СИСТЕМА МОБИЛЬНОЙ СВЯЗИ И СПОСОБ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ В НЕЙ
SYSTEM OF MOBILE COMMUNICATION AND METHOD FOR SIGNALS PROCESSING IN IT

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к системам беспроводной связи и, более конкретно, к системе мобильной связи и способу обработки сигналов, в котором используется индикатор, такой как циклический избыточный код (CRC), добавляемый к блоку данных, для определения, произошла ли какая-либо ошибка в передаче.
Уровень техники
Системы беспроводной связи со многими входами и многими выходами (MIMO) используют многоэлементные массивы антенн для увеличения пользовательской емкости в интенсивных многолучевых средах посредством использования пространственных свойств многолучевого канала. Одна такая система - это вертикальная система BLAST (Bell Laboratories Layered Space-Time), которая использует архитектуру вертикально разделенного на уровни пространства-времени в противоположность архитектуре диагонально разделенного на уровни пространства-времени системы D-BLAST. Система V-BLAST описывается в статьях: "V-BLAST: An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich-Scattering Wireless Channel" (ISSSE '98, October 1998) авторов P. W. Wolniansky, G. J. Foschini, G. D. Golden и R. A. Valenzuela и в "Detection algorithm and initial laboratory results using V-BLAST space-time communication architecture" (IEEE, Vol. 35, No. 1, January 1999) тех же авторов, - обе из которых включаются сюда по ссылке.
В вышеописанной системе V-BLAST возможность отделять передаваемые и принимаемые подпотоки данных зависит от незначительных различий в том, как различные подпотоки распространяются через среду. Следовательно, система V-BLAST полагается на независимость разделенных подпотоков, выпускаемых через множество антенн передатчиков. Эта независимость, однако, не всегда поддерживается, имея результатом данные, которые не обнаруживаются должным образом.
Сущность изобретения
Соответственно, одна задача настоящего изобретения заключается в решении, по меньшей мере, вышеописанных проблем и/или недостатков и предоставлении, по меньшей мере, преимуществ, описываемых ниже.
Другая задача настоящего изобретения заключается в сохранении целостности сигнала, который передается от массива антенн передатчиков.
Еще одна задача настоящего изобретения - это сделать возможным, чтобы мобильное устройство подтверждало точное обнаружение сигнала.
Чтобы решить эти задачи и достичь другие преимущества в соответствии с настоящим изобретением, которое здесь реализуется и широко описывается, настоящее изобретение предлагает новый способ мобильной связи, включающей в себя передатчик, имеющий многочисленные передатчики, и приемник, имеющий многочисленные приемники, и заключающийся в том, что добавляют циклический избыточный код (CRC) к блоку данных, который должен передаваться, и пространственно сегментируют блок данных согласно схеме модуляции и скорости кодирования каждой соответствующей передающей антенны из многочисленных антенн.
Дополнительные преимущества, задачи и признаки этого изобретения будут изложены частично в описании, которое следует, и частично станут ясны специалистам в данной области техники после изучения последующего описания или могут быть выяснены из использования этого изобретения на практике. Задачи и преимущества этого изобретения могут быть реализованы и достигнуты, как конкретно указано в прилагаемой формуле изобретения.
Краткое описание чертежей
Это изобретение будет описываться подробно со ссылкой на следующие чертежи, в которых одинаковые ссылочные позиции указывают на одинаковые элементы, причем:
Фиг.1 - блок-схема беспроводной системы V-BLAST.
Фиг.2A - диаграмма, представляющая поток данных, который должен передаваться, в который CRC код добавляется в соответствии со способом обработки сигналов настоящего изобретения.
Фиг.2B - диаграмма, представляющая сегментированный поток данных, который должен передаваться от множества антенн, показывающая поток данных из фиг.2A, сегментированный в соответствии со способом обработки сигналов настоящего изобретения.
Фиг.3 - блок-схема последовательности операций способа обработки сигналов настоящего изобретения.
Фиг.4A - блок-схема последовательности операций, показывающая согласование скорости, выполняемое перед пространственным сегментированием, согласно настоящему изобретению.
Фиг.4B - блок-схема последовательности операций, показывающая согласование скорости, выполняемое после пространственного сегментирования, согласно настоящему изобретению.
Фиг.5 - блок-схема модуля чередования (перемежителя).
Фиг.6 - блок-схема последовательности операций другого способа обработки сигналов настоящего изобретения.
Фиг.7 - график, показывающий результаты моделирования уровня линии связи согласно одному примеру настоящего изобретения.
Фиг.8 - график, показывающий результаты моделирования уровня линии связи согласно другому примеру настоящего изобретения.
Наилучший режим для выполнения данного изобретения
На фиг.1 схематически показан пример беспроводной системы V-BLAST, в которой единичный поток данных разделяется в многочисленные подпотоки для передачи в интенсивной рассеивающей (многолучевой) среде. Система V-BLAST рассматривает многочисленность лучей рассеяния как отдельные параллельные подканалы, каждый несущий подпоток данных.
1
4
Ссылаясь на фиг.1, система V-BLAST включает в себя векторный кодер 11 и V-BLAST процессор 21 сигналов в приемнике 20. Векторный кодер 11, например, как часть фиксированного хоста 10 (например, базовой станции или узла B) или передающего устройства, подсоединяется параллельно к M антеннам для соответствующей передачи множества подпотоков a-a данных. V-BLAST процессор 21 сигналов как часть абонентского устройства, мобильного терминала, мобильного устройства или пользовательского оборудования (UE) 20, например, (ниже, мобильный терминал), параллельно подсоединяется к N антеннам, каждая для приема множества переданных подпотоков данных. Как показано в примере из фиг.1, количество передатчиков (TX) и антенн передатчиков равно четырем, т.е. M=4, и количество приемников (RX) и антенн приемников равно шести, т.е. N=6. Тем не менее, M может быть любым целым числом, большим, чем единица, и в вертикальной системе BLAST, предполагается, что его значение меньше чем или равно N.
1
4
Поток данных передатчика, т.е. последовательные данные, передается через векторный кодер 11, который включает в себя последовательно-параллельную схему для генерирования параллельных данных посредством разделения последовательных данных в M подпотоков, каждый должен передаваться отдельно как единственный сигнал от соответствующей антенны передатчика фиксированного хоста 10. Делая это, векторный кодер 11 выполняет квадратурную амплитудную модуляцию (QAM), чтобы выводить подпотоки a-a данных как QAM потоки символов. Каждый подпоток данных является различным сигналом, передаваемым от различной антенны без применения пространственно-временного кода, так что предпочтительно нет отдельной обработки сигналов или разнесения кода, требуемых для улучшения качества передачи.
1
4
Чтобы принимать такую передачу, V-BLAST процессор 21 сигналов мобильного терминала 20 использует алгоритм, например, для обнаружения подпотоков данных индивидуально. В обнаружении подпотока данных заданной антенны передатчика, принимается в рассмотрение наложенное множество подпотоков a-a данных, принятых в каждой антенне приемника. V-BLAST процессор 21 сигналов, таким образом, рассматривает все сигналы, используя алгоритм, чтобы сначала извлечь подпоток данных, имеющий наибольшее отношение сигнала к шуму (S/N), и затем продолжать с оставшимися более слабыми сигналами, которые легче восстановить, когда более сильные сигналы были удалены как источник помех.
Чтобы этот способ был эффективным, должна поддерживаться независимость данных для канала мобильной связи в течение этапа передачи от передатчика, и пока принятые сигналы обрабатываются в мобильном терминале. В реальности, однако, по меньшей мере, некоторая степень корреляции сохраняется между антеннами передатчиков, также как среди антенн приемников, так что независимость сигналов не может гарантироваться.
В дополнение, также требуются независимые каналы мобильной связи передачи и приема, но независимость каналов также не может гарантироваться. При отсутствии независимости каналов корректное обнаружение на мобильном хосте отдельного подпотока данных заданной антенны передатчика затруднено, и некорректное обнаружение дает результатом чрезмерные частоты появления ошибок на мобильном хосте или обнаружение неправильного сигнала. Соответственно, технология V-BLAST не справляется эффективно с относящимися к окружающей среде флуктуациями в канале мобильной связи.
Дополнительно, HS-DSCH (высоко скоростной совместно используемый канал нисходящей линии связи) предпочтительно эксплуатируется в среде MIMO. Предполагая, что каждый поток данных передается через MIMO передатчик, MIMO система может рассматриваться как система пространственного мультиплексирования. Другими словами, многочисленные различные потоки данных одновременно передаются через многочисленные передающие антенны в течение одного TTI (временной интервал передачи). В настоящее время HS-DSCH не рассматривает пространственное мультиплексирование, так что единичный поток данных может передаваться в течение одного TTI.
Чтобы решить эти проблемы, настоящее изобретение включает в себя алгоритм, например, в хосте 10, для присоединения циклического избыточного кода (CRC) к блоку данных, так что мобильный терминал 20 может проверять данные передачи, чтобы определять, произошли ли какие-либо ошибки. Данные также пространственно сегментируются согласно схеме модуляции и скорости кодирования соответствующей антенны.
Более детально, мобильный терминал 20 также включает в себя демодулятор (не показан), включенный в V-BLAST процессор 21 сигналов, который демодулирует блок данных, переданный от фиксированного хоста другой системы мобильной связи. Алгоритм проверки ошибок (не показан) в мобильном терминале 20 собирает и декодирует демодулированные блоки данных, чтобы определить, была ли ошибка передачи. В проверке на ошибки, присутствующие в переданном блоке данных, может использоваться способ обнуления помехи, что достигается при использовании обращения в нуль незначащих коэффициентов (ZF) или технологии минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE). Мобильный терминал может также включать в себя аннулирование помехи как часть его способа обнаружения.
Обращаясь далее к фиг.2A, которая показывает CRC, присоединяемый к транспортному блоку, включающему в себя поток сегментированных блоков (т.е. S1, S2, S3, S4 и S5). Фиг.2B показывает сегментированные блоки, которые поставляются соответствующим антеннам. Отметим, что CRC добавляется в конец транспортного блока на фиг.2A и, таким образом, передается от M-ой антенны на фиг.2B. Однако CRC может добавляться в любое место в транспортном блоке (например, в начале между сегментированными блоками S1 и S2, и т.д.).
Обратимся теперь к фиг.3, которая показывает диаграмму последовательности операций согласно одному примеру настоящего изобретения. В этом примере только один транспортный блок прибывает в мультиплексирующую цепь каждый TTI, так что один CRC присоединяется к одному входному транспортному блоку, и весь транспортный блок передается повторно в течение TTI, если происходит ошибка. Дополнительно, так как только один транспортный блок за TTI прибывает в мультиплексирующую цепь, используется блок пространственного сегментирования (обсуждаемый более детально позже), чтобы сегментировать входной блок в многочисленные блоки для одновременной передачи многочисленных потоков данных. То есть, после канального кодирования, закодированный блок сегментируется в N потоков в блоке пространственного сегментирования, где N обозначает количество одновременно передаваемых потоков данных через многочисленные передающие антенны в течение одного TTI. Устройство функциональности гибридного ARQ выполняет согласование скорости для отдельного управления MCS (схемой кода модуляции) для каждого потока данных. В дополнение, этот пример требует только одного сигнала ACK/NACK восходящей линии связи, так как имеется только один транспортный блок. В дополнение, так как производительность одного транспортного блока выбирается с помощью скомбинированных производительностей многочисленных потоков, в общем, более трудно определять MCS для каждого потока.
Как показано на фиг.3, сначала на этапе S301 CRC присоединяется к одному транспортному блоку, включающему в себя поток сегментированных блоков, чтобы сделать возможным обнаружение ошибок.
Присоединение CRC для HS-DSCH транспортного канала может выполняться, используя следующий способ. Более детально, обнаружение ошибок обеспечивается на транспортных блоках через циклический избыточный код (CRC). Размер CRC равен 24, 16, 12, 8 или 0 бит, и то, какой размер CRC должен быть для каждого TrCH, посылается из более высоких уровней.
Дополнительно, весь транспортный блок используется для вычисления CRC битов четности для каждого транспортного блока. Биты четности могут генерироваться с помощью одного из следующих циклических порождающих многочленов, например:
CRC24
24
23
6
5
- g(D) = D + D + D + D + D + 1;
CRC16
16
12
5
- g(D) = D + D + D + 1;
CRC12
12
11
3
2
- g(D) = D + D + D + D + D + 1;
CRC8
8
7
4
3
- g(D) = D + D + D + D + D + 1.
im1
im2
im3
im1
im2
im3
i
i
i
В этом примере биты в транспортном блоке, доставленном уровню 1, обозначены посредством a, a, a,...,a, и биты четности обозначены посредством p, p, p,...,p. Дополнительно, A - это размер транспортного блока канала TrCH i, m - это номер транспортного блока, и L - это количество битов четности. L может принимать значения 24, 16, 12, 8 или 0 в зависимости от того, что передается сигналами из более высоких слоев.
Кодирование может выполняться в систематической форме, что означает, что в GF(2), многочлен:
CRC24
дает остаток, равный 0 при делении на g(D), многочлен:
CRC16
дает остаток, равный 0 при делении на g(D), многочлен:
CRC12
дает остаток, равный 0 при делении на g(D), и многочлен:
CRC8
дает остаток, равный 0 при делении на g(D).
i
i
i
Если никакие транспортные блоки не вводятся в вычисление CRC (M=0), присоединение CRC не выполняется. Если транспортные блоки вводятся в вычисление CRC (M≠0), и размер транспортного блока равен нулю (A=0), присоединение CRC выполняется, например, все биты четности равны нулю.
i
i
i
imk
imk
Отношение между вводом и выводом блока присоединения CRC состоит в следующем. Предположим, что биты после присоединения CRC обозначаются с помощью , где B=A+L. Тогда отношение между a и b имеет вид:
Преимущества добавления CRC к транспортному блоку (нежели добавление CRC к каждому индивидуальному сегментированному блоку S1, S2, S3, S4 и S5) включают в себя, по меньшей мере, следующее:
1) Если имеется ошибка передачи в одном из сегментированных блоков S1, S2, S3, S4 и S5, в которых CRC добавлен в конец транспортного блока, весь поток сегментированных блоков S1, S2, S3, S4 и S5 передается повторно. Хотя эффективность передачи уменьшается по сравнению с тем, когда CRC добавляется к каждому сегментированному блоку (в котором только переданный сегментированный блок, имеющий ошибку, должен был бы передаваться повторно), в целом требования для служебных данных CRC уменьшаются по сравнению с ситуацией, в которой CRC добавляется к каждому сегментированному блоку S1, S2, S3, S4 и S5.
2) Для запроса повторной передачи данных может использоваться технология гибридного автоматического запроса повторения (HARQ). HARQ - это схема подтверждаемой повторной передачи, которая используется в высоко скоростном совместно используемом канале нисходящей линии связи (HS-DSCH). Канал HS-DSCH - это транспортный канал и однонаправленный канал нисходящей линии связи, совместно используемый несколькими мобильными хостами. Мобильный хост отвечает с ACK (подтверждением приема), если проверка CRC кода показывает, что переданный блок был принят без ошибок, и отвечает с NACK (отрицательным подтверждением), если проверка CRC показывает, что переданный блок был принят с ошибкой. При принятии NACK от мобильной станции, функциональность HARQ автоматически передает транспортный блок повторно.
В системе согласно настоящему изобретению, которое использует HARQ с CRC, добавленным к транспортному блоку (нежели CRC, добавленный каждому сегментированному блоку S1, S2, S3, S4 и S5), требуется только одно ACK/NACK, чтобы запросить повторную передачу. То есть, если CRC добавляется к каждому сегментированному блоку S1, S2, S3, S4 и S5, требуется соответствующее ACK/NACK для каждой повторной передачи, давая результатом значительно больше подтверждений ACK/NACK, которые требуются. Соответственно, когда требуется только одно ACK/NACK на транспортный блок, в восходящую линию связи передается меньшее количество данных, что улучшает отношение пика к средней мощности восходящей линии связи.
3) Сложные и детализированные спецификации дистанционной связи определяют требования для осуществления связи с верхними уровнями (например, уровнем управления доступом к среде передачи (MAC) и уровнем управления линией радиосвязи (RLC), уровнем управления радиоресурсами (RRC), и т.д.). Эти спецификации дистанционной связи были разработаны при существенном участии представителей из нескольких различных отделений индустрии связи. Соответственно, любые изменения, делаемые в этих требованиях для верхнего уровня, скорей всего будут значительными и потребуют значительного участия представителей дистанционной связи. Однако так как согласно настоящему изобретению CRC добавляется к транспортному блоку (нежели CRC добавляется к каждому сегментированному блоку S1, S2, S3, S4 и S5), требуемые модификации для спецификаций верхнего уровня значительно уменьшаются по сравнению с требуемыми модификациями спецификаций для верхних уровней, если CRC добавляется к каждому блоку.
Возвратимся снова к фиг.3. После присоединения CRC к транспортному блоку блок данных, имеющий присоединенный CRC код, битно скремблируется, используя заданный кодовый массив (S302). То есть, биты, выводимые из HS-DSCH CRC присоединения, скремблируются в битовом скремблере. Например, предположим, что биты, вводимые в скремблер, обозначены с помощью
im,1
im,2
im,3
im,B
b, b, b,..., b,
где B - это количество битов, введенных в HS-DSCH битовый скремблер, и биты после битового скремблирования обозначаются
im,1
im,2
im,3
im,B
d, d, d,..., d.
Тогда, битовое скремблирование может быть определено с помощью следующего отношения:
im,k
im,k
k
d=(b+y)mod 2 k=1, 2,..., B
k
и y получается в результате следующей операции:
<img file="00000012.tif" he="6" wi="12" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000013.tif" he="5" wi="20" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000014.tif" he="6" wi="12" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000015.tif" he="5" wi="9" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000016.tif" he="12" wi="45" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000017.tif" he="5" wi="16" img-content="undefined" img-format="tif" />
1
2
16
где g = {g, g,..., g}={0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,1,0,1,1,0,1}, и
k
k
y=y' k=1, 2,..., B.
Тогда, битно скремблированный выходной битовый массив разделяется на множество блоков кода одного и того же размера с помощью разделения блока кода, например (S303). Сегментирование блоков кода для HS-DSCH транспортного канала в этом примере может выполняться следующим образом.
Все транспортные блоки в TTI последовательно конкатенируются. Если количество битов в TTI больше, чем Z (максимальный размер рассматриваемого блока кода), то сегментирование блока кода выполняется после конкатенации транспортных блоков. Максимальный размер блоков кода зависит от того, используется ли для TrCH сверточное кодирование или турбо кодирование.
im1
im2
im3
i
i
i1
i2
i3
i
i
i
Предположим, что биты, вводимые в конкатенацию транспортных блоков, обозначены с помощью b, b, b,..., b, где i - это номер TrCH, m - это номер транспортного блока, и B - это количество бит в каждом блоке (включая сюда CRC). Дополнительно, предположим, что количество транспортных блоков на TrCH i обозначено посредством M, и биты после конкатенации обозначены с помощью x, x, x,...,x, где i это номер TrCH, и X=MB. Тогда используются следующие уравнения:
…
i
i
i
i
i
Сегментирование битовой последовательности из конкатенации транспортных блоков выполняется, если X>Z. Блоки кода после сегментирования имеют один и тот же размер. Дополнительно, предположим, что количество блоков кода на TrCH i обозначается посредством C. Если количество битов, вводимых в сегментирование, X, не кратно C, в начало первого блока добавляются биты заполнения. Если выбрано турбокодирование, и X<40, например, биты заполнения добавляются в начало блока кода. Биты заполнения передаются, и они всегда установлены на 0. В дополнение, максимальные размеры блоков кода в этом примере равны:
- сверточное кодирование: Z=504;
- турбокодирование: Z=5114.
i
ir1
ir2
ir3
i
Предположим, что биты, выходящие из сегментирования блоков кода, для C≠0, обозначены с помощью o, o, o,..., o, где i - это номер TrCH, r - это номер блока кода, и K - это количество битов на блок кода. Тогда, может быть вычислено следующее.
Количество блоков кода:
i
C=
i
Количество бит в каждом блоке кода (применимо только для C≠0):
i
если X<40 и используется турбокодирование, то
i
K=40
иначе
i
K=
конец, если
i
i
i
i
Количество бит заполнения: Y=CK-X
i
для k=1 до Y -- Вставка бит заполнения
i1k
o=0
конец для
i
i
k = Y+1 до K
i1k
o=X
конец для
r = 2
-- Сегментирование
i
пока r ≤ C
i
для k = 1 до K
irk
o= XI
конец для
r=r+1
конец пока
im1
im2
im3
imB
i1
i2
i3
iXi
1
ir1
ir2
ir3
irK
В одном примере сегментирование блока кода может выполняться при использовании вышеописанного способа со следующими конкретными параметрами. Имеется максимум одного транспортного блока, i=1. Биты d, d, d,...d, вводимые в блок, напрямую преобразуются в биты x, x, x,...x. Тогда следует, что X=B. Отметим, что биты x, здесь указываемые, указывают только на внутреннее содержимое функции сегментирования блока кода. Выходящие биты из функции сегментирования блока кода это o, o, o,...o. Затем используется величина Z=5114 для турбокодирования.
Затем выполняется канальное кодирование для каждого разделенного блока кода, используя технологию кодирования или турбокодирования (S304). Конкретное кодирование также может применяться в соответствии с типом требуемой услуги. Канальное кодирование для HS-DSCH транспортного канала может выполняться в одном примере с помощью описываемого ниже способа и в предположении, например, что будет иметься максимум один транспортный блок, i=1, и используется турбокодирование со скоростью 1/3.
Пример сегментирования блока кода и канального кодирования состоит в следующем. Если размер транспортного блока равен 5114 бит, например, и данные (включая сюда CRC), которые должны передаваться, равны 6000 бит, данные сегментируются в два блока из 3000 бит каждый. Если используется канальное кодирование согласно 1/3, два 3000 битных блока кодируются в 9000 бит каждый. Два 9000 битных блока затем передаются процессам пространственного сегментирования и согласования скорости на этапе S305.
Затем на этапе S305 блок данных пространственно сегментируется, чтобы соответственно передаваться принимающей системе через каждую антенну передатчика, выделяя один сегмент для каждой из множества (M) антенн передатчиков. Дополнительно, каждая антенна передатчика имеет независимую схему модуляции и кодирования (МКС). То есть, согласно настоящему изобретению CRC добавляется к транспортному блоку, и затем блок данных пространственно сегментируется согласно скорости кодирования и схеме модуляции, используемой каждой антенной.
Например, предположим, что первая антенна на PhCh#1 использует схему QPSK модуляции и скорость кодирования 1/2, и антенна P на PhCh#P использует схему 16 QAM модуляции и скорость кодирования 1/2. В этом примере антенна может передавать вдвое большее количество данных (т.е. символ в QPSK равен 2 бита, и символ в QAM равен 4 бита). Таким образом, согласно настоящему изобретению два 9000 битных блока (равных 18000 битам) пространственно сегментируются в первый блок из 6000 бит (т.е. 1/3 от 18000 бит) для обработки первым каналом и второй блок из 12000 бит (т.е. 2/3 от 18000 бит) для обработки антенной P. То есть, пространственное сегментирование согласно настоящему изобретению базируется на схеме модуляции и скорости кодирования.
Обращаясь теперь к фиг.4A и 4B, которые показывают альтернативные компоновки процессов, выполняемых на этапе S305. Например, фиг.4A показывает согласование скорости, которое выполняется перед пространственным сегментированием, и фиг.4B показывает согласование скорости, которое выполняется после пространственного сегментирования. Преимущества согласования скорости, которое выполняется после пространственного сегментирования, состоит в том, что согласование скорости может использоваться для управления скоростью кодирования.
Таким образом, на фиг.4B первый и второй пространственно сегментированные блоки могут обрабатываться следующим образом. Например, если канал P использует 960 QAM, и канал 1 использует 480 QPSK, 13 кодов (12000/960) обрабатываются каналом P, и 6 кодов (12000/480) обрабатываются каналом 1. Отметим, однако, что на фиг.4A скоростью кодирования управлять невозможно, так как согласование скорости выполняется до пространственного сегментирования и, таким образом, не может управлять скоростью кодирования.
1
2
3
R
Возвращаясь к фиг.3, затем выполняется обработка сигналов на пространственно сегментированных блоках данных для каждого физического канала (PhCh) для передачи. Когда используется более чем один HS-PDSCH, сегментирование физического канала разделяет биты между различными физическими каналами. Биты, входящие в сегментирование физического канала, в этом примере обозначаются посредством w, w, w,...w, где R это количество битов, входящих в блок сегментирования физического канала. Количество каналов PhCH обозначается с помощью P.
p1
p2
p3
pU
Биты после сегментирования физического канала обозначаются u,u,u,...,u, где p - это номер PhCH, и U - это количество бит в одном радио подкадре для каждого HS-PDSCH, т.е. .
k
p,k
Отношение между w и u дается ниже.
Для всех режимов некоторые биты входящего потока отображаются в каждый код, пока количество битов в коде будет U. В этом примере биты на первом PhCH после сегментирования физического канала это:
1,k
k
u=w k= 1, 2,..., U,
биты во втором PhCH после сегментирования физического канала равны:
2,k
k+U
u=w k=1, 2,...,U, и
ом
биты в P PhCH после сегментирования физического канала равны:
P,k
k+(P-1)× U
u = w k=1, 2,..., U.
1
N
1
N
p,1
p,2
p,3
p,U
После сегментирования физического канала технология обработки сигналов устройства 10 включает в себя чередование (S307-S307) и перекомпоновку (S308-S308) групп. Чередование для FDD (дуплексной связи с частотным разделением) может выполняться, как показано на фиг.5, отдельно для каждого физического канала. Биты, входящие в модуль блокового чередования, обозначаются посредством u, u, u,...,u, где p - это номер PhCH, и U - это количество бит в одном TTI для одного PhCH. Дополнительно, для QPSK U=960, и для 16QAM U=1920.
Модуль чередования может быть модулем блокового чередования и включать в себя биты, вводимые в матрицу посредством заполнения незначащей информацией, перестановку столбцов для матрицы и биты, выводимые из матрицы посредством отсечения. Предположим, что биты, вводимые в модуль блокового чередования, обозначены посредством
p,1
p,2
p,3
p,U
u, u, u,...,u,
где p - это номер PhCH, и U - это количество бит в одном радиокадре для одного PhCH. Выходная последовательность битов из модуля блокового чередования может тогда быть выведена следующим образом:
Положим C2=30 - количество столбцов матрицы. Столбцы матрицы пронумерованы 0, 1, 2,..., C2-1 слева направо.
Определим количество строк матрицы, R2, посредством нахождения минимального целого числа R2 такого, что:
U≤R2×C2.
Строки прямоугольной матрицы нумеруются 0, 1, 2,..., R2-1 сверху вниз.
p,1
p,2
p,3
p,U
p,1
Запишем входную последовательность бит u, u, u,...,u в R2×C2 матрицу строку за строкой, начиная с бита y в столбце 0 строки 0:
p,k
p,k
p,k
где y = u для k=1, 2,..., U, и если R2×C2>U, вставляются заполняющие биты, так что y=0 или 1 для k=U+ 1, U+ 2,..., R2×C2. Эти заполняющие биты отсекаются из вывода матрицы после перестановки столбцов.
p,k
Затем выполняется перестановка столбцов для матрицы, базируясь на шаблоне 〈P2(j)〉, показанном в описываемой ниже таблице 1, где P2(j) это исходное положение столбца для j-го переставленного столбца. После перестановки столбцов биты обозначаются посредством y'.
p,k
p,k
p,1
p,2
p,U
p,1
p,k
p,2
p,k
Вывод модуля блокового чередования - это битовая последовательность, считанная столбец за столбцом из переставленной по столбцам R2xC2 матрицы. Вывод обрезается посредством удаления заполняющих битов, которые были вставлены во ввод матрицы до перестановки столбцов, т.е. биты y', которые соответствуют битам y с k>U, удаляются из вывода. Биты после второго чередования обозначаются посредством ν, ν,...,ν, где ν соответствует биту y' с наименьшим индексом k после отсечения, ν биту y' со вторым наименьшим индексом k после отсечения, и так далее.
Таблица 1
Шаблон перестановки столбцов для второго чередования
Количество столбцов C2
Шаблон перестановки столбцов<P2(0), P2(1),..., P2(C2-1)>
30
<0, 20, 10, 5, 15, 25, 3, 13, 23, 8, 18,28, 1, 11, 21,6, 16, 26, 4, 14, 24, 19, 9, 29, 12, 2,7, 22, 27, 17>
Модуль чередования имеет фиксированный размер: R2=32 строк и C2=30 столбцов в этом примере.
p,k
p,k+1
p,k+2
p,k+3
p,k
p,k+1
p,k+2
p,k+3
В дополнение, для 16 QAM имеется два идентичных модуля чередования одного и того же фиксированного размера R2×C2=32×30. Выходные биты из сегментирования физического канала разделяются два на два между модулями чередования: биты u и u идут в первый модуль чередования, и биты u и u идут во второй модуль чередования. В дополнение, биты собираются два по два из модулей чередования: биты ν и ν получаются из первого модуля чередования, и биты ν и ν получаются из второго модуля чередования, где k mod 4=1.
p,k
p,k+1
p,k+2
p,k+3
Далее, выполняется компоновка/перекомпоновка 16 QAM группы. В этом примере предполагаются 16 QAM модулированные биты. Таблица 2 описывает действия в одном примере, которые производят различные перекомпоновки. Отметим, что биты входной последовательности преобразуются в группы из 4, так что используются ν, ν, ν и ν, где k mod 4=1.
Таблица 2
Перекомпоновка группы для 16 QAM
Параметр b версии группы
Выходная последовательность битов
Действие
0
<img file="00000038.tif" he="6" wi="33" img-content="undefined" img-format="tif" />
Никакое
1
<img file="00000039.tif" he="6" wi="33" img-content="undefined" img-format="tif" />
Перестановка MSBs с LSBs
2
<img file="00000040.tif" he="7" wi="34" img-content="undefined" img-format="tif" />
Инверсия логических значений LSBs
3
<img file="00000041.tif" he="7" wi="33" img-content="undefined" img-format="tif" />
Перестановка MSBs с LSBs и инверсия логических значений LSBs
p,k
p,k+1
p,k+2
p,k+3
Выходные последовательности битов из таблицы 2 преобразуются в выходные биты в группах из 4, например, r, r, r, r, где k mod 4=1.
Процесс QAM компоновки/перекомпоновки, раскрытый в родственной заявке США номер 10/834210, зарегистрированной 29 апреля, 2000, также может использоваться. Отметим, что эта родственная заявка США номер 10/834210 включается сюда в своей полноте.
1
N
1
N
p,1
p,2
p,U
p,k
Далее, обеспечиваются сегментирование физического канала (S306-S306) и отображение (S309-S309) для передачи множественного кода через множество (P) физических каналов PhCh#1... PhCh#P. Биты, вводимые в отображение в физический канал, обозначаются посредством r, r,..., r, где p - это номер физического канала, и U - это количество бит в одном радио подкадре для одного HS-PDSCH. Биты r отображаются в каналы PhCH так, что биты для каждого PhCH передаются по воздуху в восходящем порядке по отношению к k.
Возвратимся снова к фиг.4A и 4B. На фиг.4A пространственное сегментирование происходит после согласования скорости. Количество бит, переданных в физическом канале в течение TTI, зависит от схемы модуляции и количества множественных кодов каждого потока. Более высокий уровень выбирает схему модуляции и количество множественных кодов каждого потока, базируясь на индикаторах CQI (индикатор качества канала), сообщаемых для каждого потока. Затем блок данных с согласованной скоростью должен быть сегментирован пропорционально отношению количества бит на поток.
Так как транспортный блок идет через один блок согласования скорости, скорости кода всех потоков в итоге являются одними и теми же. То есть, схемой модуляции и количеством множественных кодов можно отдельно управлять для каждого потока, но отдельно управлять скоростью кода для каждого потока на фиг.4A невозможно. В этом примере набор кода разделения на каналы и схема модуляции для каждого потока, и размер транспортного блока передаются сигналами из более высокого уровня. Информация, относящаяся к единичному HARQ, является достаточной как в текущем HSDPA (алгоритм обработки данных методом прямой последовательности).
На фиг.4B пространственное сегментирование происходит до согласования скорости. Более высокий уровень выбирает схему модуляции и количество множественных кодов каждого потока. В дополнение, более высокий уровень информирует физический уровень о количестве входных битов в каждый блок согласования скорости. Так как согласование скорости выполняется отдельно, скоростью кода можно управлять отдельно для каждого потока. Дополнительно, размер транспортного блока определяется суммой сегментированных битов. В этом примере набор кода разделения на каналы, схема модуляции и количество входных битов в блок согласования скорости передаются сигналами из более высокого уровня. Дополнительно, информация, относящаяся к единичному HARQ, может совместно использоваться всеми потоками.
Обратимся далее к фиг.6, которая показывает альтернативную компоновку процесса из фиг.3. В этой альтернативе N транспортных блоков прибывают в мультиплексирующую цепь каждый TTI, где N обозначает количество одновременно передаваемых потоков данных. Таким образом, каждый сегментированный блок имеет отдельный присоединенный CRC, который делает возможным независимое управление повторной передачей. Затем, блок 310 пространственного распределения распределяет принятые сегментированные блоки в N ветвей, и каждый сегментированный блок идет через одну и ту же мультиплексирующую цепь для HS-DSCH как на фиг.3. Дополнительно, так как только ошибочный сегментированный блок транспортного блока (нежели все сегментированные блоки) должен быть передан повторно, процесс повторной передачи эффективно выполняется. Однако сигнал ACK/NACK восходящей линии связи на каждый поток необходим для процесса повторной передачи. С точки зрения определения CQI для каждого потока данных может использоваться одна и та же таблица преобразования CQI. В дополнение, после блока 310 пространственного распределения мультиплексирующая цепь может использоваться в множественном случае без модификаций. Однако количество информации, требуемой для HS-DSCH передачи, увеличивается в N раз.
Далее, признаки каждой альтернативы мультиплексирования, показанных на фиг.3, 4A, 4B и 5 и требуемая передача сигналов между узлом B и UE резюмируются в приводимой ниже таблице 3.
Таблица 3
Аспекты передачи сигналов альтернатив мультиплексирующей цепи для HS-DSCH в MIMO
Возрастание передачи сигналовМультиплексирующая цепь
Нисходящая линия связи
Восходящая линия связи
Набор кода разделения
Схема модуляции
Размер транспортного блока
Относящееся к HARQ
CQI
Подтверждение/отрицательное подтверждение
(фиг.3)Альтер-натива А(1TrB1k)
(фиг.4А)Пример 1
<img file="00000042.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000043.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000037.tif" he="5" wi="3" img-content="undefined" img-format="tif" /><img file="00000044.tif" he="4" wi="5" img-content="undefined" img-format="tif" />
х
x
<img file="00000045.tif" he="4" wi="5" img-content="undefined" img-format="tif" />
1
<img file="00000046.tif" he="4" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
Отдельное управление скоростью (Скорость кода обычно управляется для всех потоков.)
(фиг.4В)Пример 2
<img file="00000043.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000043.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000043.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />*
х
x
<img file="00000045.tif" he="4" wi="5" img-content="undefined" img-format="tif" />
1
<img file="00000047.tif" he="4" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
Отдельное управление скоростью (Скорость кода отдельно управляется для каждого потока.)(* Количество входных битов в каждый блок согласования скорости передается для каждого потока.)
(фиг.6)Альтернатива B(N TrB1k)
<img file="00000043.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000043.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000043.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />
x
x
<img file="00000043.tif" he="4" wi="7" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000048.tif" he="4" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
<img file="00000049.tif" he="4" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />
Отдельное управление скоростью (Скорость кода отдельно управляется для каждого потока.)Отдельное управление повторной передачей
Авторы настоящего изобретения также выполнили моделирования уровня линии связи и измерили пропускную способность, чтобы сравнить обе альтернативы, показанные на фиг.3 и 6. Эти альтернативы были применены к MIMO передатчику повторного использования кода (CR) и VBLAST приемнику с 4 Tx и 4 Rx антеннами.
Следующие параметры моделирования были использованы в первом примере:
Коэффициент расширения
16
Количество множественных кодов
1
Длина кадра
2,0 МС (3-интервал)
E<sub>c</sub>/I<sub>or</sub>
75%
Модель замирания
1 лучевая релеевская (3 км/ч скорость UE)
Модель корреляции
IID
Оценка канала
Идеально
Длина CRC
24 бит/транспортный блок
Модуляция
QPSK, 16QAM (Фиксированная)
Скорость кодирования
1/2 (фиксированная)
Максимальная повторная передача
5
HARQ комбинирующая схема
CC
Фиг.7 показывает пропускные способности для альтернативы A (на фиг.3) и альтернативы B (на фиг.6) для обеих QPSK и QAM. Как показано, независимое управление повторной передачей, доступное в альтернативе B, может предпочтительно обеспечивать усиления пропускной способности. В области высокой геометрии повторная передача не будет настолько частой, и, таким образом, различие пропускной способности является малым. Дополнительно, как показано на фиг.7, влияние служебных данных CRC на пропускную способность в этом примере является малым.
В дополнение, если используется управление MCS для каждого потока данных, планировщик выбирает MCS, базируясь на FER (частота ошибок кадра) цели. Если FER цель для выбора MCS является достаточно низкой (например, <10%), рабочий диапазон выбранной MCS будет в области высокой геометрии, так что различие производительности проявляется незначительным.
Во втором примере моделирования были использованы следующие параметры моделирования.
Коэффициент расширения
16
Количество множественных кодов
1
Длина кадра
2,0 МС (3-интервал)
E<sub>c</sub>/I<sub>or</sub>
75%<img file="00000037.tif" he="5" wi="3" img-content="undefined" img-format="tif" />
Модель замирания
1 лучевая релеевская (3 км/ч скорость UE)
Модель корреляции
i.i.d.
Оценка канала
Идеально
Длина CRC
24 бита
Модуляция
QPSK, 16QAM (Фиксированная)
Скорость кодирования
1/2, 3/4 (фиксированная)
Максимальная повторная передача
10
HARQ комбинирующая схема
CC
Фиг.8 показывает пропускные способности обеих альтернатив из фиг.3 и 6 в этом втором примере моделирования. Предполагая, что MCS максимизирует пропускную способность в каждой геометрии, покрывающие кривые показывают, что вторая альтернатива на фиг.6 (отдельный транспортный блок) показывает производительность слегка лучшую, чем первая альтернатива из фиг.3 (один транспортный блок). Имеется также незначительное усиление производительности во второй альтернативе.
Соответственно, в MIMO системе беспроводной связи согласно настоящему изобретению, чтобы сохранить целостность сигнала, который передается от массива антенн передатчиков на передающей стороне, принимающая сторона подтверждает точное обнаружение сигнала антенны передатчика из упомянутого массива с помощью отправки соответствующего сообщения ACK или NACK передающей стороне. Следует принять во внимание, что такая MIMO система беспроводной связи включает в себя систему V-BLAST, систему управления скоростью для каждой антенны (PARC), систему управления скоростью для каждого потока (PSRC) и подобное. Блоки данных, включающие в себя CRC, также пространственно сегментируются согласно настоящему изобретению, тем самым, оптимизируя процесс передачи.
Это изобретение может быть удобно реализовано с использованием стандартного общего назначения цифрового компьютера или микропроцессора, запрограммированных согласно положениям настоящего описания, что должно быть ясно специалистам в компьютерной технологии. Соответствующее программное кодирование может быть легко подготовлено квалифицированными программистами, на основании положений настоящего раскрытия, как должно быть ясно специалистам в технологии программного обеспечения. Это изобретение может быть также реализовано с помощью изготовления специальных интегральных схем или с помощью соединения подходящей сети стандартных схем-компонентов, как должно быть легко видно специалистам в данной области техники.
Дополнительно, настоящее изобретение включает в себя компьютерный программный продукт, который является носителем информации, включающим в себя инструкции, которые могут использоваться, чтобы программировать компьютер для выполнения процесса этого изобретения. Носитель информации может включать в себя, но не ограничен этим, любой тип диска, включая сюда гибкие диски, оптические диски, диски CD-ROM и магнитооптические диски, устройства ROM, устройства RAM, устройства EPROM, устройства EEPROM, магнитные или оптические платы, или любой тип носителей, подходящий для хранения электронных инструкций.
Предшествующие варианты осуществления и преимущества являются только иллюстративными и не должны толковаться как ограничивающие настоящее изобретение. Настоящее описание может быть легко применено к другим типам устройств. Предполагается, что описание настоящего изобретения является иллюстративным и не ограничивает объем формулы изобретения. Многие альтернативы, модификации и изменения будут видны специалистам в данной области.
Промышленная применимость
Настоящее изобретение может быть применимо к системам беспроводной связи.