Квантовый стандарт частоты с лазерной оптической накачкой
QUANTUM FREQUENCY STANDARD WITH LASER OPTICAL PUMPING

Данное изобретение относится к квантовым стандартам частоты.
Рубидиевые квантовые стандарты находят применение, как наиболее компактные и наименее энергоемкие  среди других устройств подобного назначения.
Из уровня техники известны квантовые стандарты частоты,  состоящие из дискриминатора и блока электроники [1,2]. СВЧ-модуляция синтезаторов для таких стандартов частоты представляет собой частотную манипуляцию, т.е. в качестве модулирующего сигнала используется 1-битовый цифровой сигнал со скважностью, равной 2  (обозначен, как “TTLMOD” на фиг.1).  Обработка сигналов в их электронной  части, там, где это позволяет развитие элементной базы, реализуется в цифровом виде. Цифровая обработка сигналов обеспечивает лучшую точность, воспроизводимость и стабильность характеристик устройства в целом. Преобразование аналогового сигнала в цифровой происходит сразу после предусилителя фотоприемника. Соответственно, после АЦП вся обработка сигнала производится в цифровом виде. К цифровой обработке сигналов в синтезаторе квантового стандарта частоты  относится  синхронное детектирование, PI-регулирование, а также модулирование тока и СВЧ-модуляция лазерного диода.
Недостатками известных решений являются большая величина девиации частоты, что особенно важно для дискриминаторов с высокой добротностью резонанса, а также  маленькое  соотношение сигнал/шум в точке удержания КПН-резонанса.
Техническая проблема заявленного изобретения заключается в повышении надежности работы устройства с достижением технического результата, заключающемся в обеспечении работы квантового стандарта частоты с меньшей величиной девиации частоты и увеличением отношения сигнал/шум в точке удержания КПН-резонанса.
при этом
Указанный технический результат обепечивается в квантовом стандарте частоты с лазерной оптической накачкой, содержащем термостатированный кварцевый опорный генератор, полупроводниковый лазер с вертикальным резонатором, стеклянная кювета с атомными парами,  фотоприемник, предусилитель фотоприемника, синтезатор частот на основе  фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), блок управления, аналого-цифровой преобразователь, цифро-аналоговый преобразователь, стеклянная кювета содержит атомные пары рубидия;   синтезатор частот на основе  фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) включает в себя генератор, управляемый напряжением, делитель частоты с дробным коэффициентом деления, фазово-частотный детектор с модулем токовой накачки, петлевой фильтр нижних частот;  блок управления выполнен на основе программируемой логической интегральной микросхемы.
Конструктивно квантовый стандарт частоты представляется в виде дискриминатора и блока электроники. Синтезатор частоты в электронном блоке стандарта обеспечивает модулирующий СВЧ-сигнал на частоте для возбуждения атомов в поглощающей рубидиевой ячейке. Для стабилизации частоты лазера относительно доплеровски уширенной линии поглощения со спектральной шириной 100-500 МГц  используется модуляция тока лазера  амплитудой 1-2мкА с частотой 10кГц.  На выходе фотоприемника модулированный сигнал детектируется синхронным фазовым детектором и используется системой автоматического регулирования  (САР) для привязки частоты синтезатора к атомному переходу.
Возбуждение сверхтонкого перехода в указанном  стандарте частоты осуществляется оптическим полем за счет эффекта когерентного пленения населенности (КПН).  Оптические поля при этом генерируются полупроводниковым лазером с вертикальным резонатором (VCSEL), способным обеспечить  высокий индекс  частотной модуляции в требуемом диапазоне частот и имеющим хорошие спектральные и излучательные характеристики.
Захват КПН-резонанса в системе управления производится также методом экстремального регулирования. Стабильность удержания КПН-резонанса определяется крутизной дискриминационной кривой (добротностью резонанса) и отношением сигнал/шум в точке удержания. Регулирование  осуществляется за счет управления частотой выходного сигнала термостатированного кварцевого генератора (TCXO), являющегося источником опорного сигнала для контура фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) синтезатора. СВЧ-модуляция лазерного диода осуществляется выходным сигналом генератора, управляемого напряжением (VCO), используемого в указанном контуре ФАПЧ.
Заявленное изобретение поясняется с использованием чертежей, где
фиг.1 – известный уровень техники
фиг.2 – заявленный квантовый стандарт частоты, где:
1 – термостатированный кварцевый опорный генератор (TCXO);
2 – полупроводниковый лазер с вертикальным резонатором – VCSEL (LasDiode);
3 – стеклянная кювета с атомными парами рубидия – рубидиевая ячейка (Rb-cell);
4 – фотоприемник (PhDiode);
5 – предусилитель фотоприемника (PreAmpl);
6 – синтезатор частот на основе контура ФАПЧ содержит:
6a – генератор, управляемый напряжением (VCO);
6b – делитель частоты с дробным коэффициентом деления (FractionalN);
6c – фазово-частотный детектор с модулем токовой накачки (PFD+CP);
6d – петлевой фильтр нижних частот (LPF);
7 – блок управления на основе ПЛИС (FPGA);
8 – аналого-цифровой преобразователь – АЦП (ADC);
9 – цифро-аналоговый преобразователь – ЦАП (DAC).
фиг.3 - схема формирования опорного и модулирующего сигнала в петле захвата КПН-резонанса, где
ADC – аналого-цифровой преобразователь – блок 8 (рис.2);
FPGA – блок управления на основе ПЛИС  - блок 7 (рис.2);
DAC – цифро-аналоговый преобразователь – блок 9 (рис2);
FractionalN – делитель частоты в блоке синтезатора – блок 6b (рис.2);
фиг. 4- Схема формирования опорных сигналов при цифровом синхронном детектировании в блоке управления на основе ПЛИС (рис.2).
фиг.5. Схема цифровой обработки выходного сигнала фотоприемника в блоке управления на основе ПЛИС (рис.2).
Sync.Detector_1 – синхронный детектор петли захвата атомной линии Rb;
Sync.Detector_2 – синхронный детектор контура стабилизации КПН-резонанса.
фиг.6. Схема цифровой фильтрации выходного сигнала фотоприемника на входе синхронного детектора в контуре стабилизации КПН-резонанса. Блок 7 (рис.2).
В отличие от указанных выше устройств [1,2] заявленное изобретение позволяет
1) Производить СВЧ-модуляцию синтезатора не по управляющему входу VCO, а через управление коэффициентом деления делителя частоты контура фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ);
2) Вместо частотной манипуляции использовать частотную модуляцию цифровым синтезируемым гармоническим сигналом, что обеспечивает:
а). Работу квантового стандарта частоты с меньшей величиной девиации частоты, что особенно важно для дискриминаторов с высокой добротностью резонанса;
б). Увеличение отношения сигнал/шум в точке удержания КПН-резонанса.
Осуществление изобретения
СВЧ-модуляция  синтезатора не по управляющему входу VCO, а через управление коэффициентом деления делителя частоты контура фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ)заключается в следующем
Оценим минимальное значение девиации частоты , которое можно достичь, используя для модуляции управление по входу VCO. Пусть для модуляции частоты используется 16-разрядный ЦАП с величиной опорного напряжения , в качестве VCO - микросхема управляемого генератора CRO3412A-LF [3] с крутизной настроечной характеристики . Тогда единице младшего значащего разряда ЦАП будет соответствовать изменение частоты выходного сигнала VCO, равное .  С учетом того, что величина полуширины КПН-резонанса может начинаться в некоторых случаях со значений от 100Гц, СВЧ-модуляция по входу VCO зачастую не может обеспечить желаемое значение девиации частоты.
Предлагаемая схема СВЧ-модуляции через цифровое управление делителем-счетчиком в цепи обратной связи ФАПЧ синтезатора показана фиг. 2.
Синтезатор частоты (6) в электронном блоке стандарта (рис.2) обеспечивает модулирующий СВЧ-сигнал на частоте для возбуждения атомов в поглощающей рубидиевой ячейке (3). Модулированное СВЧ-сигналом оптическое излучение полупроводникового лазера (2) частично поглощается при прохождении ячейки (3), наполненной атомными парами рубидия, обогащенными  изотопом  . Поглощение возникает за счет возбуждения переходов в этом атоме. Тем самым осуществляется привязка частоты синтезатора (6) к атомным линиям поглощения рубидия. Для стабилизации частоты синтезатора (6) используется эффект когерентного пленения населенностей (КПН), за счет которого возникает резонансная зависимость пропускания ячейки.   В фотоприемнике (4) оптический сигнал, прошедший ячейку (3), преобразуется в фототок, после чего усиливается в предусилителе (5). Выходной аналоговый сигнал предусилителя (5) преобразуется в цифровой сигнал в блоке АЦП (8).  Последующая обработка сигнала производится в цифровом виде в блоке на основе ПЛИС (7). В блоке FPGA (7) осуществляется модуляция частоты синтезатора (6), синхронное детектирование выходного сигнала фотоприемника (4), PI-регулирование в петле захвата линии поглощения и контуре стабилизации КПН-резонанса. В качестве сигнала опорной частоты синтезатора (6) используется выходной сигнал термостатированного кварцевого генератора (1), Управление частотой кварцевого генератора (1) в контуре стабилизации  КПН-резонанса осуществляется через ЦАП (9) от выходного сигнала цифрового PI-регулятора, расположенного в блоке FPGA (7).
Сделаем оценку достижимой нижней границы значений девиации частоты и для СВЧ-модуляции через управление делителем частоты в петле ФАПЧ. В качестве ФАПЧ используем микросхему ADF4158 [4]. Значение частоты выходного СВЧ-сигнала связано с частотой опорного генератора   , как , где значения целой и дробной части, соответственно,  коэффициента деления счетчика. В качестве опорной частоты используется , желаемая частота СВЧ-сигнала  Тогда разрешение по частоте для данного контура ФАПЧ равно  (т.е. разрешение по частоте выросло в  - более, чем на три порядка). Столь значительное по точности разрешение позволяет производить не только частотную манипуляцию сигнала, но и получать модулирующий сигнал методом прямого цифрового синтеза.
Необходимо отметить, что в работах [1,2] функции управления в стандартах частоты выполнялись через микроконтроллер (рис.1). С учетом возложенных на него других функций управления модуляцию через цифровой интерфейс микросхемы ADF4158 микроконтроллер не смог бы реализовать. В предлагаемом решении (рис.2) в качестве управляющего контроллера используется микросхема FPGA семейства Cyclone-IVEEP4CE55А23. И ее ресурсов достаточно для выполнения всей цифровой обработки сигналов не только в синтезаторе, но для выполнения функций управления в системах термостатирования (лазера, ячейки, корпуса) квантового стандарта частоты.
Величина отношения сигнал/шум на дискриминационной кривой имеет определенную зависимость от индекса частотной модуляции, представляющего собой отношение величины девиации частоты к частоте модуляции. Величина девиации частоты выбирается исходя из значения полуширины КПН-резонанса. Для разных образцов дискриминаторов величина добротности КПН-резонанса может варьироваться. Поэтому желательно иметь возможность выбора в некотором диапазоне и значения частоты модуляции.
Выбор верхнего значения частоты модуляции ограничивается  временем установления петли ФАПЧ синтезатора. Время установления выходного сигнала ФАПЧ, как и любой другой системы с обратной связью, определяется величиной постоянной времени системы с замкнутой обратной связью (ОС), т.е. частотой полюса передаточной функции) и не зависит от места приложения (входного узла в схему) внешнего воздействия. Динамические характеристики переходного процесса определяются знаменателем передаточной функции, а не ее числителем.  Поэтому диапазон частот модуляции в случае управления через вход VCO и через делитель частоты – одинаков.
Необходимо отметить, что в отличие от регулирования в САР захвата КПН-резонанса, модулирование через управляющий вход опорного генератора TCXO невозможно, т.к. в этом случае становится недопустимо большим уровень фазовых шумов в выходном сигнале.
Использование частотной модуляции цифровым синтезируемым гармоническим сигналом  в квантовым стандарте частоты осуществляется следующим образом.
Выходной цифровой сигнал АЦП поступает на входы синхронных детекторов двух систем управления с обратной связью – двух САР. Первая - система стабилизации частоты лазера по линии поглощения при модуляции режимного тока через  лазерный диод с частотой 10кГц. При этом чувствительность оптической частоты VCSEL к режимному току через диод составляет .
Возбуждение сверхтонкого перехода в стандарте частоты осуществляется оптическим полем за счет  эффекта КПН-резонанса. Нестабильность частоты рубидиевого стандарта, в конечно  счете,  определяется отношением сигнал/шум в фототоке и добротностью резонанса. Значение полуширины КПН-резонанса может составлять от 100Гц до единиц кГц. Вторая  система обратной связи с экстремальным регулированием использует СВЧ-модуляцию с частотой 200Гц для захвата частоты КПН-резонанса.
В результате, на вход синхронного детектора в петле захвата КПН-резонанса поступает не только компонента от СВЧ-модуляции со средней частотой 200 Гц, но и модулированный сигнал,   относящийся к петле захвата линии поглощения. При экстремальном регулировании, в режиме стабилизации частоты лазера по атомной линии сигнал модуляции на основной частоте 10кГц, практически, отсутствует по сравнению с уровнем сигнала на второй гармонике 20кГц. Можно убедиться, что при определенных обстоятельствах возможно проникновение модулированного сигнала с частотой 20кГц в выходной сигнал синхронного детектора, относящегося к петле захвата КПН-резонанса.
Отсчеты опорного сигнала во временной области можно представить, как , где - амплитуда и период дискретизации опорного сигнала,  – моменты времени отсчетов, - число отсчетов на период опорного сигнала. Тогда . При  спектр опорного сигнала можно представить, как , где    Видно, что в спектральной характеристике цифрового опорного сигнала присутствуют также нечетные гармоники основной частоты.
При синхронном детектировании измерение полезного модулирующего сигнала производится  в узкой полосе  , где - частота опорного сигнала, - частота среза фильтра нижних частот (ФНЧ), расположенного на выходе перемножителя в синхронном детекторе. Но это верно в случае гармонического опорного сигнала. При использовании цифрового сигнала в качестве опорного, имеющего спектральную характеристику , обогащенную гармониками, в выходном сигнале синхронного детектора будут присутствовать и спектральные компоненты измеряемого сигнала из диапазонов , где  В этом случае можно пытаться выбрать таким значение частоты СВЧ-модуляции , чтобы 20 кГц оказались вне диапазонов наложения спектра . Как указывалось выше, желательно иметь возможность выбора значения частоты модуляции в некотором диапазоне. Поэтому ограничения при выборе частоты СВЧ-модуляции, связанные с наложением спектра, являются весьма нежелательными.
Исключить возможность попадания сигнала модуляции тока лазера в выходной сигнал синхронного детектора в канале детектирования сигнала СВЧ-модуляции позволяют следующие известные специальные приемы (фиг.3).
Во-первых
, можно сформировать опорный сигнал синхронного детектора с частотой дискретизации, обеспечивающей отсутствие гармоник в области 20кГц. Опорные гармонические сигналы синхронных детекторов можно реализовывать методом прямого цифрового синтеза с помощью таблицы отсчетов - LUT (look-uptables), представлющей собой модуль постоянного запоминающего устройства, с адресным полем равным числу отсчетов на период синтезируемого сигнала, а содержание ячеек этого модуля памяти соответствует значениям отсчетов.
Опорный сигнал синхронного детектора получается с помощь  (рис.4) методом прямого цифрового синтеза с частотой дискретизации  , где  частота СВЧ-модуляции.  Синхронизированный с опорным сигнал модуляции получается из другой таблицы отсчетов , частота дискретизации которого  составляет .  В этом случае ближайшая полоса наложения спектра из-за дискретизации опорного сигнала будет лежать в области частоты , что обеспечивает выполнение условия:  . Выходные сигналы на схеме служат в качестве опорных сигналов, соответственно,  для синхронных детекторов Sync.Detector_1 и Sync.Detector_2 на рис.5.
Во-вторых
осуществляется  применение ФНЧ на входе синхронного детектора, в полосе заграждения которого должен располагаться сигнал с частотой 20кГц. Данный ФНЧ на входе синхронного детектора в канале детектирования СВЧ-модуляции (рис.5) должен отвечать нескольким обязательным требованиям и учитывать следующие обстоятельства:
1) Входной модулированный сигнал, связанный с КПН-резонансом, имеет значительно меньший  уровень (примерно, на 40дБ) по сравнению с сигналом, связанным с модуляцией тока.
2) Система находится  в режиме стабилизации частоты лазера по атомной линии, за счет экстремального регулирования доминирующей в сигнале является вторая гармоника частоты модуляции – 20кГц.
3).  гармоника опорного сигнала имеет уровень на  по сравнению с опорным сигналом. Так при  и .
4). В цифровом фильтре увеличение отношения  ведет к значительному росту порядка (длины) фильтра с конечной импульсной характеристикой, что ведет:
-  во-первых, к привлечению значительных ресурсов FPGA;
- во-вторых, к росту величины группового времени задержки, определяющего временной сдвиг прохождения сигнала через фильтр.  ФНЧ находится в замкнутой системе с обратной связью. Фазовая характеристика фильтра может повлиять на устойчивость петли регулирования.
С учетом перечисленных требований предлагается использовать схему обработки сигнала СВЧ-модуляции, как показано на фиг.6.
Одним из определяющих шагов при построении фильтра является выбор частоты отсчетов. По отношению к частоте модуляции частота дискретизации АЦП достаточно высокая и равна 870кГц. Это соответствует условию передискретизации, что можно использовать для увеличения эффективной разрядности АЦП (т.е. снижения уровня шумов квантования). Известно [5], что фильтрация с последующей децимацией (прореживанием отсчетов) в   раз  позволяет увеличить отношение сигнал/шум на .
Фильтрация с децимацией выходного сигнала АЦП наиболее просто реализуется с помощью простого sinc-фильтра [5] с коэффициентом децимации, равным , передаточная функция которого имеет вид: . Его амплитудно-частотная характеристика соответствует фильтру следящего среднего:   В результате, на выходе этого фильтра будем иметь децимированный (прореженный) сигнал с частотой дискретизации . Это позволяет снизить шум квантования на 15дБ, т.е. увеличить эффективную разрядность АЦП, по крайней мере,  еще на два разряда.
Основную избирательность в схеме на рис.6 обеспечивает ФНЧ (обозначен, как LPF). В его задачу входит ослабление сигнала на частоте 20кГц и пропускание сигнала СВЧ-модуляции в диапазоне 200-1500Гц. Выбор частоты отсчетов из условия Найквиста ()  приводит к большому значению величины  и противоречит п.4 из приведенного выше списка требований на фильтр.  Поэтому предлагается выбрать ФНЧ со следующими характеристиками (рис.7):
- частота отсчетов ;
- граничная частота полосы пропускания ;
- граничная частота полосы заграждения  ;
- неравномерность в полосе пропускания
- гарантированное ослабление в полосе заграждения .
Выбранная частотная характеристика отвечает условию отсутствия наложения спектра по отношению к сигналу с частотой 20кГц, т.к. . Синтез фильтра с указанными требованиями на частотную характеристику в среде MatLab дает КИХ-фильтр длиной . В силу того, что данный фильтр находится в системе управления с обратной связью, важное значение имеет фазовый сдвиг, связанный с ним. Для линейно-фазового КИХ-фильтра групповое время задержки составляет  и не превышает 500мкс.  Величина постоянной времени регулятора петли захвата КПН-резонанса имеет значение на два порядка больше  значения , поэтому можно считать допустимой временную задержку сигнала в рассматриваемом ФНЧ.
Список литературы:
1. R. Lutwak, P. Vlitas, M. Varghese, M. Mescher, D. K. Serkland, and G. M. Peake, 2005, “The MAC – A Miniature Atomic Clock,” in Proceedings of the 2005 Joint IEEE International Frequency Control Symposium and Precise Time and Time Interval (PTTI) Systems and Applications Meeting, 29-31 August 2005, Vancouver, Canada (IEEE Publication 05CH37664C), pp. 752-757.
2. R. Lutwak, A. Rashed, M. Varghese, G. Tepolt, J. LeBlanc, M. Mescher, D. K. Serkland, K. M. Geib, G. M. Peake, S. Römisch,  “The Chip-Scale Atomic Clock - Prototype Evaluation”, 39th Annual Precise Time and Time Interval (PTTI) Meeting, 26-29 Nov 2007, Long Beach, CA
3. Р.Лайонс, “Цифровая обработка сигналов” : Второе издание. Пер. с англ. – М.: ООО “Бином-Пресс”, 2006 г. – 656с.: ил.