Резонансный конвертор напряжения

Заявленная полезная модель относится к электротехнике, к области полупроводниковой преобразовательной техники и может найти применение в автономных системах электроснабжения, в частности во вторичных источниках питания.
Известно устройство последовательного LC резонансного DC/DC конвертора (см. патент CN 105186881 А, 2015 г.). Устройство состоит из преобразователя постоянного напряжения, инвертора напряжения, последовательного резонансного контура, импульсного трансформатора, выпрямителя и фильтра нижних частот. Вход преобразователя постоянного напряжения, являющиеся входом устройства, подключен к внешнему источнику постоянного напряжения, а выход к двухтактному инвертору напряжения на транзисторах двухсторонней проводимости. Выход инвертора через последовательный резонансный контур подключен к входу импульсного трансформатора. Последовательный резонансный контур состоит из резонансных конденсатора и индуктивности, в роли индуктивности при этом может выступать индуктивность рассеяния импульсного трансформатора. Выход импульсного трансформатора подключен к двухполупериодному выпрямителю, в состав которого включен фильтр нижних частот, выходное напряжение которого является выходным напряжением блока. Данное решение призвано расширить нагрузочный диапазон последовательного резонансного инвертора напряжения ввиду того, что частотный рабочий диапазон инвертора ограничен, а при малых нагрузках, когда добротность контура минимальна, регулировочная способность последовательного резонансного инвертора не позволяет получить требуемое значение выходного напряжения в рабочем частотном диапазоне инвертора. Благодаря введению звена с регулируемым в широком диапазоне выходным напряжением (являющиеся входным для инвертора), объединяющего в себе повышающий и понижающий DC/DC преобразователи, становится возможным регулировать входное напряжение инвертора таким образом, что выходное напряжение устройства в целом будет равно требуемому в широком диапазоне нагрузок.
Недостатками аналога являются: низкая энергоэффективность устройства, сложность реализации, как следствие низкая надежность и значительные массогабаритные характеристики. Недостатки аналога, в основном, вызваны использованием дополнительно введенного звена преобразователя постоянного напряжения, что сводит на нет все преимущества резонансного преобразователя.
Известно так же устройство квазирезонансного преобразователя напряжения с улучшенной электромагнитной совместимостью (см. патент на полезную модель RU 2727622 С1, 2020). Устройство состоит из однотактного преобразователя «косой мост», состоящего из МДП транзисторов и диодов, импульсного трансформатора, выходного выпрямителя, демпфирующей цепи, состоящей из резистора и конденсатора, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента и резонансного конденсатора, рекуперативного диода, выходного фильтра, состоящего из дросселя и конденсатора, схемы управления квазирезонансным преобразователем, состоящей из генератора, управляемого напряжением, формирователя импульсов, драйверов управления МДП, трансформатора управления верхним ключем инвертора, затворных цепей из резисторов с обратными диодами, нелинейного дросселя.
Недостатком аналога является низкая энергоэффективность, что вызвано использованием однотактного преобразователя, который передает мощность в нагрузку в течение только одного полупериода рабочей частоты, и, как следствие, через силовые переключающие приборы преобразователя протекают значительные импульсные токи. Также дополнительное снижение КПД преобразователя происходит из-за использования нелинейного нагрузочного дросселя, что проявляется за счет насыщения магнитного сердечника дросселя, что, как известно, приводит к существенным потерям. Помимо перечисленного, к недостаткам можно также отнести: значительные пульсации выходного напряжения преобразователя, что вызвано использованием однотактной схемы преобразования и ограниченностью его регулировочной характеристики из-за использования исключительно частотного метода регулирования выходного напряжения.
Наиболее близким по технической сущности аналогом является резонансный преобразователь постоянного напряжения в постоянное и переменное и способ управления его выходным напряжением (см. патент RU 2459342 С1, 2011). Резонансный преобразователь постоянного напряжения в постоянное и переменное содержит мостовой инвертор на вентилях с обратной проводимостью, подключенный одной диагональю к источнику питания, трансформатор, который через резонансные емкость и индуктивность подключен к выходу инвертора, при этом первичная обмотка трансформатора дополнительно шунтирована емкостью, выпрямитель, подключенный к вторичной обмотке трансформатора, и фильтр нижних частот, подключенный к выходу выпрямителя, а также устройство управления.
К недостаткам представленного аналога относится низкая энергоэффективность преобразователя, обусловленная несколькими факторами: значительная реактивная мощность параллельно включенного трансформатору конденсатора, циркулирующая через сам конденсатор и первичную обмотку импульсного трансформатора, что приводит к дополнительным потерям высокочастотной силовой части схемы; значительные коммутационные потери преобразователя, вызванные использованием широтно-импульсного метода регулирования выходного напряжения преобразователя, из-за чего коммутация силовых транзисторов инвертора происходит при значительных токах;
значительные электромагнитные помехи, генерируемые преобразователем. Помехи, в том числе радиочастотного диапазона, вызваны коммутацией силовых диодов выходного выпрямителя преобразователя при значительной скорости изменения токов, которая ограничена паразитной индуктивностью монтажа. Вследствие этого во время обратного восстановления диодов через инвертор, подключенную сеть и нагрузку, т.к. дросселя обладают паразитной емкостью, в сеть будут эмиссированы значительные электромагнитные помехи.
Техническим результатом от использования заявленной полезной модели является повышение энергоэффективности преобразования электрической энергии при помощи импульсных преобразователей с минимизацией уровня электромагнитных помех.
Указанный технический результат достигается тем, что в известный резонансный преобразователь, состоящий из двухтактного силового инвертора, резонансных дросселя и конденсатора, импульсного трансформатора, выпрямителя, фильтра нижних частот, дополнительно введен конденсатор накачки (КН), подключенный к выходам выпрямителя, а также дополнительно введены и последовательно соединены аттенюатор выходного сигнала (ABC), входы которого подключены к выходам резонансного конвертора, выход которого подключен к первым входами низкоскоростного регулятора выходного напряжения в широтно-импульсного канале (НРВНТТТИК) и высокоскоростного регулятора выходного напряжения в частотном канале (ВРВНЧК), вторые входы которых подключены к уставке по напряжению (УН), выходы которых являются входами управления блока ШИМ контроллера (БШК), выходы которого являются входами управления двухтактного силового инвертора (ДСИ).
Заявленная полезная модель поясняется чертежами, на которых показаны:
на фиг. 1 - Общая структурная схема конвертора,
на фиг. 2 - Схема двухтактного силового инвертора (ДСИ),
на фиг. 3 - Схема блока ШИМ контроллера (БШК),
на фиг. 4 - Эпюры токов и напряжений, поясняющих работу ИРК на номинальную нагрузку,
на фиг. 5 - Эпюры токов и напряжений, поясняющих работу ИРК на нагрузку в три раза меньше номинальной,
на фиг. 6 - Эпюры токов и напряжений, поясняющих работу ИРК на нагрузку в пятнадцать раз меньше номинальной.
Заявленный резонансный конвертор (далее конвертор), показанный на фиг. 1, состоит из двухтактного силового инвертора (ДСИ) 1, силовые входы которого подключены к внешнему источнику постоянного напряжения с напряжением Uпит, а силовые выходы подключены к импульсному трансформатору (ИТ) 4 через резонансные дроссель (РД) 2 и резонансный конденсатор (РК) 3. Выход ИТ 4 подключен к входу выпрямителя 5, выходы которого подключены к конденсатору накачки (КН) 6 и входам фильтра нижних частот (ФНЧ) 7. Выходы ФНЧ 7 являются выходами конвертора, к которым подключены входы аттенюатора выходного сигнала (ABC) 8, выход которого подключен к первым входам низкоскоростного регулятора выходного напряжения в широтно-импульсного канале (НРВНШИК) 9 и высокоскоростного регулятора выходного напряжения в частотном канале (ВРВНЧК) 10. Вторые входы НРВНШИК 9 и ВРВНЧК 10 подключены к уставке по напряжению (УН) 11. Выходы НРВНШИК 9 и ВРВНЧК 10 подключены к входам управления блока ШИМ контроллера (БШК) 12, выходы которого подключены к входам управления двухтактного силового инвертора (ДСИ) 1.
Двухтактный силовой инвертор 1, входящий в состав конвертора, обеспечивает усиление входных импульсов управления от БШК 12 (фиг. 1). ДСИ 1 может быть реализован различными образами, например, как показано на фиг.2, где входы питания инвертора Uпит подключены к фильтрующему конденсатору 1.1. В свою очередь, фильтрующий конденсатор 1.1 подключен к силовым контактам соответствующих силовых ключей двухсторонней проводимости 1.6…1.9. Управление ДСИ 1 осуществляется соответствующими драйверами силовых транзисторов 1.2…1.5, входы которых являются входами управления ДСИ 1. Силовые ключи двухсторонней проводимости образуют транзисторный мост, выход которого является выходом ДСИ 1.
Постоянное напряжение Шит питания, на практике, приблизительно, равное от 300 до 550 В, получают, например, путем преобразования переменного трехфазного напряжения 380 В с помощью выпрямителя и фильтра (на чертежах не показаны).
Фильтрующий конденсатор 1.1 (фиг. 2) обеспечивает постоянство входного тока ДСИ 1, и его номинал выбирается из условия, чтобы на удвоенной рабочей частоте инвертора модуль емкостного сопротивления фильтрующего конденсатора 1.1 был, по крайней мере, на порядок меньше активного сопротивления нагрузки. Фильтрующий конденсатор 1.1 представляет промышленно изготавливаемый конденсатор металлопленочного или электролитического типа, номинал которого находится в пределах от 10 до 1000 мкФ.
Драйверы силовых транзисторов 1.2…1.5 (фиг. 2) обеспечивают преобразование входных для ДСИ 1 импульсов управления по напряжению и по току до уровней, необходимых для коммутации силовых ключей двухсторонней проводимости 1.6…1.9 (фиг. 2), и могут быть построены на основе, например, стандартной драйверной микросхемы HCPL3120, включенной по стандартной схеме, приведенной в документации.
Резонансный дроссель (РД) 2 и резонансный конденсатор (РК) 3 (фиг. 1) образуют последовательный колебательный контур (далее контур), который предназначен для уменьшения коммутационных потерь ДСИ 1 (фиг. 1) за счет преобразования прямоугольного выходного сигнала ДСИ 1 в синусоидальный ток. Номиналы элементов РД 2 и РК 3 выбирают таким образом, чтобы, во-первых, резонансная частота контура, рассчитанная по известной формуле определения резонансной частоты, была равна минимальной рабочей частоте БШК 12 (фиг. 1) и, во-вторых, добротность контура была больше двух, по отношению к потерям, связанным с преобразованием электрической энергии в конверторе, которые обычно составляют от трех до пяти процентов мощности конвертора. Определение резонансной частоты и добротности контура приведены, например, в книге (Бычков Ю.А. Основы теоретической электротехники: учебное пособие 2-е изд / Ю.А. Бычков, В.М. Золотницкий, Э.П. Чернышев. - СПб.: Изд-во «Лань», С. 131). РД 2 может быть выполнен в виде катушки, намотанной на магнитопровод, индуктивность которой дополняет индуктивность рассеяния ИТ 4 (фиг. 1). Которые могут быть рассчитаны, как показано, например, в книге (Семенов Б.Ю. Силовая электроника: от простого к сложному. - М.: ООО «СОЛОН-Пресс», 2015. С. 50-60). РК 3 представляет из себя промышленно изготавливаемый конденсатор металлопленочного типа, номинал которого находится в пределах от 0.1 до 10 мкФ.
H
Импульсный трансформатор ИТ 4 (фиг. 1) обеспечивает согласование выходного сопротивления ДСИ 1 с сопротивлением нагрузки конвертора. Коэффициент трансформации ИТ 4 - k рассчитывается исходя из требуемого выходного напряжения конвертора равного напряжению на КН 6 - V(out), индуктивности РД 2 в сумме с индуктивностью рассеяния трансформатора ИТ 4 - L2, емкости РК 3 - С3, минимального сопротивления нагрузки R, амплитуды выходного напряжения ДСИ 1 - Vm(1.9) и амплитуды максимального выходного тока ДСИ 1-I(2):
при этом расчет конструкции трансформаторов известен и представлен, например, в книге (Вдовин С.С. Проектирование импульсных трансформаторов. Л.: Энергия, 1971, С. 101-119).
Конденсатор накачки КН 6 (фиг. 1) предназначен для накопления и замыкания через себя энергии, генерируемой ДСИ 1, преобразованной контуром из РД 2 и РК 3, ИТ 4 и выпрямителем 5 и отдачи этой энергии в нагрузку через ФНЧ 7. Номинал КН 6 выбирается из условия, чтобы его реактивное сопротивление на удвоенной рабочей частоте БШК 12 было, по крайней мере, на порядок меньше входного переменного реактивного сопротивления ФНЧ 7 на той же частоте.
Фильтр нижних частот (ФНЧ) 7 (фиг. 1) предназначен для фильтрации выходного тока выпрямителя и ограничения скорости нарастания выходного тока конвертора при появлении короткого замыкания нагрузки и состоит из фильтрующей индуктивности (ФИ) 7.1 и фильтрующей емкости (ФЕ) 7.2. ФИ 7.1, может быть выполнена в виде катушки, намотанной на магнитопровод. ФЕ 7.2 представляет собой промышленно изготавливаемый конденсатор электролитического типа, номинал которого находится в пределах от 400 до 1000 мкФ. При этом частота среза фильтра, которая равна значению его резонансной частоты должна быть по крайней мере в три раза меньше удвоенной частоты работы БШК 12 (фиг. 1).
Аттенюатор выходного сигнала (ABC) 8 (фиг. 1) предназначен для преобразования выходного напряжения конвертора до рабочих уровней входных напряжений НРВНШИК 9 и ВРВНЧК 10. Рабочие уровни входных напряжений НРВНШИК 9 и ВРВНЧК 10 находятся в пределах значений питающих напряжений их внутренних операционных усилителей 9.4 и 10.4, которые указаны в их документации. ABC 8 может быть реализован, например, на основе стабилизатора напряжения TL431 и оптопары РС817, как показано, например, в статье (Леонов А., Кривченко И. Гальваническая оптронная развязка в цепи обратной связи импульсных стабилизированных ИП на примере продукции National Semiconductor// Компоненты и технологии. - 2010. - №6. - С. 34-36, рис. 5).
Низкоскоростной регулятор выходного напряжения в широтно-импульсном канале (НРВНШИК) 9 (фиг. 1) предназначен для регулирования выходного напряжения конвертора методом широтно-импульсной модуляции. Регулирование осуществляется за счет воздействия на БШК 12 управляющим напряжением, пропорционально которому изменяется коэффициент заполнения его выходных управляющих импульсов. НРВНШИК 9, может быть реализован, например, в виде ПИ регулятора, как показано на фиг. 1 и состоит из серийно выпускаемых операционного усилителя 9.4 в стандартном включении, резистора второй сопрягающей частоты 9.1, конденсатора настройки регулятора 9.2, резистора первой сопрягающей частоты 9.3. Номиналы резистора первой сопрягающей частоты 9.3 и конденсатора настройки регулятора 9.2 рассчитываются таким образом, чтобы первая сопрягающая частота НРВНШИК 9 была от 80 до 110 раз меньше минимальной рабочей частоты БШК 12 (фиг. 1). Номинал резистора второй сопрягающей частоты 9.1 выбирается исходя из условия, что бы он был от 10 до 15 раз меньше номинала резистора первой сопрягающей частоты 9.2. Расчет сопрягающих частот представлен, например, в книге (Бесекерский В.А. Теория систем автоматического управления / В.А. Бесекерский, Е.П. Попов. - Спб: Изд-во «Профессия». - 2003. - С. 66, 184-186, 262-266).
Таким образом обеспечивается необходимая скорость реакции НРВНШИК 9 на возникновение ошибки, которая существенно меньше скорости реакции ВРВНЧК 10, и отсутствие в частотной характеристике НРВНШИК 9 полюсов (резонансных частот) ФНЧ 7 и последовательного резонансного контура, состоящего из РД 2 и РК 3 (фиг. 1), что, в свою очередь, предотвращает самовозбуждение НРВНШИК 9 на данных частотах.
Высокоскоростной регулятор выходного напряжения в частотном канале (ВРВНЧК) 10 (фиг. 1) предназначен для регулирования выходного напряжения конвертора частотным методом. Регулирование осуществляется за счет воздействия на БШК 12 управляющим напряжением, пропорционально которому изменяется частота его выходных управляющих импульсов. ВРВНЧК 10 может быть реализован, например, в виде ПИ регулятора, как показано на фиг. 1 и состоит из серийно выпускаемых операционного усилителя 10.4 в стандартном включении, резистора первой сопрягающей частоты 10.1, конденсатора настройки регулятора 10.2 и резистора второй сопрягающей частоты 10.3. Номиналы резистора первой сопрягающей частоты 10.1 и конденсатора настройки регулятора 10.2 рассчитываются таким образом, чтобы первая сопрягающая частота ВРВНЧК 10 была от 10 до 30 раз меньше минимальной рабочей частоты БШК 12. Номинал резистора второй сопрягающей частоты 10.3 выбирается из условия, что бы он был от 6 до 12 раз меньше номинала резистора первой сопрягающей частоты 10.1. Таким образом обеспечивается необходимая скорость реакции ВРВНЧК 10 на возникновение ошибки, которая существенно больше скорости реакции НРВНШИК 9, и отсутствие в частотной характеристике ВРВНЧК 10 полюсов (резонансных частот) ФНЧ 7 и последовательного резонансного контура, состоящего из РД 2 и РК 3 (фиг. 1), что, в свою очередь, предотвращает самовозбуждение ВРВНЧК 10 на данных частотах.
Блок ШИМ контроллера (БШК) 12 (фиг. 1) предназначен для генерации высокочастотных управляющих импульсов с изменяемыми частотой и коэффициентом заполнения в зависимости от внешних управляющих напряжений. БШК 12 может быть выполнен различным образом, например, как показано на фиг. 3. БШК 12 состоит из серийно выпускаемого ШИМ контроллера к1156еу2 12.1 (далее ШИМ контроллер), второй порт которого является входом БШК 12 канала широтно-импульсного регулирования, а первый порт ШИМ контроллера через резистор обратной связи внутреннего ОУ контроллера 12.2 соединен с третьим портом ШИМ контроллера 12.1. Пятый порт ШИМ контроллера соединен с резистором задания нижней рабочей частоты 12.6 и первым выводом резистора задания верхней рабочей частоты 12.4, второй вывод которого соединен с коллектором биполярного транзистора частотного регулирования 12.5, эмиттер которого соединен с земляным полигоном БШК 12, и база которого через резистор регулировки изменения частоты 12.3 является входом БШК 12 канала частотного регулирования. Шестой и седьмой порты ШИМ контроллера соединены между собой и конденсатором установки рабочей частоты 12.7. Девятый порт ШИМ контроллера через резистор утечки встроенной защиты 12.8 соединен с земляным полигоном БШК 12. Десятый порт ШИМ контроллера соединен с земляным полигоном БШК 12. Одиннадцатый порт ШИМ контроллера является первым выходом БШК 12, который генерирует управляющий ШИМ сигнал. Двенадцатый порт ШИМ контроллера соединен с земляным полигоном БШК. Тринадцатый порт ШИМ контроллера соединен с шестнадцатым портом ШИМ контроллера. Четырнадцатый порт ШИМ контроллера генерирует управляющий ШИМ сигнал, противофазный сигналу одиннадцатого порта ШИМ контроллера и является вторым выходом БШК 12. Пятнадцатый порт является входом питания Uпит ШИМ контроллера и БШК 12 соответственно. Постоянное напряжения Uпит, на практике равное 15 Вольт, получают, например, преобразованием входного постоянного напряжения питания Uпит ДСИ 1 (фиг. 1) с помощью импульсного преобразователя на основе серийно выпускаемого высоковольтного полумостового самоосциллирующего драйвера IR2153 в стандартном включении, указанном в его документации, и преобразования генерируемого полумостовым преобразователем напряжения выпрямителем и фильтром в постоянное напряжение 15 В (на чертежах не показаны).
Резистор обратной связи внутреннего ОУ контроллера 12.2 (фиг. 3) предназначен для установки чувствительности реакции ШИМ контроллера 12.1 на входное управляющее воздействие в канале широтно-импульсного регулирования (порт 2 ШИМ контроллера), номинал которого находится в пределах от 2 до 4 кОм.
Резистор регулировки изменения частоты 12.3 (фиг. 3) устанавливает чувствительность регулирования частоты БШК 12 в канале частотного регулирования, номинал которого выбирается, таким, чтобы при максимальном входном воздействии ВРВНЧК 10 биполярный транзистор частотного регулирования 12.5 (фиг. 3) был полностью открыт. Номинал Резистора регулировки изменения частоты 12.3 находится в пределах от 30 до 60 кОм.
Номинал Резистора задания верхней рабочей частоты 12.4 (фиг. 3) выбирается из максимальной рабочей частоты ШИМ контроллера 12.1 (фиг. 1) в соответствии с его документацией и находится в пределах нескольких кОм.
Номинал резистора задания нижней рабочей частоты 12.6 (фиг. 3) выбирается исходя из равенства минимальной рабочей частоты ШИМ контроллера 12.1 (в соответствии с документацией) и резонансной частоты контура, образованного РД 2 и РК 3 (фиг. 1), и находится в пределах десяти кОм.
Номинал конденсатора уставки рабочей частоты 12.7 (фиг. 3) выбирается в соответствии с документацией на ШИМ контроллер 12.1.
Резистор утечки встроенной защиты контроллера 12.8 (фиг. 3) обеспечивает отключение встроенной защиты ШИМ контроллера 12.1 по максимальному току, если она не задействована и равен одному кОм.
Резонансный конвертор работает следующим образом. Устанавливают уставку по напряжению 11 в соответствии с требуемым выходным напряжением блока. Подают напряжение питания Uпит . При этом в первый момент напряжение на выходе конвертора отсутствует, следовательно, и на выходе ABC 8, из-за чего напряжения на выходах НРВНШИК 9 и ВРВНЧК 10 минимальны. Ввиду того, что входные управляющие сигналы БШК 12 минимальны - его выходные противофазные прямоугольные сигналы, формируемые ШИМ контроллером 12.1 (фиг. 3) характеризуются минимальной частотой и максимальной длительностью. Выходные сигналы БШК 12 (фиг. 1) поступают на вход ДСИ 1, который усиливая их с соответствующими ШИМ сигналу БШК 12 временными параметрами (частота, ширина импульсов), подает их на резонансный последовательный контур (далее контур), состоящий из РД 2 и РК 3. После контура напряжение преобразуется ИТ 4 и подается на вход выпрямителя 5, которое выпрямляясь подается на КН 6 и вход ФНЧ 7, выходы которого является выходами конвертора, с которых так же снимается сигнал обратной связи через АС 8.
При этом выходной ток выпрямителя 5 (фиг. 1) и, соответственно, выходной ток контура и ДСИ 1, трансформированный по амплитуде ИТ 4, замыкается через КН 6. Благодаря резонансным свойствам последовательного контура, форма выходного тока ДСИ 1 обретает синусоидальную форму, и энергия каждого полупериода рабочей частоты БШК 12 накапливается в КН 6, в последующем которая отдается в нагрузку через ФНЧ 7. Следует отметить, что за счет того, что фактической нагрузкой для ДСИ 1 с контуром из РД 2 и РК 3 является КН 6, с накопленной за предыдущие полупериоды энергией, то есть заряженным до некоторого напряжения - добротность контура слабо зависит от параметров нагрузки, а лишь от потерь в силовых элементах импульсного преобразования: ДСИ 1, РД 2, РК 3, ИТ 4, Выпрямитель 5. Помимо этого ток ФНЧ 7 замыкается через КН 6, который является для него источником постоянного напряжения, из-за чего в выпрямителе 5, ИТ 4, и ДСИ 1 не возникают нечетные гармоники тока, что положительно сказывается на снижении электромагнитных помех и повышении энергоэффективности конвертора.
После подачи Uпит  работа БШК 12 с максимальным коэффициентом заполнения и минимальной частотой выходных управляющих импульсов продолжается до тех пор, пока значение выходного напряжения ABC 8 не превысит значение напряжения УН 11, по крайней мере на величину напряжения смещения операционных усилителей 10.4 и 9.4. После того, как текущее значение выходного напряжения конвертора превысит заданное значение, то есть напряжение, преобразованное ABC 8 в процессе увеличения, превысит напряжение УН 11 - возникнет напряжение ошибки, равное разности выходного напряжения ABC 8 и УН 11. С появлением напряжения ошибки выходное напряжение НРВНШИК 9 и ВРВНЧК 10 начнет возрастать, однако ввиду того, что скорость нарастания выходного напряжения ВРВНЧК 10 гораздо больше скорости нарастания выходного напряжения НРВНШИК 9, то можно говорить, что первоначально с появлением сигнала ошибки НРВНШИК 9 в регулировании выходного напряжения конвертора не участвует. Вследствие нарастания выходного напряжения ВРВНЧК 10 рабочая частота БШК 12 начнет увеличиваться, как следствие, реактивное сопротивление РД 2 начнет расти и выходное напряжение резонансного конвертора начнет уменьшаться до тех пор, пока напряжение на выходе ABC 8 не достигнет напряжения УН 11 или рабочая частота БШК 12 не достигнет максимальной.
В случае достижения БШК 12 максимальной рабочей частоты и превышения выходного напряжения ABC 8 напряжения УН 11 ошибка остается положительной и, следовательно, начинает возрастать выходное напряжение (накопление ошибки) НРВНШИК 9, как следствие, уменьшается ширина выходных импульсов БШК 12, формируемых ШИМ контроллером 12.1, что вызовет уменьшение среднего за полупериод выходного напряжения ДСИ 1 и уменьшение его выходного тока, и, как следствие, уменьшение выходного напряжения конвертора.
Аналогичным образом при функционировании резонансного конвертора происходит поддержание заданного значения выходного напряжения.
На фиг. 4, 5 и 6 показаны временные диаграммы, полученные из расчета Spice модели предлагаемого конвертора и дополнительно поясняющие его работу, где V(1.5)out - выходной сигнал драйвера силового ключа 1.5 (фиг. 2), V(1.9) - напряжение на силовом ключе двухсторонней проводимости 1.9 (далее транзистор) (фиг. 2), 1(1.9) - ток стока силового ключа двухсторонней проводимости 1.9 (фиг. 2), 1(2) - ток резонансного дросселя 2 (фиг. 1), V(out) -выходное напряжение конвертора. Номиналы и параметры элементов конвертора следующие: индуктивность РД 2 равна 12 мкГн, емкость РК 3 равна 2 мкФ, коэффициент трансформации ИТ 4 по току равен 2, емкость КН 6 равна 20 мкФ. ФНЧ 7 выполнен в виде LC цепи, как показано на фиг.1 со следующими параметрами: индуктивность ФИ 7.1 равна 20 мкГн, а емкость ФЕ 7.2 равна 40 мкФ. Питание Uпит конвертора равно 310 В, что эквивалентно его питанию от однофазного мостового выпрямителя с входным действующим фазным напряжением равным 220 В (на чертежах не показано). В частности, на фиг.4 демонстрируется работа преобразователя на номинальную нагрузку в 1 Ом и выходном напряжении 90 В, которые достигаются при работе ДСИ 1 на частоте равной 30 кГц. Видно, что ток РД 2 имеет синусоидальный характер, а включение и выключение транзистора происходит при нуле тока, при этом видно, что отсутствуют импульсы сквозных токов плеча моста, вызванных перезарядкой выходных емкостей транзисторов, что говорит о мягком, практически исключающим потери, режиме коммутации транзисторов моста. С увеличением сопротивления нагрузки до 3 Ом рабочая частота ДСИ 1 возрастает для стабилизации выходного напряжения на уровне 90 В до верхней в, данном случае, частоты в 60 кГц. Ток РД 2 приобретает индуктивный характер с линейным нарастанием и спадом, вызванным рекуперацией, накопленной в РД 2 энергии обратно в источник Шит.В данном случае определяющим нагрузочным элементом для ДСИ 1 является РД 2. Выходной ток ДСИ 1 ограничен РД 2 и напряжением, вызванном этим током на емкости КН 6. Видно, что включение транзисторов ДСИ 1, также как на фиг.4 происходит при нуле тока и так же отсутствуют импульсы сквозных токов перезарядки емкостей транзисторов плеча моста ДСИ 1, то есть коммутация транзисторов оптимизирована с точки зрения минимизации потерь переключения. С ростом нагрузочного сопротивления до 15 Ом для стабилизации выходного напряжения конвертора на заданном уровне равным в 90 В, т.к. максимальная рабочая частота в 60 кГц уже достигнута, то начинает снижаться коэффициент заполнения импульсов управления БШК 12, в данном случае, до 25%. При этом видно, что ток имеет индуктивный характер с плавным нарастанием во время импульса напряжения ДСИ 1 и спадом, связанным с рекуперацией, накопленной в РД 2 энергии во входной источник постоянного напряжения Шит. Включение транзистора происходит в нуле выходного тока, а импульс тока перезарядки выходных емкостей транзисторов минимален, так как напряжение на транзисторе во время включения достаточно мало и составляет только пятую часть от входного амплитудного.
Таким образом полезная модель обеспечивает преобразование постоянного входного напряжения в постоянное выходное напряжение с автоматической его стабилизацией на уровне заданного с повышением энергоэффективности и снижением уровня электромагнитных помех.