ЦИФРОВОЙ ПРИЕМНЫЙ МОДУЛЬ АКТИВНОЙ ФАЗИРОВАННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ
DIGITAL RECEIVING MODULE OF ACTIVE PHASED ANTENNA ARRAY

Изобретение относится к антенной технике, а именно к активным фазированным антенным решеткам (АФАР) с цифровым формированием и управлением диаграммой направленности и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с широкоугольным электронным обзором пространства, применяющих в качестве зондирующих импульсов широкополосные линейно-частотно-модулированные (ЛЧМ) сигналы.
Известны технические решения, направленные на создание приемных модулей (или приемных каналов приемно-передающих модулей). Однако большинство из них предполагает либо применение узкополосных сигналов [1-5], либо широкополосных сигналов при относительно узком секторе электронного сканирования диаграммы направленности [6]. В то же время для решения стоящих перед современными РЛС задач требуется использование сигналов с широким спектром (до десятков процентов от значения несущей частоты). К таким задачам относятся обеспечение помехозащищенности РЛС и повышение ее разрешающей способности по дальности, позволяющей обеспечить распознавание обнаруженных объектов по их дальностным портретам или определить численный состав групповой цели [7].
При широком спектре излучаемого ЛЧМ-сигнала и широком секторе электронного сканирования на линейный набег фазы на раскрыве линейной АФАР накладывается дополнительный набег фазы, вызванный девиацией частоты ЛЧМ-сигнала, что приводит к искажению диаграммы направленности АФАР в режиме приема. Поэтому в ряде технических решений при широкополосном зондировании цели ограничивают сектор электронного сканирования диаграммы направленности. В качестве примера в [8] приводятся характеристики РЛС типа GBR (Ground Based Radar), SBX (Sea-Based X-band radar), AN/TPY-2, использующих сигналы с шириной спектра порядка 1 ГГц (что позволяет обеспечить разрешающую способность РЛС по дальности 0,15 м), сектор электронного сканирования которых составляет всего 10°, тогда как в узкополосном режиме ширина сектора 120°.
Проведенный в [9] анализ показал, что дополнительный набег фазы определяется фазовым множителем
, (1)
где  - девиация частоты ЛЧМ-сигнала,  - длительность зондирующего импульса,  - номер излучателя линейной АФАР,  - шаг решетки,  - угол отклонения луча АФАР от нормали к ее раскрыву,  - текущее время ().
ф
В [9] предложено при излучении ЛЧМ-сигнала в каждом n-м элементе для выбранного направления фазирования θ компенсировать изменения фазы сигнала за счет девиации частоты Δƒ ЛЧМ-сигнала путем умножения (1) на комплексно сопряженный с ним коэффициент
(2)
ф
Поскольку и фазовый множитель (1), и комплексно сопряженный с ним коэффициент (2) являются функциями времени, они должны формироваться синхронно. В режиме передачи синхронизировать функции (1) и (2) не составляет технической сложности. В этом состоит достоинство способа [9]. Однако в [9] предложено и в режиме приема компенсировать изменение фазы сигнала с выхода n-го антенного элемента для выбранного направления фазирования θ путем умножения на комплексный коэффициент (2), при этом для принимаемого сигнала текущее время t находится интервале значений
з
з+
u,
t≤ t<tτ (3)
з
где t - время запаздывания отраженного от цели сигнала.
з
з<
u
Однако поскольку неизвестна дальность до цели, неизвестно и время запаздывания t. Даже если дальность до цели измерена, она измерена с погрешностью. Элементарный анализ показывает, что при значении погрешности измерения времени запаздывания Δt<τ вносимая дополнительная фазовая погрешность существенно искажает диаграмму направленности АФАР.
ф
Таким образом предложенный в [9] способ компенсации фазовых набегов, возникающих при приеме ЛЧМ-сигнала с девиацией частоты Δƒ и при фазировании луча в направлении θ, технически нереализуем. В этом состоит недостаток способа [9].
Рассмотренный недостаток устранен в техническом решении [10], содержащем последовательно соединенные излучатель модуля, малошумящий усилитель (МШУ), смеситель, усилитель промежуточной частоты (УПЧ), фильтр спектральных составляющих, а также М фильтров деления широкополосного спектра принимаемого сигнала на М узкополосных участков спектра, две группы синхронных фазовых детекторов (СФД) по М СФД в каждой группе, две группы аналого-цифровых преобразователей (АЦП) по М АЦП в каждой группе, постоянный фазовращатель на 90°, две группы управляемых фазовращателей по М управляемых фазовращателей в каждой группе и два цифровых сумматора. В этом случае широкополосный спектр принимаемого сигнала с помощью М фильтров делится на М узкополосных участков
,
где  - участок ширины спектра широкополосного сигнала, для которого выполняется условие узкополосности
где с - скорость света, L - максимальный размер раскрыва АФАР.
Управление диаграммой направленности АФАР осуществляется для каждого узкополосного i-го спектра () с помощью двух групп управляемых фазовращателей. При этом вносимый фазовый сдвиг для i-го узкополосного участка спектра определяется соотношением
,
i
ф
где ƒ - центральная частота i-го узкополосного спектра, n - номер излучателя линейной антенной решетки, d - шаг решетки, с - скорость света, θ - направление фазирования луча.
Таким образом управление диаграммой направленности АФАР при широкополосном сигнале сводится к управлению при узкополосном сигнале, что исключает появление дополнительных фазовых ошибок на раскрыве антенны, вызванных девиацией частоты зондирующего ЛЧМ-сигнала. В этом состоит достоинство технического решения [10], а к его недостаткам относятся: сложность конструкции аналого-цифрового модуля, низкий коэффициент полезного действия (КПД) и низкая точность фазового управления диаграммой направленности АФАР, обусловленная дискретностью используемых в техническом решении фазовращателей.
Указанные недостатки устранены в техническом решении [11], в котором упрощение конструкции аналого-цифрового приемного модуля и повышение его КПД достигнуты за счет исключения из его состава двух блоков управляемых фазовращателей, а повышение точности управления лучом АФАР обеспечено за счет введения двух групп цифровых комплексных умножителей по М умножителей в каждой группе и формирователя цифровых комплексных весовых коэффициентов. Данное техническое решение является наиболее близким к заявленному и выбрано в качестве прототипа. В его состав входят излучатель, малошумящий усилитель, смеситель, усилитель промежуточной частоты, фильтр спектральных составляющих, группа из М делителей на два направления, постоянный фазовращатель на 90°, две группы синхронных фазовых детекторов, состоящие из М детекторов каждая, две группы аналого-цифровых преобразователей (АЦП), состоящие из М АЦП каждая, две группы цифровых комплексных умножителей, состоящие из М умножителей каждая, два цифровых сумматора, выходы которых являются выходами приемного модуля. Второй вход смесителя подключен к выходу первого гетеродина АФАР. Вход постоянного фазовращателя подключен к выходу второго гетеродина АФАР. Управляющие входы АЦП подключены к выходу генератора тактовых импульсов АФАР. Вход формирователя цифровых комплексных коэффициентов соединен с выходом системы управления лучом АФАР. Выбранный в качестве прототипа аналого-цифровой приемный модуль имеет следующие недостатки.
В качестве делителей широкого спектра принимаемого сигнала на М узкополосных участков спектра применены аналоговые фильтры, параметры которых изменяются при изменении условий работы (температуры, давления и т.д.), что приводит к неконтролируемой погрешности выходного сигнала, т.е. к искажениям пеленгационной характеристики АФАР [12, с. 46]. Кроме того, наличие большого количества (М) аналоговых фильтров в каждом приемном модуле приводит к повышению стоимости их производства.
В состав прототипа входят преобразователь частоты, усилитель промежуточной частоты, фильтр спектральных составляющих, т.е. обработка принимаемого сигнала, осуществляется на промежуточной частоте, что ограничивает функциональные возможности РЛС по обеспечению требуемой разрешающей способности по дальности, необходимой для распознавания одиночных целей по дальностному портрету, а также для определения численного состава групповой цели. Так, для обеспечения разрешающей способности РЛС по дальности , что необходимо для выделения сигнала от одной цели в составе групповой, ширина спектра зондирующего сигнала должна быть
.
В этом случае промежуточная частота должна быть по крайней мере на порядок выше ширины спектра сигнала, т.е.
В свою очередь частота несущего колебания зондирующего сигнала должна быть по крайней мере на порядок выше промежуточной, т.е.
о
что соответствует длине волны λ=2 см, непригодной для РЛС большой дальности действия ввиду большого затухания волн сантиметрового диапазона в атмосфере. Если потребуется разрешение по дальности , то придется использовать миллиметровый диапазон волн.
В состав приемного модуля-прототипа входят по два АЦП на каждый узкополосный канал. Например, если разрешающая способность РЛС по дальности , то ширина спектра зондирующего сигнала
.
о=
6
Тогда несущая частота зондирующего сигнала , что соответствует длине волны λ0,06 м. Если при этом разрешающая способность по азимуту то линейный размер апертуры антенны в горизонтальной плоскости  Исходя из условия узкополосности спектра , примем=4.10 Гц. Тогда количество узкополосных участков спектра
следовательно, требуемое количество АЦП составит 2М=250. Наибольший вклад в стоимость приемного модуля вносят АЦП (например, оптовая стоимость двухканального АЦП ADC12DL3200 составляет 2599.95 долларов США за 100 шт. [13]), а количество приемных модулей в составе АФАР может составлять несколько тысяч [14, с. 119], что существенно повышает стоимость ее производства. Кроме того, в [15] приводятся характеристики быстродействующих АЦП, потребляемая мощность которых составляет не менее 3 Вт. Таким образом, при М АЦП в составе одного приемного модуля и при большом количестве таких модулей в составе АФАР (до нескольких тысяч) существенно возрастает стоимость ее эксплуатации.
Задачами изобретения являются снижение стоимости производства приемного модуля и стоимости эксплуатации АФАР, повышение точности формирования пеленгационной характеристики АФАР, расширение функциональных возможностей РЛС по обеспечению высокой разрешающей способности по дальности. Решение указанных задач достигается тем, что в цифровой приемный модуль, содержащий последовательно соединенные излучатель модуля и малошумящий усилитель (МШУ), а также М фильтров деления широкополосного спектра на М узкополосных участков спектра, выход i-го фильтра деления широкополосного спектра () соединен с входом i-го делителя на два направления, первый выход которого соединен с первым входом i-го синхронного фазового детектора (СФД) первой группы, а второй выход соединен с первым входом i-го СФД второй группы, две группы цифровых комплексных умножителей по М умножителей в каждой группе, к первому входу i-го умножителя каждой группы подключен i-й выход формирователя цифровых комплексных коэффициентов, вход которого соединен с выходом системы управления лучом (СУЛ) АФАР, выходы цифровых комплексных умножителей первой группы подключены к входам первого цифрового сумматора, выход которого является первым выходом приемного модуля, а выходы цифровых комплексных умножителей второй группы подключены к входам второго цифрового сумматора, выход которого является вторым выходом приемного модуля, введен аналого-цифровой преобразователь (АЦП), первый вход которого подключен к выходу малошумящего усилителя, а выход подключен к входам всех фильтров деления широкополосного спектра на М узкополосных участков спектра, которые реализованы на цифровых полосовых фильтрах с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтрах), причем вторые входы СФД первой группы и вторые входы СФД второй группы подключены к соответствующим (синусным и косинусным) ортогональным выходам цифрового гетеродина АФАР, общего для всех приемных модулей, вторые входы АЦП и цифровых полосовых фильтров деления широкополосного спектра на узкополосные участки спектра подключены к выходу генератора тактовых импульсов АФАР, общего для всех приемных модулей, выходы всех СФД подключены к вторым входам соответствующих цифровых комплексных умножителей.
Таким образом, отличия предлагаемого цифрового приемного модуля АФАР от прототипа состоят в следующем:
В состав предлагаемого приемного модуля вместо 2М АЦП входит всего один, что делает конструкцию приемного модуля более простой и дешевой, кроме того, значительно уменьшается потребляемая аналого-цифровыми преобразователями мощность. Данное отличие от прототипа позволяет снизить стоимость производства приемного модуля и стоимость эксплуатации АФАР.
Аналого-цифровой преобразователь включен между выходом малошумящего усилителя и входами фильтров-делителей широкополосного спектра на узкополосные участки, т.е. цифровая обработка принимаемых сигналов осуществляется без преобразования на промежуточную частоту.
До определенного времени разработчики АФАР вынуждены были строить приемные модули (или приемные каналы приемно-передающих модулей) по супергетеродинной схеме, так как АЦП и цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП) с приемлемым для радиолокационных систем динамическим диапазоном могли работать на частотах 100-200 МГц, что приводило к необходимости установки в приемно-передающем модуле преобразователей частоты, так как дискретизация сигналов на несущей частоте была невозможна [16, c.9]. Однако современный уровень технологии АЦП дает возможность проводить аналого-цифровое преобразование сигналов со скоростью до 40 гигавыборок в секунду с 8-10-разрядным разрешением, при этом диапазон входных аналоговых сигналов составляет до 13 ГГц [14, с. 120]. На целесообразность такого решения указывалось в ряде работ [14, 17], например в [14, с. 183] отмечается, что при высоких требованиях к динамическому диапазону и коэффициенту шума приемного тракта его целесообразно реализовывать без частотного преобразования. Однако в рамках данного изобретения отказ от частотного преобразования диктуется прежде всего тем, что в этом случае снимаются ограничения по обеспечению высокой разрешающей способности РЛС по дальности, что необходимо для распознавания типа одиночной цели по дальностному портрету и (или) определения численного состава групповой цели. Такой подход к отказу от частотного преобразования принимаемого сигнала в известной технической литературе отсутствует.Таким образом, данное отличие от прототипа обеспечивает устранение связанных с частотным преобразованием сигнала ограничений по реализации требуемой разрешающей способности по дальности.
В качестве делителей широкополосного спектра на узкополосные участки применены цифровые полосовые КИХ-фильтры, обеспечивающие, в отличие от примененных в прототипе аналоговых фильтров, высокую точность формирования пеленгационной характеристики АФАР и возможность их реализации в виде специализированных программируемых логических интегральных схем [18, 19]. Проведенный в работе [19] анализ показал, что современная элементная база позволяет производить цифровую обработку сигналов в реальном масштабе времени на частотах до 1,5 ГГц, а в ближайшие годы до 20 ГГц.
Указанные отличительные признаки являются существенными, так как обеспечивают получение положительного эффекта, состоящего в снижении стоимости производства приемного модуля и снижении стоимости эксплуатации АФАР по сравнению с прототипом за счет существенного сокращения количества дорогостоящих и потребляющих большую мощность АЦП, в повышении точности формирования пеленгационной характеристики АФАР на основе применения цифровых полосовых КИХ-фильтров, а также в расширении функциональных возможностей РЛС по обеспечению высокой разрешающей способности по дальности за счет исключения частотного преобразования принимаемого сигнала.
Сущность изобретения иллюстрируется фигурой 1, на которой приведена структурная схема цифрового приемного модуля АФАР. В состав цифрового приемного модуля входят: 1 - излучатель, 2 - малошумящий усилитель, 3 - АЦП, 4 - группа из М цифровых полосовых КИХ-фильтров деления широкого спектра на узкополосные участки спектра, 5 - группа из М делителей на два направления, 6 и 7 - две группы синхронных фазовых детекторов (СФД), состоящие из М детекторов каждая, 8 - формирователь цифровых комплексных коэффициентов, 9 и 10 - две группы цифровых комплексных умножителей, состоящие из М умножителей каждая, и 11 и 12 - два цифровых сумматора, выходы которых являются выходами цифрового приемного модуля. Управляющие входы АЦП 3 и цифровых фильтров 4 подключены к выходу генератора тактовых импульсов АФАР 15. Вход формирователя цифровых комплексных коэффициентов 8 подключен к выходу 16 системы управления лучом АФАР.
Цифровой приемный модуль работает следующим образом. Принятый излучателем 1 отраженный от цели сигнал поступает на вход малошумящего усилителя 2, который повышает уровень сигнала до величины, достаточной для его аналого-цифрового преобразования АЦП 3. Оцифрованный сигнал с выхода АЦП 3 поступает на входы М цифровых полосовых КИХ-фильтров 4. С выходов цифровых полосовыхКИХ-фильтров 4 узкополосные сигналы поступают на входы М делителей на два направления 5. С первого выхода i-го () делителя 5 сигнал поступает на первый вход i-го синхронного фазового детектора 6 первой группы, а со второго выхода i-го делителя 5 сигнал поступает на первый вход i-го СФД 7 второй группы. Цифровые коды синусоидального опорного напряжения с выхода 13 цифрового квадратурного гетеродина АФАР поступают на вторые входы СФД 6 первой группы, а цифровые коды косинусоидального опорного напряжения с выхода 14 цифрового гетеродина АФАР поступают на вторые входы СФД 7 второй группы.
Синхронные фазовые детекторы 6 и 7 делят поступающие на их входы узкополосные цифровые сигналы на две квадратурные составляющие - синфазную  и квадратурную , где k - порядковый номер цифрового отсчета (), T - период дискретизации напряжения сигнала, определяемый в соответствии с теоремой Котельникова и задаваемый генератором тактовых импульсов АФАР 15. Синфазная составляющая сигнала на выходе i-го СФД 6 первой группы может быть представлена в виде
, (4)
а квадратурная составляющая
, (5)
где  - центральная частота i-го узкополосного сигнала,
,  - цифровые коды амплитуд, а , - цифровые коды фаз напряжений (4) и (5), частота колебаний гетеродина АФАР, равная частоте зондирующего сигнала
Комплексные огибающие напряжений (4) и (5) имеют вид
, (6)
, (7)
Цифровые коды (6) с выхода i-го СФД первой группы 6 поступают на второй вход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы 9, а цифровые коды (7) с выхода i-го СФД второй группы 7 поступают на второй вход i-го цифрового комплексного умножителя 10 второй группы.
На вход блока 8 формирователя цифровых комплексных коэффициентов с выхода 16 системы управления лучом АФАР поступают значения направляющих косинусов углов  и , определяющих ожидаемое направление прихода отраженного от цели сигнала. Комплексные цифровые весовые коэффициенты  для каждой центральной частоты узкополосного сигнала вычисляются в соответствии с соотношением
, (8)
где , (9)
c - скорость света, m и n - номера строк и столбцов, на пересечении которых размещены излучатели АФАР, и - шаг решетки вдоль осей OX и OY соответственно.
В результате умножения комплексных огибающих напряжений (6) и (7) на комплексные весовые коэффициенты (8) напряжения (6) и (7) получают дополнительный сдвиг по фазе на величину, определяемую соотношением (9). Сигнал с выхода i-го цифрового комплексного умножителя первой группы 9 поступает на i-й вход первого цифрового сумматора 11, а сигнал с выхода i-го цифрового комплексного умножителя второй группы 10 поступает на i-й вход второго сумматора 12. Сумматоры 11 и 12 суммируют цифровые коды соответственно синфазных и квадратурных составляющих узкополосных участков широкополосного спектра. В результате с первого и второго выходов цифрового приемного модуля в систему первичной обработки радиолокационной информации поступают цифровые коды амплитуды и фазы принимаемого данным модулем сигнала.
Таким образом, техническая реализация предлагаемого цифрового приемного модуля позволит снизить стоимость его производства и стоимость эксплуатации АФАР, повысить точность формирования ее пеленгационной характеристики АФАР и обеспечить требуемое значение разрешающей способности РЛС по дальности.
Источники информации, использованные при составлении заявки:
1. Патент США №59430/10, H01Q 3/24. 24.08.1999. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.
2. Патент США №6441783, H01Q 3/22, 27.08.2002. Circuit Module for a Phased Array.
3. Патент РФ №2454763, H01Q 21/00, 27.06.2012. Приемно-передающий модуль активной фазированной антенной решетки СВЧ диапазона.
4. Патент РФ №2206155, H01Q 3/34, 10.06.2003. Приемно-передающий модуль активной фазированной антенной решетки.
5. Патент РФ №2362268, Н04 В 1/38, 10.02.2009. Приемопередающий модуль активной фазированной антенной решетки.
6. Патент РФ №2571884, H01Q 21\00, 27.12.2015. Приемо-передающий модуль активной фазированной антенной решетки.
7. Патент РФ №2513041, G01S 13/52, 20.04.2014. Устройство идентификации воздушных объектов по структуре дальностного портрета.
8. Абраменков В.В, Васильченко О.В, Муравский А.П. Обработка протяженных сверхширокополосных сигналов в РЛС с электронным сканированием ДНА \ Электромагнитные волны и электронные системы, 2013, т.8, №3, с. 7-14.
9. Патент РФ №2516683, H01Q 21/00, 20.05.2014. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.
10. Патент РФ №2146076, Н03М 1/12, 27.02.2000. Аналого-цифровой модуль.
11. Патент РФ №2692417, Н03М 1/12; H01Q 21/00, 24.06.2019.. Аналого-цифровой модуль активной фазированной антенной решетки.
12. Гольденберг Л.М. и др. Цифровая обработка сигналов: Справочник. - М.: Радио и связь, 1985. - 312 с.
13. Официальный сайт кампании Texas Instruments Inc.: Стоимость АЦП ADC12DL3200. - URL: http://www.ti.com/product/ADC12DL3200.
14. Добычина Е.М., Малахов Р.Ю. Цифровой приемо-передающий модуль активной фазированной антенной решетки. /Научный вестник МГТУ ГА. - М.: 2014. №209.с.117-123.
15. ADC12DL3200 6.4-GSPS Single-Channel or 3.2-GSPS Dual-Channel, 12-Bit Analog-to-Digital Converter (ADC) With LVDS Interface: Texas Instruments ADC12DL3200. SLVSDR3A -May 2018-Revised September 2018.
16. Топчиев. С.А., Никитин М.В. Разработка в ПАО «РАДИОФИЗИКА» РЛС с цифровыми АФАР. / Сборник научных трудов по материалам XIII молодежной научно-технической конференции «Радиолокация и связь - перспективные технологии». - М.: ПАО «Радиофизика», 03.12.2015. с. 7-15.
17. Frenzel L. High-Speed Data Converters Make Direct-Sampling Receivers Practical./ Electronic Design. Feb 12, 2019. - URL: https://www.electronicdesign.com/analog/high-speed-data-converters-make-direct-sampling-receivers-practical.
18. Multicore Fixed and Floating-Point Digital Signal Processor. Check for Evaluation Modules (EVM): TMS320C6678. Texas Instruments. TMS320C6672. SPRS708E-November 2010-Revised March 2014.
19. Speed per Milliwatt Rations for Fixed-Points Parcaged Processors/ Berkeley Design Technolog. Inc. Nov.2013.