КОМПЕНСАТОР НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ В УСИЛИТЕЛЕ КЛАССА "D" С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Полезная модель относится к области радиотехники и может быть использована при модернизации существующих и разработке новых усилителей мощности класса «D».
Широко известен способ уменьшения нелинейных искажений в усилительных устройствах с помощью отрицательной обратной связи (ООС) [1, 2].
При больших мощностях усилителей класса «D» существенно увеличиваются габариты усилителей и, как следствие, растут паразитные емкости схемы, что приводит к необходимости использования минимально возможной тактовой частоты (порядка 50÷100 кГц) и соответственно сложных демодулирующих фильтров.
Недостатком способа уменьшения искажений в усилителе класса «D» с помощью ООС является наличие в ее цепи сложного фильтра, создающего значительные фазовые сдвиги, существенно ограничивающие допустимую величину устойчивой противосвязи и, соответственно, ее эффективность.
Задача полезной модели - компенсация нелинейности усилителя класса «D» по принципу ООС без использования замкнутой цепи обратной связи.
Рассмотрим эффективность предлагаемой полезной модели на примере усилителя с существенно нелинейной модуляционной характеристикой.
Усилители большой мощности класса «D» (модуляторы), строятся на принципах импульсных преобразователей напряжения [3], упрощенные схемы которых представлены на рисунке фиг.1. На основе первой из них (рис.1а) разработаны мощные модуляторы типа «PANTEL» и «PULSAM». Вторая схема (рис.1б) легла в основу «модулятора с нагрузкой в цепи диода» (НЦД) [4]. Третий тип преобразователя пока не нашел применения в качестве усилителя.
Усилители (модуляторы) на основе первого преобразователя способны изменять напряжение только в сторону понижения. Их достоинством является возможность получения практически линейной регулировочной (модуляционной) характеристики.
Преобразователь второго типа может только повышать напряжение, поэтому в модуляторе на его основе используется принцип автоанодной модуляции [4], для реализации которого требуется дроссель L с очень большой индуктивностью, рассчитанной на частоты усиливаемого сигнала.
Третий преобразователь может, как повышать, так и понижать напряжение. При этом индуктивность дросселя L относительно не велика, т.к. рассчитана только на тактовую частоту. Основной недостаток этого преобразователя принципиальная нелинейность регулировочной характеристики и инверсия выходного напряжения по отношению к напряжению источника питания Е.
Последний недостаток легко устраняется преобразованием схемы к виду (фиг.2а). Здесь же представлена регулировочная характеристика этого преобразователя, которая при отсутствии потерь может быть описана выражением (1). На фиг.2б этой характеристике соответствует кривая 1.
Здесь  - относительная длительность импульса тока в цепи ключа S.
Дадим этому преобразователю условное название «преобразователь с передачей энергии через индуктивный накопитель» (ПЭИН).
Как уже отмечалось выше, преобразователь ПЭИН принципиально нелинейный, причем его нелинейность, как это следует из (1) и рис.2б, достаточно велика. Поэтому использование противосвязи здесь мало эффективно. Применение предискажений для компенсации нелинейности модуляционной характеристики также не дает желаемых результатов, т.к. в динамическом режиме характеристика становится неоднозначной (см. кривую 2 на фиг.2б).
Основным препятствием для получения глубокой противосвязи в усилителе класса "D" являются значительные фазовые сдвиги сигнала (запаздывание во времени) в фильтре нижних частот (ФНЧ). Компенсация задержки возможна, если замкнуть цепь обратной связи не через собственно усилитель мощности, а через его физическую модель, модуляционная характеристика которой (благодаря импульсному характеру сигнала), может достаточно точно повторить характеристику основного преобразователя. Действительно, особенностью импульсного сигнала является практически полная независимость длительности импульса от нелинейности амплитудной характеристики усилительного тракта. Поэтому форма регулировочной характеристики преобразователя (1) слабо зависит от параметров схемы и параметров предварительных импульсных усилителей.
Разумеется, такая "обратная связь" фактически ею не является, а представляет собой вариант компенсатора нелинейных искажений, в котором источником компенсирующего сигнала (с учетом всех фазовых сдвигов) служит физическая модель усилителя.
Рассмотрим упрощенный вариант "обратной связи по физической модели" (ОСФМ), представленный на фиг.3а.
Здесь Ф1, Ф2 - фильтры с идентичными характеристиками (временем задержки); ШИМ - широтно-импульсный модулятор. Основной тракт усилителя начинается с фильтра нижних частот (ФНЧ) Ф1, обеспечивающего компенсирующую задержку на время Δt. Поскольку в тракте модели усилителя также происходит задержка в выходном фильтре Ф2, сигнал, поступающий на вход сумматора (y(t)), практически не отличается от входного сигнала x(t) по временным параметрам, но содержит в себе всю информацию о нелинейности модуляционной характеристики.
Сумматор, в качестве которого обычно используется дифференциальный усилитель, обладает односторонней проводимостью, поэтому реальных обратных связей не будет, ни в основном усилителе, ни в его модели. Следовательно, в таком устройстве не возникает и проблем устойчивости (если не принимать во внимание паразитные обратные связи).
Поскольку применение ОСФМ позволяет снять проблему значительных фазовых сдвигов в кольце ОС, при дальнейшей оценке эффективности предлагаемого метода, задержку сигнала Δt положим равной нулю, и представим схему на фиг.3а в виде фиг.3б. На этом рисунке
x=(1+u) - нормированный входной сигнал, где
m - коэффициент широтно-импульсной модуляции модели усилителя;
m1 - коэффициент широтно-импульсной модуляции усилителя ПЭИН.
Согласно (1) ; и
где x1=x-y; Тогда на основании (2)
При использовании схемы ПЭИН в качестве мощного модулятора нормированное напряжение на его выходе  должно изменяться от 0 до 2 (фиг.2.б). Тогда при х=2, z=2, и согласно (2), m1·x1=0,667.
Потребуем, чтобы при u=-1; u=0; и u=1 между z и u существовала пропорциональная зависимость, т.е.
В результате имеем систему алгебраических уравнений с неизвестными m и m1. Ее решение дает следующий результат: m1=0,808; m=0,27.
Найденные значения m и m1 позволяют определить выходной сигнал согласно (3). На фиг.4 представлена полученная зависимость z(x) для m1=0,808; m=0,27. Там же приведена аналогичная характеристика при отсутствии коррекции (m1=0,334; m=0). Как видно коррекция при условиях (4) и (5) приводит к значительной нелинейности верхней части модуляционной характеристики. Лучший результат удалось получить при m1=0,7; m=0,255.
Для количественной оценки эффективности корректора по методу пяти ординат был вычислен коэффициент гармоник (Кг) для характеристик с m=0 и m=0,255. Результаты вычислений дали следующий результат: в первом случае Кг=27,8%; во втором 11,5%. Таким образом, появилась возможность уменьшения искажений в 2,5 раза. Заметим, что в аналогичной ситуации ООС менее эффективна. Так в примере, приведенном в [5], при нелинейных искажениях в 20%, использование ООС с глубиной 20 дБ приводит к уменьшению искажений всего лишь до 15%.
В нашем случае, при большей нелинейности усилителя, действие корректора эквивалентно глубине противосвязи 25-30 дБ, без проблем, связанных с устойчивостью. Следует также отметить, что выражение (1) не учитывает потерь в ключевых элементах схемы модулятора ПЭИН. С учетом потерь характеристика модулятора становится более линейной (см. кривую 3 на рис.1а) и соответственно эффективнее будет действовать ОСФМ. Кроме того, линейность можно повысить и за счет использования пусть неглубокой ООС в усилителе и его модели одновременно.
Наконец, возможна коррекция с использованием двух физических моделей, как показано на фиг.5.
Заметим также, что при большом коэффициенте усиления в основном тракте, мощность физической модели практически не отразится на энергетических показателях устройства в целом.
Литература
1. Я.З.Ципкин, Ю.С.Попков. Теория нелинейных импульсных систем. - М.: "Наука", 1973, 416 с, ил.
2. В.В.Маланов, К.П.Полов, В.А.Белов. Опыт разработки мощного импульсного усилителя колебаний звуковой частоты. Известия высших учебных заведений, «Радиотехника», т.4, №2, 1961.
3. С.С.Букреев и др. Источники вторичного электропитания. - М.: Радио и связь, 1983. - 280 с, ил.
4. М.А.Сиверс и др.. Проектирование и техническая эксплуатация радиопередающих устройств. - М.: Радио и связь, 1989. - 336 с., ил.
5. Г.С.Рамм. Электронные усилители. - М.: Связь, 1964, - 335 с, ил.