АДАПТИВНОЕ СЖАТИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ КАНАЛА, ОСНОВАННОЕ НА СТАТИСТИКЕ КАНАЛА ВТОРОГО ПОРЯДКА
ADAPTIVE COMPRESSION OF FEEDBACK CHANNEL BASED ON SECOND ORDER CHANNEL STATISTICS

Предшествующий уровень техники
Настоящее изобретение относится в целом к передаче обратной связи состояния канала в сети мобильной связи и, конкретнее, к способу и устройству для сжатия обратной связи состояния канала адаптивным способом.
Использование множества антенн в передатчике и/или приемнике в системах беспроводной связи привлекало существенное внимание за прошедшее десятилетие из-за возможных усовершенствований как по радиопокрытию, так и по скорости передачи данных. В отличие от систем с одной антенной, где информация состояния канала не улучшает значительно пропускной способности, существенное увеличение в пропускной способности может быть достигнуто в системах с множеством антенн, когда точная информация состояния канала доступна передатчику. В системе, основывающейся на мультиплексировании с частотным разделением каналов (FDD), приемник обычно выдает в канале обратной связи информацию состояния канала на передатчик. Несмотря на то что предположение о совершенстве информации состояния канала на передатчике нереалистично из-за ограничения пропускной способности, налагаемого на канал обратной связи, и связанной с ним задержки, обусловленной нахождением сигнала в прямом и обратном направлениях, было показано, что даже частичное знание о каналах на передатчике может обеспечить существенное увеличение пропускной способности по сравнению с системами, которые не берут в расчет информацию состояния канала. Однако обратная связь по подробной информации состояния канала расходует полезную ширину полосы пропускания обратной линии связи. Следовательно, существует значительный интерес в проектировании эффективных способов уменьшения объема обратной связи по информации состояния канала без значительного расходования пропускной способности обратной линии связи.
Один подход к обратной связи состояния канала использует неструктурированные блочные или векторные квантователи (VQ) для того, чтобы сократить обратную связь по информации состояния канала. Хотя, в теории, неструктурированные VQ могут достичь оптимально-достижимого сжатия, сложность неструктурированных VQ растет экспоненциально с произведением размера на скорость. Для примера, в системе MIMO с 4 передающими и 2 приемными антеннами размер неструктурированных VQ, предлагаемых в литературе, может достигать величины 4*2*2 (действительные и мнимые части каждого коэффициента отчета канала)=16. Требования по ресурсам хранения и вычислительным ресурсам, предъявляемые к большим по размерам неструктурированным VQ, могут быть чрезмерно высокими в практическом применении для разрешений квантования (или исходных скоростей кодирования), которыми достигается приемлемая точность.
Отдельно от вычислительной сложности, другой проблемой неструктурированных VQ является их неспособность приспосабливаться к различной канальной статистике. Большинство предложенных технологий квантования для сжатия обратной связи состояния канала предполагают, что отчеты канала MIMO независимы и одинаково распределены (IID) по пространственным измерениям. На практике, однако, статистическое распределение каналов MIMO зачастую высоко коррелировано пространственно и по частоте. Квантователи VQ, спроектированные на основе IID-предположения, могут не обеспечить желаемых рабочих характеристик по широкому диапазону канальной статистики, обычно получаемой в беспроводных окружениях.
С другой стороны, проектирование неструктурированного VQ, чтобы принимать во внимание все возможные распределения отчетов канала, в то же время, поддерживая разумную точность квантования, не является практичным.
Соответственно, существует потребность в способах сжатия обратной связи состояния канала, которые могут быть адаптированы для различных распределений отчетов канала, в то же время, поддерживая приемлемую точность и сложность.
Сущность изобретения
Настоящее изобретение относится к способу и устройству для предоставления в виде обратной связи подробной информации о канале, используя адаптивные векторные квантователи. Способ и устройство используют канальную статистику второго порядка (например, дисперсию) для сжатия обратной связи по мгновенной характеристике пространственно-коррелированного канала MIMO. Множество низкоразмерных векторных квантователей (VQ) с различным разрешением (или скоростями) квантует различные комплекснозначные коэффициенты отчетов канала. Разрешение каждого VQ выбирается адаптивно, основываясь на дисперсии соответствующего отчета канала. При использовании различных разрешений квантования для отчетов канала с различной значимостью, распределение точек квантования может быть сделано аналогичным распределению, соответствующему оптимальному неструктурированному VQ, спроектированному для конкретной канальной статистики, что приводит к почти оптимальным рабочим характеристикам со значительно более низкой сложностью, в плане вычислений и хранения.
В одном типовом варианте воплощения как сжатая обратная связь по мгновенной канальной характеристике, так и канальная статистика подаются в качестве обратной связи на передатчик. Сжатая обратная связь по мгновенной канальной характеристике предоставляется в качестве обратной по быстрому каналу обратной связи. Канальная статистика подается в качестве обратной связи на передатчик по медленному каналу обратной связи, по которому информация от приемника отсылается обратно существенно менее часто, чем по быстрому каналу обратной связи. В альтернативном варианте воплощения полезно, что когда шумовой спектр является относительно плоским по частотному спектру, вся или часть требующейся канальной статистики может быть вычислена непосредственно на передатчике, основываясь на предположении, что статистики прямого и обратного каналов являются взаимообратными.
В некоторых вариантах воплощения, отклики канала могут быть преобразованы в другую область перед квантованием канальных оценок. Например, в варианте воплощения, подходящем для систем MIMO-OFDM, канальная характеристика, оцененная в частотной области, может быть преобразована в отчеты канала временной области. Оценки канала временной области, которые подпадают под предопределенный разброс задержек, отбираются и затем дополнительно преобразуются по пространственному измерению в «собственную» область. Результирующие преобразованные коэффициенты квантуются индивидуально, используя квантователи с различными скоростями (или разрешениями), адаптивно вычисляемыми в соответствии с дисперсиями преобразованных коэффициентов.
Обратная связь состояния канала декодируется передатчиком, используя кодовые книги квантования для соответствующих скоростей (или разрешений) с целью получения оценок преобразованных коэффициентов, т.е. квантованных преобразованных коэффициентов. Скорость или разрешение каждого квантователя вычисляется тем же способом, как и в приемнике, основываясь на относительной дисперсии соответствующего преобразованного коэффициента. Впоследствии обратные преобразования применятся к квантованным преобразованным коэффициентам, чтобы получить квантованную версию канальной характеристики частотной области. На основе этой информации о канале могут быть вычислены в передатчике оптимальный корректор предварительного кодирования, приходящиеся на каждый поток скорости кодирования и/или индикатор качества канала (CQI) на каждой частоте.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 - иллюстрация типичной системы связи.
Фиг.2 - иллюстрация типичной системы связи, использующей схему адаптивной обратной связи.
Фиг.3 - иллюстрация типичной системы связи, использующей схему адаптивной обратной связи.
Фиг.4 - иллюстрация типичного способа кодирования обратной связи по качеству канала в соответствии с одним вариантом воплощения.
Фиг.5 - иллюстрация типичного способа декодирования обратной связи по качеству канала в соответствии с одним типичным вариантом воплощения.
Фиг.6 - иллюстрация типичного кодера обратной связи для системы OFDM.
Фиг.7 - иллюстрация типичного декодера обратной связи для системы OFDM.
Фиг.8 - иллюстрация типичного процессора преобразования для кодера обратной связи OFDM, показанного на Фиг.6
Фиг.9 - иллюстрация типичного процессора преобразования для декодера обратной связи OFDM, показанного на Фиг.7.
Фиг.10 - иллюстрация рабочих характеристик для системы MIMO согласно настоящему изобретению.
Фиг.11 - иллюстрация рабочих характеристик для схемы адаптивной обратной связи, проиллюстрированной на Фиг.6. и 7.
Подробное описание
Ссылаясь теперь на чертежи, типичные варианты воплощения настоящего изобретения описываются в контексте системы связи 10 с множеством антенн показанной на Фиг.1. Система связи 10 с множеством антенн может, например, содержать систему с множеством входов и одним выходом (MISO) или систему с множеством входов и множеством выходов (MIMO). Специалистами в данной области техники следует, однако, понимать что принципы, иллюстрируемые раскрываемыми вариантами воплощения, могут быть применены и в других типах систем связи.
Система связи 10 с множеством антенн содержит первую станцию 12, передающую сигнал по каналу связи 14 на вторую станцию 16. Первая станция 12 упоминается здесь как передающая станция, в то время как вторая станция 16 упоминается здесь как приемная станция. Специалисты в данной области техники примут во внимание, что каждая из первой станции 12 и второй станции 16 может включать в себя и передатчик, и приемник для двунаправленной связи. Линия связи от передающей станции 12 к приемной станции 16 называется нисходящей линией связи. Линия связи от приемной станции 16 к передающей станции 12 называется восходящей линией связи. В одном типичном варианте воплощения, передающая станция 12 является базовой станцией в сети беспроводной связи, а приемная стация 16 является мобильной станцией. Настоящее изобретение может быть использовано, например, для передачи данных от базовой станции 12 на мобильную станцию 16 через канал Высокоскоростной Пакетной Передачи Данных Нисходящей Линии Связи (HSPDA) в системах WCDMA.
Передающая станция 12 передает сигналы от множества антенн на приемную станцию 16, которая может включать в себя одну или более приемных антенн. В отличие от систем связи с одной антенной, которые задействуют одну антенну, как на передающей, так и приемной станциях 12 и 16, увеличения пропускной способности системы могут быть реализованы, если передающая станция 12 имеет подробные сведения о канальной характеристике для канала 14 от передающей станции 12 к приемной станции 16. Приемная станция 16 вычисляет оценки канала 14 от передающей станции 12 к приемной станции 16 и передает обратную связь состояния канала на передающую станцию 12 через канал обратной связи 18. Однако предоставление в качестве обратной связи подробной информации о канале от приемной станции 16 к передающей станции 12 потребляет полезную ширину полосы пропускания обратной линии связи, которая могла бы противном случае использоваться для переноса пользовательских данных. В системах с множеством антенн объем обратной связи состояния канала резко увеличивается с количеством пар передающих и приемных антенн.
Фиг.2 поясняет типичный передатчик 100 передающей станции 12 и приемник 200 приемной станции 16. Приемник 200 использует технологии векторного квантования, чтобы сократить обратную связь состояния канала. Для ясности предполагается, что система связи 10 задействует множество антенн на передающей станции 12 и одиночную антенну на приемной станции 16. Описываемые здесь принципы в полной мере распространяются и на множество антенн приемной станции 16.
m
m
Передающая станция 12 (например, базовая станция) передает сигналы  сгенерированные процессором 102 передаваемых сигналов, на приемную станцию 16 (например, мобильную станцию). Существуют М каналов нисходящей линии связи (по одному от каждой передающей антенны). Каналы нисходящей линии связи от передающей станции 12 к приемной станции 16 предполагаются линейно инвариантными по времени каналами с канальной характеристикой g(t) во временной области и G(f) в частотной области. Основополосный сигнал r(t), принятый на приемной станции, имеет вид:
<img file="00000003.tif" he="13" wi="62" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 1</b>
где * обозначает свертку и v(t) - шум основной полосы частот. m-й канал нисходящей линии связи может быть смоделирован как:
<img file="00000004.tif" he="13" wi="51" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 2</b>
m,k
к
где a- канальные коэффициенты канала от m-й антенны и τзадержки. Средство 204 оценки канала в приемной станции 16 формирует оценку канала нисходящей линии связи в соответствии с:
<img file="00000005.tif" he="13" wi="55" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 3</b>
к
где m=1,…,М и Т - интервал дискретизации, используемый для квантования задержек τ. Заметим, что для Q в уравнении 3 нет необходимости быть равным К в уравнении 2. Канальные оценки  предоставляются процессору 202 принимаемых сигналов для демодуляции принятого основополосного сигнала r(t). Дополнительно, канальные оценки  вводятся в кодер 206 обратной связи. Кодер обратной связи 206 принимает канальные оценки  от средства 204 оценки канала, квантует канальные коэффициенты в  и подает квантованные канальные коэффициенты в качестве обратной связи на передающую станцию 12.
Оцениваемая канальная характеристика для канала нисходящей линии связи от одной передающей антенны может быть концептуально связана с дискретным по времени фильтром с конечной импульсной характеристикой Q с ненулевыми коэффициентами отчета, например:
<img file="00000008.tif" he="13" wi="71" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 4</b>
где m=1,…,M. Следовательно, проблема передачи  на передающую станцию 12 эквивалентна проблеме передачи .
Вариант осуществления, показанный на Фиг.2, использует технологию адаптивного квантования, которая назначает большее количество бит более значимым отчетам канала и меньшее количество менее значимым отчетам канала. Распределения битов адаптивно вычисляются на основе долгосрочной статистики отчетов канала, таких как относительные мощности или дисперсии отчетов канала с тем, чтобы предопределенная мера искажения реакции результирующей квантованной канальной характеристики была минимизирована для общего количества доступных битов. Используются два логических канала обратной связи: канал 18а обратной связи с низкой скоростью (медленный канал обратной связи), для передачи в качестве обратной связи распределения битов и более высокоскоростной канал 18b обратной связи (быстрый канал обратной связи) передачи в качестве обратной связи квантованных коэффициентов отчета канала. В этом варианте осуществления канальную статистику (например, дисперсии отчетов канала) собирают перед квантованием. Информацию относительно количества битов, выделенных для квантования каждого отчета сигнала, периодически отсылают назад на передающую станцию 12 через медленный канал 18а обратной связи. Информацию относительно квантованной версии (согласно текущему распределению битов) оценки каждой конкретной реализации канала периодически отсылают обратно через быстрый канал 18b обратной связи.
Кодер 206 обратной связи включает в себя множество многоскоростных или переменно-скоростных векторных квантователей 212, средство 214 вычисления метрики и средство управления (контроллер) 216 скоростью. Переменно-скоростные векторные квантователи 212 на индивидуальной основе квантуют канальные коэффициенты для каждого канала 14. Скорость или разрешение каждого квантователя 212 выбирается индивидуально на основе статистики соответствующего отчета канала. Средство 214 вычисления метрики вычисляет статистику, такую как дисперсия, каждого отчета канала каждого канала 14 и подает статистику по отчетам каналов на контроллер 216 скорости. В этом варианте воплощения канальную статистику вычисляют до квантования. Контроллер 216 скорости определяет количество битов, выделяемых каждому квантователю 212. Количество битов, выделяемых квантователю 212, соответствует скорости или разрешению этого квантователя 212. Квантованные канальные коэффициенты передаются на передающую станцию 12 по быстрому каналу 18b обратной связи. Распределение битов, определенное контроллером 216 скорости, подается в качестве обратной связи на передающую станцию 12 по медленному каналу 18а обратной связи. В альтернативном варианте, контроллер 216 скорости может предоставить в качестве обратной связи канальную статистику от средства 214 вычисления метрики, и распределение битов может быть вычислено из этой статистики на передающей станции 12.
Декодер 104 обратной связи в передающей станции 12 содержит множество декодеров 110 квантования и контроллер 112 скорости. Декодеры 110 квантования формируют оценки квантованных канальных коэффициентов на основе принятых битов, принятых по быстрому каналу 18b обратной связи. Скорость декодирования или разрешение определяется котроллером 112 скорости на основе обратной связи по распределению битов от контроллера 216 скорости в приемной станции 16. В альтернативном варианте, контроллер 216 скорости в приемной станции 16 мог бы предоставить в качестве обратной связи статистическую метрику из средства 214 вычисления метрики, а контроллер 112 скорости в передающей станции 12 мог бы вычислить соответствующее распределение битов.
Фиг.3 поясняет вариант осуществления, который исключает медленный канал 18а обратной связи. Те же самые ссылочные номера используются на Фиг.2 для обозначения тех же самых компонентов. В варианте осуществления, показанном на Фиг.3, передающая станция вычисляет канальную статистику канала восходящей линии связи, которая предполагается такой же, как и статистика для канала нисходящей линии связи, и определяет распределения битов из канальной статистики. В этом случае канальную статистику собирают после квантования с тем, чтобы одна и та же статистика могла быть сформирована как в передающей станции 12, так и в приемной станции 16. Специалистам в данной области техники должно быть понятно, что метрики, используемые для вычисления распределений битов в текущем периоде управления скоростью, будут использоваться для определения распределения битов в следующем периоде управления скоростью. Средство 214 вычисления метрики вычисляет статистику (например, дисперсию) для каждого отчета канала на основе квантованных канальных коэффициентов. Дисперсия или другие статистические показатели подаются на контроллер 216 скорости, который определяет распределения битов для переменно-скоростного векторного квантователя 212. Декодер 104 обратной связи в передающей станции 12 принимает квантованные канальные коэффициенты. Средство 214 вычисления метрики использует квантованные канальные коэффициенты, принятые, в текущем периоде управления скоростью, для вычисления распределений битов для следующего периода управления скоростью. Распределения битов, вычисленные в предыдущем периоде управления скоростью, используются декодерами квантования, чтобы определить оценки квантованных канальных коэффициентов.
k
k
k
1
2
Q
В вариантах осуществления, показанных на Фиг.2 и 3, распределение битов для Q отчетов канала может быть вычислено так, чтобы среднеквадратичная разность между оцененной канальной характеристикой и ее квантованной версией была минимизирована, как описано ниже. Пусть  и  обозначают действительную и мнимую части оцениваемого отчета канала соответственно и пусть  обозначают k-й векторный отчет канала. Пусть Q(·) обозначают векторный квантователь 212 размерностью 2М с Nточками квантования, используемыми для квантования . Исходная скорость кодирования Q(.) определяется как , что означает количество битов, выделенных для квантования каждого (действительнозначногого) элемента. Целью является нахождение оптимального вектора распределения битов R=(R,R,…,R) с тем, чтобы минимизировать сумму среднеквадратичных искажений для всех отчетов канала, задаваемую как:
<img file="00000014.tif" he="13" wi="37" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 5</b>
k
Искажение D(R)для отчета канала имеет вид:
<img file="00000015.tif" he="9" wi="53" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 6 </b>
k
k
k
Вышеупомянутая задача оптимизации затруднительна для точного решения, поскольку искажение D(R) является сильно нелинейной функцией R. Однако хорошее приближенное решение может быть выведено, используя асимптотическую формулу Беннета-Задор-Гершо (Bennet-Zador-Gersho) для D(R), задаваемую как:
<img file="00000016.tif" he="8" wi="42" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 7</b>
,
k
k
где k=1,2,…,Q, - дисперсия векторного отчета  каналаи γ - величина зависящая от общей плотности Pk(·) вероятности для  и некоторых конструкторских характеристик квантователя Q(·). Подстановка уравнения 7 в уравнение 5 раскрывает, что компоненты оптимального вектора R, который минимизирует D(R), задаются как:
<img file="00000018.tif" he="17" wi="65" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 8</b>
для k=1,2,…,Q. Член  обозначает среднее количество битов, выделяемых на каждый векторный отчет канала.
k
k
Предполагая, что элементы  одинаково распределены для всех k кроме их дисперсий (например, для всех k для некоторой нормированной функции плотности р(х)) и что квантователи {Q(.)} для всех k имеют одинаковые конструкционные характеристики, тогда {γ} идентичны для всех k. В этом случае уравнение 8 упрощается до:
<img file="00000022.tif" he="16" wi="55" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 9</b>
для k=1,2,…,Q.
k
Для того чтобы квантовать коэффициенты отчета канала при различных скоростях согласно их дисперсиям, приемная станция 16 и передающая станция 12 должны сохранять соответственно кодеры 206 и декодеры 104 множества квантователей с различными исходными скоростями кодирования. Поскольку скорости, вычисленные используя уравнение 9, могут не соответствовать точно доступным скоростям, могут выполняться определенные операции округления при вычислении скоростей {R}. Чтобы гарантировать, что итоговые скорости после округления не будут превышать пропускную способность канала 18 обратной связи, можно вычислять скорости для отчетов канала последовательно, как
<img file="00000023.tif" he="23" wi="87" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 10</b>
j
j
k
где k=1,2,…,Q и  обозначает аппроксимацию R из-за округления. Можно отметить, что там, где =R для всех j=1,2,…,k-1, R вычисленные по уравнениям 9 и 10, будут одинаковым. Для гарантии хороших рабочих характеристик, предпочтительно вычислять скорости в порядке убывания соответствующих дисперсий отчетов канала и использовать операции округления в большую сторону с тем, чтобы для доминирующих отчетов канала обеспечивалось достаточное количество битов.
Вычисление распределений битов в соответствии с уравнениями 8 и 9 представляет один типичный вариант воплощения изобретения, который основан на отношении стандартного отклонения каждого отчета канала к среднему геометрическому стандартного отклонения всех отчетов канала. Другие варианты изобретения включают в себя вычисление распределений битов на основе среднего арифметического некоторой функции дисперсий отчетов канала в соответствии с:
<img file="00000026.tif" he="14" wi="67" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 11</b>
k
k
k
x
где k=1,2,…,Q и  обозначает набор монотонно возрастающих функций. Например, когда f(x)=log(γ,x)/2, уравнение 11 идентично уравнению 8. В альтернативном варианте, когда f()= для всех k, распределение битов вычисляется на основе относительной величины стандартного отклонения каждого отчета канала относительно среднего стандартного отклонения.
Более широко, если s обозначает некоторую долгосрочную статистику касаемо канальной характеристики (например, в предпочтительном варианте осуществления  вычисление распределений битов для различных отчетов канала может быть выражено как:
<img file="00000029.tif" he="14" wi="61" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 12</b>
k
где k=1,2,…,Q и (·)обозначают некоторую функцию распределения битов, предназначенную для k-го отчета канала. Уравнение 12 может вычисляться последовательно в соответствии с:
<img file="00000031.tif" he="20" wi="97" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 13</b>
j
где k=1,2,…,Q и  обозначает аппроксимацию R из-за округления.
Как упоминалось выше, для реализации изобретения, в передающей станции 12 и приемной станции 16 должны быть реализованы множественные кодеры и декодеры с различными скоростями и уровнями искажения так, чтобы различные уровни квантования могли быть обеспечены согласно измеренной статистике. В альтернативном варианте, можно использовать одиночный векторный квантователь с древовидной структурой (TSVQ), чтобы обеспечивать различные уровни квантования. Кодер для TSVQ хранит сбалансированное дерево кодирования гиперплоскостей глубины d-1, т.е. каждый узел деревьев, проиндексированный последовательностью битов , соответствует нормальному (столбцовому) вектору pb многомерной гиперплоскости и пороговой величине . Например, глубина дерева может быть выбрана как d=2MQR. Имея (оцененный) векторный отчет канала, процесс кодирования начинается с корневого узла дерева с соответствующей гиперплоскостью  и вычисляет:
<img file="00000035.tif" he="8" wi="41" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 14</b>
1
где q(x) означает однобитовый скалярный квантователь, выход которого равняется единице, если х0, или нулю, если х0. На следующем уровне кодер 206 вычисляет:
<img file="00000036.tif" he="8" wi="50" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 15</b>
используя гиперплоскость , которая соответствует значению  Кодер 206 повторяет этот процесс на последующих уровнях и вычисляет:
<img file="00000039.tif" he="9" wi="52" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 16</b>
k,
k
k
где b=(b[1],b[2],…,b[n-1]), до тех пор, пока не будет достигнуто количество битов Rвыделяемых для квантования . В это время кодер 206 выдает последовательность битов R (b[1],b[2],…,b[R]) для векторного отчета  канала.
k
По приему кодированной битовой последовательности (b[1],b[2],…, b[R]), декодер 104 TSVQ формирует квантованный отчет  канала на основе дерева декодирования глубиной b, узлы которого на каждом уровне содержат квантованные отчеты канала с соответствующим уровнем квантования. Гиперплоскость, используемая на каждом уровне, зависит от выходных битов, вычисленных на предыдущих уровнях. Кроме того, гиперплоскости, используемые в TSVQ (наряду с соответствующим деревом декодирования квантованных векторов), создаются так, чтобы соответствовать статистическому распределению.
В практической системе связи отчеты канала могут медленно изменяться от одного момента времени обратной связи к другому. Таким образом, может использоваться дифференциальное квантование отчетов канала. В этом случае, описанные здесь принципы могут работать в сочетании с любой схемой дифференциального квантования для квантования изменений в отчетах канала от одного момента времени до другого.
Принципы настоящего изобретения могут быть применены к системам, основывающимся на мультиплексировании с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM). В системе OFDM принятый основополосный сигнал частотной области может быть смоделирован как:
<img file="00000040.tif" he="7" wi="49" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 17</b>
f
R
T
Т
R
w
R
w
w
E
Е
H
где k=1,2,…, N, H[k] - матрица n×n, обозначающая канальную характеристику MIMO, r[k] - принятый сигнал, s[k] - переданный сигнал и w[k] - компонент шумов и помех на частоте k-й поднесущей в системе беспроводной связи OFDM с nпередающими антеннами и n приемными антеннами соответственно. Шумовой компонент W[k] предполагается статистически независимым по частоте, но его ковариационная матрица, обозначенная {[k][k]}, может изменяться с частотой, где  {•} обозначает ожидаемое значение величины внутри скобок.
Приемная станция 16 оценивает канал  и дисперсию  шума. Канальная характеристика, соответствующая преобразованию к белому шуму, определяется как:
<img file="00000043.tif" he="8" wi="50" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 18</b>
где k=1,2,…, N. Мы предполагаем, что определенная статистика второго порядка по  доступна на передающей станции 12. Например, канальная статистика второго порядка может быть собрана на приемной станции 16 путем осреднения по многим реализациям, наблюдаемым в течение определенного периода времени, и затем отправлена на передающую станцию 12 по медленному каналу обратной связи 18а, как ранее описано. В качестве альтернативного варианта, когда шумовой спектр относительно плоский, по меньшей мере часть канальной статистики может также быть вычислена непосредственно на передающей станции 12, используя свойство взаимообратности канальной статистики на прямом и обратном каналах 14.
Фиг.4 иллюстрирует типовой способ 50, выполняемый кодером 206 обратной связи для кодирования канальных оценок в соответствии с одним вариантом воплощения. Кодер 206 обратной связи принимает канальные оценки от средства 204 оценки канала и вычисляет статистику (например, дисперсию) для каждого из канальных коэффициентов (этап 52). Контроллер 216 скорости определяет скорости для соответствующего набора многоскоростных квантователей 212 на основе канальной статистики (этап 54). Многоскоростные квантователи 212 далее на индивидуальной основе квантуют соответственные канальные коэффициенты на скоростях, определенных контроллером скорости на основе статистики канальных коэффициентов (этап 56). В некоторых вариантах осуществления, статистика, вычисленная перед квантованием за текущий период управления скоростью, используется для определения исходных скоростей кодирования. В других вариантах осуществления, статистика, вычисленная после квантования за текущий период управления скоростью, используется для определения исходных скоростей кодирования для следующего периода управления скоростью.
.
Фиг.5 иллюстрирует типовой способ 60, выполняемый декодером 104 обратной связи для декодирования канальных оценок, согласно одному типовому варианту осуществления. Контроллер 112 скорости для декодера 104 обратной связи определяет исходные скорости кодирования для множества декодеров 110 квантования Декодеры 110 квантования далее декодируют канальные оценки, используя скорости, определенные на основе обратной связи по распределению битов от контроллера скорости (этап 64). В некоторых вариантах осуществления скорости могут определяться на основе обратной связи по распределениям битов или канальной статистике от кодера 206 обратной связи (этап 62). В других вариантах осуществления, статистика, вычисленная за текущий период управления скоростью на основе обратной связи по квантованным оценкам канала, может быть использована в последующем периоде управления скоростью, чтобы определить скорости для декодеров 110 квантования.
X
Х
=(X
, X
,…, Xn
),
n
1
2
c
c
Фиг.6 иллюстрирует типовой кодер 300 обратной связи для приемной станции 16 в системе OFDM. Кодер 300 обратной связи включает в себя фильтр-преобразователь 302 к белому шуму, процессор 304 преобразования, модуль 306 масштабирования, средство 308 вычисления метрики, контроллер 310 скорости и переменно-скоростные векторные квантователи 312. Канальная характеристика  частотной области из средства 204 оценки канала и матрицы  ковариации шума вводятся в фильтр-преобразователь 302 к белому шуму. Фильтр-преобразователь 302 к белому шуму сначала выполняет операцию преобразования к белому шуму путем декорреляции канальной характеристики на каждой частоте на соответствующий квадратный корень от ковариации шума согласно уравнению 18, чтобы сформировать приведенную к белому шуму канальную характеристику . Приведенная к белому шуму канальная характеристика  затем преобразовывается процессором 304 преобразования, как описано более детально ниже, в вектор комплекснозначных коэффициентов где обозначает количество преобразованных канальных коэффициентов. Модуль 306 масштабирования масштабирует преобразованные канальные коэффициенты в  их соответствующими стандартными отклонениями. Масштабированные и преобразованные канальные коэффициенты далее квантуются на индивидуальной основе соответствующими переменно-скоростными векторными квантователями 312 (или с переменным разрешением). Векторные квантователи 312 выполняются автономно для различных скоростей (или разрешений) на основе, например, выборок Гауссова IID с нулевым средним с единичной дисперсией. Векторные квантователи, например, могут содержать двумерные векторные квантователи. Кроме того, векторные квантователи 312 большей размерности могут также использоваться для квантования двух или более преобразованных коэффициентов совместно.
B
B
X
total
k
k
Скорости (или разрешение), используемые для квантования каждого преобразованного коэффициента, адаптивно отбираются на основе набора дисперсий канальных коэффициентов частотной области. Средство 308 вычисления метрики вычисляет дисперсии преобразованных канальных коэффициентов. Контроллер 310 скорости определяет распределение битов для каждого векторного квантователя 312 на основе дисперсий канальных коэффициентов. Например, имея совокупный запас битов , количество битов , используемое для квантования коэффициента , может быть выбрано в соответствии с:
<img file="00000049.tif" he="33" wi="70" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 19</b>
Как показано уравнением 19, количество битов, выделяемых конкретному коэффициенту, зависит то того, как велика его дисперсия относительно среднего геометрического от всех дисперсий. После квантования кодированные биты посылаются на передающую станцию 12 через быструю линию 18b обратной связи.
Фиг.7 иллюстрирует декодер 400 обратной связи на передающей станции 12 для системы OFDM. Декодер 400 обратной связи обращает операции, примененные кодером 300 обратной связи на приемной станции 16, для формирования квантованной оценки  приведенной к белому шуму канальной характеристики . Декодер 400 обратной связи включает в себя множество многоскоростных декодеров 402, модуль 404 масштабирования, процессор 406 обратного преобразования и контроллер 408 скорости. На основе принятых битов декодеры 402 квантования формируют оценки преобразованных канальных коэффициентов. Контроллер 408 скорости указывает распределение битов для каждого декодера 402, чем определяется скорость или разрешение для этого декодера 402. Распределения битов, используемые декодерами 402 квантования, вычисляются контроллером 402 скорости тем же способом, как и в приемной станции 16, на основе относительных дисперсий преобразованных коэффициентов, которые в свою очередь могут быть получены из статистической информации, предоставленной приемной станцией 16 по медленному каналу 18а обратной связи. Модуль 404 масштабирования масштабирует оценки преобразованных канальных коэффициентов их соответствующими стандартными отклонениями. В заключение, процессор 406 обратного преобразования применяет обратное преобразование к масштабированным восстановленным преобразованным коэффициентам, чтобы получить квантованную версию  приведенной к белому шуму канальной характеристики .
Много важных величин для максимизации пропускной способности линии связи и системы могут быть получены из квантованной приведенной к белому шуму канальной характеристики . Например, оптимальный корректор предварительного кодирования, обозначенный P[k], который максимизирует пропускную способность линии связи на k-й частоте, может быть вычислен в соответствии с:
<img file="00000053.tif" he="8" wi="83" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 20</b>
H
1
2
nT
(p
[k], p
[k],…, p
[k])
где U[k] обозначает матрицу, столбцы которой являются собственными векторами матрицы  и D обозначает диагональную матрицу с диагональными элементами , которые задаются:
<img file="00000056.tif" he="22" wi="87" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 21</b>
T
j
где j=1,2,…,n,  - набор собственных значений  и 0 выбирается так, что . Кроме того, {p[k]} также могут быть использованы как индикаторы качества канала (CQI) по различным частотам и различным собственным модам, которые часто нужны для планирования ресурсов и адаптации линий связи.
Х
X
X
X
X
W
W
W
Фиг.8 поясняет работу процессора 304 преобразования для преобразования приведенной к белому шуму канальной характеристики  частотной области. Процессор 304 преобразования выполняет двумерное линейное преобразование приведенной к белому шуму канальной характеристики  в вектор коэффициентов  преобразования, чтобы достигнуть существенного сжатия канальных коэффициентов. Как показано на Фиг.8, приведенная к белому шуму канальная характеристика  частотной области сначала конвертируется в приведенную к белому шуму канальную характеристику  временной области через операцию обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT). В зависимости от максимального разброса задержек системы, эта характеристика временной области может затем быть усечена до небольшого количества отчетов канала в пределах окна временных индексов, обозначенного W{1,2,…,N}. Каждый отчет канала результирующей канальной характеристики  дополнительно преобразуется по пространству, как описывается ниже, чтобы получить набор преобразованных векторных отчетов канала , который затем компонуется, для формирования вектора =vec([1],[2],…,[||]) преобразованных коэффициентов, где || обозначает количество индексов в .
W
U
TR
R
T
R
T
Согласно одному из вариантов осуществления изобретения, пространственное преобразование делается в соответствии с , для всех n, где  означает матрицу, содержащую собственные вектора полной, размером nnна nn, корреляционной матрицы приведенной к белому шуму канальной характеристики, которая имеет вид:
<img file="00000068.tif" he="14" wi="61" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 22</b>
где vec(A) обозначает вектор, образованный компонованием всех столбцов А в один вектор.
TR
TR,
Матрица Uможет или быть предоставлена в качестве обратной связи передающей станции 12, используя медленный канал 18а обратной связи, или, альтернативно, она может быть оценена, используя измерения восходящей линии связи. Это преобразование соответствует полному Преобразованию Кархунена-Лоуева (Karhunen-Loeve) (KLT) в отношении пространственных отчетов канала. Кроме Uпередающей станции 12 также требуется вариация каждого компонента X[n], которая также может быть сделана доступной для передающей станции 12 через медленный канал 18а обратной связи, чтобы вычислить подходящее распределение исходных битов для заданного запаса битов.
W
T
T
R
full
ТХ
Согласно другому типовому варианту осуществления изобретения, пространственное преобразование выполняется согласно  для всех n, где U означает матрицу, c собственными векторами матрицы корреляции каналов передачи размером nна n, используемыми вместо собственных векторов Ф. Матрица Фкорреляции каналов передачи имеет вид:
<img file="00000070.tif" he="14" wi="59" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 23</b>
ТХ
full
ТХ
T
R
full
Отметим, что матрица Фкорреляции каналов передачи может быть получена из полной матрицы Ф корреляции каналов. В частности, элемент Ф в i-й строке и j-м столбце задается следом соответствующей подматрицы размером nна n в Ф, например
,
m:n,p:q
m-й
n-ю
p-го
q
где [A] обозначает подматрицу размером (n-m+1) на (q-p+1), взятую из строк с по  и из столбцов с по -й матрицы А.
T
T
Матрица Uможет быть либо предоставлена в качестве обратной связи передающей станции 12, используя медленный канал 18а обратной связи, либо, альтернативно, она может быть оценена, используя измерения обратной линии связи. Помимо U, передающей станции 12 также требуется дисперсия каждого компонента X[n], которая также может быть сделана доступной для передающей станции 12 через медленный канал 18а обратной связи, чтобы вычислить подходящее распределение исходных битов для заданного запаса битов.
W
R
R
R
В соответствии с другим вариантом осуществления, пространственное преобразование выполняется согласно  для всех n, где Uобозначает матрицу с собственными векторами матрицы корреляции принимаемых каналов размером nна n, задаваемой:
<img file="00000074.tif" he="14" wi="60" img-content="undefined" img-format="tif" />
<b>Уравнение 24 </b>
RX
full
R
R
Матрица Ф может быть получена из Ф суммированием ее диагональных субматриц размером nна n, например:
Т
R
T
R
Подобно U, матрица U может быть либо предоставлена в качестве обратной связи передающей станции 12, используя медленный канал 18а обратной связи, либо, альтернативно, она может быть оценена, используя измерения обратной линии связи. Помимо U и U, передающей станции 12 также требуется дисперсия каждого компонента X[n], которая также может быть сделана доступной для передающей станции 12 через медленный канал 18а обратной связи, для того чтобы вычислить подходящее распределение исходных битов для заданного запаса битов.
N
Согласно еще одному варианту осуществления изобретения пространственное преобразование выполняется в соответствии X[n]=, где W обозначает матрицу преобразования IFFT, элемент которой в i-й строке и j-м столбце задается exp{-j2ij/N}. В этом случае передающей станции 12 также требуется дисперсия каждого компонента X[n], которая также может быть сделана доступной для передающей станции 12 через медленный канал 18а обратной связи, для того чтобы вычислить подходящее распределение исходных битов для заданного запаса битов.
.
На передающей станции 12, обратное преобразование применяется к восстановленным преобразованным коэффициентам, чтобы получить восстановленную приведенную к белому шуму канальную характеристику  частотной области, как изображено на Фиг.9. Квантованный преобразованный вектор Х΄ сначала разделяется на набор квантованных преобразованных векторных отчетов канала  Обратное пространственное преобразование применяется затем к каждому отчету Х΄[n], чтобы получить соответствующую квантованную приведенную к белому шуму канальную характеристику  временной области. Приведенная к белому шуму канальная характеристика  затем дополняется нулями, чтобы образовать , которая затем преобразовывается обратно в частотную область посредством операции FFT, чтобы сформировать квантованную приведенную к белому шуму канальную характеристику  частотной области.
Заметим, что операции усечения и дополнения нулями, показанные на Фиг.6 и 7, могут быть опущены для отчетов канала, имеющих небольшие дисперсии, потому что для такого сценария, никаких исходных битов, как правило, не будет выделяться.
В этом подразделе мы наглядно показываем преимущество в рабочих характеристиках, обеспечиваемое изобретением посредством системы MIMO-OFDM. Полная полоса пропускания системы, как предполагается, составляет 5 МГц с размером FFT, равным 512. Количество занятых поднесущих составляет 300, которые равномерно разделены на 25 секций (по 12 поднесущих в каждой). Интервал между поднесущими составляет 15 кГц. Рабочие характеристики моделируются с помощью пространственной модели каналов с пешеходным В-канальным профилем в микросотовой среде.
Фиг.10 показывает отвечающие изобретению рабочие характеристики для четырех передающих антенн и двух приемных антенн. В частности, на графике отрисована, в зависимости от запаса битов, разница в уровнях SNR, требующихся для достижения определенного эргодического уровня пропускной способности (например, использование 5 битов на каждый канал) между идеальным случаем, где передающая станция 12 имеет совершенные знания о мгновенном состоянии канала, и случаем, где мгновенное состояние канала сжато, используя изобретение, перед предоставлением в качестве обратной связи передающей станции 12. Запас битов нормирован согласно количеству секций, доступных в системе. Как показано на Фиг.10, использование пространственной корреляции среди различных элементов канальной матрицы посредством различных пространственных преобразований является очень выгодным в плане сокращения объема быстрой обратной связи. Например, чтобы достичь в пределах 1 dB от идеальной пропускной способности в замкнутом контуре, необходимо около 3,5 битов на секцию (в общей сложности 3,5×25=63 бита на весь диапазон), если применено неравномерное распределение битов только по разным отчетам канала временной области без пространственного преобразования. Однако, если фиксированное FFT-преобразование применяется к каждому канальному коэффициенту, как описано в предыдущем разделе, необходимо менее чем 2 бита на секцию (в общей сложности 50 битов на весь диапазон), чтобы достичь в пределах 1 dB от идеальных рабочих характеристик в замкнутом контуре. Кроме того, если вместо этого применяется одно из пространственных преобразований KLT, описанных в предыдущем разделе, необходимо менее 1 бита на секцию (в общей сложности 25 битов на весь диапазон), чтобы достичь в пределах 1 dB от идеальных рабочих характеристик. Если допустимы 2 бита на секцию (в общей сложности 50 битов) в обратной линии связи, можно достичь в пределах 0,5 dB от идеальных рабочих характеристик в замкнутом контуре.
Фиг.11 дополнительно показывает рабочие характеристики схемы адаптивной обратной связи, проиллюстрированной на Фиг.4 и 5, в предположении четырех передающих антенн и одной приемной антенны. В этом случае, если используется неравномерное распределение битов только по разным отчетам канала временной области без пространственного преобразования, необходимо около 2 бит на секцию (в общей сложности 2×25=50 битов на весь диапазон), чтобы достичь в пределах 1 dB от идеальной пропускной способности в замкнутом контуре. Однако, если фиксированное FFT-преобразование применяется к каждому канальному коэффициенту, как описывается в предыдущем разделе, необходимо около 1 бита на секцию (в общей сложности 25 бит на весь диапазон), чтобы достичь в пределах 1 dB от идеальных рабочих характеристик в замкнутом контуре. Кроме того, если применяется одно из пространственных преобразований KLT, описанных в предыдущем разделе, необходимо около 0,4 бита на секцию (в общей сложности 10 битов на весь диапазон) чтобы достичь в пределах 1 dB от идеальных рабочих характеристик. Если допустим 1 бит на секцию (в общей сложности 25 битов) в обратной линии достичь в пределах 0,5 dB от идеальных рабочих характеристик в замкнутом контуре.
Кроме того, кодер 206 обратной связи может, в некоторых вариантах осуществления, дополнительно содержать процессор 304 преобразования для преобразования упомянутых канальных коэффициентов с целью создания преобразованных канальных коэффициентов. Процессор 304 преобразования может, в некоторых вариантах осуществления, преобразовывать канальные коэффициенты частотной области в канальные коэффициенты временной области, отбирать упомянутые коэффициенты временной области в пределах предопределенного разброса задержек и может, в некоторых вариантах осуществления, дополнительно преобразовывать упомянутые отобранные канальные коэффициенты временной области в канальные коэффициенты собственной области.
Метрический калькулятор может, в некоторых вариантах осуществления, определять индивидуальную статистику для каждого канального коэффициента, причем индивидуальная статистика может, в некоторых вариантах осуществления, содержать относительную мощность канального коэффициента. Контроллер скорости может, в некоторых вариантах осуществления, определять упомянутые скорости для упомянутых канальных коэффициентов в порядке убывания упомянутых относительных мощностей. Индивидуальная статистика может, в некоторых вариантах осуществления, содержать дисперсию, связанную с канальным коэффициентом. Контроллер 216, 310 скорости может, в некоторых вариантах осуществления, определять упомянутые скорости на основе статистики, собранной за текущий период управления скоростью, причем упомянутая статистика вычисляется перед квантованием канальных коэффициентов в текущем периоде управления скоростью.
Кодер 206 обратной связи может, в некоторых вариантах осуществления, передавать скорость по медленному каналу обратной связи и передает квантованные канальные коэффициенты по быстрому каналу обратной связи.
Контроллер 216, 310 скорости может, в некоторых вариантах осуществления, определять скорости на основе статистики, собранной за предыдущий период управления скоростью, при этом упомянутая статистика вычисляется после квантования канальных коэффициентов в предыдущем периоде управления скоростью. Кодер 206 обратной связи может, в некоторых вариантах осуществления, передавать квантованные канальные коэффициенты по быстрому каналу обратной связи и может, в некоторых вариантах осуществления, содержать фильтр-преобразователь 302 к белому шуму для преобразования упомянутых канальных коэффициентов к белому шуму.
Кодер обратной связи может, в некоторых вариантах осуществления, дополнительно содержать модуль 306 масштабирования для масштабирования упомянутых канальных коэффициентов на основе статистики упомянутых канальных коэффициентов до квантования. Контроллер 216, 310 скорости может, в некоторых вариантах осуществления, определять распределение битов для упомянутых квантователей на основе упомянутой статистики. Многоскоростные квантователи 212, 312 могут, в некоторых вариантах осуществления, содержать кодер векторных квантователей с древовидной структурой, спроектированных на основе упомянутой статистики.
Дополнительно, декодер обратной связи для декодирования канальных коэффициентов, квантованных переменно-скоростным квантователем, содержит контроллер 408 скорости для определения соответствующих скоростей для множества канальных коэффициентов и декодер 402 квантования, для индивидуального декодирования упомянутого множества канальных коэффициентов на скоростях, определенных упомянутым контроллером 408 скорости. Упомянутый контроллер 408 скорости может, в некоторых вариантах осуществления, определять упомянутые соответствующие скорости для множества канальных коэффициентов путем приема упомянутых скоростей от приемной станции по медленному каналу обратной связи. Упомянутый контроллер 408 скорости может, в некоторых вариантах осуществления, определять упомянутые соответствующие скорости для канальных коэффициентов путем приема статистики упомянутых канальных коэффициентов от приемной станции по медленному каналу обратной связи и вычисления упомянутых скоростей на основе упомянутой принятой статистики. Упомянутая принятая статистика может, в некоторых вариантах осуществления, содержать дисперсии упомянутых канальных коэффициентов. Упомянутый контроллер 408 скорости может, в некоторых вариантах осуществления, определять упомянутые соответствующие скорости для множества канальных коэффициентов путем измерения статистики упомянутых канальных коэффициентов и вычисления упомянутых скоростей на основе упомянутой измеренной статистики. Упомянутый контроллер 408 скорости может, в некоторых вариантах осуществления, измерять упомянутую статистику в первом периоде управления скоростью и вычисляет упомянутые скорости на основе упомянутой измеренной статистики во втором периоде управления скоростью. Упомянутая статистика может, в некоторых вариантах осуществления, содержать дисперсии упомянутых канальных коэффициентов.
Декодер 104 обратной связи может, в некоторых вариантах осуществления, дополнительно содержать процессор 406 преобразования для преобразования упомянутых канальных коэффициентов с целью создания преобразованных канальных коэффициентов до декодирования. Упомянутый процессор 406 преобразования может, в некоторых вариантах осуществления, преобразовывать упомянутые канальные коэффициенты в коэффициенты частотной области. Декодер 104 обратной связи может, в некоторых вариантах осуществления, дополнительно содержать модуль 404 масштабирования для масштабирования упомянутых канальных коэффициентов на основе статистики упомянутых канальных коэффициентов и декодирования упомянутых масштабированных канальных коэффициентов. Декодер 110 квантования из состава декодера 104 обратной связи может, в некоторых вариантах реализации, быть реализован, используя декодер векторного квантователя с древовидной структурой.
Настоящее изобретение может, конечно, быть выполнено другими способами, нежели те, которые конкретно сформулированы здесь, не отступая от существенных характеристик изобретения. Настоящие варианты осуществлений нужно считать во всех отношениях иллюстративными и не ограничивающими, и все дисперсии, попадающие в пределы смыслового значения и эквивалентности прилагаемой формулы изобретения, подразумеваются охватываемыми ею.