СПОСОБ ФАЗИРОВАНИЯ РАДИОСИГНАЛОВ
METHOD OF PHASING RADIO SIGNALS

пр
пр
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации. Известен способ создания двухчастотного радиосигнала (А.И. Леонов, К.И. Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984 [1]), составляющие которого смещены друг относительно друга на величину, равную первой промежуточной частоте радиолокационной станции (РЛС). При определенных условиях воздействия на выходе смесителя, находящегося в режиме прямого детектирования поступающих радиоколебаний, образуется сигнал промежуточной частоты, искажающий пеленгационную характеристику РЛС, что затрудняет или делает недоступным слежение за целью. По известному способу для его реализации производится симметричный сдвиг частоты принятых от РЛС колебаний на величину, ±ω/2, где ω - промежуточная частота РЛС. Имеется ряд недостатков известного способа. К ним относятся требование значительных превышений мощности двухчастотного сигнала над отраженным, наличие "застывших" полуустойчивых или даже сохранение устойчивых нулей пеленгационной характеристики, которые захватываются следящей системой РЛС и делают двухчастотный сигнал неэффективным.
Известен способ фазирования радиосигналов, излучаемых из двух разнесенных точек пространства (Теоретические основы радиолокации. Под ред. В.Е. Дулевича. М.: Соврадио, 1978 [2]). При определенной разности фаз и примерно одинаковых амплитудах сигналов в раскрыве приемной антенны РЛС возникает фазовая неоднородность, а вместо сферического фронта волны в направлении на цель происходит его угловое смещение, причем сама диаграмма направленности приемной антенны приобретает в узком секторе многолепестковый характер. При этом резко снижается точность пеленгования цели. В случае размещения источников излучения на движущейся цели необходимо обеспечить строгую фазировку колебаний в точке приема РЛС, что сопряжено с трудностями, связанными с непрерывным изменением разности фаз сигналов из-за движения носителя. Для преодоления указанных трудностей предлагается применение так называемого принципа перекрестной ретрансляции, когда принятые в разнесенных точках движущегося объекта сигналы РЛС перекрестно передаются в соседние точки, где излучаются [3]. Однако реализация перекрестной ретрансляции наталкивается на препятствия, которые состоят в следующем. Во-первых, при ретрансляции радиосигналов необходимо обеспечить их усиление, вследствие чего возникает проблема развязок, которая далека от разрешения, а также проблема самовозбуждения. Во-вторых, в один из каналов ретрансляции необходимо ввести с высокой точностью сдвиг по фазе без ухудшения параметров ретрансляции, что в широком диапазоне несущих частот вызывает значительные технические трудности. В-третьих, принцип перекрестной ретрансляции перестает работать при пространственном разносе передающей и приемной антенн РЛС ввиду различия в путях прохождения волны.
Технический результат предлагаемого решения состоит в повышении эффективности фазирования радиосигналов при их воздействии на РЛС с селекцией по скорости. Сюда входит снижение паразитной расфазировки за счет движения носителя, ослабление влияния отраженного сигнала, разрушающего полезный эффект, повышение угла раскачки антенны РЛС вследствие особенностей двухчастотного сигнала, возможность фазирования при разносе передающей и приемной антенн РЛС.
<mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>k</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mo>)</mo></mrow><mfrac bevelled="true"><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>+</mo><mi>Δ</mi><mi>ω</mi><mo>≺</mo><mi>δ</mi><mo>≺</mo><mi>k</mi><mfrac bevelled="true"><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>−</mo><mi>Δ</mi><mi>ω</mi><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mi>k</mi><mo>=</mo><mn>1,2,3,4</mn><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo></mrow>
Этот результат достигается тем, что разветвляют принятые от РЛС колебания на две составляющих, генерируют напряжение переменной частоты, полученным напряжением модулируют первую составляющую разветвленного колебания по фазе, при этом частоту этой составляющей меняют в сторону увеличения ("увод вверх") или уменьшения ("увод вниз") от частоты принятых колебаний до величины, соответствующей выбранной ложной доплеровской частоте, промодулированные колебания делят по мощности, генерируют напряжение частоты δ, удовлетворяющей неравенству
пр
где Δω - полоса пропускания по первой промежуточной частоте РЛС, формируют из первого поделенного колебания первую верхнюю и первую нижнюю компоненты двухчастотного сигнала путем сдвига по частоте на величину δ, из второго поделенного колебания формируют вторую верхнюю и вторую нижнюю компоненты двухчастотного сигнала путем сдвига по частоте на величину |δ+ω|, светвляют раздельно верхние и раздельно нижние компоненты двухчастотного сигнала, генерируют напряжение типа меандр с частотой, превышающей полосу пропускания селектора РЛС, поочередно с частотой меандра излучают верхние и нижние компоненты светвленного сигнала из разнесенных точек объекта, при этом меняют амплитуду одного из излучаемых сигналов относительно другого, а из второй составляющей разветвленного колебания формируют шумовую компоненту путем фазовой модуляции узкополосным шумом и излучают из третьей точки объекта.
Высокая эффективность фазирования имеет место в том случае, когда излучаемые из разнесенных точек сигналы создают на входе приемной антенны РЛС когерентные колебания при определенном соотношении амплитуд и с заданной разностью фаз. Основные причины возникновения паразитной расфазировки состоят в следующем: движение объекта, нарушение когерентности, вызванное изменением параметров сигнала и динамики движения, действие отраженного сигнала, искажения при паразитном гетеродинировании, разнос передающей и приемной антенн РЛС. Для устранения расфазировки и повышения эффективности фазирования в настоящем техническом решении предлагается: излучение из каждой точки парных сигналов, поочередное включение сигналов, расстановку частот в спектре, обеспечивающую автоматическое сохранение когерентности (противофазность), ослабление влияния отраженного сигнала, введение предварительного искажения пеленгационной характеристики РЛС для увеличения угла раскачки антенн. Комплекс мер создает условия для работы по системам, имеющим пространственный разнос передающей и приемной антенн.
Весь цикл формирования сигналов разбит на два временных интервала. В течение первого интервала выполняются операции, призванные осуществить нарушение селекции по скорости в РЛС. Второй интервал предназначен для формирования двухчастотных сигналов и преобразования их в фазированные колебания.
Нарушение селекции цели производится независимо от режима работы системы захвата РЛС. Если отраженный от цели сигнал уже захвачен, он выводится из полосы пропускания доплеровского фильтра РЛС, а система автоподстройки частоты переходит на слежение за сформированным сигналом сначала на этапе увода, а затем и на ложной доплеровской частоте. В случае, когда система находится в режиме поиска, прикрывающий отраженный сигнал узкополосный шум затрудняет идентификацию и распознавание, что препятствует захвату цели.
Увод системы автодстройки частоты в РЛС может выполняться как в сторону увеличения частоты ("увод вверх"), так и в сторону пониженных частот ("увод вниз") от начальной частоты, близкой к частоте принимаемого сигнала (разница в 20-40 Гц), до частоты, соответствующей выбранной ложной доплеровской частоте (обычно единицы кГц, 1-10 кгц). Закон изменения частоты при уводе - линейный, реже параболический или экспоненциальный, с ускорением (вторая производная фазы), не превышающим допустимого, определяемого маневром цели. Для получения линейного изменения частоты необходима параболическая вариация фазы, в связи с чем при фазовой модуляции принимаемого сигнала должно быть обеспечено модулирующее напряжение с указанным законом изменения частоты. После окончания этапа увода частота модуляции фиксируется.
пр
<mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>k</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow><mo>)</mo></mrow><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>+</mo><mi>Δ</mi><mi>ω</mi><mo>≺</mo><mi>δ</mi><mo>≺</mo><mi>k</mi><mfrac><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi></mrow></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>−</mo><mi>Δ</mi><mi>ω</mi><mo>,</mo></mrow>
Для формирования двухчастотного сигнала используется промодулированное колебание на ложной (смещенной) частоте, которое затем делится по мощности на две части. Если далее ввести в одну из них дополнительный сдвиг по частоте на величину ω, и переизлучить обе части, то двухчастотный сигнал "рассыпется", так как одна из его частот после супергетеродинного преобразования просто "подсветит" цель. Поэтому для обеспечения в РЛС режима прямого детектирования необходим изначальный сдвиг по частоте 5 обеих частей сигнала при сохранении требуемого разноса между ними. Основное требование к параметру δ состоит в том, что ни одна из частот в отдельности не должна попасть в полосу пропускания приемника РЛС за счет гетеродинирования. Отсюда следует, что сдвиг δ, по крайней мере, должен превосходить полосу первого усилителя РЛС Δω:δ>Δω. Более общее выражение определяется неравенством
где к=1, 2, 3, 4.
пр
Сдвиг по частоте производится на величину δ и |δ+ω| путем двухполосной балансной модуляции и отбора боковых. При этом верхние боковые обеих компонент светвляются (суммируются) отдельно от нижних боковых, которые также светвляются. Этим удается избежать паразитной расфазировки при сдвиге частоты, так как верхняя и нижняя боковые, вообще говоря, не синфазны.
пр
В результате светвления образуются две пары сигналов, разнос по частоте в каждой паре равен ω. Основная задача состоит в таком излучении сформированных сигналов, которое предотвратило бы паразитную расфазировку, вызванную движением носителя. Эта задача решается путем поочередного (повременного) излучения сигналов из разнесенных точек (концов базы) носителя. Частота переключений определяется частотой специально формируемого меандрового колебания и превышает ширину полосы селектора РЛС на полтора-два порядка. Естественно, что излучаемые сигналы должны быть сфазированными, то-есть. устранен аппаратурный разбаланс по амплитуде и фазе.
Что дает указанная обработка сигналов при воздействии на РЛС ? 1) Парный характер сигналов обеспечивает одинаковый путь до точки приема обеим компонентам сигнала. 2) Поочередное включение сигналов устраняет в каждый момент времени дополнительную расфазировку. вызванную излучением из соседней точки. 3) Раздельное светвление верхних и нижних боковых частот автоматически вызывает противофазность сигналов на выходе приемника РЛС во всем диапазоне несущих частот. 4) Двухчастотный характер сигнала искажает ПХ, что облегчает раскачку антенн РЛС. 5) Использование системы ретрансляции один вход - два выхода позволяет работать в секторе обслуживания РЛС по приемникам. пространственно вынесенным от передающего ее центра. 6) Снижение влияния расфазирующего фактора - отраженного сигнала.
Возвращаясь к вопросу о фазировании, отметим, что амплитудный разбаланс может возникать из-за различия в затухании в каналах ретрансляции и устраняется с помощью введения соответствующих регулирующих элементов (аттенюаторов). Что касается фазового разбаланса, то он может возникать не только за счет различия фазовых характеристик отдельных элементов тракта, но и вследствие особенностей формирования верхних и нижних боковых частот. Фазовый внутриаппаратурный разбаланс устраняется путем введения специальных фазовых выравнивателей (корректоров). Хорошим подспорьем при регулировке является контроль огибающих излучаемых сигналов. Для этого производится СВЧ детектирование и выделение огибающей биений. Путем поканального сравнения амплитуды и фазы огибающей можно судить о качестве регулировки.
Для увеличения выноса антенны РЛС и ее раскачки используется медленное изменение амплитуды одного из излучаемых сигналов. Степень "медленности" определяется полосой фильтра следящей системы угломерного координатора РЛС, при этом частота возврата амплитуды лежит в пределах этой полосы (до 5-10-20 гц).
Кроме каналов формирования фазированных сигналов предлагается ввести канал ретрансляции шумовых сигналов. Для этого составляющая на частоте принятых от РЛС колебаний модулируется узкополосным шумом и ретранслируется в направлении РЛС.
Отраженный сигнал, как и остатки несущей, тем самым прикрывается узкополосным шумом с превышением 3-4 дб. Вместе с тем мощность шумовой компоненты, вполне достаточная для прикрытия, существенно меньше мощности формируемого фазированного сигнала.
с
Подтвердим сказанное некоторыми математическими выкладками. Обозначая сдвинутую на первом этапе псевдонесущую частоту ω, представим двухчастотный сигнал после светвления на первом выходе в виде:
1
m11
c
m12
c
пр1
1
u(t)=Vcos(ω-δ)t+Vcos[(ω-δ-ω)t-φ]
Это же выражение можно записать так:
1
m1
c
1
u(t)=E(t)cos[(ω-δ)t-ψ(t)],
где
<mrow><msub><mi>E</mi><mrow><mi>m</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msqrt><mrow><msubsup><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>11</mn></mrow><mn>2</mn></msubsup><mo>+</mo><msubsup><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>12</mn></mrow><mn>2</mn></msubsup><mo>+</mo><mn>2</mn><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>11</mn></mrow></msub><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>12</mn></mrow></msub><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></msqrt></mrow>
<mrow><mi>t</mi><mi>g</mi><msub><mi>ψ</mi><mn>1</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>12</mn></mrow></msub><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>11</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>12</mn></mrow></msub><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac></mrow>
Двухчастотный сигнал на другом выходе запишем с учетом фазового выравнивания
2
m21
c
m22
c
пр1
1
u(t)=Vcos(ω+δ)t+Vcos[(ω+δ+ω)t+φ]=
m2
c
2
=E(t)cos[(ω+δ)t-ψ(t)],
где
<mrow><msub><mi>E</mi><mrow><mi>m</mi><mn>2</mn></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msqrt><mrow><msubsup><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>21</mn></mrow><mn>2</mn></msubsup><mo>+</mo><msubsup><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>22</mn></mrow><mn>2</mn></msubsup><mo>+</mo><mn>2</mn><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>21</mn></mrow></msub><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>22</mn></mrow></msub><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></msqrt></mrow>
<mrow><mi>t</mi><mi>g</mi><msub><mi>ψ</mi><mn>2</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>22</mn></mrow></msub><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>21</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>V</mi><mrow><mi>m</mi><mn>22</mn></mrow></msub><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>ω</mi><mrow><mi>п</mi><mi>р</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><msub><mi>ϕ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>=</mo><msup><mi>e</mi><mrow><mi>j</mi><mi>π</mi></mrow></msup><mi>t</mi><mi>g</mi><msub><mrow><mover accent="true"><mi>ψ</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mn>1</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow></mrow>
m12
m22
m11
m22
<mrow><msub><mrow><mover accent="true"><mi>ψ</mi><mo stretchy="true">¯</mo></mover></mrow><mn>1</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msub><mi>ψ</mi><mn>1</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow></mrow>
Если V=V; V=V; то
Входные смесители РЛС в режиме прямого детектирования работают по огибающей сигнала. Примем вольт-амперную характеристику СВЧ-детекторов этих смесителей в виде:
<mrow><mi>i</mi><mrow><mo>(</mo><mi>u</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>{</mo><mrow><mtable><mtr><mtd><mrow><mi>A</mi><msup><mi>u</mi><mi>k</mi></msup></mrow></mtd><mtd><mrow><mi>u</mi><mo>></mo><mn>0</mn></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mn>0</mn></mtd><mtd><mrow><mi>u</mi><mo><</mo><mn>0</mn></mrow></mtd></mtr></mtable></mrow></mrow><mo>,</mo></mrow>
k
1
2
<mrow><msub><mi>γ</mi><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mi>π</mi></mfrac></mrow>
<mrow><msub><mi>γ</mi><mn>2</mn></msub><mo>=</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mn>4</mn></mfrac></mrow>
где k=1, 2… При k=1 - это линейный детектор, при k=2 - квадратичный детектор и т.д. Огибающая двухчастотных сигналов является периодической функцией времени, поэтому низкочастотный член соответствующего ряда Фурье зависит от числа k и мы обозначим его γ (
,
и т.д.). Теперь отметим тот факт, что сигналы излучаются из разнесенных точек объекта под разными углами относительно приемной антенны РЛС. Обозначим их для одной из координатных плоскостей (например, азимутальной) θ и θ.
Δ
Σ
При амплитудной суммарно-разностной обработке в РЛС с диаграммами антенн f(θ) и f(θ), где
Δ
0
0
f(θ)=F(θ-θ)-F(θ+θ)
Σ
%
%
f(θ)=F(θ-θ)+F(θ+θ)
получим на выходе усилителей разностного и суммарного каналов следующие выражения (запись в комплексной форме).
Огибающие  и  являются комплексными величинами и различаются между собой модулями и фазами.
Примем
0m2
0m1
E(t)=aE(t)
2
1
ν(t)=ν(t)-α
где α - коэффициент разбаланса амплитуд
α=π+Δν, Δν - погрешность выравнивания фаз.
Пеленгационную характеристику РЛС записываем по известным правилам [1] в виде
<mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mi>S</mi><mrow><mo>(</mo><mi>θ</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>Re</mi><msubsup><mi>u</mi><mi>Δ</mi><mo>*</mo></msubsup><msub><mi>u</mi><mi>Σ</mi></msub></mrow><mrow><msubsup><mi>u</mi><mi>Σ</mi><mo>*</mo></msubsup><msub><mi>u</mi><mi>Σ</mi></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>=</mo><mfrac><mrow><msup><mrow><mrow><mo>{</mo><mrow><msub><mi>f</mi><mi>Δ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><msub><mi>f</mi><mi>Σ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><msup><mi>a</mi><mn>2</mn></msup><msub><mi>f</mi><mi>Δ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><msub><mi>f</mi><mi>Σ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mi>a</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>f</mi><mi>Δ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><msub><mi>f</mi><mi>Σ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><msub><mi>f</mi><mi>Δ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><msub><mi>f</mi><mi>Σ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>]</mo></mrow><mi>cos</mi><mi>α</mi></mrow><mo>}</mo></mrow></mrow><mi>k</mi></msup></mrow><mrow><msup><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>Σ</mi><mn>2</mn></msubsup><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><msup><mi>a</mi><mn>2</mn></msup><msubsup><mi>f</mi><mi>Σ</mi><mn>2</mn></msubsup><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mn>2</mn><mi>a</mi><msub><mi>f</mi><mi>Σ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><msub><mi>f</mi><mi>Σ</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mi>cos</mi><mi>α</mi></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mi>k</mi></msup></mrow></mfrac></mtd></mtr></mtable>
Уже эта дробь содержит при определенных условиях возможность смещения нуля, в том числе за пределы базы между излучателями. Но мы рассмотрим некоторые частные случаи. Начнем с одноточечного варианта. Полагая a=0, имеем
<mrow><mi>S</mi><mrow><mo>(</mo><mi>θ</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>Δ</mi><mi>k</mi></msubsup><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><msubsup><mi>f</mi><mi>Σ</mi><mi>k</mi></msubsup><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac></mrow>
Δ
Δ
Σ
Σ
Δ
При k=1 получаем нечетную пеленгационную характеристику, если учесть, что f(-θ)=-f(θ), f(-θ)=-f(θ). При k=2 приходим к классическому (одноточечному) двухчастотному варианту, т.к. и числитель и знаменатель дроби являются четными функциями. Принимая f(-θ)=0, получаем полуустойчивый, но «застывший» нуль характеристики. В реальных условиях сохраняются и устойчивые нули, что вызвано наличием нечетных членов. Перейдем к случаю излучения из разнесенных точек. Для повышения наглядности рассмотрим малые угловые отклонения.
0
Раскладывая F(θ) в ряд Тейлора около равносигнального направления θ=θ и положив
<mrow><mi>F</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>0</mn></msub><mo>±</mo><mi>θ</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>≈</mo><mi>F</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>∓</mo><mi>μ</mi><mi>θ</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msup><mi>F</mi><mn>2</mn></msup><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>0</mn></msub><mo>±</mo><mi>θ</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>≈</mo><msup><mi>F</mi><mn>2</mn></msup><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>∓</mo><mn>2</mn><mi>μ</mi><mi>θ</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
где µ - крутизна характеристики, получим
<mrow><mi>S</mi><mrow><mo>(</mo><mi>θ</mi><mo>)</mo></mrow><mo>≈</mo><msup><mi>μ</mi><mi>k</mi></msup><mfrac><mrow><msup><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mi>a</mi><mi>cos</mi><mi>α</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msup><mi>a</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mi>a</mi><mi>cos</mi><mi>α</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mi>k</mi></msup></mrow><mrow><msup><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mn>2</mn><mi>a</mi><mi>cos</mi><mi>α</mi><mo>+</mo><msup><mi>a</mi><mn>2</mn></msup></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mi>k</mi></msup></mrow></mfrac></mrow>
Переходя к координатам, отсчитываемым от середины базы, то есть положив
δ
1
2
<mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><mi>θ</mi><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ξ</mi><mi>δ</mi></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub><mo>=</mo><mi>θ</mi><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>ξ</mi><mi>δ</mi></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>,</mo></mrow>
ξ=θ-θ,
найдем
то есть при Δν→0, α→π имеем
Следовательно, при приближении амплитудного коэффициента a к единице, a→1, происходит смещение нуля за пределы базы, а в благоприятном случае - потеря устойчивости. При k>1 полюс становится многократным, а эффект усиливается.
На фиг.1 представлена блок-схема реализации способа, на фиг.2 - эпюры напряжений в различных точках схемы, на фиг.3 - спектральные линии при балансной модуляции, на фиг.4 приведены графики огибающих биений выходных сигналов (0, π - фаза несущей).
Приемная антенна 1 соединена с разветвителем 2, первый выход которого подключен к фазовому модулятору 3. Модулирующий вход этого модулятора подсоединен к подмодулятору 4, а через него - к генератору напряжения увода 5 и генератору доплеровской частоты 6. Второй выход разветвителя 2 подключен к фазовому модулятору 7, другой вход которого соединен с генератором узкополосного шума 8. Выход модулятора 3 через СВЧ-усилитель 9 и делитель мощности 10 подсоединен к балансным модуляторам 11 и 12. Модулятор 11 через фазовые корректоры 13 и 14 подключен к первым входам светвителей 15 и 16, вторые входы которых соединены с выходами модулятора 12. Выходы светвителей 15 и 16 соединены с аттенюаторами 17 и 18, а через них - с СВЧ-переключателями 19 и 20, модулирующие входы которых подключены к генератору меандрового напряжения 21. Направленные ответители 22 и 23 своими выходами соединены с контрольными детекторами 24 и 25 и передающими антеннами 26 и 27. Выход фазового модулятора 7 соединен с передающей антенной 28. Для формирования модулирующих напряжений в блоках 11 и 12 используются генераторы 29 и 30, смеситель 31 и фильтр 32. Блоки 30 и 32 подключены к модулирующим входам модуляторов 11 и 12 через разделительные каскады 33 и 34. Временные интервалы задает блок управления 35.
Принимаемые антенной 1 радиоколебания поступают на разветвитель 2, представляющий собой направленный ответвитель с двумя выходами. Колебания с первого выхода используются для нарушения селекции в РЛС и формирования фазированных сигналов, колебания со второго выхода - для прикрытия отраженного сигнала и снижения вероятности его захвата в РЛС.
Для перевода селектора РЛС в режим сопровождения формируемых сигналов путем увода по частоте могут применяться различные технические решения. В настоящей схеме используется одноканальный фазовый модулятор в виде СВЧ фазовращателя с модуляционной характеристикой в пределах от нуля до 2π радиан. В качестве таких фазовращателей применяются лампы бегущей волны (ЛБВ) или диодные фазовращатели с отрезками линии передачи [4]. На модуляционный вход фазовращателя подается пилообразное напряжение (аналоговый вариант) или ступенчатое напряжение с пилообразной огибающей (дискретный вариант). Частота пилообразных колебаний меняется в соответствии с законом увода, то есть для линейного увода частота колебаний должна изменяться по параболическому закону. При смене направления увода знак наклона колебаний меняется на противоположный. Генератор увода 5 строится на основе управляемого генератора пилообразных колебаний в аналоговой или дискретной форме. Такие генераторы с электронной перестройкой частоты известны и описаны в литературе [5].
Частота при уводе, как было сказано, меняется до величины выбранной ложной доплеровской частоты, которая превышает полосу пропускания доплеровского фильтра РЛС, но находится в пределах интервала доплеровских частот для данного типа целей. Сигнал выбранной частоты передается в блок доплеровской частоты 6. Увод осуществляется в течение первого интервала цикла, затем выбранная ложная частота поддерживается постоянной в генераторе 6 в течение второго интервала цикла. Действие увода по частоте в сочетании с прикрытием отраженного сигнала шумом создает условия для исключения влияния отраженного сигнала на процессы формирования фазированных колебаний внутри доплеровского диапазона частот. В значительной степени этому способствует также работа системы АРУ входного усилителя РЛС по наиболее мощному формируемому сигналу
Разрешающие команды на включение в первом и втором временных интервалах выдаются блоком управления 35 (команды a и b). Колебания с блоков 5 и 6 поступают в подмодулятор 4, который нормирует полученные колебания, согласует со входом модулятора 3 и выдает соответствующее напряжение.
В течение первого интервала цикла производится также запрет подачи модулирующих напряжений на блоки 11 и 12, для чего используются разделительные каскады 33 и 34 (команда с). При этом модуляторы 11 и 12 находятся в режиме передачи несущей частоты (модуляция отключена), а колебания, частота которых меняется по закону увода, передаются через светвитель 15, открытый СВЧ переключатель 19, и излучаются антенной 26.
пр1
В течение второго временного интервала производится формирование фазированных сигналов. Основой таких сигналов является пара двухчастотных колебаний с заданной разностью фаз, поочередно излучаемых с конечных точек базы. Компоненты двухчастотных колебаний формируются с помощью балансных модуляторов 11 и 12, включенных в двухканальную систему ретрансляции СВЧ сигналов. В блоке 11 производится сдвиг частоты на величину |δ|, в блоке 12 на величину |δ+ω|. Для получения требуемого результата модуляторы 11 и 12 ставятся в режим двухполосной модуляции. Каждый из модуляторов состоит из двух симметричных плечей, причем СВЧ-колебания поступают на них в фазе, а модулирующие напряжения - со сдвигом фаз 90°.
Промодулированные колебания одного из плечей подаются на выходной сумматор непосредственно, а с другого плеча - со сдвигом фазы, вследствие чего на каждом из двух выходов сумматора образуется своя боковая полоса (верхняя или нижняя). Балансные модуляторы этого типа описаны в литературе [6] и строятся в последние годы на базе применения гибридных кольцевых мостов с диодами в печатном исполнении. В режиме модуляции обеспечивается подавление несущей в октавной полосе частот более 25 дб.
пр1
В качестве источника модулирующих напряжений для блоков 11 и 12 используются генераторы синусоидальных колебаний - 29 и 30. Генератор 30 задает частоту δ, генератор 29 - частоту ω. Данные о промежуточной частоте поступают заранее в блок управления 35, который выдает команду на включение генератора 29 (команда d).
Верхние боковые частоты светвляются в светвителе 16, нижние боковые частоты -в светвителе 15. При этом на выходе светвителей образуются двухчастотные колебания, частоты биений которых имеют заданную разность фаз (паразитная расфазировка устраняется).
Меандровые колебания поступают на переключатели 19 и 20 в течение второго временного интервала (команда f). При этом на начальном этапе цикла (первый интервал) переключатель 19 находится в открытом состоянии, а переключатель 20 закрыт.Фазовое выравнивание производится с помощью пассивных широкодиапазонных фазовых корректоров 13 и 14.
Регулировка амплитудного соотношения выходных сигналов осуществляется аттенюаторами 17 и 18, переключение каналов выполняется с помощью диодных СВЧ переключателей 19 и 20, широко описанных в литературе [4], [7]. В блоке 18 производится также плавное изменение амплитуды передаваемого колебания относительно уровня другого канала с небольшой вариацией (порядка 10-20 процентов). Частота возврата этих изменений лежит внутри полосы пропускания системы сопровождения РЛС по угловым координатам. Надлежащая мощность формируемых сигналов обеспечивается усилителями (на схеме не показаны).
пр
Источником меандрового колебания является генератор 21, управляющий переключателями 19 и 20. Важное значение имеет частота переключений. Известно, что радиоимпульсы преобразуются на выходе доплеровского фильтра РЛС в непрерывное колебание, если частота их повторения превышает полосу фильтра на полтора-два порядка. С тех же позиций выбирается частота переключений - она должна превышать полосу селектора РЛС, но быть существенно меньше частоты биений ω компонент сигнала. Для контроля огибающей биений применяются направленные ответвители 22 и 23 и диоды 24 и 25. Узкополосный шум создается в генераторе 8. После ограничения он подается в фазовый модулятор 7 с размахом π.
Источники информации
1. А.И. Леонов, К.И. Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984.
2. Теоретические основы радиолокации. Под ред. В.Е. Дулевича. М.: Соврадио, 1978.
3. Антенные решетки. Сборник под ред. Л.С. Бененсона. М.: Соврадио, 1966.
4. Г.С. Хижа и др. СВЧ-фазовращатели и переключатели. М.: Радио и связь 1984.
5. Ю.Н. Ерофеев. Импульсная техника. М.: Высшая школа, 1984.
6. Е.М. Воробьевский и др. Широкополосные балансные модуляторы СВЧ Электронная техника, серия 1, вып.9, 1984.
7. СВЧ-полупроводниковые приборы и их применение. Пер. с англ. М.: Мир, 1972.