УПРАВЛЯЕМЫЙ РЕЗОНАНСНЫЙ ИНВЕРТОР ТОКА

Полезная модель относится к преобразовательной технике и может быть использована в промышленных установках для термообработки материалов с помощью токов высокой частоты, требующих электронной регулировки выходной мощности, а также в радиопередающих устройствах с амплитудной, однополосной, частотной (фазовой) модуляциями и амплитудной, частотной (фазовой) манипуляциями.
Известен мостовой резонансный инвертор, в котором с помощью силовых ключей моста коммутируется ток дросселя (см. 1. Dede E.J., Jordan J., Esteve V., Gonzalez J.V., Ramirez D. Design Considerations for Induction Heating Current Fed Inverters with IGBT's Working at 100 kHz. Proc. Of the Applied Power Electronics Conference APEC'93 (San Diego, USA, Marzo 1993). Данный инвертор содержит мост с четырьмя транзисторными ключами, в диагонали моста через трансформатор включена резонансная нагрузка в виде колебательного контура. Постоянное напряжение питания подается к мосту через дроссель, ток которого с частотой, равной резонансной, коммутируется ключами моста. Управление мощностью формируемых высокочастотных колебаний осуществляется изменением напряжения питания с помощью дополнительной схемы фазового регулирования, не обладающей линейной модуляционной характеристикой.
Описываемый инвертор может работать только при чередующихся, отпирающих силовые ключи импульсах, по длительности равных половине периода Т колебаний рабочей частоты. Паузы между импульсами недопустимы, поскольку это влечет перенапряжение на транзисторах вследствие воздействия ЭДС самоиндукции на дроссель, а схема защиты от перенапряжений отсутствует. Это означает, что управление мощностью с помощью широтно-импульсной модуляции (ШИМ) невозможно.
Наиболее близким по технической сущности является управляемый преобразователь на основе инвертора тока (см. 2. Current-Fed Power Processing Technology. Technical Paper/Magna-Power. 2016. http://www.magna-power.com/support/technical-notes/overview-current-fed-power-processing).
Это устройство содержит сетевой выпрямитель трехфазного напряжения, понижающий регулятор и мостовой инвертор тока, нагруженный на выпрямитель. Наличие понижающего регулятора напряжения позволяет управлять (модулировать) колебаниями высокой частоты с помощью широтной модуляции импульса тока, осуществляемой дополнительным транзисторным ключом на более низкой частоте.
Принципиальная схема этого устройства содержит источник питания, параллельно выходу которого включен фильтровый конденсатор, соединенный с мостовым коммутатором, состоящим из четырех транзисторов, шунтированных обратными диодами, к выходу которого подключен колебательный контур, соединенный с первичной обмоткой трансформатора, во вторичную обмотку которого включена нагрузка, и дроссель, включенный последовательно с мостовым коммутатором и связанный с отрицательным полюсом источника питания.
Однако этот преобразователь имеет нелинейную модуляционную характеристику, пониженный КПД и ухудшенные частотные свойства в режиме модуляции за счет потерь на фронтах импульсов, поскольку переключение токов сопровождается скачками напряжения, достигающими по величине значения напряжений источника питания Е.
Техническим результатом предлагаемого устройства является повышение КПД и улучшение частотных свойств в режиме широтно-импульсной модуляции путем обеспечения управления мощностью высокочастотных колебаний мостового резонансного инвертора посредством регулирования напряжения питания с помощью дополнительного транзисторного ключа. Этот транзисторный ключ работает на более низкой частоте (в 7-10 раз) по сравнению с частотой переключения моста, что также снижает потери мощности на этом дополнительном транзисторе.
Указанный результат достигается в предлагаемом управляемом резонансном инверторе, содержащем источник питания, параллельно выходу которого включен фильтровый конденсатор, соединенный с мостовым коммутатором, состоящим из транзисторов, шунтированных обратными диодами, к выходу которого подключен колебательный контур, соединенный с первичной обмоткой трансформатора, во вторичную обмотку которого включена нагрузка, и дроссель, включенный последовательно с мостовым коммутатором, отличающемся тем, что последовательно с мостовым коммутатором и дросселем включен управляющий транзистор таким образом, что к дросселю подключен коллектор управляющего транзистора, точка соединения мостового коммутатора с дросселем соединена через первый рекуперационный диод, включенный в обратном направлении, с отрицательным полюсом источника питания, а точка соединения стока (коллектора) управляющего транзистора с дросселем соединена через второй рекуперационный диод, включенный в обратном направлении, с положительным полюсом источника питания.
В предлагаемом управляемом резонансном инверторе тока транзисторы мостового коммутатора возбуждаются чередующимися импульсами напряжения с длительностью, равной половине периода Т, соответственно почти постоянный ток дросселя, коммутируемый транзисторами мостового коммутатора, имеет форму меандров и вызывает на колебательном контуре гармонические колебания, передаваемые в нагрузку с помощью трансформатора. Переключение импульсов тока происходит при малых остаточных напряжениях на транзисторах моста, что обеспечивает высокий КПД и улучшение частотных свойств транзисторного моста.
Предлагаемая полезная модель поясняется чертежами, где на фиг. 1 приведена принципиальная схема предлагаемого управляемого резонансного инвертора, на фиг. 2 (а, б, в) приведены временные диаграммы работы предлагаемого устройства.
Согласно фиг. 1 предлагаемое устройство содержит источник 1 питания с фильтровым конденсатором 2 на выходе, соединенным последовательно с мостовым коммутатором, состоящим из четырех транзисторов 3-6, каждый из которых шунтирован внутренним обратным диодом, дросселем 7 и транзистором 8, шунтированным внутренним обратным диодом, параллельный резонансный контур 9, подключенный к выходу моста, настроенный на рабочую частоту инвертора. К параллельному резонансному контуру присоединена первичная обмотка трансформатора 10, во вторичную обмотку которого включена нагрузка 11. Точка соединения моста с дросселем 7 подключена к отрицательному полюсу источника 1 питания через рекуперационный диод 12, включенный в обратном направлении, точка соединения транзистора 8 с дросселем 7 соединена с положительным полюсом источника питания через рекуперационный диод 13, включенный в обратном направлении. Напряжение возбуждения транзисторов 3-6 и соответственно ток дросселя 7, коммутируемый транзисторным мостом, имеет форму прямоугольных импульсов с длительностью, равной половине периода рабочей частоты инвертора, возбуждает контур 9, создавая в нем гармонические колебания рабочей частоты. Длительность импульсов, возбуждающих транзистор 8, изменяется в пределах от 0 до 0,637 периода колебаний частоты модуляции, соответственно изменяется ток дросселя 7 и амплитуда напряжения на нагрузке в пределах от нуля до значения напряжения источника питания Е.
Управляемый резонансный инвертор тока (фиг. 1) работает следующим образом. Положительный потенциал напряжения питания от источника 1, шунтированного фильтровым конденсатором 2, подается на транзисторы 3-6 мостового коммутатора, а отрицательный потенциал подается на точку заземления транзистора 8 управления. Транзисторы моста 3-6 возбуждаются чередующимися импульсами напряжения с длительностью, равной половине периода Т (фиг. 2а, б), соответственно почти постоянный ток дросселя 7, коммутируемый транзисторным мостом 3-6, имеет форму меандров 14 и вызывает на колебательном контуре 9 гармонические колебания напряжения 15 (фиг. 2в), передаваемые в нагрузку 11 с помощью трансформатора 10 (фиг. 1). При этом для исключения перенапряжений на дросселе 7 и транзисторах 3-6 и 8 при внезапных изменениях (скачках) нагрузки включены два рекуперационных диода 12 и 13, ограничивающих перенапряжения и возвращающие избыток энергии в источник 1 питания.
Переключение импульсов тока в транзисторах моста происходит при малых остаточных напряжениях, что обеспечивает высокий КПД и улучшение частотных свойств транзисторного моста.
При этом высокий КПД, улучшение частотных свойств транзистора 8 обеспечивается выбором достаточно низкой частоты возбуждения этого транзистора. При этом влияние потерь на фронтах импульсов напряжения и тока транзистора 8, соответственно, снижается и может быть сведено к минимуму.
Модуляционная характеристика может быть найдена из следующих соображений. Пренебрегая малыми остаточными напряжениями транзисторов, работающих в ключевом режиме, найдем среднее напряжение на нагрузке ключевого усилителя однополярного напряжения в установившемся режиме:
И
M
где t - длительность прямоугольного импульса, отпирающего транзистор 8, а T - период повторения этих импульсов.
Нагрузкой ключевого усилителя служит транзисторный мост 3-6 с контуром 9. В силу малых остаточных напряжений на транзисторах 3-6 напряжение на дросселе 7 повторяет напряжение на контуре 9. С учетом коммутации в транзисторном мосте напряжение на дросселе 7 представлено на фиг. 2 г. При этом среднее напряжение в установившемся режиме изменяется по закону
Среднее напряжение на дросселе 7 в установившемся режиме равно нулю, поэтому, алгебраически суммируя (1) и (2), получим модуляционную характеристику
И
М
m
При изменении t в пределах от 0 до 0,637Т амплитуда напряжения на контуре U изменяется по линейному закону от нуля до максимального значения Е.
m
m
m
При коротком замыкании нагрузки ток дросселя 7 с индуктивностью L возрастает и превышает допустимое в рабочем режиме значение I, достигая значения I(l+k), где k - допустимое превышение тока дросселя 7 в рабочем режиме. В момент, когда ток дросселя достигает уровня I(l+k), импульсы, отпирающие транзисторы моста, отключаются, и ток дросселя 7 рекуперируется в фильтровую емкость 2 через рекуперационные диоды 12, 13. Напряжение на фильтровой емкости 2 увеличивается в результате рекуперации и превышает нормальное значение Е. Фильтровая емкость 2 выбирается из условия
где m - превышение напряжения на конденсаторе с емкостью С по отношению к нормальному значению Е.
Приведем пример реализации предлагаемого устройства.
Источник 1 питания 500 B может быть реализован на двух выпрямительных диодных мостах сборки DSE12X61-10.
В качестве фильтрового конденсатора можно использовать силовые конденсаторы Е50 (DC) с номинальным напряжением Unom DC=600 B, емкостью 500 мкФ.
Транзисторный ВЧ мостовой коммутатор 3-6 может быть выполнен на мощных полевых транзисторах типа SPW55N80C3.
В качестве рекуперационных диодов 12-13 могут быть использованы диоды типа 1.5КЕ440А.
Емкость колебательного контура 9 может быть реализована на конденсаторах ВЧ типа DC Y5P- 6.3 кВ-1000 пФ параллельным включением до нужного номинала.
Индуктивность колебательного контура 9 ВЧ типа Epcos В65713А0400А027 РМ 87/70 N27 А1400.
Высокочастотный трансформатор 10 может быть реализован на двух кольцах B64290-L84-x87, N87, R102×65×15, сердечник ферритовый кольцевой.
Дроссель 7 может быть реализован на трех сердечниках типа Magnetics High Floox 58909 78.9×48.2×17.02 мм.
В качестве управляющего транзистора 8 можно использовать полевой транзистор типа SPW55N80C3.