РЕГУЛИРУЕМЫЙ СТАБИЛИЗАТОР ПОСТОЯННОГО ТОКА НАГРУЗКИ ИМПУЛЬСНОГО DC-DC ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ПОНИЖАЮЩЕГО ТИПА

Полезная модель относится к электрическим устройствам для преобразования энергии постоянного тока на входе в энергию постоянного тока на выходе и предназначена для использования в системах энергоснабжения для преобразования входной энергии постоянного тока в выходную энергию требуемого вида, а также управление или регулирование таких устройств. Может использоваться в системах электропитания светоизлучающих полупроводниковых диодов (лазерных или сверхярких), в качестве зарядного устройства аккумуляторных батарей, источника питания установок для нанесения гальванических покрытий или в качестве лабораторного источника регулируемого стабилизированного постоянного тока.
Известно устройство «Switching DC-DC converter» [1], которое является импульсным источником питания понижающего типа повышенной мощности. Устройство реализовано на основе интегральной микросхемы DC-DC преобразователя МС34063, включенной по схеме понижающего преобразователя (чопперная схема). Цепь обратной связи на основе резистивного делителя напряжения реализует режим стабилизации выходного напряжения постоянного тока. Использование в качестве силового ключа дополнительного биполярного транзистора p-n-p или n-p-n типа позволяет существенно увеличить выходную мощность преобразователя и уменьшить нагрев интегральной микросхемы МС34063.
Однако использование устройства [1] в качестве регулируемого стабилизатора постоянного тока не предусмотрено.
Наиболее близким техническим решением является «Adjustable constant current source with continuous conduction mode (“CCM”) and discontinuous conduction mode (“DCM”) operation» [2], которое предназначено для питания линеек сверхярких светоизлучающих диодов (LED).
В прототипе используется DC-DC импульсный преобразователь понижающего типа (чопперная схема) без дополнительного, сглаживающего пульсации тока, конденсатора, поэтому схема стабилизирует лишь средний ток нагрузки. Пульсации тока предлагаемой схемы велики, особенно в режиме разрывных токов катушки индуктивности (DCM). Кроме того, для управления ключом используются дополнительные управляющие интегральные микросхемы, конкретный тип которых не указывается.
Целью полезной модели является значительное уменьшение пульсаций тока нагрузки до требуемой малой величины путем введения в схему сглаживающего конденсатора, который подключается параллельно цепи нагрузки источника, а также реализация регулировки тока нагрузки в пределах от единиц мА до нескольких Ампер с помощью n-канального МДП-транзистора с индуцированным каналом.
Технический результат достигается путем использования для стабилизации тока нагрузки типовой микросхемы ШИМ-контроллера, включенной в схему DC-DC импульсного преобразователя понижающего типа. Для регулировки тока нагрузки используется линейный регулятор на n-канальном МДП-транзисторе с индуцированным каналом, который включен последовательно с нагрузкой.
Сущность технического решения заключается в следующем: Регулируемый стабилизатор постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа, содержит интегральную микросхему ШИМ-контроллера, внешние элементы DC-DC преобразователя понижающего типа, образующие чопперную схему и нагрузку, включенную последовательно с линейным регулятором тока на n-канальном МДП-транзисторе с индуцированным каналом и шунтом. Одна клемма нагрузки подключена к выходу чопперной схемы, другая клемма нагрузки подключена к стоку транзистора, с которого подается постоянное напряжение на вход обратной связи ШИМ-контроллера. Исток транзистора соединяется с шунтом, вторая клемма шунта соединяется с общим проводом схемы. На затвор транзистора подается управляющее напряжение.
На фиг. 1 показана электрическая схема регулируемого стабилизатора постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа, включающего чопперный стабилизатор 1, нагрузку 2, регулятор тока 3 и шунт 4. На фиг. 2 показана вольтамперная характеристика регулятора тока 3. На фиг. 3 показана осциллограмма временной зависимости тока нагрузки 2 при управлении регулятором тока 3 периодическими импульсами напряжения. На фиг. 4 показана электрическая схема регулируемого стабилизатора постоянного тока на основе импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа с чопперным стабилизатором 1. реализованном на ШИМ-контроллере МС34063. На фиг. 5 показана электрическая схема регулируемого стабилизатора постоянного тока на основе импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа с чопперным стабилизатором 1, реализованном на ШИМ-контроллере МС34063, с ручным заданием тока стабилизации. Устройство работает следующим образом.
2
у
н
н
2
0
1
0
н
Электрическая схема устройства, показана на фиг. 1. Пусть на затвор транзистора VT (регулятор тока 3) подано управляющее напряжение U, которое переводит его в режим проводимости. Чопперный стабилизатор 1 обеспечивает протекание тока i в последовательной цепи нагрузка 2, регулятор тока 3 и шунт 4. Шунт 4 служит для измерения тока нагрузки i. Напряжение на стоке транзистора VT регулятора тока 3 подается на вход «-» компаратора напряжения интегральной микросхемы IC чопперного стабилизатора 1, которое сравнивается с напряжением внутреннего источника опорного напряжения U, подаваемого на вход «+» компаратора. Встроенный в IC генератор импульсов с управляемой скважностью 8 через вывод 1 IC управляет работой силового ключа VT чопперного стабилизатора 1 таким образом, чтобы поддерживать напряжение на входе 3 IC равным опорному напряжению U. Протекающий в выходной цепи ток нагрузки i определяется из закона Ома:
си
1
у
си
н
у
п
у
си
н
0
си
ш
0
ш
си
0
н
у
0
2
у
где R - сопротивление канала проводимости транзистора VT регулятора тока 3. При заданном и неизменном управляющем напряжении U сопротивление R постоянно, следовательно и ток нагрузки 2 (1) не изменяется, как при изменении питающего напряжения U, так и при изменении сопротивления нагрузки R. Таким образом, схема фиг. 1 обеспечивает стабилизацию тока нагрузки. Регулировка тока происходит следующим образом. Если управляющее напряжение U меньше порогового U (напряжение отсечки), сопротивление канала транзистора регулятора тока 3 велико и ток нагрузки 2 пренебрежимо мал (1). При увеличении напряжения U выше порогового сопротивление R уменьшается, а ток стабилизации i (1) растет. Таким образом происходит регулировка тока нагрузки 2. При дальнейшем увеличении управляющего напряжения ток транзистора достигает насыщения и практически перестает увеличиваться. При этом и ток нагрузки достигает предельного значения i, которое определяется из (1) при минимальном сопротивлении R. С уменьшением R предельный ток стабилизации i, согласно (1), увеличивается. Также с уменьшением R увеличивается напряжение U, что тоже приводит к увеличению тока насыщения транзистора и соответственно предельного тока нагрузки i. На фиг. 2 представлена вольтамперная характеристика регулятора тока 3 в виде зависимости тока i регулятора от управляющего напряжения U при неизменном напряжении Uстока транзистора VT. На фиг. 3 показана временная зависимость тока нагрузки 2 при управлении регулятором тока 3 периодическими импульсами напряжения U. При этом схема стабилизирует амплитуду тока нагрузки.
н
н
1
Отметим, что регулируемый стабилизатор постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа (чопперный стабилизатор 1) эффективен в случае, когда ток нагрузки i существенно больше тока i, потребляемого от источника питания чопперного стабилизатора 1. При этом падение напряжения на нагрузке 2 U существенно меньше напряжения питания U. Входной и выходной токи связаны через скважность S управляющих импульсов, подаваемых на базу VT чопперного стабилизатора 1:
1
1
1
Учитывая, что 8 существенно больше 1, сопротивление R подбирается минимально возможным, чтобы обеспечить быстрое запирание ключа VT, а с другой стороны величина R не должна быть слишком маленькой, т.к. на время длительности управляющего импульса к резистору прикладывается напряжение, близкое к величине U. Из закона сохранения энергии вытекает очевидное соотношение
н
н
н
н
Н
н
2
2
где η - КПД чопперного стабилизатора 1. Выразим из (3) входное напряжение U и определим входное сопротивление чопперного стабилизатора 1: R=U/i=U·i/(η·i). Учитывая связь токов (2) и определяя сопротивление нагрузки 2 R=U/i, получим связь входного сопротивления и сопротивления нагрузки: R=RS/η.
н
max
max
min
1
0
При S>>1 входное сопротивление чопперного стабилизатора 1 существенно больше сопротивления нагрузки, что облегчает эксплуатацию источника питания U и повышает общую эффективность стабилизации тока нагрузки. Если в качестве первичного источника питания U используется схема с понижающим сетевым трансформатором, диодным мостом и сглаживающим конденсатором, то емкость сглаживающего конденсатора может быть достаточно малой, т.к. низкочастотные пульсации входного напряжения с двойной частотой сетевого напряжения при условии U<U сглаживаются чопперным стабилизатором 1. Максимально возможное выходное напряжение понижающего преобразователя U меньше напряжения питания U на некоторую небольшую величину ∆U, которая зависит от минимально возможной скважности S>1 управляющего генератора, падения напряжения на открытом силовом ключе VT и катушке индуктивности L, а также опорного напряжения U.
н
2
ш
Рассмотрим один из возможных вариантов реализации стабилизатора постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа с использованием широко распространенной интегральной микросхемы ШИМ-контроллера МС34063. Исчерпывающую информацию о МС34063 можно найти в [3]. Электрическая схема регулируемого стабилизатора постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа с чопперным стабилизатором, реализованном на ШИМ-контроллере МС34063. показана на фиг. 4. Схема отличается от типовой [3] блоком стабилизации тока нагрузки на элементах R (нагрузка 2), VT (регулятор тока 3) и R (шунт 4). Работа блока была рассмотрена выше и поясняется схемой фиг. 1. Назначение выводов МС34065 указано в таблице 1:
0
1
t
-5
Микросхема содержит внутренний температурно-компенсированный источник опорного напряжения U=1.25 В. Предельная частота управляющих импульсов составляет 100 кГц и определяется времязадающей емкостью С. Частоту можно оценить из соотношения: f·C≈4.5·10.
Назначение выводов микросхемы представлено в Таблице 1.
р
0
0
Напряжение питания U не превышает 40 В. На практике, для повышения надежности работы схемы, целесообразно ограничить предельное напряжение величиной 30 В. Напряжение срабатывания токовой защиты U составляет 300 мВ и подается на выводы 6 и 7 микросхемы. Максимальный входной ток ограничен величиной I=Uр/R).
2
ш
2
у
у
В схеме используется регулятор тока VT на транзисторе IRFP240 и шунт сопротивлением R=1 Ом. Измеритель тока нагрузки - модуль электронного цифрового милливольтметра разрядности 3½, который откалиброван для измерения тока в диапазоне 1…1999 мА. Для VT на транзисторе IRFP240 пороговое управляющее напряжение U составило 3 В, напряжение насыщения U транзистора 6.3 В при токе насыщения 1030 мА. Большие значения тока насыщения (порядка единиц ампер), согласно (1), можно получить, уменьшая сопротивление шунта.
н
н
Определим эквивалентное внутреннее сопротивление источника тока. Учтем, что в данной схеме минимальная разность между входным и выходным напряжениями ∆U составляет величину около 6 В. Максимальное сопротивление нагрузки , при котором прекращается стабилизация тока можно определить из формулы: . При U=30 В и стабилизации тока нагрузки i=500 мА получим . Дальнейшее увеличение R будет сопровождаться уменьшением тока нагрузки.
н
н1
н2
н1
н2
Проведены измерения при среднем токе стабилизации i=500 мА для двух сопротивлений нагрузки R=39 Ом и R=3.9 Ом. Измеряем соответствующие напряжения нагрузки U и U. Внутреннее сопротивление источника r определим из формулы:
н1
н2
где α=U/U. Подставляя измеренные значения в (4), получим r=3.4 кОм, что почти на два порядка больше максимального сопротивления нагрузки , при котором еще происходит стабилизация тока 500 мА.
у
у
Подадим на вход U управляющее напряжение в виде периодической последовательности прямоугольных импульсов положительной полярности с регулируемой амплитудой. Осциллограммы соответствующего напряжения на нагрузке 3.9 Ом при амплитуде напряжения U=5 В показаны на фиг. 3. Масштабы по оси времени 2 мс/дел, по оси напряжения - 0.5 В/дел. Длительности фронта и спада порядка микросекунды.
2
2
3
4
2
ст
2
4
ш
0
3
4
4
3
4
3
2
4
2
3
4
Рассмотрим вариант схемы с ручной регулировкой тока стабилизации, показанный на фиг. 5. Схема отличается от схемы фиг. 4 дополнительными элементами: параметрическим стабилизатором напряжения на элементах R и VD; регулируемым делителем напряжения на элементах R, R и R. Стабилитрон VD - КС162А с напряжением стабилизации U=6.2 В. Регулятор тока нагрузки VT - IRFP 240. При крайнем левом положении движка R на затвор транзистора подается напряжение стабилитрона 6.2 В, обеспечивая режим насыщения транзистора при сопротивлении шунта R=1 Ом. В нагрузке протекает максимальный ток i≥1 А. Переменные резисторы R и R имеют линейную регулировочную характеристику, номинал R - несколько десятков кОм, а номинал R - на порядок меньше. Резистор R служит для грубой установки тока стабилизации, а R - соответственно для плавной установки тока. В крайнем правом положении движков резисторов напряжение на затворе транзистора VT минимально и определяется из формулы . Выбираем  равным пороговому напряжению для IRFРР 240 значению около 3 В и при выбранном номинале R из (6) определяем номинал резистора R. В этом случае ток нагрузки будет изменяться в соответствии с регулировочной характеристикой, показанной на фиг. 2. Реализованная схема ручной установки тока стабилизации позволяет выставить значение тока с точностью трех значащих цифр. Вместо двух переменных резисторов R и R можно использовать один двухоборотный резистор.
Источники информации:
1. Патент EP 1612939 B1 Switching DC-DC converter.
2. Патент Ш 8179110 B2 «Adjustable constant current source with continuous conduction mode (”CCM”) and discontinuous conduction mode (”DCM”) operation». (прототип)
3. Сайт фирмы STMicroelectronics: www.st.com.