СИНХРОНИЗАЦИЯ СИМВОЛОВ OFDM С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ПРЕАМБУЛЫ СО СМЕЩЕННЫМИ ПО ЧАСТОТЕ ПРЕФИКСОМ И СУФФИКСОМ ДЛЯ ПРИЕМНИКА DVR-Т2
SYNCHRONISATION OF OFDM SYMBOLS USING PREAMBLE WITH FREQUENCY-SHIFTED PREFIX AND SUFFIX FOR DVR-T2 RECEIVER

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Настоящее изобретение относится в целом к системам связи и в частности к системе и способу для приема символов, мультиплексированных с ортогональным частотным разделением (OFDM, orthogonal frequency division multiplexed), в системе вещания с использованием канала передачи с изначально неизвестными модуляционными характеристиками, при этом символы OFDM подвергаются временному и частотному сдвигам, которые могут быть скомпенсированы в приемнике. В одном из приложений переданные символы OFDM представляют собой часть схемы передачи для трансляции цифрового телевидения (DVB, digital video broadcasting) следующего поколения ("DVB-Т2").
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Во многих странах в качестве современного способа передачи цифровых телевизионных сигналов используется стандарт DVB для беспроводной трансляции видеосигналов (например, видеоданных/телевидения). Стандарты DVB включают стандарты для передачи по кабелю ("DVB-C"), передачи через спутники ("DVB-S"), наземной беспроводной передачи ("DVB-T") и недавно появившейся специфической передачи DVB-T в мобильные устройства ("DVB-H"). Стандарт DVB-T поддерживает передачу видеосигналов и сигналов данных стандартной четкости ("SD", standard definition) и высокой четкости ("HD", high definition) в такие приемники, как телевизионные приемники высокой четкости, а чаще - приставки STB (set-top box), которые принимают сигналы от передатчиков, а на выходе выдают цифровые или аналоговые сигналы, совместимые с телевизионным приемником, для просмотра.
На фиг.1 показана упрощенная блок-схема типичного DVB-приложения. На фиг.1 система передачи DVB содержит мультиплексор 3 стандарта MPEG, который объединяет трансляционные потоки в формате MPEG-2 видеосигналов, аудиосигналов и/или данных, затем эти потоки в формате MPEG-2 из мультиплексора 3 MPEG-2 подают в мультиплексор 5 транспортного потока, имеющий множество входов, на выходе этого мультиплексора транспортного потока сигналы транспортного потока TS (transport stream) модулируют модулятором 7 для передачи DVB-T, включая OFDM, введение защитного интервала GI (guard interval), а затем преобразуют в радиочастотные сигналы (RF, radio frequency) с использованием аналогового передатчика 9, включающего цифроаналоговый преобразователь (DAC, digital-to-analog converter) и аналоговый входной блок (AFE, analog front end). Затем эти радиосигналы DVB передают беспроводным способом с использованием антенны 11. Как известно специалистам в данной области техники, включение защитных интервалов GI для символов OFDM, при котором "конечную часть" (tail) символа повторяют перед символом в течение некоторого временного периода, может использоваться для устранения проблем, обусловленных межсимвольной интерференцией (ISI, inter-symbol interference). Межсимвольная интерференция часто обусловлена многолучевым приемом (приемом множества копий одной и той же передачи) в приемнике. Эти защитные символы GI затем удаляют в приемнике.
На приемном конце телевизионные приемники 23 DVB или, альтернативно, приставки 15 STB принимают радиосигналы из антенн 21 и 13 соответственно. Затем принятые радиосигналы вновь преобразуют в цифровые сигналы в формате MPEG-2 с использованием аналогового входного блока (AFE) и аналого-цифрового преобразователя (ADC), а затем сигналы демодулируют, демультиплексируют, и приемник предоставляет набор видео- и аудиосигналов в телевизионный приемник или видеомонитор для просмотра пользователем. Некоторые сравнительно недавно созданные телевизионные приемники или мониторы, такие как 23 на фиг.1, могут включать встроенные приемники DVB. Пользователи могут также принимать сигналы DVB-T с помощью приставки STB или специального приемного оборудования, такого как 15 на фиг.1, и принимать выходной сигнал в аналоговый телевизионный приемник, например, такой как 17 на фиг.1. Телевизионный приемник 23 со встроенными функциями приемника DVB-T исключает необходимость приставки STB. В некоторых конфигурациях приставка STB может включать дополнительные необходимые функциональные возможности, такие как цифровая видеозапись (DVR, digital video recording), которые пользователь может использовать для захвата потоков телевизионного сигнала с целью просмотра передачи в другое время. В любом случае, как только сигнал DVB принят, пользователь может выбирать среди потоков цифрового телевизионного сигнала и просматривать соответствующие программы.
По мере того как переносные устройства для беспроводных систем связи, такие как мобильные телефоны, медиапроигрыватели и персональные цифровые секретари (PDA, personal digital assistant), получают все более широкое распространение и продолжают привлекать растущее число пользователей, возникает коммерческая потребность в передаче видеосигналов, например телевизионных, в мобильные или портативные устройства. Стандарт DVB-H добавляет к базовому стандарту DVB-T дополнительные функции, специально предназначенные для таких приемников. На фиг.1 показан переносной приемник 19 видеосигнала. Дополнительные стандарты DVB позволяют пользователю посылать в передатчик отклик по "обратному каналу", в результате чего мобильное устройство становится больше, чем просто приемником, и может предоставлять интерактивные услуги, такие как электронная почта, обмен текстовыми сообщениями, навигация по Интернету и т.п.
Вещание DVB-T основано на схеме модуляции сигналов с использованием мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM). Такая модуляция обеспечивает надежный сигнал и большое количество поднесущих. Схема DVB-T обеспечивает дополнительные функции: опции, которые может использовать устройство вещания, относятся к одному из трех типов модуляции: квадратурной фазовой манипуляции (QPSK, quadrature phase shift keying), 16-позиционной квадратурной амплитудной модуляции (16QAM), 64-позиционной квадратурной амплитудной модуляции (64QAM), к одной из пяти различных степеней прямой коррекции ошибок (FEC, forward error correction) и к одной из четырех различных длин защитного интервала (GI) путем выбора несущих (2 КБ или 8 КБ) и выбора ширины полосы канала (6, 7 или 8 МГц). Стандарт DVB-T позволяет поддерживать такие службы, как телевидение стандартной четкости (SDTV), телевидение высокой четкости (HDTV), радио, интерактивные услуги (с обратными каналами) и получение данных с использованием протокола Интернета (с поддержкой, например, навигации в Интернете). Кроме того, DVB-T обеспечивает иерархическую модуляцию, которая обеспечивает высокий приоритет (HP, high priority) и низкий приоритет (LP, low priority) для транспортного потока информации. Для различных приемников могут одновременно транслироваться две услуги, например трансляция со стандартной четкостью (SD) и с высокой четкостью (HD).
Устойчивость DVB-T доказала свою эффективность для мобильных устройств. Стандарт DVB-T был дополнительно усовершенствован в стандарте DVB-H путем специфической стандартизации, направленной на мобильные приемники. DVB-H добавляет к DVD-T дополнительные функции, направленные на оптимизацию трансляции для мобильных приемников, включая квантование по времени или прерывистую трансляцию, что позволяет мобильному устройству экономить энергию (это особенно важно для устройств с питанием от батарей); дополнительные режимы, такие как режим 4k, являющийся компромиссом между способностью мобильного приема и размером ячейки SFN; дополнительную прямую коррекцию ошибок MPE-FEC; и "глубокий" перемежитель, который представляет собой кратковременный перемежитель для режимов 2k и 4k.
В настоящее время многие страны уходят от вещания, которое включает и DVB-T, и ранее существующее аналоговое телевидение UHF/VHF с использованием радиотрансляции сигналов в частотном спектре, доступном для телевидения. Этот переход к чисто цифровому телевидению происходит в течение временного периода, известного как "выключение аналогового телевидения". За это время станет доступным дополнительный частотный спектр для цифровых телевизионных трансляций. Для того чтобы дополнительно улучшить DVB трансляцию и воспользоваться этим дополнительным доступным спектром трансляций, предпринимаются попытки расширения стандартов DVB-T до следующего поколения цифровых телевизионных стандартов (иногда называемых "вторым поколением" или "2G"). В настоящее время эти стандарты обозначаются различными акронимами, но часто упоминаются как "DVB-T2" для следующего поколения наземного стандарта DVB и "DVB-H2" или "DVB-NGH" для переносных устройств следующего поколения или стандарта мобильного DVB. Цели расширения стандартов наземного DVB до новых стандартов DVB-T2 включают увеличение полезной нагрузки, обеспечение оптимального приема для стационарных и мобильных приемников, добавление дополнительных несущих, снижение пиковой мощности, добавление разнесенных антенн со множеством входов и множеством выходов и более эффективную поддержку потоков данных в рамках протокола Интернет (IP). Необходимы новые способы и устройства для приема и Обработки этих сигналов DVB следующего поколения, отличающиеся эффективностью, экономичностью и надежностью, использованием подходов, совместимых с существующими интегральными схемами и технологией приема и без значительного удорожания систем или возрастания расходов потребителя.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Эти и другие проблемы в целом решены, и достигнуты технические преимущества в предпочтительных вариантах осуществления настоящего изобретения, включающих устройство и способы, обеспечивающие создание приемников, которые обнаруживают и декодируют последовательности в преамбуле символов OFDM. Символы OFDM в настоящее время определены для трансляций DVB-T2, однако описанные ниже примеры вариантов осуществления настоящего изобретения не являются ограничивающими и даны, чтобы облегчить понимание, и изобретение не ограничено приложениями рамками стандарта DVB-T2. Раскрытые способы обеспечивают эффективные алгоритмы для использования при приеме символов преамбулы OFDM, имеющих определенные временной и частотный сдвиги. Описаны примеры вариантов осуществления настоящего изобретения, которые могут использоваться для практической реализации приемника DVB-T2 для оценки и корректирования ошибок временного и частотного сдвигов. Эти ошибки обязательно присутствуют в принимаемых по нехарактеризованному каналу передачи сигналах OFDM преамбулы, например, при получении начальной преамбулы OFDM.
Согласно данному в качестве примера варианту осуществления настоящего изобретения приемник обнаруживает принятую преамбулу OFDM, имеющую первую порцию, включающую полный цикл сигналов OFDM и включающую циклическое префиксное расширение, которое представляет собой сдвинутую по частоте порцию первой части первой порции, а также циклический суффикс, который представляет собой сдвинутую по частоте порцию второй части первой порции, при этом циклический префикс и циклический суффикс совместно формируют сдвинутую по частоте порцию, которая повторяет первую порцию. Приемник определяет предполагаемый целочисленный частотный сдвиг по первой порции и конкатенации циклического суффикса и циклического префикса. Приемник сначала выполняет преобразование в частотную область как первой порции, так и конкатенации, после чего оценка целочисленного частотного сдвига может быть сделана по мощности принятых поднесущих. Затем приемник компенсирует фазовую ошибку, которая обусловлена частотным сдвигом между первой порцией и конкатенированной порцией, и когерентно складывает эти порции.
Согласно другому примеру варианта осуществления настоящего изобретения раскрыт способ устранения фазовой ошибки в принятых символах преамбулы OFDM. В указанном способе принятый символ OFDM содержит первую порцию, включающую полный цикл сигналов OFDM и циклическое префиксное расширение, которое представляет собой сдвинутую по частоте порцию первой части первой порции принятого символа OFDM, а также циклический суффикс, который представляет собой сдвинутую по частоте порцию второй части первой порции принятого символа OFDM, при этом циклический префикс и циклический суффикс после конкатенации формируют сдвинутую по частоте порцию, которая повторяет первую порцию. Производят оценку частотного сдвига. Выполняют преобразование первой порции в частотную область и преобразование конкатенации циклического префикса и циклического суффикса в частотную область. Для одного из символов в частотной области производят компенсацию фазовой ошибки, обусловленной частотным сдвигом. Для компенсации частотного сдвига первую порцию после преобразования в частотную область и конкатенацию после преобразования в частотную область объединяют путем когерентного сложения.
Согласно еще одному примеру варианта осуществления настоящего изобретения раскрыт способ устранения фазовой ошибки в принятых символах преамбулы OFDM. В указанном способе принятый символ OFDM содержит первую порцию, включающую полный цикл сигналов OFDM, циклическое префиксное расширение, которое представляет собой сдвинутую по частоте порцию первой части первой порции, а также циклический суффикс, который представляет собой сдвинутую по частоте порцию второй части первой порции, при этом циклический префикс и циклический суффикс формируют сдвинутую по частоте порцию, которая повторяет первую порцию. Выполняют преобразование первой порции и конкатенации циклического префикса и циклического суффикса в частотную область. Осуществляют компенсацию фазовой ошибки, обусловленную временным сдвигом. Во время демодуляции преобразованных по частоте символов OFDM выполняют демодуляцию дифференциальной двоичной фазовой манипуляции (DBPSK, differential binary phase shift keying), включая коррекцию для компенсации фазовой ошибки.
В еще одном примере варианта осуществления настоящего изобретения предложен приемник. Указанный приемник принимает символ преамбулы OFDM, состоящий из полной последовательности из N отсчетов, префикса, который представляет собой сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции символа преамбулы и имеет длину, равную N отсчетов/2 плюс сдвиг, и суффикса, который представляет собой сдвинутое по частоте циклическое расширение второй порции символа преамбулы и имеет длину N отсчетов/2 минус сдвиг. Приемник выполняет операцию конкатенации для объединения префикса и суффикса для формирования сдвинутой по частоте копии символа преамбулы, которая имеет длину, равную N отсчетам. N отсчетов символов преамбулы и конкатенированные отсчеты подвергают быстрому преобразованию Фурье (FFT, fast Fourier transform). Производится коррекция фазового вращения в частотной области, которая обусловлена сдвигом несущей частоты, путем коррекции конкатенированной последовательности. Затем последовательности символов преамбулы после преобразования Фурье и конкатенации после фазовой коррекции объединяют путем когерентного сложения, что обеспечивает компенсацию фазового вращения. В еще одном примере варианта осуществления настоящего изобретения предложен приемник. Упомянутый приемник принимает символ преамбулы OFDM, состоящий из полной последовательности из N отсчетов, префикса, который представляет собой сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции символа преамбулы и имеет длину, равную N отсчетов/2 плюс сдвиг, и суффикса, который представляет собой сдвинутое по частоте циклическое расширение второй порции символа преамбулы и имеет длину N отсчетов/2 минус сдвиг. Приемник выполняет операцию конкатенации для объединения префикса и суффикса для формирования сдвинутой по частоте копии символа преамбулы, который имеет длину, равную N отсчетам. N отсчетов символов преамбулы и конкатенированные отсчеты подвергают быстрому преобразованию Фурье. В частотной области оценивают фазовое вращение, обусловленное временным сдвигом, путем вычисления среднего значения разности фаз относительно несущей частоты между конкатенацией и символом преамбулы. Затем приемник производит компенсацию оцененного фазового вращения путем демодуляции DBPSK по отношению к последовательностям в частотной области или путем непосредственной подстройки временного положения символа.
В еще одном примере варианта осуществления настоящего изобретения раскрыт способ приема символа преамбулы OFDM. В указанном способе принимают символ OFDM, имеющий первую длину N и включающий сдвинутый по частоте префикс циклического расширения, который включает первую порцию символа OFDM и имеет длину, равную N/2 отсчетов плюс сдвиг, и сдвинутый по частоте суффикс циклического расширения, который включает оставшуюся порцию символов OFDM и имеет длину, равную N/2 отсчетов синус сдвиг. Приемник выполняет конкатенацию префикса и суффикса для формирования сдвинутой по частоте последовательности, которая имеет длину N отсчетов и повторяет преамбулу символа OFDM; и выполняет быстрое преобразование Фурье для символа преамбулы OFDM из N отсчетов и конкатенации N отсчетов. Выполняют фазовую коррекцию конкатенированных символов в частотной области и объединяют отсчеты преамбулы OFDM в частотной области путем когерентного сложения с конкатенированной последовательностью в частотной области. Способ продолжается оценкой фазового вращения в частотной области, обусловленным временным сдвигом. Оценку применяют к демодуляции DBPSK, выполняемой на когерентно складываемых символах в частотной области, и компенсируют фазовое вращение, обусловленное временным сдвигом. В еще одном примере варианта осуществления настоящего изобретения описан машиночитаемый носитель с инструкциями для программирования программируемого приемника. Шаги программы программируют программируемый приемник для выполнения способа приема преамбулы OFDM. В упомянутом способе принимают символ OFDM, имеющий первую длину N и включающий сдвинутый по частоте префикс циклического расширения, который включает первую порцию символа OFDM и имеет длину, равную N/2 отсчетов плюс сдвиг, и сдвинутый по частоте суффикс циклического расширения, который включает оставшуюся порцию символа OFDM и имеет длину, равную N/2 отсчетов синус сдвиг. Приемник запрограммирован инструкциями, хранящимися на машиночитаемом носителе, для выполнения конкатенации префикса и суффикса для формирования сдвинутой по частоте последовательности, которая имеет длину N отсчетов и повторяет символ преамбулы OFDM. Кроме того, машиночитаемый носитель предоставляет приемнику инструкции, осуществляющие выполнение быстрого преобразования Фурье для символа преамбулы OFDM из N отсчетов и конкатенации длиной N отсчетов. Кроме того, машиночитаемый носитель предоставляет инструкции, осуществляющие выполнение программируемым приемником фазовой коррекции конкатенированных отсчетов в частотной области. Кроме того, машиночитаемый носитель предоставляет инструкции, осуществляющие объединение программируемым приемником компенсированных отсчетов в частотной области из конкатенации и отсчетов из преамбулы OFDM в частотной области путем когерентного сложения. Кроме того, машиночитаемый носитель предоставляет инструкции, осуществляющие оценку программируемым приемником фазового вращения в частотной области, обусловленного временным сдвигом. Кроме того, машиночитаемый носитель предоставляет инструкции, осуществляющие выполнение программируемым приемником демодуляции DBPSK когерентно складываемых символов в частотной области и компенсацию фазового вращения, обусловленного временным сдвигом.
В еще одном примере способа прием символов преамбулы OFDM содержит: прием преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, и суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; конкатенацию префикса С и суффикса В во временной области с формированием конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N; преобразование А в частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; преобразование конкатенированного символа СВ в частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; оценку фазового вращения; и коррекцию фазового вращения в указанной частотной области. В еще одном примере способа длина N принятой преамбулы OFDM равна 1024. В еще одном примере способа приемник принимает преамбулу OFDM, в которой указанный сдвиг K=0. В еще одном примере способа приемник принимает преамбулу OFDM, в которой сдвиг K является целым числом, превышающим 0.
В еще одном примере способа приемник принимает символ преамбулы OFDM с помощью беспроводного приема радиочастотных сигналов, модулированных с расширением спектра. В еще одном примере способа приемник принимает преамбулу OFDM с помощью беспроводного приема радиочастотных сигналов, модулированных с расширением спектра; и выполнения фильтрации в основной полосе частот для извлечения принятого аналогового сигнала и выполнения аналого-цифрового преобразования с формированием цифровых сигналов, включающих символ преамбулы OFDM.
В еще одном примере способа прием символов преамбулы OFDM содержит: прием преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, и суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; конкатенацию префикса С и суффикса В во временной области для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N; преобразование А в частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; преобразование конкатенированного символа СВ в частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; оценку фазового вращения и коррекцию фазового вращения в указанной частотной области; при этом оценка фазового вращения содержит оценку фазовой ошибки, обусловленной целочисленным частотным сдвигом. В еще одном примере способа оценка фазовой ошибки, обусловленной целочисленным частотным сдвигом, содержит выполнение следующего вычисления:
C
где N - количество отсчетов в С и ε - нормированный частотный сдвиг (частотный сдвиг, деленный на величину разноса поднесущих). В еще одном примере способа фазовое вращение, обусловленное целочисленным частотным сдвигом, корректируют путем комплексного умножения на символ СВ в частотной области и когерентного сложения символов А и СВ в частотной области.
В еще одном примере способа прием символа преамбулы OFDM дополнительно содержит выполнение демодуляции DBPSK символов в частотной области и извлечение параметров, которые будут использоваться для приема последующих символов OFDM. В еще одном примере способа извлечение параметров содержит извлечение одной или более последовательностей модулированного сигнала. В еще одном примере способа прием символов преамбулы OFDM дополнительно содержит прием цифровых сигналов видеотрансляции.
В еще одном примере способа прием радиочастотных сигналов, модулированных с расширением спектра, дополнительно содержит прием радиочастотных сигналов антенной. В еще одном примере способа приемник принимает преамбулу OFDM с помощью следующих операций: приема преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; конкатенирование во временной области префикса С и суффикса В для образования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N; преобразование А в указанную частотную область путем быстрого преобразования Фурье с длиной N; преобразование конкатенированного символа СВ в указанную частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; оценку фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом; коррекцию фазового вращения в указанной частотной области для формирования скорректированного символа в частотном домене; оценку фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом, и коррекцию фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом, в процессе демодуляции. В еще одном примере способа приемник принимает преамбулу OFDM длиной N=1024. В еще одном примере способа приемник принимает преамбулу OFDM с циклическими расширениями, имеющими сдвиг K=0. В еще одном примере способа приемник принимает преамбулу OFDM с циклическими расширениями, имеющими сдвиг K, который представляет собой целое число, превышающее 0.
В еще одном примере способа приемник, принимающий символ преамбулы OFDM, осуществляет беспроводной прием радиочастотных сигналов, модулированных с расширением спектра. В еще одном примере способа приемник, осуществляющий беспроводной прием радиочастотных сигналов, модулированных с расширением спектра, дополнительно производит фильтрацию в основной полосе частот для извлечения принятого аналогового сигнала и выполняет аналого-цифровое преобразование указанного принятого аналогового сигнала для формирования цифровых сигналов, содержащих символ преамбулы OFDM.
В еще одном примере способа приемник принимает преамбулу OFDM с помощью следующих операций: приема преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; конкатенирование во временной области префикса С и суффикса В для образования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N; преобразование А в частотную область путем быстрого преобразования Фурье с длиной N; преобразование конкатенированного символа СВ в частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; оценку фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом; коррекцию фазового вращения в частотной области для формирования скорректированного символа в частотном домене; оценку фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом, и коррекцию фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом, в процессе демодуляции. При этом оценка фазовой ошибки, обусловленная временным сдвигом, включает выполнение следующих вычислений:
А,k
на символах А и СВ частотного домена, где у представляет собой k-ю поднесущую части А, а K - общее количество поднесущих в преамбуле OFDM.
Пример устройства содержит схему приемника, предназначенную для приема преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, и суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; схему конкатенации, сконфигурированную для конкатенации префикса С и суффикса В для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N отсчетов, первую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N символа А, и вторую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N конкатенированного символа СВ. Также имеется схема оценки фазового вращения, сконфигурированная для вычисления оценки фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом, и имеется схема коррекции, сконфигурированная для выполнения фазовой коррекции с использованием указанной оценки фазового вращения.
В другом примере устройство содержит: схему приемника, сконфигурированную для приема преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига, схему конкатенации, сконфигурированную для конкатенации префикса С и суффикса В для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N отсчетов, первую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N символа А, и вторую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N конкатенированного символа СВ. Также устройство содержит схему оценки фазового вращения, сконфигурированную для вычисления оценки фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом, и схему коррекции, сконфигурированную для выполнения фазовой коррекции с использованием указанной оценки фазового вращения, при этом схема приемника дополнительно содержит аналоговый входной блок, сконфигурированный для приема радиочастотных сигналов, модулированных с расширением спектра, и обработки в основной полосе частот принятых радиосигналов, и аналого-цифровую схему, сконфигурированную для приема аналоговых сигналов из аналогового входного блока и выполнения аналого-цифрового преобразования с выдачей символов OFDM. В еще одном примере приемное устройство дополнительно содержит антенну.
В другом примере устройство содержит приемную схему, сконфигурированную для приема преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига, схему конкатенации, сконфигурированную для конкатенации префикса С и суффикса В для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N отсчетов, первую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N символа А, и вторую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N конкатенированного символа СВ. Также устройство содержит схему оценки фазового вращения, сконфигурированную для вычисления оценки фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом, и схему коррекции, сконфигурированную для выполнения фазовой коррекции с использованием указанной оценки фазового вращения, при этом схема оценки фазового вращения сконфигурирована для выполнения следующих вычислений:
C
где N - количество отсчетов в С и ε - нормированный частотный сдвиг. В еще одном примере устройство содержит приемную схему, сконфигурированную для приема преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига, схему конкатенации, сконфигурированную для конкатенации префикса С и суффикса В для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N отсчетов, первую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N символа А, и вторую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N конкатенированного символа СВ. Также устройство содержит схему оценки фазового вращения, сконфигурированную для вычисления оценки фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом, и схему коррекции, сконфигурированную для выполнения фазовой коррекции с использованием указанной оценки фазового вращения, при этом схема коррекции дополнительно содержит схему умножения, сконфигурированную для выполнения комплексного умножения символа СВ в частотной области на оценку фазового вращения, и схему сложения, сконфигурированную для когерентного сложения символов А и СВ в частотном домене.
В еще одном примере устройство содержит приемную схему, сконфигурированную для приема преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; схему конкатенации, сконфигурированную для конкатенации префикса С и суффикса В для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N отсчетов, первую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N символа А, и вторую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N конкатенированного символа СВ; также устройство содержит схему оценки фазового вращения, сконфигурированную для вычисления оценки фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом; схему коррекции, сконфигурированную для выполнения фазовой коррекции с использованием указанной оценки фазового вращения, имеется схема коррекции, сконфигурированная для выполнения фазовой коррекции с использованием указанной оценки фазового вращения; также устройство содержит схему оценки фазовой ошибки, сконфигурированную для оценки фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом, и для вывода значения коррекции фазовой ошибки, и схему демодуляции, сконфигурированную для приема сигнала с выхода схемы коррекции и выполнения DBPSK демодуляции, включая коррекцию фазовой ошибки с использованием указанного значения коррекции фазовой ошибки.
В еще одном примере устройство содержит схему приемника, сконфигурированную для приема преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; схему конкатенации, сконфигурированную для конкатенации префикса С и суффикса В для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N отсчетов; первую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N символа А; и вторую схему быстрого преобразования Фурье, сконфигурированную для выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N конкатенированного символа СВ; схему оценки фазового вращения, сконфигурированную для вычисления оценки фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом; схему коррекции, сконфигурированную для выполнения фазовой коррекции с использованием указанной оценки фазового вращения; схему оценки фазовой ошибки, сконфигурированную для оценки фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом, и для вывода значения коррекции фазовой ошибки; и схему демодуляции, сконфигурированную для приема сигнала с выхода схемы коррекции и для выполнения демодуляции DBPSK, включая коррекцию фазовой ошибки с использованием указанного значения коррекции фазовой ошибки, при этом схема приемника дополнительно содержит аналоговый входной блок, сконфигурированный для приема радиочастотных сигналов, модулированных с расширением спектра, и для обработки принятых радиочастотных сигналов в основной полосе частот, и аналого-цифровую схему, сконфигурированную для приема аналоговых сигналов из аналогового входного блока и выполнения аналого-цифрового преобразования с выдачей символов OFDM.
В еще одном примере предложен машиночитаемый носитель, содержащий инструкции, которые при их выполнении программируемым процессором приемника осуществляют прием преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, и суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; конкатенацию префикса С и суффикса В во временной области для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N; преобразование А в указанную частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; преобразование конкатенированного символа СВ в указанную частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; оценку фазового вращения и коррекцию фазового вращения в указанной частотной области.
В еще одном примере предложен машиночитаемый носитель, содержащий инструкции, которые при их выполнении программируемым процессором приемника осуществляют прием преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, и суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; конкатенацию префикса С и суффикса В во временной области для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N; преобразование А в частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; преобразование конкатенированного символа СВ в частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; оценку фазового вращения; и коррекцию фазового вращения в указанной частотной области, при этом инструкции, осуществляющие оценку фазовой ошибки, дополнительно содержат инструкции, осуществляющие оценку фазовой ошибки, обусловленной целочисленным частотным сдвигом.
В еще одном примере предложен машиночитаемый носитель, содержащий инструкции, которые при их выполнении программируемым процессором приемника осуществляют прием преамбулы OFDM, содержащей символ А длиной N отсчетов, префикс С, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение первой порции А длиной N/2 отсчетов плюс K отсчетов сдвига, и суффикс В, содержащий сдвинутое по частоте циклическое расширение оставшейся порции А длиной N/2 отсчетов минус K отсчетов сдвига; конкатенацию префикса С и суффикса В во временной области для формирования конкатенированного символа СВ, который представляет собой сдвинутую по частоте версию А длиной N; преобразование А в указанную частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; преобразование конкатенированного символа СВ в указанную частотную область путем выполнения быстрого преобразования Фурье с длиной N; оценку фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом; коррекцию фазового вращения в указанной частотной области для формирования откорректированного символа в частотной области; оценку фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом; и коррекцию фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом, в процессе демодуляции.
Выше были примерно очерчены признаки и технические преимущества настоящего изобретения для более легкого понимания последующего подробного описания. Ниже описаны дополнительные признаки и преимущества настоящего изобретения, которые составляют предмет формулы изобретения. Очевидно, что концепция и конкретный раскрытый вариант осуществления настоящего изобретения могут быть легко использованы в качестве базиса для модификации или проектирования других структур или процессов для достижения целей, аналогичных целям настоящего изобретения. Кроме того, очевидно, что такие эквивалентные структуры не выходят за рамки изобретения, сформулированного в формуле изобретения.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Для более полного понимания изобретения и его преимуществ ниже дается описание со ссылками на сопровождающие чертежи, где:
на фиг.1 показана известная из уровня техники система для передачи транслируемых видеосигналов во множество приемников;
на фиг.2 показан символ OFDM с защитным интервалом (GI);
на фиг.3 показана структура частей С, А и В преамбулы OFDM;
на фиг.4 показана диаграмма состояния для примера начального сканирования приемника для обнаружения преамбулы Р1;
на фиг.5 показана блок-схема данного в качестве примера приемника;
на фиг.6 показан пример приемника с фазовой коррекцией частотного сдвига;
на фиг.7 показана частотная зависимость фазового вращения, обусловленного временным сдвигом;
на фиг.8 показан пример приемника с фазовой коррекцией фазового вращения, обусловленного временным сдвигом;
на фиг.9 показан пример приемника с фазовой коррекцией частотного сдвига, объединенной с фазовой коррекцией временного сдвига, и
на фиг.10(а), 10(b) и 10(с) показаны сигнал на выходе коррелятора для идеального случая и два искаженных сигнала на выходе коррелятора.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ
На фиг.2 упрощенно показан символ OFDM с защитным интервалом (GI). Как известно специалистам в данной области техники, использование защитного интервала включает копирование конца периода символа продолжительностью Δ в начало символа. Природа передачи сигнала OFDM такова, что если продолжительность GI достаточно велика, то определенная межсимвольная интерференция (ISI), обусловленная проблемами многолучевого приема (в случае, когда приемник принимает множество копий передаваемого символа OFDM вследствие отражения от зданий, и при наличии других трактов, ведущих к антенне приемника из передатчика), может быть легко устранена в приемнике.
Предлагаемый в настоящее время стандарт DVB-T2 предлагает преамбулу, состоящую из двух частей: части Р1 и части Р2. DVB-T2 представляет собой систему множественного доступа с временным разделением: преамбулы используются для синхронизации, а затем для восстановления сигнала, соответствующего принятым символам в приемнике.
Преамбулы представляют собой сигналы OFDM. P2 является второй частью преамбулы и содержит несколько полноразмерных символов OFDM с уровнями 1 ("L1") и 2 ("L2") сигнализации. Для приема P2 приемник использует информацию, содержащуюся в Р1. Проблема с приемом преамбулы Р1 состоит в том, что перед приемом Р1 у приемника нет всей информации о передаче символов, необходимой для успешной настройки приемника и приема сигналов DVB. Другими словами, Р1 принимают по нехарактеризованному каналу передачи. Поэтому приемник должен обнаружить преамбулы Р1 и скомпенсировать любые ошибки между передатчиком и приемником без использования информации, переданной из передатчика. После того как преамбула Р1 принята правильно, может быть произведена дополнительная коррекция на основе параметров передачи, содержащихся внутри данных, переданных в преамбуле Р1.
Первая часть Р1 преамбулы DVB-T2, состоящей из двух частей, представляет собой один символ OFDM с фиксированным преобразованием FFT. Часть Р1 имеет такую структуру, чтобы ее можно было использовать для обнаружения присутствия сигнала DVB-T2. (В некоторых примерах вариантов осуществления настоящего изобретения, если никакого сигнала Т2 на обнаружено, приемник DVB-T2 может также правильно принимать сигналы DVB-T: это не является необходимой функцией, хотя может быть коммерчески необходимо для сохранения обратной совместимости с более старыми передатчиками в системе.)
Кроме того, преамбула Р1 содержит информацию, которая используется для декодирования символов P2 во второй части преамбулы и последующих символов данных. Символ Р1 преамбулы содержит маркированную часть А OFDM длиной 1024 ("1k"), разделенную на части А1 и А2, которые модулированы с использованием дифференциальной двоичной фазовой манипуляции (DBPSK) в частотном направлении с помощью псевдослучайной двоичной последовательности (PRBS, pseudo-random binary sequence). Такую последовательность PRBS называют последовательностью сигнализации о модуляции (MSS, modulation signaling sequence). Последовательность MSS состоит из двух частей S1 и S2. Эти две последовательности переносят информацию, например размер преобразования FFT для символов данных, тип кадра Т2 и т.д.
На фиг.3 показана структура преамбулы Р1 в формате DVB-T2. Эта преамбула представляет собой сигнал "A" OFDM длиной 1024 отсчета, разделенный на две части А1 и А2. Преамбула имеет два циклических расширения "С" и "В". Расширения С и В могут иметь различную длину. Каждое циклическое расширение представляет собой часть символа А со сдвигом K. Начальный символ С состоит из 512+K отсчетов. Конечный символ В состоит из 512-K отсчетов. Таким образом, общее количество отсчетов в последовательности CAB равно 2048 отсчетов. Важно, что часть С представляет собой сдвинутую по частоте версию А1, а часть В - сдвинутую по частоте версию А2. Таким образом, видно, что С и В совместно содержат ту же самую информацию, что и часть А. В настоящее время частотный сдвиг предполагается равным одной поднесущей как для С, так и для В в направлении возрастания.
Биты последовательности MSS распределены псевдослучайным образом по этим 384 несущим из 853 доступных несущих в режиме 1k. Таким образом, используемые несущие расширены в квадратный корень из (853/384) раз. Местоположение используемых несущих определяется последовательностью распределения несущих (CDS, carrier distribution sequence). Сигнал DVB-T2 может быть сдвинут на частоты +/-1/6, +/-2/6, +/-3/6 МГц по сравнению с номинальной центральной частотой. Местоположение используемых выбранных несущих обозначает целочисленный частотный сдвиг.
Первая часть Р1 преамбулы используется при начальном сканировании в приемнике DVB-T2 для определения и обнаружения сигнала Т2, для оценки частотного сдвига по последовательности CDS и, наконец, для обнаружения сигнала последовательности MSS.
После начального сканирования и обнаружения Т2 нет необходимости в использовании преамбулы Р1 во время нормального приема данных, однако она может быть использована для обнаружения начала кадра или для улучшения синхронизации между передатчиком и приемником и/или для улучшения оценки канала.
На фиг.4 показана последовательность шагов, посредством которых данный в качестве примера вариант приемника DVB-2 может в процессе начального сканирования обнаружить присутствие сигнала Т2 и принять информацию из первой части преамбулы Р1. В начале такого начального сканирования предполагается, что приемнику уже известны следующие параметры: номинальные центральные частоты для различных полосы частот; структура пилотного сигнала преамбулы Р1 (CAB, размер преобразования FFT и CDS); и возможные последовательности сигналов (8×S1 и 16×S2). Приемник должен определить дополнительные параметры из первой части Р1 преамбулы: местоположение Р1 (местоположение символа во времени), дробную ошибку частоты, целочисленный частотный сдвиг, размер преобразования FFT для преамбулы Р2, символы данных и другие параметры сигнализации в Р1. В дополнение к этим параметрам, которые приемник определяет из преамбулы Р1, должны быть определены дополнительные параметры, которые будут найдены методом проб и ошибок: истинная номинальная центральная частота, ширина полосы и защитный интервал (GI).
Как только приемник определит эту информацию, приемник сможет принять предварительную сигнализацию L1, и после этого приемник может принять любую дополнительную информацию, необходимую для сигнализации L2.
Начальное сканирование для обнаружения присутствия сигнала DVB-Т2 приемник DVB-T2 выполняет путем сканирования возможных каналов и возможных полос частот. Приемник настраивают на номинальную центральную частоту выбранного канала для каждой полосы частот, и затем приемник осуществляет поиск символа Р1; если символ Р1 не обнаружен, эту последовательность повторяют для каждой центральной частоты, а затем для каждой полосы частот. Однако необходимо отметить, что нет необходимости для приемника проверить каждый частотный сдвиг, поскольку присутствие символа Р1 может быть обнаружено на номинальной центральной частоте независимо от используемого частотного сдвига.
nc
На фиг.4 приемник вначале находится в состоянии 41. Начальное сканирование начинают переходом в состояние 43, в котором выбирают одну из возможных полос частот. Затем приемник переходит в состояние 45, в котором выбирают номинальную центральную частоту (на чертеже "F"). Затем приемник переходит в состояние 47. В состоянии 47 для обнаружения символа Р1 используют корреляцию во временной области. Символ Р1 может быть найден с использованием защитного интервала (GI) для выполнения корреляции. Такой тип корреляции устойчив к любому частотному сдвигу, и, вследствие спектральных характеристик Р1, приемник не должен сканировать каждый возможный частотный сдвиг. Этот тип корреляции относится к обнаружению сигнала Т2, поскольку отсутствие символа Р1 подразумевает, что канал не является каналом сигнала Т2. Корреляция защитных интервалов подразумевается в случае, когда распределение задержки канала остается в пределах периода защитного интервала (Δ на фиг.3). В случае когда символ Р1 используется в крупных одночастотных сетях (SFN, single frequency network), задержки, превышающие временной интервал GI, приводят к появлению межсимвольной интерференции (ISI). Однако это не является проблемой, поскольку структура Р1 разработана так, чтобы быть достаточно устойчивой для такой интерференции. Обнаружение символа Р1 в каналах SFN основано на обнаружении одной из множества копий Р1. Более точная синхронизация должна быть получена из символов данных.
Если в состоянии 49 никакого сигнала Т2 не найдено, приемник возвращается в состояние 75, в котором приемник меняет частоту и выбирает следующую номинальную центральную частоту. (Если символы Р1 не будут найдены после того, как частоты данной полосы частот отсканированы, то приемник изменяет полосу частот, что видно в состоянии 77. Если никакого символа не обнаружено, то имеет место переход в состояние 79 "сигнал Т2 не обнаружен".)
Если сигнал Р1 обнаружен, рассматриваемый в качестве примера приемник переходит в состояние 51. В состоянии 51 выполняют синхронизацию Р1. В этом состоянии оценки временной и частотной синхронизации используют из данных по корреляции во временной области, а затем эти оценки дополнительно очищают от последующих символов. Затем предпочтительный вариант выполнения приемника переходит в состояние 53 и выполняет преобразование FFT с использованием информации, полученной в состояниях синхронизации и корреляции во временной области. Затем приемник переходит в состояние 55 и обнаруживает сигнал Т2.
На практике для приемника в системе DVB-T2 важно быстро распознать каналы, которые не содержат сигнала Т2. Структура преамбулы Р1 поддерживает итерационный подход к сканированию для сигналов Т2, что позволяет приемнику быстро определить каналы, в которых нет сигналов Т2. Первое устранение каналов, не содержащих сигнал Т2, может быть сделано в состояния 47 корреляции во временной области. Сигнал Р1 повторяют в каждом кадре. Кадровый интервал составляет приблизительно 200 миллисекунд, и сигнал Р1 является устойчивым с точки зрения требований к соотношению сигнал/шум (SNR, signal to noise ratio); проверка двух последовательных положений Р1 может быть достоверным способом обнаружения присутствия сигнала Т2. Установлено, что этот шаг занимает приблизительно 500 миллисекунд на радиочастотный канал. Если такое сканирование производят по 39 каналам УВЧ, то даже с использованием 3 полос частот на канал полное фактическое время для такого сканирования составляет лишь 58 секунд. Как только потенциальный символ Р1 найден, приемник переходит из состояния 49 в состояние 51 и выполняет грубую временную синхронизацию и синхронизацию дробной частоты. Затем приемник переходит в состояние 53, в котором выполняют быстрое преобразование Фурье (FFT).
В состоянии 55 приемник может обнаружить присутствие сигнала Т2 и определить целочисленный частотный сдвиг. Целочисленный частотный сдвиг может быть определен с использованием мощности предполагаемых пилотных несущих, что позволяет определить правильный целочисленный сдвиг. В альтернативном варианте осуществления настоящего изобретения для определения целочисленного частотного сдвига могут использоваться последовательности PRBS.
Если упомянутый сигнал представляет собой сигнал Т2, то приемник переходит из состояния 57 принятия решения в состояние 59 "обнаружения сигнализации". В состоянии 59 приемник продолжает подготовку к приему второй части преамбулы, продолжая получать информацию. В состоянии 61 приемник настраивают на правильную частоту с использованием номинальной центральной частоты и частотного сдвига для приема символов данных. Кроме того, приемник должен определить защитный интервал для символа Р2. Это делают во время следующего кадра данных. Символ Р2 не может быть обнаружен немедленно после первого обнаружения символа Р1, но имеется достаточно времени для обнаружения интервала GI в состоянии 63 перед следующим кадром, поскольку можно использовать полный кадр продолжительностью 200 миллисекунд. Этот шаг добавляет еще 200 миллисекунд ко времени получения сигнала, но это добавленное время имеет место только для каналов, где обнаружены сигналы Т2, а не для каждого канала. Поскольку максимальное число параллельного мультиплексирования типично составляет порядка 7-8, в соответствии с сигналами Т2, которые находятся в различных радиоканалах, и приемник должен ожидать следующего символа Р2 для каждого радиоканала, то полное время, добавленное к начальной последовательности сканирования, составляет меньше 2 секунд; здесь предполагается, что длина взятого для примера кадра составляет 200 миллисекунд.
Состояние 65 соответствует последним шагам по сбору информации, которая нужна приемнику для приема данных. В состоянии 65 приемник использует следующий символ Р1 для обнаружения начала кадра, принимает вторую часть Р2 преамбулы и параметры сигнализации, необходимые для приема данных. В состоянии 71 предпочтительный вариант приемника производит сбор параметров, необходимых для приема данных, и начинает прием данных. Конечный шаг обнаружения сигнала Т2 заключается в подтверждении обнаруженных параметров уровня 1 сигнализации в принятых символах Р2. На фиг.5 показана упрощенная блок-схема предпочтительного варианта приемника для приема сигналов DVB-T2, включающих преамбулы Р1 и Р2. На фиг.5 антенна 81 принимает аналоговые радиосигналы, включая сигналы DVB-T2, если таковые присутствуют. Затем аналоговый входной блок 83 преобразует сигналы в цифровой формат с использованием аналого-цифрового преобразования и демодулирует эти сигналы. В блоке 85 коррелятор во временной области использует структуру Р1 сигнала преамбулы для обнаружения двух корреляций. Во-первых, определяют корреляцию между частями С и А1 в преамбуле Р1, а во-вторых, определяют корреляцию между частями В и А2. Частотные сдвиги составляют естественную часть таких вычислений. Временное положение символа определяют по абсолютной величине выходного сигнала коррелятора, а дробный частотный сдвиг может быть восстановлен по соответствующему углу.
Затем блок 87 осуществляет коррекцию дробной частотной ошибки. Блок 89 удаляет защитный интервал. Блок 91 выполняет преобразование FFT.
Для обнаружения преамбулы Р1 важную роль играет коррелятор 93 CDS. Цель коррелятора CDS состоит в определении целочисленного частотного сдвига, который может составлять до 0,5 МГц. В первом предпочтительном варианте осуществления настоящего изобретения это осуществляют путем измерения мощности, принятой на частотах предполагаемых пилотных поднесущих. Затем частотный сдвиг может быть найден по корреляции с перестройкой частоты по диапазону частотных сдвигов, например как:
x
где Р - набор пилотных поднесущих Р1 без частотного сдвига и y - принятый символ на несущей х.
После корреляции CDS символ преамбулы Р1 демодулируют в демодуляторе 95 DBPSK, на выход которого выдаются сигналы S1 и S2 MSS. Эти сигналы содержат параметры передачи, необходимые приемнику для приема сигнала второй преамбулы Р2 и последующих сигналов данных.
В одном примере способа структуру преамбулы Р1 предпочтительно используют для определения фазового вращения, обусловленного целочисленным частотным сдвигом, а затем его корректируют. Из-за особенностей структуры преамбулы Р1, как показано выше на фиг.3, фазовое вращение, которое обусловлено сдвигом несущей частоты, зависит от целочисленного частотного сдвига и величины параметра K преамбулы Р1.
Сдвиг несущей частоты вызывает фазовое вращение, которое зависит от символа OFDM, но не зависит от индекса поднесущей. Базовый символ OFDM состоит из части с данными и защитного интервала. Защитный интервал представляет собой циклическую копию конца части с данными, как показано выше на фиг.2.
В этом случае фазовое вращение между двумя последовательными символами OFDM может быть вычислено как:
g
g
где N - размер преобразования FFT, N - количество отсчетов в защитном интервале и ε - нормированный частотный сдвиг, то есть частотный сдвиг, деленный на разнос поднесущих. Поскольку любой дробный частотный сдвиг на этой стадии уже скорректирован, ε (по меньшей мере приблизительно) представляет собой целое число. Фактически член (1+N/N) может быть интерпретирован как "количество отсчетов от начала предыдущего символа OFDM до начала текущего символа, нормированное на размер преобразования FFT".
Как показано на фиг.3, символ Р1 не имеет такой стандартной структуры, но уравнение может быть переформулировано. Прежде всего, части С и В могут быть конкатенированы (во временной области) без проблем, поскольку часть А имеет длину полного символа 1k (1024), а это означает, что конец части С и начало части В находятся в одной фазе, независимо от целочисленного частотного сдвига. Таким образом, разность фаз между СВ и А зависит от длины С. Таким образом, для символа Р1 уравнение (1) может быть сформулировано как:
C
где N - количество отсчетов в части С.
C
Сначала необходимо рассмотреть случай, когда K=0. Когда K=0, части С и В имеют одинаковую длину 512, и член N/N равен 1/2 (512/1024), и уравнение (3) превращается в:
где n - целое. Это выражение справедливо для фазового вращения от части С к части А1 преамбулы Р1, а вращение между частями В и А2 преамбулы Р2 противоположно, поскольку порядок противоположен. Важно отметить, что ejn(π)=ejn(-π), и поэтому коррекция одинакова как для С, так и для В. Таким образом, С и В могут быть конкатенированы до преобразования FFT, а фазовую коррекцию можно сделать после преобразования FFT. То есть фазовую коррекцию производят в частотной области (после FFT).
Из уравнения (4) видно, что фазовое вращение можно скорректировать умножением конкатенации СВ на 1 для четного ε и на -1 для нечетного ε.
Теперь необходимо рассмотреть случай, когда сдвиг K не равен нулю. В данном варианте DVB-T2, когда K отлично от нуля, части С и В преамбулы Р1 имеют различную длину, что обусловливает некоторые изменения в алгоритме. Однако С и В все еще могут быть просто конкатенированы во временной области (до операции FFT), а влияние K может быть учтено в частотной области (после преобразования FFT). Это возможно потому, что расстояние от конца части С до начала части В все еще равно 1024 отсчетам, а это означает, что всегда имеется полный набор циклов, независимо от целочисленного частотного сдвига.
Для случая K>0 фазовое вращение, обусловленное частотным сдвигом, не равно 0 или π, поскольку длина части С больше не равна в точности 512. Это приводит к появлению члена фазового вращения, который зависит от целочисленного частотного сдвига и величины K.
Этот фазовый член может быть вычислен согласно (3), и он равен:
Этот фазовый член может быть легко скомпенсирован в приемнике путем комплексного умножения.
На фиг.6 показан пример приемника, реализующего предпочтительный способ, описанный выше, для определения и компенсации фазовой ошибки, обусловленной целочисленным частотным сдвигом. Поскольку в преамбуле Р1 часть А представляет собой символ полной длины 1k, части С и В могут быть просто конкатенированы во временной области (до преобразования FFT), поскольку в символе 1k всегда имеется полный набор циклов при любом целочисленном частотном сдвиге. После частотного преобразования (после преобразования FFT) разность фаз между А и С/В может быть скорректирована, и они могут быть сложены когерентно. На фиг.6 элемент 10 преамбулы Р1 разделен на части А, позиция 12, и конкатенированную последовательность СВ, позиция 14. Затем эти части преобразуют в последовательности в частотной области путем преобразования FFT с размерностью 1k в блоках 16, 18. В блоке 20 фазовую коррекцию применяют к последовательности СВ в домене после преобразования FFT. Затем сумматор 24 просто осуществляет когерентное сложение двух последовательностей в частотной области.
Если K=0, комбинирование С/В и А с использованием как оценки, так и коррекции может быть описано выражением:
где ε относится к частотному сдвигу между С/В и А, кратному разносу поднесущих (например, ε=1). Принятые отсчеты в частотной области обозначены как , где k - индекс несущей, а верхний индекс "А" указывает, какие части использовались для вычисления этого отсчета. Следует отметить, что сумму в выражении (6) необходимо вычислять только один раз и затем она может быть применена ко всем поднесущим (для любого k). Если коррекцию вычисляют на основе предполагаемого целочисленного частотного сдвига, уравнение принимает вид:
где  - оценка целочисленного частотного сдвига.
Другой пример осуществления способа согласно настоящему изобретению при K=0 может учитывать надежность различных частей с использованием взвешенной усредняющей функции путем вычисления:
Такая информация о надежности (взвешенные усредняющие функции) может быть найдена по измерениям отношения сигнал/шум (SNR) и будет полезна в борьбе, например, с импульсной интерференцией.
Компенсация фазового члена, обусловленного отличием K от нуля (уравнение (5)), может быть применена или к А, или к СВ и представляет собой лишь комплексное вращение:
или
Комбинированным выходным сигналом в этом случае является сумма скорректированного по фазе А и первоначального СВ или первоначального А и скорректированного по фазе СВ. Использование информации о надежности путем введения веса может быть применено также и к случаю K=0.
Указанный вариант способа определения и компенсации фазового вращения в частотной области, обусловленного целочисленным частотным сдвигом, с использованием частей С/В и А преамбулы Р1 имеет преимущество перед более распространенным подходом, в котором используется вся энергия сигнала преамбулы.
Другой пример способа направлен на решение второй проблемы в приемнике. Поскольку первая часть преамбулы Р1 представляет собой первый принимаемый символ, в приемнике не имеется никакой предыдущей информации о характеристиках канала, а следовательно, символ Р1 должен включать некоторые средства для преодолений искажений в канале. Это является причиной для использования дифференциальной модуляции между поднесущими.
Дифференциальная модуляция, в том виде, как используется в передатчике и приемнике DVB-T2, чувствительна к временному сдвигу (то есть к смещению окна FFT), который вызывает зависимое от частоты фазовое вращение. На фиг.7 иллюстрируется указанное зависимое от частоты фазовое вращение. Таким образом, соседняя поднесущая не обеспечивает хорошей опорной фазы, поскольку тоже оказывается затронутой этим фазовым вращением. Когда временной сдвиг (смещение окна FFT) растет, фазовое вращение достигает точки, где демодуляция DBPSK больше не возможна. Это создает проблемы, особенно при приеме символа Р1 преамбулы, вследствие переменного расстояния между соседними поднесущими (псевдослучайная последовательность CDS). В работе "An Integrated OFDM Receiver for High Speed Mobile Data Communication", H.Zou, B.McNair, B.Daneshrad, Proceedings of the IEEE Globecomm 2001, San Antonio, Texas, 2001, страницы 3090-3094, описана оценка фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом для соседних символов в частотной области.
Предложен способ компенсации этого временного сдвига. В этом примере способа использован подход, который заключается в оценке фазового вращения, обусловленного временным сдвигом, и затем в его коррекции.
Прежде всего, оценивают фазовое вращение. Поскольку дробный частотный сдвиг можно оценить по корреляции во временной области (корреляция модифицированного защитного интервала), а целочисленный частотный сдвиг можно скорректировать по корреляции CSD, предполагается, что в этой точке уже нет никакой разности фаз между частями С, А и В преамбулы Р1, обусловленной частотным сдвигом несущей (CFO, carrier frequency offset). Разности фаз, обусловленные частотным сдвигом, могут быть скорректированы с использованием способа, описанного выше. Кроме того, могут использоваться альтернативные подходы для устранения любой ошибки, обусловленной частотным сдвигом несущей.
Как описано выше, эта ошибка может быть скомпенсирована с использованием конкатенации СВ во временной области и ее комбинации с А после преобразования в частотную область (после преобразования FFT). Для устранения фазовой ошибки, обусловленной частотным сдвигом между передатчиком и приемником, могут также использоваться другие подходы. В любом случае, поскольку фазовая ошибка, обусловленная частотным сдвигом несущей, теперь устранена, можно оценить фазовое вращение от поднесущей k до поднесущей k+1, которое зависит от временного сдвига. В одном примере способа это осуществляют путем вычисления усредненной по несущим разности фаз между комбинацией С/В и А. Как описано выше, части С и В совместно формируют сдвинутую по частоте версию А, и они могут быть просто конкатенированы во временной области до выполнения преобразования FFT.
Как только оценка фазового вращения, обусловленного временным сдвигом, выполнена, это фазовое вращение необходимо скорректировать. Когда оценено фазовое вращение между соседними несущими, его можно учесть при демодуляции DBPSK. Необходимо учесть переменный разнос поднесущих, но это делается непосредственно, поскольку последовательность CDS известна приемнику. Если частотный сдвиг между частями С, А и В представляет собой один разнос поднесущих, оценивают фазовое вращение между соседними поднесущими. Таким образом, в случае если фактический разнос поднесущих больше, алгоритм может также скорректировать фазовые вращения, которые превышают предел неоднозначности фазы (то есть ±π). На фиг.8 в виде в схемы показан пример осуществления функций приемника согласно настоящему изобретению для выполнения вышеуказанного способа компенсации фазового вращения, которое имеет место вследствие временных сдвигов. Во-первых, элемент 10 преамбулы Р1 разделен на части А (элемент 12) и части С и В, при этом части С и В необходимо скомбинировать, как показано в элементе 14. Предполагая, что дробная частотная ошибка скорректирована, это может быть сделано простой конкатенацией во временной области (до преобразования FFT). Затем, после преобразований FFT в частотной области в блоках 16, 18, фазовую ошибку оценивают в блоке 26, а оценку фазовой ошибки используют при демодуляции 28 DBPSK, учитывая, помимо прочего, последовательность распределения несущих (CDS).
Оценка фазовой ошибки  может быть математически выражена как:
A,k
где y - k-я поднесущая части А, а K - общее количество поднесущих в Р1. Если это фазовое вращение необходимо преобразовать во временной сдвиг в отсчетах, это может быть сделано согласно выражению:
где N и Δk - размер FFT и расстояние между поднесущими (в этом примере N=1024 и Δk=1, но может иметь и большее значение).
В действительности уравнения для фазового вращения применяются точно только тогда, когда временной сдвиг вызывает циклический сдвиг символа OFDM. Это не строго истинно для символа Р1, поскольку защитные интервалы (GI) сдвинуты по частоте и, таким образом, к оценке добавляется шум.
После того как оценка выполнена, фазовую коррекцию можно осуществить при демодуляции DBPSK. Обычно демодулятор DBPSK может преобразовать разность фаз к "мягким" битам (-1…1):
k
k+1
k+1
k
k+1
Ядром этого уравнения является член , который вычисляет разность фаз между опорной несущей y и следующей используемой несущей y (между этими двумя несущими может быть нуль несущих). При наличии временного сдвига один из этих принятых отсчетов (y или y) должен быть скомпенсирован на оцененную фазовую ошибку, чтобы иметь ту же самую опорную фазу для обоих отсчетов. Это может быть сделано, например, путем умножения несущей y на сопряженный член фазового сдвига.
При применении такого обратного вращения уравнение принимает вид:
k
k
k+1
где d - расстояние между используемыми поднесущими CDS и CDS как кратное разносу поднесущих, а функция arg() возвращает угол между -π и π.
Выше описаны два примера способа приема расширенной преамбулы в приемнике DVB-T2. В первом примере описана коррекция фазовых ошибок, обусловленных целочисленным частотным сдвигом. Во втором примере способа производят оценку фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом, и эту оценку используют так, чтобы скомпенсировать полученную в результате разность фаз во время демодуляции DBPSK преамбулы в частотной области. На фиг.6 и фиг.8 иллюстрируются примеры осуществления приемника в виде блок-схемы, обеспечивающей описанные примеры фазовой коррекции.
В еще одном примере способа выполняют обе коррекции фазовой ошибки. Таким образом, после фазовой коррекции, обусловленной частотным сдвигом несущей, производят также компенсацию фазовой ошибки, обусловленной временным сдвигом. На фиг.9 иллюстрируется пример осуществления приемника, предназначенного для реализации комбинации таких способов. На фиг.9 происходит прием преамбулы Р1, позиция 10, и определяются части А, позиция 12, и части С и В. Простая конкатенация частей С и В формирует элемент СВ, позиция 14, и эта конкатенация выполняется во временной области, то есть до преобразований FFT.
После преобразования FFT части А в блоке 16 и конкатенации СВ (напомним, что она также содержит часть А с частотным сдвигом) в блоке 18, при этом и часть А и конкатенация СВ представляют собой результат преобразования FFT с размером 1k для 1k отсчетов, в блоке 20 выполняют фазовую коррекцию для целочисленных частотных сдвигов, как описано выше. На выходе такой коррекции теперь нет никакого фазового вращения, обусловленного частотным сдвигом несущей (CFO), и, таким образом, любое оставшееся фазовое вращение обусловлено временными сдвигами. Этот выходной сигнал затем подают в блок 26, где производят оценку фазовой ошибки, обусловленной временными сдвигами, как описано при рассмотрении фиг.8. Выходной сигнал такой оценки используется в блоке 28 при демодуляции DBPSK с компенсацией путем коррекции разности фаз. Сумматор 24 выполняет когерентное сложение преобразованных сигналов А и СВ, при этом к СВ применена фазовая коррекция до операции суммирования в сумматоре 24, как описано выше (см. фиг.6).
В еще одном примере способа могут быть достигнуты дополнительные улучшения в работе приемника DVB-T2 при приеме преамбулы. Было обнаружено, что коррекцию для нахождения правильного положения отсчета можно выполнить по искаженному импульсу корреляции. Например, в случае канала SFN, импульс корреляции может быть искажен очень сильно.
На фиг.10 (а) показан выходной сигнал коррелятора в идеальном случае при эхо-сигнале 0 дБ, на фиг.10 (b) показан выходной выход коррелятора для канала с эхо-сигналом 0 дБ при задержке 250, и на фиг.10 (с) показан выходной сигнал коррелятора для эхо-сигнала 0 дБ при задержке 512.
В данном в примере подхода к компенсации применена следующая логика решения: обнаруживают первый нарастающий фронт в выходном сигнале коррелятора, а затем учитывают форму искаженного импульса в случае каналов SFN. Предложен алгоритм, в котором на первом шаге вычисляют производную меры, которая учитывает изменение выходного сигнала коррелятора между отсчетами, причем отсчеты отделены расстоянием D:
n
где c - сигнал на выходе коррелятора.
n
Затем приемник обнаруживает первый отсчет, превышающий порог, который является определенной долей р максимальной величины s. Наконец, полученное в результате положение корректируют на D и константу K:
Приемник DVB-T2, описанный выше, и в частности приемник, показанный на фиг.6, 8 и 9, может быть осуществлен с использованием одной или более интегральных схем. Интегральные схемы могут быть программируемыми устройствами, такими как цифровые сигнальные процессоры, микропроцессоры, усовершенствованные машины с сокращенным набором команд (RISC) и т.п. Может быть использована технология специализированных интегральных схем (ASIC) для создания заранее заданной схемы для реализации некоторых или всех функций приемника. Альтернативно, для создания приемника, реализующего один или более описанных способов, может быть использована одна или более стандартных существующих интегральных схем в комбинации с ASIC или в комбинации с программируемыми устройствами. Для выполнения операций, которые должен производить приемник для реализации описанных способов, может использоваться программное обеспечение с существующими вариантами осуществления приемника или с новыми программируемыми устройствами.
Описанные выше варианты осуществления настоящего изобретения обеспечивают выполнение приема преамбулы DVB-T2. Оценку и компенсацию временных сдвигов и частотных сдвигов в принятом сигнале преамбулы OFDM выполняют с использованием частей А, С и В преамбулы Р1. Приемник использует параметры в символе преамбулы Р1 для приема сигналов, включая параметры в символе преамбулы Р2, а затем с использованием этих параметров принимает данные по каналу DVB-T2. Данные в качестве примера варианты осуществления настоящего изобретения описывают варианты осуществления приемника с функциональными возможностями DVB-T2 с минимальной стоимостью и с небольшими затратами системных ресурсов.
Данные в качестве примера варианты осуществления настоящего изобретения и способы, описанные для лучшего понимания особенностей и преимуществ изобретения, не являются ограничивающими. Специалистам очевидно, что могут быть сделаны различные известные замены в рамках представленных примеров способов. Такие замены и очевидные модификации следует рассматривать как дополнительные варианты осуществления настоящего изобретения, находящиеся в объеме формулы изобретения.