УСТРОЙСТВО ПРОСТРАНСТВЕННО-РАЗНЕСЁННОГО ПРИЁМА ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ СИСТЕМ ПОДВИЖНОЙ РАДИОСВЯЗИ
APPARATUS FOR SPATIALLY SEPARATED RECEPTION OF DIGITAL SIGNALS OF SYSTEMS OF MOBILE RADIO COMMUNICATION

Изобретение относится к системам радиосвязи с подвижными и стационарными объектами, использующими цифровые виды модуляции сигнала и может найти применение в устройствах комплекса пространственно-разнесенного приема выполняющего оптимальное сложение сигналов с целью повышения результирующего отношения сигнал-шум.
Известно несколько способов оптимального когерентного сложения:
- суммирование на основе синхронизации фаз входных сигналов посредством управления фазами частот гетеродинов преобразователей;
- суммирование на основе синхронизации фаз входных сигналов с применением схем фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) управляемых по решениям детекторов;
- суммирование на основе максимизации коэффициента взаимной корреляции сигналов используемого для выравнивания задержек и фаз.
По некоторым техническим решениям близкими к заявляемому изобретению являются предложенные в патентах (патент RU №478442 от 25.07.75 МПК Н04В 7/12; патент RU №792597 от 30.12.80 МПК Н04В 7/00) устройства когерентного сложения. Общим недостатком этих устройств, основанных на синхронизации фаз входных сигналов, является отсутствие временного выравнивания и слежения за задержками сигналов, необходимое не только в условиях перемещения объектов приема и передачи, но и в условиях флуктуаций задержек и фаз, вызванных высокими частотами передачи и модуляции.
В первом устройстве (патент RU №478442 от 25.07.75 МПК Н04В 7/12) применены три связанных петли ФАПЧ, выравнивающие фазовый сдвиг сигналов в каналах приема. Недостатком этого устройства является то, что в этом устройстве наряду с отсутствием временного выравнивания отсутствует взвешивание сигналов и назначение этого устройства - когерентное суммирование сигналов только с аналоговыми видами угловой модуляции.
Во втором устройстве (патент RU №792597 от 30.12.80 МПК Н04В 7/00) для снятия модуляции и получения несущего колебания применена схема регенерации сигнала. Известно, что для полного снятия модуляции импульсная характеристика сигнала модулятора должна быть согласована с характеристикой входного сигнала. Не выполнение этого условия приводит к тому что, колебания несущей будут содержать остатки модуляции в виде фазового шума не устранимые узкополосной фильтрацией. В схеме этого устройства согласованная фильтрация сигнала регенерации отсутствует. Этот фактор будет снижать помехоустойчивость устройства особенно при работе с высокоскоростными многопозиционными цифровыми сигналами.
Отдельно отметим изобретение, (патент RU №2003158 от 15.11.93 МПК G04F 10/06) в котором предложен способ определения временной задержки одного псевдослучайного сигнала относительно другого. В устройстве, реализующим этот способ определения временной задержки, выполняется демодуляция сигналов и оценка разности фаз символьных и несущих частот. На основании этой оценки разности фаз выполняется расчет времени задержки.
В способе оптимального когерентного сложения, на основе максимизации коэффициента взаимной корреляции сигналов, вычисление коэффициента корреляции осуществляется с помощью простого итерационного алгоритма, и для расчета берутся дискретные отчеты сигналов во времени. Именно на основе этого способа в источнике Comm #11-2011 (Кучумов А.А., Припутин B.C., Николаев А.В). Реализация на ПЛИС алгоритма оптимального сложения для систем широкополосной связи, T-Comm #11-2011, стр. 55-57) предложен алгоритм оптимального сложения. Отметим, что устройство когерентного оптимального сложения созданное на основе этого алгоритма, требованиям к подвижным системам радиосвязи, использующими цифровые виды модуляции, в целом отвечает. Поэтому в качестве прототипа соответствующего функциональному назначению возьмем именно это устройство. В описанном алгоритме оптимального сложения существенным недостатком является отсутствие поиска максимума коэффициента взаимной корреляции по фазе несущих частот сигналов. Отличие фаз несущих частот выравненных по времени сигналов вызвано различными фазовыми сдвигами задержанных в трактах обработки сигналов, образующимися, в том числе, после преобразования частот. Расчет алгоритма требует определенных вычислительных ресурсов и времени на обработку, что приводит к снижению быстродействия и это притом случае, что для расчета коэффициента корреляции берутся дискретные отчеты сигналов, а для повышения точности расчета требуется интерполяция непрерывного сигнала.
Перечисленные факторы будут снижать выигрыш оптимального сложения сигналов с многопозиционными видами модуляции в системах подвижной связи.
Технический результат заявляемого изобретения - повышение помехоустойчивости работы комплекса пространственно-разнесенного приема в условиях быстрых изменений параметров сигналов задержек, фаз и отношения сигнал-шум в каналах приема.
Данный результат достигается применением нескольких схем, адаптивно следящих в реальном масштабе времени за изменением задержки, фазы, отношения сигнал-шум и обеспечивающих оптимальное суммирование сигналов с цифровыми видами модуляции в условиях быстрых изменений параметров.
Обработка сигналов включает следующие действия:
- выравнивание времени задержек в каналах за счет синхронизации символьных (тактовых) частот модуляции;
- формирование когерентности фаз сигналов на основе синхронизации несущих частот;
- формирования весов сигналов по результату оценки отношения сигнал-шум.
Выравнивание осуществляется в адаптивно управляемой линии задержки входящей в состав петли ФАПЧ. Линия задержки представляет собой перестраиваемый интерполяционный фильтр, управляемый сигналом ошибки разности фаз символьных частот.
Структурная схема устройства приведена на Фиг. 1.
Устройство содержит два канала приема и демодуляции (КПД-1, КПД-2) и схему весового сложения (СВС). Вся основная обработка ведется в цифровом комплексном виде.
В основу работы схемы адаптивного выравнивания сигналов по времени в приемных каналах положен принцип фазовой синхронизации символьных частот модуляции сигналов. Схема построена на основе нескольких связанных петель ФАПЧ, в состав одной из них входит адаптивно управляемая линия задержки. Линия задержки представляет собой перестраиваемый интерполяционный фильтр, управление которым осуществляется с помощью петли ФАПЧ, следящей за разностью фаз символьных частот.
В основу формирования когерентности фаз несущих частот положена идея взаимной синхронизации петель ФАПЧ работающих в схемах восстановления несущей частоты сигнала. Управление фазой осуществляется с помощью управляемого фазовращателя, выполненного в виде преобразователя частоты с комплексным перемножителем и числовым управляемым генератором.
В соответствии со схемой Фиг. 1 входные сигналы пространственно-разнесенного приема первого канала КПД-1 и второго канала КПД-2 поступают на регулируемые усилители 1.1; 2.1 схемы автоматической регулировки усиления (АРУ), которые по управляющим сигналам детекторов схем принятия решения (СПР) 1.10; 2.10 осуществляют автоматическую регулировку усиления. Усиленные таким образом сигналы приходят на входы аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 1.2; 2.2. Выходной сигнал АЦП первого канала 1.2 поступает на управляемую линию задержки 1.3, затем на схему формирования квадратуры (ФК) 1.4. В этой схеме, перенесенный на околонулевую частоту комплексный сигнал подвергается согласованной фильтрации.
Выходной сигнал АЦП второго канала 2.2 поступает на подстраиваемую дискретную линию задержки времени 2.3, предназначенную для устранения избыточной задержки сигналов между каналами, а затем на схему ФК 2.4. В этой схеме перенесенный на околонулевую частоту комплексный сигнал подвергается согласованной фильтрации.
Сигнал первого канала с выхода схемы формирования квадратуры 1.4 поступает на узел преобразования частоты, состоящий из комплексного перемножителя формирования фазы (КПФФ) 1.6 и числового управляемого генератора (ЧУГ) 1.5. В КПФФ 1.6 осуществляется управление фазой сигнала, для этого в генератор (ЧУГ) 1.5 вводится минимальная частотная отстройка, позволяющая выполнить установку когерентной фазы с помощью петли ФАПЧ.
Во втором канале аналогичный узел преобразования частоты КПФФ 2.6 и ЧУГ 2.5 введен для сохранения идентичности параметров задержки и частотной отстройки, при этом управление фазой отсутствует.
С выходов узлов 1.6; 2.6 сигналы подаются на детектирующие комплексные перемножители (ДКП) 1.7; 2.7, затем на схемы восстановления несущей частоты (СВН) 1.8; 2.8.
Во втором канале схема восстановления несущей 2.8 осуществляет синхронизацию сигнала по несущей частоте, т.е. удаляет частотную отстройку посредством воздействия сигнала ошибки на ЧУГ 2.12 и ДКП 2.7.
В первом канале сигнал ошибки СВН 1.8 подается на узел преобразования частоты для управления фазой ЧУГ 1.5 и КПФФ 1.6. Таким образом, происходит синхронизация значения фазы несущей первого канала с фазой несущей частоты второго канала.
Аналитическое выражение синхронизации фаз может выглядеть следующим образом:
i1
q1
где: S, S - квадратурные компоненты сигнала первого канала;
i2
q2
S, S - квадратурные компоненты сигнала второго канала;
i1
q1
M, M - модуляционные компоненты сигнала второго канала;
i2
q2
M, M - модуляционные компоненты сигнала второго канала;
w - циклическая частота несущего колебания;
1
2
p, р - фаза частоты несущего колебания.
С выходов детектирующих комплексных умножителей 1.7; 2.7 сигналы поступают на схемы тактовой синхронизации (СТС) 1.9; 2.9.
Во втором канале в схеме генератора 2.11 с помощью СТС 2.9 происходит формирование тактовой частоты синхронной символьной частоте сигнала, затем на частотах, кратных этой частоте, в АЦП 1.2; 2.2 происходит дискретизация входных сигналов и вся дальнейшая обработка сигналов в устройстве.
В первом канале с помощью схемы петли ФАПЧ реализовано адаптивное управление временем задержки сигнала, условием для этого является следующее - длительность времени задержки не должна превышать 0,5 длительности периода тактовой частоты модуляции сигнала:
где: Dt - длительность времени задержки;
sr
F - тактовая частота модуляции сигналов.
Схема тактовой синхронизации (СТС) первого канала 1.9 выделяет разность фаз между данными отсчетов частоты дискретизации и символьной частотой сигнала. Сигнал разности фаз поступает на управляемую линию задержки 1.3, выполненную на основе интерполяционного полосового фильтра. Интерполяционный фильтр осуществляет сдвиг сигнала первого канала во времени за счет создания новых данных в отсчетах дискретизации. Таким образом, происходит синхронизация новых данных частоты дискретизации с кратной символьной частотой. И так как частота дискретизации одновременно синхронна кратной символьной частоте второго канала, то из этого следует достижение равенства фаз символьных частот, что, в свою очередь, означает выравнивание временных задержек сигналов в каналах приема.
Аналитическое выражение выравнивания временных задержек сигналов в интерполяционных фильтрах выглядит следующим образом:
out1
out2
S=S,
out1
где: S - выходной сигнал фильтра первого канала;
out2
S - выходной сигнал фильтра второго канала;
dt - дискретное значение времени;
1
i
S (dt) - входные дискретные значения сигнала первого канала;
2
i
_
S (dt)  входные дискретные значения сигнала второго канала;
i
X (dt) - дискретные значения импульсной характеристики;
N - «длина» дискретной импульсной характеристики;
Dt - время задержки сигнала.
Синхронные по времени, когерентные по фазе недетектированные сигналы первого и второго канала с выходов комплексных перемножителей КПФФ 1.6; 2.6 поступают на управляемые аттенюаторы 3.1; 3.2 схемы СВС. Функция аттенюаторов - установка оптимальных весов сигналов. Далее взвешенные сигналы поступают на сумматор 3.3 схемы СВС, затем комплексный суммарный сигнал подается на выход устройства. Автоматическое управление аттенюаторов осуществляется по командам схем принятия решения 1.10; 2.10 оценивающих отношение сигнал-шум в каналах приема. Сигналы для схем СПР 1.10; 2.10 поступают от комплексных перемножителей ДКП 1.7; 2.7. В состав схем СПР 1.10; 2.10 входит адаптивный корректор межсимвольных искажений, детектор АРУ и детектор оценки отношения сигнал-шум.