ОДНОЭТАПНЫЙ МЕТОД ПЕЛЕНГОВАНИЯ ИСТОЧНИКОВ ИЗЛУЧЕНИЯ В ДКМВ ДИАПАЗОНЕ С ПРИМЕНЕНИЕМ ФАЗИРОВАННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ, СОСТОЯЩЕЙ ИЗ ВЗАИМНО ОРТОГОНАЛЬНЫХ СИММЕТРИЧНЫХ ГОРИЗОНТАЛЬНЫХ ВИБРАТОРОВ
ONE-STAGE METHOD OF DECAMETER RANGE RADIATION SOURCES DIRECTION FINDING USING PHASED ANTENNA ARRAY CONSISTING OF MUTUALLY ORTHOGONAL SYMMETRIC HORIZONTAL DIPOLES

Область техники
Изобретение относится к радиотехнике, а именно к способам пассивной радиолокации, состоящей в определении пеленга на источники радиоизлучения (ИРИ), создающие электромагнитные волны в декаметровом диапазоне (ДКМВ).
Изобретение используется для решения технической задачи, состоящей в пеленгации наземных, надводных и воздушных объектов, оснащенных техническими средствами, излучающими электромагнитные волны в декаметровом диапазоне как в процессе штатной работы, так и непосредственно для решения задачи определения собственного местоположения в условиях, когда требуется повышенная точность оценки координат объекта или в случае, когда использование спутниковых и наземных систем радионавигации оказывается недостаточным для достижения требуемой точности. Кроме того, определение пеленга на объект будет использоваться перед установлением сеанса радиосвязи в декаметровом диапазоне для формирования узкой диаграммы направленности приемных и передающих антенн технического средства системы связи.
Технический результат изобретения заключается в повышении точности оценки пеленга ИРИ и увеличение рабочей дальности пеленгатора, что эквивалентно возможности формирования оценки при меньших отношениях сигнал-шум, при любом типе поляризации электромагнитной волны, принимаемой в декаметровом диапазоне длин волн.
Уровень техники
Актуальность решения задач пеленгования источников электромагнитного излучения в ДКМВ диапазоне обусловлена возрастающей интенсивностью использования данного диапазона при решении задач мониторинга и связи, в т.ч. с изолированными абонентами, находящимися в высокоширотных районах, где спутниковые системы связи оказываются малоэффективными. Решение технических задач в ДКМВ диапазоне осуществляется с применением широкого парка существующих и перспективных систем, использующих множество сложных сигналов, пеленгация которых может выполняется в условиях априорной неопределенности относительно их формы и параметров.
В монографии [1] рассмотрен способ осуществления радиопеленгации, состоящий в приеме электромагнитных сигналов, создаваемых передатчиком на борту воздушного судна, с помощью кольцевой антенной решетки с последующим измерением фаз принятых сигналов. После измерения фаз выполняется реконструкция полных фаз, состоящая в устранении цикличности фазовых измерений, что позволяет выполнить расчет азимута и угла места по реконструированным полным фазам. Основной недостаток предложенного способа состоит в том, что точность измерения угла места вблизи нулевого значения оказывается низкой; это происходит в силу того, что погрешности измерения предложенного способа оказываются обратно пропорциональными его синусу. Дополнительный недостаток заключается в алгоритмической сложности выполнения процедуры фазовой реконструкции.
Способ, представленный в патенте [2], близок к предлагаемому тем, что в нем также предусмотрено использование одноэтапных процедур. Поставленная задача повышения точности определения координат ИРИ решается путем применения одноэтапной обработки на базе одного измерителя и результат достигается посредством проведения измерений перемещающимся в пространстве пеленгатором первичных информационных параметров обнаруженных сигналов с одновременным измерением и запоминанием вторичных параметров: координат местоположения пеленгатора и пространственной ориентации его антенной решетки. Помимо этого производится многократное повторное измерение совокупности первичных и вторичных параметров в процессе перемещения пеленгатора по свободной траектории в пределах зоны контроля, разбитой на элементарные зоны привязки. К недостаткам предложенного способа можно отнести то, что для получения точных оценок местоположения необходимо проведение серии измерений с использованием подвижного пеленгатора, что при проведении измерений в ДКМВ диапазоне может потребовать учета изменения картины отражения от ионосферы для разных точек проведения измерения.
В патенте [3] повышение точности определения местоположения достигается на основе дополнительной информации, получаемой в результате разделения лучей многолучевого поля принимаемого сигнала и моделирования процесса распространения радиоволн в трехмерно неоднородной ионосфере, что по мнению изобретателей дает возможность коррекции отклонений лучевых траекторий сигнала по дальности и по направлению путем учета наклонов отражающего слоя ионосферы и устранения неоднозначности однопозиционного измерения координат путем сопоставления траекторий. Недостатком предложенного в [3] подхода является то, что достижение теоретически предельной точности местоопределения в ДКМВ диапазоне ограничивается существенной априорной неопределенностью параметров среды распространения пространственных радиоволн и несовершенством применяемых способов обработки принимаемых сигналов.
В патенте [4] для достижения повышения точности местоопределения объекта предлагается способ, основанный на поиске декаметровых передатчиков, включающий синхронный прием радиосигналов несколькими разнесенными в пространстве станциями, за счет формирования необходимого и достаточного для эффективного поиска в заданных пространственных областях сокращенного множества энергетически доступных частот поиска и сокращенного множества необходимых углов места поиска. Недостаток предложенного решения обуславливается использованием разностно-дальномерного способа, эффективность которого ограничивается наличием аномально больших ошибок определения линии положения, обусловленных отличием групповой скорости распространения радиоволн в ионосфере и в свободном пространстве.
В патенте [5] технический результат, состоящий в повышении точности измерения угла места, достигается за счет того, что способ включает прием сигналов источника радиоизлучения с помощью антенн, образующих кольцевую решетку, размещаемую вблизи и параллельно земной поверхности, определение азимута объекта по принятым антенной решеткой сигналам, измерение комплексных амплитуд принятых сигналов и преобразование измерений в угловой спектр путем умножения на комплексно-сопряженные диаграммы направленности антенн, суммирования результатов умножения по совокупности антенн и определения квадрата модуля суммы. К недостаткам предложенного способа необходимо отнести, во-первых, то, что для его реализации требуется размещение вспомогательных антенн, а, во-вторых, то, что ориентации диаграмм направленности требуется предварительное оценивание, в процессе которого возможно появление аномальных ошибок.
Использование пары симметричных ортогональных вибраторов для построения антенного элемента было впервые предложено в 1935 г. в патенте [6]. Версии данных антенн продолжают быть предметом исследования благодаря простоте их конструкции, селективным поляризационным свойствам и возможности всенаправленного приема сигналов с линейной и горизонтальной поляризацией [7]. Однако большинство прототипов и образцов таких антенн имеют строго фиксированный фазовый сдвиг между парами ортогональных вибраторов [8], который выбирается практически всегда равным 90 градусам. Такой выбор, во-первых, ограничивает возможности приема поляризованных волн только одним направлением вращения вектора электрического поля (направлением вращения только по часовой стрелке или только против). Во-вторых диаграмма направленности, сформированная при сдвиге 90 градусов является всенаправленной, что делает невозможным оценку направления прихода сигнала. В-третьих, использование антенны в нескольких частотных диапазонах приводит к формированию в них различных диаграмм направленности в силу того, что на разных частотах будет формироваться разный фазовый сдвиг.
Раскрытие изобретения
T
Технический результат изобретения заключается в повышении точности оценки пеленга ИРИ, представляющего собой вектор оцениваемых параметров θ=(α,β), и увеличении дальности работы пеленгаторов при любом типе поляризации электромагнитной волны, принимаемой в декаметровом диапазоне длин волн.
Для достижения технического результата предлагается метод, основанный на одноэтапной процедуре параметрического оценивания, состоящей в формировании решающей функции, зависящей непосредственно от оцениваемых параметров - азимута и угла места - и ее последующей максимизации. Для составления решающей функции предлагается осуществление многоканального параллельного приема электрических сигналов, сформированных отдельными точками приема фазированной антенной решетки (ФАР) пеленгатора. ФАР пеленгатора представляет собой распределенный в пространстве набор антенных элементов, представляющих собой пары взаимно ортогональных симметричных вибраторов, ориентированных в горизонтальной плоскости, с независимым приемным каналом каждого из вибраторов в паре. Предлагаемый способ решения реализуется посредством многоканальной квадратурной демодуляции, аналогово-цифрового преобразования и централизованной цифровой обработки сигналов, которая выполняется посредством цифровых ЭВМ или специализированных вычислителей.
На фиг. 1 представлена схема размещения на местности пеленгатора, состоящего из центрального пункта обработки (ЦПО) (11) и фазированной антенной решетки, состоящей из отдельных антенных элементов, представляющих собой пары взаимно ортогональных вибраторов (12), размещенных в горизонтальной плоскости. Источник радиоизлучения (ИРИ) (13) создает радиосигнал в декаметровом диапазоне длин волн с произвольной, в том числе и эллиптической, поляризацией. Данный источник виден относительно условного фазового центра (УФЦ) антенной решетки (14) в направлении, описываемом парой углов: азимутом α, отсчитываемым от направления на географический север, и углом места β, отсчитываемом от горизонтальной плоскости, параллельной поверхности Земли.
Источник радиоизлучения вдоль собственных осей ориентации у и z формирует произвольный сигнал, для описания которого при минимальном знании о его свойствах используется модель гауссовского радиосигнала [9]:
sc
ss
sc
ss
i
2
1
н
где, b(i), b(i) - взаимно независимые гауссовские случайные величины с нулевыми средними M[b(i)]=M[b(i)]=0, при этом их дисперсии одинаковы;  - спектральная мощность (СМ) сигнала на частоте ω, р - коэффициент, определяющий направление эллиптической поляризации, общее число анализируемых гармоник в спектре сигнала равно I=I-I+1, Т - время наблюдения, N - число отсчетов сигнала, рассчитываемое как целая часть отношения  a i - номер частотного канала.
Смысл параметра р в данной модели, отличающейся от модели, представленной, например в [11], поясняется фиг. 2. Так при значении при р=1 вектор электрической компоненты электромагнитной волны поворачивается против часовой стрелки. Это означает, по направлению от положительного направления оси у к положительному направлению оси z имеет место положительный сдвиг фазы 90 градусов. При значении р=-1 вектор электрического поля поворачивается против часовой стрелки, следовательно, по направлению от положительного направления оси у к положительному направлению оси z имеет место отрицательный сдвиг фазы 90 градусов, что эквивалентно, с учетом периодичности, положительному сдвигу 270 градусов.
i
Преобразование Фурье от выражения (1) позволяет записать для каждой частоты ω значение комплексной амплитуды:
sc
ss
Для сигнала с априорно неизвестной структурой спектра [10] полагается, что совместная двумерная плотность вероятности величин b(i) и b(i) имеет вид:
Использование декаметрового диапазона предполагает, что при распространении сигнала он подвергается искажениям, в том числе связанным с отражением от ионосферы, последовательность и характер которых учесть крайне затруднительно. Однако для решения задачи предлагаемым способом используется параметрическая модель ортогональных виртуальных вибраторов (ОВВ) для учета изменения двух компонент поляризации: широтной поляризации (ШП) и долготной поляризации (ДП). Данная модель представлена на фиг. 3 и состоит из четырех последовательных шагов, на каждом из которых преобразование осуществляется за счет поворота или сдвига системы координат. На первом шаге ортогональные виртуальные вибраторы формируют сигнал вдоль осей у и z. На втором шаге осуществляется перемещение ОВВ вдоль оси х на расстояние R. На третьем шаге производится вращение ОВВ в плоскости ху на угол α относительно начала координат. Завершающее преобразование, выполняемое на четвертом шаге, состоит во вращении ОВВ в плоскости х 'z (х' - трансформированная ось после поворота на шаге 3) на угол β относительно начала координат.
Использование модели виртуальных вибраторов с учетом сдвига начальной фазы на Ф, направления вращения эллиптической поляризации р, ослабления (усиления) сигнала в А раз и поворота оси эллипса на угол Θ при его распространении позволяет записать компоненты спектра сигнала принятого в m-й точке приема (ТП) в следующем виде:
где  - время прохождения сигнала от условного фазового центра (УФЦ) до m-й ТП;  - координаты УФЦ;  - координаты m-й ТП;  α, β - азимут и угол места для направления на излучатель, а зависимость от начальной фазы о начальной фазы и особенностей распространения для широтной и долготной составляющих может быть объединена в комплексные коэффициенты  и
Для широтного коэффициента , его модуля  и аргумента  составим соответственно выражения:
а для долготного коэффициента  его модуля  и аргумента  будем иметь выражения:
Решающая функция метода, составленная на основе максимизации условного правдоподобия для сигналов представленной модели [1, 4], имеет следующий общий вид:
Сформированная решающая функция  использует информацию, заключенную на всех частотах полосы анализа спектров принятых сигналов и всех вибраторов, образующих в совокупности антенную решетку пеленгатора. Аргументами данной функции помимо углов α азимута и места β являются вектор параметров  определяющий структуру спектров излучаемых сигналов, и вектор параметров  характеризующих распространение электромагнитной волны и формирование широтной и долготной компонент.
Избавление решающей функции (5) от зависимости от побочных параметров  и  выполняется в два этапа. На первом этапе исключается зависимость от параметра  путем обратной подстановки в (5) решения  уравнения, получаемого приравниванием нулю частной производной  по элементам вектора  Данное решение имеет вид:
где компоненты выражения  иприобретают зависимость от оцениваемых α и β выражаясь через  и  следующим образом:
и для них остается справедливым соотношение:
m
m
m
Компоненты  и  зависят от оцениваемых параметров через содержащиеся в них зависимости от времени распространения сигнала от УФЦ до ТП τ=τ(α,β) и представляют собой суммарные функции от отсчетов принятых спектров сигналов:
После подстановки , определенного выражением (6) в решающую функцию (5) и необходимых упрощений, будет составлена следующая решающая функция, подлежащая максимизации:
Для упрощения дальнейшей минимизации используется параметрическая подстановка, состоящая в том, что через вспомогательные угловые параметры χ и ψ выражаются отношения:
х
у
у
х
При формировании функции (8) отыскания непосредственных значений углов ψ и ψ оказываются не нужными, но требуется отыскание их разности ψ=ψ-ψ. Данная оценка формируется из следующего соотношения:
где используется величина  представляющая собой кросскорреляционное произведение. Сформированные по аналогии две суммы модулей  позволяют переписать выражение  из формулы (8) как функцию трех параметров:
где оценка χ формируется следующим образом: .
Тогда выражение для решающей функции приобретает вид функции, зависящей только от оцениваемых параметров азимута и угла места:
Оцениваемое значение азимута и угла места определяется как максимум в пространстве параметров решающей функции:
T
max
Развитие теоретических основ корреляционного метода для возможности его применения к решению задачи определения местоположения ИРИ описано в работе [9]; базируясь на предложенном подходе, предлагаемый способ выполняет построение решающей функции относительно вектора оцениваемых параметров θ=(α, β), содержащего два угла пеленга на ИРИ. Затем осуществляется поиск максимума решающей функции с использованием методов численной оптимизации. Доставляющий максимум решающей функции вектор θ полагается решением задачи определения местоположения. Такой способ оценки является одноэтапным и позволяет исключить вычисление промежуточных оценок для фазовых сдвигов и времен задержек, что позволяет уменьшить вероятности появления аномальных ошибок при отношениях сигнал-шум менее 10 дБ.
21
31
Μ1
32
Ν2
Μ(M¬-1)
Для пояснения отличия одноэтапного метода от двухэтапного служит следующая схема, представленная на фиг. 4. При проведении многоэтапного оценивания на первом этапе будет оцениваться фазовый сдвиг в каждом из антенных элементов решетки (42) и вектор взаимных задержек между M точками приема Τ=(τ, τ, …, τ, τ, …, τ, …, τ) длины Μ(Μ-1)/2. На втором этапе проводится оценка направления пеленга (43) каждого из антенных элементов на ИРИ (41), на третьем этапе определяется общий пеленг всей системы путем среднеквадратического приближения, например, как в работе [12]. При этом каждая пара вибраторов будет формировать свое собственное направление; но в силу наличия неустранимых шумов все направления пеленгов не могут быть параллельны. При выполнении одноэтапного оценивания непосредственно ищется единственное для всей антенной решетки направление пеленга, которое определяется в результате решения задачи численной максимизации решающей функции (9). Таким образом, найденное решение будет удовлетворять всей совокупности наблюдаемых отсчетов спектра (4).
∂
Структурная схема системы формирования оценки азимута α и угла места β представлена на фиг. 5. Для каждой из M точек приема, представляющих собой пары взаимно ортогональных вибраторов, ориентированных в горизонтальной плоскости, выделяется два отдельных канала: по одному на каждый вибратор. Малошумящие усилители (МШУ) (51) размещаются в каналах перед подачей сигналов на многоканальный синхронный квадратурный демодулятор (МСКД) (52), позволяющий выполнить одновременную многоканальную демодуляцию и сформировать квадратурные составляющие сигналов, поступающие на вход аналого-цифровых преобразователей (АЦП) (53), формирующих отсчеты цифрового сигнала  и  посредством равномерной дискретизации с периодом дискретизации Т, выбираемым согласно теореме Котельникова. На основе цифровых отсчетов сигнала в блоках быстрого преобразования Фурье (БПФ) (54) формируются отчеты комплексных спектров сигналов, которые вычисляются с использованием алгоритма быстрого преобразования Фурье:
Вычисленные отсчеты спектров поступают в цифровой форме на блок формирователя решающей функции (55), реализованный на основе цифровой ЭВМ. Формирователь решающей функции создает в оперативной памяти цифровой ЭВМ специальный параметризированный программный объект, состоящий из полей, содержащих отсчеты спектров  и  и методов - функций, реализующих преобразования согласно выражению (9).
Сформированный объект передается в блок оптимизатора решающей функции (56), выполняющий числовую максимизацию переданной в него решающей функции в диапазоне допустимых значений параметров азимута и угла места. Блок оптимизатора решающей функции реализуется посредством стандартных численных методов решения оптимизационных задач по поиску безусловного экстремума функций многих переменных. В качестве использованных методов численной оптимизации [13] можно выделить методы первого порядка на основе метода наискорейшего спуска, методы второго порядка на основе методов Ньютона, и метод Левенберга-Марквардта [14], объединяющий преимущества обеих групп методов и обладающий быстрой сходимостью.
В результате выполнения численного алгоритма оптимизации определяются оценки значений азимута и угла места, как значения оптимизационных переменных, доставляющие максимум решающей функции. Значения, рассчитанные с помощью численного оптимизационного алгоритма, принимаются выходными параметрами блока оптимизации и рассматриваются в качестве результирующих оценок направления на источник радиоизлучения, сформированных предлагаемых методом пеленгации.
Источники информации
1. Саидов А.С., Тагилаев А.Р., Алиев Н.М., Асланов Г.К. Проектирование фазовых автоматических пеленгаторов. М.: «Радио и связь», 1997.
2. Пат. 2283505, Способ и устройства определения координат источника радиоизлучения / Терентьев А.В., Соломатин А.И., Смирнов П.В., Царик О.В., Шепилов A.M., Шишков В.А.; патентообладатели: Терентьев А.В., Соломатин А.И., Смирнов П.В., Царик О.В., Шепилов A.M., Шишков В.А. - 2005102257/09; заявл. 31.01.2005; опубл. 10.09.2006, бюл. 25. - 30 с.
3. Пат. 2285934, Способ однопозиционного определения местоположения ДКМВ передатчиков / Ветроградов Г.Г., Ветроградов В.Г., Кондаков Е.В., Шевченко В.Н.; патентообладатель: ФГУП "ГКБ "Связь" - 2004118129/09; заявл. 15.06.2004; опубл. 20.10.2006, бюл. 29. - 11 с.
4. Пат. 2302646, Способ поиска декаметровых передатчиков / Ветроградов Г.Г., Ветроградов В.Г., Шевченко В.Н.; патентообладатель: ФГУП "ГКБ "Связь" - 2005131827/09; заявл. 30.10.2005; опубл. 10.07.2007, бюл. 19. - 11 с.
5. Пат. 2567850, Способ пеленгования воздушного объекта / Уфаев В.А.; патентообладатели: РФ (МО РФ), ФГКВОУ ВПО "ВУНЦ ВВС "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" - 2014125677/07; заявл. 24.06.2014; опубл. 10.11.2015, бюл. 31. - 13 с.
6. Brown, George. "US Patent 2086976". Antenna system. Retrieved 14 January 2014. filed: September 20, 1935; granted: July 13, 1937.
7. C.-Y. Chin and C.F. Jou, A Slim Horizontally Polarized Omnidirectional Antenna Based on Turnstile Slot Dipole Progress In Electromagnetics Research C, Vol.50, 75-85, 2014.
8. К.T. McDonald, Radiation of Turnstile Antennas Above a Conducting Ground Plane // Joseph Henry Laboratories, Princeton University, Princeton, USA, September 18, 2008.
9. Дубровин А.В., Сосулин Ю.Г. Одноэтапное оценивание местоположения источника радиоизлучения комбинированной пассивной системой // Радиотехника и электроника, 2007, т. 52, №4, с. 441-457.
10. P. Stoica, P. Babu, The Gaussian Data Assumption Leads to the Largest  Bound // IEEE Signal Processing Magazine, May 2011, pp. 132-133
11. Кондратьев B.C., А.Ф. Котов, Л.Н. Марков. Многопозиционные радиотехнические системы / под ред. проф. В.В. Цветнова. М.: Радио и связь, 1989 г. 264 с.
12. Torrieri D.J., Statistical Theory of Passive Location Systems // IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 1984, vol. 20, no. 2, pp. 183-198.
13. J. Nocedal, S.J. Wright, Numerical Optimization, 2nd ed., Springer, New York, 2006, 664 pp.
14. K. Madsen, H.B. Nielsen, O. Tingleff, Methods for Non-Linear Least Squares Problems, 2nd Edition, April 2004, Informatics and Mathematical Modelling Technical University of Denmark.