СИГНАЛ С РАСШИРЕННЫМ СПЕКТРОМ
SPREAD SPECTRUM SIGNAL

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение в целом относится к области модуляции сигналов, в частности, в отношении спутниковых навигационных систем. Изобретение также относится к способу генерации сигнала с расширенным спектром и соответствующим методам приема такого сигнала с расширенным спектром, в частности, применительно к спутниковым навигационным системам.
Предпосылки создания изобретения
Из области электротехники хорошо известно применение передачи сигналов с расширенным спектром в целях радионавигации или связи. Эта технология эффективна, например, в областях применения с требованиями надежности в условиях высокого уровня помех. Кроме того, с учетом ограниченной доступности выделенных спектров желательно, чтобы эффективно использовались полосы частот.
Применение новых сигналов в заданной полосе частот ограничено условием создания минимального искажения существующих сигналов. Спектральная развязка является важным вопросом, связанным с функциональной совместимостью спутниковой системы Галилео (Galileo) и существующей глобальной системы определения местоположения (GPS). Предлагались разнообразные методы передачи сигналов с расширенным спектром, включая применение кода прямой последовательности или скачкообразной перестройки частоты.
6
В некоторых техниках модуляции, применяемых в области спутниковых навигационных систем, используют двоичные сигналы со смещением несущей (ВОС - от англ. "binary offset carrier"). Для получения этих сигналов код псевдослучайной последовательности без возвращения к нулю модулируют прямоугольной волной. Модулирующий сигнал ВОС с поднесущей m×1,023 МГц, модулированный кодом псевдослучайной последовательности со скоростью n×1,023 Mcps (10 импульсов в секунду), обозначают как ВОС (m, n). Для получения сигнала ВОС (10, 5), например, модулируют прямоугольную волну с поднесущей 10,23 МГц кодом псевдослучайной последовательности со скоростью передачи импульсов 5,115 Mcps; переходы импульсов синхронизируют с переходами прямоугольной волны. Таким образом, каждым импульсом кода псевдослучайной последовательности воздействуют на циклы прямоугольной волны. Сигналы с расширенным спектром, получаемые путем модуляции несущей волны сигналом ВОС, имеют очень малую спектральную плотность мощности на несущей частоте. В результате, при передаче в полосе частот L1 они совместимы с сигналом GPS С/А, максимум которого соответствует центральной частоте полосы L1. Тем не менее, поскольку частотный диапазон L1 закреплен за сигналом GPS P(Y) и М-кодом GPS, необходимо прилагать значительные усилия, чтобы поддерживать интерференцию новых и существующих сигналов на низком уровне.
В работе A.R.Pratt и др. "ВОС Modulation waveforms", ION GPS, сентябрь 2003 г. рассматривается использование сигналов, представляющих собой ступенчатую аппроксимацию синусоиды, для модуляции несущей волны. Двоичный сигнал может считаться грубой ступенчатой аппроксимацией синусоиды. У Pratt и др. описано введение большего числа уровней, в результате чего получают расширяющие сигналы, форма которых приближена к синусоиде. При таком распределении ослаблена, иногда отсутствует гармоника сигнала поднесущей относительно сигнала ВОС (m, n); иными словами, уменьшен уровень мощности некоторых боковых лепестков. Чем больше число уровней сигнала, тем более фильтрованными являются гармоники. Если число уровней стремится к бесконечности, форма расширяющего сигнала приближается к синусоиде, в результате чего получают сигнал с линейно-смещенной несущей (LOC - от англ. "linear offset carrier") без гармоник. Описанную методику применяют в модуляции с постоянной огибающей с использованием пятиуровневой поднесущей. В этом случае вся модуляция приобретает вид восьмеричной фазовой манипуляции.
Из области радионавигации хорошо известно, что фильтрация или уменьшение боковых лепестков сигнала также ухудшает возможности синхронизации (или характеристики слежения) такого сигнала, что снижает точность определения положения. Описанная выше методика и подобные ей методики не являются исключением из этого правила. Несмотря на то, что аппроксимация к синусоидальному сигналу является эффективным и "элегантным" способом улучшения спектральной развязки некоторых сигналов (например, М-кода GPS, примененного к сигналу ВОС (2,2)), это происходит в ущерб общим характеристикам слежения.
Дополнительной сложностью, с которой сталкиваются при модуляции сигналов, является исключение меняющихся во времени амплитудных составляющих модуляции. Изменения амплитуды приводят к нежелательным искажениям преобразования амплитудной модуляции в амплитудную и амплитудной модуляции в фазовую, когда сигнал обрабатывают с использованием нелинейных составляющих (например, усилителей).
Краткое изложение сущности изобретения
Задачей настоящего изобретения является создание сигнала с расширенным спектром, у которого высокий уровень регулирования спектра сочетается с хорошей общей возможностью синхронизации. Данная задача решена при помощи сигнала с расширенным спектром по п.1.
Другой задачей настоящего изобретения является создание способа генерации такого сигнала с расширенным спектром.
Еще одной задачей изобретения является создание приемника, способного обнаруживать такой сигнал с расширенным спектром.
Сигнал с расширенным спектром включает по меньшей мере один расширяющий сигнал, которым модулируют несущую волну. Согласно одной из важных особенностей изобретения, расширяющий сигнал включает действительную линейную комбинацию первого двоичного сигнала, передаваемого с первой скоростью, и по меньшей мере второго двоичного сигнала, передаваемого со второй скоростью, при этом данные скорости различаются и не равны нулю. Амплитуда второго сигнала предпочтительно отличается от амплитуды первого сигнала. Линейную комбинацию первого и второго сигналов модулируют по меньшей мере одной двоичной последовательностью, включающей опознавательный код сигнала.
В контексте настоящего изобретения термин "действительная линейная комбинация" следует понимать как аналог следующего свойства:
1
2
1
2
1
2
α·w(t)+β·w(t), что отображает упомянутую действительную линейную комбинацию первого сигнала w(t) и второго сигнала w(t) с коэффициентами α и β функцией времени t, при этом [α·w(t)]/[β·w(t)] является действительным числом в любой момент t, a коэффициенты α, β не равны нулю.
По сравнению с обычным сигналом ВОС, передаваемым с первой скоростью, данный расширяющий сигнал обладает улучшенными характеристиками слежения за счет присутствия второго сигнала, передаваемого с более высокой скоростью. Спектр расширяющего сигнала зависит от соответствующих спектров первого и второго сигналов. За счет изменения относительных амплитуд первого и второго сигналов можно корректировать форму спектра расширяющего сигнала. Дополнительно преимущество рассматриваемого сигнала по сравнению с известными подходами к формированию спектра состоит в возможности по отдельности оценивать различные лепестки в спектре расширяющего сигнала. За счет этого обеспечивается спектральная развязка с другими сигналами в той же полосе частоте с сохранением характеристик слежения. Характеристики слежения даже улучшены по сравнению с ВОС-модулированным сигналом. Подразумевается, что относительные амплитуды первого и второго сигналов могут сами меняться во времени или оставаться постоянными. Временная шкала такого изменения значительно длиннее временной шкалы колебаний сигнала. Предпочтительно такие изменения происходят преимущественно с меньшей частотой, чем частота двоичной последовательности, например 1 Гц. Таким образом, при короткой временной шкале можно пренебречь временной зависимостью коэффициентов в линейной комбинации.
Первый сигнал и/или второй сигнал предпочтительно представляют собой двоичные сигналы со смещением несущей (ВОС) или двоично-кодированные (BCS - от англ. "binary coded symbol") сигналы. Таким образом, расширяющий сигнал приобретает форму зубчатого сигнала. Если относительные амплитуды выбраны соответствующим образом, расширяющий сигнал грубо повторяет первый сигнал. Простой приемник, рассчитанный на обнаружение и слежение за двоичным сигналом на частоте первого сигнала, способен следить за комбинированным сигналом с расширенным спектром. Чтобы воспользоваться преимуществами полной возможности синхронизации расширяющего сигнала, приемник также должен быть совместим с полосой частот второго сигнала.
Скорость передачи второго сигнала предпочтительно составляет целое число, кратное скорости передачи первого сигнала, более предпочтительно скорость передачи второго сигнала в 2-24 раза превышает скорость передачи первого сигнала. Переходы в первом и втором сигналах могут быть синхронизированы или произвольно смещены.
Подразумевается, что двоичная последовательность может дополнительно включать информационные данные, такие как, например, навигационные данные спутника, данные целостности сигнала или коммерческие данные. Информация может быть закодирована со значительно меньшей скоростью передачи битов, чем скорость передачи импульсов псевдослучайной двоичной последовательности. Двоичная последовательность может быть получена путем создания заданной или специальной двоичной последовательности, модулированной последовательностью сообщений.
Двоичная последовательность может включать кодовые импульсы, передаваемые с определенной скоростью Rc, при этом скорость Fsc передачи первого сигнала такова, что Fsc=m·Rc/2, где m является целым числом. Скорость передачи первого сигнала предпочтительно превышает или равна скорости передачи импульсов, при этом кодовые переходы предпочтительно синхронизированы с переходами первого сигнала.
1
В предпочтительном варианте осуществления сигнала с расширенным спектром синфазную составляющую несущей волны модулируют первым расширяющим сигналом s(t), имеющим форму:
1
1
2
1
s(t)=[a·w(t)+b·w(t)]·PRN(t),
2
а квадратурную составляющую несущей волны модулируют вторым расширяющим сигналом s(t), имеющим форму:
2
1
2
2
s(t)=[a·w(t)-b·w(t)]·PRN(t).
1
2
1
2
1
2
В данных уравнениях t означает функцию времени, а и b означают действительные ненулевые множители, w(t) означает первый двоичный сигнал, передаваемый с первой скоростью, w(t) означает второй двоичный сигнал, передаваемый со второй скоростью. Скорость передачи первого сигнала отличается от скорости передачи второго сигнала. PRN(t) означает первую двоичную последовательность, a PRN(t) означает вторую двоичную последовательность. Двоичные последовательности могут различаться или быть одинаковыми. Комбинированный модулирующий сигнал s(t) задан уравнением s(t)=s(t)+i·s(t), в котором i означает мнимую единицу, из чего непосредственно следует, что огибающая сигнала s(t) является неизменяемой во времени: . Модуляция с постоянной огибающей необходима для предотвращения искажений преобразования амплитудной модуляции в амплитудную и амплитудной модуляции в фазовую, которые происходят в нелинейной составляющей, например усилителе. Как указано выше, множители а и b могут меняться по временной шкале относительно большой длины по сравнению с обычными изменениями расширяющих сигналов.
1
В другом предпочтительном варианте осуществления сигнала с расширенным спектром синфазную составляющую несущей волны модулируют первым расширяющим сигналом s(t), который задан уравнением:
1
1
1
1
2
2
2
1
1
2
2
s(t)=PRN(t)·(cosθ·w(t)+cosθ·w(t))/2+PRN(t)·(cosθ·w(t)-cosθ·w(t))/2,
2
а квадратурную составляющую несущей волны модулируют вторым расширяющим сигналом s(t), который задан уравнением:
2
1
2
3
3
1
2
3
3
2
1
s(t)=(sinθ+sinθ)·PRN(t)·w(t)/2-PRN(t)·PRN(t)·PRN(t)·w(t)·(sinθ-sinθ)/2.
1
2
1
2
3
1
2
3
1
2
В данных уравнениях t означает функцию времени, θ и θ означают действительные углы, w(t) означает первый двоичный сигнал, передаваемый с первой скоростью, w(t) означает второй двоичный сигнал, передаваемый со второй скоростью, w(t) означает третий двоичный сигнал, PRN(t) означает первую двоичную последовательность, PRN(t) означает вторую двоичную последовательность, a PRN(t) означает третью двоичную последовательность. Скорость передачи первого сигнала отличается от скорости передачи второго сигнала. Подразумевается, что данный комбинированный модулирующий сигнал s(t)=s(t)+i·s(t) также имеет постоянную огибающую .
1
2
θ и θ могут медленно меняться относительно расширяющего сигнала.
В изобретении также предложена система навигационных сигналов, например сигналов глобальной навигационной спутниковой системы, с использованием описанного выше сигнала с расширенным спектром, в которой упомянутый первый сигнал представляет собой ВОС (1, 1), а упомянутый второй сигнал представляет собой двоичный сигнал, передаваемый со скоростью 10,23 Mcps, 12,276 Mcps, 15,345 Mcps или 30,69 Mcps (например, ВОС (5, 1), BCS ([1 1 1 1 1 1 - 1 1 1 1 1 1], 1), BCS ([1 1 1 1 1 1 1 1 - 1 1 1 1 1 1 1], 1) относительно ВОС (15, 1)). Двоичная последовательность может включать данные для идентификации источника сигнала, который может находиться на земле (например, псевдоспутники) или в воздухе; в случае глобальной или региональной спутниковой навигационной системы двоичная последовательность может включать данные для идентификации спутника, например коды определения дальности и информационные данные спутника, такие как навигационные данные для использования в алгоритме определения местоположения.
В изобретении также предложен способ генерации сигнала с расширенным спектром, включающий стадии, на которых:
генерируют первый сигнал, передаваемый с первой скоростью, и второй сигнал, передаваемый со второй скоростью, при этом для передачи первого сигнала выбирают скорость, отличающуюся от скорости передачи второго сигнала, и обе скорости не равны нулю,
генерируют двоичную последовательность по меньшей мере с одним кодом идентификации сигнала,
создают линейную комбинацию первого сигнала и второго сигнала, которую модулируют двоичной последовательностью, и
используют полученный сигнал в качестве расширяющего сигнала для модуляции несущей волны.
Как пояснено далее, модулированная линейная комбинация первого и второго сигналов может быть создана двумя равнозначными способами: сначала объединяют немодулированные первый и второй сигнал и модулируют полученную сумму или разность двоичной последовательностью, или модулируют первый и второй сигналы и затем получают линейную комбинацию.
Способ позволяет формировать спектр сигнала с учетом определенных порогов спектральной развязки (например, определенного коэффициента спектрального разделения с другим сигналом) и одновременно улучшать возможности синхронизации сигнала.
Первый сигнал и/или второй сигнал предпочтительно являются двоичными сигналами со смещением несущей (ВОС) или двоично-кодированными сигналами (BCS).
Способ может включать стадию, на которой второй сигнал модулируют второй двоичной последовательностью, отличающейся от двоичной последовательности, модулирующей линейную комбинацию сигналов. Следовательно, в одном сигнале могут сочетаться две различные двоичные или псевдослучайные последовательности.
Согласно другой особенности изобретения предложен способ приема сигнала с расширенным спектром, включающий стадии, на которых:
создают локальную копию кода двоичной последовательности,
создают локальную копию первого сигнала и локальную копию второго сигнала,
осуществляют первую корреляцию приходящих электромагнитных волн с локальной копией первого сигнала и локальной копией кода,
осуществляют вторую корреляцию приходящих электромагнитных волн с локальной копией второго сигнала и локальной копией кода,
создают линейную комбинацию первого и второго корреляционных результатов.
В качестве альтернативы, способ приема сигнала с расширенным спектром может включать стадии, на которых:
создают локальную копию кода упомянутой двоичной последовательности,
создают локальную копию упомянутого первого сигнала и локальную копию упомянутого второго сигнала,
осуществляют линейную комбинацию упомянутой локальной копии упомянутого первого сигнала и упомянутой локальной копии упомянутого второго сигнала,
осуществляют корреляцию приходящих электромагнитных волн с линейной комбинацией локальных копий сигналов и локальной копией кода.
Согласно еще одной важной особенности настоящего изобретения предложен приемник для обнаружения сигнала с расширенным спектром. Приемник включает средство создания локальной копии кода двоичной последовательности, генератор первого сигнала для создания локальной копии первого сигнала, генератор второго сигнала для создания локальной копии второго сигнала, средство корреляции приходящих электромагнитных волн с локальной копией первого сигнала и локальной копией кода с целью получения первого корреляционного результата, средство корреляции приходящих электромагнитных волн с локальной копией второго сигнала и локальной копией кода с целью получения второго корреляционного результата и средство создания линейной комбинации первого и второго корреляционных результатов.
В качестве альтернативы, приемник может включать средство создания локальной копии кода двоичной последовательности, генератор первого сигнала для создания локальной копии первого сигнала, генератор второго сигнала для создания локальной копии второго сигнала, средство создания линейной комбинации локальной копии первого сигнала и локальной копии второго сигнала и средство корреляции приходящих электромагнитных волн с линейной комбинацией локальных копий и локальной копией кода.
Подразумевается, что локальная копия кода двоичной последовательности может представлять собой точную копию известной части двоичной последовательности, используемой для модуляции; если двоичная последовательность включает предварительно не заданное сообщение, это сообщение не войдет в локальную копию кода. Это также касается копий первого и второго сигналов.
В предпочтительном варианте осуществления, приемник включает систему слежения, например систему автоматической подстройки по задержке и/или систему фазовой автоподстройки частоты для слежения за принимаемым сигналом и/или систему автоматической подстройки частоты. Система слежения может быть реализована в приемнике с возможностью слежения за первым сигналом и/или вторым сигналом и/или их линейной комбинацией. Система слежения также необязательно может следить за несущей волной. Система автоматической подстройки по задержке может быть реализована с возможностью слежения за первым сигналом относительно второго сигнала, а система фазовой автоподстройки частоты и/или система автоматической подстройки частоты может быть реализована с возможностью слежения за вторым сигналом относительно первого сигнала. В качестве альтернативы, система фазовой автоподстройки частоты и/или система автоматической подстройки частоты реализована с возможностью слежения за линейной комбинацией первого и второго сигналов.
Приемник может быть реализован в виде приемника сигналов глобальной навигационной спутниковой системы. В этом случае генератор первого сигнала преимущественно генерирует сигнал ВОС (1, 1), а генератор второго сигнала генерирует двоичный сигнал, передаваемый со скоростью 10,23 Mcps или 12,276 Mcps, 15,345 Mcps или 30,69 Mcps (например, ВОС (5, 1), BCS ([1 1 1 1 1 1 - 1 1 1 1 1 1], 1), BCS ([1 1 1 1 1 1 1 1 - 1 1 1 1 1 1 1], 1) относительно ВОС (15, 1)). Локальная копия кода предпочтительно включает данные для идентификации спутника, такие как, например, коды определения дальности.
Краткое описание чертежей
Далее описаны предпочтительные варианты осуществления изобретения со ссылкой на приложенные чертежи, на которых:
на фиг.1 показана принципиальная схема расширяющего сигнала, используемого для модуляции несущей волны,
на фиг.2 - фазовая диаграмма восьмеричной фазовой манипуляции,
на фиг.3 - блок-схема, иллюстрирующая архитектуру первого приемника,
на фиг.4 - блок-схема, иллюстрирующая альтернативную архитектуру приемника,
на фиг.5 - блок-схема настройки показанной на фиг.4 архитектуры приемника для слежения за первым сигналом,
на фиг.6 - блок-схема настройки показанной на фиг.4 архитектуры приемника для слежения за вторым сигналом.
Описание предпочтительных вариантов осуществления
Далее со ссылкой на фиг.1 более подробно рассмотрен пример расширяющего сигнала 10 для модуляции несущей волны. В данном варианте осуществления расширяющий сигнал 10 получают путем когерентного суммирования первого двоичного сигнала 12, образованного сигналом ВОС (m1, n), умноженным на первый множитель а, и второго двоичного сигнала 14, образованного сигналом ВОС (m2, n), умноженным на второй множитель b. Сигнал ВОС (m2, n) может быть успешно заменен более общим двоичным сигналом, таким как BCS-сигнал, например BCS ([1 - 1 1 1 1 1 1 1 1 1], 1]). Как показано на фиг.1, расширяющий сигнал 10 имеет зубчатую форму. К обоим сигналам применяют одинаковый код 16. Иными словами, первый сигнал 12 и второй сигнал 14 модулированы одной двоичной кодовой последовательностью 16 согласно формуле:
1
2
s(t)=(а·w(t)+b·w(t))·PRN(t).
Ее также можно записать в виде следующего уравнения:
1
2
s(t)=а·w(t)·PRN[t)+b·w(t)·PRN(t),
1
2
в котором t означает функцию времени, s(t) означает получаемый расширяющий сигнал 10, w(t) означает первый двоичный сигнал 12, w(t) означает второй двоичный сигнал 14, PRN(t) означает псевдослучайную двоичную кодовую последовательность 16, а и b означают множители. В настоящем описании условно считается, что двоичные функции или последовательности имеют величину +1 или -1. Соответственно, умножение двух двоичных величин при данном условии соответствует логической операции XOR (исключающее ИЛИ) или "суммированию по модулю 2" при других условиях, когда двоичные величины представляют собой значение "ИСТИНА" или "ОШИБКА", соответственно, 0 или 1.
2
2
2
В рассматриваемом примере скорость передачи второго двоичного сигнала 14 в пять раз превышает скорость передачи первого двоичного сигнала 12. Ошибка синхронизации нарастающего фронта 18 первого сигнала 12 и нарастающего фронта 19 второго сигнала 14 может быть выбрана в интервале [-Т/2, Т/2], где Т означает длительность цикла второго двоичного сигнала 14. Как показано на фиг.1, ошибка установлена в положение 0.
Относительные амплитуды двух двоичных сигналов 12, 14 могут меняться. В случае ВОС (1, 1) и ВОС (5, 1) при увеличении амплитуды ВОС (5, 1) относительно амплитуды ВОС (1, 1) в основном увеличивается спектральная интенсивность пятой гармоники ВОС (1, 1). В рассматриваемом примере для второго двоичного сигнала 14 выбрана меньшая амплитуда b, чем амплитуда первого двоичного сигнала 12, в результате чего получаемый расширяющий сигнал 10 сохраняет высокую степень сходства с первым двоичным сигналом 12. В этом случае приемник, рассчитанный на слежение за одним первым двоичным сигналом 12, обычно способен следить за расширяющим сигналом 10, представляющим собой линейную комбинацию первого двоичного сигнала 12 и второго двоичного сигнала 14. Таким образом, за счет соответствующего выбора относительных амплитуд a, b расширяющий сигнал 10 из данного примера остается совместимым с приемниками, рассчитанными на прямоугольный сигнал, передаваемый со скоростью передачи первого сигнала 12. Вместе с тем, следует отметить, что улучшенные возможности синхронизации комбинированного расширяющего сигнала 10 недоступны для приемника, который не рассчитан на оба сигнала 12, 14. Улучшенные характеристики расширяющего сигнала 10 могут быть представлены в виде среднеквадратичного значения полосы пропускания. Рассмотрим уравнение:
w1
w2
в котором DSP(f) относительно DSP(f) является спектром сигнала, обработанного первым сигналом 12 относительно второго сигнала 14. Таким образом, среднеквадратичное значение полосы пропускания комбинированного расширяющего сигнала 10 превышает среднеквадратичное значение полосы пропускания первого сигнала 12.
Описанный выше расширяющий сигнал 10 может использоваться для модуляции несущей волны методом модуляции с постоянной огибающей. Если модуляция несущей волны методом модуляции с непостоянной огибающей является относительно несложной, модуляция с постоянной огибающей является более сложной, поскольку схема модуляции зависит от числа полезных каналов, передаваемых при модуляции.
Как указано в работе С.Hegarty и др. "Binary Coded Symbol Modulation for GNSS", ION GPS, июнь 2004 г., для модуляции лишь одного канала с комбинированной четырехуровневой поднесущей методом модуляции с постоянной огибающей может быть использована несимметричная квадратурная фазовая манипуляция (КФМн), при которой один сигнал является синфазным, а другой квадратурным, как это показано в следующем уравнении:
1
2
s(t)=[а·w(t)+i·b·w(t)]·PRN(t),
1
2
в котором i означает мнимую единицу, t означает функцию времени, s(t) означает получаемый сигнал, w(t) означает первый двоичный сигнал, w(t) означает второй двоичный сигнал, а и b означают действительные множители, а PRN(t) означает псевдослучайную двоичную последовательность. Из этого следует, что , и полученный результат не зависит от времени.
1
2
1
2
Существуют другие решения на случай, если необходимо передавать несколько каналов. Если необходимо модулировать несущую волну двумя реальными сигналами s(t) и s(t) с четырехуровневой формой колебаний методом модуляции с постоянной огибающей, предлагается следующее решение, в котором синфазную составляющую несущей волны модулируют первым расширяющим сигналом s(t), а квадратурную составляющую модулируют вторым расширяющим сигналом s(t):
1
1
1
1
2
1
s(t)=[а·w(t)+b·w(t)]·PRN(t),
2
2
1
2
2
2
s(t)=[a·w(t)-b·w(t)]·PRN(t),
1
2
1
2
1
2
1
2
в котором w(t) и w(t) означают двоичные сигналы, t означает функцию времени, а, а, b, и b означают действительные множители, a PRN(t) и PRN(t) означают псевдослучайные двоичные последовательности. Получаемый комбинированный модулирующий сигнал s(t) задан следующим уравнением:
1
2
s(t)=s(t)+i·s(t),
1
2
1
2
из чего следует, что огибающая s(t) является неизменяемой во времени, например, если a=a и b=b, т.е. .
Аналогичным образом, модуляция с постоянной огибающей также возможна в случае модуляции несущей волны тремя реальными расширяющими сигналами. Рассмотрим уравнение:
1
1
2
1
s(t)=[а·w(t)+b·w(t)]·PRN(t),
2
1
2
2
s(t)=[a·w(t)-b·w(t)]·PRN(t),
3
3
3
s(t)=w(t)·PRN(t),
1
2
3
1
2
3
1
2
в котором w(t), w(t) и w(t) означают двоичные сигналы, а и b означают действительные множители, a PRN(t), PRN(t), PRN(t) означают псевдослучайные двоичные последовательности. Допустим в отношении а и b, что a=cos(θ)/2, a b=cos(θ)/2. Следовательно, комбинированный модулирующий сигнал s(t) может быть записан в виде следующего уравнения:
1
1
1
2
2
2
1
1
2
2
3
3
1
2
s(t)=PRN(t)·[cosθ·w(t)+cosθ·w(t)]/2+PRN(t)·[cosθ·w(t)-cosθ·w(t)]/2+i·[PRN(t)·w(t)·(sinθ+sinθ)/2+IM(t)],
в котором IM(t) означает интермодуляционную составляющую, заданную:
1
2
3
3
2
1
IM(t)=-PRN(t)·PRN(t)·PRN(t)·w(t)·(sinθ-sinθ)/2.
Из этого уравнения можно вывести следующее выражение для s(t):
1
2
1
1
1
2
2
2
3
3
1
2
s(t)=(PRN(t)+PRN(t))·cosθ·w(t)/2+(PRN(t)-PRN(t))·cosθ·w(t)/2+i·[PRN(t)·w(t)·(sinθ+sinθ)/2+IM(t)]
1
2
1
1
2
2
1
2
1
2
1
2
Как показано на фиг.2, из этого следует, что, если PRN(t)=PRN(t), сокращается второй член, и синфазный сигнал колеблется подобно сигналу w(t), показанному стрелкой 22; если PRN(t)=-PRN(t), сокращается первый член, и синфазный сигнал колеблется подобно сигналу w(t), показанному стрелкой 21. Это соответствует восьмеричной фазовой манипуляции, показанной на фазовой диаграмме на фиг.2 углами θ и θ. Углы θ и θ позволяют устанавливать распределение мощности двух двоичных сигналов w(t) и w(t). Как и в предыдущем примере, комбинированный модулирующий сигнал s(t) имеет постоянную огибающую.
В конкретном случае модуляции несущей частотного диапазона L1 частотами диапазонов E2-L1-E1 системы Галилео должны передаваться три сигнала: сигнал, который содержит сообщение открытого доступа (Open Service, OS), пилот-сигнал открытого доступа в частотном диапазоне L1 и двоичный сигнал для доступа правоохранительных и военных ведомств (Public Regulated Service, PRS). Для каждого из двух сигналов открытого доступа может использоваться описанный выше оптимизированный сигнал с расширенным спектром. В приведенном выше примере с тремя расширяющими сигналами описана схема применимой для этого модуляции с постоянной огибающей.
Используются следующие обозначения:
OSP
- код(t) означает расширяющий пилот-код открытого доступа,
OSD
- код(t) означает расширяющий код данных или сообщения открытого доступа, умноженный на сообщение,
1
- w(t) означает синусоидальный сигнал прямоугольной формы с частотой 1,023 МГц,
2
- w(t) означает синусоидальный сигнал прямоугольной формы с частотой 5,115 МГц или более общий двоичный сигнал,
- PRS(t) означает сигнал для доступа правоохранительных и военных ведомств.
Полученная комбинированная модуляция может быть выражена следующим уравнением:
OSP
OSD
1
1
OSP
OSD
2
2
1
2
s(t)=(code(t)+code(t))·cosθ·w(t)/2+(code(t)-code(t))·cosθ·w(t)/2+i·[PRS(t)·(sinθ+sinθ)/2+IM(t)],
в котором интермодуляционная составляющая IM(t) задана следующим уравнением:
OSP
OSD
2
1
IM(t)=code(t)·code(t)·PRS(t)·(sinθ-sinθ)/2.
На уровне реализации приемника могут быть предусмотрены различные варианты для установления синхронизации и слежения за сигналом с расширенным спектром, как это показано на фиг.3-6. Приемник с показанной на фиг.3 архитектурой 30 способен генерировать локальную копию расширяющего сигнала 10, используемого для модуляции несущей волны. Поступающие сигналы 302 смешивают с локальной копией расширяющего сигнала: сначала в первом смесителе 306 локальную копию 304 кода смешивают с поступающими сигналами 302, затем во втором смесителе 310 смешивают копию немодулированного расширяющего сигнала 308 с поступающими сигналами 302. На шаге 314 интегрирования полученный сигнал 312 интегрируют по определенному временному интервалу. Осуществляют корреляцию приходящих электромагнитных волн с локальной копией расширяющего сигнала. Корреляционный результат 316 может быть использован в контуре обратной связи для управления созданием локальной копии.
Генератор с числовым программным управлением генерирует сигнал 318 синхронизации для генератора 320 кода и двух генераторов 322, 324 сигналов специальной формы. Генератор 320 кода создает локальную копию 304 кода, представляющую собой копию известной части двоичной последовательности, используемой для модуляции линейной комбинации принимаемого сигнала первой и второй форм. Эта двоичная последовательность, в частности, может представлять собой код определения дальности глобальной навигационной спутниковой системы, такой как GPS или Галилео. В принципе приемник включает память, в которой хранится двоичная последовательность как таковая или в нем реализован алгоритм воспроизведения двоичной последовательности. Также возможно сочетание хранящейся последовательности и алгоритма. На основании хранящихся данных или путем выполнения соответствующего алгоритма генератор 320 локального кода создает локальную копию двоичной последовательности 304 в виде напряжения. Для выполнения алгоритма может использоваться, например, один или несколько линейных регистров сдвига с обратными связями (ЛРСОС) или другое применимое аппаратное обеспечение.
Сигнал 318 также поступает в генератор первого сигнала 322 специальной формы и генератор второго сигнала 324 специальной формы, которые воспроизводят локальные копии известных частей первого сигнала относительно второго сигнала, линейная комбинация которых содержится в принимаемом сигнале. На шаге 330 комбинирования осуществляют линейное комбинирование локальной копии 326 первого сигнала и локальной копии 328 второго сигнала согласно схеме комбинирования, используемой для модуляции сигнал. Результат шага 330 комбинирования смешивают в смесителе 310 с приходящими электромагнитными волнами. Линейная комбинация позволяет выбирать относительные амплитуды a, b копий сигналов и определять, осуществлено ли суммирование или вычитание.
Поскольку обнаруживаемые сигналы обычно смещены во времени относительно локальной копии расширяющего сигнала, путем интегрирования поступающего сигнала, смешанного с локальным расширяющим сигналом, вычисляют корреляцию поступающего сигнала 302 с локальным расширяющим сигналом. Таким образом, корреляционный результат 316 указывает, перекрываются ли во времени поступающий сигнал и локальный расширяющий сигнал. Корреляционный результат 316 также может использоваться в качестве входных данных для контура обратной связи, которые влияют на ошибку синхронизации локального расширяющего сигнала относительно внутреннего генератора синхронизирующих импульсов приемника. Тем самым эта ошибка синхронизации может быть оптимизирована относительно корреляционного результата 316.
В приемнике с архитектурой 30 имеет значение число уровней квантификации, используемых применительно к локальному расширяющему сигналу. Число уровней квантификации влияет на относительные амплитуды копии первого сигнала и копии второго сигнала, поскольку оно ограничивает число комбинаций, доступных для комбинирования копий первого и второго сигналов. В типичном приемнике определения местоположения спутниковой навигационной системы на стадиях, предшествующих интегрированию, используют сигналы, квалифицированные с использованием ограниченного числа уровней квантификации, чтобы ограничить сложность системы и потребляемую мощность на этих стадиях. На примере приемника с архитектурой 40, показанной на фиг.4, показан способ, дающий возможность обойти проблему квантификации перед интегрированием.
Как показано на фиг.4, генератор 420 кода создает локальную копию 404 кода, представляющую собой копию известной части двоичной последовательности. Генератор 422 первого сигнала специальной формы и генератор 424 второго сигнала специальной формы создают локальные копии известных частей первого сигнала относительно второго сигнала. В данном варианте осуществления поступающий сигнал 402 коррелирован с локальной копией 404 кода и копией 426 первого сигнала в первой корреляционной ветви и с локальной копией 404 кода и копией 428 второго сигнала во второй корреляционной ветви. Затем осуществляют линейное комбинирование первого корреляционного результата 416 и второго корреляционного результата 417 в зависимости от принимаемого сигнала с расширенным спектром. С математической точки зрения линейное комбинирование и корреляция могут быть осуществлены в любом порядке, поскольку сама корреляция представляет собой линейную операцию. Вместе с тем, теперь на шаге, предшествующем интегрированию, в архитектуре обработки сигнала может быть уменьшено число уровней квантификации при создании копий. Если копии первого и второго сигналов являются двоичными сигналами, достаточно двух уровней квантификации. Число уровней квантификации после шага интегрирования обычно значительно больше, в результате чего влияние квантификации на относительные амплитуды корреляционных результатов имеют меньшее значение. Корреляционные результаты могут быть загружены в одну или несколько систем слежения, контролирующих ошибку синхронизации у копий сигналов относительно генератора синхронизирующих импульсов приемника, как это подробнее описано далее.
Для сигнала открытого доступа системы Галилео, передаваемого в частотном диапазоне L1, предпочтительным является расширяющий сигнал, включающий линейную комбинацию сигнала ВОС (1, 1) и двоичного сигнала, передаваемого со скоростью 10,23 Mcps, 15,345 Mcps или 30,69 Mcps, поскольку он обладает хорошими характеристиками слежения и хорошей спектральной развязкой с М-сигналом GPS. Параметры архитектур приемника, проиллюстрированных на фиг.3 и фиг.4, могут быть специально рассчитаны на прием такого сигнала глобальной системы определения местоположения. Например, генератор первого сигнала генерирует сигнал прямоугольной формы на частоте 1,023 МГц, а генератор второго сигнала генерирует сигнал прямоугольной формы на частоте 5,115 МГц. Если необходима функциональная совместимость с сигналом GPS, предпочтение может быть отдано архитектуре приемника, показанной на фиг.4, а не архитектуре приемника, показанной на фиг.3.
На фиг.5 и фиг.6 показаны различные архитектуры слежения за сигналом, которые могут быть реализованы в приемнике. При наличии архитектуры, показанной на фиг.5, поступающий сигнал 502 умножают на локальную несущую волну 503, генерируемую генератором 521 локальных несущих волн, чтобы вытеснить несущую волну поступающего сигнала. Затем осуществляют корреляцию полученного сигнала 505 с локальной копией 504 кода и копией первого сигнала в первой корреляционной ветви 550. Аналогичным образом, после умножения на локальную несущую волну также осуществляют корреляцию поступающего сигнала 502 с локальной копией 504 кода и копией второго сигнала во второй корреляционной ветви 552. Два корреляционных сигнала и их линейная комбинация поступают в систему 554 слежения, включающую систему фазовой автоподстройки частоты и систему автоматической подстройки по задержке. В первый коррелятор 551, второй коррелятор 553, генератор 520 кода и генератор 521 локальных несущих волн поступает сигнал обратной связи. Подразумевается, что данная архитектура слежения способна обеспечивать синхронизацию локальных копий сигналов и поступающего сигнала.
Как показано на фиг.6, каждый корреляционный результат может быть обработан по отдельности: первый корреляционный результат 556 вводят в систему 558 фазовой автоподстройки частоты, а второй корреляционный результат 560 вводят в систему 562 автоматической подстройки по задержке. Предусмотрен переключатель 564 для получения комбинации первого и второго корреляционных результатов, которую затем вводят в систему 558 фазовой автоподстройки частоты. Сигнал обратной связи системы 562 автоматической подстройки по задержке может быть подан в первый коррелятор 551 и второй коррелятор 553 и гетеродин, управляющий созданием копий. Сигнал обратной связи системы 558 фазовой автоподстройки частоты может использоваться для удаления несущей волны (не показано).
Специалистам в данной области техники известно, что приемник навигационных сигналов может иметь несколько архитектур, показанных на фиг.3-6. Такой приемник способен параллельно создавать несколько локальный копий кода, копий первого и второго сигналов с различными задержками относительно локального сигнала синхронизации. Затем корреляционные результаты, соответствующие различным задержкам, вводят в систему слежения, которая обычно ускоряет и делает более эффективным определение верной задержки.
Иногда по различным соображениям целесообразно, чтобы производительность системы обработки данных приемника была рассчитана только на меньшую скорость передачи сигнала. В этом случае может быть обнаружен и обработан только первый сигнал. Копия первого сигнала становится опорным сигналом приемника. Этот метод обнаружения является более простым и менее энергоемким. После обнаружения первого сигнала приемник может переключиться на оптимальный режим обработки, предусматривающий обнаружение двух сигналов.