ПОЛНОСТЬЮ ЦИФРОВОЙ РАСХОДОМЕР, ОСНОВАННЫЙ НА ИЗМЕРЕНИИ ВРЕМЕНИ ПРОХОЖДЕНИЯ, В КОТОРОМ ИСПОЛЬЗУЕТСЯ ОБРАЩЕННАЯ ВО ВРЕМЕНИ АКУСТИКА
FULLY DIGITAL FLOWMETER BASED ON MEASUREMENT OF TRANSIT TIME, IN WHICH TIME-REVERSED ACOUSTICS IS USED

Настоящее изобретение относится к расходомерам, а конкретно к ультразвуковым расходомерам, основанным на измерении времени прохождения.
Различные типы расходомеров в настоящее время используются для измерения объемного расхода текучей среды, такой как жидкость или газ, через трубу. Ультразвуковые расходомеры представляют собой либо доплеровские расходомеры, в которых применяется акустический эффект Доплера, либо расходомеры, основанные на измерении времени прохождения, иногда также называемые расходомерами на основе передаваемых сигналов, в которых применяется разность по времени распространения сигнала, вызванная относительным движением источника и среды. Время прохождения также называется временем пролета или временем переноса.
Ультразвуковой расходомер, основанный на измерении времени прохождения, оценивает разность по времени распространения ультразвуковых импульсов, распространяющихся в направлении потока и против него. Ультразвуковые расходомеры предоставляются как встроенные расходомеры, также известные как погружные или помещаемые в текучую среду расходомеры, или как закрепляемые расходомеры, также известные как непогружные расходомеры. К другим видам расходомеров относятся каналы Вентури, переливные пороги, радарные расходомеры, расходомеры Кориолиса, расходомеры, основанные на принципе дифференциального давления, магнитно-индуктивные расходомеры и другие типы расходомеров.
При наличии нестандартных профилей потока или открытых каналов, для определения средней скорости потока может быть необходимо более одного пути распространения. Среди прочего, процедуры многопутного распространения описаны в таких гидрометрических стандартах, как IEC 41 или EN ISO 6416. В качестве дополнительного применения ультразвуковые расходомеры также используются для определения профилей потока, например, с помощью акустического доплеровского измерителя течения (ADCP). ADCP также подходит для измерения скорости и истечения воды в реки и открытые воды.
В Белой книге SLAA814-December 2017 «Matched-Filter Ultrasonic Sensing: Theory and Implementation» за авторством Zhaohong Zhang описан принцип действия технологии ультразвуковой локации на основе согласованного фильтра и однокристальная платформа для ее реализации с использованием микроконтроллера (TI) MSP430FR6047.
Целью настоящего изобретения является предоставление усовершенствованного расходомера, основанного на измерении времени переноса, и соответствующего выполняемого компьютером способа измерения средней скорости потока или профиля потока текучей среды в целом, а конкретно таких жидкостей, как вода, и/или газов.
В устройстве измерения расхода согласно настоящему изобретению для генерирования и для приема измерительного сигнала используются звуковые измерительные преобразователи, например, в виде пьезоэлектрических элементов, также известных как пьезоэлектрические измерительные преобразователи.
Альтернативные звукопередатчики содержат лазеры, которые возбуждают вибрацию металлической мембраны или другой поглощающей свет поверхности, или электродинамические громкоговорители. Согласно другим вариантам осуществления расходомер создает волны сжатия другими способами, как, например, с помощью устройства MEMS, с использованием пьезоэлектрической мембраны и т. д. Приемная сторона может также быть представлена другими средствами, которые отличаются от пьезоэлектрических измерительных преобразователей, но обнаруживают ультразвуковые волны.
Хотя термин «пьезоэлектрический измерительный преобразователь» часто используется в настоящем описании, он обозначает также и другие измерительные преобразователи звуковых волн, которые создают или обнаруживают ультразвуковые волны.
Измерительный сигнал согласно настоящему изобретению может быть сформирован согласованным фильтром. Когда слово «сигнал» используется со ссылкой на этап управления сигналом, оно может, в частности, относиться к представлению сигнала в машиночитаемом запоминающем устройстве.
В частности, представление сигнала может быть определено парой значений оцифрованных амплитуд и связанного дискретного времени.
Ультразвуковой расходомер согласно настоящему изобретению может предоставлять требуемые свойства фокусирующей способности путем использования сигнала произвольной формы с целью получения ультразвуковым расходомером сигнала с требуемыми свойствами в принимающем измерительном преобразователе или путем вычислений после принимающего ADC.
Например, частота звуковых волн, которые используются в расходомере согласно настоящему изобретению, может составлять от 20 кГц до 2 МГц, что соответствует периоду колебаний 0,5 микросекунды (мкс), но может даже составлять до 800 МГц.
В одном аспекте настоящее изобретение описывает микроконтроллер для определения скорости потока с помощью ультразвукового расходомера, основанного на измерении времени прохождения, в котором используется обращенный во времени оцифрованный сигнал. В частности, этот расходомер может являться «полностью цифровым» в том смысле, что оценка сигналов осуществляется путем цифровой обработки сигналов, и электрические сигналы, подаваемые в ультразвуковые измерительные преобразователи, представляют собой ступенчатые сигналы, которые также можно считать цифровыми сигналами. Иначе говоря, эти электрические сигналы содержат последовательность дискретных уровней напряжения, которые являются постоянными в течение предварительно определенных значений времени выборки. За счет этого отсутствует потребность в цифро-аналоговом преобразователе (DAC) с аналоговой частью, и DAC можно заменить генератором импульсов.
Микроконтроллер выполнен с возможностью генерирования произвольных импульсных сигналов. В частности, микроконтроллер может быть выполнен с возможностью вывода последовательностей импульсов с произвольной частотой и длительностью.
Микроконтроллер согласно настоящему изобретению может содержать множество буферных выходных выводов, например, четыре или восемь выходных выводов, вместо одного. Для этого микроконтроллер может содержать множество буферов, например, четыре или восемь буферов, в параллельной конструкции, что делает возможным вывод с временным уплотнением всех сигналов во все соответствующие каналы или буферы.
Иначе говоря, путь передатчика, или путь генерирования сигналов в кристалле или FPGA, или путь, соединенный с таким кристаллом или FPGA, выполнен с возможностью генерирования произвольных последовательностей импульсов с произвольно выбранной длительностью импульса. В данном документе «произвольный» означает произвольный в пределах предварительно определенных диапазона и точности, например, в пределах предварительно определенного диапазона между минимальной и максимальной частотой и в пределах предварительно определенной точности.
Микроконтроллер содержит первый приемный вывод для соединения с первым ультразвуковым измерительным преобразователем, первый передающий вывод для соединения с первым ультразвуковым измерительным преобразователем, второй приемный вывод для соединения со вторым ультразвуковым измерительным преобразователем, второй передающий вывод для соединения со вторым ультразвуковым измерительным преобразователем. Приемные выводы и передающие выводы также называются «соединителями».
В одном варианте осуществления первый приемный вывод и первый передающий вывод совпадают со вторым приемным выводом и вторым передающим выводом. Это может быть особенно полезно, когда отсутствуют перекрывающиеся отправка и прием.
Первый приемный вывод и второй приемный вывод соединены с блоком обработки сигналов или средствами обработки сигналов, которые предусмотрены для оценки сигналов, принятых из измерительных преобразователей. Блок обработки сигналов содержит аналого-цифровой преобразователь (ADC) и схему оценки. В отличие от простой схемы синхронизации, ADC может предоставлять различные возможности для вычисления формы сигнала.
Для снижения частоты выборки и/или амплитудного разрешения ADC может использоваться предсказанная форма сигнала. В частности, форма сигнала согласно настоящему изобретению может находить применение в средствах энергосбережения. Для дополнительного снижения энергопотребления частота выборки и/или амплитуда точности оцифровки амплитуды ADC также могут являться неравномерными и зависящими от времени, и эта зависимость от времени может зависеть от предсказанной формы сигнала. Кроме того, ADC может включаться только после обусловленного времени после отправки измерительного сигнала и снова выключаться после приема сигнала отклика.
Первый передающий вывод и второй передающий вывод соединены с блоком генерирования сигналов. Блок генерирования сигналов содержит запоминающее устройство для хранения параметров сигнала и буфер.
Блок генерирования сигналов и блок обработки сигналов выполнены с возможностью отправки колебательного электрического выходного сигнала в первый передающий вывод, и с возможностью приема сигнала отклика на втором приемном выводе, и с возможностью получения скорости потока текучей среды на основе по меньшей мере принятого сигнала отклика.
В одном варианте осуществления буфер блока генерирования сигналов соединен с блоком широтно-импульсной модуляции (PWM), который соединен с фильтром нижних частот. Широтно-импульсная модуляция может предоставлять простой и надежный способ генерирования аналогового электрического сигнала на основе цифрового сигнала, который затем подается в ультразвуковой измерительный преобразователь, такой как пьезоэлемент, пьезомембрана или мембрана громкоговорителя, микроэлектромеханический элемент или измерительный преобразователь другого типа. За счет использования силовой электроники, выходной сигнал широтно-импульсной модуляции можно сделать достаточно интенсивным для того, чтобы во многих случаях не требовалось дополнительное усиление сигнала. PWM может обеспечивать достаточное качество результирующего аналогового сигнала.
Для генерирования выходного сигнала со ступенчатой формой или ступенеобразной формой, PWM микроконтроллера может также использоваться со слабой фильтрацией нижних частот или без нее после вывода из буфера или PWM. Для этого фильтр нижних частот может быть предусмотрен как регулируемый или переключаемый фильтр нижних частот.
Сигналы PWM хранят информацию об амплитуде в информации о времени сигнала. На разрешение сигнала PWM оказывает влияние степень детализации временного разрешения. По этой причине генератор сигналов PWM может быть выполнен с возможностью обеспечения более высокой, например, в 10 раз более высокой, частоты, чем сравнимый ADC. Амплитуда генератора сигналов PWM может быть равной или подобной генератору импульсов.
В дополнительном варианте осуществления блок генерирования сигналов микроконтроллера содержит программируемую пользователем матрицу логических элементов (FPGA), которая соединена с цифровым входным/выходным соединителем. Блок генерирования сигналов выполнен с возможностью получения колебательного сигнала на основе выходного сигнала FPGA, при этом выходной сигнал FPGA модифицируется путем доставки программных команд на цифровой входной/выходной соединитель.
В частности, FPGA может содержать логическое устройство или компоновку схемы для получения требуемого выходного сигнала на основе предоставленных параметров сигнала. Среди прочего, эти параметры сигнала могут быть считаны из запоминающего устройства, предварительно вычислены или вычислены в реальном времени. В одном варианте осуществления вычисление параметров сигнала, на основе которых получается выходной сигнал, зависит от принятого сигнала.
В дополнительном варианте осуществления блок генерирования сигналов выполнен с возможностью генерирования последовательности сигнала, причем последовательность сигнала содержит части колебательного сигнала, разделенные предварительно определенными периодами молчания, в которых выходное напряжение является постоянным, в частности, во время периода молчания выходное напряжение может являться нулевым. В одном варианте осуществления части колебательного сигнала повторяются через равные промежутки времени. В другом варианте осуществления длительность частей колебательного сигнала и промежутков времени между ними определяется путем вычисления. В частности, вычисление указанных промежутков времени может включать случайную составляющую, или «дрожание», в пределах предварительно определенного диапазона амплитуд, за счет чего части колебательного сигнала имеют случайно изменяющееся расстояние во времени одна относительно другой.
Согласно дополнительному варианту осуществления генерирование сигнала, представляющего собой колебательный сигнал, включает применение широтно-импульсной модуляции и применение фильтра нижних частот к выходному сигналу широтно-импульсной модуляции.
В еще одном дополнительном варианте осуществления генерирование сигнала, представляющего собой колебательный сигнал, включает генерирование последовательности сигнала, причем последовательность сигнала содержит части колебательного сигнала, разделенные предварительно определенными периодами молчания, в которых выходное напряжение является постоянным, при этом постоянный уровень напряжения может являться нулевым.
Во время измерения скорости потока микроконтроллер подает второй измерительный сигнал в один из измерительных преобразователей, принимает сигнал отклика на второй измерительный сигнал в другом из измерительных преобразователей и обрабатывает сигнал отклика с целью получения скорости потока.
Согласно одному аспекту в настоящем изобретении описывается выполняемый компьютером способ определения скорости потока текучей среды в трубопроводе для текучей среды или канале, в частности, в трубе или трубке, с использованием ультразвукового расходомера, основанного на измерении времени передачи. В предпочтительном варианте осуществления «выполняемый компьютером» относится к исполнению на электронных компонентах с мелкой структурой, таких как микропроцессоры, схемы ASIC, матрицы FPGA и т. п., которые могут использоваться в портативных или в компактных стационарных устройствах цифровой обработки сигналов, которые обычно меньшего размера, чем рабочие станции или базовые компьютеры, и которые могут быть размещены в требуемом местоположении вдоль трубы для текучей среды.
Далее термины «канал», «трубопровод», «проход» и т. д. используются как синонимы. Объект настоящего изобретения может применяться для всех типов трубопроводов для текучих сред независимо от их соответствующей формы и независимо от того, являются ли они открытыми или закрытыми. Объект настоящего изобретения может также применяться для всех типов текучих сред или газов независимо от того, являются ли они газами, или жидкостями, или смесью обоих.
Во всей настоящей заявке часто используется термин «компьютер». Хотя к компьютеру относятся такие устройства, как переносной или настольный компьютер, передача и прием сигналов могут также быть выполнены микроконтроллерами, специализированными интегральными схемами (ASIC), матрицами FPGA и т. д.
Кроме того, соединительная линия между измерительными преобразователями может быть смещена относительно центра трубопровода для текучей среды, чтобы получить скорость потока в предварительно определенном слое, и может иметься более одной пары измерительных преобразователей. Кроме того, измерительный сигнал может быть обеспечен более чем одним измерительным преобразователем, и/или сигнал отклика на измерительный сигнал может быть измерен более чем одним измерительным преобразователем.
Кроме того, согласно настоящему изобретению раскрыто устройство измерения расхода с первым пьезоэлектрическим измерительным преобразователем, который соединен с первым соединителем, и со вторым ультразвуковым измерительным преобразователем, таким как пьезоэлектрический измерительный преобразователь, который соединен со вторым соединителем. В частности, ультразвуковые измерительные преобразователи, такие как пьезоэлектрические измерительные преобразователи, могут быть обеспечены средствами для крепления, такими как зажимной механизм, для прикрепления их к трубе.
Кроме того, согласно настоящему изобретению раскрывается устройство измерения расхода с частью трубы. Первый ультразвуковой измерительный преобразователь, такой как пьезоэлектрический измерительный преобразователь, установлен на части трубы в первом местоположении, и второй ультразвуковой измерительный преобразователь, такой как пьезоэлектрический измерительный преобразователь, установлен на части трубы во втором местоположении. В частности, измерительные преобразователи могут быть зафиксированы на части трубы. Обеспечение устройства частью трубы может предоставить преимущества, когда устройство предварительно регулируют по отношению к части трубы.
Устройство может быть выполнено компактным и портативным. Портативное устройство согласно настоящему изобретению, которое оборудовано измерительными преобразователями, выполненными с возможностью установки на поверхности, такими как измерительные преобразователи с механическим креплением, может использоваться для проверки трубы в любом доступном местоположении. В целом, устройство может быть неподвижным или портативным. Предпочтительно устройство является достаточно компактным для размещения в требуемом местоположении и достаточно защищенным от окружающих условий, таких как влажность, тепло и коррозионные вещества.
В частности, специализированные электронные компоненты могут быть снабжены электронными компонентами, содержащими вышеупомянутое машиночитаемое запоминающее устройство. Согласно другим вариантам осуществления специализированные электронные компоненты обеспечены компонентами с аппаратно-реализованной или предусматривающей различные конфигурации схемой, такой как специализированная интегральная схема (ASIC) или программируемая пользователем матрица логических элементов (FPGA).
Процедура обучения для обучения сигнала может осуществляться так, как описано ниже. В данном документе сигнал, генерируемый посредством процедуры обучения, может относиться к цифровому фильтру или другой дискретной временной последовательности. Этот сигнал может использоваться для генерирования звукового сигнала, или он может использоваться для вычислений при обработке оцифрованной версии принятого звукового сигнала.
Обучение осуществляют путем захвата ступенчатого отклика канала в управляемых условиях, например, в режиме нулевого расхода. Его можно осуществить, используя один или более импульсов в качестве передаваемого сигнала, который передается по каналу. В данном документе «канал» относится к каналу связи, содержащему текучую среду.
Ступенчатый отклик затем обрабатывается следующим образом.
В случае генерируемого сигнала PWM, ступенчатый отклик является обращенным во времени и оцифрованным так, что передаваемый сигнал PWM соответствует обращенному во времени ступенчатому отклику.
В случае ввода в виде последовательности импульсов, ступенчатый отклик канала после аналого-цифрового преобразования сохраняется в цифровом приемном фильтре.
Фаза измерения может затем осуществляться следующим образом.
В случае использования сигнала PWM, обращенный во времени импульсный отклик канала, полученный с помощью процесса обучения, используется как передаваемый сигнал путем доставки обращенного во времени цифрового сигнала в качестве ввода в устройство PWM и соединения вывода устройства PWM с ультразвуковым измерительным преобразователем.
В случае использования последовательности импульсов, в качестве передаваемого сигнала или измерительного сигнала в фазе измерения можно использовать тот же сигнал, который используется в фазе обучения. Например, в качестве передаваемого сигнала или в качестве измерительного сигнала можно использовать ступенчатый сигнал, или единичный импульс, или последовательность импульсов. В одном примере последовательность импульсов содержит 10-30 импульсов. Альтернативно измерительный сигнал может быть длиннее или короче, чем в фазе обучения.
В случае использования сигнала PWM в качестве передаваемого сигнала, передаваемый сигнал сворачивается с помощью импульсного отклика канала, и на входе ADC принимается выраженный пик. Иначе говоря, в приближении LTI-системы (линейной стационарной системы) принятый сигнал отклика представляет собой свертку передаваемого сигнала с помощью предварительно определенного импульсного отклика канала.
Принятый сигнал оцифровывается, и пик сигнала используется, например, для получения информации о времени прохождения. Это можно осуществить либо с помощью процесса выборки с высоким разрешением, либо альтернативно с помощью интерполяции принятого сигнала. Упомянутое обнаружение пика сигнала принадлежит к PWM, причем пики появляются только сразу же после ADC, если процесс корреляции выполняется в канале.
Пик также можно вычислить после ADC, если сохраненный обратный фильтр скоррелирован с приемным фильтром.
В случае использования в качестве передаваемого сигнала последовательности импульсов, обработка сигнала, как разъясняется, может осуществляться способом DTRAF или DTRAC согласно настоящему изобретению. Способ DTRAC может обеспечивать большую эффективность использования вычислительной мощности по сравнению со способом DTRAF. Одной причиной большей эффективности является то, что в способе DTRAF выполняется фильтрация всех принятых сигналов с помощью FIR-фильтров. С другой стороны, в способе DTRAC данная емкая по отношению к вычислительной мощности операция не выполняется, и вместо нее непосредственно выполняется корреляция оцифрованных измерительных сигналов.
В случае DTRAF принятый сигнал подвергается фильтрации с помощью обратной величины отклика канала, которая была сохранена ранее, обычно в фильтре с конечным импульсным откликом (FIR-фильтре) после фазы обучения. В результате данной операции фильтрации получается выраженный пик. Данная операция может выполняться для сигналов как выше по потоку, так и ниже по потоку. Затем результирующие сигналы подвергают взаимной корреляции и интерполяции.
Во-вторых, в случае DTRAC сигналы ADC процесса измерения подвергают взаимной корреляции с обучающими сигналами, а затем интерполируют. Это также можно осуществлять для сигналов выше по потоку и ниже по потоку, так что можно вычислить разность значений времени прохождения ΔT между сигналами выше по потоку и ниже по потоку.
Объект настоящего изобретения ниже объясняется более подробно со ссылкой на несколько фигур, на которых:
на фиг. 1 показана первая компоновка расходомера с двумя пьезоэлектрическими элементами;
на фиг. 2 показана компоновка расходомера по фиг. 1 с одним прямым сигналом и двумя рассеянными сигналами;
на фиг. 3 показана компоновка расходомера по фиг. 1 при взгляде в направлении потока;
на фиг. 4 показана вторая компоновка расходомера с четырьмя пьезоэлектрическими элементами и четырьмя прямыми сигналами;
на фиг. 5 показана компоновка расходомера по фиг. 4 при взгляде в направлении потока;
на фиг. 6 показана компоновка датчиков типа «многие к одному» для измерения расхода согласно настоящему изобретению;
на фиг. 7 показана компоновка датчиков типа «один ко многим» для измерения расхода согласно настоящему изобретению;
на фиг. 8 показана компоновка датчиков типа «один к одному» для измерения расхода в слое согласно настоящему изобретению;
на фиг. 9 показана компоновка с множеством датчиков для измерения расхода в нескольких слоях согласно настоящему изобретению;
на фиг. 10 показано устройство для измерения скорости потока согласно настоящему изобретению;
на фиг. 11 изображена итерационная процедура получения формы сигнала для использования в расходомере по фиг. 10;
на фиг. 12 изображена дополнительная процедура получения формы сигнала для использования в расходомере по фиг. 10;
на фиг. 13 изображена дополнительная процедура получения формы сигнала для использования в расходомере по фиг. 10;
на фиг. 14 показано сравнение сигнала PWM широтно-импульсного модулятора, аппроксимирующего обращенный во времени TRA-сигнал (обращенный во времени акустический сигнал), с обращенным во времени сигналом;
на фиг. 15 показано сравнение сигнала отклика на сигнал PWM по фиг. 15 и сигнала отклика на обращенный во времени сигнал по фиг. 15;
на фиг. 16 показаны результаты моделирования для коррелированной TRA на основе PWM;
на фиг. 17 показаны результаты моделирования для сигналов, сгенерированных с помощью способа цифровой корреляции с использованием TRA, показанного на фиг. 21;
на фиг. 18 показаны результаты моделирования для сигналов, сгенерированных с помощью способа цифровой фильтрации с использованием TRA, показанного на фиг. 19;
на фиг. 19 показана визуализация способа DTRAF в виде структурной схемы;
на фиг. 20 показано изображение общей интерполяции пиков для определения максимального значения функции корреляции;
на фиг. 21 показана визуализация способа DTRAC в виде структурной схемы; и
на фиг. 22 показан дополнительный вариант осуществления предложенного устройства измерения скорости потока.
В следующем описании приведены детали для описания вариантов осуществления настоящего изобретения. Однако для специалиста в данной области техники должно быть очевидно, что варианты осуществления могут быть осуществлены без таких деталей.
Некоторые части вариантов осуществления, которые показаны на фигурах, обладают подобными частями. Подобные части имеют одинаковые названия или подобные номера частей с главным символом или с алфавитным символом. Описание таких подобных частей также применимо по ссылке к другим подобным частям, где уместно, тем самым сокращая повторение текста без ограничения настоящего изобретения.
На фиг. 1 показана первая компоновка 10 расходомера. В компоновке расходомера первый пьезоэлектрический элемент 11 размещен на внешней стенке трубы 12, которая также называется трубкой 12. Второй пьезоэлектрический элемент 13 расположен на противоположной стороне трубы 12 так, что прямая линия между пьезоэлектрическим элементом 11 и расположенным ниже по потоку пьезоэлектрическим элементом 13 ориентирована под углом β к направлению 14 среднего потока, которое в то же время также является направлением оси симметрии трубы 12. Угол β выбран равным приблизительно 45 градусам в примере по фиг. 1, но он также может быть больше, таким как, например, 60 градусов, или меньше, таким как, например, 30 градусов.
Пьезоэлектрический элемент, такой как пьезоэлектрические элементы 11, 13 по фиг. 1, может в целом работать в качестве акустического передатчика и в качестве акустического датчика. Акустический передатчик и акустический датчик могут быть обеспечены тем же пьезоэлектрическим элементом или разными участками того же пьезоэлектрического элемента. В данном случае пьезоэлектрический элемент или измерительный преобразователь также называется пьезоэлектрическим передатчиком, когда он работает в качестве передатчика или источника звука, и он также называется акустическим датчиком или приемником, когда он работает в качестве акустического датчика.
Когда направление потока является таким, как показано на фиг. 1, первый пьезоэлектрический элемент 11 также называется «расположенным выше по потоку» пьезоэлектрическим элементом, а второй пьезоэлектрический элемент 13 также называется «расположенным ниже по потоку» пьезоэлектрическим элементом. Расходомер согласно настоящему изобретению работает в обоих направлениях потока по существу одинаково, и направление потока по фиг. 1 приведено лишь в качестве примера.
На фиг. 1 показан поток электрических сигналов по фиг. 1 для конфигурации, в которой расположенный выше по потоку пьезоэлектрический элемент 11 работает в качестве пьезоэлектрического измерительного преобразователя, а расположенный ниже по потоку пьезоэлектрический элемент 13 работает в качестве акустического датчика. Для ясности, устройство действует выше по потоку и ниже по потоку, т. е. положения пьезоэлектрических элементов могут являться взаимозаменяемыми.
Первый блок 15 вычисления соединен с расположенным выше по потоку пьезоэлектрическим элементом 11, а второй блок 16 вычисления соединен с расположенным ниже по потоку пьезоэлектрическим элементом 13. Первый блок 15 вычисления содержит первый цифровой сигнальный процессор, первый цифровой буфер и первый аналого-цифровой преобразователь (ADC). Подобным образом, второй блок 16 вычисления содержит второй цифровой сигнальный процессор, второй цифровой буфер и второй аналого-цифровой преобразователь (ADC). Первый блок 15 вычисления соединен со вторым блоком 16 вычисления.
Компоновка с двумя блоками 15, 16 вычисления, показанными на фиг. 1, приведена лишь в качестве примера. Другие варианты осуществления могут иметь разные номера и компоновки блоков вычисления. Например, может иметься только один центральный блок вычисления, или может иметься два блока ADC или буферных блока и один центральный блок вычисления, или может иметься два небольших блока вычисления на измерительных преобразователях и один больший центральный блок вычисления.
Блок вычисления или блоки вычисления могут быть снабжены, например, микроконтроллерами, или специализированными интегральными схемами (ASIC), или программируемыми пользователем матрицами логических элементов (FPGA).
Способ исполнения процесса измерения согласно настоящему изобретению включает следующие этапы.
Предварительно определенный цифровой измерительный сигнал генерируют путем синтеза электрического сигнала с помощью цифрового сигнального процессора первого блока 15 вычисления. Этот электрический сигнал отправляют из первого блока 15 вычисления в пьезоэлектрический измерительный преобразователь 11 по пути 17 сигнала. Пьезоэлектрический измерительный преобразователь 11 генерирует соответствующий ультразвуковой испытательный сигнал. Блоки 15 и 16 могут также быть предусмотрены в одном отдельном блоке.
Измерительный сигнал предусматривается в виде сигнала произвольной формы. Например, сигнал произвольной формы может быть представлен колебанием с широтно-импульсной модуляцией на основной частоте в диапазоне МГц, например, колебанием с частотой 1 МГц. Сигнал произвольной формы может также представлять единичный импульс.
Ультразвуковой испытательный сигнал проходит через текучую среду (например, жидкость) в трубе 12 к пьезоэлектрическому датчику 13. На фиг. 1 прямой путь сигнала, представляющего собой ультразвуковой сигнал, указан стрелкой 18. Подобным образом, прямой путь сигнала, представляющего собой ультразвуковой сигнал в обратном направлении, указан стрелкой 19. Сигнал отклика принимается пьезоэлектрическим датчиком 13, отправляется во второй блок 16 вычисления по пути 20 сигнала и оцифровывается вторым блоком 16 вычисления.
На дальнейшем этапе цифровой измерительный сигнал получают на основе оцифрованного сигнала отклика с помощью обработки сигналов. Согласно дополнительным вариантам осуществления получение измерительного сигнала включает дополнительные этапы обработки.
В расходомере согласно одному варианту осуществления настоящего изобретения один и тот же измерительный сигнал используется для обоих направлений 18, 19: направлений ниже по потоку и выше по потоку, предоставляя простую и эффективную компоновку. Согласно другим вариантам осуществления разные измерительные сигналы используются для обоих направлений. В частности, измерительный сигнал может быть подан к начальному приемнику испытательного сигнала. Такие компоновки могут предоставлять преимущества для асимметричных положений и форм трубы.
Принцип работы расходомера ниже объясняется более подробно со ссылкой на фиг. 1.
Ультразвуковой измерительный сигнал проходит через жидкость в трубе 12 к пьезоэлектрическому датчику 13. Сигнал отклика принимается пьезоэлектрическим датчиком 13, отправляется во второй блок 16 вычисления по пути 20 сигнала и оцифровывается вторым блоком 16 вычисления.
up
Подобный процесс осуществляется для сигнала, проходящего в обратном направлении 19, а именно вышеупомянутый измерительный сигнал подается в расположенный ниже по потоку пьезоэлектрический элемент 13, и сигнал отклика измеряется расположенным выше по потоку пьезоэлектрическим элементом 11 для получения времени пролета выше по потоку TOF в обратном направлении 19. Первый блок 15 вычисления определяет скорость потока, например, согласно формуле:
где L представляет собой длину прямого пути между пьезоэлектрическими элементами 11, 13, β представляет собой угол наклона прямого пути между пьезоэлектрическими элементами 11, 13 и направлением среднего потока, и c представляет собой скорость звука в жидкости при заданном давлении и температурных условиях.
Время пролета выше по потоку имеет вид:
и время пролета ниже по потоку имеет вид:
что приводит к формуле:
При использовании этой формулы нет необходимости определять температуру или давление, которые, в свою очередь, определяют плотность текучей среды и скорость звука, или непосредственно измерять скорость звука или плотность текучей среды. И наоборот, первая составляющая ошибки не исключается только для одного направления измерения.
Вместо использования коэффициента L∙cos(β), зависящее от потока значение можно получить на основе калибровочных измерений с известной скоростью потока. Эти калибровочные значения учитывают дополнительные эффекты, такие как профили потока и вклады от звуковых волн, рассеянных и не проходящих по прямой линии.
Согласно еще одному варианту осуществления измерительный сигнал, который должен подаваться в передающий пьезоэлектрический элемент, синтезируется с использованием сигнала произвольной формы.
Согласно дополнительному варианту осуществления настоящего изобретения время пролета сигнала оценивают с использованием метода взаимной корреляции. В частности, соответствующие смещения по времени могут быть оценены путем взаимной корреляции сигнала, принятого ниже по потоку или выше по потоку, с сигналом, принятым в режиме нулевого расхода, по формуле:
Flow
NoFlow
где t и  - временные переменные, Sig представляет сигнал выше по потоку или ниже по потоку в условиях измерения, когда имеется поток текучей среды через трубу, и где Sig представляет сигнал в условиях калибровки в режиме нулевого расхода. Пределы бесконечной суммы представляют достаточно большое временное окно [-T1, +T2] от момента времени T1 до момента времени T2. В общем, -T1 и +T2 не должны быть одинаковыми, и с практической точки зрения это может быть преимущественным для расходомера.
up
down
Смещение по времени TOF - TOF затем получают путем сравнения времени максимального значения функции корреляции выше по потоку со временем максимального значения функции корреляции ниже по потоку. Огибающая функции корреляции может быть использована для более точного определения места максимума.
В еще одном варианте осуществления отдельный блок оценивания предусмотрен между первым блоком 15 вычисления и вторым блоком 16 вычисления, который выполняет оценивание значений времени поступления сигнала и скорости потока.
В общем, измеренный сигнал акустического датчика получают на основе наложения рассеянных сигналов и прямого сигнала. Рассеянные сигналы отражаются от внутренних и внешних стенок трубы один или множество раз, включая процессы дополнительного рассеивания в стенке трубы. Это в качестве примера показано на фиг. 2.
Время поступления можно также определить с использованием методики согласованного фильтра. Согласно простой модели, основанной на предположениях прямолинейного распространения сигнала и зеркальных отражений от стенок трубопровода, принятый сигнал отклика можно смоделировать как:
x(t)= A*s(t-TOA) + n(t),
где t - временная переменная, A - коэффициент затухания, s - излучаемый сигнал, смещенный по времени на неизвестное время поступления TOA, и n(t) - шумовая составляющая. Время поступления TOA затем получается путем корреляции принятого сигнала x(t) со смещенным по времени измерительным сигналом s(t) согласно следующему:
y(t)= Integral(-inf, inf, x(τ)s(t- τ)),
где -inf, inf - пределы интегрирования от минус бесконечности до плюс бесконечности, и свертка x(τ)s(- τ) - функция, подвергаемая интегрированию по временной переменной τ.
Время поступления представляет собой значение времени или аргумент функции, для которого корреляция становится максимальной:
TOA = argmax[y(t)].
Вышеупомянутую корреляцию также можно выразить в виде свертки с помощью «согласованного фильтра» h(t), принимающего форму:
где a - нормировочный множитель, и s(t) - измерительный сигнал. Данную процедуру можно обобщить для случая множества приемников следующим образом. Определяется набор сдвигов по фазе, которые максимизируют сумму амплитуд сигналов отклика отдельных принимающих измерительных преобразователей. Время поступления определяется путем применения согласованного фильтра к функции суммы отдельных принятых сигналов отклика, смещенных на предварительно определенный набор сдвигов по фазе.
Конфигурация измерительного преобразователя по фиг. 1 является прямолинейной. Другие компоновки, в которых используются отражения на противоположной стороне трубы, также возможны, такие как V-образная и W-образная конфигурации. V-образная и W-образная конфигурации действуют на основе отражений на стенке трубы, которые индуцируют больше рассеяния, чем прямолинейная конфигурация. Объект настоящего изобретения имеет преимущества с данными конфигурациями при условии, что пути понимаются правильно.
В V-образной конфигурации два измерительных преобразователя установлены на одной и той же стороне трубы. Для записи отражения под углом 45 градусов они размещены на расстоянии, приблизительно равном диаметру трубы, в направлении потока. В W-образной конфигурации используются три отражения. Подобно V-образной конфигурации два измерительных преобразователя установлены на одной и той же стороне трубы. Для записи сигнала после двух отражений под углом 45 градусов они размещены на расстоянии, равном двум диаметрам трубы в направлении потока.
На фиг. 2 в качестве примера показаны первый акустический сигнал «1», который проходит прямо от пьезоэлектрического элемента 11 к пьезоэлектрическому элементу 13, и второй акустический сигнал «2», который дважды рассеивается на окружности трубы 12.
Для простоты случаи рассеяния показаны на фиг. 2-5 в виде отражений, однако в действительности процесс рассеяния может быть более сложным. В частности, рассеяние, имеющее наибольшее значение, происходит, как правило, на стенке трубы или на материале, который установлен перед пьезоэлектрическими измерительными преобразователями. На фиг. 3 показан вид по фиг. 2 в направлении потока в направлении наблюдения A-A.
На фиг. 4 и 5 показана вторая компоновка датчиков, в которой дополнительный пьезоэлектрический элемент 22 расположен под углом 45 градусов к пьезоэлектрическому элементу 11, и дополнительный пьезоэлектрический элемент 23 расположен под углом 45 градусов к пьезоэлектрическому элементу 13.
Кроме того, на фиг. 4 и 5 показаны пути акустического сигнала в виде прямых или ровных линий для ситуации, в которой пьезоэлектрические элементы 11, 22 действуют в качестве пьезоизмерительных преобразователей, а пьезоэлектрические элементы 13, 23 действуют в качестве акустических датчиков. Пьезоэлектрический элемент 23, который находится позади трубы 12 в виде по фиг. 4, показан пунктирной линией на фиг. 4.
На фиг. 6-9 в качестве примера показаны разные компоновки закрепляемых пьезоэлектрических измерительных преобразователей, для которых можно использовать измерение расхода согласно настоящему изобретению. За счет доставки во множество измерительных преобразователей сигналов на основе сигналов произвольной формы на принимающем измерительном преобразователе можно получить улучшенный сигнал, например, улучшенные свойства формирования луча сигнала. За счет предоставления множества принимающих измерительных преобразователей, принятый измерительный сигнал можно оценить более эффективно, и/или может быть достигнута большая свобода проектирования для измерительных сигналов произвольной формы.
Фиг. 6-9 выровнены так, что сила тяжести, действующая на жидкость в трубе 12, направлена вниз. Однако также могут быть использованы и компоновки, которые повернуты относительно компоновок, представленных на фиг. 6-9. Направление наблюдения на фиг. 6-9 проходит вдоль продольной оси трубы 12. Положение выше по потоку или ниже по потоку от измерительного преобразователя на фиг. 6-9 не указано.
В компоновке по фиг. 6 массив из пяти пьезоэлектрических элементов 31-35 предусмотрен в первом местоположении, и дополнительный пьезоэлектрический элемент 36 расположен выше по потоку или ниже по потоку от первого местоположения. Если использовать массив из пяти элементов 31-35 как передатчик, и использовать дополнительный элемент 36 как приемник, массив пьезоэлектрических элементов 31-35 можно использовать для получения предварительно определенного фронта волны и для достижения улучшенной фокусировки акустической волны в предварительно определенном направлении.
В компоновке по фиг. 7 в первом местоположении предусмотрен один пьезоэлектрический элемент 37, и массив из пяти пьезоэлектрических элементов 38-42 расположен выше по потоку или ниже по потоку от первого местоположения. Массив пьезоэлектрических элементов 38-42 можно использовать для получения улучшенной записи фронта волны сигнала отклика. Эта улучшенная запись может затем быть использована для получения улучшенного сигнала для измерения расхода, который затем подается в одиночный пьезоэлектрический элемент 37.
На фиг. 8 показана компоновка двух пьезоэлектрических элементов 43, 44, в которой один элемент расположен ниже по потоку от другого. Расстояние d от линии соединения между пьезоэлектрическими элементами 43, 44 до оси симметрии трубы 12 составляет приблизительно половину радиуса трубы 12, так что можно измерить слой потока на расстоянии d до центральной оси трубы 12.
Особенно для закрепляемых измерительных преобразователей, таких как пьезоэлектрические элементы 43, 44, показанные на фиг. 8, измерение расхода согласно настоящему изобретению обеспечивает улучшенный сигнал на принимающем пьезоэлектрическом элементе 44, 43 за счет формирования луча.
На фиг. 9 показана компоновка восьми пьезоэлектрических элементов 45-52, которые разнесены друг от друга на угол 45 градусов. Что касается размещений выше по потоку и ниже по потоку, возможны несколько компоновок.
В одной компоновке местоположения датчиков попеременно меняются по периметру между размещением выше по потоку и ниже по потоку, например, 45, 47, 49, 51 - выше по потоку, и 46, 48, 50, 52 - ниже по потоку.
В другой компоновке первые четыре идущих по порядку по периметру элемента, например, 45-48, расположены выше по потоку или ниже по потоку относительно других четырех элементов, например, 49-52. В еще одной компоновке с 16 пьезоэлектрическими элементами все пьезоэлектрические элементы 45-52 по фиг. 9 расположены в одной плоскости, и компоновка по фиг. 9 повторяется в направлении выше по потоку или ниже по потоку.
В компоновках по фиг. 6-9, принимающий измерительный преобразователь смещен от отправляющего измерительного преобразователя относительно продольного направления трубопровода или направления потока. В частности, измерительный преобразователь 36 по фиг. 6 смещен относительно измерительных преобразователей 31-35, измерительный преобразователь 37 по фиг. 7 смещен относительно измерительных преобразователей 38-42, измерительный преобразователь 44 по фиг. 8 смещен относительно измерительного преобразователя 43, и на фиг. 9 противоположные измерительные преобразователи смещены друг относительно друга в продольном направлении трубопровода. Например, измерительный преобразователь 51 смещен относительно измерительного преобразователя 47, и измерительный преобразователь 52 смещен относительно измерительного преобразователя 46.
На фиг. 10 в качестве примера показано устройство 60 измерения расхода для измерения расхода в компоновке на фиг. 1 или других компоновках согласно настоящему изобретению. В компоновке по фиг. 1 устройство 60 измерения расхода снабжено первым и вторым блоками 15 и 16 вычисления (не показаны на фиг. 10).
Первый соединитель 61 устройства 60 измерения расхода соединен с первым пьезоэлектрическим измерительным преобразователем 11 в трубопроводе 12 для текучей среды, и второй соединитель 62 устройства измерения расхода соединен со вторым пьезоэлектрическим измерительным преобразователем 13 в трубопроводе 12 для текучей среды.
Внутри устройства 60 измерения расхода первый соединитель 61 соединен с аналого-цифровым преобразователем 64 через мультиплексор 63 и первый усилитель 74. Второй соединитель 62 соединен с цифровым буфером 67 через второй усилитель 75 и демультиплексор 66.
Буфер 67 соединен с генератором 69 сигналов заданной формы, который соединен с базой 70 данных сигналов заданной формы. База 70 данных сигналов заданной формы соединена с ADC 64 через модуль 68 согласования, при этом предусматривается, что модуль 68 согласования выполняет согласование параметров с конкретными условиями испытываемого трубопровода 12. Кроме того, ADC 64 дополнительно соединен с блоком 71 вычисления скорости, который соединен с запоминающим устройством 72 для результатов.
Во время фазы генерирования сигналов генератор 69 сигналов заданной формы извлекает параметры формы сигнала из базы 70 данных сигналов заданной формы, получает электрический сигнал на основе извлеченных параметров формы сигнала и отправляет этот сигнал в цифровой буфер 67.
Конкретнее, устройство 60 измерения расхода может быть снабжено электронным блоком 53 обработки в форме микроконтроллера или FPGA, которая содержит, среди прочего, несколько ADC 64 с высокой разрешающей способностью, цифровой коррелятор (не показан на фиг. 10) и модуль, поддерживающий обнаружение огибающей сигнала. В направлении передачи устройство 60 измерения расхода генерирует цифровые сигналы с переменной частотой. В случае сигнала прямоугольной формы рабочий цикл сигнала можно изменять путем модуляции ширины импульса сигнала прямоугольной формы, что также известно как PWM.
ADC 64, модуль 68 согласования, база 70 данных сигналов заданной формы, генератор 69 сигналов заданной формы и буфер 67 предусматриваются, например, в электронном блоке 53 обработки, например, микроконтроллере или микропроцессоре. Среди прочего, электронный блок 53 обработки содержит штырь 54 соединителя для соединения с первым усилителем 74, штырь 55 соединителя для соединения со вторым усилителем 75, штырь соединителя (не показан) для соединения с батареей питания (не показана) и штырь соединителя (не показан) для соединения с потенциалом земли (не показан).
Между батареей питания и штырем соединителя могут быть предусмотрены дополнительные компоненты, не показанные на фиг. 10, такие как преобразователь электроэнергии.
В альтернативном варианте осуществления можно измерить «текущий отпечаток пальца» электронного блока 53 обработки при исполнении предложенных способов. Было обнаружено, что вычислительная часть способов находится не в области обзора (что могло бы представлять собой выраженный текущий отпечаток пальца), а скорее в плоских областях, следующих за областью обзора.
Устройство 60 измерения расхода может передавать сигналы с предварительно определенной частотой и амплитудой. Эти сигналы выводятся цифровым буфером 67. Альтернативно вывод может обеспечиваться компонентом, преобразующим предварительно определенный выходной сигнал в сигнал PWM.
Устройство по фиг. 10 показано для иллюстрации. Устройство для осуществления измерения расхода согласно настоящему изобретению может содержать больше или меньше компонентов, чем показано на фиг. 10. В частности, цифровые сигналы в соответствии с упоминаемыми ниже способами DTRAF и DTRAC могут генерироваться блоком 76 регулируемого генератора импульсов и не требуют наличия модуля 68 согласования, и/или базы 70 данных сигналов заданной формы, и/или генератора 69 сигналов заданной формы.
В случае сгенерированного с помощью PWM обращенного во времени сигнала предусматривается функциональная возможность обращения во времени принятого сигнала отклика или части принятого сигнала отклика и отправки обращенного сигнала в качестве входного сигнала в широтно-импульсный модулятор.
Процедуры следующих фиг. 11-13 могут использоваться для генерирования специально адаптированных цифровых выходных сигналов для использования при измерении согласно настоящему изобретению. Среди прочего, может изменяться фаза и амплитуда цифрового сигнала.
На фиг. 11 изображена итерационная процедура генерирования ультразвукового выходного сигнала, согласующегося с предварительно заданными критериями.
На первом этапе 80 генератор импульсов генерирует измерительный сигнал. На втором этапе 81 измерительный сигнал подают в первый измерительный преобразователь 11. Сигнал отклика измеряют во втором измерительном преобразователе 13 на этапе 82.
На следующем этапе 83 сигнал отклика оценивают в соответствии с предварительно определенными критериями. Например, сигнал отклика может согласовываться с предварительной определенной формой сигнала. Если на этапе 84 определяют, что сигнал отклика согласуется с предварительно определенными критериями, параметры измерительного сигнала определяют и сохраняют на этапе 86, предпочтительно, в базе 70 данных сигналов заданной формы для последующего использования.
Иначе частоту, амплитуду и/или фазу измерительного сигнала или также другие параметры сигнала подвергают регулировке на этапе 85, и процедуру возвращают к началу цикла на первый этап 80, на котором генерируют предварительно определенный измерительный сигнал.
Данный итерационный способ также может применяться к компоновке с множеством измерительных преобразователей. В случае множества отправляющих измерительных преобразователей, подвергают регулировке отдельные частоты, амплитуды или фазы соответствующих измерительных сигналов. В случае множества измерительных преобразователей, критерии применяют к сигналам отклика, принятым в принимающих измерительных преобразователях.
На фиг. 12 показан дополнительный способ получения сигнала произвольной формы, который включает следующие этапы.
На этапе 90 измеряют ширину полосы пропускания измерительного преобразователя. В одном примере ширина полосы пропускания измерительного преобразователя составляет приблизительно 300 кГц около центральной частоты измерительного преобразователя приблизительно 1 МГц. Одним примером сигнала, для которого может эффективно использоваться такая ширина полосы пропускания измерительного преобразователя, является сигнал, имеющий ширину прямоугольной полосы пропускания 300 кГц в частотной области.
Функция с ограниченной полосой пропускания, такая как прямоугольный сигнал, генерируется в частотной области. Соответствующий сигнал или функцию во временной области получают на этапе 92 путем применения обратного преобразования Фурье, дающего функцию, подобную кардинальному синусу.
Эту функцию, подобную кардинальному синусу, затем на этапе 93 подвергают усечению до подходящей длительности сигнала, которая не содержит излишне высокую мощность сигнала, но содержит достаточное количество информации. Затем на этапе 94 сигнал используют в качестве входного сигнала для генератора импульсов или широтно-импульсной модуляции с целью генерирования последовательности импульсов.
Результирующий сигнал используют в качестве измерительного сигнала в направлениях выше по потоку и ниже по потоку на этапах 95 и 96.
На фиг. 13 показан дополнительный способ получения измерительного сигнала. Способ по фиг. 13 представляет собой вариант способа по фиг. 12. Для краткости подобные этапы заново не разъясняются. Согласно способу по фиг. 13 функцию или сигнал заданной формы регулируют так, что смещение в режиме нулевого расхода текучей среды отсутствует.
На этапе 105 проводят испытание того, находится ли смещение сигнала по времени ниже предварительно определенного порогового значения. Если смещение находится ниже предварительно определенного порогового значения, на этапе 107 параметры сигнала сохраняют. Иначе процедуру возвращают к началу цикла на этап 101.
Ниже разъяснен дополнительный способ (не показан на фигурах).
1) Из разности измерений выше по потоку и ниже по потоку получают разность значений времени пролета ΔT.
2) Регулируют частоту сигнала. После этого процедуру возвращают к началу цикла на этап 1), и амплитуду и фазу сигнала во временной области изменяют до достижения нулевого смещения, что предполагает, что для нулевого расхода текучей среды измеряют разность значений времени, которая является нулевой.
3) Альтернативно сигнал этапа 1) генерируется на этапе 2) коррекции. В соответствии с предварительно определенными критериями, к сигналу применяется предыскажение. Предыскажение может быть выбрано так, что приемник может быть выполнен таким образом, что он является подходящим для конкретного принятого сигнала отклика. Например, сигналы на этапах 1) и 2) могут подвергать предыскажению так, что прохождения через нуль в приемнике происходят через равноотстоящие промежутки времени. Таким образом, может использоваться узкополосный приемник. Это применимо ко времени пролета и измерениям TRA.
На этапах 1-3 вместо простого колебания с прямоугольной огибающей используют цифровой сигнал произвольной формы. Вышеупомянутую процедуру и процедуры по фиг. 11-13 можно использовать для всех цифровых систем, которые основаны на измерении времени пролета, и в которых используется обращенная во времени акустика.
Ниже более подробно разъяснены измерения расхода с применением способа DTRAF, с применением способа DTRAC и с применением обращенного во времени сигнала, подаваемого в широтно-импульсную модуляцию.
Цифровая фильтрация с использованием TRA (DTRAF) представляет собой цифровую версию известного способа с использованием TRA. Основной идеей DTRAF является отсутствие отправки обращенного во времени сигнала и, вместо этого, ее замена операцией цифровой фильтрации, однако, без изменения основополагающих принципов также возможна отправка обращенного во времени сигнала в сочетании с DTRAF (или DTRAC). Соответственно, в процессе обучения DTRAF получают цифровой FIR-фильтр, в котором цифровым образом исполняют способ с использованием TRA. Это упрощает электронику в том, что касается удаления TDC и менее высоких технических условий в отношении DAC, например, в том, что касается точности и потребления электроэнергии. Напротив, важным компонентом является ADC. В конечном итоге, интерполяция обработанных сигналов повышает точность из периода выборки в пикосекундную область.
Предложенный способ DTRAF изображен в форме структурной схемы на фиг. 19.
В компоновке по фиг. 19 цифровой буфер 67 компоновки по фиг. 10 заменен блоком 76 регулируемого генератора импульсов (APGU). Ниже данный способ разъяснен более подробно.
В первую очередь, либо с помощью высокоточного, либо с помощью бортового ADC осуществляют процесс обучения с использованием TRA для устройства 60 измерения расхода. Вывод обучения представляет собой цифровой FIR-фильтр. Система возбуждается входным сигналом  в режиме обучения:
(1)
(2)
где  - период выборки. Этот период выборки должен согласовываться с периодом выборки последующих измерений. В случае использования более быстрого ADC, цифровой фильтр необходимо подвергнуть перевыборке до равенства периоду выборки режима измерения.
В режиме измерения система снова возбуждается входным сигналом :
(3)
(4)
и  - оцифрованные измерительные сигналы. Здесь и далее переменная в квадратных скобках обозначает дискретный временной индекс, соответствующий n-кратному времени выборки Ts, в случае равномерной выборки, которая начинается в момент времени t = 0.
На следующем этапе эти оцифрованные измерительные сигналы подвергают свертке с помощью обращенных во времени обученных цифровых фильтров:
(5)
(6)
Эта дополнительная операция фильтрации увеличивает вычислительное время вследствие множества операций умножения и сложения. Здесь следует отметить, что при обеих свертках может быть выгодно использовать вместо двух разных блоков 120, 121 обученных цифровых фильтров одинаковые блоки цифровых фильтров. Обращение во времени можно осуществить в запоминающем устройстве путем сохранения в обратном порядке или также путем считывания в обратном порядке.
Затем эти два подвергнутых фильтрации измерительных сигнала  и  подвергают корреляции (или согласованию с помощью какого-либо сопоставителя) друг с другом в блоке 122 взаимной корреляции:
(7)
Важно отметить, что данная взаимная корреляция с помощью блока 122 взаимной корреляции не требует полного вычисления. В частности, функцию корреляции не обязательно подвергать выборке со столь высокой частотой, чтобы максимальное значение всегда было близко ко времени выборки. Взаимная корреляция представляет собой оценочную функцию для временных задержек, и ее максимальное значение аргумента соответствует временной задержке между двумя измерительными сигналами:
(8)
12
21
где n - временной индекс, и r - функция корреляции между двумя измерительными сигналами y[n], y[n].
Временная задержка между сигналом выше по потоку и ниже по потоку в два раза больше временной задержки между сигналом в режиме нулевого расхода и сигналом при текущем расходе текучей среды.
Однако с целью вычисления не всей взаимной корреляции достаточно иметь оценку, в которой расположено максимальное значение аргумента. Это можно выполнить с помощью оценок абсолютных значений времени переноса  и . Вычитание этих значений времени переноса по определению дает:
(9)
При низких частотах выборки этого точно достаточно для оценки :
(10)
где  обозначает оценку . В геометрическом смысле  представляет собой запаздывание в единицах целочисленных отсчетов между двумя подвергнутыми фильтрации измерительными сигналами  и .
Наконец, необходимо вычислить лишь несколько точек взаимной корреляции (или какого-либо сопоставителя) в окрестности запаздывания . Количество точек зависит от способа интерполяции. Способ интерполяции повышает точность от периода выборки вплоть до пикосекундного диапазона. В качестве примера, для таких сигналов ультразвукового измерительного преобразователя со столь небольшой шириной полосы пропускания превосходно действует косинусная интерполяция (требует трех точек). Косинусная интерполяция пиков дает расстояние  от запаздывания  до скрытого максимального значения непрерывной косинусной функции. Эта интерполяция изображена на фиг. 20.
Из документа: F. Viola, W. Walker, «A Spline-Based Algorithm for Continuous Time-Delay Estimation Using Sampled Data», IEEE transactions on ultrasonics, ferroelectrics and frequency control, Vol. 52, No. 1, January 2005; известно, что косинусную интерполяцию пиков функции y[k] можно вычислить следующим образом:
(11)
(12)
(13)
С помощью  затем вносят поправку в оценку запаздывания  для получения  с высокой точностью:
(14)
Умножение на ½ можно пропустить при учете в конечном вычислении скорости потока.
Имеется способ, несколько отличающийся от DTRAF (цифровой фильтрации с использованием TRA), называемый DTRAC (цифровая корреляция с использованием TRA). Процессы обучения и измерения для получения обученных FIR-фильтров и измерительных сигналов идентичны DTRAF. Однако изменяется цепочка обработки сигналов. Вместо фильтрации всего сигнала с помощью (обращенных во времени) обученных FIR-фильтров, необходимо лишь вычислить несколько точек путем взаимной корреляции с помощью не обращенных во времени FIR-фильтров. Это осуществляется для измерительного сигнала выше и ниже по потоку.
Путем интерполяции этих точек корреляции получаются точные абсолютные значения времени переноса, которые затем можно использовать для вычисления  путем вычитания. Пример способа DTRAC изображен на фиг. 21 в виде структурной схемы.
Аналогично способу DTRAF, для выполнения DTRAC можно использовать блок 76 регулируемого генератора импульсов. Ниже предложенный способ DTRAC разъяснен более подробно.
В первую очередь, обучение с использованием TRA осуществляют таким же образом, как для DTRAF, с помощью входного сигнала , тогда как  - непрерывная во времени форма :
(15)
(16)
Это дает коэффициенты FIR-фильтра  и , где  - период выборки.
Данное измерение действует таким же образом, как при обучении с использованием TRA. Используют тот же входящий сигнал :
(17)
(18)
Измерительные сигналы подвергают квантованию и выборке с помощью . Затем эти измерительные сигналы подвергаются взаимной корреляции с помощью цифровых фильтров:
(19)
(20)
Взаимная корреляция представляет собой оценочную функцию для временных задержек. Однако можно использовать другие оценочные функции временных задержек (или сопоставители), такие как, например, сумма квадратов разности (SSD). Две взаимные корреляции не обязательно вычислять полностью, вместо этого необходимо вычислить лишь несколько точек в окрестности реального максимального пикового значения. Этого достаточно для вычисления способа интерполяции:
(21)
(22)
Или, в более общем случае, оценки  для низких частот выборки:
(23)
(24)
соответствует оценке . Большой период выборки снижает риск неверной оценки  или . В способе интерполяции используется значение непрерывной во времени функции в основе дискретной во времени взаимной корреляции (или какого-либо сопоставителя). В случае узкополосных ультразвуковых измерительных преобразователей вывод взаимной корреляции, как правило, весьма подобен косинусному колебанию в окрестности реального максимального пикового значения. Данный эффект может быть даже больше в случае входного сигнала, который возбуждает только резонансную частоту пары ультразвуковых измерительных преобразователей, подобно длинному синусному, косинусному, треугольному или прямоугольному колебанию. В способе интерполяции оценивают индекс реального максимального значения дискретной во времени взаимной корреляции в подвыборках (и значений времени, кратных периоду выборки):
(25)
(26)
и  соответствует коррекции подвыборки способа интерполяции. Так как абсолютные значения времени переноса  и  являются чрезвычайно точными,  можно получить путем вычитания следующего:
(27)
Умножение на ½ можно пропустить при учете в вычислении скорости потока.
Предложенные способы DTRAF и DTRAC могут моделировать на компьютере канал 77 с трубопроводом 12 и текучей средой. Это можно объяснить следующим образом: если LTI-система содержит блоки или передаточные функции A, B, C, D, то результирующая передаточная функция в частотной области представляет собой произведение A*B*C*D отдельных передаточных функций A, B, C, D. Данное произведение не зависит от порядка передаточных функций A, B, C, D. Поэтому вычисление отклика канала можно «сместить» в цифровую область.
На фиг. 14 показан сигнал 129 PWM широтно-импульсного модулятора, имеющего подходящим образом модулированный цикл включения и выключения, так что сигнал 129 PWM аппроксимирует обращенный во времени TRA-сигнал 130.
На фиг. 15 показано сравнение сигнала 131 отклика с сигналом 129 PWM и сигнала 132 отклика с обращенным во времени TRA-сигналом 130.
Согласно способу с использованием TRA на основе PWM обращенный во времени сигнал аппроксимируется как:
A
E
D
U = A sign(U-U), где sign(x) = 1 для x >= 0 и 0 в остальных случаях.
В качестве примера, широтно-импульсная модуляция может быть основана на примере с измерительным преобразователем, частотой треугольного сигнала 2 МГц и временным разрешением PWM приблизительно 83 нс.
Приближение обращенного во времени сигнала, показанного на фиг. 14, является достаточно удовлетворительным, даже если генерирование PWM остается простым, и дополнительные фильтры не используются.
Моделирование с помощью коррелированной TRA на основе PWM, показанное на фиг. 16, показывает, как изменяется поведение ΔT. Так как для моделирования вычисляется мощность сигнала и масштабируется шум, при таком моделировании SNR для коррелированной TRA на основе PWM должно являться повышенным.
Результаты на фиг. 16 и 17 получены путем моделирования, при котором система, предусматривающая генерирование сигнала, измерительные преобразователи, канал и прием сигнала, моделируется как линейная стационарная система. При моделировании моделируются измерения в режиме нулевого расхода.
На фиг. 16 показаны измеренные временные задержки для коррелированной TRA на основе PWM. Измеренные временные задержки указаны гистограммой 133, а результирующая плотность вероятности показана кривой 134 Гаусса.
На фиг. 17 показаны результаты измерений для сигналов, сгенерированных с помощью вышеупомянутого способа цифровой корреляции с использованием TRA. Измеренные временные задержки указаны гистограммой 135, а результирующая плотность вероятности показана кривой 136 Гаусса.
На фиг. 18 показаны результаты измерений для сигналов, сгенерированных с помощью вышеупомянутого способа цифровой фильтрации с использованием TRA. Измеренные временные задержки указаны гистограммой 135, а результирующая плотность вероятности показана кривой 136 Гаусса.
Сравнение способов между собой дает относительно близкие результаты (например, в отношении среднего и стандартного отклонения). Следует отметить, что параметры моделирования, используемые при генерировании результатов измерений, показанных на фиг. 16, 17 и 18, отличаются.
Для измерения на фиг. 18 в качестве входного сигнала используются последовательности импульсов, содержащие 25 импульсов. Первые 50 измерений обучения с использованием TRA усредняются и сохраняются в двух FIR-фильтрах. ΔT_DTRAF представляет собой результат способа цифровой фильтрации с использованием TRA (DTRAF). Для измерений в режиме нулевого расхода использовали испытательную трубку с закрытыми концами.
На фиг. 19 показана визуализация способа DTRAF в виде структурной схемы. Здесь блок 76 регулируемого генератора импульсов соединен с источником входного сигнала на входной стороне и с первым ультразвуковым измерительным преобразователем 11 на выходной стороне. Первый ультразвуковой измерительный преобразователь 11 соединен с каналом 77, таким как трубопровод 12 с текучей средой. Второй ультразвуковой измерительный преобразователь 13 соединен с каналом 77, и выход второго ультразвукового измерительного преобразователя 13 соединен с ADC 64. Аналогичная компоновка также используется в фазе измерения, показанной на фиг. 19 под фазой обучения.
В нижней строке показана оценка сигнала, представляющего собой оцифрованный принятый сигнал отклика, в фазе измерения. Первый блок 120 цифрового фильтра и второй блок 121 цифрового фильтра соответственно соединены с выходом ADC 64. Соответствующие выходы блоков 120, 121 цифровых фильтров соединены с входом блока 122 взаимной корреляции, а выход блока 122 взаимной корреляции соединен с входом блока 123 интерполяции.
На фиг. 20 показано изображение общей интерполяции пиков для определения максимального значения функции корреляции. Общая интерполяция пиков согласно фиг. 20 дополнительно разъяснена выше и не повторяется здесь в подробностях. Коротко, функция корреляции локально аппроксимируется косинусной функцией или многочленом более высокого порядка. Этот косинус находят путем интерполяции с тремя узлами интерполяции y[k-1], y[k] и y[k+1]. Затем определяют максимальное значение косинусной функции. Если доступно большее количество узлов интерполяции, для нахождения косинуса можно использовать способ наименьших квадратов. Расстояние от узлов интерполяции до косинуса также можно минимизировать в соответствии с нормировкой другого типа.
На фиг. 21 показана визуализация предложенного способа DTRAC в виде структурной схемы. Компоновка по фиг. 21 подобна компоновке по фиг. 19. Для краткости ниже разъяснены только компоненты в нижней строке, которые отличаются от компонентов по фиг. 19.
Вход блока 122 взаимной корреляции соединен с выходом ADC 64, и выход блока 122 взаимной корреляции соединен с входом блока 123 интерполяции.
Фиг. 19 и 21 также можно рассматривать как возможную реализацию способов DTRAC и DTRAF компонентами аппаратного обеспечения и/или программного обеспечения. Различные блоки, показанные на фиг. 19 и 21, могут быть реализованы отдельными компонентами или в одном компоненте, и они могут быть реализованы в аппаратном обеспечении и/или в программном обеспечении. Например, блок 122 взаимной корреляции и блок 123 интерполяции могут быть реализованы на одной интегральной схеме. Процедуры обучения и измерения согласно фиг. 19-21 были дополнительно разъяснены выше и не будут здесь повторяться.
На фиг. 22 на примере показан дополнительный вариант осуществления предложенного устройства 60´ измерения расхода для измерения скорости потока текучей среды в трубопроводе 12 для текучей среды с помощью ультразвукового расходомера 60´, основанного на измерении времени прохождения, с применением способа цифровой фильтрации с использованием обращенной во времени акустики.
Буфер 67 соединен с блоком 76 регулируемого генератора импульсов. ADC 64 дополнительно соединен с блоками 120, 121 цифровых фильтров. Блоки 120, 121 цифровых фильтров соединены с блоком 122 корреляции, который соединен с блоком 123 интерполяции. Блок 123 интерполяции соединен с блоком 71 вычисления скорости, который соединен и с запоминающим устройством 72 для результатов, и с буфером 67.
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
10 компоновка расходомера
11 пьезоэлектрический элемент выше по потоку
12 трубопровод
13 пьезоэлектрический элемент ниже по потоку
14 направление среднего потока
15 первый блок вычисления
16 второй блок вычисления
17 путь сигнала
20 путь сигнала
22 пьезоэлектрический элемент
23 пьезоэлектрический элемент
31-52 пьезоэлектрические элементы
53 электронный блок обработки
54 штырь соединителя
55 штырь соединителя
56 штырь соединителя
60, 60' устройство измерения расхода
61 первый соединитель
62 второй соединитель
63 мультиплексор
64 ADC
66 демультиплексор
67 цифровой буфер
68 модуль согласования
69 генератор сигналов заданной формы
70 база данных сигналов заданной формы
71 блок вычисления скорости
72 запоминающее устройство для результатов
73 генератор измерительных сигналов
74 первый усилитель
75 второй усилитель
76 блок регулируемого генератора импульсов
77 канал
90-96 этапы способа
100-106 этапы способа
110-117 этапы способа
-й
120 1 цифровой фильтр
-й
121 2 цифровой фильтр
122 блок корреляции
123 блок интерполяции
129 сигнал PWM
130 TRA-сигнал
131 сигнал отклика на сигнал PWM
132 сигнал отклика на TRA-сигнал
133 измеренные временные задержки
134 плотность вероятности
135 измеренные временные задержки
136 плотность вероятности
137 измеренные временные задержки
138 плотность вероятности