ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ВЫСОКИМ АСИМПТОТИЧЕСКИМ ЗАТУХАНИЕМ В ДИАПАЗОНЕ ДОРЕЗОНАНСНЫХ ЧАСТОТ
SELECTIVE AMPLIFIER WITH HIGH FADE-OUT IN SUBRESONANCE FREQUENCY RANGE

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в различных аналоговых устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации.
В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения ИУ на минимально возможном числе транзисторов, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении и низкой чувствительности основных параметров к нестабильности компонентов.
0
IP-модули элементарных избирательных усилителей достаточно часто являются базовыми звеньями каскадных полосовых фильтров высокого порядка различных систем связи. Основными требованиями к их свойствам являются: реализация необходимой добротности (Q) и частоты квазирезонанса (f), а также возможность каскадирования ИУ без дополнительных цепей согласования статического уровня и разделительных конденсаторов, занимающих дополнительные площади на кристалле микросхемы.
в
н
Известны схемы ИУ на полевых и биполярных транзисторах, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f[3-10].
При построении фильтров высокого порядка на основе элементарных ИУ используется специальная схемотехника, которая допускает непосредственное соединение IP модулей ИУ без применения специальных цепей согласования статического режима и разделительных конденсаторов [11-13]. Однако известные модификации ИУ рассматриваемого класса имеют существенные ограничения на величину сопротивлений частотозадающих резисторов из-за их влияния на статический режим. Это ограничивает области применения ИУ по частотному диапазону. Заявляемое устройство относится к данному классу активных фильтров. Для формирования высокого асимптотического затухания сигнала в диапазоне дорезонансных частот здесь не используются разделительные конденсаторы.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является ИУ, представленный в патенте RU 2523953, fig. 2. Он содержит (фиг. 1) входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 противофазными токовыми выходами, источник сигнала 4, связанный с инвертирующим относительно первого 2 токового выхода первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, первую 6 шину источника питания, связанную с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1, второй 8 неинвертирующий относительно первого 2 токового выхода вход входного дифференциального каскада 1, связанный с выходом устройства 9, токовое зеркало 10, согласованное со второй 11 шиной источника питания, вход которого соединен со вторым 3 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а выход соединен с первым выводом первого 12 частотозадающего резистора, первый 13 частотозадающий конденсатор, включенный между токовым выходом токового зеркала 10 и выходом устройства 9, второй 14 частотозадающий резистор и второй 15 частотозадающий конденсатор, включенные по переменному току параллельно друг другу между выходом устройства 9 и общей шиной источников питания 16.
12
0
12
1
0
1
Существенный недостаток ИУ-прототипа фиг. 1 состоит в том, что сопротивление R его первого 12 частотозадающего резистора оказывает существенное влияние на статический режим схемы. Это не позволяет использовать известную схему в широком диапазоне частот квазирезонанса f=φ(R) и токов Ι в общей истоковой цепи 7 входного дифференциального каскада 1 (данный ток используется для управления величиной добротности Q и установления заданного коэффициента усиления К). Действительно, при увеличении тока Ι в известной схеме при больших сопротивлениях первого 12 частотозадающего резистора наступает насыщение выходного транзистора токового зеркала 10. Схема фиг. 1 перестает работать, если
<mrow><msubsup><mi>E</mi><mi>п</mi><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mo>+</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>Е</mi><mi>п</mi><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mo>−</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup></mrow>
где
,
- напряжения источников питания.
Кроме этого указанный выше недостаток ограничивает возможность минимизации чувствительности основных параметров данной схемы ИУ к нестабильности ее элементов.
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в расширении допустимого диапазона частот квазирезонанса f, зависящего от численных значений сопротивления первого 12 частотозадающего резистора. При этом в схеме ИУ сохраняется высокое асимптотическое затухание выходного сигнала в диапазоне дорезонансных частот.
Поставленная задача решается тем, что в ИУ фиг. 1, содержащем входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 противофазными токовыми выходами, источник сигнала 4, связанный с инвертирующим относительно первого 2 токового выхода первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, первую 6 шину источника питания, связанную с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1, второй 8 неинвертирующий относительно первого 2 токового выхода вход входного дифференциального каскада 1, связанный с выходом устройства 9, токовое зеркало 10, согласованное со второй 11 шиной источника питания, вход которого соединен со вторым 3 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а выход соединен с первым выводом первого 12 частотозадающего резистора, первый 13 частотозадающий конденсатор, включенный между токовым выходом токового зеркала 10 и выходом устройства 9, второй 14 частотозадающий резистор и второй 15 частотозадающий конденсатор, включенные по переменному току параллельно друг другу между выходом устройства 9 и общей шиной источников питания 16, предусмотрены новые элементы и связи - выход токового зеркала 10 соединен с первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а второй вывод первого 12 частотозадающего резистора связан с цепью смещения статического уровня 17.
Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг. 1. На чертеже фиг. 2 представлена схема заявляемого ИУ в соответствии с п. 1 и 2 формулы изобретения.
На чертеже фиг. 3 показана схема фиг. 2 по п. 2 формулы изобретения с конкретным выполнением токового зеркала 10.
На чертеже фиг. 4 представлена схема ИУ, соответствующая фиг. 2 для случая, когда в ней используется полевые транзисторы другого типа проводимости.
На чертеже фиг. 5 представлена схема заявляемого ИУ в соответствии с п. 3 формулы изобретения.
На чертеже фиг. 6 представлена схема ИУ фиг. 4 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.
0
На чертежах фиг. 7 и фиг. 8 представлены амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 6 в широком (фиг. 8) и узком (фиг. 7) диапазонах частот при разных значениях тока источника тока Ι двухполюсника 20 (фиг. 4) (R12=3 кОм, R14=0,6 кОм, С13=С15=50фФ, где R12, R14, С13, С15 - параметры соответствующих элементов схемы 12, 14, 13, 15).
На чертеже фиг. 9 показана схема фиг. 5 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.
0
На чертеже фиг. 10 приведена амплитудно-частотная характеристика в крупном масштабе ИУ фиг. 9 при R12=3 кОм, R14=600 Ом, С13=С15=50фФ, и различных значениях тока Ι двухполюсника 26 (фиг. 5).
0
На чертеже фиг. 11 приведена амплитудно-частотная характеристика усилителя фиг. 9 в мелком масштабе в диапазоне до резонансных частот при R12=R14=2 КОм, С13=С15=50фФ и различных значениях тока I.
Избирательный усилитель с высоким асимптотическим затуханием в диапазоне дорезонансных частот фиг. 2 содержит входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 противофазными токовыми выходами, источник сигнала 4, связанный с инвертирующим относительно первого 2 токового выхода первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, первую 6 шину источника питания, связанную с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1, второй 8 неинвертирующий относительно первого 2 токового выхода вход входного дифференциального каскада 1, связанный с выходом устройства 9, токовое зеркало 10, согласованное со второй 11 шиной источника питания, вход которого соединен со вторым 3 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а выход соединен с первым выводом первого 12 частотозадающего резистора, первый 13 частотозадающий конденсатор, включенный между токовым выходом токового зеркала 10 и выходом устройства 9, второй 14 частотозадающий резистор и второй 15 частотозадающий конденсатор, включенные по переменному току параллельно друг другу между выходом устройства 9 и общей шиной источников питания 16. Выход токового зеркала 10 соединен с первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а второй вывод первого 12 частотозадающего резистора связан с цепью смещения статического уровня 17.
На чертеже фиг. 2, а также фиг. 3 и фиг. 4, в соответствии с п. 2 формулы изобретения, входной дифференциальный каскад 1 содержит первый 18 и второй 19 полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1 через источник управляющего тока 20, затвор первого 18 полевого транзистора соединен с первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, а его сток подключен к первому 2 токовому выходу входного дифференциального каскада 1, затвор второго 19 полевого транзистора соединен со вторым 8 неинвертирующим входом входного дифференциального каскада 1, а его сток подключен ко второму 3 токовому выходу входного дифференциального каскада 1. Кроме этого токовое зеркало 10 реализовано здесь на транзисторах 21 и 22. В частном случае в схему может быть включен вспомогательный конденсатор 23, который может «выключать» усиление по петле обратной связи ИУ и обеспечить более глубокое ослабление выходного сигнала в диапазоне послерезонансных частот.
На чертеже фиг. 5, в соответствии с п. 3 формулы изобретения, входной дифференциальный каскад 1 содержит первый 24 и второй 25 полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1 через источник управляющего тока 26, затвор первого 24 полевого транзистора соединен с первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, а его сток подключен к истоку третьего 27 полевого транзистора, затвор второго 25 полевого транзистора соединен со вторым 8 неинвертирующим входом входного дифференциального каскада 1, а его сток подключен к истоку четвертого 28 полевого транзистора, причем затвор третьего 27 и четвертого 28 полевых транзисторов подключены к источнику дополнительного напряжения смещения 29, сток третьего 27 полевого транзистора соединен с первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а сток четвертого 28 полевого транзистора связан со вторым 3 токовым выходом входного дифференциального каскада 1.
Рассмотрим работу предлагаемой схемы фиг. 2.
Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг. 2 имеет следующий вид:
где f - частота входного сигнала;
0
f - частота полюса (квазирезонанса) ИУ;
Q - добротность полюса ИУ;
0
0
K - коэффициент усиления ИУ по напряжению на частоте квазирезонанса f.
23
Полагая (на данном этапе анализа), что емкость конденсатора С=0, можно найти следующие основные параметры схемы ИУ фиг. 2:
где  - эквивалентная крутизна дифференциального каскада (18, 19);
m1
m2
g≈g - крутизна полевых транзисторов 18, 19;
i
K≈1 - коэффициент передачи по току токового зеркала 10.
m1
d1
Для КМОП-транзисторов, работающих в пологой области вольт-амперных характеристик, известна зависимость крутизны g от тока стока I:
d1
d2
0
0
20
где I=I=0,5I; 2I=I - статический ток источника опорного тока 20; |β| - параметр транзистора, зависящий от его геометрических пропорций.
Исходя из выражения (5), можно получить что:
где
0
0
0
Из формул (3), (4), (6) следует, что путем изменения статического тока I можно независимо от реализуемого значения f (2) осуществить настройку добротности Q и коэффициента K на заданную величину:
Приведенные соотношения позволяют оптимизировать выбор конденсаторов 13 и 15 по критерию доминирующего параметра полюса.
Характер приведенных выше соотношений указывает на возможность оптимального параметрического проектирования схемы ИУ фиг. 2. В отличие от частоты квазирезонанса (2) структура формулы для добротности (3) определяет альтернативы в выборе соотношений между пассивными элементами схемы. Действительно, параметрические чувствительности затухания полюса при Q>>1 имеют следующий вид:
где  - параметры проектирования.
13
15
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mi>m</mi><mrow><mi>d</mi><mi>p</mi></mrow></msubsup></mrow>
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mi>k</mi><mrow><mi>d</mi><mi>p</mi></mrow></msubsup></mrow>
Анализ уравнений (11) и (12) показывает, что при m=1 (C=C) наблюдается уменьшение параметрических чувствительностей
и
добротности полюса.
m
Аналогично, оценку влияния крутизны преобразования gобеспечивает чувствительность:
Отметим, что суммарные чувствительности
указывают на возможность параметрической оптимизации по набору дополнительных критериев и ограничений.
13
15
12
14
opt
m
Если выбрать C=C=C, то как следует из (3) оптимальное отношение (R/R) соответствует значению 1/2, и тогда при минимальной эквивалентной крутизне g выполняется условие
0
Или с учетом (6) при изменении управляющего тока I:
В этом случае чувствительности основных параметров ИУ к нестабильности пассивных элементов схемы также оптимизируются:
0
m
Таким образом, предлагаемая схема ИУ фиг. 2 позволяет за счет выбора первого 12 частотозадающего резистора оптимизировать параметры полюса (f) при минимальных требованиях к эквивалентной крутизне преобразования g.
Высокое асимптотическое затухание в схеме фиг. 2 обеспечивается в силу чрезвычайно низкого изменения тока затвора входных полевых транзисторов, что минимизирует прямую передачу входного сигнала на выход ИУ (9). Это свойство позволяет упростить создание полосовых фильтров высокого порядка.
m
12
13
15
Настоящая схема характеризуется значительными преимуществами и при реализации относительно небольших добротностей (Q<5). Это утверждение связано с простой возможностью реализации условия gR=1. Действительно, как следует из соотношения (3)? в этом случае при C=C:
12
То есть схема ИУ характеризуется экстремально низкой параметрической чувствительностью. Реализация настоящего условия с учетом соотношений (5), (6) не связано с жесткими ограничениями на величину сопротивления R первого 12 частотозадающего резистора.
Сформулированное свойство ИУ фиг. 2 можно также использовать в многозвенных системах для настройки как АЧХ, так и ФЧХ фильтра.
0
0
0
0
12
Приведенные на чертежах фиг. 7, фиг. 8 результаты моделирования показывают, что частота полюса f несколько изменяется при изменении тока источника Ι - при уменьшении тока Ι, наблюдается сдвиг f в область низких частот. Это объясняется влиянием выходного сопротивления транзистора 18, шунтирующего сопротивление R первого 12 частотозадающего резистора.
26
0
0
В этой связи более широкими возможностями обладает схема фиг. 5, в которой введены третий 27 и четвертый 28 дополнительные транзисторы, минимизирующие изменения эквивалентного выходного сопротивления в узле 2 (первом 2 токовом выходе) в процессе управления током I=2I и, следовательно, уменьшающие изменения f (фиг. 10, фиг. 11).
0
Анализ полученных частотных характеристик ИУ показывает, что их вид достаточно точно соответствует исходному математическому соотношению (1). Низкая параметрическая чувствительность предлагаемых ИУ обеспечивает возможность перестройки током источника тока Ι добротности Q в относительно широких пределах. При этом возникающее изменение частоты полюса не превышает 5÷40%.
Предлагаемая схема ИУ и ее основные модификации позволяют решить ряд практических проблем в рамках SiGe технологий:
1. В схемах ИУ при их последовательном соединении можно исключить дополнительные цепи согласования статических режимов на постоянном токе, что важно при построении полосовых фильтров высокого порядка.
2. Отсутствие входных разделительных конденсаторов положительно сказывается на частотном диапазоне ИУ и уменьшает занимаемую им площадь кристалла.
0
3. В заявляемых схемах ИУ отсутствуют дополнительные (не связанные с реализацией параметров f и Q) ограничения на численные значения сопротивлений первого 12 частотозадающего резистора. В конечном итоге это позволяет осуществить параметрическую оптимизацию ИУ по критерию параметрической чувствительности.
1
2
4. Предлагаемые схемотехнические решения ИУ обеспечивают неитерационную процедуру настройки при сохранении высокого асимптотического затухания в области нижних частот (f<<f) и нулевых режимных (постоянных) входных и выходных напряжениях схемы.
5. Возможен выбор оптимальных значений параметров пассивных компонентов ИУ, что не требует значительных напряжений источника питания.
6. Рассмотренное схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления и добротности, и также сравнительно малым токопотреблением по сравнению с классическими ИУ на основе СВЧ операционных усилителей.
0
0
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более широким допустимым диапазоном частоты квазирезонанса f, а также значениями коэффициента усиления K и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства. Кроме того, схема имеет высокое ослабление выходного сигнала в диапазоне до резонансных частот. Это повышает эффективность его использования в измерительных и радиотехнических устройствах различного назначения.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC′08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp. 50-53.
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем- 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С. 583-586.
3. Патент US 4.843.343.
4. Патент US 4.590.435 fig. 5.
5. Патент US 4.999.585 fig. 2.
6. Патент US 6.307.438 fig. 2.
7. Патент US 4.267.518 fig. 4.
8. Патент WO 03052925.
9. Патентная заявка US 2008/0246538 fig. 3.
10. Патентная заявка US 2010/0201437.
11. Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N. Budyakov P.S., Butyrlagin N.V. SiGe Selective Amplifier of Microwave Range with High Asymptotic Attenuation // Proceedings 6th International Conference on Computational Intelligence, Communication Systems and Networks. Tetovo, Macedonia Republic 27-29, May, 2014. Pp. 218-221.
12. S.G. Krutchinskiy, G.A. Svizev, N.N. Prokopenko, N.V. Butyrlagin, "Controlled selective amplifier of microwave range," in Microwave and Telecommunication Technology (CriMiCo), 2013 23rd International Crimean Conference, September 2013, pp. 80-81. Available:  Article number 6652617.
13. Пат. 2523953, Российская Федерация, МПК8 H03F 3/00. Измерительный усилитель с резонансной амплитудно-частотной характеристикой / Прокопенко Н.Н., Крутчинский С.Г., Свизев Г.А., Будяков П.С.; заявитель и патентообладатель ФГБОУ ВПО «Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса». - №2013106008/08; заявл. 12.02.2013; опубл. 27.07.2014, Бюл. №21. - 9 с.