СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ НОМИНАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ
METHOD TO MEASURE NOMINAL FREQUENCY OF SINUSOIDAL SIGNALS AND DEVICE FOR ITS REALISATION

Изобретение относится к измерительной технике и автоматике и может использоваться для работы с различными преобразователями неэлектрических величин в частоту синусоидальных сигналов в информационно-измерительных устройствах при контроле и управлении технологическими процессами и в других отраслях промышленности для прецизионного измерения отклонений частоты от номинального значения в определенном диапазоне частот.
Известен процентный цифровой частотомер (Орнатский П.П. Автоматические измерения и приборы. Киев: Вища школа, 1981. С.329-330), содержащий формирователь импульсов контролируемой частоты, делитель частоты импульсов, управляющий длительностью генератора прямоугольных импульсов, выход которого подается на один из управляющих входов ключа. Команда управления другим входом ключа формируется от генератора импульсов тактовой частоты после ее деления на сто и формирования длительности прямоугольных импульсов соответствующим генератором. Ключ пропускает импульсы тактовой частоты на время разности периодов управляющих прямоугольных импульсов в каждом цикле измерения цифровым счетчиком, показывающем процентное отклонение частоты номинального значения. Подобное техническое решение позволило повысить быстродействие измерения в 10 раз по сравнению с использованием обычных частотомеров и выпускать промышленные приборы Ф5035.
Известен частотомер номинальных значений (Шляндин В.М. Цифровые измерительные устройства. М.: Высшая школа, 1981. С.150-153), в котором импульсы измеряемой частоты после усилителя-формирователя и заполнения цифрового счетчика до определенного числа, соответствующему номинальному значению, управляют через триггер открытием ключа на время отношения номинальной частоты к измеряемой. За это же время реверсивный счетчик из начального заданного перед измерением значения отсчета, равному удвоенному произведению номинальной частоты на отношение опорной частоты к номинальной, вычитают импульсы опорной частоты, поступающие на него от генератора импульсов, формирует показания пропорциональное измеряемой частоте.
Недостатками аналогов являются малый диапазон измерений, что не пригодно для работы с различными преобразователями неэлектрических величин в частоту, и большая методическая погрешность измерения.
Наиболее близким по технической сущности является способ измерения отклонений частоты от номинального значения (А.с. 336612 СССР, МКИ G01R 23/10 от 21.04.1972. Опубл. 19.10.1972. Бюл. №14), основанный на подсчете числа периодов образцовой частоты в течение одного периода измеряемой частоты убывающим итогом от начального значения, пропорционального номинальной величине периода сигнала измеряемой частоты, в котором для упрощения процесса измерения меняют индикацию состояния счетчика на инверсную при получении нуля и продолжают подсчет импульсов убывающим итогом до конца периода.
Наиболее близким к предлагаемому устройству является цифровой измеритель отклонения измеряемой частоты от номинальной (А.с. 300833 СССР, МКИ G01R 17/00 от 07.04.1971. Опубл. 10.06.1971. Бюл. №13), содержащий формирователь импульсов измеряемой частоты, ключи, генератор образцовой частоты, блок управления и счетчик импульсов, в котором для устранения методической погрешности измерения, расширения диапазона измерения и повышения быстродействия используют счетчик с предустановкой, схемы сравнения прямого и обратного кодов, схему совпадения и интегратор с последовательным переносом, выход которого соединен с входом счетчика с предустановкой, выход кода которого связан с первыми входами схемы сравнения прямого и обратного кодов, вторые входы которых подключены к выходам прямого и обратного кодов управляющего счетчика интегратора с последовательным переносом, выходы которого через схему совпадения подключены к входу установки начального состояния счетчика с предустановкой.
Основным существенным недостатком способа измерения отклонений частоты от номинального значения и цифрового измерителя отклонения измеряемой частоты от номинальной является низкие быстродействие и точность, сложность, большое количество операций по обработке синусоидальных сигналов и необходимость вычитания из текущего значения частоты ее начального значения, соответствующего нулевому значению измеряемого параметра, что требует включения дополнительного устройства, влекущее за собой дополнительное усложнение и снижение надежности устройства.
Задачей заявляемого изобретения является повышение точности и быстродействия измерения параметров от аналоговых датчиков с частотным выходом в физических единицах и разработка устройства для его осуществления с использованием минимального набора стандартных функциональных узлов, что обеспечит высокую надежность.
Поставленная задача решается осуществлением способа измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов от датчиков с частотным выходом, согласно которому электронно-управляемый генератором пилообразного напряжения фазовращатель, состоящий из RC-звеньев, в которых роль емкости С выполняют варикапы, соединенный через усилитель с первым входом компаратора фаз, осуществляет настройку измеряемой номинальной частоты до равенства фаз с частотой, поступающей непосредственно на второй вход компаратора, время срабатывания которого пропорционально числу импульсов, измеряемых счетчиком и обрабатываемых микроконтроллером, программу которого снабжают градуировочными характеристиками различных типов датчиков для линеаризации зависимостей значений физических параметров от частоты, результат которых подают на индикатор.
Поставленная задача решается также устройством для измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов, содержащим генератор образцовой частоты, ключ, схему «И», счетчик импульсов и блок индикации, отличающийся тем, что оно снабжено микроконтроллером, вход которого соединен с выходом счетчика импульсов, а выход - с индикатором, компаратором фаз, на первый вход которого синусоидальный сигнал с выхода датчика поступает через электронно-управляемый фазовращатель и усилитель, а на второй - он поступает непосредственно от датчика с частотным выходом, одновибратором, запускающим генератор пилообразного напряжения, который управляет фазовращателем до равенства фаз на компараторе.
Кроме того, сущность технических решений поясняется чертежами, где:
- на фиг.1 представлен преобразователь цепной трехполюсной структуры;
- на фиг.2 - принципиальная схема электронно-управляемого фазовращателя на варикапах;
- на фиг.3 - структурная схема частотомера номинальных значений.
Сущность: способ реализуется использованием фазовой автоподстройки номинальной частоты (ФАНЧ) аналогового сигнала с применением электронно-управляемого фазовращателя (ЭУФ), что повышает точность, т.к. отсутствует частотная расстройка между измеряемым и уравновешенным сигналами в момент измерения, и быстродействие, а также устраняет методическую погрешность измерения (см. Радиоприемные устройства / Под ред. А.П. Жуковского. - М.: Высшая школа, 1989. С.195). Для расширения диапазона измерения, в качестве ЭУФ, применяется цепная трехполюсная структура (ЦТС), состоящая из n/2 RC - звеньев, где роль емкостей С выполняют варикапы, практически безынерционные элементы (см. Новицкий П.В., Кнорринг В.Г., Гутников B.C. Цифровые приборы с частотными датчиками. Л.: Энергия. 1970. С.80). Измерение номинальной частоты без промежуточных преобразований значительно упрощает схему, что повышает надежность устройства.
Известные традиционные методы исследования не позволяют получать аналитические выражения, связывающие диапазон измерения, частоту квазирезонанса, величину ослабления сигнала от числа n/2 RC - звеньев ЭУФ, тем более состоящих из нелинейных элементов (варикапов) и, тем самым, решить актуальную проблему.
Использование метода функций преобразования (ФП) позволило устранить этот пробел (см. Гулин А.И. Диагностика измерительных преобразователей и устройств связи с неоднородной цепной структурой // Контроль. Диагностика. 2010. №11. С.69-72).
n
0
n
n
n
ФП К преобразователя цепной трехполюсной структуры (ЦТС), формально, обратная величина традиционного коэффициента передачи (Фиг.1), являющаяся отношением входной активной величины U к выходной В (напряжение U или ток I) описывается выражением при четном числе плеч n
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>n</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr></mtable><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mi>n</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>n</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr></mtable></munderover><mrow><msub><mi>Z</mi><mi>i</mi></msub><msub><mi>Y</mi><mi>k</mi></msub><mo>+</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr></mtable><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mrow><mi>n</mi><mo>−</mo><mn>2</mn></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>n</mi><mo>−</mo><mn>3</mn></mrow></mtd></mtr></mtable></munderover><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mrow><mi>p</mi><mo>=</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>q</mi><mo>=</mo><mi>p</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr></mtable><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mi>n</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>n</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr></mtable></munderover><mrow><msub><mi>Z</mi><mi>i</mi></msub><msub><mi>Y</mi><mi>k</mi></msub><msub><mi>Z</mi><mi>p</mi></msub><msub><mi>Y</mi><mi>q</mi></msub><mo>+</mo><mo>…</mo><mo>,</mo><mtext>                                    </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mstyle></mrow></mstyle></mrow></mstyle></mrow>
где i=2b-1;
b=1,2,3,…,0,5n,
а для цепных структур (ЦС) с нечетным числом плеч n
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>n</mi></msub><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mi>n</mi></munderover><mrow><msub><mi>Z</mi><mi>i</mi></msub><mo>+</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>1,</mn></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr></mtable><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mrow><mi>n</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>n</mi><mo>−</mo><mn>2</mn></mrow></mtd></mtr></mtable></munderover><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>p</mi><mo>=</mo><mi>k</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mi>n</mi></munderover><mrow><msub><mi>Z</mi><mi>i</mi></msub><msub><mi>Y</mi><mi>k</mi></msub><msub><mi>Z</mi><mi>p</mi></msub><mo>+</mo><mo>…</mo><mo>,</mo><mtext>                                                         </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mstyle></mrow></mstyle></mrow></mstyle></mrow>
где b=1,2,3,…,0,5(n+1) для ЦС с нечетным числом плеч n.
Соотношения (1) и (2) приводят к рекуррентной формуле для вычисления ФП
n
n
n-1
n-2
K=TK+K,
i
где Т иммитанс i-го плеча (сопротивление Z для нечетных i и проводимость Y для четных i).
n
0
1
1
Начальными условиями алгоритма вычисления K являются значения K=1 при n=0 и K=Т при n=1.
Рекомендуемая электрическая схема ЭУФ представлена на Фиг.2, в которой необходимое минимальное число конденсаторов (варикапов) должно быть не менее трех (см. Гулин А.И. Проектирование многозвенных регенераторов // Изв. вузов «Приборостроение» 2012. Т.15. №1 (41). С.14-118). Рассмотрим для примера шестиплечую ЦТС, выражение ФП для которой согласно (1) будет
6
1
2
1
4
1
6
3
4
3
6
5
6
1
2
3
4
K=1+ZY+ZY+ZY+ZY+ZY+ZY+ZYZY+
1
2
3
6
1
2
5
6
1
4
5
6
3
4
5
6
1
2
3
4
5
6
+ZYZY+ZYZY+ZYZY+ZYZY+ZYZYZY.
1
3
5
2
4
6
Для ЭУФ (Фиг.2), где Z=Z=Z=R, а Y=Y=Y=jωC ФП будет равна
6
3
3
3
2
2
К=-jωCR-5ωCR+j6ωCR+1.
Для определения затухания, вносимого ЭУФ, и верхней частоты начальной настройки диапазона его (частота квазирезонанса), запишем ФП в составляющих действительной и мнимой части, которая имеет вид
6
6
6
K=ReK+Im K.
6
0
Из мнимой части ФП Im K, приравняв ее к нулю, определим верхнюю частоту начальной настройки , при которой ЭУФ осуществляет сдвиг фазы на 180°, т.е.
6
0
0
3
3
3
Im K=-уω СR+j6ωCR=0,
<mrow><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msqrt><mn>6</mn></msqrt></mrow><mrow><mi>R</mi><mi>C</mi></mrow></mfrac><mtext>                                                                             </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>3</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
откуда
6
0
Из действительной части ФП ReK, подставив в него значение  из (3), определяем величину затухания, вносимого ЭУФ, и которое должно компенсироваться усилителем (Фиг.3)
6
0
2
2
Re K=-5ωCR+1=-29.
Знак «минус» означает поворот фазы ЭУФ на 180°. Однокаскадный усилитель с коэффициентом усиления, равным приблизительно 29 также осуществляет поворот фазы измеряемого сигнала на 180°, реализуя равенство фаз на компараторе в момент измерения номинальной частоты.
n
Расчеты по вычислению частот квазирезонансов при произвольном количестве звеньев n/2 сводятся, как оказалось, к определению коэффициента k из выражения
<mrow><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>k</mi><mi>n</mi></msub></mrow><mrow><mi>R</mi><mi>C</mi></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext>                                                                                         </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>4</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
n
В результате аналитического анализа впервые получена формула, определяющая коэффициент k для ЦТС из любого количества RC-звеньев из уравнений вида
<mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>0,1</mn><mo>…</mo></mrow><mi>P</mi></munderover><mrow><msup><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mo>−</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mi>i</mi></msup><msubsup><mi>k</mi><mi>n</mi><mrow><mn>2</mn><mi>i</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><msubsup><mi>C</mi><mrow><mn>0,5</mn><mi>n</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mn>2</mn><mi>i</mi></mrow><mrow><mn>2</mn><mo>+</mo><mn>4</mn><mi>i</mi></mrow></msubsup><mo>=</mo><mn>0,</mn><mtext>                                                                 </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>5</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mstyle></mrow>
где р=0,25n-1 - для четных 0,5n;
р=0,25(n+2)-1 - для нечетных 0,5n.
<mrow><msqrt><mn>6</mn></msqrt></mrow>
Из всех вещественных положительных корней уравнения (5) необходимо использовать наименьшее значение (для шестиплечей - ЦТС оно равно
), так как использование других значений, удовлетворяющих условию (5), приведет к сдвигу фаз на 2π радиан и более.
n
n
В таблице приведены значения функций преобразования на частоте квазирезонанса ReK и коэффициентов k ЦТС для числа плеч n от 6 до 40.
Таблица
Значения функций преобразования на частоте квазирезонанса ReK<sub>n</sub> и коэффициентов k<sub>n</sub> от числа плеч n ЦТС
n
k<sub>n</sub>
ReR<sub>n</sub>
6
2,446
29
8
1,195
24,70
10
0,739
23,46
12
0,509
22,77
14
0,373
22,26
16
0,286
21,55
18
0,227
20,58
20
0,185
20,11
22
0,153
19,57
24
0,129
18,93
26
0,11
18,48
28
0,095
17.91
30
0,083
17,44
32
0,073
17,11
34
0,065
16,76
36
0,058
16,51
38
0,052
16,29
40
0,047
16,09
Для расчета более сложных ЦТС можно воспользоваться программой (см. Гулин А.И., Сухинец Ж.А. и др. Расчет частоты квазирезонанса и коэффициента передачи многозвенных RC-структур // Свидетельство об официальной регистрации программы для ЭВМ №2003611147 / 16.05.2003. Роспатент. Москва. 2003).
n
6
n
<mrow><munder><mrow><mi>lim</mi></mrow><mrow><mi>n</mi><mo>→</mo><mi>∞</mi></mrow></munder><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>K</mi><mi>n</mi></msub></mrow><mo>|</mo></mrow><mo>=</mo><mn>11,6</mn></mrow>
Необходимо отметить, что ФП Re K на частотах квазирезонанса с увеличением числа плеч n от шести до бесконечности уменьшается и стремится от Re K=-29 до Re K=-11,6, т.е.
.
Д
Использование варикапов в качестве управляемых напряжением чувствительных безынерционных емкостей в фазовращателях ЦТС типа RC (Фиг.2) позволяет получить качественно и количественно новые характеристики управления, не достигаемые в подобных схемах с линейными элементами, а именно, увеличение диапазонов регулирования в системах автоматической подстройки частоты и фазы. Характер изменения зависимости С=f(U) определяется конструктивными размерами и технологическими особенностями полупроводника. Если поддерживать значение напряжения управления (смещения) на емкости в 4÷5 раз больше амплитуды высокочастотных колебаний, то можно считать, что емкость в основном будет определяться лишь значениями напряжения смещения. А поскольку обратное сопротивление перехода более 1 МОм, то практически напряжение смещения на всех варикапах одинаково в виду ничтожно малого токораспределения по вертикальным плечам - проводимостям. Высокоомное сопротивление R необходимо для предотвращения шунтирования входного сигнала источником управляющего напряжения. Емкость варикапа (см. Берман Л.С. Введение в физику варикапов. - Л.: Наука, 1968. С.30) определяется из выражения
<mrow><mi>C</mi><mo>=</mo><msub><mi>C</mi><mi>В</mi></msub><msup><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mfrac><mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>у</mi><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>k</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>U</mi><mi>В</mi></msub></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mrow><mo>−</mo><mi>b</mi></mrow></msup></mrow>
,
В
В
где С, U - емкость и напряжение смещения варикапа, соответствующие верхней частоте перестройки;
упр
U - напряжение управления смещением на варикапы;
k
φ - контактная разность потенциалов p-n перехода, лежащая в пределах 0,4÷0,7 В;
b - коэффициент, зависящий от распределения примесей в переходе, равный 0,5 для варикапов с резким p-n переходом.
Следовательно, выражение (4) при использовании варикапов примет вид
<mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>k</mi><mi>n</mi></msub></mrow><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>R</mi><msub><mi>C</mi><mi>В</mi></msub></mrow></mfrac><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>U</mi><mi>В</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>у</mi><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>k</mi></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow>
х
0
0
Если частота f входного измеряемого напряжения U не равна частоте квазирезонанса фазовращателя f, то угол сдвига фаз равен
<mrow><mi>ϕ</mi><mo>=</mo><mi>π</mi><msqrt><mrow><mi>f</mi><mo>/</mo><mi>f</mi></mrow></msqrt></mrow>
упр
0
Для ЭУФ (Фиг.2), у которого изменение фазы на выходе достигается за счет изменения величины емкости варикапов С напряжением U, от ГПН а следовательно за счет изменения значения f, выражение для угла сдвига фаз будет
<mrow><mi>φ</mi><mo>=</mo><mi>π</mi><msqrt><mrow><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>R</mi><mi>A</mi><msub><mi>f</mi><mi>х</mi></msub></mrow><mrow><msup><mrow><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>у</mi><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>φ</mi><mi>k</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mi>b</mi></msup><msub><mi>k</mi><mi>n</mi></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>,</mo><mtext>                                                                                </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>5</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
n
где k определяется из выражения (4);
А - коэффициент пропорциональности, зависящий от концентрации примесей и площади p-n - перехода полупроводникового прибора.
Зная диапазон изменения выходной частоты датчика Δf, равный
<mrow><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mo>=</mo><msub><mi>f</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>f</mi><mrow><mi>min</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>k</mi><mi>n</mi></msub></mrow><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>R</mi><msub><mi>C</mi><mi>В</mi></msub></mrow></mfrac><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>k</mi><mi>n</mi></msub></mrow><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>R</mi><msub><mi>C</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>k</mi><mi>n</mi></msub></mrow><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>R</mi></mrow></mfrac><mo>×</mo><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>C</mi><mi>В</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mi>В</mi></msub><msub><mi>C</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo></mrow>
max
n
где С - максимальная емкость варикапа, соответствующая нижней частоте перестройки ЭУФ, получим выражение для определения коэффициента k
<mrow><msub><mi>k</mi><mi>n</mi></msub><mo>=</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>R</mi><mi>Δ</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mi>В</mi></msub><msub><mi>C</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>C</mi><mi>В</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
n
n
n
n
В таблице находим соответствующее значение коэффициента k, по которому определяем число звеньев (варикапов) ЭУФ, удовлетворяющее диапазону измерения, и соответствующее значение коэффициента усиления Re K для усилителя. В случае несовпадения вычисленного коэффициента с табличным значением выбираем ближайшее меньшее значение k и Re K.
Устройство для измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов содержит (Фиг.3) электронно-управляемый фазовращатель 1 из n/2 RC - звеньев, в которых роль емкости С выполняют варикапы, соединенный через усилитель 2 с первым входом компаратора фаз 3, на второй вход которого измеряемая частота поступает непосредственно, а выход компаратора через ключ 4 соединен с первым входом генератора пилообразного напряжения 5 (ГПН), второй вход которого соединен с одновибратором 6, а выход ГПН 5 соединен с управляющим входом фазовращателя 1. Выход ключа 4 соединен также с первым входом элемента И 7, второй вход которого соединен с генератором опорной частоты (ГОЧ) 8, а выход через счетчик 9 и микроконтроллер 10 соединен с цифровым отсчетным устройством 11.
Программу микроконтроллера снабжают градуировочными характеристиками различных типов датчиков.
Измерение физического параметра от датчиков с аналоговым частотным выходом с помощью предлагаемого устройства осуществляется следующим образом. Синусоидальный сигнал с выхода датчика поступает через электронно-управляемый фазовращатель 1 и усилитель 2 на первый вход компаратора фаз 3, на второй вход которого он поступает непосредственно. При включении частотомера одновибратор 6 запускает генератор пилообразного напряжения 5 (ГПН), управляющий фазовращателем 1 до равенства фаз на компараторе 3, выдающем при этом команды через ключ 4 на ГПН, останавливая его дальнейшее изменение, и на элемент И 7, запирая прохождение импульсов от генератора опорной частоты 8 на счетчик 9, число которых функционально пропорционально измеряемому физическому параметру. Микроконтроллер 10 линеаризует зависимость значения физического параметра от частоты, который отображается на цифровом отсчетном устройстве 11 в единицах измеряемой величины. Микроконтроллер программно предусматривает установки значений градуировочных характеристик различных типов датчиков.
Итак, заявляемое изобретение позволяет непосредственно без дополнительных преобразований измерять физические параметры с помощью различных датчиков с частотным аналоговым выходом, что обеспечивает высокую надежность, точность способа, быстродействие и универсальность применения.