СПОСОБ МНОГОКАНАЛЬНОГО АДАПТИВНОГО ПРИЕМА РАДИОСИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО, ЕГО РЕАЛИЗУЮЩЕЕ
METHOD FOR MULTICHANNEL ADAPTIVE RECEPTION OF RADIO SIGNALS AND APPARATUS FOR REALISING SAID METHOD

Заявляемые объекты объединены единым изобретательским замыслом, относятся к радиотехнике, в частности к многоканальному адаптивному радиоприему, и могут быть использованы в системах радиосвязи, радиолокации, радиомониторинге, функционирующих в сложной сигнально-помеховой обстановке.
Известны адаптивные антенные системы с разомкнутым контуром управления (см. Монзинго С.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки. - М.: Радио и связь, 1986. - 440 с.). К их числу относится метод непосредственного обращения матрицы  принимаемых сигналов  и основывается на получении оценок
и
с последующим вычислением весовых коэффициентов
w
где  - вектор взаимной ковариации принимаемых и опорных сигналов, k - коэффициент пропорциональности, N - количество антенных элементов в решетке, n∈N.
Данный метод требует больших вычислительных затрат и высокой точности их выполнения. Погрешности, вносимые при взвешенном сложении резко ограничивают уровень формируемого максимума диаграммы направленности (ДН). Отсутствие обратной связи не позволяет оценивать эффективность формирования максимума ДН или ее минимума и корректировать вектор весовых коэффициентов (ВВК) (см. Повышение помехоустойчивости радиосвязи методом диаграммной модуляции. Коновалов Л.М., Никитченко В.В. - Л.: ВАС, 1988. - 128 с.).
В адаптивных антенных системах с замкнутым контуром управления, которые лишены недостатков описанного выше способа, наибольшее распространение получили градиентные методы: минимального среднеквадратического отклонения и его разновидности, последовательного поиска, ускоренный градиентный алгоритм и т.д. Они основаны на итерационной процедуре поиска экстремальных точек поверхности уровня, характеризующих показатель эффективности и параметры, подлежащие настройке.
Наряду с положительными качествами, заключающимися в простоте технической реализации, перечисленные способы управления обладают рядом недостатков. В качестве главных из них следует отметить необходимость иметь n независимых каналов приема и опорное колебание d(t), характеризующее полезный сигнал.
Устранение названных недостатков достигнуто в дифференциальном способе наискорейшего спуска (см. Widrow В., McCool J. A comparison of adaptive algorithms based on the methods of steepest descent and random search // IEEE Trans. 1976. V.AP-24. N5. P.615-63). В его основу положена итерационная процедура принятия решения на изменение ВВК по оценке градиента показателя качества. В качестве показателя качества выступает квадратичная функция параметра, по которому осуществляется управление (см., например, Пат. РФ №2107394, опубл. 20.03.1998 г.). Однако на практике во многих случаях формирование показателей качества затруднено, что ограничивает применение способа-аналога. Другим недостатком названных выше способов адаптивного управления ДН антенной решетки является зависимость степеней свободы реализуемых алгоритмов η (количества максимумов n или минимумов диаграммы направленности) от количества N используемых антенных элементов в решетке η=N-1.
Наиболее близким по технической сущности к заявляемому способу многоканального адаптивного приема радиосигналов является способ по Пат. РФ №2341811, МПК G01S 3/14, опубл. 20.12.2008 г., реализующий комбинированный (корреляционный + фазовый) интерферометр.
ν
ν
n
k
n,k
ν
n,k
ν
ν
ν
пор
ci
j
ci
ci
Способ-прототип включает прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf, Δf∈ΔF, ν=1, 2, …, V, V=ΔF/Δf антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов, где N>2, расположенных в плоскости приема сигналов и согласованным с местными условиями вариантом размещения, последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов каждой пары антенных элементов антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты, дискретизацию их и квантование, формирование из них четырех последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие, запоминание в каждой последовательности заданного числа В отсчетов квадратурных составляющих сигналов, коррекцию запомненных отсчетов квадратурных составляющих путем последовательного умножения каждого из них на соответствующий отсчет заданного временного окна, формирование из скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов двух комплексных последовательностей отсчетов сигналов, элементы которых определяют путем попарного объединения соответствующих отсчетов скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов антенных элементов, преобразование обеих комплексных последовательностей отсчетов сигналов с помощью дискретного преобразования Фурье, попарное перемножение отсчетов сигнала преобразованной последовательности одного антенного элемента A на соответствующие комплексно сопряженные отсчеты сигнала преобразованной последовательности на той же частоте другого антенного элемента A, где n,k=1, 2, …, N, n≠k, расчет для текущей пары антенных элементов разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона по формуле , запоминание полученных разностей фаз радиосигналов, формирование и запоминание эталонного набора разностей фаз сигналов исходя из пространственного размещения антенных элементов антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений, вычитание из эталонных разностей фаз сигналов соответствующих значений измеренных разностей фаз, возведение в квадрат полученных значений невязок и их суммирование по всем парам антенных элементов и всем частотным поддиапазонам, запоминание полученных сумм, находящихся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов, определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала в горизонтальной и угломестной плоскостях по наименьшей сумме квадратов невязок, вычисление для каждой пары антенных элементов и каждого частотного поддиапазона значения взаимной мощности сигналов P(f) по формуле , запоминание полученных значений взаимных мощностей P(f), определение суммарной мощности сигналов P(f) путем суммирования взаимных мощностей по всем парам антенных элементов для каждого частотного поддиапазона Δf, запоминание значения суммарной мощности сигнала, вычисление среднего значения мощности сигнала  в каждом частотном поддиапазоне по формуле , где η - количество используемых в обработке антенных пар, определение частотных поддиапазонов , в которых значение средней мощности сигнала превышает заданный порог Р, запоминание значения пеленгов, соответствующих поддиапазонам , определение ширины спектров сигналов Δf по количеству m, m=1, 2,…,М прилегающих пеленгов θ одного наименования по формуле Δf=Δf·m, определение среднего значения частоты сигнала  для всех обнаруженных излучений по формуле , где  - верхняя частота спектра i-го сигнала, совместное запоминание средних значений частот сигналов  и соответствующих им полос частот Δf.
Способ-прототип позволяет обнаруживать и принимать сигналы в заданной полосе ΔF, определяет ширину спектра принимаемого сигнала и центральную частоту его настройки, а также определяет направление на источник этого сигнала.
Однако прототипу присущ ряд недостатков. В нем не обеспечивается одновременный прием сигналов нескольких ИРИ, отсутствует формирование оптимальной (максимумом на корреспондента) диаграммы направленности.
Известны серийно выпускаемые изделия PV2413 фирмы PLESSEY MILITARY COMMUNICATIONS (см. PV2413 universal interference cancelling equipment // Jane′s military communications / Edit R.J.Ragget. 1982. P.560), SNAP-1 фирмы Marconi Commun. Systems и Marconi Space and Defense Systems (см. там же). Данные изделия обеспечивают подавление помехового сигнала на 40 дБ, но при этом осуществляют прием только сигналов одного ИРИ.
Известны адаптивные антенные системы по Пат. РФ 2291458, МПК G01S 5/04, H01Q 3/26, H01Q 21/00, опубл. 10.01.2007 г.; Пат. РФ 2366047, МПК H01Q 21/00, опубл. 27.08.2009 г. Данные системы относятся к устройствам с замкнутым контуром управления и реализуют градиентный алгоритм. Для обеспечения повышения качества приема сигналов в них формируется ДН с остронаправленным лепестком в направлении заданного корреспондента. Последнее стало возможным благодаря использованию априорной информации о его местоположении.
В качестве недостатка аналогов следует отметить обеспечение ими лишь одноканального приема.
Наиболее близким по технической сущности к заявляемому многоканальному адаптивному радиоприемному устройству является устройство по Пат. РФ 2341811, МПК G01S 3/14, опубл. 20.12.2008 г. Устройство-прототип содержит антенную решетку, выполненную из N>2 идентичных ненаправленных антенных элементов, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, антенный коммутатор, сигнальный и опорные выходы которого подключены соответственно к сигнальному и опорному входам двухканального приемника, выполненного по схеме с общими гетеродинами, первый аналого-цифровой преобразователь, выполненный двухканальным соответственно с сигнальным и опорными каналами, причем сигнальный и опорный выходы промежуточной частоты двухканального приемника соединены соответственно с сигнальным и опорным входами первого аналого-цифрового преобразователя, блок преобразования Фурье, выполненный двухканальным соответственно с сигнальным и опорным каналами, первое и второе запоминающие устройства, блок вычитания, блок формирования эталонных значений разностей фаз, блок вычисления первичных пространственно-информационных параметров, первый информационный вход которого соединен с сигнальным выходом блока преобразования Фурье, а второй вход - с опорным выходом блока преобразования Фурье, группа информационных выходов блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров соединена с группой информационных входов второго запоминающего устройства, группа информационных выходов которого соединена с группой входов вычитаемого блока вычитания, группа входов уменьшаемого которого соединена с информационными выходами первого запоминающего устройства, информационные входы которого соединены с информационными выходами блока формирования эталонных значений разностей фаз, группа информационных входов которого является первой установочной шиной многоканального адаптивного радиоприемного устройства, последовательно соединенные умножитель, первый сумматор, третье запоминающее устройство, блок определения азимута и угла места, причем первая и вторая группы информационных входов умножителя объединены и соединены с группой информационных выходов блока вычитания, генератор синхроимпульсов, выход которого соединен с управляющим входом антенного коммутатора, входами синхронизации первого аналого-цифрового преобразователя, блока преобразования Фурье, первого, второго и третьего запоминающих устройств, блока вычитания, умножителя, первого сумматора, блока определения азимута и угла места, блока формирования эталонных значений разностей фаз и блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров, четвертое, пятое и шестое запоминающие устройства, первый блок элементов "И", первый, второй и третий счетчики импульсов, второй сумматор, делитель, первый и второй блоки сравнения, блок определения средней частоты сигнала и первый блок цифровых полосовых фильтров, выполненный двухканальным, причем первый и второй сигнальные входы первого блока цифровых полосовых фильтров соединены с выходами сигнального и опорного каналов первого аналого-цифрового преобразователя соответственно, а первый и второй сигнальные выходы соединены соответственно с сигнальным и опорным входами блока преобразования Фурье, последовательно соединенные первый счетчик импульсов, пятое запоминающее устройство, второй сумматор, делитель, шестое запоминающее устройство и первый блок сравнения, причем счетный вход первого счетчика импульсов объединен с входами синхронизации пятого запоминающего устройства, второго сумматора, первого блока цифровых полосовых фильтров и выходом генератора синхроимпульсов, а выход обнуления первого счетчика импульсов соединен со входами управления второго сумматора и делителя, входами синхронизации шестого запоминающего устройства и первого блока сравнения, и счетным входом второго счетчика импульсов, группа информационных выходов которого соединена с первой группой информационных входов блока определения средней частоты сигнала и с соответствующими вторыми входами первого блока элементов "И", первые входы которого объединены и соединены с выходом первого блока сравнения, а выходы первого блока элементов "И" соединены с группой адресных входов четвертого запоминающего устройства, первая и вторая группы информационных входов которого соединена с первой и второй группами информационных выходов блока определения азимута и угла места, а первая и вторая группа информационных выходов четвертого запоминающего устройства являются соответственно первой и второй выходными шинами многоканального адаптивного радиоприемного устройства, вторая установочная шина которого соединена со второй группой информационных входов первого блока сравнения, группа информационных входов второго блока сравнения соединена с второй выходной шиной пеленгатора, первый выход второго блока сравнения соединен с счетным входом третьего счетчика импульсов, а второй выход - со входом обнуления третьего счетчика импульсов, группа информационных выходов которого соединена со второй группой информационных входов блока определения средней частоты сигнала, группа информационных выходов которого соединена с группами входов управления первого блока цифровых полосовых фильтров и двухканального приемника.
Целью заявляемых технических решений является разработка способа и устройства многоканального адаптивного приема сигналов априорно неизвестных источников радиоизлучений в заданных полосе частот и пространственном секторе, обеспечивающих одновременный эффективный прием I радиоизлучений, I>N, за счет двухэтапной обработки сигналов. На первом этапе осуществляют определение направления на все обнаруженные сигналы с одновременным экспресс-анализом их характеристик - определяют ширину не пораженной помехами части спектров сигналов и уточняют средние значения их частот настройки, а на втором этапе выполняют частотную и пространственную фильтрацию всех обнаруженных радиоизлучений и многоканальный адаптивный пространственно согласованный их прием.
ν
ν
n
k
n,k
ν
n,k
ν
ν
ν
пор
ci
j
ci
ci
ci
ci
i
p
i
p
ci
ci
Поставленная цель в способе многоканального адаптивного приема радиосигналов достигается тем, что в известном способе, включающем прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот, Δf, Δf∈ΔF, ν=1, 2, …, V, V=ΔF/Δf антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов, где N>2, расположенных в плоскости приема сигналов и согласованным с местными условиями вариантом размещения, последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов каждой пары антенных элементов антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты, дискретизацию их и квантование, формирование из них четырех последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие, запоминание в каждой последовательности заданного числа В отсчетов квадратурных составляющих сигналов, коррекцию запомненных отсчетов квадратурных составляющих путем последовательного умножения каждого из них на соответствующий отсчет заданного временного окна, формирование из скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов двух комплексных последовательностей отсчетов сигналов, элементы которых определяют путем попарного объединения соответствующих отсчетов скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов антенных элементов, преобразование обеих комплексных последовательностей отсчетов сигналов с помощью дискретного преобразования Фурье, попарное перемножение отсчетов сигнала преобразованной последовательности одного антенного элемента A на соответствующие комплексно сопряженные отсчеты сигнала преобразованной последовательности на той же частоте другого антенного элемента A, где n,k=1, 2, …, N, n≠k, расчет для текущей пары антенных элементов разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона по формуле , запоминание полученных разностей фаз радиосигналов, формирование и запоминание эталонного набора разностей фаз сигналов исходя из пространственного размещения антенных элементов антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений, вычитание из эталонных разностей фаз сигналов соответствующих значений измеренных разностей фаз, возведение в квадрат полученных значений невязок и их суммирование по всем парам антенных элементов и всем частотным поддиапазонам, запоминание полученных сумм, находящихся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов, определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала в горизонтальной и угломестной плоскостях по наименьшей сумме квадратов невязок, вычисление для каждой пары антенных элементов и каждого частотного поддиапазона значения взаимной мощности сигналов P(f) по формуле , запоминание полученных значений взаимных мощностей P(f), определение суммарной мощности сигналов P(f) путем суммирования взаимных мощностей по всем парам антенных элементов для каждого частотного поддиапазона Δf, запоминание значения суммарной мощности сигнала, вычисление среднего значения мощности сигнала  в каждом частотном поддиапазоне по формуле , где η - количество используемых в обработке антенных пар, определение частотных поддиапазонов , в которых значение средней мощности сигнала превышает заданный порог Р, запоминание значения пеленгов, соответствующих поддиапазонам , определение ширины спектров сигналов Δf по количеству m, m=1, 2, …, М прилегающих пеленгов θ одного наименования по формуле Δf=Δf·m, определение среднего значения частоты сигнала  для всех обнаруженных излучений по формуле , где  - верхняя частота спектра i-го сигнала, совместное запоминание средних значений частот сигналов  и соответствующих им полос частот Δf, дополнительно сигналы N антенных элементов антенной решетки одновременно дискретизируют и квантуют во всей полосе рабочих частот ΔF, выделяют полосы Δf, i=1, 2, …, I; соответствующие обнаруженным на частотах  сигналам в диапазоне ΔF, для каждой выделенной полосы частот Δf принимаемых сигналов каждого антенного элемента n, n=1, 2, …, N; формируют вектор весовых коэффициентов  размерности N, сравнивают направления прихода сигналов θ с заданным рабочим сектором Δθ, при положительном решении θ∈Δθ для каждого антенного элемента n выполняют операцию комплексного умножения выделенного в полосе Δf сигнала  на соответствующий ему элемент  вектора весовых коэффициентов , суммируют полученные значения  в рамках каждой выделенной полосы Δf, определяют вид модуляции каждого i-го принимаемого сигнала и демодулируют его.
При этом каждый из I векторов весовых коэффициентов , i=1, 2,…,I, формируют путем создания корреляционной матрицы  i-го принимаемого сигнала, элементы которой определены как  поиска максимального элемента  на диагонали корреляционной матрицы принимаемого сигнала , опорным антенным элементом назначают элемент с номером k, k∈N, k≤N, в качестве предварительных элементов  вектора весовых коэффициентов  используют элементы столбца корреляционной матрицы , соответствующие значению , уточняют значения предварительных элементов  вектора весовых коэффициентов  приведением их модулей к единичному уровню нормированием относительно максимального значения , а значения фаз  меняют на противоположные.
Благодаря новой совокупности существенных признаков в заявляемом способе обеспечивается качественный многоканальный адаптивный прием радиоизлучений (ИРИ), количество которых I значительно превосходит апертуру антенной решетки I>N.
В заявляемом многоканальном адаптивном устройстве приема радиосигналов поставленная цель достигается тем, что в известном устройстве, состоящем из антенной решетки, выполненной из N>2 идентичных ненаправленных антенных элементов, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, антенный коммутатор, сигнальный и опорные выходы которого подключены соответственно к сигнальному и опорному входам двухканального приемника, выполненного по схеме с общими гетеродинами, первого аналого-цифрового преобразователя, выполненного двухканальным соответственно с сигнальным и опорными каналами, причем сигнальный и опорный выходы промежуточной частоты двухканального приемника соединены соответственно с сигнальным и опорным входами первого аналого-цифрового преобразователя, блока преобразования Фурье, выполненного двухканальным соответственно с сигнальным и опорным каналами, первого и второго запоминающих устройств, блока вычитания, блока формирования эталонных значений разностей фаз, блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров, первый информационный вход которого соединен с сигнальным выходом блока преобразования Фурье, а второй вход - с опорным выходом блока преобразования Фурье, группа информационных выходов блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров соединена с группой информационных входов второго запоминающего устройства, группа информационных выходов которого соединена с группой входов вычитаемого блока вычитания, группа входов уменьшаемого которого соединена с информационными выходами первого запоминающего устройства, информационные входы которого соединены с информационными выходами блока формирования эталонных значений разностей фаз, группа информационных входов которого является первой установочной шиной многоканального адаптивного радиоприемного устройства, последовательно соединенных умножителя, первого сумматора, третьего запоминающего устройства, блока определения азимута и угла места, причем первая и вторая группы информационных входов умножителя объединены и соединены с группой информационных выходов блока вычитания, генератора синхроимпульсов, выход которого соединен с управляющим входом антенного коммутатора, входами синхронизации первого аналого-цифрового преобразователя, блока преобразования Фурье, первого, второго и третьего запоминающих устройств, блока вычитания, умножителя, первого сумматора, блока определения азимута и угла места, блока формирования эталонных значений разностей фаз и блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров, четвертого, пятого и шестого запоминающих устройств, первого блока элементов "И", первого, второго и третьего счетчиков импульсов, второго сумматора, делителя, первого и второго блоков сравнения, блока определения средней частоты сигнала и первого блока цифровых полосовых фильтров, выполненного двухканальным, причем первый и второй сигнальные входы первого блока цифровых полосовых фильтров соединены с выходами сигнального и опорного каналов первого аналого-цифрового преобразователя соответственно, а первый и второй сигнальные выходы соединены соответственно с сигнальным и опорным входами блока преобразования Фурье, последовательно соединенных первого счетчика импульсов, пятого запоминающего устройства, второго сумматора, делителя, шестого запоминающего устройства и первого блока сравнения, причем счетный вход первого счетчика импульсов объединен с входами синхронизации пятого запоминающего устройства, второго сумматора, первого блока цифровых полосовых фильтров и выходом генератора синхроимпульсов, а выход обнуления первого счетчика импульсов соединен со входами управления второго сумматора и делителя, входами синхронизации шестого запоминающего устройства и первого блока сравнения, и счетным входом второго счетчика импульсов, группа информационных выходов которого соединена с первой группой информационных входов блока определения средней частоты сигнала и с соответствующими вторыми входами первого блока элементов "И", первые входы которого объединены и соединены с выходом первого блока сравнения, а выходы первого блока элементов "И" соединены с группой адресных входов четвертого запоминающего устройства, первая и вторая группы информационных входов которого соединены с первой и второй группами информационных выходов блока определения азимута и угла места, а первая и вторая группы информационных выходов четвертого запоминающего устройства являются соответственно первой и второй выходными шинами многоканального адаптивного радиоприемного устройства, вторая установочная шина которого соединена со второй группой информационных входов первого блока сравнения, группа информационных входов второго блока сравнения соединена с второй выходной шиной многоканального адаптивного радиоприемного устройства, первый выход второго блока сравнения соединен с счетным входом третьего счетчика импульсов, а второй выход - со входом обнуления третьего счетчика импульсов, группа информационных выходов которого соединена со второй группой информационных входов блока определения средней частоты сигнала, группа информационных выходов которого соединена с группами входов управления первого блока цифровых полосовых фильтров и двухканального приемника, дополнительно введены последовательно соединенные разветвитель мощности, выполненный N-канальным, второй аналого-цифровой преобразователь, выполненный N-канальным, второй блок цифровых полосовых фильтров, выполненный I×N-канальным, блок взвешенного сложения, содержащий I трактов взвешенного сложения, блок определения вида модуляции и блок демодуляторов, группа информационных выходов которого является третьей выходной шиной многоканального адаптивного радиоприемного устройства, третья установочная шина которого соединена со второй группой информационных входов блока определения вида модуляции, причем группа информационных входов разветвителя мощности соединена с выходами соответствующих антенных элементов антенной решетки, а вторая группа информационных выходов соединена с группой информационных входов антенного коммутатора, группа входов управления второго блока цифровых полосовых фильтров соединена с группой адресных входов блока взвешенного сложения и группой информационных выходов блока определения средней частоты сигнала, второй блок элементов "И", третий блок сравнения и блок формирования весовых коэффициентов, адресная группа входов которого соединена с группой информационных выходов блока определения средней частоты сигнала, группа информационных входов соединена с третьей группой информационных выходов блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров, вход синхронизации объединен со входом синхронизации второго аналого-цифрового преобразователя и выходом генератора синхроимпульсов, а группа информационных выходов блока формирования весовых коэффициентов соединена с первой группой входов второго блока элементов "И", вторая группа входов которого объединена и соединена с выходом третьего блока сравнения, первая группа информационных входов которого объединена с группой информационных входов второго блока сравнения, а вторая группа информационных входов является третьей установочной шиной многоканального адаптивного радиоприемного устройства, а группа выходов второго блока элементов "И" соединена со второй группой информационных входов блока взвешенного сложения, а вторая группа информационных входов блока демодуляторов соединена с группой информационных выходов блока взвешенного сложения.
Перечисленная новая совокупность существенных признаков за счет того, что вводятся новые элементы и связи, позволяет достичь цели изобретения: обеспечить многоканальный адаптивный прием радиосигналов в сложной сигнально-помеховой обстановке.
Заявляемые способ и устройство поясняются чертежами на которых:
на фиг.1 - представлена структурная схема устройства;
на фиг.2 - приведен порядок разбиения заданной полосы частот ΔF на поддиапазоны Δf;
на фиг.3 - приведен амплитудный спектр сигналов и соответствующая ему частотно-пеленговая панорама;
n,k эт
ν
на фиг.4 - иллюстрируется порядок формирования массива эталонных значений разностей фаз Δφ(f);
n,k изм
ν
на фиг.5 - представлен порядок формирования массива измеренных значений разностей фаз Δφ(f);
P
n,k изм
ν
на фиг.6 - приведен порядок формирования массива измеренных значений (f);
θ,β
ν
1
h
на фиг.7 - представлен порядок вычисления суммы Н(f) поддиапазона V для Δθ и различных углов места Δβ;
на фиг.8 - иллюстрируется порядок формирования массива измеренных значений ;
на фиг.9 - приведена структурная схема блока формирования весовых коэффициентов;
на фиг.10 - иллюстрируется алгоритм вычисления ширины спектра принимаемых сигналов и их центральной частоты;
на фиг.11 - приведен алгоритм вычисления ВВК ;
на фиг.12 - представлена структурная схема блока взвешенного
сложения;
на фиг.13 - иллюстрируется алгоритм первого этапа работы второго блока цифровых полосовых фильтров;
на фиг.14 - иллюстрируется алгоритм второго этапа работы второго блока цифровых полосовых фильтров;
на фиг.15 - иллюстрируется алгоритм третьего этапа работы второго блока цифровых полосовых фильтров.
Реализация заявляемого способа поясняется следующим образом. На первом этапе выполняют следующие операции, обеспечивающие обнаружение сигналов в заданных диапазоне частот ΔF и азимутальном секторе Δθ, оценку их частотных и пространственных параметров.
ν
ν
n,k
ν
n,k
ν
Весь заданный диапазон частот ΔF делят на поддиапазоны, размеры которых Δf определяются минимальной шириной пропускания приемных трактов пеленгатора. Поддиапазоны, количество которых V=ΔF/Δf нумеруют ν=1, 2, …, V (см. фиг.2). Рассчитывают частоты всех поддиапазонов по формуле f=Δf(2ν-1)/2. Далее определяют эталонные значения первичных пространственно-информационных параметров (ППИП) для средних частот всех поддиапазонов f. В качестве первичных пространственно-информационных параметров используют значения разностей фаз сигналов Δφ(f) и значения взаимной мощности сигналов P(f) для всех возможных парных комбинаций элементов в рамках антенной решетки.
n,k
ν
n,k
ν
n,k
ν
В предлагаемых способе и устройстве для получения максимальной информации о поле сигнала использованы оба ППИП: Δφ(f) и P(f). Порядок расчета эталонных значений Δφ(f) следующий.
Вводят топологию антенной системы (АС) пеленгатора. Данные по топологии АС включают значения взаимных расстояний между антенными элементами решетки и ее ориентацию относительно направления на север. В качестве последнего возможно использование вектора, проходящего от второго АЭ в направлении первого АЭ (при кольцевой структуре антенной решетки).
l
h
l
h
n,k эт
ν
В процессе расчета эталонных первичных пространственно-информационных параметров моделируют размещение эталонного источника поочередно вокруг антенной решетки пеленгатора с дискретностью Δθ и Δβв горизонтальной и угломестной плоскостях соответственно на удалении нескольких длин волн. При этом полагается, что фронт приходящей волны плоский. Для каждого из угловых параметров Δθ, l=1, 2, …, L и Δβ, h=1, 2, …, H вычисляют значения разностей фаз Δφ(f) для всех возможных комбинаций пар антенных элементов решетки и всех частотных поддиапазонов V:
где
l
h
n
n
n
k
k
k
n
k
расстояние между плоскими фронтами волн в k-том и n-ном антенных элементах, пришедшие к решетке под углами Δθ в азимутальной и Δβвертикальной плоскостях, n≠k, x, y, z и x, y, z - координаты n-го и k-го антенных элементов решетки. С′ - скорость света. В случае использования антенной решетки с плоским (горизонтальным) размещением АЭ (z=z) последнее выражение примет вид:
n,k эт
ν
Полученные в результате вычислений эталонные значения ППИП Δφ(f) оформляются в виде эталонного массива данных, вариант представления информации в котором показан на фиг.4.
n,k изм
ν
n,k изм
ν
n,k изм
ν
n,k изм
ν
n,k
При обнаружении сигнала в заданной полосе частот формируют два массива измеренных ППИП Δφ(f) и ΔP(f) (см. фиг.5 и фиг.6), структура представления информации в которых аналогична выше рассмотренной на фиг.4. Для этого в многоканальном адаптивном радиоприемном устройстве все измеренные значения Δφ(f) и ΔP(f) для всех сочетаний пар антенных элементов A всех V частотных поддиапазонов оформляют в соответствующие два массива ППИП.
l
l
h
h
l,h эт
ν
n,k изм
ν
Выполнение последующих операций в предлагаемом способе осуществляют параллельно по двум направлениям. В первом из них последовательно для всех направлений Δθ, l=1, 2, …, L; LΔθ=2π и всех углов места Δβ, h=1, 2, …, H, HΔβ=π/2 вычисляют разность между эталонными Δφ(f) и измеренными Δφ(f) ППИП, которые возводят в квадрат и суммируют в соответствии с выражением
θ,β
ν
ν
l
h
l
θ,β
ν
θ,β
ν
На фиг.7 иллюстрируется порядок вычисления сумм B(f) в поддиапазоне f для Δθ и различных значений угла места Δβ. Для каждого направления Δθ, l=1, 2, …, L формируют вектор-столбец B(f) размерности H из соответствующих значений B(f).
θ,β
ν
θ,β
ν
Определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала в горизонтальной и угломестной плоскостях осуществляют путем поиска наименьшей суммы B(f) квадратов невязок среди B(f) для всех V частотных поддиапазонов.
ν
n,k
ν
Параллельно выше рассмотренным операциям определяют суммарную мощность сигналов P(f) путем суммирования взаимных мощностей P(f) по всем парам антенных элементов для каждого частотного поддиапазона:
Далее вычисляют значения средней мощности сигнала  для каждого частотного поддиапазона:
пор
пор
где η - количество используемых в обработке антенных пар. Полученные значения  в дальнейшем используют для выполнения операции сравнения с заданным порогом Р. Порядок выбора значений Р известен (см. Г.И.Тузов, В.А.Сивов, В.И.Прытков и др. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. Под ред. Г.И.Тузова. - М.: Радио и связь, 1985, стр.144-146).
пор
j
j
j
j
j
В результате выполнения сравнения мощностей  и Р определяют частотные поддиапазоны , в которых с заданной вероятностью обнаружены оцениваемые сигналы. Значения  запоминают совместно с соответствующими им пеленгами θ. Следует отметить, что в предлагаемом способе селекция сигналов различных ИРИ осуществляется только по значению θ как наиболее информативному параметру. Угол места β в большинстве практических случаев близок к нулю и поэтому малоинформативен. Кроме того, точность измерения угла места β, как правило, ниже точности измерения пеленга θ в силу реализационных особенностей используемых антенных решеток.
ci
На основе полученной информации о поддиапазонах  и соответствующих им пеленгах принимают решение о ширине спектров обнаруженных сигналов Δf.
j
В качестве критерия для принятия данного решения в предлагаемом способе и способе-прототипе используют свойство примерного равенства параметра θ для всех составляющих спектра сигнала одного ИРИ. При этом допускается разброс значений пеленга для соседних поддиапазонов в небольших пределах (например, Δθ=2°-3°), обусловленных погрешностями измерений в силу ряда известных причин (см. фиг.3).
ci
После нахождения значений Δf=Δf·m определяют средние значения частот обнаруженных сигналов ИРИ
где  - верхняя частота i-го сигнала.
ci
ci
На основе полученной информации Δf и  последовательно во всем диапазоне ΔF выделяют полосы частот Δf, подавляя соседние мешающие сигналы, и уточняют наиболее вероятное направление прихода радиосигналов в горизонтальной и вертикальной плоскостях.
На каждый i-ый обнаруженный сигнал i=1, 2, …, I, формируют вектор весовых коэффициентов  размерности N. Данная операция предполагает создание корреляционной матрицы  (см. фиг.8), элементы которой определены как . В общем случае для повышения точностных характеристик алгоритма и при наличии резерва времени элементы матрицы  могут быть измерены В раз и усреднены, где В - эмпирически выбранная величина.
kk
ci
kk
ci
В процессе анализа сформированной матрицы  на ее диагонали осуществляют поиск элемента с максимальным значением W(f). Опорным антенным элементом назначают элемент с номером k, k∈N, k≤N. В качестве предварительных элементов  вектора весовых коэффициентов  используют элементы столбца корреляционной матрицы  соответствующие значению W(f). Далее уточняют значения предварительных элементов  вектора весовых коэффициентов  путем приведения их модулей к единичному уровню
с последующей заменой фазы  на противоположные.
i
р
p
Одновременно с вычислением векторов весовых коэффициентов  на обнаруженные сигналы сравнивают направления их прихода θ с заданным рабочим сектором Δθ. В случае прихода сигнала с направления, отличного от заданного сектора Δθ, его дальнейшая обработка (формирование ) прекращается.
Вместе с названными выше операциями первого этапа осуществляют одновременный прием сигналов во всей заданной полосе рабочих частот ΔF, например 1-30 МГц. Сигналы с выходов каждого из N антенных элементов синхронно (по N каналам) преобразуют в цифровую форму. Уровень развития элементной базы позволяет выполнить данную операцию во всей названной полосе. В случае приема сигналов на более высоких частотах осуществляют преобразование высокочастотных сигналов АЭ в электрические сигналы промежуточной частоты.
ci
i
ci
ci
ci
Второй этап предлагаемого способа многоканального адаптивного приема базируется на полученной информации о сигнально-помеховой обстановке: частотных параметрах (ширине спектра Δf и средней частоте ) и пространственных параметрах принимаемых сигналов θ. В его задачу входит выполнение частотной и пространственной селекции обнаруженных сигналов и многоканальный адаптивный пространственно согласованный их прием. Суммарный входной цифровой поток сигналов в полосе ΔF селектируют в соответствии со значениями частотных параметров Δf, , i=1, 2,…,I. Далее для каждого антенного элемента n выполняют операцию комплексного умножения выделяемого в полосе Δf сигнала  на соответствующий ему элемент  вектора весовых коэффициентов  с последующим суммированием значений  в рамках каждой выделенной полосы Δf. На завершающем этапе осуществляют анализ вида модуляции каждого принимаемого сигнала и их демодуляцию.
С помощью перечисленных операций достигается одновременное формирование I частотно разнесенных максимумов диаграммы направленности в направлении источников принимаемых сигналов, I>N, чем и достигается помехозащищенный прием. При необходимости исключения из приема сигналов заданного j-го ИРИ в процессе формирования вектора весовых коэффициентов  инверсию фаз предварительных коэффициентов  осуществляют, например, через один элемент.
Многоканальное адаптивное радиоприемное устройство (см. фиг.1) содержит антенную решетку 5, выполненную из N>2 идентичных ненаправленных антенных элементов, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, антенный коммутатор 7, сигнальный и опорные выходы которого подключены соответственно к сигнальному и опорному входам двухканального приемника 8, выполненного по схеме с общими гетеродинами, первый аналого-цифровой преобразователь 9, выполненный двухканальным соответственно с сигнальным и опорными каналами, причем сигнальный и опорный выходы промежуточной частоты двухканального приемника 8 соединены соответственно с сигнальным и опорным входами первого аналого-цифрового преобразователя 9, блок преобразования Фурье 11, выполненный двухканальным соответственно с сигнальным и опорным каналами, первое 4 и второе 13 запоминающие устройства, блок вычитания 14, блок формирования эталонных значений разностей фаз 3, блок вычисления первичных пространственно-информационных параметров 12, первый информационный вход которого соединен с сигнальным выходом блока преобразования Фурье 11, а второй вход - с опорным выходом блока преобразования Фурье 11, группа информационных выходов блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров 12 соединена с группой информационных входов второго запоминающего устройства 13, группа информационных выходов которого соединена с группой входов вычитаемого блока вычитания 14, группа входов уменьшаемого которого соединена с информационными выходами первого запоминающего устройства 4, информационные входы которого соединены с информационными выходами блока формирования эталонных значений разностей фаз 3, группа информационных входов которого является первой установочной шиной многоканального адаптивного радиоприемного устройства 1, последовательно соединенные умножитель 15, первый сумматор 16, третье запоминающее устройство 17, блок определения азимута и угла места 18, причем первая и вторая группы информационных входов умножителя 15 объединены и соединены с группой информационных выходов блока вычитания 14, генератор синхроимпульсов 2, выход которого соединен с управляющим входом антенного коммутатора 7, входами синхронизации первого аналого-цифрового преобразователя 9, блока преобразования Фурье 11, первого 4, второго 13 и третьего 17 запоминающих устройств, блока вычитания 14, умножителя 15, первого сумматора 16, блока определения азимута и угла места 18, блока формирования эталонных значений разностей фаз 3 и блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров 12, четвертое 19, пятое 24 и шестое 27 запоминающие устройства, первый блок элементов "И" 30, первый 23, второй 29 и третий 36 счетчики импульсов, второй сумматор 25, делитель 26, первый 28 и второй 37 блоки сравнения, блок определения средней частоты сигнала 35 и первый блок цифровых полосовых фильтров 10, выполненный двухканальным, причем первый и второй сигнальные входы первого блока цифровых полосовых фильтров 10 соединены с выходами сигнального и опорного каналов первого аналого-цифрового преобразователя 9 соответственно, а первый и второй сигнальные выходы соединены соответственно с сигнальным и опорным входами блока преобразования Фурье 11, последовательно соединенные первый счетчик импульсов 23, пятое запоминающее устройство 24, второй сумматор 25, делитель 26, шестое запоминающее устройство 27 и первый блок сравнения 28, причем счетный вход первого счетчика импульсов 23 объединен с входами синхронизации пятого запоминающего устройства 24, второго сумматора 25, первого блока цифровых полосовых фильтров 10 и выходом генератора синхроимпульсов 2, а выход обнуления первого счетчика импульсов 23 соединен со входами управления второго сумматора 25 и делителя 26, входами синхронизации шестого запоминающего устройства 27 и первого блока сравнения 28, и счетным входом второго счетчика импульсов 29, группа информационных выходов которого соединена с первой группой информационных входов блока определения средней частоты сигнала 35 и с соответствующими вторыми входами первого блока элементов "И" 30, первые входы которого объединены и соединены с выходом первого блока сравнения 28, а выходы первого блока элементов "И" 30 соединены с группой адресных входов четвертого запоминающего устройства 19, первая и вторая группы информационных входов которого соединены с первой и второй группами информационных выходов блока определения азимута и угла места 18, а первая и вторая группы информационных выходов четвертого запоминающего устройства 19 являются соответственно первой 20 и второй 21 выходными шинами многоканального адаптивного радиоприемного устройства, вторая установочная шина 43 которого соединена со второй группой информационных входов первого блока сравнения 28, группа информационных входов второго блока сравнения соединена с второй выходной шиной 21 многоканального адаптивного радиоприемного устройства, первый выход второго блока сравнения 37 соединен с счетным входом третьего счетчика импульсов 36, а второй выход - со входом обнуления третьего счетчика импульсов 36, группа информационных выходов которого соединена со второй группой информационных входов блока определения средней частоты сигнала 35, группа информационных выходов которого соединена с группами входов управления первого блока цифровых полосовых фильтров 10 и двухканального приемника 8.
Для обеспечения многоканального адаптивного приема сигналов априорно неизвестных источников радиоизлучений в заданной полосе частот и пространственном секторе, дополнительно введены последовательно соединенные разветвитель мощности 6, выполненный N-канальным, второй аналого-цифровой преобразователь 22, выполненный N-канальным, второй блок цифровых полосовых фильтров 31, выполненный I×N-канальным, блок взвешенного сложения 32, содержащий I трактов взвешенного сложения, блок определения вида модуляции 41 и блок демодуляторов 40, группа информационных выходов 42 которого является третьей выходной шиной многоканального адаптивного радиоприемного устройства, третья установочная шина 44 которого соединена со второй группой информационных входов блока определения вида модуляции, причем группа информационных входов разветвителя мощности 6 соединена с выходами соответствующих антенных элементов антенной решетки 5, а вторая группа информационных выходов соединена с группой информационных входов антенного коммутатора 7, группа входов управления второго блока цифровых полосовых фильтров 31 соединена с группой адресных входов блока взвешенного сложения 32 и с группой информационных выходов блока определения средней частоты сигнала 35, второй блок элементов "И" 33, третий блок сравнения 38 и блок формирования весовых коэффициентов 34, адресная группа входов которого соединена с группой информационных выходов блока определения средней частоты сигнала 35, группа информационных входов соединена с третьей группой информационных выходов блока вычисления первичных пространственно-информационных параметров 12, вход синхронизации объединен со входом синхронизации второго аналого-цифрового преобразователя 22 и выходом генератора синхроимпульсов 2, а группа информационных выходов блока формирования весовых коэффициентов 34 соединена с первой группой входов второго блока элементов "И" 33, вторая группа входов которого объединена и соединена с выходом третьего блока сравнения 38, первая группа информационных входов которого объединена с группой информационных входов второго блока сравнения 37, а вторая группа информационных входов является третьей установочной шиной 39 многоканального адаптивного радиоприемного устройства, а группа выходов второго блока элементов "И" 33 соединена со второй группой информационных входов блока взвешенного сложения 32, а вторая группа информационных входов блока демодуляторов соединена с группой информационных выходов блока взвешенного сложения 32.
nk
ν
ν
Многоканальное адаптивное радиоприемное устройство работает следующим образом. На первом этапе по аналогии с устройством-прототипом (см. рис.1) рассчитывают эталонные значения первичных пространственно информационных параметров Δφ(f) для средних частот всех поддиапазонов f=Δf(2V-1)/2.
ν
nk
nk
nk
nk
n
k
nk эт
ν
скл
7
Ширина поддиапазонов Δf определяется минимальной шириной пропускания приемных трактов двухканального приемника 8. Для этого предварительно осуществляют описание пространственных характеристик антенной решетки 5. С этой целью измеряют взаимные расстояния между антенными элементами A решетки 5 при их размещении на горизонтальной плоскости. В общем случае (Z≠0) используют расстояния между проекциями пространственного размещения АЭ на горизонтальную плоскость, проходящую через первый антенный элемент. В этом случае для каждого АЭ дополнительно измеряются значения {Z} как {Z}={Z}-{Z}. Результаты измерении по шине 1 (см. фиг.1) поступают на вход блока формирования эталонных значений ППИП 3. Здесь по известному алгоритму (см. пат. RU №2283505, МПК G01S 13/46, опубл. 10.09.2006 г., бюл. №25; пат. RU №2263328, опубл. 24.05.2004 г., бюл. №30) вычисляют значения Δφ(f), которые в дальнейшем хранятся в первом запоминающем устройстве 4 (см. фиг.4). Вводится склонение θ антенной решетки 5 относительно направления на север, например, как угол между векторами, проходящими через первый и второй АЭ и центр АР и направлением на север.
ν
В процессе работы устройства с помощью блоков с 5-го по 18-й (см. фиг.1) осуществляют поиск и обнаружение сигналов ИРИ в заданной полосе частот ΔF. Принимаемые АР 5 сигналы на частоте f через разветвитель мощности 6 поступают на соответствующие входы антенного коммутатора 7. В задачу последнего входит обеспечение синхронного подключения в едином промежутке времени любых пар антенных элементов к опорному и сигнальному выходам. В результате последовательно во времени на оба сигнальных входа двухканального приемника 8 поступают сигналы со всех возможных пар АЭ решетки 5. При том все АЭ периодически выступают в качестве сигнальных, так и в качестве опорных (при условии использования полнодоступного коммутатора 7). Этим достигается максимальный набор статистики о пространственных параметрах электромагнитного поля.
n
k
n
k
Сигналы, поступающие на вход приемника 8, усиливают, фильтруют и переносят на промежуточную частоту, например 10,7 МГц. С опорного и сигнального выходов промежуточной частоты приемника 8 сигналы поступают на входы аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 9, где синхронно преобразуются в цифровую форму. Полученные цифровые отсчеты сигналов антенных элементов A и A в блоке 9 перемножаются на цифровые отсчеты двух гармонических сигналов одной и той же частоты, сдвинутые друг относительно друга на π/2. В результате в блоке 9 формируются четыре последовательности отсчетов (квадратурные составляющие сигналов от двух антенных элементов A и A). Для реализации необходимой импульсной характеристики цифровых фильтров в АЦП 9 выполняют операцию перемножения отсчетов каждой квадратурной составляющей сигнала на соответствующие отсчеты временного окна. Порядок выполнения этих операций подробно рассмотрен в Пат. RU №2263328 и Пат. RU №2263328.
На завершающем этапе в блоке 9 формируют две комплексные последовательности отсчетов путем попарного объединения соответствующих отсчетов скорректированных последовательностей, которые поступают на входы первого блока цифровых полосовых фильтров 10, выполненного двухканальным. В исходном положении ширина пропускания фильтров 10 устанавливается равной полосе пропускания РПУ 8.
n
k
nk
ν
nk
ν
n
k
Сигналы с выходов первого аналого-цифрового преобразователя 9 через первый блок полосовых фильтров 10 поступает на соответствующие входы блока преобразования Фурье 11. В результате выполнения в блоке 11 операции в соответствии с выражением  получают две преобразованные последовательности, характеризующие спектры сигналов, принимаемых АЭ A и A, а следовательно, и их мощностные и фазовые характеристики. Однако этого недостаточно для измерения P(f) и Δφ(f) в парах антенных элементов A и A. Последнее предполагает вычисление функции взаимной корреляции сигналов в соответствии с выражением
nk
ν
где n,k=1, 2, …, N, n,k - номер АЭ. На ее основе определяют Δφ(f) как
nk
ν
и значение P(f)
nk
ν
nk
ν
nk изм
ν
nk изм
ν
Эти функции (9) и (10) выполняются блоком вычисления ППИП 12. В предлагаемом устройстве измеренные значения Δφ(f) и P(f) очередным импульсом генератора 2 записывают соответственно во второе 13 и пятое 24 запоминающие устройства. Данная операция повторяется до тех пор, пока не будут записаны в эти блоки значения ППИП для всех возможных сочетаний пар АЭ. Выполнение этой операции соответствует формированию массивов, измеренных ППИП Δφ(f) и P(f) (см. фиг.5 и 6).
nk изм
ν
l
h
ν
nk эт
ν
nk изм
ν
2,7 изм
ν
2,7 эт
ν
l
h
Основное назначение блоков 12, 13, 14, 15, 16, 3 и 4 состоит в том, чтобы оценить степень отличия измеренных параметров Δφ(f) (см. фиг.5) от эталонных значений (см. фиг.4), рассчитанных для всех направлений прихода сигнала Δθ и Δβ и всех Δf (см. выражение 4). Данную операцию осуществляют следующим образом. Эталонные значения Δφ(f), хранящиеся в запоминающем устройстве 4, поступают на вход уменьшаемого блока вычитания 14. На вход вычитаемого блока 14 поступают измеренные значения Δφ(f) c выхода блока 13. Операция вычитания осуществляется в строгом соответствии с порядком формирования пар АЭ. Например, из Δφ(f) поочередно вычитаются только значения Δφ(f) для всех направлений прихода сигнала Δθ и Δβ.
nk изм
ν
nk эт
ν
θβ
ν
θβ
ν
θβ
ν
На следующем этапе полученные разности возводят в квадрат в блоке 15. Данная операция необходима для того, чтобы все результаты операции вычитания имели положительное значение. В противном случае могла возникнуть ситуация, когда сумма положительных и отрицательных разностей (Δφ(f)+(-Δφ(f))) компенсировали друг друга. Для возведения в квадрат каждый результат вычислений умножается на себя в блоке 15. Полученные квадраты разностей складывают в первом сумматоре 16 и записывают в третье запоминающее устройство 17. В результате в блоке 17 формируют массив данных H(f). На основе последних могут быть получены искомые параметры θ и β. Эту операцию осуществляют блоком 18 путем поиска минимальной суммы Н(f) в массиве данных Н(f).
j
j
Предварительные результаты измерений пространственных параметров θ и β. очередным импульсом генератора 2 переписывают в запоминающее устройство 19 и далее поступают на выходные шины устройства 20 и 21.
j
j
j
j
Предназначение блоков с 23-го по 29-й и с 35-го по 37-й, а также 10-го состоит в том, чтобы измерить ширину спектра обнаруженных сигналов, их средние частоты и на основе этих данных обеспечить оптимальный (в частотной области) прием обнаруженных излучений для уточнения полученных значений пространственных параметров θ и β. Данную операцию осуществляют параллельно с измерением блоками 3, 4 и 13-18 параметров θ и β для обеспечения более высокого быстродействия устройства.
ν
nk
ν
nk
ν
ν
ν
ν
ν+1
Предназначение блоков 24 и 25 состоит в том, чтобы обеспечить вычисление суммарной мощности сигналов Р(f) путем суммирования взаимных мощностей P(f) по всем парам антенных элементов (5). В блоке 25 осуществляют последовательное суммирование поступающих на его вход значений P(f) c выхода блока 24. Продвижение информации с выхода блока 24 на вход блока 25 осуществляется импульсами генератора 2. После поступления η таких импульсов (что соответствует количеству используемых в обработке пар АЭ) на выходе блока 25 формируется значение суммарной мощности Р(f) для поддиапазона Δf, значение которой поступает на информационный вход делителя на η (блок 25). Передним фронтом управляющего импульса, сформированным на выходе первого счетчика импульсов 23, в блоке 25 выполняют операцию деления на η (6), что соответствует вычислению значения средней мощности сигнала  в частотном поддиапазоне Δf. Этим же импульсом результаты вычислений  записывают в шестое запоминающее устройство 27. Задним фронтом импульса с выхода счетчика 23 обнуляют второй сумматор 25. В результате блок 25 готов к новому циклу вычисления суммарной мощности Р(f).
пор
j
j
j
ci
В течении V аналогичных итераций в блок 27 записывают значения  для всех частотных поддиапазонов. Значения средней мощности  последовательно поступают на вход первого блока сравнения 28 (под воздействием импульсов с выхода счетчика 23). В случае превышения текущим значением  порогового уровня Р на выходе блока 28 формируется управляющий импульс, разрешающий прохождение информации с выхода второго счетчика импульсов 29 на адресный вход четвертого запоминающего устройства 19. В результате записанное по этому адресу ν, ν=1, 2, …, V измеренное значение пеленга θ поступает на вход второго блока сравнения 37. Назначение блоков 36 и 37 состоит в том, чтобы измерить ширину спектра пеленгуемых сигналов. В качестве критерия принадлежности излучения к одному источнику в предлагаемом устройстве использовано примерное равенство значений пеленгов θ (см. фиг.3). Вновь пришедшее значение пеленга θ с выхода блока 19 сравнивается в блоке 37 с предшествующим значением. В случае принятия положительного решения на первом выходе блока 37 формируют импульс, поступающий на счетный вход третьего счетчика импульсов 36, увеличивая его содержимое на единицу. В результате код числа m в блоке 36 позволяет определить ширину спектра сигнала как Δf=Δf·m. Значение m с выхода счетчика 36 поступает на информационные входы блока измерения средней частоты сигнала 35. В случае отрицательного решения в блоке 37 на его втором выходе формируют управляющий сигнал, который обнуляет содержимое счетчика 36.
dB
ci
В функцию блока 36 входит определение средней частоты спектра сигнала , обнаруженного ИРИ в соответствии с (7), используя информацию о его граничной частоте f и ширине спектра Δf, поступающую с выходов счетчиков импульсов 29 и 36 соответственно.
ci
ci
Измеренные значения Δf и  поступают на управляющий вход цифрового полосового фильтра 10 и вход управления приемника 8. Последний настраивается на частоту , а в цифровом полосовом фильтре в обоих каналах формируют полосу пропускания Δf.
Дальнейшая работа устройства осуществляется по описанному выше алгоритму. Уточненные значения пространственных параметров θ и β поступают на выходные шины 20 и 21 устройства.
Одновременно с вышерассмотренными операциями на каждый i-й обнаруженный сигнал, i=1, 2, …, I, формируют вектор весовых коэффициентов  размерности N. Данная операция выполняется блоком 34 в совокупности с блоками 12 и 35. С помощью блока 12 определяют элементы  вектора весовых коэффициентов  в соответствии с выражением 8. В функции блока 34 входит формирование корреляционной матрицы , определение максимального элемента  на диагонали корреляционной матрицы принимаемого сигнала  выбор предварительных элементов  вектора весовых коэффициентов и их уточнение путем приведения их модулей к единичному уровню и инверсией значения фаз.
i
p
Кроме того, блок 38 выполняет сравнение направления прихода i-го сигнала θ с заданным по второй установочной шине 39 рабочим сектором Δθ. При положительном решении на выходе третьего блока сравнения 38 формируют управляющий сигнал, который открывает второй блок элементов "И" 33. В результате сформированный ВВК  на обнаруженный на частоте  сигнал поступает на вторую группу информационных входов блока взвешенного сложения 32.
В блоке 34 аналогично формируют ВВК  на все I обнаруженные сигналы, а их значения хранятся в его буферной памяти и последовательно поступают на вторую группу информационных входов блока взвешенного сложения 32. Одновременно со значениями  c группы информационных выходов блока 35 поступает информация о соответствующих им средних частотах настройки . В блоке 32 в зависимости от значения  сформированные ВВК  поступают на входы соответствующих трактов взвешенного сложения для выполнения операции комплексного умножения с принимаемыми сигналами . Размерность ВВК  находится в строгом соответствии размерности принимаемого сигнала  (количеству N антенных элементов АР 5). После выполнения названной операции результаты комплексного умножения в рамках тракта взвешенного сложения блока 32 суммируют и поступают на группы информационных входов соответствующих демодуляторов блока 40 и определителя вида модуляции блока 41. Следует отметить, что блоки 40 и 41 выполнены многоканальными и каждый из них имеет I каналов. После определения вида модуляции сигнала в соответствующем i-м канале блока 41 и его демодуляции в i-м канале блока 40 последний поступает на выходную шину 42 многоканального адаптивного радиоприемного устройства. Аналогичные процессы протекают во всех I трактах по приему обнаруженных сигналов. Выполнение операции комплексного умножения и суммирования в блоке 32 эквивалентно формированию максимума диаграммы направленности в направлении корреспондента.
Предлагаемое устройство отслеживает изменения в сигнально-помеховой обстановке (например, перемещение корреспондентов или собственно заявляемого устройства). Последние приводят к изменениям соответствующих ВВК , хранящихся в буферной памяти блока 34, и, как следствие, к адаптации устройства к изменившимся условиям.
ci
В качестве дополнительного варианта реализации устройства может быть предложено использование в качестве ВВК  эталонных значений , которые могут быть рассчитаны на подготовительном этапе, храниться в блоке 4 и подаваться на вторую группу информационных входов блока взвешенного сложения 32 в соответствии с измеренными значениями Δf и  (алгоритм адаптивной антенной системы с разорванным контуром управления). В этом случае структурная схема устройства упрощается. Однако данная модернизация приведет к проблемам, рассмотренным выше.
В устройстве, реализующем предложенный способ, используют известные элементы и блоки, описанные в научно-технической литературе.
Варианты реализации антенных элементов и антенной решетки 5 широко рассмотрены в литературе (см. Саидов А.С. И др. Проектирование фазовых автоматических радиопеленгаторов. - М.: Радио и связь; 1997; Torrieri D.J. Principles of military communications system. Detham/Massachusetts. Artech House, Inc., 1981. - 298 p.). Для заявляемого пеленгатора целесообразно использовать один из широко известных типов антенн: симметричные и несимметричные вибраторы (объемные вибраторы), дискоконусные антенны, биконические антенные элементы и др. Выбор антенных элементов определяется заданным частотным диапазоном ΔF (коэффициентом перекрытия), конструктивными особенностями антенной решетки. В общем случае размещение АЭ в горизонтальной плоскости может быть произвольным. Разнос АЭ в вертикальной плоскости улучшает точностные характеристики пеленгатора при измерении Δβ. Количество используемых антенных элементов N и расстояния между ними находятся в зависимости от количества формируемых максимумов (минимумов) диаграмм направленности I, заданной точности измерения пространственных параметров, диапазона рабочих частот ΔF и эффектом взаимного влияния АЭ друг на друга. Последние определяет минимальное расстояние между АЭ решетки 5.
Для обеспечения наиболее высокого качества формирования максимумов (минимумов) ДН, равной со всех направлений точности пеленгования, целесообразно использование АР 5 с кольцевым (эллиптическим) размещением АЭ (см. Кукес И.С. Старик М.Е. Основы радиопеленгации. - М.: Сов. радио, 1964. - 640 с.) с максимально возможным радиусом и разносом по высоте.
пер
пер
Важным аспектом выполнения АР 5 является реализация коэффициента перекрытия К частотного диапазона. В случаях, когда К задается равным 10 и более, необходим переход к использованию АР с двойной и более кольцевой структурой.
Антенный коммутатор 7 обеспечивает синхронное подключение в едином промежутке времени любых пар АЭ к опорному и сигнальному выходам. Реализация АК 7 широко известна (см. Вениаминов В.Н. и др. Микросхемы и их применение. - М.: Радио и связь, 1989. - 240 с.; Вайсблат А.В. Коммутационные устройства СВЧ на полупроводниковых диодах. - М.: Радио и связь, 1987. - 120 с.).
Двухканальный приемник 8 может быть реализован с помощью двух полупрофессиональных приемников IC-R8500 фирмы ICOM (см. Communication Receiver IC-R8500. Instruction Manual). При этом первый и второй гетеродины одного из приемников используют одновременно в качестве первого и второго гетеродинов соответственно второго приемника. Кроме того, в качестве приемника 8 могут попарно использоваться и другие приемники фирмы ICOM: IC-R7000, IC-PCR1000.
Двухканальные аналого-цифровой преобразователь 9, первый блок цифровых фильтров 10 и блок преобразования Фурье 11, а также блок вычисления ППИП 12 и второе запоминающее устройство 13 реализуют с помощью стандартных плат: субмодуля цифрового приема ADMDDC2WB и ADP60PCI v.3.2 на процессоре Shark ADSP-21062. Руководство пользователя (см. e-mail: insys@arc.ru www-сервер www.insys.ru). Субмодуль ADMDDC2WB реализует функции блока 9 и содержит микросхемы DIGITAL DOWN CONVERTER (DDC) AD6620 фирмы Analog Devices для извлечения части полосы частот из широкой входной полосы сигнала на промежуточной частоте 10,7 МГц приемника 24 IC-8500, преобразование этой полосы в полосу модулирующих частот и вывод ее в квадратуре (выражение 5 и 6). Данная операция осуществляется путем умножения оцифрованного сигнала на квадратурное опорное колебание внутреннего генератора DDC.
nk изм
ν
nk
ν
Субмодуль цифрового приема ADMDDC2WB используется в несущих платах типа ADP6015A, ADP60PCI, ADP62PCI. Базовый модуль на базе платы ADP60PCI v.3.2 на процессоре Shark ADSP-21062 реализует функцию дискретного преобразования Фурье (блок 11), операцию умножения на комплексно-сопряженную пару отсчетов каналов (блок 11), первого блока цифровых полосовых фильтров (блок 10), нахождение разности фаз сигналов Δφ(f) и P(f) (блок 12), а также запоминание измеренных значений разностей фаз (блок 13), определение элементов  векторов весовых коэффициентов .
Первый и второй сумматоры 16 и 25 соответственно и блок вычитания 14 реализуют по известным схемам (см. Ред Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике: Схемы, блоки, 50-омная техника: Пер. с нем. - М.: Мир, 1990. - 256 с.).
Первое, третье, пятое, шестое и седьмое запоминающие устройства 4, 17, 24 и 27 соответственно представляют из себя буферные запоминающие устройства (см. Большие интегральные схемы запоминающих устройств: Справочник / А.Ю.Горденов и др. - М.: Радио и связь, 1990. - 288 с.; Лебедев О.Н. Микросхемы памяти и их применение. - М.: Радио и связь, 1990. - 160 с.).
Умножитель 15 реализует операцию возведение в квадрат, а его выполнение освещено в книге Ред Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике: Схемы, блоки, 50-омная техника: Пер. с нем. - М.: Мир, 1990. - 256 с.
nk эт
ν
l
h
l
h
Блок формирования эталонных значений разностей фаз 3 предназначен для создания таблиц эталонных значений разностей фаз Δφ(f) для различных пар антенных элементов, n,k=1, 2, …, N; n≠k, различных поддиапазонов частот ν и различных направлений прихода сигнала Δθ и Δβ с заданной дискретностью, l=1, 2, …, L; L·Δθ=2π; h=1, 2, …, Н; H·Δβ=π/2.
На подготовительном этапе по первой установочной шине 1 задают следующие исходные данные:
min
max
сектор обработки по азимуту {θ, θ};
min
max
сектор обработки по углу места {β, β};
l
точность нахождения углового параметра Δθ;
h
точность нахождения угломестного параметра Δβ;
nk
топология размещения антенных элементов {d};
nk
разнос антенных элементов в вертикальной плоскости {Z};
ν
диапазон частот ΔF, ширину Δf и средние частоты {f} поддиапазонов.
ν
k
h
lh эт
ν
Задача блока 3 состоит в том, чтобы для данного устройства, каждого частотного поддиапазона Δf, заданной топологии АР 5 с дискретностью по азимуту Δθ и угла места Δβ, рассчитать идеальные (эталонные) значения разностей фаз для всех возможных пар антенных элементов Δφ(f).
Блок 3 может быть выполнен в виде автомата на базе высокопроизводительного 16-ти разрядного микропроцессора К1810ВМ86 (см. Вениаминов В.Н. и др. Микросхемы и их применение: Справочное пособие. - 3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1989. - 240 с.; Шевкоплес Б.В. Микропроцессорные структуры. Инженерные решения: Справочник. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 512 с.) и работающего в соответствии с известным алгоритмом (см. Пат. РФ №2341811).
Четвертое запоминающие устройство 19 представляет из себя двухканальное буферное запоминающее устройство, реализация которого известна (см. Большие интегральные схемы запоминающих устройств: Справочник / А.Ю.Горденов и др. - М.: Радио и связь, 1990. - 288 с.; Лебедев О.Н. Микросхемы памяти и их применение. - М.: Радио и связь, 1990. - 160 с.).
Построение генератора синхроимпульсов 2 известно и широко освещено в литературе (Радиоприемные устройства: учебное пособие по радиотехнике. Спец. ВУЗов / Ю.Т.Давыдов и др.; М.: Высшая школа, 1989. - 342 с.; Функциональные узлы адаптивных компенсатор помех: Часть II. В.В.Никитченко. - Л.: ВАС. - 1990. - 176 с.; Вениаминов В.Н. и др. Микросхемы и их применение. - М.: Радио и связь, 1989. - 240 с.).
Реализация первого, второго и третьего счетчиков импульсов 23, 29 и 36 трудностей не вызывает. Они могут быть реализованы на микросхемах ТТЛ серии, например 155ИЕ2 (см. Справочник по интегральным микросхемам / Б.В.Тарабрин и др.; Под. ред. Б.В.Тарабрина. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Энергия, 1980. - 816 с.). Необходимая емкость блоков соответственно η, V и М обеспечивается за счет последовательного подключения необходимого количества микросхем 155ИЕ2.
Реализация блока определения азимута и угла места 18 известна и широко освещена в литературе. Она так же, как и в устройстве-прототипе, предназначена для поиска минимального значения суммы квадратов невязок (см. выражение 4). Блок 18 целесообразно реализовать по пирамидальной схеме с использованием быстро действующих компараторов (Шевкоплес Б.В. Микропроцессорные структуры. Инженерные решения: Справочник. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 512 с.).
Реализация блоков сравнения 28, 37 и 38 известна и широко освещена в литературе, они могут быть реализованы на компараторах (Шевкоплес Б.В. Микропроцессорные структуры. Инженерные решения: Справочник. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 512 с.).
Блоки элементов "И" 30 и 33 могут быть реализованы набором элементарной логики на базе микросхем ТТЛ-ной серии, например 155 и 133 серии. Количество используемых элементов "И" в блоке 30 определяется значением числа V (емкостью счетчика 29). При этом первые входы всех элементов "И" объединены и соединены с выходом первого блока сравнения 28 (см. Справочник по интегральным микросхемам / Б.В.Тарабрин и др.; Под. ред. Б.В.Тарабрина. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Энергия, 1980. - 816 с.). Количество элементов "И" в блоке 33 соответствует размерности ВВК N.
Реализация блока определения средней частоты сигнала 35 известна и трудностей не вызывает. Основное назначение блока - реализация выражения (7). В блоке 35 осуществляется операция деления на два числа "m", поступающего с выхода блока 36, и пересчет полученной величины в значение несущей частоты  (7), используя информацию, поступающую с выхода блока 29. Блок 35 может быть реализован на регистрах сдвига (микросхемах ТТЛ-й серии) как при выполнении первой, так и второй функции. Следует отметить, что наиболее предпочтительной является реализация блоков 19-го и с 27-го по 37-й в виде автомата на базе высокопроизводительного микропроцессора, например, К1810 ВМ86 (см. Вениаминов В.Н. и др. Микросхемы и их применение: Справочное пособие. - 3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 512 с.). Алгоритм работы такого автомата приведен на фиг.10. Здесь величина Δθ обозначает допустимое значение дисперсии оцениваемого параметра θ.
В функцию блока 34 (см. фиг.9) входит формирование I векторов весовых коэффициентов  размерности N. Блок 34 содержит первый коммутатор 45, I трактов формирования весовых коэффициентов 46.1-46.7 из последовательно соединенных запоминающего устройства 48, блока поиска максимума 49 и блока формирования элементов вектора весовых коэффициентов 50, а также второй коммутатор 47.
Работа блока 34 осуществляется следующим образом. На адресную группу входов блока 34 (адресную группу входов первого коммутатора 45) поступает очередное значение средней частоты обнаруженного сигнала . На группу информационных входов блока 45 последовательно поступают значения функций взаимной корреляции  в соответствии с (8) с третьей группы информационных выходов блока 12. Назначение блока 45 состоит в определении номера тракта 46.i, с помощью которого в дальнейшем будет осуществлено формирование ВВК  на данный i-й обнаруженный сигнал на интервале времени пребывания его в "эфире".
Каждый тракт формирования весовых коэффициентов 46 обеспечивает формирование корреляционной матрицы  на соответствующий i-й сигнал (блок 48), поиск максимального элемента  на диагонали корреляционной матрицы  (блок 49) и формирование элементов вектора весовых коэффициентов  на i-й сигнал путем выделения элементов  столбца корреляционной матрицы , соответствующего значению , приведением их модулей  к единичному уровню и инверсией фаз (блок 50).
Результаты формирования ВВК  в параллельном коде поступают на соответствующую i-ю группу информационных входов второго коммутатора 47 и далее на выход блока 34. Последнее обеспечивается поступлением на адресные входы блока 47 кода средней частоты  на i-й сигнал с выхода блока 35.
При обнаружении i+1-го сигнала на  частоте блок 45 подключает к работе тракт 46.i+1, алгоритм работы которого аналогичен. В связи с тем, что заявляемое устройство выполняет постоянный контроль всего диапазона частот ΔF, через интервал времени Δt (последний составляет сотни микросекунд - единицы миллисекунд) i-й источник на частоте  будет повторно обнаружен. С помощью блока 34 формируют уточненный вектор , соответствующий изменениям в сигнально помеховой обстановке на -й частоте.
Реализация блока 34 трудностей не вызывает. Блок 34 может быть реализован в виде автомата на микропроцессоре К1810ВМ86 (см. Вениаминов В.Н. и др. Микросхемы и их применение: Справочное пособие. - 3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1989. - 240 с.; Шевкоплес Б.В. Микропроцессорные структуры. Инженерные решения: Справочник, - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 512 с.) и работать в соответствии с алгоритмом, приведенным на фиг.11.
Блок 32 (см. фиг.12) предназначен для выполнения операции комплексного умножения принимаемых сигналов  с соответствующими значениями сформированных ВВК  Блок 32 содержит коммутатор 51, I трактов взвешенного сложения 52.1-52.I из последовательно соединенных запоминающего устройства 53, блока комплексных умножителей 54 и сумматора 55.
Работа блока 32 осуществляется следующим образом. На начальном этапе в запоминающие устройства 53 трактов 52.1-52.I в соответствии с адресами  (поступающими с выхода блока 35) записывают значения векторов , i=1, 2, …, I. Последние поступают последовательно на группу информационных входов коммутатора 51 с выходов блока 34 (через блок 33). Очередность записи  в блоки 53 определяется порядком обнаружения сигналов в заданном диапазоне частот ΔF. В каждом тракте 52 значения элементов  ВВК  умножают на соответствующие значения  принятого сигнала  в блоке умножителей 54 и далее складывают в сумматоре 55. Выполнение данной операции соответствует формированию максимума (минимума) диаграммы направленности в направлении i-го корреспондента.
Изменение текущего значения частоты на  на адресном входе блока 32 соответствует поступлению на группу его информационных входов обновленного значения ВВК . Последний записывают в запоминающее устройство 53.i+1 и хранят в нем до прихода очередного значения . В интервал времени Δt между поступлениями в тракт 52 обновленной информации о ВВК используют его текущее значение.
Реализация блока 32 трудностей не вызывает. Может быть реализован как на дискретных элементах, так и в микропроцессорном исполнении совместно с блоком 34.
Блок определения вида модуляции 41 содержит I трактов анализа (по числу приемных трактов). На подготовительном этапе по третьей установочной шине 44 устройства задают пороговые значения основных характеристик сигналов с различными видами модуляции (см. Automatic modulation recognition of communication signals by Elsayed Azzonz, Depatment of Electronic & Electrical Engineering, Military Technical College, Cairo, Egypt and Asoke Kumar Nandi Depatment of Electronic&Electrical Engineering, University of Strathclyde, Glasgon, U.K., Kluwer Academic Publishers Boston/Dordrecht/London, 2006, p.215). Эти значения хранятся в буферном запоминающем устройстве в блоке 41 и поступают на все I тракты анализа. В последних происходит сопоставление основных характеристик принимаемых сигналов с соответствующими им пороговыми значениями и определение вида модуляции согласно алгоритму, приведенному в Пат. РФ №2419805 на фиг.9. Выполнение операций формирования основных характеристик видов модуляции сигналов, сравнение основных характеристик видов модуляции с их пороговыми значениями и определение вида модуляции во всех I трактах анализа может быть возложено (по аналогии с прототипом) на субмодуль цифрового приема ADMDDC2WB.
Блок демодуляторов 40 содержит набор демодуляторов на все используемые виды модуляции сигналов, которые подключаются по командам блока 41 к соответствующим каналам, сформированным на выходах блока 32. В качестве последних могут быть использованы демодуляторы компании Sinergy Microwave corporation (см. www.avanti.com.ru).
Разветвитель мощности 6 может быть реализован набором из N делителей на 2 типа DM2 фирмы WISI (см. www.lans.spb.ru). При необходимости могут быть использованы активные делители серии FVA2 (см. тамже), обеспечивающие линейное усиление принимаемых сигналов на 10 dB.
ci
ci
Второй блок цифровых полосовых фильтров 31 предназначен для выделения I×N цифровых каналов принимаемых сигналов в соответствии с управляющей информацией Δf и , поступающей с выхода блока 35. Для каждого обнаруженного сигнала с параметрами Δf и  формируется N фильтров.
ci
Работу блока 31 можно разбить на три этапа. На первом этапе для каждого из N цифровых потоков сигналов строится так называемая "гребенка". Суммарный цифровой поток делится на несколько подканалов, таких что каждый из них имеет пониженную частоту дискретизации, полосы подканалов равны между собой и в совокупности перекрывают всю заданную полосу ΔF. На втором этапе из полученных "гребенок" выбираются те, в полосы которых попадают частоты , i=1, 2, …, I. На третьем этапе в выбранных гребенках выполняют смещение центральной частоты в соответствии со значением  и уменьшение (увеличение) полосы пропускания до Δf.
Для разбиения входного потока сигналов на несколько поддиапазонов (первый этап работы блока 31) используют банк фильтров: совокупность однотипных полосовых фильтров, перекрывающих весь исследуемый частотный диапазон ΔF (см. Азаренко Л.Г., Канатов И.И., Каплун Д.И. Банк цифровых фильтров // Компоненты и технологии. 2007, №10, - с.156). Ниже рассмотрим выполняемые операции для одного из N цифровых потоков. Последние выполняются одновременно во всех N потоках.
1
dec
dec
s
0
1
c-1
Из входного потока сигналов {X} формируют выборки (последовательности)  длиной С каждая, где r - номер выборки. Первую выборку формируют из первых С элементов исходного сигнала {X}, вторую выборку {q} - из С очередных подряд идущих элементов исходного сигнала (см. фиг.13), начиная с элемента с номером K. Коэффициент децимации K определяется как , где F - частота дискретизации входного потока,  - частота дискретизации каждого подканала ("гребенки"). По мере поступления входного потока сигналов формируют В выборок. Далее используют фильтр с импульсной характеристикой h(t), t=0, 1, 2, …, B·C, в результате чего формируют выборку {у}={y, y, …, y} длиной С:
где , t=1, 2,…,C-1.
По выборке {у} вычисляют по одному отсчету для каждого из С подканалов: выполняют дискретное преобразование Фурье длиной С. Для подканала ("гребенки") с номером p отсчет определится как:
.
dec
B-1
Для выполнения данной операции из входной последовательности {X} отбрасывают K элементов, а у оставшихся меняют номера, уменьшая их на единицу. Далее осуществляют прием очередных отсчетов входного сигнала до момента формирования выборки {q}.
s
s
s
На втором этапе (см. фиг.14) из полученных ранее "гребенок" выбирают те из них, которые попадают в заданные блоком 35 частоты , i=1, 2, …, I. Центральная частота i-й "гребенки" равна i·Δf, где Δf - ширина полосы частот подканала. Далее определяют величину необходимого сдвига частоты , используемую на третьем этапе. Кроме того, в случае использования сигнала с полосой, большей, чем Δf, выбирают несколько соседних "гребенок" с достаточной суммарной полосой.
На третьем этапе (см. фиг.15) выполняют сдвиг центральной частоты в "гребенках", при необходимости осуществляют объединение соседних "гребенок", а также понижение частоты дискретизации и децимации исходного сигнала, и применение полосового фильтра. Указанные процедуры используют в каждой "гребенке", выбранной на предыдущем этапе.
Сдвиг центральной частоты исходного сигнала на величину Δf осуществляют умножением отсчетов {X} на комплексную синусоидальную функцию частоты
.
Расчет полосового фильтра осуществляют, используя значения  (частотная полоса выходного потока) и  - частота дискретизации "гребенки". Для передискретизации сигнала в  раз подбирают минимальные числа Е и N такие, что
.
Полученный после сдвига частоты сигнал дополняют (Е-1) нулями после каждого отсчета (интерполяция)
0
1
t
На завершающем этапе применяют фильтр и выполняют децимацию сигнала с шагом N. В результате выходной сигнал {у}={у, y,…, y,…} принимает вид
.
Реализация второго блока цифровых полосовых фильтров 31 трудностей не вызывает. Первый и второй этапы обработки входного потока сигналов могут быть реализованы на программируемый вентильной матрице (разновидности ПЛИС) типа XC4VSX35 семейства Virtex-4 фирмы XILINX, США (см. http://www.xilinx.com/support/documentation/virtex-4.htm), алгоритм работы которой представлен на фиг.13 и 14.
s
s
dec
В практических испытаниях использовались значения частоты дискретизации входного потока F=40 МГц, число подканалов С=512, частота дискретизации каждого подканала ("гребенки") , частотная полоса каждого подканала ΔF=78,125 кГц, коэффициент децимации K=256, импульсная характеристика фильтра h(t)=B·С=5·512.
Третий этап работы блока 31 может быть реализован на цифровом сигнальном процессоре типа ADSP-TS101S - Tiger SHARC фирмы Analog Devices (см. http://www.analog.com/en/processors-dsp/tigersharc/adsp-ts101s/processors/technical-documentation/index.html; http://www.analog.com/static/imported-files/processor manuals/34851204876822ts101pgr.pdf).
Выполнена экспериментальная проверка предлагаемых способа и устройства в ВЧ диапазоне волн (1-30 МГц). В работе использовались круговая восьмиэлементная антенная решетка. Был осуществлен одновременный адаптивный прием радиосигналов от шестнадцати частотно разнесенных источников радиоизлучений, в направлении которых были сформированы максимумы диаграмм направленности.