МАЛОГАБАРИТНАЯ АНТЕННА И ВЫЧИСЛИТЕЛЬНОЕ УСТРОЙСТВО
SMALL-SIZED ANTENNA AND COMPUTING DEVICE

[0001] Данная заявка опирается на японские патентные заявки № 2015-152027, поданную 31 июля 2015 г., и № 2015-243143 поданную 14 декабря 2015 г., содержание которых включено в данное описание в порядке ссылки.
ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ
[0002] Настоящее изобретение относится к малогабаритной антенне и вычислительному устройству, которые позволяют уменьшать размер деформированной изогнутой дипольной антенны.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
[0003] В патентном источнике 1 раскрыта деформированная изогнутая дипольная антенна, включающая в себя первый элемент, образующий дипольную антенну, выполненную из проводника, сформированного в виде линии, и второй элемент, расположенный напротив первого элемента с проложенным между ними изолятором, который выполнен из проводника, сформированного в виде линии. В деформированной изогнутой дипольной антенне, конец первого элемента и конец второго элемента соединены друг с другом, и первый элемент и второй элемент дополнительно изогнуты. В качестве малогабаритной антенны, полученной дополнительным уменьшением размера деформированной изогнутой дипольной антенны, известна малогабаритная антенна, раскрытая в патентном источнике 2. В малогабаритной антенне, часть линейного участка элемента деформированной изогнутой дипольной антенны сконфигурирована иметь форму индуктивности (форму колена или форму, ширина которой уменьшается в направлении конца формы, например, треугольной формы или полуэллиптической формы).
[0004] С другой стороны, в качестве антенны с улучшенными обратными потерями деформированной изогнутой дипольной антенны, известна конфигурация, раскрытая в патентном источнике 3. В этой конфигурации, ширина линии элемента деформированной изогнутой дипольной антенны регулируется для регулировки импеданса и улучшения обратных потерь.
[0005] Деформированная изогнутая дипольная антенна с улучшенными обратными потерями (см. патентный источник 3) имеет проблему, которая заключается в трудности уменьшения размера. С другой стороны, существует проблема, которая затрудняет удовлетворительное улучшение обратных потерь, даже если конфигурация патентного источника 3 применяется к дипольной антенне уменьшенного размера с частью линейного участка, сформированного в форме индуктивности (см. патентный источник 2).
Источники, известные из уровня техники
Патентные источники
[0006] Патентный источник 1: JP-2005-260567-A
Патентный источник 2: JP-2015-76678-A
Патентный источник 3: JP-2011-130411-A
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
[0007] Задачей настоящего изобретения является обеспечение малогабаритной антенны и вычислительного устройства, которые позволяют уменьшить размер и улучшить обратные потери.
[0008] Согласно первому аспекту настоящего изобретения, малогабаритная антенна включает в себя: первый элемент, который включает в себя пару проводников, обеспеченных посредством провода, причем один концевой участок каждого из пары проводников является точкой подачи мощности; и второй элемент, который располагается напротив первого элемента с проложенным между ними диэлектрическим телом и включает в себя проводник, обеспеченный посредством провода. Часть провода каждого из первого элемента и второго элемента имеет форму индуктивности с тремя или более изгибающимися структурами или форму индуктивности со спиральной структурой. Первая резонансная мода, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является таким же, как направление тока у тока, текущего через второй элемент, имеет первую резонансную частоту. Вторая резонансная мода, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является противоположным направлению тока у тока, текущего через второй элемент, имеет вторую резонансную частоту. Длина от каждой точки подачи мощности до формы индуктивности определяется так, чтобы поддерживать первую резонансную частоту первой резонансной моды в диапазоне от частоты, немного более высокой, чем вторая резонансная частота второй резонансной моды, до высокой антирезонансной частоты второй резонансной моды, или в диапазоне от частоты, немного более низкой, чем вторая резонансная частота второй резонансной моды, до низкой антирезонансной частоты резонансной моды.
[0009] Согласно второму аспекту настоящего изобретения, малогабаритная антенна включает в себя: первый элемент, который включает в себя провод и широкий проводник; и второй элемент, который располагается напротив провода первого элемента с проложенным между ними диэлектрическим телом и включает в себя проводник, обеспеченный посредством провода. Соединительный участок между проводом первого элемента и широким проводником имеет точку подачи мощности, и концевой участок второго элемента имеет точку подачи мощности. Часть провода каждого из первого элемента и второго элемента имеет форму индуктивности с тремя или более изгибающимися структурами или форму индуктивности со спиральной структурой. Первая резонансная мода, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является таким же, как направление тока у тока, текущего через второй элемент, имеет первую резонансную частоту. Вторая резонансная мода, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является противоположным направлению тока у тока, текущего через второй элемент, имеет вторую резонансную частоту. Длина от каждой точки подачи мощности до формы индуктивности определяется так, чтобы поддерживать первую резонансную частоту первой резонансной моды в диапазоне от частоты, немного более высокой, чем вторая резонансная частота второй резонансной моды, до высокой антирезонансной частоты второй резонансной моды, или в диапазоне от частоты, немного более низкой, чем вторая резонансная частота второй резонансной моды, до низкой антирезонансной частоты второй резонансной моды.
[0010] Согласно третьему аспекту настоящего изобретения, вычислительное устройство для проектирования малогабаритной антенны, которая включает в себя: первый элемент, который имеет пару проводников, обеспеченных посредством провода, причем один концевой участок каждого из пары проводников является точкой подачи мощности; и второй элемент, который располагается напротив первого элемента с проложенным между ними диэлектрическим телом, и имеет проводник, обеспеченный посредством провода, часть провода каждого из первого элемента и второго элемента, имеющего форму индуктивности с тремя или более изгибающимися структурами или форму индуктивности со спиральной структурой, принимает первую резонансную частоту и вторую резонансную частоту, и вычисляет один из адмиттанса, импеданса, коэффициента отражения и обратных потерь малогабаритной антенны. Первая резонансная мода, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является таким же, как направление тока у тока, текущего через второй элемент, имеет первую резонансную частоту. Вторая резонансная мода, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является противоположным направлению тока у тока, текущего через второй элемент, имеет вторую резонансную частоту.
[0011] Согласно четвертому аспекту настоящего изобретения, вычислительное устройство для проектирования малогабаритной антенны, которая включает в себя: первый элемент, который имеет провод и широкий проводник; и второй элемент, который располагается напротив провода первого элемента с проложенным между ними диэлектрическим телом, и имеет проводник, обеспеченный посредством провода, соединительный участок между проводом первого элемента и широким проводником имеющий точку подачи мощности, и концевой участок второго элемента, имеющий точку подачи мощности, часть провода каждого из первого элемента и второго элемента, имеющего форму индуктивности с тремя или более изгибающимися структурами или форму индуктивности со спиральной структурой, принимает первую резонансную частоту и вторую резонансную частоту, и вычисляет один из адмиттанса, импеданса, коэффициента отражения и обратных потерь малогабаритной антенны. Первая резонансная мода, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является таким же, как направление тока у тока, текущего через второй элемент, имеет первую резонансную частоту. Вторая резонансная мода, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является противоположным направлению тока у тока, текущего через второй элемент, имеет вторую резонансную частоту.
[0012] Согласно пятому аспекту настоящего изобретения, вычислительное устройство для проектирования малогабаритной антенны, которая включает в себя: первый элемент, который имеет пару проводников, обеспеченных посредством провода, причем один концевой участок каждого из пары проводников является точкой подачи мощности; и второй элемент, который располагается напротив первого элемента с проложенным между ними диэлектрическим телом, и имеет проводник, обеспеченный посредством провода, часть провода каждого из первого элемента и второго элемента, имеющего форму индуктивности с тремя или более изгибающимися структурами или форму индуктивности со спиральной структурой, принимает одну резонансную частоту первого элемента и второго элемента, и вычисляет одну из другой резонансной частоты первого элемента и второго элемента и формы антенны.
[0013] Согласно шестому аспекту настоящего изобретения, вычислительное устройство для проектирования малогабаритной антенны, которая включает в себя: первый элемент, который имеет провод и широкий проводник; и второй элемент, который располагается напротив провода первого элемента с проложенным между ними диэлектрическим телом и включает в себя проводник, обеспеченный посредством провода, соединительный участок между проводом первого элемента и широким проводником имеющий точку подачи мощности, и концевой участок второго элемента, имеющий точку подачи мощности, часть провода каждого из первого элемента и второго элемента, имеющего форму индуктивности с тремя или более изгибающимися структурами или форму индуктивности со спиральной структурой, принимает одну резонансную частоту первого элемента и второго элемента, и вычисляет одну из другой резонансной частоты первого элемента и второго элемента и формы антенны.
[0014] Согласно седьмому аспекту настоящего изобретения, малогабаритная антенна включает в себя: первый элемент, который включает в себя пару проводников, обеспеченных посредством провода, причем один концевой участок каждого из пары проводников является точкой подачи мощности; и второй элемент, который располагается напротив первого элемента с проложенным между ними диэлектрическим телом и включает в себя проводник, обеспеченный посредством провода. Часть провода каждого из первого элемента и второго элемента имеет форму индуктивности с тремя или более изгибающимися структурами или форму индуктивности со спиральной структурой. Длина от центра каждого из первого элемента и второго элемента до формы индуктивности определяется так, чтобы отделять первую резонансную частоту первой резонансной моды, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является таким же, как направление тока у тока, текущего через второй элемент, от второй резонансной частоты второй резонансной моды, в которой направление тока у тока, текущего через первый элемент, является противоположным направлению тока у тока, текущего через второй элемент. Ширина, по меньшей мере, части каждого провода, отличной от формы индуктивности первого элемента или второго элемента выполнена большей, чем ширина формы индуктивности.
[0015] В каждом из вышеописанных вариантов осуществления, может достигаться уменьшение размера, и обратные потери могут улучшаться.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
[0016] Вышеупомянутые и другие задачи, признаки и преимущества настоящего изобретения явствуют из нижеследующего подробного описания, приведенного со ссылкой на прилагаемые чертежи. В чертежах:
фиг. 1A - 1D демонстрируют первый вариант осуществления настоящего изобретения, в котором фиг. 1A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, фиг. 1B - вид сбоку в продольном разрезе, демонстрирующий деформированную изогнутую дипольную антенну, фиг. 1C - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, и фиг. 1D - увеличенный вид формы индуктивности;
фиг. 2 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между частотой и длиной (Lm+S);
фиг. 3A - 3C демонстрируют традиционную конфигурацию (№ 1), в которой фиг. 3A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, фиг. 3B - вид сбоку в продольном разрезе, демонстрирующий деформированную изогнутую дипольную антенну, и фиг. 3C - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой дипольной антенны;
фиг. 4A - 4C демонстрируют традиционную конфигурацию (№ 2), в которой фиг. 4A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, фиг. 4B - вид сбоку в продольном разрезе, демонстрирующий деформированную изогнутую дипольную антенну, и фиг. 4C - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой дипольной антенны;
фиг. 5 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между резонансной частотой и длиной элемента;
фиг. 6 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 7 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между резонансной длиной волны и длиной (Lm+S);
фиг. 8 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 9 - схема, демонстрирующая график импеданса;
фиг. 10A - 1C демонстрируют конфигурацию (№ 1) настоящего изобретения, в которой фиг. 10A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, фиг. 10B - вид сбоку в продольном разрезе, демонстрирующий деформированную изогнутую дипольную антенну, и фиг. 1C - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой дипольной антенны;
фиг. 11 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 12 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между нормированной частотой и Fa0/Fb0;
фиг. 13 - круговая диаграмма Смита импеданса Za;
фиг. 14 - круговая диаграмма Смита импеданса Zb;
фиг. 15 - круговая диаграмма Смита, демонстрирующая результаты моделирования импеданса;
фиг. 16 - таблица, демонстрирующая каждую частоту и каждую постоянную;
фиг. 17 - круговая диаграмма Смита для сравнения результатов моделирования с результатами вычисления;
фиг. 18 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой для сравнения результатов моделирования с результатами вычисления;
фиг. 19 - круговая диаграмма Смита для сравнения результатов моделирования с результатами вычисления;
фиг. 20 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой для сравнения результатов моделирования с результатами вычисления;
фиг. 21 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между частотой и длиной (Lm+S) согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 22A - 22C демонстрируют третий вариант осуществления настоящего изобретения, в котором фиг. 22A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой монопольной антенны, фиг. 22B - вид сбоку в продольном разрезе, демонстрирующий деформированную изогнутую монопольную антенну, и фиг. 22C - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой монопольной антенны;
фиг. 23 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между частотой и длиной (Lm+S);
фиг. 24 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 25 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между резонансной длиной волны и длиной (Lm+S);
фиг. 26 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между частотой и длиной (Lm+S) согласно четвертому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 27A - 27D демонстрируют пятый вариант осуществления настоящего изобретения, в котором фиг. 27A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, фиг. 27B - вид сбоку в продольном разрезе, демонстрирующий деформированную изогнутую дипольную антенну, фиг. 27C - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, и фиг. 27D - увеличенный вид формы индуктивности;
фиг. 28 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 29 - схема, демонстрирующая график импеданса;
фиг. 30 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 31A - 31D демонстрируют шестой вариант осуществления настоящего изобретения, в котором фиг. 31A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, фиг. 31B - вид сбоку в продольном разрезе, демонстрирующий деформированную изогнутую дипольную антенну, фиг. 31C - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, и фиг. 31D - увеличенный вид формы индуктивности;
фиг. 32 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 33A - 33D демонстрируют седьмой вариант осуществления настоящего изобретения, в котором фиг. 33A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, фиг. 33B - вид сбоку в продольном разрезе, демонстрирующий деформированную изогнутую дипольную антенну, фиг. 33C - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, и фиг. 33D - увеличенный вид формы индуктивности;
фиг. 34 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 35A и 35B демонстрируют восьмой вариант осуществления настоящего изобретения, в котором фиг. 35A - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны, и фиг. 35B - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны второго элемента деформированной изогнутой дипольной антенны;
фиг. 36 - увеличенный вид формы индуктивности согласно девятому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 37 - увеличенный вид формы индуктивности согласно десятому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 38 - увеличенный вид формы индуктивности согласно одиннадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 39 - увеличенный вид формы индуктивности согласно двенадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 40 - увеличенный вид формы индуктивности согласно тринадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 41 - увеличенный вид формы индуктивности согласно четырнадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 42 - увеличенный вид формы индуктивности согласно пятнадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 43 - увеличенный вид формы индуктивности согласно шестнадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 44 - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны согласно семнадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 45 - схема, демонстрирующая конфигурацию стороны первого элемента деформированной изогнутой дипольной антенны согласно восемнадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 46 - блок-схема вычислительного устройства согласно девятнадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 47 - блок-схема операций управления вычислением;
фиг. 48 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между обратными потерями и частотой;
фиг. 49 - круговая диаграмма Смита;
фиг. 50 - блок-схема вычислительного устройства согласно двадцатому варианту осуществления настоящего изобретения;
фиг. 51 - блок-схема операций управления вычислением;
фиг. 52 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между резонансной частотой и количеством полуэллиптических форм; и
фиг. 53 - график характеристики, демонстрирующий соотношение между длиной (Lm+S) и количеством полуэллиптических форм.
ВАРИАНТЫ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ
[0017] Далее, первый вариант осуществления настоящего изобретения будет описан со ссылкой на фиг. 1A - 20. Настоящее изобретение позволяет улучшить обратные потери за счет усовершенствования деформированной изогнутой дипольной антенны, раскрытой в патентном источнике 2. Сначала опишем процесс, раскрытый в настоящем изобретении.
[0018] Фиг. 4A - 4C демонстрируют деформированную изогнутую дипольную антенну 1 патентного источника 2. Деформированная изогнутая дипольная антенна 1 включает в себя первый элемент 3, сформированный из картины расположения проводников (проводника, сформированного в виде линии) на одной поверхности диэлектрической подложки 2 (см. фиг. 4B), второй элемент 4 сформированный из картины расположения проводников на другой стороне диэлектрической подложки 2, и шунтирующий элемент 5 для закорачивания первого элемента 3 и второго элемента 4.
[0019] Как показано на фиг. 4A, первый элемент 3 имеет первый L-образный участок 6 и второй L-образный участок 7, симметричные относительно центральной плоскости C в направлении ширины антенны. оконечные участки соответствующих длинных боковых участков этих L-образных участков 6 и 7 снабжены формами 8 и 9 индуктивности. Точки 10 подачи обеспечены на обращенных друг к другу оконечных участках соответствующих коротких боковых участков L-образных участков 6 и 7. Как показано на фиг. 4C, второй элемент 4 сформирован в, по существу, той же форме, что и первый элемент 3. Второй элемент 4 включает в себя пару противоположных боковых участков 11 и 12 и соединительный боковой участок 13 который соединяет концы этих противоположных боковых участков 11 и 12 друг с другом. Формы 14 и 15 индуктивности обеспечены на других концевых участках противоположных боковых участков 11 и 12, соответственно. Шунтирующий элемент 5 включает в себя сквозные отверстия 16 (см. фиг. 4B) которые соединяют соответствующие оконечные участки L-образных участков 6 и 7 первого элемента 3 с концом соответствующих других концевых участков противоположных боковых участков 11 и 12 второго элемента 4.
[0020] Фиг. 3A - 3C демонстрируют деформированную изогнутую дипольную антенну 17, которая сконфигурирована таким образом, что формы 8, 9, 14 и 15 индуктивности не обеспечены в L-образных участках 6 и 7 первого элемента 3 и противоположных боковых участках 11 и 12 второго элемента 4.
[0021] В деформированных изогнутых дипольных антеннах 1 и 17, сконфигурированных вышеописанным образом, существуют резонансная мода (именуемая резонансной модой A), в которой соответствующие токи текут через первый элемент 3 и второй элемент 4 в одном направлении, и резонансная мода (именуемая резонансной модой B), в которой соответствующие токи текут через первый элемент 3 и второй элемент 4 в противоположных направлениях. В этом примере предполагается, что длина длинных боковых участков (то есть длинных боковых участков L-образных участков 6 и 7 и длинных боковых участков противоположных боковых участков 11 и 12) первого элемента 3 и второго элемента 4 равна L. Фиг. 5 демонстрирует результаты моделирования изменений резонансных частот Fa0 и Fb0 в резонансных модах A и B при изменении L. На фиг. 5, по горизонтальной оси отложена L (длина элемента) и по вертикальной оси отложена резонансная частота.
[0022] На фиг. 5 кривая P1 демонстрирует изменение резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A деформированной изогнутой дипольной антенны 17 (см. фиг. 3A - 3C), и кривая P2 демонстрирует изменение резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B деформированной изогнутой дипольной антенны 12. Кривая P3 демонстрирует изменение резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A деформированной изогнутой дипольной антенны 1 (см. фиг. 4A - 4C), и кривая P4 демонстрирует изменение резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B деформированной изогнутой дипольной антенны 1.
[0023] Из графика, показанного на фиг. 5, можно видеть, что части линий первого элемента 3 и второго элемента 4 превращаются в формы 8, 9, 14 и 15 индуктивности, в результате чего, происходят следующие два изменения. Первое изменение состоит в том, что резонансные частоты Fa0 и Fb0 двух резонансных мод A и B низки. Второе изменение состоит в том, что резонансные частоты Fa0 и Fb0 двух резонансных мод A и B приближаются друг к другу, и могут совпадать друг с другом.
[0024] Деформированная изогнутая дипольная антенна 1, раскрытая в патентном источнике 2, сосредоточена на результатах первого изменения. С другой стороны, было установлено, что, когда происходит второе изменение, две резонансные частоты Fa0 и Fb0 почти совпадают друг с другом, в результате чего, две резонансные моды взаимодействуют друг с другом, и обратные потери увеличиваются. Ввиду вышеизложенных обстоятельств, авторы настоящего изобретения пытались улучшать обратные потери посредством конфигурации, в которой две резонансные частоты Fa0 и Fb0 отделены друг от друга конфигурацией, в которой части линий первого элемента 3 и второго элемента 4 превращаются в формы 8, 9, 14 и 15 индуктивности.
[0025] В частности, сначала, как показано на фиг. 4A, согласно настоящему изобретению, предполагается, что длина короткого бокового участка L-образного участка 6 первого элемента 3 (и второго элемента 4) равна S, и длина участка длинного бокового участка L-образного участка 6, отличного от индуктивности 8, равна Lm. С изменением длины (Lm+S), две длины волны λa и λb двух резонансных мод A и B отделены друг от друга, в результате чего, две резонансные частоты Fa0 и Fb0 в резонансных модах A и B отделены друг от друга. Далее это изобретение будет подробно описано.
[0026] Фиг. 6 демонстрирует результаты, полученные моделированием изменением обратных потерь, когда длина Lm длинных боковых участков L-образных участков 6, 7, 11 и 12 изменяется, например, до 5 мм, 10 мм, 15 мм, 20 мм, 24 мм и 29 мм. На фиг. 6 по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. На фиг. 6 кривая B1 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 5 мм. Кривая B2 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 10 мм. Кривая B3 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 15 мм. Кривая B4 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 20 мм. Кривая B5 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 24 мм. Кривая B6 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 29 мм.
[0027] Из фиг. 6 следует, что в качестве первого явления, по мере увеличения длины Lm, резонансная частота (то есть частота, на которой обратные потери падают) снижается. Кроме того, в качестве второго явления, следует понимать, что при увеличении длины Lm, возможны случаи, когда обратные потери улучшаются и обратные потери снижаются.
[0028] Прежде всего, в результате исследования первого явления, было установлено, что резонансные частоты Fa0 и Fb0 двух резонансных мод A и B можно получить из длины Lm длинных боковых участков L-образных участков 6, 7, 11 и 12 через расчетные формулы, и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B изменяется в зависимости от наличия или отсутствия шунтирующего элемента 5, который соединяет первый элемент 3 и второй элемент 4. Далее этот факт будет описан подробно.
[0029] На фиг. 7 показана схема, демонстрирующая результаты, полученные моделированием изменений длин волны λa и λb в резонансных модах A и B когда длина (Lm+S) первого элемента 3 и второго элемента 4 изменяется. На фиг. 7, по горизонтальной оси отложена длина (Lm+S), и по вертикальной оси отложена длина волны в резонансе. На фиг. 7, прямая линия Q1 указывает изменение длины волны λa в резонансной моде A, и прямая линия Q2 указывает изменение длины волны λb в резонансной моде B. Кроме того, устанавливается следующее соотношение между двумя резонансными частотами Fa0, Fb0 и двумя длинами волны λa, λb в резонансе.
[0030] λa=C/Fa0... (1)
λb=C/Fb0... (2)
где C - скорость света.
[0031] Дополнительно, при выражении двух прямых линий Q1 и Q2, представленных на фиг. 7 уравнением, получаются следующие два выражения.
[0032] λa=Ca1*(Lm+S)+Ca0... (3)
λb=Cb1*(Lm+S)+Cb0... (4)
Fa0=C/λa... (5)
Fb0=C/λb... (6)
где Ca1 - наклон (коэффициент пропорциональности λa) прямой линии Q1, Ca0 - отрезок, отсекаемый на оси координат (постоянная λa) прямой линии Q1, Cb1 - наклон (коэффициент пропорциональности λb) прямой линии Q2, и Cb0 - отрезок, отсекаемый на оси координат (постоянная λb) прямой линии Q2.
[0033] Установлено, что резонансные частоты Fa0 и Fb0 двух резонансных мод A и B можно получить на основании длины (Lm+S) первого элемента 3 и второго элемента 4 согласно выражению (1), (2), (3) и (4) по расчетным формулам.
[0034] Кроме того, в настоящем изобретении раскрыта конфигурация (конфигурация без шунтирующих элементов), для обеспечения отсутствия шунтирующих элементов 5, которые соединяют первый элемент 3 и второй элемент 4, или для регулировки положений шунтирующих элементов 5, хотя шунтирующие элементы 5 обеспечены, чтобы, таким образом, изменять резонансную частоту Fb0, в результате чего, резонансная частота Fa0 отделяется от резонансной частоты Fb0 (Fa0≠Fb0).
[0035] Сначала изменение резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B в зависимости от наличия или отсутствия шунтирующих элементов 5 будет описано со ссылкой на фиг. 8 и 9. В конфигурации, в которой длина Lm длинных боковых участков L-образных участков 6, 7, 11 и 12 равна, например, 15 мм, тот факт, что резонансная частота Fb0 в резонансной моде B изменяется в зависимости от наличия или отсутствия шунтирующих элементов 5 показан на графике обратных потерь на фиг. 8 и графике импеданса на фиг. 9.
[0036] На фиг. 8 показан график, демонстрирующий соотношение между частотой и обратными потерями, где по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. На фиг. 8 кривая R1 демонстрирует изменение обратных потерь конфигурации с шунтирующими элементами 5, то есть деформированной изогнутой дипольной антенны 1, представленной на фиг. 4A - 4C. На фиг. 8 кривая R2 демонстрирует изменение обратных потерь в конфигурации без шунтирующих элементов 5, то есть конфигурации, в которой шунтирующие элементы 5 устранены из деформированной изогнутой дипольной антенны 1, представленной на фиг. 4A - 4C. Из фиг. 8 следует, что резонансная частота Fa0, по существу, совпадает с резонансной частотой Fb0 в случае конфигурации с шунтирующими элементами 5, и, дополнительно, обратные потери велики. С другой стороны, в случае конфигурации без шунтирующих элементов 5, следует понимать, что резонансная частота Fb0 изменяется, резонансная частота Fa0 и резонансная частота Fb0 отделены друг от друга (то есть Fa0≠Fb0), и обратные потери резонансной частоты Fa0 малы.
[0037] На фиг. 9 показан график импеданса. На фиг. 9 кривая T1 демонстрирует график импеданса конфигурации с шунтирующими элементами 5, то есть деформированной изогнутой дипольной антенны 1, представленной на фиг. 4A - 4C. На фиг. 9, две кривые T21 и T22 демонстрируют графики импеданса в конфигурации без шунтирующих элементов 5, то есть конфигурации, в которой шунтирующие элементы 5 устранены из деформированной изогнутой дипольной антенны 1, представленной на фиг. 4A - 4C. Из фиг. 9 следует, что резонансная частота Fa0, по существу, совпадает с резонансной частотой Fb0 в случае конфигурации с шунтирующими элементами 5. С другой стороны, в случае конфигурации без шунтирующих элементов 5, установлено, что резонансная частота Fa0 и резонансная частота Fb0 отделены друг от друга (то есть Fa0≠Fb0).
[0038] Причина, по которой резонансная частота Fb0 изменяется вышеописанным образом в зависимости от наличия или отсутствия шунтирующих элементов 5, состоит в том, что Cb1 (коэффициент пропорциональности λb) и Cb0 (постоянная λb) в выражении (4) изменяются в зависимости от наличия или отсутствия шунтирующих элементов.
[0039] Сначала изменение резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B путем изменения положения каждого шунтирующего элемента 5 будет описано со ссылкой на фиг. 4A - 4C, 10A - 1C и 11. В деформированной изогнутой дипольной антенне 1, представленной на фиг. 4A - 4C, шунтирующий элемент 5 располагается вблизи конца индуктивного участка 8, другими словами, оконечного участка длинного бокового участка L-образного участка 6. С другой стороны, в деформированной изогнутой дипольной антенне 1, представленной на фиг. 10A - 10C, шунтирующий элемент 5 располагается в положении P2 центрального (например, четвертого), например, из восьми полуэллиптических участков 16 индуктивного участка 8. График, показанный на фиг. 11, получается из результатов моделирования для конфигурации, в которой длина Lm длинных боковых участков L-образных участков 6, 7, 11 и 12 равна, например, 15 мм.
[0040] На фиг. 11 показан график, демонстрирующий соотношение между частотой и обратными потерями, где по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. На фиг. 11 кривая U1 демонстрирует изменение обратных потерь конфигурации, в которой шунтирующий элемент 5 располагается на конце, то есть деформированной изогнутой дипольной антенны 1, представленной на фиг. 4A - 4C. Кроме того, на фиг. 11 кривая U2 демонстрирует изменение обратных потерь конфигурации, в которой шунтирующий элемент 5 располагается в центре, то есть деформированной изогнутой дипольной антенны 1, представленной на фиг. 10A - 10C. Из фиг. 11 следует, что резонансная частота Fb0 изменяется с изменением положения шунтирующего элемента 5 от конца к центру, резонансные частоты Fa0 и Fb0 отделены друг от друга (то есть Fa0≠Fb0), и обратные потери резонансных частот Fa0 и Fb0 достаточно малы. Причина, по которой резонансная частота Fb0 в резонансной моде B изменяется вышеописанным образом с изменением положения каждого шунтирующего элемента 5, состоит в том, что Cb1 (коэффициент пропорциональности λb) и Cb0 (постоянная λb) в выражении (4) изменяются в зависимости от положения шунтирующего элемента.
[0041] Далее, рассмотрим второе явление, то есть явление, когда при увеличении длины Lm, обратные потери могут улучшаться и обратные потери могут снижаться, принимая во внимание отношение (Fa0/Fb0) двух резонансных частот Fa0 и Fb0 и нормированной частоты, на которой обратные потери меньше или равны -6 дБ.
[0042] На фиг. 12 показан график, демонстрирующий соотношение между отношением (Fa0/Fb0) двух резонансных частот Fa0 и Fb0 и нормированной частотой, на которой обратные потери меньше или равны -6 дБ. На фиг. 12, по горизонтальной оси отложено отношение (Fa0/Fb0) двух резонансных частот Fa0 и Fb0 и по вертикальной оси отложена нормированная частота, на которой обратные потери меньше или равны -6 дБ. В этом случае, в качестве двух резонансных частот Fa0 и Fb0, используются значения, полученные из выражений (1), (2), (3) и (4), и в качестве нормированной частоты, на которой обратные потери меньше или равны -6 дБ, используется значение, полученное из графика обратных потерь на фиг. 6.
[0043] В этой связи, нормированная частота является Fm/Fs, полученное нормированием частоты Fm, на которой обратные потери составляют -6 дБ, по частоте Fs, которая является минимальным значением в секции, где обратные потери меньше или равны -6 дБ. При наличии двух частот Fs которые являются минимальными значениями в секции, где обратные потери меньше или равны -6 дБ, как в случае кривой B5 на фиг. 6, среднее значение (Fs1+Fs2)/2 двух частот Fs1 и Fs2, которые являются двумя минимальными значениями, задается равным частоте Fs, которая является минимальным значением.
[0044] Из графика, показанного на фиг. 12, следует, что нормированная частота изменяется согласно отношению (Fa0/Fb0) двух резонансных частот Fa0 и Fb0, и существуют область, в которой обратные потери ухудшаются (именуемая областью ухудшения), и область, в которой обратные потери улучшаются (именуемая областью улучшения). В области ухудшенная точка (диапазон) нормированной частоты исчезает, и отношение (Fa0/Fb0) становится равным 1. В области улучшения отношение (Fa0/Fb0) находится в диапазоне от 0,90 до 0,96 или в диапазоне от 1,04 до 1,10. Поскольку в диапазоне области ухудшения обратные потери ухудшаются, необходимо устанавливать отношение (Fa0/Fb0) двух резонансных частот Fa0 и Fb0 так, чтобы оно не попадало в диапазон области ухудшения.
[0045] Далее будут описаны процесс вывода расчетной формулы для вычисления обратных потерь и процесс установления диапазона области ухудшения на основании выведенной расчетной формулы для установления вышеописанного диапазона области ухудшения.
[0046] Сначала опишем процедуру вывода формулы для расчета обратных потерь.
[0047] На фиг. 13 показана наглядная диаграмма, в которой импеданс Za в резонансной моде A представлен на круговой диаграмме Смита. На фиг. 13 Fa0 является резонансной частотой в резонансной моде A, значение реактивного сопротивления равно 0, и значение сопротивления равно Ra. Fard является низкой антирезонансной частотой в резонансной моде A, и значение реактивного сопротивления равно -∞. Значение частоты Fard является бесконечно малым значением частоты, но в следующей расчетной формуле для вычисления 1/Fard в настоящем варианте осуществления используется значение, значительно меньшее, чем Fa0, например, 1 МГц.
[0048] Fard=1(МГц)... (7a)
Faru - высокая антирезонансная частота в резонансной моде A, и значение реактивного сопротивления равно ∞. Значение частоты Faru почти вдвое больше значения частоты Fa0.
[0049] Faru=2Fa0... (7b)
Из фиг. 13 импеданс Za в резонансной моде A можно вычислить согласно следующему выражению.
[0050] Za=Ra+jXa... (10)
Ra - значение резонансного сопротивления (Ом) в резонансной моде A,
Xa - значение реактивного сопротивления (Ом) в резонансной моде A,
j - мнимое число
В Fard<F≤Fa0, устанавливаются следующие три выражения.
2
2
[0051] Xa=Kad(1-(F/Fa0))/(1-(F/Fard))... (11)
2
2
Kad=((Fa0(1-Δad)/Fard)-1)/(1-Δad))... (12)
Δad=(Fa0-Fad)/Fa0... (13)
F - частота для получения импеданса
Fard - низкая антирезонансная частота в резонансной моде A, и реактивное сопротивление равно -∞,
Fa0 является резонансной частотой (МГц) в резонансной моде A, и реактивное сопротивление равно 0,
Fad - частота, на которой реактивное сопротивление в резонансной моде A становится -1,
Kad - низкий коэффициент пропорциональности в резонансной моде A,
Δad - относительная частота, на которой реактивное сопротивление в резонансной моде A изменяется от -1 до 0,
Дополнительно, в случае Fa0≤F<Faru, устанавливаются следующие три выражения.
2
2
[0052] Xa=Kau(1-(F/Fa0))/(1-(F/Faru))... (14)
2
2
Kau=((Fa0(1+Δau)/Faru)-1)/(1+Δau))... (15)
Δau=(Fau-Fa0)/Fa0... (16)
F - частота для получения импеданса
Faru - высокая антирезонансная частота в резонансной моде A, и реактивное сопротивление равно ∞,
Fau - частота, на которой реактивное сопротивление в резонансной моде A становится 1,
Kau - высокий коэффициент пропорциональности в резонансной моде A,
Δau - относительная частота, на которой реактивное сопротивление в резонансной моде A изменяется от 0 до 1.
Кроме того, на фиг. 14 показана наглядная диаграмма, в которой импеданс Zb в резонансной моде B представлен на круговой диаграмме Смита. На фиг. 14, Fb0 является резонансной частотой в резонансной моде B, значение реактивного сопротивления равно 0, и значение сопротивления равно Rb. Fbrd является низкой антирезонансной частотой в резонансной моде B, и значение реактивного сопротивления равно -∞. Значение частоты Fbrd приблизительно равно Fb0/2 в случае конфигурации, имеющей шунтирующий элемент 5, представленный на фиг. 4A - 4C, и бесконечно малому значению частоты в случае конфигурации без шунтирующего элемента 5. Однако в следующей расчетной формуле для вычисления 1/Fbrd в настоящем варианте осуществления используется значение, значительно меньшее, чем Fb0, например, 1 МГц.
[0053] В случае конфигурации, имеющей шунтирующий элемент 5,
Fbrd=Fb0/2... (8a)
В случае конфигурации без шунтирующего элемента 5,
Fbrd=1(МГц)... (9a)
В отсутствие шунтирующего элемента 5, когда Fb03 является резонансной частотой гармоники, которая в три раза больше резонансной моды B,
Fbrd=2Fb03/3... (9c)
Кроме того, Fbru - высокая антирезонансная частота в резонансной моде B, и значение реактивного сопротивления равно ∞. Значение частоты Fbru является значением частоты приблизительно 3Fb0/2 в случае конфигурации, имеющей шунтирующий элемент 5, представленный на фиг. 4A - 4C, и значение частоты приблизительно 2Fb0 в случае конфигурации без шунтирующего элемента 5.
[0054] В случае конфигурации, имеющей шунтирующий элемент 5,
Fbru=3Fb0/2... (8b)
В случае конфигурации без шунтирующего элемента 5,
Fbru=2Fb0... (9b)
В отсутствие шунтирующего элемента 5, когда Fb03 является резонансной частотой гармоники, которая в три раза больше резонансной моды B,
Fbru=4Fb03/3... (9d)
Далее, из фиг. 14 следует, что импеданс Zb в резонансной моде B можно вычислить согласно следующему выражению.
[0055] Zb=Rb+jXb... (17)
Rb - значение резонансного сопротивления (Ом) в резонансной моде B,
Xb - значение реактивного сопротивления (Ом) в резонансной моде B,
j - мнимое число.
В Fbrd<F≤Fb0, устанавливаются следующие три выражения.
2
2
[0056] Xb=Kbd(1-(F/Fb0))/(1-(F/Fbrd))... (18)
2
2
Kbd=((Fb0(1-Δbd)/Fbrd)-1)/(1-(1-Δbd))... (19)
Δbd=(Fb0-Fbd)/Fb0... (20)
F - частота для получения импеданса
Fbrd - низкая антирезонансная частота в резонансной моде B, и реактивное сопротивление равно -∞,
Fb0 является резонансной частотой (МГц) в резонансной моде B, и реактивное сопротивление равно 0,
Fbd - частота, на которой реактивное сопротивление в резонансной моде B становится -1,
Kbd - низкий коэффициент пропорциональности в резонансной моде B,
Δbd - относительная частота, на которой реактивное сопротивление в резонансной моде B изменяется от -1 до 0.
Дополнительно, в случае Fb0≤F<Fbru, устанавливаются следующие три выражения.
2
2
[0057] Xb=Kbu(1-(F/Fb0))/(1-(F/Fbru))... (21)
2
2
Kbu=(1-(Fb0(1+Δbu)/Fbru))/(1-(1+Δbu))... (22)
Δbu=(Fbu-Fb0)/Fb0... (23)
F - частота для получения импеданса
Fbru - высокая антирезонансная частота в резонансной моде B, и реактивное сопротивление равно ∞,
Fbu - частота, на которой реактивное сопротивление в резонансной моде B становится 1,
Kbu - высокий коэффициент пропорциональности в резонансной моде B,
Δbu - относительная частота, на которой реактивное сопротивление в резонансной моде B изменяется от 0 до 1.
Адмиттансы Ya и Yb в резонансных модах A и B можно вычислить согласно следующим выражениям.
[0058] Ya=1/Za=1/(Ra+jXa)... (24)
Yb=1/Zb=1/(Rb+jXb)... (25)
Кроме того, объединенный адмиттанс Yab в резонансных модах A и B, коэффициент Γab отражения и обратные потери RLab можно вычислить согласно следующим выражениям.
[0059] Yab=Ya+Yb=1/(Ra+jXa)+1/(Rb+jXb)
2
2
2
2
= (Ra-jXa)/(Ra+Xa)+(Rb-jXb)/(Rb+Xb)
2
2
2
2
2
2
2
2
= Ra/(Ra+Xa)+Rb/(Rb+Xb)-j(Xa/(Ra+Xa)+Xb/(Rb+Xb))
= Gab+jBab... (26)
Γab=(Y0-Yab)/(Y0+Yab)... (27)
RLab=20Log(|Γab|)... (28)
Y0 - нормированный адмиттанс (1/Ом), обычно 1/50,
|Γab| - абсолютное значение ab,
Gab - составная активная проводимость резонансных мод A и B,
Bab - составная реактивная проводимость в резонансных модах A и B.
Далее будет описан способ получения каждой постоянной, необходимой для вычисления вышеприведенного выражения (26).
[0060] Поскольку Δad и Δau, в принципе, почти одинаковы, среднее значение Δa вычисляется и используется, как показано в следующем выражении.
[0061] Δa=(Δau+Δad)/2... (29)
Поэтому Kad и Kau выражаются следующим образом.
2
2
[0062] Kad=((Fa0(1-Δa)/Fard)-1)/(1-(1-Δa))... (30)
2
2
Kau=(1-(Fa0(1+Δa)/Faru))/(1-(1+Δa))... (31)
В этом примере, поскольку Δa<<1,
2
Kad=((Fa0/Fard)-1)/2/Δa... (32)
2
Kau=(1-(Fa0/Faru))/2/(-Δa)... (33)
Таким же образом, поскольку Δbd и Δbu, в принципе, почти одинаковы, среднее значение Δb вычисляется и используется, как показано в следующем выражении.
[0063] Δb=(Δbu+Δbd)/2... (34)
Поэтому Kbd и Kbu выражаются следующим образом.
2
2
[0064] Kbd=((Fb0(1-Δb)/Fbrd)-1)/(1-(1-Δb))... (35)
2
2
Kbu=(1-(Fa0(1+Δb)/Fbru))/(1-(1+Δb))... (36)
В этом примере, поскольку Δb<<1,
2
Kbd=((Fb0/Fbrd)-1)/2/Δb... (37)
2
Kbu=(1-(Fb0/Fbru))/2/(-Δb)... (38)
На фиг. 15 показана диаграмма, в которой точки каждой частоты дополнительно записаны в результате моделирования импеданса в конфигурации, в которой параметр S задан равным 6,2 мм и Lm задана равной 29 мм в антенне, представленной на фиг. 4A - 4C. На фиг. 15, Rab является значением резонансного сопротивления (Ом) двух резонансных мод A и B. Кроме того, фиг. 16 демонстрирует таблицу значений, полученных из результатов моделирования, и значений резонансного сопротивления и результатов вычисления соответствующих постоянных Δa и Δb, вычисленных согласно вышеприведенным расчетным формулам.
[0065] Далее подтверждается, что результаты вычисления, полученные согласно выражениям (27) и (28), по существу, совпадают с результатами моделирования с использованием соответствующих частот и соответствующих постоянных, полученных вышеописанным образом.
[0066] На фиг. 17 и 18 показаны графики, демонстрирующие сравнение результатов моделирования импеданса и обратных потерь с результатами вычисления импеданса и обратных потерь согласно выражению (27) и (28) в конфигурации, где параметр S задан равным 6,2 мм, и параметр Lm задан равным 29 мм в антенне, представленной на фиг. 4A - 4C.
[0067] В случае вычисления согласно выражению (27) и (28), вычисление осуществляется с использованием соответствующих значений резонансного сопротивления (Ra, Rb) и соответствующих постоянных (Δa, Δb), описанных в таблице, показанных на фиг. 16, а также с использованием соответствующих значений резонансных частот (Fa0, Fb0) и антирезонансных частот (Fard, Faru, Fbrd, Fbru) двух резонансных мод A и B. Соответствующие значения резонансных частот (Fa0, Fb0) получаются с использованием выражений (5) и (6). Значения антирезонансных частот (Fard, Faru, Fbrd, Fbru) получаются с использованием выражений (7a), (7b), (8a) и (8b).
[0068] В круговой диаграмме Смита, показанной на фиг. 17, сплошная линия C1 указывает результаты вычисления, и прерывистая линия C2 указывает результаты моделирования. На фиг. 18 показан график характеристики, демонстрирующий соотношение между частотой и обратными потерями. На фиг. 18 сплошная линия C3 указывает результаты вычисления, и прерывистая линия C4 указывает результаты моделирования. Из круговой диаграммы Смита на фиг. 17 и графика обратных потерь характеристики на фиг. 18 можно видеть, что результаты вычисления согласно выражениям (27) и (28) полностью совпадают с результатами моделирования. Другими словами, подтверждается, что выражения (27), (28) и т.д. верны.
[0069] На фиг. 19 и 20 показаны графики, демонстрирующие сравнение результатов моделирования импеданса и обратных потерь с результатами вычисления импеданса и обратных потерь согласно выражению (27) и (28) в конфигурации, где параметр Lm изменяется от 29 мм до 5 мм. В этом случае, вычисление осуществляется, по существу, так же, как в случае, описанном на фиг. 17 и 18.
[0070] Другими словами, в случае вычисления согласно выражению (27) и (28), вычисление осуществляется с использованием соответствующих значений резонансного сопротивления (Ra, Rb) и соответствующих постоянных (Δa, Δb) описанных в таблице, показанных на фиг. 16, а также с использованием соответствующих значений резонансных частот (Fa0, Fb0) и антирезонансных частот (Fard, Faru, Fbrd, Fbru) двух резонансных мод A и B. Соответствующие значения резонансных частот (Fa0, Fb0) получаются с использованием выражений (5) и (6). Значения антирезонансных частот (Fard, Faru, Fbrd, Fbru) получаются с использованием выражений (7a), (7b), (8a) и (8b).
[0071] В круговой диаграмме Смита, показанной на фиг. 19, сплошная линия C5 указывает результаты вычисления, и прерывистая линия C6 указывает результаты моделирования. На фиг. 20 показан график характеристики, демонстрирующий соотношение между частотой и обратными потерями. На фиг. 20, сплошная линия C7 указывает результаты вычисления, и прерывистая линия C8 указывает результаты моделирования. Из круговой диаграммы Смита на фиг. 19 и графика обратных потерь характеристики на фиг. 20 можно видеть, что результаты вычисления согласно выражениям (27) и (28) полностью совпадают с результатами моделирования. Другими словами, подтверждается, что вычисления, произведенные согласно выражениям (27) и (28), верны.
[0072] Далее будет описан способ определения вышеописанного диапазона области ухудшения.
[0073] Прежде всего, устанавливаются следующие два соотношения между резонансным сопротивлением Ra в резонансной моде A, резонансным сопротивлением Rb в резонансной моде B и резонансным сопротивлением Rab двух резонансных мод, представленных на фиг. 15.
[0074] Rab<Ra... (39)
Rab<Rb... (40)
В этих выражениях (39) и (40), если значение сопротивления сделано обратным, устанавливаются следующие соотношения.
1/Rab>1/Ra... (41)
1/Rab>1/Rb... (42)
Затем 1/Rab получается следующим образом.
[0075] Из выражения (26) получается следующее выражение.
2
2
2
2
Ra/(Ra+Xa)+Rb/(Rb+Xb)=Gab=1/Rab
Поэтому получается следующее выражение.
2
2
2
2
1/Rab=Ra/(Ra+Xa)+Rb/(Rb+Xb)... (43)
Поэтому устанавливаются следующие соотношения.
2
2
2
2
Ra/(Ra+Xa)+Rb/(Rb+Xb)>1/Ra... (44)
2
2
2
2
Ra/(Ra+Xa)+Rb/(Rb+Xb)>1/Rb... (45)
2
2
Когда обе стороны выражения (44) умножаются на Ra(Ra+Xa), получаются следующие выражения.
2
2
2
2
2
RaRb(Ra+Xa)/(Rb+Xb)>Xa... (46)
2
2
2
2
2
RaRb(Ra+Xa)/Xa>(Rb+Xb)... (47)
2
2
Аналогично, когда обе стороны выражения (45) умножаются на Ra(Ra+Xa), получается следующее выражение.
2
2
2
2
2
RaRb(Rb+Xb)/Xb>(Ra+Xa)... (48)
Когда выражение (47) умножается на выражение (48), устанавливаются следующие соотношения.
2
2
2
2
RaRb/Xa/Xb>1... (49)
2
2
2
2
RaRb>XaXb... (50)
RaRb>XaXb... (51)
При подстановке выражений (14) и (18) получается следующее выражение.
2
2
2
2
RaRb>|Kau(1-(F/Fa0))/(1-(F/Faru))|⋅|Kbd(1-(F/Fb0))/(1-(F/Fbrd))|
... (52)
[0076] Далее, соотношение между F и Fa0, Fb0 задается как следующим образом.
[0077] F=Fa0(1+Δf)=Fb0(1-Δf)... (53)
Δf=(Fb0-Fa0)/(Fa0+Fb0)... (54)
Выражение (53) подставляется в выражение (52), и поскольку Δf<<1 в диапазоне области ухудшения, устанавливается следующее выражение.
2
2
RaRb>|Kau⋅2(-Δf)/(1-(F/Faru))|⋅|Kbd⋅2Δf/(1-(Fb0/Fbrd))|... (55)
Когда выражение (55) подставляется в выражения (33) и (37), выполняются следующие выражения.
2
RaRb>Δf/Δa/Δb... (56)
2
Δf<RaRbΔaΔb... (57)
-Δfm<Δf<Δfm... (58)
В этом примере, Δfm является относительной частотой границы ухудшенного диапазона, и устанавливаются следующие соотношения.
[0078] Δfm=√(RaRbΔaΔb)... (59)
Получаются следующие выражения из выражения (53).
Fa0/Fb0=(1-Δf)/(1+Δf)... (60)
Область ухудшения задается выражениями (58), (59) и (60).
(1-Δfm)/(1+Δfm)<Fa0/Fb0... (61)
Альтернативно, устанавливается следующее выражение.
Fa0/Fb0<(1+Δfm)/(1-Δfm)... (62)
Выше описан способ вычисления для определения диапазона области ухудшения.
[0079] Далее будет описан способ улучшения обратных потерь. Для улучшения обратных потерь необходимо устанавливать относительную частоту, выходящую за пределы диапазона области ухудшения, то есть находящуюся в области улучшения. По этой причине, необходимо устанавливать отношение (Fa0/Fb0) двух резонансных частот Fa0 и Fb0 в диапазоне улучшенной области обратных потерь, удовлетворяющей следующему условию, полученному из выражений (60) и (61).
[0080] (1-Δfm)/(1+Δfm)>Fa0/Fb0... (63)
Альтернативно, устанавливается следующее выражение.
Fa0/Fb0>(1+Δfm)/(1-Δfm)... (64)
В этой ситуации, когда Fb0 в выражениях (63) и (64) транспонируется, устанавливается следующее выражение.
((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb0>Fa0... (65)
Альтернативно, устанавливается следующее выражение.
Fa0>((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0... (66)
В этой ситуации, при транспонировании члена Δfm в выражениях (65) и (66), устанавливается следующее выражение.
((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0<Fb0... (67)
Альтернативно, устанавливается следующее выражение.
Fb0<((1-Δfm)/(1+Δfm))Fa0... (68)
[0081] Поэтому длина (Lm+S) до формы индуктивности первого элемента 3 или второго элемента 4 регулируется с использованием выражений (3), (4), (5) и (6), благодаря чему, соотношение между двумя резонансными частотами Fa0 и Fb0 удовлетворяет выражениям (65) и (66) или выражениям (67) и (68). В результате, обратные потери могут улучшаться.
[0082] Первый вариант осуществления
Далее, со ссылкой на фиг. 1A - 1D и 2, будет описан первый вариант осуществления настоящего изобретения. Деформированная изогнутая дипольная антенна 21 согласно настоящему варианту осуществления имеет структуру, представленную на фиг. 1A - 1D. Деформированная изогнутая дипольная антенна 21 включает в себя первый элемент 23, сформированный из картины расположения проводников (то есть проводник, сформированный в виде линии) на одной поверхности пластинчатой подложки 22 (см. фиг. 1B), выполненной из диэлектрика, второй элемент 24, сформированный из картины расположения проводников (то есть проводник, сформированный в виде линии) на другой стороне подложки 2, и шунтирующий элемент 70 для закорачивания первого элемента 23 и второго элемента 24. Подложка 22 является подложкой, выполненной из диэлектрического материала, например, эпоксидного стеклопластика. Предполагается, что толщина подложки 22 (диэлектрической) равна t, относительная диэлектрическая постоянная подложки 22 (диэлектрической) равна ε, и диэлектрические потери подложки 22 (диэлектрической) равны tan δ.
[0083] Как показано на фиг. 1A, первый элемент 23 включает в себя параллельный участок 25 стороны подачи мощности, сформированный из картины расположения проводников (например, разводки печатной платы). Параллельный участок 25 стороны подачи мощности имеет два L-образных участка, симметричные относительно центральной плоскости в направлении ширины антенны (далее именуемой центральной плоскостью в направлении ширины) C, то есть первый L-образный участок 26 и второй L-образный участок 27. Первый L-образный участок 26 включает в себя длинный боковой участок 28 и короткий боковой участок 29. Длинный боковой участок 28 параллелен центральной плоскости в направлении ширины C. Короткий боковой участок 29 короче длинного бокового участка 28 и присоединен к одному концу (левому концу на фиг. 1A - фиг. 1D) длинного бокового участка 28 и вертикально выступает от длинного бокового участка 28 к центральной плоскости в направлении ширины C.
[0084] Второй L-образный участок 27 также имеет ту же структуру, что и первой L-образной части 26 и имеет длинный боковой участок 30 и короткий боковой участок 31. Длинный боковой участок 30 имеет такую же длину и ширину, как длинный боковой участок 28 первого L-образного участка 26, и располагается напротив длинного бокового участка 28 по другую сторону центральной плоскости в направлении ширины C. Короткий боковой участок 31 короче длинного бокового участка 30 и присоединен к одному концу (левому концу на фиг. 1A - фиг. 1D) длинного бокового участка 30. Дополнительно, короткий боковой участок 31 вертикально выступает от длинного бокового участка 30 в центральной плоскости в направлении ширины C. Ширина и длина короткого бокового участка 31 такие же, как у короткого бокового участка 29 первого L-образного участка 26.
[0085] Как описано выше, первый L-образный участок 26 и второй L-образный участок 27 имеют одинаковую форму и располагаются так, что их короткие боковые участки 29 и 31 обращены друг к другу. оконечные участки коротких боковых участков 29 и 31 служат точками 32 подачи. Вышеописанная центральная плоскость в направлении ширины C является плоскостью, перпендикулярной к плоскости подложки 22 и параллельной длинному боковому участку 28 первого L-образного участка 26 и длинному боковому участку 30 второго L-образного участка 27.
[0086] Кроме того, первый L-образный участок 26 и второй L-образный участок 27 сформированы с внутренними выступающими участками 33 и 33 на частях первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27. Внутренние выступающие участки 33 выступают внутрь, будучи окружены первым L-образным участком 26 и вторым L-образным участком 27 в плоскости подложки 22 от прямолинейных участков длинных боковых участков 28 и 30 первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27. Соответствующие внутренние выступающие участки 33 образуют формы 34 индуктивности.
[0087] Как показано на фиг. 1D, каждый из внутренних выступающих участков 33 в настоящем варианте осуществления имеет полуэллиптическую форму. Вследствие полуэллиптической формы, ширина каждого оконечного участка короче длины участка основания, то есть длины между двумя концевыми точками, и ширина непрерывно уменьшается в направлении конца. Количество внутренних выступающих участков 33 равно, например, восьми, на каждом из длинного бокового участка 28 первого L-образного участка 26 и длинного бокового участка 30 второго L-образного участка 27, соответственно. В этом случае, исходя из того, что количество внутренних выступающих участков 33, образующих одну форму 34 индуктивности, равно Ni, в настоящем варианте осуществления Ni=8. Восемь внутренних выступающих участков 33 располагаются непрерывно от окрестности оконечного участка длинного бокового участка 28 первого L-образного участка 26 к короткому боковому участку 29. То же самое справедливо для стороны второго L-образного участка 27, и восемь внутренних выступающих участков 33 непрерывно сформированы в направлении короткого бокового участка 31 от окрестности оконечного участка длинного бокового участка 30 второго L-образного участка 27.
[0088] Термин "непрерывный" означает, что концевой участок одного внутреннего выступающего участка 33 и концевой участок другого внутреннего выступающего участка 33, соседствующего с одним внутренним выступающим участком 33, одинаковы, как показано на фиг. 1D. Дополнительно, в настоящем варианте осуществления, оба концевых участка каждого внутреннего выступающего участка 33 находятся в том же положении, что и нижний концевой участок (или верхний концевой участок) длинных боковых участков 28 и 30. Каждый внутренний выступающий участок 33 изгибается от линейного участка (картины расположения проводников) длинных боковых участков 28 и 30 на одном (левом) конце, выступает внутрь, складывается назад на оконечном участке и вновь соединяется с прямолинейным участком (картиной расположения проводников) длинных боковых участков 28 и 30 на другом (правом) конце. Как показано на фиг. 1D, предполагается, что ширина участка основания каждого внутреннего выступающего участка 33 равна Wi, высота равна Hi, и ширина линии равна φi. Дополнительно, предполагается, что количество внутренних выступающих участков 33, соответствующих одной форме 34 индуктивности, равно Ni.
[0089] В первом элементе 23, сконфигурированном вышеописанным образом, как показано на фиг. 1A, предполагается, что длина (длина элемента) в продольном направлении (длины элемента) длинных боковых участков 28 и 30 равна L, и длина участка, не включающего в себя форму 34 индуктивности в продольном направлении длинных боковых участков 28 и 30 равна Lm. Предполагается, что расстояние (высота элемента) между длинными боковыми участками 28 и 30 равно H. Предполагается, что ширина линии длинных боковых участков 28 и 30 равна ширине линии внутреннего выступающего участка 33 и задана равной φi. Предполагается, что длина коротких боковых участков 29 и 31 равна S. Ширина линии коротких боковых участков 29 и 31 равна ширине линии длинных боковых участков 28 и 30 (то есть ширине линии внутренних выступающих участков 33) и равна φi.
[0090] Как показано на фиг. 1C, второй элемент 24 включает в себя параллельный участок 35 стороны без подачи мощности, сформированный из картины расположения проводников (например, разводки печатной платы). Параллельный участок 35 стороны без подачи мощности включает в себя пару противоположных боковых участков 36 и 37, расположенных напротив друг друга, и соединительный боковой участок 38, который соединяет друг с другом концы пары противоположных боковых участков 36 и 37.
[0091] противоположные боковые участки 36 и 37 параллельны друг другу и их длина и ширина, соответственно, одинаковы. Вышеописанный противоположный боковой участок 36 имеет длину L (равную длине элемента), и располагается напротив длинного бокового участка 28 первого L-образного участка 26 в первом элементе 23, причем между ними располагается подложка 22. Аналогично, другой противоположный боковой участок 37 имеет длину L. Противоположный боковой участок 37 располагается напротив длинного бокового участка 30 второго L-образного участка 27 в первом элементе 23, причем между ними располагается подложка 22. Ширина линии этих противоположных боковых участков 36 и 37 равна ширине линии длинных боковых участков 28 и 30 в первом элементе 23 и равна φi.
[0092] Соединительный боковой участок 38 перпендикулярен двум противоположным боковым участкам 36 и 37, длина (высота элемента) соединительного бокового участка 38 равна H, ширина линии соединительного бокового участка 38 равна ширине линии противоположных боковых участков 36 и 37 и равна φi. Соединительный боковой участок 38 располагается напротив короткого бокового участка 29 первого L-образного участка 26 и короткого бокового участка 31 второго L-образного участка 26 в первом элементе 23, причем между ними располагается подложка 22.
[0093] Противоположные боковые участки 36 и 37 сформированы с внутренними выступающими участками 39 и 39, выступающими внутрь и окруженными противоположными боковыми участками 36, 37 и соединительным боковым участком 38. Каждый из внутренних выступающих участков 39 образует форму 40 индуктивности. В настоящем варианте осуществления внутренний выступающий участок 39 имеет такую же форму, как внутренний выступающий участок 33, сформированный в первом элементе 23, и внутренний выступающий участок 39 также имеет полуэллиптическую форму. Кроме того, внутренний выступающий участок 39 имеет такой же размер, как внутренний выступающий участок 33. Дополнительно, количество внутренних выступающих участков 39 такое же, как у внутреннего выступающего участка 33, и, в настоящем варианте осуществления, сформировано 8×2 штук, и внутренние выступающие участки 39 сформированы напротив соответствующих внутренних выступающих участков 33.
[0094] Кроме того, шунтирующий элемент 70 включает в себя сквозные отверстия 71 (см. фиг. 1B), которые соединяют соответствующие оконечные участки L-образных участков 26 и 27 первого элемента 23 с оконечными участками соответствующих других концевых участков противоположных боковых участков 36 и 37 второго элемента 24.
[0095] В настоящем варианте осуществления длина S коротких боковых участков 29 и 31 задана равной, например, 6,2 мм, и длина Lm участка за исключением форм 34 и 40 индуктивности в продольном направлении длинных боковых участков 28, 30, 36 и 37 задана равной, например, 5, 10, 15, 20, 24 или 29 мм. В результате, длина (Lm+S) задается равной 11,2, 16,2, 21,2, 26,2, 30,2 или 35,2 мм. При этом, когда Lm равна 5 мм, короткие боковые участки 29 и 31 длиннее, чем длинные боковые участки 28 и 30. Ширина φi всех линий задается равной, например, 0,2 мм, высота Hi внутренних выступающих участков 33 и 39 задается равной, например, 6 мм, ширина Wi участка основания задается равной, например, 0,6 мм, и толщина t диэлектрической подложки 22 задается равной 0,8 мм. Дополнительно, относительная диэлектрическая постоянная ε подложки 22 задается равной 4,9, и диэлектрические потери tan δ диэлектрика задаются равными 0,025. В результате моделирования с такими начальными условиями, как показано на фиг. 6 или 12, антенна с улучшенными обратными потерями имеет длину (Lm+S) 11,2, 16,2, 26,2, 30,2 и 35,2 мм. Напротив, как показано на фиг. 6 или 12, антенна с ухудшенными обратными потерями имеет длину (Lm+S) 21,1 мм.
[0096] На фиг. 2 показан график, демонстрирующий соотношение между длиной (Lm+S) и частотой. Со ссылкой на фиг. 2, будут описаны область улучшения и область ухудшения обратных потерь. На фиг. 2 по горизонтальной оси отложена длина (Lm+S), и по вертикальной оси отложена частота. На фиг. 2 кривая D1 демонстрирует резонансную частоту Fa0 в резонансной моде A, и кривая D2 демонстрирует резонансную частоту Fb0 в резонансной моде B. Эти Fa0 и Fb0 получаются согласно выражениям (3), (4), (5), (6) и длине (Lm+S). Значения, полученные на фиг. 7, используются в качестве коэффициента пропорциональности Ca1 λa, постоянной Ca0 λa, коэффициента пропорциональности Cb1 λb и постоянной Cb0 λb. Кроме того, резонансная мода, в которой ток течет через первый элемент 23 и второй элемент 24 в одном направлении, является резонансной модой A, и резонансная мода, в которой ток течет в противоположных направлениях, является резонансной модой B.
[0097] Дополнительно, при изменении положения шунтирующего элемента 70, соединяющего первый элемент 23 и второй элемент 24, значения коэффициента пропорциональности Cb1 λb и постоянной Cb0 λb изменяются.
[0098] На фиг. 2 кривая D3 демонстрирует низкую антирезонансную частоту Fbrd в резонансной моде B, и кривая D4 демонстрирует высокую антирезонансную частоту Fbru в резонансной моде B. Эти Fbrd и Fbru выводятся из выражений (8a) и (8b).
[0099] На фиг. 2 кривая D5 демонстрирует Fb0((1-Δfm)/(1+Δfm)), и кривая D6 демонстрирует Fb0((1+Δfm)/(1-Δfm)). Fb0 ((1-Δfm)/(1+Δfm)) и Fb0((1+Δfm)/(1-Δfm)) выводятся из выражений (65) и (66), которые являются границей для отделения области ухудшения и области улучшения друг от друга. Кривые D5 и D6 располагаются немного ниже и выше кривой D2 для Fb0. В этой связи, Δfm получается согласно выражению (59) с использованием постоянной, полученной на фиг. 16.
[0100] Область улучшения обратных потерь это область, которая удовлетворяет выражениям (65) и (66) и выражается следующим выражением.
Fbru>Fa0>((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0... (69)
Альтернативно, устанавливается следующее выражение.
Fbrd<Fa0<((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb0... (70)
[0101] По вертикальной оси (то есть частотной оси) на фиг. 2, область улучшения представляет собой области, указанные обеими стрелками E1 и E2, и по горизонтальной оси на фиг. 2 (то есть по оси длины (Lm+S)), область улучшения представляет собой область, помеченную как области улучшения. Области, указанные обеими стрелками E1 и E2 на вертикальной оси, являются диапазоном немного выше резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, то есть диапазоном от ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0 до высокой антирезонансной частоты Fbru в резонансной моде B, и диапазоном немного ниже резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, то есть диапазоном от ((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb0 до низкой антирезонансной частоты Fbrd в резонансной моде B.
[0102] Область улучшения на горизонтальной оси включает в себя область, в которой резонансная частота Fa0 (то есть кривая D1) в резонансной моде A немного выше резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, то есть область ниже точки пересечения с ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0 (то есть кривая D6), и область, в которой резонансная частота Fa0 в резонансной моде A (то есть кривая D1) немного ниже резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, то есть область над точкой пересечения с ((1-Δfm)/1+Δfm))Fb0 (то есть кривая D5).
[0103] Длина (Lm+S) определяется с использованием выражений (3), (4), (5) и (6) таким образом, чтобы резонансная частота Fa0 в резонансной моде A попадала в область улучшения и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь.
[0104] Другими словами, длина (Lm+S) определяется с использованием выражений (3), (4), (5) и (6) таким образом, чтобы резонансная частота Fa0 в резонансной моде A попадала в диапазон немного выше резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, другими словами, диапазон от ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0 до высокой антирезонансной частоты Fbru в резонансной моде B, или диапазон немного ниже резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, другими словами, диапазон от ((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb0 до низкой резонансной частоты Fbrd в резонансной моде B, и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь.
[0105] На фиг. 2, символы  указывают резонансную частоту Fa0 в резонансной моде A и резонансную частоту Fb0 в резонансной моде B антенн, обратные потери которых улучшаются в результате моделирования, то есть соответствующих антенн, длина (Lm+S) которых равна 11,2, 16,2, 26,2, 30,2, 35,2 мм.
[0106] На фиг. 2 символ × указывает, что резонансная частота Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B антенн, обратные потери которых ухудшаются в результате моделирования, другими словами, антенн, длина (Lm+S) которых равна 21,2 мм.
[0107] Из фиг. 2 следует, что Fa0 и Fb0 (то есть положения символа ) области улучшения, определенной по расчетной формуле, и области улучшения, определенной из результата моделирования, точно совпадают друг с другом. Кроме того, из фиг. 2 следует, что Fa0 и Fb0 (то есть положение символа ×) области ухудшения, определенной по расчетной формуле, и области ухудшения, определенной из результата моделирования, точно совпадают друг с другом. Это подтверждает, что результат вычисления по вышеупомянутой расчетной формуле верен.
[0108] Дополнительно, в настоящем варианте осуществления, поскольку изогнутые участки обеспечены на участках линии, отличных от форм 34 и 40 индуктивности первого элемента 23 и второго элемента 24, высота элемента H деформированной изогнутой дипольной антенны 21 может уменьшаться.
[0109] Второй вариант осуществления
Фиг. 21 демонстрирует второй вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. Конкретная конфигурация деформированной изогнутой дипольной антенны 21 согласно второму варианту осуществления такая же, как в первом варианте осуществления. В первом варианте осуществления, при определении области улучшения и области ухудшения обратных потерь, вычисление производится на основании низкой антирезонансной частоты Fbrd и высокой антирезонансной частоты Fbru в резонансной моде B. С другой стороны, во втором варианте осуществления, вычисление производится на основании низкой антирезонансной частоты Fard и высокой антирезонансной частоты Faru в резонансной моде A. Далее второй вариант осуществления будет описан более подробно.
[0110] На фиг. 21 показан график, демонстрирующий соотношение между длиной (Lm+S) и частотой. Согласно фиг. 21, будет описан способ вычисления для определения области улучшения и области ухудшения обратных потерь. На фиг. 21, кривая D1 демонстрирует резонансную частоту Fa0 в резонансной моде A, и кривая D2 демонстрирует резонансную частоту Fb0 в резонансной моде B. Эти Fa0 и Fb0 получаются согласно выражениям (3), (4), (5), (6) и длине (Lm+S). Значения, полученные на фиг. 7 используются в качестве коэффициента пропорциональности Ca1 λa, постоянной Ca0 λa, коэффициента пропорциональности Cb1 λb, и постоянной Cb0 λb. Дополнительно, при изменении положения шунтирующего элемента 70, соединяющего первый элемент 23 и второй элемент 24, значения коэффициента пропорциональности Cb1 λb и постоянной Cb0 λb изменяются.
[0111] На фиг. 21 кривая D41 демонстрирует высокую антирезонансную частоту Faru в резонансной моде A. Низкая антирезонансная частота Fard в резонансной моде A не показана на фиг. 21, но не входит в область, показанную на фиг. 21. Эти Fard и Faru выводятся из выражений (7a) и (7b).
[0112] На фиг. 2, кривая D51 демонстрирует Fa0((1-Δfm)/(1+Δfm)), и кривая D61 демонстрирует Fa0((1+Δfm)/(1-Δfm)). Fa0((1-Δfm)/(1+Δfm)) и Fa0((1+Δfm)/(1-Δfm)) выводятся из выражений (67) и (68), которые являются границей для отделения области ухудшения и области улучшения друг от друга. Кривые D51 и D61 располагаются немного ниже и выше кривой D1 Fa0. В этой связи, Δfm получается согласно выражению (59) с использованием постоянной, полученной на фиг. 16.
[0113] Область улучшения обратных потерь это область, которая удовлетворяет выражениям (67) и (68), и выражается следующим выражением.
Faru>Fb0>((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0... (71)
Альтернативно, устанавливается следующее выражение.
Fard<Fb0<((1-Δfm)/(1+Δfm))Fa0... (72)
[0114] По вертикальной оси (то есть частотной оси) на фиг. 21, область улучшения представляет собой области, указанные обеими стрелками E11 и E21, и по горизонтальной оси на фиг. 21 (то есть по оси длины (Lm+S)), область улучшения представляет собой область, помеченную как области улучшения. Области, указанные обеими стрелками E11 и E21 на вертикальной оси, являются диапазоном немного выше резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, то есть диапазоном от ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0 до высокой антирезонансной частоты Faru в резонансной моде A, и диапазоном немного ниже резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, то есть диапазоном от ((1-Δfm)/(1+Δfm))Fa0 до низкой антирезонансной частоты Fbrd в резонансной моде A.
[0115] Область улучшения на горизонтальной оси включает в себя область, в которой резонансная частота Fb0 (то есть кривая D2) в резонансной моде B немного выше резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, то есть область ниже точки пересечения с ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0 (то есть кривая D61), и область, в которой резонансная частота Fb0 в резонансной моде B (то есть кривая D2) немного ниже резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, то есть область над точкой пересечения с ((1-Δfm)/1+Δfm))Fa0 (то есть кривая D51).
[0116] Длина (Lm+S) определяется с использованием выражений (3), (4), (5) и (6) таким образом, чтобы резонансная частота Fb0 в резонансной моде B попадала в область улучшения и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь.
[0117] Другими словами, длина (Lm+S) определяется с использованием выражений (3), (4), (5) и (6) таким образом, чтобы резонансная частота Fb0 в резонансной моде B попадала в диапазон немного выше резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, другими словами, диапазон от ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0 до высокой антирезонансной частоты Faru в резонансной моде A, или диапазон немного ниже резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, другими словами, диапазон от ((1-Δfm)/(1+Δfm))Fa0 до низкой резонансной частоты Fard в резонансной моде A, и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь.
[0118] На фиг. 21, символы  указывают резонансную частоту Fa0 в резонансной моде A и резонансную частоту Fb0 в резонансной моде B антенн, обратные потери которых улучшаются в результате моделирования, то есть соответствующих антенн, длина (Lm+S) которых равна 11,2, 16,2, 26,2, 30,2, 35,2 мм.
[0119] На фиг. 21 символ × указывает, что резонансная частота Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B антенн, обратные потери которых ухудшаются в результате моделирования, другими словами, антенн, длина (Lm+S) которых равна 21,2 мм.
[0120] Из фиг. 21 следует, что Fa0 и Fb0 (то есть положения символа ) области улучшения, определенной по расчетной формуле, и области улучшения, определенной из результата моделирования, точно совпадают друг с другом. Кроме того, из фиг. 21 следует, что Fa0 и Fb0 (то есть положение символа ×) области ухудшения, определенной по расчетной формуле, и области ухудшения, определенной из результата моделирования, точно совпадают друг с другом. Таким образом, подтверждается, что результат вычисления по расчетной формуле верен.
[0121] Конфигурации второго варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как в первом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в первом варианте осуществления, можно получить даже во втором варианте осуществления.
[0122] Третий вариант осуществления
Фиг. 22A - 22C и 23 демонстрируют третий вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. В третьем варианте осуществления первый элемент 72 включает в себя первый L-образный участок 26 и широкий проводник 73. Широкий проводник 73 сконфигурирован, например, посредством земляного электрода высокочастотной цепи. Точка соединения между оконечным участком короткого бокового участка 29 первого L-образного участка 26 и широким проводником 73 служит входным контактом 74.
[0123] Второй элемент 75 располагается напротив первого L-образного участка 26 первого элемента 72 и имеет L-образный участок 76, имеющий, по существу, такую же форму, как у первого L-образного участка 26. L-образный участок 76 имеет длинный боковой участок 28 и короткий боковой участок 29, и внутренние выступающие участки 39, то есть форма 40 индуктивности располагается в длинном боковом участке 28. Оконечный участок короткого бокового участка 29 L-образного участка 76 служит входным контактом 77. В этой конфигурации, входной контакт 74 и входной контакт 77 являются точками подачи. Малогабаритная антенна согласно настоящему варианту осуществления сконфигурирована как малогабаритная монопольная антенна.
[0124] Подложка 22 сконфигурирована, например, печатной платой, выполненной из диэлектрического материала. Высокочастотная цепь 78 обеспечивается на поверхности подложки 22, на которой располагается второй элемент 75. Кроме того, шунтирующий элемент 70, который закорачивает первый элемент 72 и второй элемент 75 включает в себя сквозное отверстие 71 (см. фиг. 22B), которое соединяет оконечный участок L-образного участка 26 первого элемента 72 с оконечным участком длинного бокового участка 28 L-образного участка 76 во втором элементе 75.
[0125] В настоящем варианте осуществления, длина S короткого бокового участка 29 в первом элементе 72 задается равной, например, 6,2 мм, и длина Lm участка за исключением формы 34 индуктивности в продольном направлении длинного бокового участка 28 задается равной, например, 5, 10, 15, 20, 24 или 29 мм. В результате, длина (Lm+S) задается равной 11,2, 16,2, 21,2, 26,2, 30,2 или 35,2 мм. Ширина φi всех линий задается равной, например, 0,2 мм, высота Hi внутреннего выступающего участка 33 задается равной, например, 6 мм, ширина Wi участка основания задается равной, например, 0,6 мм, толщина t диэлектрической подложки 22 задается равной 0,8 мм. Дополнительно, относительная диэлектрическая постоянная ε подложки 22 задается равной 4,9, и диэлектрические потери tan δ диэлектрика задаются равными 0,025. В результате моделирования с такими начальными условиями, как показано на фиг. 24, антенна с улучшенными обратными потерями имеет длину (Lm+S) 11,2 и 16,2 мм. Напротив, как показано на фиг. 24, антенна с ухудшенными обратными потерями имеет длину (Lm+S) 21,1, 26,2, 30,2 и 35,2 мм.
[0126] Фиг. 24 демонстрирует результаты, полученные моделированием изменением обратных потерь, когда длина Lm изменяется, например, на 5, 10, 15, 20, 24 и 29 мм. На фиг. 24, по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. На фиг. 24, кривая B11 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 5 мм. Кривая B21 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 10 мм. Кривая B31 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 15 мм. Кривая B41 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 20 мм. Кривая B51 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 24 мм. Кривая B61 демонстрирует изменение обратных потерь, когда длина Lm равна 29 мм.
[0127] На фиг. 25 показана схема, демонстрирующая результаты, полученные моделированием изменений длин волны λa и λb в резонансных модах A и B когда длина (Lm+S) первого элемента 3 и второго элемента 4 изменяется. На фиг. 25, по горизонтальной оси отложена длина (Lm+S), и по вертикальной оси отложена длина волны в резонансе. На фиг. 25, прямая линия Q11 указывает изменение длины волны λa в резонансной моде A, и прямая линия Q21 указывает изменение длины волны λb в резонансной моде B. Кроме того, устанавливается следующее соотношение между двумя резонансными частотами Fa0, Fb0 и двумя длинами волны λa, λb в резонансе.
[0128] λa=C/Fa0... (1)
λb=C/Fb0... (2)
где C - скорость света.
[0129] Дополнительно, при выражении двух прямых линий Q11 и Q21, представленных на фиг. 25 уравнением, получаются следующие два выражения.
[0130] λa=Ca11*(Lm+S)+Ca01... (3-1)
λb=Cb11*(Lm+S)+Cb01... (4-1)
Fa0=C/λa... (5)
Fb0=C/λb... (6)
где Ca11 - наклон (коэффициент пропорциональности λa) прямой линии Q11, Ca0 - отрезок, отсекаемый на оси координат (постоянная λa) прямой линии Q11, Cb11 - наклон (коэффициент пропорциональности λb) прямой линии Q21, и Cb01 - отрезок, отсекаемый на оси координат (постоянная λb) прямой линии Q21.
[0131] Установлено, что резонансные частоты Fa0 и Fb0 двух резонансных мод A и B можно получить на основании длины (Lm+S) первого элемента 73 и второго элемента 75 согласно выражению (1), (2), (3-1) и (4-1) по расчетным формулам.
[0132] На фиг. 23 показан график, демонстрирующий соотношение между длиной (Lm+S) и частотой. Согласно фиг. 23, будут описаны область улучшения и область ухудшения обратных потерь. На фиг. 23 кривая D12 демонстрирует резонансную частоту Fa0 в резонансной моде A, и кривая D22 демонстрирует резонансную частоту Fb0 в резонансной моде B. Эти Fa0 и Fb0 получаются согласно выражениям (3-1), (4-1), (5), (6) и длине (Lm+S). Значения, полученные на фиг. 25, используются в качестве коэффициента пропорциональности Ca11 λa, постоянной Ca01 λa, коэффициента пропорциональности Cb11 λb, и постоянной Cb01 λb. Кроме того, резонансная мода, в которой ток течет через первый элемент 72 и второй элемент 75 в одном направлении, является резонансной модой A, и резонансная мода, в которой ток течет в противоположных направлениях, является резонансной модой B.
[0133] Дополнительно, когда положение шунтирующего элемента 70, соединяющего первый элемент 72 и второй элемент 75, изменяется, значения коэффициента пропорциональности Cb11 λb и постоянной Cb01 λb изменяются.
[0134] На фиг. 23 кривая D32 демонстрирует низкую антирезонансную частоту Fbrd в резонансной моде B, и кривая D42 демонстрирует высокую антирезонансную частоту Fbru в резонансной моде B. Эти Fbrd и Fbru выводятся из выражений (8a) и (8b).
[0135] На фиг. 23 кривая D52 демонстрирует Fb0((1-Δfm)/(1+Δfm)), и кривая D62 демонстрирует Fb0((1+Δfm)/(1-Δfm)). Fb0((1-Δfm)/(1+Δfm)) и Fb0((1+Δfm)/(1-Δfm)) выводятся из выражений (65) и (66), которые являются границей для отделения области ухудшения и области улучшения друг от друга. Кривые D52 и D62 располагаются немного ниже и выше кривой D22 Fb0. В этой связи, Δfm получается согласно выражению (59) с использованием постоянной, полученной на фиг. 16.
[0136] Область улучшения обратных потерь это область, которая удовлетворяет выражениям (65) и (66) и выражается следующим выражением.
Fbru>Fa0>((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0... (69)
Альтернативно, устанавливается следующее выражение.
Fbrd<Fa0<((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb0... (70)
[0137] По вертикальной оси (то есть частотной оси) на фиг. 23, область улучшения представляет собой области, указанные обеими стрелками E12 и E22, и по горизонтальной оси на фиг. 23 (то есть по оси длины (Lm+S)), область улучшения представляет собой область, помеченную как области улучшения. Области, указанные обеими стрелками E12 и E22 на вертикальной оси, являются диапазоном немного выше резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, то есть диапазоном от ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0 до высокой антирезонансной частоты Fbru в резонансной моде B, и диапазоном немного ниже резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, то есть диапазоном от ((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb 0 до низкой антирезонансной частоты Fbrd в резонансной моде B.
[0138] Область улучшения на горизонтальной оси включает в себя область, в которой резонансная частота Fa0 (то есть кривая D12) в резонансной моде A немного выше резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, то есть область ниже точки пересечения с ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0 (то есть кривая D62), и область, в которой резонансная частота Fa0 в резонансной моде A (то есть кривая D12) немного ниже резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, то есть область над точкой пересечения с ((1-Δfm)/1+Δfm))Fb0 (то есть кривая D52).
[0139] Длина (Lm+S) определяется с использованием выражений (3-1), (4-1), (5) и (6) таким образом, чтобы резонансная частота Fa0 в резонансной моде A попадала в область улучшения и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь.
[0140] Другими словами, длина (Lm+S) определяется с использованием выражений (3-1), (4-1), (5) и (6) таким образом, чтобы резонансная частота Fa0 в резонансной моде A попадала в диапазон немного выше резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, другими словами, диапазон от ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fb0 до высокой антирезонансной частоты Fbru в резонансной моде B, или диапазон немного ниже резонансной частоты Fb0 в резонансной моде B, другими словами, диапазон от ((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb0 до низкой резонансной частоты Fbrd в резонансной моде B, и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь.
[0141] На фиг. 23 символы  указывают резонансную частоту Fa0 в резонансной моде A и резонансную частоту Fb0 в резонансной моде B антенн, обратные потери которых улучшаются в результате моделирования, то есть соответствующих антенн, длина (Lm+S) которых равна 11,2 и 16,2 мм.
[0142] На фиг. 23 символ × указывает, что резонансная частота Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B антенн, обратные потери которых ухудшаются в результате моделирования, другими словами, антенн, длина (Lm+S) которых равна 21,2, 26,2, 30,2 и 35,2 мм.
[0143] Из фиг. 23 следует, что Fa0 и Fb0 (то есть положения символа ) области улучшения, определенной по расчетной формуле, и области улучшения, определенной из результата моделирования, точно совпадают друг с другом. Кроме того, из фиг. 23 следует, что Fa0 и Fb0 (то есть положение символа ×) области ухудшения, определенной по расчетной формуле, и области ухудшения, определенной из результата моделирования, точно совпадают друг с другом. Таким образом, подтверждается, что результат вычисления по расчетной формуле верен.
[0144] Конфигурации третьего варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как в первом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в первом варианте осуществления, можно получить даже в третьем варианте осуществления.
[0145] Четвертый вариант осуществления
Фиг. 26 демонстрирует четвертый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в третьем варианте осуществления. Конкретная конфигурация малогабаритной монопольной антенны согласно четвертому варианту осуществления такая же, как в третьем варианте осуществления. В третьем варианте осуществления, при определении области улучшения и области ухудшения обратных потерь, вычисление производится на основании низкой антирезонансной частоты Fbrd и высокой антирезонансной частоты Fbru в резонансной моде B. С другой стороны, в четвертом варианте осуществления, вычисление производится на основании низкой антирезонансной частоты Fard и высокой антирезонансной частоты Faru в резонансной моде A. Далее четвертый вариант осуществления будет описан более подробно.
[0146] На фиг. 26 показан график, демонстрирующий соотношение между длиной (Lm+S) и частотой. Согласно фиг. 26, будет описан способ вычисления для определения области улучшения и области ухудшения обратных потерь. На фиг. 26, кривая D12 демонстрирует резонансную частоту Fa0 в резонансной моде A и кривая D22 демонстрирует резонансную частоту Fb0 в резонансной моде B. Эти Fa0 и Fb0 получаются согласно выражениям (3-1), (4-1), (5), (6) и длине (Lm+S). Значения, полученные на фиг. 25, используются в качестве коэффициента пропорциональности Ca11 λa, постоянной Ca01 λa, коэффициента пропорциональности Cb11 λb, и постоянной Cb01 λb. Дополнительно, когда положение шунтирующего элемента 25 соединяющий первый элемент 72 и второй элемент 75, изменяется, значения коэффициента пропорциональности Cb11 λb и постоянной Cb01 λb изменяются.
[0147] На фиг. 26 кривая D43 демонстрирует высокую антирезонансную частоту Faru в резонансной моде A. Низкая антирезонансная частота Fard в резонансной моде A не показана на фиг. 26, но не входит в область, показанную на фиг. 26. Эти Fard и Faru выводятся из выражений (8a) и (8b).
[0148] На фиг. 26 кривая D53 демонстрирует Fa0((1-Δfm)/(1+Δfm)) и кривая D63 демонстрирует Fa0((1+Δfm)/(1-Δfm)). Fa0((1-Δfm)/(1+Δfm)) и Fa0((1+Δfm)/(1-Δfm)) выводятся из выражений (67) и (68), которые являются границей для отделения области ухудшения и области улучшения друг от друга. Кривые D53 и D63 располагаются немного ниже и выше кривой D12 Fa0. В этой связи, Δfm получается согласно выражению (59) с использованием постоянной, полученной на фиг. 16.
[0149] Область улучшения обратных потерь это область, которая удовлетворяет выражениям (67) и (68), и выражается следующим выражением.
Faru>Fb0>((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0... (71)
Альтернативно, устанавливается следующее выражение.
Fard<Fb0<((1-Δfm)/(1+Δfm))Fa0... (72)
[0150] По вертикальной оси (то есть частотной оси) на фиг. 26, область улучшения представляет собой области, указанные обеими стрелками E13 и E23, и по горизонтальной оси на фиг. 26 (то есть по оси длины (Lm+S)), область улучшения представляет собой область, помеченную как области улучшения. Области, указанные обеими стрелками E13 и E23 на вертикальной оси, являются диапазоном немного выше резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, то есть диапазоном от ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0 до высокой антирезонансной частоты Faru в резонансной моде A, и диапазоном немного ниже резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, то есть диапазоном от ((1-Δfm)/(1+Δfm))Fa0 до низкой антирезонансной частоты Fbrd в резонансной моде A.
[0151] Область улучшения на горизонтальной оси включает в себя область, в которой резонансная частота Fb0 (то есть кривая D22) в резонансной моде B немного выше резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, то есть область ниже точки пересечения с ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0 (то есть кривая D63), и область, в которой резонансная частота Fb0 в резонансной моде B (то есть кривая D22) немного ниже резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, то есть область над точкой пересечения с ((1-Δfm)/1+Δfm))Fa0 (то есть кривая D53).
[0152] Длина (Lm+S) определяется с использованием выражений (3-1), (4-1), (5) и (6) таким образом, чтобы резонансная частота Fb0 в резонансной моде B попадала в область улучшения и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь.
[0153] Другими словами, длина (Lm+S) определяется с использованием выражений (3-1), (4-1), (5) и (6) таким образом, чтобы резонансная частота Fb0 в резонансной моде B попадала в диапазон немного выше резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, другими словами, диапазон от ((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0 до высокой антирезонансной частоты Faru в резонансной моде A, или диапазон немного ниже резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A, другими словами, диапазон от ((1-Δfm)/(1+Δfm))Fa0 до низкой резонансной частоты Fard в резонансной моде A, и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь.
[0154] На фиг. 26 символы  указывают резонансную частоту Fa0 в резонансной моде A и резонансную частоту Fb0 в резонансной моде B антенн, обратные потери которых улучшаются в результате моделирования, то есть соответствующих антенн, длина (Lm+S) которых равна 11,2 и 16,2 мм.
[0155] На фиг. 26 символ × указывает, что резонансная частота Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B антенн, обратные потери которых ухудшаются в результате моделирования, другими словами, антенн, длина (Lm+S) которых равна 21,2, 26,2, 30,2 и 35,2 мм.
[0156] Из фиг. 26 следует, что Fa0 и Fb0 (то есть положения символа ) области улучшения, определенной по расчетной формуле, и области улучшения, определенной из результата моделирования, точно совпадают друг с другом. Кроме того, из фиг. 26 следует, что Fa0 и Fb0 (то есть положение символа ×) области ухудшения, определенной по расчетной формуле, и области ухудшения, определенной из результата моделирования, точно совпадают друг с другом. Таким образом, подтверждается, что результат вычисления по расчетной формуле верен.
[0157] Конфигурации четвертого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как у в третьем варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в третьем варианте осуществления, можно получить даже в четвертом варианте осуществления.
[0158] Пятый вариант осуществления
Фиг. 27A - 30 демонстрируют пятый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. В пятом варианте осуществления, шунтирующий элемент 70 не обеспечен (то есть первый элемент 23 и второй элемент 24 сконфигурированы изолированными друг от друга). Кроме того, часть линии первого элемента 23, например, ширина W1 линии коротких боковых участков 29 и 31 L-образных участков 26 и 27 выполнена большей, чем значения ширины линии других участков.
[0159] В антенне, имеющей конфигурацию, представленную на фиг. 27A - фиг. 27D, которая не предусматривает обеспечения шунтирующего элемента 70, Cb1 (коэффициент пропорциональности λb) и Cb0 (постоянная λb) изменяется, и соотношение между резонансной частотой Fa0 в резонансной моде A и резонансной частотой Fb0 в резонансной моде B достигает области улучшения обратных потерь, которая удовлетворяет выражениям (69) и (72) при условии, что длина (Lm+S) до каждой формы 34 индуктивности равна, например, 21,2 мм.
[0160] В антенне, имеющей конфигурацию, показанную на фиг. 27A - 27D, ширина W1 линии коротких боковых участков 29 и 31 задается равной, например, 20 мм. Поскольку индуктивная составляющая возрастает с уменьшением ширины линии формы 34 индуктивности, ширина линии участка, где сформированы формы 34 и 40 индуктивности, задается равной минимально допустимой ширине линии (то есть нижнее предельное значение ширины линии равно, например, 0,2 мм), что желательно с точки зрения уменьшения размера.
[0161] В антенне, сконфигурированной согласно фиг. 27A - 27D, длина L в продольном направлении длинных боковых участков 28 и 30 задается равной, например, 20,8 мм, длина Lm участка, не включающего в себя форму 34 индуктивности в длинных боковых участках 28 и 30, задается равной, например, 15,1 мм, и длина (Lm+S) задается равной, например, 21,2 мм. Высота элемента H задается равным, например, 12,4 мм. Ширина φi линии для линии, отличной от коротких боковых участков 29 и 31, задается равной 0,2 мм, высота Hi внутреннего выступающего участка 33 задается равной, например, 6 мм, ширина Wi участка основания задается равной, например, 0,6 мм, и толщина t диэлектрической подложки 22 задается равной 0,8 мм.
[0162] Дополнительно, из фиг. 13, постоянные Ra, Δa, Rb и Δb в случае, когда количество Ni полуэллипсов форм 34 и 40 индуктивности равно восьми, и присутствует шунтирующий элемент, получаются следующим образом.
[0163] Ra=0,33
Δa=0,029
Rb=0,38
Δb=0,045
При подстановке этих постоянных в уравнение (59), получается следующее выражение.
Δfm=0,013... (73)
[0164] В пятом варианте осуществления, даже в отсутствие шунтирующего элемента, относительная частота Δfm на границе диапазона ухудшения не изменяется ни на йоту, значение, полученное умножением значения вышеприведенного выражения (73) на 10, задается как Δfm с запасом, и проверяется, верно ли установленное значение.
[0165] Δfm=0,013*10=0,13... (74)
Фиг. 28 демонстрирует обратные потери, полученные в результате моделирования, при условии, что относительная диэлектрическая постоянная ε диэлектрика задается равной 4,9 и диэлектрические потери tanδ диэлектрика задаются равными 0,025 в антенне, сконфигурированной согласно фиг. 27A - 27D. На фиг. 28, по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. На фиг. 28, линия G1 демонстрирует обратные потери, когда ширина W1 линии задана равной 20 мм. Прерывистая линия G2 демонстрирует обратные потери, когда ширина W1 линии задана равной 0,2 мм. Fb03 является резонансной частотой гармоники, которая в три раза больше резонансной моды B.
[0166] Из фиг. 28 следует, что резонансная частота Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B отделены друг от друга, и, кроме того, эти резонансные частоты Fa0 и Fb0 имеют соотношение области улучшения обратных потерь, которая удовлетворяет выражениям (69) и (72). Является ли резонансная мода модой A или B, можно определить на основании результата анализа распределения тока путем моделирования.
[0167] Из фиг. 28 следует, что обратные потери резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A можно улучшить до -15 дБ. Причина вышеозначенного улучшения состоит в том, что две резонансные частоты Fa0 и Fb03 отделены друг от друга, и резонансные частоты Fa0 и Fb03 получают соотношение области улучшения обратных потерь, удовлетворяющей выражениям (70) и (71), и затем ширина W1 линии частей (например, коротких боковых участков 29 и 31) первого элемента 23 устанавливается большей, чем ширина φi линии (например, 0,2 мм) формы индуктивности и т.п., например, на 20 мм.
[0168] Далее подтверждается, что Fa0 и Fb03 удовлетворяют выражениям (70) и (71).
[0169] Соответствующие значения резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb03 гармоники, которая в три раза больше резонансной моды B, получаются из графика G1 на фиг. 28 (то есть W1=20 мм), и эти значения подставляются в выражения (7b) и (9c) для получения следующих выражений.
Fa0=1470 МГц
Fb03=2157 МГц
Faru=2Fa0=2940 МГц
Fbrd=2Fb03/3=1438 МГц
Выражения (70) и (71) подтверждаются с использованием значения выражения (74), и следует понимать, что выражения (70) и (71) выполняются следующим образом.
[0170] Fbrd=1438<1470=Fa0<1661=((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb03... (70)
Faru=2940>2157=Fb03>1909=((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0... (71)
Далее, фиг. 29 и 30 демонстрируют изменения графика импеданса и обратных потерь для антенны, имеющей конфигурацию, в которой ширина W1 линии дополнительно увеличивается до, например, 29 мм, в результате моделирования.
[0171] На фиг. 29 сплошная линия I1 демонстрирует график импеданса с конфигурацией W1=20 мм. Прерывистая линия I2 демонстрирует график импеданса с конфигурацией W1=0,2 мм. Сплошная линия I3 демонстрирует график импеданса с конфигурацией W1=29 мм. Согласно фиг. 29, когда W1 увеличивается от 0,2 мм до 20 мм, окружность импеданса резонансной частоты Fa0 уменьшается, и импеданс резонансной частоты Fa0 приближается точкой PB стандартного импеданса (например, 50 Ом). Если же W1 дополнительно увеличивается до 29 мм, окружность импеданса резонансной частоты Fa0 дополнительно уменьшается, и импеданс резонансной частоты Fa0 перемещается от точки PB стандартного импеданса.
[0172] На фиг. 30, по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. На фиг. 30 сплошная линия G11 демонстрирует обратные потери, когда ширина W1 линии задана равной 20 мм. Прерывистая линия G21 демонстрирует обратные потери, когда ширина W1 линии задана равной 0,2 мм. Сплошная линия G31 демонстрирует обратные потери, когда ширина W1 линии задана равной 29 мм. Из фиг. 30 следует, что, если ширина W1 линии увеличивается от 0,2 мм до 20 мм, обратные потери могут улучшаться. Если же ширина W1 линии оказывается слишком большой, например, 29 мм, следует понимать, что обратные потери ухудшаются.
[0173] Другими словами, ширина W1 линии, по меньшей мере, части линии, отличной от формы 34 индуктивности в первом элементе 23, становится большей или равной, чем ширина линии формы 34 индуктивности, и, таким образом, обеспечивала улучшение обратных потерь резонансной частоты Fa0. Однако также можно установить, что увеличенная ширина W1 линии имеет оптимальное значение (например, 20 мм). В этой связи, если ширина W1 линии дополнительно увеличивается, например, свыше 29 мм, линии с шириной W1 линии (то есть короткие боковые участки 29 и 31) и полуэллиптическая линия с формой 34 индуктивности перекрываются друг с другом, которая не функционирует как антенна. Поэтому, в качестве ширины W1 линии части первого элемента 23, существует оптимальное значение с точки зрения улучшения характеристики обратных потерь, и также существует физическое значение верхнего предела, с которым линия первого элемента 23 перекрывает другую линию.
[0174] Конфигурации пятого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как в первом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в первом варианте осуществления, можно получить даже в пятом варианте осуществления.
[0175] Шестой вариант осуществления
Фиг. 31A - 33D демонстрируют шестой вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. В шестом варианте осуществления формы 34 и 40 индуктивности заменены формой индуктивности, имеющей прямоугольную спиральную структуру для части линии. В шестом варианте осуществления, шунтирующий элемент 70 не обеспечен (то есть первый элемент 23 и второй элемент 24 сконфигурированы изолированными друг от друга). Далее шестой вариант осуществления будет описан более подробно.
[0176] как показано на фиг. 31A, первый элемент 23 включает в себя параллельный участок 25 стороны подачи мощности, сформированный из картины расположения проводников, и параллельный участок 25 стороны подачи мощности включает в себя первый L-образный участок 26 и второй L-образный участок 27. Первый L-образный участок 26 включает в себя длинный боковой участок 28 и короткий боковой участок 29. Второй L-образный участок 27 также имеет ту же структуру, что и первой L-образной части 26 и имеет длинный боковой участок 30 и короткий боковой участок 31. Оконечные участки коротких боковых участков 29 и 31 служат точками 32 подачи.
[0177] В первом L-образном участке 26 и втором L-образном участке 27, формы 41 и 41 индуктивности сформированы на оконечных участках длинных боковых участков 28 и 30, которые являются частями первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27. Каждая из форм 41 индуктивности выступает внутрь, будучи окружена первым L-образным участком 26 и вторым L-образным участком 27 в плоскости подложки 22. Как показано на фиг. 31D, каждая форма 41 индуктивности проходит от линейной картины расположения проводников длинных боковых участков 28 и 30 внутрь и образует прямоугольную спиральную структуру 42 с удлиненным участком.
[0178] В шестом варианте осуществления, как показано на фиг. 31D, ширина φi линии картины расположения проводников прямоугольной спиральной структуры 42 задается равной, например, 0,2 мм, количество витков Nr прямоугольной спиральной структуры 42 задается равным, например, шести, зазор Gr прямоугольной спиральной структуры 42 задается равным, например, 0,2 мм, ширина Wr прямоугольной спиральной структуры 42 равна, например, 4,9 мм, и высота Hr прямоугольной спиральной структуры 42 равна, например, 4,9 мм.
[0179] Дополнительно, как показано на фиг. 31A, предполагается, что продольная длина (то есть длина элемента) длинных боковых участков 28 и 30 первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27 равна L (например, 20 мм), длина участков, не включающих в себя форму 41 индуктивности в продольном направлении длинных боковых участков 28 и 30, равна Lm (например, 15 мм), и расстояние (высота элемента) длинных между боковыми участками 28 и 30 равно H (например, 12,4 мм). Предполагается, что ширина линии длинных боковых участков 28 и 30 равна ширине линии формы 41 индуктивности, и задана равной φi (например, 0,2 мм). Предполагается, что длина коротких боковых участков 29 и 31 равна S, ширина линии коротких боковых участков 29 и 31 равна ширине линии формы 41 индуктивности, и задана равной φi (например, 0,2 мм).
[0180] Как показано на фиг. 31C, второй элемент 24 включает в себя параллельный участок 35 стороны без подачи мощности, сформированный из картины расположения проводников, и параллельный участок 35 стороны без подачи мощности включает в себя пару противоположных боковых участков 36, 37, и соединительный боковой участок 38. Противоположные боковые участки 36 и 37 параллельны друг другу и их длина и ширина, соответственно, одинаковы. Длина противоположных боковых участков 36 и 37 задается как L (то есть длина элемента) согласно вышеприведенному описанию. Ширина линии противоположных боковых участков 36 и 37 задается как W4 (например, 5 мм), и превышает ширину φi линии (например, 0,2 мм) первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27. Длина (то есть высота элемента) соединительного бокового участка 38 задается как H, и ширина линии задается как W2 (например, 5 мм), и превышает ширину φi линии первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27.
[0181] Формы 41 и 43 индуктивности сформированы на оконечных участках противоположных боковых участков 36 и 37. Формы 43 индуктивности выступают внутрь, будучи окруженными противоположными боковыми участками 36, 37 и соединительным боковым участком 38 в плоскости подложки 22. Как показано на фиг. 31C и 31D, каждая из форм 43 индуктивности продлевает картину расположения проводников с шириной φi линии от центра в направлении ширины противоположных боковых участков 36 и 37 вдоль противоположных боковых участков 36 и 37. Прямоугольная спиральная структура 42 образована удлиненным участком. Форма прямоугольной спиральной структуры 42 формы 43 индуктивности и размер каждого участка такие же, как форма прямоугольной спиральной структуры 42 формы 41 индуктивности и размер каждого участка.
[0182] В шестом варианте осуществления, длина (Lm+S) до формы индуктивности определяется таким образом, что соотношение между двумя резонансными частотами Fa0 и Fb0 попадает в область улучшения обратных потерь, которая удовлетворяет выражениям (69) и (72). Линии первого элемента 23 и второго элемента 24 являются изогнутыми таким образом, что высота элемента H может уменьшаться.
[0183] Поскольку индуктивная составляющая возрастает с уменьшением ширины линии формы 43 индуктивности, с точки зрения уменьшения размера желательно, чтобы ширина линии формы 43 индуктивности была задана равной минимально допустимой ширине линии (то есть нижнему предельному значению ширины линии).
[0184] В шестом варианте осуществления, даже в отсутствие шунтирующего элемента, и когда формы 41 и 43 индуктивности образуют прямоугольные спиральные структуры 42, относительная частота Δfm на границе диапазона ухудшения не изменяется ни на йоту, значение выражения (74), полученное умножением значения выражения (73) на 10, используется как Δfm с запасом.
[0185] На фиг. 32 сплошная линия Y1 представляет обратные потери, полученные путем моделирования в условиях, когда относительная диэлектрическая постоянная ε диэлектрика задается равной, например, 4,9, диэлектрические потери tanδ диэлектрика задаются равными, например, 0,025, и проводимость меди (Cu) используется как проводимость картины расположения проводников (линии). На фиг. 32, по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. Прерывистая линия Y2, показанная на фиг. 32, представляет обратные потери, полученные в результате моделирования при том же условии в конфигурации, где W2=W4=0,2 мм.
[0186] Из фиг. 32 следует, что резонансная частота Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B отделены друг от друга, и, кроме того, эти резонансные частоты Fa0 и Fb0 имеют соотношение области улучшения обратных потерь, которая удовлетворяет выражениям (69) и (72). Является ли резонансная мода модой A или B, можно определить на основании результата анализа распределения тока путем моделирования.
[0187] Из фиг. 32 следует, что обратные потери резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A можно улучшить с -13 дБ до -17 дБ, увеличив значения ширины W2 и W4 линии от 0,2 мм до 5 мм.
[0188] Причина вышеозначенного улучшения состоит в том, что две резонансные частоты Fa0 и Fb0 отделены друг от друга, и резонансные частоты Fa0 и Fb0 получают соотношение области улучшения обратных потерь, удовлетворяющей выражениям (70) и (71), и затем значения ширины W2 и W4 линии частей (например, соединительного бокового участка 38 и противоположных боковых участков 36, 37) второго элемента 24 превышают ширину φi линии (например, 0,2 мм) формы индуктивности.
[0189] Далее подтверждается, что Fa0 и Fb0 удовлетворяют выражениям (70) и (71).
[0190] Соответствующие значения резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb03 гармоники, которая в три раза больше резонансной моды B, получаются из графика сплошной линии Y1 (то есть W2=W4=5 мм) на фиг. 32, и эти значения подставляются в выражения (7b) и (9c) для получения следующих выражений.
Fa0=1053 МГц
Fb03=1479 МГц
Faru=2Fa0=2106 МГц
Fbrd=2Fb03/3=986 МГц
Выражения (70) и (71) подтверждаются с использованием значения выражения (74), и следует понимать, что выражения (70) и (71) выполняются следующим образом.
[0191] Fbrd=986<1053=Fa0<1139=((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb03... (70)
Faru=2106>1479=Fb03>1368=((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0... (71)
В этой связи, в качестве частей второго элемента 24, например, в качестве ширины W2 линии соединительного бокового участка 38 и ширины W4 линии противоположных боковых участков 36 и 37, как описано выше, существует оптимальное значение ширины линии с точки зрения улучшения характеристики обратных потерь, и также существует физическое значение верхнего предела, с которым линия перекрывает другую линию.
[0192] Кроме того, конфигурации шестого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как в первом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в первом варианте осуществления, можно получить даже в шестом варианте осуществления.
[0193] Седьмой вариант осуществления
Фиг. 33A - 34 демонстрируют седьмой вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. В седьмом варианте осуществления обеспечен шунтирующий элемент 70 для закорачивания первого элемента 23 и второго элемента 24, и не обеспечен изогнутый участок на линейном участке, отличном от форм 34 и 40 индуктивности в первом элементе 23 и втором элементе 24. Далее седьмой вариант осуществления будет описан более подробно.
[0194] Как показано на фиг. 33A, первый элемент 23 включает в себя линейный участок 45 стороны подачи мощности, сформированный из картины расположения проводников, и линейный участок 45 стороны подачи мощности включает в себя первый линейный участок 46 и второй линейный участок 47, которые располагаются напротив друг друга. Противоположные оконечные участки первого линейного участка 46 и второго линейного участка 47 служат точками 32 подачи.
[0195] Форма 34 индуктивности сформирована в верхней половине фиг. 33A, которая является частью первого линейного участка 46, и форма 34 индуктивности сформирована в нижней половине фиг. 33A, которая является частью второго линейного участка 47. Формы 34 индуктивности выступают вправо на фиг. 33A в плоскости подложки 22. Как показано на фиг. 33D, каждая из форм 34 индуктивности продлевает картину расположения проводников с шириной φi линии от центра в направлении ширины первого линейного участка 46 и второго линейного участка 47 вдоль первого линейного участка 46 и второго линейного участка 47. Удлиненный участок непрерывно образует Ni внутренних выступающих участков 33 полуэллиптической формы.
[0196] Как показано на фиг. 33D, предполагается, что ширина участка основания каждого внутреннего выступающего участка 33 равна Wi, высота равна Hi, и ширина линии равна φi. Дополнительно, предполагается, что количество внутренних выступающих участков 33, соответствующих одной форме 34 индуктивности, равно Ni. В форме 34 индуктивности согласно седьмому варианту осуществления, одна полуэллиптическая форма (то есть внутренний выступающий участок 33) имеет три изгибающиеся структуры. В седьмом варианте осуществления, поскольку число Ni полуэллиптических форм (то есть внутренний выступающий участок 33) равно, например, пяти, форма 34 индуктивности имеет одиннадцать изгибающихся структур.
[0197] Дополнительно, как показано на фиг. 33A, предполагается, что длина (длина элемента) первого линейного участка 46 и второго линейного участка 47 равна L, и длина участка, не включающего в себя форму 34 индуктивности, в каждой длине первого линейного участка 46 и второго линейного участка 47 равна (Lm+S). Ширина W1 линии участка, не включающего в себя форму 34 индуктивности, в первом линейном участке 46 и втором линейном участке 47 больше ширины φi линии (например, 0,2 мм) формы 34 индуктивности. В случае настоящего варианта осуществления, длина элемента L задается равной, например, 11,2 мм, длина (Lm+S) до формы индуктивности задается равной, например, 7,2 мм, φi задается равной, например, 0,2 мм, ширина W1 линии первого линейного участка 46 и второго линейного участка 47 первого элемента 3 задается равной, например, 2 мм, высота Hi полуэллиптической формы задается равной 6 мм, ширина Wi полуэллиптической формы задается равным 0,6 мм, и толщина t диэлектрика (подложки 22) задается равной, например, 0,8 мм.
[0198] Как показано на фиг. 33C, второй элемент 24 включает в себя линейный участок 48 стороны без подачи мощности, сформированный из картины расположения проводников. Ширина линии линейного участка 48 стороны без подачи мощности равна ширине φi линии (например, 0,2 мм) картины расположения проводников участка, где сформирована форма 34 индуктивности первого элемента 23. Формы 40 и 40 индуктивности сформированы на обоих концевых участках линейного участка 48 стороны без подачи мощности. Формы 40 индуктивности выступают влево на фиг. 33C в плоскости подложки 22. Как показано на фиг. 33C, каждая форма 40 индуктивности сконфигурирована продлением картины расположения проводников с шириной φi линии линейного участка 48 стороны без подачи мощности, и непрерывным образованием Ni внутренних выступающих участков 33 полуэллиптической формы с удлиненным участком. Форма внутренних выступающих участков 33 формы 40 индуктивности и размер каждого участка такие же, как форма внутреннего выступающего участка 33 формы 34 индуктивности в первом элементе 23, и размер каждого участка.
[0199] В седьмом варианте осуществления, как показано на фиг. 18B, первый элемент 23 и второй элемент 24 соединены (закорочены) друг с другом шунтирующими элементами 70. Каждый из шунтирующих элементов 70 имеет сквозное отверстие 71, которое соединяет верхний концевой участок первого линейного участка 46 в первом элементе 23 с верхним концевым участком линейного участка 48 стороны без подачи мощности во втором элементе 4. Шунтирующий элемент 70 также имеет сквозное отверстие 71, которое соединяет нижний концевой участок второго линейного участка 47 в первом элементе 23 с нижним концевым участком линейного участка 48 стороны без подачи мощности во втором элементе 4.
[0200] В седьмом варианте осуществления обеспечен шунтирующий элемент 70, и длина (Lm+S) до формы индуктивности определяется таким образом, что соотношение между двумя резонансными частотами Fa0 и Fb0 попадает в область улучшения обратных потерь, которая удовлетворяет выражениям (69) и (72).
[0201] Поскольку индуктивная составляющая возрастает с уменьшением ширины линии форм 34 и 40 индуктивности, с точки зрения уменьшения размера желательно, чтобы ширина линии форм 34 и 40 индуктивности была задана равной минимально допустимой ширине линии (то есть нижнему предельному значению ширины линии).
[0202] В седьмом варианте осуществления, даже в отсутствие изгибания линейного участка, отличного от формы индуктивности, и количество Ni полуэллипсов равно пять. Однако, поскольку относительная частота Δfm на границе диапазона ухудшения не изменяется ни на йоту, значение выражения (74), полученное умножением значения выражения (73) на 10, используется как Δfm с запасом.
[0203] На фиг. 34 кривая Z1 представляет обратные потери, полученные путем моделирования в условиях, когда относительная диэлектрическая постоянная ε диэлектрика задается равной, например, 4,9, диэлектрические потери tanδ диэлектрика задаются равными, например, 0,025, и проводимость меди (Cu) используется как проводимость картины расположения проводников (линии). На фиг. 34 по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. Кривая Z2, представленная на фиг. 34, представляет обратные потери, полученные в результате моделирования при том же условии в конфигурации, где ширина W1 линии задана равной 0,2 мм.
[0204] Из фиг. 34 следует, что резонансная частота Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B отделены друг от друга, и, кроме того, эти резонансные частоты Fa0 и Fb0 имеют соотношение области улучшения обратных потерь, которая удовлетворяет выражениям (69) и (72). Является ли резонансная мода модой A или B, можно определить на основании результата анализа распределения тока путем моделирования.
[0205] Из фиг. 34 следует, что обратные потери резонансной частоты Fa0 в резонансной моде A можно улучшить с -8 дБ до -13 дБ, увеличив ширины W1 линии от 0,2 мм до 2 мм. Причина вышеозначенного улучшения состоит в том, что две резонансные частоты Fa0 и Fb0 отделены друг от друга, и резонансные частоты Fa0 и Fb0 получают соотношение области улучшения обратных потерь, удовлетворяющей выражениям (69) и (72), и затем ширина W1 линии частей (например, первого линейного участка 46 и второго линейного участка 47) первого элемента 23 устанавливается большей, чем ширина φi линии (например, 0,2 мм) формы индуктивности, например, на 2 мм. В качестве ширины W1 линии части первого элемента 23, как описано выше, существует оптимальное значение ширины линии с точки зрения улучшения характеристики обратных потерь.
[0206] Далее подтверждается, что Fa0 и Fb0 удовлетворяют выражениям (69) и (72).
[0207] Резонансная частота Fa0 в резонансной моде A и резонансная частота Fb0 в резонансной моде B получаются из графика кривой Z1 на фиг. 34 (то есть W1=2 мм), и эти значения подставляются в выражения (7a) и (8b) для получения следующих выражений.
Fa0=2970 МГц
Fb0=2266 МГц
Fard=1 МГц
Fbru=3Fb0/2=3399 МГц
Выражения (69) и (72) подтверждаются с использованием значения выражения (74), и следует понимать, что выражения (69) и (72) выполняются следующим образом.
[0208] Fbru=3399>2970=Fa0>1745=((1-Δfm)/(1+Δfm))Fb0... (69)
Fard=1<2266=Fb0<3858=((1+Δfm)/(1-Δfm))Fa0... (72)
Конфигурации седьмого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как в первом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в первом варианте осуществления, можно получить даже в седьмом варианте осуществления.
[0209] Восьмой вариант осуществления
Фиг. 35A - 35D демонстрируют восьмой вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в пятом варианте осуществления. В восьмом варианте осуществления, деформированная изогнутая дипольная антенна 21 согласно пятому варианту осуществления обеспечена на печатной плате 50, на которой установлена высокочастотная цепь 49. В частности, как показано на фиг. 35A, первый элемент 23 согласно первому варианту осуществления сформирован на одной поверхности печатной платы 50, и, как показано на фиг. 35B, второй элемент 24 согласно первому варианту осуществления сформирован на другой поверхности печатной платы 50. Печатная плата 50 сконфигурирована иметь функцию диэлектрика.
[0210] Дополнительно, как показано на фиг. 35A, на одной поверхности печатной платы 50, соединительные линии 52 и 52, которые соединяют оконечные участки (точки 32 подачи) коротких боковых участков 29 и 31 первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27 в первом элементе 23 с входными/выходными контактами 51a и 51b высокочастотной цепи 49, располагаются на одной поверхности печатной платы 50. Соединительные линии 52 сформированы из картины расположения проводников (например, разводки печатной платы), и ширина линии соединительных линий 52 задается, например, как φi.
[0211] Конфигурации восьмого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как у в пятом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в пятом варианте осуществления можно получить даже в восьмом варианте осуществления. В частности, согласно восьмому варианту осуществления, поскольку деформированная изогнутая дипольная антенна 21 обеспечена на печатной плате 50, на которой установлена высокочастотная цепь 49, количество компонентов можно уменьшить. Кроме того, можно избавиться от соединительного кабеля, который соединяет входной/выходной контакт высокочастотной цепи и деформированную изогнутую дипольную антенну 21. В результате, можно снизить производственные затраты.
[0212] Девятый вариант осуществления
Фиг. 36 демонстрирует девятый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. В девятом варианте осуществления каждый из внутренних выступающих участков 33 выполнен в форме равнобедренного треугольника. В девятом варианте осуществления форма внутреннего выступающего участка 33 не такая, как в первом варианте осуществления, и количество, положение и размер внутреннего выступающего участка 33 такие же, как у внутреннего выступающего участка 33 в первом варианте осуществления. Кроме того, ширина φi линии такая же, как у внутреннего выступающего участка 33 в первом варианте осуществления. Кроме того, в случае, когда внутренний выступающий участок 33 имеет форму равнобедренного треугольника, поскольку конец внутреннего выступающего участка 33 является точкой, ширина оконечного участка короче длины Wi участка основания, и ширина непрерывно уменьшается в направлении конца. По этой причине, как показано на фиг. 36, даже если каждый внутренний выступающий участок 33 имеет форму равнобедренного треугольника, внутренние выступающие участки 33 могут быть сформированы непрерывными. Поэтому, поскольку большое количество внутренних выступающих участков 33 можно сформировать в узкой области, размер антенны можно существенно уменьшить.
[0213] Десятый вариант осуществления
Фиг. 37 демонстрирует десятый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. В десятом варианте осуществления, как показано на фиг. 37, дополнительно обеспечены двусторонние соединительные участки 54, которые соединяют оба конца внутренних выступающих участков 33. Каждый из двусторонних соединительных участков 54 соединяет один конец и другой конец полуэллиптического внутреннего выступающего участка 33. Двусторонний соединительный участок 54 согласно десятому варианту осуществления имеет полуэллиптическую форму и, в отличие от внутреннего выступающего участка 33, выступает наружу. Высота двустороннего соединительного участка 54 равна L2, как показано на фиг. 37. В десятом варианте осуществления, формы 34 и 40 индуктивности имеют форму, в которой одна или более эллиптических форм (внутренних выступающих участков 33+двусторонние соединительные участки 54) выровнены.
[0214] Конфигурации десятого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как в первом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в первом варианте осуществления, можно получить даже в десятом варианте осуществления. В частности, согласно десятому варианту осуществления, поскольку обеспечены двусторонние соединительные участки 54, каждый из которых соединяет оба конца каждого внутреннего выступающего участка 33, можно добиться, чтобы обратные потери не изменялись.
[0215] Одиннадцатый вариант осуществления
Фиг. 38 демонстрирует одиннадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. В одиннадцатом варианте осуществления, каждый из внутренних выступающих участков 33 имеет форму, изогнутую под прямым углом, имеющую две точки изгиба под прямым углом. Высота Hi и ширина φi линии внутреннего выступающего участка 33 такие же, как у вышеописанного внутреннего выступающего участка 33 первого варианта осуществления. Кроме того, ширина повторяющегося блока равна ширине Wi внутреннего выступающего участка 33 первого варианта осуществления. Количество и положения внутренних выступающих участков 33 также такие же, как в первом варианте осуществления. В одиннадцатом варианте осуществления, форма индуктивности имеет форму, в которой одна или более прямоугольных форм выровнены.
[0216] Двенадцатый вариант осуществления
Фиг. 39 демонстрирует двенадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в десятом варианте осуществления. В двенадцатом варианте осуществления, как показано на фиг. 39, двусторонний соединительный участок 55 соединяет один конец и другой конец внутреннего выступающего участка 13, и форма внутреннего выступающего участка 13 является полуэллиптической. В отличие от десятого варианта осуществления (см. фиг. 37), двусторонние соединительные участки 55 согласно двенадцатому варианту осуществления выступают внутрь, как и внутренние выступающие участки 33. Хотя направление выступа отличается от направления двустороннего соединительного участка 54 в пятом варианте осуществления, высота двустороннего соединительного участка 55 равна L2 аналогично двустороннему соединительному участку 54 в десятом варианте осуществления, как показано на фиг. 39.
[0217] Конфигурации двенадцатого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как у в десятом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в десятом варианте осуществления можно получить даже в двенадцатом варианте осуществления.
[0218] Тринадцатый вариант осуществления
Фиг. 40 демонстрирует тринадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. Как показано на фиг. 40, в тринадцатом варианте осуществления, каждый из внутренних выступающих участков 33 имеет форму прямоугольного треугольника. Форма внутреннего выступающего участка 33 не такая, как в первом варианте осуществления, и количество, положение и размер внутреннего выступающего участка 33 такие же, как в первом варианте осуществления. Кроме того, в случае, когда внутренний выступающий участок 33 имеет форму прямоугольного треугольника, поскольку конец внутреннего выступающего участка 33 является точкой, ширина оконечного участка короче длины Wi участка основания, и ширина непрерывно уменьшается в направлении конца. По этой причине, даже если каждый внутренний выступающий участок 33 имеет форму прямоугольного треугольника, внутренние выступающие участки 33 могут быть сформированы непрерывными. Поэтому, поскольку большое количество внутренних выступающих участков 33 можно сформировать в узкой области, размер антенны можно существенно уменьшить.
[0219] Четырнадцатый вариант осуществления
фиг. 41 демонстрирует четырнадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. Как показано на фиг. 41, в четырнадцатом варианте осуществления, каждый из внутренних выступающих участков 33 имеет ступенчатую форму. Высота Hi, ширина φi линии и ширина Wi повторяющегося блока внутренних выступающих участков 33 такие же, как у внутреннего выступающего участка 33 первого варианта осуществления. Количество и положения внутренних выступающих участков 33 также такие же, как в первом варианте осуществления.
[0220] Как показано на фиг. 41, форма одного внутреннего выступающего участка 33, в частности, включает в себя первый длинный перпендикулярный линейный участок 33a, оконечный линейный участок 33b, первый короткий перпендикулярный линейный участок 33c, промежуточный линейный участок 33d и второй короткий перпендикулярный линейный участок 33e. Первый длинный перпендикулярный линейный участок 33a проходит вертикально от одной концевой точки e внутреннего выступающего участка 33 в направлении конца внутреннего выступающего участка 33 к центральной плоскости в направлении ширины антенны C. Один концевой участок оконечного линейного участка 33b соединен с концевым участком первого длинного перпендикулярного линейного участка 33a на стороне конца, и оконечный линейный участок 33b параллелен центральной плоскости в направлении ширины антенны C.
[0221] Один конец первого короткого перпендикулярного линейного участка 33c соединен с линейным оконечным участком 33b и проходит от оконечного линейного участка 33b в направлении, перпендикулярном центральной плоскости в направлении ширины антенны C и от центральной плоскости в направлении ширины антенны C. Кроме того, первый короткий перпендикулярный линейный участок 33c короче первого длинного перпендикулярного линейного участка 33a. Один концевой участок промежуточного линейного участка 33d соединен с первым коротким перпендикулярным линейным участком 33c и проходит от первого короткого перпендикулярного линейного участка 33c параллельно центральной плоскости в направлении ширины антенны C и на стороне, противоположной первому длинному перпендикулярному линейному участку 33a.
[0222] Один конец второго короткого перпендикулярного линейного участка 33e соединен с промежуточным линейным участком 33d, и другой концевой участок служит концевой точкой e внутреннего выступающего участка 33 на стороне, противоположной стороне, соединенной с первым длинным перпендикулярным линейным участком 33a, и перпендикулярной центральной плоскости C в направлении ширины антенны. Кроме того, второй короткий перпендикулярный линейный участок 33e короче первого длинного перпендикулярного линейного участка 33a. Внутренний выступающий участок 33, имеющий вышеописанную конфигурацию, соединен с соседним внутренним выступающим участком 33 короткой соединительной линией 33f. Даже когда внутренний выступающий участок 33 имеет ступенчатую форму, линия становится длиннее, чем в случае, когда внутренний выступающий участок 33 не обеспечен, на длину внутреннего выступающего участка 33, что позволяет уменьшить размер антенны.
[0223] Пятнадцатый вариант осуществления
Фиг. 42 демонстрирует пятнадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в шестом варианте осуществления. В пятнадцатом варианте осуществления, как показано на фиг. 42 эллиптическая спиральная структура 60 образована картиной расположения проводников, имеющей ширину φi линии, и форма 41 индуктивности сконфигурирована сформированной эллиптической спиральной структурой 60. В этой конфигурации, предполагается, что ширина линии картины расположения проводников эллиптической спиральной структуры 60 равна φi, количество витков эллиптической спиральной структуры 60 равно Nr, зазор эллиптической спиральной структуры 60 равен Gr, ширина эллиптической спиральной структуры 60 равна Wr, и высота эллиптической спиральной структуры 60 равна Hr.
[0224] Конфигурации пятнадцатого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как у в шестом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в шестом варианте осуществления можно получить даже в пятнадцатом варианте осуществления.
[0225] Шестнадцатый вариант осуществления
Фиг. 43 демонстрирует шестнадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в пятнадцатом варианте осуществления. В шестнадцатом варианте осуществления, как показано на фиг. 43, круговая спиральная структура 61 образована картиной расположения проводников, имеющей ширину φi линии, и форма 41 индуктивности сконфигурирована сформированной круговой спиральной структурой 61. В этой конфигурации, предполагается, что ширина линии картины расположения проводников круговой спиральной структуры 61 равна φi, количество витков круговой спиральной структуры 61 равно Nr, зазор круговой спиральной структуры 61 равен Gr, ширина круговой спиральной структуры 61 равна Wr, и высота круговой спиральной структуры 61 равна Hr.
[0226] Конфигурации шестнадцатого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как у в пятнадцатом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в пятнадцатом варианте осуществления можно получить даже в шестнадцатом варианте осуществления.
[0227] Семнадцатый вариант осуществления
Фиг. 44 демонстрирует семнадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления или шестом варианте осуществления. В первом варианте осуществления, формы 34 и 34 индуктивности одинаковой формы обеспечены в длинных боковых участках 28 и 30 первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27 первого элемента 23. Однако настоящее изобретение не ограничивается этой конфигурацией, и можно обеспечивать формы индуктивности разных форм. Например, в семнадцатом варианте осуществления, как показано на фиг. 44, форма 34 индуктивности, образованная внутренним выступающим участком 33, обеспечивается в длинном боковом участке 28 первого L-образного участка 26 первого элемента 23. Форма 41 индуктивности, образованная прямоугольной спиральной структурой 42, обеспечивается в длинном боковом участке 30 второго L-образного участка 27 первого элемента 23. Хотя это не показано, аналогично, во втором элементе 24, как и в первом элементе 23, форма 34 индуктивности, образованная внутренним выступающим участком 33, обеспечивается на противоположном боковом участке 36, соответствующем первому L-образному участку 26. Форма 41 индуктивности, образованная прямоугольной спиральной структурой 42, обеспечивается на противоположном боковом участке 37, соответствующем второму L-образному участку 27.
[0228] Конфигурации семнадцатого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как в первом варианте осуществления или шестом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в первом варианте осуществления или шестом варианте осуществления можно получить даже в семнадцатом варианте осуществления.
[0229] Кроме того, при обеспечении форм индуктивности разных форм в длинных боковых участках 28 и 30 первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27 в первом элементе 23, формы 34 индуктивности, образованные внутренними выступающими участками 33 разных форм, могут объединяться друг с другом. Альтернативно, формы индуктивности образованные спиральными структурами 42, 60 и 61, имеющими разные формы, могут объединяться друг с другом. Альтернативно, один из многочисленных типов внутренних выступающих участков и один из многочисленных типов спиральных структур могут надлежащим образом объединяться друг с другом.
[0230] Восемнадцатый вариант осуществления
Фиг. 45 демонстрирует восемнадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. В первом варианте осуществления, формы 34 и 34 индуктивности, каждая из которых образована внутренними выступающими участками 33 одинаковой формы и в одинаковом количестве, обеспечены в длинных боковых участках 28 и 30 первого L-образного участка 26 и второго L-образного участка 27 в первом элементе 23. Однако настоящее изобретение не ограничивается этой конфигурацией, и можно обеспечивать формы индуктивности, отличающиеся количеством внутренних выступающих участков 33. Например, в восемнадцатом варианте осуществления, как показано на фиг. 45, например, восемь внутренних выступающих участков 33 сформированы на длинном боковом участке 28 первого L-образного участка 26 в первом элементе 23, и, например, шесть внутренних выступающих участков 33 сформированы на длинном боковом участке 30 второго L-образного участка 27 в первом элементе 23. Хотя это не показано, во втором элементе 24, как и в первом элементе 23, например, восемь внутренних выступающих участков 33 сформированы на противоположном боковом участке 36, соответствующем первому L-образному участку 26, и, например, шесть внутренних выступающих участков 33 сформированы на противоположном боковом участке 37, соответствующем второму L-образному участку 27.
[0231] Конфигурации восемнадцатого варианта осуществления, отличного от описанного выше, такие же, как в первом варианте осуществления. Соответственно, те же преимущества, что и в первом варианте осуществления, можно получить даже в восемнадцатом варианте осуществления.
[0232] В восемнадцатом варианте осуществления, количество сформированных полуэллиптических внутренних выступающих участков 33 отличаются друг от друга. Однако настоящее изобретение не ограничивается этим примером, но количество сформированных внутренних выступающих участков 33 других форм могут отличаться друг от друга.
[0233] Деформированную изогнутую дипольную антенну 21 каждого из вышеописанных вариантов осуществления можно использовать как малогабаритную антенну автомобильного беспроводного устройства или мобильного терминала (например, смартфона или сотового телефона). Примеры систем беспроводной связи для автомобильных беспроводных устройств и мобильных терминалов включают в себя сотовые телефоны (полосы 700 МГц, полосы 800 МГц, полосы 900 МГц, полосы 1,5 ГГц, полосы 1,7 ГГц, полосы 2 ГГц), беспроводную LAN (полосы 2,4 ГГц, полосы 5 ГГц), GPS (полосы 1,5 ГГц), межавтомобильную связь (полосы 700 МГц), связь дорога-автомобиль (полосы 5,8 ГГц) и пр.
[0234] Дополнительно, согласно соответствующим вышеописанным вариантам осуществления, даже при наличии шунтирующего элемента (первый вариант осуществления, второй вариант осуществления, третий вариант осуществления, четвертый вариант осуществления, седьмой вариант осуществления), и даже в отсутствие шунтирующего элемента (пятый вариант осуществления, шестой вариант осуществления), обратные потери могут улучшаться. Дополнительно, даже в случае, когда линии, отличные от форм индуктивности первого элемента и второго элемента, являются изогнутыми (варианты осуществления с первого по шестой), или в случае, когда линии не являются изогнутыми (седьмой вариант осуществления), обратные потери могут улучшаться.
[0235] Девятнадцатый вариант осуществления
Фиг. 46-49 демонстрируют девятнадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в первом варианте осуществления. Девятнадцатый вариант осуществления демонстрирует пример устройства расчета конструкции антенны и вычислительной программы, которые принимают резонансные частоты Fa0 и Fb0 резонансных мод A и B, и вычисляют значение Yab адмиттанса (то есть выражение (26)), a коэффициент Γab отражения (то есть выражение (27)), обратные потери RLab (то есть выражение (28)) и значение импеданса Zab=1/Yab в деформированной изогнутой дипольной антенне на каждой частоте F.
[0236] Как показано на фиг. 46, вычислительное устройство 81 для проектирования антенны включает в себя блок 82 ввода, блок 83 хранения характеристической постоянной антенны, блок 84 вычисления и блок 85 вывода. Блок 82 ввода включает в себя клавиатуру, мышь и пр. и вводит данные, например, резонансные частоты Fa0, Fb0 и условия вычисления (например, Fk, Fo, Fs). Блок 83 хранения характеристической постоянной антенны сконфигурирован как блок хранения, например, память и жесткий диск, и сохраняет данные, например, различные характеристические постоянные антенны (например, Kau, Kad, Faru, Fard, Ra, Kbu, Kbd, Fbru, Fbrd, Rb) и пр., необходимые для вычисления.
[0237] Блок 84 вычисления включает в себя CPU и микрокомпьютер и имеет функцию приема резонансных частот Fa0, Fb0 и условий вычисления от блока 82 ввода, приема характеристической постоянной антенны от блока 83 хранения характеристической постоянной антенны, вычисления значения Yab адмиттанса, коэффициента Γab отражения, обратных потерь RLab и значения импеданса Zab=1/Yab и передачи результата вычисления на блок 85 вывода. Также предпочтительно, чтобы блок 84 вычисления был сконфигурирован для передачи результата вычисления на блок 83 хранения характеристической постоянной антенны для хранения.
[0238] Блок 85 вывода включает в себя устройство отображения, принтер, устройство связи для передачи на внешнее устройство и пр., и отображает результат вычисления, принятый от блока 84 вычисления, на устройстве отображения, печатает результат вычисления на принтере или передает результат вычисления на внешнее устройство.
[0239] Далее, со ссылкой на фиг. 47 будет описана вычислительная обработка вычислительным устройством 81, сконфигурированным вышеописанным образом. Блок-схема операций, показанная на фиг. 47 демонстрирует содержание управления вычислительной программы блока 84 вычисления. Сначала, на этапе S10 на фиг. 47, блок 84 вычисления принимает резонансные частоты Fa0 и Fb0 и условия вычисления (например, Fk, Fo, Fs) частоты, которые вводятся блоком 82 ввода. В этом случае, Fk - начальная частота вычисления, Fo - конечная частота вычисление, Fs - шаговая частота вычисления (то есть интервал частоты, подлежащей вычислению), и диапазон частоты, подлежащей вычислению, определяется согласно этим условиям вычисления.
[0240] Далее процесс переходит к этапу S20, где блок 84 вычисления считывает и принимает характеристические постоянные антенны (например, Kau, Kad, Faru, Fard, Ra, Kbu, Kbd, Fbru, Fbrd, Rb), хранящиеся в блоке 83 хранения характеристической постоянной антенны. В этом случае, Kau и Kad - более высокий и более низкий коэффициенты пропорциональности резонансной моды A (то есть выражение (31) или (33), выражение (30) или (32)), соответственно. Faru и Fard - высокая антирезонансная частота (то есть выражение (7b)) в резонансной моде A и низкая антирезонансная частота (то есть выражение (7a)), соответственно. Ra - резонансное сопротивление в резонансной моде A (см. фиг. 13 или 15). Kbu и Kbd - более высокий и более низкий коэффициенты пропорциональности в резонансной моде B (то есть выражение (36) или (38), выражение (35) или (37)), соответственно. Fbru и Fbrd - высокая антирезонансная частота (то есть выражение (8b) или (9b)) в резонансной моде B и низкая антирезонансная частота (то есть выражение (8a) или (9a)), соответственно. Rb - резонансное сопротивление в резонансной моде B (см. фиг. 14 или 15).
[0241] Процесс переходит к этапу S30, и частота F, подлежащая вычислению, задается как начальная частота вычисления Fk. После этого процесс переходит к этапу S40, и производится определение, действительно ли F меньше или равна Fa0. В этом примере, если F меньше или равна Fa0, процесс переходит к этапу S50, и реактивное сопротивление Xa в резонансной моде A вычисляется согласно выражению (11). Если на этапе S40 установлено, что F больше Fa0, процесс переходит к этапу S60, и реактивное сопротивление Xa в резонансной моде A вычисляется согласно выражению (14).
[0242] Далее процесс переходит к этапу S70, и производится определение, действительно ли F меньше или равна Fb0. В этом примере, если F меньше или равна Fb0, процесс переходит к этапу S80, и реактивное сопротивление Xb в резонансной моде B вычисляется согласно выражению (18). Если на этапе S70 установлено, что F больше Fb0, процесс переходит к этапу S90, и реактивное сопротивление Xb резонансной моды B вычисляется согласно выражению (21).
[0243] После этого процесс переходит к этапу S100, и импедансы Za и Zb резонансных мод A и B вычисляются согласно выражениям (10) и (17), соответственно. Далее процесс переходит к этапу S110, и адмиттансы Ya и Yb в резонансных модах A и B вычисляются согласно выражениям (24) и (25), соответственно. Процесс переходит к этапу S120, где объединенный адмиттанс Yab, объединенный коэффициент Γab отражения и объединенные обратные потери RLab в резонансных модах A и B вычисляются согласно выражениям (26), (27) и (28). Кроме того, объединенный импеданс Zab в резонансных модах A и B вычисляется согласно Zab=1/Yab.
[0244] Далее процесс переходит к этапу S130, и блок 84 вычисления выводит результаты вычисления (F, Yab, Zab, Γab, RLab) на блок 85 вывода. Блок 84 вычисления может быть сконфигурирован для передачи результатов вычисления на блок 83 хранения характеристической постоянной антенны для хранения.
[0245] Процесс переходит к этапу S140, и производится определение, действительно ли частота F больше или равна конечной частоте Fo. В этом примере, если частота F меньше конечной частоты Fo, процесс переходит к этапу S150, и после того, как вычисленная шаговая частота Fs прибавляется к частоте F, процесс возвращается к этапу S40. Вышеописанный процесс выполняется неоднократно. Если на этапе S140 определено, что частота F больше или равна конечной частоты Fo, процесс переходит к "Да", и управление вычислением завершается.
[0246] На фиг. 48 представлен пример результатов вычисления обратных потерь RLab. На фиг. 48 по горизонтальной оси отложена частота, и по вертикальной оси отложены обратные потери. В этом случае, Fa0=900 МГц, Fb0=1000 МГц, Fk=700 МГц, Fo=1200 МГц, и Fs=1 МГц. В качестве характеристических постоянных антенны (например, Kau, Kad, Faru, Fard, Ra, Kbu, Kbd, Fbru, Fbrd и Rb) используются значения, полученные на фиг. 16. На фиг. 49 представлена круговая диаграмма Смита результатов вычисления. Фиг. 48 и 49 демонстрируют примеры вывода блоком 85 вывода.
[0247] Двадцатый вариант осуществления
Фиг. 50-53 демонстрируют двадцатый вариант осуществления настоящего изобретения. Следует отметить, что одинаковые ссылочные позиции обозначают те же конфигурации, что и в девятнадцатом варианте осуществления. В двадцатом варианте осуществления, принимается одна резонансная частота F1 из резонансных частот Fa0 и Fb0 в резонансных модах A и B, и другие резонансные частоты F2a и F2b, когда форма антенны изменяется, и вычисляются длины (Lm+S)a и (Lm+S)b до формы индуктивности. В двадцатом варианте осуществления, при изменении формы антенны, число Ni внутренних выступающих участков 33 формы 34 индуктивности изменяется.
[0248] В двадцатом варианте осуществления блок 82 ввода принимает данные одной резонансной частоты F1 из резонансных частот Fa0 и Fb0 в резонансных модах A и B. Вместо блока 83 хранения характеристической постоянной антенны обеспечен блок 86 хранения постоянной формы антенны. Коэффициенты пропорциональности Ca1(Ni) (см. выражение (3)) и Cb1(Ni) (см. выражение (4)) двух длин волны λa и λb, и постоянные Ca0(Ni) (см. выражение (3)) и Cb0(Ni) (см. выражение (4)) двух длин волны λa и λb в резонансе, когда число Ni внутренних выступающих участков 33 изменяется, сохраняются как постоянные формы антенны в блоке 86 хранения постоянной формы антенны.
[0249] Блок 84 вычисления принимает одну резонансную частоту F1, введенную блоком 82 ввода, принимает постоянные формы антенны (Ca1(Ni), Cb1(Ni), Ca0(Ni), Cb0(Ni)) от блока 86 хранения постоянной формы антенны, вычисляет другие резонансные частоты F2a, F2b и длины (Lm+S)a, (Lm+S)b до форм индуктивности, и передает результаты вычисления на блок 85 вывода. Дополнительно, предпочтительно, чтобы блок 84 вычисления был сконфигурирован для передачи результатов вычисления на блок 86 хранения постоянной формы антенны для хранения.
[0250] Блок 85 вывода отображает результаты вычисления, принятые от блока 84 вычисления, на устройстве отображения, печатает результаты вычисления на принтере, и передает результаты вычисления на внешнее устройство.
[0251] Далее, со ссылкой на фиг. 51, будет описана вычислительная обработка вычислительным устройством 81 для проектирования антенны сконфигурированный вышеописанным образом. Блок-схема операций, показанная на фиг. 51, демонстрирует содержание управления вычислительной программы блока 84 вычисления. В этой вычислительной обработке, другие резонансные частоты F2a и F2b и длины (Lm+S)a и (Lm+S)b до форм индуктивности вычисляются с изменением числа Ni внутренних выступающих участков 33 от 1 до максимального количества (Nmax).
[0252] Сначала, на этапе S210 на фиг. 51, блок 84 вычисления принимает одну резонансную частоту F1, введенную блоком 82 ввода, и считывает и принимает постоянную формы антенны, хранящуюся в блоке 86 хранения постоянной формы антенны. Далее процесс переходит к этапу S220, где число Ni задается равным 1.
[0253] Процесс переходит к этапу S230 для вычисления резонансных частот F2a, F2b и длин (Lm+S)a, (Lm+S)b на основании выражений (3), (4), (5) и (6). В этом случае, сначала λ1 получается с λ1=C/F1. F2a, F2b и (Lm+S)a, (Lm+S)b вычисляются согласно следующим выражениям.
(Lm+S)a=(λ1-Ca0(Ni))/Ca1(Ni)
λ2b=Cb1(Ni)⋅(Lm+S)a+Cb0(Ni)
F2b=C/λ2b
(Lm+S)b=(λ1-Cb0(Ni))/Cb1(Ni)
λ2a=Ca1(Ni)⋅(Lm+S)b+Ca0(Ni)
F2a=C/λ2a
C - скорость света.
[0254] После этого процесс переходит к этапу S240, и блок 84 вычисления передает Ni, (Lm+S)a, F2a, (Lm+S)b и F2b на блок 85 вывода. Далее процесс переходит к этапу S250, и производится определение, действительно ли Ni больше или равно Nmax. В этом примере, когда Ni меньше Nmax, процесс переходит к этапу S260 для приращения Ni (то есть +1). Процесс переходит к этапу S230, и вышеописанный процесс повторяется. Если на этапе S250 установлено, что Ni больше или равно Nmax, процесс переходит к "Да", и вычислительная обработка завершается.
[0255] Фиг. 52 демонстрирует пример результатов вычисления других резонансных частот F2a и F2b, когда число Ni внутренних выступающих участков 33 изменяется с F1=900 МГц. На фиг. 52 сплошная линия FN1 указывает резонансную частоту F2a, сплошная линия FN2 указывает резонансную частоту F2b, и сплошная линия FN3 указывает резонансную частоту F1. Фиг. 53 демонстрирует пример результатов вычисления длин (Lm+S)a и (Lm+S)b, когда число Ni внутренних выступающих участков 33 изменяется с F1=900 МГц. На фиг. 53 сплошная линия LN1 указывает длину (Lm+S)a, и сплошная линия LN2 указывает длину (Lm+S)b. Согласно фиг. 52 и 53, при выборе числа Ni и длины (Lm+S) внутренних выступающих участков 33, для достаточного разделения F1 и F2a (или F2b) друг от друга, то есть, для достаточного снижения обратных потерь, операцию выбора легко осуществлять.
[0256] В чертежах ссылочная позиция 16 обозначает сквозное отверстие, 21 - деформированную изогнутую дипольную антенну, 22 - подложку, 23 - первый элемент, 24 - второй элемент, 26 - первый L-образный участок, 27 - второй L-образный участок, 28 - длинный боковой участок, 29 - короткий боковой участок, 30 - длинный боковой участок, 31 - короткий боковой участок, 32 - точку подачи, 33 - внутренний выступающий участок, 34 - форму индуктивности, 36 и 37 - противоположные боковые участки, 38 - соединительный боковой участок, 39 - внутренний выступающий участок, 40 - форму индуктивности, 41 - форму индуктивности, 42 - прямоугольную спиральную структуру, 43 - форму индуктивности, 45 - линейный участок стороны подачи мощности, 46 - первый линейный участок, 47 - второй линейный участок, 49 - высокочастотную цепь, 50 - печатную плату, 52 - соединительную линию, 54 и 55 - двусторонние соединительные участки, 60 - эллиптическую спиральную структуру, 61 - круговую спиральную структуру, 70 - шунтирующий элемент, 71 -сквозное отверстие, 72 - первый элемент, 73 - широкий проводник, 74 - входной контакт, 75 - второй элемент, 76 - L-образный участок, 77 - входной контакт, 78 - высокочастотную цепь, 81 - вычислительное устройство, 82 - блок ввода, 83 - блок хранения характеристической постоянной антенны, 84 - блок вычисления, 85 - блок вывода, и 86 - блок хранения постоянной формы антенны.
[0257] Заметим, что блок-схема операций или обработка блок-схемы операций в настоящей заявке включает в себя секции (также именуемые этапами), каждый из которых представлен, например, как S10. Дополнительно, каждая секция может делиться на несколько подсекций, и несколько секций может объединяться в единую секцию. Кроме того, каждая из сконфигурированных таким образом секций также может именоваться устройством, модулем или средством.
[0258] Хотя настоящее изобретение описано со ссылкой на его варианты осуществления, следует понимать, что изобретение не ограничивается вариантами осуществления и конструкциями. Настоящее изобретение призвано охватывать различные модификации и эквивалентные конструкции. Кроме того, несмотря на различные комбинации и конфигурации, другие комбинации и конфигурации, включающие в себя больше, меньше или один-единственный элемент, также соответствуют сущности и объему настоящего изобретения.