УСТРОЙСТВО ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ С ЧЕТЫРЕХПОЗИЦИОННОЙ КВАДРАТУРНОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ

Техническое решение относится к электросвязи, а именно к цифровой радиосвязи, и может быть использовано в системах передачи информации посредством сигналов с квадратурной манипуляцией.
Известно устройство, описанное в авт. св. СССР 692109, кл. H04L 27/20, 1979 (способ формирования сигналов с квадратурной фазовой модуляцией, называемые авторами сигналами двойной фазовой телеграфии), заключающийся в том, что манипулирующая последовательность двоичных видеосигналов от источника сообщения (1) поступает на фазовый манипулятор (3), от источника сообщения (2) подается на блок задержки (9), а затем на фазовый манипулятор (4).
Несущее гармоническое колебание подается на фазовый манипулятор (3) и через фазовращатель (5) на фазовый манипулятор (4) со сдвигом на 90°. Фазовые манипуляторы (3) и (4) формируют двоично-манипулированные радиосигналы с косинусным и синусным заполнением и огибающей прямоугольной формы.
Сформированные последовательности двоично-манипулированных радиосигналов подаются на первые входы балансных модуляторов (БМ) (7) и (8), на другие входы которых поступает моделирующий гармонический сигнал с частотой, равной половине частоты следования символов, а мгновенное значение равно нулю в начале и конце символов, поступающих на фазовые манипуляторы (3) и (4), при этом модулирующий сигнал поступает на БМ (8) непосредственно, а на БМ (7) через фазовращатель (10) со сдвигом на 90°. С выходов БМ (7) и (8) на входы сумматора (6) поступают две последовательности фазоманипулированных сигналов. Выход сумматора (6) является выходом устройства.
Известное устройство позволяет формировать сигналы с квадратурной фазовой модуляцией (КФМ), фаза которых непрерывна на границах символов, а огибающая постоянна. В результате обеспечивается уменьшение уровня внеполосных излучений при передаче формируемых радиосигналов при высоком коэффициенте полезного действия передатчика.
Недостатком известного устройства формирования сигналов с КФМ является высокий уровень внеполосных излучений при передаче формируемых радиосигналов, что обусловлено наличием разрывов первой производной формируемых сигналов на границах.
Наиболее близким к заявляемому является устройство, описанное в патенте №2205518, МПК 7 H04L 27/20, 2003 г. (способ формирования сигналов с квадратурной фазовой модуляцией), заключающийся в том, что несущее гармоническое колебание расщепляют на синфазное и квадратурное колебания, сдвинутые один относительно другого по фазе на 90°, с помощью фазовращателя (5). Сдвинутые один относительно другого по фазе на 90° синфазный и квадратурный гармонические сигналы формируют с помощью делителя частоты (10) в (4k+1) раз, где k - целое, и фазовращателя (6).
Сдвигают поступающие от двух источников сообщения манипулирующие последовательности двоичных видеосигналов на половину длительности символа одну относительно другой так, что фазы синфазного и квадратурного гармонических сигналов совпадают с фазами соответственно синфазного и квадратурного колебаний в начале и конце каждого символа, с помощью синхронизаторов (11) и (12).
Манипулируют синфазное и квадратурное колебание по фазе на 180° сдвинутыми один относительно другого на половину длительности символа манипулирующими последовательностями двоичных видеосигналов с помощью фазовых манипуляторов (3) и (4).
Производят балансную модуляцию синфазного и квадратурного двоично-манипулированных колебаний сдвинутыми один относительно другого по фазе на 90° синфазным и квадратурным гармоническими сигналами с частотой, равной половине частоты следования символов, так, что огибающие полученных колебаний равны нулю в начале и конце каждого символа с помощью БМ (7) и (8).
Суммируют полученные колебания с помощью сумматора (9).
Недостатком устройства-прототипа является относительно низкая помехоустойчивость формируемого сигнала.
Целью заявленного технического решения является устройство формирования сигналов четырехпозиционной квадратурной манипуляции (ЧКМ) с увеличенным значением помехоустойчивости.
Поставленная цель достигается за счет увеличения среднего евклидового расстояния между точками сигнального созвездия. Кроме того, каждая точка формируемого сигнального созвездия имеет различные значения синфазной и квадратурной составляющих. Благодаря новой совокупности указанных признаков обеспечивается повышение помехоустойчивости формируемых сигналов ЧКМ.
Заявляемое устройство поясняется чертежами:
фиг. 1 - устройство формирования сигналов ЧКМ;
фиг. 2 - временные эпюры, поясняющие последовательность операций, выполняемых при формировании сигналов ЧКМ;
фиг. 3 - синхронизатор (11).
Заявленное устройство, показанное на фиг. 1 состоит из: задающего генератора ЗГ (13) первый выход (13.1) которого подключен к входу блока умножения (14), выход которого подключен к первому входу (16.1) коммутатора (16). Второй выход (13.2) ЗГ (13) подключен к входу блока деления (15), выход которого подключен к второму входу (16.2) коммутатора (16). Выход коммутатора (16) подключен к первому входу (3.1) фазового манипулятора (3), к первому входу (4.1) фазового манипулятора (4) через фазовращатель (5) и к входу делителя частоты (10). Выход делителя частоты (10) подключен к второму входу (11.2) синхронизатора (11), к второму входу (7.2) БМ (7) и к входу фазовращателя (6) выход которого подключен к второму входу (12.2) синхронизатора (12) и к второму входу (8.2) БМ (8). Выход первого источника сообщения (1) подключен одновременно к третьему входу (16.3) коммутатора (16) и к первому входу (11.1) синхронизатора (11) выход которого подключен к второму входу (3.2) фазового манипулятора (3). Выход фазового манипулятора (3) подключен к первому входу (7.1) БМ (7) выход которого подключен к первому входу (9.1) сумматора (9). Выход второго источника сообщения (2) подключен к четвертому входу (16.4) коммутатора (16) и к первому входу (12.1) синхронизатора (12) выход которого подключен к второму входу (4.2) фазового манипулятора (4). Выход фазового манипулятора (4) подключен к первому входу (8.1) БМ (8) выход которого подключен к второму входу (9.2) сумматора (9). Выход сумматора (9) является выходом устройства.
ЗГ (13) предназначен для генерации опорного напряжения косинусоидальной формы. В качестве ЗГ может быть использована схема мостового генератора косинусоидальных сигналов (генератор Вина), (см. Достал И. Операционные усилители. - М, Мир, 1982. - С. 200-201, рис. 6.27).
Блок умножения (14) предназначен для увеличения напряжения опорного колебания в  (первый коэффициент трансформации). В качестве блока умножения может быть использована схема операционного усилителя патент №2070768 от 20.12.1996 г.
Блок деления (15) предназначен для уменьшения напряжения опорного колебания в  (второй коэффициент трансформации). В качестве блока деления может быть использован электронный аттенюатор патент №2425440 от 27.07.2011 г.
Коммутатор (16) предназначен для проключения увеличенного или уменьшенного напряжения опорного колебания в зависимости от информационных значений сигналов, поступающих от первого и второго источников сообщений. В качестве коммутатора может быть использован двунаправленный коммутатор управляемый логическим элементом «XOR» с двумя цифровыми входами.
Делитель частоты (10) осуществляет деление частоты опорного колебания в (4k+1) раз, где k - целое число. Реализация делителя частоты известна и описана в патенте РФ №2266609.
Фазовращатели (5), (6) предназначены для сдвига фазы опорного колебания на 90°. Реализация фазовращателя известна (см. Достал И. Операционные усилители - М., Мир, 1982 - С. 196, рис. 6.20).
Фазовые манипуляторы (3), (4) производят манипуляцию синфазного и квадратурного колебаний по фазе на 180°. Их реализация известна и описана в патенте РФ №2379797 от 20.01.2010 г.
Балансные модуляторы (7), (8) производят балансную модуляцию синфазного и квадратурного двоично-манипулированных колебаний, сдвинутыми один относительно другого по фазе на 90°. Реализация балансных модуляторов известна и описана в патенте SU 372640 от 21.05.1973 г.
Сумматор (9) предназначен для сложения балансно-модулированных синфазной и квадратурной составляющих. В качестве сумматора (9) использована схема суммирующего усилителя (см. Достал И. Операционные усилители. - М.: Мир, 1982. - С. 184-185, рис. 6.7).
Синхронизаторы (11), (12) предназначены для синхронизации фаз синфазного и квадратурного гармонических сигналов с фазами информационных сигналов поступающих соответственно от первого и второго источников сообщений так, что бы их фазы совпадали в начале и конце каждого символа.
Синхронизатор (11) состоит из импульсного фазового детектора (ИФД) (11.1.1), управляемой линии задержки (УЛЗ) (11.1.2), амплитудного ограничителя (11.1.3). Вход амплитудного ограничителя (11.1.3) является входом (11.2) синхронизатора (11), а выход подключен к второму входу ИФД (11.1.1), первый вход которого является входом (11.1) синхронизатора (11). Выход ИФД (11.1.1) подключен к первому входу УЛЗ (11.1.2) второй вход которой соединен с входом (11.1). Выход УЛЗ (11.1.2) является выходом синхронизатора (11).
ИФД (11.1.1) предназначен для сравнения фаз поступающих на его входы колебаний и формирования по результатам сравнения управляющего напряжения. Реализация ИФД известна и описана в патенте №2012992 от 15.05.1994 г.
УЛЗ (11.1.2) предназначена для задержки информационных импульсов на время соответствующее управляющему напряжению. Реализация УЛЗ известна и описана в патенте №2024185 от 30.11.1994 г.
Амплитудный ограничитель (11.1.3) предназначен для преобразования гармонического сигнала в импульсную последовательность. В качестве амплитудного ограничителя возможно использование двустороннего ограничителя реализация которого известна и описана в «200 избранных схем электроники» Матью Мэндл Редакция литературы по информатике и электронике, перевод на русский язык, «Мир», 1985, 1980 - с. 128.
Устройство синхронизатора (12) идентично устройству синхронизатора (11).
Заявленное устройство формирования сигналов ЧКМ работает следующим образом. Две исходных информационно битовых последовательности поступают с выходов первого (1) и второго (2) источников сообщений одновременно на входы соответственно первого (11) и второго (12) синхронизаторов и соответственно на третий (16.3) и четвертый (16.4) управляющие входы коммутатора (16).
2
При поступлении на третий (16.3) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (1) источника сообщений единичного информационного импульса (ИИ), и на четвертый (16.4) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (2) источника сообщений единичного ИИ опорное колебание поступающее с второго выхода (13.2) ЗГ (13) на вход блока деления (15), в котором происходит деление его амплитуды на К, и затем поступившее на управляемый вход (16.2) коммутатора (16) проключается на его выход (Фиг. 2а) с выхода которого оно поступает на делитель частоты (10) в котором частота опорного колебания делится на 4k+1 (где k - целое). С выхода делителя частоты (10) низкочастотное косинусоидальное колебание поступает на второй (11.2) вход синхронизатора (11) в котором оно синхронизируется с поступившим на его первый (11.1) вход с выхода первого источника сообщений (1) единичным ИИ, таким образом, чтобы их фазы совпадали в начале и конце следования ИИ. Затем синхронизированный единичный ИИ (Фиг. 2г) с выхода синхронизатора (11) поступает на второй (3.2) вход фазового манипулятора (3), на первый (3.1) вход которого с выхода коммутатора (16) поступает ослабленное косинусоидальное опорное колебание (Фиг. 2а). Фазовый манипулятор (3) изменят фазу ослабленного косинусоидального опорного колебания на 180°. Сформированная в результате этого квадратурная составляющая (КС) (Фиг. 2д) поступает с выхода манипулятора (3) на первый (7.1) вход БМ (7) на второй (7.2) вход которого с выхода делителя частоты (10) поступает низкочастотное косинусоидальное колебание. БМ (7) производит балансную модуляцию КС по закону низкочастотного косинусоидального колебания. Балансно-модулированная КС (Фиг. 2ж) с выхода балансного модулятора (7) поступает на первый (9.1) вход сумматора (9).
Одновременно с этим с выхода делителя частоты (10) низкочастотное косинусоидальное колебание поступает на вход фазовращателя (6) который сдвигает его фазу на 90°, с его выхода низкочастотное синусоидальное колебание поступает на второй (12.2) вход синхронизатора (12) в котором оно синхронизируется с поступившей на его первый (12.1) вход с выхода второго источника сообщений (2) единичным ИИ, таким образом, чтобы их фазы совпадали в начале и конце следования ИИ. Затем синхронизированный единичный ИИ (Фиг. 2б) с выхода синхронизатора (12) поступает на второй (4.2) вход фазового манипулятора (4), на первый (4.1) вход которого с выхода коммутатора (16) поступает сдвинутое по фазе на 90° в фазовращателе (5) ослабленное косинусоидальное опорное колебание (Фиг. 2а). Фазовый манипулятор (4) изменяем фазу ослабленного синусоидального опорного колебания на 180°. Сформированная в результате этого синфазная составляющая (СС) (Фиг. 2в) поступает с выхода манипулятора (4) на первый (8.1) вход БМ (8) на второй (8.2) вход которого с выхода фазовращателя (6) поступает низкочастотное синусоидальное колебание. БМ (8) производит балансную модуляцию СС по закону низкочастотного синусоидального колебания. Балансно-модулированная СС (Фиг. 2е) с выхода БМ (8) поступает на второй (9.2) вход сумматора (9). В сумматоре производится сложение КС и СС в результате чего на выходе сумматора формируется результирующее колебание (Фиг. 2з) соответствующее точке сигнального созвездия.
При поступлении на третий (16.3) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (1) источника сообщений нулевого ИИ, и на четвертый (16.4) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (2) источника сообщений нулевого ИИ устройство работает аналогичным образом, как и в случае если на третий (16.3) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (1) источника сообщений поступает единичный ИИ, и на четвертый (16.4) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (2) источника сообщений поступает единичный ИИ, за исключением того, что фазовый манипулятор (3) не изменяет фазу ослабленного косинусоидального опорного колебания на 180°, и фазовый манипулятор (4) тоже не изменяет фазу ослабленного синусоидального опорного колебания на 180°.
1
При поступлении на третий (16.3) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (1) источника сообщений нулевого ИИ, а на четвертый (16.4) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (2) источника сообщений единичного ИИ опорное колебание поступающее с первого выхода (13.1) ЗГ (13) на вход блока умножения (14), в котором происходит умножение его амплитуды на К, и затем поступившее на управляемый вход (16.1) коммутатора (16) проключается на его выход (Фиг. 2а), с выхода которого оно поступает на делитель частоты (10) в котором частота опорного колебания делится на 4k+1 (где k - целое). С выхода делителя частоты (10) низкочастотное косинусоидальное колебание поступает на второй (11.2) вход синхронизатора (11) в котором оно синхронизируется с поступившим на его первый (11.1) вход с выхода первого источника сообщений (1) нулевым ИИ, таким образом, чтобы их фазы совпадали в начале и конце следования ИИ. Затем синхронизированный нулевой ИИ (Фиг. 2г) с выхода синхронизатора (11) поступает на второй (3.2) вход фазового манипулятора (3), на первый (3.1) вход которого с выхода коммутатора (16) поступает усиленное косинусоидальное опорное колебание (Фиг. 2а). Фазовый манипулятор (3) не изменят фазу усиленного косинусоидального опорного колебания на 180°. Сформированная в результате этого КС (Фиг. 2д) поступает с выхода фазового манипулятора (3) на первый (7.1) вход БМ (7) на второй (7.2) вход которого с выхода делителя частоты (10) поступает низкочастотное косинусоидальное колебание. БМ (7) производит балансную модуляцию КС по закону низкочастотного косинусоидального колебания. Балансно-модулированная КС (Фиг. 2ж) с выхода балансного модулятора (7) поступает на первый (9.1) вход сумматора (9).
Одновременно с этим с выхода делителя частоты (10) низкочастотное косинусоидальное колебание поступает на вход фазовращателя (6) который сдвигает его фазу на 90°, с его выхода низкочастотное синусоидальное колебание поступает на второй (12.2) вход синхронизатора (12) в котором оно синхронизируется с поступившей на его первый (12.1) вход с выхода второго источника сообщений (2)единичным ИИ, таким образом, чтобы их фазы совпадали в начале и конце следования ИИ. Затем синхронизированный единичный ИИ (Фиг. 2б) с выхода синхронизатора (12) поступает на второй (4.2) вход фазового манипулятора (4), на первый (4.1) вход которого с выхода коммутатора (16) поступает сдвинутое по фазе на 90° в фазовращателе (5) усиленное косинусоидальное опорное колебание. Фазовый манипулятор (4) изменяет фазу усиленного синусоидального опорного колебания на 180°. Сформированная в результате этого СС (Фиг. 2в) поступает с выхода фазового манипулятора (4) на первый (8.1) вход БМ (8) на второй (8.2) вход которого с выхода фазовращателя (6) поступает низкочастотное синусоидальное колебание. БМ (8) производит балансную модуляцию СС по закону низкочастотного синусоидального колебания. Балансно-модулированная СС (Фиг. 2е) с выхода балансного модулятора (8) поступает на второй (9.2) вход сумматора (9). В сумматоре производится сложение КС и СС в результате чего на выходе сумматора формируется результирующее колебание (Фиг. 2з) соответствующее точке сигнального созвездия.
При поступлении на третий (16.3) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (1) источника сообщений единичного ИИ, а на четвертый (16.4) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (2) источника сообщений нулевого ИИ устройство работает аналогичным образом, как и в случае если на третий (16.3) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (1) источника сообщений поступает нулевой ИИ, а на четвертый (16.4) управляющий вход коммутатора (16) с выхода первого (2) источника сообщений поступает единичного ИИ, за исключением того, что фазовый манипулятор (3) изменяет фазу усиленного косинусоидального опорного колебания на 180°, а фазовый манипулятор (4) не изменяет фазуусиленного синусоидального опорного колебания на 180°.
Синхронизатор (11) работает следующим образом. Низкочастотное косинусоидальное колебание, поступающее на второй вход (11.2) синхронизатора (11) подается на вход амплитудного ограничителя (11.1.3), который преобразует его в импульсное колебание. С выходы амплитудного ограничителя (11.1.3) импульсное колебание поступает на второй вход ИФД (11.1.1) в котором оно сравнивается по фазе с ИИ, поступившим на его первый вход с первого входа (11.1) синхронизатора (11). В результате сравнения на выходе ИФД (11.1.1) формируется управляющее напряжение, которое подается на управляющий вход УЛЗ (11.1.2), на управляемый вход которой поступает ИИ. УЛЗ (11.1.2) задерживает поступивший ИИ на интервал времени соответствующий управляющему напряжению. Задержанный по времени ИИ с выхода УЛЗ (11.1.2) поступает на выход синхронизатора (11).
Синхронизатор (12) работает точно также как синхронизатор (11).
Коммутатор (16) работает следующим образом. При поступлении на его третий вход (16.3) единичного ИИ, а на четвертый вход (16.4) нулевого ИИ или на третий вход (16.3) нулевого ИИ, а на четвертый вход (16.4) единичного ИИ то на выход коммутатора (16) проключается усиленное опорное колебание с его первого входа (16.1). При поступлении на его третий вход (16.3) единичного ИИ, и на четвертый вход (16.4) единичного ИИ или на третий вход (16.3) нулевого ИИ, и на четвертый вход (16.4) нулевого ИИ, то на выход коммутатора (16) проключается ослабленное опорное колебание с его второго входа (16.2).
Результатом работы заявленного устройства является формирование сигналов ЧКМ, представленного на фиг. 2а. Благодаря достигнутому результату каждая точка сигнальной конструкции определяется различными и неповторяющимися значениями синфазной и квадратурной составляющих. Кроме того увеличивается среднее евклидовое расстояние между точками сигнального созвездия. Это обуславливает повышение помехоустойчивости формирования сигналов ЧКМ по сравнению с устройством-прототипом.