения транзистора с «общей базой», гэ, rK - дифференциальные

сопротивления эмиттерного и коллекторного p-n переходов транзистора, а r6 -

объёмное сопротивление его базы, h12m = гэ/[гэ+гк(1^21о6)] [10] - коэффициент

обратной связи по напряжению, h11m = r6+ гэгк/[гэ+гк(1^21о6)].

В этом случае математическая модель, определяющая входное (Rex) и выходное (RabiX) сопротивления, а также коэффициент передачи KU динамической нагрузки (рис. 3) (для схемы включения транзисторов «общий эмиттер») описывается соотношениями

Rh  [h21 (h 21 + 2) - h12(2h21 + 1)]

Ku _ A+RB-'

D A + RhB

Rex _ C+RD'

_ A + Ru C

Reba _ J—R~D'

где А = (2к21к21 + 5Н21 + 3)гэ В = к12(2Н21 + 3), С = Н21(Н21 + 2) + Н12(4Н21 + 3) + 2 , Б = Н22[2(Н21 +1)], Ян - сопротивление нагрузки ДН, Яи - сопротивление источника сигнала на входе ДН [10].

Полученная матмодель ДН позволяет оценить эффективность введения цепей собственной компенсации изменений дифференциальных параметров транзисторов при воздействии дестабилизирующих факторов на ее качественные показатели (10) - (12). Результаты моделирования математической модели ДН (10) - (12) с использованием значений Н-параметров транзисторов в среде МаШСаё показаны на рис. 4 - рис. 6.

300г

- ки.

1

О-О--0

- к

250

м

и_арр1

- к 200

^и а. 1

-к

и_а_арр1150

..............«..............

1001-

1х107 2х107 3х107 4х107

И.

Рис. 4. - Коэффициент усиления ДН

1

о-о--в

1п_арр1 »»»

Пт а 1

4х10~

3х10~

2х10~

1п_а_арр1 1хШ3

.е--*'-' о *

о 9 Й> »

меа«------< »-----о...... *............. У.............н

1х107 2х107 3х107 4х107

И.

Рис. 5. - Входное сопротивление ДН

0

0

0

R,

out

R,

out d - J

out_d_app

1x10

8x10"

Rout app 5

- FiJ 6x105

R

4x10"

J 2x105

о.............-е-.............«>-

leooeo«»»--«..............m.............о.............

0 2x105 4x105 6x105 8x105 1x106 Ru

Рис. 6 Выходное сопротивление ДН

Результаты моделирования основных качественных показателей ДН (Rex=Rin, Reux=Rouh KU) приведены в зависимости от численных значений RH и Ru при имитации нормальных условий функционирования (Т = 27оС), а также воздействия ДФ (D < 1Мрад, Fn < 1014 н/см2, T = -60оС) (d). Приближения (7) - (9), как видно из результатов моделирования (app), влияют на результаты моделирования несущественно. Соответствующие значения h-параметров были получены путем схемотехнического моделирования транзисторов аналогового базового матричного кристалла АБМК-1.3 [6].

Динамическая нагрузка с дополнительным контуром цепи ОС

Для повышения коэффициента усиления по напряжению K (1) дифференциального каскада с динамическими нагрузками необходимо увеличивать RfSbVC ДН [7] и обеспечить стабилизацию этого параметра в условиях воздействия ДФ. Для этого рекомендуется повышать численные значения Rэ в эмиттерной цепи транзистора VT5 или уменьшать эквивалентное сопротивление R6 в цепи его базы (рис. 3). Для увеличения Rэ в схему целесообразно ввести еще один контур цепи ОСН на транзисторе VT6 (рис. 7). Использование дополнительного повторителя напряжения на элементах VT7-VT8 приводит к уменьшению R6 АЭ VT6 и увеличивает эффективность ОСН.

0

о+ Еп УГ4

и„

|-о - Еп

Рис. 7. - Динамическая нагрузка с дополнительной цепью ОСН Эффективность динамических нагрузок зависит также от идентичности статических режимов работы транзисторов УТ1 и УТ2 дифференциального каскада и определятся токами, протекающими в плечах ДК. Различие этих токов будет, в основном, определяться величиной базового тока транзистора УТ7. Из-за воздействия ДФ разница между указанными токами может расти из-за снижения в транзистора УТ7. В свою очередь, последний эффект приводит к изменению статического коэффициента передачи эмиттерного тока а транзистора УТ7. Минимизация этого изменения стабилизирует сопротивление в цепи базы УТ5:

Кб5 доп = к1 1об II Vк22оэ =

к

11 об

1 + к  к

1^п11об 22оэ

к

11 об

Гэ + Гб (1 -а).

Кроме этого, в схеме рис. 7 повышается Явых динамической нагрузки, увеличивается его стабильность при воздействии ДФ, что в конечном итоге влияет на коэффициент передачи ДК:

К [к231,  ' ь2

+ 4к2 „ + 4к„ „ + (к231 , + 3к221, + 2к21 , )к

21п +

К и ^ 21 р 21 р 21 р

вых = К [2(к21 р + 1)к21А22рГэп - [(3к21 р + 2к21 к21п + 4)к222р -

+ [(2к221 р

21 р + 2к

21 р

22 р эп 1Л^"21 р 1 ^ "21 р' '21п 1 ^ "22 р

4)к22 р + (3к231 р + 7к221 р + 5к21 р )к22п К +

-

(2к21 _ + 3к21 р )к22рк22п ]Гэр + [2к21 р + 4к21 р + (к21 р + 2к21 р )к21п +

+ 2(к21 р + 1)к21пк22рГэп + 2] - [2к221 р + 7к21 + (2к22р +

+ 2]к22р ] + [2к21 р + 3к21 р + (2к21 р + 3к21 р )к21п ]к22рГэр +

7

7

+ 7КЖп ]h22 РКР + [3^1 р + 7^1 р + 5^1 p + (3^1 р + р + ""^ 2

+ ^21p + 2К + 2)h21n ^

*21п"22р Гэп

+ 5h21 Р ^21п ^ + (h221 Р + Р + 2)h21nГэ

21Р

»21Р

21п эп

где верхний индекс указывает степень, а p и п - символы, соответствующие типу р-п-р или п-р-п транзистора соответственно.

Результаты численного моделирования выходного сопротивления Rвых ДН (рис. 7) для случаев имитации нормальных условий функционирования и воздействия ДФ показаны на рис. 8. Здесь обозначения и величины дестабилизирующих факторов аналогичны используемым ранее обозначениям в ДН Уилсона (рис. 3).

1.8x106

1^106

1.4x106

-е>-о 1.2x106

1оиг_ арр|

6

1оиг_ а_арр ^ 1x106

-о--о 8x105

^оиг а.

6x105

4x105

2x105

ю«о»е»о«--е>-

^пмпи. -ру -

2x10

4x10 6x10 К.

8x10

1x10

Рис. 8. - Выходное сопротивление ДН

Выводы

Применение предлагаемых контуров компенсирующих обратных связей по напряжению в структуре динамических нагрузок аналоговых и аналого-цифровых сложно-функциональных блоков (дифференциальные и мультидифференциальные операционные усилители и т.п.), функционирующих в условиях влияния проникающей радиации и температуры, позволяет повысить выходное сопротивление ДН и, как

0

следствие, увеличить коэффициент передачи дифференциального каскада, в составе которого она используется.

Представленная методика оценки эффективности применения указанных контуров ОСН, позволила определить основные качественные показатели ДН с использованием численных значений малосигнальных параметров ее транзисторов.

Исследование выполнено за счет средств гранта Российского научного фонда (проект 18-79-10109).

Литература

1. Belous A., Saladukha V., Shvedau S. Space Microelectronics Volume 2: Integrated Circuit Design for Space Applications. Boston|London: ArtechHouse, 2017. 603 p.

2. Trivedi R., Mehta U.S. A survey of radiation hardening by design (rhbd) techniques for electronic systems for space application // Int. J. Electron. Commun. Eng. Technol. 2016. Vol. 7. no. 1. pp. 75-86.

3. Petrosyants K.O., Ismail-zade M., Dvornikov O.V. et al. Automation of parameter extraction procedure for Si JFET SPICE model in the- 200...+ 110° C temperature range // Moscow Workshop on Electronic and Networking Technologies. 2018. pp. 1-6.

4. Титов А.Е., Свизев Г.А., Юдин А.Г., Прокопенко Н.Н. Цепи собственной и взаимной компенсации в симметричных каскадах КМОП операционных усилителей // Инженерный вестник Дона. 2012. №3. URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n3y2012/1041

5. Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Будяков П.С. Собственная компенсация шумов источника опорного напряжения в непрерывных компенсационных стабилизаторах // Инженерный вестник Дона. 2012. №3. URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n3y2012/1043

6. Крутчинский С.Г., Прокопенко Н.Н. Собственная компенсация в радиационно-стойких микросхемах на основе базового матричного кристалла АБМК_1_3 // Научно-технические ведомости СПбГПУ. 2012. №2 (145). С. 151-154.

7. Титов А.Е. Разработка методов схемотехнического проектирования радиационно-стойких инструментальных усилителей для БиМОП АБМК: дис. канд. тех. наук: 05.13.05. Таганрог, 2015. 237 с.

8. Senani R., Bhaskar D., Singh A. Current Conveyors: Variations Applications and Hardware Implementations. Cham (Switzerland): Springer, 2015. 559 p.

9. Титов А.Е., Дворников О.В., Крутчинский С.Г., Пахомов И.В. Компьютерное моделирование основных динамических параметров и статических характеристик транзисторов аналогового базового матричного кристалла АБМК_1_4 в условиях температурных и радиационных воздействий // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники. Шахты: ИСОиП ДГТУ, 2013. №1. С. 257-260.

10. Сигорский В.П., Петренко А.И. Основы теории электронных схем. Киев: Высшая школа, 1971. 586 с.

References

1. Belous A., Saladukha V., Shvedau S. Space Microelectronics Volume 2: Integrated Circuit Design for Space Applications. Boston|London: ArtechHouse, 2017. 603 p.

2. Trivedi R., Mehta U.S. Int. J. Electron. Commun. Eng. Technol. 2016. Vol. 7. no. 1. pp. 75-86.

3. Petrosyants K.O., Ismail-zade M., Dvornikov O.V. et al. Moscow Workshop on Electronic and Networking Technologies. 2018. pp. 1-6.

4. Titov А.Е., Svizev GA., Yudin А.О., Prokopenko N.N. Inzenernyj vestnik Dona (Rus). 2012. №3. URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n3y2012/1041

5. Prokopenko N.N., Budyakov A.S., Budyakov P.S. Inzenernyj vestnik Dona (Rus). 2012. №3. URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n3y2012/1043

6. Krutchinskij S.G., Prokopenko N.N. Nauchno-tekhnicheskie vedomosti SPbGPU. 2012. №2 (145). pp. 151-154.

7. Titov A.E. Razrabotka metodov skhemotekhnicheskogo proektirovaniya radiacionno-stojkih instrumental'nyh usilitelej dlya BiMOP ABMK [Development of Circuit Design Methods of Radiation-Hardened Instrumental Amplifiers for BiJFet Array Chips]: Ph.D. thesis in Engineering Science: 05.13.05. Taganrog, 2015. 237 p.

8. Senani R., Bhaskar D., Singh A. Current Conveyors: Variations Applications and Hardware Implementations. Cham (Switzerland): Springer, 2015. 559 p.

9. Titov A.E., Dvornikov O.V., Krutchinskij S.G., Pahomov I.V. Problemy sovremennoj analogovoj mikroskhemotekhniki. Shahty: ISOiP DGTU, 2013. №1. pp. 257-260.

10. Sigorskij V.P., Petrenko A.I. Osnovy teorii ehlektronnyh skhem [Electronic circuit theory fundamentals]. Kiev: Vysshaya shkola, 1971. 586 p.