Формирование и обработка фазоманипулированных сигналов с псевдослучайной перестройкой частоты в помехозащищенных системах радиосвязи

2006

Доклады БГУИР

октябрь-декабрь

№ 4

УДК 621.391

ФОРМИРОВАНИЕ И ОБРАБОТКА ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ С ПСЕВДОСЛУЧАЙНОЙ ПЕРЕСТРОЙКОЙ ЧАСТОТЫ В ПОМЕХОЗАЩИЩЕННЫХ СИСТЕМАХ РАДИОСВЯЗИ

С. ДАЛАБАЕВ1, В.А. ЧЕРДЫНЦЕВ2, В В. ДУБРОВСКИЙ2

1 Синьцзянский университет, КНР

2Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники П. Бровки, 6, Минск, 220013, Беларусь,

Поступила в редакцию 27 октября 2006

Предложены методы повышения помехозащищенности приема в системах передачи цифровой информации за счет использования фазоманипулированных сигналов с межбитовой псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, а также адаптивных компенсаторов узкополосных помех в частотных подканалах обработки сигналов. Объектом разработки является компьютерно-измерительная система для анализа амплитудно-частотных и фазочастот-ных характеристик четырехполюсников. Представлено описание внешнего вида и структурной схемы компьютерно-измерительной системы для анализа амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик четырехполюсников. Описан принцип работы компьютерно-измерительной системы и алгоритм измерения амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик четырехполюсников. Представлено программное обеспечение, разработанное для компьютерно-измерительной системы.

Ключевые слова: псевдослучайная перестройка рабочей частоты, фазовая манипуляция, квазикогерентный прием, квадратурная обработка, помехозащищенный прием, адаптивный компенсатор помехи.

Введение

В существующих системах цифровой радиосвязи применяют расширение спектра сигнала на основе псевдослучайной перестройки рабочей частоты (ППРЧ). Формирование и обработка таких сигналов предполагает, как правило, наличие случайной начальной фазы, поэтому для передачи информации используют ортогональные сигналы, а при приеме — некогерентную обработку [1].

Современная элементная база позволяет обеспечить передачу двоичной информации фазоманипулированными многочастотными сигналами с их квазикогерентной обработкой, т.е. вместо частотной (ЧМ) использовать фазовую манипуляцию (ФМ). За счет этого можно снизить вероятность ошибки приема информационных символов, а энергетической выигрыш при действии шумовой помехи составляет более 3 дБ по сравнению с некогерентным приемом ЧМ сигналов.

Как известно, интенсивная сосредоточенная (узкополосная) помеха, обусловленная действием внешних источников, при попадании в частотный подканал приема сигналов ППРЧ приводит к полному поражению информационного блока, что существенно снижает эффективность работы системы связи [1]. Вместе с тем, учитывая "свободные" от сигнала зоны в частот-

но-временной матрице сигнала с ППРЧ, можно обнаруживать узкополосную помеху и качественно оценивать ее параметры для последующей компенсации в зоне действия полезного сигнала. При этом возможно использовать алгоритмы нелинейной компенсации, инвариантные к частоте узкополосной помехи [2].

Цель статьи состоит в обосновании структурной схемы квазикогерентного приема ФМ сигналов с межсимвольной ППРЧ, обеспечивающего относительно высокую помехозащищенность в условиях действия сосредоточенных помех.

Постановка задачи

Пусть на входе приемника действует аддитивная смесь г) сигнала , X, в, ш) и помехи )

г

Сигнал представляет известную функцию времени, информационного параметра Х и сопутствующих векторных параметров ш = {ш1,..., ш п } - частоты и в = {в1 вп } - начальной фазы, где п - число возможных значений частоты и фазы. Закон изменения рабочей частоты сигнала считается известным и определяется псевдослучайной последовательностью чисел (ПСПЧ). Структурная схема сигнально-кодовой конструкции с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) приведена на рис. 1. Схема включает генератор сетки частот ю (ГСЧ), источник информации (ИИ), многоканальный фазовый модулятор (МФМ), коммутатор (Ком.), управляемый генератором ГПСП.

Рис. 1. Формирователь сигнала с ППРЧ

При фазовой манипуляции двоичной информационной последовательностью X (^) = {± 1} на входах коммутатора образуются колебания вида

в (Г, X, Р1, шг) = а1Х соб [ю^ + в ], г = 1, р .

Схема многоканального фазового модулятора (МФМ) приведена на рис. 1. В дальнейшем будем считать начальные фазы вг колебаний (2) случайными величинами на интервале

времени Тр, равномерно распределенными в пределах [0, 2 п ], а значения частот и амплитуды аг - известными.

Помеха n(t) представляет сумму белого гауссовского шума n0(t) со спектральной плотностью N0/2, импульсной помехи n(t) и гармонической помехи y(t) с неизвестной амплитудой аП, частотой шП и начальной фазой в П:

y

Здесь 0(t) = {0,l} определяет наличие и отсутствие помехи.

С учетом указанных условий (1)-(3) необходимо определить алгоритм и структурные схемы приема и обработки сигнала с межсимвольной ППРЧ.

Для простоты представления рассматривается случай двухчастотной ППРЧ. Начальные фазы Р1 и Р2 и соответствующие частоты сигналов ш1 и ш2 считаются постоянными в течение сеанса связи. Предполагается, что начальная синхронизация генератора ПСП осуществлена с требуемой точностью.

Для /-го частотного подканала наблюдаемый процесс в начале представим в виде

Г

где g/ (t — т) = {0,1} - функция включения /-го подканала, зависящая от случайной задержки Тц , определяется псевдослучайной последовательностью; X(t) - информационная последовательность. Таким образом, амплитуда принимаемого сигнала отлична от нуля в определенных границах, известных при идеальной синхронизации генератора ПСП. Во время сеанса связи также определенными являются паузы в передаче /-го символа. Минимальный интервал наличия (отсутствия) сигнала равен длительности Tg элемента ПСП g(t) . За время Tg укладывается N информационных символов X(t) = {± 1}, т. е. Tg = NT , где Т - длительность информационного символа.

Априорные данные о случайных параметрах сигнала определим следующими уравнениями:

С = 0, = 0, / = 1,2;

dt dt

^ = n 0).

dt

Здесь задержка T(t) представление винеровским процессом, где nT (t) - формирующий белый гауссовский шум со спектральной плотностью NT/2 .

Алгоритмы и структурные схемы обработки сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты

При указанных выше условиях алгоритмы оптимального приема могут быть получены на основе марковской теории нелинейной фильтрации [3]. Для наблюдаемого процесса (4), содержащего аддитивную шумовую помеху n0 (t) , уравнение для оценок параметров с учетом (5) и (6) представляются в следующем виде:

dt N0

-(t) X *(t) g (t — T)cos [c + p(t) ] — ^

dß

dt ßw N0

dl

= V

dt N0 дт

X\t) = sign Z

Z (t) = P(t) - P2(t) = th

2a*

t < kT

N

ly0 ( k-1)T

J r(t)g(t - l) cos(t + ß*(t)]dt

Здесь P и P2 - апостериорные вероятности состояний X = 1 и Х = -1 соответственно;

2 2 2

oa, ар, от - апостериорные дисперсии оценок параметров сигнала, зависящие от времени.

Приведенные уравнения преобразуем с учетом квадратурной обработки сигнала в каж-

-»—г *

дом из частотных подканалов, настроенных на частоты Oj и ш2. Поскольку амплитуда a0i и начальная фаза ß. остаются постоянными или меняются относительно мало за время сеанса связи, то необходимые для качественной оценки интервалы Tß a определяются исходя из максимально допустимых значений дисперсий ^(Tß) и G2a(Ta):

и2 (T ) =-Nl_ • v = N>

где Tß, Ta — время усреднения параметров ß и a соответственно.

Представим сигнал в (4) квадратурными составляющими Sc (t) и Ss (t) :

Si (t) = Sd (t)cos ßl+ Si (t)sin ßi ;

Scl

Ss (t) = -a.X(t)g(t - l)sin Qt.

Полагая, что Ta = Tß = MT, N > M > 1, алгоритм оценивания приема сигнала в i-м частотном подканале на основании (7)-(11) можно представить в следующем виде:

х; = sign Jg

[ j=K -M j=K -M J

где

kT kT

J. = J r

(k-1)T (k-1)T

dl(t) V a.

r(t)X*(t)[g(t - t* + At) - g(t -т - At)] x

dt N0AT L J

X[cos(Ott • cosß* - sin Ot • sin ß*

где

* I 12 j2

ai = V J cLi + JsLi ;

* J2 / * J2 cos B* = cL'/*, sin B* = sLy 1 / ai 1 / ai

JcLi = -1 t Jj (t — T*)' JsLi = M t (t — T*) •

11 j=k—M 11 j=k—M

Здесь o2T — дисперсия оценки задержки.

На основании соотношений (13)—( 18) на рис. 2 приведена структурная схема для двух-частотного сигнала с ППРЧ. В схеме слежения по задержке (ССЗ) осуществляется синхронизация генератора ПСП (ГПСП), формирующего последовательность g(t — T ) в соответствии с выделяемой на выходе разностного устройства оценки элементов ПСП (см. (15)).

Полосовые фильтры (ПФ] и ПФ2) обеспечивают разделение частотных подканалов приема и независимую обработку сигналов. За счет синхронной коммутации выходов каналов на решающее устройство (РУ) поступают информационные посылки, не подверженные влиянию межканальных помех. Структура подканалов определяется соотношениями (13), (14). На

рис. 2 не отражены формирователи оценок a*, i = 1 (16)-(18). Оценивание величины (cos в)* и (sin в)* (см. точки 1' 2, 1'' 2') обеспечивается включением обратной связи по информационному параметру X и трансверсальных цифровых фильтров (ТЦФ).

Рис. 2. Структурно-функциональная схема устройства приема и обработки ФМ сигнала с межсимвольной ППРЧ

Помехоустойчивость приема сигналов с ППРЧ

В условиях действия интенсивных узкополосных помех в каналы приема включаются аддитивные компенсаторы помех (АКП), коммутация которых осуществляется в соответствии с

синхронизированной ПСП. Оценка амплитуды аП помехи осуществляется в течение времени,

пока полезный сигнал в подканале отсутствует, что обеспечивает относительно высокую степень компенсации помехи во время действия сигнала. Характеристики АКП /-го подканала определяются соотношениями [2]

Z (у) = k [ y - a* i sign y ];

aj =

1

— JI У (t )l dt.

T

1g 0

Здесь k — произвольный коэффициент.

Во время включения подканала gi=1 на вход выключателя АКП поступает оценка помехи, сформированная на предыдущем интервале Tg . Полосовой фильтр ПФ1 подавляет продукты нелинейного преобразования помехи в компараторе (sign) АКП. Структурная схема i-го канала оценки узкополосной помехи с учетом включения полосовых фильтров приведена на рис. 3

Рис. 3. Структурная схема нелинейного оценивателя узкополосной помехи

Устройство позволяет оценивать узкополосную помеху, имеющую среднюю частоту спектра а>/ е А,. Характеристика %)(•) обеспечивает инвариантность преобразования к частоте помехи. Вместе с тем при клиппировании смеси гг(0 в спектре появляются составляющие на частотах (2п — 1), п = 1, 2, 3...; компоненты спектра на частотах вне полосы ПФг-

подавляются (см. рис. 3), обеспечивая снижение ошибки оценивания узкополосной помехи. Коммутатор (Ком.) обеспечивает подключение компенсатора помехи (вычитателя) на время действия сигнала в подканале.

Показателем качества компенсации узкополосной помехи может служить коэффициент подавления помехи на выходе компенсатора, определяемый соотношением

U = ст2 L =

Ач Oi

1 + сЦ с2

Здесь с< — средняя мощность помехи на выходе фильтра ПФг-; 1Ф/ — информация Фишера; сС — дисперсия ошибки оценивания моды а,. Дисперсия сС определяется соотношением

<а =<2

где тк — величина, зависящая от нормированной корреляционной функции р(^ - ¿2) процесса уг(0 и времени Т интегрирования:

Т = | \pit2 - 0^2

0 0 .

При относительно большом времени интегрирования Т>>тк дисперсия < оценки моды

может быть снижена до требуемой величины.

Рассмотрим теперь действие импульсной помехи в процессе обработки слабого сигнала. Если пиковая мощность импульсной помехи значительно превышает суммарную мощность составляющих, оставшихся в смеси гк(0, то целесообразно принять меры к подавлению импульсной помехи после компенсации узкополосных помех. Схема на рис. 3 может быть дополнена устройством подавления импульсной помехи п(0 — усилителем-ограничителем. На выходе компенсатора узкополосных помех тк(() представляет собой сумму полезного сигнала и импульсной помехи. Плотность распределения вероятности суммы импульсной помехи и шума п(1) в первом приближении представим комбинацией гауссовской и лапласовской ПРВ (распределение Хьюберта):

[#(0, <2), н <

Ж (х) = <

[<), И > но'

где х0 - заданная величина; N(0, - гауссовская ПРВ с нулевым средним значением и дисперсией о2п ; Ь(0, <2) - лапласовская ПРВ с нулевым средним значением и дисперсией < .

В соответствии с (23) определяется характеристика гп(х) безынерционного нелинейного преобразователя (БНП), обеспечивающая максимальное отношение сигнал/помеха на входе преобразователя:

г Л х) =

Ъх, х < х0;

Ъх0, х > Х0;

0> 0> Ъх0, х < Х0 •

Амплитудная характеристика гп(х) соответствует жесткому ограничению процесса гк(?) на уровне ±Ъх0. Этот уровень определяется соотношением между пиковой мощностью импульсной помехи и средней мощностью шума.

Заключение

Предложенные алгоритмы и структурные схемы обработки сигналов с межбитовой ППРЧ обеспечивают повышение защищенности систем цифровой связи за счет использования фазовой информационной модуляции и квазикогерентного приема с компенсацией узкополосных помех. Фазовая манипуляция на 180° по сравнению с частотной манипуляцией повышает энергетическую эффективность системы как минимум на 3 дБ при действии флуктуационной помехи.

В каналах с сосредоточенными помехами (узкополосными и импульсными) адаптивные компенсаторы помех реализуют модифицированный вариант известной схемы ШОУ (широкополосный фильтр - ограничитель - узкополосный фильтр). При этом компенсация узкополосной помехи осуществляется намного эффективней, чем в известных вариантах за счет использования свободных от сигнала интервалов времени для оценивания параметров помехи. Благодаря этому из пораженного помехой частотного подканала имеется возможность выделить информацию.

FORMATION AND PROCESSING OF PHASE-SHIFT KEYED SIGNAL WITH PSEUDORANDOM FREQUENCY HOPPING IN ANTI-INTERFERENCE

COMMUNICATION SYSTEMS

S. DALABAEV, V.A. CHERDYNTSEV, V.V. DUBROVSKY

Abstract

Methods of anti-interference receiving enhancement in digital communications systems are proposed. The enhancement is achieving at the expense of using phase-shift keyed signals with bit pseudorandom frequency hopping as well as adaptive balancers of narrow-band disturbances in signal processing frequency sub-channels.

Литература

1. Борисов В.И. и др. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты. М., 2000. 384 с.

2. Чердынцев В.А. и др. Прием сигналов на фоне помех. Минск, 1998. 174 с.

3. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов М., 1983. 320 с.