ИНСТРУМЕНТАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
INSTRUMENTATION AMPLIFIER

Предлагаемое изобретение относится к области измерительной техники, радиотехники, связи и может использоваться в качестве устройства для прецизионного усиления аналоговых сигналов в микросхемах различного функционального назначения (например, для измерительных и автоматических систем, медицинской технике, диагностике и т.п.).
Создание аналоговых и аналого-цифровых интерфейсов смешанных систем на кристалле (СнК), ориентированных на взаимодействие с чувствительными элементами (сенсорами) мостового типа всегда предполагает применение инструментальных усилителей (ИУ) как с фиксируемыми, так и с управляемыми параметрами, выполняющих функции подавления синфазного напряжения и усиления дифференциального напряжения. Эти устройства являются основой как для аналоговых портов, так и для целого класса сложно-функциональных блоков (СФ блоков) СнК. Достаточно большой динамический диапазон измеряемых величин и относительно высокая точность преобразования предопредели использование в таких интерфейсах прецизионных операционных усилителей (ОУ). Большинство известных на данный момент решений связано с использованием классической структуры построения ИУ, состоящей из трех ОУ и набора прецизионных резисторов [1-16].
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является инструментальный усилитель, представленный в патенте US 2010/0259323 A1 фиг.1 автора Paul L. Bugyik. Он содержит входной прецизионный преобразователь 1 первого 2 и второго 3 источников входных напряжений, связанных с общей шиной питания 4, первый 5 и второй 6 выходы входного прецизионного преобразователя 1, первый 7 и второй 8 входы устройства, связанные с первым 2 и вторым 3 источниками входных напряжений, первый 9, второй 10 и третий 11 резисторы обратной связи, активный сумматор 12 с инвертирующим 13 и неинвертирующим 14 входами, выход устройства 15, связанный с выходом активного сумматора 12, причем первый 5 выход входного прецизионного преобразователя 1 связан с инвертирующим входом 13 активного сумматора 12, второй 6 выход входного прецизионного преобразователя 1 связан с неинвертирующим входом 14 активного сумматора 12.
Существенные недостатки известного устройства, архитектура которого присутствует также во многих других инструментальных усилителях [1-16], состоят в следующем:
сн
1. Первый недостаток. Даже при использовании строго идентичных операционных усилителей в структуре входного прецизионного преобразователя 1 предельное значение коэффициента ослабления входного синфазного сигнала (K) будет определяться следующим соотношением:
<mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>4</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>3</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mn>4</mn></msub></mrow></mfrac><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>4</mn></msub><mo>−</mo><msub><mi>R</mi><mn>3</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>3</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mn>4</mn></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext>                                  (1)</mtext></mrow>
1
4
где R÷R - резисторы, входящие в структуру активного сумматора (12) фиг.1.
1
4
Поэтому глубокое ослабление входного синфазного сигнала в ИУ фиг.1 возможно только при строго согласованных резисторах R÷R.
1
2
3
4
сн
Можно показать, что даже при реализации условия строгой идентичности сопротивлений резисторов (R=R=R=R=R) K не лучше, чем
<mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi><mi>min</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mi>Δ</mi><msub><mi>K</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>Θ</mi><mi>R</mi></msub><mo>,</mo><mtext>                                                                      (2)</mtext></mrow>
R
где Θ - погрешность сопротивлений резисторов активного сумматора (12) (фиг.1).
R
R
1
4
R
Таким образом, из приведенных соотношений (1) и (2) видно, что максимально реализуемый коэффициент ослабления входного синфазного сигнала ИУ фиг.1 ограничивается погрешностью сопротивлений резисторов активного сумматора Θ. Как следствие, даже для прецизионных технологий, у которых Θ=0,1%, коэффициент ослабления входного синфазного напряжения ИУ фиг.1 не превышает 60 дБ, что явно недостаточно для построения даже непрецизионных измерительных и датчиковых систем. Поэтому при производстве таких схем ИУ используют дорогостоящую прецизионную лазерную настройку резисторов R÷R, направленную на достижение требуемых качественных показателей резисторов (например, Θ=0,01%), при которых коэффициент ослабления входного синфазного сигнала не превышает 75 дБ.
2. Второй недостаток. Неэффективность использования проходной характеристики первого (А1) и второго (А2) операционных усилителей в структуре ИУ фиг.1. Это объясняется тем, что (основная часть амплитудной характеристики первого (А1) и второго (А2) операционных усилителей содержит составляющую входного синфазного напряжения
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>A</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>,</mo><msub><mrow><mtext>  U</mtext></mrow><mrow><mtext>A2</mtext></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>,</mo><mtext>                                         (3)</mtext></mrow>
A1
A2
сн
д
9
11
где U и U - напряжения на выходе первого (А1) и второго (А2) операционных усилителей соответственно, U - синфазное напряжение на входах инструментального усилителя 7 и 8, U - дифференциальное напряжение на входах инструментального усилителя 7 и 8, R÷R - резисторы цепи обратной связи, входящие в структуру входного прецизионного преобразователя 1 фиг.1.
1
4
Основные задачи предлагаемого изобретения состоят в следующем. 1. Исключить прецизионные резисторы R÷R из структуры активного сумматора 12 и, следовательно, необходимость дорогостоящей прецизионной лазерной настройки этих резисторов. Это позволит не только повысить выход годных изделий при производстве, но и получить максимально высокий коэффициент ослабления входного синфазного напряжения в структуре ИУ.
2. Исключить синфазную составляющую в выходных сигналах первого (А1) и второго (А2) операционных усилителей, что позволит повысить эффективность использования их амплитудной характеристики.
Поставленная задача решается тем, что в инструментальном усилителе фиг.1, содержащем входной прецизионный преобразователь 1 первого 2 и второго 3 источников входных напряжений, связанных с общей шиной питания 4, первый 5 и второй 6 выходы входного прецизионного преобразователя 1, первый 7 и второй 8 входы устройства, связанные с первым 2 и вторым 3 источниками входных напряжений, первый 9, второй 10 и третий 11 резисторы обратной связи, активный сумматор 12 с инвертирующим 13 и неинвертирующим 14 входами, выход устройства 15, связанный с выходом активного сумматора 12, причем первый 5 выход входного прецизионного преобразователя 1 связан с инвертирующим входом 13 активного сумматора 12, второй 6 выход входного прецизионного преобразователя 1 связан с неинвертирующим входом 14 активного сумматора 12, предусмотрены новые элементы и связи - входной прецизионный преобразователь 1 включает первый 15 преобразователь «напряжение-ток», инвертирующий вход которого связан с первым 7 входом устройства, а неинвертирующий вход соединен со вторым 8 входом устройства, первый 16 токовый выход первого 15 преобразователя «напряжение-ток» соединен с первым 17 токовым выходом второго 18 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к неинвертирующему токовому входу первого 19 выходного преобразователя «ток-напряжение» и к инвертирующему токовому входу второго 20 выходного преобразователя «ток-напряжение», второй токовый выход 21 первого 15 преобразователя «напряжение-ток» соединен со вторым 22 токовым выходом второго 18 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к инвертирующему токовому входу первого 19 выходного преобразователя «ток-напряжение» и к неинвертирующему токовому входу второго 20 выходного преобразователя «ток-напряжение», причем сигнал на первом 16 токовом выходе первого 15 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 21 токовом выходе первого 15 преобразователя «напряжение-ток», а сигнал на первом 17 токовом выходе второго 18 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 22 токовом выходе второго 18 преобразователя «напряжение-ток» и синфазен сигналам на первом 16 токовом выходе первого 15 преобразователя «напряжение-ток», выход 23 первого 19 выходного преобразователя «ток-напряжение» соединен с первым 5 выходом входного прецизионного преобразователя 1, а также связан с инвертирующим входом второго 18 преобразователя «напряжение-ток» через второй 10 резистор обратной связи, причем инвертирующий вход второго 18 преобразователя «напряжение-ток» связан с общей шиной источников питания 4 через дополнительный резистор обратной связи 24, выход 25 второго 20 выходного преобразователя «ток-напряжение» соединен со вторым 6 выходом входного прецизионного преобразователя 1, а также связан с неинвертирующим входом второго 18 преобразователя «напряжение-ток» через первый 9 резистор обратной связи, причем неинвертирующий вход второго 18 преобразователя «напряжение-ток» связан с общей шиной источников питания 4 через третий 11 резистор обратной связи.
Схема инструментального усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1.
На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1, а на чертеже фиг.3 - в соответствии с п.2 формулы изобретения. На чертеже фиг.4 представлено упрощенное графическое изображение входного прецизионного преобразователя 1, соответствующее п.1 формулы изобретения. На чертеже фиг.5 представлено упрощенное графическое изображение активного сумматора 12, соответствующее п.2 формулы изобретения.
На чертеже фиг.6 представлена схема ИУ, соответствующая п.3 формулы изобретения, а на чертеже фиг.7 - соответствующая п.4 формулы изобретения.
На чертеже фиг.8 приведена схема подключений заявляемого инструментального усилителя фиг.2 в среде PSpice на моделях компонентов биполярно-полевого аналогового базового матричного кристалла АБМК_1_3, которая использовалась для исследования его основных характеристик.
На чертеже фиг.9 приведена схема заявляемого инструментального усилителя фиг.6 в среде PSpice на моделях компонентов биполярно-полевого аналогового базового матричного кристалла АБМК_1_3, которая использовалась для исследования его основных характеристик (фиг.18-26).
На чертеже фиг.10 и фиг.11 приведены соответственно логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики дифференциального коэффициента усиления по напряжению инструментального усилителя фиг.8 при различных значениях сопротивлений резисторов обратной связи в структуре входного прецизионного преобразователя (1) фиг.2, определяющего реализуемое значение этого коэффициента.
д
На фиг.12 показана частотная зависимость коэффициента передачи входного синфазного напряжения инструментального усилителя фиг.8 (фиг.2) при различных значениях дифференциального коэффициента усиления по напряжению (K=20 дБ, 40 дБ, 60 дБ).
д
На чертеже фиг.13 приведены графики граничных напряжений на выходах (5) и (6) входного прецизионного преобразователя (1) при подаче дифференциального сигнала на входы (7) и (8) устройства фиг.8 (фиг.2), при различных значениях дифференциального коэффициента усиления по напряжению (K=20 дБ, 40 дБ, 60 дБ).
На чертеже фиг.14 показаны значения напряжения дрейфа нуля на выходе (15) инструментального усилителя фиг.8 (фиг.2) при изменении температуры от -40 до +85 градусов Цельсия.
На чертеже фиг.15 приведена гистограмма, отражающая возможные значения напряжения дрейфа нуля инструментального усилителя фиг.8 (фиг.2) в результате применения метода Monte Carlo (Гауссовское распределение, изменение отношения номиналов резисторов 0,1%), а на чертеже фиг.17 - гистограмма, отражающая возможные значения коэффициента передачи входного синфазного напряжения в аналогичных условиях.
На чертеже фиг.16 приведены графики отклонения коэффициента передачи входного синфазного напряжения инструментального усилителя фиг.8 (фиг.2) с применением метода Monte Carlo (Гауссовское распределение, изменение отношения номиналов резисторов 0,1%).
На чертеже фиг.18 - фиг.20 приведены соответственно логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики дифференциального коэффициента усиления по напряжению инструментального усилителя фиг.9 при различных значениях сопротивлений резисторов обратной связи в структуре входного прецизионного преобразователя 1 фиг.6, определяющего реализуемое значение этого коэффициента. На чертеже фиг.19 приведена характеристика дифференциального коэффициента усиления по напряжению инструментального усилителя фиг.9 в полосе пропускания.
д
На фиг.21 показана частотная зависимость коэффициента передачи входного синфазного напряжения инструментального усилителя фиг.9 (фиг.6) при различных значениях дифференциального коэффициента усиления по напряжению (K=20 дБ, 40 дБ, 60 дБ).
На чертеже фиг.22 приведены графики граничных напряжений на выходах (5) и (6) входного прецизионного преобразователя (1) при подаче дифференциального сигнала на входы (7) и (8) устройства фиг.9 (фиг.6) при различных значениях дифференциального коэффициента усиления по напряжению (Кд=20 дБ, 40 дБ, 60 дБ).
На чертеже фиг.23 показаны значения напряжения дрейфа нуля на выходе (15) инструментального усилителя фиг.9 (фиг.6) при изменении температуры от -40 до +85 градусов Цельсия.
На чертеже фиг.24 приведена гистограмма, отражающая возможные значения напряжения дрейфа нуля инструментального усилителя фиг.9 (фиг.6) в результате применения метода Monte Carlo (Гауссовское распределение, изменение отношения номиналов резисторов 0,1%), а на чертеже фиг.26 - гистограмма, отражающая возможные значения коэффициента передачи входного синфазного напряжения в аналогичных условиях.
На чертеже фиг.25 приведены графики отклонения коэффициента передачи входного синфазного напряжения инструментального усилителя фиг.9 (фиг.6) с применением метода Monte Carlo (Гауссовское распределение, изменение отношения номиналов резисторов 0,1%).
Графики фиг.16 - фиг.17 (ИУ фиг.2) и фиг.25 - фиг.26 (ИУ фиг.3) показывают, что заявляемое устройство, в отличие от ИУ фиг.1, характеризуется высоким коэффициентом ослабления входного синфазного сигнала, слабозависящим от погрешности резистивных элементов. Это позволит избежать дорогостоящей лазерной прецизионной настройки резисторов и, следовательно, повысить выход годных изделий при производстве. Кроме того, напряжение дрейфа нуля инструментального усилителя, определяемое напряжением смещения нуля активного сумматора 12, как видно на фиг.15 (ИУ фиг.2) и фиг.24 (ИУ фиг.6), также имеет низкую зависимость от погрешности резистивных элементов.
Инструментальный усилитель фиг.2 содержит входной прецизионный преобразователь 1 первого 2 и второго 3 источников входных напряжений, связанных с общей шиной питания 4, первый 5 и второй 6 выходы входного прецизионного преобразователя 1, первый 7 и второй 8 входы устройства, связанные с первым 2 и вторым 3 источниками входных напряжений, первый 9, второй 10 и третий 11 резисторы обратной связи, активный сумматор 12 с инвертирующим 13 и неинвертирующим 14 входами, выход устройства 15, связанный с выходом активного сумматора 12, причем первый 5 выход входного прецизионного преобразователя 1 связан с инвертирующим входом 13 активного сумматора 12, второй 6 выход входного прецизионного преобразователя 1 связан с неиивертирующим входом 14 активного сумматора 12. Входной прецизионный преобразователь 1 включает первый 15 преобразователь «напряжение-ток», инвертирующий вход которого связан с первым 7 входом устройства, а неинвертирующий вход соединен со вторым 8 входом устройства, первый 16 токовый выход первого 15 преобразователя «напряжение-ток» соединен с первым 17 токовым выходом второго 18 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к неинвертирующему токовому входу первого 19 выходного преобразователя «ток-напряжение» и к инвертирующему токовому входу второго 20 выходного преобразователя «ток-напряжение», второй токовый выход 21 первого 15 преобразователя «напряжение-ток» соединен со вторым 22 токовым выходом второго 18 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к инвертирующему токовому входу первого 19 выходного преобразователя «ток-напряжение» и к неинвертирующему токовому входу второго 20 выходного преобразователя «ток-напряжение», причем сигнал на первом 16 токовом выходе первого 15 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 21 токовом выходе первого 15 преобразователя «напряжение-ток», а сигнал на первом 17 токовом выходе второго 18 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 22 токовом выходе второго 18 преобразователя «напряжение-ток» и синфазен сигналам на первом 16 токовом выходе первого 15 преобразователя «напряжение-ток», выход 23 первого 19 выходного преобразователя «ток-напряжение» соединен с первым 5 выходом входного прецизионного преобразователя 1, а также связан с инвертирующим входом второго 18 преобразователя «напряжение-ток» через второй 10 резистор обратной связи, причем инвертирующий вход второго 18 преобразователя «напряжение-ток» связан с общей шиной источников питания 4 через дополнительный резистор обратной связи 24, выход 25 второго 20 выходного преобразователя «ток-напряжение» соединен со вторым 6 выходом входного прецизионного преобразователя 1, а также связан с неинвертирующим входом второго 18 преобразователя «напряжение-ток» через первый 9 резистор обратной связи, причем неинвертирующий вход второго 18 преобразователя «напряжение-ток» связан с общей шиной источников питания 4 через третий 11 резистор обратной связи.
На чертеже фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, активный сумматор 12 содержит третий 26 преобразователь «напряжение-ток», инвертирующий вход которого соединен с выходом устройства 15, а неинвертирующий вход связан с общей шиной источников питания 4, четвертый 27 преобразователь «напряжение-ток», инвертирующий вход которого соединен с инвертирующим входом 13 активного сумматора 12, неинвертирующий вход подключен к неинвертирующему входу 14 активного сумматора 12, первый 28 токовый выход третьего 26 преобразователя «напряжение-ток» соединен с первым 29 токовым выходом четвертого 27 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к неинвертирующему токовому входу третьего 30 выходного преобразователя «ток-напряжение», второй 31 токовый выход третьего 26 преобразователя «напряжение-ток» соединен со вторым 32 токовым выходом четвертого 27 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к инвертирующему токовому входу третьего 30 выходного преобразователя «ток-напряжение», причем сигнал на первом 28 токовом выходе третьего 26 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 31 токовом выходе третьего 26 преобразователя «напряжение-ток», а сигнал на первом 29 токовом выходе четвертого 27 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 32 токовом выходе четвертого 27 преобразователя «напряжение-ток» и синфазен сигналу на первом 28 токовом выходе третьего 26 преобразователя «напряжение-ток».
На чертеже фиг.4, в соответствии с п.1 формулы изобретения, приведено упрощенное графическое изображение входного прецизионного преобразователя 1, в котором элементы 15, 18, 19, 20 условно обозначены активным элементом 33.
На чертеже фиг.5, в соответствии с п.2 формулы изобретения, приведено упрощенное графическое изображение активного сумматора 12, в котором элементы 26, 27, 30 условно обозначены активным элементом 34.
На чертеже фиг.6, в соответствии с п.3 формулы изобретения, первый 5 выход входного прецизионного преобразователя 1 связан с инвертирующим входом 13 активного сумматора 12 через первый 35 фильтр нижних частот, имеющий вход 37 и выход 38, а второй 6 выход входного прецизионного преобразователя 1 связан с неинвертирующим входом 14 активного сумматора 12 через второй 36 фильтр нижних частот, имеющий вход 39 и выход 40. При этом каждый из фильтров нижних частот 35, 36 содержит последовательно соединенные резисторы 41, 42, 43, усилитель 44, а также конденсаторы 45, 46, 47.
На чертеже фиг.7, в соответствии с п.4 формулы изобретения, первый 5 и второй 6 выходы входного прецизионного преобразователя 1 связаны с соответствующими инвертирующим 13 и неинвертирующим 14 входами активного сумматора 12 через дифференциальный по входу (противофазные входы 49, 50) и дифференциальный по выходу (противофазные выходы 51, 52) фильтр нижних частот 48.
Рассмотрим работу ИУ фиг.2.
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>B</mi><mi>x</mi><msubsup><mo>.</mo><mrow><mi>Σ</mi><mn>1</mn></mrow><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mo>−</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>B</mi><mi>x</mi><msubsup><mo>.</mo><mrow><mi>Σ</mi><mn>1</mn></mrow><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mo>+</mo><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msubsup><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Сигнал, содержащий синфазную и дифференциальную составляющие, подается на инвертирующий 7 (Вх.1) и неинвертирующий 8 (Вх.2) входы входного прецизионного преобразователя 1 и поступают на инвертирующий и неинвертирующий входы первого 15 преобразователя «напряжение-ток» соответственно. За счет реализации высокого коэффициента ослабления синфазной составляющей входного сигнала во входных дифференциальных каскадах первого 15 преобразователя «напряжение-ток» происходит подавление синфазной составляющей сигнала, выполняется усиление амплитуды дифференциальной составляющей сигнала согласно выбранным отношениям первого (9) и третьего (11), а также второго (10) и дополнительного (24) резисторов цепи обратной связи. Усиленная дифференциальная составляющая входного сигнала совместно с ослабленной по отношению ко входу синфазной составляющей сигнала, а также погрешностью, вносимой напряжением дрейфа нуля с выхода (23) первого (19) выходного преобразователя «ток-напряжение» и с выхода (25) второго (20) выходного преобразователя «ток-напряжение», поступают на выход (5) и выход (6) входного прецизионного преобразователя (1) и далее на инвертирующий
(13) и неинвертирующий
(14) входы активного сумматора (12) соответственно, где осуществляется вычитание поступающих сигналов, что позволяет значительно уменьшить погрешность, вносимую в итоговой результат напряжением дрейфа нуля входного преобразователя (1), и уменьшить коэффициент передачи входного синфазного напряжения (при условии реализации входного прецизионного преобразователя (1) в рамках одного кристалла и единого технологического процесса), а также суммирование усиленного дифференциального напряжения. Причем ослабленная синфазная составляющая входного сигнала и напряжение дрейфа нуля, поступающие с выходов (23) и (25) первого (19) и второго (20) входных преобразователей «ток-напряжение» на инвертирующий и пеивертирующий входы второго (18) преобразователя «напряжение-ток» соответственно, воспринимаются как синфазное напряжение, подавляемое за счет реализации высокого коэффициента ослабления синфазной составляющей входного сигнала во входных дифференциальных каскадах второго (18) преобразователя «напряжение-ток». В итоге на выходе активного сумматора (12) и выходе устройства (15) появляется усиленный дифференциальный сигнал с погрешностью, определяемой напряжением смещения нуля активного сумматора (12).
Покажем аналитически, что указанные выше свойства инструментального усилителя реализуются в заявляемой схеме фиг.2.
Действительно, используя методы анализа электронных схем можно показать, что предлагаемый инструментальный усилитель (фиг.2) характеризуется следующими параметрами:
Коэффициент усиления дифференциального сигнала
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>2</mn><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>24</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>24</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow></mfrac></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext>                                      (4)</mtext></mrow>
9
11
10
24
д
11
24
9
10
поэтому выбор отношения номиналов первого (9) R и третьего (11) R резисторов обратной связи, а также второго (10) R резистора обратной связи и дополнительного (24) R резистора обратной связи задают значение параметра K инструментального усилителя (фиг.2). В частности можно использовать равенства R=R=r и R=R=R, тогда
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub><mo>=</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mi>R</mi><mi>r</mi></mfrac><mo>.</mo><mtext>                                                                (5)</mtext></mrow>
Коэффициент передачи синфазного напряжения инструментального усилителя:
<mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mn>2</mn><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mn>12</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mtext>                                         (6)</mtext></mrow>
оссн1
оссн12
где K - коэффициент ослабления синфазного напряжения, реализуемый во входных преобразователях «напряжение-ток» (15, 18) входного прецизионного преобразователя (1), K - коэффициент ослабления синфазного напряжения активного сумматора (12) (фиг.2).
Напряжение дрейфа нуля инструментального усилителя определяется соотношением:
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mn>.5</mn></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mn>.6</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mn>12</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mn>.12</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mtext>                       (7)</mtext></mrow>
др.ИУ
др.5
др.6
др.12
др.5
др.6
где U - напряжение дрейфа нуля инструментального усилителя, U и U - напряжения дрейфа нуля на выходе (5) и выходе (6) входного прецизионного преобразователя (1) соответственно, U - напряжение дрейфа нуля активного сумматора (12). С учетом выполнения входного прецизионного преобразователя (1) (фиг.2) в едином технологическом процессе в рамках одного кристалла U=U:
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mn>.12</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>д</mi><mn>.12</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>E</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mn>.12</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mtext>                                       (8)</mtext></mrow>
д.12
см.12
д.12
где K - коэффициент усиления дифференциального сигнала активного сумматора (12), Е - ЭДС смещения активного сумматора (12) (фиг.5). Так как активный сумматор (12) используется в качестве сумматора сигналов (K=1):
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>E</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mn>.12</mn></mrow></msub><mo>.</mo><mtext>                                                          (9)</mtext></mrow>
Таким образом, напряжение дрейфа нуля инструментального усилителя определяется ЭДС смещения активного сумматора (12).
Напряжения на выходах (5) и (6) входного прецизионного преобразователя (1):
<mrow><msub><mi>U</mi><mn>5</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>24</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>,</mo><msub><mrow><mtext> U</mtext></mrow><mtext>6</mtext></msub><mo>=</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>.</mo><mtext>                (10)</mtext></mrow>
оссн1
Таким образом, при K<<1 повышается эффективность использования амплитудной характеристики на выходах (5) и (6) входного прецизионного преобразователя (1) (фиг.2). Действительно, в устройстве-прототипе (фиг.1):
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>A</mi><mn>1</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>,</mo><msub><mrow><mtext> U</mtext></mrow><mrow><mtext>A2</mtext></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>11</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>,</mo><mtext>                                          (11)</mtext></mrow>
сн
эти напряжения определяются синфазным напряжением на входе инструментального усилителя U.
Кроме этого в прототипе (фиг.1):
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>Е</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mo>.</mo><mi>А</mi><mn>3</mn></mrow></msub><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mn>2</mn><msub><mi>Е</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mo>.</mo><mi>А</mi><mn>3</mn></mrow></msub><mtext>                                               (12)</mtext></mrow>
дрейф нуля практически в 2 раза больше дрейфа нуля заявляемого устройства.
сн
оссн1
Уменьшение K (формула 6) за счет K<<1 объясняется дифференциальными свойствами входных основных и дополнительных дифференциальных каскадов входных преобразователей «напряжение-ток» (15, 18) входного прецизионного преобразователя (1).
Ri
Таким образом, влияние технологических погрешностей изготовления резисторов Θ распространяется только на дифференциальный коэффициент усиления (4) и практически не влияет на коэффициент передачи синфазного сигнала (6) и его дрейф нуля (9), что также видно на фиг.15 - фиг.17 (ИУ фиг.2) и на фиг.24 - фиг.26 (ИУ фиг.6).
Погрешность реализации дифференциального коэффициента передачи определяется влиянием статического коэффициента усиления (µ):
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mi>μ</mi><mrow><mi>K</mi><mi>д</mi></mrow></msubsup><mo>=</mo><mn>1</mn><mo>−</mo><mfrac><mi>μ</mi><mrow><mi>μ</mi><mo>+</mo><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub></mrow><mrow><mi>μ</mi><mo>+</mo><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub><mo>/</mo><mn>2</mn></mrow></mfrac><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub></mrow><mi>μ</mi></mfrac><mo>,</mo><mtext>                                                  (12)</mtext></mrow>
<mrow><mfrac><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><msubsup><mi>S</mi><mi>μ</mi><mrow><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub></mrow></msubsup><mo>.</mo><mfrac><mrow><mi>Δ</mi><mi>μ</mi></mrow><mi>μ</mi></mfrac><mo>,</mo><mtext>                                                                             (13)</mtext></mrow>
<mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>д</mi><mo>.</mo><mi>max</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub><mo>/</mo><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub><mo>⋅</mo><mi>μ</mi></mrow><mrow><mi>Δ</mi><mi>μ</mi><mo>/</mo><mi>μ</mi></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext>                                                                  (14)</mtext></mrow>
д
д
где Δµ/µ - погрешность статического коэффициента усиления, определяется погрешностью технологического процесса, ΔK/K - погрешность дифференциального коэффициента усиления, µ - статический коэффициент усиления, увеличение которого, с помощью эффективных схемотехнических решений, позволяет уменьшить погрешность дифференциального коэффициента усиления.
Рассмотрим работу ИУ фиг.6.
Работа инструментального усилителя фиг.6 отличается от работы инструментального усилителя фиг.2, тем, что в его структуру между выходами входного прецизионного преобразователя 1 и входами активного сумматора (12) включены фильтры нижних частот (35, 36) для каждого из каналов усиления. Такая реализация инструментального усилителя позволяет минимизировать погрешность ЭДС смещения фильтра нижних частот, вносимую в итоговый результат, за счет реализации высокого коэффициента ослабления синфазного сигнала во входных каскадах четвертого (27) преобразователя «напряжение-ток» активного сумматора (12) (фиг.5), обеспечивающего ее подавление.
В зависимости от выбранных значений конденсаторов в RC-цепи фильтров нижних частот (35, 36), определяется граничная частота полосы пропускания частотных характеристик инструментального усилителя. Так каждый из фильтров нижних частот (35, 36) фиг.6, реализует передаточную функцию
<mrow><msub><mi>F</mi><mi>Ф</mi></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>p</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>a</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mrow><msup><mi>p</mi><mn>3</mn></msup><mo>+</mo><msup><mi>p</mi><mn>2</mn></msup><msub><mi>a</mi><mn>2</mn></msub><mo>+</mo><mi>p</mi><msub><mi>a</mi><mn>1</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>a</mi><mn>0</mn></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext>                                                           (15)</mtext></mrow>
коэффициенты которой
<mtable columnalign="left"><mtr><mtd><msub><mi>a</mi><mn>2</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>g</mi><mrow><mn>41</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>g</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>45</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>g</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>g</mi><mrow><mn>43</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>46</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><msub><mtext> a</mtext><mtext>1</mtext></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>g</mi><mrow><mn>41</mn></mrow></msub><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>g</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>g</mi><mrow><mn>43</mn></mrow></msub><mo stretchy="false">)</mo><mo>+</mo><msub><mi>g</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub><msub><mi>g</mi><mrow><mn>43</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>45</mn></mrow></msub><msub><mi>C</mi><mrow><mn>46</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>g</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub><msub><mi>g</mi><mrow><mn>43</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>45</mn></mrow></msub><msub><mi>C</mi><mrow><mn>46</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>a</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>g</mi><mrow><mn>41</mn></mrow></msub><msub><mi>g</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub><msub><mi>g</mi><mrow><mn>43</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>45</mn></mrow></msub><msub><mi>C</mi><mrow><mn>46</mn></mrow></msub><msub><mi>C</mi><mrow><mn>47</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><msub><mtext> g</mtext><mrow><mtext>41</mtext></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>41</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><msub><mi>g</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>g</mi><mrow><mn>43</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>43</mn></mrow></msub><mo>,</mo></mrow></mfrac><mtext>                       (16)</mtext></mtd></mtr></mtable>
45
46
47
41
42
43
где С, С, С - конденсаторы в RC-цепи фильтров нижних частот (35, 36), R, R, R - резисторы в RC-цепи фильтров нижних частот (35, 36), характеризуются низкой (≤1) элементной чувствительностью к нестабильности параметров резисторов и конденсаторов. Для реализации небольшой неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) в полосе пропускания при рациональном выборе аппроксимирующей функции добротность полюса оказывается незначительной, поэтому можно использовать дополнительные параметрические условия:
<mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>41</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>42</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>43</mn></mrow></msub><mo>;</mo><msub><mrow><mtext>  C</mtext></mrow><mrow><mtext>45</mtext></mrow></msub><mo>,</mo><mo>=</mo><msub><mi>C</mi><mrow><mn>46</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>C</mi><mrow><mn>47</mn></mrow></msub><mo>;</mo><msub><mrow><mtext>  C</mtext></mrow><mrow><mtext>45</mtext></mrow></msub><mo>=</mo><mi>h</mi><mi>C</mi><mo>.</mo><mtext>                                     (17)</mtext></mrow>
Тогда
<mrow><msub><mi>a</mi><mn>2</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><mo stretchy="false">(</mo><mi>h</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mrow><mi>R</mi><mi>C</mi><mi>h</mi></mrow></mfrac><mo>,</mo><msub><mrow><mtext> a</mtext></mrow><mtext>1</mtext></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>4</mn><mrow><msup><mi>R</mi><mn>2</mn></msup><msup><mi>C</mi><mn>2</mn></msup><mi>h</mi></mrow></mfrac><mo>,</mo><msub><mrow><mtext> a</mtext></mrow><mtext>0</mtext></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><msup><mi>R</mi><mn>3</mn></msup><msup><mi>C</mi><mn>3</mn></msup><mi>h</mi></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext>                                           (18)</mtext></mrow>
что с точностью до отношений номиналов однотипных элементов соответствует структуре лестничного фильтра.
Таким образом, предлагаемый инструментальный усилитель фиг.2 и фиг.6 выгодно отличается от прототипа и аналогов тем, что характеризуется более низким энергопотреблением и более низкой себестоимостью за счет уменьшения количества используемых компонентов и требований к их точности, более высоким (максимально достижимым) коэффициентом ослабления синфазного сигнала, слабозависящим от погрешности резистивных элементов в схеме, что позволяет избежать дорогостоящей прецизионной лазерной настройки этих резисторов.
Так же предлагаемый инструментальный усилитель характеризуется более эффективным использованием амплитудной характеристики на выходах (5) и (6) входного прецизионного преобразователя (1) и низким напряжением дрейфа нуля инструментального усилителя, имеющим низкую зависимость от погрешности неидентичных резистивных элементов в схеме, за счет реализации высокого коэффициента ослабления синфазной составляющей входного сигнала во входных каскадах входных преобразователей «напряжение-ток» (15, 18) входного прецизионного преобразователя (1) (фиг.2, фиг.6).
Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.10 - фиг.26
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Патент US 20100259323 A1 fig.1
2. Патент US 20110043281 A1
3. Патент US 20110043280 A1
4. Патент US 20070260150 A1
5. Патент US 20060267987 A1
6. Патент US 20050275460 A1
7. Патент US 20020163 383 A1
8. Патент US 20020113 651 A1
9. Патент US 00008138830 B2
10. Патент US 00007952428 B2
11. Патент US 00007880541 B1
12. Патент US 00007728947 B2
13. Патент US 00007719351 B2
14. Патент US 00004490682
15. Патент US 00004206416
16. Патент US 00003453554