Проблематика построения РЧ-тракта передатчиков цифрового радиовещания диапазона ОВЧ на основе метода Л. Кана

Проблематика построения РЧ-тракта передатчиков цифрового радиовещания диапазона ОВЧ на основе метода Л. Кана

Ключевые слова: COFDM-сиrнал, энергетическая эффективность, метод Кана, ключевые усилители мощности, цифровое радиовещание.

При переходе к цифровому радиовещанию в ОВЧ-диапазоне, на одном из первых мест по актуальности оказывается задача повышения энергетической эффективности радиопередатчика. В настоящее время для радиовещания в этом диапазоне используются ЧМ-сипналы с постоянной огибающей. Обеспечиваются энергетически выгодные режимы работы мощных каскадов передатчика, а, следовательно, — высокий КПД. При усилении СОРРМ-сигналов, использующихся в цифровом радиовещании, требуется построение высоколинейного усилителя мощности, средний КПД которого очень низок. Кроме естественного роста энергопотребления, также возникают сложности с построением систем охлаждения усилительных приборов, а также со снижением степени использования этих приборов по мощности. При использовании метода Л. Кана с раздельным усилением огибающей и фазомодулированного РЧ-заполнения, для обеспечения максимально возможного КПД РЧ-тракта наиболее целесообразно применять ключевые режимы работы усилительных приборов. Ведущими отечественными и зарубежными компаниями-разработчиками давно показана целесообразность построения таким способом передатчиков цифрового радиовещания стандарта РИМ для диапазонов НЧ-СЧ и ВЧ. Применительно к диапазону ОВЧ, при использовании ключевых усилителей мощности классов Р и Р, возникают существенные сложности из-за снижения КПД, вызываемого коммутативными и инерционными потерями, что делает применени таких режимов неэффективным. При использовании ключевых усилителей класса Е требуется достаточно точная настройка формирующего контура, что резко ухудшает диапазонные и эксплуатационные характеристики передатчика. Обсуждаются и сравниваются возможные способы построения ключевых усилителей мощности на наиболее современных зарубежных полевых транзисторах для реализации РЧ-тракта ОВЧ передатчика цифрового радиовещания, построенного на основе метода Л. Кана.

Иванюшкин Р.Ю.,

доцент кафедры "Радиооборудование и схемотехника" ФГОБУВПОМТУСИ, к.т.н., rivanyushkin@gmail.com

Юрьев О.А.,

ФГОБУВПОМТУСИ

urevoleg@yandex.ru

В настоящее время в России начинается активный этап внедрения цифрового радиовещания, что, безусловно, потребует замены радиопередающего оборудования, большая часть которого, на сегодняшний день давно выработало свой ресурс.

Стандартами, рекомендуемыми к внедрению в нашей стране, являются Р1^М+ и РАУ!Б (отечественный стандарт) в диапазоне ОВЧ.

Главной особенностью радиосигналов цифрового радиовещания стандарта Р1^М+ и РАУ!Б, является использование технологии СОРРМ. Главным преимуществом таких сигналов является их слабая подверженность замираниям при приеме в условиях городской застройки, связанным с многолучевостью распространения радиоволн. Радиосигнал, сформированный по принципу СОРРМ представляет собой совокупность большого числа поднесущих, каждая из которых модулируется низкоскоростным субпотоком. Число поднесущих СОРРМ сигнала в цифровом радиовещании может достигать нескольких сотен. Таким образом, СОРРМ сигнал представляет собой сложное многочастотное колебание, обладающее проблемами групповых сигналов с частотным разделением. Одним из главных недостатков СОРРМ сигналов является их большой пик-

фактор (для РРМ+ 10-12 дБ), поэтому к усилительным трактам, предназначенным для усиления таких сигналов, предъявляются повышенные требования к линейности передатчиков. Как известно, при построении таких передатчиков требуется применение линейных усилителей мощности, обладающих традиционно низким средним КПД [2].

Для решения поставленной проблемы возможно применение метода раздельного усиления Леонардо Кана.

Архитектура Л.Кана, изображенная на рис. 1, предполагает разделение СОРРМ сигнала на амплитудную и фазовую составляющие. Таким образом, имеются два тракта: амплитудный, который необходим для восстановления амплитудной модуляции в оконечном каскаде, и фазовый с постоянной амплитудой.

Рис. 1. Архитектура Л.Кана

Благодаря тому, что в тракте усиления мощности передатчика усиливается лишь фазомодулированное заполнение (имеющее постоянную огибающую), а в оконечном каскаде осуществляется высокоэффективная амплитудная модуляция, обеспечивается высокий коэффициент полезного действия.

Методу Л. Кана присущи и недостатки. Главный из них связан с несинхронностью прихода на оконечный каскад передатчика (где осуществляется восстановление переменной огибающей) огибаю-шей и фазомодулированного заполнения, что связано, прежде всего, с инерционностью ФНЧ в тракте огибающей. Требования к допустимой рассинхронизации каналов весьма жесткие и сильно зависят от полосы канала: чем шире полоса частот, занимаемая СОРРМ сигналом, тем жестче требования к максимально допустимой задержке. Второй недостаток связан с амплитудно-фазовой конверсией в мощных каскадах передатчика, в которых осуществляется амплитудная модуляция. Амплитудно-фазовая конверсия — явления изменения параметрических паразитньх емкостей электронного прибора под действием изменяемого прикладываемого напряжения к его электродам. Обе эти проблемы приводят к специфическим нелинейным искажениям усиливаемого сигнала, что требует применения специальных мер по линеаризации передатчика. Наконец, третий недостаток связан с необходимостью пропускать всю полосу огибающей через высокоэффективный канал управления питающим напряжением тех каскадов усиления мощности, в которых осуществляется амплитудная модуляция. Чем шире полоса канала огибающей, тем выше требуется тактовая частоты импульсного устройства регулировки напряжения питания, что неизбежно приводит к снижению результирующего КПД передатчика. На современном этапе развития техники эти проблемы все чаще становятся разрешимыми. Метод Л. Кана сегодня успешно используется в передатчиках цифрового радиовещания стандарта Р1^М диапазонов НЧ, СЧ и ВЧ, как в зарубежных, так и в отечественных разработках. Благодаря тому, что в этих диапазонах частот ширина полосы канала невысока (обычно не шире 10 кГц), то задача временной синхронизации каналов огибающей и фазомодулированного заполнения становится вполне разрешимой. Требуемая полоса пропускания канала огибающей при этом не превышает 40 кГц, что позволяет строить ключевые импульсные регуляторы питающего напряжения с высокими энергетическими показателями (тактовая частота ШИМ составляет всего 280 кГц), что делает этот метод весьма эффективным [2].

При построении передатчиков цифрового радиовещания диапазона ОВЧ, где полоса канала составляет 100 кГц для стандарта Р1^М возможность применения метода Л. Кана требует дополнительных исследований. Возникающие сложности его применения очевидны: на порядок более высокие требования к максимально допустимым задержкам в канале огибающей, а также на порядок более высокие тактовые частоты работы импульсных регуляторов питающего напряжения (около 3МГц) мощных каскадов передатчика.

Проблема получения большей энергетической эффективности заставляет посмотреть в сторону применения ключевых режимов работы усилителя мощности оконечного каскада передатчика. В то время, как классическое применение двухтактного каскада усиления мощности, работающего в классе С, позволяет получить КПД порядка 60-70%, применение ключевых режимов работы увеличивает коэффициент полезного действия на 20-25%, результирующий КПД составляет 80-90%. В связи с этим необходимо рассмотреть возможные ключевые режимы для применения в оконечном каскаде усиления мощности радиопередатчика.

В литературе известны такие режимы как:

Режим класса Р — форма выходного тока и напряжения имеют прямоугольную форму (рис. 2);

0 к 2я

Рис. 2. Режим класса Р

Схемотехника усилителей класса Р является самой простой, имеет лучшие диапазонные свойства, высокие коэффициенты использования электронных приборов по мощности. Но в тоже время режиму присущи недостатки: относительно невысокий КПД по первой гармонике, потеря мощности на балластном сопротивлении (при применении "вилки" фильтров в качестве нагрузки), рост коммутационных потерь (влияние выходной емкости) с ростом частоты, поэтому применение данного режима более оправдано в диапазонах ниже ОВЧ, данный режим требует исключительно резистивной нагрузки (необходимость применения вилки фильтров). Применение данного режима в диапазоне ОВЧ требует тщательного обзора современной элементной базы [1], [3].

Режим класса Е — выходное напряжение и его производные в момент включения транзистора должны быть равны нулю (рис. 3);

\ е '

0 л 2п

Рис. 3. Режим класса Е

Достоинством режима Е является частотная настройка выходной цепи таким образом, что в момент включения транзистора, вьход-ное напряжение и его производные равны нулю. Такой настройкой устраняют коммутационные потери на переключение, но в связи с этим такой режим может быть оптимальным образом настроен на работу только на одной частоте, при его перестройке не обходимо выполнять частотную перенастройку выходной цепи. То есть режим класса Е при всей его привлекательности, которая может обеспечить КПД до 90%, узкодиапазонен, что не может быть использовано для радиовещательного передатчика, для которого неизвестно заранее на какой из частот диапазоне ОВЧ он будет работать, следует добавить что режим класса Е отличается невысоким коэффициентом использования по мощности электронных приборов. К тому же, стоит отдельный вопрос использования режима класса Е при ширине канала стандарта РІШ+ [1], [3].

Режим класса Р (Ринв) — форма выходного напряжения имеет прямоугольную (представляет собой отрезов косинусоиды), а форма выходного тока косинусоидальную (прямоугольную) форму (рис. 4).

а) б)

Рис. 4 Режим класса Р — а), Ринв — б)

В режиме класса Р необходимо отметить, что в спектре напряжения отсутствуют высшие четные гармоники, а в спектре тока высшие нечетные, что в совокупности позволяет не использовать выходную фильтрующую систему, так как на выходе будет присутствовать только постоянная составляющая и мощность первой гармоники. Но при этом классу Р присущи недостатки класса Р, коммутативные потери и потери, связанные с ненулевым сопротивлением транзисторов в открытом состоянии. В связи с ростом коммутативных потерь с ростом частоты использование данного режима стоит под большим вопросом. Режим класса Р наряду с классом Е имеет малый коэффициент использования транзисторов по мощности [1], [3].

Также стоит отметить смешанные режимы, которые позволяют использовать преимущества и нивелировать недостатки отдельно взятых режимов. Среди них выделяют:

Режим класса РЕ — выходное напряжение имеет прямоугольную форму, а выходной ток, представляет неполный отрезок косинусоиды (может иметь пилообразную форму, в зависимости от частотной настройки выходной цепи) (рис. 5);

Рис. 5. Режим класса РЕ

Возможен инверсный по отношению к формам выходного тока и напряжения режим класса РЕ. Как следует из названия режима, в нем совмещены режим класса Р (прямоугольная форма напряжения) и частотная настройка выходной цепи класса Е, что позволяет устранить коммутативные потери и получать высокий КПД по первой гармонике. От данного класса следует ожидать также и высокого коэффициента использования электронных приборов по мощности. То есть режим класса РЕ становится более высокочастотным и широкодиапазонным в сравнении с отдельно взятыми режимами классов Р и Е. В связи с преимуществами режима оказывается возможным его применение в диапазоне ОВЧ [1], [3].

Режим класса РЕ — позволяет соединить достоинства режима Р и Е, но с некоторыми ограничениями. В зависимости от частотной настройки выходной цепи (различных импедансах для высших гармоник) форм тока и напряжения могут иметь разнообразные формы. Некоторые из них представлены на рис. 6.

К преимуществам УМ класса ЕР следует отнести: отсутствие КП; большее, чем в классе Е, допустимое значение выходной емкости

Рис. 6. Режим класса FE

транзистора; лучшее, чем в классе Е, использование транзистора по напряжению и меньший среднеквадратический ток ключа.

Однако при этом, как видно из рис. 6, может увеличиться пиковое значение тока. Другими недостатками являются большая, чем в классе Е, сложность схемы (обеспечение необходимого импеданса (КЗ) на нескольких высших гармониках), добавочные потери мощности в дополнительных резонансных цепях и достаточно высокий пик-фактор напряжения на ключе, то есть неэффективное использование транзисторов по мощности [1], [3].

Обобщая вышеизложенное, хочется отметить, что для определения с каким режимом предстоит дальнейшая работа, необходимо произвести тщательное исследование современной элементной базы. Из приведенного описания режимов, можно выделить класс D (в виду его простой схемотехники, эффективности использования транзисторов по мощности), класс F (за счет отсутствия высших гармоник в выходном сигнале и простой схемотехники) и комбинированный режим класса DE (как простого в реализации и позволяющий нивелировать недостатки отдельных режимов). Режимы классов E и FE невозможно рекомендовать к применению в связи с узкодиапазонностью первого и сложностью реализации и настройки второго.

Литература

1. Алипов А.С. Исследование и разработка ключевых усилителей мощности для высокоэффективного СЧ передатчика цифрового радиовещания.

— Москва, 2006.

2. Иванюшкин РЮ, Дулов И.В., Акопян Н.М., Баханович В.В., Овчинникова М.В, Юрьев О.А Архитектуры построения передатчиков цифрового телерадиовещания с повышенным КПД// Сборник трудов 67-й Всероссийской научно-технической конференции, посвященной Дню радио. — М., 2012.

3. Grebennikov A., Natfan O. Sokal Swithedmode RF power amplifier, USA, 2007.

Problems of construction RF transmitters tract VHF digital radio based on the method of L. Kahn

Abstract

Ivanyushkin R.Y., Associate Professor of "Radio equipment and circuitry1' MTUCI, Ph.D., rivanyushkin@gmail.com Oleg Urev, MTUCI, urevoleg@yandex.ru

In the transition to digital broadcasting in the VHF band, one of the first places on the relevance of the task is to improve energy efficiency of the radio transmitter. Currently broadcasting in this band are used FM signals with constant envelope. This provides energetically favorable modes of the power stage of the transmitter, and therefore

— high efficiency. Strengthening COFDM-signals used in digital broadcasting, required the construction highline power amplifier, the average efficiency is very low. However, except for the natural growth of energy consumption, also have difficulty building cooling systems amplifying devices, and with a reduction in the utilization of these devices in power. When using the method L. Kahn separate amplification of the envelope and phase-modulated RF filling, to ensure maximum efficiency of the RF path most appropriate to apply the key modes of amplification devices. Leading domestic and foreign software companies have long shown the feasibility of constructing such a way transmitters DRM digital radio standard for ranges of low-midrange and treble. However, with regard to the range of VHF, using switchedmode power amplifiers class D and F, there are certain problems due to lower efficiency, called commutative and inertial losses, making the use of such regimes ineffective. When using a key Class-E requires a sufficiently fine-tuning shaping circuit, which greatly affects the range and performance of the transmitter. The article discusses and compares the possible ways to build core power amplifiers to the most modern foreign FET to implement RF channel VHF digital radio transmitter, which was built on the basis of L. Kahn.

Keywords: COFDM-signal, power efficiency, the method of Kahn, key power amplifiers, digital broadcasting.