АДАПТИВНОЕ МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНОЕ КОРРЕЛЯЦИОННО-ФИЛЬТРОВОЕ УСТРОЙСТВО
ADAPTIVE MULTI-FUNCTIONAL CORRELATION AND FILTERING DEVICE

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и радиосвязи и может быть использовано для определения параметров радиосигналов.
Одним из актуальных направлений в радиосвязи является повышение энергетической скрытности создаваемых средств связи. Для обеспечения скрытности создаваемых средств связи используется широкополосные сигналы с низким энергетическим потенциалом, в том числе фазоманипулированные сигналы (ФМС).
ms
s
При проведении радиомониторинга слабых ФМС возникает необходимость в их обнаружении, классификации и оценивании таких параметров, как амплитуда U, тактовая частота F и средняя частота f. Кроме того, при построении средств радиомониторинга необходимо обеспечивать оперативность обработки ФМС.
ms
s
С учетом вышеперечисленного для проведения эффективного радиомониторинга слабых широкополосных ФМС необходимо разработать принципы построения многофункционального автокорреляционного устройства (МАУ), функционирующего при отсутствии априорной информации о классе и параметрах принимаемых сигналов (U, F, f) при отношении сигнал/помеха, меньшем единицы.
В теории потенциальной помехоустойчивости показано, что для решения подобных задач наиболее эффективными являются алгоритмы автокорреляционной обработки [1].
Известно устройство для измерения средней частоты сигналов (А.С. СССР №1237985, опубликовано в ОБИ №22, 1986), содержащее квадратурный фазовый коррелятор, на один из входов которого сигнал подается непосредственно, а на другой - через линию задержки, на выходах перемножителей фазового коррелятора включены интеграторы, квадраторы, блоки вычитания, суммирования, деления, функциональный преобразователь и индикатор.
Признаками данного аналога, совпадающими с существенными признаками заявляемого устройства, являются квадратурный фазовый коррелятор, на выходах которого включены интеграторы и квадраторы, функциональный преобразователь и индикатор. К недостаткам аналога следует отнести: 1) малую допустимую крутизну дискриминационной характеристики, 2) возможность обработки при уровне принимаемых сигналов, большем уровня помехи, 3) ограниченные функциональные возможности, поскольку измеряется только один параметр сигналов (средняя частота).
Известно также устройство для определения классов радиосигналов (А.С. СССР №1503024, опубликовано в ОБИ №31, 1989), содержащее корреляционно-фильтровое устройство, линии задержки, интеграторы, фазовые детекторы, перемножители, генератор, фазовращатель, блоки вычитания и суммирования, индикатор в виде электронно-лучевой трубки.
Признаками данного аналога, совпадающего с существенными признаками заявляемого устройства, являются корреляционно-фильтровое устройство, на выходах которого включены интеграторы, фазовые детекторы, линия задержки, фазовращатель, перемножители, блоки вычитания и суммирования, индикатор. К недостаткам аналога следует отнести: 1) низкое быстродействие, 2) возможность обработки при уровне принимаемых сигналов, большем уровня помехи, 3) ограниченные функциональные возможности, поскольку осуществляется только классификация сигналов.
Из известных устройств, пригодных для обработки слабых широкополосных сигналов, наиболее близким по технической сущности является частотный дискриминатор (А.С. СССР №936374, опубликовано в ОБИ №22, 1982), реализованный на основе корреляционно-фильтрового преобразования, содержащий два смесителя, два полосовых фильтра, линию задержки, фазовращатель, два фазовых детектора, фильтр нижних частот, блок выделения сигнала ошибок, генератор гармонических колебаний, управляющий элемент, генератор стимулирующих сигналов, первый выход которого соединен со входом частотного дискриминатора, а второй выход соединен со входом второго фазового детектора; вход частотного детектора соединен с первым входом первого смесителя и с первым входом второго смесителя, второй вход первого смесителя соединен с выходом линии задержки, выход первого смесителя соединен со входом первого полосового фильтра, а выход первого полосового фильтра соединен с первым входом первого фазового детектора, выход второго смесителя соединен со входом линии задержки, второй выход генератора гармонических колебаний соединен со входом фазовращателя, выход которого соединен со вторым входом первого фазового детектора, выход которого соединен со входами фильтра нижних частот и второго полосового фильтра; выход фильтра нижних частот является выходом частотного дискриминатора, выход второго полосового фильтра соединен со вторым входом второго фазового детектора, выход которого соединен со входом блока выделения сигнала ошибок, выход которого соединен со входом управляющего элемента, выход которого соединен с управляющим входом генератора гармонических колебаний.
Все вышеперечисленные существенные признаки прототипа совпадают с существенными признаками заявляемого устройства.
В данном устройстве (прототипе) [2] осуществляется оценка только средней частоты широкополосных сигналов. В соответствии с терминологией, принятой в работе [3], частотный дискриминатор относится к классу специализированных корреляционно-фильтровых устройств.
К недостаткам прототипа следует отнести ограниченные функциональные возможности, а также большие погрешности при измерении средней частоты в условиях малого входного отношения сигнал/помеха и при наличии априорной неопределенности о параметрах широкополосных сигналов.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, - расширение функциональных возможностей устройства за счет возможности одновременного обнаружения, классификации, измерения амплитуды, средней и тактовой частот фазоманипулированных сигналов при повышении помехоустойчивости и снижении погрешностей измерения параметров сигналов при их уровне, меньшем, чем уровень помехи.
Технический результат достигается тем, что в известное адаптивное многофункциональное корреляционно-фильтровое устройство введены:
а) канал поиска по частоте и обнаружения сигналов, включающий в себя входной тракт (1), смеситель (2), перестраиваемый по частоте генератор (32), полосовой фильтр с регулировкой полосы пропускания (3), детектор огибающей (6), фильтр нижних частот (7), решающее устройство (8), управитель (36);
б) канал адаптации по средней и тактовой частотам сигнала, включающий в себя делитель напряжений (16), фазовращатель (21), смеситель (22), полосовой фильтр с регулировкой средней частоты (23), детектор огибающей (28), фильтр нижних частот (29), пороговое устройство (30), частотомер (24), решающее устройство (8), управители (26, 27);
в) канал классификации и точного измерения параметров сигналов, включающий в себя решающее устройство (8), частотомер (24), пороговое устройство (30), управители (25, 31, 34), сумматор (33), частотомер (35).
Для достижения технического результата в адаптивное многофункциональное корреляционно-фильтровое устройство, содержащее два смесителя (4, 9), два полосовых фильтра (5, 18), линию задержки (10), фазовращатель (13), два фазовых детектора (14, 17), фильтр нижних частот (15), блок выделения сигнала ошибок (19), генератор гармонических колебаний (12), управляющий элемент (20), генератор стимулирующих сигналов (11), первый выход которого соединен со входом частотного дискриминатора (37), а второй выход соединен со входом второго фазового детектора (17); вход частотного детектора (37) соединен с первым входом смесителя (4) и с первым входом смесителя (9), второй вход смесителя (4) соединен с выходом линии задержки (10), выход смесителя (4) соединен со входом полосового фильтра (5), а выход полосового фильтра (5) соединен с первым входом фазового детектора (14), выход смесителя (9) соединен со входом линии задержки (10), второй выход генератора гармонических колебаний (12) соединен со входом фазовращателя (13), выход которого соединен со вторым входом фазового детектора (14), выход которого соединен со входами фильтра нижних частот (15) и полосового фильтра (18); выход фильтра нижних частот (15) является выходом частотного дискриминатора (37), выход полосового фильтра (18) соединен со вторым входом фазового детектора (17), выход которого соединен со входом блока выделения сигнала ошибок (19), выход которого соединен со входом управляющего элемента (20), выход которого соединен с управляющим входом генератора гармонических колебаний (12) дополнительно введены: входной тракт (1), смеситель (2), перестраиваемый по частоте генератор (32), полосовой фильтр с регулировкой полосы пропускания (3), детектор огибающей (6), фильтр нижних частот (7), решающее устройство (8), управитель (36); делитель напряжений (16), фазовращатель (21), смеситель (22), полосовой фильтр с регулировкой средней частоты (23), детектор огибающей (28), фильтр нижних частот (29), пороговое устройство (30), частотомер (24), решающее устройство (8), управители (26, 27), решающее устройство (8), частотомер (24), пороговое устройство (30), управители (25, 31, 34), сумматор (33), частотомер (35), причем вход входного тракта (1) является входом заявляемого устройства, а выход входного тракта (1) соединен с первым входом смесителя (2), второй вход которого соединен с первым выходом управляемого по частоте генератора (32), выход смесителя (2) соединен со входом полосового фильтра с регулируемой полосой пропускания (3), управляющий вход которого соединен с выходом управителя (25), выход детектора огибающей (6) соединен со входом фильтра нижних частот (7), выход которого соединен с первым входом решающего устройства (8) и вторым входом делителя напряжений (16), второй вход решающего устройства (8) соединен с выходом первого частотомера (24), третий вход решающего устройства (8) соединен с выходом порогового устройства (30), четвертый вход решающего устройства (8) соединен с выходом частотомера (35), управляющий выход решающего устройства (8) соединен со входами управителей (25, 26, 27, 31, 34, 36), выход фильтра нижних частот (15) соединен с первым входом делителя напряжений (16), выход которого соединен со входом управителя (34), вход фазовращателя (21) соединен со вторым выходом генератора гармонических колебаний (12), а выход фазовращателя (21) соединен со вторым входом смесителя (22), выход которого соединен со входом полосового фильтра с регулируемой средней частотой (23), выход которого соединен со входами частотомера (24) и входом детектора огибающей (28), выход которого соединен со входом фильтра нижних частот (29), выход которого соединен со входом порогового устройства (30); выход управителя (25) соединен с управляющим входом фильтра (3), выход управителя (26) соединен с управляющим входом линии задержки (10), выход управителя (31) соединен с управляющими входами входного тракта (1) и генератора стимулирующих сигналов (11), второй выход управляемого по частоте генератора (32) соединен со входом частотомера (35), выход делителя напряжений (16) соединен со входом управителя (34), выход управителя (34) соединен с первым входом сумматора (33), выход управителя (36) соединен со вторым входом сумматора (33), выход сумматора (33) соединен с управляющим входом генератора (32).
1
2
3
4
1
2
1
2
3
4
1
2
3
1
2
стс
1
2
1
2
1
2
1
2
3
4
5
6
На чертеже приведена структурная схема адаптивного многофункционального корреляционно-фильтрового устройства (АМКФУ), где 1 - входной тракт; 3, 5, 18, 23 - полосовые фильтры (ПФ, ПФ, ПФ, ПФ); 13, 21 - фазовращатели (Фвр, Фвр); 2, 4, 9, 22 - смесители (См, См, См, См); 7, 15, 29 - фильтры нижних частот (ФНЧ, ФНЧ, ФНЧ); 6, 28 - детекторы огибающей (ДО, ДО); 10 - линия задержки (ЛЗ); 11 - генератор стимулирующего сигнала (Г); 12, 32 - генераторы (Г, Г); 14, 17 - фазовые детекторы (ФД, ФД); 19 - блок выделения сигнала ошибки (БВСО); 20 - управляющий элемент (УЭ); 16 - делитель напряжений (Дел); 30 - пороговое устройство (ПУ); 24, 35 - счетчиковые частотомеры (Чр, Чр); 25, 26, 27, 31, 34, 36 - управители (Упр, Упр, Упр, Упр, Упр, Упр); 33 - сумматор (Сум); 8 - решающее устройство (РУ); 37 - частотный дискриминатор (ЧД).
2
Возможность достижения поставленной задачи изобретения подтверждается приведенным ниже анализом работы устройства. Входной тракт (ВТ) обеспечивает на основе использования пространственной и частотной селекции разряжение потока сигналов и помех до двухкомпонентной смеси у(t)=S(t)+n(t), где S(t) - сигнал на выходе ВТ; n(f) - гауссовая стационарная помеха на выходе ВТ.
1
1
При приеме слабых широкополосных фазоманипулированных сигналов (ФМС) с неизвестной формой после их преобразования по частоте в смесителе (CM) на выходе полосового фильтра с регулируемой полосой пропускания (ПФ) имеем:
ф1
n
n
ф1
h(t)=2Δfsinc(πΔft)cos(2πft);
г2
mг2
г2
U(t)=Ucos(2πft),
ф1
1
г2
2
mг2
г2
ф1
n
1
где h(f) - импульсная реакция ПФ; U(f) - напряжение генератора с управляемой частотой (Г) с амплитудой U и частотой f; f, Δf - средняя частота и максимально возможная полоса пропускания ПФ.
20
Напряжение у(f) представляет аддитивную смесь:
20
0
0
0
0
с
у(t)=S(t)+n(t) при t≤t≤t+Т;
0
ms0
s0
s0
s0
s0
s0
s
г2
S(t)=UП(t)cos[ωt+φ]; ω=2πf; ω=ω-ω;
г2
г2
s
sн
sв
s
sн
sв
s0
sв
sн
ω=2πf; f∈[f, f]; Δf∈[Δf, Δf]; φ∈[0,2π]; ΔF=f-f;
э
при τ≤T;
n
n
r(τ)=sinc(πΔfτ);
0
0
0
1
ms0
s0
s0
1
s
sн
sв
s
sн
sв
s
э
s0
n0
0
0
s
n
0
0
n0
0
0
c
где S(t), n(t) - ФМС и помеха n(t) на выходе ПФ; U, ω, φ - амплитуда, средняя частота и начальная фаза ФМС на выходе ПФ; П(t) - псевдослучайная манипулирующая последовательность; ω - средняя частота ФМС на выходе ВТ; f, f - нижняя и верхняя границы частоты f; Δf, Δf - нижняя и верхняя границы ширины спектра Δf принимаемых ФМС; Т - длительность элемента (посылки) ФМС; F - тактовая частота ФМС; R(τ), R(τ) - автокорреляционная функция ФМС S(t) и помехи n(t); r(τ), r(τ) - огибающая коэффициента автокорреляции ФМС S(t) и помехи n(t); , N - дисперсия и спектральная плотность помехи n(t), t, Т - момент начала и длительность сеанса функционирования АМКФУ.
Процесс обработки ФМС в АМКФУ состоит из пяти этапов адаптации. На первом этапе осуществляется поиск по частоте и обнаружение ФМС.
2
s0
s
г2
ф1
n
ф1
n
Процесс перестройки частоты Г продолжается до тех пор, пока не выполнится условие f=f-f(t)∈[(f-Δf/2); (f+Δf/2)]. После чего поиск по частоте прекращается и осуществляется обнаружение ФМС.
22
лз
20
г1
лз
Для осуществления корреляционно-фильтровой обработки необходимо формировать опорное напряжение у(t-τ), которое получается в результате смещения процесса у(t) на фиксированную частоту f и временного сдвига на величину τ:
ф
n
n
s0
г1
г1
mг1
г1
h(t)=2Δfsinc(πΔft)cos[2π(f+f)t]; U(t)=Ucos(2πft),
ф
3
s0
г1
n
г1
1
mг1
г1
где h(f) - импульсная реакция полосового фильтра, входящего в нагрузку смесителя (См) и имеющего среднюю частоту f+f и полосу пропускания Δf; U(t) - напряжение гетеродина гармонического колебания (Г), имеющего амплитуду U и частоту f.
2
В результате корреляционно-фильтровой обработки на выходе полосового фильтра (ПФ) имеем напряжение:
ф2
ф2
ф2
г1
h(t)=2Δfsinc(πΔft)cos(2πft),
ф2
2
ф2
г1
51
52
53
где h(t) - импульсная реакция полосового фильтра (ПФ), имеющего полосу пропускания Δf и среднюю частоту f, U(t) - компонент, обусловленный взаимодействием типа «сигнал-сигнал»; U(t) - компонент, обусловленный взаимодействием типа «сигнал-помеха»; U(t) - компонент, обусловленный взаимодействием типа «помеха-помеха»;.
При приеме ФМС с неизвестной формой имеем
51
m51
лз
г1
s0
r1
лз
ф2
sв
U(t)=UП(t)П(t-τ)cos{2π[ft+(f+f)τ]} при Δf-Δf.
Алгоритм обнаружения ФМС имеет следующий вид:
0
0
1
при t≤t≤t+Δt;
1
1
n
Δt=ΔFT/2Δf;
0
7
1
1
1
пор1
п
1
где Н - гипотеза об обнаружении ФМС; U(T) - напряжения на выходе фильтра нижних частот (ФНЧ), имеющего постоянную времени накопления Т; U - нормированный порог при обнаружении; К - коэффициент пропорциональности размерностью 1/В; Δt - длительность первого этапа обработки ФМС.
n
sв
ф2
sв
ф2
1
7
1
Анализ характеристик обнаружения ФМС с учетом методики, изложенной в [1], показывает, что при  Δf≥f; Δf≈Δf и ΔfT>>1 за счет нормализации напряжения U(T) можно использовать следующие соотношения:
1
п
α=1-Ф(g),
1
1
1
0
1
п
ф
2
где D, α - вероятности правильного обнаружения и ложных тревог; Ф(x), arc Ф(х) - функция Лапласа и обратная функция Лапласа;  - отношение сигнал/помеха по мощности на выходе ПФ; g - отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе ФНЧ; g - нормированный порог в РУ; g - отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе ПФ.
6
2
5
s
После обнаружения сигнала по командам из РУ поиск по частоте прекращается за счет отключения управителя (Упр) и начинается предварительная подстройка частоты Г за счет подключения управителя (Упр), что соответствует второму этапу адаптации, в ходе которого обеспечивается предварительное устранение априорной неопределенности о частоте f ФМС до тех пор, пока не достигается условие
s
г2
s0
ф1
0
1
0
1
2
f-Δf(t)=f→f при t+Δt≤t≤t+Δt+Δt,
2
2
где Δt - длительность этапа предварительной подстройки частоты гетеродина Г.
2
На данном этапе функционирования АМКФУ в качестве сигнала рассогласования используется напряжение на выходе ФНЧ
Учитывая, что
13
mг1
г1
фвр1
U(t)=Ucos[2πft+φ], получаем при
фвр1
φ=π/2;
2
2
51
где T - постоянная времени накопления в ФНЧ; U(t) - напряжение на выходе
2
13
1
фвр1
1
ПФ; U(t) - напряжение на выходе фазовращателя (Фвр); δφ - фазовый сдвиг, обусловленный неидеальностью аппаратурной реализации АМКФУ; φ - фазовый сдвиг, вносимый Фвр.
г1
лз
Для обеспечения инвариантности сигнала рассогласования к изменению амплитуды сигнала S(f) в делителе напряжений (Дел) осуществляется нормировка и при этом на выходе Дел при 2πfτ+δφ=2πk, где k - целое число, имеем дискриминационную характеристику в виде
16
s
г2
лз
U(t)=sin{2π[f-f(t)]τ}→0.
2
Поскольку дискриминационная характеристика корреляционно-фильтрового частотного дискриминатора в общем случае представляет периодическую функцию, то при этом возникает «проблема многозначности» при подстройке частоты Г.
Для устранения многозначности необходимо, чтобы величина задержки выбиралась из условия
лз
0
n
τ=τ=1/2Δf.
2
1
Как показано в работе [1], среднеквадратичная флюктуационная погрешность подстройки частоты гетеродина Г σf может быть рассчитана из следующих соотношений:
1
1
f1
1
n
σf=1/Sg; S=πΔf;
1
0
n
f1
2
где S - крутизна дискриминационной характеристики при τ=1/Δf; g - отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе ФНЧ.
2
5
6
2
3
После завершения этапа предварительной подстройки частоты гетеродина Г начинается третий этап адаптации, обеспечивающий классификацию принимаемого сигнала и оценивания тактовой частоты F и ширины спектра ФМС при оптимизации помехоустойчивости АМКФУ. С этой целью с РУ поступают команды на отключение управителей (Упр и Упр) и подключение управителей (Упр и Упр).
лз
4
ф4
В ходе данного этапа адаптации осуществляется синхронная перестройка временного сдвига, вносимого линией задержки (ЛЗ) τ(t) и средней частоты полосового фильтра (ПФ)f(t).
4
Напряжение на выходе смесителя (См) при наличии на входе АМКФУ только сигнала имеет вид:
4
где h(t) - импульсная реакция линейных цепей на выходе См.
Учитывая, что
21
mг2
г1
фвр2
г1
лз
фвр2
U(t)=Ucos(2πft+φ) при 2πfτ+δφ-φ=2πk имеем
лз
лз
фвр2
2
где I(τ) - интеграл, величина которого зависит от τ; φ - фазовый сдвиг, вносимый фазовращателем (Фвр).
лз
Энергетический спектр интеграла I(τ) состоит из трех нормированных компонентов [4]:
лз
1
лз
2
лз
3
лз
G(f, τ)=G(f, τ)+G(f, τ)+G(f, τ);
1
лз
2
лз
3
лз
где G(f, τ) - спектр, 1-го компонента, представляющего собой постоянную составляющую выходного эффекта; G(f, τ) - спектр 2-го компонента, обладающего дискретным характером; С(f, τ) - спектр 3-го компонента, имеющего непрерывный характер, соответствующий «собственному шуму» ФМС.
4
4
Для выделения информации о тактовой частоте манипуляции F ФМС целесообразно использовать на выходе смесителя (См) полосовой фильтр с регулируемой средней частотой (ПФ) с импульсной реакцией
ф4
ф4
ф4
ф4
h(t)=2Δfsinc(πΔft)cos(2πft),
ф4
ф4
4
где Δf, f - полоса пропускания и средняя частота полосового фильтра ПФ.
В общем случае при априорной неизвестной частоте манипуляции F компонент
2
лз
4
ф4
лз
ф4
G(f, τ) на выходе ПФ не выделяется, поскольку f≠F. Это приводит к необходимости вышеупомянутой перестройки τ(t) и f(t).
При реализации дискретно-шагового закона перестройки для
0
1
2
0
1
2
τ
t+Δt+Δt≤t≤t+Δt+Δt+Т имеем:
лз
0
0
n
ф4
в
ф4
τ(t)=τ+(i-1)Δτ; τ=1/2Δf; Δτ=Δf/2F(F-Δf);
ф4
в
ф4
0
n
ш
ф4
f(t)=F-(i-1)Δf; F=Δf; i∈[1, n]; Δf=Δf;
ш
лзв
0
τ
ш
3
лзв
н
n=(τ-τ)/Δτ; Т=nТ; τ=1/2 F,
τ
лз
ф4
0
0
лз
ф4
лз
ф4
ш
лзв
лз
3
3
где T - максимальный интервал времени, необходимый для реализации поисковых процедур [τ(t), f(t)]; τ, F - начальное значение τ и f; Δτ, Δf - величина шага перестройки τ и f; n - максимально возможное количество шагов перестройки в процессе поиска; τ - верхняя граница диапазона перестройки τ(t); Т - постоянная времени накопления фильтра нижних частот (ФНЧ).
2
лз
лз
э
ф4
Ф4
ф4
В процессе перестройки максимальное значение компонента G(f, τ) достигается при выполнении условий τ(t)→T/2→1/2F и f(f)∈[(F-Δf/2); (F+Δf/2)], необходимых для прекращения поиска.
2
лз
Для классификации принятого сигнала S(t) в качестве информативного признака используется компонент G(f, τ), который характерен только для ФМС.
Алгоритм классификации ФМС имеет вид:
i
i
3
при t≤t≤t+T,
ФМ
30
3
3
23
4
пор3
i
4
где Н - гипотеза о приеме ФМС; U(Т) - напряжения на выходе фильтра нижних частот (ФНЧ); U(t) - напряжение на выходе ПФ; U - пороговое напряжение в пороговом устройстве (ПУ); t - момент времени, соответствующий началу i-го шага перестройки ЛЗ и ПФ.
При срабатывании ПУ в РУ поступает информация, соответствующая гипотезе
ФМ
4
ф4i
2
3
4
Н и оценке номера шага перестройки  по которой устанавливается оценка временного сдвига  и оценка средней частоты ПФ. После этого с РУ на Упр и Упр подается команда на прекращение перестройки ЛЗ и ПФ.
1
F
С выхода ПУ подается также команда на подключение частотомера (Чр) для оценки манипулирующей частоты  в течение интервала времени Т, информация о которой подается в РУ.
3
τ
F
Третий этап обработки информации в АМКФУ реализуется за интервал времени Δt=T+Т.
кл
Вероятность ошибочных решений при классификации ФМС Р может быть рассчитана из соотношений [1]:
кл
2
2
2
2
2
п2
Р=0,5(β+α); β=1-D;  α=1-Ф(g)
2
2
τ
F
3
4
п2
где β, α - вероятности пропуска сигнала и ложной тревоги; g, g - отношения сигнал/помеха по напряжению на выходе ФНЧ и ПФ; g - нормированный порог в ПУ.
При использовании счетчикового метода оценки частоты относительная среднеквадратичная флюктуационная погрешность оценивания частоты равна [5]:
F
F
σF/F=1/2πmg, m=FT,
F
где m - количество периодов манипулирующей частоты F за сеанс оценивания Т.
1
ф1
В ходе четвертого этапа обработки информации в АМКФУ в начале осуществляется подстройка полосы пропускания в ПФ Δf с целью ее согласования с оценкой ширины спектра сигнала  а затем производится уточнение оценок амплитуды  средней  и манипулирующей  частот ФМС.
2
1
Для подстройки полосы пропускания ПФ с выхода РУ на управитель (Упр) подается целеуказание, соответствующее
1
т
В результате адаптации при обработке информации в АМКФУ погрешности оценивания параметров уменьшаются, поскольку полоса пропускания ПФ сокращается до  а крутизна дискриминационной характеристики S возрастает и становится равной
С учетом вышеизложенного уточненные среднеквадратичные флюктуационные погрешности оценивания параметров ФМС могут быть рассчитаны при  из следующих соотношений:
т
т
fт
σf=1/Sg;
т
Fт
σF/F=1/2πmg;
от
fr
Fт
1
2
3
s
s
где g, g, g - отношения сигнал/помеха по напряжению на выходе ФНЧ, ФНЧ, ФНЧ после проведения адаптации и устранения влияния априорной неопределенности о частоте f и ширине спектра Δf ФМС.
2
2
4
Δfф
f
Δfф
1
f
2
Оценка частоты ФМС равна  - оценка частоты гетеродина Г, которая фиксируется частотомером Чр в ходе четвертого этапа адаптации и передается в РУ. Четвертый этап обработки информации в АМКФУ реализуется за интервал времени Δt=Г+T, где Т - время, необходимое для подстройки полосы пропускания ПФ; T- время, необходимое для оценки частоты генератора Г.
s
В тех случаях, когда при оценивании частоты f сигнала необходимо устранить аппаратурную погрешность, обусловленную нестабильностью ЛЗ, целесообразно периодически использовать пятый этап обработки информации в АМКФУ, обеспечивающий режим калибровки ЛЗ.
стс
1
5
уэ
стс
При этом по командам из РУ отключается ВТ и включается генератор стимулирующего сигнала (Г). В результате обработки стимулирующего сигнала на выходе устройства выделения сигнала ошибки (УВСО) формируется сигнал рассогласования, который через управляющий элемент (УЭ) осуществляет подстройку частоты генератора Г таким образом, чтобы выполнялось условие  что и обеспечивает устранение смещенности нуля дискриминационной характеристики за счет аппаратурного фазового сдвига δφ. Длительность пятого этапа Δt определяется постоянной времени УЭ Т. После завершения пятого этапа по командам с РУ Г отключается, а ВТ включается.
Полная длительность сеанса обработки ФМС в АМКФУ равна
j
где Δt - длительность j-го этапа функционирования АМКФУ.
7
6
7
7
7
-2
-8
-2
-2
4
5
н
в
n
ф1
1
0
n
2
F
3
ф4
Для иллюстрации полученных соотношений рассмотрим пример при следующих исходных данных: ΔF=6·10 Гц; F=10 Гц; F=10 Гц;  Δf=2,5·10 Гц; Δf=2·10 Гц; T=10 c; τ=1/2Δf=2·10 с; Т=10 с; Т=10 с; Т=10 с; Δf=10 Гц.
При использовании АМКФУ без адаптации в результате экспресс-анализа ФМС имеем:
1
1
ms
ms
1
кл
1
c
-5
5
-3
-2
D=0,85; α=10; σU/U=0,2; σf=10 Гц; Р=10; σF=20 Гц; Т=5·10 с.
s
6
При использовании АМКФУ адаптации при приеме ФМС с шириной спектра Δf=2·10 Гц имеем:
1а
1
msт
ms
т
кл
2
-5
-3
3
-1
D→1; α=10; σU/U=5·10; σf=1,9·10 Гц; Р→0; σF=1,5 Гц; Tc=10 с.
ms
s
Таким образом, предлагаемое устройство обеспечивает оперативный радиомониторинг слабых широкополосных ФМС с расширением функциональных возможностей и снижением погрешностей оценивания основных параметров (U, F, f) и повышением помехоустойчивости при обнаружении и классификации ФМС.
Реализация устройства не вызывает затруднений. Все его функциональные узлы являются типовыми и могут быть выполнены на основе современной элементной базы.
Источники информации
1. Дятлов А.П. Корреляционные устройства в радионавигации. Часть I, II. - Таганрог: ТРТИ, 1988.
2. Авт. св. СССР №936374, оп. БИ №22, 1982.
3. Свистов В.М. Радиолокационные сигналы и их обработка. - М.: Сов. Радио, 1977.
4. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. - М.: Связь, 1979.
5. Аппаратура для частотных и временных измерений. Под ред. А.П. Горшкова. - М.: Сов. Радио, 1971.