СПОСОБ СТАБИЛИЗАЦИИ МОМЕНТА ВРАЩЕНИЯ СИЛОВЫХ ГИРОСТАБИЛИЗАТОРОВ
METHOD FOR STABILISATION OF POWER GYROSTABILISER ROTATION TORQUE

Изобретение относится к области проектирования приборов систем навигации и может быть применено для управления асинхронными двигателями силовых гиростабилизаторов с изменяемым кинетическим моментом, применяемых, в частности, в системах ориентации искусственных спутников Земли (ИСЗ).
В таких гиростабилизаторах двигатель-маховик (источник кинетического момента) разгоняется до номинальной скорости (первичный разгон), а затем по командам системы управления разгоняется или тормозится относительно номинальной скорости.
ср
н
н
Развиваемый двигателем момент регулируется пропорционально величине сигнала управления, поступающего с датчика ориентации. Подобные способы стабилизации рекомендуются для высокоточных систем управления. Известны способы релейного, релейно-импульсного, пропорционального управления, которые применяются или могут быть применены для управления маховичными асинхронными двигателями. В системах управления ИСЗ средней точности (до 0,5-1° на орбитах 200-800 км) в настоящее время наибольшее распространение получили релейные способы управления, в которых маховичный асинхронный двигатель периодически включается и выключается по цепи питания фазных обмоток. При этом потребляемая двигателем средняя можность Р=Р·Y, где Р - потребляемая двигателем импульсная мощность; Y - скважность включения или следования импульсов регулирования. Так как двигатель полностью отключается от источника питания в паузах между управляющими импульсами, то такая система отличается высокой экономичностью. На практике в установившемся режиме Y=0,05÷0,2.
Основным недостатком подобного рода способов и устройств является недостаточно высокая точность ориентации ИСЗ, которую они могут обеспечить из-за наличия зоны нечувствительности и гистерезиса релейного элемента.
Значительно большими возможностями в отношении точности ориентации обладают способы и устройства пропорционального регулирования момента маховичного двигателя, к которым относится и предлагаемый способ стабилизации.
Широко известны способы и схемы регулирования момента асинхронного двигателя, основанные на изменении амплитуды напряжения, подводимого к обмоткам асинхронного двигателя, пропорционально сигналу управления. Такие устройства обладают хорошей линейностью зависимости момента двигателя от величины сигнала управления, но отличаются существенным недостатком, а именно постоянно потребляют мощность вследствие того, что обмотки ротора асинхронного двигателя постоянно находятся под напряжением. Такого рода устройства крайне не экономичны. Дело в том, что маховичный двигатель системы управления ИСЗ большую часть времени в установившемся режиме работает в зоне малых сигналов, развивая при этом момент, составляющий 10-20% от максимального. Поэтому постоянное потребление мощности обмотками возбуждения и эллиптичность магнитного поля резко ухудшают энергетические показатели маховичного двигателя.
Наиболее экономичны устройства, осуществляющие регулирование напряжения на всех фазах двигателя. Потребляемая при этом мощность изменяется от нуля до максимальной в зависимости от сигнала управления. Известны устройства такого типа, например [1]-[5].
Общим недостатком способов и устройств, описанных в этих работах, является нелинейность зависимости момента, развиваемого двигателем, от величины напряжения, прикладываемого к его статорным обмоткам. Эта нелинейность порождается тем, что момент, развиваемый асинхронным двигателем, как известно, имеет квадратичную зависимость от фазного напряжения
Нелинейность этой зависимости ухудшает динамические и статические показатели системы управления в целом и значительно затрудняет ее синтез. Для получения линейной зависимости момента от величины управляющего сигнала в асинхронном двигателе можно изменять частоту, как это предлагается в работах [1-5]. Это, естественно, значительно усложняет все устройство.
Предлагаемый способ не имеет указанных недостатков:
- момент, развиваемый двигателем (при неизменной скорости), пропорционален величине напряжения управления;
- потребляемая мощность изменяется приблизительно линейно от нуля при изменении напряжения сигнала управления от нуля до максимальной величины, что обеспечивает высокую энергоэкономичность.
Основной особенностью предлагаемого способа стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов является совместное использование контуров широтно-импульсного регулирования фазных напряжений асинхронного двигателя с короткозамкнутым ротором, обеспечивающих изменение величины фазного напряжения в заданной функции от программно-задающих воздействий по скорости и моменту.
При этом согласно предлагаемому способу стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов момент вращения асинхронного двигателя маховика силовых гиростабилизаторов регулируется пропорционально величине сигнала управления, поступающего, например, с датчика ориентации или программно-задающих блоков,
в паузах между управляющими импульсами асинхронный двигатель маховика полностью отключают от источника питания,
в установившемся режиме асинхронный двигатель маховика функционирует в зоне малых сигналов, момент на валу двигателя поддерживают в диапазоне 10-20% от максимального,
на нестационарных участках разгона и торможения двигателя осуществляют регулирование напряжения на всех фазах двигателя, для регулирования требуемого момента на валу асинхронного двигателя маховика параметры фазных токов статора формируют в зависимости от сигналов оценки параметров роторной цепи двигателя и скорости вращения его ротора,
при этом во время певичного разгона маховика до номинальной скорости и стабилизации скорости вращения на основе разгона и рекуперативного торможения двигателя осуществляют в ограниченных пределах изменения скорости вращения маховика относительно номинальной, а именно ±(10÷40)% от номинальной,
1
2
1
2
дополнительно осуществляют измерение и нормирование величины сигналов (мгновенных значений) напряжений на выходе усилителей датчика скорости вращения U(t) и программно-задающего блока U(t), при этом непрерывно корректируют величину зоны гистерезиса функционального релейного усилителя с памятью на основе следующих соотношений |a1|=(k2/k1)U(t) и -a1=-(k2/k1)U(t), где k1 и k2 - коэффициенты усиления соответствующих усилителей сигналов датчика скорости вращения и программно-задающего блока, а на выходе функционального релейного усилителя с памятью формируют сигнал, который может быть описан следующей зависимостью:
sign E(t), при |E(t)|≥а1 для всех t>0;
Upэi=
Upэ(i-1), при E(t)∈(-a1, а1)для всех t>0;
где
+1, при E(t)>0;
sign E(t)=0, при E(t)=0;
-1, при E(t)<0;
1
2
1
2
E (t) - сигнал ошибки, E(t)=(U-(t)-U(t))Кф(t), Кф(t) - коэффициент усиления, U(t) и U(t) - нормированные величины измеренных значений (мгновенных) напряжений на выходе усилителей датчика скорости вращения и программно-задающего блока,
1
2
2·а1 - величина зоны гистерезиса функционального релейного усилителя с памятью, |a1|=(k2/k1)U(t) и -a1=-(k2/k1)U(t),
в начале поступления каждого программно-задающего воздействия обнуляют сигнал на выходе функционального релейного усилителя с памятью.
При этом осуществляют совместное использование контуров широтно-импульсного регулирования фазных напряжений асинхронного двигателя маховика, обеспечивая изменение величины фазного напряжения в заданной функции от программно-задающих воздействий по скорости и моменту, при этом в качестве двигателя используют асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором.
Для реализации предлагаемого способа на фиг.1 приведена блок-схема системы, а на фиг.2-5 приведены примеры реализации отдельных блоков системы стабилизации.
В приведенном примере реализации способа стабилизация момента вращения маховика на участках разгона и торможения двигателя достигается за счет того, что система содержит последовательно соединенные первый входной трансформатор, блок тиристорных коммутаторов, управляемый выпрямитель, первый фильтр постоянного напряжения, автономный инвертор, блок неуправляемых инверторов обратного тока, второй фильтр постоянного напряжения, обратный инвертор и второй входной трансформатор, вход которого объединен с входом первого входного трансформатора и входом блока подзаряда коммутирующих конденсаторов автономного инвертора и подключен к сети, управляющий вход блока тиристорных коммутаторов соединен с выходом формирователя импульсов, вход которого соединен с выходом дифференцирующей схемы, вход которой соединен с выходом триггера, на тактовый вход которого подают частоту изменения сетевого напряжения, управляющий или счетный вход триггера соединен с выходом функционального релейного усилителя с памятью, первый вход которого соединен с программно-задающим блоком, а второй - с выходом датчика измерения частоты вращения асинхронного двигателя маховика, статорные обмотки которого подключены к выходу автономного инвертора, управляющий вход которого соединен с выходом блока управления автономным инвертором, сигнальный вход которого соединен с первым выходом блока регулирования, второй выход которого соединен сигнальным входом блока управления выпрямителем, выход которого соединен с управляющим входом управляемого выпрямителя, управляющий вход обратного инвертора соединен с выходом блока управления обратным инвертором, при этом питание блоков управления выпрямителем, автономным и обратным инверторами осуществляют от одного источника питания, подключенного к сети, а синхронизацию работы данных блоков управления осуществляют от сетевого напряжения, сигнальный вход блока регулирования соединен с через схему сравнения с вторым блоком программно-задающих воздействий, второй вход схемы сравнения соединен с датчиком обратной связи по напряжению или ЭДС асинхронного двигателя маховика, выход блока подзаряда коммутирующих конденсаторов автономного инвертора соединен со вторым сигнальным входом автономного инвертора.
При этом на выходе функционального релейного усилителя с памятью формируют сигнал, который может быть описан следующей зависимостью:
sign E(t), при |E(t)|≥а1 для всех t>0;
Upэi=
Upэ(i-1), при E(t)∈(-a1, а1) для всех t>0;
где
+1, при E(t)>0;
sign E(t)=0, при E(t)=0;
-1, при E(t)<0;
1
2
1
2
E(t) - сигнал ошибки, E(t)=(U(t)-U(t))Кф(t), Кф(t) - коэффициент усиления, U(t) и U(t) - нормированные величины измеренных значений (мгновенных) напряжений на выходе усилителей датчика скорости вращения и программно-задающего блока,
1
2
2·а1 - величина зоны гистерезиса функционального релейного усилителя, |a1|=(k2/k1)U(t) и -a1=-(k2/k1)U(t), при этом k1 и k2 - коэффициенты усиления соответствующих усилителей датчика скорости вращения и программно-задающего блока.
pэ
Тр
Как видно из приведенных соотношений для случая, когда dE(t)/dt=0, за счет запоминания предшествующего состояния выходной величины релейного элемента U(i-1), для всех E(t)∈(-a1, a1), где |2·а1|≤& - величина требуемой (заданной) точности отработки ПЗВ, устраняется возможность потери информации о сигнале ошибки до момента входа в зону нечувствительности или гистерезиса функционального релейного усилителя, что поясняет эффект повышения точности отработки ПЗВ в режиме отработки малых изменений E(t) без необходимости вычислять производную от изменения сигнала ошибки. При этом угол проводимости тиристоров в каждой фазе будет функционально связан с текущими значениями основных показателей качества отработки программно-задающих воздействий. Степень функциональных связей можно раздельно установить для каждого канала управления как перед включением в работу системы, так и непосредственно во время обработки, например, каждой "ступеньки" программно-задающих воздействий. Вышеописанные возможности во многих практически важных случаях программного управления электроприводами силовых гиростабилизаторов, с точки зрения упрощения процесса настройки и оптимизации режимов регулирования (например, плавности переходных процессов при пуске за счет уменьшения интенсивности электромагнитных процессов), выгодно отличают систему от известных технических решений. При этом выходное напряжение питания инвертора (подаваемое на обмотки двигателя) стабилизируется. Этим однозначно задается величина потока возбуждения машины, а следовательно, и величина развиваемого ею момента. Таким образом, уменьшается второй из вышеназванных недостатков: нестабильность момента двигателя при изменении напряжения питания, температуры окружающей среды. Здесь следует отметить, что остается нестабильность момента, вызываемая изменением параметров двигателя при нагреве или изменении окружающей температуры. Однако эта нестабильность находится в интервале (3-5%), так, например, диапазон изменения окружающей температуры гиростабилизаторов искусственных спутников Земли, размещаемых в гермоконтейнере, обычно находится в интервале (0-40°С), а собственный перегрев асинхронного двигателя мал из-за слабого использования его активных частей.
При проведении патентных исследований из уровня техники не выявлены решения, идентичные заявленному, а следовательно, заявленное изобретение соответствует условию охраноспособности «новизна».
Сущность заявленного изобретения не следует явным образом из решений, известных из уровня техники, следовательно, заявленное изобретение соответствует условию охраноспособности «изобретательский уровень».
Сущность изобретения поясняется чертежами:
на фиг.1. - блок схема системы стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов;
на фиг.2 - пример реализации формирователя импульсов;
на фиг.3-5 - упрощенные схемы примеров отдельных блоков системы стабилизации.
В описании предлагаемой системы приняты следующие обозначения: 1 и 9 - первый и второй входные трансформаторы, 2 - блок тиристорных коммутаторов; 3 - управляемый выпрямитель; 4 и 7 - фильтры постоянного напряжения; 5 и 8 - автономный и обратный инверторы; 6 - группа неуправляемых инверторов обратного тока; 10 - асинхронный двигатель маховика; 11 - датчик частоты вращения; 12 и 25 - первый и второй программно-задающие блоки; 13 - функциональный релейный усилитель с памятью; 14 - триггер; 15 - дифференцирующая схема; 16 - формирователи импульсов; 17, 19 и 20 - блоки управления выпрямителем, автономным и обратным инверторами; 18 - блок регулирования, 21 - блок питания, 22 - блок подзаряда коммутирующих конденсаторов автономного инвертора, 23 - блок обратной связи по напряжению или ЭДС и 24 - сумматор или элемент сравнения.
Рассмотрим работу предлагаемой системы на примере, когда в начальный момент времени - момент подачи, например, ступенчатого программно-задающего воздействия (ПЗВ) с блока 12 на выходе функционального релейного усилителя с памятью сумматора 13 будет сформирован Upэi, который может быть описан следующим зависимостями
sign E(t), при |E(t)|≥а1 для всех t>0;
Upэi=
Upэ(i-1), при E(t)∈(-a1, а1)для всех t>0;
где
+1, при E(t)>0;
sign E(t)=0, при E(t)=0;
-1, при E(t)<0;
1
2
1
2
E (t) - сигнал ошибки, E(t)=(U(t)U(t))Кф(t), Кф(t) - коэффициент усиления, U(t) и U(t) - нормированные величины измеренных значений (мгновенных) напряжений на выходе усилителей датчика скорости вращения 11 и программно-задающего блока 12,
1
2
2·а1 - величина зоны гистерезиса функционального релейного усилителя 11, |a1|=(k2/k1)U(t) и -а1=- (k2/k1)U(t), при этом k1 и k2 - коэффициенты усиления соответствующих усилителей датчика скорости вращения 11 и программно-задающего блока 12.
pэ
Tр
Как видно из приведенных соотношений для случая, когда dE(t)/dt=0, за счет запоминания предшествующего состояния выходной величины релейного элемента U(i-1), для всех E(t)∈(-a1, а1), где |2·а1|≤& - величина требуемой (заданной) точности отработки ПЗВ, устраняется возможность потери информации о сигнале ошибки до момента входа в зону нечувствительности или гистерезиса функционального релейного усилителя 13, что поясняет эффект повышения точности отработки ПЗВ в режиме отработки малых изменений E(t) без необходимости вычислять производную от изменения сигнала ошибки.
Кроме того, в начальный момент подачи ПЗВ будет сформирован сигнал сброса, поступающий на соответствующий вход функционального релейного усилителя 13 с памятью (на фиг.1 не показан). В свою очередь срабатывание релейного усилителя 13 приведет к формированию сигналов запуска в каждой фазе каналов управления по цепи последовательно соединенных триггера 14, дифференцирующей схемы 15 и формирователя импульсов 16. На фиг.2 приведен пример реализации формирователя импульсов 16, согласно которой на выходе одновибратора 16а короткий импульс приведет к коммутации обмоток электродвигателя к источнику сетевого напряжения через управляемый выпрямитель 3, фильтр постоянного напряжения 4 и автономный инвертор 5. На фиг.3а приведен пример реализации управляемого выпрямителя 3 (см. фиг.3а) с Г-образным сглаживающим фильтром или фильтром постоянного напряжения 4, предназначенного для питания основной группы управляемых вентилей автономного инвертора 5. На фиг.4 приведен пример реализации группы неуправляемых вентилей обратного тока 6, которые могут быть соединены через Г-образный сглаживающий фильтр или второй фильтр постоянного напряжения 7 к зависимому или обратному инвертору 8 (см. фиг.5а), выполняющему роль источника противоЭДС, обладающего обратной проводимостью.
На приведенной принципиальной схеме (см. фиг.4) показана реализация автономного инвертора 5 с коммутирующим звеном из конденсаторов 5.1, отсекающих диодов 5.2. При этом для повышения помехоустойчивости системы стабилизации момента и скорости вращения силовых гиростабилизаторов блоком 22 осуществляется подзарядка коммутирующих конденсаторов 5.1 автономного инвертора 5. В данной реализации схемы преобразователя частоты принципиально могут быть использованы инверторы с другими коммутирующими звеньями - индивидуальными, общими на фазу, общими для анодной и катодной групп вентилей инвертора, общими для инвертора. Данная реализация не ведет к образованию потенциальной связи входов переменного тока управляемого выпрямителя 3 и обратного инвертора 8 и не вызывает необходимости разделения индуктивностей 4.1, 4.2, 7.1 (см. фиг.3а и 5а). При питании звеньев преобразователя частоты 3 и 8 от общих знаков (фиг.1) индуктивности должны быть рассредоточены на индуктивности 4.1-4.4 и 7.1-7.2 (см. фиг.3б и 5б), расположенные в анодной и катодной группах вентилей для обеспечения симметричной работы этих групп.
Для повышения жесткости моментной характеристики системы стабилизации и возможности ее изменения в функции от программно-задающих воздействий использована обратная связь (блок 23) по напряжению (или ЭДС). При этом требуемый коэффициент жесткости моментной характеристики гиростабилизатора может быть изменен на основе изменения величины программно-задающего воздействия, поступающего с выхода второго программно-задающего блока 25 и регулирования коэффициента усиления схемы сравнения 24. Это звенья второго контура широтно-импульсного регулирования фазных напряжений асинхронного двигателя маховика. При этом первый контур широтно-импульсного регулирования фазных напряжений асинхронного двигателя маховика, включающий первый блок программно-задающих воздействий 12, сумматор 13 и др., функционирует совместно со вторым контуром, обеспечивая изменение величины фазного напряжения в заданной функции от программно-задающих воздействий по скорости и моменту.
Повышение стабильности системы стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов обеспечивается за счет синхронизации работы блоков 17, 19 и 20 - блоков управления выпрямителем, автономным и обратным инвертором, от сетевого напряжения. При регулировании выходной частоты преобразователя изменение выходного напряжения в соответствии с законом частотного регулирования осуществляется одновременным согласованным изменением углов управления вентилями автономного и обратного инверторов - α и β. Г-образные сглаживающие фильтры 4 и 7 не препятствуют колебаниям мгновенных значений постоянных токов вентильных групп автономного и обратного инверторов.
а
2
В процессе работы статического преобразователя частоты напряжение на конденсаторе второго фильтра 7 остается практически постоянным и не превышает определенный уровень, составляющий не более 110-120% от максимально возможной амплитуды первой гармоники линейного напряжения на выходе инвертора тока. Величина упомянутого уровня напряжения на конденсаторе второго фильтра 7 задается с помощью обратного инвертора 8 на тиристорах (см. фиг.5а) и блока 20 управления. Обратный инвертор 8 может работать, например, с постоянным углом β опережения включения тиристоров. В этом случае уровень напряжения на конденсаторе второго фильтра 7 будет определяться входной характеристикой обратного инвертора 8 на тиристорах (см. фиг.5а). Для получения более жесткой характеристики возможно регулировать угол β опережения обратного инвертора так, чтобы напряжение на конденсаторе второго фильтра 7 было постоянным и не превышало заданный уровень во всех режимах работы системы стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов. Сигнал на выходе блока обратной связи 23 формируется на основе фазных ЭДС асинхронного двигателя маховика 10. Сигнал с выхода схемы сравнения 24 поступает на вход блока регулирования 18, управляющие сигналы на выходах которого формируют сигнал задания активного тока i (момента) асинхронного двигателя маховика 10. Таким образом, формируется ортогональная составляющая тока статора, ориентированная по потокосцеплению ротора Ψ [6].
р
2
2
В свою очередь реактивная составляющая вектора тока статора i определяется потокосцеплением ротора Ψ. Соответственно под фазными ЭДС в данной реализации выступают ЭДС, связанные с потокосцеплением ротора Ψ. Следовательно, момент М двигателя 10 определяется следующим выражением:
м
2
a
М=КΨi,
м
где К - коэффициент пропорциональности.
c
a
p.
Требуемые активная и реактивная составляющие тока статора могут быть определены на основе использования вращающейся со скоростью ω (или с частотой токов статора, которая пропорциональна f) системы координат. Таким образом, для формирования требуемого момента М на валу асинхронного двигателя маховика 10 параметры фазных токов статора формируются в зависимости от сигналов i и i, параметров роторной цепи двигателя и скорости вращения его ротора.
p
c
c
a
p
В предлагаемом варианте реализации i=const, поэтому на фиг.1-5 не показана связь f со вторым программно-задающим блоком 25. В этом режиме работы предлагаемой системы роль f оказывается вторичной. Таким образом, в предлагаемой системе, обеспечивающей реализацию заявленного способа стабилизация момента вращения силовых гиростабилизаторов, будет автоматически осуществляться коррекция требуемых частот и фазы токов статора независимо от состояния параметров роторной цепи и, следовательно, момент М двигателя будет определяться сигналами i и i. Этим достигается расширение диапазона скоростей вращения маховика, у которого момент инерции является переменной величиной. При этом предоставляется возможность регулировать момент инерции маховика, что позволяет снизить потери энергии при накоплении и отдаче им энергии, т.е. предоставляется возможность повысить КПД системы в целом. При этом уменьшается нестабильность скорости и момента двигателя при изменении напряжения питания и температуры окружающей среды.
Основные преимущества приведенного способа сводятся к следующим:
1) обеспечение режима рекуперативного торможения регулируемого привода и генераторного режима работы асинхронных двигателей силовых гиростабилизаторов при отсутствии переключений в силовой цепи преобразователя и в цепях управления;
2) отсутствие циркуляции уравнительных токов между управляемым выпрямителем и зависимым инвертором;
3) преобразователь частоты обладает лучшим быстродействием при переводе нагрузки из одного режима в другой вследствие непрерывности работы вентильных групп и постоянства направления токов в индуктивностях сглаживающих фильтров;
4) промежуточные цепи постоянного тока в данной схеме более уравновешены, чем в других известных схемах, что позволяет уменьшить емкость сглаживающих фильтров, соответственно и массу всей системы стабилизации;
5) при выполнении оконечного инвертора с наиболее простым коммутирующим звеном из конденсаторов, малой индуктивности и отсекающих диодов в схеме инвертора не образуются послекоммутационные короткозамкнутые контуры, в которых в известных схемах циркулирует начальный ток индуктивности.
Здесь для упрощения пояснений рассмотрим процесс формирования управляющих воздействий на примере формирования сигнала управления в одной фазе, т.к. этот процесс справедлив для каждой фазы в отдельности.
a
р
p
c
c
a
p
Управление тиристорами управляемого выпрямителя 3 (см. фиг.1) осуществляется с помощью блока 17 управления выпрямителя с диапазоном фазового управления 180 эл. град, управление тиристорами автономного инвертора 5 -  с помощью блока 19 управления автономного инвертора тока и управление тиристорами обратного инвертора 8 - с помощью блока 20 управления обратного инвертора. Блок 18 регулирования реализует заданный закон частотного управления электроприводом. Блок 21 питания осуществляет подачу необходимых напряжений для питания блоков 17-20 управления тиристорами автономного и обратного инверторов и блока 18 регулирования. Система регулирования, включающая блоки 17, 19 и 20 управления тиристорами и блок 18 регулирования, обеспечивает двигательный и генераторный режимы работы электромашинной нагрузки с рекуперацией энергии в сеть путем перевода управляемого выпрямителя в режим инвертора, ведомого сетью, а автономного инвертора - в режим компенсированного выпрямителя. Для формирования требуемого момента М на валу асинхронного двигателя маховика 10 параметры фазных токов статора формируются в зависимости от сигналов i и i, параметров роторной цепи двигателя и скорости вращения его ротора. В предлагаемом варианте реализации i=const, поэтому на фиг.1-5 не показана связь f со вторым программно-задающим блоком 25. В этом режиме работы предлагаемой системы роль f оказывается вторичной. Таким образом, в предлагаемой системе будет автоматически осуществляться коррекция требуемых частот и фазы токов статора независимо от параметров роторной цепи и, следовательно, момент М двигателя будет определяться сигналами i и i. Этим достигается расширение диапазона скоростей вращения маховика, у которого момент инерции является переменной величиной. При этом предоставляется возможность регулировать момент инерции маховика, что позволяет снизить потери энергии при накоплении и отдаче им энергии, т.е. предоставляется возможность повысить КПД системы в целом.
Таким образом, основные преимущества приведенных примеров реализации заявляемого способа стабилизации сводятся к следующим:
обеспечение режима рекуперативного торможения регулируемого привода и генераторного режима работы асинхронных двигателей силовых гиростабилизаторов при отсутствии переключений в силовой цепи преобразователя и в цепях управления;
отсутствие циркуляции уравнительных токов между управляемым выпрямителем и зависимым инвертором;
преобразователь частоты обладает лучшим быстродействием при переводе нагрузки из одного режима в другой вследствие непрерывности работы вентильных групп и постоянства направления токов в индуктивностях сглаживающих фильтров;
промежуточные цепи постоянного тока в данной схеме более уравновешены, чем в других известных схемах, что позволяет уменьшить емкость сглаживающих фильтров, соответственно и массу всей системы стабилизации;
при выполнении оконечного инвертора с наиболее простым коммутирующим звеном из конденсаторов, малой индуктивности и отсекающих диодов в схеме инвертора не образуются послекоммутационные короткозамкнутые контуры, в которых в известных схемах циркулирует начальный ток индуктивности.
pэ
Tр
При этом для случая, когда dE(t)/dt=0, за счет запоминания предшествующего состояния выходной величины релейного элемента U(i-1), для всех E(t)∈(-a1, a1), где |2а1|≤& - величина требуемой (заданной) точности отработки ПЗВ, устраняется возможность потери информации о сигнале ошибки до момента входа в зону нечувствительности или гистерезиса функционального релейного усилителя 13, что поясняет эффект повышения точности отработки ПЗВ в режиме отработки малых изменений E(t) без необходимости вычислять производную от изменения сигнала ошибки. При этом угол проводимости тиристоров в каждой фазе будет функционально связан с текущими значениями основных показателей качества отработки программно-задающих воздействий. Степень функциональных связей можно раздельно установить для каждого канала управления как перед включением в работу системы, так и непосредственно во время обработки, например, каждой "ступеньки" программно-задающих воздействий.
Вышеописанные возможности во многих практически важных случаях программного управления электроприводами силовых гиростабилизаторов, с точки зрения упрощения процесса настройки и оптимизации режимов регулирования (например, плавности переходных процессов при пуске за счет уменьшения интенсивности электромагнитных процессов), выгодно отличают систему от известных технических решений. При этом выходное напряжение питания инвертора (подаваемое на обмотки двигателя) стабилизируется. Этим однозначно задается величина потока возбуждения машины, а следовательно, и величина развиваемого ею момента,
Таким образом, уменьшается нестабильность скорости и момента двигателя при изменении напряжения питания, температуры окружающей среды. Здесь следует отметить, что остается нестабильность момента, вызываемая изменением параметров двигателя при нагреве или изменении окружающей температуры. Однако эта нестабильность находится в интервале (3-5%), так, например, диапазон изменения окружающей температуры гиростабилизаторов искусственных спутников Земли, размещаемых в гермоконтейнере, обычно находится в интервале (0-40°С), а собственный перегрев асинхронного двигателя мал из-за слабого использования его активных частей.
a
p
В предлагаемой системе, обеспечивающей реализацию заявленного способа стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов, будет автоматически осуществляться коррекция требуемых частот и фазы токов статора независимо от состояния параметров роторной цепи и, следовательно, момент М двигателя будет определяться сигналами i и i. Этим достигается расширение диапазона скоростей вращения маховика, у которого момент инерции является переменной величиной. При этом предоставляется возможность регулировать момент инерции маховика, что позволяет снизить потери энергии при накоплении и отдаче им энергии, т.е. предоставляется возможность повысить КПД системы в целом. При этом уменьшается нестабильность скорости и момента двигателя при изменении напряжения питания и температуры окружающей среды.
Источники информации
1. Петров Б.Ч. Избранные труды. Управление авиационными и космическими аппаратами, т.2., М.: Наука, 1983 г., с.303-305.
2. Усышкин Е.И. Инвертор с широтно-импульсной модуляцией. Электричество, №6, 1968.
3. RU 2099665 C1 (Военная академия противовоздушной обороны им.Маршала Советского Союза Жукова Г.К) 20.12.1997, F41G 7/22.
4. RU 2044274 C1 (Производственное объединение "Корпус") 20.09.1995, G01C 25/00.
5. Калихман Д.М. Основы проектирования управляемых оснований с инерциальными чувствительными элементами для контроля гироскопических приборов. - Саратов: Изд.-во Сарат. Гос. Техн. Университета, 2001. - 336 с.
6. Бессекерский В.А., Фабрикант Е.А. Динамический синтез систем гироскопической стабилизации. - Л.: Судостроение, 1968. - 351 с.