Печатная двухдиапазонная дипольная антенна
PRINTED DUAL-BAND DIPOLE ANTENNA

Предлагаемая печатная двухдиапазонная дипольная антенна (ПДДА) относится к области антенной техники сверхвысоких частот (СВЧ) и может быть использована как самостоятельная антенна в инфокоммуникационных проектах, так и в качестве базового излучающего элемента в печатных фазированных антенных решетках (ФАР) наземных систем радиолокации, радионавигации и позиционирования, включая также спутниковое базирование.
Актуальность разработки таких антенн обусловлена всё возрастающими требованиями к антенным системам СВЧ в отношении их габаритов, массы, стоимости и технологичности сборочных и регулировочных работ, а также в плане совмещения двух рабочих диапазонов частот в одной конструктивно-компоновочной единице. При этом весьма желательно обеспечить высокий процент выхода годных антенн и задействовать групповые технологии микроэлектроники и полосковых микросхем, когда в минимальной степени используются сквозные металлизированные отверстия, пайка, сверление, установка навесных дискретных радиокомпонентов и тому подобные технологические методы формообразования деталей и их последующей сборки.
Известна печатная двухдиапазонная дипольная антенна, описанная в патенте США №7088299, H01Q 9/00, опубл. 2 июля 2005 года под названием “Multi-band antenna structure”. Эта антенна содержит два дипольных излучающих элемента в форме прописной латинской буквы “T”, выполненных на обратной поверхности квадратной тонкой диэлектрической подложки. Основания обеих букв “T” соединены гальванически за счет общей металлизации с заземленным печатным проводником, занимающим заметную часть площади обратной поверхности подложки. Продольные щелевые зазоры шириной L13 (см. фиг. 2 Описания этого патента) в металлизации оснований букв “T” ориентированы по диагонали квадратной подложки. Горизонтальные излучающие стороны букв “T” (иными словами: половинки диполя) совпадают со сторонами подложки, в результате чего буква “T” (то есть диполь в целом) трансформируется в “стрелку” с углом острия “стрелки”, равным 90° (см. фиг. 2 Описания). В каждой половинке диполя симметрично выполнены из высокоомной (весьма узкой), свернутой в меандр линии передачи 20А и 20В индуктивные элементы, суммарная площадь каждого из которых составляет (15-20)% площади половинки диполя, а поперечный размер не выходит за размер L4 (фиг. 2 Описания) ширины печатного проводника стрелки-диполя.
p-i-n
p-i-n
На лицевой поверхности подложки выполнены две питающие 26А,  26В и две вспомогательные 14А, 14В (фиг. 5А Описания) микрополосковые линии шириной L6 (фиг. 2 Описания), а также четыре прямоугольных печатных проводника 22А, 22В, 22С и 22D (фиг. 5А Описания) с размерами, соответствующими габаритным размерам индуктивных элементов. Эти проводники расположены над упомянутыми индуктивными элементами, а потенциал этих проводников коммутируется  диодами. В результате изменяется электрическая длина половинок диполя, чем обеспечивается две частоты хорошего согласования каждой из двух антенн-стрелок. Если на квадратной подложке выполнить по углам четыре “стрелообразных” диполя (четыре буквы “T”) с различной длиной половинок и разным положение индуктивных элементов и соответствующих им прямоугольных печатных проводников с  диодами, то возможно реализовать восьмидиапазонную печатную дипольную антенну. При этом максимумы излучения каждого из «стрелообразных» диполя будут направлены в окружающее свободное пространство вне квадратной подложки по её диагоналям (т.е. в разные стороны), что востребовано в базовых станциях сотовой связи.
Поскольку излучающими элементами описанной антенны являются диполи, то, несмотря на реализацию в виде “стрелки” с 90-градусным острием, для обеспечения их симметрирования питающая 26А и вспомогательная 14А микрополосковые линии, выполненные на лицевой поверхности подложки, позиционируются определенным образом над соответствующими фрагментами буквы “T” (диполя), реализованными на обратной поверхности подложки. При этом основание буквы “T” с продольным щелевым зазором L13 в металлизации представляет собой отрезок щелевой линии, один конец которого короткозамкнут заземленным печатным проводником 46 (фиг. 5В Описания), а второй конец - разомкнут. К обоим проводникам разомкнутого конца отрезка щелевой линии присоединяются половинки диполя, причем это соединение выполнено не пайкой, а в виде продолжения металлизации, реализованном в процессе формирования проводящего рисунка (например, из медной фольги путём её травления с пробельных мест изначально полностью фольгированной заготовки) обратной поверхности подложки. Упомянутое моделирование (другими словами: представление) ножки буквы “T” отрезком щелевой линии детально описано в работе: “Антенны и устройства СВЧ”, под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радио и связь, 1981, раздел 10.5, в котором приводится процедура проектирования печатного директорного излучателя с возбудителем, реализованном также в форме прописной латинской буквы “T”, но без её трансформации в “стрелку”.
В соответствии с таким представлением и самим Описанием патента США № 7088299 заключаем, что питающая микрополосковая линия 26А расположена над первым проводником 24А отрезка щелевой линии, а вспомогательная микрополосковая линия 14А расположена над вторым проводником 24В упомянутого отрезка щелевой линии. При этом питающая и вспомогательная линии имеют одинаковую ширину L6 и параллельны оси щелевого зазора между печатными проводниками щелевой линии. Длина L5 вспомогательной линии 14А равна примерно половине длины L11 щелевого зазора, а длина питающей линии ограничена только габаритом подложки, если питание к диполю подводится коаксиальным кабелем через коаксиально-микрополосковый разъём, устанавливаемый, как правило, на краю подложки (фиг. 5А, где разъём, по-видимому, условно не показан).
В результате такого исполнения печатных фрагментов диполей-стрелок, начала питающей 26А и вспомогательной 14А микрополосковых линий оказываются размещенными вблизи разомкнутого конца отрезка щелевой линии над первым 24А и вторым 24В её проводниками соответственно. Эти начала соединяются между собой гальванически короткой перемычкой (небольшим участком общей металлизации), проходящей над щелевым зазором L13 между печатными проводниками щелевой линии, а конец вспомогательной линии 14А – разомкнут. Так образуется проводящий фрагмент (26А+14А) в виде “крючка” прямоугольной формы, расположенного на лицевой поверхности подложки, к которому гальванически (например, пайкой) присоединяется металлический штырёк коаксиально-микрополоскового разъёма, наружный металлический корпус которого (как правило, цилиндрической формы) механически закреплён на краю подложки и гальванически (например, также пайкой) соединён с заземлённым печатным проводником 46 обратной поверхности подложки. Если число рабочих диапазонов равно двум, то в упомянутом патенте США №7088299 рекомендовано размещать “стрелку” не на углу подложки, а так, чтобы её остриё “упиралось” в край центра подложки.
Однако во многих проектах, использующих двухдиапазонный режим работы антенны, существенное значение имеет не только её излучение в двух диапазонах (другими словами: частотных каналах), но и разнесение этих диапазонов на частотной оси на произвольное значение. Иными словами, зачастую необходимо обеспечить значительную нерабочую разделительную полосу частот (РПЧ) между частотными каналами, наделив антенну свойствами полосно-заграждающего фильтра, ибо во многих случаях ординарные полосно-заграждающие фильтры в приёмо-передающих трактах радиотехнической системы (фигурирующие в её блок-схеме после или до антенны соответственно) не обеспечивают должного подавления гармоник низкочастотного канала или комбинационных частот на выходе смесителя или частотного мультиплексера/демультиплексера. И если двухдиапазонная антенна будет иметь ярко выраженную нерабочую РПЧ между двумя частотными каналами, то это обстоятельство будет способствовать решению задач по обеспечению электромагнитной совместимости радиотехнических/телекоммуникационных систем.
p-i-n
Между тем индуктивные элементы с линиями 20А и 20В входят в состав печатного рисунка излучающих проводников диполей-стрелок и участвуют в процессе электромагнитного излучения антенны. В зависимости от состояния коммутационных  диодов индуктивные элементы с линиями 20А и 20В сохраняют или теряют свои индуктивные свойства. Когда из процесса излучения выпадает часть 24В диполя-стрелки, то электрическая длина оставшейся излучающей части 24А каждой из двух сторон острия стрелки будет небольшой, определяя [в соответствии со свойствами дипольных излучателей (см. вышеупомянутую работу под ред. Д.И. Воскресенского, раздел 10.5)] в первом приближении (пренебрегая толщиной диэлектрической подложки) длину   волны высокочастотного диапазона как:
,
где L1 - есть длина части 24А (фиг. 2 Описания патента США №7088299) диполя-стрелки.
Если же режим коммутационных диодов будет противоположным, то в процессе излучения будут участвовать полные длины каждой из сторон стрелок, определяя длину  волны низкочастотного диапазона:
,
где    длины части 24А, индуктивного элемента и части 24В (фиг. 2 Описания) соответственно. Об этом свидетельствуют строки 35…45 столбца 11 Описания патента США №7088299.
В результате, учитывая топологии упомянутой ПДДА на фиг. 2 и фиг. 5 её Описания, можно заключить, что рабочие длины волн   и  обоих поддиапазонов могут отличаться примерно в 2 раза (различие порядка одной октавы), о чём свидетельствует также частотная характеристика согласования диполя-стрелки, приведённая на фиг. 3 Описания патента США №7088299.
Таким образом, ПДДА, описанная в патенте США №7088299, характеризуется шириной нерабочей РПЧ между двумя соседними поддиапазонами порядка одной октавы, что зачастую не удовлетворяет современным требованиям, в рамках которых необходимо большее разнесение.
Известна также ПДДА, описанная в патенте США № 7095382, H 01 Q 1/38, H 01 Q 9/16, опубл. 22 августа 2006 года под названием: “Modified printed dipole antennas for wireless multi-band communications systems”. Эта антенна, согласно фиг. 1, 2 и 3 её Описания, содержит тонкую прямоугольную диэлектрическую заготовку 12, расположенную между более толстыми диэлектрическими заготовками 14 и 16 той же формы и размеров, что и заготовка 12. Согласно фиг. 1, на верхней поверхности заготовки 12 сформирован проводящий фрагмент 20 в форме прописной латинской буквы “L”. В свою очередь, на нижней поверхности заготовки 12 реализован проводящий слой 30, одна сторона которого представляет собой расщеплённый надвое диполь (это дословный перевод выражения “split dipole conductive layer 30”, приведённого в строках 24 и 25 столбца 3 Описания), причём слой 20 должным образом проецируется на слой 30 согласно фигурам 2 и 3 Описания. В результате расщепления диполь состоит из левых 35, 37 и правых 34, 36 (ориентация согласно фиг. 1 Описания) одинаковых узких ленточных проводников. Эти проводники являются соответствующими продолжениями пары проводников 33 щелевой линии, образованной в проводящем слое 30 за счёт продольной щели, обозначенной на фиг. 2А Описания прописной латинской буквой “S”. При этом малая сторона упомянутой ранее прописной латинской буквы “L” фрагмента 20 расположена над упомянутой щелью “S”, а её конец соединён гальванически с проводниками 34, 36 через сквозное металлизированное отверстие 40. Об этом свидетельствуют строки 21…37 столбца 3 Описания вышеупомянутого патента США №7095382.
В результате, за счёт описанного в данном патенте выбора оптимальных геометрических размеров печатных фрагментов 20 и 30 (фиг. 1 Описания) удаётся сформировать два частотных поддиапазона/канала с центральными частотами 2,5 и 5,4 ГГц (фиг. 6 Описания). Если же над вышеупомянутыми проводниками 35, 37 и 34, 36 выполнить на верхней поверхности диэлектрической заготовки 12 печатный вспомогательный проводник 51 с расщеплёнными концами (фиг. 11, 12 и 13 Описания), то полоса пропускания обоих частотных каналов увеличивается (фиг. 15 и 16 Описания).
При дальнейшей модификации описываемой антенны реализована печатная структура, в которой узкие проводники 35, 37 и 34, 36 выполнены различными по длине с изменяющейся шириной (фиг. 20 Описания), а также в форме различных печатных фрагментов, включая меандр (фиг. 24 Описания). Такое исполнение позволяет уменьшить в тех же габаритах подложек центральные частоты обоих поддиапазонов и дополнительно расширить их полосу пропускания (фиг. 25 и 29 Описания). Однако во всех этих топологиях нерабочая разделительная полоса частот между каналами не превышает октаву.
Таким образом, ПДДА, описанная в патенте США №7095382, характеризуется шириной нерабочей РПЧ между двумя соседними поддиапазонами также порядка одной октавы, что зачастую не удовлетворяет современным требованиям, в рамках которых необходимо большее разнесение.
Известна также ПДДА с весьма простой топологией, описанная в патенте США №6801168, H 01 Q 1/38, опубликованном 7 октября 2004 года под названием “Planar double L-shaped antenna of dual frequency”. Эта антенна содержит тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, сплошной прямоугольный печатный проводник, два излучающих элемента с различными геометрическими размерами в форме повернутых прописных латинских букв “L”, а также питающую микрополосковую линию (фиг. 4 Описания патента США № 6801168). При этом сплошной прямоугольный проводник выполнен на части обратной поверхности подложки и соединен с одним из излучающих элементов, а питающая микрополосковая линия сформирована на лицевой поверхности подложки над сплошным проводником и соединена с другим излучающим элементом. За счет различия размеров излучающих элементов антенна характеризуется двумя различными частотными поддиапазонами для излучения/приёма радиоволн, разделённых нерабочей РПЧ порядка одной октавы (фиг. 9 и 10 Описания).
ρ
K
K
0
ст.
U
ст.
U
Однако излучающие элементы описанной антенны в форме повернутых прописных букв “L” представляют собой монопольные излучатели, в которых излучающий монополь, будучи штыревым или печатным, согнут под углом 90 градусов параллельно заземлённой плоскости (фиг. 1 Описания). Такие излучатели имеют меньшую степень линейности поляризации излучения, чем классические дипольные излучатели. Кроме того, по оценкам Заявителя, описанная антенна обеспечивает при использовании питающих коаксиальных кабелей с волновым сопротивлением , равным 50 или 75 Ом, уровни входного коэффициента стоячей волны напряжения  не лучше 1.6. Для обеспечения более качественного согласования необходимо применять согласующие СВЧ-трансформаторы полных сопротивлений, которые неминуемо увеличат габариты антенны и снизят её коэффициент полезного действия и, следовательно, коэффициент усиления. В результате, описанную ПДДА целесообразно применять лишь для приема радиосигналов, когда ослабление принимаемого сигнала за счет отражений (≥1.6) может быть компенсировано в усилительном тракте радиоприёмника.
Таким образом, и эта ПДДА характеризуется шириной нерабочей РПЧ между двумя соседними поддиапазонами порядка одной октавы, что зачастую не удовлетворяет современным требованиям, в рамках которых необходимо большее разнесение.
Прототипом предлагаемого изобретения является ПДДА, описанная в патенте Российской Федерации №2432646, H 01 Q 1/38, опубл. 27 октября 2011 года под названием «Двухдиапазонная печатная дипольная антенна». Эта антенна содержит тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку, толщиной «Н», с лицевой и обратной поверхностями, имеющую пару больших и пару малых сторон. На лицевой поверхности подложки выполнены два различных по длине параллельных диполя, каждый из которых образован парой идентичных печатных проводников. На этой же стороне реализованы питающая и разомкнутая на конце вспомогательная микрополосковые линии, соединённые гальванически посредством общих фрагментов металлизации с вышеупомянутыми идентичными печатными проводниками обоих диполей согласно Формулы изобретения и фиг. 1 Описания патента РФ №2432646.
На обратной поверхности прямоугольной подложки выполнены отрезок короткозамкнутой на одном конце щелевой линии, длина которого равна половине длины большого диполя, а её продольная ось симметрии совпадает с большой осью симметрии подложки. На этой же стороне реализован сплошной прямоугольный печатный проводник, одна из малых сторон которого гальванически соединена за счёт общей металлизации с короткозамкнутым концом щелевой линии, а другая его малая сторона совпадает с малой стороной подложки в центральной её части. При этом в зазоре между проводниками печатной щелевой линии в материале подложки выполнена (например, фрезерованием) продольная щель, которая позволяет реализовать согласно Описанию взаимно перпендикулярное сочленение двух таких антенн, необходимое при построении турникетных излучателей. Ясно, что печатные фрагменты лицевой и обратной поверхностей диэлектрической подложки должны быть однозначно ориентированы и проецироваться друг на друга согласно фиг. 1 Описания.
В результате выбора оптимальных геометрических размеров всех печатных фрагментов согласно Описанию патента РФ №2432646 удаётся реализовать ПДДА с двумя частотными поддиапазонами/каналами при нерабочей разделительной полосе частот, имеющей коэффициент перекрытия 1,25, что составляет примерно одну треть октавы (фиг. 5 Описания). По оценкам Заявителя, за счёт подбора геометрических размеров (иными словами: настройки антенны) и материала диэлектрической подложки ширина нерабочей РПЧ между частотными каналами данной антенны может быть доведена до двух третей октавы. Однако, этого всё равно недостаточно при современных требованиях к степени разнесения по диапазону центральных частот обоих каналов.
Таким образом, ПДДА, описанная в патенте РФ №2432646, характеризуется шириной нерабочей РПЧ между двумя соседними поддиапазонами порядка половины октавы, что не удовлетворяет современным требованиям, предписывающим большее разнесение.
Задачей (техническим результатом) предлагаемого изобретения является создание печатной двухдиапазонной дипольной антенны с увеличенной разделительной полосой частот, позволяющей реализовать разнесение порядка полторы октавы двух соседних поддиапазонов, примыкающих к нижней и верхней частотным границам разделительной полосы.
Решение поставленной задачи обеспечивается тем, что в известной печатной двухдиапазонной дипольной антенне, содержащей тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, имеющую пару больших и пару малых сторон, отрезок щелевой линии с короткозамкнутым и разомкнутым концами, сплошной прямоугольный печатный проводник с парой больших и парой малых сторон, два различных по длине параллельных диполя с удалёнными и смежными концами, причём каждый из диполей образован парой идентичных печатных проводников, питающую и разомкнутую на конце вспомогательную микрополосковые линии, при этом отрезок щелевой линии, длина которого равна половине длины большого диполя, выполнен на обратной поверхности подложки так, что его продольная ось симметрии совпадает с её большой осью симметрии, а разомкнутый конец расположен вблизи одной из малых сторон подложки, сплошной прямоугольный печатный проводник выполнен также на обратной поверхности подложки, причём одна из малых его сторон совпадает с короткозамкнутым концом отрезка щелевой линии, а другая малая его сторона совпадает со второй малой стороной подложки в центральной её части, больший по длине диполь выполнен вблизи разомкнутого конца отрезка щелевой линии так, что внешние кромки его печатных проводников полностью совпадают с малой стороной подложки, питающая микрополосковая линия, ширина которой в три-четыре раза меньше ширины проводника щелевой линии, а длина равна длине большой стороны подложки, выполнена на лицевой поверхности подложки параллельно большой её оси симметрии со сдвигом, обеспечивающим симметричное расположение питающей линии над одним из проводников щелевой линии, вспомогательная микрополосковая линия, ширина которой равна ширине питающей линии, а длина равна длине отрезка щелевой линии, выполнена также на лицевой стороне подложки, при этом в подложке в зазоре щелевой линии выполнена продольная щель, длина и ширина которой равны соответствующим размерам зазора в щелевой линии, оба диполя выполнены на лицевой поверхности подложки, вспомогательная микрополосковая линия выполнена над вторым проводником отрезка щелевой линии симметрично, причём начала питающей и вспомогательной микрополосковых линий гальванически соединены с соответствующими печатными проводниками каждого из диполей, конец питающей микрополосковой линии является входом/выходом антенны, печатные проводники обоих диполей выполнены ступенчатыми в виде каскадного соединения широкого и узкого вытянутых проводников, причём ширина широкого вытянутого проводника в 2 раза превышает ширину узкого вытянутого проводника, при этом печатные проводники большого по длине диполя имеют широкий вытянутый проводник на удалённых концах, а печатные проводники меньшего по длине диполя имеют широкий вытянутый проводник на смежных концах, причём расстояние между смежными кромками печатных проводников обоих диполей в полтора раза превышают ширину узкого вытянутого проводника.
На фиг. 1 изображена предлагаемая ПДДА в трёх проекциях, на фиг. 2 - частотная характеристика её входного коэффициента отражения, на фиг. 3 - диаграмма направленности на центральной частоте нижнего поддиапазона, на фиг. 4 - диаграмма направленности на центральной частоте верхнего поддиапазона.
Н
W
2W
D
p
S
+
S
Предлагаемая ПДДА (фиг. 1) содержит тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку 1 толщиной  с лицевой 2 и обратной 3 поверхностями, имеющую пару больших 4, 5 и пару малых 6, 7 сторон. На обратной поверхности 3 подложки 1 выполнен отрезок 8 щелевой линии (фиг. 1, тёмно-серый цвет) с короткозамкнутым 9 и разомкнутым 10 концами так, что его продольная ось симметрии, лежащая на оси z декартовой системы координат, совпадает с большой осью симметрии “a” - “a” подложки 1, а разомкнутый конец 10 расположен вблизи её малой стороны 6. Сплошной прямоугольный печатный проводник 11 с парой больших 12, 13 и парой малых 14, 15 сторон (фиг. 1, тёмно-серый цвет), ширина  которого несколько больше суммарной ширины  отрезка 8 щелевой линии, выполнен также на обратной поверхности 3 подложки 1. Малая сторона 14 сплошного проводника 11 совпадает с короткозамкнутым концом 9 отрезка 8 щелевой линии, реализуя тем самым в точках совпадения надёжное гальваническое соединение. Другая малая сторона 15 проводника 11 совпадает со второй малой стороной 7 подложки 1 в центральной её части.
W
W
S
W
S
S
W
W
W
+S
+W
br
nar
d
nar
d
d
br
nar
br
d
nar
S
Два различных по длине параллельных диполя, больший из которых образован парой 16, 17, а малый – парой 18, 19 идентичных печатных проводников (фиг. 1, светло-серый цвет), выполнены на лицевой поверхности 2 подложки 1. При этом как печатные проводники 16, 17 большого диполя, так и печатные проводники 18, 19 малого диполя выполнены ступенчатыми в виде каскадного соединения широких 20, 21 и 22, 23, а также узких 24, 25 и 26, 27 вытянутых проводников соответственно, причём ширина  широких проводников 20 и 21, 22 и 23 в 2 раза превышает ширину  узких проводников 24 и 25, 26 и 27 (аббревиатуры нижних индексов образованы начальными строчными буквами английских слов “broad” и “narrow”, означающих в переводе «широкий» и «узкий» соответственно). Вместе с тем, печатные проводники 16, 17 большого по длине диполя имеют широкие вытянутые проводники 20, 21 на удалённых концах, а печатные проводники 18, 19 меньшего по длине диполя имеют широкие вытянутые проводники 22, 23 на смежных концах. При этом расстояние  между смежными кромками печатных вытянутых проводников 20 и 26, 22 и 24, 21 и 27, 23 и 25 обоих диполей в полтора раза превышает ширину узких вытянутых проводников 24, 25, 26 и 27. Такую же величину  имеют расстояния между смежными кромками упомянутых вытянутых проводников в областях обоих каскадных соединений при скачкообразном изменении ширин проводников на их стыках. Поскольку расстояние , как и ширины ,  невелики, то как большой по длине, так и малый диполи расположены вблизи разомкнутого конца 10 отрезка 8 щелевой линии, но их суммарная ширина  не превышает расстояние S от разомкнутого конца 10 отрезка щелевой линии 8 до малой стороны 6 подложки 1, а внешние кромки каскадно соединённых широкого 20 и узкого 24, а также широкого 21 и узкого 25 вытянутых проводников большого по длине диполя полностью совпадают с упомянутой малой стороной 6 подложки 1.
W
W
f
S
a
Питающая микрополосковая линия 28 (фиг. 1, светло-серый цвет) с продольной осью “b” – “b”, ширина  которой в три–пять раз меньше ширины  проводника отрезка 8 щелевой линии, а длина равна длине больших сторон 4, 5 прямоугольной подложки 1, выполнена на лицевой её поверхности 2 параллельно большой её оси симметрии “a” – “a” со сдвигом S, обеспечивающим симметричное расположение питающей линии 28 над одним из проводников отрезка 8 щелевой линии. При этом начало 29 питающей микрополосковой линии 28 гальванически соединено с узким вытянутым проводником 24 большого по длине диполя и широким вытянутым проводником 22 меньшего по длине диполя, что достигается без пайки посредством небольшого общего участка металлизации (другими словами: медной фольги, изначально облицовывающей диэлектрическую подложку 1) на лицевой поверхности 2 в области гальванического соединения, реализуемого в технологическом цикле формирования (например, травлением фольги с пробельных мест) фрагментов 22, 24 и 28 топологии антенны.
Конец 30 питающей микрополосковой линии 28 совпадает с малой стороной 7 подложки 1, так как длина питающей линии 28 равна длине больших сторон 4, 5 подложки 1, и служит входом/выходом антенны. К этому концу припаивается центральный штырек коаксиально-микрополоскового перехода (на фиг. 1 переход условно не показан), корпус которого должен иметь как надлежаще прочное механическое соединение с подложкой 1, так и надежное гальваническое соединение с малой стороной 15 сплошного прямоугольного печатного проводника 11. При безразъемной коммутации к концу 30 линии 28 припаивается центральный проводник (жила) коаксиального кабеля, наружный проводник которого (оплетка) припаивается к малой стороне 15 проводника 11.
Вспомогательная микрополосковая линия 31 (фиг. 1, светло-серый цвет) с разомкнутым концом 32, ширина  которой равна ширине  питающей микрополосковой линии 28, а длина  равна сумме длины  отрезка 8 щелевой линии и расстояния  от его разомкнутого конца 10 до малой стороны 6, выполнена также на лицевой поверхности 2 подложки 1. При этом вспомогательная линия 31 расположена над вторым проводником отрезка 8 щелевой линии симметрично, то есть, её продольная ось «с» - «с» отстоит от большой оси симметрии «а» - «а» подложки 1 на такое же расстояние , как и продольная ось «b» - «b» питающей микрополосковой линии 28. Начало 33 вспомогательной линии 31 гальванически соединено с узким вытянутым 25 и широким вытянутым 23 печатными проводниками обоих диполей, что достигается без пайки за счет небольшого участка металлизации (фольги) на лицевой поверхности 2 подложки 1 в зоне соединения, реализуемого в технологическом цикле изготовления антенны.
Н
Н
r
r
После окончания технологического цикла формирования металлизации проводящих рисунков лицевой 2 и обратной 3 поверхностей в диэлектрической подложке 1 в зазоре отрезка 8 щелевой линии выполняется (например, фрезерованием) продольная щель 34, длина и ширина которой (фиг. 1) равны соответствующим размерам  и  зазора между проводниками отрезка 8 щелевой линии. При этом следует принять меры для обеспечения необходимой степени адгезии проводящих фрагментов (как правило, это медная фольга, изначально облицовывающая диэлектрическую подложку 1) с диэлектриком подложки в областях их соединения. Поэтому ширины  и  узких вытянутых проводников 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26 и 27 обоих диполей назначаются после оптимизации/настройки антенны с учётом конструкторско-технологических соображений и должны быть не менее 1,5 мм, что рекомендовано в работе: Бушминский И.П., Морозов Г.В., «Технологическое проектирование микросхем СВЧ», - М.: Изд-во МГТУ им. Н.Э. Баумана, 2001, 356 с.: ил. Здесь же рекомендовано назначать технологические краевые поля между краями подложки 1 и кромками расположенных рядом проводящих участков фольги порядка 0,2 – 0,5 мм в зависимости от толщины  подложки. Её величина определяется номенклатурой отечественных листовых фольгированных диэлектриков, используемых в антеннах и устройствах СВЧ, так что, как правило:  = 1…3 мм. Эта же номенклатура определяет и величины относительной диэлектрической проницаемости ε используемых отечественных материалов подложки 1, что приводит к величинам ε = 2…6.
Принцип действия заявляемой ПДДА состоит в следующем.
R
ρ
f
…f
f
=
(f
+f
)
f
…f
f
=(f
+f
)/2
f
f
t
Н
f
f
f
f
f
f
f
f
x
f
S
о
L
1
R
1
01
L
1
R
1
L
2
R
2
02
L
2
R
2
01
01
02
02
01
02
F
01
02
01
02
01
02
01
02
01
8
8
Пусть у началу 30 питающей микрополосковой линии 28 через коаксиальный кабель с волновым сопротивлением  от генератора с внутренним вещественным сопротивлением =  (на фиг. 1 генератор условно не показан) подводится гармонический СВЧ сигнал, амплитуда которого остается неизменной в широкой полосе частот, включающей в себя оба рабочих диапазона: нижний  с центральной частотой /2 и верхний  с центральной частотой , которым соответствуют длины λ = 3*10/fи  λ= 3*10/f центральных волн. При этом внутренний проводник кабеля (жила) гальванически соединяется (например, пайкой) с началом 30, а наружный проводник кабеля (оплетка), также гальванически, соединяется с противоположной точкой малой стороны 15 сплошного прямоугольного печатного проводника 11. Поданный сигнал проходит питающую микрополосковую линию 28 и поступает в общий участок металлизации, гальванически соединяющий начало 29 питающей линии 28 с узкими вытянутыми проводниками 24 длинного диполя и 22 короткого диполя. В результате на проводящей поверхности проводника 16 длинного диполя возникает интенсивный поверхностный ток проводимости преимущественно на частоте  нижнего диапазона, а на поверхности короткого проводника 18 возникает тот же ток на частоте  верхнего диапазона. Поскольку толщина металлизации (фольги) , составляющая порядка 15…35 мкм, пренебрежимо мала по сравнению с толщиной  диэлектрической подложки 1, то ступенчатые печатные проводники 16 и 18 половин соответствующих диполей, несущие на себе интенсивные высокочастотные токи проводимости в нижнем и верхнем диапазонах соответственно, занимают лишь небольшую часть объёма ПДДА. Фактически, согласно рекомендаций работы Г.Т. Марков, Д.М. Сазонов «Антенны», М.: Энергия, 1975. – 528 с.: ил.,  упомянутые токи проводимости на проводниках 16 и 18 можно считать «нитевидными», то есть локализованными вдоль продольных осей ступенчатых проводников 16 и 18, образованных каскадным соединением узких вытянутых проводников 20, 24 и 22, 26 соответственно. Изменяющиеся во времени «нитевидные» гармонические высокочастотные токи проводимости, протекающие по неэкранированным ступенчатым проводникам 16 и 18, на основании закона замкнутости линий полного тока неизбежно приводят к существованию в окружающем антенну свободном пространстве токов смещения соответствующих частот  и . Следовательно, по закону Максвелла о непрерывности полного тока, возникшие токи смещения разных частот  и  приводят к появлению «нитевидных» поверхностных токов проводимости тех же частот  и  на проводящих поверхностях ничем не экранированных ступенчатых печатных проводников 17 и 19 вторых половин диполей соответственно. Поэтому направления «нитевидных» токов проводимости частоты  (на проводниках 16, 17) и частоты  (на проводниках 18, 19) ориентированы в одном и том же направлении оси  (фиг. 1): либо по орту  либо по орту  При этом ток частоты  нижнего диапазона  на поверхности коротких ступенчатых половин 18, 19 высокочастотного диполя имеет пренебрежимо малую интенсивность.
х
В то же время токи проводимости частоты  верхнего поддиапазона , протекая по коротким ступенчатым проводникам 18 и 19 половин высокочастотного диполя, наводят на поверхностях более длинных ступенчатых проводников 16 и 17 половин низкочастотного диполя существенные вторичные индуцированные/наведённые токи проводимости частоты . Эти индуцированные токи проводимости, локализованные на проводящих поверхностях длинных ступенчатых проводников 16 и 17 половин низкочастотного диполя, характеризуются наличием участков, в пределах которых наведённые вторичные токи проводимости частоты  противофазны, так как длина короткого (высокочастотного) диполя при больших нерабочих разделительных полосах частот между поддиапазонами заметно меньше длины низкочастотного диполя. При этом, в отличие от прототипа, ступенчатая форма смежных «дипольных» половин 16 и 18, образованных каскадным соединением узких вытянутых проводников 20, 24 и 22, 26 соответственно, приводит к существенному электромагнитному взаимодействию как половин 16, 18, так и половин 17, 19 обоих диполей. Эти половины, у которых, согласно Формуле изобретения, печатные проводники большого по длине диполя имеют широкий вытянутый проводник на удалённых концах, а печатные проводники меньшего по длине диполя имеют широкий вытянутый проводник на смежных концах, после печатной реализации (как правило, методом травления медной фольги с пробельных мест) выглядят как бы «вложенными друг в друга» по продольному размеру вдоль оси  (фиг. 1), наглядно иллюстрируя наличие условий для значительного электромагнитного взаимодействия обоих диполей на частоте  верхнего поддиапазона. Иными словами, излучение всей в целом ПДДА в нижнем поддиапазоне  определяется в основном длинным диполем со ступенчатыми половинами 16 и 17, в то время как излучение всей в целом антенны в верхнем поддиапазоне  формируется как излучением собственных токов проводимости короткого диполя со ступенчатыми половинами 18 и 19, так и вторичными токами проводимости частоты , индуцированными на поверхностях длинного диполя со ступенчатыми половинами 16, 17 (фиг. 1), причём на длинном диполе возникают локальные участки с противоположным направлением индуцированных в их пределах токов проводимости частоты .
f
...f
f
...f
f
f
L
1
R
1
L
2
R
2
01
02
В результате, форма частотных характеристик согласования заявляемой ПДДА с питающим коаксиальным кабелем, обусловленная описанными выше интерференционными процессами на частоте  второго поддиапазона , будет различной в каждом из двух частотных поддиапазонов/каналов. Иными словами, антенна в целом фактически как бы «вырезает» из спектра подведённого к концу 30 питающей линии 28 широкополосного сигнала для последующего эффективного излучения только небольшие поддиапазоны частот: нижний  и верхний . На всех остальных частотах «нитевидные» поверхностные токи проводимости  на ступенчатых проводниках 16, 17 и 18, 19, а также соответствующие им токи смещения в окружающем антенну пространстве, имеют  пренебрежимо малую интенсивность, и излучение энергии крайне мало. Эффективное излучение означает практически полный отбор мощности от источника сигнала на частотах  и , то есть малый коэффициент отражения на входе ПДДА, коим является конец 30 питающей линии 28 (фиг. 1).
W
, D
f
...f
f
...f
ρ
f
f
D
∆f
= f
f
Δf
= f
- f
S
S
L
1
R
1
L
2
R
2
о
01
02
S
1
R
1
L
1
2
R
2
L
2
Таким образом, при правильной настройке ПДДА, то есть, при соответствующем подборе длин , , ,  вытянутых проводников 20 и 21, 22 и 23, 24 и 25, 26 и 27 возникает интенсивное электромагнитное излучение в верхнюю полусферу в направлении орта  перпендикулярном малой стороне 6 диэлектрической подложки 1. В то же время излучение в направлении орта)  нижней полусферы, перпендикулярном малой стороне 7 подложки 1, будет ослаблено. Наличие отрезка 8 щелевой линии с размерами  способствует симметрированию обоих параллельных диполей, образованных парами 16, 17 и 18, 19  ступенчатых печатных проводников (фиг. 1). При этом проводники 17 и 19 гальванически соединены за счет общего участка металлизации с началом 33 вспомогательной микрополосковой линии 31, конец 32 которой разомкнут. Эта линия способствует согласованию обоих диполей, причем каждого в своей полосе частот  и , с волновым сопротивлением  питающего коаксиального кабеля, и формированию замкнутого по высокой частоте контура, вдоль которого протекают токи как частоты , так и частоты . Щелевая линия 8 с зазором величиной  между проводниками, выполненными на обратной 3 поверхности подложки 1, обеспечивает поддержание необходимых условий согласования как в полосе частот - нижнего, так и в полосе частот  верхнего поддиапазона частот.
f
...f
f
...f
Θ
=
2πL
/λ
Θ
2π(L
+S
)/λ
Z
= R
+ jX
R
R
ρ
ρ
~R
L
1
R
1
L
2
R
2
S
S
L
S
S
A
A
A
A
A
0
0
S
Конкретные величины геометрических размеров топологии предлагаемой ПДДА (иными словами: настройка антенны в целом) находятся как результат оптимального решения соответствующей системы электродинамических уравнений, формируемых с использованием метода конечных элементов во временной области. В итоге удается обеспечить эффективную концентрацию излучения в обоих рабочих поддиапазонах и . При этом изменяются полные комплексные сопротивления различных по длине диполей, больший из которых образован парой 16 и 17, а малый – парой 18 и 19 ступенчатых печатных проводников (фиг. 1). Изменяются также электрическая длина  отрезка 8 щелевой линии и электрическая длина  =  вспомогательной микрополосковой линии 31 с разомкнутым концом 32. В результате СВЧ-генератор, как принято говорить, «видит» на входе 30 антенны итоговое входное комплексное сопротивление ПДДА , модуль  реактивной составляющей которого удается минимизировать в обоих рабочих поддиапазонах  до (1…3)% от  за счет подбора (настройки) всех ключевых размеров. В то же время саму величину  удается эффективно приблизить к уровню волнового сопротивления  питающего коаксиального кабеля ().
ε
Н
ρ
f
f
r
0
01
02
Поиск ключевых геометрических размеров ПДДА, указанных на фиг. 1 и выше в тексте Описания, осуществляется с использованием пакета полноволнового трёхмерного электродинамического моделирования и оптимизации “CST Studio Suite”, бессрочная лицензия на использование которого приобретена Новосибирским государственным техническим университетом в 2019 году. В результате нахождения оптимальной совокупности геометрических размеров (другими словами: настройки) заявляемая ПДДА при использовании отечественного фольгированного диэлектрика ФАФ-4Д (= 2.5) толщиной  = 1,5 мм характеризуется для волнового сопротивления  = 75 Ом и центральных частот = 1,14 ГГц,   = 4,17 ГГц следующими оптимальными размерами, указанными на фиг. 1 и упомянутыми выше в тексте Описания (в миллиметрах):
f
f
01
02
Совокупность этих размеров обеспечивает хорошее согласование на обеих частотах , , что следует из частотной характеристики модуля входного коэффициента отражения оптимизированной (настроенной) антенны (фиг. 2, позиция 35, сплошная линия - теоретическая характеристика). Графическая зависимость на фиг. 2 свидетельствует о том, что согласование ПДДА в нижнем поддиапазоне определяется в основном двухступенчатой формой проводников 16 и 17 длинноволнового диполя, приводя к двум минимумам входного коэффициента отражения в полосе частот  = 0,92 ГГц ….  = 1,35 ГГц. В то же время в полосе частот = 4,13 ГГц …. = 4,21 ГГц верхнего поддиапазона наблюдается только один такой минимум, хотя половины 18, 19 короткого диполя выполнены также ступенчатыми. Это подтверждает обоснованность достаточно сложного механизма интерференции в окружающем свободном пространстве электромагнитных полей как собственного тока проводимости на поверхности короткого диполя, так и вторичных электромагнитных полей индуцированных/наведённых токов проводимости на поверхности длинного диполя, причём на нём имеются участки с противоположным направлением индуцированных токов проводимости частоты . При этом нерабочая разделительная полоса частот заявляемой ПДДА простирается от верхней границы  = 1,35 ГГц нижнего поддиапазона до нижней границы  = 4,13 ГГц верхнего поддиапазона и, составляя  = 2,78 ГГц, имеет коэффициент перекрытия  = 3,06  (то есть порядка полутора октав), что в 2,45 раза превышает коэффициент перекрытия нерабочей РПЧ прототипа, который, согласно фигуре 5 его Описания, по уровню согласования «минус» 20 дБ равен: 2,86 (ГГц)/2,29 (ГГц) = 1,25.
ρ
0
Для экспериментального подтверждения результатов решения поставленной задачи был изготовлен опытный образец заявляемой ПДДА с вышеприведенными геометрическими размерами и питанием коаксиальным кабелем РК-75-7-22 ( = 75 Ом), причём размеры подложки 1 (фиг. 1) составили:
- длина больших сторон 4 и 5 - 100 мм;
- длина малых сторон 6 и 7 - 80 мм.
Agilent N5241A (PNA-X)
Согласование антенны измерялось в безэховой камере с использованием векторного анализатора цепей  и отражено на фиг. 2 точками в позициях 36. Диаграммы направленности (в терминах коэффициента усиления антенны “dBi”) измерены по критериям дальней зоны Фраунгофера с применением стандартных методик калибровки и измерений с использованием линейно поляризованного рупорного облучателя, генератора сигналов E8257D PSG и поворотных устройств по азимуту и углу места с точностью установки углов ±1°. В результате, на фиг. 3 (позиция 37) и фиг. 4 (позиция 38) представлены диаграммы направленности для плоскости  вектора  напряжённости магнитного поля нижнего и верхнего поддиапазонов соответственно. Наблюдается направленное излучение в направлении орта () верхней полусферы с коэффициентом усиления 2,8 дБ и 3,2 дБ в нижнем и верхнем поддиапазонах соответственно.
Таким образом, представленные результаты свидетельствуют о решении поставленной задачи: создание печатной двухдиапазонной антенны с увеличенной разделительной полосой частот, позволяющей реализовать разнесение порядка полторы октавы двух соседних поддиапазонов, примыкающих к нижней и верхней частотным границам разделительной полосы. Коэффициент перекрытия  разделительной полосы частот составляет в данном конкретном случае 3,06, что эквивалентно 1,61 октавы [1,61].
Указанные обстоятельства в совокупности позволяют рекомендовать заявляемую ПДДА для использования в стационарных и мобильных телекоммуникационных системах диапазона СВЧ с линейной поляризацией принимаемых радиосигналов, когда к системам предъявляются повышенные требования к разнесению на частотной оси двух рабочих поддиапазонов.