АРХИТЕКТУРА СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЬНО-ИНВЕРТОРНЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ НА IGBT-ТРАНЗИСТОРАХ

Полезная модель относится к электротехнике, в частности к преобразовательной технике, и может быть использована для управления выпрямительно-инверторным и/или четырехквадрантным преобразователем на IGBT-транзисторах, а также для управления корректором коэффициента мощности.
Основными задачами выпрямительно-инверторного преобразователя являются поддержание заданного значения выходного напряжения при изменении входного переменного напряжения в рабочем диапазоне, поддержание коэффициента мощности близким к единице, рекуперация энергии.
Известна архитектура системы управления [1] выпрямительно-инверторным преобразователем на IGBT-транзисторах (Фиг.1), содержащая пропорционально-интегральный регулятор (ПИ-регулятор) 1, на вход которого подается разность измеренного и опорного значений выходного напряжения выпрямительно-инверторного преобразователя, сигнал с выхода ПИ-регулятора суммируется со значением входного тока Iin и поступает на формирователь опорного сигнала 2, разница значений входного напряжения Uin и сигнала с выхода формирователя опорного сигнала является управляющим воздействием и используется для формирования широтно-импульсно модулированных сигналов (ШИМ-сигналов).
Недостатком рассмотренной архитектуры системы управления является зависимость коэффициента мощности от входного переменного напряжения преобразователя, которая особенно сильно проявляется на границах рабочего диапазона, это явление значительно сужает рабочий диапазон входного переменного напряжения преобразователя. Кроме этого, немаловажным недостатком является вероятность сбоя синхронизации и, как следствие, потеря управляемости в результате значительных искажений входного сетевого напряжения.
Наиболее близкой по технической сущности является архитектура системы управления выпрямительно-инверторным преобразователем на IGBT-транзисторах [2] содержащая блоки контроля входного тока 5 и выходного напряжения 1, блок синхронизации входного напряжения 3, формирователь опорного сигнала 2, формирователь широтно-импульсно модулированного сигнала (ШИМ-сигнала) 4. Данная архитектура изображена на Фиг.2 в привязке к силовой схеме выпрямительно-инверторного преобразователя на IGBT-транзисторах. Работает данная архитектура следующим образом:
Входное переменное напряжение подается на блок синхронизации 3, в котором производится фильтрация сигнала и его масштабирование. Блок контроля выходного напряжения 1 представляет собой пропорционально-интегральный регулятор, на вход которого поступает разность значений заданного и измеренного выходного напряжения. В формирователе опорного сигнала 2 производится умножение обработанного сигнала блока синхронизации на сигнал с выхода блока контроля выходного напряжения, представляющего собой амплитуду тока стабилизации. В результате преобразований на выходе формирователя опорного сигнала образуется опорный сигнал тока стабилизации. Блок контроля тока 5 представляет собой пропорционально-интегральный регулятор, на вход которого поступает разность значений опорного сигнала тока стабилизации и измеренного входного тока. Таким образом, на выходе блока контроля тока формируется управляющее воздействие для стабилизации выходного напряжения и входного тока в части приближения коэффициента мощности преобразователя к единице. В формирователе ШИМ-сигнала 4 производится обработка сигнала с выхода блока контроля тока и формирование управляющих импульсов для IGBT-транзисторов 8-11.
Недостатком такой архитектуры системы управления является зависимость коэффициента мощности от входного переменного напряжения преобразователя, а также вероятность сбоя синхронизации при значительных искажениях входного сетевого напряжения.
Задачи полезной модели: получение коэффициента мощности преобразователя близкого к единице во всем рабочем диапазоне входного напряжения, увеличение рабочего диапазона входного переменного напряжения преобразователя, улучшение стабильности работы в условиях искажений входного напряжения.
На Фиг.3 представлена архитектура системы управления, содержащая блоки контроля входного тока 5 и выходного напряжения 1, блок синхронизации входного напряжения 3, формирователь опорного сигнала 2, формирователь ШИМ-сигнала 4, блок расчета коэффициентов регулирования тока 6, систему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) 7.
Система управления, построенная по предложенной архитектуре, работает следующим образом:
Входное переменное напряжение подается как на блок синхронизации 3, в котором производится фильтрация сигнала и его масштабирование, так и на блок расчета коэффициентов регулирования тока 6. Отфильтрованный сигнал входного напряжения с блока синхронизации поступает на ФАПЧ 7. Применение системы ФАПЧ позволяет исключить эффекты потери управляемости при сильных искажениях входной сети. Блок контроля выходного напряжения 1 представляет собой пропорционально-интегральный регулятор, на вход которого поступает разность значений заданного напряжения и измеренного выходного напряжения. В формирователе опорного сигнала 2 производится умножение синусоидального сигнала с выхода ФАПЧ на сигнал с выхода блока контроля выходного напряжения, представляющего собой амплитуду тока стабилизации. В результате преобразований на выходе формирователя опорного сигнала образуется опорный сигнал тока стабилизации. Блок контроля тока 5 представляет собой пропорционально-интегральный регулятор, на вход которого поступает разность значений опорного сигнала тока стабилизации и измеренного входного тока. С целью приближения коэффициента мощности преобразователя к единице во всем рабочем диапазоне входного напряжения производится расчет коэффициентов регулирования тока в зависимости от входного напряжения.
Таким образом, на выходе блока контроля тока формируется управляющее воздействие для стабилизации выходного напряжения и входного тока в части приближения коэффициента мощности преобразователя к единице. В формирователе ШИМ-сигнала 4 производится обработка сигнала с выхода блока контроля тока и формирование управляющих импульсов для IGBT-транзисторов 8-11.
Источники информации:
1. Hans Bängtsson; Harmonic Mitigation in Traction Drives. Lunds Universitet 1999. стр.48-52. http://www.iea.lth.se/publications/Theses/LTH-IEA-1021b.pdf
2. Balázs, G.G.; Horváth, M.; Schmidt, I.; Dept. of Electr. Power Eng., Budapest Univ. of Technol. & Econ. Features of Sinusoidal and Resistive Current Loads in Harmonic Distorted Networks. 14th International. Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/PEMC), 2010, Budapest, Hungary, ISBN 978-1-4244-7856-9. http://mycite.omikk.bme.hu/doc/88967.pdf