ЦИФРОВОЙ ОБНАРУЖИТЕЛЬ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
DIGITAL PHASE-SHIFT KEYED SIGNAL DETECTOR

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в устройствах:
- обнаружения занятости канала связи с фазоманипулированными (ФМ) сигналами в многоканальных системах радиосвязи;
- управления радиоприемником ФМ сигналов;
- контроля качества ФМ канала связи;
- радиоразведки систем радиосвязи с ФМ сигналами;
- управления цифровыми модемами с ФМ в проводных и радиоканалах.
Известно [1, с. 53] устройство выделения узкополосных сигналов. Устройство содержит K-1 каскадно соединенных элементов задержки на интервал квантования отсчетов входного сигнала, где K - количество отсчетов, и многовходовый сумматор отсчетов. Недостатком данного устройства является сложность аппаратной реализации при больших K и низкая скорость обработки сигнала при последовательном во времени сложении отсчетов в накапливающем сумматоре.
Известно [2] устройство для обнаружения фазоманипулированных сигналов. Оно содержит входной полосовой фильтр, умножитель частоты, узкополосный фильтр сигнала, детектор сигнала, узкополосный фильтр помехи, детектор помехи и решающее устройство. Недостатком устройства является аналоговая обработка сигнала, приводящая к сложности при цифровой реализации.
Наиболее близким по технической сущности и внутренней структуре к предлагаемому устройству является [3] цифровой обнаружитель фазоманипулированных сигналов. Его недостатком является сравнительно высокий уровень проникновения сигнальной компоненты в канал оценки интенсивности помехи при включении и выключении ФМ сигнала на входе обнаружителя.
Задачей предлагаемого технического решения является снижение максимального уровня проникновения сигнальной компоненты в канал оценки интенсивности помехи при включении и выключении ФМ сигнала на входе обнаружителя.
2
Поставленная задача решается тем, что цифровой обнаружитель фазоманипулированных сигналов, содержащий узкополосный фильтр (Ф), подключенный к умножителю частоты (УЧ), аналого-цифровой преобразователь (АЦП), регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (МР4), первый и второй вычитатели (В), первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки (ККО) сигналов, каждый из которых содержит последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), при этом количество (n) БОО определяется двоичным логарифмом числа N обрабатываемых периодов сигнала, n=logN, а каждый из этих блоков состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора, третий и четвертый вычитатели, первый и второй квадратичные преобразователи (КП), решающее устройство (РУ) и генератор тактовых импульсов (ГТИ), содержит первое и второе запоминающие устройства (ЗУ), каждое из которых формирует на первом выходе поступившее на его вход текущее значение отсчета входного сигнала, а на втором выходе - записанное ранее предыдущее его значение, входы ЗУ подключены к выходам третьего и четвертого вычитателей, а первый и второй выходы первого ЗУ соединены с первым и вторым входами пятого вычитателя, первый и второй выходы второго ЗУ соединены с первым и вторым входами шестого вычитателя, выходы пятого и шестого вычитателя соединены с первым и вторым входами второго КП, выход которого подключен к входу установки порога РУ, выход ГТИ соединен с тактовыми входами АЦП, МР4, первого и второго ККО, выход РУ является выходом обнаружителя.
Предлагаемое техническое решение поясняется чертежами.
На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого устройства, на фиг. 2 приведены временные диаграммы входного двоичного ФМ сигнала с выхода приемника (фиг. 2а) и его квадрата с выхода УЧ, на фиг. 3а и фиг. 3б - спектры двоичного входного ФМ сигнала и выходного сигнала УЧ, на фиг. 4 показаны частотные характеристики каналов выделения сигнала и помехи, на фиг. 5 представлены результаты статистического имитационного моделирования откликов каналов выделения сигнала и помехи для предлагаемого устройства и для прототипа.
Устройство содержит (фиг. 1) узкополосный фильтр (Ф) 1, на вход которого подается ФМ сигнал 2, а выход соединен с входом УЧ 3, подключенного к АЦП 4, на управляющий вход 5 которого подаются импульсы квантования 5. Выход АЦП 4 соединен с входом регистра 6 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, четные выходы которого соединены с соответствующими входами первого вычитателя 7, выход которого соединен с входом первого ККО 9, а нечетные выходы - с соответствующими входами второго вычитателя 8, выход которого соединен с входом второго ККО 10. Каждый ККО содержит n каскадно соединенных
n
БОО. Количество БОО зависит от числа N обрабатываемых периодов сигнала и определяется двоичным логарифмом N. Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БОО, при этом число обрабатываемых периодов сигнала равно N=2. Первый ККО 9 содержит последовательно соединенные блоки 11-1, 11-2, …, 11-(n-1), 11-n обработки отсчетов, а второй ККО 10 - последовательно соединенные блоки 12-1, 12-2, …, 12-(n-1), 12-n обработки отсчетов. Каждый из БОО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора. Блоки 1-1, 11-2, …, 11-(n-1), 11-n обработки отсчетов содержат регистры 13-1, 13-2, …, 13-(n-1), 13-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 14-1, 14-2, …, 14-(n-1), 14-n соответственно, а блоки 12-1, 12-2, …, 12-(n-1), 12-n обработки отсчетов - соответственно регистры 15-1, 15-2, …, 15-(n-1), 15-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 16-1, 16-2, …, 16-(n-1), 16-n. В каждом блоке 11 (12) обработки отсчетов первый и второй входы сумматора 14 (16) соединены первым и вторым выходами регистра 13 (15) сдвига, вход регистра 13 (15) сдвига является входом блока 11 (12) обработки отсчетов. Выход сумматора 14 (16) является выходом блока 11 (12) обработки отсчетов, а тактовый вход регистра 13 (15) сдвига является управляющим входом блока 11 (12) обработки отсчетов. Выход первого вычитателя 7 соединен с входом блока 11-1 обработки отсчетов ККО 9, а выход блока 11-й обработки отсчетов ККО 9 - с первым входом первого квадратичного преобразователя 24. Выход второго вычитателя 8 соединен с входом блока 12-1 обработки отсчетов второго ККО 10, а выход блока 12-и обработки отсчетов ККО 10 - с вторым входом первого квадратичного преобразователя 24. Первый и второй выходы регистра 13-(n-1) сдвига многоразрядных кодов предпоследнего БОО 11-(n-1) ККО 9 соединены с первым и вторым входами третьего вычитателя 17, выход которого подключен ко входу первого ЗУ 18, первый и второй выходы которого соединены с первым и вторым входами пятого вычитателя 19, выход которого подключен к первому входу второго квадратичного преобразователя 23. Первый и второй выходы регистра 15-(n-1) сдвига многоразрядных кодов предпоследнего БОО 12-(n-1) ККО 10 соединены с первым и вторым входами четвертого вычитателя 20, выход которого подключен к входу второго ЗУ 21, первый и второй выходы которого соединены с первым и вторым входами шестого вычитателя 22, выход которого подключен к второму входу второго квадратичного преобразователя 23. Выход первого квадратичного преобразователя 24 подключен к первому (информационному) входу решающего устройства 25, на второй (пороговый) вход которого подается оценка уровня шума с выхода второго квадратичного преобразователя 23, выход 26 решающего устройства 25 является выходом обнаружителя ФМ сигнала. Управляющие входы АЦП 4, регистра 6 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, блоков 11 (12) обработки отсчетов и ЗУ 18 (21) соединены с соответствующими выходами генератора 27 тактовых импульсов.
Работает устройство следующим образом.
Представим аналитически сигнал с m-кратной фазовой манипуляцией в виде
0
a
a
a
где S - амплитуда, ƒ - частота сигнала на выходе тракта промежуточной частоты приемника, a (t) и d определяются значением m. Так, при m=2 имеем (t)=0 или 1 и d=π, a при m=4-(t)=0, 1, 2 или 3 и d=π/2.
Сигнал (1) поступает на вход 2 узкополосного фильтра 1 и с его выхода на УЧ 3. При m=2 в качестве УЧ можно использовать перемножитель (квадратичный преобразователь), а при m=4 - устройство возведения сигнала в четвертую степень. Для цифровой реализации удобно в качестве УЧ использовать вычисление модуля сигнала. На фиг. 2а в качестве примера показана временная диаграмма входного двоичного ФМ сигнала (m=2) при Работает устройство следующим образом.
Представим аналитически сигнал с m-кратной фазовой манипуляцией в виде
0
a
a
a
где S - амплитуда, ƒ - частота сигнала на выходе тракта промежуточной частоты приемника, a (t) и d определяются значением m. Так, при m=2 имеем (t)=0 или 1 и d=π, а при m=4 - (t)=0, 1, 2 или 3 и d=π/2.
0
Сигнал (1) поступает на вход 2 узкополосного фильтра 1 и с его выхода на УЧ 3. При m=2 в качестве УЧ можно использовать перемножитель (квадратичный преобразователь), а при m=4 - устройство возведения сигнала в четвертую степень. Для цифровой реализации удобно в качестве УЧ использовать вычисление модуля сигнала. На фиг. 2а в качестве примера показана временная диаграмма входного двоичного ФМ сигнала (m=2) при ƒ=10 МГц, длительностью информационного символа 3,2 мкс (32 периода) и шириной спектра ±312 кГц, а на рис. 2б - сигнала на выходе квадратичного УЧ. Нормированный спектр входного сигнала показан на фиг. 3а, а сигнала на выходе УЧ - на фиг. 3б.
При умножении частоты ФМ сигнала (1) формируется гармоническое колебание с частотой
1
Для реального сигнала после узкополосной фильтрации и нелинейного преобразования появляется m-я гармоника с частотой ƒ (2) и боковые спектральные составляющие (что иллюстрируется фиг. 3б, где изображен спектр сигнала при двоичной ФМ).
С выхода УЧ сигнал с центральной частотой подается на вход аналого-цифрового преобразователя 4, который в соответствии с тактовыми импульсами, поступающими на его управляющий вход 5 с частотой квантования
КВ
1
0
ƒ=4ƒ=4wƒ
i1
i2
i3
i4
1
1
0
формирует четыре отсчета х, x, х, х на i-м периоде T=1/ƒ=1/mƒ сигнала с выхода УЧ. Они последовательно запоминаются в регистре сдвига 6 многоразрядных кодов на четыре отсчета. Два одинаково функционирующих канала 9 и 10 квадратурной обработки сигнала определяют отклики на четные и нечетные отсчеты сигнала соответственно. На выходе ККО 10 имеем отклик на нечетные отсчеты сигнала в виде
а на выходе ККО 9 - отклик на обработку четных отсчетов
1
где N - количество обрабатываемых в ККО периодов 7] сигнала на выходе УЧ, i - номер текущего периода Т.
2
В ККО 9 и 10 реализуется быстрый алгоритм вычисления сумм (3) и (4), описанный в [3], в ходе которого в первых БОО суммируются сначала по две соседних разности, затем во вторых БОО по четыре разности и так далее. Всего для расчета сумм (3) и (4) требуется по п=log N операций сложения (при N=1024 получим n=10).
1
2
Результаты вычисления y и у с выходов ККО 10 и 9 поступают в первый квадратичный преобразователь 24, где вычисляется величина
1
i
пропорциональная амплитуде узкополосного сигнала с выхода УЧ на частоте ƒ. В терминах z-преобразования формирование отклика y описывается выражением
y
Z
-2
-4
-8
-N
-2N
H()=(1-z)(1+z)(1+z)…(1+z)(1+z).
0
При подстановке z=exp(j2πƒ/4ƒ) и вычислении модуля результата
получим выражение для передаточной характеристики
y
1
у
Амплитудно-частотная характеристика H(f) канала оценки уровня сигнала, нормированная к 2N, показана на фиг. 4 точечной линией. Для интервала частот П до ближайшего нуля Н (ƒ) получим
1
1
П=ƒ/N
0
1
1
Как видно, при больших N можно обеспечить узкополосную фильтрацию сигнальной компоненты, например для двоичной ФМ с ƒ=10 МГц, при N=1024 (n=10) получим П≈±20 кГц (фиг. 4), а при N=4096 (n=12) соответственно П≈±20 кГц.
В канале оценки уровня помех значения сумм с выхода БОО 12-(n-2) ККО 10
и с выхода регистра сдвига многоразрядных кодов 15-(n-1) БОО 12-(n-1) ККО 10
поступают в четвертый вычитатель 20, на выходе которого формируется величина
Она поступает на вход второго ЗУ 21и по сигналу записи передается на первый выход ЗУ 21, соединенный с первым входом шестого вычитателя 22. На второй вход шестого вычитателя 22 подается ранее полученное и записанное во втором ЗУ 21 значение
В результате на выходе шестого вычитателя 22 получим
Аналогично предыдущему для четных отсчетов от регистра МР4 окончательно имеем
i1
i2
Величины z и z поступают на входы второго квадратичного преобразователя 23, на выходе которого получим отклик канала оценки уровня помех
i
В терминах z-преобразования алгоритм формирования отклика z описывается выражением
y
Z
-2
-4
-8
-N
-2N
H()=(1-z)(1+z)(1+z)…(1+z)(1+z).
0
Аналогично (5) при подстановке z=exp(j2πƒ/4ƒ) получим выражение для передаточной характеристики
z
H(ƒ)=z/S.
z
1
Зависимость H(ƒ) показана на фиг. 4 сплошной линией, там же пунктиром показана частотная характеристика канала оценки уровня помех для прототипа [3]. Как видно, предлагаемый обнаружитель обеспечивает лучшее подавление сигнала в окрестности частоты ƒ.
На фиг. 5 а представлены результаты статистического имитационного моделирования при указанных ранее параметрах ФМ сигнала и N=1024сплошная линия соответствует каналу выделения сигнала, а точечная -каналу выделения помех, пунктиром отображается процесс включения и выключения ФМ сигнала на входе обнаружителя. На фиг. 5б для сравнения показаны аналогичные результаты для прототипа [3]. Как видно, интенсивность проникновения сигнала при его включении и выключении в канал оценки уровня помехи в предлагаемом устройстве значительно меньше, что особенно важно для сравнительно коротких сеансов связи.
Таким образом, предлагаемый цифровой обнаружитель при сравнительно малых аппаратных затратах обеспечивает обнаружение ФМ сигналов с высокой достоверностью за счет улучшения точности оценки уровня помех при включении и выключении сигнала.
Источники информации
1. Гольденберг Л.М., Матюшкин Б.Д., Поляк М.Н. Цифровая обработка сигналов. - М.: Радио и связь, 1985. - 312 с.
2. Литвиненко В.П., Литвиненко Ю.В. Обнаружитель фазоманипулированных сигналов // Патент №2029357, МПК Н04 В 1/10 от 27.01.2013 (Бюлл. №3); заявка №2011130806/08 от 22.07.2011.
2. Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Литвиненко Ю.В. Цифровой обнаружитель фазоманипулированных сигналов // Патент РФ №2634382, МПК Н04В 1/10, опубл. 10.02.2017 (Бюлл. №1); заявка №2015126507 от 02.07.2015. (прототип)