ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
SELECTIVE AMPLIFIER

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.
В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на трех-четырех биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.
в
н
в
н
Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f [3-20]. Причем их верхняя граничная частота f иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f определяется корректирующим конденсатором.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 5.304.946, фиг.24. Он содержит источник входного напряжения 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, коллектор которого подключен к первой 4 шине источника питания через первый 5 частотозадающий резистор, первый 6 и второй 7 корректирующие конденсаторы, второй 8 и третий 9 частотозадающие резисторы, источник вспомогательного напряжения 10, отрицательную шину источника питания 11.
<mrow><mi>Q</mi><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mi>в</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>f</mi><mi>н</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
0
0
Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность
амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К>1 на частоте квазирезонанса (f).
0
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (К) на частоте квазирезонанса f. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.
Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе, фиг.1, содержащем источник входного напряжения 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, коллектор которого подключен к первой 4 шине источника питания через первый 5 частотозадающий резистор, первый 6 и второй 7 корректирующие конденсаторы, второй 8 и третий 9 частотозадающие резисторы, источник вспомогательного напряжения 10, отрицательную шину источника питания 11, предусмотрены новые элементы и связи - преобразователь «напряжение-ток» 2 подключен к коллектору выходного транзистора 3 и через последовательно соединенные первый 6 и второй 7 корректирующие конденсаторы связан по переменному току с общей шиной источников питания 12, общий узел первого 6 и второго 7 последовательно соединенных корректирующих конденсаторов связан с эмиттером выходного транзистора 3 через второй 8 частотозадающий резистор, эмиттер выходного транзистора 3 соединен с выходом устройства 13 и через первый 14 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 11 шиной источника питания, база выходного транзистора 3 соединена с эмиттером дополнительного транзистора 15, коллектор дополнительного транзистора 15 подключен к первой 4 шине источника питания через третий 9 частотозадающий резистор и через дополнительный конденсатор 16 связан с эмиттером выходного транзистора 3, причем база дополнительного транзистора 15 соединена с источником вспомогательного напряжения 10.
Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.
На фиг.3 показана схема ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных прп транзисторов.
17
На фиг.4 приведены логарифмическая амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазочастотная (ФЧХ) характеристики ИУ фиг.3 в широком диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при токе Ivar=I=400 мкА, Cvar=700 фФ, Rvar=0.
17
На фиг.5 представлена ЛАЧХ ИУ фиг.3 при различных значениях тока Ivar=I.
Избирательный усилитель, фиг.2, содержит источник входного напряжения 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, коллектор которого подключен к первой 4 шине источника питания через первый 5 частотозадающий резистор, первый 6 и второй 7 корректирующие конденсаторы, второй 8 и третий 9 частотозадающие резисторы, источник вспомогательного напряжения 10, отрицательную шину источника питания 11. Преобразователь «напряжение-ток» 2 подключен к коллектору выходного транзистора 3 и через последовательно соединенные первый 6 и второй 7 корректирующие конденсаторы связан по переменному току с общей шиной источников питания 12, общий узел первого 6 и второго 7 последовательно соединенных корректирующих конденсаторов связан с эмиттером выходного транзистора 3 через второй 8 частотозадающий резистор, эмиттер выходного транзистора 3 соединен с выходом устройства 13 и через первый 14 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 11 шиной источника питания, база выходного транзистора 3 соединена с эмиттером дополнительного транзистора 15, коллектор дополнительного транзистора 15 подключен к первой 4 шине источника питания через третий 9 частотозадающий резистор и через дополнительный конденсатор 16 связан с эмиттером выходного транзистора 3, причем база дополнительного транзистора 15 соединена с источником вспомогательного напряжения 10.
На фиг.2 в соответствии с п.2 формулы изобретения между эмиттером дополнительного транзистора 15 и второй 11 шиной источника питания включен второй 17 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник.
Рассмотрим работу предлагаемой схемы фиг.2.
вх
R
R
0
0
0
Источник входного сигнала 1 (u) через входной преобразователь напряжение-ток 2 изменяет ток частото-зависимой цепи, образованной резисторами 5, 8 и конденсаторами 6, 7 в коллекторной нагрузке транзистора 3. Наличие емкостного делителя, состоящего из конденсаторов 6 и 7, обеспечивает зависимость тока резистора 8 (i), соответствующую частотной зависимости резонансного ИУ. Подключение резистора 8 к эмиттеру транзистора 3 обеспечивает реализацию двух контуров регенеративной обратной связи в силу того, что ток коллектора транзистора 3 зависит как от тока i через резистор 8, так и от тока коллектора транзистора 15. Причем должно выполняться условие, что на частоте квазирезонанса f сопротивление (разделительного) дополнительного конденсатора 16 значительно меньше входного сопротивления транзистора 3. Эти контуры обратной связи являются вещественными только на частоте f и их действие направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления ИУ К.
вх
Комплексный коэффициент передачи K(jf) как отношение выходного напряжения (выход устройства 13) к входному напряжению u усилителя, фиг.2, определяется соотношением, которое можно получить с помощью методов анализа электронных схем:
<mrow><mi>K</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>j</mi><mi>f</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mn>13</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><msub><mi>К</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><mi>j</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></mfrac></mrow><mrow><msubsup><mi>f</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup><mo>−</mo><msup><mi>f</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mi>j</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></mfrac></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
где f - частота сигнала;
0
f - частота квазирезонанса;
Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;
0
0
К - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f.
Частота квазирезонанса схемы, фиг.2, определяется из следующего соотношения:
<mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><msqrt><mrow><msub><mi>C</mi><mn>6</mn></msub><msub><mi>C</mi><mn>7</mn></msub><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msqrt></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
0
а реализуемая добротность Q и коэффициент усиления (К):
<mrow><mi>Q</mi><mo>=</mo><msup><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><msub><mi>D</mi><mn>0</mn></msub><mo>+</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mn>6</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mn>7</mn></msub></mrow></mfrac><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow></msqrt><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo>−</mo><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>3</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>S</mi><mn>2</mn></msub><mi>Q</mi><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mn>6</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mn>7</mn></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mfrac><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msqrt><mrow><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msqrt><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>4</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
2
где S - крутизна преобразователя «напряжение-ток» 2.
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>α</mi><mn>3</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><msub><mi>α</mi><mrow><mn>15</mn></mrow></msub><mfrac><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.15</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo>−</mo><msub><mi>α</mi><mn>3</mn></msub><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>5</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
i
11.i
α, h- статический коэффициента передачи эмиттерного тока и входное сопротивление i-го транзистора.
9
11.3
16
0
11.3
7
6
Указанные соотношения справедливы при R>>h и С>>1/2πfh. Основным свойством схемы является возможность реализации высокой добротности Q. Так, при С=С и выполнении дополнительного параметрического условия:
<mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo>−</mo><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub><mo stretchy="false">)</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>6</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>Q</mi><mrow><mi>max</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mn>2</mn><msqrt><mn>2</mn></msqrt></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><msqrt><mrow><mn>1</mn><mo>−</mo><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub></mrow></msqrt></mrow></mfrac><mo>.</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>7</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
11.3
11.15
i
11.3
11.15
i
max
Учитывая, что выбором соотношения между h и h (5) можно реализовать относительно большое значение K. В схеме ИУ, фиг.2, реализуется также необходимое значение добротности Q. Так, даже при условии h=h и α≈0,99 получаем, что Q≈25.
Кроме этого, при реализации более низких значений добротности Q указанные особенности можно использовать для уменьшения ее параметрической чувствительности Q. Например, при выполнении предварительного условия
<mrow><mfrac><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.15</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><msub><mi>α</mi><mn>3</mn></msub><msub><mi>α</mi><mrow><mn>15</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>8</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
которое обеспечивается выбором необходимых режимов работы транзисторов 3 и 15 (источники токов 14 и 17), можно определить
<mrow><mi>Q</mi><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>.</mo><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>9</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
При этом параметрические чувствительности добротности
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>C</mi><mn>6</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>C</mi><mn>7</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><mn>0</mn><mo>;</mo><mtext> </mtext><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><mo>−</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mn>8</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>10</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
уменьшаются и не зависят от реализуемой добротности.
При использовании дополнительного выхода (Вых. доп) увеличивается максимальная амплитуда выходного напряжения ИУ, фиг.2.
Представленные на фиг.4 - фиг.5 результаты моделирования предлагаемого ИУ, фиг.3, подтверждают указанные свойства. Для получения еще больших затуханий сигнала в диапазоне низких частот ИУ возможно применение емкостной связи источника сигнала 1 со входом преобразователя «напряжение-ток» 2.
0
0
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К на частоте квазирезонанса f, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. -pp.50-53.
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.
3. Ежков Ю.С. Справочник по схемотехнике усилителей. - 2-е изд., перераб. - М., ИПРадиоСофт, 2002. - С.21, рис.1.10в.
4. Волгин Л.И. Синтез и схемотехника аналоговых электронных средств в элементном базисе усилителей и повторителей тока / Л.И.Волгин, А.И.Зарукин; под. общ. ред. Л.И.Волгина. - Ульяновск: УлГТУ, 2005. - С.33, рис.27.
5. Патент US 5.304.946, fig.22.
6. Патент US 7.113.043.
7. Патент US 7.598.810.
8. Патентная заявка US 2005/0146389, fig.3.
9. Патентная заявка US 2008/0231369, fig.2.
10. Патент US 7.110.742, fig.5.
11. Патент US 6.515.547, fig.4a.
12. Патент US 7.633.344, fig.7.
13. Патент US 7.847.636, fig.4a.
14. Патент US 7.786.807.
15. Патентная заявка US 20070296501.
16. Патентная заявка US 2008/0018403.
17. Патент US 3.351.865.
18. Патент US 7.737.790.
19. Патент US 4.151.483, fig.2.
20. Патентная заявка JP 2003011396.