Квазирезонансный однотактный прямоходовой преобразователь напряжения с переключением при нуле тока
QUASI-RESONANCE SINGLE-CYCLE FORWARD-PATH VOLTAGE CONVERTER WITH SWITCHING AT ZERO CURRENT

Изобретение относится к преобразовательной технике, в частности к источникам вторичного электропитания. Технический результат - снижение динамических потерь в магнитопроводе импульсного трансформатора квазирезонансного преобразователя напряжения при регулировании в широком диапазоне изменения тока нагрузки.
Известно, что применение высокочастотных импульсных преобразователей напряжения с коммутацией электронных ключей при нулевых значениях тока позволяют снизить динамические потери на переключение, что дает возможность повышения частоты преобразования без существенного снижения КПД, а это в свою очередь позволяет сократить массу и габариты элементов фильтра и высокочастотных импульсных трансформаторов. Таким образом, улучшаются технико-эксплуатационные характеристики источника питания в целом. Однако, как известно, динамические потери в магнитопроводе импульсного трансформатора зависят от частоты по квадратичному закону, а от амплитуды перемагничивания по параболическому закону. Таким образом, с повышением частоты преобразования доля динамических потерь в трансформаторе будет повышаться. Поэтому актуальным является разработка способов минимизировать амплитуду перемагничивания магнитопровода импульсного трансформатора.
Предлагаемое техническое решение предназначено для создания источников питания с гальванической развязкой для диапазона мощностей до сотен ватт и рабочим напряжением в первичной сети до нескольких сотен вольт.
Известно техническое решение - источник питания, описанное в [Патент на полезную модель 166986 РФ. Источник питания светодиодного светильника с повышенным ресурсом], в составе которого квазирезонансный преобразователь напряжения с переключением при нулевых значениях тока, состоящий из первичного инвертора, формирующего импульсы напряжения близкие к прямоугольной форме, импульсного трансформатора, выходного выпрямителя, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента и резонансного конденсатора, рекуперативного диода, выходного индуктивного фильтра, схемы управления квазирезонансным преобразователем, состоящей из схемы управления транзисторными ключами инвертора, формирователя импульса, генератора управляемого напряжением (ГУН), усилителя рассогласования, источника опорного напряжения, измерителя тока, к выходу подключена нагрузка. К недостаткам данного устройства можно отнести то, что формирователь импульса управления ключами инвертора всегда генерирует импульс фиксированной длительности. При этом его длительность должна быть заведомо больше, чем максимальная длительность полуволны тока одного резонансного цикла. Таким образом, при снижении тока нагрузки длительность полуволны тока, протекающего через ключи первичного инвертора, будет снижаться, а длительность открытого состояния ключей оставаться фиксированной, как и амплитуда перемагничивания сердечника трансформатора.
Для оптимального режима перемагничивания трансформатора в преобразователе рассматриваемого типа необходимо, чтобы длительность импульса управления ключами всегда была равна длительности полуволны тока резонансного цикла. Это позволит минимизировать динамические потери в магнитопроводе импульсного трансформатора.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение - снижение амплитуды перемагничивания импульсного трансформатора при широкодиапазонном регулировании тока нагрузки.
На фиг. 1 показана структурная схема источника питания. Источник питания содержит квазирезонансный преобразователь напряжения, состоящий из первичного однотактного инвертора (в данном случае приведена схема, известная как "косой мост"), формирующего импульсы напряжения близкие к прямоугольной форме, импульсного трансформатора 11, выходного выпрямителя 12, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента 13 и резонансного конденсатора 15, рекуперативного диода 14, выходного фильтра, состоящего из дросселя 16 и конденсатора 17, схемы управления квазирезонансным преобразователем, состоящей из генератора управляемого напряжением (ГУН) 1, формирователя импульса фиксированной длительности 2, логического сумматора 4, формирователя импульса 3 с измерителя тока 10, схемы управления МДП-ключами 7.
Источник, схема которого приведена на фиг. 1, работает следующим образом. В первичной цепи преобразователь построен по любой известной схеме прямоходового однотактного преобразователя напряжения. Коммутация транзисторных ключей первичного инвертора при нулевом токе достигается за счет того, что в силовой цепи преобразователя добавлен резонансный контур, образованный индуктивным компонентом 13 и резонансным конденсатором 15, причем индуктивность рассеяния трансформатора принимает участие в резонансном цикле, т.к. индуктивный элемент 13 электрически соединен последовательно с индуктивностью рассеяния трансформатора 11 и может быть подключен как перед выпрямителем, так и после него, а также в первичной цепи последовательно с первичной обмоткой трансформатора 11. Используемый резонансный режим известен, как режим коммутации при нулевых значениях тока с половиной волны резонансного цикла. При появлении отпирающего сигнала управления на транзисторных ключах 6 и 9 первичного инвертора ток через ключи в первичной цепи и пропорционально коэффициенту трансформации импульсного трансформатора 11 ток во вторичной цепи будут нарастать линейно до тех пор, пока ток во вторичной цепи через индуктивный элемент 13 и выпрямитель 12 не станет равным текущему значению тока дросселя 16. В этот момент рекуперативный диод 14 запирается и токи в первичной и вторичной цепях будут изменяться по гармоническому закону за счет  резонансного процесса до тех пор, пока их значения не станут равным нулю. Как только это произойдет, в тот же момент времени выпрямитель 13 запирается, тем самым не давая продолжаться резонансному процессу со сменой знака тока, и оставшаяся энергия, запасенная в конденсаторе резонансного контура 15, будет расходоваться в нагрузку через выходной дроссель 16 в течение времени, равном tраз=(Cp*Uc(tзап))/Iн, где tраз - время разряда конденсатора 15 резонансного контура, Ср - значение емкости конденсатора 15, Uc(tзап) - напряжение на обкладках конденсатора 15 в тот момент, когда выпрямитель 13 запирается, Iн - текущее значение тока нагрузки (допуская, что ток нагрузки постоянен или его отклонения внутри цикла преобразования несущественны). По достижению напряжения на конденсаторе 15 нуля, рекуперативный диод 14 отпирается и энергия, запасенная в дросселе 16, расходуется в нагрузку. Далее цикл повторяется с момента отпирания транзисторных ключей инвертора. Диоды 5 и 8 необходимы для того чтобы после того как транзисторный ключи закроются энергия запасенная за счет индуктивности намагничивания первичной обмотки возвращалась в первичный источник, что позволяет осуществлять перемагничивание трансформатора по симметричному циклу.
Время отпирания и запирания транзисторных ключей 6 и 9 формируется предлагаемым устройством управления, которое работает следующим образом. Сигнал на выходе ГУН 1, частота которого определяется сигналом, поступающим на вход ГУН 1 (имеется ввиду сигнал рассогласования между сигналом обратной связи и опорным сигналом, например, в случае использования преобразователя, как стабилизатора напряжения), подается на вход формирователя импульса 2, который вырабатывает импульс фиксированной длительности. При этом длительность не должна превышать половины длительности полуволны тока, протекающего через ключи 6 и 9, при минимальных значениях тока нагрузки и входного напряжения. Далее сигнал поступает на один из входов элемента логического "ИЛИ" 4, с выхода которого на вход устройства управления полевыми транзисторами 7, известного как МДП-драйвер. На второй вход логического сумматора 4 поступает сигнал с формирователя импульса 3, длительность которого определяется сигналом с датчика тока 10. Таким образом, длительность открытого состояния ключей 6 и 9 будет всегда равна длительности полуволны тока независимо от изменения нагрузки преобразователя или питающего напряжения. При этом всегда будет осуществляться режим запирания при нулевых значениях тока. На фиг. 2 показаны временные диаграммы, поясняющие работу предлагаемого устройства, полученные в результате компьютерного моделирования схемы представленной на фиг. 1 при половине тока нагрузки от номинального значения. Здесь кривые 18, 19, 20 и 21 - это ток намагничивания первичной обмотки трансформатора, напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора, резонансный ток, протекающий в цепи электронных ключей, импульс управления ключами, соответственно. Пунктиром показаны кривые при увеличенной (фиксированной) длительности импульса управления.