ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ РАЗБАЛАНСА МОСТОВОЙ СХЕМЫ В ЧАСТОТУ ИЛИ СКВАЖНОСТЬ
BRIDGE CIRCUIT IMBALANCE VOLTAGE CONVERTER TO FREQUENCY OR DUTY RATIO

Преобразователь напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность относится к информационно-измерительной технике и может быть использован в прецизионных преобразователях физических параметров (линейного ускорения, давления), магнитометрах, устройствах измерения гальванически развязанных токов, в электротермических преобразователях (расходомеры) в частоту или скважность.
Известен преобразователь напряжения разбаланса моста в скважность (экспресс-информация ВИНИТИ, серия «Контрольно-измерительная техника», №2, 1990 г., с. 16), содержащий мост, первый вход которого подключен к источнику питания, а второй вход его подключен к общей шине, первый выход моста подключен через первый резистор к инвертирующему входу первого операционного усилителя (ОУ), подключенному через конденсатор к его выходу, подключенному через второй резистор к неинвертирующему входу второго ОУ. Неинвертирующий вход первого ОУ и инвертирующий вход второго ОУ объединены и подключены ко второму выходу моста, первый выход моста через последовательно соединенные третий и четвертый резисторы подключен к неинвертирующему входу второго ОУ, выход которого подключен к приемнику скважности и точке объединения управляющего входа ключа и входу логического элемента НЕ, выход которого подключен к управляющему входу второго ключа. Входы каналов первого и второго ключей объединены и подключены к точке объединения третьего и четвертого резисторов, выход канала первого ключа подключен к источнику питания, выход канала второго ключа подключен к общей шине. В известном преобразователе напряжения разбаланса моста в скважность параметр скважности не зависит от изменения параметров времязадающих первого резистора и конденсатора. Недостатками известного устройства являются.
- нестабильность скважности, зависимой от изменения напряжения источника питания;
- нестабильность скважности из-за зависимости начального сопротивления моста от температуры;
- недостаточные функциональные возможности, т.к. не может выполнять функцию преобразователя напряжения разбаланса моста в частоту.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому изобретению является преобразователь напряжения разбаланса моста в частоту (Ю.Л. Ползунов, В.Д. Гальченко «Цифровые измерительно-управляющие устройства тензометрических весов и дозаторов», М., Энергоатомиздат, 1986 г., с. 46, рисунок 2.13), содержащий мост, первый вход которого подключен к источнику положительного напряжения питания и первому каналу первого аналогового ключа, второй вход моста подключен к источнику отрицательного напряжения питания и второму каналу первого аналогового ключа. Первый выход моста подключен через первый резистор первого резистивного делителя к общей шине и непосредственно к первому каналу второго аналогового ключа, второй выход моста подключен через второй резистор первого резистивного делителя к общей шине и непосредственно ко второму каналу второго аналогового ключа, выход первого аналогового ключа через третий резистор подключен к инвертирующему входу первого ОУ, подключенному через конденсатор к выходу первого ОУ, подключенному к первому инвертирующему входу инвертирующего трехвходового компаратора тока (сравнивающего устройства (СУ)), подключенному вторым инвертирующим входом к выходу первого аналогового ключа и третьим инвертирующим входом к выходу неинвертирующего ОУ. Выход второго аналогового ключа подключен к входу неинвертирующего ОУ. Выход токового СУ непосредственно подключен к общему управляющему входу первого и второго аналоговых ключей и через выходное устройство к выходу преобразователя. Неинвертирующие входы первого ОУ и токового СУ подключены к общей шине.
Недостатками известного устройства являются:
- сложность реализации из-за наличия двух разнополярных синхронно изменяющихся источников питания;
- нестабильность частоты при синхронном температурном изменении сопротивлений плеч моста, обусловленная отсутствием соответствующих компенсационных цепей. Например, при синхронном температурном изменении начального сопротивления плеч моста со 100 на 110 Ом дифференциальное выходное напряжение и выходная частота имеют разброс в 10%, т.к. выходное напряжение моста и частота пропорциональны синхронному неинформативному изменению сопротивлений плеч моста;
- отсутствие возможности определения начальной частоты моста путем закорачивания его выходов или их отключения из-за зависимости показаний от синхронного температурного изменения сопротивлений плеч моста и отсутствия возможности задания начальной частоты;
- инвертирующий трехвходовой компаратор тока (токовое СУ) не позволяет выполнить функции скоростного двухпорогового компаратора напряжения из-за невозможности введения гистерезисных резисторов и использования в качестве компаратора аналогового ОУ;
- недостаточные функциональные возможности, т.к. невозможно преобразование напряжения разбаланса моста в скважность импульсов.
Технической проблемой, на решение которой направлено заявляемое изобретение, является создание прецизионного преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность при работе с различными типами мостовых датчиков постоянного тока.
Достигаемый технический результат заключается в расширении функциональных возможностей, повышении стабильности частоты или скважности при изменении напряжения питания, при синхронном температурном изменении начального сопротивления плеч мостовой схемы, в повышении стабильности частоты или скважности за счет высокого быстродействия и выявления изменения параметров времязадающей RC-цепи (калибровки) путем определения начальной частоты при закорачивании выходов мостовой схемы или их отключении и в упрощении реализации за счет использования однополярного источника питания.
Для достижения указанного технического результата в преобразователе напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность, содержащем первый операционный усилитель, неинвертирующий усилитель, первый резистивный делитель, первый резистор, конденсатор, аналоговый ключ с управляющим входом, выходное устройство, мостовую схему, первый вход которой подключен к источнику питания, интегратор, образованный первым операционным усилителем, первым резистором и конденсатором, первый вывод первого резистора соединен с инвертирующим входом первого операционного усилителя и через конденсатор подключен к его выходу, новым является то, что дополнительно введены второй резистивный делитель, неинвертирующий компаратор напряжения, второй резистор, симметричный дифференциальный усилитель напряжения со входом смещения нуля, третий резистор, интегрирующая RC-цепь, вход которой соединен со вторым входом мостовой схемы и с первым выводом второго резистора, второй вывод которого соединен с общей шиной, выходы мостовой схемы соединены с входами дифференциального усилителя напряжения, вход смещения нуля которого соединен с первым входом неинвертирующего усилителя, второй вход которого соединен с выходом RC цепи, выход дифференциального усилителя напряжения соединен со вторым выводом первого резистора, первый вход первого резистивного делителя соединен со входом смещения нуля дифференциального усилителя напряжения или с его выходом, второй вход - с общей шиной, а выход - с неинвертирующим входом первого операционного усилителя, выход которого соединен с первым входом второго резистивного делителя, второй вход которого соединен с одним из выходов неинвертирующего компаратора напряжения и входом выходного устройства, а выход второго резистивного делителя напряжения соединен с входом неинвертирующего компаратора напряжения, вход питания которого соединен с выходом неинвертирующего усилителя, первый выход неинвертирующего компаратора напряжения соединен с выходным устройством, инвертирующий вход первого операционного усилителя через третий резистор соединен с входом канала аналогового ключа, управляющий вход которого подключен к одному из выходов неинвертирующего компаратора напряжения и к второму входу второго резистивного делителя, выход канала аналогового ключа соединен с общей шиной.
Выходное устройство может быть выполнено в виде формирователя амплитуды импульсов, что облегчает последующую дешифрацию сигналов частоты и в особенности скважности без искажения, связанного с регулированием напряжения на введенном входе питания введенного неинвертирующего компаратора напряжения.
В предлагаемом преобразователе напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или в скважность может использоваться аналоговый ключ как с прямым, так и с инверсным управляющим входом.
При использовании аналогового ключа с инверсным управляющим входом неинвертирующий компаратор напряжения выполнен на двух последовательно соединенных КМОП-логических элементах НЕ, вывод питания которых является входом питания неинвертирующего компаратора напряжения, вход первого КМОП-логического элемента НЕ является входом неинвертирующего компаратора напряжения, выход второго является первым выходом неинвертирующего компаратора напряжения, и подключен к инверсному управляющему входу аналогового ключа и к выходному устройству. Внутренний порог входа неинвертирующего компаратора напряжения автоматически задействован, т.к. КМОП-логические элементы имеют собственный автоматический порог, равный половине регулируемого напряжения на входе питания, расширяемый сверху и снизу за счет второго резистивного делителя, обеспечивающего гистерезис.
При использовании аналогового ключа с прямым управляющим входом неинвертирующий компаратор напряжения выполнен на двух последовательно соединенных КМОП-логических элементах НЕ, вход первого из которых является входом неинвертирующего компаратора напряжения, выход второго из которых является первым выходом неинвертирующего компаратора напряжения, подключенным к выходному устройству. Вывод питания КМОП-логических элементов НЕ является входом питания неинвертирующего компаратора напряжения, при этом выход первого КМОП-логического элемента НЕ является вторым выходом неинвертирующего компаратора напряжения, и подключен к прямому управляющему входу аналогового ключа.
Неинвертирующий усилитель может содержать третий и четвертый резисторы, второй операционный усилитель, неинвертирующий вход которого будет являться вторым входом неинвертирующего усилителя, а инвертирующий вход - первым входом неинвертирующего усилителя, который через третий резистор подключен к общей шине и через четвертый резистор к выходу второго операционного усилителя, выход которого будет являться выходом неинвертирующего усилителя.
Мостовая схема может быть выполнена на пассивных или активных элементах (с устройствами согласования).
Совокупность вышеуказанных признаков обеспечивает расширение функциональных возможностей за счет преобразования напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или в скважность путем коммутации вывода первого резистивного делителя с выходом дифференциального усилителя напряжения или его входом смещения нуля соответственно.
Повышение стабильности частоты или скважности при синхронном температурном изменении начального сопротивления плеч мостовой схемы достигается путем компенсации синхронного температурного изменения начального сопротивления плеч мостовой схемы соответствующими пропорциональными напряжениями на втором резисторе, входе смещения нуля дифференциального усилителя напряжения, на входе интегратора (образованного первым операционным усилителем, первым резистором и конденсатором) и входе регулируемого питания неинвертирующего компаратора напряжения и пропорциональных ему верхнему и нижнему порогам неинвертирующего гистерезисного компаратора напряжения, а также совокупностью вышеуказанных признаков.
Упрощение реализации за счет единого, даже нестабильного однополярного источника питания, обеспечено путем начального смещения напряжения смещения нуля выхода дифференциального усилителя напряжения (на ОУ и резисторах) и входе интегратора при помощи введенного равного напряжения на втором резисторе, равного половине напряжения на входе управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения и совокупностью вышеуказанных признаков.
Кроме того, за счет вышеперечисленных признаков обеспечена возможность выявления изменения параметров времязадающей RC-цепи интегратора, определение начальной частоты путем закорачивания выходов мостовой схемы. Закорачивание между собой выходов вводит мостовую схему с вторым резистором в сбалансированное состояние, т.к. дифференциальное напряжение (разбаланс) на ее выходах становится равным нулю. Определение начальной частоты возможно не только в исходном сбалансированном состоянии мостовой схемы (нормальная температура, стабилизированное питание, отсутствие разбаланса), но и в рабочем состоянии мостовой схемы (произвольная температура, нестабилизированное питание, рабочий разбаланс, вызванный измеряемым физическим фактором), т.к. закорачивание вводит мостовую схему в сбалансированное состояние, но введенное напряжение на втором резисторе обеспечивает стабильную начальную частоту и стабильную начальную скважность, равную 2.
Использование однополярного источника питания мощных КМОП-логических элементов НЕ для повышения быстродействия неинвертирующего компаратора напряжения обеспечивает работу преобразователя с повышенной частотой преобразования, т.е. с повышенным быстродействием по сравнению с операционными усилителями или даже интегральными дифференциальными компараторами напряжения, а также работу на длинные линии связи, имеющие большие паразитные емкости, без искажения фронтов и амплитуд выходного сигнала.
Мостовая схема может быть выполнена на пассивных элементах, если сопротивления плеч мостовой схемы не велики, или на активных элементах (например, в виде повторителей напряжения) для согласования с дифференциальным усилителем.
Таким образом, совокупность вышеуказанных признаков обеспечивает достижение заявленного технического результата.
Изобретение поясняется чертежами.
На фиг. 1 представлен пример выполнения схемы преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность при использовании аналогового ключа с инверсным управляющим входом.
На фиг. 2 представлены временные диаграммы работы в режиме преобразования частоты при равном питании (7,5 В) и равном разбалансе сопротивлений мостовой схемы на 5 Ом без и при воздействии температуры.
На фиг. 3 представлены временные диаграммы работы преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность.
Преобразователь напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность содержит первый операционный усилитель 1, неинвертирующий усилитель 2, первый резистивный делитель 3, первый резистор 4, конденсатор 5, аналоговый ключ 6 с управляющим входом, выходное устройство 7, мостовую схему 8, первый вход которой подключен к источнику питания 9, первый вывод первого резистора 4 соединен с инвертирующим входом первого операционного усилителя 1 и через конденсатор 5 подключен к его выходу, второй резистивный делитель 10, неинвертирующий компаратор напряжения 11, второй резистор 12, симметричный дифференциальный усилитель напряжения 13 со входом смещения нуля 14, третий резистор 15, интегрирующую RC-цепь 16, вход которой соединен со вторым входом мостовой схемы 8 и с первым выводом второго резистора 12, второй вывод которого соединен с общей шиной, выходы мостовой схемы 8 соединены с входами дифференциального усилителя напряжения 13, вход 14 смещения нуля которого соединен с первым входом неинвертирующего усилителя 2, второй вход которого соединен с выходом RC-цепи 16, выход дифференциального усилителя напряжения 13 соединен со вторым выводом первого резистора 4, первый вход первого резистивного делителя 3 соединен со входом смещения нуля 14 дифференциального усилителя напряжения 13 или с его выходом, второй вход - с общей шиной, а выход - с неинвертирующим входом первого операционного усилителя 1, выход которого соединен с первым входом второго резистивного делителя 10, второй вход которого соединен с первым выходом неинвертирующего компаратора напряжения 11 и входом выходного устройства 7, а выход второго резистивного делителя 10 соединен с входом неинвертирующего компаратора напряжения 11, вход питания 17 которого соединен с выходом неинвертирующего усилителя 2, инвертирующий вход первого операционного усилителя 1 через третий резистор 15 соединен с входом канала аналогового ключа 6, инверсный управляющий вход которого подключен к первому выходу неинвертирующего компаратора напряжения 11 и к второму входу второго резистивного делителя 10, выход канала аналогового ключа 6 соединен с общей шиной. Первый операционный усилитель 1, первый резистор 4 и конденсатор 5 образуют интегратор. Коэффициент передачи указанного симметричного дифференциального усилителя напряжения по входу смещения нуля, подключенному через соответствующие цепи ко второму резистору, равен единице, по первому и второму дифференциальным входам - более единицы (например, равен 8 для усиления малого сигнала разбаланса мостовой схемы в восемь раз).
Неинвертирующий усилитель 2 содержит четвертый 19 и пятый 20 резисторы, второй операционный усилитель 21, неинвертирующий вход которого является вторым входом неинвертирующего усилителя 2, а инвертирующий вход является первым входом неинвертирующего усилителя 2, который через четвертый резистор 19 подключен к общей шине и через пятый резистор 20 к выходу второго операционного усилителя 21, выход которого является выходом неинвертирующего усилителя 2.
В данном примере выполнения выходное устройство 7 выполнено в виде формирователя амплитуды импульсов, что облегчает последующую дешифрацию сигналов частоты и в особенности скважности без искажения амплитуды, связанной с регулированием напряжения на входе питания 17 введенного неинвертирующего компаратора напряжения 11.
Мостовая схема 8 выполнена на пассивных элементах (тензорезисторах 22, 23, 24, 25) и активных устройствах согласования на операционных усилителях 26.1 и 26.2, выходы которых являются выходами мостовой схемы 8.
Преобразователь напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность используется для мостовых схем с малым разбалансом напряжения, при этом дифференциальный усилитель напряжения должен иметь большой коэффициент усиления.
В случае использования аналогового ключа 6 с прямым управляющим входом второй выход неинвертирующего компаратора напряжения 11 подключен к прямому управляющему входу аналогового ключа 6. Использование КМОП аналогового ключа с низким потреблением мощности, высокой скоростью переключения, низким сопротивлением в открытом состоянии, низким током утечки в сочетании со скоростными КМОП-логическими элементами НЕ обеспечивает прецизионные характеристики предлагаемого преобразователя.
За счет повышения помехозащищенности преобразование частоты или скважности путем дифференциального усиления и интегрирующего преобразования со сменой направления интегрирования и за счет введения компенсирования влияния изменения напряжения питания, температурного изменения начального сопротивления (или напряжения смещения нуля) мостовой схемы и ее калибровки на выходные параметры обеспечивается прецизионность измерений при последующей обработке информации аналого-цифровым преобразователем (на фиг. 1 не показан) с повышенной разрядностью.
0
0
Работа заявляемого преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту при подключении резистора 32 первого резистивного делителя 3 условным ключом к выходу дифференциального усилителя напряжения 13, при питании 7,5 В поясняется временными диаграммами (фиг. 2), где начальные сопротивления плеч мостовой схемы R=100 Ом (начальная температура 25°С), неинформативные синхронно измененные под воздействием температуры 100°С сопротивления мостовой схемы R=110 Ом, информативные (измеряемые) разбалансы сопротивлений плеч мостовой схемы в омах равны и составляют 5 Ом. Сопротивления R22=R25=105 Ом для R23=R24=95 Ом и R22=R25=115 Ом для R23=R24=105 Ом.
На фиг. 2 U11 - прямоугольные напряжения на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 с характерными признаками: скважность постоянна и равна 2 во всем диапазоне преобразования, частота стабильна и соответствует установленному разбалансу 5 Ом и не зависит от синхронного температурного изменения сопротивления мостовой схемы от 100 Ом до 110 Ом. Питание мостовой схемы равно 7,5 В;
0
U11', U11'' - напряжения на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 при параллельных сопротивлениях плеч мостовой схемы 100 Ом и 110 Ом соответственно, вызванных общим паразитным синхронным температурным изменением начального сопротивления R со 100 Ом на 110 Ом при воздействии температуры и установленным разбалансом в 5 Ом. Информативный разбаланс установил выходную частоту, а синхронное изменение со 110 Ом на 100 Ом изменяет только амплитуду импульсов на U11', U11'';
0
0
,  - разные напряжения на втором резисторе 12 (не зависящие от установленного разбаланса мостовой схемы 5 Ом - особенность схемы), но изменяются при различных начальных сопротивлениях мостовой схемы R=100 Ом и R=110 Ом соответственно, вызванных синхронным неинформативным изменением начального сопротивления со 100 Ом на 110 Ом при воздействии температуры.,  не изменяются при разбалансе 5 Ом за счет равенства параллельного включения плеч мостовой схемы 8 (R22||R24, R23||R25). Следует выделить, что напряжения ,  повторяются на выходе помехоподавляющей интегрирующей RC-цепи 16 и на входе неинвертирующего усилителя 2 с высоким входным сопротивлением и, соответственно, равны напряжению на его инвертирующем входе (как напряжения на инвертирующем и неинвертирующем входах ОУ 21). Подобная развязка по сопротивлению выполнена для согласования относительно невысокого входного сопротивления дифференциального усилителя напряжения 13 по входу 14 смещения нуля с высоким выходным сопротивлением помехоподавляющей интегрирующей RC-цепи 16 (по сравнению с низким выходным сопротивлением инвертирующего входа ОУ 21);
0
0
U13', U13'' - разностные напряжения на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 при информативном разбалансе мостовой схемы 5 Ом и разных начальных (не информативных) сопротивлениях плеч мостовой схемы R=100 Ом и R=110 Ом соответственно;
U1', U1'' - треугольные напряжения разной крутизны и амплитуды порогов (за счет не равных U13', U13'') на выходе интегратора (на ОУ 1, первом резисторе 4 и конденсаторе 5) при установленном разбалансе мостовой схемы в 5 Ом и изменяемых начальных сопротивлениях 100 Ом и 110 Ом соответственно. Частота стабильна, т.к. приращение крутизны скомпенсировано приращением амплитуд порогов за счет приращения напряжения питания по входу питания 17 неинвертирующего компаратора напряжения 11.
Моменты переключения направления треугольного напряжения соответствуют моментам достижения верхнего и нижнего порогов неинвертирующего (двухпорогового гистерезисного) компаратора напряжения 11. Верхний и нижний пороги неинвертирующего компаратора напряжения 11 определяются напряжением на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11, гистерезисом за счет резисторов 34 и 35 (второго резистивного делителя 10) и напряжением на втором резисторе 12. При этом напряжение на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 любого исполнения равно удвоенному напряжению на втором резисторе 12 за счет неинвертирующего усилителя 2 с коэффициентом усиления Кус=2.
Для указанного случая преобразования в частоту скорости нарастания и спада треугольного напряжения различаются между собой, частота преобразования неизменна и соответствует разбалансу 5 Ом, но не зависит от начального сопротивления мостовой схемы 100 Ом и 110 Ом, моменты переключения направления треугольного напряжения соответствуют моментам достижения верхнего и нижнего порогов неинвертирующего компаратора напряжения 11.
Работа заявляемого преобразователя в режиме преобразования скважности при отсутствии разбаланса мостовой схемы, а также в режиме преобразования скважности при рабочих разбалансах мостовой схемы в разных направлениях поясняется фиг. 3 а) и фиг .3б), в) соответственно, где:
Uнкн - напряжение на выходе неинвертирующего компаратора напряжения;
Uинт - треугольное напряжение на выходе интегратора.
В исходном статическом состоянии при подключении условным ключом резистора 32 первого резистивного делителя 3 к выходу дифференциального усилителя напряжения 13 мостовая схема 8 сбалансирована закорачиванием ее выходов между собой (на фиг. 1 не показано). При этом выявлено, что параллельное соединение пар сопротивлений резисторов 105 и 95 Ом (или 115 и 105 Ом) имеет величину 50 Ом (или 55 Ом), равную  Ом (или 55 Ом). Полное сопротивление мостовой схемы 8 при этом составляет 2⋅50 Ом=100 Ом (или 2⋅55 Ом=110 Ом), что соответствует полному начальному сопротивлению незакороченной (без разбаланса) мостовой схемы 8 при сопротивлениях плеч, равных 100 Ом (или 110 Ом). За счет начального напряжения на втором резисторе 12, приведенного дифференциальным усилителем напряжения 13 к входу интегратора (второму выводу первого резистора), на выходе преобразователя (по фиг. 1) образуется стабильная начальная частота, не зависящая от величины начального сопротивления плеч мостовой схемы 100 или 110 Ом (на фиг. 2 не показана).
1
В рабочем режиме при снятии закоротки появляется измеряемый разбаланс ±5 Ом относительно начальных сопротивлений 100 Ом и 110 Ом, и формируется частота, отличная от начальной, но пропорциональная разбалансу. Сопротивление второго резистора 12 выбирается постоянным и равным 50 Ом (половина начального сопротивления плеча мостовой схемы 100 Ом). Первый ОУ 1 работает в линейном режиме, т.к. входит в состав интегратора (он охвачен отрицательной обратной связью через конденсатор 5). Неинвертирующий компаратор напряжения 11 на КМОП-логических элементах НЕ 18.1 и 18.2 преобразует треугольные колебания, вырабатываемые интегратором, в прямоугольные. Смена направления треугольных колебаний выполняется с помощью аналогового ключа 6, управляющего интегратором. Для анализа работы схемы предположим, что на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 имеется высокий уровень напряжения, поэтому канал аналогового ключа 6 заперт по управляющему инверсному входу и ток через третий резистор 15 не течет. Приложенное к входу интегратора (см. U13 на фиг. 2) напряжение вызывает протекание тока I, разряжающего конденсатор 5. Величина этого тока при условии равенства сопротивлений резисторов 32, 33 (R32=R33) определяется по формуле:
где R4 - сопротивление первого резистора 4.
Ток разряда конденсатора 5 определяется соотношением:
где: С5 - емкость конденсатора 5;
ΔU5 - приращение напряжения на конденсаторе С5.
Приращение напряжения ΔU5 равно максимальному изменению напряжения на конденсаторе С5, которое определяется разностью напряжений порогов переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11 на КМОП-логических элементах НЕ 18.1 и 18.2 с выходом Rail-To-Rail. Внутренний порог входа неинвертирующего компаратора напряжения 11 автоматически задействован, т.к. КМОП-логические элементы 18.1, 18.2 имеют собственный автоматический порог, равный половине регулируемого напряжения на входе питания 17, расширяемый сверху и снизу за счет второго резистивного делителя 10, обеспечивающего гистерезис. Эти пороги, в свою очередь, устанавливаются напряжением Uпит на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11 и гистерезисом за счет резисторов R34 и R35. Пороговые напряжения ,  для неинвертирующего компаратора напряжения 11 могут быть определены по формулам:
где: Uпит - напряжение на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11, при этом
R34 - сопротивление резистора 34;
R35 - сопротивление резистора 35.
Разность порогов равна:
R12
R12
при этом Uпит=2⋅U, где U - напряжение на втором резисторе 12.
2
По мере разряда конденсатора 5 выходное напряжение интегратора U1 уменьшается до тех пор, пока не достигнет нижнего порога переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11, после чего выходное напряжение неинвертирующего компаратора напряжения 11 станет равным нулю, и, следовательно, по этому сигналу канал аналогового ключа 6 открыт и связан с общей шиной, обеспечивая тем самым нулевой уровень напряжения на его выходе. Ток I через резистор 15 потечет в общую шину. Величина этого тока определяется соотношением:
где R15 - сопротивление резистора 15.
2
1
1
2
Если R15=R4/2 то ток I в два раза больше тока I. Это приведет к тому, что теперь конденсатор 5 будет заряжаться током (I-I), равным току разряда этого конденсатора в первом такте, но противоположном по направлению. Следовательно, напряжение на выходе первого ОУ 1 станет нарастать с той же скоростью, с какой в первом такте снижалась. При достижении этим напряжением верхнего порога переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11 схема вернется в первоначальное состояние, и цикл повторится. Таким образом, на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 формируются симметричные прямоугольные колебания с коэффициентом заполнения 0,5. Частота этих колебаний может быть определена на основании предыдущих формул и условий по выражению:
0
0
0
0
Рассмотрим мостовую схему (по фиг. 1 при подключении резистора 32 первого резистивного делителя 3 условным ключом к выходу дифференциального усилителя напряжения 13), в которой начальные сопротивления плеч мостовой схемы 8 R=100 Ом, синхронно измененные под воздействием температуры сопротивления мостовой схемы R(t)=R+ΔR(t)=110 Ом, разбаланс мостовой схемы 8 ΔR в омах относительно 100 и 110 Ом составляет ±5 Ом, постоянное сопротивление второго резистора R12=R/2=50 Ом, напряжение V на источнике питания 9 равно 7,5 В. Определим напряжение разбаланса  мостовой схемы 8 (между первым и вторым выходами мостовой схемы 8) без воздействия температуры по формуле:
где
0
- относительное изменение R (разбаланс) без воздействия температуры,
R22, R23, R24, R25 - сопротивления плеч мостовой схемы 8.
Тогда =(7,5-2,5)⋅0,05=0,25 В=250 мВ.
Определим напряжение разбаланса  мостовой схемы 8 (между первым и вторым выходами мостовой схемы 8) при воздействии температуры по формуле:
где
0
- относительное изменение R (разбаланс),
0
- относительное синхронное изменение R при воздействии температуры.
Тогда
При разбалансе мостовой схемы 8 без воздействия температуры напряжение на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 с коэффициентом усиления 4 дифференциального сигнала определяется по формуле:
При разбалансе мостовой схемы 8 при воздействии температуры напряжение на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 с коэффициентом усиления 4 дифференциального сигнала определяется по формуле:
Напряжение на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11 при разбалансе мостовой схемы без воздействия температуры:
Напряжение на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11 при разбалансе мостовой схемы 8 и при воздействии температуры:
Тогда отношения напряжений  в формуле (1) при разбалансе мостовой схемы 8 без воздействия температуры, при разбалансе мостовой 8 схемы при воздействии температуры равны, т.к.:
Отметим, что при дополнительном изменении напряжения V на источнике питания 9 все величины, рассчитанные выше, изменяются пропорционально, поэтому отношение напряжений  остается также постоянным.
Тогда частота по формуле (1) равна:
Это подтверждает независимость формируемой частоты от напряжения питания и от синхронного температурного изменения начального сопротивления мостовой схемы, и, в то же время, при информативном разбалансе мостовой схемы 8 напряжение U13 изменяется в такт разбалансу, но остается связанным с напряжением питания и порогами неинвертирующего компаратора напряжения 11 из-за второго резистора 12, что позволяет преобразовать только дифференциальное изменение (разбаланс) сопротивлений плеч мостовой схемы 8 в соответствующее изменение частоты. При этом скважность выходного сигнала остается постоянной и равной 2 во всем диапазоне преобразования разбаланса мостовой схемы 8 в частоту.
Поскольку в формуле (1) преобразованной частоты участвует постоянная времени R4⋅C5, зависящая в основном от разброса емкости конденсатора 5, ее изменение должно быть скомпенсировано калибровкой заявленного преобразователя в целом, выполняемой с помощью закорачивания выходов мостовой схемы 8. При этом эквивалентное сопротивление каждой из двух параллельных закороченных ветвей мостовой схемы 8 остается неизменным и равным величине сопротивления второго резистора 12 для известного начального сопротивления мостовой схемы 8. Последующее синфазное температурное изменение сопротивления мостовой схемы 8 скомпенсировано, как показано выше, изменением напряжения на втором резисторе 12, связанным с ним напряжением на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и напряжением U13 на выходе дифференциального усилителя напряжения 13, пропорциональным напряжению на втором резисторе 12.
В исходном состоянии для режима преобразования разбаланса мостовой схемы в скважность выходного сигнала положение условного переключателя меняется, при этом резистор 32 первого резистивного делителя 3 подключен к входу 14 смещения нуля дифференциального усилителя напряжения 13. При сбалансированной мостовой схеме 8 начальная скважность по-прежнему равна 2.
1
Для анализа работы схемы преобразования в скважность в исходном состоянии предположим, что на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 имеется высокий уровень напряжения, поэтому канал аналогового ключа 6 заперт по управляющему инверсному входу и ток через резистор 15 не течет. Приложенное к входу интегратора (см. U13 на фиг. 2) напряжение вызывает протекание тока I, разряжающего конденсатор 5. Величина этого тока при условии равенства сопротивлений резисторов 32, 33 (R32=R33) определяется по формуле:
где R4 - сопротивление первого резистора 4.
Ток разряда конденсатора 5 определяется соотношением:
где: С5 - емкость конденсатора 5;
ΔU5 - приращение напряжения на конденсаторе С5.
Приращение напряжения ΔU5 равно максимальному изменению напряжения на конденсаторе С5, которое определяется разностью напряжений двух порогов переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11 на КМОП-логических элементах НЕ 18.1 и 18.2 с выходом Rail-To-Rail. Эти пороги, в свою очередь, устанавливаются напряжением Uпит на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11 и гистерезисом за счет резисторов R34 и R35. Пороговые напряжения ,  для неинвертирующего компаратора напряжения 11 могут быть определены по формулам:
где: Uпит - напряжение на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11, при этом
R34 - сопротивление резистора 34;
R35 - сопротивление резистора 35.
Разность порогов равна:
R12
R12
при этом Uпит=2⋅U, где U - напряжение на втором резисторе 12.
2
По мере разряда конденсатора 5 выходное напряжение интегратора U1 уменьшается до тех пор, пока не достигнет нижнего порога переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11, после чего выходное напряжение неинвертирующего компаратора напряжения 11 станет равным нулю, и, следовательно, по этому сигналу канал аналогового ключа 6 открыт и связан с общей шиной, обеспечивая тем самым нулевой уровень напряжения на его выходе. Ток I через третий резистор 15 потечет в общую шину. Величина этого тока определяется соотношением:
где R15 - сопротивление резистора 15.
2
1
Если R15=R4/2 то ток I в два раза больше тока I. Это приведет к тому, что теперь конденсатор 5 будет заряжаться током:
равным току разряда этого конденсатора в первом такте, но противоположным по направлению. Следовательно, напряжение на выходе первого ОУ 1 станет нарастать с той же скоростью, с какой в первом такте снижалась. При достижении этим напряжением верхнего порога переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11 схема вернется в первоначальное состояние, и цикл повторится. Таким образом, при сбалансированной мостовой схеме 8 на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 формируются симметричные прямоугольные колебания с коэффициентом заполнения 0,5.
Изменяемая скважность Q колебаний может быть определена при изменении напряжения U13 на основании предыдущих формул и условий из выражения, не зависящего от параметров времязадающей RC-цепи (резистор R4, конденсатор С5):
1
где t - длительность паузы выходного сигнала неинвертирующего компаратора напряжения 11;
2
t - длительность импульса выходного сигнала неинвертирующего компаратора напряжения 11;
1
2
t+t - период выходного сигнала неинвертирующего компаратора напряжения 11.
Т.к. амплитуда импульсов на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 зависит от напряжения питания на входе 17 управления питанием, то ее нормализация (стабильность амплитуды) обеспечивается выходным устройством 7, которое передает сигнал в линию связи или приемник (на фиг. 1 не показаны).
1
1
2
R12
При разбалансе мостовой схемы (напряжение U13 на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 меняется) величина t/(t+t) по формуле (2), отражающая параметры скважности, становится переменной, изменяемой линейно и пропорционально разбалансу мостовой схемы. Но независимость формируемой скважности от напряжения питания и от синхронного температурного изменения начального сопротивления мостовой схемы 8 сохраняется при переключении резистора 32 первого резистивного делителя 3 условным ключом с выхода дифференциального усилителя напряжения 13 на его вход 14 смещения нуля, имеющий постоянный уровень напряжения U c резистора 12. При этом скважность остается связанной с напряжением питания на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и его порогами и компенсирующим напряжением на «компенсирующем» втором резисторе 12, что позволяет преобразовывать только дифференциальное изменение (разбаланс) сопротивлений плеч мостовой схемы 8 в соответствующее изменение скважности. При этом скважность импульсов на выходе выходного устройства 7 пропорциональна только информативному разбалансу мостовой схемы 8, а, следовательно, однозначно отображает равный разбаланс в омах относительно неравных начальных сопротивлений мостовой схемы 8 (измерительных (например, тензометрических) преобразователей). Измерение скважности в настоящее время производится цифровыми методами с помощью микропроцессора, либо аналоговым методом с помощью прецизионного аналогового фильтра нижних частот, либо с помощью простейшей интегрирующей RC-цепи.
Упрощение и работоспособность за счет единого для преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность однополярного источника питания 9 обеспечено путем начального смещения напряжения смещения нуля на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 и входе интегратора (на первом ОУ 1, резисторе 4 и конденсаторе 5) при помощи напряжения со второго резистора 12, равного половине напряжения на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и совокупностью вышеуказанных признаков.
Повышение стабильности при изменении напряжения источника питания 9, при синхронном температурном изменении начального сопротивления плеч мостовой схемы 8 достигается путем компенсации синхронного температурного изменения начального сопротивления плеч мостовой схемы 8 соответствующими пропорциональными напряжениями на выходе дифференциального усилителя напряжения 13, входе интегратора и входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и пропорциональных им верхнего и нижнего порогов переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11, а также совокупностью вышеуказанных признаков.
Повышение стабильности за счет высокого быстродействия достигается введением быстродействующего КМОП аналогового ключа 6 с управляющим входом с низким потреблением мощности, высокой скоростью переключения, низким сопротивлением в открытом состоянии и низким током утечки в сочетании с такими же по характеристикам быстродействующими КМОП-логическим элементами НЕ 18.1, 18.2 обеспечивает высокие точностные характеристики предлагаемого преобразователя (по сравнению с биполярными и пр. аналоговыми ключами и неинвертирующим компаратором напряжения на дифференциальных компараторах или операционных усилителях).
Обеспечение возможности определения начальной частоты путем закорачивания выходов мостовой схемы 8 обеспечено за счет начального смещения напряжения смещения нуля на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 и входе интегратора (второй вывод резистора 4) при помощи напряжения со второго резистора 12, равного половине напряжения на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11, компенсации синхронного температурного изменения начального сопротивления плеч мостовой схемы 8 соответствующими пропорциональными напряжениями на выходе дифференциального усилителя напряжения 13, входе интегратора и входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и пропорциональных им верхнему и нижнему порогам переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11. Выявлено, что закорачивание вводит мостовую схему 8 с вторым резистором 12 в сбалансированное состояние, при этом определение начальной частоты с целью исключения нестабильности сопротивления резистора 4 и емкости конденсатора 5 времязадающей цепи интегратора в режиме преобразования частоты возможно:
- в известном исходном сбалансированном состоянии мостовой схемы 8 (нормальная температура, стабилизированное питание, отсутствие разбаланса);
- в рабочем состоянии мостовой схемы 8 (произвольная температура, нестабилизированное питание, рабочий разбаланс, вызванный измеряемым физическим фактором), т.к. закорачивание вводит мостовую схему 8 в сбалансированное состояние, выявляемое напряжением на втором резисторе 12.
Параметры времязадающей цепи интегратора (резистор 4, конденсатор 5) не влияют на стабильность преобразования скважности, но калибровка закорачиванием выявляет начальный разбаланс мостовой схемы 8 (например, при ее изготовлении).
Испытания преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность, выполненного на:
- неинвертирующем компараторе напряжения (КМОП-логические элементы НЕ 1564ЛН2, или ОУ 1487УД2У, или компаратор напряжения 521СА301);
- дифференциальном усилителе с дифференциальным коэффициентом усиления 4 (ОУ 1487УД2У, прецизионные резисторы С2-29 В);
- интеграторе (ОУ 1487УД2У, прецизионные резистор С2-29 В и конденсатор К10-43в);
- неинвертирующем усилителе с коэффициентом усиления 2 (ОУ 1487УД2У, прецизионные резисторы С2-29В);
- КМОП аналоговом ключе (1302КН4У);
- Активных и пассивных датчиках давления с мостовым выходом, который имеет начальное сопротивление 100 Ом с температурным коэффициентом 0,1%/°С и информативный разбаланс 5 Ом, вызванный измеряемым давлением;
Моделирование преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы давления в частоту или скважность в САПР Micro-Cap 9.0, выполненного на операционных усилителях типа AD824, AD8044, КМОП-логических элементах НЕ SN74HC00, компараторе напряжения LM111, аналоговом ключе ADG441, соответствующих резисторах и конденсаторе, подтвердили его работоспособность и заявленные преимущества в диапазоне рабочих температур от -50°С до +50°С.
Результаты испытания макета преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность следующие:
- обеспечено преобразование напряжения информативного разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность при использовании различных типов мостовых датчиков постоянного тока;
- подтверждена линейная зависимость выходной частоты или выходной скважности от напряжения разбаланса мостовой схемы;
- обеспечивалась независимость выходной частоты и скважности (изменение не более 0,1%) от синхронных неинформативных изменений начального сопротивления мостовой схемы (на 10%), от изменения напряжения его питания (на 10%), от температуры окружающей среды в диапазоне от -50°С до +50°С, от параметров постоянной времени RC-цепи интегратора после проведения калибровки.