ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКОЙ ГЛУБИНЫ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ

Полезная модель относится к радиотехнике, в частности к технике радиосвязи, и может быть использована в широкополосных усилителях на биполярных транзисторах, где требуется обеспечить низкий уровень нелинейных искажений усиливаемого сигнала.
Известна схема широкополосного усилителя на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером (ОЭ), с последовательной отрицательной обратной связью по постоянному току [1, с.148], позволяющая уменьшить нелинейные искажения усиливаемого сигнала.
Наиболее близкой к заявляемому объекту по максимальному числу существенных признаков является схема широкополосного усилителя, выполненная на биполярном транзисторе, включенном по схеме с ОЭ, с параллельной отрицательной обратной связью по постоянному току, обладающая свойствами уменьшения нелинейных искажений (коэффициента сжатия и амплитудно-фазовой конверсии), обусловленных эффектом детектирования входного сигнала усилителя [2, с.147].
Недостатком данных схем является то, что минимум уровня нелинейных искажений достигается на одной фиксированной частоте полезного сигнала, так как сопротивление цепи отрицательной обратной связи по постоянному току остается неизменным во всем частотном диапазоне, тогда как известно [2], что минимальный уровень нелинейных искажений усиливаемого сигнала в диапазоне рабочих частот достигается при разной глубине отрицательной обратной связи по постоянному току, определяемой значением сопротивления в цепи обратной связи.
Технический результат, на достижение которого направлено предлагаемое решение, - снижение величины коэффициента сжатия и уровня амплитудно-фазовой
конверсии в широкополосных усилителях на биполярных транзисторах, включенных по схеме с ОЭ, во всем диапазоне рабочих частот.
Это достигается тем, что в состав цепи параллельной отрицательной обратной связи по постоянному току широкополосного усилителя на биполярном транзисторе, выполненном по схеме с ОЭ, введены ограничитель амплитуды сигнала, микроконтроллер и цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), в качестве сопротивления цепи параллельной отрицательной обратной связи по постоянному току использован цифровой потенциометр, в качестве источника питания усилителя использован регулируемый напряжением источник питания с низким внутренним сопротивлением. Вход ограничителя амплитуды сигнала соединен с коллектором биполярного транзистора через развязывающий по постоянному току конденсатор, а выход подключен к линии порта ввода-вывода микроконтроллера. Вторая линия порта ввода-вывода микроконтроллера подключена к управляющему входу цифрового потенциометра цепи параллельной отрицательной обратной связи по постоянному току, третья линия порта ввода-вывода микроконтроллера подключена к входу ЦАП, выход которого подключен к управляющему выводу регулируемого источника питания широкополосного усилителя на биполярном транзисторе.
На фиг.1 представлена электрическая схема предложенного устройства для автоматической регулировки глубины отрицательной обратной связи, на фиг.2-3 - экспериментальные зависимости широкополосного усилителя, снятые на различных частотах рабочего диапазона, на фиг.4 - зависимости величины оптимального сопротивления в цепи отрицательной обратной связи по постоянному току от частоты усиливаемого сигнала.
Схема автоматической регулировки глубины отрицательной обратной связи по постоянному току (фиг.1) содержит микроконтроллер 1, одна линия порта ввода-вывода которого подключена к выходу ограничителя амплитуды сигнала 2, вторая линия порта ввода-вывода подключена к управляющему входу цифрового потенциометра 3 в цепи параллельной отрицательной обратной связи по постоянному току, третья линия порта ввода-вывода подключена ко входу
ЦАП 4 для формирования значения напряжения регулируемого источника питания усилительного каскада. Вход ограничителя амплитуды сигнала 2 соединен с коллектором биполярного транзистора 5 через развязывающий по постоянному току конденсатор 6. Выход ЦАП подключен к регулируемому источнику питания 7 широкополосного усилителя на биполярном транзисторе.
Схема автоматической регулировки глубины отрицательной обратной связи работает следующим образом. С коллектора транзистора 5 усилителя, изображенного на фиг.1, усиливаемый сигнал через развязывающий по постоянному току конденсатор 6 подается на вход усилителя-ограничителя 2, где он ограничивается по амплитуде до уровня TTL-импульсов. Последовательность импульсов с выхода усилителя-ограничителя 2 подается на линию порта ввода-вывода микроконтроллера 1. Микроконтроллер 1 согласно программе производит измерение частоты следования импульсов ƒ и, в соответствии с выражением
oc
R=a·ƒ+b,
oc
где R - сопротивление цепи обратной связи;
a, b - соответственно, крутизна регулирования цифрового потенциометра и коэффициент, хранящиеся в памяти микроконтроллера;
определяет оптимальное значение сопротивления отрицательной обратной связи, обеспечивающее минимальный уровень нелинейных искажений на измеренной частоте. Цифровой код, определяющий значение сопротивления отрицательной обратной связи, со второй линии порта ввода-вывода микроконтроллера 1 поступает на управляющий вход цифрового потенциометра 3. Диапазон изменения частоты ƒ разделен на участки, каждому из которых определены свои значения крутизны регулирования цифрового потенциометра a и коэффициента b. Таким образом, каждому значению частоты усиливаемого сигнала соответствует оптимальная величина сопротивления отрицательной обратной связи по постоянному току.
Изменение сопротивления отрицательной обратной связи по постоянному току во всем диапазоне рабочих частот позволяет существенно уменьшить уровень нелинейных искажений по сравнению с известными устройствами. Основным
ос
преимуществом использования предлагаемого устройства являются точность учета реальных параметров используемого транзистора и возможность реализации функциональной зависимости R=Ψ(ƒ) любой сложности.
Для обеспечения постоянства рабочего тока, протекающего через биполярный транзистор 5, в соответствии с изменением величины сопротивления отрицательной обратной связи 3, микроконтроллер 1 производит расчет значения выходного напряжения источника питания 7, определяемого выражением
п
п
E=I·Ψ(ƒ),
п
где I=const - ток в рабочей точке, протекающий через транзистор;
Ψ(f) - функция сопротивления цепи обратной связи по постоянному току.
Цифровой код, определяющий значение напряжения источника питания 7 усилителя, с третьей линии порта ввода-вывода микроконтроллера 1 поступает на вход ЦАП 4, с выхода которого аналоговый сигнал подается на вход регулируемого источника питания 7 усилительного каскада, устанавливая на его выходе требуемое значение напряжения питания усилителя.
На фиг.2 представлены экспериментальные зависимости величины коэффициента сжатия на частоте полезного сигнала от величины сопротивления цепи отрицательной обратной связи для разных частот усиливаемого сигнала. На фиг.3 представлены экспериментальные зависимости уровня амплитудно-фазовой конверсии на частоте полезного сигнала от величины сопротивления цепи отрицательной обратной связи для разных частот усиливаемого сигнала.
На фиг.4 представлены две зависимости величины оптимального сопротивления цепи отрицательной обратной связи по постоянному току от частоты усиливаемого сигнала. Цифрами 1 и 2 обозначены кривые, соответствующие оптимальному значению сопротивления цепи отрицательной обратной связи для обеспечения минимума величины коэффициента сжатия и оптимальному значению сопротивления в цепи отрицательной обратной связи для обеспечения минимума величины амплитудно-фазовой конверсии, соответственно.
Предлагаемая схема автоматической регулировки глубины отрицательной обратной связи по постоянному току по сравнению с устройством-прототипом
позволяет достичь минимального уровня коэффициента сжатия или амплитудно-фазовой конверсии, который может быть достигнут за счет оптимизации глубины отрицательной обратной связи по постоянному току, во всем частотном диапазоне работы усилительного каскада. Предлагаемая схема также может быть использована для снижения уровня нелинейных искажений в многокаскадных широкополосных усилителях на биполярных транзисторах.
Экспериментальные исследования широкополосного усилительного каскада на биполярном транзисторе КТ315А, включенном по схеме с ОЭ, с фиксированным оптимальным сопротивлением отрицательной обратной связи 80 Ом (устройства-прототипа) и предлагаемой схемы с использованием цифрового потенциометра, управляемого микроконтроллером в переделах 0...470 Ом в соответствии с функциональной зависимостью (фиг.4), при амплитуде входного сигнала 150 мВ в диапазоне частот 1...100 МГц показали уменьшение величины коэффициента сжатия с ±2 дБ до 0...-1 дБ, и уменьшение уровня амплитудно-фазовой конверсии с +2...-2,5 градусов до +0...-0,8 градусов.
Источники информации, использованные при составлении описания полезной модели:
1. Методы нелинейных функционалов в теории электрической связи /Б.М.Богданович, Л.А.Черкас, Е.А.Задедюрин, Ю.М.Вувуникян, Л.С.Бачило; /Под. ред. Б.М.Богдановича. - М.: Радио и связь, 1990. - 280 с. (с.148)
2. Амплитудно-фазовая конверсия.: Г.М.Крылов и др.; /Под ред. Г.М.Крылова. - М.: Сов. Радио, 1977. - 256 с. (с.86, с.147)