ДИСКРЕТНЫЙ КОМПЕНСАЦИОННЫЙ РЕЖЕКТОРНЫЙ ФИЛЬТР (ВАРИАНТЫ)

Группа изобретений относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации, связи, измерительной технике и в другой радиоэлектронной аппаратуре для подавления импульсных сигналов с гребенчатым спектром или отдельных непрерывных узкополосных сигналов.
Известен компенсационный режекторный фильтр, содержащий прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора и подключен к источнику входного сигнала, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, выход которого является выходом устройства, при этом компенсирующая цепь выполнена в виде режекторно-полосового усилителя, содержащего усилительный каскад, нагрузкой которого является полосовой фильтр, резонансно шунтированный режекторным фильтром [1]. В данной схеме выходной противофазный сигнал режекторно-полосового усилителя складывается с входным сигналом устройства.
Основной причиной, препятствующей получению указанного ниже технического результата при использовании известного компенсационного режекторного фильтра, является его ограниченные функциональные возможности, обусловленные тем, что он способен подавлять только один узкий участок спектра входного сигнала. Для подавления сигнала с гребенчатым спектром необходим набор режекторно-полосовых фильтров, эквидистантно расстроенных друг от друга согласованно с гребнями спектра входного сигнала. В этом качестве может быть использован, например, многоканальный гетеродинно-перестраиваемый узкополосный гребенчатый фильтр, каждый канал которого содержит последовательно включенные первый аналоговый перемножитель, узкополосный фильтр и второй аналоговый перемножитель [2]. Однако, при этом существенно усложняется аппаратурная реализация устройства. Кроме того, аналоговый вариант известного компенсационного режекторного фильтра не может перестраиваться по частоте и полосе режекции и он подвержен влиянию параметрических и климатических факторов, существенно влияющих на стабильность местоположения полосы и глубины режекции даже при применении в режекторно-полосовом усилителе кварцевых приборов.
Сущность изобретения заключается в следующем.
Задачей группы изобретений и техническим результатом при их осуществлении является расширение функциональных возможностей режекторного фильтра за счет обеспечения возможности перестройки параметров результирующей режекторной характеристики и повышение стабильности его работы.
Указанный технический результат достигается тем, что в известном компенсационном режекторном фильтре, содержащем прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, согласно изобретению компенсирующая цепь выполнена в виде канонического рекурсивного дискретного фильтра нижних частот второго порядка, который содержит последовательно включенные первый, второй сумматоры и умножитель на нормирующий коэффициент, последовательно включенные первую и вторую линии задержки, а также первый, второй, третий и четвертый умножители на весовой коэффициент, причем выход первого сумматора также соединен с входом первой линии задержки, выход которой также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров; выход второй линии задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; при этом первый вход первого сумматора является входом компенсирующей цепи, а выход умножителя на нормирующий коэффициент - ее выходом.
Указанный технический результат достигается тем, что в известный компенсационный режекторный фильтр, содержащий прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, согласно изобретению введены импульсный модулятор, синхронизатор и восстановитель аналогового сигнала, при этом импульсный модулятор, алгебраический сумматор по первому входу и восстановитель аналогового сигнала включены последовательно, причем первый вход импульсного модулятора является входом устройства, а выход восстановителя аналогового сигнала - выходом устройства, второй вход импульсного модулятора соединен с первым выходом синхронизатора, второй выход которого соединен со вторым входом компенсирующей цепи, которая выполнена в виде канонического рекурсивного дискретного фильтра нижних частот второго порядка.
Канонический рекурсивный дискретный фильтр нижних частот второго порядка содержит последовательно включенные первый, второй сумматоры и умножитель на нормирующий коэффициент, последовательно включенные первое и второе устройства задержки, а также первый, второй, третий и четвертый умножители на весовой коэффициент, причем выход первого сумматора также соединен с входом первого устройства задержки, выход которого также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров; выход второго устройства задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; при этом первый вход первого сумматора является первым входом компенсирующей цепи, ее второй вход соединен с синхронизатором, к которому подключены соответствующие элементы устройства, а выход умножителя на нормирующий коэффициент является выходом компенсирующей цепи.
Первое и второе устройства задержки выполнены в виде многозвенных структур приборов с переносом заряда, а восстановитель аналогового сигнала выполнен в виде аналогового фильтра нижних частот или аналогового полосового фильтра.
Указанный технический результат достигается тем, что в известный компенсационный режекторный фильтр, содержащий прямую цепь в виде алгебраического сумматора и компенсирующую цепь, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора, согласно изобретению введены дискретизатор, синхронизатор и восстановитель аналогового сигнала, при этом дискретизатор, алгебраический сумматор по первому входу и восстановитель аналогового сигнала включены последовательно, причем вход дискретизатора является входом устройства, а выход восстановителя аналогового сигнала - выходом устройства, второй вход дискретизатора соединен с первым выходом синхронизатора, второй выход которого соединен со вторым входом компенсирующей цепи, которая выполнена в виде канонического рекурсивного цифрового фильтра нижних частот второго порядка.
Канонический рекурсивный цифровой фильтр нижних частот второго порядка содержит последовательно включенные первый, второй сумматоры и умножитель на нормирующий коэффициент, последовательно включенные первое и второе устройства задержки, а также первый, второй, третий и четвертый умножители на весовой коэффициент, причем выход первого сумматора также соединен с входом первого устройства задержки, выход которого также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовой коэффициент,
выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров; выход второго устройства задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; при этом первый вход первого сумматора является первым входом рекурсивного фильтра, его второй вход соединен с синхронизатором, к которому подключены соответствующие элементы устройства, а выход умножителя на нормирующий коэффициент является выходом рекурсивного фильтра.
Первое и второе устройства задержки выполнены в виде многозвенных структур цифровых сдвигающих регистров, в качестве дискретизатора использован аналого-цифровой преобразователь, а качестве восстановителя аналогового сигнала - цифро-аналоговый преобразователь.
В заявленных устройствах в компенсирующую цепь вместо режекторно-полосового усилителя со ступенчатой фазо-частотной характеристикой (ФЧХ), имеющей нулевую крутизну в некоторой зоне около центральной частоты усилителя, введен канонический рекурсивный дискретный или цифровой фильтр нижних частот (ФНЧ) второго порядка, обладающий ступенчатой ФЧХ с нулевой крутизной во всех зонах около гармоник частоты повторения амплитудно-частотной характеристики (АЧХ), определяемой длительностью задержки устройств задержки дискретного или цифрового ФНЧ. При такой ступенчатой ФЧХ компенсирующей цепи входные и выходные колебания сигнала на входах алгебраического сумматора не имеют сдвига фазы во всех зонах нулевой крутизны и при вычитании компенсируются, что обеспечивает формирование гребенчатой режекторной АЧХ с максимальной глубиной и улучшенной прямоугольностью каждого гребня режекции, в то время как в прототипе они не имеют фазового сдвига только в окрестностях единственной резонансной частоты режекторно-полосового усилителя. Ступенчатая ФЧХ дискретного или цифрового ФНЧ синтезируется с помощью специальных весовых коэффициентов канонической схемы ФНЧ второго порядка, функционально связанных между собой с помощью обобщенного параметра, численное значение которого однозначно определяет полосу всех гребней режекторной АЧХ вариантов заявленного устройства при сохранении их формы, как у прототипа, а применение дискретного или цифрового ФНЧ обеспечивает формирование гребенчатой АЧХ заявленных устройств с частотой повторения гребней, обратной длительности задержки в устройствах задержки дискретного или цифрового ФНЧ. Весовые и нормирующий коэффициенты дискретного или цифрового ФНЧ функционально взаимосвязаны так, что автоматически обеспечивают перестройку полосы и глубины режекции всех гребней фильтра.
Все это существенно расширяет функциональные возможности заявленных устройств по сравнению с прототипом, так как позволяет режектировать как непрерывные, так и импульсные сигналы, например, последовательность видеоимпульсов с частотой повторения гребней режекторной АЧХ или последовательность радиоимпульсов с такой же частотой повторения и частотой заполнения, кратной частоте повторения гребней режекторной АЧХ без какого-либо дополнительного оборудования. Кроме того, применение дискретной и цифровой техники позволяет получить высокостабильные характеристики и легкость изменения их параметров.
Группа изобретений поясняется чертежами, на которых представлены: фиг.1 - структурная схема дискретного компенсационного режекторного фильтра по первому варианту изобретения; фиг.2 - структурная схема дискретного компенсационного режекторного фильтра по второму и третьему вариантам изобретения; фиг.3 - структурная схема канонического рекурсивного ФНЧ второго порядка; фиг.4 - амплитудно-частотные и фазово-частотные характеристики дискретного ФНЧ; фиг.5 - амплитудно-частотные характеристики дискретного компенсационного режекторного фильтра; фиг.6 (а, б) - осциллограммы процесса подавления входных сигналов с гребенчатым спектром, поясняющие работу устройств.
Дискретный компенсационный режекторный фильтр по первому варианту изобретения (фиг.1) содержит прямую цепь в виде алгебраического сумматора 1 и компенсирующую цепь 2, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора 1, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора 1. При этом входом устройства является первый вход алгебраического сумматора 1, а его выход - выходом устройства. Дискретный компенсационный режекторный фильтр по второму и третьему вариантам изобретения (фиг.2) содержит прямую цепь, состоящую из последовательно включенных дискретизатора 3, алгебраического сумматора 1 (по первому входу) и восстановителя аналогового сигнала 4; компенсирующую цепь 2, первый вход которой соединен с первым входом алгебраического сумматора 1 и выходом дискретизатора 3, а выход соединен со вторым входом алгебраического сумматора 1; синхронизатор 5, выходы которого подключены к второму входу дискретизатора 3 и второму входу компенсирующей цепи 2. При этом входом устройства является первый вход дискретизатора 3, а выходом - выход восстановителя аналогового сигнала 4.
Компенсирующая цепь 2 выполнена на основе канонического рекурсивного ФНЧ второго порядка [3] и в общем виде (фиг.3) содержит последовательно включенные первый сумматор 6, второй сумматор 7 и умножитель на нормирующий коэффициент 8; последовательно
включенные первое 9 и второе 10 устройства задержки; первый 11, второй 12, третий 13 и четвертый 14 умножители на весовой коэффициент. Выход первого сумматора 6 также соединен с входом первого устройства задержки 9, выход которого также соединен с входами первого 11 и третьего 13 умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго 7 и первого 6 сумматоров. Выход второго устройства задержки 10 соединен с входами второго 12 и четвертого 14 умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго 7 и первого 6 сумматоров. Первый вход первого сумматора 6 является первым входом компенсирующей цепи 2, второй вход которой соединен с синхронизатором 5, к которому подключены соответствующие элементы канонического рекурсивного ФНЧ (для упрощения чертежа на схеме не показано), а выход умножителя на нормирующий коэффициент 8 является выходом компенсирующей цепи 2.
В дискретном компенсационном режекторном фильтре по первому варианту канонический рекурсивный ФНЧ 2 выполнен дискретным, а в качестве устройств задержки 9, 10 использованы аналоговые линии задержки.
В дискретном компенсационном режекторном фильтре по второму варианту канонический рекурсивный ФНЧ 2 выполнен дискретным, в качестве дискретизатора 3 использован импульсный модулятор, восстановитель аналогового сигнала 4 выполнен в виде аналогового ФНЧ или аналогового полосового фильтра, а в качестве устройств задержки 9, 10 в каноническом рекурсивном ФНЧ 2 использованы многозвенные структуры приборов с переносом заряда.
В дискретном компенсационном режекторном фильтре по третьему варианту канонический рекурсивный ФНЧ 2 выполнен цифровым, в качестве дискретизатора 3 использован аналого-цифровой преобразователь (АЦП), восстановитель аналогового сигнала 4 выполнен в виде цифро-аналогового преобразователя (ЦАП), а в качестве устройств задержки 9, 10 в каноническом рекурсивном ФНЧ 2 использованы многозвенные структуры цифровых сдвигающих регистров.
Функция алгебраического сумматора 1 зависит от синфазности или противофазности сигналов на его входах. Если в компенсирующей цепи 2 фаза сигнала переворачивается на обратную, то сигналы на входах алгебраического сумматора 1 противофазны и он должен выполнять функцию суммирования сигналов, в противном случае - функцию вычитания сигналов. В зависимости от вида реализации устройств задержки 9, 10 канонического рекурсивного ФНЧ 2, алгебраический сумматор 1, сумматоры 6, 7 и умножители на нормирующий и
весовые коэффициенты 8, 11, 12, 13, 14 могут быть выполнены, соответственно, в аналоговом или цифровом виде по известным правилам. Например, в первом и втором вариантах выполнения устройств задержки 9, 10 сумматоры 1, 6, 7 могут быть выполнены при суммировании входных сигналов на резисторах или активных элементах с общей нагрузкой [4], при вычитании входных сигналов - в виде дифференциального усилителя [5], а в третьем варианте реализации устройств задержки 9, 10 - в виде цифрового многоразрядного сумматора [6]. Соответственно, умножители на нормирующий и весовые и коэффициенты 8, 11, 12, 13, 14 могут быть выполнены в первом и втором вариантах устройств задержки 9, 10 в виде масштабных усилителей или перемножителей [7], а в третьем варианте - в виде цифровых многоразрядных умножителей [6], при этом цифровой ФНЧ 2 в целом может быть выполнен в виде известной структурной схемы [8] с числом ячеек сдвигающих регистров в каждом цифровом разряде, равным m.
1
2
3
Дискретный компенсационный режекторный фильтр работает следующим образом. На первый вход алгебраического сумматора 1 и первый вход дискретного ФНЧ 2 поступает аналоговый, дискретный или цифровой сигнал U, а на второй вход алгебраического сумматора 1 - выходной аналоговый, дискретный или цифровой сигнал U с выхода дискретного ФНЧ 2. В результате вычитания этих сигналов в алгебраическом сумматоре 1 его выходной сигнал U представляет векторную разность сигналов прямой и компенсирующей цепей:
3
1
2
1
U=U-U={1-H(z)}U,
а коэффициент передачи компенсационного режектора, полагая, что коэффициенты передачи дискретизатора 3 и восстановителя аналогового сигнала 4 в рабочей полосе частот равны единице
3
1
K=U/U=1-H(z),
H
1
2
1
2
-1
-2
-1
-2
где H(z)=A(1+az+az)/(1+bz+bz) - системная функция передачи дискретного рекурсивного ФНЧ 2 второго порядка;
z - оператор z - преобразования дискретной системы.
Периодически-ступенчатую ФЧХ дискретного ФНЧ 2 можно синтезировать, если значения нормирующего и весовых и коэффициентов задать, соответственно, функциями:
H
2
А={(1+α)/(1+α+α)}{(Р-1)/Р};
1
a=2/(1+α);
2
a=(1-α)/(1+α);
1
2
2
b=2(1-α)/(1+α+α);
2
2
2
b=(1-α+α)/(1+α+α),
где α=2τ/T;
τ - постоянная времени аналогового прототипа ФНЧ со ступенчатой ФЧХ;
Т - время задержки в устройствах задержки дискретного ФНЧ 2;
Р - глубина режекции в центре каждого гребня коэффициента передачи К заявленного фильтра, так как на частотах повторения гребней F=1/T H(z)=(P-1)/P и K=1-(P-1)/P=1/P.
Таким образом, с помощью одного параметра α задаются все коэффициенты дискретного компенсационного режекторного фильтра, а с помощью одного параметра Р - одинаковая глубина режекции всех гребней фильтра.
0
0
Д
Д
Важно отметить, что заявляемый дискретный компенсационный режекторный фильтр может режектировать как последовательность видеоимпульсов с частотой повторения F=1/T, так и радиоимпульсов с той же частотой повторения и частотой заполнения f, кратной частоте повторения гребней этого фильтра, также равного F=1/T, т.e.f=NF, где N - целое число, что, например, как правило выполняется в импульсно-доплеровских системах, так как в них и промежуточные частоты и частоты повторения импульсов формируются кратно из одной и той же опорной частоты. Поэтому такой дискретный режекторный фильтр может работать непосредственно на промежуточной частоте, но частота дискретизации f, вырабатываемая синхронизатором 5, должна выбираться на основе известных законов дискретизации полосно-ограниченных сигналов. При этом дискретные устройства задержки в цепях дискретного ФНЧ (ПЗС-структуры или сдвигающие регистры) на время T должны иметь число ячеек, равное m=Т/f.
Работа устройства поясняется частотными характеристиками, показанными на фиг.4 и фиг.5 для случая, когда для примера взято Р=100(40 дБ).
0
Фиг.4 показывает АЧХ (кривая 1) и ФЧХ (кривая 2) дискретного ФНЧ предлагаемого устройства для случая α=5 в диапазоне частот 0...2F (верхняя шкала) и, для примера, в диапазоне частот 99F...101F (нижняя шкала), при этом ординаты кривой 1 представлены в дБ (шкала 1), а ординаты кривой 2 представлены в градусах (шкала 2). Хорошо видны "двугорбость" каждого гребня АЧХ и ступенчатость ФЧХ на частотах, кратных частоте повторения F=1/T, что присуще прототипу, но только на единственной резонансной частоте f.
Фиг.5 показывает результирующие режекторные АЧХ заявляемого устройства для случаев α=1 (кривая 1), α=2 (кривая 2), α=3 (кривая 3), α=5 (кривая 4), α=9 (кривая 5) в
P
диапазоне частот 0...2F (верхняя шкала) и, для примера, в диапазоне частот 99F...101F (нижняя шкала), при этом ординаты кривых представлены в дБ. Хорошо видны форма каждого гребня АЧХ с глубиной режекции Р=40 дБ на частотах f=NF и зоны режекции с глубиной не менее Р, совпадающие с зонами нулевой крутизны ФЧХ дискретного ФНЧ (фиг.4, кривые 2). Кроме того, видны характерные для прототипа "пики" режекции, симметрично расположенные относительно частот f=NF и способствующие увеличению крутизны скатов всех горбов режекторной АЧХ. Расчеты показывают, что полуполоса режекции F каждого гребня по уровню -3 дБ относительно центра гребня по отношению к периоду повторения гребней F в процентах в зависимости от значения параметра α составляет:
α
1
2
3
5
9
13
F<sub>p</sub>/F, %
21,3
12
8,2
5
2,8
1,94
при этом коэффициент прямоугольности П каждого гребня режекции по уровням -3 дБ и -40 дБ изменяется незначительно:
α
1
2
3
5
9
13
П=F<sub>p,-3</sub>/F<sub>p,-40</sub>
4,8
5,3
5,4
5,5
5,76
6,0
Видно, что дискретный компенсационный режекторный фильтр позволяет легко реализовать весьма узкие полосы режекции, одинаковые во всех гребнях и сравнимые с полосами высокодобротных аналоговых кварцевых фильтров, которых потребовался бы большой набор для реализации гребенчатой режекторной характеристики [2].
П
0
ПП
ПП
p
ПП
p
Фиг.6а показывает осциллограммы переходного процесса установления режекции последовательности видеоимпульсов с амплитудой 1В, длительностью импульсов τ=0,8T и периодом повторения τ=T, а фиг.6б - для последовательности радио им пульсов с теми же параметрами и частотой заполнения f=100F при α=9. Видна дискретность переходного процесса в виде ступенек с интервалом T, а также то, что форма и длительность огибающей переходных процессов для видео и радио импульсов идентичны, при этом расчеты показывают, что длительность переходного процесса t существенно зависит от полосы режекции гребней АЧХ заявляемого устройства и уменьшается с расширением полосы режекции гребней от t=40Т при α=9 (F/F=2,8%) до t=10T при α=1 (F/F=21,3%).
Использование заявленной группы изобретений обеспечивает значительное расширение функциональных возможностей дискретного режектора по сравнению с аналоговым прототипом, так как позволяет режектировать не только непрерывные сигналы с однополосным спектром, но и импульсные, как видео, так и радио сигналы с гребенчатым спектром, а также возможность регулировки простыми средствами полосы режекции гребней в широких пределах с незначительным изменением прямоугольности. Реализация изобретения с применением дискретных устройств задержки позволяет также легко менять частоту повторения гребней режекции согласованно с частотой повторения импульсов режектируемого сигнала путем переключения числа ячеек в устройствах задержки 9, 10 в каноническом рекурсивном ФНЧ 2. Кроме того, цифровая реализация изобретения позволяет стабилизировать все параметры и характеристики заявленного устройства и обеспечивает возможность их быстрой смены, чем не обладает аналоговый прототип. В дискретном и цифровом виде изобретение целесообразно реализовывать в виде большой интегральной схемы.
Источники информации:
1. RU №28797, 7 Н 03 Н 7/12, 2003.
2. RU №2205422, G 01 S 13/52, 13/626, Н 04 В 1/10, 2003.
3. С.И.Баскаков. Радиотехнические цепи и сигналы. М:, Высшая школа, 1983, стр.489-491.
4. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А.Соколова. М:, Высшая школа, 1984, стр.126-127.
5. Радиоприемные устройства. Под ред. Л.Г.Барулина. М:, Радио и связь, 1984, стр.101-102.
6. А.Антонью. Цифровые фильтры: анализ и проектирование. М:, Радио и связь, 1983, стр.275-279.
7.. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А.Соколова. М:, Высшая школа, 1984, стр.131-136.
8. А.Антонью. Цифровые фильтры: анализ и проектирование. М:, Радио и связь, 1983, стр.292-293.