ЦИФРОВОЙ СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

ЦИФРОВОЙ СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ.
Полезная модель относится к радиотехнике и может иснользоваться в качестве возбудителя передатчика с частотной модуляцией и гетеродина приёмника без подачи модулирующего сигнала.
Известен цифровой синтезатор частот (ЦСЧ) с частотной модуляцией (ЧМ), построенный на основе кольца импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАНЧ) с делителем частоты с переменным коэффициентом деления (Д11КД) в цепи обратной связи, в котором модулирующий сигнал поступает на модулирующий вход управляемого генератора (УГ) (см. патент США №4110707, Н 03 С 3/10, 1978). В таком ЦСЧ можно получить на выходе частотно-модулированный сигнал с практически неограниченной сверху по частоте полосой модуляции. Недостаток его состоит в ограничении снизу диапазона модулирующих частот из-за действия обратной связи в кольце ИФАПЧ. Частотная модуляция УГ по его модулирующему входу воспринимается кольцом ИФАПЧ как внутреннее возмущение, которое должно по цепи обратной связи отрабатываться (компенсироваться) в сторону уменьшения. Эта компенсация происходит в полосе пропускания кольца ИФАПЧ, определяемой фильтром нижних частот (ФНЧ), т.е. на нижних частотах. Для расширения диапазона модулированных частот в сторону низких частот необходимо сужать полосу пропускания кольца ИФАПЧ, т.е. делать ФНЧ на выходе частотно-фазового детектора (ЧФД) более инерционным, а это приводит к снижению быстродействия и помехоустойчивости ЦСЧ.
При разработке ЦСЧ с ЧМ, когда нижняя модулрфующая частота , возникает противоречие между необходимостью автоподстройки частоты УГ и одновременного исключения реакции кольца ИФАПЧ на модулирующие возмущения. Поэтому известен также ЦСЧ с ЧМ (см. а.с. СССР №1345343, Н 03 L 3/10, 1986 г.), построенный по одноточечной схеме модуляции (по входу УГ) с разделением во времени процессов автоподстройки несущей частоты выходного колебания и модуляции, и с дополнительным слежением за фазовым набегом за время модуляции с целью устранения скачков напряжения по управляющему входу УГ после очередного замыкания кольца ИФАПЧ. В этом ЧМ ЦСЧ с периодическим размыканием и замыканием кольца ИФАПЧ достигается значительное расширение нижней границы диапазона модулируюпщх частот. Недостаток этого ЧМ ЦСЧ в том, что в нём трудно в достаточной степени уменьшить помехи от периодических включений кольца ИФАПЧ.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией с введением ЧМ по опорному каналу (см. Д.Н. Шапиро, А.А.Паин. Основы теории синтеза частот.
М.1СлЛнОЗЬ 7/16 НОЗС 3/10
М.: Радио и связь, 1981 г., стр.227), содержащий последовательно соединённые УГ, Д11КД с блоком установки частоты, ЧФД и ФНЧ, выход которого подключен к управляющему входу УГ, а также опорный кварцевый генератор (ОГ), выход которого через делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД) и фазовый модулятор (ФМ) подключен ко второму входу ФМ.
Достоинством такого способа введения ЧМ в ЦСЧ является то, что при этом сохраняется высокое быстродействие кольца ИФАГТЧ и есть принципиальная возможносп прохождения весьма низких модулирующих частот. Однако, эта возможность не может быть реализована на практике полностью, что объясняется следуюпщми недостатками способа введения модулирующего сигнала через систему интегратор-ФМ по опорному входу ЧФД. Во-первых, в трудности получения модуляции с очень низкими частотами, поскольку при уменьщении модулирующей частоты (Рмн-) напряжение на выходе интегратора теоретически должно неограниченно возрастать (UHHT- OO).
Во-вторых, в нелинейности модуляционной характеристики ФМ при большом уровне девиации частоты, что приводит к искажениям. А известные фазовые модуляторы обеспечивают незначительные искажения лишь при индексах модуляции, не превышаюцщх 0,2 рад (см.книгу Д.Н.Шапиро и А.А.1Таина «Основы теории синтеза частот, М.:, Радио и связь, 1981 г., стр. 228).
В-третьих, значительно ухудщается отношение «модулирующий сигнал/помеха. Известно, что ЦСЧ на основе кольца ИФАПЧ в цепи обратной связи работает как умножитель девиации частоты опорного сигнала. Поэтому при введении модуляции через ФМ по опорному входу ЧФД происходит умножение в N-раз (где N-коэффициент деления ДПКД) девиации как модулирующего сигнала, так и всевозможных помех (наводка от сети, импульсные помехи и т.д.). Если вводить модуляцию перед ДФКД с коэффициентом деления R, то уровень девиации как модулирующего сигнала, так и помехи умножается на коэффициент N/R, т.е. теперь уровень помехи, воздействующей на УГ уменьшается в R-раз по сравнению с первым в иантом. В тоже время уровень модулирующего сигнала всегда не трудно соответственно увеличить. Отсюда видно, что целесообразней вводить модуляцию в опорный канал на самой высокой частоте, т.е. частоте опорного кварцевого генератора. Однако, при модуляции управляемых кварцевых генераторов стабильность их частоты значительно хуже, чем у неуправляемых ОГ. Кроме того, относительный диапазон управления частотой невелик и составляет обычно  10 , т.е. максимальная девиация частоты существенно ограничена.
помехоустойчивости при одповременном расширении нижней границы диапазона модулирующих частот.
Поставленная цель достигается тем, что в цифровой срштезатор частот с частотной модуляцией, содержащий последовательно соединённые управляемый генератор, делитель частоты с переменным коэффициентом деления с блоком установки частоты, частотно-фазовый детектор, выход которого через фильтр нижних частот соединён с управляющим входом управляемого генератора, а также источник модулирующего сигнала, опорный генератор и делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления, введены последовательно соединённые управляемый аттенюатор, аналогоцифровой преобразователь, цифровой интегратор и фазовый модулятор, первый вход которого соединён с выходом опорного генератора, а выход через делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления со вторым входом частотно-фазового детектора. Причём сигнальный вход управляемого аттенюатора соединён с выходом источника модулирующего сигнала, а управляющий вход - с выходом блока установки частоты и установочным входом делителя частоты с переменным коэффициентом деления. При этом фазовый модулятор выполнен в виде последовательно соединённых косинусного преобразователя кодов, первого цифро-аналогового преобразовате.11я и первого аналогового перемножителя, последовательно соединённых синусного преобразователя кодов, второго цифро-аналогового преобразователя, второго аналогового перемножителя и сумматора, второй вход которого соединён с выходом первого аналогового перемножителя, второй вход второго аналогового перемножителя через фазовращатель на 7i/2 соединён со вторым входом первого аналогового перемножителя и с выходом опорного генератора, входы синусного и косинусного преобразователей кодов соединены и подключены к выходу цифрового интегратора, выход сумматора является выходом собственно фазового модулятора и подключен ко входу делителя частоты с фиксированным коэффициентом деления.
Характерным отличием здесь является формирование модулированного сигнала перед ДФКД, а не после ДФКД, как в прототипе. В результате уменьшается влияние помех (наводки, фон сети и т.д.) в R-раз по сравнению с прототипом, где R-коэффшщент деления ДФКД. Однако, это стало возможным с использованием новых элементов, выполняющих функции фазового модулятора и интегратора, с соответствуюпщми их связями. Если бы известный ФМ поместрпъ в ЧМ ЦСЧ сразу после ОГ перед ДФКД, то из-за уменьшения уровня девиации фазы модулирующего сигнала после ДФКД в R-раз необходимо было бы на этот ФМ подавать модулирующий сигнал в R-раз больпшй, что привело бы к значительным искажениям и потере информации. Поэтому включение в ЧМ ЦСЧ известаого ФМ сразу после ОГ перед ДФКД не целесообразно, что обычно и не делается.
содержащие признаки, сходные с отличительными. На фигуре 1 приведена блок-схема цифрового синтезатора частот с частотной модуляцией. На фигуре 2 приведена блок-схема устройства, выполняющего функцию фазового модулятора в предложенном ЧМ ЦСЧ.
Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией содержит последовательно соединённые управляемый генератор УГ 1, ДНКД 2 с блоком установки частоты БУЧ 3, ЧФД 4, выход которого через ФНЧ 5 соединён с управляющим входом УГ 1, а также последовательно соединённые источник модулирующего сигнала ИМС 6, управляемый аттенюатор УА 7, аналогоцифровой преобразователь АЦН 8, цифровой интегратор ЦИ 9, фазовый модулятор ФМ 10, первый вход которого соединён с выходом ОГ 11, а выход ФМ 10 через ДФКД 12 соединён со вторым входом ЧФД 4. Управляющий вход УА 7 соединён с выходом БУЧ 3 и установочным входом ДПКД 2. Нри этом ФМ 10 выполнен в виде последовательно соединённых косинусного преобразователя кодов КПК 13, первого цифро-аналогового преобразователя Ц АН 14 и первого аналогового перемножителя АН 15, последовательно соединённых синусного преобразователя кодов СНК 16, второго ЦАН 17, второго АН 18 и сумматора СУМ 19, второй вход которого соединён с выходом первого АН 15, а второй вход второго АН 18 через фазовращатель на 7i/2 ФВ 20 соединён со вторым входом первого АН 15 и с выходом ОГ 11, входы КПК 13 и СНК 16 соединены и подключены к выходу ЦУ 9, выход СУМ 19 является выходом собственно ФМ 10 и подключен ко входу ДФКД 12.
ЧМ ЦСЧ работает следующем образом.
В режиме синхронизма при подаче модулирующего сигнала UM(t) от ИМС 6 через УА 7 на вход АЦН 8 происходит его преобразование в цифровой код. Управляемый аттенюатор УА 7 служит для подцержакшя постоянного уровня девиации частоты на выходе ЧМ ЦСЧ при изменении коэффициента деления N ДНКД (и соответствующего изменения выходной частоты синтезатора). Носкольку ЦСЧ на основе кольца ИФАНЧ с ДНКД в цепи обратной связи работает как умножитель частоты опорного сигнала с коэффициентом 5 ноженр1я N/R, где R-постоянный коэффициент деления ДФКД 12, то для поддержания постоянного уровня девиации частоты на выходе ЧМ ЦСЧ, при переключении его частот, необходимо на управляющей вход УА 7 от БУЧ 3 подавать сигнал обратно пропорциональный коэффициенту деления N ДНКД 2, т.е. с коэффициентом .
Модулируюпщй сигнал в цифровой форме с выхода АЦН 8 поступает через ЦИ 9 на входы КНК 13 и СНК 16 и после обратного преобразования в аналоговую форму в ЦАН 14 и 17 имеет собственно на первых входах аналоговых перемножителей АН 15 и АН 18 вид:
UMo(t)(t)dt,(1)
UMs(t)(t)dt.(2)
а на второй вход второго АП 18 после ФВ 20 поступает сигнал:
Uorc(t)U SINwot,(4)
т.е. из опорного сигнала формируются два квадратурных сигнала.
После соответствующего перемножения на выходах АП 15 и АП 18 имеется:
Un,(t UCOScootCOS KjuM(t)dt,(5)
Un2(t)USINa)otSIN KJ uM(t)dt.(6)
С выходов перемножителей эти сигналы поступают на соответствующие входы сумматора СУМ 19. В результате суммирования на выходе СУМ 19 получается (в соответствии с тригонометрической формулой: COSACOSB+SINASINB COS(A-B)):
Us UCOSa)otCOS KjuM(t)dt +USINeootSIN KfuM(t)(Dot-KfuM(t)dt, (7) т.е. имеем частотно-модулированный сигнал.
С выхода СУМ 19 модулированный сигнал через ДФКД 12 с коэффициентом деления R поступает на второй вход ЧФД 4, где сравнивается с импульсным сигналом с выхода ДПКД 2, получаемым в результате деления частоты УГ 1 на коэффищ1ент деления N. В результате сравнения на выходе ЧФД 4 образуется сигнал ошибки, который через ФПЧ 5 поступает на управляющий вход УГ 1 и модулирует его по частоте в соответствии с модулирующим сигналом им(1). Без подачи модулирующего сигнала, когда им(1)0, сигнал на выходе ДФКД 12 имеет вид: Uor(t)U COScoot.
В предложенном ЧМ ЦСЧ последовательно с цифровым интегратором ЦИ 9 включены косинусный КПК 13 и синусный СПК 16 преобразователи кодов. Причём с учётом периодичности функций синуса и косршуса разрядность ЦИ 9 выбирается равной разрядности КПК 13 и СПК 16. Цифровой интегратор ЦИ 9 и преобразователи кодов КПК 13 и СПК 16 работают синхронно, т.е. при переполнении ЦИ 9 от постоянного входного напряжения (когда ) на его выходе начинает формироваться новый цикл линейнонарастающего кода, а в КПК 13 и СПК 16 будет переход на следуюпщй период косинуса и синуса. При этом на выходе СУМ 19 формируется ЧМ-сигнал со сдвигом по модулирующей частоте. Таким образом, здесь происходит введение ЧМ-сигнала от постоянной составляющей. Причём в этом случае не используется размыкание кольца ИФАПЧ, как в известных ЧМ ЦСЧ, а следовате;П)НО, нет помех от периодических включений кольца ИФАПЧ.
В предложенном устройстве, как показано при математическом обосновании работы (вьфажения , нет принципиальных ограничений по уровню модулирующего сигнала и модуляционная характеристика линейная (чем больше модулирующее напряжение им(1), тем больше отклонение частоты ЧМ-сигнала на выходе СУМ 19 согласно выражения (7), т.е. полная фаза колебаний связана линейной зависимостью с модулирующим напряжением).
раз. Это легко осуществимо, если учесть, что обычно модулирующий сигнал перед подачей в ЧМ ЦСЧ приходится значительно ослаблять. Поскольку в предложенном устройстве модулирующий сигнал можно увеличить в R-раз и более, а уровень помех остаётся тот же, то в результате происходит улучшение соотношения сигнал / помех в R-раз, т.е. помехоустойчивость повышается примерно в R-раз (зтленьшается уровень фона). Таким образом, за счёт большого динамического диапазона изменения модулирующего сигнала, линейности модуляционной характеристики устройства, а также за счёт использования выбранного места и схемы введения модуляции получается соответствующий выигрыш в распшрении нижней границы диапазона модулирующих частот (вплоть до ), уменьщении искажений ЧМ-сигнала и повышении помехоустойчивости при сохранении достаточно высокого быстродействия ЦСЧ, свойственного методу введения модуляции в опорный канал.
Доказательством возможности осуществления предлагаемого ЧМ ЦСЧ является то, что вводимые блоки построены на серийных микросхемах: аналоговые перемножители - на микросхемах 174ПС1, аналого-цифровой преобразователь - на микросхеме К572ПВ1, синусный и косинусный преобразователи - на микросхеме К556 с соответствующей записью кодов преобразования, цифро-аналоговые преобразователи - на микросхемах К572ПА1, цифровой интегратор - на микросхемах К564ИМ1 и K564PIP9, фазовращатель на 7t/2 представляет собой резонансную цепь (например, LCконтур), в которой определённьпл подбором реактивных элементов (L,C) достигается фазовый сдвиг на 7i/2 опорного сигнала. Управляемый аттенюатор обычно выполняется на микросхеме 572ПА1-это десятиразрядный цифроаналоговый преобразователь с электронными ключами, преобразующий двоичное число управления от блока установки частоты в соотвествующий ему коэффициент передачи входного сигнала.
Применение предлагаемого устройства позволяет получить частотномодулированный сигнал с прохождением очень низких модулирующих частот () с малыми искажениями и при высокой помехоустойчивости.