ФИЛЬТРУЮЩЕЕ УСТРОЙСТВО
FILTER DEVICE

Уровень техники
Современные системы высокоскоростной связи задействуют оптические компоненты для передачи информации посредством оптических сигналов. Обычно оптические сигналы передают по оптоволоконному кабелю, который, к сожалению, искажает передаваемый сигнал из-за разных характеристик передачи для разных длин волн. Искажение может содержать ослабление сигнала, зависящее от длины волны, или хроматическую дисперсию, которая возникает, когда компоненты сигнала с разными длинами волн распространяются с разными скоростями по оптическому каналу связи.
Для компенсации искажений, в приемнике может быть применен цифровой фильтр для улучшения качества сигнала и последующего обнаружения переданной информации. В случае цифровой фильтрации, сначала выполняют когерентную оптическую демодуляцию и, затем, оптоэлектронное преобразование с помощью, например, фотодиодов. Наконец, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) выводит цифровой сигнал. Тем не менее, результирующий цифровой сигнал по-прежнему содержит остаточное искажение, например хроматическую дисперсию, которая может быть уменьшена цифровой фильтрацией.
2
<mrow><msubsup><mi>H</mi><mrow><mi>d</mi><mi>i</mi><mi>s</mi></mrow><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mrow><mo>(</mo><mi>ω</mi><mo>)</mo></mrow></mrow>
Для фильтрации хроматической дисперсии может быть применен эффективный фильтр, известный из доклада ОМТ1 на OFC 2009 (Выставка оптоволоконных коммуникаций) за авторством М.Кушнерова (М.Kuschnerov), Ф.Н.Хаска (F.N. Hauske), К.Пьяванно (К.Piyawanno), Б. Шпиннлера (В.Spinnler), А.Наполи (A.Napoli) и Б.Ланкла (В.Lankl), озаглавленного "Адаптивное выравнивание хроматической дисперсии для когерентных систем с бездисперсионным управлением". Описанный в данном случае фильтр основан на критерии u(t)=|s(t)| - R ошибок, выводимом из комплексного значения временной области сигнала s(t) и где R означает ожидаемую мощность. Данный подход относится к известному алгоритму на основе критерия постоянства модуля (СМА). Для адаптации фильтра в частотной области, сигнал u(t) ошибки переносят в частотную область для обновления функции фильтрации, т.е. коэффициентов фильтра. После множества последовательных обновлений, фильтр аппроксимирует идеальную функцию
фильтра, определяющую коэффициенты фильтра и представляющую собой функцию, обратную функции фильтра канала, и вводящую хроматическую дисперсию.
Раскрытие изобретения
Задачей настоящего изобретения является предложение принципов адаптации эффективного фильтра в частотной области, в частности, предназначенных для фильтрации хроматической дисперсии.
Изобретение основано на поисках оптимального фильтра, который может быть получен на основе выбора таких коэффициентов фильтра из множества коэффициентов фильтра, которые основаны на оценке отфильтрованных сигналов или автокорреляции последовательности из каждого отфильтрованного сигнала в интервале частот вблизи тактовой частоты. Входной сигнал фильтруют с использованием возможных вариантов коэффициентов фильтра, из которых могут быть выбраны оптимальные коэффициенты фильтра. Входной сигнал может содержать, а может и не содержать, синхросигнал.
Согласно одному аспекту, настоящее изобретение относится к фильтрующему устройству для фильтрации входного сигнала, и входной сигнал содержит синхросигнал с заданной тактовой частотой. Фильтрационное устройство содержит фильтр для фильтрации входного сигнала с использованием первого набора коэффициентов фильтра для получения первого отфильтрованного сигнала, и фильтрации входного сигнала с использованием второго набора коэффициентов фильтра для получения второго отфильтрованного сигнала, коррелятор частотной области для корреляции первого подмножества составляющих частотной области первого отфильтрованного сигнала для получения первого корреляционного значения, и для корреляции второго подмножества составляющих частотной области второго отфильтрованного сигнала для получения второго корреляционного значения, в котором первое подмножество коррелированных составляющих частотной области и второе подмножество коррелированных составляющих частотной области располагаются в заданном диапазоне коррелированных сигналов, содержащих тактовую частоту, а также процессор, выбирающий для фильтрации входного сигнала либо первый набор коэффициентов фильтра, либо второй набора коэффициентов фильтра на основе первого корреляционного значения и второго корреляционного значения. Фильтр, и/или коррелятор, и/или процессор могут работать в частотной области. Согласно одному варианту осуществления, коррелятор выполнен с возможностью корреляции первого подмножества составляющих частотной области для получения первой корреляционной последовательности в частотной области и суммирования значений первой корреляционной последовательности для получения первого корреляционного значения, а также корреляции второго подмножества составляющих частотной области для получения второй корреляционной последовательности в частотной области и суммирования значений второй корреляционной последовательности для получения второго корреляционного значения.
Согласно одному варианту осуществления, процессор выполнен с возможностью выбора первого набора коэффициентов фильтра, если первое корреляционное значение больше или равно второму корреляционному значению, или второго набора коэффициентов фильтра, если второе корреляционное значение больше или равно первому корреляционному значению. Согласно одному варианту осуществления, фильтр выполнен с возможностью фильтрации множества входных сигналов с использованием первого набора коэффициентов фильтра для получения множества первых отфильтрованных сигналов, и фильтрации множества входных сигналов с использованием второго набора фильтра для получения множества вторых отфильтрованных сигналов, коррелятор частотной области выполнен с возможностью корреляции первого подмножества составляющих частотной области для каждого из первых отфильтрованных сигналов для получения множества первых корреляционных значений и корреляции второго подмножества составляющих частотной области для каждого из вторых отфильтрованных сигналов для получения множества вторых корреляционных значений, где каждое подмножество составляющих частотной области расположено в заданном диапазоне частот, содержащем тактовую частоту, и процессор выполнен с возможностью суммирования множества первых корреляционных значений для получения первого корреляционного значения, суммирования множества вторых корреляционных значений для получения второго корреляционного значения и выбора первого набора коэффициентов фильтра, если первое корреляционное значение больше или равно второму корреляционному значению, или выбора второго набора коэффициентов фильтра, если второе корреляционное значение больше или равно первому корреляционному значению.
Согласно одному варианту осуществления, первый набор коэффициентов фильтра и второй набор коэффициентов фильтра содержат, соответственно, разные характеристики фильтра хроматической дисперсии для разной фильтрации входного сигнала. Согласно одному варианту осуществления, первый набор коэффициентов фильтра и второй набор коэффициентов фильтра содержат, соответственно, характеристики фильтра поляризационной модовой дисперсии (PMD), фильтр вращения поляризации, в частности, для фильтрации вращения поляризации с одинаковыми или разными углами полной поляризации. В этом случае, фильтр PMD может быть так же выполнен с возможностью вращения поляризации, что образует подмножество эффектов PMD.
Согласно одному варианту осуществления, первый набор коэффициентов фильтра содержит множество первых подмножеств коэффициентов фильтра, множество первых подмножеств коэффициентов фильтра содержит, соответственно, первую характеристику фильтрации хроматической дисперсии и разные характеристики поляризационной модовой дисперсии, второй набор коэффициентов фильтра содержит множество вторых подмножеств коэффициентов фильтра, множество вторых подмножеств коэффициентов фильтра содержит, соответственно, вторую характеристику фильтрации хроматической дисперсии и разные характеристики поляризационной модовой дисперсии, фильтр выполнен с возможностью фильтрации входного сигнала с использованием множества первых подмножеств коэффициентов фильтра для получения множества первых отфильтрованных сигналов и фильтрации входного сигнала с использованием множества вторых подмножеств коэффициентов фильтра для получения множества вторых отфильтрованных сигналов, коррелятор частотной области выполнен с возможностью корреляции первого подмножества частотных составляющих каждого из первых отфильтрованных сигналов для получения первых корреляционных значений и корреляции второго подмножества частотных составляющих каждого из вторых отфильтрованных сигналов для получения вторых корреляционных значений, где каждое подмножество корреляционных составляющих частотной области расположено в заданном диапазоне частот, содержащем тактовую частоту, и процессор выполнен с возможностью суммирования множества первых корреляционных значений для получения первого корреляционного значения, суммирования множества вторых корреляционных значений для получения второго корреляционного значения и выбора первого набора коэффициентов фильтра, если первое корреляционное значение больше или равно второму корреляционному значению, или выбора второго набора коэффициентов фильтра, если второе корреляционное значение больше или равно первому корреляционному значения. При суммировании корреляционных значений могут быть использованы весовые коэффициенты, например, посредством введения фактора забывания.
Согласно одному варианту осуществления, фильтр содержит фильтр хроматической дисперсии и множество фильтров поляризационной модовой дисперсии, расположенных после фильтра хроматической дисперсии, фильтр хроматической дисперсии выполнен с возможностью последовательной фильтрации входного сигнала с использованием первого набора коэффициентов фильтра и второго набора коэффициентов фильтра для получения первого отфильтрованного сигнала и второго отфильтрованного сигнала, и в котором множество фильтров поляризационной модовой дисперсии выполнены с возможностью последовательной фильтрации перового отфильтрованного сигнала и второго отфильтрованного сигнала для получения, соответственно, множества первых отфильтрованных сигналов и вторых отфильтрованных сигналов.
Согласно одному варианту осуществления, коррелятор частотной области выполнен с возможностью автокорреляции соответствующих подмножеств составляющих частотной области. Однако так же может быть выполнена взаимная корреляция между разными составляющими поляризации.
Согласно одному варианту осуществления, фильтрующее устройство содержит преобразователь Фурье для преобразования входного сигнала или соответствующего первого или второго отфильтрованного сигнала в частотную область.
Согласно одному варианту осуществления, процессор выполнен с возможностью увеличения тактовой частоты на заданный инкремент или уменьшения тактовой частоты на заданный декремент для определения заданного диапазона частот.
Согласно одному варианту осуществления, входной сигнал является копией принятого сигнала, и фильтр выполнен с возможностью фильтрации принятого сигнала посредством выбора набора коэффициентов фильтра для дальнейшей обработки.
Согласно одному варианту осуществления, входной сигнал содержит первую часть входного сигнала, связанную с первой оптической поляризацией, и вторую часть входного сигнала, связанную со второй оптической поляризацией.
Согласно дополнительному аспекту, настоящее изобретение относится к способу фильтрации входного сигнала, и входной сигнал содержит синхросигнал, имеющий тактовую частоту. Способ содержит фильтрацию входного сигнала с использованием первого набора коэффициентов фильтра для получения первого отфильтрованного сигнала и фильтрацию входного сигнала с использованием второго набора коэффициентов фильтра для получения второго отфильтрованного сигнала, корреляцию первого подмножества составляющих частотной области первого отфильтрованного сигнала для получения первого корреляционного значения и корреляцию второго подмножества составляющих частотной области второго отфильтрованного сигнала для получения второго корреляционного значения, где первое подмножество составляющих частотной области и второе подмножество составляющих частотной области расположены, соответственно, в заданном диапазоне частот, содержащем тактовую частоту, и выбор либо первого набора коэффициентов фильтра, либо второго набора коэффициентов фильтра на основе первого корреляционного значения и второго корреляционного значения для фильтрации входного сигнала.
Согласно дополнительному аспекту, настоящее изобретение относится к компьютерной программе, которая при запуске на компьютере будет использовать вышеупомянутый способ для фильтрации входного сигнала.
Краткое описание чертежей
В дальнейшем варианты осуществления настоящего изобретения будут описаны со ссылками на следующие фигуры:
фиг.1 - блок-схема фильтрующего устройства согласно варианту осуществления;
фиг.2 - блок-схема фильтра согласно варианту осуществления;
фиг.3 - блок-схема фильтрующего устройства согласно варианту осуществления;
фиг.4 - блок-схема фильтрующего устройства согласно варианту осуществления;
фиг.5 - блок-схема цифрового приемника с выравниванием согласно варианту осуществления; и
фиг.6 - диаграмма примера оценки согласно варианту осуществления.
Варианты осуществления изобретения
На фиг.1 показано фильтрующее устройство, содержащее фильтр 101 для фильтрации входного сигнала с использованием первого набора коэффициентов фильтра для получения первого отфильтрованного сигнала. Фильтр может содержать второй набор коэффициентов фильтра для фильтрации входного сигнала для получения второго отфильтрованного сигнала. Расположенный после фильтра 101 коррелятор 103 частотной области предназначен для корреляции соответствующего подмножества составляющих в частотной области первого отфильтрованного сигнала для получения разных корреляционных значений. В качестве примера, составляющие в частотной области занимают спектральный диапазон, содержащий спектральную частоту синхросигнала. В качестве примера, для корреляции может быть использован полный спектральный диапазон компонент в частотной области. Согласно некоторым вариантам осуществления, так же может быть использован поддиапазон корреляционной последовательности со спектром, содержащим тактовую частоту. Согласно еще некоторым вариантам осуществления, после корреляции отфильтрованных сигналов с полным спектральным диапазоном, результирующая корреляционная последовательность может быть ограничена полосой частот, содержащей спектр частот вблизи тактовой частоты. Спектр частот может иметь диапазон частот, определяемый заданным диапазоном частот. Кроме того, после коррелятора 103 частотной области расположен процессор 105 для выбора первого или второго набора коэффициентов фильтра для дальнейшей обработки. В качестве примера, процессор 105 может выбрать максимальное значение из корреляционных значений и выбрать соответствующий набор коэффициентов фильтра, связанный с выбранным значением.
Кроме того, перед или после фильтра 101 может быть расположен преобразователь Фурье для передачи на процессор 105 составляющих в частотной области соответствующих отфильтрованных сигналов.
На фиг.2 показана реализация фильтра 101, показанного на фиг.1. Фильтр содержит фильтр 201 хроматической дисперсии и множество фильтров 203-205 поляризационной модовой дисперсии. Фильтры 203-205 поляризационной модовой дисперсии образуют, например, фильтр SOP (State of Polarization - Состояния Поляризации) и выполнены с возможностью вращения плоскости поляризации выходного сигнала из фильтра 201 хроматической дисперсии на разные углы поворота для получения множества отфильтрованных сигналов. Коррелятор 103 может определить, например, автокорреляцию каждого из множества отфильтрованных сигналов и просуммировать корреляционные последовательности, связанные с заданным диапазоном частот, близким к синхросигналу, для получения первого корреляционного значения. В другой момент времени фильтр 201 хроматической дисперсии может отфильтровать входной сигнал с другими характеристиками фильтра хроматической дисперсии, так что после фильтрации и корреляции может быть получено второе корреляционное значение.
На фиг.3 показано фильтрующее устройство, содержащее множество фильтров 301, 303 и 305 вращения поляризации. После каждого фильтра 301-305 предусмотрены корреляторы 307, 309 и 311 для определения автокорреляции соответствующих отфильтрованных сигналов. Корреляционные последовательности направляют на процессор 313, работающий, например, на основе формулы, отображенной на фиг.3 и используемой для выбора соответствующего набора коэффициентов фильтра хроматической дисперсии, не показанного на фиг.3 и расположенного перед фильтрами 301-305.
Что касается фиг.3, то в данном случае применена группа фильтров из нескольких фильтров 203-205 поляризационной модовой дисперсии, например фильтров вращения SOP. Этап с использованием фильтров SOP делает данный подход независимым о вращения поляризации.
Каждый фильтр 303-305 поворачивает сигнал на разный угол в вращения поляризации:
<mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mtable><mtr><mtd><mrow><mi>S</mi><msub><mo>'</mo><mrow><mi>x</mi><mo>,</mo><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mrow></mtd><mtd><mrow><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mi>S</mi><msub><mo>'</mo><mrow><mi>y</mi><mo>,</mo><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mrow></mtd><mtd><mrow><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow></mrow></mtd></mtr></mtable></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>[</mo><mrow><mtable><mtr><mtd><mrow><mi>cos</mi><mi>θ</mi></mrow></mtd><mtd><mrow><mi>sin</mi><mi>θ</mi></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mo>−</mo><mi>sin</mi><mi>θ</mi></mrow></mtd><mtd><mrow><mi>cos</mi><mi>θ</mi></mrow></mtd></mtr></mtable></mrow><mo>]</mo></mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mtable><mtr><mtd><mrow><msub><mi>S</mi><mrow><mi>x</mi><mo>,</mo><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mrow></mtd><mtd><mrow><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><msub><mi>S</mi><mrow><mi>y</mi><mo>,</mo><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mrow></mtd><mtd><mrow><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow></mrow></mtd></mtr></mtable></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow>
После каждого фильтра может быть добавлено использование ACF (Auto-Correlation Function - Функция Автокорреляции) для обоих вкладов от х-поляризации и у-поляризации:
<mtable columnalign="left"><mtr><mtd><msub><mi>U</mi><mi>k</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>C</mi><msub><mi>D</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mi>A</mi><mi>C</mi><mi>F</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>S</mi><msub><mo>'</mo><mrow><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi><mo>,</mo><mi>x</mi></mrow></msub><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mi>A</mi><mi>C</mi><mi>F</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>S</mi><msub><mo>'</mo><mrow><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi><mo>,</mo><mi>y</mi></mrow></msub><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow></mrow><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>m</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mo>_</mo><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi></mrow></munderover><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>c</mi><mi>s</mi><mi>h</mi><mi>i</mi><mi>f</mi><mi>t</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>S</mi><msub><mo>'</mo><mrow><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi><mo>,</mo><mi>x</mi></mrow></msub><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>⋅</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi><mo>,</mo><mi>x</mi></mrow><mo>*</mo></msubsup><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mstyle><mo>+</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>m</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mo>_</mo><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi></mrow></munderover><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>c</mi><mi>s</mi><mi>h</mi><mi>i</mi><mi>f</mi><mi>t</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>S</mi><msub><mo>'</mo><mrow><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi><mo>,</mo><mi>y</mi></mrow></msub><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>⋅</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>i</mi><mi>n</mi><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi><mo>,</mo><mi>y</mi></mrow><mo>*</mo></msubsup><mrow><mo>[</mo><mi>m</mi><mo>]</mo></mrow></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mstyle></mtd></mtr></mtable>
ACF вычисляют только для сдвига Δ относительно частоты синхросигнала (СТ), который для систем с частотой дискретизации 2 отсчета в секунду равен FFTsize/2. В этом отношении, вышеупомянутый заданный диапазон частот может соответствовать Δ или 2Δ. Не обязательно, но может быть вычислено среднее значение для каждого результата ACF и для каждого фильтра SOP. В качестве примера, аргумент максимума результирующей функции
<mrow><mi>J</mi><mi>C</mi><mi>D</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>C</mi><msub><mi>D</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><munder><mo>∑</mo><mrow><mi>S</mi><mi>O</mi><mi>P</mi></mrow></munder><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mn>8</mn></munderover><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mi>l</mi><mo>=</mo><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>−</mo><mi>Δ</mi></mrow><mrow><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>+</mo><mi>Δ</mi></mrow></munderover><mrow><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>U</mi><mi>k</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>C</mi><msub><mi>D</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow></mstyle></mrow>
приведет к оцениваемой CD, где индекс i обозначает набор i коэффициентов фильтра для фильтрации хроматической дисперсии и k обозначает входной сигнал k. В частности, максимум вышеприведенной функции связан с некоторым набором коэффициентов фильтра для фильтрации хроматической дисперсии.
Что касается вышеприведенной формулы, значения корреляционных
k
i
последовательностей |U(CD,kl)| суммируются вычислением
<mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mi>l</mi><mo>=</mo><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>−</mo><mi>Δ</mi></mrow><mrow><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>+</mo><mi>Δ</mi></mrow></munderover><mrow><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>U</mi><mi>k</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>C</mi><msub><mi>D</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow>
для получения для каждого фильтра CD корреляционного значения, которое может быть использовано для выбора оптимального фильтра CD.
Кроме того, множество входных сигналов может быть обработано в соответствии с формулой
<mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mn>8</mn></munderover><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mi>l</mi><mo>=</mo><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>−</mo><mi>Δ</mi></mrow><mrow><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>+</mo><mi>Δ</mi></mrow></munderover><mrow><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>U</mi><mi>k</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>C</mi><msub><mi>D</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow>
для получения для каждого фильтра CD корреляционного значения, которое может быть использовано для выбора оптимального фильтра CD.
Кроме того, так же может быть принято во внимание, например, множество фильтров SOP в соответствии с формулой
<mrow><mstyle displaystyle="true"><munder><mo>∑</mo><mrow><mi>S</mi><mi>O</mi><mi>P</mi></mrow></munder><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mn>8</mn></munderover><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mi>l</mi><mo>=</mo><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>−</mo><mi>Δ</mi></mrow><mrow><mi>F</mi><mi>F</mi><mi>T</mi><mi>s</mi><mi>i</mi><mi>z</mi><mi>e</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>+</mo><mi>Δ</mi></mrow></munderover><mrow><mrow><mo>|</mo><mrow><msub><mi>U</mi><mi>k</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>C</mi><msub><mi>D</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><mi>k</mi><mi>l</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mo>|</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow></mstyle></mrow>
для получения для каждого фильтра CD корреляционного значения, которое может быть использовано для выбора оптимального фильтра CD, суммированием выходных значений фильтров.
Согласно некоторым вариантам осуществления, зная некоторый набор коэффициентов фильтра для хроматической дисперсии, CD так же может быть оценена как
<mrow><mi>C</mi><msub><mi>D</mi><mrow><mi>e</mi><mi>s</mi><mi>t</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mi>arg</mi><mrow><mo>{</mo><mrow><munder><mrow><mi>max</mi></mrow><mrow><mi>C</mi><mi>D</mi><mi>i</mi></mrow></munder></mrow></mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>J</mi><mi>C</mi><mi>D</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>C</mi><msub><mi>D</mi><mi>i</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mrow><mo stretchy="false">)</mo><mo>}</mo></mrow></mrow>
Оцененное значение CD, или набора коэффициентов фильтра, уменьшающих оцененное значение CD, могут быть применены в фильтре FD CD для дополнительной фильтрации.
На фиг.4 показано фильтрующее устройство для фильтрации цифрового оптического сигнала, имеющего Х-поляризацию и Y-поляризацию. Таким образом, фильтрующее устройство содержит тракт 401 данных X и тракт 403 данных Y. В каждом тракте размещен блок 405 последовательно-параллельного (S/P) преобразования, за которым следует преобразователь 407 Фурье (FFT). Вывод от соответствующего преобразователя 407 Фурье передают на фильтрующее устройство 409, работающее на основе принципов, описанных в данном документе. Фильтрующее устройство 409 выбирает подходящий набор коэффициентов для фильтра 411, которой может быть фильтром хроматической дисперсии. Поскольку операция фильтрации для каждого тракта выполняется в частотной области, фильтрация в частотной области сводится к умножению, что в каждом тракте может быть выполнено на основе соответствующего умножителя 413. Выходные сигналы из умножителя 413 передаются на соответствующий обратный преобразователь 415 Фурье (IFFT), и, после последовательно-параллельного преобразования в соответствующем блоке 417 последовательно-параллельного (S/P) преобразования, получают отфильтрованный сигнал.
В качестве примера, структура, показанная на фиг.4, может быть применена для фильтрации хроматической дисперсии в оптических системах.
Во время распространения по оптическому волокну, оптический сигнал подвергается хроматической дисперсии, которая вызывается разницей скорости как функции от частоты, которая может характеризоваться функцией передачи
<mrow><msub><mi>H</mi><mrow><mi>d</mi><mi>i</mi><mi>s</mi></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mi>ω</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msup><mi>e</mi><mrow><mi>j</mi><mo>⋅</mo><msup><mi>ω</mi><mn>2</mn></msup><mo>⋅</mo><msub><mi>β</mi><mn>2</mn></msub><mo>⋅</mo><mrow><mi>L</mi><mo>/</mo><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mn>8</mn><msup><mi>π</mi><mn>2</mn></msup><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mrow></mrow></msup></mrow>
2
<mrow><msup><mi>H</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><msub><mrow /><mrow><mi>d</mi><mi>i</mi><mi>s</mi></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>j</mi><mi>ω</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
где L является длинной оптического волокна, β является параметром разницы групповой скорости, а ω является частотой в радианах, которая связана с угловой частотой соотношением ω=2πƒ. Обратной функцией  является
функция
<mrow><msup><mi>H</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><msub><mrow /><mrow><mi>d</mi><mi>i</mi><mi>s</mi></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mi>ω</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msup><mi>e</mi><mrow><mo>−</mo><mi>j</mi><mo>⋅</mo><msup><mi>ω</mi><mn>2</mn></msup><mo>⋅</mo><msub><mi>β</mi><mn>2</mn></msub><mo>⋅</mo><mrow><mi>L</mi><mo>/</mo><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mn>8</mn><msup><mi>π</mi><mn>2</mn></msup><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mrow></mrow></msup></mrow>
<mrow><msup><mi>H</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><msub><mrow /><mrow><mi>d</mi><mi>i</mi><mi>s</mi></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mi>ω</mi><mo>)</mo></mrow><msub><mi>H</mi><mrow><mi>d</mi><mi>i</mi><mi>s</mi></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mi>ω</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow>
которая удовлетворяет условию
. До тех пор, пока оптический путь не меняется, значение остаточной хроматической дисперсии
<mrow><mi>C</mi><mi>D</mi><mo>=</mo><mo>−</mo><msub><mi>β</mi><mn>2</mn></msub><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>c</mi><mi>L</mi></mrow><mrow><msup><mi>λ</mi><mn>2</mn></msup></mrow></mfrac></mrow>
остается постоянным во времени.
Этапы компенсации в частотной области могут быть следующими:
Этап 1: Выполнение быстрого преобразования Фурье (FFT) для переноса принятого сигнала r(t) в частотную область для получения
<mrow><msubsup><mi>H</mi><mrow><mi>d</mi><mi>i</mi><mi>s</mi></mrow><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo stretchy="false">(</mo><mi>ω</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Этап 2: Умножение сигнала R(ƒ) на
для получения
<mrow><msubsup><mi>H</mi><mrow><mi>d</mi><mi>i</mi><mi>s</mi></mrow><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo stretchy="false">(</mo><mi>ω</mi><mo stretchy="false">)</mo><mi>R</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>f</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>S</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>f</mi><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Этап 3: Выполнение обратного преобразования Фурье (IFFT) над S(ƒ) для
приема представления s(t) во временной области сигнала ω компенсированной хроматической дисперсией.
Структура фильтра, показанная на фиг.4, может быть применена в "медленном" тракте управления, который может быть реализован в DSP. Это упрощает реализацию высокоскоростной ASIC в тракте данных. Блоки сигнала FD "загружают" в DSP для выполнения оценки CD. Оцененная CD генерирует соответствующую функцию фильтра, которую загружают в фильтр компенсации CD.
На фиг.5 показана структура цифрового когерентного приемника с выравниванием. Приемник содержит оптический входной каскад 501, содержащий распределитель 503 луча поляризации (PBS), имеющий первый вывод, соединенный с первой гибридной схемой 505, и второй вывод, соединенный со второй гибридной схемой 507. Оптический входной каскад 501 дополнительно содержит гетеродин 508 (OL), имеющий два вывода, соединенные, соответственно, с соответствующими гибридными схемами 505 и 507. Гибридные схемы 505 и 507 могут содержать цепь для определения двух сигналов, сдвинутых на 90°, на основе соответствующего входного сигнала. Таким образом, каждая гибридная схема 505, 507 содержит два вывода, обеспечивающих так называемый комплекснозначный сигнал, имеющий составляющие, сдвинутые на 90°. В частности, первая гибридная схема 505 содержит первый вывод, соединенный с первым средством 509 преобразования, и второй вывод, соединенный со вторым средством 511 преобразования. Аналогично, первый вывод второй гибридной схемы 507 соединен с первым средством 513 преобразования, а второй вывод соединен со вторым средством 515 преобразования. Каждое средство 509-515 преобразования может содержать оптрон 517 для преобразования оптических сигналов, переданных от гибридных схем 505, 507, в электрические сигналы. Дополнительно, каждый тракт может быть так же обнаружен, способом сбалансированного обнаружения, парой фотодиодов, где принятый сигнал имеет разницу в каждом диоде. Кроме того, средства 509-515 могут содержать аналогово-цифровой преобразователь 519 (ADC) для преобразования аналогового электрического сигнала, полученного от соответствующего оптрона 517, в цифровую область. Выводы средств 511-515 преобразования могут быть соединены со средством 521 цифрового выравнивания и восстановления данных, содержащим адаптивный фильтр 523, выполненный согласно принципам настоящего изобретения.
x
x
y
y
Адаптивный фильтр 523 принимает входной сигнал, содержащий, например, четыре части входного сигнала. Первая часть входного сигнала, Re{r[n]}, Im{r[n]}, представляет х-поляризацию, и вторая часть входного сигнала, Re{r[n]}, Im{r[n]}, представляет у-поляризацию.
x
x
y
y
Адаптивный фильтр 523 адаптирован к частотной области на основе принятых входных сигналов. После фильтрации и преобразования отфильтрованных сигналов во временную область, соответствующие отфильтрованные сигналы во временной области, Re{s[n]}, Im{s[n]}, Re{s[n]}, Im{s[n]}, передают в необязательные блоки обработки сигнала, содержащие, например, блок 525 восстановления синхронизации, блок 527 скоростного фильтра, блок 529 восстановления несущей и блок 531 оценки символа, реализованные в соответствии с любым из известных подходов к восстановлению синхронизации, скоростному фильтру, восстановлению несущей и оценке символа.
В соответствии с фиг.5, блок компенсации дисперсии в частотной области применяют после аналогово-цифрового преобразования (ADC) и до блока восстановления синхронизации. Таким образом, это смягчает условия для требований к допустимому отклонению дисперсии в алгоритмах восстановления синхронизации. Компенсация дисперсии в частотной области сама по себе является ошибкоустойчивой к частоте синхронизации и отклонениям фазы синхронизации. Одинаковую функцию фильтрации применяют к принятому сигналу от х-поляризации и у-поляризации.
На фиг.6 показан пример оценки, демонстрирующий соотношение высокого пика к среднему для максимального аргумента, связанного с определенным индексом CD.
Согласно некоторым вариантам осуществления, описанный подход выбора фильтра, позволяет осуществлять оценку независимо от формата модуляции и скорости передачи данных и подходит для любых когерентных систем оптической передачи.
Согласно некоторым вариантам осуществления, при вычислении переменной оценки непосредственно в частотной области, процедура оценки может быть ускорена и может позволить достичь более быстрой скорости получения данных. Кроме того, нет необходимости получать ожидаемого коэффициента передачи СМА.
Согласно некоторым вариантам осуществления, может быть уменьшена сложность реализации, в которой может быть увеличена оценка, в которой соотношение пик-среднее позволяет осуществить более простую реализацию даже с уменьшенной точностью переменных.
Согласно некоторым вариантам осуществления, подходы, описанные в данном документе могут быть дополнительно применены для мониторинга хроматической дисперсии в любом месте линии передачи посредством всего лишь низкоскоростных ADC и асинхронной дискретизации. Как только когерентные приемники станут интегрированными, это открывает пути для новых устройств мониторинга оптических характеристик.