УМЕНЬШЕНИЕ ОТНОШЕНИЯ ПИКОВОЙ К СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ ДЛЯ МОДУЛЯЦИИ QAM С СИГНАЛАМИ HD RADIO
REDUCTION OF PEAK TO AVERAGE POWER RATIO FOR QAM MODULATION WITH HD RADIO SIGNALS

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ
[0001] Это изобретение относится к обработке сигналов для радиочастотных сигналов, и, более конкретно, к обработке сигналов для уменьшения отношения пиковой к средней мощности (PAR) в квадратурно амплитудно модулированных (QAM) модулированных на основе ортогонального разделения частот (OFDM) радиочастотных сигналах.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
TM
[0002] Цифровое широковещание HD Radio является средой для обеспечения аудио цифрового качества, превосходящего существующие аналоговые форматы широковещания. Сигналы HD Radio как AM, так и FM могут передаваться в гибридном формате, где цифровым образом модулированный сигнал сосуществует с в текущее время передаваемым широковещательным образом аналоговым сигналом AM или FM, или в полностью цифровом формате без аналогового сигнала. Системы HD Radio передачи внутри полосы по каналу (IBOC) не требуют никаких новых спектральных назначений, так как каждый сигнал HD Radio одновременно передается внутри одной и той же спектральной маски существующего назначения канала AM или FM. Широковещание HD Radio IBOC способствует экономии спектра при обеспечении возможности вещательным компаниям обеспечивать аудио цифрового качества их существующей базе слушателей. Система цифрового широковещания HD Radio описана в патенте США, номер 6,549,544, который этим включается сюда по ссылке. Национальный комитет по радиосистемам, устанавливающая стандарты организация, финансируемая национальной ассоциацией вещательных компаний и ассоциацией потребительской электроники, принял стандарт IBOC, обозначенный NRSC-5C, раскрытие которого включается сюда по ссылке, который излагает требования для широковещания цифрового аудио и вспомогательных данных по каналам широковещания AM и FM. Копия стандарта может быть получена от NRSC по адресу http://www.nrscstandards.org.
[0003] Системы широковещания HD Radio используют набор мультиплексированных на основе ортогонального разделения частот (OFDM) поднесущих для передачи цифрового сигнала. Модуляция OFDM является хорошо известным способом, который модулирует вектор символов информации параллельно на множестве поднесущих, модулированных на разных равноотстоящих частотах, которые являются ортогональными друг к другу. Это обеспечивает, что разные поднесущие не создают помехи друг с другом при нормальных состояниях каналов. Модуляция OFDM проявила себя как эффективное средство для передачи по каналам, которые испытывают различные типы многолучевого и линейного искажения.
[0004] Хорошо известным недостатком OFDM является ее относительно высокое PAR. Для большого количества поднесущих, каждая комплексная размерность (синфазная компонента и квадратурная компонента) сигнала OFDM приближается к гауссовскому распределению. Это дает результатом функцию плотности вероятности (PDF) величины сигнала (квадратного корня из мощности), которая приближается к распределению Рэлея. Хотя распределение Рэлея теоретически имеет бесконечные пики, пик OFDM ограничен количеством параллельных поднесущих (например, 100, или 20 дБ), или более практически обычный пик может быть ограничен приблизительно 12 дБ, так как имеется малое искажение в усечении маловероятных хвостов (например, выше 12 дБ PAR) функции PDF Релея. Имеется оказание влияния на выход мощности усилителя высокой мощности (HPA), так как требуется большой откат мощности в работе, чтобы минимизировать пиковое искажение. Это пиковое искажение не только искажает (то есть, добавляет шум к) модуляции поднесущей, но происходит нежелательное внеполосное излучение вследствие искажения взаимной модуляции. Эту утечку, которая является наивысшей непосредственно вне предполагаемого спектрального размещения, может быть конкретно трудно подавлять с помощью фильтров после вывода HPA.
[0005] Было предложено несколько разных типов способов уменьшения PAR. Один способ уменьшения отношения пиковой к средней мощности описан в патенте США, номер 6,128,350, выданном 3 октября, 2000, и озаглавленном "Method And Apparatus For Reducing Peak-To-Average Power Ratio In Digital Broadcasting Systems". Другой способ уменьшения отношения пиковой к средней мощности описан в патенте США, номер 7,542,517, выданном 2 июня, 2009, и озаглавленном "Peak-To-Average Power Reduction For FM OFDM Transmission". Другой способ уменьшения отношения пиковой к средней мощности описан в патенте США, номер 8,798,196, выданном 5 августа, 2014, и озаглавленном "Peak-To-Average Power Ratio Reduction For Hybrid FM HD Radio Transmission". Патенты США, номер 6,128,350; 7,542,517; и 8,798,196 этим включаются сюда по ссылке. Однако эти способы уменьшения PAR не обращаются к уменьшению PAR, когда представляющий интерес сигнал включает в себя модуляцию QAM.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
[0006] В первом аспекте, изобретение обеспечивает способ, включающий в себя: (a) квадратурную амплитудную модуляцию сигнала, включающего в себя набор поднесущих, с набором данных, чтобы формировать вектор OFDM модулированного символа; (b) ограничение величины вектора модулированного символа, чтобы формировать первый ограниченный OFDM модулированный символ; (c) демодуляцию первого ограниченного OFDM модулированного символа, чтобы восстанавливать искаженные созвездия QAM; (d) ограничение точек в искаженных созвездиях QAM, восстановленных из первого ограниченного OFDM модулированного символа, чтобы формировать ограниченные созвездия QAM, при этом: точки в углах искаженных созвездий QAM ограничиваются как по синфазной компоненте, так и по квадратурной компоненте значениями, большими или равными первому минимальному порогу; точки вдоль краев (но не в углах) искаженных созвездий QAM ограничиваются либо по синфазной компоненте значениями, большими или равными второму минимальному пороговому значению, и по квадратурной компоненте первым предварительно определенным диапазоном значений на каждой стороне неискаженной точки созвездия, либо по квадратурной компоненте значениями, большими или равными третьему минимальному пороговому значению, и по синфазной компоненте вторым предварительно определенным диапазоном значений на каждой стороне неискаженной точки созвездия; и внутренние точки искаженных созвездий QAM ограничиваются как по синфазной компоненте или по квадратурной компоненте значениями, меньшими, чем или равными третьему предварительно определенному диапазону значений, на каждой стороне неискаженной точки созвездия; (e) модуляцию вектора символа OFDM с ограниченными созвездиями QAM, чтобы формировать модифицированный модулированный символ OFDM; и (f) вывод модифицированного модулированного символа OFDM.
[0007] В другом аспекте, изобретение обеспечивает передатчик, включающий в себя: модулятор, сконфигурированный с возможностью подвергать квадратурной амплитудной модуляции сигнал, включающий в себя набор поднесущих, с набором данных, чтобы формировать вектор OFDM модулированного символа; схему обработки, сконфигурированную с возможностью (a) ограничивать величину вектора модулированного символа, чтобы формировать первый ограниченный OFDM модулированный символ; (b) демодулировать первый ограниченный OFDM модулированный символ, чтобы восстанавливать искаженные созвездия QAM; (c) ограничивать точки в искаженных созвездиях QAM, восстановленных из первого ограниченного OFDM модулированного символа, чтобы формировать ограниченные созвездия QAM, при этом: точки в углах искаженных созвездий QAM ограничиваются как по синфазной компоненте, так и по квадратурной компоненте значениями, большими или равными первому минимальному порогу; точки вдоль краев (но не в углах) искаженных созвездий QAM ограничиваются либо по синфазной компоненте значениями, большими или равными второму минимальному пороговому значению, и по квадратурной компоненте первым предварительно определенным диапазоном значений на каждой стороне неискаженной точки созвездия, либо по квадратурной компоненте значениями, большими или равными третьему минимальному пороговому значению, и по синфазной компоненте вторым предварительно определенным диапазоном значений на каждой стороне неискаженной точки созвездия; и внутренние точки искаженных созвездий QAM ограничиваются как по синфазной компоненте или по квадратурной компоненте значениями, меньшими, чем или равными третьему предварительно определенному диапазону значений, на каждой стороне неискаженной точки созвездия; (d) модулировать вектор символа OFDM с ограниченными созвездиями QAM, чтобы формировать модифицированный модулированный символ OFDM; и (e) выводить модифицированный модулированный символ; и усилитель для усиления модифицированного модулированного символа OFDM.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
[0008] Фиг. 1 является упрощенной блок-схемой передатчика с уменьшением PAR.
[0009] Фиг. 2 является верхнеуровневой блок-схемой последовательности операций алгоритма уменьшения PAR.
[0010] Фиг. 3 является схематическим представлением сигнального созвездия 16-QAM FM.
[0011] Фиг. 4 является схематическим представлением сигнального созвездия 64-QAM FM.
[0012] Фиг. 5 является иллюстрирует гибридное сигнальное созвездие 64-QAM после 8 итераций.
[0013] Фиг. 6 показывает отношение пиковой к средней мощности FM для 8 итераций.
[0014] Фиг. 7 является схематическим представлением сигнального созвездия 16-QAM AM.
[0015] Фиг. 8 является схематическим представлением сигнального созвездия 64-QAM AM.
[0016] Фиг. 9 иллюстрирует сигнальное созвездие 64-QAM волновой формы уменьшенной полосы пропускания AM после 8 итераций.
[0017] Фиг. 10 показывает отношение пиковой к средней мощности для 8 итераций.
[0018] Фиг. 11 является схематической диаграммой, которая иллюстрирует способ регулировки основной несущей AM для содействия уменьшению PAR в полностью цифровой системе HD Radio.
[0019] Фиг. 12 является графиком спектра и маски шума полностью цифрового только базового сигнала AM.
[0020] Фиг. 13 является блок-схемой последовательности операций процесса итераций алгоритма уменьшения PAR.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
[0021] В одном аспекте, это изобретение относится к способу уменьшения отношения пиковой к средней мощности (PAR), применимому к сигналам QAM. Он является применимым к FM гибридным и полностью цифровым сигналам HD Radio, где QAM заменяет QPSK для некоторых или всех из поднесущих OFDM. Он также является применимым к AM гибридным или полностью цифровым сигналам HD Radio, но особенно полезным для полностью цифровых режимов AM. Раскрытые способы включают в себя несколько этапов, используемых в способе, описанном в патенте США 8,798,196. Однако раскрытые способы включают в себя один или более этапов для ограничения созвездий QAM, тогда как способ, описанный в патенте США 8,798,196, относится к ограничению созвездий QPSK.
[0022] Фиг. 1 является упрощенной функциональной блок-схемой системы передатчика 10, включающей в себя алгоритм уменьшения PAR, помещенный между модулятором OFDM и усилителем высокой мощности (HPA). Передатчик включает в себя генератор 12 символов, который формирует векторы данных символов OFDM, состоящие из групп QAM-кодированных бит, содержащих информацию, подлежащую передаче по множеству цифровым образом модулированных поднесущих. Эти символы передаются в модулятор 14 OFDM, который преобразует данные векторов в последовательность временной области из отсчетов сигналов. Модулированный вывод модулятора OFDM передается в качестве ввода в алгоритм 16 уменьшения PAR. Алгоритм уменьшения PAR уменьшает пики сигналов. Вывод 18 из алгоритма уменьшения PAR усиливается посредством усилителя 20 высокой мощности и формирует сигнал, подлежащий передаче с уменьшенным PAR в антенне 22.
[0023] Верхнеуровневая блок-схема последовательности операций основных этапов алгоритма уменьшения PAR для FM гибридной системы IBOC представлена на фиг. 2. Эта блок-схема последовательности операций начинается на блоке 30 и показывает операции ввода вектора символа OFDM, вплоть до вывода отсчетов сигнала временной области, модулированного и с уменьшенным PAR, для каждого символа OFDM. Блок 32 ввода вектора символа OFDM показывает, что ввод является вектором данных, содержащим биты для каждой активной поднесущей QAM для символа OFDM. Это может рассматриваться как представление частотной области для каждого элемента дискретизации FFT (поднесущей) до модуляции OFDM, где FFT преобразует блок комплексных сигналов временной области в элементы дискретизации комплексных частотных компонент, равномерно отделенные на полосе пропускания частоты дискретизации. Каждый активный элемент дискретизации представляется посредством комплексного числа для модуляции QAM на этом элементе дискретизации (поднесущей). Активные элементы дискретизации с намеренно уменьшенными уровнями сигнала могут масштабироваться в другие двоичные наборы уровней. Неактивные элементы дискретизации первоначально устанавливаются на нуль.
[0024] Блок 34 компенсации корректировки показывает необязательный этап компенсации корректировки. Когда линейное искажение (фильтрация) является существенным фактором на выходной цепи (выходе HPA) передатчика, тогда может использоваться компенсация корректировки, чтобы предварительно корректировать ввод в HPA. Компенсация корректировки использует вектор (такого же размера как входной вектор), содержащий обратное комплексного выходного усиления (линейного искажения) для каждой поднесущей. Комплексное усиление, ассоциированное с каждым элементом дискретизации, является комплексным числом, которое, в действительности, умножает (искажает) исходный комплексный частотный отсчет (элемент дискретизации). Каждый из элементов входного вектора умножается на каждый из соответствующего элемента вектора корректировки, чтобы обеспечивать скорректированный входной вектор данных символа.
[0025] Компенсация корректировки использует вектор (такого же размера как входной вектор символа OFDM), содержащий обратное значений (линейного искажения) комплексного выходного усиления для каждой поднесущей (активной или неактивной). Каждый из элементов входного вектора умножается на каждый из соответствующих элементов вектора корректировки, чтобы обеспечивать скорректированный входной вектор данных символа OFDM.
[0026] Блок 36 модуляции символа OFDM показывает, что входной вектор данных символа преобразуется в сигнал временной области для каждого символа OFDM. Это преобразование выполняется посредством обратного комплексного быстрого преобразования Фурье (IFFT), и затем циклический префикс с предварительно определенным защитным временем добавляется к концу выходного вектора до сужения концов символа с помощью корневой формы импульса Найквиста. Это защитное время, расширение циклического префикса, и оконная обработка используются, чтобы улучшать характеристику сигнала в присутствии помех за счет многолучевых путей, также как подавлять частотные боковые лепестки поднесущих, что дает результатом уменьшение внеполосных излучений.
[0027] Как модуляция, так и демодуляция используются в обработке уменьшения PAR из блока 38 из фиг. 2. Пример обработки в блоке 38 описывается на фиг. 12. Этапы OFDM модуляции и демодуляции в вышеизложенном алгоритме остаются неизменными, хотя результирующие отсчеты временной области символов OFDM являются до некоторой степени разными вследствие корректировки. Корректировка внутри алгоритма уменьшения PAR либо удаляется, либо восстанавливается на нескольких этапах в алгоритме, так что ограничения QAM, наложенные на векторы символов OFDM, не отменяют корректировку. Примеры алгоритмов компенсации корректировки и удаления описаны в патенте США, номер 8,798,196.
[0028] Блок 38 итераций алгоритма уменьшения PAR представляет алгоритмы, используемые в уменьшении PAR модулированного символа OFDM. Блок 40 вывода символа OFDM выводит отсчеты временной области сигнала OFDM с уменьшенным PAR. Затем обработка продолжается для последующих символов OFDM.
[0029] Способ уменьшения PAR FM, описанный в патенте США 8,798,196, включает в себя следующие этапы:
1. Усечение сигнала временной области;
2. Удаление аналогового сигнала (для гибридных сигналов);
3. Демодуляцию сигнала (с использованием окна/свертки/FFT);
4. Ограничение (например, наложение предела) сигнальных созвездий;
5. Применение спектральной маски шума (управляет внеполосными излучениями);
6. Повторную модуляцию и повторное применение аналогового сигнала (для гибридных сигналов); и
7. Осуществление итераций этапов 1-6.
[0030] Способ уменьшения PAR FM, описанный в патенте США 8,798,196, ограничивает искаженные созвездия QPSK. Однако способ уменьшения PAR FM, описанный в патенте США 8,798,196, не рассматривает сигналы, которые включают в себя модуляцию QAM. Для FM гибридных и FM полностью цифровых сигналов, использующих модуляцию QAM, необходим другой способ на этапе 4, чтобы ограничивать сигнальные созвездия.
[0031] Некоторые варианты осуществления включают в себя этапы 1 по 7, перечисленные выше, при этом этап ограничения осуществляется способом, подходящим для использования с сигналами, которые включают в себя модуляцию QAM. В одном варианте осуществления, уменьшение PAR QAM FM ограничивает созвездие QAM. Фиг. 3 является схематическим представлением сигнального созвездия 16-QAM FM. Фиг. 4 является схематическим представлением гибридного сигнального созвездия 64-QAM после 8 итераций. Для этого описания, точки созвездия QAM категоризируются на три типа: точки типа 1 располагаются во внешних углах созвездия; точки типа 2 располагаются на внешних краях созвездия (но исключают точки внешних углов); и точки типа 3 располагаются внутри созвездия.
[0032] Как показано на фиг. 3, для сигнального созвездия 16-QAM FM, в способе уменьшения PAR одного варианта осуществления, точки созвездия ограничиваются затененными или заштрихованными областями из фиг. 3. Угловые точки 50, 52, 54 и 56 созвездия (тип 1) ограничиваются как по синфазной компоненте, так и по квадратурной компоненте значениями, большими или равными первому минимальному порогу. Краевые точки 58, 60, 62 и 64 созвездия (тип 2) искаженных созвездий QAM ограничиваются по синфазной компоненте значениями, большими или равными второму минимальному пороговому значению, и по квадратурной компоненте первым предварительно определенным диапазоном значений на каждой стороне неискаженной точки созвездия. Краевые точки 66, 68, 70 и 72 созвездия (тип 2) ограничиваются по квадратурной компоненте значениями, большими или равными третьему минимальному пороговому значению, и по синфазной компоненте вторым предварительно определенным диапазоном значений на каждой стороне неискаженной точки созвездия. Внутренние точки 74, 76, 78 и 80 созвездия (тип 3) ограничиваются как по синфазной компоненте или по квадратурной компоненте значениями, меньшими, чем или равными третьему предварительно определенному диапазону значений, на каждой стороне неискаженной точки созвездия.
[0033] На фиг. 3, линии 82 и 84 представляют пороговые значения в синфазной компоненте точек созвездия, и линии 86 и 88 представляют пороговые значения квадратурной компоненты. Вертикальные высоты заштрихованных блоков для краевых точек 58, 60, 62 и 64 представляют диапазон значений. Горизонтальные ширины заштрихованных блоков для краевых точек 66, 68, 70 и 72 представляют диапазон значений. Горизонтальные ширины и вертикальные высоты заштрихованных блоков для внутренних точек представляют диапазон значений в синфазных и квадратурных компонентах, соответственно, для внутренних точек созвездия.
[0034] В способах уменьшения PAR, здесь описанных, точки созвездия типа 1 обрабатываются как QPSK из патента США 8,798,196. Точки созвездия типа 2 и 3 обрабатываются другим способом. Искажение ограничивается затененными областями из фигур. Опорные поднесущие восстанавливаются в исходные неискаженные входные значения.
[0035] Фиг. 4 является графиком спектра сигнала 64-QAM FM. Как на фиг. 3, точки созвездия включают в себя угловые точки, краевые точки и внутренние точки. Снова, точки созвездия ограничиваются затененными или заштрихованными областями из фигуры.
[0036] Фиг. 5 является графиком временной области FM гибридного сигнального созвездия 64-QAM после 8 итераций алгоритма уменьшения PAR. Фиг. 5 является примером ограниченных точек созвездия всех активных поднесущих QAM, охватывающих одно время символа OFDM.
[0037] Фиг. 6 показывает отношение пиковой к средней мощности FM в дБ для каждой из 8 итераций при 0.01% CCDF, где верхнее число является отношением средней мощности до обработки и нижнее число является отношением средней мощности после 8 итераций.
[0038] В других вариантах осуществления, это изобретение применяется к созвездиям QAM AM. Фиг. 7 является схематическим представлением сигнального созвездия 16-QAM AM. Фиг. 8 является схематическим представлением сигнального созвездия 64-QAM AM. Фиг. 7 и 8 являются такими же как фиг. 3 и 4, за исключением того, что фиг. 3 и 4 показывают созвездия FM, в то время как фиг. 7 и 8 показывают созвездия AM.
[0039] Фиг. 9 является схематическим представлением (только базового) сигнального созвездия 64-QAM полностью цифровой волновой формы уменьшенной цифровой полосы пропускания AM после 8 итераций алгоритма PAR.
[0040] Фиг. 10 показывает отношение пиковой к средней мощности в дБ после каждой из 8 итерации, с 0.01% CCDF, где верхнее число является отношением средней мощности до обработки и нижнее число является отношением средней мощности после 8 итераций.
[0041] Этап ограничения удаляет значительное искажение, введенное при усечении сигнала временной области. Искажение взаимной модуляции, вызываемое усечением, вводит шум (искажение) во все частотные элементы дискретизации вектора символа. Функция ограничения ограничивает компоненты искажения до приемлемых уровней. Это искажение не может полностью устраняться, так как это бы имело нежелательный эффект восстановления пиков назад в сигнал временной области. Вместо этого искажение модифицируется таким образом, чтобы минимизировать ухудшение в производительности демодуляции QAM, и подавлять внеполосные излучения до приемлемого уровня на основе предварительно определенного вектора маски внеполосных излучений. Эта обработка дает результатом частичное возобновление роста пиков сигнала временной области. Множество итераций имеют тенденцию к сходимости, чтобы минимизировать пики при ограничении составляющих взаимной модуляции до приемлемых уровней.
2
[0042] Созвездия QAM активных поднесущих ограничиваются, чтобы минимизировать ухудшение в характеристике BER (отношения битовых ошибок) приемника. В отсутствии шума и искажения, идеальное созвездие QAM состоит из комплексных точек созвездия. Точки созвездия расположены на сетке 4 на 4 для 16 QAM (см. фиг. 3 и фиг. 7), 8 на 8 для 64 QAM (см. фиг. 4 и фиг. 8), и 16 на 16 для 256 QAM. QAM также может рассматриваться как пара ортогональных сигналов ASK, где каждая из комплексных размерностей ASK переносит log размера этой размерности.
2
[0043] Например, 16 QAM имеет log(4)=2 бит для каждой размерности, или 4 бита для комплексного созвездия 16 QAM. Алгоритм уменьшения PAR, в частности, усечение, добавляет шум к точкам созвездия. Битовая ошибка происходит, когда этот аддитивный шум вызывает результатом пересечение границы решения к другой точке сетки. Канал добавляет больше шума к принятому сигналу и характеристика BER является функцией допустимого предела переданного сигнала. Даже с прямой коррекцией ошибок (FEC), улучшающей выходное BER в приемнике, характеристика ухудшается за счет битов кода, которые уменьшают допустимый предел. Поэтому описанные алгоритмы уменьшения PAR ограничивают потери в допустимом пределе до приемлемого уровня.
[0044] Как показано на фиг. 3, фиг. 4, фиг. 7, и фиг. 8, имеется три типа точек сигнального созвездия QAM. Точки созвездия типа 1 находятся в углах. Шум, оказывающий влияние на внешние угловые точки созвездия, ограничивается аналогичным образом, как осуществляется обработка для QPSK (см. патент США 8,798,196). Точки созвездия типа 2 являются неугловыми точками на внешних краях. Точки созвездия типа 2 ограничиваются только в соответствующей размерности. Это ограничение имеет эффект минимизации потерь допустимого предела наихудшего случая для любого конкретного бита, при вызывании только умеренного возобновления роста сигнала пиков в сигнале временной области.
[0045] Точки созвездия типа 3 находятся во внутренней части созвездия. Шум, оказывающий влияние на внутренние точки созвездия, ограничивается прямоугольником вокруг неискаженной точки созвездия.
[0046] Полностью цифровой сигнал AM является специальным случаем, где основная несущая также может модулироваться, чтобы способствовать в устранении пиков. Может использоваться алгоритм управления с обратной связью, чтобы поддерживать постоянный средний уровень основной несущей при осуществлении время от времени компенсации символов с более высокими, чем средние пиками.
[0047] Варианты осуществления уменьшения PAR AM также ограничивают созвездие QAM. Точки созвездия типа 1 обрабатываются таким же способом как для QPSK в патенте США 8,798,196. Точки созвездия типа 2 и 3 обрабатываются другим образом. Искажение должно ограничиваться затененными областями из фигур. Символы обучения AM (точки созвездия) и BPSK-модулированные поднесущие восстанавливаются в их исходные неискаженные значения. Мнимое (Q компонента) искажение удаляется из основной несущей AM.
[0048] Для AM гибридных и полностью цифровых сигналов, обеспечиваются следующие новые признаки: (1) ограничение созвездия QAM (с использованием другого способа, нежели для QPSK), что включает в себя восстановление символов обучения и поднесущих BPSK в исходные неискаженные значения и удаление мнимого (Q компонента) искажения из основной несущей AM после уменьшения PAR; и (2) уменьшение пиков временной области посредством регулировки амплитуды основной несущей, при этом формирование импульсов символов основной несущей удерживает регулировки амплитуды ортогональными к другим поднесущим; и поддерживается постоянная средняя амплитуда основной несущей.
[0049] Фиг. 11 является схематической диаграммой, которая иллюстрирует способ регулировки основной несущей AM, чтобы способствовать уменьшению PAR. Обеспечен контур обратной связи, чтобы поддерживать среднюю амплитуду основной несущей.
[0050] В примере из фиг. 11, алгоритм 100 уменьшения PAR AM принимает входной вектор созвездия для каждого символа, на индексе k, на линии 102, и выводит сигнал с уменьшенным PAR временной области на линии 104. Основная несущая AM также вводится на линии 106. Сигнал обратной связи на линии 108 добавляется к сигналу на линии 106 в модуле 110 сложения. Алгоритм уменьшения PAR AM выводит реальные компоненты основной несущей AM на линии 112. Сигнал на линии 112 является PAR-модифицированной амплитудой основной несущей, которая вычитается из сигнала на линии 106 в модуле 114 комбинирования. Результирующий сигнал усиливается посредством усилителя 116 и передается в модуль 118 сложения. Вывод из модуля 118 сложения задерживается посредством задержки 120 и обеспечивается по обратной связи в модуль сложения, который формирует сигнал обратной связи на линии 108. Результирующая амплитуда основной несущей выводится на линии 112. Хотя эта амплитуда может изменяться от символа к символу вследствие алгоритма уменьшения PAR, средняя амплитуда соответствует фиксированной входной амплитуде на линии 106 сигналов. Эффект состоит в том, чтобы временно уменьшать амплитуду основной несущей на символах, где PAR выше, чем среднее, но увеличивать амплитуду основной несущей на символах, где PAR является более низким. Механизм обратной связи поддерживает среднюю амплитуду.
[0051] Операция усечения оказывает влияние на частоту. Усечение вводит искажение взаимной модуляции, которое разбрасывается по полосе пропускания Найквиста (полоса пропускания Найквиста равняется частоте комплексных отсчетов) сигнала. Активные поднесущие, несущие QAM-модулированные данные ограничиваются, как здесь описано. Это искажение взаимной модуляции на неактивных поднесущих ограничивается посредством применения маски шума, которая также управляет внеполосными излучениями. Это описывается подробно в патенте США 8,798,196, также как в описании ниже. Однако имеется специальный случай в полностью цифровом только базовом режиме AM, который требует специального рассмотрения. Спектральный график полностью цифрового только базового сигнала AM показан на фиг. 12. Базовые поднесущие располагаются в спектре ±5 кГц от центральной основной несущей. Это является верхней плоской частью графика из фиг. 12, где цифровые поднесущие установлены на -15 дБн (по отношению к основной несущей). Отметим, что маска -30 дБн применяется в спектре 5 кГц до 10 кГц от основной несущей. Эта маска обычно применяется к QAM-модулированным цифровым поднесущим, которые располагаются в этих боковых полосах, если данные расширения передавались в базовом плюс расширяющем режиме. Но, так как в этом случае передается только базовый, боковые полосы 5 кГц до 10 кГц являются неактивными, и вместо этого применяется маска шума. Можно ожидать, что маска шума устанавливается ниже, чтобы уменьшать размещение сигнала для более хорошего управления помехами смежных каналов. Однако является предпочтительным обеспечивать возможность, чтобы шум взаимной модуляции располагался здесь вместо активных поднесущих. Это из-за того, что более хорошее уменьшение PAR может достигаться посредством разрешения большего искажения взаимной модуляции. Маска в этих боковых полосах может регулироваться на уровень, который является разумным компромиссом между помехами и эффективностью уменьшения PAR.
[0052] В одном аспекте, изобретение относится к способу обработки сигналов, направленному на уменьшение отношения пиковой к средней мощности (PAR) в QAM-модулированных OFDM радиочастотных сигналах. Этот способ предлагает улучшенную производительность для уменьшения PAR при управлении нежелательными внеполосными излучениями. Он также может включать в себя корректировку внутри алгоритма уменьшения PAR, чтобы компенсировать эффекты подобного линейному фильтру искажения, вызываемого выходной цепью усилителя высокой мощности (HPA), также как частичную компенсацию нелинейного сжатия сигналов и преобразования амплитудной модуляции/фазовой модуляции (AM/PM) ниже пиков сигнала с уменьшенным PAR. Этот способ может обеспечивать эффективную схему для уменьшения PAR электронных сигналов, использующих OFDM, как, например, систем HD Radio FM.
[0053] В обработке, проиллюстрированной на фиг. 13, имеется 6 типов векторов символов в целом. Имеются векторы символов как частотной области, так и временной области для каждого символа OFDM, символа FM, и гибридного символа (то есть, комбинированного OFDM и FM). В последующем описании признак "вектор" используется, чтобы подразумевать частотную область, и признаки "модулированный символ" используются для временной области.
[0054] В частности, величинами символов частотной и временной области являются: вектор символа OFDM (частотная область); модулированный символ OFDM (временная область); вектор символа FM (частотная область); модулированный символ FM (временная область); вектор гибридного символа (частотная область); и модулированный гибридный символ (временная область).
[0055] В одном варианте осуществления, изобретение обеспечивает способ и устройство, которое использует гибридный алгоритм уменьшения PAR, чтобы размещать аналоговый сигнал FM в гибридной радиосистеме IBOC. Ввод на фиг. 13 является последовательностью модулированных символов OFDM, в то время как вывод является версией этих символов с уменьшенным PAR. Этот итеративный алгоритм уменьшает PAR символа при ограничении искажения (вектора символа) частотной области и внеполосных излучений на приемлемых уровнях. После некоторых итераций, алгоритм сходится к приемлемому компромиссному PAR при ограничении искажения на приемлемых уровнях.
[0056] Блок-схема последовательности операций из фиг. 13 начинается на блоке 172 с гибридным сигналом IBOC FM, включающим в себя множество символов. В блоке 172 начинаются два пути, один путь для отсчетов временной области модулированного символа OFDM, и другой путь для соответствующих отсчетов модулированного символа FM. В одном примере, эти символы обычно включают в себя 2160 комплексных отсчетов временной области, каждый. Этот алгоритм обрабатывает один период символа за один раз. Следующий символ требует другого исполнения этого алгоритма, и так далее.
[0057] Следующий модулированный символ OFDM является как входом, так и выходом блока 176. Он просто показывает, что алгоритм обрабатывает следующий модулированный символ OFDM. Если модулированный символ OFDM не является напрямую доступным во временной области, то модулированный символ OFDM может выводиться из вектора символа OFDM частотной области (см. блок 38 из фиг. 2) посредством IFFT с модуляцией OFDM, как было описано ранее. Вектор символа OFDM может рассматриваться как представление частотной области для каждого элемента дискретизации FFT (поднесущей) до модуляции OFDM, состоящее из синфазных и квадратурных значений QPSK и/или QAM для активных поднесущих, также как некоторых значений "шума" в неактивных поднесущих.
[0058] Следующий модулированный символ FM из блока 178 является вектором отсчетов аналогового сигнала временной области FM, соответствующим во времени отсчетам модулированного символа OFDM. Модулированный символ FM из блока 178 масштабируется по амплитуде в блоке 180, чтобы обеспечивать должное отношение аналоговых и цифровых сигналов. Блок 194 демодулирует модулированный символ FM с использованием такой же демодуляции, как применялась к символам OFDM. Вывод демодуляции является вектором символа FM частотной области. Это осуществляется, чтобы обеспечивать возможность более позднего вычитания частотной области вектора символа FM из обработанного вектора гибридного символа.
[0059] Модулированный символ OFDM и модулированный символ FM комбинируются в блоке 182, чтобы формировать модулированный гибридный символ.
[0060] Блок 184 определяет, завершена ли последняя итерация алгоритма уменьшения PAR, и либо продолжает другую итерацию, либо выводит модулированный гибридный символ. Условие "завершен" может определяться просто посредством подсчета фиксированного количества итераций, хотя является возможным использовать некоторую другую метрику, такую как фактическое PAR для этой итерации. Большая часть возможного уменьшения PAR совершается в пределах 8 итераций.
[0061] Вектор модулированного символа FM масштабируется, как показано в блоке 180, и комбинируется с вектором модулированного символа OFDM в точке 182 суммирования. Алгоритм обрабатывает отсчеты аналогового сигнала FM, которые охватывают каждый цифровой символ. В одном примере, они оба являются векторами из 2160 комплексных отсчетов в расчете на символ при частоте дискретизации, равной 744,187.5 Гц. Для целей этого описания, символы, которые выводятся из точки 82 суммирования, упоминаются как модулированные гибридные символы.
[0062] В блоке 184 выполняется тест, чтобы определить, завершен ли алгоритм уменьшения PAR. Если это так, модулированный гибридный символ выводится на линии 174. Если нет, выполняется итерация алгоритма.
[0063] Величины модулированных гибридных символов усекаются, как показано в блоке 186. Блок 186 усечения величин сигналов представляет функцию, которая усекает (ограничивает) величину комплексных отсчетов символа OFDM временной области (модулированного гибридного символа) на предварительно определенное значение. Фаза каждого отсчета сохраняется. Уменьшение отношения пиковой к средней мощности выполняется посредством итеративного усечения пиков и другой обработки сигналов, чтобы исправлять эффекты искажения и нежелательные спектральные излучения. Итеративная обработка исправления частично восстанавливает пик, но пик постепенно уменьшается с каждой итерацией. "Оптимальный" уровень усечения для полностью цифрового сигнала IBOC был эмпирически установлен на 1.5 раза (или 3.52 дБ) напряжения среднего уровня огибающей. Этот "оптимальный" уровень предлагает наилучшее уменьшение пиков по продолжительности итераций, в то время как нежелательные побочные продукты, исправляемые на каждой итерации, удовлетворяют требованиям к целостности сигнала и внеполосному излучению.
[0064] Для удобства, номинальное значение RMS входных комплексных OFDM отсчетов сигналов временной области масштабируется к единице. Отсчеты с величинами ниже 1.5 не затрагиваются; однако отсчеты выше величины 1.5 устанавливаются на 1.5 при сохранении фазы входного отсчета. Обнаружение отсчетов выше уровня усечения может выполняться с использованием отсчетов с возведенной в квадрат величиной, чтобы минимизировать вычисления квадратного корня.
[0065] Хотя для усечения могут использоваться как мягкие, так и жесткие функции ограничения, жесткая функция ограничения показала как простая и эффективная для этого примера. Если ожидается, что окончательный сигнал временной области с уменьшенным PAR, применяемый к HPA все еще испытывает некоторое сжатие в этих уменьшенных пиках, то мягкое усечение или моделирование сжатия HPA должно включаться в эту обработку усечения. Посредством включения сюда этого дополнительного сжатия HPA, итерации PAR будут уменьшать эффекты этого искажения.
[0066] Уровень усечения для гибридного сигнала зависит от относительных уровней цифровых и аналоговых компонент. Так как аналоговый сигнал FM имеет PAR, равное 1 (или 0 дБ), уровень усечения только аналогового сигнала будет единицей; таким образом, не будет необходимости усечения. Уровень усечения для гибридного сигнала зависит от относительных уровней цифровых и аналоговых компонент. Является желательным устанавливать этот уровень усечения на основе произвольного аналого-цифрового отношения.
fm
fm
[0067] Алгоритм нормализует цифровую часть сигнала на единичную мощность (возведенное в квадрат напряжение), затем добавляет аналоговый сигнал FM на требуемом относительном уровне. Предполагается, что аналоговый сигнал является комплексной экспонентой базовой полосы с единичной мощностью (величина=1), который масштабируется посредством переменной scale, чтобы достигать требуемого аналого-цифрового отношения. Интуитивно, выражение для установки уровня усечения должно асимптотически приближаться к 1.5 по мере того, как аналоговый сигнал становится очень малым по сравнению с цифровой компонентой. Аналогично, уровень усечения должен асимптотически приближаться к scale по мере того, как цифровой сигнал становится очень малым по сравнению с аналоговым.
n
[0068] Также устанавливается отрицательный порог усечения. Некоторые усилители HPA гибридных сигналов имеют трудности размещения сигналов, когда огибающая сигнала приближается к нулю, или становится малой (отрицательные дБ). По этой причине, также устанавливается отрицательный (dB) уровень усечения. Отрицательное усечение ограничивает величину s (отрицательную в дБ) ниже значения сигнала RMS. Этот уровень зависит от фактического HPA, и не всегда необходим. Однако было обнаружено, что отрицательный уровень усечения, равный -3 дБ (или величине 0.707) может размещаться алгоритмом уменьшения PAR без значительного компромисса в отношении других параметров производительности. Таким образом, может быть благоразумным установить устанавливаемый по умолчанию отрицательный уровень усечения величины, равный -3 дБ (или величине 0.707), который может регулироваться для любого конкретного требования к HPA.
[0069] Далее символ OFDM демодулируется, как показано в блоке 188. Обработка демодуляции в этом блоке является обратной обработке модуляции символа OFDM, описанной ранее. Этапы демодуляции включают в себя взвешивание и свертку концов (циклический префикс) времени символа, затем вычисление FFT, чтобы обеспечивать до некоторой степени искаженную версию входного вектора данных символа.
[0070] Если необязательная компенсация корректировки частотной области была выполнена на предыдущем этапе, то эта корректировка должна временно удаляться для некоторых из следующих этапов алгоритма в этой итерации.
[0071] Блок 90 удаления корректировки (если компенсация корректировки активна) показывает, что если необязательная компенсация корректировки частотной области была выполнена, то эта корректировка должна временно удаляться для некоторых из следующих этапов алгоритма в этой итерации. Вектор, используемый для удаления корректировки, является аналогичным исходному вектору корректировки, но все элементы являются обратными исходного вектора корректировки.
[0072] Блок 92 ограничения созвездий QAM удаляет значительное искажение, введенное предыдущей обработкой усечения сигналов. Искажение взаимной модуляции, вызываемое усечением, вводит шум (искажение) во все частотные элементы дискретизации вектора символа. Эта функция ограничивает компоненты искажения до приемлемых уровней. Это искажение не может полностью устраняться, так как это бы имело нежелательный эффект восстановления пиков назад в сигнал временной области. Вместо этого искажение модифицируется таким образом, чтобы минимизировать ухудшение в производительности демодуляции QAM, и подавлять внеполосные излучения до приемлемого уровня на основе предварительно определенного вектора маски внеполосных излучений. Эта обработка дает результатом частичное возобновление роста пиков сигнала временной области. Множество итераций имеют тенденцию к сходимости, чтобы минимизировать пики при ограничении составляющих взаимной модуляции до приемлемых уровней.
[0073] Неактивные поднесущие также ограничиваются для подавления внеполосных излучений внутри приемлемого предварительно определенного уровня маски. Маска внеполосного излучения является вектором такого же размера, что и вектор символа OFDM, где неактивные поднесущие ассоциированы с максимальной величиной маски, определенной для каждой неактивной поднесущей. Неактивные поднесущие для каждого вектора символа OFDM ограничиваются, чтобы не превосходили значение величины маски (или возведенную в квадрат величину для вычислительной эффективности). Каждая поднесущая (элемент дискретизации FFT) не затрагивается, когда ее значение ниже маски. Когда элемент дискретизации превосходит маску, величина ограничивается уровнем маски при сохранении фазы элемента дискретизации. Следующий алгоритм достигает это ограничение маски:
[0074] Модулированный символ FM демодулируется, как показано в блоке 94, и удаляется (то есть, вычитается) из ограниченного созвездия QAM, как показано в точке 96 вычитания. Блоки 88 и 94 показывают "демодуляция символа OFDM". Хотя блок 94 фактически обрабатывает модулированный символ FM, он демодулируется, как если бы он был символом OFDM, так что его эффекты могут обрабатываться в частотной области на векторе символа OFDM.
[0075] Сложение (блок 182) модулированного символа FM с модулированным символом OFDM и более позднее вычитание (блок 196) вектора символа FM являются существенными элементами этого способа. Во-первых, добавление модулированного символа FM обеспечивает возможность осуществления для комбинированного модулированного гибридного символа уменьшения PAR (усечения). Последующая демодуляция OFDM в блоке 188 включает в себя эффекты помех модулированного символа FM; однако эти эффекты помех устраняются в блоке 182 ограничения созвездий QAM. Поэтому, этот способ устраняет аналого-цифровые основные помехи, вызываемые расширением полосы пропускания FM за ±.100 кГц. Во-вторых, вычитание вектора символа FM (блок 196) обеспечивает возможность последующего подавления (блок 98 применения маски на неактивных поднесущих) составляющих взаимной модуляции вследствие усечения. Если бы вектор символа FM не был удален, то было бы непрактичным обрабатывать составляющие взаимной модуляции, которые лежат далеко ниже спектра сигнала FM. Поэтому, этот способ также уменьшает цифровые-FM помехи, или искажение взаимной модуляции для сигнала FM вследствие усечения.
[0076] После того, как сигнал OFDM демодулируется и удаляется из ограниченного созвездия QPSK, в блоке 98 к неактивным поднесущим применяется маска, и корректировка восстанавливается в блоке 200.
[0077] Блок 200 восстановления корректировки (если компенсация корректировки является активной) показывает, что если необязательная компенсация корректировки частотной области была выполнена на предыдущем этапе, то эта корректировка должна восстанавливаться, так как она была удалена на предыдущем этапе.
[0078] Затем символ OFDM модулируется и нормализуется в блоке 202 и используется для следующей итерации алгоритма. Этот блок преобразует входной вектор данных символа в сигнал временной области для каждого символа OFDM.
[0079] Дополнительные подробности этапов, проиллюстрированных на фиг. 13, описаны в патенте США 8,798,196.
[0080] В то время как настоящее изобретение было описано в терминах нескольких вариантов осуществления, специалистам в данной области техники должно быть ясно, что могут делаться различные изменения для раскрытых вариантов осуществления без отхода от объема изобретения, как изложено в последующей формуле изобретения.