ФОРМИРОВАТЕЛЬ ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА ФАЗОВЫМ СПОСОБОМ
GENERATOR OF SINGLE-BAND SIGNAL BY PHASE METHOD

Изобретение относится к области передачи сигналов.
Известны формирователи однополосного сигнала фазовым способом, которые описаны в литературе, например
1. Волков А.А. Радиопередающие устройства. - М.: Маршрут, 2002.
2. Верзунов М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи. - М.: Воениздат, 1972.
3. Патент РФ №2259632 МПК НO4В 1/66. Способ деления полосы частот передаваемого сигнала и устройство для его осуществления / А.А.Волков. Приоритет от 24.03.2004.
По технической сущности наиболее близким к изобретению является формирователь, описанный в первом источнике, который по этой причине и принимается за его прототип. Во втором и третьем источнике описаны аналоги изобретения.
Прототип состоит из источника низкочастотного (н.ч) информационного сигнала, двух перемножителей сигналов, сумматора, генератора колебания несущей частоты, двух фазовращателей на 90°, один из которых полосовой низкочастотный. Генератор колебания несущей частоты подключен к высокочастотному (в.ч) входу первого перемножителя непосредственно и к в.ч. входу второго перемножителя - через один фазовращатель на 90°. Источник н.ч. сигнала подключен к н.ч. входу первого перемножителя непосредственно, а к н.ч. входу второго перемножителя - через второй, полосовой фазовращатель на 90°; выход первого перемножителя подключен к одному, а выход второго перемножителя - ко второму входу сумматора.
Основным недостатком прототипа является его узкополосность и низкая степень подавления нерабочей боковой полосы частот, не превышающая 40 дБ и то в лабораторных условиях и в узкой полосе частот речевого сигнала 3,1 кГц. Этот недостаток обусловлен относительно большой погрешностью Δφ>1° фазового сдвига на 90° в полосовом фазовращателе, который выполняется в виде скрещенного четырехполюсника или RC-цепей с буферными каскадами. С увеличением полосы частот фазовращателя Δφ тоже растет, а степень подавления нерабочей боковой уменьшается. В заводских условиях Δφ=3-5° для полосы частот речевого сигнала, чему соответствует степень подавления нерабочей боковой 30 дБ. Это в 2 раза меньше, чем при фильтровом методе формирования, который не может быть использован, если частота н.ч. сигнала меньше 300 Гц.
Техническим результатом изобретения является повышение качества формируемого однополосного сигнала фазовым способом за счет увеличения ширины его полосы частот и степени подавления нерабочей боковой полосы частот.
Сущность изобретения состоит в том, что в формирователь, содержащий источник информационного низкочастотного (н.ч.) сигнала, первый перемножитель сигналов, второй перемножитель сигналов, сумматор, один вход которого соединен с выходом первого перемножителя сигналов, а другой вход которого соединен с выходом второго перемножителя сигналов, генератор колебания несущей частоты, выход которого подключен к высокочастотному (в.ч.) входу первого перемножителя сигналов непосредственно и к в.ч. входу второго перемножителя сигналов - через фазовращатель на 90°, введено пять перемножителей сигналов, три усилителя-ограничителя уровня сигнала, четыре когерентных детектора, два сумматора, блок дифференцирования, интегратор, фазоинвертор, делитель полосы частот однополосного сигнала в два раза, при этом источник информационного н.ч. сигнала подключен к н.ч. входу первого перемножителя сигналов через последовательно соединенные введенный первый перемножитель сигналов, первый усилитель-ограничитель уровня сигнала и первый когерентный детектор и к н.ч. входу второго перемножителя сигналов - через последовательно соединенные блок дифференцирования, фазоинвертор, введенный первый сумматор, введенный второй перемножитель сигналов, второй усилитель-ограничитель уровня сигнала и второй когерентный детектор, причем вход блока дифференцирования соединен также с другим входом введенного первого сумматора через интегратор; другие входы введенных первого и второго перемножителей сигналов, первого и второго когерентных детекторов подсоединены к выходу генератора колебания несущей частоты, выход первого сумматора соединен со входом делителя полосы частот однополосного сигнала в два раза через последовательно соединенные третий усилитель-ограничитель уровня сигнала, введенный третий перемножитель сигналов, третий когерентный детектор, введенный четвертый перемножитель сигналов и введенный второй сумматор, выход введенного третьего перемножителя соединен с другим входом введенного второго сумматора через последовательно соединенные четвертый когерентный детектор и введенный пятый перемножитель сигналов; выход генератора колебания несущей частоты соединен непосредственно с другими входами третьего когерентного детектора, введенного четвертого перемножителя сигналов и через фазовращатель на 90° - с другими входами четвертого когерентного детектора и введенного пятого перемножителя сигналов, а на другой вход введенного третьего перемножителя сигналов подается сигнал с выхода источника информационного низкочастотного сигнала.
Изобретение иллюстрируется чертежами.
На фиг.1 представлена структурная схема предлагаемого формирователя однополосного сигнала фазовым способом, на фиг.2 - частотные диаграммы, поясняющие его работу.
Формирователь состоит из источника информационного н.ч. сигнала 1, перемножителей сигналов 2, 9, 12, 15, 18, 21, 22, блока дифференцирования 3, интегратора 4, усилителей-ограничителей 5, 10, 17, фазоинвертора 6, сумматоров 7, 16, 23, генератора колебания несущей частоты 13, фазовращателя на 90 градусов 14, когерентных детекторов 8, 11, 19, 20, делителя полосы частот однополосного сигнала 24. В прототип входят блоки 1, 12 - 16, а остальные - введенные.
Работа схемы происходит следующим образом.
1
Реальный низкочастотный (н.ч.) сигнал с блока 1 можно представить проекцией аналитического (комплексного) сигнала на вещественную ось комплексной плоскости, то есть u(t)=U(t)cosφ(t), где U(t) - огибающая, а φ(t) - его фаза. Для упрощения записи будем полагать, что φ(t)=Ωt, где  - круговая частота.
1
Сигнал u(t)=U(t)cosΩt поступает на входы блоков 2, 3, 4, 18. На выходе блока дифференцирования 3 сигнал
а на выходе интегратора 4 сигнал
3
4
3
4
1
1
3
4
4
1
3
4
В обоих случаях огибающая U(t) полагается практически постоянной величиной, так как частота ее изменения во много раз меньше частоты сигнала cosφ(t). Сигнал u{t) поступает через фазоинвертор 6 на один вход второго сумматора 7, на другой вход которого подается сигнал u(t) непосредственно. Модули сигналов u(t) и u(t) сдвинуты по фазе одинаково на 90° по отношению к исходному сигналу u(t), а огибающие их по разному зависят от частоты Ω и не совпадают с огибающей U(t) сигнала u(t). У продифференцированного сигнала u(t) огибающая (сомножитель при sinΩt) прямо пропорциональна частоте Ω, и чем меньше Ω, тем ближе огибающая ΩU(t) к нулю. Это ограничивает полосу частот н.ч. сигнала снизу, как показано на фиг.2. У проинтегрированного сигнала u(t) огибающая , наоборот, обратно пропорциональна частоте Ω. Поэтому при увеличении Ω огибающая сигнала u(t) стремится к нулю. Это ограничивает полосу частот сигнала u(t) сверху (фиг.2). Сумма модулей сигналов u(t) и u(t) на выходе сумматора
Данная функция нуля нигде не достигает нуля, что видно на фиг.2, и тем самым исключается ограничение полосы частот н.ч. сигнала.
7
1
7
1
7
13
13
Так как начальная фаза сигнала u(t) сдвинута на 90° по отношению к фазе сигнала u(t), то оба эти сигнала при одинаковых их амплитудах можно использовать для формирования однополосного колебания фазовым способом. Для выравнивания амплитуд сигналов u(t) и u(t) необходимо их усилить и глубоко ограничить по амплитуде (клиппировать). Однако ввиду их широкополосности в полосу частот клиппированного сигнала попадают многочисленные гармоники н.ч. их составляющих, что недопустимо. Для исключения этого недостатка сигнал u(t) переносится на несущую (высокую) частоту ω путем его перемножения во введенном втором перемножителе 9 с колебанием u(t)=Ucosωt генератора 13:
9
Сигнал u(t), являющийся балансно-модулированным (БМ) и узкополосным, клиппируется по амплитуде во втором усилителе-ограничителе 10 и его выходное колебание постоянной амплитуды равно
10
1
0
u(t)=KU{cos[(ω+Ω)t-90°]+cos[(ω-Ω)t+90°]},
1
где K=const - постоянная.
10
13
Колебание u(t) поступает на один вход второго когерентного детектора 11, на другой вход которого подается колебание u{t) с генератора 13. Когерентный детектор состоит из перемножителя сигналов и фильтра нижних частот (ФНЧ). На выходе перемножителя блока 11 напряжение
11
2
11
2
11
1
0
13
2
11
ФНЧ блока 11 не пропускает на свой выход высокочастотные (в.ч.) составляющие, так что на его выходе сигнал u(t)=KUcos(Ωt-90°), где KU=KUU a K=const. Этот сигнал u(t) поступает на н.ч. вход второго перемножителя 15. Видно, что блоки 3, 4, 6, 7, 9, 10, 11 образуют широкополосный фазовращатель на 90°, на выходе которого имеет место квадратурный н.ч. сигнал постоянной амплитуды. Погрешность Δφ фазового сдвига на 90° в этой широкой полосе частот, начинающейся у нулевой частоты, может быть значительно меньше 1° при выполнении блоков 3 и 4 на операционных усилителях.
1
11
1
13
Амплитуда сигнала u(t) выравнивается с амплитудой сигнала u(t) аналогично. Для этого сигнал u(t) во введенном первом перемножителе 2 переносится на несущую частоту ω путем перемножения его с колебанием u(t):
2
1
13
13
13
u(t)=u(t)u(t)=U(t)cosΩtUcosωt=0,5U(t)U[cos(ω+Ω)tcos(ω-Ω)t].
2
13
Узкополосный БМ сигнал u(t) клиппируется в первом усилителе-ограничителе 5, после чего когерентно детектируется в первом когерентном детекторе 8 по опорному колебанию u(t):
3
8
5
13
3
где KU=UU, a K=const.
8
3
8
8
11
8
1
11
С выхода ФНЧ блока 8 сигнал U(t)=KUcosΩt поступает на н.ч. вход перемножителя 12. Легко получить U=U, а K3=K1 и тогда u(t)=KUcosΩt. Генератор 13 подключен к в.ч. входу первого перемножителя 12 непосредственно и к в.ч. входу второго перемножителя 15 - через фазовращатель 14 на 90°. На выходе этих перемножителей образуются колебания:
12
15
Колебание u(t) поступает на один вход первого сумматора 16, а колебание u(t) - на другой его вход, в результате чего на выходе блока 16 получаем однополосное колебание постоянной амплитуды:
16
12
15
1
16
u(t)=u(t)+u(t)=KU(ω+Ω)t,
которое дополнительно клиппируется в третьем усилителе-ограничителе 17 и фильтруется.
17
1
Для восстановления амплитуды входного н.ч. сигнала колебание u(t) поступает на один вход введенного третьего перемножителя сигналов 18, на другой вход которого подается сигнал u(t) с выхода блока 1. На выходе перемножителя 18 имеет место колебание
18
13
13
Колебание u(t) поступает на одни входы третьего 19 и четвертого 20 когерентных детекторов. С генератора 13 колебание u(t)=Ucosωt подается на другой вход блока 19 непосредственно и на другой вход блока 20 - через фазовращатель 14 на 90°, на выходе которого колебание
14
13
13
u(t)=u(t)=Ucos(ωt+90°).
На выходах перемножителей когерентных детекторов имеют место колебания:
ФНЧ этих когерентных детекторов не пропускают на свой выход в.ч. составляющие и постоянную составляющую, в результате чего на выходе блоков 19 и 20 имеют место только квадратурные сигналы удвоенной н.ч. и с истинной огибающей U(t):
19
1
u(t)=KU(t)cos2Ωt;
20
1
u(t)=KU(t)cos(2Ωt+90°).
19
20
13
Сигнал u(t) поступает на н.ч. вход введенного четвертого перемножителя 21, а сигнал u(t) - на н.ч. вход введенного пятого перемножителя 22. Колебание несущей частоты u(t) с генератора 13 подается на второй вход блока 21 непосредственно и на второй вход блока 22 - через фазовращатель 14 на 90°. На выходе блока 21 имеет место колебание:
а на выходе блока 22:
которые поступают на свои входы введенного второго сумматора 23. На выходе этого сумматора имеет место однополосное колебание:
23
1
u(t)=KU(t)cos(ω-2Ω)t,
частота которого делится в два раза в блоке 24 согласно способу, представленному в третьем источнике. На выходе этого делителя колебание:
которое представляет собой неискаженный однополосный сигнал на несущей частоте ,
1
22
сформированный по н.ч. сигналу u(t). Это нижняя боковая полоса частот AM колебания. Для получения верхней боковой полосы надо сигнал u(t) подать на вход сумматора 23 через фазоинвертор.
Отметим, что преобразовывать сигнал по частоте в блоках 2-8, 9-11, 18-22 можно не только на одной, но и на разных несущих. На одной частоте ω это проще реализовать аппаратурно (меньше число блоков).
Технико-экономическим эффектом изобретения является увеличение качества однополосного сигнала за счет расширения его полосы частот, а также за счет увеличения степени подавления нерабочей боковой полосы частот, что определяется уменьшением погрешности Δφ<1° фазового сдвига на 90° в полосовом фазовращателе (блоки 3, 4, 6, 7, 9, 10, 11). От этого уменьшается и себестоимость предложенного фазовращателя.