ОЦЕНКА КАНАЛА С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ЧАСТОТНОГО СГЛАЖИВАНИЯ
CHANNEL ASSESSMENT WITH APPLICATION OF FREQUENCY SMOOTHING

Настоящая заявка на патент испрашивает приоритет по предварительной заявке № 60/896480, поданной 22 марта 2007 года, озаглавленной QUADRATURE IMBALANCE MITIGATION USING UNBIASED TRAINING SIGNALS, находящейся на рассмотрении; номер дела патентного поверенного 071040P1.
Настоящая заявка на патент является частичным продолжением заявки на выдачу патента США под номером 11/684566, поданной 9 марта 2007 года, озаглавленной QUADRATURE MODULATION ROTATING TRAINING SEQUENCE, находящейся на рассмотрении, переуступленной правопреемнику настоящей заявки и, таким образом, включенной в настоящий документ посредством ссылки.
Настоящая заявка на патент является частичным продолжением заявки на выдачу патента США под номером 11/755719, поданной 30 мая 2007 года, озаглавленной QUADRATURE IMBALANCE MITIGATION USING UNBIASED TRAINING SEQUENCES, номер дела патентного поверенного 060395B1, находящейся на рассмотрении, переуступленной правопреемнику настоящей заявки и, таким образом, включенной в настоящий документ посредством ссылки.
Настоящая заявка на патент является родственной заявке на выдачу патента США, озаглавленной QUADRATURE IMBALANCE ESTIMATION USING UNBIASED TRAINING SEQUENCES, номер дела патентного поверенного 060395B2, которая подана одновременно и переуступлена правопреемнику настоящей заявки и которая включена в настоящий документ посредством ссылки во всей своей полноте.
Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение в целом относится к оценке канала связи, в частности к системам и способам улучшения использования несмещенных настроечных последовательностей квадратурной модуляции при настройке оценок канала приемника посредством устранения ошибок квадратурного расхождения.
Уровень техники
Фиг.1 представляет схематичную блок-схему традиционных входных каскадов приемника (предшествующего уровня техники). Традиционный приемник беспроводной связи включает в себя антенну, которая преобразует излучаемый сигнал в проводимый сигнал. После некоторой начальной фильтрации проводимый сигнал усиливается. При условии достаточного уровня мощности частота несущей сигнала может преобразовываться смешиванием сигнала (преобразованием с понижением частоты) с сигналом гетеродина. Поскольку принятый сигнал подвергнут квадратурной модуляции, сигнал демодулируется посредством отдельных трактов I (синфазной составляющей) и Q (квадратурной составляющей) перед комбинированием. После преобразования частоты аналоговый сигнал может преобразовываться в цифровой сигнал с использованием аналого-цифрового преобразователя (АЦП) для обработки основной полосы. Обработка может включать в себя быстрое преобразование Фурье (БПФ).
Существует ряд ошибок, которые могут быть внесены в приемник, что пагубно влияет на оценки канала и восстановление заданного сигнала. Ошибки могут быть внесены из смесителей, фильтров и пассивных компонентов, таких как конденсаторы. Ошибки усиливаются, если они вызывают разбаланс между трактами I и Q. В попытке оценить канал и, таким образом, обнулить некоторые из этих ошибок системы связи могут использовать формат сообщения, который включает в себя настроечную последовательность, причем она может быть повторным или предопределенным символом данных. Например, с использованием системы мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) одна и та же точка синфазно-квадратурной (IQ) констелляции может передаваться повторно для каждой поднесущей.
В стремлении сберечь энергию в устройствах с батарейным питанием некоторые системы OFDM используют только одиночный символ модуляции для настройки. Например, стимулируется единственное направление в констелляции (например, тракт I), тогда как другое направление (например, тракт Q) не стимулируется. Такой же тип однонаправленной настройки также может использоваться с пилотными тонами. Примечание: скремблирование одиночного канала модуляции (например, канала I) со значениями символа ±1 не поворачивает точку констелляции и не обеспечивает стимулирования для квадратурного канала.
В присутствии разбаланса квадратурных трактов, который является преобладающим в системах с большой шириной полосы, вышеупомянутая энергосберегающая настроечная последовательность приводит к смещенной оценке канала. Смещенная оценка канала может хорошо выравнивать IQ-констелляцию в одном направлении (т.е. тракте I), но давать квадратурный разбаланс в ортогональном направлении. Предпочтительно, чтобы любой разбаланс был распределенным поровну между двумя каналами.
ωt + θ
θ
ωt
ε
ωt+
φ
φ
ε
φ
ε
ω
-ω
I
Q
Фиг.2 - блок-схема, иллюстрирующая квадратурный разбаланс на стороне приемника (предшествующего уровня техники). Хотя не показано, разбаланс стороны передатчика является аналогичным. Предположим, что тракт Q является опорным сигналом. Форма падающей волны описывается с помощью cos(), где  фаза канала. Тракт Q преобразуется с понижением частоты с помощью -sin(). Тракт I преобразуется с понижением частоты с помощью (1+2)cos(2Δ). 2Δи 2 представляют аппаратные разбалансы, соответственно ошибку по фазе и ошибку по амплитуде. Фильтры H и H низких частот являются разными для каждого тракта. Фильтры привносят дополнительное амплитудное и фазовое искажение. Однако эти дополнительные искажения сосредоточены внутри 2Δи 2. Примечание: эти два фильтра являются вещественными и оказывают влияние на + и  одинаковым образом.
При условии, что ошибки малы:
ε
ωt+
φ
ε
ωt
φ.
ωt
(1+2)cos(2Δ)≈(1+2)cos()-2Δsin()
ωt
φ
ωt
Первая составляющая справа, cos(), является идеальным трактом I, слегка масштабированным. Вторая составляющая, - 2Δ.sin(), является малой утечкой из тракта Q. После преобразования с понижением частоты падающего сигнала:
ε
θ
ε
θ
в тракте I: (1+2)cos()+2.sin().
θ
в тракте Q: sin().
Ошибки вызывают неправильную интерпретацию положений символов в констелляции квадратурной модуляции, которая, в свою очередь, приводит к неверно демодулированным данным.
Раскрытие изобретения
Приемники беспроводной связи предрасположены к ошибкам, вызванным недостатком допустимого отклонения в аппаратных компонентах, связанных со смесителями, усилителями и фильтрами. В квадратурных демодуляторах эти ошибки также могут вызывать разбаланс между трактами I и Q, приводя к неправильно обработанным данным.
Настроечный сигнал может использоваться для калибровки каналов приемника. Однако настроечный сигнал, который не возбуждает оба тракта I и Q, не решает проблемы разбаланса между двумя трактами. Несмещенный настроечный сигнал может использоваться для стимулирования обоих трактов I и Q, что приводит к лучшей оценке канала. Как правило, оценки канала выводятся из предопределенной информации, связанной с положительными или опорными (+f) поднесущими. Лучшие оценки канала могут быть получены, если также используются отрицательные или зеркальные (-f) поднесущие. Кроме того, посредством правильной комбинации смежных или почти смежных опорных поднесущих со смежными или почти смежными зеркальными поднесущими частотное сглаживание может применяться к настроечному сигналу, которое действует в качестве средства устранения ошибок смещения канала.
Соответственно, предусмотрен способ подачи сглаженного по частоте настроечного сигнала связи. Способ формирует сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал в передатчике квадратурной модуляции. Сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал включает в себя множество произведений пилот-сигналов, где каждое произведение пилот-сигналов включает в себя информацию комплексной плоскости, представленную опорной частотной поднесущей, умноженную на информацию комплексной плоскости, представленную зеркальной частотной поднесущей. Сумма множества произведений пилот-сигналов равна нулю. Способ подает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, так что он может передаваться в пределах одиночного периода символа.
Как правило, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал включает в себя множество смежных опорных частотных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих. Например, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может включать в себя группу смежных опорных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих.
В одном из аспектов сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может быть представлен, как изложено ниже:
i
im
Σ p p = 0, i = от 1 до n;
где p - опорная частотная поднесущая,
m
где p - зеркальная частотная поднесущая и
где n равно количеству произведений пилот-сигналов.
m
Также предложен способ вычисления оценки канала с использованием сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. Этот способ принимает сглаженную по частоте несмещенную настроечную последовательность в приемнике квадратурной демодуляции. Сглаженная по частоте несмещенная настроечная последовательность включает в себя множество произведений пилот-сигналов, где каждое произведение пилот-сигналов включает в себя предопределенную информацию (p) комплексной плоскости, представленную опорной частотной несущей (f), умноженную на предопределенную информацию (p) комплексной плоскости, представленную зеркальной частотной поднесущей (-f). Сумма множества произведений пилот-сигналов равна нулю. Способ обрабатывает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, формируя множество обработанных символов (y), представляющих информацию комплексной плоскости. Каждый обработанный символ (y) умножается на сопряженную величину соответствующего опорного сигнала (p*), и получается сглаженная по частоте оценка (h) канала.
Ниже представлены дополнительные подробности описанных выше способа, систем для формирования сглаженных по частоте несмещенных настроечных сигналов и систем для вычисления оценки канала с использованием сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 - блок-схема традиционных входных каскадов приемника (предшествующего уровня техники).
Фиг.2 - блок-схема, иллюстрирующая квадратурный разбаланс на стороне приемника (предшествующего уровня техники).
Фиг.3 - блок-схема, иллюстрирующая иллюстративную систему передачи данных.
Фиг.4 - блок-схема системы или устройства для подачи сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала.
Фиг.5 - схема, иллюстрирующая простой пример сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала.
Фиг.6 - схема, иллюстрирующая второй пример сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала.
Фиг.7 - схема, иллюстрирующая несмещенный настроечный сигнал, задействованный в качестве группы пилот-символов, сопровождающих символы связи.
Фиг.8 - схема, иллюстрирующая сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, задействованный в качестве преамбулы, предшествующей непредопределенным данным связи.
Фиг.9 - блок-схема системы или устройства для вычисления оценки канала с использованием сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала.
Фиг.10 иллюстрирует рабочую характеристику, достигаемую применением алгоритмов несмещенного настроечного сигнала к стандарту сверхширокополосной связи (WiMedia, UWB).
Фиг.11 - блок-схема последовательности операций способа, иллюстрирующая способ подачи сглаженного по частоте настроечного сигнала связи.
Фиг.12 - блок-схема последовательности операций способа, иллюстрирующая способ вычисления оценки канала с использованием сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала.
Осуществление изобретения
Различные варианты осуществления далее описаны со ссылкой на чертежи. В последующем описании с целью пояснения многочисленные специфические детали изложены для того, чтобы обеспечить исчерпывающее понимание одного или более аспектов. Однако очевидно, что такие варианты осуществления может быть осуществлены на практике без этих специфических деталей. В других случаях широко известные конструкции и устройства проиллюстрированы в виде блок-схемы для того, чтобы облегчить описание этих вариантов осуществления.
Используемые в этой заявке термины «процессор», «устройство обработки», «компонент» «модуль», «система» и тому подобные, предназначены для указания на имеющую отношение к компьютеру сущность, любую из аппаратных средств, аппаратно реализованного программного обеспечения, комбинации аппаратных средств и программного обеспечения, программного обеспечения или программного обеспечения в ходе выполнения. Например, компонент может быть, но не в качестве ограничения, процессом, работающим на процессоре, функциональным преобразованием, процессором, объектом, исполняемым файлом, потоком управления, программой и/или компьютером. В качестве иллюстрации, как приложение, работающее на вычислительном устройстве, так и вычислительное устройство могут быть компонентом. Один или более компонентов могут находиться в пределах процесса и/или потока управления, и компонент может быть локализован на одном компьютере и/или распределен между двумя или более компьютерами. Кроме того, эти компоненты могут приводиться в исполнение с различных машиночитаемых носителей, содержащих различные структуры данных, сохраненные на них. Компоненты могут поддерживать связь посредством локальных и/или удаленных процессов, например, в соответствии с сигналом, содержащим один или более пакетов данных (например, данных из одного компонента, взаимодействующего с другим компонентом в локальной системе, распределенной системе, и/или через сеть, такую как сеть Интернет, с другими системами посредством сигнала).
Различные варианты осуществления будут представлены в показателях систем, которые могут включать в себя некоторое количество компонентов, модулей и т.п. Понятно, что различные системы могут включать в себя дополнительные компоненты, модули и т.п. и/или могут не включать в себя все компоненты, модули и т.п., обсужденные со ссылками на чертежи. Сочетание этих подходов также может использоваться.
Различные иллюстративные логические блоки, модули и схемы, которые описаны, могут быть осуществлены или выполнены с помощью процессора общего применения, цифрового сигнального процессора (ЦСП), специализированной интегральной схемы (ASIC), программируемой пользователем вентильной матрицы (FPGA) или другого программируемого логического устройства, дискретной вентильной или транзисторной логики, дискретных компонентов аппаратных средств или любой их комбинации, предназначенной для выполнения функций, описанных в материалах настоящей заявки. Процессором общего применения может быть микропроцессор, но в альтернативном варианте процессором может быть любой традиционный процессор, контроллер, микроконтроллер или конечный автомат. Процессор также может быть осуществлен в виде комбинации вычислительных устройств, например сочетания ЦСП и микропроцессора, множества микропроцессоров, одного или более микропроцессоров в соединении с ЦСП-ядром или любой другой такой конфигурации.
Способы или алгоритмы, описанные в связи с вариантами осуществления, раскрытыми в материалах настоящей заявки, могут быть осуществлены непосредственно в аппаратных средствах, в модуле программного обеспечения, приводимого в исполнение процессором, или в сочетании и того и другого. Модуль программного обеспечения может размещаться в оперативной памяти, флэш-памяти, ПЗУ, памяти типа EPROM, памяти типа EEPROM, регистрах, на жестком диске, сменном диске, компакт-диске или любой другой форме носителя данных, известной в данной области техники. Носитель данных может быть соединен с процессором, так чтобы процессор мог считывать информацию и записывать информацию на носитель данных. В альтернативном варианте носитель данных может быть составляющей частью процессора. Процессор и носитель данных могут находиться в ASIC. ASIC может находиться на узле или в другом месте. В альтернативном варианте процессор и запоминающий носитель могут находиться в качестве дискретных компонентов на узле или в другом месте в сети доступа.
Фиг.3 - блок-схема, изображающая иллюстративную систему 300 передачи данных. Процессор 302 основной полосы частот имеет вход на линии 304, чтобы принимать цифровую информацию с уровня управления доступом к среде передачи (MAC). В одном из аспектов процессор 302 основной полосы частот включает в себя кодер 306, имеющий вход на линии 304, чтобы принимать цифровую (MAC) информацию, и выход на линии 308, чтобы выдавать кодированную цифровую информацию в частотной области. Для перемежения кодированной цифровой информации может использоваться перемежитель 310, подающий перемеженную информацию в частотной области на линию 312. Перемежитель 310 является устройством, которое преобразует одиночный высокоскоростной входной сигнал в множество параллельных потоков с низшей скоростью передачи, где каждый поток с низшей скоростью передачи ассоциирован с конкретной поднесущей. Обратное быстрое преобразование 314 Фурье (обратное БПФ, IFFT) принимает информацию в частотной области, выполняет операцию обратного БПФ над входной информацией и подает цифровой сигнал временной области на линию 316. Цифроаналоговый преобразователь 318 преобразует цифровой сигнал на линии 316 в аналоговый сигнал основной полосы на линии 320. Как более подробно описано ниже, передатчик 322 модулирует сигнал основной полосы и подает модулированный сигнал несущей в качестве выходного сигнала на линии 324. Примечание: альтернативные конфигурации схем, способные к выполнению таких же функций, как описанные выше, вероятно, известны специалистам в данной области техники. Хотя и не проиллюстрировано в прямой форме, система приемника могла бы состоять из подобного набора компонентов для обратной обработки информации, принятой с передатчика.
Фиг.4 - блок-схема системы или устройства для подачи сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. Система 400 содержит передатчик или средство 402 генератора сигналов, имеющее вход на линии 404 для приема настроечной информации, обычно в цифровом виде. Например, информация может поставляться с уровня MAC. Передатчик 402 имеет выход на линии 406 для подачи квадратурно модулированного и сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала.
Передатчик 402 может включать в себя подсистему 407 передатчика, такую как радиочастотная (РЧ, RF) подсистема передатчика, которая использует антенну 408 для связи через воздушную или вакуумную среды. Однако должно быть понятно, что изобретение применимо к любой среде связи (например, беспроводной, проводной, оптической), допускающей перенос квадратурно модулированной информации. Подсистема 407 передатчика включает в себя тракт 410 синфазной (I) модуляции, или средство для формирования настроечной информации модуляции I. Подсистема 407 передатчика также включает в себя тракт 412 квадратурной (Q) модуляции, или средство для формирования настроечной информации модуляции Q. Информация тракта I на линии 404a преобразуется с повышением частоты в смесителе 414 с несущей fc, в то время как информация тракта Q на линии 404b преобразуется с повышением частоты в смесителе 416 со сдвинутым по фазе вариантом несущей (fc + 90°). Тракт 410 I и тракт 412 Q суммируются на сумматоре 418 и подаются по линии 420. В некоторых аспектах сигнал усиливается в усилителе 422 и подается на антенну 408 по линии 406, где излучаются сглаженные по частоте несмещенные настроечные сигналы. Тракты I и Q в качестве альтернативы могут упоминаться как каналы I и Q. Сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал также может упоминаться как сбалансированная по частоте настроечная последовательность и является частью большего класса сбалансированных или несмещенных настроечных сигналов, описанных в родственных заявках и подробно ниже.
Сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал включает в себя множество произведений пилот-сигналов, где каждое произведение пилот-сигналов включает в себя информацию комплексной плоскости, представленную опорной частотной поднесущей, умноженную на информацию комплексной плоскости, представленную зеркальной частотной поднесущей. Сумма множества произведений пилот-сигналов равна нулю. Передатчик 402 подает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал в пределах одиночного периода символа.
Не показано, но в качестве альтернативы компоненты сглаженного по частоте настроечного сигнала (FSTS), например, подаются последовательно или подаются в пакетном режиме и собираются в памяти (не показана). Как только собран полный FSTS, он может выдаваться для использования в пределах одиночного периода символа. В этом аспекте средства памяти/сбора и комбинирования могут считаться частью передатчика 402, даже если они задействованы в отдельных модулях или устройствах (не показаны). Должно быть понятно, что в некоторых аспектах передатчик 402 действует в качестве формирования сигнала, в то время как фактическая отправка FSTS через среду связи выполняется другими модулями или устройствами.
Обычно передатчик 402 также отправляет квадратурно модулированные (непредопределенные) данные связи. Сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал используется приемником (не показан) для создания оценок канала, которые дают непредопределенным данным связи возможность восстанавливаться более точно. В одном из аспектов квадратурно модулированные данные связи отправляются после отправки несмещенной настроечной последовательности. В другом аспекте несмещенная настроечная последовательность отправляется одновременно с данными связи в виде пилот-сигналов. Система не ограничена никаким конкретным временным соотношением между настроечным сигналом и квадратурно модулированными данными связи.
Сообщение представляет собой группирование символов в предопределенном формате. Сообщение может иметь длительность в несколько периодов символов. Один или более символов могут передаваться каждый период символов. Некоторые сообщения включают в себя преамбулу, предшествующую основной части сообщения. Например, сообщение может быть сформировано в качестве длинного пакета, содержащего много символов OFDM, CDMA или TDMA.
FSTS может состоять из 2 или более чем 2 произведений пилот-сигналов. В одном из аспектов передатчик 402 формирует сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, включающий в себя множество смежных опорных частотных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих. Обычно опорные поднесущие и соответствующие зеркальные поднесущие находятся в пределах относительно плотной (в спектральном отношении) близости. Например, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может включать в себя группу смежных опорных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих. Промежуточная поднесущая, например, может быть поднесущей, переносящей (непредопределенные) данные связи или другую информацию, не связанную с настроечным сигналом. В одном из вариантов группа включает в себя все опорные и зеркальные поднесущие в FSTS.
В другом аспекте сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может быть представлен, как изложено ниже:
i
im
Σ p p = 0, i = от 1 до n;
где p - опорная частотная поднесущая,
m
где p - зеркальная частотная поднесущая и
где n равно количеству произведений пилот-сигналов.
Как отмечено выше, сумма произведений пилот-сигналов равна нулю. Однако, вследствие системных ошибок сумма иногда может более точно указываться как находящаяся около нуля. При анализе наихудшего случая L произведений пилот-сигналов интегрируются, как изложено ниже:
i
im
|sum p·p| = L.
i
im
Если L равно 100% и если |sum p·p| = L/4, то ошибка составляет 25%. Сглаженная по частоте несмещенная настроечная последовательность с ошибкой в 25% по-прежнему дает превосходные результаты. Если используется L/2 (ошибка в 50%), получаются хорошие результаты, так как синфазно-квадратурные помехи от оценки канала все еще ослабляются на 6 дБ.
Как более подробно пояснено ниже, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может быть представлен с использованием взвешенных произведений пилот-сигналов, как изложено ниже:
i
i
im
Σ w p p = 0, i = от 1 до n;
где w - весовой коэффициент.
В одном из аспектов уникальный вес, ассоциативно связанный с некоторыми из произведений пилот-сигналов, может быть единицей (нормированным). В некоторых аспектах отдельные весовые коэффициенты имеют приблизительно одинаковое значение и весовой коэффициент может удаляться из уравнения как константа.
Фиг.5 - схема, иллюстрирующая простой пример сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. Первое произведение пилот-сигналов имеет опорную поднесущую 500 на частоте +f, представляющей информацию в качестве первого значения комплексной плоскости, и зеркальную поднесущую 502 на частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости. Здесь «стрелки» поднесущих могут быть представлены в качестве фазоров, имеющих амплитуду 1 и угол в 90 градусов. Второе произведение пилот-сигналов имеет опорную поднесущую 504 на частоте (f+1), смежной частоте +f, представляющей первое значение комплексной плоскости, и зеркальную поднесущую 506 на частоте -(f+1), смежной частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости +180 градусов. Чтобы продолжить этот пример, стрелка, представляющая зеркальную поднесущую 506, должна была бы иметь амплитуду 1 и угол в 270 градусов.
Хотя все поднесущие имеют одинаковое значение, нормированное к 1, в этом примере, должно быть понятно, что более сложные варианты этого примера могут использовать неравномерные амплитуды. Подобным образом, FSTS не ограничен использованием только углов в 90 градусов и 270 градусов. Кроме того, хотя проиллюстрирован пример только 2 пилот-сигналов, такая же методология могла бы применяться к FSTS с более чем 2 произведениями пилот-сигналов. Например, проиллюстрированный FSTS мог бы быть модифицирован для добавления третьего произведения пилот-сигналов (не проиллюстрировано) с поднесущей на частоте (f-1), смежной частоте +f, представляющей первое значение комплексной плоскости, и зеркальной поднесущей на частоте -(f-1), смежной частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости +180 градусов.
Фиг.6 - схема, иллюстрирующая второй пример сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. Первое произведение пилот-сигналов имеет опорную поднесущую 600 на частоте +f, представляющей информацию в качестве первого значения комплексной плоскости, и зеркальную поднесущую 602 на частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости. Вновь «стрелки» поднесущих могут быть представлены в качестве фазоров, имеющих амплитуду 1 и угол в 90 градусов. Второе произведение пилот-сигналов имеет опорную поднесущую 604 на частоте (f+1), смежной частоте +f, представляющей первое значение комплексной плоскости +90 градусов, и зеркальную поднесущую 606 на частоте -(f+1), смежной частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости -90 градусов. Чтобы продолжить этот пример, стрелка, представляющая опорную поднесущую 604, должна была бы иметь амплитуду 1 и угол в 180 градусов, а зеркальная поднесущая 606 - амплитуду 1 и угол 0 градусов.
Вновь в этом примере поднесущие имеют одинаковое значение, нормированное к 1, и должно быть понятно, что более сложные варианты этого примера могут использовать неравномерные амплитуды. Подобным образом, FSTS не ограничен использованием только углов в 0 градусов, 90 градусов и 180 градусов. Кроме того, хотя проиллюстрирован пример только 2 пилот-сигналов, такая же методология могла бы применяться к FSTS с более чем 2 произведениями пилот-сигналов. Например, проиллюстрированный FSTS мог бы быть модифицирован для добавления третьего произведения пилот-сигналов (не проиллюстрировано) с поднесущей на частоте (f-1), смежной частоте +f, представляющей первое значение комплексной плоскости +90 градусов, и зеркальной поднесущей на частоте -(f-1), смежной частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости -90 градусов.
Фиг.7 - схема, иллюстрирующая несмещенный настроечный сигнал, задействованный в качестве группы пилот-символов, сопровождающих символы связи. В одном из аспектов в дополнение к приему настроечной информации, передатчик принимает (непредопределенные) данные связи. Затем несмещенный сглаженный по частоте настроечный сигнал формируется P произведениями пилот-сигналов наряду с (N-P) символами (поднесущих) данных связи. В итоге N поднесущих подаются в одном периоде символа, в т.ч. сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал и квадратурно модулированные данные связи. Многие системы связи, такие как совместимые с IEEE 802.11 и СШП, используют пилот-сигналы для целей регулирования канала.
В качестве альтернативы компоненты сглаженного по частоте настроечного сигнала (FSTS), или символы данных связи, либо те и другие могут подаваться последовательно или подаваться в пакетном режиме и собираться в памяти (не проиллюстрирована). Как только все символы в периоде символа собраны, они могут выдаваться для использования в пределах одиночного периода символа. В этом аспекте средства памяти/сбора и комбинирования могут считаться частью передатчика, даже если они задействованы в отдельных модулях или устройствах.
Фиг.8 - схема, иллюстрирующая сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, задействованный в качестве преамбулы, предшествующей непредопределенным данным связи. Как проиллюстрировано, передатчик подает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал в первом периоде символа с использованием группы опорных частотных поднесущих и соответствующих зеркальных частотных поднесущих. Передатчик принимает данные связи, формирует квадратурно модулированные данные связи в группе опорных частотных поднесущих и соответствующих зеркальных частотных поднесущих и подает квадратурно модулированные данные связи во втором периоде символа, следующим за первым периодом символа.
Хотя явно отмечены только первый и второй периоды символа, должно быть понятно, что преамбула может состоять из множества периодов символов, с FSTS, используемым в некоторых или во всех из периодов символов преамбулы. Подобным образом, данные связи могут выдаваться в множестве периодов символов (не проиллюстрированы) вслед за преамбулой. Например, система сверхширокополосной (СШП) связи использует 6 периодов символов, передаваемых перед передачей данных связи или маяковым сигналом. Поэтому один или более 6 периодов символов могут использоваться для передачи FSTS.
Хотя и не проиллюстрировано особым образом, но передатчик по фиг.4 или элементы передатчика могут быть задействованы в качестве устройства обработки для формирования сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. В таком случае устройство обработки содержало бы модуль генератора сигналов, имеющий вход для приема настроечной информации и выход для подачи квадратурно модулированного и сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. Как приведено выше, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал включал бы в себя множество произведений пилот-сигналов, где каждое произведение пилот-сигналов включает в себя информацию комплексной плоскости, представленную опорной частотной несущей, умноженную на информацию комплексной плоскости, представленную зеркальной частотной поднесущей. Как также приведено выше, сумма множества произведений пилот-сигналов равна нулю. Модуль генератора сигналов выдавал бы сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал в пределах одиночного периода символа.
Фиг.9 - блок-схема системы или устройства для вычисления оценки канала с использованием сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. Система или устройство 900 содержит приемник квадратурной демодуляции или средство 902 приема, имеющее вход на линии 904 для приема частотно сглаженного несмещенного настроечного сигнала. Как и передатчик по фиг.4, приемник 902 может быть радиочастотным устройством, присоединенным к антенне 905 для приема излучаемой информации. Однако приемник в качестве альтернативы может принимать несмещенную настроечную последовательность через проводную или оптическую среду (не проиллюстрирована).
m
Приемник 902 имеет тракт 906 синфазной (I) демодуляции для приема настроечной информации демодуляции I. Тракт 908 квадратурной (Q) демодуляции принимает настроечную информацию демодуляции Q. Как правило, приемник 902 включает в себя аналого-цифровые преобразователи 909 (АЦП), преобразователь 910 быстрого преобразования Фурье (БПФ), перемежитель 912 и декодер 914. Приемник подает настроечную информацию в ответ на прием FSTS. Сглаженная по частоте несмещенная настроечная последовательность включает в себя множество множества произведений пилот-сигналов. Произведение пилот-сигналов включает в себя предопределенную информацию (p) комплексной плоскости, представленную опорной частотной поднесущей (f), умноженную на предопределенную информацию (p) комплексной плоскости, представленную зеркальной частотной поднесущей (-f). Сумма множества произведений пилот-сигналов равна нулю.
*
Процессор или средство 916 обработки имеет вход на линии 918 для приема настроечной информации, процессор формирует множество обработанных символов (y), представляющих информацию комплексной плоскости. Процессор 916 умножает каждый обработанный символ (y) на сопряженную величину соответствующего опорного сигнала (p) и подает сглаженную по частоте оценку (h) канала на выходе по линии 920. В некоторых аспектах приемник 902 подает настроечную информацию в качестве выходного сигнала АЦП 909. В этом аспекте БПФ, перемежитель и процессы декодирования или их эквиваленты выполняются процессором 916.
FSTS состоит из 2 или более произведений пилот-сигналов. В одном из аспектов приемник принимает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, включающий в себя множество смежных опорных частотных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих. Значение «смежный» зависит от расстановки поднесущих, частоты и других характеристик модуляции. В другом аспекте сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал включает в себя группу смежных опорных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих. Эта группа может включать в себя все или только подмножество всех поднесущих в FSTS.
Принятый сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может быть выражен в качестве переданного FSTS, как изложено ниже:
i
im
Σ p p = 0, i = от 1 до n;
где p - опорная частотная поднесущая,
m
где p - зеркальная частотная поднесущая и
где n равно количеству произведений пилот-сигналов.
Подобно переданному FSTS, принятый FSTS может включать в себя взвешенные произведения пилот-сигналов, как изложено ниже:
i
i
im
Σ w p p = 0, i = от 1 до n;
где w - весовой коэффициент.
Два примера переданного FSTS были описаны на фиг.5 и 6. Эти же самые примеры являются действительными примерами принятого FSTS.
В одном из аспектов приемник 902 может принимать несмещенный сглаженный по частоте настроечный сигнал с P произведениями пилот-сигналов и (N - P) символами данных связи в одном и том же периоде символа и выдавать как настроечную информацию, так и данные связи (также см. фиг.7). В еще одном аспекте приемник 902 принимает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал в первом периоде символа с группой опорных частотных поднесущих и соответствующих зеркальных частотных поднесущих. Приемник также принимает квадратурно модулированные данные связи в группе опорных частотных поднесущих и соответствующих зеркальных частотных поднесущих во втором периоде символа, следующем за первым периодом символа, и подает данные связи (см. фиг.8).
m
Хотя и не проиллюстрировано особым образом, но приемник фиг.9 также может быть задействован в качестве устройства обработки для вычисления оценки канала с использованием сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. В таком случае устройство обработки содержит модуль приемника, имеющий вход для приема сглаженной по частоте несмещенной настроечной последовательности и выход для подачи настроечной информации. Как приведено выше, сглаженная по частоте несмещенная настроечная последовательность включает в себя множество произведений пилот-сигналов, где каждое произведение пилот-сигналов включает в себя предопределенную информацию (p) комплексной плоскости, представленную опорной частотной поднесущей (f), умноженную на предопределенную информацию (p) комплексной плоскости, представленную зеркальной частотной поднесущей (-f). Как также приведено выше, сумма множества произведений пилот-сигналов равна нулю.
*
Модуль расчета имеет вход для приема настроечной информации. Модуль расчета формирует множество обработанных символов (y), представляющих информацию комплексной плоскости, умножает каждый обработанный символ (y) на сопряженную величину соответствующего опорного сигнала (p) и подает сглаженную по частоте оценку (h) канала на выходе.
Настроечные сигналы, задействованные в преамбуле или в качестве пилот-сигналов, подобны по той причине, что информационный контент переданных данных обычно является предопределенными или «известными» данными, которые позволяют приемнику калиброваться и производить измерения канала. При приеме (непредопределенных) данных связи есть 3 неизвестных: сами данные, канал и шум. Приемник не в состоянии калиброваться в отношении шума, поскольку шум изменяется случайным образом. Канал является измерением, в большинстве случаев ассоциативно связанным с задержкой и многолучевым распространением. За относительно короткие периоды времени ошибка, являющаяся следствием многолучевого распространения, может измеряться, если используются предопределенные данные, такие как настроечные или контрольные сигналы. Поскольку канал известен, это измерение может использоваться для устранения ошибок в принятых (непредопределенных) данных связи. Поэтому некоторые системы подают настроечный сигнал для измерения канала до того, как начинается декодирование данных.
Однако канал может изменяться, например, по мере того, как передатчик или приемник перемещается в пространстве или дрейфуют тактовые генераторы. Отсюда многие системы продолжают отправлять дополнительные «известные» данные наряду с «неизвестными» данными для того, чтобы отслеживать медленные изменения в канале.
Хотя и не проиллюстрировано особым образом, но передатчик по фиг.4 и приемник по фиг.9 могут быть объединены для формирования приемопередатчика. Фактически передатчик и приемник такого приемопередатчика могут совместно использовать элементы, такие как антенна, процессор основной полосы частот и схемы уровня MAC. Пояснения, произведенные выше, предназначены для описания приемопередатчика, который как передает несмещенные настроечные последовательности, так и рассчитывает несмещенные оценки канала на основании приема несмещенных настроечных последовательностей из других приемопередатчиков в сети устройств.
Функциональное описание
Современные системы связи с высокоскоростной передачей данных передают сигналы по двум отдельным каналам, синфазному и квадратурно-фазному каналам (I и Q). Два канала формируют двумерную (2D) констелляцию в комплексной плоскости. QPSK и QAM являются примерами групп. Каналы I и Q могут переноситься радиочастотными аппаратными средствами, которые не могут быть полностью сбалансированными вследствие разбросов в радиочастотных компонентах, которые дают в результате синфазно-квадратурный разбаланс. Во все более распространенных системах прямого преобразования появляющийся разбаланс даже более велик. IQ-разбаланс искажает констелляцию и вызывает перекрестные помехи между каналами I и Q: сигнал создает помеху сам себе. Увеличение мощности передачи не помогает, поскольку самогенерируемые взаимные помехи увеличиваются вместе с мощностью сигнала. Отношение сигнал/шум (SINR) достигает верхнего предела, который накладывает ограничение на наибольшую скорость передачи данных, достигаемую с установленными радиочастотными аппаратными средствами. Дорогой способ решения для проблемы увеличения скорости передачи данных состоит в том, чтобы использовать более сложные и дорогостоящие аппаратные средства. Возможное менее дорогое решение состоит в том, чтобы цифровым образом оценивать IQ-разбаланс и компенсировать его. Концепции алгоритмов цифровой оценки и компенсации были развиты ранее в данной области техники. Однако решения имеют тенденцию быть дорогостоящими, так как они не полагаются на специальный тип настроечной последовательности. Эти решения зачастую учитывают разбаланс только на одной стороне, обычно в приемнике.
Ниже приведены примеры, которые сосредоточены на мультиплексировании с ортогональным частотным разделением (OFDM) с проникновением в суть систем временной области, которое рассматривает сквозной разбаланс, от передатчика до приемника. Более того, в OFDM разбаланс моделируется в качестве функции частоты, принимая в расчет разброс в частотной характеристике фильтров.
Представлено два вида усовершенствований: одно при нулевых затратах, которое оценивает помехи от оценки канала посредством использования несмещенной настроечной последовательности. Достигаются существенные выгоды, так как ошибка оценки канала часто является более пагубной для рабочих характеристик, чем ошибка в самих данных. Второе, с относительно низкими затратами, усовершенствование компенсирует искажение данных, если необходима большая выгода.
Модель IQ-разбаланса приведена ниже. Предложен анализ, чтобы показать, каким образом традиционная оценка канала, использующая настроечные последовательности, может подавлять часть IQ-разбаланса. Затем предложено прямое расширение для вычисления параметров IQ-разбаланса, доказывающее, что алгоритмы эффективны. С использованием оцененных параметров представлен простой алгоритм компенсации для ослабления искажения данных. Также приведены результаты имитационного моделирования для СШП связи WiMedia, а также предложения для внесения поправок в стандарт.
Модель IQ-разбаланса
IQ-разбаланс возникает, когда не сохраняются (амплитудный) баланс мощности или ортогональность (фаза) между синфазным (I) и квадратурным (Q) каналами. IQ-разбаланс поэтому характеризуется амплитудным разбалансом 2ε и фазовым разбалансом 2Δφ.
Сигналы временной области
Комплексный символ x передается и принимается через каналы I и Q. В идеальном канале без помех символ x принимается неповрежденным. Но в присутствии IQ-разбаланса, вероятно, принимается зашумленный или искаженный вариант.
Y=αx + βx<sup>*</sup>
(1)
где
A = cos(Δφ)+jεsin(Δφ),
B = εcos(Δφ)-j sin(Δφ)
(2)
1
являются комплексными величинами, моделирующими разбаланс, α≈1, а β≈0. Нелинейная модель () линеаризована посредством векторной формы
→ Y = BX
(3)
t
r
B - матрица разбаланса. Вторая строка является рудиментарной, поскольку она является скопированным вариантом первой строки. Но она дает одинаковую размерность и тип входа и выхода, так что блоки разбаланса в передатчике и приемнике могут быть конкатенированы, как описано ниже. Матрица разбаланса в передатчике определена посредством B, а в приемнике она определена посредством B.
Одноотводный канал
Рассматривается одноотводный канал, пригодный для OFDM. Одноотводный канал h в подходящей матричной форме определяется как
H = <img file="00000002.tif" he="12" wi="15" img-content="undefined" img-format="tif" />
(4)
n
n
*
T
С разбалансом в передатчике и приемнике и при нормальном белом гауссовом шуме (AWGN) n в векторной форме N = () принятый сигнал выражается в виде комбинации линейных блоков
r
t
Y = BHBX + N
H'X + N
→ y = h'x + β'x<sup>*</sup> + n
(5)
Общий результат состоит в том, что IQ-разбаланс и канал комбинируются, чтобы создать глобальный канал h', плюс нежелательное искажение или помеха, характеризующиеся глобальным параметром β' разбаланса. Глобальный параметр β' разбаланса изменяется, когда изменяется канал, и может нуждаться в регулярной оценке.
*
Затем рассматривается состояние, где символ x вместо охвата полной комплексной плоскости ограничен заданной (одномерной, 1D) осью. Например, ось может быть ассоциирована с модуляцией BPSK, вещественной осью, мнимой осью или любой осью, расположенной между ними. В этом случае можно написать x = kx, где k - комплексная константа (поворот), а
Y = (h' + β'k)x + n
<img file="00000003.tif" he="6" wi="3" img-content="undefined" img-format="tif" /> h"x + n
(6)
Если x ограничен единственной осью, IQ-разбаланс стремится к нулю, становясь неотъемлемой частью общей характеристики канала.
Сигналы частотной области
j2πft
1
Несмотря на то что предыдущая модель применяется к сигналам временной области, далее рассмотрена модификация, где интересующий сигнал x задан в частотной области, на частоте f. Во временной области этот сигнал переносится комплексным тоном xe. Заменяя выражения в уравнении (), получаем:
αxe<sup>j2πft</sup> + βx<sup>*</sup>e<sup>-j2πft</sup>
(7)
m
В OFDM помехи, создаваемые IQ-разбалансом, не обнаруживаются на той же самой частоте f, а скорее на зеркальной частоте -f и наоборот. То что передается на частоте -f, создает помеху на частоте +f. Если сигнал x является сигналом, передаваемым на частоте -f, где индекс m обозначает параметр на зеркальной частоте -f, то на частоте -f получается следующее
α<sub>m</sub>x<sub>m</sub>e<sup>-j2πft</sup> + β<sub>m</sub>x<sub>m</sub> <sup>*</sup>e<sup>j2πft</sup>
(8)
Использовалось обобщение уравнений во временной области. Параметры α и β IQ-разбаланса здесь являются функцией частоты. Это моделирует разбаланс, обусловленный отличающимися фильтрами (основной полосы) нижних частот или полосовыми (ПЧ, IF) фильтрами в системе. Тракты I и Q не могут иметь точно соответствующих одинаковых фильтров, а отсюда разбаланс меняется в зависимости от частоты. В системах временной области эта разновидность разбаланса существует, но она является очень дорогостоящей для компенсации. Требуется компенсатор и расширение модели, чтобы иметь дело с разными свертками в разных каналах. Поэтому во временной области используется объемный или средний разбаланс. Системы частотной области способны использовать в своих интересах обыкновенную конструкцию компенсатора и моделировать разбаланс на почастотной основе.
7
8
Если выход уравнений () и () объединяется по каждой поднесущей, наблюдается следующее
m
m
*
j2πft
Y = (αx + βx )e
y<sub>m</sub> = (α<sub>m</sub>x<sub>m</sub> + βx<sup>*</sup>)e<sup>-j2πft</sup>
(9)
Опуская поднесущие (автоматически обрабатываемые посредством БПФ), линейная функция модели сигналов на +f и -f может быть записана в качестве
→ Y = BX
(10)
m
В модели частотной области вторая строка больше не является рудиментарной. Модель, в едином представлении, имеет дело с парой зеркальных частот. Одноотводный канал h на частоте f и h на частоте -f моделируется матрицей
H = <img file="00000006.tif" he="13" wi="15" img-content="undefined" img-format="tif" />.
(11)
m
Т
Шум n AWGN на частоте f и n на частоте -f образуют вектор N = () шума. Сквозной моделью является
r
t
Y = BHBX + N
H'X + N
m
m
*
→ y = h'x + β'x  + n
y<sub>m</sub> = h<sub>m</sub>'x<sub>m</sub> + β'x<sup>*</sup> + n<sub>m</sub>
(12)
m
m
h', h' - отводы глобального канала, а β', β' - глобальные параметры разбаланса. Параметры разбаланса изменяются, когда изменяются каналы, и могут нуждаться в регулярной оценке.
Поскольку IQ-разбаланс формирует помехи исключительно от зеркальной частоты, примечательны два интересных случая. Если на зеркальной частоте не передается никаких сигналов или канал достигает высшей отметки затухания, не создается никаких помех. Если, с другой стороны, сигнал или канал являются мощными, помехи могут быть значительными. Отсюда в OFDM влияние IQ-разбаланса является более проблематичным.
Традиционная оценка канала
Перед рассмотрением алгоритмов компенсации показано, как без затрат может быть решена половина проблемы, просто посредством использования несмещенной настроечной последовательности. Несмещенная настроечная последовательность полностью устраняет помехи из оценки канала, заметно улучшая рабочие характеристики. Фактически ошибка в оценке канала часто более пагубна, чем ошибка в данных, так как оценка канала имеет тенденцию создавать смещение в группе.
12
m
*
Модель () стимулируется пилот-сигналами. На частоте +f передается пилот-сигнал p, а на частоте -f пилот-сигнал p. При условии, что без потери обобщения пилот-сигналы имеют единичную норму (канал несет эффективную мощность), традиционная оценка канала на частоте f получается коррекцией поворота посредством p
<img file="00000009.tif" he="5" wi="4" img-content="undefined" img-format="tif" />= h'pp<sup>*</sup> + β'<sub>m</sub>p<sub>m</sub> <sup>*</sup>p<sup>*</sup> + n = h' + β'<sub>m</sub>p<sub>m</sub> <sup>*</sup>p<sup>*</sup> + n
(13)
m
m
m
*
*
*
*
Посредством усреднения нескольких замеров канала шум автоматически снижается (для ясности, коррекция поворота шума опущена). Что касается члена β'p p, многие системы OFDM (например, СШП связь WiMedia) используют настроечную последовательность, которая является просто повторяемым символом. Поэтому этот член не затухает при усреднении. Применение скремблирования +1 или -1 к взятому в целом символу OFDM не помогает, так как ничто не меняется, когда обращается знак обоих p и p . Скорее, достигается следующее: после накопления некоторого количества замеров сумма произведений сводится к нулю
Σ <sub>i</sub>p<sub>i</sub>p<sub>im</sub> = 0
(14)
Часто настроечная последовательность состоит из одинакового количества символов, и достаточно гарантировать, что каждая пара суммируется в ноль
p<sub>1</sub>p<sub>1m</sub> + p<sub>2</sub>p<sub>2m</sub> = 0
(15)
Таблица 1Примеры несмещенных настроечных последовательностей
P<sub>2</sub>=jp<sub>1</sub>
Второй настроечный символ является поворотом на 90 градусов первого настроечного символа
P<sub>2</sub> = p<sub>1</sub>, p<sub>2m</sub> = - p<sub>1m</sub>
Для положительных частот сохраняют постоянный пилот-сигнал, для отрицательных частот постоянно инвертируют знак
1
Примеры простых последовательностей, которые удовлетворяют условию, приведены в таблице . Эти типы настроечных последовательностей указаны в качестве несмещенных настроечных последовательностей, так как, с одной стороны, создаются несмещенные оценки канала, а с другой стороны, настроечные сигналы равным образом покрывают измерения I и Q комплексной плоскости во временной области. Например, несмещенная настроечная последовательность не концентрируется только вдоль вещественной оси.
i
i
im
i
im
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
im
jθ
-jθ
2
В качестве доказательства: рассмотрим комплексный скаляр a = pe = pe с единичной нормой, находящийся на равном расстоянии между точками p и p. Во временной области пилот-сигналы суммируются в 2acos(2πft + θ). Во временной области и при заданном символе OFDM 2 зеркальных пилот-сигнала перекрывают единственное направление, определенное комплексной константой a. Если передается L символов, полной (либо средней, либо накопленной) мощностью в направлении φ является Σ|a exp(-jφ)| = 0,5 L + 0,5 exp(-2jφ) Σaa. Эта мощность постоянна в любом направлении φ тогда и только тогда, когда Σ aa ≡ Σ pp = 0. Достигается равномерное покрытие комплексной плоскости.
Оценка синфазно-квадратурного расхождения
m
m
m
m
12
14
*
После оценки глобального канала h' рассматривается оценка глобального параметра β' разбаланса. Тщательный анализ уравнения () показывает, что этот параметр может быть получен некоторым образом, прямо подобным способу для традиционной оценки канала. То есть β' может трактоваться подобным «каналу», несущему пилот-сигнал p . Отсюда оценка расхождения может быть получена коррекцией поворота посредством p. Условие для несмещенной оценки разбаланса идентично уравнению ().
2
Подводя итог вышесказанному, с использованием несмещенных настроечных последовательностей и двух традиционных оценок канала получаются хорошие оценки сквозного канала и параметра разбаланса (таблица ).
Таблица 2: Алгоритм оценки
H'
β'<sub>m</sub>
Коректировать поворот посредством p<sup>*</sup>
Корректировать поворот посредством p<sub>m</sub>
Сглаживание по смежным поднесущим
В дополнение к усреднению по смежным символам OFDM оценка канала может быть сглажена по смежным поднесущим в пределах одного символа. В OFDM циклический префикс сделан коротким, и предполагается, что канал должен медленно меняться от тона к тону. Подобным образом фильтры в радиочастотной цепи должны иметь короткую временную характеристику, и их частотная характеристики также медленно меняется, то есть IQ-разбаланс медленно меняется по поднесущим. Такие же технологии сглаживания канала могут использоваться для сглаживания и улучшения оценки параметра разбаланса. При использовании несмещенных настроечных последовательностей нет взаимосвязи между оценкой канала и оценкой разбаланса. Каждая оценка может сглаживаться независимо.
14
14
Если для оценки используется уникальный символ OFDM, можно находить несмещенную настроечную последовательность, которая удовлетворяет уравнению (). В этом случае почти несмещенная настроечная последовательность может быть получена применением суммирования из уравнения () к группам из 2 или более смежных поднесущих. В таком случае сглаживание автоматически гасит все или часть из помех от зеркальных частот. Одно из решений состоит в том, чтобы поворачивать пилот-сигнал на 90 градусов на смежной поднесущей (смещая в зеркальных направлениях на положительной и отрицательных частотах).
Эффект сглаживания оценки канала по смежным частотам может быть выполнен с использованием свертки с весовым вектором, нежели простым усреднением каждого пилот-сигнала независимо друг от друга. Такой же эффект сглаживания также применяется к параметру B IQ-разбаланса.
'
Из уравнений оценки канала может быть видно, что после усреднения по многочисленным периодам символов (например, символов OFDM) оценка (h) канала равна исходному каналу h плюс некоторые нежелательные члены:
m
i
im
*
*
h' = h + (1/P) B sum{p  p } + n
i
im
где P - полная мощность пилот-сигнала, обычно предполагается постоянной от одного символа к следующему. Но значение P не должно быть постоянным в общем случае, «n» - шум, а p и p - интересующий пилот-сигнал на частоте f и зеркальный пилот-сигнал на частоте -f соответственно.
Вышеприведенные уравнения предполагают, что усреднение происходит для каждой пары пилот-сигнала и зеркального пилот-сигнала, причем индекс i и зеркальный индекс im независимы от других пилот-сигналов (например, индекса i' и i'm). То есть каждая пара может обрабатываться отдельно посредством сбора наблюдаемых значений для каждой пары на многочисленных периодах символов и вывода среднего.
Однако если смежные пилот-сигналы усредняются, получается новое среднее канала, как изложено ниже:
j-i
im
i
im
*
*
h' = h + sum{w B p  p } + n,
j-i
j-i
im
i
im
*
*
где индекс i теперь обозначает скорее смежные поднесущие, чем разные периоды символов. Индекс j - центральный пилот-сигнал, а w - весовая функция. В таком случае формула wBp p  может быть записана в виде свертки:
*
m
m
*
*
w  (B p p ) = 0.
*
*
Примечание: символ «» обозначает свертку, тогда как «» (надстрочный индекс) обозначает комплексное сопряжение.
m
m
m
m
m
m
m
m
Весовая функция w известна и зависит от того, каким образом усреднен канал. Пилот-сигналы p и p являются неизвестными. Посредством оптимизации пилот-сигналов значением уравнения, которое является нежелательным шумом, добавленным к h, могут быть минимизированные параметры B разбаланса. Параметр B является неизвестным в этом уравнении и зависит от физических аппаратных средств (IQ-разбаланса). Но поскольку B неизвестен в то время, когда оптимизируются p и p, и если предполагается, что усреднение по смежным частотам означает, что B не меняется значительно, то может быть допущено, что B является независимой от индекса i константой. Отсюда член B может быть исключен из уравнения, чтобы получить
*
*
*
m
w  (p p ) = 0,
m
чья мощность минимизирована для данной формы сигнала w. Например, ограничением значений p и p мощность может оставаться постоянной, в то время как изменяется индекс i.
*
*
m
В отсутствие ограничений (иных, чем полная мощность пилот-сигнала) эта задача не слишком трудна для решения. Свертка может быть записана в виде матрицы W Теплица, образованной вектором w, который синхронизирован с вектором A = (p p ). Чтобы минимизировать мощность свертки WA, т.е. норму вектора, оптимально:
H
H
min AWWA.
Примечание: «A» содержит в себе зависимые члены. То есть A(i) и A(im) - равные члены. Значит, известна только половина «A», что создает немного более трудную для решения проблему. Но если w симметричен относительно начала координат, то матрица и вектор могут быть зеркально отражены. То, что остается, представляет собой матрицу с размером, уменьшенным вдвое, и вектор W и A'. В таком случае оптимальной сверткой WA является:
'H
'H
min AWW'A'
'H
при условии, что полная мощность пилот-сигнала является постоянной. Это решение все же не является простым, если не предположить, что полная мощность пилот-сигнала приблизительно равнозначна, так что норма у A' постоянна. Исходя из этого нового предположения в таком случае решением для задачи является меньший собственный вектор матрицы WW'.
При условии многочисленных упомянутых выше допущений задача теперь легко разрешима. Решение дает идею формы пилот-сигналов. Однако одно из предположений очень часто недействительно. Обычно пилот-сигналы имеют очень простую конструкцию, такую как 1+j, или 1, либо j и т.д. Иначе пилот-сигналы имеют, по меньшей мере, постоянную норму, отсюда exp(jθ).
При условии этого нового ограничения задача может быть решена с использованием технологий оптимизации. Поскольку полезными являются несмещенные настроечные сигналы с ошибкой в 25% или даже 50%, можно достичь превосходных рабочих характеристик. Отсюда достаточно найти простую форму пилот-сигналов, которые имеют тенденцию быть несмещенными, будучи несмещенными на 100%, что на самом деле затруднительно для достижения.
Такая форма может быть получена посредством допущения, что w является медленно меняющейся. Поэтому каждые 2 смежных пилот-сигнала могут сливаться воедино и задача для этих двух пилот-сигналов может оптимизироваться отдельно при условии постоянного w. В таком случае может быть выведена общая форма пилот-сигналов. Объединение каждых двух смежных пилот-сигналов воедино, усреднение их, как будто нет никакого взвешивания w (или есть постоянный вес), возвращает к исходной формуле для сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала:
1
1m
2
2m
p p + p p = 0,
1
2
где p и p являются скорее смежными по частоте, чем попадающими в следующие друг за другом периоды символов. Один простой FSTS включает в себя поворот пилот-сигналов на 90 градусов от одного пилот-сигнала к следующему по частоте с перемещением зеркальным образом от центральной частоты к граничной частоте. В качестве альтернативы знак пилот-сигналов отрицательной (зеркальной) частоты может перебрасываться наряду с сохранением прежнего знака для пилот-сигналов положительной (опорной) частоты (или наоборот). Возможны другие комбинации, которые добиваются хорошего скремблирования.
Моделирования для СШП связи WiMedia с использованием всех пилот-сигналов положительной (опорной частоты), установленных равными 1, с инвертируемым знаком каждого другого пилот-сигнала отрицательной (зеркальной) частоты (например, +1, -1, +1, -1, и т.д.) показывают превосходные результаты, сравнимые с несмещенной по времени настроечной последовательностью. Сглаживание по частоте выполняется посредством w = синусной функции с относительно медленными изменениями от одного пилот-сигнала к другому пилот-сигналу. Эта весовая функция предписана другими требованиями (такими, как улучшение оценки канала даже в отсутствие IQ-разбаланса).
Оценка
Использование несмещенных настроечных последовательностей и результаты вышеупомянутой традиционной оценки канала являются оценкой метода наименьших квадратов (LS). Из всех оценок LS восприятие минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE) показывает значительную величину.
Оценка метода наименьших квадратов
i
i
i
L передач X, L шумовых членов N и L наблюдений Y могут быть соответственно объединены в матрицы 2 на L
<img file="00000012.tif" he="18" wi="41" img-content="undefined" img-format="tif" />
(16)
12
В таком случае уравнение () становится
Y<i>= </i>H'<b>X</b> + N
(17)
Неизвестным является H'. Оценкой LS является
<img file="00000013.tif" he="6" wi="32" img-content="undefined" img-format="tif" />
(18)
14
H
Когда условие () удовлетворено, легко проверить, что XX является диагональной (перекрестные члены стремятся к нулю). Она пропорциональна единичной матрице, поскольку пилот-сигналы нормированы единичной нормой. В таком случае
<img file="00000014.tif" he="6" wi="46" img-content="undefined" img-format="tif" />
(19)
i
im
im
i
*
*
является строго четырьмя традиционными оценками канала с коррекциями поворота соответственно посредством p , p, p  и p, как описано в предыдущем разделе. Две оценки получены для частоты f и две оценки для зеркальной частоты -f.
Оптимальная оценка
17
12
17
X
N
Y
X
N
Y
j
j
j
Несмещенные настроечные последовательности и традиционные оценки канала являются оценкой LS. Но любая оценка  также является оценкой LS. Ниже показано, что использование несмещенных настроечных последовательностей дает в результате отличную оценку. Модель () может рассматриваться в качестве неизвестной информации H', отправленной посредством 2 следующих друг за другом передач через 2 вектора (строки Х) в пространстве размерности L. Обозначим посредством ,  и  соответственно строку j у ,  и , где j∈{1,2}. Модели () и () могут быть записаны
Y<sub>1</sub> = h'X<sub>1</sub> + β'<sub>m</sub>X<sub>2</sub> + N<sub>1</sub>
Y<sub>2</sub> = β'X<sub>1</sub> + h'<sub>m</sub>X<sub>2</sub> + N<sub>2</sub>
(20)
1
2
1
2
1
2
m
14
Есть 2 передачи, каждая включающая в себя 2 вектора X и X, и где каждый вектор несет информацию о комплексной амплитуде, которая должна оцениваться. Оценка LS состоит из проецирования на каждый вектор параллельно другому вектору, для того чтобы нейтрализовать помехи. Очень хороший результат получается, когда 2 вектора ортогональны, то есть когда скалярное произведение () равно нулю. Несмещенные настроечные последовательности по определению являются настроечными последовательностями, которые проверяют это условие. Другие последовательности используют неортогональные векторы и страдают потерей характеристической функции угла между векторами X и X. Многие системы OFDM в настоящее время используют очень плохую разновидность настроечных последовательностей, где X, X коллинеарны, и невозможно надлежащим образом оценивать 4 элемента в H'. Эти настроечные последовательности имеют тенденцию оценивать более шумные варианты каналов h' и h'.
T
T
H
2
2
2
H
-1
2
H
-1
m
m
Для расчета среднеквадратических ошибок (MSE) ошибкой оценки является  Это матрица 2 на 2, то есть 4 значения ошибок. Каждое значение может быть изолировано умножением слева и справа комбинацией векторов (1 0) и (0 1). При условии, что ENN - единичная матрица или, в более общем смысле, диагональная матрица с элементами σ и σ , может быть показано, что MSE у  и  соответственно являются первым и вторым диагональными элементами у σ(XX). А для  и  MSE соответственно являются первым и вторым диагональным элементом у σ (XX).
2
2
H
-1
H
-1
H
H
m
j
j
Суммарная MSE равна 2(σ+σ )tr(XX). Далее, задача состоит в том, чтобы найти X, который минимизирует tr(XX) при условии ограничения, что полная мощность пилот-сигнала постоянна, то есть tr(XX) = 2L. С использованием разложения по собственным значениям задача может быть записана как задача минимизации Σ1/λ при условии, что Σλ является постоянной. Задача решается неопределенными множителями Лагранжа и обычно является оптимальной, когда все собственные значения равны. Это означает, что XX = LI пропорциональна единичной матрице.
2
2
m
Суммарная MSE была минимизирована, а результирующей MSE для каждого элемента является σ/L или σ /L. Но эта MSE для каждого элемента, вероятно, будет наилучшей, которая может быть получена, даже если используется одиночная векторная передача. Маловероятно, что MSE будет улучшена для 2 векторных передач, потому MSE для каждого элемента была минимизирована. Несмещенные настроечные последовательности плюс традиционная оценка канала являются MMSE из всех оценок LS.
Компенсация IQ-разбаланса
12
Если выгода от несмещенной оценки канала недостаточна, параметры IQ-разбаланса могут быть оценены (как описано ранее) и применены для компенсации искажения данных. H' оценивается в модели (), Y=H'X+N. Далее обращается внимание на неизвестные данные X. Модель является такой же, как для любого 2-отводного канала со взаимными корреляциями. Может быть приспособлен любой алгоритм компенсации канала. Представлен простой алгоритм компенсации, пригодный для повсеместных кодированных каналов QAM и замирания с побитовым перемежением.
-l
-1
12
m
Одна из проблем при подходе с форсированием нуля (ZF), H'Y = X + H'N, состоит в том, что он усиливает шум, когда слаб зеркальный канал, если не учитывается сложный окрашенный шум. Представленное решение использует ZF, но только когда зеркальный канал не является слабым. В уравнении () посредством замещения x его значением получается следующее
y = (h'-β<sub>m</sub>'β'<sup>*</sup>/h<sub>m</sub>'<sup>*</sup>)x+(β<sub>m</sub>'/h<sub>m</sub>'<sup>*</sup>)y<sub>m</sub> <sup>*</sup>-(β<sub>m</sub>'/h<sub>m</sub>'<sup>*</sup>)n<sub>m</sub> <sup>*</sup>+n≈ h'x+(β<sub>m</sub><i>'</i>/<i>h</i><sub>m</sub><i>'</i><sup>*</sup>)y<sub>m</sub> <sup>*</sup>+n'+n
(21)
m
m
m
m
m
c
m
m
*
*
*
*
*
*
где n'  -(β'/h')n  - усиление шума. Примечание: предполагается, что член разбаланса второго порядка β'β' << h'h'. Когда это приближение недействительно, рассматривается скорректированный канал h' h'- β'β'/h', который влечет за собой точную оценку канала и параметров разбаланса. В основном технология ZF состоит из вычисления
z = y-(β<sub>m</sub>'/h<sub>m</sub>'<sup>*</sup>)y<sub>m</sub> <sup>*</sup>≈h'x+n'+n
(22)
m
m
m
Вычитанием величины (β'/h')y зеркальной частоты из принятого сигнала y получается простая модель канала без IQ-разбаланса. Оставшаяся часть цепи декодирования неизменна.
2
*
2
m
m
Это решение хорошо работает до тех пор, пока усиление шума слабее, чем исходные помехи от IQ-разбаланса, то есть |n'| < |β'x |. Если нет, то скорее предпочтительнее использовать исходный y, чем скорректированный на разбаланс z. Для того чтобы принять решение, необязательно оценивать n'. Может быть выбрано устойчивое к ошибкам усовершенствование в виде усреднения. Таким образом, учитывают ожидаемые значения
2
2
2
2
2
*
2
m
m
m
m
m
E|n'|=(|β'|/|h'|)E|n|<|β'|E|x |
→ |h<sub>m</sub>'|<sup>2</sup><img file="00000021.tif" he="16" wi="12" img-content="undefined" img-format="tif" /><img file="00000003.tif" he="6" wi="3" img-content="undefined" img-format="tif" /> SNR<sub>m</sub>>1
(23)
m
m
m
m
m
2
Когда отношение SNR сигнала зеркальной частоты к шуму больше чем 1, используется член z скорректированного разбаланса. Иначе сохраняется исходный сигнал y. Вследствие неточности оценки канала и разбаланса безопаснее использовать большее SNR, например SNR>2 хорошо работает для СШП связи WiMedia. Заметим, что SNR обычно может быть получено из глобального SNR с помощью формулы SNR = |h'|SNR.
3
Таблица  обобщает алгоритм ZF с исключением усиления шума.
Таблица 3Алгоритм компенсации
SNR<sub>m</sub><1+δ
SNR<sub>m</sub>>1+δ
z=y
z=y-(β<sub>m</sub>'/h<sub>m</sub>')y<sub>m</sub>
Результаты моделирования
4
Фиг.10 иллюстрирует рабочую характеристику, достигаемую применением алгоритмов несмещенного настроечного сигнала к стандарту СШП связи WiMedia. Наивысшая скорость передачи данных, 480 Мбит/с, моделируется в модели CM2 канала IEEE 802.15.3 (пикосреда в помещении порядка 4 метров). Экранирование и скачкообразная перестройка полосы выключены. IQ-разбаланс является постоянным и равным 2ε = 10% (0,8 дБ) по амплитуде и 2Δφ = 10 градусов по фазе. Одинаковая величина разбаланса присутствует в передатчике и приемнике. Чертеж показывает частоту появления ошибок пакетов (PER) в качестве функции Eb/No. Рабочие характеристики быстро ухудшаются без какого бы то ни было вида компенсации. Таблица  перечисляет недостатки различных алгоритмов по отношению к идеальному случаю.
Таблица 4СШП WiMedia: потеря из-за IQ-разбаланса при PER в 10<sup>-2</sup>
Действующий стандарт
Несмещенная настройка
Компенсация
3,1 дБ
1,1 дБ
0,35 дБ
Сквозной IQ-разбаланс и канал объединяются, чтобы сформировать глобальную матрицу канала с размерностью 2 на 2. Использование несмещенных настроечных последовательностей достигает значительных выгод при отсутствии затрат. Несмещенные настроечные последовательности автоматически нейтрализуют сквозные самогенерирующиеся помехи из оценки канала. Более того, такие настроечные последовательности идеальны для оценки параметров IQ-разбаланса, и приведен простой алгоритм для компенсации искажения данных: форсирование нуля с исключением усиления шума.
СШП связь WiMedia, в частности, извлекает пользу из следующего усовершенствования: традиционная смещенная настроечная последовательность, которая состоит из 6 символов, передаваемых исключительно по каналу I, может быть поделена на 2 половины, чтобы создать несмещенную последовательность. Первые 3 символа отправляются по каналу I, а последние 3 символа отправляются по каналу Q. Посредством равномерного охвата комплексной плоскости создается несмещенная настроечная последовательность с большими выгодами для высоких скоростей передачи данных. Ради обратной совместимости эта схема может быть предназначена для режимов высокоскоростной передачи данных и сигнализироваться посредством маяковых сигналов или тип настроечной последовательности может детектироваться вслепую.
В OFDMA (например, WiMAX) поднесущие f и -f могут быть назначены разным пользователям. Значительные помехи могут возникать, если управление мощностью приводит одного пользователя на высокий уровень мощности. Поэтому хорошей идеей является расположение пилот-сигналов разных пользователей на зеркальных поднесущих. Пилот-сигналы должны удовлетворять критерию несмещенной настроечной последовательности. Каждый пользователь автоматически извлекает пользу без дополнительных усилий. Пилот-сигналы могут скачкообразно перестраиваться на другие расположения наряду с сохранением зеркальных положений.
Формулы временной области могут быть расширены до множественного доступа с кодовым разделением (CDMA) с помощью многоотводного компенсатора, объединяющего несколько одноотводных каналов. Несмещенные настроечные последовательности автоматически улучшают оценку канала для каждого отвода. Простая несмещенная настроечная последовательность для CDMA состоит из постоянно поворачивающихся на 90 градусов комплексных символов.
Теория может быть расширена на другие системы временной области (например, TDMA), кроме CDMA. Оценка канала получается сверткой принятого сигнала с согласованным фильтром, который является зеркальным вариантом комплексного сопряжения FSTS. Другими словами, игнорируя AWGN, она является сверткой канала, переданного FSTS и согласованного фильтра. Может быть показано, что оценка канала содержит член (смещения) собственных помех, формируемый IQ-разбалансом. Рассматривая уравнение в частотной области, член собственных помех может быть сделан почти стремящимся к нулю, если FSTS выбран тщательным образом. Действительно, посредством использования вышеописанных FSTS собственные помехи имеют тенденцию сходить на нет после суммирования значений из смежных тонов (при условии медленных изменений канала). Отсюда несмещенный настроечный сигнал для систем временной области может быть сконструирован с ограничениями частотной области на смежных тонах.
Фактически были изучены настроечные последовательности GSM и обнаружено, что некоторые настроечные последовательности и определенные углы поворота модуляции MSK (манипуляцией с минимальным сдвигом) ведут себя лучше, чем другие. Не приведена простая интерпретация того, почему есть разница в рабочих характеристиках. Как упомянуто выше для систем временной области, разность в рабочих характеристиках может быть обусловлена хорошим (несмещенным) против плохого охвата комплексной плоскости во временной области каждой группой смежных поднесущих и их зеркальных поднесущих.
Фиг.11 - блок-схема последовательности операций способа, иллюстрирующая способ подачи сглаженного по частоте настроечного сигнала связи. Хотя способ для ясности проиллюстрирован в качестве последовательности пронумерованных этапов, нумерация необязательно диктует очередность этапов. Должно быть понятно, что некоторые из этих этапов могут быть пропущены, выполняться параллельно или выполняться без требования обеспечения строгого порядка следования. В качестве используемых в материалах настоящей заявки термины «формирующий», «выводящий» и «умножающий» указывают ссылкой на последовательности операций, которые могут задействоваться благодаря использованию машиночитаемых инструкций программного обеспечения, аппаратных средств или комбинации программного обеспечения и аппаратных средств. Способ начинается на этапе 1100.
Этап 1102 формирует сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал в передатчике квадратурной модуляции. Сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал включает в себя множество произведений пилот-сигналов, где каждое произведение пилот-сигналов включает в себя информацию комплексной плоскости, представленную опорной частотной поднесущей, умноженную на информацию комплексной плоскости, представленную зеркальной частотной поднесущей. Сумма множества произведений пилот-сигналов равна нулю. Этап 1104 подает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал в пределах одиночного периода символа. В одном из аспектов компоненты FSTS могут выдаваться последовательно или в пакетном режиме и храниться до тех пор, пока не собран полный FSTS. В этом аспекте следующий этап (не показан) передавал бы собранный FSTS, который составляет одиночный период символа.
В одном из аспектов содержится этап, на котором формируют сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал на этапе 1102, включающий в себя множество смежных опорных частотных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих. FSTS может состоять из 2 или более произведений пилот-сигналов. В еще одном аспекте этап 1102 формирует сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, который включает в себя группу смежных опорных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих.
В одном из аспектов сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может быть представлен, как изложено ниже, как проиллюстрировано на этапе 1102a:
i
im
Σ p p = 0, i = от 1 до n;
где p - опорная частотная поднесущая,
m
где p - зеркальная частотная поднесущая и
где n равно количеству произведений пилот-сигналов.
В другом аспекте сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может быть представлен, как изложено ниже, как проиллюстрировано на этапе 1102b:
i
i
im
Σ w p p = 0, i = от 1 до n;
где w - весовой коэффициент.
В качестве примера, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может состоять из первого произведения пилот-сигналов с опорной поднесущей на частоте +f, представляющей информацию в качестве первого значения комплексной плоскости, и зеркальной поднесущей на частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости. FSTS, кроме того, включает в себя второе произведение пилот-сигналов с опорной поднесущей на частоте (f+1), смежной частоте +f, представляющей первое значение комплексной плоскости, и зеркальной поднесущей на частоте -(f+1), смежной частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости +180 градусов.
В качестве еще одного примера, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может формироваться в качестве первого произведения пилот-сигналов с опорной поднесущей на частоте +f, представляющей информацию в качестве первого значения комплексной плоскости, и зеркальной поднесущей на частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости. В таком случае FSTS также включает в себя второе произведение пилот-сигналов с опорной поднесущей на частоте (f+1), смежной частоте +f, представляющей первое значение комплексной плоскости +90 градусов, и зеркальной поднесущей на частоте -(f+1), смежной частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости -90 градусов.
В другом аспекте формирование несмещенного сглаженного по частоте настроечного сигнала на этапе 1102 включает в себя формирование P произведений пилот-сигналов. В этом аспекте этап 1103 формирует (N-P) символов данных связи. Обычно этап 1104 подает FSTS и символы данных связи и составляет одиночный период символа. Этап 1106 передает N поднесущих в одном периоде символа, в том числе сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал и квадратурно модулированные данные связи.
В качестве альтернативы этап 1102 формирует сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал с использованием группы опорных частотных поднесущих и соответствующих зеркальных частотных поднесущих, а этап 1104 подает сглаженный по частоте настроечный сигнал в первом периоде символа. Этап 1108 формирует квадратурно модулированные данные связи на группе опорных частотных поднесущих и соответствующих зеркальных частотных поднесущих. Этап 1110 подает квадратурно модулированные данные связи во втором периоде символа, следующим за первым периодом символа.
Вышеописанная блок-схема последовательности операций способа также может интерпретироваться в качестве выражения машиночитаемого носителя, имеющего хранимые на нем инструкции для сглаженного по частоте настроечного сигнала связи. Команды соответствовали бы этапам с 1100 по 1110, как пояснено выше.
m
*
Фиг.12 - блок-схема последовательности операций способа, иллюстрирующая способ вычисления оценки канала с использованием сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала. Способ начинается на этапе 1200. Этап 1202 принимает сглаженную по частоте несмещенную настроечную последовательность в приемнике квадратурной модуляции. Сглаженная по частоте несмещенная настроечная последовательность включает в себя множество произведений пилот-сигналов, где каждое произведение пилот- сигналов включает в себя предопределенную информацию (p) комплексной плоскости, представленную опорной частотной поднесущей (f), умноженную на предопределенную информацию (p) комплексной плоскости, представленную зеркальной частотной поднесущей (-f). Сумма множества произведений пилот-сигналов равна нулю. Этап 1204 обрабатывает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, формируя множество обработанных символов (y), представляющих информацию комплексной плоскости. Этап 1206 умножает каждый обработанный символ (y) на сопряженную величину соответствующего опорного сигнала (p). Этап 1208 получает сглаженную по частоте оценку (h) канала.
m
m
m
m
m
*
Примечание: обработанные символы (y) ассоциативно связаны с опорной поднесущей. В качестве альтернативы этап 1204 может обрабатывать сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, формируя множество обработанных символов (y), представляющих информацию комплексной плоскости, ассоциативно связанную с зеркальной поднесущей. В таком случае этап 1206 умножает каждый обработанный символ (y) на сопряженную величину соответствующего опорного сигнала (p ), а этап 1208 получает сглаженную по частоте оценку (h) канала, ассоциативно связанную с зеркальной поднесущей. В качестве еще одной альтернативы вышеупомянутые этапы находят обе оценки канала, (h) и (h).
В одном из аспектов этап 1202 принимает множество смежных опорных частотных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих. FSTS может состоять из 2 или более произведений пилот-сигналов. В еще одном аспекте этап 1202 принимает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал, включающий в себя группу смежных опорных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих и множество смежных зеркальных частотных поднесущих без промежуточных поднесущих.
В одном из аспектов сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может быть представлен, как изложено ниже:
i
im
Σ p p = 0, i = от 1 до n;
где p - опорная частотная поднесущая,
m
где p - зеркальная частотная поднесущая и
где n равно количеству произведений пилот-сигналов.
В другом аспекте сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может быть представлен, как изложено ниже:
i
i
im
Σ w p p = 0, i = от 1 до n;
где w - весовой коэффициент.
Как в примерах FSTS передатчика, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может состоять из первого произведения пилот-сигналов с опорной поднесущей на частоте +f, представляющей информацию в качестве первого значения комплексной плоскости, и зеркальной поднесущей на частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости. FSTS, кроме того, включает в себя второе произведение пилот-сигналов с опорной поднесущей на частоте (f+1), смежной частоте +f, представляющей первое значение комплексной плоскости, и зеркальной поднесущей на частоте -(f+1), смежной частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости +180 градусов.
В качестве еще одного примера, сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал может формироваться в качестве первого произведения пилот-сигналов с опорной поднесущей на частоте +f, представляющей информацию в качестве первого значения комплексной плоскости, и зеркальной поднесущей на частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости. Затем FSTS также включает в себя второе произведение пилот-сигналов с опорной поднесущей на частоте (f+1), смежной частоте +f, представляющей первое значение комплексной плоскости +90 градусов, и зеркальной поднесущей на частоте -(f+1), смежной частоте -f, представляющей первое значение комплексной плоскости -90 градусов.
В одном из вариантов этап 1202 принимает несмещенный сглаженный по частоте настроечный сигнал в качестве P произведений пилот-сигналов в периоде символа. Затем этап 1203 принимает (N-P) символов данных связи в (том же самом) периоде символа.
В качестве альтернативы этап 1202 принимает сглаженный по частоте несмещенный настроечный сигнал с группой опорных частотных поднесущих и соответствующих зеркальных частотных поднесущих. Затем этап 1210 принимает квадратурно модулированные данные связи на группе опорных частотных поднесущих и соответствующих зеркальных частотных поднесущих вслед за приемом сглаженного по частоте несмещенного настроечного сигнала.
Вышеописанная блок-схема последовательности операций способа также может интерпретироваться в качестве выражения машиночитаемого носителя, имеющего хранимые на нем инструкции для расчета оценки канала с использованием FSTS. Инструкции соответствовали бы этапам с 1200 по 1210, как описано выше.
Выше представлены системы, способы, устройства и процессоры для предоставления возможности передачи FSTS и использования FSTS при вычислении оценок канала приемника. Примеры конкретных протоколов и форматов связи приведены для иллюстрации изобретения. Однако изобретение не ограничено только этими примерами. Другие разновидности и варианты осуществления изобретения будут очевидны специалистам в данной области техники.