Динамический синтез нагрузочных устройств с рекуперацией электроэнергии в сеть электропитания испытательного комплекса энергосистем космического аппарата

Экипаж точно будет знать, какой отказ или неисправность возникла, что позволит принять единственно правильное решение: продолжить полет, прекратить выполнение полетного задания, выключить двигатель, или перейти на другой режим полета, идти на вынужденную посадку, продолжать полет с повышенным контролем параметров работы двигателей и систем, запросить экстренную посадку и т. д.

Для этого необходимо, в соответствии с предложенной методикой, иметь расчеты по возникновению отказов и неисправностей всех систем и агрегатов данного типа воздушного судна, составить программу по определению отказов и неисправностей и ввести ее в бортовую вычислительную машину.

В полете, путем введения проявившихся признаков в БЦВМ, командир получит информацию об истинном состоянии системы воздушного судна. Зная

его в данный момент, командир (пилот) принимает единственно правильное решение, выполняет необходимые операции и снижает риск или выводит воздушное судно из аварийной ситуации.

Библиографические ссылки

1. Решетов Д. Н., Иванов А. С., Фадеев В. З. Надежность машин. М. : Высш. шк., 1988.

2. Воробьев В. Г., Константинов В. Д. Техническая диагностика авиационного оборудования. М. : Транспорт, 2000.

3. Лукасов В. В. Метод поиска неисправностей и его использование в обеспечении надежности летательных аппаратов : дис. ... канд. техн. наук. Красноярск, 2006.

V. V. Lukasov, N. V. Nikushkin

SOLUTION OF A PROBLEM OF SUPPORT OF THE DESISION TO BE MADE BY A CREW TEAM WHEN AN EMERGENCY SITUATION OCCURS WILE IN FLIGHT

The authors offer a method for support of the desision to be made by a crew team to avoid the emergency when such situation occurs wile in flight, with the help of a probabilistic method.

Keywords: aircraft, crew, emergency, sign, probability of a state, probability of warning expression.

© Лукасов В. В., Никушкин Н. В., 2011

УДК 629.7.064.52

Е. А. Мизрах, Д. К. Лобанов

ДИНАМИЧЕСКИЙ СИНТЕЗ НАГРУЗОЧНЫХ УСТРОЙСТВ С РЕКУПЕРАЦИЕЙ ЭЛЕКТРОЭНЕРГИИ В СЕТЬ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ИСПЫТАТЕЛЬНОГО КОМПЛЕКСА ЭНЕРГОСИСТЕМ

КОСМИЧЕСКОГО АППАРАТА*

Разработана методика динамического синтеза нагрузочных устройств с рекуперацией электроэнергии в сеть электропитания испытательного комплекса энергосистем космического аппарата.

Ключевые слова: энергосбережение, нагрузочное устройство, рекуперация.

Энергосистемы современных космических аппаратов (КА) работают, как правило, на постоянном токе и содержат первичные и вторичные источники электрической энергии для электропитания бортовых электротехнических систем. При наземных испытаниях вторичных источников электропитания (ВИЭП) КА большой мощности (свыше пяти киловатт) возникают проблемы с утилизацией энергии нагрузочных устройств. Авторами предложен один из вариантов решения этой проблемы - рекуперация потребленной энергии в сеть постоянного тока, питающую испытываемый вторичный источник электропитания [1].

Энергосберегающий испытательный комплекс (рис. 1) для наземных испытаний мощных ВИЭП КА

содержит в своем составе имитатор солнечной батареи (имитатор СБ), воспроизводящий выходные вольтамперную характеристику (ВАХ) и полное внутреннее сопротивление СБ; нагрузочное устройство рекуперационного типа (НУРТ), имитирующее вольтамперную характеристику и полное внутреннее сопротивление реальных бортовых потребителей.

НУРТ содержит непрерывный стабилизатор тока (НСТ) и импульсный стабилизатор тока (ИСТ) стабилизаторы тока, находящиеся в следующей взаимосвязи: НСТ стабилизирует выходной ток /ВИэп, а ИСТ, выполненный на основе импульсного преобразователя (ИП), стабилизирует ток через непрерывный регулирующий элемент (НРЭ).

*Работа выполнена при финансовой поддержке Федеральной целевой программы «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009-2013 гг.

Рис. 1. Структурная схема энергосберегающего испытательного комплекса:

СВ - стабилизирующий выпрямитель; ВИЭП - первичный источник электропитания; имитатор СБ - имитатор солнечной батареи; ИП - импульсный преобразователь; ИОН - источник опорного напряжения;

УС - усилитель-сумматор напряжения; ДТ - датчик тока

Это позволяет уменьшить рассеиваемую мощность НРЭ, его габариты и массу. НСТ образуют НРЭ, датчик тока ВИЭП (ДТ1), источник опорного напряжения (ИОН1), усилитель-сумматор напряжения (УС1). ИСТ образуют ИП, датчик тока ДТ2, протекающего через НРЭ, ИОН2 и усилитель-сумматор УС2.

Принцип работы НУРТ поясняют диаграммы напряжений и токов (рис. 2). В момент времени ¿0 происходит наброс тока ВИЭП, в момент времени ¿2 - сброс. В момент времени ¿0 увеличивается опорное напряжение иОП1, что приводит к увеличению тока, протекающего через НРЭ, и выходного тока ВИЭП.

А ип

и ОП2 10 к

ИП \Ь <1 | к

г к

\А1НРЭ 1 а0 к а, П И2

ВИЭП к

к ^1 *2

Рис. 2. Диаграммы напряжений и токов при набросе и сбросе выходного тока ВИЭП

Увеличение тока /НРЭ в свою очередь приводит к увеличению напряжений ЦдТ2, иУС2 и к увеличению входного тока ИП - /ИП. Так как НСТ стабилизирует ток /ВИЭП, равный сумме токов 1НРЭ и /ИП, то увеличение тока 1ИП приводит к уменьшению тока /НРЭ и наоборот. Таким образом, ток /НРЭ возвращается к прежнему значению. Высокая скорость нарастания входного тока НУРТ при имитации ступенчатого наброса

нагрузки обеспечивается полным открытием НРЭ. НРЭ остается в открытом состоянии до тех пор, пока входной ток ИП не увеличится до значения входного тока НУРТ. По мере того как входной ток ИП увеличивается, ток через НРЭ будет уменьшаться.

Для сброса тока /ВиЭП необходимо предварительно у в еличить ток /НРЭ за счет уменьшения тока 1ИП. Для этого в момент времени ^ увеличивается напряжение иОП2 , что приводит к уменьшению тока 1ИП и к увеличению тока /НРЭ. В момент времени ¿2 уменьшаются напряжения иОП1 и иОП2, что приводит к уменьшению

токов /нрэ и ^ВИЭП.

По структурной схеме (см. рис. 1) составим схему замещения силовой части системы ВИЭП-НУРТ (рис. 3). На схеме замещения испытываемый ВИЭП представлен в виде источника напряжения ЕВИЭП с внутренним импедансом ZВИЭП, НРЭ и ИП - как источники тока «/НРЭ и ^П с внутренними адмитансами

7НРЭ и 7ИП соответственно.

Рис. 3. Схема замещения для системы ВИЭП-НУРТ

Исходя из структурной схемы и схемы замещения, запишем уравнения в операторном виде, описывающие процессы в системе ВИЭП - НУРТ:

1ВИЭП (Б ) = ^НРЭ ( ) + 1ИП ( ) =

= IНрэ (*)+1НврнЭ (*)+1 ИП (*)+1ИПн (*);

^НРЭ (5) = иУН1 (5)^НРЭ (5);

1ИП ( 5 ) = иУН2 ( 5 )^ИП ( 5 );

иДТ1

иДТ2

иУС1

иУС2

IНРнЭ (5) =

= (иВиЭП (5) - (ВИЭП )1ВИЭП (5)УНРЭ );

1ип

где 1вИЭП - выходной ток испытываемого ВИЭП; 1НРЭ - ток, протекающий через НРЭ; 1ИП - входной

ток ИП; 1НрЭ - ток короткого замыкания НРЭ; 1нРЭ - ток, обусловленный внутренним адмитансом НРЭ; IИП - входной ток короткого замыкания ИП;

1ИвПн - входной ток ИП, обусловленный внутренним адмитансом ИП; иУС1 - выходное напряжение УС1; иУС2 - выходное напряжение УС2; ^НРЭ (5) - передаточная функция (ПФ) НРЭ, связывающая 1НРЭ с сигналом управления иУС1; ^ИП (5) - ПФ ИП, связывающая 1ИП с сигналом управления иУС2; иОП1 - выходное напряжение ИОН1; иОП2 - выходное напряжение ИОН2; ЦдТ1 - выходное напряжение ДТ1; ПдТ2 - выходное напряжение ДТ2; ^УС1(5) - ПФ УС1;

^УС1(5) - ПФ УС2; иВИЭП - выходное напряжение холостого хода ВИЭП.

По уравнениям (1)-(9) составлена функциональная схема системы ВИЭП-НУРТ (рис. 4).

Усилители-сумматоры описываются уравнениями апериодических звеньев [2], а их ПФ имеют вид

ГУС1 (5 ) =

ЩУС2 (5) =

К

УС1

Ку

оу1

Ку

К

УС2

/с

оу2

где КУС1, КУС2 - коэффициенты усиления УС1 и УС2, /у1, />у2 - частота единичного усиления УС1 и УС2.

ПФ и внутренний адмитанс НРЭ и ИП были определены экспериментально на макетах с помощью непосредственного измерения амплитудной частотной (АЧХ) и фазовой частотной характеристик (ФЧХ) и последующей аппроксимации:

<П (5) =

IИП ( 5 ) :

иУС2

К Я С 5 +1

„,ЛШИМ и/ •“вых'-'вых. ф°

=У „ИП ^вх ф I, 5)

Г»ИП ^ \ / Т

Явых Т С 5 2 + вых. ф

вых. ф вых. ф я ИП

5 +1

УИП (5) =

іИп

иВИЭП

И

Яв

Г2 пг

Щвх ф (5)-------------------------- ф •

И

Явы

ЯИП = иСВ . Явых тИП .

К иВИЭП .

КШИМ

и

ЩКЗэ (5) =

Щвх. ф (5) =

1НРэ (5) _

ПИЛ

1

Яп Свх. ф 5 + 1

Кн

и УС1 (5) ТНРЭ 5 + 2^НРЭТНРЭ 5 + 1

.

у (5) 1НрЭ (5) У НРЭ (?>нрэ15 +1) .

2НРЭ “ гт / \ 2 _ _ „ .

иВИЭП (5) ТУнрэ25 + 2^УнрэТУнрэ25 + 1 ^ВИЭП (5) = 20 ВИЭП (твиэп 5 +1),

где у - коэффициент заполнения ИП; иВИЭП - выходное напряжение ВИЭП; иСВ - выходное напряжение СВ; иПИЛ - размах выходного напряжения генератора пилообразного напряжения ШИМ-контроллера; Яп -сопротивление проводов, Свх. ф - емкость конденсатора входного фильтра ИП; 1^^ - выходной ток ИП; Свых. ф - емкость конденсатора выходного фильтра ИП; Твых. ф - индуктивность дросселя выходного фильтра ИП; КНРЭ - коэффициент передачи НРЭ; ТНРЭ, ТУнрэ1, ТУнрэ2 - постоянные времени НРЭ; |НРЭ, |Унрэ - коэффициенты относительного демпфирования; У0 НРЭ - активная составляющая адмитанса НРЭ; 20 ВИЭП - активная составляющая импеданса ВИЭП; ТВИЭП - постоянная времени ВИЭП. Исследуем НСТ и ИСТ на устойчивость частотным методом. В соответствии с функциональной схемой, приведенной на рис.4, по формуле Мезона [3] составим ПФ разомкнутых контуров НСТ и ИСТ:

Щ РК (5)= =

иДТ1

ЩУС1 (5)ЩНГО (5)КДТ1 + ЩУС1 (5Кга (5)х =____________х КДТ1ЩУС2 (5)ЩИП (5)КДТ2______;

1 + УНРЭ (5) 2ВИЭП (5) + уИП (5) 2ВИЭП (5) +

+ 2ВИЭП

щ (5)_ и0П2(5) _

И"СТ РК (5)_ идт, (5)_

ЩУС2 (5) ЩИП ( 5 )КДТ2 2ВИЭП (5)УНРЭ (5) +

_ + ЩУС2 (5) ЩИП (5)КДТ2ЩУС1 (5) ЩНРЭ (5~)КДТ1

1 + унрэ (55)2 ВИЭП (5)+ УИП (5) 2ВИЭП (5) +

+ ЩУС1 (5) ЩНрЭ (5)КДТ1

Рис. 4. Функциональная схема для системы ВИЭП-НУРТ

Статические коэффициенты передачи

кнст = |щнст рк (ую)|ю^0 и Кист = |щист рк (ую)|ю^0 разомкнутых контуров НСТ и ИСТ находят методами теории автоматического управления [3] исходя из требования заданной точности стабилизации тока ВИЭП и тока НРЭ соответственно:

8 НСТ

г 1 + К НСТ

8ИСТ

г ^<» 1 + К ист

где 8НСТ - величина ошибки стабилизации тока ВИЭП, 8ИСТ - величина ошибки стабилизации тока НРЭ.

КУС1 и КУС2 находят из решения системы уравнений:

КНСТ = |ЩНСТ РК (КУС1, КУС2 , ую)|ю^0 ,

I

КИСТ = ЩИСТ РК (КУС1, КУС2 , 7ю )|ю^0 .

Числитель ПФ разомкнутого контура НСТ представляет собой сумму двух слагаемых ЖЧ1 (ую) и

^Ч2 (ую):

Щ

где

Щч1

Щч2 (ую) = Щус1 (ую) ЩНРЗЭ (ю) х

/ . Ч КЗ / .4

х КДТ1ЩУС2 ию) ЩИП ию) КДТ2.

Если логарифмические АЧХ слагаемых числителя пересекаются, то на общей ЛАЧХ ПФ разомкнутого контура НСТ в точке пересечения возможен резонансный провал. Поскольку на частоте пересечения шп ЛАЧХ модули слагаемых числителя равны -

ЩЧ1 (юп )| = |ЩЧ2 (у'юп )| = К (юп ) - то глубИНа прова-

ла определяется разностью фаз ПФ слагаемых числителя:

W (j% ) = W41 (jWn)+w42 (j% ) =

= Кч1 (j“n )|cos Ф1 + J'|W41 (Ч )|sin Ф1 +

+ IW42 (Jn ) C0S Ф + J \W42 ( J“n ) Sin Ф2 =

= К (t°n )(cos Ф1 + cos Ф2 + J (sin ф1 + sinV2 ).

Анализ выражения (27) показывает, что глубина провала будет минимальной, если выполняется условие

- 2л/3 ± 2пк < ф1 -ф2 < + 2л/3 ± 2пк,

где к = 0, n.

Выполнение этого условия достигается увеличением коэффициента усиления КУС1 и уменьшением коэффициента усиления КУС2, при этом не должен уменьшаться статический коэффициент КНСТ в контуре НСТ. Анализ числителя выражения (19) показывает, что частота пересечения шп в большей степени зависит от коэффициента КУС2, чем от КУС1, так как Wyci(s) входит в качестве множителя в оба слагаемых числителя (19). При уменьшении коэффициента КУС2 частота пересечения шп будет сдвигаться в низкочастотную область, тем самым уменьшая разность фаз ф1-ф2. Задача усложняется тем, что при подборе коэффициентов КУС1 и КУС2 усилителей-сумматоров изменяются их ФЧХ, что приводит к изменению ФЧХ ПФ разомкнутых контуров НСТ и ИСТ.

Желаемую частоту пересечения , по которой выполняется условие (28), можно определить по неравенству (29), а коэффициенты усиления КУС1 и КУС2, обеспечивающие пересечение ЛАЧХ слагаемых числителя ПФ WHCT РК (s) на данной желаемой частоте, можно найти из решения системы уравнений (30):

- 2 п/3 ± 2пк < arg

< + 2 п/ 3 ± 2 пк;

W41 (КУС1, УШп )| = IW42 (КУС1, КУС2 , jan )|

'

WHCT РК (КУС1, КУС2, -/'юп )1 ) = КНСТ

v /1ю^0

При уменьшении коэффициента КуС2 коэффициент передачи Кист разомкнутого контура ИСТ должен обеспечивать приемлемую точность стабилизации тока через НРЭ.

Числитель ПФ разомкнутого контура ИСТ также представляет собой сумму двух слагаемых, однако, практически во всем диапазоне частот выполняется условие (31) и меньшим слагаемым можно пренебречь:

WyC2 )WHII

<< WyC2 (s) Wffll (s)КДТ2^УС1 (s) ^НРЭ (s)КДТ1.

В результате ЛАЧХ ПФ разомкнутого контура ИСТ не будет иметь резонансного провала.

Приведены ЛАЧХ и ФЧХ числителя W4 (ja) и

составляющих его слагаемых W41 (ja) и W42 (ja) согласно выражению (19) для разных коэффициентов Кус1 и Кус2 (рис. 5):

L

Фч

На частоте пересечения (рис. 5, а) наблюдается резонансный провал на ЛАЧХ и скачок на ФЧХ, так как условие (28) не выполняется. В этом случае для обеспечения устойчивости контура НСТ необходимо существенно уменьшить частоту среза и, следовательно, быстродействие НСТ. Выполнение условия (28) уменьшает глубину провала на ЛАЧХ и величину скачка на ФЧХ (рис. 5, б), что позволяет обеспечить

устойчивость НСТ при большей частоте среза и более высокое быстродействие. Для этого случая выполним динамический синтез ИСТ и НСТ, воспользовавшись методом В. В. Солодовникова [3].

Распространенными требованиями при испытаниях систем электропитания являются: обеспечение максимальной скорости нарастания тока й!ВИЭП/сИ > а, [А/с]; максимального тока 1ВИЭП, [А]; обеспечение переходных отклонений по току Д!ВИЭП,

[А]. Для примера предъявим к системе следующие требования: скорость нарастания тока 1ВИЭПа = 2,5 А/мкс;

максимальный ток 1ВИЭП = 25 А; переходные отклонения по току Д1 ВИЭП = ±5 А. Исходя из данных

требований, для НСТ можно определить необходимое время регулирования Тр НСТ = 10 мкс и перерегулирование стНСТ < 10 %.

По методу В.В. Солодовникова [3] найдены желаемая частота среза НСТ /жНСТ = 125 кГц, запас по фазе уНСТ = 50° и граничные значения ординат среднечастотного участка ЛАЧХ Ьт НСТ = ±17 дБ.

Требования к динамическим свойствам ИСТ можно выбрать исходя из следующих соображений. ИСТ должен ограничить ток НРЭ до того, как температура кристаллов транзисторов НРЭ достигнет максимально допустимой. Например, для НРЭ, состоящего из восьми полевых транзисторов ШР740М и при максимальном токе 1НРЭ = 25А, время регулирования ИСТ должно составлять ТрИСТ < 5мс. Перерегулирование сИСТ не должно быть большим, так как оно может приводить к перегрузке НРЭ. Для перерегулирования сИСТ = 20 % вычислены желаемая частота среза для ИСТ /жИСТ = 250Гц, запас по фазе уИСТ = 50° и граничные значения ординат среднечастотного участка ЛАЧХ Ьт ист = ±17 дБ.

а б

Рис. 5. ЛАЧХ и ФЧХ числителя и слагаемых числителя ПФ разомкнутого контура НСТ: а - при Кнст = 400, Кус1 = 2,2, Кус2 = 50; б - при Кнст = 400, Кус1 = 41, Кус2 = 2,5

а б

Рис. 6. ЛАЧХ и ФЧХ ПФ скорректированных разомкнутых контуров ИСТ

Поскольку нескорректированные ИСТ и НСТ не обладают требуемыми запасами устойчивости, то необходима коррекция частотных характеристик. Анализ показал, что обеспечение устойчивости и требуемого качества регулирования относительно просто достигается применением последовательных корректирующих устройств интегро-дифференцирующего типа (рис. 6).

На основании изложенного авторами предложена следующая методика динамического синтеза нагрузочных устройств рекуперационного типа:

1. Исходя из заданной ошибки стабилизации тока ВИЭП выбирают коэффициент КНСТ разомкнутого контура НСТ согласно выражению (21).

2. Исходя из заданной ошибки стабилизации тока, протекающего через НРЭ, выбирают коэффициент КИСТ разомкнутого контура ИСТ согласно выражению (22).

3. Строят ЛАЧХ и ФЧХ слагаемых числителя ПФ разомкнутого контура НСТ на основе выражений (32), (33) и определяют разность фаз ф1-ф2 на частоте пересечения юп.

4. Если разность фаз ф1-ф2 не удовлетворяет условию (28), то с помощью выражения (29) определяют

желаемую частоту пересечения ЛАЧХ слагаемых

числителя ПФ разомкнутого контура НСТ.

5. С помощью выражения (30) находят коэффициенты КУС1, КУС2 усилителей-сумматоров, обеспечивающих пересечение ЛАЧХ слагаемых числителя ПФ

разомкнутого контура НСТ на желаемой частоте . При этом уменьшается статический коэффициент передачи КИСТ разомкнутого контура ИСТ. Если требование обеспечения заданной точности стабилизации тока НРЭ критично, то можно увеличить границы интервала, указанного в выражении (28), в который должна попадать разность фаз ф1-ф2, на 20 %. На практике это не оказывает существенного влияния на вид ЛАЧХ и ФЧХ ПФ разомкнутого контура НСТ.

6. Исходя из технических требований, предъявляемых к испытательному комплексу, задают требования к динамическим характеристикам НСТ и ИСТ.

Методами теории автоматического управления проводят расчет корректирующих устройств, обеспечивающих заданные показатели качества переходного процесса.

В скорректированном контуре ИСТ частота среза /ИСТ = 37 кГц, запас по фазе уИСТ = 83°. В скорректированном контуре НСТ частота среза /НСТ = 190 кГц, запас по фазе уНСТ = 87°. Переходные процессы в НУРТ (рис. 7) при набросе и сбросе тока /ВИЭп, полученные в результате моделирования в пакете Мсго-САР, удовлетворяют предъявляемым требованиям.

Рис. 7. Переходные процессы в системе ВИЭП-НУРТ

Разработанная методика динамического синтеза нагрузочных устройств рекуперационного типа позволяет проектировать НУРТ с требуемыми динамическими характеристиками и качеством переходных процессов.

Библиографические ссылки

1. Мизрах Е. А., Лобанов Д. К. Энергосберегающее нагрузочное устройство для испытаний систем электропитания постоянного тока // Вестник СибГ АУ. 2010. Вып. 6 (32). С. 56.

2. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника : пер. с нем. М. : Мир, 1982.

3. Попов Е. П. Теория линейных систем автоматического регулирования и управления. М. : Наука, 1989.

E. A. Mizrakh, D. K. Lobanov

DYNAMIC SYNTHESIS OF DC LOAD WITH ENERGY RECUPERATION INTO POWER NETWORK OF SPACECRAFT POWER SUPPLY SYSTEM TEST COMPLEX

The method of dynamic synthesis of DC load with energy recuperation into power network of spacecraft power supply system test complex has been developed.

Keywords: energy-efficiency, DC load, recuperation.

© Мизрах Е. А., Лобанов Д. К., 2011

УДК 621.396.962.23

В. А. Фельк, Ю. С. Воронцов, А. Н. Фомин, А. И. Ступников

ИЗМЕРЕНИЕ ДАЛЬНОСТИ С ПОМОЩЬЮ МОДИФИЦИРОВАННОГО

ЭФФЕКТА ДОПЛЕРА

Предложена методика высокоточного измерения дальности с использованием модифицированного эффекта Доплера.

Ключевые слова: эффект Доплера, фазовая автоподстройка частоты.

Измерение абсолютного значения дальности можно реализовать путем осуществления приращения частоты излученного радиосигнала при условии, что фаза принятого сигнала от переотражающей антенны в точке излучения исходного радиосигнала будет стационарна. Это условие можно выполнить за счет изменения частоты исходного радиосигнала таким образом, чтобы разность фаз принимаемого сигнала от переотражающей антенны и исходного радиосигнала была равна нулю. Данный принцип измерения можно реализовать, используя генератор исходного радиосигнала, которым будет управлять устройство фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) по сигналу рассогласования, принимаемого от переотражающей антенны [1]. Особенность метода заключается в том, что можно измерять абсолютную дальность с точностью менее длины волны.

Теоретическое обоснование метода. Измеряемое расстояние Б определяется по соотношению:

D =

с у X

-----------= — (n + ф),

2f 360° 2

где с - скорость распространения электромагнитной волны; / - частота генератора управляемого напря-

- полная фазовая задержка;

- целая часть фазовой задержки

жением (ГУН); у

X - длина волны; n сигнала.

Здесь введено обозначение ф =

У

у - 360°n 360° ;

360°

D + d = -

2( / + Д/) где й - приращение дальности.

Из соотношений (1) и (2) получаем выражение для приращения дальности й:

d = -

cn cnf - cnf - cn/Sf cnSf

2( f + Sf) 2 f 2( f + Sf) f

2f 2

Работа ФАПЧ при использовании интегрального закона регулирования обеспечивает значение ф = 0 за счет изменения частоты ГУН /, поэтому получаем:

Последнее выражение представим в обобщенном виде:

£ = -/

Б / '

Описание экспериментальной установки.

Современные цифровые синтезаторы частоты гигагерцового диапазона обеспечивают шаг перестройки частоты 100 Гц и менее, что позволяет использовать их в предложенном методе [2]. В лабораторных условиях макет локатора приведен в масштабе расстояний 1 : 200, что позволяет осуществить работы в пределах помещения лаборатории на малых мощностях излучения с использованием приборов общего назначения: осциллографа С1-91 и анализатора спектра СК4-59. Значения приращения частоты на 1 мм перемещения антенны ретранслятора согласно выражению (4) составит 600 кГц, что с достаточной точностью измеряется анализатором спектра СК4-59. Осциллографом С1-91 регистрируется огибающая принимаемого сигнала с выхода синхронного детектора.

На выходе генератора имеем сигнал частотой 2,85 ГГц с диапазоном перестройки 15 МГц и мощностью 5 мВт. Нагрузкой генератора является микропо-лосковый полуволновой вибратор, расположенный в фокусе параболического отражателя диаметром 1 м, что обеспечивает коэффициент антенны равный 30 дБ.

c

n