БИПОЛЯРНО-ПОЛЕВОЙ МУЛЬТИДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
BIPOLAR-FIELD MULTIDIFFERENTIAL OPERATIONAL AMPLIFIER

Изобретение относится к области радиоэлектроники и может быть использовано в качестве прецизионного устройства усиления широкополосных сигналов.
В современной микроэлектронике находят применение так называемые мультидифференциальные операционные усилители (МОУ), обладающие (в сравнении с классическими ОУ) рядом неоспоримых преимуществ по схемам включения и их параметрам [1-17]. Сегодня МОУ реализуются на биполярных [1, 2] и полевых транзисторах [3-12], а также в виде гибридных схемотехнических решений, содержащих биполярные и полевые транзисторы с управляющим р-n переходом [13-16]. Последний подкласс МОУ при его реализации на основе технологии ОАО «Интеграл» (г. Минск) [17] отличается высокой радиационной стойкостью и, в этой связи, относится к достаточно перспективной элементной базе.
13
2
Однако для получения в таких МОУ повышенных коэффициентов усиления по напряжению при ограничениях на число основных каскадов (не больше двух) необходима специальная схемотехника, учитывающая ограничения биполярно-полевой технологии [17], которая обеспечивает радиационную стойкость микроэлектронных изделий до 1 Мрад и выдерживает поток нейтронов до 10 н./см.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является МОУ по патенту RU 2523124, фиг. 3. Он содержит (фиг. 1) первый 1 входной биполярный транзистор, база которого соединена с первым 2 входом устройства, эмиттер первого 1 входного биполярного транзистора связан с истоком первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, затвор которого соединен со вторым 4 входом устройства, второй 5 входной биполярный транзистор, база которого соединена с третьим 6 входом устройства, эмиттер второго 5 входного биполярного транзистора связан с истоком второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, затвор которого соединен с четвертым 8 входом устройства, токовое зеркало 9, согласованное с первой 10 шиной источника питания, выход которого подключен ко входу буферного усилителя 11, вторую 12 шину источника питания.
Существенный недостаток известного МОУ состоит в том, что из-за применения входных полевых транзисторов, которые характеризуются малой крутизной, в нем не обеспечиваются высокие значения коэффициента усиления по напряжению. Таким образом, МОУ-прототип с двухкаскадной архитектурой имеет ограниченные области использования.
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении коэффициента усиления по напряжению разомкнутого МОУ при сохранении высокой стабильности нулевого уровня (малых напряжениях смещения нуля).
Поставленная задача достигается тем, что в биполярно-полевом мультидифференциальном операционном усилителе фиг. 1, содержащем первый 1 входной биполярный транзистор, база которого соединена с первым 2 входом устройства, эмиттер первого 1 входного биполярного транзистора связан с истоком первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, затвор которого соединен со вторым 4 входом устройства, второй 5 входной биполярный транзистор, база которого соединена с третьим 6 входом устройства, эмиттер второго 5 входного биполярного транзистора связан с истоком второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, затвор которого соединен с четвертым 8 входом устройства, токовое зеркало 9, согласованное с первой 10 шиной источника питания, выход которого подключен ко входу буферного усилителя 11, вторую 12 шину источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - эмиттер первого 1 входного биполярного транзистора связан с истоком первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом через первый 13 дополнительный резистор, эмиттер второго 5 входного биполярного транзистора связан с истоком второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом через второй 14 дополнительный резистор, коллекторы первого 1 и второго 5 входных биполярных транзисторов связаны с первой 10 шиной источника питания, сток первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом связан с объединенными базами первого 15, второго 16 и третьего 17 дополнительных биполярных транзисторов, эмиттеры которых соединены со второй 12 шиной источника питания, причем между стоком первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом и второй 12 шиной источника питания включен первый 18 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник, сток второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом связан с объединенными базами четвертого 19, пятого 20 и шестого 21 дополнительных биполярных транзисторов, эмиттеры которых соединены со второй 12 шиной источника питания, причем между стоком второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом и второй 12 шиной источника питания включен второй 22 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник, коллекторы второго 16 и пятого 20 дополнительных биполярных транзисторов подключены к истоку первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, коллекторы третьего 17 и шестого 21 дополнительных биполярных транзисторов подключены к истоку второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, коллектор первого 15 дополнительного биполярного транзистора соединен со входом токового зеркала 9, а коллектор четвертого 19 дополнительного биполярного транзистора связан с выходом токового зеркала 9.
На чертеже фиг. 1 показана схема МОУ-прототипа, а на чертеже фиг. 2 - схема заявляемого устройства в соответствии с п. 1 формулы изобретения.
На чертеже фиг. 3 приведена схема заявляемого устройства в соответствии п. 2 формулы изобретения.
На чертеже фиг. 4 приведена схема заявляемого устройства фиг. 2 в среде PSpice на радиационно-зависимых моделях интегральных транзисторов АБМК_1_4 НПО «Интеграл» (г. Минск).
На чертеже фиг. 5 показаны амплитудно-частотные характеристики коэффициента усиления по напряжению операционного усилителя фиг. 4 без отрицательной обратной связи (верхний график) и с отрицательной обратной связью (нижний график).
На чертеже фиг. 6 приведена зависимость систематической составляющей напряжения смещения нуля схемы фиг. 4 при воздействии температуры и потока нейтронов.
На чертеже фиг. 7 приведена схема заявляемого устройства фиг. 3 в среде PSpice на радиационно-зависимых моделях интегральных транзисторов АБМК_1_4 НПО «Интеграл» (г. Минск) для случая его неинвертирующего включения в схеме со 100% отрицательной обратной связью, которая вводится на базу транзистора Q2. При этом для уменьшения выходного сопротивления в схеме предусмотрен буферный усилитель (Gain=1). В схеме также используется традиционная цепь коррекции АЧХ (конденсатор С1).
На чертеже фиг. 8 показаны амплитудно-частотные характеристики операционного усилителя фиг. 7 без отрицательной обратной связи и с отрицательной обратной связью (ООС).
На чертеже фиг. 9 приведена зависимость систематической составляющей напряжения смещения нуля схемы фиг. 7 при воздействии температуры и потока нейтронов при отсутствии разброса параметров элементов, а также идеальных токовом зеркале 9 и буферном усилителе 11.
Биполярно-полевой мультидифференциальный операционный усилитель фиг. 2 содержит первый 1 входной биполярный транзистор, база которого соединена с первым 2 входом устройства, эмиттер первого 1 входного биполярного транзистора связан с истоком первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, затвор которого соединен со вторым 4 входом устройства, второй 5 входной биполярный транзистор, база которого соединена с третьим 6 входом устройства, эмиттер второго 5 входного биполярного транзистора связан с истоком второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, затвор которого соединен с четвертым 8 входом устройства, токовое зеркало 9, согласованное с первой 10 шиной источника питания, выход которого подключен ко входу буферного усилителя 11, вторую 12 шину источника питания. При этом эмиттер первого 1 входного биполярного транзистора связан с истоком первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом через первый 13 дополнительный резистор, эмиттер второго 5 входного биполярного транзистора связан с истоком второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом через второй 14 дополнительный резистор, коллекторы первого 1 и второго 5 входных биполярных транзисторов связаны с первой 10 шиной источника питания, сток первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом связан с объединенными базами первого 15, второго 16 и третьего 17 дополнительных биполярных транзисторов, эмиттеры которых соединены со второй 12 шиной источника питания, причем между стоком первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом и второй 12 шиной источника питания включен первый 18 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник, сток второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом связан с объединенными базами четвертого 19, пятого 20 и шестого 21 дополнительных биполярных транзисторов, эмиттеры которых соединены со второй 12 шиной источника питания, причем между стоком второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом и второй 12 шиной источника питания включен второй 22 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник, коллекторы второго 16 и пятого 20 дополнительных биполярных транзисторов подключены к истоку первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, коллекторы третьего 17 и шестого 21 дополнительных биполярных транзисторов подключены к истоку второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом, коллектор первого 15 дополнительного биполярного транзистора соединен со входом токового зеркала 9, а коллектор четвертого 19 дополнительного биполярного транзистора связан с выходом токового зеркала 9.
Для уменьшения влияния напряжения Эрли первого 15 и четвертого 19 дополнительных биполярных транзисторов на напряжение смещения нуля Uсм МОУ в схему фиг. 2 вводится цепь смещения статического уровня 23, выполненная, например, на основе стабилитрона, резисторов или каких-либо источников опорного напряжения.
На чертеже фиг. 3, в соответствии с п. 2 формулы изобретения, сток первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом связан с объединенными базами первого 15, второго 16 и третьего 17 дополнительных биполярных транзисторов через эмиттерно-базовый переход первого 23 вспомогательного транзистора, коллектор которого соединен с первой 10 шиной источника питания, а эмиттер соединен со второй 12 шиной источника питания через первый 24 вспомогательный резистор, сток второго 7 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом связан с объединенными базами четвертого 19, пятого 20 и шестого 21 дополнительных биполярных транзисторов через эмиттерно-базовый переход второго 25 вспомогательного транзистора, коллектор которого связан с первой 10 шиной источника питания, а эмиттер соединен со второй 12 шиной источника питания через второй 26 вспомогательный резистор. Кроме этого, в схеме фиг. 3 предусмотрена традиционная цепь коррекции амплитудно-частотной характеристики 27 в виде корректирующего конденсатора Ск.
си
0
Рассмотрим работу МОУ фиг. 2 в статическом режиме для случая, когда все входы МОУ связаны с общей шиной. В этом включении МОУ эмиттерные токи первого 1 и второго 5 входных биполярных транзисторов зависят от сопротивлений первого 13 и второго 14 дополнительных резисторов, определяются геометрией первого 3 и второго 7 входных полевых транзисторов и зависят от величины их тока истока I=I. Для входной цепи МОУ можно записать следующее уравнение Кирхгофа:
эб.1
где U≈0,7В - статическое напряжение эмиттер-база транзистора 1;
- заданный уровень статического тока коллектора первого 15 и четвертого 19 дополнительных биполярных транзисторов;
0
I - ток первого 18 и второго 22 дополнительных токостабилизирующих двухполюсников;
сз
0
- напряжение затвор-исток первого 3 полевого транзистора с управляющим р-n переходом при токе стока, равном I=I.
эб.1
зи.3
0
В уравнении (1) известными величинами являются U≈0,7В, а также напряжение U при заданном токе I, которое определяется по стоко-затворной характеристике первого 3 (второго 7) входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом.
Таким образом, задаваясь величиной статического тока  первого 15 и четвертого 19 дополнительных биполярных транзисторов, из уравнения (1) можно найти необходимую величину сопротивлений первого 13 (второго 14) дополнительного резистора, при котором в схеме МОУ фиг. 2 устанавливается необходимый статический режим.
Для дифференциального входного сигнала МОУ переменные составляющие коллекторных токов третьего 17 и пятого 20 дополнительных биполярных транзисторов компенсируют друг друга в цепи истока первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом и не влияют на работу схемы. Поэтому общий коэффициент усиления МОУ фиг. 2, например, для входа 4, определяется произведением
y1
вх
где K - коэффициент передачи напряжения u со входа 2 МОУ в цепь стока первого 3 полевого транзистора с управляющим р-n переходом;
y2
K - коэффициент передачи напряжения от базы первого 15 дополнительного биполярного транзистора ко входу буферного усилителя 11;
y11
K≈1 - коэффициент передачи по напряжению буферного усилителя 11.
При этом
экв.сз
где R - эквивалентное сопротивление в цепи стока первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом;
ДК
S - крутизна преобразования напряжения на входе 2 в приращение тока стока первого 3 входного полевого транзистора с управляющим р-n переходом.
y2
Для K можно найти
э
э15
э19
где r=r=r - дифференциальное сопротивление эмиттерных переходов первого 15 и четвертого 19 дополнительных биполярных транзисторов;
экв.11
R - эквивалентное сопротивление во входной цепи буферного усилителя 11;
т
ϕ=26 мВ - температурный потенциал;
- статически ток коллектора первого 15 и четвертого 19 дополнительных биполярных транзисторов.
экв.сз
Эквивалентное сопротивление R определяется уравнением:
вых.3
где y - выходная проводимость первого 3 полевого транзистора с управляющим р-n переходом по цепи стока;
вх.15
вх.16
вх.17
y, y, y - входные проводимости по цепи базы первого 15, второго 16 и третьего 17 дополнительных биполярных транзисторов;
18
y - выходная проводимость первого 18 дополнительного токостабилизирующего двухполюсника.
Приближенно можно считать, что
15
16
17
где β=β≈β≈β - коэффициент усиления по току базы транзисторов 15, 16, 17;
т
ϕ=26 мВ - температурный потенциал;
- статический ток эмиттера транзисторов 15, 16, 17, 19, 20, 21.
Таким образом, общий коэффициент усиления МОУ
Анализ полученных выше уравнений показывает, что в заявляемом МОУ фиг. 2 коэффициент усиления по напряжению достигает значений 60-80 дБ. В схеме фиг. 3, соответствующей п. 2 формулы изобретения, этот параметр Ky принимает значение порядка 100 дБ, что достаточно для его многих применений. Данные выводы подтверждаются результатами компьютерного моделирования фиг. 5 и фиг. 8.
см
Таким образом, предлагаемый МОУ с двухкаскадной архитектурой имеет достаточно высокое усиление по напряжению (фиг. 8) - около 100 дБ и близкое к нулю напряжение смещения нуля (U) (фиг. 9) (при отсутствии разброса параметров элементов и идеальных токовом зеркале 9 и буферном усилителе 11).
Представленный выше расчет параметров и компьютерное моделирование позволяют сделать вывод о том, что предлагаемое устройство имеет существенные преимущества в сравнении с известным по коэффициенту усиления в разомкнутом включении и может найти широкое применение в прецизионных системах преобразования радиотехнических сигналов.
Источники информации
1. Патент WO 03/04328, фиг. 6.
2. Патентная заявка US 2008/0186091, фиг. 4.
3. Патент US 6469576, фиг. 2
4. Патент US 7205799, фиг. 4, фиг. 5.
5. A.c. СССР 537435, фиг.1.
6. Патент US 6388519, фиг. 36.
7. Патентная заявка US 2003/0006841, фиг. 1.
8. Патентная заявка US 2013/0099782, фиг. 2.
9. Патент US 6255807, фиг. 5.
10. Патент US 6400225, фиг. 3.
11. Патентная заявка US 2003/0132803, фиг. 7.
12. Патент US 6977526, фиг. 1.
13.Патент RU 2517699, фиг.3.
14. The main connection circuits of the radiation-hardened differential difference amplifier based on the bipolar and field effect technological process / N.N. Prokopenko, O.V. Dvomikov, N.V. Butyrlagin, A.V. Bugakova // 2014 12th International conference on actual problems of electronic instrument engineering (APEIE - 2014) proceedings in 7 Volumes; Novosibirsk, October 2-4, 2014. - Novosibirsk State Technical University. - Vol. 1. - P. 29-34 DOI: 10.1109 / APEIE.2014.7040870 (фиг. 2).
15. Крутчинский, С.Г. Входные каскады дифференциальных и мультидифференциальных операционных усилителей с высоким ослаблением синфазного напряжения [Текст] / С.Г. Крутчинский, А.Е. Титов, М.С. Цыбин // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем: Сборник трудов. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С. 537-542. - ISSN 2078-7707.
16. Прокопенко Н.Н., Дифференциальные и мультидифференциальные усилители в элементном базисе радиационно-стойкого техпроцесса АБМК_1.5 [Текст] / Прокопенко Н.Н., Серебряков А.И., Бутырлагин Н.В. // Известия ЮФУ. Технические науки. Тематический выпуск «Проблемы управления в топливно-энергетических комплексах и энергосберегающие технологии». 2014. - №5 (154). - С. 58-66.
17. Элементная база радиационно-стойких информационно-измерительных систем: монография / Н.Н. Прокопенко, О.В. Дворников, С.Г. Крутчинский; под общ. ред. д.т.н. проф. Н.Н. Прокопенко; ФГБОУ ВПО «Южно-Рос. гос. ун-т. экономики и сервиса». - Шахты: ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2011. - 208 с.
18. Основные свойства, параметры и базовые схемы включения мультидифференциальных операционных усилителей с высокоимпедансным узлом / Н.Н. Прокопенко, О.В. Дворников, П.С. Будяков // Электронная техника. Серия 2. Полупроводниковые приборы. Выпуск 2 (233), Москва, ОАО «Пульсар», 2014 г. С. 53-64.