СПОСОБ ВСТРОЕННОГО КОНТРОЛЯ ХАРАКТЕРИСТИК ЦИФРОВОЙ АКТИВНОЙ ФАЗИРОВАННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ
METHOD FOR INTEGRATED MONITORING OF CHARACTERISTICS OF DIGITAL ACTIVE PHASED ARRAY ANTENNA

Предлагаемое изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано при контроле характеристик диаграммы направленности цифровой активной фазированной антенной решетки (ЦАФАР), состоящей из связанных с излучателями управляемых приемопередающих модулей (ППМ), в состав которых входят: циркулятор, приемный канал, состоящий из малошумящего усилителя (МШУ) и квадратурного аналого-цифрового преобразователя (АЦП), а также передающий канал, содержащий цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) и усилитель мощности (УМ).
Известен способ контроля работоспособности активных фазированных антенных решеток (АФАР), реализованный в устройствах [1, 2], в которых контроль характеристик осуществляется при выводе радиолокационной станции (РЛС) из штатного режима функционирования и переводе его в режим контроль.
В устройстве [1] в режиме контроля приемно-передающих модулей (ППМ) сигнал от генератора контрольных сигналов поступает на опорный вход блока индикации и через коммутатор на вход одного из ППМ. Отраженная от связанного с ним излучателя часть сигнала попадает на вход приемного канала этого ППМ и, проходя через него, поступает на сигнальный вход блока индикации, в котором с помощью измерителя амплитудно-фазовых характеристик (амплифазометра) сравнивается с опорным сигналом от генератора контрольных сигналов с учетом шумов передающего тракта. Таким образом, последовательно во времени по результатам сравнения определяется работоспособность приемно-передающего тракта каждого ППМ, которая затем отображается на экране индикатора РЛС.
В устройстве [2] для повышения достоверности контроля в АФАР введены направленные ответвители, включенные между соответствующими излучателями и ППМ, ответвленный канал каждого из направленных ответвителей соединен с линиями задержки. Каждый радиоимпульс, излученный АФАР, при прохождении линии задержки формирует последовательность радиоимпульсов, задержанных друг относительно друга, амплитуда которых последовательно уменьшается. Эти задержанные импульсы подаются на амплифазометр, который измеряет их амплитуду и фазу, и эти измеренные значения запоминаются в блоке управления и обработки результатов. Распределение амплитуд и фаз задержанных импульсов по каналам АФАР линейно связано с амплитудно-фазовым распределением на раскрыве АФАР, поэтому, считывая из памяти блока управления и обработки результатов значения амплитудно-фазового распределения, записанного при регулировке и настройке АФАР и принятого за эталонное, и сравнивая с текущим амплитудно-фазовым распределением, принимают решение о состоянии ППМ, о погрешностях реализации заданного амплитудно-фазового распределения на раскрыве АФАР и о необходимости корректировки последнего.
Недостатком данного способа является то, что он требует большого времени на проведение измерений характеристик всех ППМ, не позволяет контролировать характеристики диаграммы направленности АФАР и требует вывода РЛС из штатного режима функционирования.
Эти недостатки частично устранены в известном модуляционном методе контроля характеристик диаграммы направленности фазированной антенной решетки (ФАР), который реализован в способах [3-5].
P
1
0
1
В основу способа [3] положен поочередный сверхвысокочастотный (СВЧ) контроль всех ППМ в каждом из L=2 их состояний, где р - число разрядов управления фазой (временной задержкой), заключающийся в том, что устройство фазовой задержки (фазовращатель) контролируемого ППМ переключается из одного состояния в другое с частотой Ω и анализируется спектр суммарного сигнала ФАР с целью определения комплексной амплитуды первой боковой гармоники ω, отстоящей от основной частоты ω на Δω, которая принимается за амплитуду возбуждения излучателя. Измерение параметров выделяемой модуляционной составляющей сигнала позволяет получить характеристики устройства управления фазой ППМ при работе ФАР либо на прием, либо на передачу, выявить неисправные ППМ и провести расчет характеристик суммарной диаграммы направленности АФАР.
В [4]предложен способ определения характеристик диаграммы направленности ФАР, в котором при реализации способа [3] учитывается взаимовлияние отдельных излучателей путем измерения амплитуды и фазы возбуждения каждого излучателя при случайном фазировании соседних излучателей в круге радиусом 2-4 длины волны от контролируемого.
Сократить время на проведение измерений модуляционным методом позволяет описанный в [5-6] способ, заключающийся в том, что проводится амплитудная модуляция поля ФАР путем последовательного изменения всех состояний устройства управления фазой (фазовращателя) контролируемого ППМ и цифровая обработка принятого суммарного модулированного сигнала. В случае идеально настроенного ППМ фаза колебаний на выходе соединенного с ним излучателя изменяется с каждым переключением на одну и ту же величину Δϕ (дискрет управления фазой), а вносимые потери ППМ являются постоянной величиной ΔР, поэтому в результате калибровки получается эталонная зависимость изменения амплитуды поля ФАР при L переключениях фазы. В процессе контроля ППМ определяются отношения максимальных значений амплитуды поля ФАР к минимальным, а также фазовый сдвиг при максимальном значении амплитуды. В результате сравнения полученного значения с эталонным определяется влияние каждого ППМ на диаграмму направленности антенны.
Недостатки данных способов, реализующих модуляционный метод, состоят в том, что они требуют большого времени на проведение измерений характеристик всех ППМ, не позволяют контролировать характеристики усилительных каскадов ППМ, обладают недостаточной точностью измерения характеристик диаграммы направленности и требуют вывода РЛС из штатного режима функционирования на длительное время, что делает невозможным их применение в РЛС, обеспечивающих сопровождение быстролетящих объектов наблюдения в условиях воздействия разрушающих и возмущающих дестабилизирующих факторов и требующих оперативного контроля диаграммы направленности АФАР без выведения РЛС из штатного режима.
Повысить точность измерительного контроля характеристик АФАР позволяет описанный в [7] способ, в котором осуществляют формирование сигнала на входе приемного, либо передающего канала ППМ и обработку принятых сигналов без открытого излучения. Обработку принятых сигналов производят путем измерения коэффициента передачи и фазы коэффициента передачи приемного и передающего каналов каждого из ППМ АФАР, а также фиксации результатов измерения. Далее определяют J амплитудно-фазовых распределений с учетом погрешностей измерения, производят построение J диаграмм направленности и определение характеристик диаграммы направленности АФАР.
Недостаток способа заключается в необходимости последовательного подключения выхода формирователя сигнала ко входам приемных (либо передающих каналов) ППМ, а также последовательного подключения входа измерителя комплексного коэффициента передачи каналов ППМ к выходам этих каналов, что требует значительных временных затрат и не позволяет использовать способ без вывода радиолокационной системы из штатного режима функционирования.
пот
mn
пот.mn
доп.верх
пот.mn
доп.нижн
0mn
mn
эт.mn
эт
тп
0mn
эт..mn
mn.np1
mn.пр0
.mn.пр.эт
mn.yc1
mn.ус0
mn.ус.эт.
mn.yc1
mn. ус0
mn
yc
эт
mn
пр1
mn.пр0
mn
пр.эт
p
Обеспечить контроль характеристик диаграммы направленности АФАР без выведения РЛС из штатного режима функционирования позволяет известный способ контроля характеристик диаграммы направленности АФАР [8], который выбран в качестве прототипа. Для определения характеристик диаграммы направленности АФАР одновременно проводится низкочастотный (НЧ) контроль и СВЧ-контроль ее характеристик. При этом НЧ-контроль осуществляется без вывода РЛС из штатного режима функционирования и заключается в анализе реакций фазовращателей ее ППМ на команды управления лучом АФАР, а также в контроле тока I., потребляемого каждым m,n-м ППМ (где m - номер строки АФАР, m=1…М, a n - номер ее столбца, n=1…N) от источника питания. В случае, если величина I оказывается выше верхнего порога допустимых значений I, то от m,n-го ППМ отключается напряжение питания и он исключается из дальнейшей процедуры контроля, а в случае если величина I оказывается ниже нижнего порога допустимых значений I проводится СВЧ-контроль неисправного m,n-го ППМ. СВЧ-контроль характеристик АФАР также осуществляется без вывода РЛС из штатного режима функционирования в интервалы времени, находящиеся за пределами стробируемых участков дальности, и заключается в определении отношений максимальных значений амплитуд возбуждения m,n-x излучателей АФАР (при ее работе на прием) к минимальным A, а также сдвига фазы их возбуждения - Ф относительно заданных значений А и Ф. в каждом из L=2 состояний фазовращателя ППМ (р - число разрядов фазовращателя), при этом раскрыв АФАР разбивается на J квадратов, вписанных в окружности радиусом 4λ (λ - длина излучаемой волны), контроль излучателей и соединенных с ними ППМ, являющихся центрами описанных окружностей, проводится в случайном порядке, причем если в результате СВЧ-контроля этих излучателей параметры A оказываются ниже своих эталонных значений А, то проводится последовательный СВЧ-контроль и запоминание амплитуд возбуждения излучателей, находящихся в исследуемом квадрате. Кроме того в процессе СВЧ-контроля проводится оценка характеристик входящего в состав приемного канала каждого m,n-го ППМ АФАР малошумящего усилителя и оценка характеристик входящего в состав передающего канала каждого m,n-го ППМ усилителя мощности. Оценка характеристик малошумящего усилителя осуществляется путем периодического отключения m,n-го ППМ от делителя-сумматора, связанного с приемопередатчиком РЛС, вызывая тем самым амплитудную модуляцию результирующего вектора поля, принимаемого АФАР от измерительного зонда, выделения ее огибающей, определения отношения максимального значения уровня СВЧ-сигнала на выходе АФАР к минимальному A/A (где 1 и 0 соответствуют подключению и отключению ш,п-го ППМ от делителя-сумматора) и сравнения его с эталонным значением А. При работе АФАР на передачу проводится оценка состояния усилителя мощности передающего канала каждого m,n-го ППМ, заключающаяся в периодическом отключении m,n-го ППМ от делителя-сумматора, связанного с приемопередатчиком РЛС, вызывая тем самым амплитудную модуляцию результирующего вектора поля, излучаемого АФАР, выделении ее огибающей, определении отношения максимального значения амплитуды возбуждения m,n-го излучателя АФАР к минимальному A/A (где 1 и 0 соответствуют подключению и отключению m,n-го ППМ от делителя-сумматора) и сравнении его с эталонными значениями АВыявленные отличия A/A от A,, A./A от А., а также данные об отключении mn-x ППМ по результатам НЧ-контроля учитываются в процессе моделирования диаграммы направленности АФАР.
Недостатки известного способа:
наличие зонда, излучающего пилот-сигнал и выходящего за габариты плоской ЦАР, что неприемлемо при функционировании РЛС на подвижных носителях;
реализация известного способа предполагает использование в составе аппаратуры РЛС одного аналогового измерителя амплитуд и фаз СВЧ-сигнала (амплифазометра), что обусловливает последовательный опрос состояния каналов m,n-x ППМ и снижает оперативность получения информации о характеристиках ЦАФАР;
использование в составе аппаратуры РЛС амплифазометра, представляющего собой довольно сложное и громоздкое устройство, характеристики которого определяют погрешности контроля характеристик ЦАФАР;
при оценке амплитудных характеристик приемных каналов ППМ используется пилот-сигнал, амплитуда которого выше уровня шумов приемного канала ППМ, что, как показано в [9], не соответствует реальному уровню сигналов на входе приемного канала ППМ и не позволяет оценить нижнюю границу его динамического диапазона.
Целью предлагаемого изобретения является расширение области применения, повышение достоверности и оперативности контроля характеристик ЦАФАР без вывода РЛС из штатного режима функционирования.
вх
вых
вх
Поставленная цель достигается тем, что для определения характеристик диаграммы направленности ЦАФАР в соответствии с известным способом одновременно проводят НЧ-контроль каждого приемопередающего модуля (ППМ) по величине потребляемого электрического тока от источника питания и в случае, если величина потребляемого тока m,n-го ППМ (где m -номер строки ЦАФАР, m=1…М, a n - номер ее столбца, n=1…N) оказывается выше допустимого значения, то от данного ППМ отключается напряжение питания и он исключается из дальнейшей процедуры контроля, а также СВЧ-контроль ППМ, включающий определение отношений амплитуд выходных сигналов усилителя мощности (УМ) передающего канала и малошумящего усилителя (МШУ) приемного канала к амплитудам сигналов, подаваемых на их входы, результаты оценки параметров усилителей и данные об отключении m,n-x ППМ по результатам НЧ-контроля учитываются в процессе моделирования диаграммы направленности ЦАФАР. В отличие от прототипа в процессе СВЧ-контроля определяют комплексный коэффициент передачи указанных усилителей путем вычисления отношения измеренной комплексной амплитуды сигнала на выходе соответствующего усилителя к установленной на его входе комплексной амплитуде контрольного сигнала, а также определяют техническое состояние излучателей всех ППМ. Кроме того, контрольный сигнал для определения комплексного коэффициента передачи усилителя мощности (УМ) передающего канала ППМ формируют в виде последовательности коротких радиоимпульсов, амплитуда каждого из которых соответствует амплитуде входного сигнала при работе ЦАФАР в штатном режиме, а длительность устанавливают в соответствии с шириной полосы пропускания УМ, причем амплитуду выходного сигнала определяют на основе квадратурных составляющих его комплексной огибающей, полученных в результате квадратурной демодуляции его выходного напряжения. Определенное таким образом значение комплексного коэффициента передачи УМ сравнивают с эталонным значением, а их отличия учитывают при моделировании диаграммы направленности и контроле характеристик ЦАФАР. Контрольный сигнал для определения комплексного коэффициента передачи МШУ приемного канала ППМ формируют в виде пачки из В когерентных радиоимпульсов прямоугольной формы, длительность которых устанавливают в соответствии с шириной полосы пропускания МШУ, а амплитуда соответствует амплитуде поступающих на вход МШУ отраженных от цели сигналов при работе ЦАР в штатном режиме, т.е. при отношении сигнал-шум q << 1, с последующим когерентным накоплением выходных радиоимпульсов для получения отношения сигнал-шум на выходе q=В ⋅ q >> 1, достаточного для определения коэффициента передачи МШУ как отношения амплитуды выходного сигнала, определенной на основе квадратурных составляющих его комплексной огибающей, полученных в результате квадратурной демодуляции и деления на В выходного напряжения МШУ, к амплитуде подаваемого на вход МШУ одиночного контрольного сигнала. Определенное таким образом значение комплексного коэффициента передачи МШУ сравнивают с его эталонным значением, а их отличия учитывают при моделировании диаграммы направленности и контроле характеристик ЦАФАР. Кроме того, техническое состояние излучателя каждого ППМ определяют по комплексному коэффициенту отражения СВЧ-сигнала от излучателя, представляющего собой отношение комплексных амплитуд отраженного от излучателя сигнала к амплитуде выходного сигнала УМ контролируемого ППМ, и если коэффициент отражения превышает его допустимое значение, то данный ППМ отключают от источника питания и учитывают это при моделировании диаграммы направленности и контроле характеристик ЦАФАР.
Таким образом, предлагаемое изобретение имеет следующие отличительные признаки по сравнению с прототипом.
Процесс СВЧ-контроля ЦАФАР включает процедуры, позволяющие:
при работе ЦАФАР на прием оценить реальный динамический диапазон приемных каналов ППМ, а также комплексные коэффициенты передачи входящих в их состав малошумящих усилителей и использовать эту информацию при расчетах диаграмм направленности и контроле характеристик ЦАФАР на прием;
при работе ЦАФАР на передачу оценить комплексный коэффициент передачи входящих в состав передающих каналов ППМ усилителей мощности усилителей и использовать их при расчетах диаграмм направленности и контроле характеристик ЦАФАР на передачу;
оценить без выносного зонда техническое состояние излучателей ЦАФАР и использовать полученную информацию о их согласовании с ППМ для отключения питания от ППМ в случае если соединенный с ним излучатель имеет величину комплексного коэффициента отражения, превышающую его допустимое значение.
Информация о техническом состоянии излучателей ЦАФАР, а также характеристики входящих в передающие каналы ППМ усилителей мощности могут быть получены за время, соответствующее одному периоду следования контрольного сигнала, а информация о характеристиках приемных каналов ППМ может быть получена за время, соответствующее В периодам следования контрольного сигнала.
Выполнение указанных операций позволит повысить достоверность и оперативность измерительного контроля характеристик ЦАФАР и реализовать предлагаемый способ в РЛС, обеспечивающих сопровождение быстролетящих объектов наблюдения в условиях воздействия разрушающих и возмущающих дестабилизирующих факторов, требующих оперативного контроля диаграммы направленности ЦАФАР без выведения РЛС из штатного режима функционирования.
На фигуре 1 приведен вариант технической реализации предлагаемого способа.
Изображенное на фигуре 1 устройство, реализующее данный способ, содержит: цифровой синтезатор 1 зондирующего сигнала, переключатель 2 «контроль-работа», процессор 3, M×N цифровых ППМ 4 с излучателями 5, цифровой синтезатор 6 контрольного сигнала, цифровое вычислительное устройство 7, источник питания 8 ППМ, блок 9 контроля ППМ, генератор 10 контрольного сигнала, коммутатор 11, ЦАФАР 12.
На фигуре 2 в качестве примера изображена структурная схема цифрового ППМ. Рассматриваемый вариант конструкции ППМ состоит из циркулятора 18, двухшлейфного направленного ответвителя 22, блока 23 преобразователей, блока 29 формирования весовых комплексных коэффициентов, передающего канал и приемного каналов. Передающий канал ППМ 4 содержит: цифровой комплексный умножитель 19, цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) 20, усилитель 21 мощности (УМ). Приемный канал ППМ содержит: направленный ответвитель 24, устройство 25 защиты, малошумящий усилитель (МШУ) 26, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 27, цифровой комплексный умножитель 28. Выходы 14 блока 28 являются квадратурными выходами цифрового ППМ 4, а выходы 16 блока 23 преобразователей являются контрольными выходами цифрового ППМ 4. Многоканальное соединение 13 связывает вход и выход цифрового комплексного умножителя 19, входящего в состав передающего канала ППМ 4, с процессором 3. Вход 17 направленного ответвителя 24 является контрольным входом приемного канала ППМ 4, а вход 15 блока 29 формирования весовых комплексных коэффициентов является управляющим входом цифрового ППМ 4.
Контроль характеристик диаграммы направленности ЦАР по предложенному способу осуществляется следующим образом.
пот
m
n.
пот
m,n
пот
доп
пот
m,n
пот.доп.нижн
При работе ЦАФАР одновременно реализуются две ветви контроля функционирования ее ППМ. В основе первой (НЧ-контроль) лежит последовательный контроль токов потребления ППМ I.,Причем, в случае если у m,n-го ППМ контролируемая величина I. оказывается выше своего допустимого значения I., то от m,n-го ППМ отключается напряжение питания и он исключается из дальнейшей процедуры контроля, а в случае если величина I. оказывается ниже своего допустимого значения I, проводится СВЧ-контроль m,n-го ППМ.
пот.
m,n
пот.
доп
пот.доп
nот.
m,n
пот.
доп
Контроль токов потребления ППМ 4 может быть реализован на основе использования промышленно выпускаемых датчиков тока, размещаемых в составе блока 9 контроля ППМ [10, 11]. Оцифрованный сигнал с выхода датчика I. сравнивается в блоке 9 с допустимым значением I.. Значение I оценивается в процессе разработки ЦАФАР и записывается в память устройства сравнения, входящего в состав блока 9 контроля ППМ. Если в результате сравнения оказывается, что ток потребления I. оказывается выше допустимого значения I., то в блоке 9 формируется команда на отключение питания от m,n-го ППМ 4, которая поступает на коммутатор 11.
Результаты оценки состояния m,n-го ППМ 4 от блока 9 поступают на ЦВУ 7, осуществляющее моделирование диаграммы направленности ЦАФАР и определение ее характеристик.
СВЧ-контроль ЦАФАР включает: контроль передающих каналов ППМ, контроль технического состояния соединенных с ППМ 4 излучателей 5 и контроль приемных каналов ППМ 4.
кс.ум
кс.ум
СВЧ-контроль передающего канала ППМ 4 осуществляется по результатам оценки комплексных коэффициентов передачи усилителей 21 мощности . Для этого в цифровом синтезаторе 6 контрольного сигнала формируется цифровой контрольный сигнал в виде квадратурных составляющих I и Q, которые через переключатель 2 «контроль-работа», управляемые командами от ЦВУ 7, через многоканальное соединение 13 поступают на входящие в передающие каналы ППМ 4 цифровые комплексные умножители 19. На второй вход каждого из них от блока 29 поступают цифровые весовые коэффициенты
где
x
y
θох
θоу
dи d- расстояния между излучателями ЦАФАР по оси X и У соответственно; cos  и cos  - направляющие косинусы главного максимума диаграммы направленности ЦАФАР; k=2π/λ - волновое число; λ - рабочая длина волны РЛС.
л
кс.ум
кс.ум
д
В результате чего цифровые контрольные сигналы передающего канала m,n-го ППМ 4 получают дополнительный фазовый сдвиг ϕ(m,n). Значения I(m,n) и Q(m,n) с учетом ϕ(m,n) с выхода блока 19 одновременно поступают на ЦАП 20 и через многоканальное соединение 13 на процессор 3.
o
Входы 15 каждого m,n-го ППМ 4, являющиеся входами блоков 29 формирования весовых комплексных коэффициентов, подключены к входящим в состав процессора 3 вычислительным устройствам расчета требуемых фаз и амплитуд возбуждения излучателей 5 ЦАФАР 12 в режимах передачи и приема. Далее цифровые сигналы поступают на вход ЦАП 20, представляющего собой квадратурный модулятор, который переносит спектр контрольного сигнала в область несущих частот ω. При этом цифровые сигналы преобразуются в радиоимпульсы длительностью
yм
где ΔF- ширина полосы пропускания УМ.
Амплитуды и фазы этих сигналов описываются соотношениями:
кс ум
кс,yм
кс.yм
кс
ум
Поступающие через многоканальное соединение 13 на процессор 3 значения I (m,n) и Q (m,n) используются для определения по формулам (5) и (6) значений U(m,n) и ϕ.(m,n), которые являются составляющими комплексной амплитуды входного сигнала УМ 21 m,n-го ППМ4. Цифровые коды этих величин отправляются в блок 9 контроля ППМ.
С выхода УМ 21 сигналы поступают на циркулятор 18, затем через двухшлейфный направленный ответвитель 22 на излучатель 5 и излучаются в пространство. Кроме того, незначительная (известная) часть энергии этого сигнала с помощью прямого плеча двухшлейфного направленного ответвителя 22 ответвляется и поступает на блок 23 преобразователей, который представляет собой два квадратурных демодулятора, рассмотренных в [12, с. 90, рис. 2.16]. Они преобразовывают СВЧ-сигнал на прямом и обратном плечах двухшлейфного направленного ответвителя 22 в цифровой код и через выход 16 ППМ 4 отправляют его в блок 9 контроля ППМ.
вых.ум
вых.ум
выx.yм
вых.ум
Аналоговый СВЧ-сигнал с выхода прямого плеча ответвителя 22 В блоке 23 преобразователей подвергается квадратурной демодуляции с формированием квадратурных составляющих Q (m,n) и I (m,n), которые определяют его амплитуду U (m,n) и фазу ϕ(m,n):
По полученным результатам в блоке 9 вычисляется модуль комплексного коэффициента передачи УМ 21 m,n-го ППМ 4
и фазовый сдвиг
п.ум
ум
По полученным значениям К(m,n) и ϕ(m,n) рассчитывается значение комплексного коэффициента передачи УМ 21
Определенное таким образом значение комплексного коэффициента передачи УМ сравнивают с эталонным значением и их отличия учитывают при моделировании диаграммы направленности ЦАФАР 12 на передачу в ЦВУ 7.
Контроль технического состояния излучателей m,n-x ППМ 4 осуществляется на основе оценки комплексного коэффициента отражения от излучателя
кс.ум
кс
yм
Для этого используется тот же цифровой контрольный сигнал, формируемый в цифровом синтезаторе 6 контрольного сигнала в виде квадратурных составляющих I и Q., которые через переключатель 2 «контроль-работа», управляемые командами от ЦВУ 7, поступают на информационный вход цифрового комплексного умножителя 19, на второй вход которого от блока 29 поступают цифровые весовые коэффициенты W(m,n), определяемые выражением (1). Затем цифровые сигналы поступают на вход ЦАП 20, преобразуются в радиоимпульсы и поступают на вход УМ 21. Сигналы с выхода УМ 21 поступают на циркулятор 18, затем через двухшлейфный направленный ответвитель 22 на излучатель 5 m,n-го ППМ 4 и излучаются в пространство.
np
np
отр
отp
Далее анализируются сигналы на прямом и обратном плечах двухшлейфного направленного ответвителя 22 m,n-го ППМ 4 и формируются СВЧ-сигналы, пропорциональные соответственно мощности прямого и отраженного от излучателя сигнала. Эти сигналы в блоке 23 подвергаются квадратурной демодуляции, в результате которой формируются квадратурные составляющие Q(rn,n), I(m,n) и Q(m,n), I(m,n), определяющие амплитуду и фазу прямой (пр) и отраженной (отр) волны:
На основании (12) и (13) определяется комплексный коэффициент отражения СВЧ-сигнала от излучателя (т.е. от нагрузки):
где
Полученное значение комплексного коэффициента отражения  сравнивается в блоке 9 с его допустимым значением , на основании чего принимается решение о техническом состоянии излучателей 5 ППМ 4. Если коэффициент отражения оказывается больше допустимого значения, то данный m,n-й ППМ 4 отключается от источника питания и исключается из дальнейшей процедуры контроля. Эта информация поступает от блока 9 в ЦВУ 7 и учитывается при расчете диаграмм направленности ЦАФАР 12 на прием и на передачу.
кс
мшуb
кс.мшуb
кс
мшуb
кс.мшуb
вх..мшу
ob
СВЧ-контроль приемных каналов m,n-го ППМ 4 осуществляется по результатам оценки комплексного коэффициента передачи МШУ 26  Для этого выполняются следующие операции. Входящий в состав генератора 10 контрольных сигналов цифровой синтезатор контрольного сигнала МШУ по команде от ЦВУ 7, транслируемой через блок 9 контроля ППМ, формирует пачку из В цифровых когерентных импульсов в форме квадратурных составляющих I., Q, а также амплитуду и начальную фазу каждого элементарного импульса с таким расчетом, чтобы амплитуда каждого радиоимпульса на входе МШУ 26 с учетом коэффициента передачи направленного ответвителя 24 была ниже уровня собственных шумов приемного канала. Квадратурные составляющие когерентных импульсов I., Q поступают в блок 9, где по ним определяется цифровой код U, а также на вход входящего в состав генератора 10 контрольных сигналов ЦАП (квадратурного демодулятора), который преобразует цифровой контрольный сигнал в последовательность когерентных радиоимпульсов с заданной амплитудой, начальной фазой колебаний каждого контрольного радиоимпульса ϕ и длительностью
np
где ΔF - ширина полосы пропускания приемного канала.
вых.мшуb
вых.мшуb
Формируемая генератором 10 когерентная последовательность радиоимпульсов через вход 17 m,n-го ППМ 4 поступает на направленный ответвитель 24 и далее через устройство защиты 25 на вход МШУ 26. После усиления в МШУ 26 последовательность радиоимпульсов поступает на АЦП 27, представляющий собой квадратурный модулятор, где радиоимпульсы преобразуются в цифровую форму в виде составляющих I (m,n) и Q(m,n) и поступают на цифровой комплексный перемножитель 28, на второй вход которого от блока 29 поступают цифровые значения весовых коэффициентов:
д
где ϕ(m,n) дополнительный фазовый сдвиг, определяемый в соответствии с выражением (2).
вых
мшуb
вых
мшуb
д
вых.мшуb
вых.мшуb
В результате значения I. (m,n) и Q.(m,n) получают дополнительный фазовый сдвиг ϕ(m,n) и по волоконно-оптической линии связи (ВОЛС) 14 передаются в процессор 3, где осуществляются операции цифрового когерентного накопления отдельно I и Q(m,n), а также оценки значений накопленного за В импульсов цифрового сигнала и определения их средних значений
вх
мшуb
вх
мшуb
вх
мшуb
вх
мшуb
Затем эти цифровые сигналы поступают на блок 9 контроля ППМ, куда от генератора контрольного сигнала 10 поступают квадратурные составляющие входных сигналов МШУ I. и Q.. В блоке 9 контроля ППМ осуществляются операции цифрового когерентного накопления цифровых сигналов I. и Q., а также определения их средних значений , несущих информацию об амплитуде и фазе входного сигнала, подаваемого на МШУ 26 всех M×N ППM 4:
По средним значениям цифровых кодов входных и выходных сигналов МШУ 26 m,n-x ППМ 4 в блоке 9 определяются значения комплексных коэффициентов передачи МШУ  в соответствии с выражением:
где
Полученные значения  сравнивают в блоке 9 с их эталонным значением и их отличия учитывают при моделировании диаграммы направленности ЦАФАР 12 на прием в ЦВУ 7.
Техническая реализация предлагаемого способа может быть проиллюстрирована на примере устройства встроенного контроля характеристик ЦАФАР, изображенного на фигуре 1. В рассматриваемом примере ЦАФАР 12 с фидерным возбуждением состоит из излучателей 5, амплитуды и фазы возбуждения которых устанавливаются с помощью ППМ 4. Пример конструкции ППМ 4 представлен на фиг. 2.
Входящие в состав ППМ 4 циркуляторы 18, направленные ответвители 24 и устройства защиты 25 представляют собой типовые СВЧ-элементы [14-16].
кс.ус
кс.ум
кc.yм
кс.yм
Процессор 3 представляет собой вычислительное устройство, реализующее расчет требуемых фаз и амплитуд возбуждения излучателей 5 ЦАФАР 12 в соответствии с кодом требуемого углового положения ее луча, поступающим от ЦВУ 7. На основе этих данных блок 29 расчета весовых коэффициентов формирует значения W, определяемые в соответствие с выражением (1). Кроме того, процессор 3 запоминает поступающие от m,n-x ППМ 4 через многоканальное соединение 13 значения квадратурных составляющих входного контрольного сигнала УМ 21 m,n-го ППМ 4 I(m,n) иQ(m,n) и рассчитывает по формулам (4) и (5) значения U (m,n) и ϕ(m,n), которые являются составляющими комплексной амплитуды входного контрольного сигнала УМ 21 m,n-го ППМ 4. Цифровые коды этих величин отправляются в блок 9 контроля ППМ.
В штатном режиме функционирования РЛС процессором 3 по командам от ЦВУ 7 реализуется подача цифрового кода зондирующего сигнала, поступающего от синтезатора 1 через переключатель 2, на входы 13 передающих каналов всех M×N ППМ 4, а также суммирование цифровых сигналов, поступающих с выходов 14 ППМ 4 от их приемных каналов.
При оценке технического состояния ППМ 4 процессор 3 реализует следующие функции:
согласование M×N входов 13 ППМ 4 и подача цифрового контрольного сигнала на М×N ЦАП 20, т.е. в передающий канал каждого из M×N ППM 4;
кс.ум
кс.ум
кc.yм
кс.ум
запоминание поступающих через многоканальное соединение 13 значений I(m,n) и Q(m,n) и определение по формулам (4) и (5) значений U(m,n) и ϕ(m,n), цифровые коды которых отправляются в блок 9 контроля ППМ.
вых
мшуb
вых
мшуb
цифровое когерентное накопление отдельно I. и Q. от каждого из M×N ППM 4, определение их средних значений  в соответствии с выражениями (19) и отправка их в блок 9 контроля ППМ.
Блок 9 контроля ППМ представляет собой вычислительное устройство и реализует по командам, поступающим от ЦВУ 7 за пределами стробируемых участков дальности до наблюдаемых РЛС объектов наблюдения, следующие функции:
пот. доп
запоминание допустимых значений потребляемого m,n-ми ППМ 4 тока I;
пот.m,n
оцифровка и запоминание поступающих от источника питания значений величины тока I, потребляемого m,n-ми ППМ 4;
пот.
m,n
пот.доп
сравнение величины I. с допустимым значением I, а в случае если выполняется условие
то формирование команды на отключение питания от m,n-го ППМ, подаваемой на коммутатор 11, и отправление информации об этом на ЦВУ 7 для использования при расчетах диаграмм направленности ЦАФАР 12;
запоминание эталонного значения комплексного коэффициента передачи УМ  используемого при оценке необходимости коррекции расчета диаграмм направленности ЦАФАР на передачу;
кc.ум
кс
ум
запоминание цифровых кодов входных контрольных сигналов УМ 21 m,n-х ППМ 4 U(m, n) и ϕ.(m,n), поступающих от процессора 3;
вых.ум
вых
ум
запоминание цифровых кодов квадратурных составляющих выходных сигналов УМ 21 Q (m,n) и I. (m,n), поступающих от блока 23 преобразователей;
выx.yм
вых.ум
п.ум
ум
определение амплитуды U (m,n) и фазы ϕ (m,n) выходных сигналов УМ 21 m,n-x ППМ 4 в соответствии с (6)-(7), а также определение и запоминание модулей их комплексных коэффициентов передачи К (m,n) и фазовых сдвигов Δϕ(m,n) в соответствии с выражениями (8) и (9);
определение и запоминание комплексных коэффициентов передачи УМ 21 m,n-x ППМ 4  в соответствии с (10);
сравнение  всех M×N ППМ 4 с эталонным значением
п.ум
ум
и в случае если  отправление цифровых кодов значений К(m,n) и ϕ(m,n) в ЦВУ 7 для проведения расчета диаграмм направленности ЦАФАР 12 на передачу и оценке их характеристик;
запоминание допустимого значения комплексного коэффициента отражения  используемого при контроле технического состояния излучателей 5, которое вводится на предприятии-изготовителе на основе физического моделирования воздействий условий эксплуатации на излучатель 5;
отp
отр
запоминание значений квадратурных составляющих сигналов Q(m,n) и I(m,n), отраженных от излучателей 5, которые поступают с выходов 16 m,n-х ППМ 4 от блоков 23 преобразователей;
вых.ум
вых.ум
отp
отр
расчет и запоминание комплексных значений коэффициентов отражений  для всех m,n-x излучателей 5 ЦАФАР 12 в соответствии с выражениями (11)-(17), используя данные о квадратурных составляющих выходных сигналов блоков 23 m,n-x ППМ 4 Q(m,n), I (m,n), Q(m,n) и I(m,n);
сравнение величин  с их допустимым значением, , а в случае если выполняется условие
то формирование команды на отключение питания от m,n-го ППМ 4, подаваемой на коммутатор 11, и отправление информации об этом на ЦВУ 7 для использования при расчетах диаграмм направленности ЦАФАР 12 и оценке их характеристик;
запоминание эталонного значения комплексного коэффициента передачи МШУ , используемого при оценке необходимости коррекции расчета диаграмм направленности ЦАФАР на прием;
трансляция команды на генератор 10 для выработки контрольных сигналов, поступающих на приемные каналы m,n-x ППМ 4;
кс
мшуb
кс.мшуb
запоминание квадратурных составляющих когерентных цифровых сигналов I., Q поступающих от в блок 9 от генератора 10 контрольных сигналов;
кс
мшуb
кс.мшуb
цифровое когерентное накопление составляющих когерентных сигналов I. и Q, а также определение их средних значений в соответствии с выражениями (19);
вх.мшу
вх.мшу
определение значений амплитуды и фазы входных сигналов МШУ 26 U и ϕ в соответствии с выражениями (23) и (26);
вых.мшуb
вых.мшуb
цифровое когерентное накопление отдельно I (m,n) и Q(m,n) от каждого из M×N ППМ 4,
запоминание средних значений выходных сигналов МШУ 26 каждого из M×N ППМ 4  поступающих от процессора 3;
определение и запоминание комплексных коэффициентов передачи МШУ 26  всех М×N ППМ 4 в соответствии с (21);
сравнение  всех M×N ППМ 4 с эталонным значением
п.мшу
мшу
и в случае если  отправление цифровых кодов значений К(m,n) и ϕ(m,n) в ЦВУ 7 для проведения расчета диаграмм направленности ЦАФАР 12 на прием и оценки их характеристик;
Управление функционированием РЛС осуществляет ЦВУ 7. В штатном режиме она осуществляет синхронизацию всех устройств РЛС, а также первичную и вторичную обработку радиолокационной информации в соответствии с [13, с 372]. Функции ЦВУ 7 в режиме контроля характеристик ЦАФАР заключаются в следующем:
выработка команд на формирование контрольных сигналов для передающего и приемного каналов ППМ 4;
запоминание данных о комплексных коэффициентах передачи УМ 21 и МШУ26 всех M×M ППM 4 ЦАФАР 12, а также о токах потребления ППМ и о координатах (m,n)-х ППМ, от которых по командам от блока 9 отключено питание;
расчет диаграмм направленности ЦАФАР 12 на прием и передачу в соответствии с известным выражением [17]:
где А(m,n) - нормированная амплитуда возбуждения mn-то излучателя антенной решетки (т.е. модуль коэффициента передачи УМ 21 или МШУ 26);
уы
мшу
ϕ(m,n) - фаза возбуждения mn-го излучателя ЦАФАР (для выбранного направления излучения определяется ϕ или ϕ);  - угловые координаты требуемого углового положения луча (определяемые относительно нормали к плоскости антенной решетки, установленной из ее геометрического центра); Q - угловые координаты точки диаграммы направленности, в которой рассчитывается нормированное значение уровня сигнала, принимаемого (излучаемого) ЦАФАР.
При отключении питания от (m,n)-го ППМ в выражение (29) подставляется значение А(m,n)=0.
Преимущество предлагаемого способа по сравнению со способом -прототипом состоит в том, что определение коэффициентов передачи МШУ осуществляется для ожидаемых значений сигналов, поступающих на их вход, уровень которых для РЛС с крупноапертурной антенной решеткой, как показано в [9] гораздо ниже уровня внутренних шумов МШУ. Это обстоятельство позволяет значительно повысить достоверность контроля характеристик диаграммы направленности ЦАФАР, а значит и определение пеленгационной характеристики моноимпульсного измерителя угловых координат, и точности измерения угловых координат объектов наблюдения.
Отсутствие выносного зонда при контроле характеристик ЦАФАР позволит расширить область применения способа и реализовать его в мобильных РЛС, размещаемых на подвижных носителях (как воздушных, так и наземных).
Использование в качестве измерительных преобразователей многоразрядных АЦП для оценки амплитуды и фазы контролируемых сигналов позволит проводить измерения комплексных коэффициентов передачи усилителей мощностей всех ППМ и коэффициентов отражения от всех излучателей ЦАФАР по одному контрольному сигналу, подаваемому на их входы одновременно, а коэффициентов передачи малошумящих усилителей после подачи В сигналов на их входы, что позволит повысить оперативность измерительного контроля в M×N раз по сравнению со способом-прототипом и обеспечит возможность реализации предлагаемого способа в РЛС, предназначенных для сопровождения быстролетящих объектов наблюдения в условиях воздействия разрушающих и возмущающих дестабилизирующих факторов, требующих оперативного контроля характеристик ЦАФАР без выведения РЛС из штатного режима функционирования.
Источники информации, использованные при составлении заявки:
1. Авторское свидетельство СССР 1234789, G01R 29/10. 30.05.1986. Активная фазированная антенная решетка со встроенным контролем работоспособности.
2. Авторское свидетельство СССР 1666980, G01R 29/10. 30.07.1991. Активная фазированная антенная решетка со встроенным контролем работоспособности.
3. Патент США 3378846, H01Q 3/46. 16.04.1968. Method and apparatus for testing phased array antennas.
4. Авторское свидетельство СССР 1062621, МКИ G01R 29/10. 23.12.1983. Способ определения характеристик диаграммы направленности фазированной антенной решетки.
5. Заявка Япония 60-123107, МКИ H01Q 3/36. 01.07.1985. Antenna measuring method.
6. Патент Япония JP 2015029950 A. МКИ H01Q 3/36. 19.12.2018. Antenna calibration device and antenna calibration method.
7. Патент 2526891(Россия), МКИ G01R 29/10. 27.08.2014, Бюл. №24, Способ измерения характеристик диаграммы направленности активной/пассивной фазированной антенной решетки.
8. Голик A.M. и др. Патент 2511032 (Россия), МПК G01R 29/10. 10.04.2014, Бюл. №10, Способ встроенного контроля характеристик активной фазированной антенной решетки.
9. Шишов Ю.А., Вахлов М.Г. Динамический диапазон приемного модуля крупноапертурной цифровой антенной решетки // Радиотехника, 2018 г., №2, С. 94-102.
10. Данилов А. Современные промышленные датчики тока.  /«Современная электроника». - М.: СТА-ПРЕСС, Октябрь 2004 г., с. 26-35
11. Джоблин Д., Салви Ф., Мэдер П., Хардж Т., Бэгвин М. Датчики тока с цифровым выходом и сигма-дельта преобразованием Силовая электроника №4. 2016. С. 22-25.
12. Добычина Е.М. Цифровые антенные решетки бортовых радиоэлектронных систем. Дисс.докт.техн. наук. - М.: МАИ. 2019. - 297 с.
13. Радиоэлектронные системы: Основы построения и теория. Справочник./ Под ред. Я.Д. Ширмана. - М.Радиотехника, 2007. - 512 с.
14. Останков А.В., Щетинин Н.Н. Микрополосковые направленные ответвители УВЧ и СВЧ диапазонов. / Радиостроение №5, 2017, с. 1-37.
15. Ферритовые СВЧ-приборы. / АО "НПП "Исток" им. Шокина" циркулятор.: - URL: http://http://www.istokmw.ru/ferritovie-svch-pribori/.
16. Шипунова Н.В., Кручинин И.В., Орлов О.С. Устройства защиты входных цепей СВЧ-приемников на полупроводниковых диодах./ Физика волновых процессов и радиотехнические системы, №1. Т. 16. 2013 г. С. 94-97.
17. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решеток под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радио и связь, 1994. - 592 с.