ИМПУЛЬСНО-ДОПЛЕРОВСКАЯ РАДИОВЫСОТОМЕРНАЯ СИСТЕМА
PULSED DOPPLER RADIO ALTIMETER SYSTEM

Предлагаемое изобретение относится к области радиолокации, в частности к бортовым измерителям высоты полета, и может быть использовано в импульсно-доплеровских радиовысотомерных системах для управления полетом летательных аппаратов.
Известен [1] импульсно-доплеровский радиовысотомер, содержащий передатчик со средствами излучения, приемник со средствами приема отраженных сигналов, вычислительную схему, который измеряет высоту путем излучения импульсных зондирующих сигналов, приема, узкополосной обработки доплеровским фильтром отраженных сигналов, измерения времени задержки их распространения до отражающей поверхности и обратно. Для сохранения работоспособности в широком диапазоне высот и скоростей летательного аппарата период повторения импульсов и соответственно время сеанса излучения радиовысотомера приходится увеличивать, а полосу пропускания доплеровского фильтра заведомо расширять, что уменьшает соотношение сигнал/шум на выходе доплеровского фильтра, компенсировать которое можно либо повышением излучаемой мощности, либо увеличением времени сеанса излучения, как следствие, ухудшается скрытность излучения.
Известен [2] импульсный радиолокатор, в котором частота следования зондирующих импульсов зависит от измеряемой высоты, ее приходится понижать с увеличением высоты для сохранения работоспособности, что приводит к возрастанию времени сеанса излучения, как следствие, ухудшается скрытность излучения.
Известны [3, 4] импульсно-доплеровские радиолокационные станции, работающие с высокой частотой следования зондирующих импульсов, периодом излучения импульсов меньше максимально возможной задержки отраженных сигналов от цели, малым временем сеанса излучения при измерении дальности. Однако в этих станциях возникают проблемы, связанные с неоднозначностью отчетов дальности до цели, которые устраняют, например, двухчастотным способом устранения неоднозначности отчетов по дальности (например, [3], стр.375, рис.13.20), который позволяет обеспечить однозначное измерение дальности и стабильно работает только с целями, имеющими малую эффективную площадь рассеяния (например, при селекции движущихся целей, над спокойной водной поверхностью). Импульсно-доплеровские радиолокационные станции, как правило, работают с узкой диаграммой направленности антенны, имеющей следящую систему углового сканирования. Для учета влияния эволюции летательного аппарата радиовысотомеры работают в большинстве случаев с антеннами, имеющими широкую диаграмму направленности [5].
Как показано в [5] на странице 146, более шероховатой отражающей поверхности, при прочих равных условиях, соответствуют более широкая огибающая эхо-импульса и более широкий спектр флюктуации огибающей.
Над протяженной земной поверхностью (типа лес, пашня, взволнованная водная поверхность) двухчастотный способ устранения неоднозначности не учитывает влияния расширения огибающей отраженных импульсов на работу станции, что может привести к полной потере ее работоспособности из-за перекрытия по времени двух соседних сигналов дальности. Для сохранения работоспособности станции частоту следования импульсов приходится понижать, что увеличивает время сеанса излучения при измерении высоты и ухудшает скрытность излучения.
Наиболее близким по технической сущности является импульсно-фазовый измеритель толщины слоев разнородных жидкостей, а также их относительного изменения с повышенной точностью [6], содержащий синхронизатор, вычислительное устройство, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), фазовращатель, антенную систему, импульсный модулятор, управляемый аттенюатор, видеоусилитель, БОЗУ, блок регулировки усиления, блок регулировки ослабления, источник тока, управляемый напряжением, контроллер обмена, циркулятор, малошумящий УВЧ, фазовый детектор, направленный ответвитель, дискретно управляемый СВЧ-генератор, выход которого соединен со входом направленного ответвителя, второй выход которого соединен со вторым входом фазового детектора, первый вход которого соединен с выходом малошумящего усилителя, первый выход направленного ответвителя соединен с первым входом импульсного модулятора, второй вход которого соединен со вторым выходом синхронизатора, выход импульсного модулятора соединен со вторым входом фазовращателя, первый вход которого соединен с первым выходом синхронизатора, а выход - с первым входом управляемого аттенюатора, выход которого соединен с входом циркулятора, второй вход управляемого аттенюатора соединен с выходом источника тока, управляемого напряжением, вход которого соединен с выходом блока регулировки ослабления, все первые входы которого соединены по шине данных со всеми первыми входами блока регулировки усиления, всеми шестыми входами/выходами БОЗУ, всеми первыми входами/выходами контроллера обмена, все третьи входы/выходы которого являются входами/выходами измерителя, а также всеми двенадцатыми входами/выходами вычислительного устройства, второй, третий, четвертый, пятый выходы которого соединены соответственно со вторыми входами блока регулировки ослабления, блока регулировки усиления, контроллера обмена, БОЗУ, а шестой, седьмой, тринадцатый выходы - соответственно с третьим, четвертым, седьмым входами БОЗУ, восьмой, девятый выходы -соответственно со вторым и третьим входами синхронизатора, десятый, одиннадцатый выходы - соответственно со вторым и первым входами дискретно управляемого СВЧ-генератора, первый вход - с четвертым выходом синхронизатора, первый вход которого соединен с первым выходом БОЗУ, первый вход которого соединен с третьим выходом синхронизатора и вторым входом АЦП, все выходы которого соединены со всеми пятыми входами БОЗУ, а первый вход АЦП - с выходом видеоусилителя, первый вход которого соединен с выходом фазового детектора, второй вход - с выходом блока регулировки усиления; вход/выход циркулятора соединен с входом/выходом антенной системы, выход циркулятора соединен с входом малошумящего УВЧ.
Импульсно-фазовый измеритель излучает в направлении подстилающей поверхности и принимает короткие пакеты радиоимпульсов. При этом радиоимпульсы в приемнике преобразуются в биполярные видеоимпульсы, огибающая которых флюктуирует по амплитуде с частотой, определяемой доплеровским сдвигом частоты сигналов, отраженных от подстилающей поверхности (фиг.1).
Недостаток импульсно-фазового измерителя заключается в том, что при увеличении диапазона измеряемых высот необходимо увеличивать период повторения, соответственно, длительность пакетов, либо мощность зондирующих радиоимпульсов, что ухудшает скрытность излучения.
Целью настоящего изобретения является повышение скрытности излучения и максимальной измеряемой высоты без увеличения излучаемой мощности.
Указанная цель достигается тем, что в импульсно-фазовый измеритель, содержащий синхронизатор, вычислительное устройство, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), фазовращатель, антенную систему, импульсный модулятор, управляемый аттенюатор, видеоусилитель, БОЗУ, блок регулировки усиления, блок регулировки ослабления, источник тока, управляемый напряжением, контроллер обмена, циркулятор, малошумящий УВЧ, фазовый детектор, направленный ответвитель, дискретно управляемый СВЧ-генератор, выход которого соединен со входом направленного ответвителя, второй выход которого соединен со вторым входом фазового детектора, первый вход которого соединен с выходом малошумящего усилителя, первый выход направленного ответвителя соединен с первым входом импульсного модулятора, второй вход которого соединен со вторым выходом синхронизатора, выход импульсного модулятора соединен со вторым входом фазовращателя, первый вход которого соединен с первым выходом синхронизатора, а выход - с первым входом управляемого аттенюатора, выход которого соединен с входом циркулятора, второй вход управляемого аттенюатора соединен с выходом источника тока, управляемого напряжением, вход которого соединен с выходом блока регулировки ослабления, все первые входы которого соединены по шине данных со всеми первыми входами блока регулировки усиления, всеми шестыми входами/выходами БОЗУ, всеми первыми входами/выходами контроллера обмена, все третьи входы/выходы которого являются входами/выходами измерителя, а также всеми двенадцатыми входами/выходами вычислительного устройства, второй, третий, четвертый, пятый выходы которого соединены соответственно со вторыми входами блока регулировки ослабления, блока регулировки усиления, контроллера обмена, БОЗУ, а шестой, седьмой, тринадцатый выходы - соответственно с третьим, четвертым, седьмым входами БОЗУ, восьмой, девятый выходы -соответственно со вторым и третьим входами синхронизатора, десятый, одиннадцатый выходы - соответственно со вторым и первым входами дискретно управляемого СВЧ-генератора, первый вход - с четвертым выходом синхронизатора, первый вход которого соединен с первым выходом БОЗУ, первый вход которого соединен с третьим выходом синхронизатора и вторым входом АЦП, все выходы которого соединены со всеми пятыми входами БОЗУ, а первый вход АЦП - с выходом видеоусилителя, первый вход которого соединен с выходом фазового детектора, второй вход - с выходом блока регулировки усиления; вход/выход циркулятора соединен с входом/выходом антенной системы, выход циркулятора соединен с входом малошумящего УВЧ, введена шина управления вычислительного устройства на делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД) синхронизатора, при этом все двенадцатые входы/выходы вычислительного устройства соединены с четвертыми входами синхронизатора таким образом, что в направлении подстилающей поверхности излучают пачку зондирующих радиоимпульсов (фиг.2), причем, за время априорной задержки Та, задаваемой контроллером обмена, излучают N импульсов, период Tni повторения которых устанавливают равным сумме некоторой постоянной для данных N и Ta, величины Tn и переменной Tm, а величину Tn определяют в зависимости от N, Ta, величины Th зоны неопределенности задержки отраженного сигнала, длительности To сформированного прямого (наведенного) сигнала и диапазона Тm изменения периода (вобуляции), причем значения N и Tn определяют из решения системы уравнений:
<mrow><mrow><mo>{</mo><mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mi>N</mi><mo>*</mo><mi>T</mi><mi>n</mi><mo>=</mo><mi>T</mi><mi>a</mi><mo>+</mo><mi>T</mi><mi>h</mi><mo>,</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo stretchy="false">(</mo><mi>N</mi><mo>−</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo><mo>*</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>T</mi><mi>h</mi><mo>+</mo><mi>T</mi><mi>m</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>T</mi><mi>a</mi><mo>−</mo><mi>T</mi><mi>o</mi><mo>,</mo></mtd></mtr></mtable></mrow></mrow>
принимают пачку отраженных от подстилающей поверхности радиоимпульсов, преобразуют видеоимпульсы в последовательность цифровых двоичных сигналов с периодом дискретизации Tk, запоминают эту последовательность синхронно с началом пачки излученных радиоимпульсов, и по окончании излучения, определяют адрес ячейки памяти Адр(k, Tc), соответствующий задержке k-того видеоимпульса пачки - Tc, величина которой находится в диапазоне от априорного значения задержки Ta до значения Ta+Th и определяется из уравнения:
<mrow><mi>А</mi><mi>д</mi><mi>р</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>k</mi><mo>,</mo><mi>T</mi><mi>c</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mi>k</mi></munderover><mrow><mi>T</mi><mi>u</mi><mi>i</mi><mo>+</mo><mi>T</mi><mi>c</mi></mrow></mstyle></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>/</mo><mi>T</mi><mi>k</mi></mrow>
производят узкополосную доплеровскую фильтрацию цифровых двоичных сигналов, считываемых последовательно из ячеек памяти с адресом Адр(k, Tc), накопление суммарного результата фильтрации по всем видеоимпульсам пачки при каждой величине оцениваемой задержки, принятие решения о наличии сигнала по превышению наперед заданного порога накопления и определение задержки.
При этом, время сеанса излучения сокращается за счет того, что такое же, как в прототипе, накопление отраженных сигналов, но уже согласованное с зоной неопределенности Th, достигается значительно быстрее, так как за время априорной задержки (соответствующей высоте полета, на которой производится измерение) излучается несколько импульсов с периодом, определяемым, как описано выше, который может быть значительно меньше задержки отраженного сигнала, а поскольку обработка сигнала происходит в нереальном масштабе времени без излучения, то значительно повышается скрытность излучаемых радиоимпульсов. Кроме того, использование при обработке последовательности цифровых двоичных сигналов памяти (в зависимости от скорости полета) перестройки параметров цифрового фильтра (центральной частоты и полосы пропускания) позволяет не расширять его полосу пропускания при высоких скоростях полета, перестраивая центральную частоту и значительно сузить ее при малых скоростях полета летательного аппарата. Такая адаптация полосы пропускания фильтра по скорости позволяет при высоких скоростях полета сохранить верхний предел диапазона измеряемых высот неизменным.
Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что заявляемая импульсно-доплеровская радиовысотомерная система отличается ее связями с другими блоками. Таким образом, заявляемое устройство соответствует критерию изобретения - "новизна". Предлагаемое исполнение импульсно-доплеровской радиовысотомерной системы неизвестно, приводит к повышению его полезных свойств - повышению скрытности излучения и максимальной измеряемой высоты без увеличения излучаемой мощности.
Это позволяет сделать вывод о соответствии технического решения критерию "существенные отличия".
На фиг.1 приведена временная диаграмма пачек излученных радиоимпульсов и принятых видеосигналов, на фиг.2 - формирование импульсов запуска импульсного модулятора в зависимости от априорной задержки Та(для примера), на фиг.3-функциональная схема импульсно-доплеровской радиовысотомерной системы, на фиг.4 - функциональная схема синхронизатора, на фиг.5 приведена блок-схема алгоритма работы цифрового фильтра.
Предлагаемая импульсно-доплеровская радиовысотомерная система (фиг.3) содержит дискретно управляемый СВЧ-генератор 1, направленный ответвитель 2, импульсный модулятор 3, фазовращатель 4, управляемый аттенюатор 5, циркулятор 6, антенную систему 7, малошумящий УВЧ 9, фазовый детектор 10, видеоусилитель 11, АЦП 12, БОЗУ 13, синхронизатор 14, вычислительное устройство 15, контроллер 16 обмена, блок 17 регулировки усиления, блок 18 регулировки ослабления, источник 19 тока, управляемый напряжением.
При этом, выход дискретно управляемого СВЧ-генератора 1 соединен со входом направленного ответвителя 2, первый выход которого подключен к первому входу импульсного модулятора 3, второй вход которого подключен ко второму выходу синхронизатора 14, первый выход которого соединен с первым входом фазовращателя 4, второй вход которого соединен с выходом импульсного модулятора 3, а выход - с первым входом управляемого аттенюатора 5, выход которого соединен с входом циркулятора 6, вход/выход циркулятора 6 соединен с входом/выходом антенной системы 7, выход - со входом малошумящего УВЧ 9, выход которого соединен с первым входом фазового детектора 10, второй вход которого соединен со вторым выходом направленного ответвителя 2, а выход - с первым входом видеоусилителя, второй вход которого соединен с выходом блока 17 регулировки усиления, а выход - с первым входом АЦП 12, все выходы которого соединены со всеми пятыми входами БОЗУ 13, первый вход которого соединен со вторым входом АЦП 12 и третьим выходом синхронизатора 14, четвертый выход которого соединен с первым входом вычислительного устройства 15, второй, третий, четвертый, пятый выходы которого соединены соответственно со вторыми входами блока 18 регулировки ослабления, блока 17 регулировки усиления, контроллера 16 обмена, БОЗУ 13, шестой, седьмой, тринадцатый выходы - соответственно с третьим, четвертым, седьмым входами БОЗУ 13, десятый, одиннадцатый выходы - соответственно со вторым и первым входами дискретно управляемого СВЧ-генератора 1, восьмой, девятый выходы - соответственно со вторым и третьим входами синхронизатора 14, первый вход которого соединен с выходом БОЗУ 13, все шестые входы/выходы которого по шине данных соединены со всеми двенадцатыми входами/выходами вычислительного устройства 12, всеми первыми входами/выходами контроллера 16 обмена, все третьи входы/выходы которого являются входами/выходами импульсно-доплеровской радиовысотомерной системы, а также - со всеми первыми входами блока 17 регулировки усиления, всеми первыми входами блока 18 регулировки ослабления, выход которого соединен со входом источника 19 тока, управляемого напряжением, выход которого соединен со вторым входом управляемого аттенюатора 5.
Импульсно-доплеровская радиовысотомерная система (РВС) работает как прототип - импульсно-фазовый измеритель толщины слоев разнородных жидкостей, с той лишь разницей, что выше некоторой высоты Нтек (текущая высота), когда энергетический потенциал РВС уменьшается до критического значения, РВС программно посредством вычислительного устройства 15 включает режим доплеровской фильтрации для измерения высоты.
После включения РВС на высоте выше Нтек вычислительное устройство 15 проводит сигналом 40 (фиг.4) начальную установку триггера 28 флага излучения синхронизатора 14, сигналом 83 начальную установку регистра 82 сдвига блока 7 управления АП, сигналами 65 и 64 записывает нулевое значение усиления и ослабления в блоки 17 и 18 регулирования усиления и ослабления (Nyc=0, Nосл=0), записывает сигналами 52 и 53 по шине данных 55 в счетчик 44 адреса ОЗУ БОЗУ 13 нулевое значение кода (устанавливается тем самым низкий логический уровень сигнала 39-окончание режима излучения и накопления), проводит опрос контроллера 16 обмена с внешними системами (который задает априорное значение задержки Та), по шине 55 устанавливает коэффициент деления ДПКД 32 по входам dN0, dN1, dA [7] (соответственно период повторения импульсов запуска импульсного модулятора 3) в зависимости от априорной задержки Та и переводит РВС в режим измерения задержки отраженного от подстилающей поверхности сигнала, устанавливает сигналами 63 и 67 несущую частоту СВЧ-генератора 1 на середину рабочего диапазона.
После этого вычислительное устройство 15 запускает подпрограмму установки параметров приемопередающего модуля (ППМ) и старта излучения и накопления, после чего проводится запуск режима излучения и накопления, анализ флага излучения 42.
В направлении подстилающей поверхности излучаются пачки зондирующих радиоимпульсов, причем, в зависимости от значения априорной высоты, записываемой из контроллера обмена 16 в вычислительное устройство 15, определяющего режим работы синхронизатора 14, который управляет импульсным модулятором 3, открывающийся (за время задержки отраженного сигнала) на излучение N импульсов с периодом Tui, определяемым суммой некоторой постоянной для данных N, Ta величины Tn и переменной Tm, а величину Tn определяют в зависимости от N, Ta, величины Th зоны неопределенности задержки отраженного сигнала (диапазона поиска сигнала), диапазона Tm изменения периода (вобуляции), длительности To сформированного прямого (наведенного) сигнала на входе аналого-цифрового преобразователя 12, принимают пачку отраженных от подстилающей поверхности радиоимпульсов, преобразуют видеоимпульсы с выхода видеоусилителя 11 в аналого-цифровом преобразователе 12 в последовательность цифровых двоичных сигналов с периодом дискретизации Tk, запоминают в БОЗУ 13 синхронно с началом пачки излученных радиоимпульсов, и по окончании излучения, вычислительное устройство 15 определяет адрес ячейки памяти Адр (k, Tc), производит узкополосную доплеровскую фильтрацию цифровых двоичных сигналов, считываемых последовательно из ячеек памяти БОЗУ 13, накапливает суммарный результат фильтрации по всем видеоимпульсам пачки при каждой величине оцениваемой задержки, в соответствии с заданной программой принимает решение о наличии сигнала по превышению наперед заданного порога накопления и определяет задержку отраженного сигнала.
Для осуществления доплеровской фильтрации (фиг.5) используется цифровой фильтр низких частот, прототипом которого выбран широко известный нормированный аналоговый фильтр Баттерворта 3-го порядка с передаточной функцией вида [8]:
<mrow><mi>H</mi><mrow><mo>(</mo><mi>s</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>s</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mo>)</mo></mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><msup><mi>s</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mi>s</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac></mrow>
Для перехода к цифровому фильтру используется билинейное преобразование с подстановкой вида
<mrow><mi>s</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>1</mn><mo>−</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mrow><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mrow></mfrac></mrow>
В результате выражение для передаточной функции принимает вид
<mrow><mi>H</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><mfrac><mn>1</mn><mn>6</mn></mfrac><msup><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mn>3</mn></msup></mrow><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>3</mn></mfrac><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>2</mn></mrow></msup></mrow></mfrac></mrow>
Если сигнал оцифрован с периодом Δt, то частота среза данного фильтра определяется выражением
<mrow><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>4</mn></mfrac><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi></mrow><mrow><mi>Δ</mi><mi>t</mi></mrow></mfrac></mrow>
с
Для получения цифрового фильтра низких частот с заданной частотой среза ω выполняется преобразование полосы пропускания с помощью подстановки
<mrow><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>=</mo><mfrac><mrow><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>−</mo><mi>α</mi></mrow><mrow><mn>1</mn><mo>−</mo><mi>α</mi><mo>⋅</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mrow></mfrac></mrow>
,
<mrow><mi>α</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mo>−</mo><msub><mi>ω</mi><mi>c</mi></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>⋅</mo><mi>Δ</mi><mi>t</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>ω</mi><mi>c</mi></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>⋅</mo><mi>Δ</mi><mi>t</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac></mrow>
где
После выполнения всех преобразований передаточная функция доплеровского фильтра записывается в виде
<mrow><mi>H</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>b</mi><mn>0</mn></msub><mo>⋅</mo><msup><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mn>3</mn></msup></mrow><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><msub><mi>a</mi><mn>1</mn></msub><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>+</mo><msub><mi>a</mi><mn>2</mn></msub><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>2</mn></mrow></msup><mo>+</mo><msub><mi>a</mi><mn>3</mn></msub><msup><mi>z</mi><mrow><mo>−</mo><mn>3</mn></mrow></msup></mrow></mfrac></mrow>
где коэффициенты фильтра определяются выражениями
<mrow><msub><mi>b</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msup><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>−</mo><mi>α</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mn>3</mn></msup></mrow><mrow><mn>2</mn><mrow><mo>(</mo><mrow><msup><mi>α</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mn>3</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>a</mi><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><mo>−</mo><mfrac><mrow><mi>α</mi><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msup><mi>α</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mn>11</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><msup><mi>α</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mn>3</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>a</mi><mn>2</mn></msub><mo>=</mo><mo>−</mo><mfrac><mrow><mn>11</mn><msup><mi>α</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mrow><msup><mi>α</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mn>3</mn></mrow></mfrac><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>a</mi><mn>3</mn></msub><mo>=</mo><mo>−</mo><mfrac><mrow><mi>α</mi><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>3</mn><msup><mi>α</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><msup><mi>α</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mn>3</mn></mrow></mfrac><mo>.</mo></mrow>
Алгоритм фильтрации описывается разностным уравнением
n
0
n
0
n-1
0
n-2
0
n-3
1
n-1
2
n-2
3
n-3
y=bx+3bx+3bx+bx-ay-ay-ay,
n
где x - значения сигнала на входе фильтра,
n
y - выходные значения сигнала.
Вычислительное устройство 15 сравнивает выходные значения сигналов с порогом и если накопленная сумма меньше порога, то увеличивает (без излучения) дискрет поиска Ncm на один шаг и повторяет в полном объеме режим обработки цифровых двоичных сигналов, обеспечивая тем самым поиск сигнала в диапазоне Th, если накопленная сумма превышает порог, то останавливает обработку и выдает значение найденной высоты Нрв на выход контроллера обмена 16:
Нрв=Ncm*2*C*Tk-ΔНсм,
где С - скорость света,
ΔНсм - абсолютная величина смещения оценки измеряемой высоты [5].
Если отраженный от подстилающей поверхности сигнал не обнаружен, то вновь запускается подпрограмма установки параметров приемопередающего модуля (ППМ) и старта излучения и накопления, после чего проводится запуск режима излучения и накопления, запоминание отраженных сигналов в БОЗУ 13 синхронно с началом пачки излученных радиоимпульсов, и по окончании излучения, вычислительное устройство 15 определяет адрес ячейки памяти Адр(k, Tc) путем узкополосной доплеровской фильтрации цифровых двоичных сигналов, считываемых последовательно из ячеек памяти БОЗУ 13, накапливает суммарный результат фильтрации по всем видеоимпульсам пачки при каждой величине оцениваемой задержки, в соответствии с заданной программой принимает решение о наличии сигнала по превышению наперед заданного порога накопления и определения задержки отраженного сигнала.
По предложенному техническому решению разработана принципиальная схема и изготовлена РВС с малым временем сеанса излучения, в котором при обработке цифровых сигналов памяти в зависимости от априорной скорости полета Va перестраиваются параметры цифрового фильтра (центральная частота и полоса пропускания), что позволяет сделать обработку более оптимальной и, как следствие, повысить максимальную измеряемую высоту без увеличения излучаемой мощности и сократить время сеанса на излучение в широком диапазоне скоростей летательного аппарата [9].
Литература
1. Патент Франции №2120208 от 22.09.1972 г., кл. G01S 9/00.
2. Патент Франции №2596873 от 14.10.1988 г., кл. G01S.
3. Григорина-Рябова В.В. Радиолокационные устройства. М., Советское радио - 1970 г.
4. Сколник М., Трофимова К.Н. Радиолокационные устройства и системы. М., Советское радио - 1979 г.
5. Жуковский А.П., Оноприенко Е.И., Чижов В.И. Теоретические основы радиовысометрии. М., Советское радио - 1979 г.
6. Патент РФ №2188399 от 27.08.2002 г., кл. G01F 23/284.
7. Пухальский Г.И., Новосельцева Т.Я., Проектирование дискретных устройств на интегральных микросхемах. М., Радио и связь - 1990 г., 274 с.
8. Гольденберг Л.М., Матюшкин Б.Д., Полек М.Н. Цифровая обработка сигналов. Учебное пособие для высших учебных заведений, М., Радио и связь - 1990, 256 с.
9. Радиовысотометрия - 2010. Сборник трудов третьей Всероссийской научно-технической конференции, Каменск-Уральский, 19-21 октября 2010 г., 71 с.