ПРИЕМНИК ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ С КВАДРАТУРНО-ТРЕХФАЗНОЙ АРХИТЕКТУРОЙ, СПОСОБ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛА ПОСРЕДСТВОМ УКАЗАННОГО ПРИЕМНИКА И СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ НАСТРОЙКОЙ УКАЗАННОГО ПРИЕМНИКА
DIRECT TRANSFORM RECEIVER HAVING QUADRATURE THREE-PHASE ARCHITECTURE, METHOD FOR DIRECT SIGNAL TRANSFORM USING SAID RECEIVER AND METHOD OF CONTROLLING TUNING OF SAID RECEIVER

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к радиоприемным устройствам прямого преобразования, и может быть использовано в составе программно-определяемых радиоприемных устройств (Software Defined Radio), а также смартфонах и планшетных компьютерах для создания встраиваемых программно-аппаратных приложений эфирного приема радио- и телевещательных станций.
Известно большое количество технических решений, обеспечивающих прием эфирных сигналов, и способов управления настройками радиоприемного устройства. Все их многообразие можно разделить на три большие группы: приемники прямого усиления, гетеродинные приемники, супергетеродинные приемники (см., например, статью Поляков В.Т. Гетеродинный прием. Радиоежегодник-88. М.: ДОСААФ, 1988, с.24), причем настройка таких приемных устройств осуществляется механическим способом с использованием конденсатора переменной емкости или вариометра, с помощью которого осуществляется плавное изменение индуктивности.
Известны приемники прямого усиления, описанные в монографии Ершов В.К. Простые приемники прямого усиления на транзисторах. М.: ДОСААФ, 1972. Эти приемники, несмотря на свою простоту, не получили широкого распространения из-за низкой селективности и чувствительности.
Известны супергетеродинные приемники, описанные, например, в патентах РФ №2062547, 2379836, 2381621, патентах США №4661995, 4776040, 5280639, книге Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. А.П. Сиверса. М: Советское радио, 1976.
Недостатком этого класса приемников является наличие зеркального канала приема и необходимость использования фильтра сосредоточенной селекции (ФСС) для получения необходимой избирательности по соседнему каналу. Применение такого фильтра (керамического, кварцевого, на LC-элементах) препятствует созданию таких приемников в микроэлектронном исполнении.
Известны приемники с прямым преобразованием частоты, приемники с нулевой (Zero-IF) или близкой к нулевой (Low-IF) промежуточной частотой или в отечественной терминологии асинхронные гетеродинные приемники, описанные, например, в работах Tony J. Rouphael. RF and Digital Signal Processing for Software-Defined Radio: A Multi-Standard Multi-Mode Approach. Elsevier Inc., 2009; Jeffrey H. Reed. Software Radio. A Modern Approach to Radio Engineering, Prentice Hall PTR, 2002; Поляков В.Т. Радиолюбителю о технике прямого преобразования. М.: Патриот, 1990; в патентах США №4736390, 5761615, 6073001, 7272375; в патенте Великобритании №2460418; в описании семейства микросхем Si476x (Si476x - High-Performance Automotive AM/FM Radio Receiver and HD Radio Tuner. Silicon Labs / http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si476x-short.pdf). Этот класс приемников получил подавляющее распространение в последние годы благодаря наличию важных преимуществ по сравнению с супергетеродинными приемниками: входной ВЧ-сигнал с помощью квадратурных балансных смесителей сразу преобразуется в низкочастотный, и все дальнейшие операции по фильтрации сигнала от помех по соседнему и зеркальному каналам, демодуляции осуществляются с использованием низкочастотной схемотехники, что как нельзя лучше подходит для CMOS-технологии, применяемой для создания систем на кристалле (System-on-Chip) (Mikkelsen J.H. Front-End Architectures for CMOS Radio Receivers. Aalborg University, IR-96-1003, 1998; также патент США №7272375). Так, вместо полосовых фильтров ФСС применяются фильтры нижних частот, которые могут быть реализованы как цифровые, активные или как фильтры на переключаемых конденсаторах (см., например, Махлин А. Фильтры на переключаемых конденсаторах. Компоненты и технологии. №6, 2008).
IF
в
IF
в
Однако известные приемные устройства с прямым преобразованием частоты очень чувствительны к нарушению балансировки в квадратурных каналах как по амплитудным, так и по фазовым соотношениям квадратурных сигналов, которые относительно друг друга должны иметь точный фазовый сдвиг в 90°. При нарушении этого условия подавление помех по побочным каналам приема резко уменьшается. Так, в монографии Поляков В.Т. Радиолюбителю о технике прямого преобразования. М.: Патриот, 1990, с.56 отмечается, что разбалансировка по амплитуде в 1÷2% и по фазе в 1÷2° приводит на практике к подавлению помех по побочным каналам приема (главным образом зеркальному каналу) не более чем на 30÷40 dB. Там же отмечается, что для подавления помех на 50 dB (желательный уровень) амплитудный разбаланс должен составлять менее 0,6%, а фазовые отклонения - менее 0,3°. Еще большие требования к точному балансу амплитуд и фаз предъявляются в случае использования низкочастотной промежуточной частоты (Low-IF; обычно выбирается из условия f>(1÷2)·f, где f - низкочастотная промежуточная частота, f - верхняя частота полезного сигнала). Так, в статье Crols J., Steyaert M.S.J. Low-IF Topologiers for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers. IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, vol.45, No.3, March 1998 отмечается, что в случае нулевой промежуточной частоты (Zero-IF) полезный и нежелательный сигналы зеркального канала находятся в одной и той же полосе частот и имеют одинаковые параметры. Поэтому для получения соотношения сигнал/шум в 40 dB достаточно подавить нежелательный сигнал зеркального канала также на 40 dB. В случае же использования Low-IF нежелательный сигнал зеркального канала может быть больше, чем полезный сигнал, т.к. в этом случае зеркальный канал может попадать на соседний канал. Например, если нежелательный сигнал в полосе зеркального канала превышает полезный на 30 dB, то для получения того же соотношения сигнал/шум в 40 dB степень подавления помех зеркального канала должна быть уже 70 dB.
Для восстановления балансировки квадратурных сигналов предлагаются в основном алгоритмические методы обработки квадратурных сигналов с помощью сигнального процессора. Такие технические решения приводятся в работах Windisch М., Fettweis G. Blind I/Q imbalance parameter estimation and compensation in low-IF receivers. Technische Universitat Dresden, Germany, 2004; Valkama M., Renfors M. Digital filter design for I/Q imbalance compensation. Tampere University of Technology, 2000. Однако в случае использования Low-IF, когда частота выборок аналого-цифрового преобразователя (АЦП) лишь в 2÷4 раза больше верхней частоты полезного сигнала, к ошибкам фазовой разбалансировки добавляется еще и ошибка аппроксимации и квантования АЦП (Valkama М., Renfors М. Digital filter design for I/Q imbalance compensation. Tampere University of Technology, 2000). Отсюда следует, что компенсацию ошибок разбалансировки желательно проводить до АЦП, либо использовать более быстродействующие и более точные АЦП с большим объемом обрабатываемых выборок в сигнальном процессоре.
Среди известных способов управления настройками таких приемников выделяется способ, в котором настройка осуществляется помощью механического колеса - потенциометра, - подключаемого к АЦП. Получаемый на выходе АЦП цифровой код управляет синтезатором частот приемника. Такой способ реализован, например, для управления настройками в семействах микросхем Si482x и Si484x фирмы Silicon Labs (Designing Wheel-Tuned, Digital-Display Radios with Next-Generation Radio ICs. http://www.silabs.com/Support0/o2QDocuments/TechnicalDocs/ATDD-Radio-White-Paper.pdf; Si4825 Demo Board User's Guide. http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si4825DEMQ.pdf). Недостатком такого решения является наличие механического узла - многооборотного потенциометра, имеющего ограниченный срок службы.
Другим известным способом управления настройками приемника является способ управления с помощью двухмерного графического пользовательского интерфейса (GUI, Graphical User Interface), отображаемого на экране персонального компьютера посредством использования специального программного обеспечения. Примерами таких способов могут служить графические интерфейсы программно-определяемых приемников G8JCFSDR (http://www.g8icf.dvndns.org/g8jcfsdr_drtl/downloads/QuickStartGuide.pdf), WiNRADIO G313 (http://www.winradio.com/home/g313e.htm), а также графический интерфейс оценочной (демонстрационной) платы приемной микросхемы Si477x (Si477x Evaluation Board User's Guide. http://www.silabs.com/Support%20Documents/TechnicalDocs/Si477x-EVB.pdf). Недостатком такого решения является наличие на панели управления большого количества кнопок управления, индикаторов, переключателей, дополнительных «окон». Их многообразие затрудняет управление приемником. В случае появления нового вещательного стандарта и необходимости добавить новые диапазоны или режимы работы приемника требуется менять компоновку всей панели пользовательского интерфейса, что превращает любое обновление программного обеспечения в затратное мероприятие. Затруднено использование такого способа управления также для смартфонов и планшетных компьютеров, обладающих небольшой площадью экрана, где трудно разместить большое количество графических элементов из-за ограничений по точности позиционирования точки прикосновения на сенсорном экране.
Известны способы управления с использованием трехмерных графических интерфейсов. Например, в патенте США №7562312 и патентной заявке США №20070011617 приводятся варианты группировки элементов управления в виде вращающегося цилиндра, параллелепипеда, куба, призмы. В патенте США №7013435 приводится вариант в виде вращающегося шара. Применение таких способов создания графического пользовательского интерфейса позволяет в малом пространственном объеме сконцентрировать большое количество элементов управления и индикации, что особенно актуально для смартфонов и планшетных компьютеров.
Из перечисленных известных решений наиболее близким к предложенному способу является способ управления с использованием трехмерного пользовательского графического интерфейса, согласно которому отдельные графические виджеты выполнены в виде вращающейся многогранной призмы (заявка на патент США №20070011617).
Однако известный способ затрудняет управление приемником из-за непривычных пространственных комбинаций и одновременного изменения всех отображаемых форм. Это усложняет восприятие информации, например панорамного спектра, частоты настройки, оперативное осмысление которых более удобно происходит в пространственно-статическом формате.
Наиболее близким техническим решением к заявляемому приемнику является приемник прямого преобразования с трехфазной архитектурой, описанный в патенте США №5095536, содержащий радиочастотный усилитель, сплиттер, первый, второй и третий балансные смесители, синтезатор частоты с фазосдвигающей цепью, первый, второй и третий фильтры нижних частот (ФНЧ), состоящие из последовательно соединенных LC-фильтров, усилителей и активных фильтров, выходы которых подключены к входам соответственно первого, второго и третьего умножающих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП), автоматический регулятор (АР), тактовый генератор, первый, второй и третий аналого-цифровые преобразователи (АЦП), микроконтроллер, причем выход радиочастотного усилителя подключен к входу сплиттера, первый, второй и третий выходы которого подключены соответственно к входам первого, второго и третьего балансных смесителей, выходы которых подключены соответственно к входам первого, второго и третьего фильтров нижних частот, первый, второй и третий входы АР подключены соответственно к выходу первого, второго и третьего умножающих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП), а цифровой выход подключен к цифровым входам первого, второго и третьего умножающих ЦАП, выход тактового генератора подключен к тактовому входу АР, выходы ЦАП подключены к входу микроконтроллера, с выхода которого снимается аудиосигнал.
Недостатком известного устройства является недостаточная точность поддержания баланса фаз и амплитуд квадратурных сигналов, а также сложность в реализации. Так, баланс амплитуд достигается путем усреднения одновременно всех трех фаз с помощью трехфазного выпрямителя и поддержания с помощью АР их усредненного уровня независимо от значения каждой из амплитуд предыдущей разбалансировки. Баланс фаз устанавливается после АЦП с помощью расчетных алгоритмов, реализуемых в микроконтроллере; при этом не учитываются ошибки квантования, возникающие при соизмеримых значениях частоты выборок и верхней частоты полезного сигнала. Не учитываются также ошибки, возникающие при формировании трехфазных сигналов в синтезаторе частоты с трехфазной сдвигающей цепью. В известном устройстве фазосдвигающую цепь предлагается реализовать с помощью частотно-зависимого дифференциального моста, образованного фильтрами Чебышева, с помощью которой осуществляется получение фазовых значений гетеродинных напряжений в 0°, 120° и 240°.
Как отмечается в Бунимович С., Яйленко Л. Техника любительской однополосной связи. М: ДОСААФ, 1970, с.126, многофазные системы (системы, в которых количество каналов больше двух) снижают требования к точности балансировки сигналов смесителей и идентичности каналов, но платой за это становится усложнение схемы устройства, особенно при нечетном количестве каналов, т.к. выпускаемые промышленностью компоненты часто содержат только четное количество элементов. Это относится, например, к операционным усилителям, АЦП, ЦАП и т.д.
Техническим результатом, достигаемым с помощью заявляемого устройства, является значительное увеличение степени подавления помех по зеркальному каналу при одновременном упрощении устройства и использовании для управления его настройками интуитивно понятного трехмерного графического пользовательского интерфейса.
Указанный технический результат достигается тем, что заявляемый приемник содержит радиочастотный усилитель; сплиттер; первый и второй балансные смесители; синтезатор частоты; первый и второй ФНЧ, состоящие из последовательно соединенных LC-фильтра, усилителя и активного фильтра, причем выходы ФНЧ подключены к входам соответственно первого и второго умножающих ЦАП; первый автоматический регулятор; тактовый генератор; первый и второй АЦП; микроконтроллер. Выход радиочастотного усилителя подключен к входу сплиттера, первый и второй выходы сплиттера подключены соответственно к первым входам первого и второго балансных смесителей, вторые входы балансных смесителей подключены соответственно к первому и второму выходам синтезатора частоты, а выходы балансных смесителей подключены соответственно к входам первого и второго фильтров нижних частот. Первый вход первого автоматического регулятора подключен к выходу первого умножающего ЦАП, а цифровой выход автоматического регулятора подключен к цифровому входу первого умножающего ЦАП. Первый выход тактового генератора подключен к второму входу первого автоматического регулятора. Выходы первого и второго АЦП подключены соответственно к первому и второму входам микроконтроллера. Заявляемое устройство также содержит второй и третий автоматические регуляторы, преобразователь двухфазного напряжения в трехфазное, сумматор и регистр шины данных. При этом второй выход первого автоматического регулятора подключен к входу опорного напряжения второго автоматического регулятора, первый вход второго автоматического регулятора подключен к выходу второго умножающего ЦАП, а цифровой выход второго автоматического регулятора подключен к цифровому входу второго умножающего ЦАП. Выходы первого и второго умножающих ЦАП подключены соответственно к первому и второму входам преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное и входам соответственно первого и второго АЦП. Трехфазные выходы преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное подключены к трем соответствующим входам сумматора. Выход сумматора подключен к первому входу третьего автоматического регулятора, цифровой выход третьего автоматического регулятора подключен к третьему входу микроконтроллера, первый выход микроконтроллера выполнен с возможностью подключения по шине обмена к внешнему устройству управления, а второй выход микроконтроллера по шине данных подключен к входу синтезатора частоты и к входу регистра шины данных, многоразрядный и одноразрядный цифровые выходы регистра шины данных подключены к цифровым входам третьего автоматического регулятора. Первый и второй выходы тактового генератора подключены к вторым входам соответственно второго и третьего автоматических регуляторов.
В качестве внешнего устройства управления может использоваться любое встроенное, т.е. немобильное, или мобильное компьютерное устройство, содержащее программные демодуляторы (SWD, Software Demodulators) и программу графического пользовательского интерфейса (GUI).
Другим объектом данного изобретения является способ прямого преобразования сигнала посредством вышеуказанного приемника с квадратурно-трехфазной архитектурой. Заявляемый способ прямого преобразования сигнала включает следующие стадии:
- формирование кода начальной фазы квадратурных сигналов на основе кода текущей частоты настройки приемника ω и его передачу на регистр шины данных и синтезатор частоты,
- генерирование синтезатором квадратурных гармонических сигналов с частотой настройки приемника ω и начальными фазами 0° и 90°,
- передачу сгенерированных квадратурных сигналов на балансные смесители для их перемножения с входным радиочастотным сигналом, предварительно усиленным радиочастотным усилителем и расщепленным на две идентичные составляющие в сплиттере,
- передачу разностных и суммарных частотных компонент (ω-ωн) и (ω+ωн), где ωн - частота несущей входного радиочастотного сигнала, образованных в результате перемножения входного радиочастотного сигнала с квадратурными сигналами синтезатора, на входы фильтров нижней частоты ФНЧ для подавления высокочастотных составляющих (ω+ωн),
- передачу полученных квадратурных сигналов I=A′(t)·sin(ω-ωн)·t и Q=A(t)·cos[(ω-ωн)·t+Δφ], где A′(t)=k·A(T), k - коэффициент разбаланса квадратурных сигналов по амплитуде, Δφ - ошибка разбаланса по фазе, A(t) - модулирующее напряжение полезного сигнала, на вход узла корректировки амплитуд квадратурных сигналов,
- перемножение квадратурного сигнала I в умножающем ЦАП с кодом, поступающим со счетчика автоматического регулятора, с формированием результирующего квадратурного сигнала I′,
- подачу квадратурного сигнала I′ на вход выпрямителя первого автоматического регулятора,
- формирование на выходе выпрямителя напряжения Um, пропорционального среднему амплитудному значению квадратурного сигнала I′,
- сравнение напряжения Um с помощью схемы сравнения с опорным напряжением Еоп в первом автоматическом регуляторе,
- осуществление стабилизации уровня амплитуды квадратурного сигнала Q по отношению к уровню амплитуды квадратурного сигнала I на выходе второго автоматического регулятора с опорным напряжением Еоп, определяемого значением Um амплитуды квадратурного сигнала I,
- подачу квадратурных сигналов I′ и Q′ с нормированными амплитудами на вход преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное,
- подачу полученного трехфазного напряжения с выхода преобразователя двухфазного напряжения в трехфазное на сумматор,
- передачу квадратурных сигналов I′ и Q′ на АЦП для оцифровки,
- передачу цифровых квадратурных сигналов I′ и Q′ на микроконтроллер, и
- передачу цифровых значений квадратурных сигналов I′ и Q′ на вход внешнего устройства управления для демодуляции квадратурных сигналов I и Q и формирования панорамного спектра и мультимедийного контента графического пользовательского интерфейса.
Заявляемый способ прямого преобразования сигнала позволяет существенно увеличить степень подавления помех по зеркальному каналу в сравнении с известными аналогами. Реализация заявляемого способа в соответствующем устройстве-приемнике, например типа заявляемого приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой, позволяет упростить само устройство, а также использовать для его управления интуитивно понятный трехмерный графический пользовательский интерфейс.
Еще одним объектом настоящего изобретения является способ управления настройкой вышеуказанного приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой, в частности содержащего радиочастотный усилитель; сплиттер; балансные смесители; синтезатор частоты; фильтры нижней частоты; умножающие цифроаналоговые преобразователи; автоматические регуляторы; преобразователь двухфазного напряжения в трехфазное; тактовый генератор; аналого-цифровые преобразователи; микроконтроллер.
Способ управления настройкой приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой осуществляется посредством внешнего устройства управления, снабженного графическим пользовательским интерфейсом, содержащим цифровой индикатор для обеспечения возможности отображения точного значения частоты настройки и окно спектра принимаемых сигналов для обеспечения возможности отображения спектра принимаемых сигналов, и включает изменение по меньшей мере одного параметра, выбранного из: принимаемого вещательного стандарта посредством вращения первого трехмерного барабанного графического виджета; поддиапазона или канала принимаемых волн посредством вращения второго трехмерного барабанного графического виджета.
В предпочтительном варианте осуществления изобретения способ управления настройкой приемника может дополнительно включать изменение по меньшей мере одного параметра, выбранного из: значения принимаемой частоты посредством манипуляции шкалы грубой настройки и шкалы точной настройки; быстрой настройки значения принимаемой частоты посредством сенсорно-чувствительных указателей точной и грубой настройки; точной настройки приемника на частоту принимаемой станции посредством кнопки установки точного значения принимаемой частоты.
Заявляемый способ управления настройкой вышеуказанного приемника прямого преобразования с квадратурно-трехфазной архитектурой отличается от известных тем, что позволяет быстро, удобно и наглядно управлять многочисленными параметрами настройки цифровых приемников даже при использовании компактных устройств управления, таких как, например, экраны смартфонов.
Далее изобретение подробно раскрывается со ссылками на фигуры.
На Фиг.1 представлена структурная схема приемника с квадратурно-трехфазной архитектурой.
На Фиг.2 представлена схема автоматического регулятора.
На Фиг.3 представлена схема преобразователя квадратурных сигналов в трехфазные.
На Фиг.4 представлена векторная диаграмма, поясняющая работу фазового преобразователя.
На Фиг.5 представлен графический пользовательский интерфейс, поясняющий способ управления настройками приемника при использовании планшетного компьютера.
Приемник с квадратурно-трехфазной архитектурой содержит:
1 - радиочастотный усилитель. Малошумящий широкополосный усилитель, выбираемый из условия охвата требуемого диапазона частот. В качестве такого усилителя могут использоваться, например, интегральные операционные усилители OPA 847, LMH 6629 фирмы Texas Instruments;
2 - сплиттер. Компонент, расщепляющий ВЧ-сигнал на два идентичных сигнала. Может быть выполнен в виде ВЧ-трансформатора, например типа Т1-1Т фирмы Mini-Circuits, или симметричного операционного усилителя, например типа THS 4520 фирмы Texas Instruments;
3, 4 - балансные смесители. Осуществляют перемножение аналогового гетеродинного сигнала с входным ВЧ-сигналом. Могут быть использованы интегральные двойные балансные смесители типа SA612 фирмы NXP Semiconductors;
5 - синтезатор частоты. Осуществляет генерацию синусоидального ВЧ-напряжения с частотой и фазой, определяемыми управляющим цифровым кодом. Могут быть использованы синтезаторы с прямым цифровым синтезом (DDS, Direct Digital Synthesizer). Имеются модели, формирующие сразу квадратурный сигнал, например AD9958 фирмы Analog Devices;
6, 7 - фильтры нижних частот. Представляют собой четырехполюсник, пропускающий частоты от 0 до некоторой частоты Fcp, с монотонным подавлением всех частот выше Fcp. Могут быть использованы пассивные ФНЧ (Ханзел Т.Е. Справочник по расчету фильтров. Пер. с англ., М.: Советское радио, 1974), активные ФНЧ (Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: в 3-х томах. Пер. с англ. М.: Мир, 1993), ФНЧ на переключаемых конденсаторах (Махлин А. Фильтры на переключаемых конденсаторах. Компоненты и технологии, №6, 2008);
8, 10 - умножающие ЦАП. Осуществляют перемножение опорного переменного напряжения с цифровым кодом. Часто имеют в своем составе выходной операционный усилитель с масштабирующим коэффициентом передачи. Может быть использован популярный отечественный ЦАП К572ПА1;
9, 11, 15 - автоматические регуляторы. Элемент схемы, содержащий реверсивный счетчик 24, схему сравнения (компаратор) 25, выпрямитель 26 (см. Фиг.2). Часто используются в системах автоматического регулирования, например автоматической регулировки усиления, следящих АЦП, фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ);
12 - тактовый генератор. Устройство, вырабатывающее тактовые импульсы постоянной частоты с параметрами (амплитуда, скорость нарастания/спада) цифровой логики. Может быть реализовано на элементах И-НЕ, охваченных положительной обратной связью с помощью RC-цепи, или путем использования специализированной интегральной микросхемы, например таймера LM555 фирмы Texas Instruments;
13 - преобразователь двухфазного (квадратурного) напряжения в трехфазное (см. Фиг.3). Построен на основе технического решения, предложенного в А.С. СССР №762131. Содержит три операционных усилителя 34, 35 и 36 с подключенными весовыми резисторами 27-33, значения которых выбираются определенным образом, раскрытым в указанном А.С. №762131. Порядок расчета резисторов приводится ниже.
14 - сумматор. Осуществляет арифметическое суммирование трехфазных сигналов с фазами 0°, 120° и 240°. Может быть использован суммирующий операционный усилитель, приведенный, например, в Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: в 3-х томах. Пер. с англ. М.: Мир, 1993;
2
16 - регистр шины данных. Осуществляет прием и хранение цифрового кода, посылаемого с микроконтроллера по шине данных для последующего ввода в реверсивный счетчик 24. Служит в качестве буферного устройства. Имеет свой уникальный адрес. Может быть использован, например, 16-разрядный регистр РСА9535 для шины данных IC от фирмы NXP Semiconductors;
17, 18 - аналого-цифровые преобразователи. Осуществляют преобразование аналогового переменного сигнала в цифровой код определенной разрядности. Может быть использован сдвоенный 24-разрядный АЦП типа UDA1361TS фирмы NXP Semiconductors;
2
2
19 - микроконтроллер. Передает цифровые значения квадратурных сигналов I и Q на внешнее устройство управления, например мобильное компьютерное устройство, осуществляет управление обменом данных по шине обмена, формирует управляющие цифровые коды для управления синтезатором частоты по командам от внешнего устройства управления, управляет передачей данных по шине данных, например IC или SPI. Может быть использован микроконтроллер общего назначения, например с ядром ARM Cortex-М3 серии LPC1700 фирмы NXP Semiconductors, обладающий достаточным быстродействием и набором необходимого количества периферийных портов GPIO, шин обмена, например USB (Universal Serial Bus), шин данных, например SPI и IC;
20 - внешнее устройство управления, например стационарное (встроенное) или мобильное компьютерное устройство. Выступает как хост-устройство по отношению к микроконтроллеру, по шине обмена осуществляет передачу напряжения питания для приемника, с помощью набора программных демодуляторов SWD осуществляет обработку цифровых квадратурных сигналов I/Q: демодуляцию, канальное декодирование, аудио/видео-декодирование. В качестве шины обмена может выступать универсальная шина последовательного интерфейса USB. С помощью программного графического пользовательского интерфейса GUI осуществляет управление настройками приемника и отображением его текущего состояния: частоты настройки, поддиапазона, принимаемого вещательного стандарта. Также осуществляет управление отображением панорамного спектра и мультимедийного контента цифровых форматов вещания. В качестве внешнего устройства управления может быть использован смартфон, планшетный компьютер, ноутбук, встроенное устройство, такое как мультимедийный центр автомобиля, и другое. На Фиг.5 в качестве внешнего устройства управления показан планшетный компьютер как пример мобильного компьютерного устройства с запущенной программой управления, представляющей графический интерфейс пользователя с возможностью тактильного ввода;
21 - программное обеспечение пользовательского графического интерфейса GUI и демодуляции SWD;
22 - узел корректировки амплитуд квадратурных сигналов. Осуществляет привязку по амплитуде сигнала I к регулируемому опорному напряжению и привязку по амплитуде сигнала Q к усредненному значению сигнала I;
23 - узел корректировки фазы квадратурных сигналов I/Q. Определяет величину рассогласования фаз, сравнивает с задаваемым пороговым значением, корректирует цифровое значение фазы угла в 90° и отправляет это значение через микроконтроллер на синтезатор частоты;
24 - реверсивный счетчик. Двоичный реверсивный счетчик с возможностью параллельного ввода цифрового кода. Состояние этого счетчика увеличивается или уменьшается под действием приходящих тактовых импульсов и логического значения управляющего напряжения реверса. Может быть использован, например, двоичный счетчик К564ИЕ11;
25 - управляемый инвертор. Осуществляет инвертирование входного сигнала от схемы сравнения 26 под действием сигнала управления. Может быть реализован на логических элементах 2И-НЕ;
26 - схема сравнения. Сравнивает опорное напряжение Еоп с напряжением Um, поступающим от выпрямителя 27. В случае если Еоп>Um, на выходе схемы сравнения 26 формируется логическая «1», и счетчик работает в режиме сложения. В противном случае, т.е. если Um>Еоп, на выходе схемы сравнения 26 формируется логический «0», и счетчик начинает уменьшать свое значение. Установка значения Еоп позволяет регулировать динамический диапазон изменения напряжения Um. В качестве схемы сравнения 26 может быть использован операционный усилитель или специализированный компаратор, например К521СА3. Хорошие результаты дает применение двухпорогового компаратора с регулируемым гистерезисом, описанного, например, в патенте РФ №2426222;
27 - выпрямитель. Осуществляет выпрямление входного сигнала с целью определения его усредненного амплитудного значения. В качестве такого выпрямителя могут быть использованы прецизионные выпрямители на операционных усилителях, описанные, например, в Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: в 3-х томах. Пер. с англ. М.: Мир, 1993;
28-34 - резисторы;
35-37 - операционные усилители;
38 - планшетный компьютер в качестве внешнего устройства управления;
39 - поле отображения панорамного спектра. Показывает спектры сигналов в области текущей частоты настройки приемника;
40 - первый трехмерный вращающийся виджет в виде барабана с лопастями. Служит для выбора вещательного стандарта: AM (амплитудная модуляция), FM (частотная модуляция), DAB (Digital Audio Broadcasting), DRM (Digital Radio Mondiale), DVB-T (Digital Video Broadcasting Terrestrial);
41, 46 - кнопки установки точного значения принимаемой частоты;
42 - шкала точной настройки принимаемой частоты с сенсорно-управляемым указателем 45 настройки точной шкалы;
43 - шкала грубой настройки с сенсорно-управляемым указателем 48 настройки грубой шкалы;
44 - цифровое значение частоты настройки;
45 - указатель настройки точной шкалы;
47 - второй трехмерный вращающийся виджет в виде барабана с лопастями. Служит для выбора поддиапазона или номера приемного канала;
48 - указатель настройки грубой шкалы.
Работа предлагаемого приемника осуществляется следующим образом. При включении внешнего устройства управления 20, например компьютера, и активации программы графического пользовательского интерфейса (Фиг.5) по шине обмена на микроконтроллер 19 поступает напряжение питания, а также код текущей частоты настройки приемника ω (Фиг.1). Исходя из значения кода частоты настройки ω, микроконтроллер 19 формирует код начальной фазы квадратурных сигналов φ, равной 90°, и отправляет его по шине данных на регистр шины данных 16 и на синтезатор частоты 5. По шине данных синтезатор частоты 5 получает от микроконтроллера 19 также код текущей частоты настройки приемника ω. В результате синтезатор частоты 5 генерирует на своем выходе квадратурные гармонические сигналы с частотой ω и начальными фазами соответственно 0° и 90°. Эти сигналы поступают с синтезатора частоты 5 на балансные смесители 3 и 4, где происходит их перемножение с входным радиочастотным сигналом, предварительно усиленным радиочастотным усилителем 1 и расщепленным на две идентичные составляющие в сплиттере 2. Разностные и суммарные частотные компоненты (ω-ωн) и (ω+ωн), где ωн - частота несущей входного радиочастотного сигнала, образованные в результате перемножения входного радиочастотного сигнала с квадратурными напряжениями синтезатора частоты 5, поступают на входы ФНЧ 6 и 7, где происходит подавление высокочастотных составляющих (ω+ωн). Полученные таким образом квадратурные сигналы I=A′(t)·sin(ω-ωн)·t и Q=A(t)·cos[(ω-ωн)·t+Δφ], где A′(t)=k·A(T), k - коэффициент разбаланса квадратурных сигналов по амплитуде, Δφ - ошибка разбаланса по фазе, A(t) - модулирующее напряжение полезного сигнала, поступают на вход узла корректировки амплитуд квадратурных сигналов 22. Сигнал I в умножающем ЦАП 8 перемножается с кодом N, поступающим со счетчика 24 автоматического регулятора 9. Результирующий квадратурный сигнал I' поступает на вход выпрямителя 27 автоматического регулятора 9. На выходе выпрямителя 27 формируется напряжение Um, пропорциональное среднему амплитудному значению квадратурного сигнала I'. Напряжение Um с помощью схемы сравнения 26 сравнивается с опорным напряжением Еоп в автоматическом регуляторе 9 (Фиг.2), а также служит опорным напряжением для второго автоматического регулятора 11. В результате действия обратной связи, образованной цепью: умножающий ЦАП 8 - выпрямитель 27 - схема сравнения 26, значение цифрового кода реверсивного счетчика 24 стабилизируется возле некоторого значения, определяемого значением опорного напряжения Еоп. Аналогичным образом осуществляется стабилизация цифрового кода на выходе второго автоматического регулятора 11, определяемого, однако, значением не опорного напряжения Еоп, а значением Um амплитуды сигнала I. Таким образом, происходит стабилизация уровня амплитуды сигнала Q по отношению к уровню амплитуды сигнала I, амплитуда которого, в свою очередь, определяется значением опорного напряжения Еоп.
a
a
Квадратурные сигналы I'/Q' с нормированными амплитудами поступают на вход преобразователя 13 двухфазного напряжения в трехфазное. Как показано на Фиг.3, в преобразователе 13 сигнал «» с нулевой фазой, снимаемый с выхода операционного усилителя 35, соответствует сигналу I'. Буферный операционный усилитель (ОУ) 35 служит для выравнивания амплитудно-частотных и фазовых характеристик канала «» по отношению к каналам «b» и «c».
Фаза «b», снимаемая с выхода ОУ 36, может быть представлена как векторная сумма вектора  и вектора  (Фиг.4):
.
1
2
Как следует из Фиг.4, вектор  образуется из вектора  умножением на некоторый скалярный коэффициент k, а вектор  - умножением инверсного вектора  на некоторый скалярный коэффициент k:
где
, т.к. длины векторов  и  одинаковы.
Аналогично:
.
Тогда:
С другой стороны, из Фиг.3 следует, что выходное напряжение фазы «b» ОУ 36 равно:
Здесь R28 - резистор 28; R29 - резистор 29, R32 - резистор 32; R33 - резистор 33.
Сравнивая выражения (1) и (2), получаем условия выбора значений резисторов 28, 29, 32, 33:
,
или
Если R28=R29=R, то:
Аналогично фаза «c», снимаемая с выхода ОУ 37, может быть представлена как векторная сумма вектора  и инверсного вектора  (Фиг.4):
или
С другой стороны, из Фиг.3 следует, что выходное напряжение фазы «c» ОУ 37 равно:
Здесь R30 - резистор 30; R31 - резистор 31, RS4 - резистор 34.
Сравнивая выражения (3) и (4), получаем условия выбора значений резисторов 30, 31, 34:
Если R34=R, то:
a
Полученное трехфазное напряжение (фазы «», «b», «c») с преобразователя 13 двухфазного напряжения в трехфазное поступает на сумматор 14, где осуществляется их арифметическое сложение. Если соблюдается точный баланс амплитуд и фаз, сумма векторов трехфазного напряжения будет равна нулю; в противном случае на выходе сумматора 14 появится некоторое напряжение ошибки. Это напряжение ошибки поступает на вход выпрямителя 27 автоматического регулятора 15 (Фиг.2), где сравнивается с задаваемым опорным напряжением Еоп≅0. В зависимости от соотношения величин напряжений Um и Еоп на выходе схемы сравнения формируется логическая «1» или логический «0», которые поступают через управляемый инвертор 25 на вход управления реверсом счетчика 24, в котором изначально из регистра шины данных записан код фазы, соответствующий φ=90°.
Наличие напряжения ошибки на выходе сумматора 14 констатирует только наличие разбаланса фаз в трехфазном напряжении (предполагается, что разбаланс амплитуд сведен к минимуму в узле корректировки амплитуд 22), но не указывает однозначно на знак ошибки Δφ: повлияла ли она на увеличение или уменьшение фазового сдвига φ=90°, т.е. характер обратной связи может носить как положительный (нежелательный), так и отрицательный характер. Пусть характер обратной связи носит отрицательный характер, и значение кода фазового сдвига φ в счетчике 24 под действием тактовых импульсов начинает, например, уменьшаться. Цифровой код скорректированного фазового сдвига φ′ с выхода реверсивного счетчика 24 поступает на вход микроконтроллера 19, который после процедуры проверки направляет этот код по шине данных в регистр фазы синтезатора частоты 5. Синтезатор частоты 5, получив новое значение кода фазы φ′, формирует на своем выходе косинусное напряжение с корректированным значением фазы, что улучшает фазовую балансировку как трехфазных, так и квадратурных сигналов, и уменьшает значение ошибки на выходе сумматора 14. Под действием отрицательной обратной связи код фазы φ′ на выходе реверсивного счетчика 24 автоматического регулятора 15 стабилизируется возле определенного значения, при котором значение напряжения ошибки на выходе сумматора стремится к нулю, что свидетельствует о достижении балансировки как трехфазных, так и квадратурных сигналов.
При положительном характере обратной связи уменьшение значения кода фазового сдвига φ в счетчике 24 вызовет, напротив, увеличение с каждым тактом напряжения ошибки на выходе сумматора 14. Для предотвращения этого негативного развития событий предусмотрена процедура проверки значений кода сдвига фазы φ′ в микроконтроллере 19 на выполнение условия (90′-Δβ)<φ′<(90°+Δβ), где 2Δβ - значение фазового «окна», в котором всегда должно находиться значение кода сдвига фазы φ′. Значение Δβ устанавливается, исходя из максимально возможной фазовой нестабильности, которая может возникнуть в квадратурных каналах. Можно принять, что всегда Δβ≤1°. Тогда, в случае действия положительной обратной связи, при увеличении значения кода фазового разбаланса φ′ до значений, превышающих 90°+Δβ, или уменьшении ниже чем 90°-Δβ микроконтроллер 19 формирует команду смены реверса счетчика 24, которая поступает с отдельного разряда регистра шины данных 16 на вход управляемого инвертора 25 (Фиг.2). В результате характер обратной связи становится отрицательным, изменение значения кода фазы φ′ будет приводить к уменьшению напряжения ошибки на выходе сумматора 14 и стабилизации кода фазы φ′ возле значения, при котором будет достигаться наилучший баланс фаз. Если происходит нарушение монотонного изменения кода фазы φ′ и возникает его скачкообразное изменение, например из-за системного сбоя, микроконтроллер 19 принудительно корректирует код фазы φ′ до номинального значения, равного 90°, и отправляет его в регистр шины данных 16 и синтезатор частоты 5.
Режим параллельного ввода данных в реверсивный счетчик 24 и режим принудительного управления реверсом используется в автоматическом регуляторе 15. В автоматических регуляторах 9 и 11 эти режимы не используются.
Таким образом, в отличие от известного приемника, принятого за прототип, предлагаемое решение осуществляет более точную частотно-независимую балансировку квадратурных сигналов, благодаря чему происходит более существенное подавление помех по побочным каналам приема. Формирование трехфазных напряжений с помощью преобразователя двухфазных напряжений в трехфазные осуществляется более простым и точным способом, чем с использованием дополнительного балансного смесителя и гетеродина, и дает возможность исключить третий АЦП.
Полученные таким образом квадратурные сигналы I′/Q′ поступают на АЦП 17, 18, где оцифровываются, и далее поступают на микроконтроллер 19. Затем по шине обмена данных, например USB, цифровые значения квадратурных сигналов I′/Q′  поступают на вход внешнего устройства управления 20, работающего под управлением программного обеспечения 21, для демодуляции квадратурных сигналов I/Q и формирования панорамного спектра и мультимедийного контента графического пользовательского интерфейса.
Программное обеспечение для демодуляции квадратурных сигналов I/Q состоит из отдельных программных модулей, имеющихся в памяти внешнего устройства управления, например мобильного компьютерного устройства, приведенного на Фиг.5. Это могут быть модули для демодуляции как аналоговых вещательных стандартов, например AM, FM, так и цифровых: DAB, DRM, DVB-T. В процессе исполнения этих программ во внешнем устройстве управления формируется аудиовизуальный контент, доступный для восприятия пользователем. При появлении новых вещательных стандартов необходимо лишь добавить новый программный модуль демодуляции без изменения общей архитектуры приемного устройства.
Для управления приемным устройством, а также для отображения визуального контента используется графический пользовательский интерфейс - специальное программное обеспечение, обеспечивающее визуализацию виртуальной панели управления приемного устройства.
На Фиг.5 для примера приведен вид графического пользовательского интерфейса при приеме сигналов цифрового вещательного стандарта DRM. В качестве внешнего управляющего устройства используется планшетный компьютер 38.
Принимаемый вещательный стандарт выбирается вращением первого трехмерного барабанного графического виджета 40. В показанном на Фиг.5 случае установлен режим DRM.
С помощью второго трехмерного барабанного графического виджета 47 устанавливается поддиапазон или канал принимаемых волн. В показанном на Фиг.5 случае установлены средние волны MW (Medium Wave).
Значение частоты устанавливается манипуляцией настройками шкалы грубой настройки 43 и шкалы точной настройки 42. Для быстрой настройки служат сенсорно-чувствительные указатели точной 45 и грубой настройки 48. Точное значение частоты может быть установлено кнопками установки точного значения принимаемой частоты 41 и 46. Точное значение частоты настройки высвечивается с помощью цифрового индикатора 44. В показанном на Фиг.5 случае приемник настроен на частоту 1400 кГц. В поле 39 отображается спектр принимаемых сигналов.
Заявляемый способ управления настройками приемного устройства дает несколько преимуществ. Во-первых, он позволяет сохранить привычный вид панели радиоприемника с интуитивно-понятным расположением органов управления, при этом предоставляя возможность управления большим количеством параметров приемника на относительно небольшой поверхности экрана устройства управления. Во-вторых, при появлении новых вещательных стандартов и принимаемых диапазонов волн достаточно просто добавить новые «лопатки» в трехмерных барабанных виджетах без существенного изменения общей компоновки графического интерфейса.