СПОСОБ ЦИФРОВОГО ФОРМИРОВАНИЯ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ АКТИВНОЙ ФАЗИРОВАННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ ПРИ ИЗЛУЧЕНИИ И ПРИЕМЕ ЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
METHOD FOR DIGITAL GENERATION OF ANTENNA PATTERN OF AN ACTIVE PHASED ANTENNA ARRAY WHEN EMITTING AND RECEIVING LINEAR FREQUENCY-MODULATED SIGNALS

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с активными фазированными антенными решетками (АФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности (ДН) при применении в качестве зондирующих широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов и электронном сканировании ДН в широком угловом секторе.
Для повышения информационных характеристик РЛС возникает необходимость применения широкополосных зондирующих сигналов для обеспечения высокой разрешающей способности по дальности, что необходимо для распознавания типов одиночных целей и оценки численного состава групповой цели, а также широкоугольного электронного сканирования ДН, что необходимо для увеличения потока информации, извлекаемой РЛС из окружающего пространства. При этом решение одной задачи противоречит другой, так как происходит искажение фазового распределения поля на апертуре антенны, что приводит к искажению ДН.
В связи с этим разработка способов формирования диаграмм направленности АФАР при широкополосном зондировании пространства и широкоугольном электронном сканировании ДН представляет собой актуальную задачу.
Известны способы формирования диаграмм направленности фазированных антенных решеток, например [1, 2], недостаток которых состоит в том, что они пригодны только при работе АФАР в режиме передачи.
Известны способы формирования ДН АФАР [3], а также устройства, в которых реализованы указанные способы [4-8]. Недостатки перечисленных способов состоят в том, что они пригодны только для формирования ДН относительно узкополосных АФАР. Данный недостаток объясняется тем, что в каждом из этих способов предполагается осуществление преобразования частоты несущего колебания в промежуточную частоту, а ширина спектра зондирующего сигнала не может превышать 10% от промежуточной частоты.
Известны также способ формирования ДН АФАР [9] и устройство, реализующее этот способ [10], которые характеризуются большими значениями погрешностей реализации требуемого амплитудно-фазового распределения на раскрыве АФАР, что объясняется применением фазовращателей, вносящих значительные погрешности в процессе формирования ДН ввиду дискретности формирования фазовых соотношений.
Известен способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной решетки по патенту [11]. Проведенный авторами [11] анализ показал, что при работе АФАР в режиме передачи на линейный набег фазы по апертуре антенны, необходимый для получения зондирующего сигнала в направлении  относительно нормали, накладывается дополнительный набег фазы, определяемый соотношением:
где  - девиация частоты излучаемого ЛЧМ-сигнала, - длительность зондирующего импульса, m- номер антенного элемента  где М - число элементов антенной решетки), d - расстояние между элементами антенной решетки (шаг решетки), t - текущее время
Наличие в фазовом распределении поля на апертуре АФАР дополнительного набега фазы (1) приводит к искажению ДН антенны, причем искажения тем сильнее, чем больше девиация частоты ЛЧМ-сигнала и отклонение направления излучения  от нормали к решетке, т.е. искажение ДН связано с девиацией частоты и электронным сканированием ДН АФАР. Для компенсации указанных искажений в режиме передачи в прототипе умножают излучаемый сигнал на комплексно сопряженный с (1) коэффициент:
В результате перемножения комплексных коэффициентов (1) и (2) получаем:
т.е. дополнительный набег фазы (1) компенсируется выполнением операции перемножения (3), после этого формируют диаграмму направленности АФАР в режиме передачи в соответствии с соотношением
где  - зондирующий ЛЧМ-сигнал с выхода m-го приемно-передающего модуля (ППМ),  - угол распространения излучаемой волны относительно нормали к апертуре антенны;  - угол формирования ДН относительно нормали к апертуре АФАР (угол фазирования);  - требуемый фазовый сдвиг для m-го ППМ при формировании ДН в направлении  относительно нормали к апертуре антенны,  - корректирующий комплексный коэффициент (2).
На сформированную таким образом ДН не оказывают влияния девиация частоты ЛЧМ-сигнала и электронное сканирование АФАР. В этом и состоит достоинство способа.
В описании к патенту [11] показано, что в режиме приема так же, как и при передаче на линейный набег фазы при падении волны на апертуру антенны накладывается дополнительный набег фазы, вызванный девиацией частоты ЛЧМ-сигнала  и искажением направления его приема от нормали к решетке на угол  определяемый соотношением:
з
где текущее время  t - время запаздывания отраженного от цели сигнала, приводящее к искажению диаграммы направленности АФАР в режиме приема. Для компенсации этих искажений в способе-прототипе умножают принимаемый сигнал на комплексно сопряженный с (5) коэффициент коррекции:
где текущее время t, как и в соотношении (5),
В результате перемножения комплексных функций (5) и (6) при  должны получить:
Однако поскольку функция (5), и функция (6) зависят от времени запаздывания  полная компенсация искажений фазового распределения поля на апертуре АФАР может быть получена только при точном совпадении во времени функций (5) и (6). Но так как время запаздываниязаранее неизвестно, между функциями (5) и (6) будет иметь место временное рассогласование Δ t, равномерно распределенное в интервале от 0 до  .В этом случае функцию коррекции (6) можно представить в виде:
В этом случае в результате выполнения операции (7) получим
Так как остаточное значение фазовой погрешности даже при
Так как шаг решетки обычно равен примерно половине длины волны, примем  Тогда соотношение (10) можно переписать в виде:
Например, при  остаточное значение фазовой погрешности составляет около - 8°, при увеличении  -  соответственно увеличивается. Данный пример показывает, что способ по патенту [11] в условиях широкоугольного электронного сканирования при широкополосном зондировании пространства не обеспечивает неискаженное формирование ДН АФАР в режиме приема, что является недостатком способа.
Этот недостаток устранен в техническом решении [12], в котором разработан способ цифрового формирования ДН АФАР в условиях широкоугольного электронного сканирования диаграммы направленности при приеме ЛЧМ-сигналов, когда момент поступления на вход приемного устройства РЛС отраженного от цели сигнала неизвестен.
Данный способ цифрового формирования ДН АФАР является наиболее близким к предлагаемому техническому решению, поэтому выбран в качестве прототипа.
Сущность прототипа состоит в следующем. В режиме работы АФАР на передачу осуществляют цифровое формирование ЛЧМ-сигнала, распределяют цифровой ЛЧМ-сигнал по М приемно-передающим модулям (ППМ) АФАР, в каждом m-м ППМ  где М - число ППМ), сигнал умножают на комплексный коэффициент  где  - требуемый фазовый сдвиг для каждого m-го ППМ при формировании ДН в направлении  относительно нормали к апертуре антенны, в каждом m-м ППМ сигнал дополнительно умножают на комплексный коэффициент  корректирующий искажения фазового распределения поля на апертуре антенны, вызванные девиацией частоты ЛЧМ-сигнала и электронным сканированием ДН, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, усиливают и излучают каждым m-м ППМ, формируя тем самым ДН на передачу в соответствии с соотношением
где  - зондирующий ЛЧМ - сигнал с выхода m-го ППМ, - угол распространения излучаемой волны относительно нормали к апертуре АФАР (угол фазирования).
При работе АФАР на прием принятые каждым m-м ППМ сигналы усиливают, преобразуют в цифровую форму, разделяют широкий спектр принятого сигнала  на I узкополосных участков:  где ширина узкополосного участка спектра  удовлетворяет критерию [13, 14]  где с - скорость света,  - линейный размер апертуры антенны в плоскости электронного сканирования ДН АФАР, выделяют комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ где  - амплитуда, а  - набег фазы i-го узкополосного сигнала на входе m-го ППМ,  - направление падения электромагнитной волны на апертуру АФАР относительно нормали к ней, умножают комплексную огибающую i-го сигнала каждого m-го ППМ на весовой комплексный коэффициент  обеспечивающий компенсацию сдвига по фазе между электромагнитными волнами  излучаемыми каждым ППМ в направлении  при выполнении условия  формируют комплексную огибающую принятого сигнала на выходе каждого m-го ППМ путем суммирования полученных произведений
Суммируя выходные сигналы  вых М ППМ, формируют нормированную ДН АФАР в режиме приема в соответствии с соотношением
Выбранный в качестве прототипа способ цифрового формирования ДН АФАР имеет следующие недостатки.
1. Для формирования ДН АФАР в режимах излучения и приема применяются совершенно различные алгоритмы и их техническая реализация. Это приводит к тому, что сложно организовать согласованное управление лучом АФАР, что приводит к расхождению угловых положений главных лепестков ДН в обоих режимах функционирования, а это, в свою очередь, ведет к снижению отношения сигнал-шум на входе приемного устройства РЛС.
2. Сложность технической реализации, вызванная тем, что корректирующий коэффициент  должен вычисляться для каждого значения  которое может изменяться в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР. Таким образом, необходимо осуществлять вычисления коэффициента для каждого положения луча и для каждого ППМ.
В соответствии с изложенным целями изобретения являются:
- обеспечение точности согласованного управления ДН АФАР в режимах передачи и приема, благодаря чему главные лепестки ДН в обоих режимах практически полностью перекрываются, обеспечивая тем самым максимально возможное отношение сигнал-шум на входе приемного устройства;
- упрощение алгоритмов формирования ДН АФАР в режимах передачи и приема;
- упрощение технической реализации указанных алгоритмов.
Для достижения этих целей в режиме приема ДН АФАР формируют так же, как это описано в прототипе, а именно выполняют следующие операции:
1) принятый каждым цифровым ППМ сигнал усиливают и преобразуют в цифровую форму;
2) разделяют широкий спектр принятого сигнала на узкополосные участки, ширина спектра каждого из которых удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14];
3) выделяют комплексную огибающую каждого I-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ в виде
где  - угол падения электромагнитной волны на апертуру АФАР;
4) комплексную огибающую каждого узкополосного сигнала умножают на комплексный коэффициент  компенсирующий набег фазы в каждом m-м ППМ при выполнении условия
5) формируют комплексную огибающую сигнала на выходе каждого ППМ в соответствии с соотношением
6) суммируя комплексные огибающие сигналов  с выходов всех М ППМ и деля полученную сумму на ее максимальное значение при  формируют ДН АФАР в режиме приема широкополосного ЛЧМ-сигнала в соответствии с соотношением
где
d - шаг решетки;  - центральная частота i-го узкополосного спектра, а разность  представляет собой фазовый сдвиг между сигналами, принятыми излучателями соседних ППМ.
В режиме передачи, как и в прототипе, формируют цифровой зондирующий ЛЧМ - сигнал длительностью  и с девиацией частоты  который распределяют по входам всех цифровых ППМ АФАР. В отличие от прототипа, в каждом ППМ разделяют широкий спектр зондирующего сигнала  на I узкополосных участков спектра:  где ширина узкополосного участка спектра  удовлетворяет критерию  где с - скорость света, - линейный размер апертуры АФАР в плоскости электронного сканирования ДН, выделяют комплексную огибающую каждого I - го узкополосного сигнала на входе каждого m-го ППМ
im
где U - амплитуда, а  - начальная фаза колебаний i-го узкополосного сигнала, в каждом m-м ППМ умножают комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала на комплексный коэффициент  где  - набег фазы для каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ, обеспечивающий излучение зондирующего сигнала в заданном направлении  относительно нормали к апертуре АФАР, дополнительно умножают на весовой комплексный коэффициент  где  - угол возможного излучения зондирующего сигнала в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР, формируют комплексную огибающую зондирующего сигнала на выходе каждого m-го ППМ путем суммирования полученных произведений
преобразуют полученный цифровой сигнал в аналоговую форму, усиливают и излучают в пространство каждым ППМ, формируя тем самым путем суперпозиции излучаемых каждым ППМ сигналов ДН АФАР на передачу в соответствии с соотношением
Здесь разность  - сдвиг фаз между сигналами в дальней зоне, излучаемыми соседними ППМ При выполнении условия  ДН в режиме передачи  т.е. имеет максимальное значение в заданном направлении.
Вариант технической реализации предлагаемого способа цифрового формирования ДН АФАР иллюстрируется чертежами на фиг. 1 и фиг. 2. На фиг. 1 приведена структурная схема реализующего предлагаемый способ устройства цифрового формирования ДН, в состав которой входят цифровой синтезатор 1 ЛЧМ-сигнала, процессор 2 формирования ДН, блок 3 приемно-передающих модулей (ППМ), в состав которого входят М цифровых ППМ 4 с излучателями 5.
Входы 6 и квадратурные выходы 7с и 7s каждого цифрового ППМ 4 подключены к соответствующим выходам и входам процессора 2, входы 8 подключены к входящим в состав процессора 2 датчикам направления фазирования АФАР  в режимах передачи и приема, а входы 9 подключены к входящему в состав процессора 2 формирователю команд управления режимами РЛС («Передача» и «Прием»). Выход 10 процессора 2 соединен с входом системы первичной обработки радиолокационной информации.
В состав ППМ 4 (фиг. 2) входят два канала - передающий и приемный, а также общие для обоих каналов: антенный переключатель 21, излучатель 5, первый 11 и второй 13 переключатели каналов, блок 12 цифровых полосовых фильтров, а также блок 18 формирования весовых комплексных коэффициентов.
В состав передающего канала входят: блок 14 цифровых комплексных умножителей, блок 15 цифровых комплексных сумматоров, квадратурный модулятор 19 и усилитель мощности 20.
В состав приемного канала входят устройство защиты 22, малошумящий усилитель (МШУ) 23, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 24, блок 17 цифровых комплексных умножителей, блок 16 цифровых комплексных сумматоров.
Переключатели каналов 11 и 13 по командам процессора 2, поступающим на входы 9 ППМ 4, обеспечивают подключение блока 12 цифровых полосовых фильтров в канал передачи (при работе РЛС на излучение зондирующего сигнала) или в приемный канал (при работе РЛС в режиме приема отраженного от цели сигнала). В режиме передачи переключатель 11 подключает вход блока 12 цифровых полосовых фильтров к выходу 6 процессора 2, а выход блока 12 переключатель 13 подключает к входу блока 14 цифровых комплексных умножителей. В режиме приема переключатель 11 подключает вход блока 12 цифровых полосовых фильтров к выходу АЦП 24 приемного канала, а переключатель 13 подключает выход блока 12 цифровых полосовых фильтров к входу блока 17 цифровых комплексных умножителей.
Блок 12 цифровых полосовых фильтров делит широкий спектр  поступающего на его вход сигнала на узкополосные участки спектра. В состав блока 12 входят I цифровых полосовых фильтров:  где ширина узкополосного участка спектра  удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14]
Блок 18 по информации о требуемом направлении фазирования АФАР  формирует цифровые комплексные весовые коэффициенты, которые поступают на вторые входы блоков цифровых комплексных умножителей 14 (в режиме передачи) и 17 (в режиме приема).
Работает представленное на фиг. 1 и 2 устройство цифрового формирования ДН АФАР следующим образом.
В режиме излучения синтезатор 1 формирует цифровой зондирующий ЛЧМ-сигнал длительностью  с девиацией частоты . Эти импульсы поступают на вход процессора 2, распределяющего их по входам 6 всех М ППМ 4 (фиг. 1). В каждом ППМ эти импульсы через переключатель каналов 11 поступают на вход блока цифровых полосовых фильтров 12, который разделяет широкий спектр зондирующего сигнала  на I узкополосных участков спектра:  где спектр  удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14]  Комплексные огибающие сформированных таким образом узкополосных сигналов в каждом m-м ППМ могут быть представлены в виде
где  - набег фазы на m-м излучателе при излучении сигнала в направлении
- центральная частота i-го узкополосного спектра, d - шаг антенной решетки, с - скорость света, U - амплитуда i-го сигнала.
Для компенсации набега фазы  комплексная огибающая каждого i-го сигнала умножается на комплексно сопряженный с ним коэффициент
где  - значения возможного направления излучения в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР.
t
Для этого все I узкополосных сигналов через переключатель каналов поступают на вход блока цифровых комплексных умножителей 14, на вторые входы которого поступают цифровые коэффициенты W, сформированные в блоке 18 в соответствии с (19) по информации о заданном направлении излучения, поступающей с выхода 8 процессора 2 на соответствующий вход m-го ППМ.
В результате суммирования полученных произведений в блоке цифровых сумматоров 15 формируется комплексная огибающая зондирующего сигнала на выходе каждого m-го ППМ:
Этот сигнал преобразуется квадратурным модулятором 19 в аналоговую форму, усиливается по мощности УМ 20, через антенный переключатель 21 поступает на излучатель 5 каждого m-го ППМ 4 и излучается в пространство. В результате суперпозиции всех М электромагнитных волн формируется нормированная диаграмма направленности АФАР в режиме передачи в соответствии с соотношением
При выполнении условия  нормированная диаграмма направленности  принимает максимальное значение
Это означает, что АФАР сфазирована в заданном направлении  иными словами ось главного лепестка ДН АФАР составляет угол  с нормалью к апертуре АФАР.
В режиме приема принятый излучателем 5 сигнал через антенный переключатель 21 и устройство защиты 22 поступает на вход МШУ 23, после усиления преобразуется АЦП 24 в цифровую форму и через переключатель каналов 11 поступает на вход блока 12 цифровых полосовых фильтров, который делит широкий спектр  на I узкополосных участков спектра  где спектр  удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14]
При падении волны на апертуру АФАР с направления  по отношению к нормали к апертуре АФАР каждый i-и узкополосный сигнал на входе каждого m-го ППМ 4 получает фазовый сдвиг
Поэтому комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала можно представить в виде
Для компенсации фазового сдвига  необходимо комплексную огибающую (23) умножить на комплексно сопряженный с ним коэффициент
где  - центральная i-го узкополосного спектра,  - возможное направление падения волны на апертуру АФАР в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР. Для этого все i-e узкополосные сигналы через переключатель каналов 13 поступают на первые входы блока 17 цифровых комплексных умножителей, на вторые входы которого поступают цифровые коэффициенты (24), сформированные блоком цифровых весовых коэффициентов 18 по информации, поступающей с выхода 8 процессора 2 на соответствующие входы каждого m-го ППМ 4. В результате перемножения формируются сигналы, комплексные огибающие которых можно записать в виде
Все эти I сигналов поступают на вход блока 16 цифровых комплексных сумматоров, в результате на выходе сумматора комплексная огибающая сигнала
Это напряжение с выхода 7 каждого m-го цифрового ППМ поступает на соответствующий вход процессора 2, где в результате их суммирования формируется сигнал с выхода АФАР
Это напряжение с выхода 10 процессора 2 (фиг. 1) поступает в систему первичной обработки радиолокационной информации РЛС, где используется для обнаружения сигнала и измерения координат объекта наблюдения (цели).
Напряжение (27) принимает максимальное значение при условии  т.е. при фазировании антенны в направлении на цель:
Деление выражения (27) на (28) дает соотношение (29), определяющее нормированную ДН АФАР в режиме приема.
Таким образом, основная особенность предлагаемого способа состоит в том, что цифровое формирование ДН АФАР осуществляется для каждого г-го узкополосного сигнала с последующим объединением полученных результатов не только в режиме приема, как это делается по прототипу, но и в режиме передачи, что прежде всего позволяет обеспечить совместную точность управления лучом АФАР в режимах передачи и прима, а в конечном счете позволяет обеспечить максимальное отношение сигнал-шум на входе приемного устройства РЛС.
Достигнуто упрощение алгоритмов формирования ДН АФАР в режимах передачи и приема, а также упрощение технической реализации способа цифрового формирования ДН АФАР за счет того, что многие элементы устройства являются общими для обоих режимов функционирования РЛС, например, блок 12 цифровых полосовых фильтров состоящий из I узкополосных каналов.
Проведенный авторами анализ источников научно-технической и патентной информации позволяет сделать вывод о новизне предлагаемых технических решений.
Источники информации
1. Патент РФ 2100879, H0Q 21/00. 27.12.1997. Способ формирования диаграммы направленности (варианты).
2. Патент РФ № 2533160, G01S 13/26. 20.11.2014. Способ формирования диаграммы направленности линейной ФАР при излучении ЛЧМ-сигнала.
3. Патент РФ № 2495447, G01S 3/80. 20.05.2013. Способ формирования диаграммы направленности.
4. Патент РФ № 2495449, G01S 7/26. 10.10.2013. Устройство формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки.
5. Патент РФ № 2451373, H01Q 3/26. 20.05.2013. Активная фазированная антенная решетка.
6. Патент США № 5943010, Н01O 3/24. 1999-08-24. Direct digital synthesizer driven other publications phased array antenna.
7. Патент США № 6784837, Н01O 3/22; H01C 3/24; Н01O 3/26. 2003-08-21. Transmit/receiver module for active phased array antenna.
8. Патент США № 6441783, Н01O 3/22; H01C 3/24; Н01O 3/26. 2002-08-27. Circuit module for a phased array/ M. Dean.
9. Патент РФ № 2644456, H01Q 3/26. 12.02.2018. Способ формирования расширенной диаграммы направленности фазированной антенной решетки.
10. Патент РФ № 2338307, H01Q 21/00, H01Q 3/26, H01Q 25/02. 10.11.2008. Активная фазированная антенная решетка.
11. Патент РФ № 2516683, H01Q 21/00. 20.05.2014. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.
12. Патент РФ № 2732803, H01Q 21/00. 22.09.2020. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.
13. Кольцов Ю.В. Особенности применения различных определений сверхширокополосных сигналов в антенной технике, связи и локации // Антенны, 2008 г., вып.6 (133), с 31-42.
14. Патент РФ № 2146076, МПК Н03М 1/12. 27.02.2000. Аналого-цифровой модуль.