Синтез трансформаторов сопротивлений выходных каскадов передатчиков систем радиовещания и радиосвязи

Таблица 2. Результаты оптимизации конструкции выравнивающего конуса

Размеры ВК Длина конуса Х Основание степени Х2 Радиус скругления конуса Х3 Расстояние от конуса до изгиба жил кабеля Х4 Общая длина конуса

В относительных единицах 0,18 0,732 0,15 -0,02

В натуральном виде 125,00 мм 1,048 4,20 мм 22,00 мм 129,20 мм

По результатам расчетов были проведены эксперименты: на пяти коротких отрезках кабеля ААБ 3x240, были смонтированы кабельные заделки, с одной стороны типа КВЭ10, а с другой стороны - с применением ВК, где в качестве изоляции был использован эпоксидный компаунд Э-2200. Испытания заделок на электрическую прочность производились постоянным и переменным напряжением с помощью установки АИИ-70. Испытательное напряжение плавно поднималось от 0 до пробивного напряжения или до предельного значения 110 кВ. Если при предельном значении пробой не возникал, то кабель выдерживался под напряжением до 30 мин. В результате испытаний были пробиты четыре заделки КВЭ10, а заделки с ВК выдержали испытание.

Выводы

1. Проведено моделирование разделки трехфазного кабеля в трехмерном пространстве методом конечных разностей, которое выявило значительную неравномерность распределения НЭП в месте среза металлической оболочки кабеля.

2. С целью выравнивания неравномерного электрического поля в месте среза оболочки кабеля предложено использование выравнивающего конуса. Для получения оптимальных размеров выравнивающего конуса были использованы методы оптимального планирования экспериментов и нелинейного программирования.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Нырков Е.С. Расчет пробивной прочности соединительных муфт высоковольтного кабеля с вязкой пропиткой. — Дис. ... канд. техн. наук. — М., 1957. — 249 с.

2. Демирчян К.С. Моделирование магнитных полей. — Л.: Энергия, 1974. —288 с.

3. Михайлов В.П. Дифференциальные уравнения в частных производных. — М.: Наука, 1976. — 392 с.

4. Лебедев Г.М., Мешков Д.М. Моделирование электрического поля в кабельной заделке 6—10 кВ // Технология и техника пищевых производств. — Кемерово, 2004. — С. 234—238.

5. Бумажно-маслянная изоляция в высоковольтных конструкциях / М.А. Грейсух, Г.С. Кучинский, Д.А. Каплан, Г.Т. Мессер-ман. — М.: Госэнергоиздат, 1963. — 300 с.

6. Ахназарова С.Л., Кафаров В.В. Методы оптимизации эксперимента в химической технологии: Учебн. пособие для хим.-тех-нол. спец. вузов. —2-е изд., перераб. и доп. — М.: Высшая школа, 1985. —327 с.

7. Берман В.И., Феськов Е.М., Юркевич В.М. Измерение распределений напряженности электрического поля в кабельной муфте // Электротехника. —1998. — № 5. — С. 25—29.

УДК 621.375.026

СИНТЕЗ ТРАНСФОРМАТОРОВ СОПРОТИВЛЕНИЙ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ ПЕРЕДАТЧИКОВ

СИСТЕМ РАДИОВЕЩАНИЯ И РАДИОСВЯЗИ

А.А. Титов, М.А. Титова

Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники E-mail: titov_aa@rk.tusur.ru

Предложена методика синтеза нормированных значений элементов трансформаторов сопротивлений, выполненных в виде полосовых фильтров. Методика позволяет минимизировать отклонение коэффициента трансформации от заданного значения в заданной полосе рабочих частот трансформатора. Приведены таблицы нормированный значений элементов двух видов трансформаторов, примеры их расчета и использования в усилителях мощности. Показаны преимущества использования рассматриваемых трансформаторов по сравнению с традиционными трансформаторами, выполненными в виде фильтров нижних частот.

В соответствии с [1, 2] оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора Д^, на которое он отдает максимальную мощность, составляет ед. Ом и может быть определено из соотношения:

н.опт V п ост ' / еых .тах > V1;

где Еп — рекомендуемое напряжение источника питания; Ршии — максимальное значение выходной мощ-

ности, отдаваемой транзистором; иост=1К1^и1Ш/1^1Ж - остаточное напряжение; - критический ток; ижс - напряжение насыщения коллектор-эмиттер; 1кнж - ток коллектора, при котором проводилось измерение значения Е„, Р«^, 4, ишс, 1шас - справочные величины [3].

Для ряда транзисторов значения Д, ит„ 1кшс в справочниках не приведены. В этом случае следует выбирать иост=0,5...2 В, что справедливо для большинства мощных транзисторов [3].

Выходные каскады усилителей мощности передатчиков систем радиовещания и радиосвязи работают на антенно-фидерные тракты, имеющие, как правило, стандартное входное сопротивление ЯА, равное 50, либо 75 Ом [1].

С целью трансформирования сопротивления антенно-фидерного тракта в оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора традиционно используют трансформаторы сопротивлений, выполненные в виде фильтров нижних частот (ФНЧ), рис. 1 [1, 4-6]. Во многом это обусловлено наличием разработанной методики расчета таких трансформаторов, основанной на использовании таблиц нормированных значений элементов [7-9].

С2

X

т

цепей высокочастотных усилителей мощности. В соответствии с указанной методикой частотную зависимость Кщ трансформаторов представим в виде:

2

Ктр -

р ч

1 + рЬ1 + р Ь2 + р Ь3 + р Ь4

гдер=]'0.; 0.-а/а0 - нормированная частота; а -текущая круговая частота; а0 - центральная круговая частота полосы рабочих частот трансформатора; я^я^С), ¿^¿^С) - коэффициенты, являющиеся функциями параметров элементов трансформаторов, нормированных относительно а0 и ЯА.

X X

Рис. 1. Трансформатор сопротивлений в виде ФНЧ

Обычно указанные трансформаторы реализуются в виде ФНЧ четвертого порядка [1, 4-6]. Недостатком рассматриваемых трансформаторов является значительное частотно-зависимое отклонение их коэффициента трансформации Ктр от заданного значения при необходимости одновременного увеличения как указанного коэффициента, так и относительной полосы рабочих частот W=fJfu, где /„, /н - верхняя и нижняя рабочие частоты трансформатора.

Указанный недостаток может быть устранен использованием трансформаторов, выполненных в виде полосовых фильтров (ПФ) [10, 11], при увеличении их коэффициента отражения вне полосы рабочих частот [12]. В диапазоне метровых и дециметровых волн наиболее удобными в применении оказываются трансформаторы, выполненные по схемам, приведенным на рис. 2 [10, 11]. Однако отсутствие методики расчета указанных трансформаторов затрудняет их применение.

Цель настоящей статьи - разработка методики синтеза трансформаторов сопротивлений (рис. 2), позволяющей по таблицам нормированных значений элементов осуществлять их реализацию с минимальным отклонением коэффициента трансформации от заданного значения в требуемой относительной полосе рабочих частот.

Для решения поставленной задачи воспользуемся предложенной в [13, 14] методикой параметрического синтеза межкаскадных корректирующих

а)

ЧУА

б)

Рис. 2. Трансформаторы сопротивлений в виде ПФ

В качестве функции-прототипа характеристики (2) выберем функцию:

Т"

1 + а1р + а2р + а3р + а4р

Квадрат модуля функции-прототипа (3) имеет вид:

][Т"р = 1 + Д х + Д х2 + Д х3 + Дх4' (4) где х=П2;

Для нахождения коэффициентов Ц составим систему линейных неравенств:

[^{Х)-8](1 + ДХ + ДХ2 + ДХ3 + ДХ4)- Х2 < 0; 1 -[£ (х) + 8 ](1 + ДХ + ДХ2 + ДХ3 + ДХ4) + Х2 < 0; I, (5) е0 - (1 + Дх + ДХ2 + ДХ3 + ДХ4) < 0; хе Д, |

где Ег - дискретное множество конечного числа точек в заданной нормированной области частот; £(х) - требуемая зависимость \ Т„(р)\2 на множестве Е; 8-допустимое уклонение \Т„(р)\2 от ^(х); е0 -малая константа.

Решая (5) для различных ^(х) и 8 при условии Fun=D4=max, найдем коэффициенты Ц, соответствующие различным полосам рабочих частот трансформатора и различным значениям его коэффициента трансформации. Вычисляя полиномы Гурвица знаменателя функции (4) [15], определим коэффициенты функции-прототипа (3). По известным коэффициентам функции-прототипа (3), решая систему нелинейных уравнений:

Ь1 = Ь2 = ё2; Ь3 = Ь4 =

найдем нормированные значения элементов рассматриваемых трансформаторов сопротивлений.

Результаты вычислений нормированных значений элементов трансформаторов, приведенных на рис. 2, а и б для коэффициента трансформации, лежащего в пределах Ктр=2...20 и для относительной полосы рабочих частот, лежащей в пределах №=1,3...3, приведены в табл. 1, 2 соответственно. Здесь же даны значения коэффициента стоячей волны (КСВ) трансформаторов по входу, соответствующие заданным значениям Ктр и №

Сравнение характеристик рассматриваемых трансформаторов (табл. 1 и 2) и характеристик трансформатора, выполненного в виде ФНЧ [8], показывает, что при прочих равных условиях они имеют гораздо меньшее значение КСВ.

Рассмотрим примеры использования синтезированных таблиц для расчета трансформаторов сопротивлений выходных каскадов передатчиков.

Таблица 1. Нормированные значения элементов трансформатора

Таблица 2. Нормированные значения элементов трансформатора

К Параметр 14=1,3 4=1,5 4=1,7 4=2,0 4=3,0

Мн 0,451 0,45 0,447 0,452 0,447

С1н 0,709 0,739 0,785 0,733 0,879

2 С2н 1,553 1,583 1,628 1,719 2,119

L2н 2,098 2,073 2,038 2,148 2,156

КСВ 1,017 1,020 1,025 1,036 1,082

Мн 0,404 0,398 0,389 0,394 0,359

С1н 1,055 1,131 1,190 1,154 1,505

3 С2н 1,465 1,519 1,571 1,665 2,302

L2н 1,661 1,626 1,588 1,619 1,502

КСВ 1,018 1,026 1,036 1,054 1,17

Мн 0,330 0,338 0,325 0,323 0,286

С1н 1,634 1,581 1,704 1,780 2,166

4 С2н 1,461 1,515 1,597 1,763 2,550

L2н 1,325 1,351 1,303 1,296 1,151

КСВ 1,020 1,030 1,049 1,076 1,260

Мн 0,271 0,268 0,252 0,261 0,219

С1н 2,265 2,315 2,581 2,454 3,122

6 С2н 1,499 1,573 1,711 1,849 3,004

L2н 1,131 1,115 1,052 1,061 0,873

КСВ 1,023 1,038 1,068 1,120 1,410

Мн 0,226 0,228 0,211 0,201 0,172

С1н 2,967 2,947 3,309 3,548 4,207

8 С2н 1,556 1,638 1,807 2,069 3,605

L2н 1,000 0,992 0,924 0,861 0,689

КСВ 1,026 1,045 1,083 1,150 1,520

Мн 0,200 0,200 0,184 0,172 0,155

С1н 3,491 3,533 3,969 4,307 4,725

10 С2н 1,599 1,702 1,893 2,209 3,862

L2н 0,929 0,911 0,841 0,769 0,628

КСВ 1,028 1,056 1,100 1,190 1,930

Мн 0,153 0,151 0,135 0,126 0,117

С1н 4,960 5,071 5,791 6,308 6,545

15 С2н 1,722 1,860 2,135 2,611 5,056

L2н 0,798 0,768 0,689 0,608 0,474

КСВ 1,032 1,067 1,130 1,310 2,320

Мн 0,129 0,117 0,103 0,097 0,095

С1н 6,091 6,915 8,027 8,600 8,281

20 С2н 1,808 2,040 2,426 3,113 6,262

L2н 0,731 0,663 0,577 0,492 0,367

КСВ 1,036 1,087 1,180 1,470 2,620

К„ Параметр 4=1,3 4=1,5 4=1,7 4=2,0 4=3,0

С1н 2,262 2,321 2,412 2,458 2,999

Мн 1,440 1,414 1,376 1,504 1,524

2 L2н 0,658 0,660 0,663 0,644 0,632

С2н 0,487 0,504 0,530 0,514 0,621

КСВ 1,016 1,020 1,025 1,030 1,080

С1н 2,520 2,650 2,760 2,834 3,642

Мн 0,965 0,932 0,904 0,954 0,948

3 L2н 0,695 0,694 0,684 0,665 0,602

С2н 0,614 0,648 0,677 0,682 0,865

КСВ 1,017 1,026 1,035 1,050 1,140

С1н 3,094 3,095 3,300 3,535 4,610

Мн 0,625 0,662 0,630 0,646 0,631

4 L2н 0,699 0,690 0,672 0,650 0,535

С2н 0,771 0,774 0,825 0,886 1,142

КСВ 1,020 1,031 1,050 1,070 1,240

С1н 3,763 3,886 4,290 4,314 6,141

Мн 0,450 0,451 0,419 0,455 0,428

6 L2н 0,680 0,664 0,632 0,606 0,446

С2н 0,902 0,937 1,029 1,054 1,531

КСВ 1,022 1,037 1,070 1,095 1,390

С1н 4,522 4,581 5,112 5,634 7,838

Мн 0,344 0,355 0,327 0,317 0,318

8 L2н 0,656 0,638 0,598 0,545 0,372

С2н 1,021 1,053 1,169 1,307 1,941

КСВ 1,024 1,046 1,090 1,140 1,470

С1н 5,089 5,230 5,854 6,514 8,574

L1н 0,292 0,296 0,272 0,261 0,283

10 L2н 0,637 0,615 0,569 0,508 0,345

С2н 1,097 1,149 1,282 1,460 2,125

КСВ 1,028 1,053 1,110 1,180 1,860

С1н 6,679 6,919 7,908 8,914 11,609

L1н 0,206 0,206 0,186 0,178 0,206

15 L2н 0,593 0,562 0,504 0,430 0,267

С2н 1,279 1,361 1,560 1,847 2,853

КСВ 1,032 1,068 1,130 1,300 2,280

С1н 7,895 8,934 10,418 11,833 13,674

L1н 0,167 0,151 0,134 0,130 0,172

20 L2н 0,564 0,512 0,443 0,362 0,231

С2н 1,394 1,575 1,863 2,286 3,352

КСВ 1,037 1,082 1,190 1,450 2,530

Пример 1. Осуществим проектирование трансформатора (рис. 2, а), предназначенного для работы в передатчике с ЯЛ=75 Ом, при условиях: в выходном каскаде передатчика используется транзистор КТ930А; №=1,5; центральная рабочая частота передатчика равна 375 МГц.

В соответствии со справочными данными транзистора КТ930А [3] по (1) определим: Л„о„т=7,8 Ом. Требуемый коэффициент трансформации: Ктр=ЛА/Л„.о„т=9,6. Ближайшее табличное значение Ктр=10. Для Ктр=10 и №=1,5 из табл. 1 найдем: L1н=0,200; С2н=3,533; С3н=1,702; Ь4н=0,911. Центральная круговая частота рассчитываемого трансформатора ю0=2-ж-375-106=2,355-109. Денорми-руя значения элементов трансформатора, получим:

L1=L1н•RA/ю0=6,4 нГн; L2=29 нГн;

С1=С1н/(Л/ю0)=20 пФ; С2 = 9,6 пФ.

На рис. 3 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивления спроектированного трансформатора от частоты (кривая 1). Здесь же для сравнения (кривая 2) представлена расчет-

ная характеристика трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (рис. 1, L1=3,5 нГн; С1=47,6 пФ; L2=11,8 нГн; С2=14,4 пФ) и рассчитанного по таблицам из [8].

9,5 8,5 7,5 6,5 5,5

225 300 375 450 f, МГц

Рис. 3. Зависимость модуля входного сопротивления трансформатора (рис. 2, а) от частоты

Рвых =10 Вт

ч N

-И

300 325 350 375 400 425 £ МГц

Рис. 4. Зависимость тока, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя (рис. 5), от частоты

Другим достоинством трансформаторов, выполненных в виде ПФ и представленных на рис. 2, является следующее. При неизменной выходной

мощности усилителя ток, потребляемый его выходным каскадом, слабо зависит от частоты усиливаемого сигнала, что позволяет обеспечить достижение более высокого среднего КПД усилителя.

На рис. 4 приведена зависимость тока, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя (рис. 5), от частоты усиливаемого сигнала при выходной мощности Рыа, равной 10 Вт (кривая 1). Здесь же представлена аналогичная зависимость в случае использования трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (кривая 2).

В усилителе использован рассматриваемый трансформатор (элементы L7, С8, С9, L8), входная и межкаскадная корректирующие цепи рассчитаны по методике, описанной в [14]. Характеристики усилителя: максимальное значение выходной мощности не менее 12 Вт; полоса рабочих частот 300...450 МГц; коэффициент усиления 8 дБ.

Пример 2. Осуществим проектирование трансформатора (рис. 2, б) с Ктр=10, Ж=1,5 и центральной рабочей частотой, равной 70 МГц, при условии, что ЯЛ=50 Ом.

В соответствии с заданными значениями Ктр и Ж из табл. 2 найдем: С1н=5,2296; L1н=0,2963; L2н=0,6147; С2н=1,1487. Центральная круговая частота полосы рабочих частот трансформатора ю0=2-п-70-106=4,4-108. Денормируя значения элементов трансформатора, определим:

С1=С1н/(Л/о0) = 238 пФ; С2 = 52 пФ;

L1=L1н•RA/ю0= 33,7 нГн; L2 = 70 нГн.

На рис. 6 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивления спроектированного трансформатора от частоты (кривая 1). Здесь же (кривая 2) для сравнения представлена характеристика трансформатора, выполненного в виде ФНЧ и рассчитанного по таблицам из [8] (рис. 1, L1=19 нГн, С1=255 пФ, L2=63 нГн, С2=77 пФ).

На рис. 7 приведена зависимость тока, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя (рис. 8), от частоты усиливаемого сигнала

Рис. 5. Усилитель мощности диапазона 300...450 МГц

\ it

* / / // \ \

Pv. \ \ У1 <1 hi /

\ ч, /

\ \

1 1 \\

\1 * / / \ / /

V4 \ \ чЫ / /

\ \ /

1потр, А

3,0

2,5

2,0

1,5

< > \ Рвых =25 Вт

2 f / / ч ч ь

у _ / ч ч S N

55

60 65

70

75

80 f, МГц

40 55 70 85 £ МГц

Рис. 6. Зависимость модуля входного сопротивления трансформатора (рис. 2, б) от частоты

Рис. 7. Зависимость тока, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя, от частоты

+ 18В

R1 J R4

56 L3 > 2 I L6 ,

C1 С2 М ЮО нГн>- С5 С6 МюОнГн^ С8 Lg

^ ПО 180. 7 С 240 70нГн

91 200

Рис. 8. Усилитель мощности диапазона 55... 85 МГц

при выходной мощности Рш„ равной 25 Вт (кривая 1). Здесь же представлена аналогичная зависимость в случае использования трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (кривая 2).

В усилителе использован рассматриваемый трансформатор (элементы С8, L7, L8, С10), входная и межкаскадная корректирующие цепи рассчитаны по методике, описанной в [14]. Характерис-

тики усилителя: максимальное значение выходной мощности 32 Вт; полоса рабочих частот 55...85 МГц; коэффициент усиления 22 дБ.

Таким образом, использование рассматриваемых трансформаторов сопротивлений и предлагаемой методики их расчета позволяет сократить время на разработку усилителя мощности и значительно улучшить его параметры.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Радиопередающие устройства / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. —М.: Радио и связь, 2003. — 560 с.

2. Широкополосные радиопередающие устройства / О.В. Алексеев, А.А. Головков, В.В. Полевой, А.А. Соловьев; Под ред. О.В. Алексеева. — М.: Связь, 1978. — 304 с.

3. Петухов В.М. Транзисторы и их зарубежные аналоги: Справочник. В 4 томах. — М.: Издательское предприятие "РадиоСофт", 2000.

4. Гребенников А.В., Никифоров В.В., Рыжиков А.Б. Мощные транзисторные усилительные модули для УКВ ЧМ и ТВ вещания // Электросвязь. —1996. — № 3. — С. 28—31.

5. Гребенников А.В., Никифоров В.В. Транзисторные усилители мощности для систем подвижной радиосвязи метрового и де-

циметрового диапазонов волн // Радиотехника. — 2000. — № 5.

— С. 83—86.

6. Титов А.А. Двухканальный усилитель мощности с диплексер-ным выходом // Приборы и техника эксперимента. — 2001. — № 1. —С. 68—72.

7. Знаменский А.Е., Нестеров М.И. Расчет трансформаторов сопротивлений с сосредоточенными элементами / Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. — 1983. — Вып. 1. — С. 83—88.

8. Знаменский А.Е. Таблицы для расчета трансформаторов сопротивлений в виде фильтров нижних частот // Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. —1985. —Вып. 1. —С. 99—110.

9. Маттей Д.Л. Таблицы для расчета трансформаторов сопротивлений в виде фильтра нижних частот // ТИИЭР. —1964. —Т. 52.

— № 8. —С. 1003—1028.

10. Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. — М.: Советское радио, 1980. — 368 с.

11. Асессоров В.В., Кожевников В.А., Асеев Ю.Н., Гаганов В.В. Модули ВЧ усилителей мощности для портативных средств связи // Электросвязь. —1997. — № 7. — С. 21—22.

12. Фано Р. Теоретические ограничения полосы согласования произвольных импедансов: Пер. с англ. / Под ред. Г.И. Слободе-нюка. — М.: Советское радио, 1965.

13. Титов А.А. Параметрический синтез межкаскадной корректирующей цепи сверхширокополосного усилителя мощности // Известия вузов. Сер. Электроника. —2002. — № 6. — С. 81—87.

14. Титов А.А., Григорьев Д.А. Параметрический синтез межкаскадных корректирующих цепей высокочастотных усилителей мощности // Радиотехника и электроника. — 2003. — № 4. — С. 442—448.

15. Балабанян Н. Синтез электрических цепей. —М.: Госэнергоиз-дат, 1961.

УДК 621.313

МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ ДЛЯ ОЦЕНКИ ДАТЧИКА ЧАСТОТЫ ВРАЩЕНИЯ СОВМЕЩЕННОГО МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНОГО БЕСЩЕТОЧНОГО ВОЗБУДИТЕЛЯ

А.Б. Шипицин, А.Н. Мойсейченков

ГОУ ВПО "Уральский государственный технический университет —УПИ". г. Екатеринбург E-mail: amoise@aport.ru, amoise@002.ru

Предложена математическая модель для расчёта ЭДС измерительной катушки, наведенной зубцовой составляющей результирующего поля в рабочем воздушном зазоре совмещённого многофункционального бесщёточного возбудителя с учетом неравномерности частоты вращения и реакции якоря возбудителя.

Как известно, среднее значение частоты вращения синхронной машины задается числом пар полюсов и частотой питающей сети, имеет постоянное значение и называется синхронной частотой.

Для решения задач диагностирования и задач управления возбуждением синхронной машины может потребоваться знание мгновенного значения частоты вращения, соответствующего мгновенной линейной скорости точки расположенной на диаметре ротора. Величина мгновенной частоты вращения ротора определяется параметрами синхронной машины, отклонением параметров питающей сети и момента нагрузки. Зная значения мгновенной частоты вращения ротора и частоты вращения поля статора, можно определить значение внутреннего угла синхронной машины.

Измерить мгновенное значение частоты вращения синхронной машины можно различными способами. В числе прочих для этой цели применяют-

ся измерительные преобразователи, работающие по принципу индукторного генератора. Более удобными в эксплуатации будут способы, не требующие сопряжения и центровки валов измерительного преобразователя и синхронной машины. Один из таких способов — измерение частоты зуб-цовой составляющей электромагнитного поля в рабочем воздушном зазоре совмещенного многофункционального бесщеточного возбудителя.

Совмещенный многофункциональный бесщеточный возбудитель (СМБВ) разработан на кафедре электрических машин УГТУ-УПИ совместно с ОАО "Уралэлектротяжмаш" (г. Екатеринбург) в 1991 г. [1]. Первый промышленный образец СМБВ был изготовлен в 1993 г. К настоящему времени ОАО "Уралэлектротяжмаш" выпущен отрезок серии совмещённых возбудителей (см. табл.). Выпускаемые возбудители типа СМБВ обеспечивают кратность форсировки по току К=2, а по напряже-

Таблица. Совмещенные многофункциональные бесщеточные возбудители, выпускаемые ОАО "Уралэлектротяжмаш"

Тип бесщеточного Макс. выпрям- Макс. Мин. частота Макс. частота Кратность форси-

возбудителя ленная мощ- выпрямлен- вращения, вращения, ровки, о.е.,

ность, кВт ный ток, А об/мин об/мин не менее

ВБ-59/7-10 17 450 1500 1800 2

ВБ-63/9-14 27 450 900 1500 2

ВВБ-81 /9-18 53 600 900 1100 2

ВВБ-85/10-10 55 1170 900 1050 2

ВВБ-85/20-10 83 1250 800 1000 2

ВВБ-99/9-22 45 500 275 900 2

ВВБ-99/20-22 60 600 250 900 2

ВВБ-99/30-22 70 650 225 900 2

ВВБ-145/30-30 170 820 200 900 2

ВВБ-220/30-30 200 1000 150 400 2

ВВБ-220/80-30 400 1250 80 300 2