Способ компенсации влияния фазового шума на передачу данных в радиоканале
METHOD OF COMPENSATING FOR PHASE NOISE INFLUENCE ON DATA TRANSMISSION IN RADIO CHANNEL

Область техники
Настоящее изобретение относится к области электрической связи, и, в частности, к устройствам и способам, способным уменьшить влияние фазового шума при передаче сигнала в широкополосных системах радиосвязи.
Уровень техники
Фазовый шум является неотъемлемой характеристикой любого генератора сигнала и заключается в случайном неконтролируемом изменении фазы генерируемого сигнала во времени. В случае системы радиосвязи фазовый шум опорных генераторов сигнала на передающей и приемной сторонах приводит к неконтролируемому изменению фазы принимаемого сигнала во времени, которое должно быть оценено и компенсировано для обеспечения надежного и достоверного приема передаваемых данных.
Как правило, фазовый шум является существенным для генераторов сигналов, основанных на полупроводниковых интегральных схемах, которые широко применяются в современных беспроводных системах связи ввиду их низкой себестоимости, компактности и небольшого энергопотребления. При этом уровень фазового шума выше для генераторов более высокочастотных сигналов, в частности для систем связи миллиметрового диапазона 60-90 ГГц, который начинает использоваться все более активно.
Основной схемой передачи данных в беспроводных сетях связи является схема с одной несущей частотой, где передача информационных бит производится путем их модуляции во временные сигнальные символы. Общая схема цифровой системы связи с одной несущей представлена на Фиг. 1. В такой системе информационное сообщение кодируется и модулируется во временной области с применением цифровой обработки сигналов, далее полученные сигнальные отсчеты преобразуются в аналоговый видеосигнал с помощью цифроаналоговых преобразователей (ЦАП), после чего видеосигнал переносится на несущую частоту, проходит через блок усилителя мощности (УМ) и поступает на антенну передатчика. На принимаемой стороне радиосигнал, прошедший через беспроводной канал, поступает на малошумящий усилитель (МШУ), с помощью обратного переноса частоты преобразуется в видеосигнал, отсчеты которого конвертируются в цифровое представление аналогово-цифровыми преобразователями для последующей обработки в цифровой области. В цифровой части приемника выполняется временная и частотная синхронизация принятого сигнала, производится эквализация канала (устранение линейных искажений в канале связи), выполняется оценка и компенсация фазового шума и на основе результатов работы цифрового демодулятора производится декодирование данных. Для такой архитектуры системы связи традиционным подходом к подавлению фазового шума на приемнике является использование схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выполняющей подавление фазового шума на основе петли обратной связи, включающей следующие стадии: демодуляцию сигнала, что включает получение оценки реализации фазового шума на демодулируемом символе, низкочастотную фильтрацию фазовых искажений, применение полученных оценок фазового шума для компенсации фазовой ошибки на следующих отсчетах принимаемого сигнала. Компенсация фазовой ошибки в схеме ФАПЧ может выполняться как после (см. Фиг. 1), так и до процедуры эквализации сигнала (см. Фиг. 2).
Можно видеть, что традиционный способ компенсации фазового шума в системах связи с одной несущей для эффективной работы требует получения оценки фазового шума на каждом передаваемом символе (при использовании данных о фазовой ошибке от демодулятора сигнала данных) или на значительной части сигнальных отсчетов (при использовании известных приемнику пилотных сигналов).
При этом типичной является ситуация, когда использование фазовой информации от демодулируемых данных может быть недостаточно надежно (т.е. содержать слишком высокий уровень фазовой ошибки), а известные приемнику пилотные сигналы или группы пилотных сигналов могут отстоять друг от друга на существенное число сигнальных отсчетов. Например, использование пилотных сигналов только для формирования защитных циклических префиксов характерно для систем связи с одной несущей и эквализацией в частотной области (англ. - Single Carrier with Frequency Domain Equalization - SC-FDE). Данный тип модуляции использует блоковую передачу данных и схож с ортогональным частотным уплотнением сигналов (англ. - Orthogonal Frequency Division Multiplexing - OFDM). SC-FDE модуляция получила широкое распространение в современных системах беспроводной связи.
Для указанного случая существенного временного расстояния между пилотными сигналами оценка фазовой ошибки может быть сделана по известным пилотным сигналам и аппроксимирована для сигнальных отсчетов с данными с помощью константы или линейной интерполяции. Однако такая оценка фазового шума может быть недостаточно точной, так как реализация фазового шума может существенно отклоняться от постоянного значения или линейного тренда. Поэтому существует потребность в более точной оценке и аппроксимации реализации фазового шума между значениями, оцененными с помощью пилотных сигналов. В частности, значения реализации фазового шума на различных сигнальных отсчетах являются не независимыми, а коррелированы во времени, что, например, может быть использовано для улучшения точности оценивания.
В патенте США 7,409,024 «Process for providing a pilot aided phase synchronization of carrier» раскрыт способ уменьшения влияния фазового шума на качество принимаемого сигнала в системах с одной несущей. Общая структура устройства, раскрытого в данном патенте, представлена на Фиг 3. Предлагаемый в патенте США 7,409,024 способ включает оценку фазовых искажений по блокам пилотных отсчетов эквализованного сигнала с использованием процедуры Виннеровской фильтрации фазовой ошибки, вычисление фазовой ошибки для отсчетов данных на основе линейной интерполяции оценок фазовой ошибки от двух соседних пилотных блоков и компенсацию фазового шума с помощью вычисленной таким образом оценки. Недостатком предложенного способа является то, что процедура Виннеровской фильтрации, использующая корреляционные свойства фазового шума, эффективно применяется только для улучшения оценки фазового шума на пилотных отсчетах, и не распространяется на оценку фазовой ошибки для сигнальных отсчетов данных, расположенных между пилотными отсчетами. Эффективность раскрытого в данном патенте метода компенсации, применяемого к отсчетам данных, является сравнимой с производительностью ранее рассмотренной схемы линейной интерполяции, так как в обоих случаях используется одинаковый алгоритм, который не позволяет отслеживать существенные отклонения от линейного тренда между группами пилотных отсчетов, происходящие на периоде одного блока передачи.
Из уровня техники известно другое техническое решение, представленное в патенте США 7,733,993 "High speed gain and phase recovery in presence of phase noise", и раскрывающее способ компенсации фазового шума в OFDM системе связи. Раскрытый в патенте способ предусматривает оценку в частотной области фазовых искажений поднесущих OFDM символа на основе знания пилотных отсчетов и применения «жестких решений» для поднесущих данных, преобразование на основе дискретного преобразования Фурье (ДПФ) оценки фазовых ошибок из частотного во временное представление и сглаживание полученной оценки фильтром Калмана. (см. Фиг. 4). Однако представленный в патенте США 7,733,993 способ не может быть применен в системах связи с одной несущей, так как он использует специфические свойства OFDM систем связи со многими поднесущими, а именно выполняет оценку спектральных компонент фазового шума в частотной области на основе знания о пилотных символах в частотной области и принятия «жестких решений» для поднесущих данных, что невозможно в системе связи с одной несущей, где сигнал на передатчике формируется во временной области.
Также из уровня техники известен способ борьбы с фазовым шумом в системах передачи данных с одной несущей, раскрытый в патенте США 9,160,382 «Phase noise mitigation for wireless communications». Указанный в данном патенте способ рассматривается в качестве прототипа предлагаемого изобретения. Он включает оценку искажений принимаемого сигнала фазовым шумом для каждого сигнального отсчета на основе знания пилотных символов и использования «жестких решений» для отсчетов данных, фильтрацию на каждом отсчете полученной таким образом фазовой ошибки на основе предшествующих и следующих за ним значений ошибок JFBLPF (Joint Forward Backward Linear Prediction Filter) фильтром и компенсацию фазового шума сглаженной фильтром последовательностью фазовых ошибок. С целью улучшения эффективности компенсации фазового шума дополнительно предлагается итеративное выполнение предлагаемого способа с целью получения более точной оценки фазовых искажений на сигнальных отсчетах данных. Общая структура приемника, использующего устройство, описываемое в патенте США 9,160,382, представлена на Фиг. 5, а состав устройства, реализующего раскрытый в патенте способ, представлен на Фиг. 6. К недостаткам рассмотренного способа следует отнести вычислительную сложность его реализации, включающую в том числе обращение матрицы большого размера, что является запретительным для применения в большинстве практических систем беспроводной связи. Также следует отметить, что рассмотренный метод использует статистические характеристики фазового шума для улучшения точности оценки его реализации. Однако эти статистические характеристики в свою очередь предварительно оцениваются по тому же набору данных, что ухудшает точность оценивания и компенсации. При этом для большинства генераторов, используемых в системах радиосвязи, такие статистические характеристики априорно известны, например, в виде значений спектральной плотности мощности фазового шума генератора, или в виде эквивалентной ширины спектра фазового шума генератора, и могут быть учтены в процессе оценивания.
Таким образом, возникает потребность в способе оценки и компенсации фазового шума в системах беспроводной связи, где пилотные сигналы (или группы пилотных сигналов), известные приемнику, отстоят друг от друга на достаточные временные расстояния, так что реализация фазового шума не может быть достаточно точно аппроксимирована константой или линейным трендом. При этом для оценивания реализации фазового шума для повышения точности оценивания должны быть использованы априорно известные статистические характеристики генераторов опорных сигналов, например, значения спектральной плотности мощности фазового шума или производные характеристики. Данный способ подавления ФШ должен характеризоваться относительно низкой вычислительной сложностью по сравнению с аналогами, известными из уровня техники, что позволит выполнить аппаратную реализацию на программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС) или интегральных схемах специального назначения с относительно малым числом доступных аппаратных ресурсов.
Сущность изобретения
Задачей настоящего изобретения является создание эффективного способа оценки и компенсации фазового шума в принимаемом сигнале для применений в современных широкополосных системах радиосвязи с одной несущей.
Разработанный способ заключается в оценке реализации фазового шума по последовательности, состоящей из нескольких символов принятого сигнала, выполняемой используя априорно известные статистические характеристики генератора опорного сигнала радиочастотного тракта, и в компенсации фазовых искажений на последовательности из множества отсчетов сигнала с использованием полученной оценки фазового шума.
Техническим результатом разработанного способа является, с одной стороны, улучшение точности оценивания по сравнению с известными способами, применяемыми в системах с одной несущей, а с другой стороны, уменьшение вычислительной сложности. Последнее обусловлено тем, что в отличие от аналогичных способов, известных из уровня техники, вычислительная сложность не зависит от длины последовательности сигнальных отсчетов, по которым производится оценка фазового шума.
Указанный технический результат достигается за счет выполнения оценки не временных, а частотных характеристик ФШ на основе прямой оценки фазовых искажений в последовательности из нескольких принятых сигнальных отсчетов, выделенных из общего множества отсчетов принятого сигнала. Из уровня техники известно, что основная мощность фазового шума опорного генератора сигнала сосредоточена в области низких частот, следовательно, для достижения достаточной точности требуется выполнение оценки относительно небольшого числа значений спектральных компонент, число которых не зависит от количества сигнальных отсчетов, по которым производится оценка. Вычисление необходимых низкочастотных спектральных характеристик фазового шума по последовательности сигнальных отсчетов производится путем линейной комбинации оценок реализации фазового шума со взвешенными коэффициентами. Полученные таким образом значения спектральных компонент используются для вычисления оценки фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала во временной области с помощью обратного преобразования Фурье.
Таким образом, разработан способ оценки и компенсации влияния фазового шума на передачу данных, содержащий шаги: 1) Прием последовательности из множества отсчетов сигнала; 2) Оценка фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала; 3) Компенсация фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала с использованием полученной оценки фазового шума. Разработанный способ отличается тем, что процедура оценки фазового шума содержит последовательные шаги: 2.1) Выделение последовательности из нескольких сигнальных отсчетов из множества отсчетов сигнала; 2.2) Прямая оценка реализации фазового шума в последовательности из нескольких сигнальных отсчетов; 2.3) Получение последовательности из оценок реализации фазового шума; 2.4) Оценка и выделение одной или нескольких низкочастотных спектральных компонент фазового шума путем линейной комбинации оценок реализации фазового шума со взвешенными коэффициентами; 2.5) Получение оценки фазового шума на последовательности из множества отсчетов сигнала во временной области с помощью обратного преобразования Фурье от оцененных низкочастотных компонент фазового шума.
В одном варианте конкретной реализации настоящего изобретения число оцениваемых спектральных компонент выбирается априорно так, чтобы покрыть спектр фазового шума используемых генераторов сигнала по заранее заданному уровню, определяемому исходя из параметров передачи данных и характеристик генератора опорного сигнала.
В другой конкретной реализации для прямой оценки реализации фазового шума используются априорно известные приемнику пилотные сигналы. Использование только пилотных символов для оценки фазовых искажений является наиболее эффективным решением при передаче данных в условии высокого уровня шумов в принимаемом сигнале, что часто не позволяет произвести корректную демодуляцию отсчетов данных.
В другой реализации разработанного способа для прямой оценки реализации фазового шума используются принятые и демодулированные сигналы данных. Такая реализация позволяет увеличить число оценок временной реализации фазового шума и, как следствие, улучшить оценку фазового шума на всем сигнале, в том случае если уровень шумов позволяет обеспечить корректность демодуляции для большинства отсчетов данных.
В еще одной конкретной реализации для прямой оценки реализации фазового шума используется комбинация из априорно известных приемнику пилотных сигналов и принятых и демодулированных сигналов данных. В данном случае детектирование фазовой ошибки может производится в широком диапазоне отношений сигнал-шум, с одной стороны, обеспечивая надежную оценку за счет выборки только пилотных отсчетов в условии высокого уровня шумов, а с другой стороны, увеличивая число оценок временной реализации фазового шума в случае корректной демодуляции для большинства отсчетов данных. Принятие решения об использовании оценок фазового шума по демодулированным данным может выполняться исходя из измерения уровня отношения сигнал-шум в принимаемом сигнале.
В конкретной реализации настоящего изобретения для оценки спектральных компонент фазового шума используется быстрое преобразование Фурье. Такое преобразование является частным случаем линейной комбинации оценок реализации фазового шума со взвешенными коэффициентами. Данный подход может быть использован в случае, если отсутствует априорная информация о знании корреляционных свойств спектральных компонент фазового шума генератора опорной частоты. Текущая реализация является более универсальной, но соответственно характеризуется меньшей эффективностью подавления фазового шума по сравнению с другими возможными реализациями заявляемого способа.
В другой конкретной реализации для оценки спектральных компонент фазового шума используется метод оценивания по критерию минимума средней квадратической ошибки. В данной реализации повышается точность оценки за счет использования дополнительной априорной информации о статистических характеристиках генератора опорной частоты, в частности учитываются автокорреляционные свойства спектральных компонент фазового шума.
В конкретных реализациях разработанный способ, заявленный в настоящем изобретении, может дополнительно содержать шаги предварительного оценивания и компенсации фазового шума с помощью линейной интерполяции значений фазового шума между отсчетами или группами отсчетов априорно известных приемнику пилотных сигналов. В этом случае повышается корректность оценки фазового шума по демодулированным сигналам данных, обеспечивая возможность ее использования при более низком уровне отношения сигнал-шум.
В другой конкретной реализации предварительная оценка и компенсация фазового шума выполняется на основе среднего значения, вычисляемого путем усреднения значений фазового шума по отсчетам априорно известных приемнику пилотных сигналов. Данный подход также позволяет улучшить оценку фазового шума при использовании демодулированных данных принимаемого сигнала и характеризуется наименьшей вычислительной сложностью из всех возможных способов предварительной компенсации фазового шума, так как в этом случае все отсчеты компенсируется одним значением.
В еще одной конкретной реализации заявленного изобретения оценка и компенсация фазового шума производится до эквализации принимаемого сигнала. Такой подход является эффективным, в частности, применительно к использованию эквализации в частотной области, так как в этом случае снижается уровень взаимной интерференции вследствие нарушения ортогональности спектральных компонент эквализуемого сигнала. Однако наличие межсимвольной интерференции в принимаемом сигнале ухудшает точность детектирования фазовой ошибки, которая в большинстве случаев может быть выполнена только по пилотным отсчетам сигнала, так как демодуляция сигнальных отсчетов данных в этом случае будет выполняться с большим числом ошибок.
В другой конкретной реализации заявленного технического решения оценка и компенсация фазового шума производится после эквализации принимаемого сигнала. Преимуществом данного решения является то, что оценка фазового шума может быть выполнена по всем отсчетам сигнала, с использованием как известных пилотных символов, так и демодулированных сигналов данных, повышая таким образом точность оценки спектральных компонент и эффективность компенсации фазового шума на всем сигнале.
Заявленное техническое решение в любой из конкретных реализаций может быть использовано в системах связи с одной несущей и эквализацией в частотной области, использующих блоковую модуляцию при передаче данных. Это позволят считать предложенный в настоящем изобретении способ применимым в современных беспроводных системах связи, таких как IEEE 802.11ad, LTE и многих других, широко использующих SC-FDE модуляцию.
В конкретной реализации настоящего изобретения в системах связи с одной несущей и эквализацией в частотной области длина множества отсчетов сигнала, по которой производится оценка и компенсация фазового шума, выбирается кратной длине блока модуляции сигнала. Это позволяет дополнительно оптимизировать вычислительную сложность.
Краткое описание чертежей
Детали, признаки, а также преимущества настоящего изобретения следуют из нижеследующего описания реализации заявленного технического решения и чертежей, на которых показано:
Фиг. 1 - общая схема реализации системы связи с одной несущей, использующей традиционный способ оценки и компенсации фазового шума, основанный на применении схемы фазовой автоподстройки частоты эквализованного сигнала (уровень техники).
Фиг. 2 - общая схема реализации системы связи с одной несущей, использующей традиционный способ оценки и компенсации фазового шума, основанный на применении схемы фазовой автоподстройки частоты сигнала до процедуры эквализации (уровень техники).
Фиг. 3 - структура устройства компенсации фазового шума, раскрытого в патенте США 7,409,024 (уровень техники).
Фиг. 4 - структура устройства компенсации фазового шума, раскрытого в патенте США 7,733,993 (уровень техники).
Фиг. 5 - общая структура приемника, включающая устройство компенсации фазового шума, раскрытое в патенте США 9,160,382 (уровень техники).
Фиг. 6 - общая схема устройства компенсации фазового шума, раскрытого в патенте США 9160382 (уровень техники).
Фиг. 7 - функциональная схема приемника, содержащего схему оценки и компенсации фазового шума в соответствии с настоящим изобретением, применяемую к сигналу после выполнения эквализации.
Фиг. 8 - функциональная схема приемника, содержащего схему оценки и компенсации фазового шума в соответствии с настоящим изобретением, применяемую к сигналу до выполнения процедуры эквализации.
Фиг. 9 - функциональная схема устройства оценки и компенсации фазового шума в соответствии с одной реализацией настоящего изобретения.
Фиг. 10 - функциональная схема устройства оценки и компенсации фазового шума в соответствии с одной реализацией настоящего изобретения, дополнительно использующая схему предварительной оценки и компенсации фазового шума.
Фиг. 11 - пример временной реализации фазового шума и значений фазовой ошибки на каждый сигнальный отсчет, используемых для компенсации фазового шума, и полученных методом линейной интерполяции, усреднением значений фазовой ошибки и предложенным способом на основе оценки спектральных компонент.
Фиг. 12 - зависимость вероятности битовой ошибки от отношения сигнал-шум при передаче данных в канале с аддитивным белым гауссовским шумом для различных случаев подавления фазового шума в принятом сигнале.
На фигурах цифрами обозначены следующие позиции:
100 - система связи с одной несущей, 101 - блок помехоустойчивого кодирования, 102 - цифровой модулятор, 103 - цифроаналоговый преобразователь, 104 - блок переноса видеосигнала на несущую радиочастоту, 105 - усилитель мощности, 106 - антенна передатчика, 107 - радиоканал, 108 - антенна приемника, 109 - малошумящий усилитель, 110 - блок переноса принимаемого радиосигнала на видеочастоту, 111 - аналого-цифровой преобразователь, 112 - блок временной и частотной синхронизации, 113 - блок эквализации, 114 - блок компенсации фазовых искажений, 115 - цифровой демодулятор, 116 - низкочастотный фильтр, 117 - схема фазовой автоподстройки частоты, 118 - блок декодирования помехоустойчивых кодов, 200 - система связи с одной несущей, 300 - приемник системы связи с одной несущей, 301 - блок временной и частотной синхронизации, 302 - блок эквализации, 303 - блок оценки и компенсации фазового шума, 304 - демодулятор, 305 - блок декодирования, 400 - приемник системы связи с одной несущей, 500 - устройство оценки и компенсации фазового шума, 501 - линия задержки сигнала, 502 - детектор фазовой ошибки, 503 - блок оценки спектральных компонент фазового шума, 504 - блок обратного преобразования Фурье, 505 - блок компенсации фазовой ошибки, 600 - устройство оценки и компенсации фазового шума, 601 - линия задержки сигнала, 602 - блок предварительной оценки фазового шума, 603 - блок предварительной компенсации фазового шума, 604 - детектор фазовой ошибки, 605 - блок оценки спектральных компонент фазового шума, 606 - блок обратного преобразования Фурье, 607 - линия задержки сигнала, 608 - блок компенсации фазовой ошибки.
Раскрытие изобретения
Настоящим изобретением предлагается способ подавления фазового шума в принимаемом сигнале при передаче данных в беспроводных системах связи, характеризующийся лучшей эффективностью и меньшей вычислительной сложностью по сравнению с известными способами, использующими алгоритмы линейной интерполяции или усреднения фазовой ошибки.
В основе предлагаемого способа подавления фазового шума используется тот факт, что фазовый шум генератора опорного сигнала может быть рассмотрен как случайный процесс, основная спектральная плотность мощности которого сосредоточена в области низких частот. Таким образом, при выполнении оценки реализации фазового шума по нескольким отсчетам принимаемого сигнала не во временной, а в частотной области, число оцениваемых параметров может быть уменьшено во много раз и сведено к нескольким первым низкочастотным спектральным компонентам по сравнению с прямой оценкой временной реализации.
0
Для подробного описания разработанного способа рассмотрим математическую модель передачи данных, где сигнал s(n), сформированный на передатчике, распространяется в канале с аддитивным белым гауссовским шумом ω(n) и принимается на приемнике в присутствии фазового шума опорного генератора ϕ(n), приводящего к изменению фазы на каждом отсчете сигнала:
n
Основной задачей эффективного подавления фазового шума является получение максимально точной оценки временной реализации ϕ(n) на каждом отсчете сигнала и применение полученной оценки для компенсации фазовых искажений принимаемого сигнала. Оценка фазового шума в настоящем техническом решении производится по нескольким отсчетам, последовательность которых образует выборку числом отсчетов N из общего числа L сигнальных отсчетов, наблюдаемых на приемнике (N≤L). В общем случае для выполнения оценки фазового шума предлагаемым способом выбор сигнальных отсчетов может выполняться произвольным образом, не требуя наличия всех значений наблюдаемого сигнала или произведения выборки с каким бы то ни было периодом. Пусть индексы отсчетов сигнала, вошедшие в выборку, образуют множество I={i,i∈[0,L-1]} мощностью N. Тогда в векторном виде значения, входящие в выборку отсчетов принимаемого сигнала, могут быт представлены как:
n
n
n
n
Т
jϕ(m)}
T
T
T
где X=[{x(m), m∈I}] - вектор отсчетов принятого сигнала, входящих в текущую выборку, Ф=[{e, m∈I}] - вектор временной реализации фазового шума, на сигнальных отсчетах выборки, Ω=[{ω(m), m∈I}] - отсчеты гауссового шума, S=diag[{s(m), m∈I}]) - диагональная матрица, в которой ненулевые элементы главной диагонали соответствуют переданным сигнальным отсчетам выборки.
На основе выборки из N отсчетов для реализации фазового шума на всех L отсчетах сигнала может быть получена частотная характеристика фазового шума. Это делается с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ) по отсчетам временной реализации фазового шума, соответствующим элементам сигнала, и входящим в рассматриваемую выборку:
J=FФ,
n
где J=[J(0)…J(L-1)] - вектор спектральной характеристики реализации фазового шума на всем наблюдаемом сигнале, F - укороченная матрица ДПФ размерностью L×N, содержащая только столбцы матрицы ДПФ, соответствующие индексам сигнальных отсчетов выборки I.
В векторном виде частотную характеристику реализации фазового шума на всем наблюдаемом сигнале можно представить, как сумму двух компонент:
u
-u
T
T
где J=[J(0)…J(W/2-1), 0, …0, J(L-W/2), J(L-1)] - вектор, содержащий значения низкочастотных спектральных компонент реализации фазового шума, a J=[0, …0, J(W/2), J(L-W/2-1), 0…0] - вектор, содержащий высокочастотные спектральные компоненты реализации фазового шума.
u
-u
u
В силу низкочастотного характера фазового шума оценка его спектральных характеристик может быть выполнена путем определения только значений вектора J, а вектор J может быть принят равным нулевому вектору. Число оцениваемых спектральных компонент реализации фазового шума W (длина вектора J) выбирается таким образом, чтобы при выполнении данной оценки обеспечивать покрытие области спектра фазового шума по определенному уровню. Характеристики спектральной плотности мощности фазового шума могут быть определены исходя из характеристик используемого генератора опорного сигнала. Число низкочастотных спектральных компонент W, покрывающих необходимую область спектра фазового шума, в общем случае зависит от отношения длительности выборки из N отсчетов сигнала к периоду следования сигнальных отсчетов на приемнике. Однако в большинстве практических реализаций число W выбирается равным 3, 5, 7.
Для выполнения оценки спектральных компонент реализации фазового шума на всем сигнале производится детектирование фазовой ошибки на каждом отсчете выборки принятых сигнальных отсчетов и формирование последовательности оценок временной реализации фазового шума Y на рассматриваемой выборке X, определяемой как:
Вычисление фазовой ошибки для каждого отсчета выборки производится путем деления принятого сигнала на комплексную величину переданных сигнальных отсчетов (диагональных элементов матрицы S), которые могут быть определены как на основе априорного знания пилотных отсчетов в передаваемом сигнале, так и по принятым сигнальным отсчетам данных путем принятия «жесткого решения» на демодуляторе - аппроксимации принятого сигнального отсчета значением сигнального созвездия, эвклидово расстояние до которого наименьшее. Оценка фазовой ошибки по отсчетам данных может быть неточной из-за ошибок при демодуляции, что будет приводить к деградации работы описываемого способа, однако для целей настоящего описания этим можно пренебречь.
Выражение (5) может быть приведено к виду:
u
где E - приведенный аддитивный гауссовский шум, включающий исходный гауссовский шум, внесенный на приемнике, а также шумовой вклад спектральных компонент фазового шума J, исключаемых из дальнейшей оценки.
u
Оценка ненулевых элементов вектора спектральных компонент фазового шума J может быть выполнена с помощью процедуры фильтрации последовательности оценок временной реализации фазового шума Y:
u
где M - матрица оценивания спектральных характеристик фазового шума размером W×N,  - вектор оценки спектральных компонент, включающий только W ненулевых элементов вектора J.
n
В одном из вариантов практической реализации оценка первых W спектральных компонент может быть вычислена с помощью преобразования Фурье по всем N отсчетам выборки. В этом случае в качестве матрицы фильтрации M используется матрица размером W×N, сформированная из строк столбцов матрицы дискретного преобразования Фурье F размером L×L, соответствующих оцениваемым спектральным компонентам и индексам сигнальных отсчетов I, вошедших в выборку. Такой подход является наиболее простым для вычисления необходимых значений, не учитывает автокорреляционные свойства спектральных компонент фазового шума, а также требует периодичности взятия выборки отсчетов фазового шума.
В другом варианте реализации схемы оценки спектральных компонент коэффициенты матрицы фильтрации M вычисляются согласно критерию минимума среднеквадратичной ошибки (МСКО, в англ. Minimum Mean Square Error - MMSE) для оценки по формуле (6) и определяются выражением:
JuJu
εε
j,i
n
где R - матрица корреляции W низкочастотных спектральных компонент фазового шума, значения которой зависят от характеристик опорного генератора несущей частоты, R - матрица корреляции остаточных шумов,  - матрица вычисления ДПФ для W низкочастотных спектральных компонент ФШ по сигнальным отсчетам выборки размером W×N, сформированная как , где f - элемент матрицы Фурье F размером L×L такой, что j∈[0, W-1], i∈I. Оценка спектральных компонент фазового шума в данной реализации дает наиболее оптимальный результат по сравнению с оценкой на основе преобразования Фурье, однако требует дополнительного знания большей априорной информации о статистических характеристиках оцениваемого сигнала.
u
Оценка временной реализации фазового шума на всех L отсчетах принимаемого сигнала, используемая для компенсации фазового шума, может быть получена с помощью вычисления обратного дискретного преобразования Фурье размерностью W×L от оценки спектральных компонент фазового шума J, в виде:
Таким образом, представленный в настоящей заявке способ компенсации фазового шума в принимаемом сигнале на основе оценки спектральных компонент состоит из следующих шагов:
1. Выделение последовательности из N сигнальных отсчетов S из всего множества L отсчетов принимаемого сигнала s(n), формируя выборку, по которой выполняется оценка.
2. Выполнение оценки реализации фазового шума Y на последовательности из N сигнальных отсчетов, входящих в текущую выборку, с использованием знания пилотных символов и демодуляции отсчетов данных.
3. Оценка низкочастотных спектральных компонент  фазового шума путем линейной комбинации оценки реализации фазового шума Y co взвешенными коэффициентами фильтра M.
4. Вычисление оценки временной реализации фазового шума для всех L отсчетов принимаемого сигнала с помощью обратного преобразования Фурье по оценке низкочастотных компонент фазового шума .
5. Применение полученной оценки для компенсации фазового шума в принимаемом сигнале s(n).
Следует отметить, что точность оценки фазовой ошибки на сигнальных отсчетах данных сильно зависит от уровня всех шумов в принятом сигнале. Поэтому для улучшения качества оценки фазовых искажений дополнительно может быть использована предварительная оценка и компенсация фазового шума, устраняющая общий поворот фазы всех отсчетов сигнала, входящих в i-ю выборку. Данная процедура выполняется на основе оценки фазовой ошибки на пилотных отсчетах принимаемого сигнала, значения которых априори известны. В одном из вариантов реализации для вычисления предварительной фазовой ошибки на данных производится линейная интерполяция значений фазы между полученными оценками. В другом варианте реализации компенсация фазового шума на отсчетах данных выполняется усредненным значением фазовой ошибки, полученной для пилотных отсчетов сигнала.
Общая схема варианта реализации приемника 300, используемого в системах связи с одной несущей, содержащего схему подавления фазового шума, реализующую разработанный способ, представлена на Фиг. 7. Функциональная схема включает в себя следующие компоненты: блок временной и частотной синхронизации 301, блок эквализации 302, блок оценки и компенсации фазового шума 303, использующий заявленный способ подавления фазового шума, блок демодуляции принятого сигнала 304 и блок декодирования помехоустойчивых кодов 305. В представленном варианте реализации настоящего изобретения оценка и компенсация фазового шума производится после выполнения процедуры эквализации принимаемого сигнала.
Также возможной реализацией настоящего изобретения является архитектура приемника 400, представленная на Фиг. 8, где подавление фазового шума выполняется блоком 303 до выполнения процедуры эквализации принимаемого сигнала блоком 304.
Функциональная схема варианта реализации цифрового блока подавления фазового шума 500, использующего представленный выше способ, приведена на Фиг. 9. В текущем варианте реализации последовательность отсчетов принимаемого сигнала поступает на фазовый детектор 502, который вычисляет оценку фазовой ошибки либо на основе априорного знания пилотных отсчетов, либо на основе результатов демодуляции сигнала с использованием «жестких решений», либо комбинируя оба подхода. Далее полученная последовательность оценок временной реализации фазового шума поступает на блок оценки спектральных компонент фазового шума 503, вычисляющий для текущей последовательности отсчетов сигнала оценку W низкочастотных спектральных компонент фазового шума. Полученная оценка поступает на блок дискретного преобразования Фурье 504, где производится вычисление конечной оценки временной реализации фазового шума с помощью обратного преобразования Фурье, которая применяется для компенсации входного сигнала, задержанного блоком 501 на время, необходимое для выполнения вычислений.
На Фиг. 10 представлена функциональная схема одного из вариантов реализации блока подавления фазового шума 600, дополнительно использующего предварительную оценку и компенсацию фазового шума для улучшения точности работы блока фазового детектора 604. Схема предварительного подавления состоит из блока предварительной оценки фазового шума 602, блока предварительной компенсации фазового шума 603, а также линии задержки сигнала 601 на время, необходимое для вычисления последовательности, используемой в процедуре предварительной компенсации. Последующая схема подавления фазового шума аналогична структуре, применяемой в цифровом блоке 500, и использует представленные ранее блоки фазового детектора 604, оценки спектральных компонент фазового шума 605, вычисления обратного дискретного преобразования Фурье 606, линию задержки входного сигнала 607 и компенсации фазового шума на последовательности отсчетов принимаемого сигнала 608.
С целью иллюстрации эффективности подавления фазового шума выполнено сравнение предложенного способа со схемами оценки и компенсации на основе линейной интерполяции и усреднения оценок фазовой ошибки на пилотных отсчетах сигнала. На Фиг 11 представлен пример временной реализация фазового шума, а также ее оценка с помощью трех рассматриваемых методов. Реализация фазового шума приведена для интегрированного генератора сигнала диапазона 60 ГГц, используемого в современных радиорелейных системах связи. Из представленных результатов видно, что предлагаемый метод обеспечивает лучшую оценку фазовых искажений на всех отсчетах принимаемого сигнала.
Одной из основных характеристик качества передачи данных в системах связи является вероятность битовой ошибки (в англ. Bit Error Rate - BER), определяемая как отношение числа ошибочно принятых бит к общему числу переданных бит. Пример влияния фазового шума на величину BER в радиорелейной системе связи диапазона 60 ГГц представлено на Фиг. 12. На графике показаны результаты для трех случаев: отсутствия компенсации фазового шума в принимаемом сигнале, компенсации фазового шума методом линейной интерполяции и компенсации фазового шума способом, предложенным в настоящем изобретении. Представленные результаты соответствуют случаю некодированной передачи данных с использованием 64-КАМ цифровой модуляции и демонстрируют зависимость BER от отношения сигнал шум (ОСШ) в канале в присутствии фазового шума опорного генератора. Временная реализация фазового шума при моделировании задавалась согласно математической модели свободного осциллятора. Уровень кривой спектральной плотности мощности был выбран таким, чтобы на отстройке в 100 кГц от несущей частоты его значение было равным -69 дБн/Гц. Также на Фиг. 12 для оценки эффективности компенсации фазового шума рассматриваемыми способами дополнительно представлена кривая BER от ОСШ для случая отсутствия фазового шума.
-6
-6
Из представленного примера работы различных способов компенсации влияния фазового шума видно, что в случае отсутствия механизма подавления фазового шума в принимаемом сигнале наблюдается полная неработоспособности системы с постоянным уровнем BER=0.08. Применение процедуры компенсации фазового шума для двух рассмотренных способов компенсации позволяет достигать уровня BER, равного 10. Но, как можно видеть, выигрыш от использования предложенного способа по сравнению с известным методом линейной интерполяции составляет 6 дБ по уровню ОСШ, что является существенным преимуществом данной схемы. Деградация рабочей точки ОСШ по уровню BER 10 вследствие влияния фазового шума на передачу данных при использовании предлагаемого способа составляет всего 1.2 дБ относительно идеального случая отсутствия фазового шума, что является допустимой величиной применительно к характеристикам современных систем связи.
Вычислительная сложность предложенного метода требует выполнения W×N комплексных умножений и 2×W×(N-1) сложений для оценки спектральных компонент фазового шума, а также W×N комплексных умножений и 2×(W-1)×N сложений результатов умножения для вычисления обратного ДПФ. Известные из уровня техники методы оценки и компенсации фазового шума, основанные на процедуре цифровой фильтрации последовательности отсчетов принятого сигнала, требуют выполнения N×N комплексных умножений и 2×N×(N-1) операций сложения результатов умножения для оценки реализации фазового шума на последовательности длиной N символов. Так как размер последовательности N, по которой производится оценка, значительно больше числа оцениваемых спектральных компонент W, то вычислительная сложность известных аналогов существенно превышает сложность предложенного в настоящем изобретении способа.
Настоящее изобретение не ограничено конкретными вариантами реализации, раскрытыми в данном описании лишь в иллюстративных целях, и охватывает все модификации и варианты, не выходящие за рамки объема и сущности изобретения, которые определены указанной формулой изобретения.