Способ помехоустойчивой передачи данных до глобально удаленных объектов
METHOD FOR NOISE-RESISTANT DATA TRANSMISSION TO GLOBALLY REMOTE OBJECTS

Заявленное техническое решение относится к технике цифровой связи и может быть использовано для многочастотной передачи цифровой информации по каналам связи с переменными параметрами, например, по каналам декаметровой (ДКМ) радиосвязи с ионосферным распространением радиоволн. Предлагаемый способ обеспечивает помехоустойчивое доведение сообщений, в том числе, при постановке преднамеренных прицельных помех. При этом, в случае постановки преднамеренных прицельных помех при реализации предлагаемого способа вероятность приема сообщения, в отличие от всех существующих радиолиний, будет увеличиваться.
Несмотря на широкое внедрение спутниковой связи, декаметровый диапазон востребован для доведения команд до глобально удаленных объектов, в том числе и как резервный канал связи в особых условиях. В ведомственных системах радиосвязи (СРС), особенно в СРС специального назначения, предъявляются высокие требования к информационной и энергетической скрытости.
Известны различные технические решения в рассматриваемой области.
Так, известен способ параллельной многочастотной передачи цифровой информации с использованием в частотных подканалах комбинированной многопозиционной частотной и фазовой модуляции (см. патент RU на изобретение №2574080, МПК H04L 27/32, опублик. 10.02.2016), позволяющий повысить пропускную способность системы с пакетной передачей данных по параллельным каналам и комбинированием в процессе некогерентной демодуляции квадратов отсчетов поднесущих OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing -мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов) сигналов, принятых в каждом из параллельных каналов. Осуществление способа основано на том, что для передачи в пакетном режиме используются статистически взаимно независимые параллельные радиоканалы, по которым информационные сообщения передаются при помощи гибридной двухэтапной модуляции сигналов поднесущих в системе OFDM, на первом этапе данные пакетов базовых сообщений методом многочастотной модуляции модулируют поднесущие OFDM во всех параллельных каналах, а на втором - данные индивидуальных сообщений по закону относительной фазовой модуляции модулируют поднесущие, активизированные на первом этапе только в своем индивидуальном канале.
Недостатками известного способа является, во-первых, то, что сообщение, передаваемое с помощью OFDM сигналов, не обладает энергетической и информационной скрытостью, во-вторых, требуется высокоточная синхронизация по времени и частоте, в-третьих, способ не обеспечивает устойчивой работы в условиях воздействия преднамеренных помех.
Известен способ параллельной многочастотной передачи цифровой информации по параллельным разнесенным радиоканалам с использованием гибридной модуляции данных (см. патент RU на изобретение №2562431, МПК H04L 27/32, опублик. 10.09.2015), обеспечивающий повышение спектральной эффективности и помехоустойчивости способов многочастотной передачи цифровой информации, не требующих включения в состав передаваемого сигнала специальных тренировочных сигналов или пилот-тонов для оценки состояния канала. Способ передачи включает комбинирование цифровой многочастотной и многопозиционной фазовой модуляции OFDM поднесущих, число которых равно N, разделенных для модуляции на кластеры (группы) по L поднесущих. В каждом кластере символы многочастотной модуляции передаются выбором R из L поднесущих, из которых Р затем модулируются по фазе, a R-P поднесущих остаются смодулированными. На приемной стороне, после выделения в схеме OFDM квадратурных компонент поднесущих, демодуляция выполняется в два этапа: сначала некогерентно демодулируются символы многочастотной модуляции, определив R поднесущих, на втором этапе, используя опорные колебания, сформированные из квадратурных компонент смодулированных R-P поднесущих, когерентно демодулируют Р фазомодулированных поднесущих.
Недостатками названного способа, так же, как и в предыдущем способе, являются: потребность в наличии высокоточной синхронизации по времени и частоте, а также невозможность обеспечения устойчивого приема при обнаружении сигнала и постановке преднамеренных помех.
s
s
Известен способ псевдослучайной перестройки рабочей частоты (ППРЧ), описанный во многих литературных источниках и, зачастую, называемый перестройкой рабочих частот по псевдослучайному закону. Наиболее полно известный способ раскрыт в главах 1 и 8 книги Борисова В.И., Зинчук В.М., Лимарева А.Е., Мухина Н.П., Шестопалова В.И. «Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты» [1]. Известный способ, принятый за прототип, является наиболее близким к предлагаемому способу по совокупности существенных признаков, и основан на том, что на передающей стороне: формируют сообщение из N бит с учетом помехоустойчивого кодирования, подбирают полосу частот W для работы системы радиосвязи, комплектуют группу в N рабочих частот из доступных в диапазоне W методом исключения запрещенных частот, устанавливают специальный код в виде псевдослучайной последовательности (ПСП) для управления частотой передачи в возбудительном устройстве, устанавливают время начала сеанса связи, устанавливают тип модуляции (режим работы) как частотную телеграфию (ЧТ), закрепляют за каждым битом (или группой бит) сообщения своей рабочей частоты, при этом каждый бит (или несколько бит) сообщения последовательно излучают на соответствующей ему (им) закрепленной рабочей частоте (закрепленных рабочих частотах, тогда число рабочих частот уменьшается в соответствующее количество раз) путем скачкообразного изменения несущей частоты. На приемной стороне: синхронно перестраивают радиоприемное устройство на рабочие частоты, в соответствии с заданной псевдослучайной последовательностью (ППРЧ), осуществляют прием сигналов последовательно на каждой из закрепленных рабочих частот, идентифицируют биты сообщения («1» или «0») по превышению напряжения огибающей сигнала в соответствующем фильтре ЧТ демодулятора и последовательно записывают информационные биты сообщения, производя декодирование сообщения и выдачу его абоненту или на исполнительное устройство.
с
п
с
п
Недостатками прототипа является то, что, во-первых, в нем, в случае постановки прицельной преднамеренной помехи, вероятность приема сообщения существенно зависит от отношения мощности сигнала к мощности помехи (Р/Р) [1] и резко снижается при Р/Р<1, а во-вторых, в способе-прототипе при каждом скачкообразном переходе с частоты на частоту требуется время, называемое интервалами времени нарастания и спада фронтов частотных элементов [1], что критично при реализации так называемого режима быстрой ППРЧ со скоростью перестройки рабочих частот от 1000 скачков в секунду (ск/с) и выше.
Таким образом, техническая проблема в рассматриваемой сфере заключается в обеспечении помехоустойчивого доведения сообщения, в том числе при постановке преднамеренных прицельных помех.
Техническим результатом, достигаемым с помощью реализации заявленного способа помехоустойчивого доведения данных до глобально удаленных объектов, является повышение помехоустойчивости передаваемых по декаметровой радиолинии (системе радиосвязи) сообщений, в том числе при постановке помех. При этом, в случае постановки преднамеренных прицельных помех вероятность приема сообщения, в отличие от всех существующих радиолиний, будет увеличиваться.
с
п
с
предн.п
i
i
i
i
/
Объясняется это следующим образом. В соответствии с классическим подходом к построению сигнально-кодовых конструкций (СКК) для радиолиний (РЛ), (в том числе и для РЛ декаметрового диапазона волн, обеспечивающих связь с глобально удаленными объектами) для устойчивого доведения команд управления необходимо обеспечить в точке приема соотношение мощностей сигнал/помеха не ниже заданного значения Р/Р≥G. При этом, для любого вида модуляции, за счет постановки преднамеренной помехи G=Р/Р<G, происходит нарушение связи. Вместе с тем, если полезный сигнал не имеет специальной структуры, как, например, широкополосный сигнал - ШПС, частотная телеграфия - ЧТ, относительная фазовая телеграфия - ОФТ и т.д., а принимается лишь по энергетическому признаку, то появление помехи на частоте приема сигнала увеличивает его суммарную мощность, и тем самым приводит к повышению вероятности приема. Исходя из этого, предположим, что на псевдослучайной частоте ƒ (неизвестной для постороннего наблюдателя) в заданный момент времени t (абоненту известны ƒ и t) передается цифра «1» путем излучения немодулированного отрезка синусоиды длительностью τ. Прием такого сигнала, также, как и обнаружение средствами радиоэлектронной борьбы (РЭБ), осуществляется с помощью энергетического обнаружителя [2]. Следовательно, постановка помехи на неструктурированный сигнал, при оговоренных условиях лишь повысит суммарную мощность принимаемого сигнала («1»), т.е. увеличит вероятность его приема при использовании энергетического обнаружителя.
При передаче информации в режиме модуляции - амплитудная телеграфия (AT) с пассивной паузой, биты со значением «0» определяются по отсутствию сигнала на заданной рабочей частоте, т.е. посторонний наблюдатель не может обнаружить сигнал, и соответственно, поставить сосредоточенную помеху, ввиду отсутствия информации о частотах при работе в режиме ППРЧ. Таким образом, постановка прицельных сосредоточенных помех на сообщения, передаваемые в режиме AT, путем параллельного излучения всех бит не может снизить вероятность их приема. Кроме того, при параллельной передаче всего текста сообщения, режим AT имеет энергетическое преимущество перед другими видами модуляции, поскольку, в среднем, количество единиц и нулей в тексте сообщения (команде) одинаково, мощность передачи информационных единиц («1») может быть увеличена, примерно в два раза, при сохранении той же мощности излучения радиопередающего устройства (РПДУ), что и при использовании других видов модуляции при параллельной передаче бит сообщений.
k
с
с
Д,
k
k
с
Д
с,
Д
с,
«0»
В заявленном способе помехоустойчивого доведения данных до глобально удаленных объектов технический результат достигается тем, что на первом этапе предварительно формируют сообщение длиной N бит с учетом помехоустойчивого кодирования, подбирают полосу частот ΔF для передачи сообщения, в зависимости от географических особенностей конкретной радиолинии, комплектуют группу из N рабочих частот из доступной полосы частот ΔF методом исключения запрещенных частот, устанавливают специальный код в виде псевдослучайной последовательности для дальнейшей передачи k-го сообщения, устанавливают время начала сеансов связи T также по псевдослучайному закону и их продолжительности τ; формируют вид сигнала как сверхузкополосный с полосой частот Δƒ много меньше максимального смещения рабочей частоты сигнала из-за эффекта Доплера, обусловленного спорадическим перемещением отражающих слоев ионосферы Δƒ<<Δƒ устанавливают тип модуляции как амплитудную телеграфию. На втором этапе на передающей стороне преобразуют последовательность N бит k-го сообщения в параллельный вид, за каждым n битом сообщения одновременно закрепляют свою рабочую частоту , по времени начала T-го сеанса связи параллельно излучают в режиме амплитудной телеграфии, в течение длительности τ только информационные единицы «1» передаваемого k-го сообщения. На третьем этапе на приемной стороне за τ секунд до начала k-го сеанса связи перестраивают многоканальное радиоприемное устройство на рабочие частоты  для каждого бита сообщения, по оценке помеховой обстановки вычисляют величину порога обнаружения радиосигнала Н, создают банк из L узкополосных фильтров, с полосой каждого l-го, (l = 1, 2, …, L), равного полосе частот передаваемого бита Δƒ и суммарно перекрывающим полосу до величины максимального смещения рабочей частоты сигнала из-за эффекта Доплера, обусловленного спорадическим перемещением отраженных слоев ионосферы Δƒ≈8÷10 Гц=LΔƒ осуществляют прием каждого бита сообщения в параллельном режиме на закрепленных рабочих частотах  путем их фильтрации через банк L узкополосных фильтров, L=Δƒ/Δƒ накапливают путем интегрирования принятые за время τ сеанса связи сигналы каждого бита сообщения после каждого l-го фильтра на закрепленных рабочих частотах  в каждом n-м канале, идентифицируют информационные единицы «1» и нули «0» бит сообщения таким образом, что решение о приеме информационной единицы принимают в случае превышения напряжения огибающей установленного порога обнаружения Н хотя бы в одной из L выборок, а решение о приеме информационного нуля («0») - в случае отсутствия превышения напряжения огибающей V установленного порога обнаружения Н во всем ансамбле L выборок анализируемой рабочей частоты, параллельно записывают идентифицируемые информационные биты «1» и «0» сообщения на всех N рабочих частотах приема и преобразуют биты сообщения из параллельного в последовательный вид, производят декодирование сообщения и выдачу его абоненту или на исполнительное устройство.
Благодаря перечисленной новой совокупности существенных признаков способа помехоустойчивого доведения данных до глобально удаленных объектов и введенной последовательности действий, обеспечивается повышение помехоустойчивости и скрытости передаваемых сообщений.
Поскольку посторонний наблюдатель может обнаружить только активные частоты (передачу информационных единиц «1» бит сообщения) при постановке на них помех любого типа, из-за отсутствия структурных признаков в передаваемом сигнале (радиоимпульс, «отрезок» синусоидального сигнала) для энергетического обнаружителя, используемого для приема, условия приема улучшатся, т.е. вероятность правильного приема бита будет больше, чем при отсутствии помехового сигнала. В то же время, ввиду отсутствия у постороннего наблюдателя данных о «пассивных» частотах (передачи информационного нуля «0»), вероятность приема нулевых значений бит информации не уменьшится. Таким образом, в среднем, вероятность приема сообщения при постановке прицельных преднамеренных помех для предлагаемой сигнально-кодовой конструкции будет увеличиваться, чем и достигается поставленная цель.
Заявленный способ помехоустойчивого доведения данных до глобально удаленных объектов поясняется следующими графическими материалами, а именно:
фиг. 1, на которой представлена блок-схема алгоритма способа помехоустойчивого доведения данных до глобально удаленных объектов;
фиг. 2, на которой представлена загруженность области оптимальных рабочих частот (ОРЧ) декаметрового диапазона волн работающими станциями и помехами;
фиг. 3, на которой представлена спектрограмма фрагмента узкополосного сигнала ДКМ диапазона, принимаемого «Земной волной» и после отражения от ионосферы;
фиг. 4, на которой приведено влияние эффекта Доплера на «сверхузкополосный» сигнал;
фиг. 5, на которой представлен фрагмент спектрограмм приема текста сообщения, передаваемого в режимах ЧТ и AT при одинаковой мощности излучения РПДУ;
фиг. 6, на которой представлены фрагменты спектрограмм приема сверхузкополосного сигнала на фоне белого шума предложенным способом.
Реализация заявленного способа помехоустойчивого доведения данных до глобально удаленных объектов объясняется следующим образом, см. фиг. 1.
Первым этапом предлагаемого способа является предварительный этап.
max
max
На шаге 1 формируют сообщение длиной N бит с учетом помехоустойчивого кодирования. Способ рассчитан на передачу формализованных сообщений (команд управления), как правило, применяемых в ДКМ каналах специальных СРС. Число бит N в передаваемом сообщении с предлагаемой в способе сигнальной конструкцией определяется, исходя из перечня формализованных команд управления, а также выбранного способа помехоустойчивого кодирования, применяемого метода снижения пик-фактора при передаче многочастотного сигнала и др. С учетом различных методов снижения пик-фактора сигнала [3] в качестве оценки максимального значения N в способе условно примем N≤1000 бит. Очевидно, что значение N может быть при необходимости увеличено при сохранении заданной вероятности приема, за счет повышения мощности РПДУ.
ОРЧ
На шаге 2, в соответствии с используемым декаметровым диапазоном волн, осуществляют подбор полосы частот ΔF для передачи сообщения в зависимости от географических особенностей конкретной радиолинии. Как правило, полоса рабочих частот при режиме ППРЧ составляет 10-15% от значения оптимальной рабочей частоты (ОРЧ), например, для F ≈ 10 МГц Δƒ требуемая полоса частот для передачи сообщения составит не более 1,5 МГц. При реализации предложенного способа выбора полосы частот для передачи сообщения с повышением скрытости, помехозащищенности и возможности работы в условиях повышенной ионизации ионосферы (например, на высоких арктических широтах) полосу частот ΔF можно расширить с охватом сразу несколько диапазонов, например, СДВ-ДВ-СВ-КВ-УКВ, что зависит только от технических возможностей аппаратно-программной реализации.
На шаге 3 комплектуют группу в N рабочих частот из выделенного частотного ресурса (полосы частот ΔF) методом исключения запрещенных частот (SOS, занятых мощными радиостанциями, каналами управления воздушным движением и тому подобных). Набор частот матрицы ППРЧ может происходить в такой полосе частот, которая включает в себя несколько частотных каналов, что поясняется фиг. 2.
На шаге 4 устанавливают специальный код в виде псевдослучайной последовательности (ПСП) для последующей передачи k-го сообщения с закреплением за каждым n-м битом сообщения (n = 1, 2, …, N) своей рабочей частоты , назначаемой по псевдослучайному закону (ППРЧ), матрице ППРЧ - . Алгоритм выбора ПСП может быть различен, и представлен, например в [1].
k
На шаге 5 устанавливают время начала сеансов связи T (начала передачи сообщения) по псевдослучайному закону и их продолжительности τ.
c
c
Д
На шаге 6 формируют сверхузкополосный сигнал, с полосой частот Δƒ много меньше максимального смещения рабочей частоты сигнала из-за эффекта Доплера, обусловленного спорадическим перемещением отражающих слоев ионосферы: Δƒ<<Δƒ.
изл
изл
бит
Традиционно, в радиосвязи применяются сигналы двух видов: широкополосные и узкополосные. Однако, нестационарность декаметрового канала радиосвязи не позволила получить ожидаемый теоретический выигрыш в случае применения модемов с широкополосным (шумоподобным, сложным) сигналом (ШПС) на протяженных (более 1000 км) радиолиниях. Эффективность применения узкополосных сигналов для передачи информации в декаметровом диапазоне волн практически проверялась в 1965 году специалистами «Radio Corporation of American. Эксперимент проводился на односкачковой радиотрассе с использованием радиопередающего устройства с мощностью излучения Р≈100 мВт на рабочей частоте F≈15 МГц. Из-за низкой стабильности задающих генераторов приемного и передающего устройств, разработчикам не удалось в полной мере реализовать эффект «накопления» сигнала (полоса фильтра радиоприемного устройства (РПУ) составляла 17 Гц при длительности одного бита τ ≈ 20 с), тем не менее, в ходе испытаний было зафиксировано, что используемая технология на 40 дБ улучшает соотношение сигнал/шум по сравнению с традиционной работой в режиме «Азбуки Морзе». Вместе с тем, постоянное повышение требований к времени доставки сообщений и сложность обработки сверхузкополосных сигналов на элементной базе того времени, привело к невостребованности метода медленнодействующей передачи сообщений.
Однако, необходимо отметить, что массовое внедрение средств вычислительной техники и элементной базы для цифровой обработки сигналов позволило эффективно использовать сверхузкополосные сигналы. В режиме, так называемого, сверхмедленного телеграфа (QRSS) радиолюбители в диапазоне частот 10,138÷10,140 кГц обмениваются информацией на одно-двухскачковых радиотрассах при мощности передатчика 10÷100 мВт и длительности одного бита информации до 10 сек. [4]. Технические сложности, возникающие при аппаратно-программной реализации учета эффекта Доплера в алгоритме функционирования приемного тракта предлагаемого способа, преодолеваются за счет использования современных CRS (Cognitive Radio System - системы когнитивного радио -радиосистемы, способные получать сведения об особенностях собственной эксплуатации и на основе этих данных корректировать свои параметры работы) и SDR-технологий (Software-defined Radio - программно-определяемая радиосистема - устройство с программируемыми параметрами: передатчик и/или радиоприемное устройство, использующие технологию, позволяющую с помощью программного обеспечения установить или изменить рабочие радиочастотные параметры, включая, в частности, диапазон частот, тип модуляции, или выходную мощность …), а также алгоритмов цифровой обработки сигналов при многоканальном приеме [5]. Работа сверхузкополосными сигналами существенно повышает эффективность СРС (РЛ) по таким показателям как скрытость и помехозащищенность.
На шаге 7 устанавливают тип модуляции (режим работы) - амплитудную телеграфию. С точки зрения информационной скрытости, побитная параллельная передача в режиме перестройки рабочих частот по псевдослучайному закону (ППРЧ) может вестись с использованием частотной (ЧТ) или амплитудной (AT) модуляции [6]. Обоснование применимости в заявленном способе в качестве основного типа модуляции режима AT приведено ниже. Основным преимуществом сигнальной конструкции при использовании режима ППРЧ и AT модуляции является устойчивость к прицельным по частоте преднамеренным помехам. Более того, очевидно, что при их постановке средняя вероятность приема сообщения будет увеличиваться, поскольку отсутствие априорных знаний у постороннего наблюдателя о частотах с пассивной паузой («0») не позволит «поставить» прицельную помеху, а постановка помех на активные частоты увеличит мощность принимаемых сигналов, в силу отсутствия у них структурных признаков, которые может нарушить прицельная помеха.
Применимость широкополосных и узкополосных сигналов в декаметровом диапазоне волн и обоснование термина «сверхузкополосные сигналы»
Результаты сравнительных трассовых испытаний модема с ШПС и штатной «узкополосной» радиолинией [7] позволили сделать основные выводы по возможностям их применения в ДКМ канале связи:
увеличение базы сигнала за счет расширения полосы ΔF ограничено из-за нарушения частотно-фазовых соотношений в принимаемом сигнале после отражения в ионосфере, и, как следствие, ведет к снижению эффективности функционирования согласованного фильтра;
увеличение базы сигнала за счет повышения длительности элемента сообщения приводит к нарушению заданных требований на время доведения информации (команд управления) в радиолинии;
при ограниченной базе сигнала, с учетом вышесказанного, из-за глубоких селективных замираний используемая мощность РПДУ, обеспечивающая необходимое качество приема сообщения, приводит к снижению скрытости передачи и, как следствие, к высокой вероятности обнаружения излучения пунктом радиоконтроля.
Несмотря на низкую эффективность широкополосных сигналов для дальней ДКМ связи, важно отметить, что для диапазона частот свыше 150÷300 МГц ШПС получили большое распространение в радиолокации и связи.
бит
c
Как правило, действующие «узкополосные» радиолинии, в зависимости от скорости передачи, занимают частотный участок от 20÷30 Гц (низкоскоростные ДКМ РЛ) до 1,2÷1,5 кГц (так называемые СБД РЛ). Если реализуется радиолиния с параллельной передачей элементов сообщения (как предложено в способе), и заданное время проведения сеанса реально может составлять десятки секунд, то при сохранении помехоустойчивости (а значит и вероятности правильного приема сообщения) можно уменьшить мощность излучения до Р≈0,05 Вт, при этом частотная полоса, занимаемая каждым сигналом, передаваемым в режиме ППРЧ, составит примерно Δƒ≈0,01 Гц.
Д
Д
Одной из сложных задач, возникающих при реализации предлагаемого способа, является учет смещения спектра принимаемого сигнала по частоте, обусловленного спорадическим перемещением слоев ионосферы, отражающих передаваемый сигнал (эффект Доплера). В среднем, для протяженных радиотрасс доплеровское смещение составляет Δƒ≈±1,5 Гц (см. фиг. 3) достигая в период захода и восхода Солнца значений Δƒ≈±4 Гц, что практически не влияет на работу штатных узкополосных радиолиний, и поэтому не учитывается.
с
Д
c
Д
В то же время, основным видом сигналов, используемых в предложенном способе, заявлены т.н. «сверхузкополосные» сигналы (сигналы, полоса частот которых Δƒ много меньше полосы частот Δƒ доплеровского смещения: Δƒ<<Δƒ, см. фиг. 4.
Оценка помехоустойчивости и скрытости обмена данными
Нестационарность ДКМ канала связи, также как и для когерентного сложения, не позволила получить ожидаемый теоретический выигрыш, в случае применения модема с ШПС (шумоподобным, сложным сигналом).
Как известно, при оптимальной обработке сигнала в условиях действия «белого» шума (корреляционный прием или согласованная фильтрация), помехоустойчивость связи определяется значением параметра [8]
,
2
где Е, Р, T и F - энергия, мощность, длительность и частотная полоса сигнала соответственно. Независимость значения h от частотной полосы F, занимаемой сигналом, очевидна даже из приведенных простых математических выкладок, см. подчеркнутое равенство в выражении, представленном выше.
2
Как отмечал Л.М. Финк «… не следует, однако думать, что применение широкополосных сигналов (сигналов с большой базой) позволит уменьшить мощность передатчика при заданной верности приема …», «… уменьшить вероятность ошибки при заданной мощности передатчика можно лишь … путем уменьшения v, либо, наконец, путем увеличения Т (замедляя передачу …» [9]. То есть увеличение базы сигнала В за счет увеличения полосы F не влияет на помехоустойчивость в условиях действия только «белого» шума. Вместе с тем, расширение частотной полосы, занимаемой сигналом, в ряде случаев имеет значительные преимущества перед «узкополосными» сигналами (В≈1÷2), в том числе по такому важному параметру (особенно для направления «море-берег»), как скрытость передачи [2, 10]. Опытный образец ДКМ радиолинии с ШПС сигналом на базе кода Фрэнка с В≈80 (руководитель разработки профессор СПбПГУ Цикин И.А.) в ходе испытаний позволил сделать основные выводы по возможности использования широкополосных сигналов в ДКМ канале связи: увеличение базы сигнала за счет расширения полосы F ограничено из-за нарушения частотно-фазовых соотношений в принимаемом сигнале после отражения в ионосфере, и, как следствие, ведет к снижению эффективности функционирования согласованного фильтра; увеличение базы сигнала за счет повышения длительности элемента сообщения приводит к нарушению заданных требований на время доведения команды управления; при ограниченной базе сигнала (с учетом вышеизложенного) из-за глубоких селективных замираний используемая мощность РПДУ, обеспечивающая необходимое качество приема сообщения, приводит к снижению скрытости передачи и, как следствие, к высокой вероятности обнаружения излучения пунктом радиоконтроля.
Известно, что для энергетического обнаружителя при частотной полосе поиска больше полосы сигнала эффективность падает, а при меньшей полосе (конечно в случае нахождения сигнала в ней) практически не уменьшается. Следовательно, для обнаружения сигнала, например, с полосой Δƒ=10 кГц с неизвестной частотой излучения в «дежурном» диапазоне ΔF=1 МГц (средний диапазон оптимальных рабочих частот для ДКМ радиолиний) теоретически потребуется не более 200 каналов параллельного поиска, а для сигнала с Δƒ≈0,01 Гц, не менее 100000000 каналов автоматического поиска сигнала, что оказывается проблематичным с точки зрения вычислительных ресурсов системы обнаружения.
Одним из основных факторов, определяющих минимизацию «пропуска сигнала» и «ложной тревоги» в системе обнаружения является необходимое соотношение К=сигнал/(шум+помеха), определяемое, исходя из поставленной системе задачи и при К<1, в случае отсутствия априорных знаний о рабочей частоте и времени начала сеанса связи работа системы обнаружения окажется неэффективной, и, наоборот, система связи будет обладать повышенной скрытостью [2].
Дополнительно необходимо подчеркнуть, что также как и для широкополосного сигнала, для узкополосного радиосигнала существует согласованный фильтр (интегратор), обеспечивающий возможность приема сигнала находящегося «под шумами» (К<1) до окончания процесса интегрирования (см. фиг. 5, 6).
При проведении сеансов связи с временем начала излучения сигнала (а значит, и всего сообщения) по псевдослучайному закону (т.е. неизвестному постороннему наблюдателю), попытка обнаружить «сверхузкополосный» сигнал приведет к потоку «ложных тревог», т.к. для потенциального обнаружения под шумами необходимо продолжительное время находиться на значительном количестве «дежурных» частот, однако при отсутствии знания времени начала сеанса на выходах интеграторов обнаружителя уже через 10-15 секунд работы появится поток ложных «срабатываний», обусловленных «накоплением» слабых собственных частотных гармоник приемника обнаружителя, а также побочных излучений от посторонних радиопередающих устройств. В связном же приемнике в силу априорных знаний о времени начала сеанса и рабочих частотах ошибки такого рода отсутствуют.
Кроме того, положительными свойствами «сверхузкополосных» сигналов при параллельной побитной передаче всего сообщения является отсутствие межсимвольной интерференции и низкие требования к точности синхронизации, что позволяет не учитывать расхождение по времени на передающем и приемном комплексах, возникающем при их значительном взаимном удалении (для радиолиний с «быстрой ППРЧ» требуется передача помехоустойчивой преамбулы для синхронизации перестройки радиопередающего устройства на пункте управления и радиоприемного устройства на подвижном объекте связи).
Обоснование применимости амплитудной телеграфии в качестве основного типа модуляции
Для оптимального когерентного (к) и некогерентного (нк) приема сигналов на фоне белого шума, вероятность ошибки на бит для этих типов модуляции определяется следующими соотношениями [11]
,
,
,
,
2
где , W - энергия бита сигнала,  - функция Лапласа, v - спектральная плотность мощности белого шума.
2
Как следует из приведенных формул, вероятность ошибки при одной и той же мощности сигнала и v выше при использовании модуляции AT.
Однако, при параллельной передаче бит сообщения, в силу примерно одинаковой плотности «единиц» и «нулей» («1» и «0») в тексте, при использовании режима AT число «активных» излучений будет ориентировочно в два раза меньше чем при ЧТ модуляции, см. фиг. 5.
АТ
ЧТ
Таким образом, в способе реализуется возможность увеличения в два раза мощности передачи сигналов AT по сравнению с сигналами ЧТ без изменения мощности РПДУ, т.е. в рассматриваемой сигнальной конструкции р≈р. Кроме того, уменьшение в эфире числа «активных» частот обеспечивает повышение электромагнитной совместимости, а также скрытости функционирования радиолинии.
Второй этап способа реализуется на передающей стороне РЛ (СРС). На шаге 8 преобразуют последовательность N бит k-го сообщения в параллельный вид для последующего излучения в параллельном режиме.
k
s
На шаге 9 закрепляют за каждым n-м битом сообщения свою рабочую частоту  в соответствии с матрицей ППРЧ . При этом, вместо скачкообразного изменения несущей частоты (или нескольких частот), используемых для передачи сигналов (в традиционных радиолиниях с ППРЧ сигналы рассматривают как последовательность, в общем случае модулированных радиоимпульсов, несущие частоты которых перестраиваются в диапазоне W, где число перестраиваемых частот и порядок их чередования определяются псевдослучайными кодами. То есть помеха, поставленная на такой структурный сигнал, с высокой вероятностью не позволит правильно принять передаваемые символы сообщения), в заявленном способе применяется матрица изменения рабочих частот по псевдослучайному закону побитово (посимвольно), когда каждому биту передаваемого сообщения назначается своя частота из матрицы ППРЧ (длина строки матрицы ППРЧ равна длине сообщения из N бит). С целью повышения помехозащищенности СРС (РЛ) для каждого нового передаваемого формализованного k-го сообщения (заданной длины N) в каждом k-м сеансе связи используется новая строка матрицы ППРЧ . А использование режима AT, как показано выше, оказывается инвариантно к воздействию прицельной преднамеренной помехи, (см. фиг. 5).
k
На шаге 10 по времени начала T-го сеанса связи параллельно излучают в режиме амплитудной телеграфии в течение длительности τ только информационные единицы «1» передаваемого k-го сообщения. При этом, вместо последовательной для традиционных ППРЧ радиолиний передачи сообщения в радиоэфир, для повышения скорости передачи сообщения используется параллельная трансляция сразу всего сообщения (всех бит сообщения) на N выделенных частотах сеанса связи (частотах определенной строки матрицы ППРЧ). Параллельная передача бит сообщения стала возможной после появления в последнее десятилетие параллельных высокоскоростных радиомодемов [4, 12, 13], что также поясняется фиг. 5 и 6.
Третий этап способа реализуется на приемной стороне РЛ (СРС).
На шаге 11 за τ секунд до начала k-го сеанса связи перестраивают многоканальное радиоприемное устройство на рабочие частоты  каждого бита из выбранной строки матрицы ППРЧ  по псевдослучайному коду, соответствующему числовой последовательности, используемой на передающей стороне и закрепленной за организуемым k-м сеансом связи. Обязательным условием применения сигналов с ППРЧ является детерминированность (определяемость) псевдослучайной последовательности радиоимпульсов, точнее их несущих частот и временного положения, что позволяет на приемной стороне РЛ обеспечить частотную и временную синхронизацию сигналов. Причем, использование в способе сверхузкополосных сигналов с временем передачи τ в десятки секунд снимает ограничения на необходимость применения высокоточной системы единого времени (СЕВ) и позволяет использовать автономный источник синхронизации без привязки к системам типа ГЛОНАСС (Глобальная навигационная спутниковая система - российская спутниковая система навигации), LORAN (Long Range Navigation - радионавигационная система наземного базирования) и т.п.
На шаге 12 по оценке помех вычисляют величину порога обнаружения радиосигнала Н в каналах приема. Порядок вычисления величины порога срабатывания энергетического обнаружителя представлен ниже.
c
На шаге 13 создают банк из L узкополосных фильтров, с полосой частот каждого l-го фильтра (l=1, 2, …, L), равного, Δƒ и суммарно перекрывающим в каждом канале приема полосу до величины максимального смещения рабочей частоты сигнала из-за эффекта Доплера, обусловленного спорадическим перемещением слоев ионосферы: . Это определяется тем, что одной из сложных задач при реализации предлагаемого способа представляется разработка метода приема и демодуляции бит сообщения в условиях доплеровского смещения рабочей частоты в месте приема. Одним из вариантов решения задачи является использование банка узкополосных фильтров [14] на каждой рабочей частоте, с применением энергетического обнаружителя сигнала на выходе каждого фильтра [2].
c
На шаге 14 осуществляют прием каждого бита сообщения в параллельном режиме на закрепленных рабочих частотах  путем их фильтрации через банк L узкополосных фильтров в каждом n-м канале приема с параметрами каждого l-го фильтра Δƒ, и суммарно перекрывающими полосу
k
На шаге 15 накапливают принятые за время сеанса связи τ сигналы каждого бита сообщения после каждого 1-го фильтра на закрепленных рабочих частотах  в каждом n-м канале приема путем интегрирования. При этом отметим, что энергетический обнаружитель сигнала для эффективного функционирования помимо данных о начале T и длительности τ сеанса связи должен получать значение оптимального порога обнаружения Н, полученного на шаге 12 способа.
«1»
«0»
На шаге 16 в каждом канале приема идентифицируют информационные единицы «1» и нули «0» бит сообщения таким образом, что решение о приеме информационной единицы («1») принимается в случае превышения напряжения огибающей V установленного порога обнаружения H хотя бы в одной из L выборок, а решение о приеме информационного нуля («0») принимается, в случае отсутствия превышения напряжения огибающей Vустановленного порога обнаружения H во всем ансамбле L выборок анализируемой рабочей частоты.
На шаге 17 параллельно записывают (сохраняют) идентифицируемые информационные биты («1» и «0») сообщения на всех N рабочих частотах приема;
На шаге 18 преобразуют принятые информационные биты сообщения из параллельного в последовательный вид;
На шаге 19 декодируют принятое сообщение и передают его абоненту или на исполнительное устройство (на печать).
Порядок вычисления величины порога срабатывания обнаружителя
Средняя вероятность ошибки при некогерентном приеме сигнала с AT модуляцией определяется по формуле:
,
1
где V - напряжение огибающей сигнала на выходе фильтра в момент окончания сеанса.
ош
Оптимальное значение порога Н можно найти, минимизируя вероятность ошибки р, путем взятия производной и приравняв ее к нулю:
.
Воспользовавшись аппроксимацией функцией Бесселя нулевого порядка:
,
при z≥2 получим:
2
2
2
Из численных расчетов следует, что при W/v>15 дБ Н≈W/2, однако при W/v≤15 дБ, что в реальных условиях представляет наибольший интерес, значение оптимального порога существенно зависит от мощности накопленного сигнала и v.
2
2
k
Отсутствие априорных данных по этим величинам при ориентировочной установке значения Н может резко снизить эффективность приема. Вместе с тем, считая шумы стационарными в течение 20 с в полосе Δƒ≈10 Гц, данные по v могут быть получены по предварительным измерениям за 10 секунд до начала сеанса связи (в способе эта величина характеризуется параметром длительности сеанса связи ΔT), а значение W может быть оценено исходя из конкретных условий радиотрассы и мощности РПДУ, но из-за большого количества каналов вероятность принятия ошибочного решения увеличивается с уменьшением отношения W/v..
Д
с
Альтернативным вариантом является определение по ансамблю из L=Δƒ/Δƒ выборок, полученных до начала сеанса, значений по дисперсии шума и среднеквадратическому отклонению σ. Воспользовавшись при приеме сигналов тремя порогами Н: σ, 2σ и 3σ [8], можно предоставить декодеру дополнительные данные по оценке вероятности принятого решения для каждого бита сообщения, что, в целом, повысит помехоустойчивость приема.
Предложенный способ помехоустойчивого доведения данных до глобально удаленных объектов направлен на обеспечение помехоустойчивости приема за счет энергетической и информационной скрытости сверхузкополосных сигналов, передаваемых в режиме амплитудной телеграфии.
Энергетическая скрытость обеспечивается за счет уменьшения спектральной мощности сигнала, которая достигается за счет уменьшения частотной полосы сигнала до значений, существенно меньших полосы анализа обнаружителей параллельного типа, составляющих, как правило, Δƒ>1 Гц, что обусловлено не только усложнением аппаратуры, но в основном, увеличением необходимого времени анализа в каждом фильтре обнаружителя (для Δƒ≈1 Гц Δt≈1 с).
с
ш
опт
Таким образом, в предложенном способе, уменьшая полосу излучения сигнала до Δƒ≈0,1 Гц для обнаружителя с Δƒ≈1 Гц, отношение Р/Р снизится не менее чем в 10 раз, по сравнению с «оптимальным» фильтром с Δƒ≈0,1 Гц.
бит
изл
Мощность передачи каждого бита Р≈Р/N выбирается, исходя из протяженности радиотрассы и ее географического расположения, ориентировочного значения шумовых характеристик радиоприемного устройства абонента, так, чтобы после интегрирования в течение времени τ расчетное значение уровня сигнала было не меньше 3-4σ, что обеспечит скрытость передачи для постороннего наблюдателя (см. фиг. 5, 6).
При использовании посторонним наблюдателем обнаружителя с Δƒ≈0,1 Гц увеличение числа фильтров в полосе 20 МГц (диапазон рабочих частот в ДКМ диапазоне волн составляет, как правило, от 5 до 25 МГц) теоретически должно быть не менее 200 ООО 000, что труднореализуемо, а время обнаружения с заданной низкой вероятностью ложной тревоги увеличится до 10 с, что может не соответствовать требованиям по вероятностно-временным характеристикам принятия решения на постановку помех и позволит повысить скрытость передачи.
Литература
1. Борисов В.И., Зинчук В.М., Лимарев А.Е., Мухин Н.П., Шестопалов В.И. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты. М.: «Радио и связь», 2000. - 384 с.
2. Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба. - М.: Вузовская книга, 2013. - 359 с.
3. www.radioscanner.ru/info/article418 «Пик-фактор в КВ ОБП». (Опубл. 25.05.2010 г.). (Дата обращения 20.11.2020 г.).
4. https://www/ruqrz.com «Работа в режиме QRSS». (Опубл. 24.11.2014 г.). (Дата обращения 20.11.2020 г.).
5. Николашин Ю.Л., Кулешов И.А., Будко П.А., Жолдасов Е.С., Жуков Г.А. SDR радиоустройства и когнитивная радиосвязь в декаметровом диапазоне частот // Наукоемкие технологии в космических исследованиях Земли. 2015. №1. С. 20-31.
6. Николашин Ю.Л., Мирошников В.И., Будко П.А., Жуков Г.А. Автоматизированный, слуховой и визуальный прием коротких сообщений на удаленных морских объектах // Морская радиоэлектроника. 2017. №3. С. 34-39.
7. Жуков Г.А., Будко П.А. Широкополосные и узкополосные сигналы в радиолиниях декаметрового диапазона волн // Морская радиоэлектроника. №2 (72). 2020. С. 32-37.
8. Пискунов Н.С.Дифференциальное и интегральное исчисления для ВТУЗов. Том 2. Москва: Наука, 1985. 549 с.
9. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Советское радио, 1970. - 727 с.
10. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985.-385 с.
11. Коржик В.И., Финк Л.М., Щелкунов К.Н. Расчет помехоустойчивости систем передачи дискретных сообщений. - Москва: Радио и связь, 1981. - 231 с.
12. Официальный сайт АО «ОНИИП» / http://www.oniip.ru/produkcia. (Дата обращения 20.11.2020 г.).
11. Романов Ю.В. Эволюция высокоскоростных КВ-радиомодемов в XX веке // Техника радиосвязи. 2016. №1 (28). С. 72-88.
14. Каплун Д.И., Клионский Д.М., Олейник А.Л., Вознесенский А.С., Жукова Н.А., Гульванский В.В., Петровский А.А. Применение полифазных банков фильтров в задачах мониторинга широкого частотного диапазона // Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2013. Вып. 3. С. 38-43.