ДВУХПАРАМЕТРОВОЕ УСТРОЙСТВО ВИХРЕТОКОВОГО КОНТРОЛЯ

Полезная модель относится к области измерительной техники и может быть использована для измерения толщины немагнитного покрытия с компенсацией влияния зазора между вихретоковым преобразователем и контролируемым изделием.
Известно двухпараметровое устройство контроля толщины покрытия, содержащее вихретоковый преобразователь, подключенный к выходу управляемого генератора высокочастотного сигнала, амплитудный детектор, формирователи импульсов и измеритель разности фаз, причем для получения результата измерения измеряют амплитуду выходного напряжения вихретокового преобразователя и разность фаз между его питающим и выходным сигналами, которые умножают на соответствующие коэффициенты преобразования. (Беликов Е.Т., Тимаков Л.К. Устройство для двухпараметрового неразрушающего контроля изделий. Авт. свидетельство №1619007. МПК G01B 7/06. Бюл.№1, 1991 г.).
Недостатком этого устройства является низкая точность измерения в широком диапазоне контролируемых параметров. Это связано с возрастанием инструментальной погрешности измерения при уменьшении амплитуды выходного сигнала вихретокового преобразователя по мере увеличения толщины диэлектрического покрытия и при увеличении электрической проводимости основы изделия. Данная погрешность обусловлена нелинейностью характеристики амплитудного детектора и нестабильностью уровней срабатывания формирователей импульсов, используемых для выделения фазовых параметров, которые приводят к повышению погрешности измерения малых сигналов и, как следствие, к снижению достоверности контроля параметров изделий.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемой модели (прототипом) является устройство двухпараметрового контроля изделий, содержащее генератор импульсов, преобразователь напряжения в ток, параллельный LC-контур, содержащий вихретоковый преобразователь и подстроенный конденсатор, амплитудный детектор, дифференциальный усилитель, источник опорных напряжений, фазометр и блок обработки данных. При этом выход генератора импульсов через преобразователь напряжения в ток подключен к параллельному LC-контуру с вихретоковым преобразователем и подстроечным конденсатором, который через амплитудный детектор соединен с первым входом дифференциального усилителя. Второй вход дифференциального усилителя подключен к первому выходу источника опорных напряжений, а выход дифференциального усилителя соединен с управляющим входом преобразователя напряжения в ток и подключен к первому входу блока обработки данных. В процессе контроля на вихретоковый преобразователь подается сигнал переменного тока и измеряется фаза выходного сигнала, которая является первым информативным параметром. Для стабилизации амплитуды выходного сигнала вихретокового преобразователя ее выделяют амплитудным детектором и сравнивают с опорным напряжением с помощью дифференциального усилителя, выходное напряжение которого применяется для регулировки амплитуды импульсов выходного тока преобразователя напряжения в ток и используется в качестве второго информативного параметра при измерении контролируемой величины (Богданов Н.Г., Отрощенко Ю.Н., Приходько В.А., Суздальцев А.И. Вихретоковый способ двухпараметрического контроля изделий. Авт. свид. №2184930, кл. G01B 7/06, опубл. 07.10.2002 г.).
Недостатком этого устройства является понижение точности измерения при расширении диапазона контролируемых параметров, которое обусловлено нелинейной зависимостью между контролируемой толщиной покрытия и фазой выходного сигнала вихретокового преобразователя. Нелинейность фазовой характеристики значительно возрастает при увеличении разности фаз между возбуждающим и выходным сигналами вихретокового преобразователя.
Дополнительным недостатком является то, что при допусковом контроле качества малогабаритных изделий нужно повышать частоту возбуждающего сигнала до значений более 10 МГц, что обусловлено малыми значениями контролируемого параметра. При этом необходимо измерять сравнительно небольшую разность фаз (менее 45 градусов). Применение непосредственного измерения фазы на такой высокой частоте не позволяет уменьшить инструментальную погрешность даже при использовании современных быстродействующих цифровых микросхем, например, серии КР1554, имеющих максимальную частоту переключения 150 МГц. В частности, при минимальной длительности фронта и спада выходных сигналов, составляющей 4 не, погрешность измерения разности фаз сигналов на частоте 25 МГц может достигать значения 36 градусов, сравнимого с шириной диапазона контроля.
Техническим результатом, на достижение которого направлена предлагаемая полезная модель, является повышение точности измерений в широком диапазоне контролируемых параметров.
Для достижения этого технического результата в двухпараметровое устройство вихретокового контроля, содержащее генератор импульсов, выход которого через преобразователь напряжения в ток подключен к параллельному LC-контуру с вихретоковым преобразователем и подстроечным конденсатором и через амплитудный детектор соединен с первым входом дифференциального усилителя, второй вход которого подключен к первому выходу источника опорных напряжений, а выход дифференциального усилителя соединен с управляющим входом преобразователя напряжения в ток и подключен к первому входу блока обработки данных, дополнительно введены формирователь импульсов, интегратор, аналоговый коммутатор, мультиплексор, D-триггер и цифровой индикатор. Управляющий вход генератора импульсов через интегратор подключен к выходу аналогового коммутатора, два входа которого подключены соответственно к первому и второму выходам источника опорных напряжений, а третий вход аналогового коммутатора соединен с нулевой цепью. При этом управляющий вход аналогового коммутатора соединен с первым выходом блока обработки данных, второй выход которого подключен к цифровому индикатору, а второй вход блока обработки данных подключен к выходу генератора импульсов и соединен с первым входом мультиплексора, второй вход которого через формирователь импульсов подключен к параллельному LC-контуру. Два выхода мультиплексора соединены соответственно с информационным D-входом и тактовым С-входом D-триггера, выход которого соединен с третьим входом блока обработки данных, третий выход которого подключен к управляющему входу мультиплексора.
Перечисленная новая совокупность существенных признаков обеспечивает возможность повышения точности измерений в широком диапазоне контролируемых параметров и ослабление влияния зазора между вихретоковым преобразователем и поверхностью изделия на достоверность контроля.
Сущность предлагаемого технического решения поясняется чертежом, на котором приведена структурная схема двухпараметрового устройства вихретокового контроля.
В схеме устройства применены генератор импульсов 1 и преобразователь напряжения в ток 2, к выходу которого подключены вихретоковый преобразователь 3 с подстроечным конденсатором 4, образующие параллельный LC-контур, амплитудный детектор 5 и формирователь импульсов 6. Выход амплитудного детектора 5 соединен с первым входом дифференциального усилителя 7, выход которого подключен к управляющему входу преобразователя напряжения в ток 2 и к первому входу блока обработки данных 8, второй вход которого подключен к выходу генератора импульсов 1 и первому входу мультиплексора 9, второй вход которого соединен с выходом формирователя импульсов 6. Два выхода мультиплексора 9 подключены соответственно к D- и С-входам триггера 10, выход которого соединен с третьим входом блока обработки данных 8, первый выход которого подключен к управляющему входу аналогового коммутатора 11. Один вход аналогового коммутатора 11 подключен к первому выходу источника опорных напряжений 12 и соединен со вторым входом дифференциального усилителя 7. Второй вход коммутатора 11 подключен к второму выходу источника опорных напряжений 12, третий вход коммутатора 11 соединен с нулевой цепью, а его выход через интегратор 13 подключен к управляющему входу генератора импульсов 1. Цифровой индикатор 14 подключен к второму выходу блока обработки данных 8, третий выход которого соединен с управляющим входом мультиплексора 9.
Работа схемы двухпараметрового устройства вихретокового контроля осуществляется следующим образом.
O1
13
O1
13
1
O1
13
13
13
B1
1
1
B
X
вых
B1
В начале цикла измерения по команде блока обработки данных 8 устанавливается в исходное состояние аналоговый коммутатор 11. Постоянное опорное напряжение U с первого выхода источника опорных напряжений 12 через аналоговый коммутатор 11 подается на вход интегратора 13. При этом выходное напряжение интегратора 13 увеличивается по линейному закону во времени: U(t)=Ut/T со скоростью нарастания V=U/T, зависящей от постоянной времени T, интегратора 13. Напряжение U(t) поступает на управляющий вход генератора импульсов 1, формирующего прямоугольные импульсы, частота которых f=Kt начинает линейно увеличиваться во времени пропорционально коэффициенту преобразования K генератора импульсов 1. Сигнал от генератора импульсов 1 поступает на вход преобразователя напряжения в ток 2, который имеет большое выходное сопротивление, чтобы не шунтировать параллельный LC-контур, состоящий из вихретокового преобразователя 3 и конденсатора 4. С выхода преобразователя напряжения в ток 2 на обмотку вихретокового преобразователя 3 и конденсатор 4 подаются прямоугольные импульсы возбуждающего тока I Подключение обмотки преобразователя 3 с индуктивностью L к конденсатору 4 образует колебательный контур, имеющий резонансную частоту . При высокой добротности такого LC-контура на нем формируется напряжение U(t) гармонической формы, частота которого задается частотой f генератора импульсов 1 и изменяется во времени по линейному закону.
Р
СР
При первичной настройке устройства или перед началом цикла допускового контроля вихретоковый преобразователь 3 размещается на образцовом изделии с эталонным значением контролируемого параметра. При этом регулировкой емкости С переменного конденсатора 4 устанавливают частоту резонанса LC-контура примерно равной средней частоте рабочего диапазона контроля f≈f. Этим обеспечиваются высокая фазовая чувствительность и линейность фазочастотной характеристики преобразования при контроле.
7
U
ПОР
m
ПОР
m
7
B
вых
B1
B1
P
B1
P
B1
P
Амплитудным детектором 5 и усилителем 7 выделяется и усиливается сигнал разбаланса (разность напряжений) U=K(U-U) между пороговым напряжением (U≥2В), формируемым источником опорных напряжений 12, и амплитудой U, выходного сигнала LC-контура. Напряжением разбаланса U регулируется амплитуда импульсов тока I в преобразователе напряжения в ток 2. Формирователь 6 преобразует выходной сигнал U(t) вихретокового преобразователя 3 в последовательность прямоугольных импульсов, которые поступают на первый вход мультиплексора 9, на второй вход которого подается сигнал с выхода генератора импульсов 1. С помощью D-триггера сигнал с выхода LC-контура сравнивается по фазе с выходным сигналом генератора импульсов 1. Если частота f формируемого генератором импульсов 1 сигнала не превышает резонансной частоты LC-контура (f<f\ то разность фаз между входными и выходными сигналами LC-контура остается положительной (φ=0). При равенстве частот f=f фазовый угол переходит через нулевое значение ((р=0) и при дальнейшем повышении частоты импульсов возбуждающего тока f>f выполняется неравенство φ<0.
B1
P
О2
О1
B1
B2
В1
2
В1
1
В процессе увеличения частоты сигнала генератора импульсов 1 в момент времени равенства частот f=f срабатывает D-триггер 10, и его выходное напряжение переходит из единичного логического состояния в нулевое (переход " 1→0"). После срабатывания D-триггера 10 начинается второй такт преобразования, в котором блок обработки данных 8 переводит коммутатор 11 в другое рабочее состояние. При этом на вход интегратора 13 подается от источника опорных напряжений 12 небольшое отрицательное напряжение U≈U/100, под воздействием которого выходное напряжение интегратора 13 начинает медленно уменьшаться по линейному закону. Это приводит к медленному понижению частоты сигнала на выходе генератора импульсов 1 относительно предыдущего значения f в соответствии с выражением: f=f-Kt≈f-Kt/100.
Частота сигнала генератора импульсов 1 понижается до тех пор, пока D-триггер 10 не вернется в исходное состояние (переход "0→1"), после чего второй такт преобразования заканчивается.
B3
P
P
B3
B2
В третьем такте преобразования выполняется аддитивная коррекция для компенсации фазовой погрешности от запаздывания элементов. При этом на управляющий вход мультиплексора 9 от блока обработки данных 8 подается команда на переключение измерительных каналов, и мультиплексор 9 соединяет выход формирователя импульсов 6 с С-входом, а выход генератора импульсов 1-c D-входом триггера 10. Затем блок обработки данных 8 повторно выполняет подстройку частоты возбуждающего сигнала для выполнения равенства f=f и вычисляет результат преобразования по полусумме двух частот, измеренных во втором и третьем тактах: f=(f+f)/2.
P
13
После вычисления частоты f блок обработки данных 8 выдает команду на коммутатор 11, который соединяет вход интегратора 13 с нулевой цепью и переводит его в режим запоминания, при котором напряжение U не изменяется, поэтому частота сигнала генератора импульсов 1 также остается постоянной.
7
f
ИЗМ
P
U
ПР
7
В блоке обработки данных 8 выполняется кодирование выходного напряжения U дифференциального усилителя 7. По результатам цифровых измерений частоты N=Tf и напряжения N=KU блок обработки данных 8 вычисляет величину контролируемого параметра, значение которого выводится на цифровой индикатор 14.
Повышение точности измерений и расширение диапазона контроля в данном устройстве обеспечивается следующими факторами.
Во-первых, использование аддитивной коррекции, выполняемой путем перекрестного переключения измерительных каналов во втором и третьем тактах преобразования и вычисления разности результатов измерений, полученных в этих тактах, позволяет повысить точность измерения фазовых параметров сигналов. Кроме этого, за счет применения амплитудного детектора 5 и формирователя импульсов 6 с высокими входными сопротивлениями (на основе микросхем с полевыми транзисторами) повышается добротность LC-контура и таким образом увеличивается фазовая чувствительность к измеряемому параметру.
P
ПОР
Во-вторых, повышение достоверности контроля в предлагаемом устройстве обеспечивается за счет усреднения результата измерения резонансной частоты на интервале времени, кратном 20 мс, что позволяет значительно ослабить влияние помех промышленной частоты (50 Гц) на результат преобразования. В дополнение к этому, при автоматической регулировке амплитуды импульсов тока в преобразователе напряжения в ток 2 амплитуда выходного сигнала вихретокового преобразователя 3 слабо зависит от резонансной частоты f, а определяется лишь значением порогового напряжения (U≈2В), которое достаточно велико, поэтому инструментальные погрешности амплитудного детектора 5 и формирователя 6 пренебрежимо малы и практически не оказывают влияния на достоверность результатов контроля. Дополнительным преимуществом предлагаемого устройства, позволяющим расширить диапазон контроля при одновременном повышении точности измерений, является двухтактное частотное преобразование с изменением направления и скорости развертки частоты возбуждающих импульсов тока, что позволяет устранить эффект "сноса" частоты резонанса, характерный для высокодобротных колебательных систем при линейной частотной модуляции.
Проведенный анализ уровня техники позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявленного технического решения, отсутствуют, что указывает на соответствие заявленного устройства условию патентоспособности "новизна".
В предложенном устройстве формирователь импульсов 6 собран на микросхеме К1564ТЛ2, выполняющей функцию триггера Шмитта, работа которой описана в книге: Шило В.Л. Популярные микросхемы КМОП. Справочник. -М.: Ягуар, 1993. - С.14. D-триггер собран на микросхеме К561ТМ2, которая описана в книге: Шило В.Л. Популярные микросхемы КМОП. Справочник. -М.: Ягуар, 1993. - С.25-26. Схема генератора импульсов 1 приведена в книге: Гутников В. С.Интегральная электроника в измерительных устройствах. - Л.: Энергоатомиздат, 1988. - С.156, рис.5.8. Источник опорных напряжений 12 собран на микросхеме КР142ЕН15А, приведенной в книге: Нефедов А. Н., Аксенов А. И. Элементы схем бытовой радиоаппаратуры. - М.: Радио и связь, 1993. - С.163. Аналоговый коммутатор 11 и мультиплексор 9 собраны на микросхемах типа К561КП1, которые описаны в книге: Шило В. Л. Популярные микросхемы КМОП. Справочник. - М.: Ягуар, 1993. - С.22-23. Интегратор 10 и дифференциальный усилитель 7 собраны на микросхемах типа КР140УД12, работа которых описана в книге: Нефедов А. Н., Аксенов А. И. Элементы схем бытовой радиоаппаратуры. - М.: Радио и связь, 1993. - С.111-114. В блоке обработки данных 8 использован микроконтроллер AT89S852, к которому подключен цифровой индикатор 14 типа ИЖКЦ 4/10.
Дополнительным достоинством предложенной полезной модели является универсальность ее применения для высокоточного измерения самых различных параметров вихретоковым способом, поэтому она может быть использована в разных областях неразрушающего контроля качества изделий.