Устройство третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов
DEVICE OF THE THIRD DECISION CIRCUIT OF ACCELERATED SEARCH AND EFFICIENT RECEPTION OF BROADBAND SIGNALS

Изобретение относится к методам и устройствам обработки данных и принятия решения в широкополосной радиосвязи и радионавигации (ШРСРН), где этапу эффективного и достоверного приема и принятия решения по соответствующему критерию оптимального приема информационных сигналов с расширенным спектром (СРС), манипулированных некоторой псевдослучайной последовательностью, обязательно предшествует этап синхронизации [1].
С точки зрения реализации этой синхронизации в ШРСРН известен способ поиска СРС по задержке, использующий для сокращения среднего времени поиска априорную информацию о расположении и структуре сегментов псевдослучайных последовательностей (ПСП) [2]. Текущая задержка сигнала определяется по пороговому обнаружению значения взаимно корреляционной функции между некоторой короткой опорной последовательностью и закономерно расположенным сегментом аналогичной структуры принимаемого сигнала [2].
Важнейшими недостатками данного способа является, во-первых, его применимость только для линейных рекуррентных М-последовательностей и для которых изучена их сегментная структура, а во-вторых, пороговая оценка осуществляется на фоне сравнения с очень большими уровнями боковых всплесков сегмента взаимно корреляционной функции, что заметно снижает вероятность правильного обнаружения текущей энергии.
Так же близким к заявляемому является устройство по реализации способа поиска СРС, существенными признаками которого является весовое суммирование откликов нескольких цифровых согласованных фильтров, настроенных на несколько различных элементов ПСП с априорно известной структурой, обладающих минимальной взаимной корреляцией по отношению к друг другу и неравномерно расположенных по длине принимаемой манипулирующей последовательности, при этом веса суммирования определяются порядком расположения сегментов, а текущая задержка определяется по факту превышения порогового значения взвешенной суммы откликов согласованных фильтров [3]. Данное устройство обладает рядом недостатков:
сокращение среднего времени поиска обеспечивается лишь при близких к идеальным помеховых условиях, когда вероятность ложного обнаружения или пропуска сегмента ПСП очень мала;
применение ограниченного класса ПСП, подробно изученных с точки зрения взаимно корреляционных свойств составляющих сегментов;
значительные аппаратные затраты на построение блока цифровых согласованных фильтров для поиска ПСП большой длины.
Известно устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [4], решающее задачу поиска сигнала с использованием 2-х каналов квадратурной обработки с аналого-цифровыми и цифроаналоговыми преобразователями, циклическими накопителями и вычислителями корреляционных функций, что позволяет считать данное устройство близким аналогом к заявляемому устройству как по составу, так и по решаемым задачам.
Однако данное устройство повышает скорость поиска сигнала лишь за счет повышения помехозащищенности этапа обнаружения состояния синхронизма, но при этом не реализуется алгоритм ускоренного поиска, оптимизирующий порядок анализа области неопределенности сигнала по задержке, либо, учитывающий особенности и закономерности структуры используемых манипулирующих ПСП.
Известно устройство, реализующее способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [5].
В данном устройстве осуществляется:
использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными рекуррентными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины , в другом ;
1
2
в результате из  и  накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов  и  относительно начальных соответствующих ; и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов с и с производящих компонент по следующим соотношениям:
1
2
1
2
затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин  и , генерируемых с циклическими сдвижками c и с, соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность , получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного сигнала ПНП, а его значение С обусловлено значениями c и с в соответствии с выражениями:
решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают.
Однако в данном устройстве:
- в целом не учитывается и не используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП, что приводит, во-первых, к «слепому» накоплению энергии боковых пиков ПВКФ и тем самым - значительному количеству «прогонов» (увеличению числа р) и в конечном итоге - к увеличению времени поиска и обнаружения, в том числе за счет медленного повышения отношения сигнал-шум (с/ш) на выходе устройства быстрого поиска (УБП) для принятия решения, а во-вторых, не учитывается вышеуказанная информация для ускорения поиска, обнаружения и синхронизации. Как показали исследования авторов, ПВКФ ПНП имеет детерминированную структуру, т.е. ПВКФ является детерминированной функцией времени, причем такой, что при определенном приближении ее можно считать практически дискретной функцией времени. При этом структура ПВКФ однозначно определяет состав производящих компонент (простых нелинейных реккурентных последовательностей - НЛРП) длины  и  и их вид (тонкую внутреннюю структуру НЛРП). Т.е. между видом, длительностями  и  производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) и ПВКФ ПНП имеется детерминированное взаимооднозначное соответствие. Поэтому, зная состав ПНП (т.е. состав ПК-1 и ПК-2), можно однозначно экстраполировать (предсказывать) структуру ПВКФ и наоборот - по структуре ПВКФ можно однозначно экстраполировать состав ПНП. Под структурой ПВКФ ПНП как функции времени понимается периодическое распределение во времени ярко выраженных и детерминированных по величине (амплитуде) и времени появления частных боковых пиков (всплесков) ПВКФ, которые обозначим как  и . На фиг. 4, 5, 7 представлены примеры ПВКФ некоторых ПНП, демонстрирующих это утверждение. Поэтому, априорно зная на приемной стороне СРС состав принимаемой ПНП, можно однозначно априорно экстраполировать структуру ПВКФ, т.е. можно использовать априорную информацию о структуре ПВКФ для организации ускорения и повышения достоверности процесса поиска, обнаружения и синхронизации ПСП в СРС, но этого не делается в данном устройстве;
- первое суммирование (накопление) в параллельном сумматоре прототипа происходит только через  и  тактов после начала каждого этапа прогонки, т.е. теряется информация, которую можно «изъять» в течение этих первых  и  тактов;
1i
- «накопление» максимальных пиков ПВКФ  осуществляется «вслепую»: складываются заведомо «нулевые» (или очень маленькие) боковые всплески ПВКФ (во всех тактах сдвига, кроме одного из ,  тактов) с частными ярко выраженными максимумами ПВКФ  и , что приводит или к снижению достоверности поиска, или к увеличению времени поиска вследствие более низкого «итогового» (*) отношения с/ш. Таким образом, для увеличения итогового отношения  и  в каналах поиска, т.е. для увеличения достоверности принятия решения и необходимо увеличивать число прогонов р. Причем для существенного увеличения этого итогового отношения  и  и число прогонов р должно увеличиваться не «на», а «в» разы. Следовательно, в разы увеличивается и время поиска и обнаружения ПСП. Именно этот факт подтверждают результаты имитационного моделирования, приведенные на фиг. 7 патента [5] и на фиг 2. описания данного заявляемого устройства, которые показывают зависимость математического ожидания средневыборочного накопленного значения M(RΣ) ПВКФ от количества периодов р-накопления, т.е. числа р-прогонов ПНП, при 25% искаженных символов принимаемой ПНП;
- выбор среди поступающих боковых пиков ПВКФ максимального значения ПВКФ (и сравнение) в цифровом компараторе прототипа происходит только на конечном этапе прогонки (в лучшем случае - прогонки одной всей ПНП (L или pL, где р - заданное число прогонов, т.е. pmin=1)) за  и  тактов до окончания прогонки. Таким образом, теряется априорная информация о структуре ПВКФ в течение всего этапа прогонки, которую и можно было бы и использовать для значительного ускорения поиска за счет накопления энергии  и  не периодически через  и  тактов, а потактово, т.е. в каждый такт поиска;
- не учитывается и не указывается, что и структура ПВКФ, и тем самым весь процесс накопления максимальных боковых пиков ПВКФ зависит от направленности взаимно-встречного движения («встречно-прямого» или «встречно-инверсного») опорных производящих компонент и принимаемой ПНП в корреляционных устройствах-конвольверах. А именно, организация правильной направленности этого движения - «встречно-инверсного» может привести к ускорению накопления и поиска в целом.
Наиболее близким к заявляемому устройству является устройство, реализующее способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [6], имеющее следующую совокупность сходных действий с заявляемым устройством:
- использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
- поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины , в другом - ;
1
2
- в результате из  и  накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов imax∈(0,1, …, l1-1) и  относительно начальных соответствующих , и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов c и с производящих компонент по следующим соотношениям:
1
2
1
2
- затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин  и , генерируемых с циклическими сдвижками c и с соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность , получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями с и с в соответствии с выражениями:
- решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают;
1i
2j
i
j
- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности  структуре частных ПВКФ, ПВКФ формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i,j подканалам  соответственно первого (1) и второго (2) - каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых нелинейных рекуррентных последовательностей (НЛРП) длительности  и ) - ПК-1 и ПК-2, ;
1i
2j
1
2
1min
2min
- осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ, ПВКФ, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа , , где p и р - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p=p=L и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления для реализации подэтапа экстраполяции;
1
2
k1+1
k2+1
1
2
- причем экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k-й, k-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков ,  1-ми 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами N и N, устанавливаемым согласно функций экстраполяции СЭ, СЭ подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:
1
k1
2
k2
k1
k2
1
2
СЭ=f(N), СЭ=f(N), N=1, …, , N=1, …, , как функций последовательности номеров подканалов и с частными пиками ,  на своих выходах в каждый k-й, k-й такты:
- причем реализуется 2-факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками ,  и по фактору уровней накопления  и ;
- причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков ,  на экстраполируемых выходах i-x и j-x подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый k-й  и ) тактовый момент приема;
max
max
max
k1
max
k2
- причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по такому сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками, при котором i и j есть, по существу, экстраполируемые номера подканалов i=N, j=N соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции.
Для реализации этих сходных действий устройство-прототип имеет следующие сходные признаки с заявляемым устройством, а именно, устройство содержит:
1
2
1
2
два канала обработки корреляторного типа, причем корреляционная обработка реализована на базе акустоэлектронных конвольверов (АЭК), на один вход каждого канала подан принимаемый сигнал; генератор опорной последовательности, первый выход этого генератора каждого канала соединен с соответствующим входом генератора производного сигнала, выход которого соединен с одним из входов схемы контроля синхронизма по задержке, другой вход которой является входом принимаемого сигнала, а вход генератора опорной последовательности каждого канала соединен с выходом соответствующего вычислителя сдвигов с и с, причем в каждом канале обработки генератор опорной последовательности выполнен в виде генератора всех возможных автоморфизмов  и  (циклических сдвижек), выдаваемых параллельно по группе вторых  и  выходов соответственно и выдаваемого по первому выходу одного из автоморфизмов опорной последовательности производящей повторяющейся компоненты длины  и  соответственно; блок цифровых подкорреляторов (БЦПК), который содержит соответственно для каждого канала по  и  подкорреляторов, каждый из которых содержит: последовательно соединенные акустоэлектронный конвольвер (АЭК), один вход которого является первым входом подкоррелятора и соединен с первым входом канала обработки, а второй вход является вторым входом подкоррелятора и соединен с одним из вторых выходов генератора опорной последовательности; усилитель и аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), выход которого представляет собой шину параллельного выхода и является выходом подкоррелятора и соответствующим выходом БЦПК, выходы которого представляет собой шину параллельного выхода, соединены с соответствующими входами схемы накопления и экстраполяции (СНЭ), которая содержит соответственно для одного и другого каналов обработки по  и  подканалов поиска, входы которых являются соответствующими входами СНЭ, а выходы соединены с соответствующими первыми входами центрального цифрового компаратора (ЦЦК), первый вход которого соединен с выходом первого ключа, а  и  выходов (соответственно для одного и другого каналов) соединены соответственно с входами цифрового сумматора и с первыми входами ключей блока ключей (БК), содержащего соответственно  и  ключей, вторые входы которых соединены с выходом первого ключа, а выходы ключей БК соединены с соответствующими входами вычислителя сдвигов соответственно с и с, выход которого является выходом СНЭ и канала обработки и соединен с входом соответствующего генератора опорной последовательности, а выход цифрового сумматора соединен с одним входом первого ключа, другой вход которого соединен с выходом накопителя-сумматора, вход которого соединен с выходом блока проверки, представляющего собой блок (совокупность) двухвходовых элементов И, первые  (и ) входов которого соединены с соответствующими выходами ЦЦК и входами блока выбора номера подканала (БВНП), представляющего собой последовательно соединенные кросс-блок и блок задержки на такт,  (и ) выходов которого соединены со вторыми  (и ) входами блока проверки; причем каждый подканал поиска (ПКП) схемы накопления и экстраполяции (СНЭ) содержит цифровой параллельный сумматор, первые входы которого соединены с соответствующей шиной параллельных выходов БЦПК, а вторые входы соединены соответственно с выходами соответствующих элементов совпадения, первые входы которых являются тактовыми, вторые входы соединены соответственно с выходами оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), входы которого соединены с выходами цифрового параллельного сумматора и соответствующими первыми входами второго ключа, второй вход которого соединен с выходом первого счетчика, вход которого является тактовым, и входом второго счетчика, выход которого соединен с одним входом схемы И, выход которой соединен с выходом ПКП, а второй вход соединен с выходом цифрового компаратора, входы которого соединены с выходами второго ключа.
Однако известное устройство-прототип, несмотря на заложенные в нем новые базовые существенные признаки (по осуществлению и реализации ускоренного поиска СРС манипулированных ПНП) на основе использования детерминированности ПВКФ, не позволяет использовать эти признаки для осуществления и реализации следующего за этапом поиска и вхождения в синхронизм (синхронизации) - этапа эффективного и достоверного оптимального приема СРС, манипулированных ПНП, по методу третьей решающей схемы (ТРС).
вых
вх
Элементы теории ТРС, опубликованные в [7, 8], обосновывают возможности и пути использования детерминированности корреляционных функций (КФ) ПНП (или ПНЛРП - производных нелинейных рекуррентных последовательностей) для повышения эффективности всех процедур приема СРС с манипуляцией ПНП. Так именно детерминированность КФ (и в частности ПВКФ) ПНП являются основным фактором, использующимся в способе-прототипе (и устройстве для его реализации) для осуществления ускорения этапа поиска и синхронизации СРС с ПНП. А кроме того в [7, 8] показывается, что в отличие от классических категорий и понятий «1-я решающая схема» и «2-я решающая схема», применяемых в теории и практике передачи дискретных сообщений [9], использование установленных авторами свойств детерминированности КФ (ПВКФ) ПНП при построении процедур их приема позволяет создавать в интересах повышения эффективности и достоверности приема СРС с ПНП новый вид приемной решающей схемы - третью решающую схему (ТРС) для этапа «приема-обработки» ПНП и принятия решения о приеме элементарного сообщения на основе анализа и идентификации структуры детерминированной КФ (ПВКФ) ПНП посредством реализации теоремы-«закона сложения» Бреннана излагаемой в [9] при разнесении процесса приема уже «по форме» (в отличие от классических методов разнесения «по пространству», «по частоте», «по времени» [7, 8]). При этом каналами и ветвями разнесения уже являются формы (структура) детерминированной КФ (ПВКФ) (это каналы) и формы детерминированной частной ПВКФ (это ветви или подканалы). Таким образом, согласно [7, 8] ТРС как процедура приема СРС с ПНП на всех этапах (режимах) - обнаружения, поиска, синхронизации, приема-обработки ПНП по принятию решения о структуре ПНП и, следовательно, об элементарном сообщении на основе анализа и идентификации структуры детерминированной ПВКФ ПНП, реализует «закон сложения» (накопления) Бреннана [9], отношений «сигнал/помеха» или (что то же самое) «сигнал/шум» (с/ш) в ветвях и каналах разнесения уже «по форме» в интересах получения итогового выигрыша отношения (с/ш)/(с/ш) «третьей решающей схемы», и тем самым - в интересах повышения достоверности приема - обработки ПНП и принятия решения «свой-не свой» элементарный «сигнал-сообщение» (представляемый кодовой формой ПНП для расширения спектра СРС).
Именно эту процедуру приема - обработки ПНП уже после вхождения в синхронизм и не может реализовать способ - прототип.
вых
вх
Технический результат, на достижение которого направлено изобретение заключается в том что, заявляемое устройство ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов решает задачи не только быстрого поиска и синхронизации сигналов, манипулированных ПНП (или что то же самое - ПНЛРП), но и задачи эффективного приема-обработки (и принятия решения «свой-не свой») элементарного сигнала-сообщения, представляемого кодовой формой ПНП для расширения спектра СРС после вхождения в синхронизм. В основу заявляемого устройства заложено использование свойств тонкой внутренней структуры ПНП и ее производящих компонент-простых НЛРП, свойств детерминированности структуры ПВКФ ПНП, элементов теории третьей решающей схемы приема-обработки и принятия решения, использующей «закон сложения» Бреннана при разнесении процедуры приема-обработки «по форме» детерминированной структуры как всей ПВКФ, так и частных ПВКФ ПНП [7,8] в интересах повышения итогового отношения (с/ш)/(с/ш) ТРС и тем самым повышения достоверности приема-обработки ПНП и принятия решения.
Это позволяет достичь комплекса характеристик, определяющих лучший по сравнению с устройством-прототипом технический результат следующей совокупности свойств:
1
2
1
2
1. Обусловленное правилом построения кодовая структура ПНП, детерминированная структура и ПВКФ, и частых КФ (ЧКФ) ПНП, использование на основе их применения двухканального (K; К) и (, ) - подканального (соответственно по  и  ветвям в К, К каналах) разнесения «по форме» процедуры приема-обработки и принятия решения позволяют реализовать заявленный способ «третьей решающей схемы» ускоренного поиска и эффективного достоверного приема широкополосных сигналов и обеспечивает совместно и значительное сокращение времени поиска по задержке СРС, повышение достоверности приема-обработки и принятия решения.
2. Обеспечение высокой имитостойкости и структурной скрытности СРС на всех этапах приема СРС (поиска, синхронизации, обработки, принятия решения) за счет как применения непосредственно ПНП, обладающих высоким уровнем имитостойкости и структурной скрытности, так и соответствующего реализуемого метода приема-обработки в рамках «третьей решающей схемы».
3. Так как реализация устройства не требует предварительного выбора внутренней структуры ПСП в виде ПНП вследствие того, что в качестве опорных сегментов ПНП используются производящие компоненты ПК-1, ПК-2 в виде простых НЛРП, и тем самым внутренняя структура ПНП «квазинеуправляемо» изменяется с каждым тактом обработки в реальном времени, а процедура приема-обработки осуществляется при этом посредством разнесения «по форме» ПВКФ и ЧКФ в аналоговом итоговом режиме одноканального «решения и приема» и при «дискретном методе итоговом двухканальном» принятия решений, обеспечивается [8] дополнительно высокая имитостойкость этапа приема-обработки и принятия решения.
4. Реализация заявляемого устройства может быть осуществлено как с применением традиционных элементов, так и элементов акустоэлектронной техники, удовлетворяющих жестким требованиям по энергоемкости, временным и массогабаритными показателями [10].
5. В основе достижений указанного технического результата лежит реализуемая заявляемым устройством следующая отличительная совокупность действий:
вых
1
2
1
2
1
2
1
2
а) т.к. этап приема-обработки и принятия решения «свой-чужой» сигнал (СЧС) осуществляется после вхождения в синхронизм, т.е. когерентно, следовательно накопление в каждый тактовый момент (i, j) частных пиков  и  как отношений (с/ш) в каждый такт (i, j) на выходе приемников каналов К и К и , в каждых подканалах i и j осуществляется когерентно (синхронно) и оптимально, что отражается символами с и с для в условиях некоррелированного приема в двух каналах К и Ки их подканалах вследствие использования в них различных по форме порождающих компонент ПК и ПК;
1
2
1
2
1
2
1,i
2,j
1
2
1
2
б) два частных одноканальных решения  принимаются «в итоговом режиме одноканального приема и решения», т.е. отдельно в каждом канале К и К по закону сложения Бреннана с разнесением каналов К и К и их подканалов i и j  приема «по форме» структур соответственно ПК и ПК и их циклических сдвижек ПК и GR, и на основании полученных за время приема (период L) всей ПНП итоговых (результирующих) уровней накопления частных пиков на выходах синхронных (c и с) подканалов  и  в каналах К и К соответственно :
вых
1
2
1
2
1
2
где  и  - частные пики ПВКФ (с/ш)) на выходах каналов соответственно К и К, в тактовые моменты i и j соответственно прогонов в синхронных подканалах  и ; c и с - циклические сдвижки в синхронных подканалах после вхождения в синхронизм;  - усредненные значения; n и m - число прогонов в подканалах соответственно  и , - с использованием критерия «максимального правдоподобия» и с вероятностями ошибки  и  в первом и втором каналах разнесения (К и К) соответственно:
где Ф [⋅] - табулированная функция Крампа (или «интеграл вероятности»); γ - коэффициент, учитывающий уровень ортогональности ПСП (в нашем случае - ПНП) и равный в пределах ;
итог
в) с использованием двух автономных частных решений  и , как дискретных решений с дискретными значениями  и , принимается наиболее правдоподобное итоговое двухканальное дискретное решение СЧС с вероятностью ошибки:
1
2
1
2
1
2
г) в процессе когерентного приема-обработки обеспечивается контроль и коррекция синхронизации за счет того, что осуществляется накопление  и  и в других подканалах также, как и в синхронных подканалах со сдвижками соответственно с и с каналов К и К, но результаты этих накоплений - итоговые уровни накопления ,  соответственно в i-x подканалах канала К,, и в j-x подканалах канала К, , за все время приема (период L) ПНП соответственно будут равны:
1
2
где  - усредненные значения, - что и используются для контроля синхронизации, а именно: после приема всей ПНП в каждом канале К, К сравниваются итоговые уровни накоплений в каждом из подканалов  с итоговыми уровнями накоплений в синхронных подканалах соответственно , , и для любых i и j будет выполнятся всегда при правильной, имитостойкой, устойчивой синхронизации условие соответственно , , а если будет установлено, что для какого-то (или каких-то) подканала (подканалов) это условие не выполняется, т.е. окажется, что , , то для такого (таких) подканала (подканалов) фиксируется этот факт как «сигнал рассинхронизации» (СРС), равный 1, т.е. , ;
1
2
контр
д) если в процессе «приема-обработки» ПНП для какого-то из подканалов i* и j* в К и К сумма СРС за время контроля Т оказывается больше или равна соответственно  и (или) , т.е.
1,i*
2,j*
1i
2j
контр
CC
1
2
1
2
то принимается решение на проведение «контрольного анализа», когда для таких подканалов i* и j* осуществляется проверка их циклических сдвижек c и c на соответствие соотношению (2), и если это соотношение выполняется, то фиксируется «сигнал соответствия» СС=1 (CC=1 и CC=1); причем если в процессе приема ПНП за выбранное мажоритарное число (МЧ) периодов Т: МЧ=(5, 7, 9, …)(нечетное число), - таких сигналов соответствия из какого-либо подканалов будет соответственно получено число N≥(3, 5, 7 …), то будет принято решение на смену циклических сдвижек ПК и (или) ПК в каналах К и К, т.е. на смену используемых синхронных подканалов на подканалы с циклическими сдвижками  и  соответственно и на выход из режима «контрольного анализа». Тем самым будет осуществлена адаптивная коррекция тактовой синхронизации на соответствующее числам ,  тактов без прекращения «приема-обработки». В противном случае коррекция синхронизации не производится;
контр
1
2
е) если в процессе «приема-обработки» ПНП за время Т окажется, что для  и  и более числа соответственно подканалов в каждом из каналов К и К окажется справедливым выражение (7), то это будет свидетельствовать о срыве синхронизации под воздействием помех, и тогда принимается решение на прекращение «приема-обработки» информации и переход к этапу поиска и синхронизации.
В основе реализации заявляемого устройства лежат: особенности кодовой структуры ПНП, обусловленные их правилом формирования; особенности
и свойства детерминированности ПВКФ ПНП как функции времени; особенности и свойства метода «третьей решающей схемы» (ТРС) приема-обработки и принятия решения, обеспечивающие повышение достоверностей приема. Укажем эти особенности.
1. Особенности кодовой структуры ПНП.
2
j
1.1 Согласно [11] ПНП 2-го порядка (называемые также двукратными производными нелинейными рекуррентными последовательностями ПНЛРП) вида W длины L называются последовательности, которые образуются из 2-х производящих линеек (ПЛ) - повторяющихся производящих компонент ПК-1, ПК-2 (простых нелинейных рекуррентных последовательностей - НЛРП) длин  и  (<) вида V, j=1, 2 по правилу (8):
1
2
V и V - производящие линейки НЛРП; ,  - двоичные символы (0 или 1) с номером i, взятым по модулям длин  и  периодически повторяющихся ПК-1 и ПК-2 НЛРП.
1.2 Правило формирования двукратных ПНП иллюстрирует фиг. 1.
В качестве производящих компонент ПК используются НЛРП 2-х типов: известные коды квадратичных вычетов (ККВ) с числом символов  и  где t=4x+1 (тип K1), t=4x+3 (тип К3), а также характеристические коды (ХК) с числом символов t=4x (тип Х0), t=4x+2 (тип Х2), х=1, 2, 3, … [11]. Типы ПНП определяются сочетанием типов ПК.
1.3 Производящие компоненты - НЛРП, как показано в [11], не подвержены раскрытию их структуры известными алгоритмами Мэсси, так как НЛРП не формируются регистрами сдвига с линейными обратными связями, что и определяет базовые высокие характеристики по структурной скрытности и имитостойкости НЛРП.
А алгоритм (правило (8)) формирования ПНП дополнительно существенно повышает, как показано в [11], скрытностные и имитостойкие свойства ПНП. Кроме того, так как ПНП и ее длительность L носят мультипликативный характер (являются производными от НЛРП), то при больших и сверхбольших длительностях L ПНП становятся близкими к оптимальным [11] согласно признаков оптимальности, отраженных в [1]. Таким образом, особенности внутренней кодовой структуры ПНП обеспечивают лучший, выше указанный технический результат.
2. Особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП.
Заявляемый способ поиска основан на свойствах ПВКФ ПНП, установленных как в [11], так и в последующих исследованиях авторов, в том числе, и в результате машинного имитационного моделирования этих свойств, которые состоят в следующем:
2.1 При организации традиционных способов приема поиска, обнаружения ПСП анализируется периодическая функция ПВКФ, когда приходящая ПСП сравнивается на приемной стороне в корреляторе (согласованном фильтре) с полной ее копией. При реализации этих способов по отношению к применяемым ПНП мы и говорим о ПВКФ ПНП. ПВКФ двукратных ПНП различных типов с производящими линейками, составленными из повторяющихся ККВ и ХК одного типа и длины, имеет до трех фиксированных уровней в зависимости от рассматриваемых ПСП. Их значения приведены в таблице на фиг. 3 и на фиг. 4, 5.
чп1
чп2
чп1
чп2
чп1
чп2
оп
2.2 Среди этих фиксированных уровней всегда выделяются два ярко выраженных частных боковых пика R и R, которые, во-первых, на порядок превышают третий (пик), а во-вторых, отношение значений пиков R/R пропорционально отношению :  Таким образом, в анализе двукратных ПНП всегда можно пренебречь третьим очень маленьким пиком, в-третьих, количество R и R в составе ПВКФ за один период L ПНП составляет соответственно числа  и , так что сумма энергетических всплесков в относительном измерении составляет: , что как видно, соответствует в относительном измерении величине основного корреляционного пика ПНП R≈1 в случае полного совпадения входящей и опорной ПНП.
чп1
чп2
чп1
чп2
2.3 Анализ ПВКФ ПНП как функции времени однозначно показывает (в том числе на примере фиг. 4, 5), что ПВКФ имеет строгую детерминированную структуру, а именно: каждые частные пики R и R повторяются во времени строго периодически с периодами соответственно  и : , , т.е. периодическая цикличность появления R и R строго повторяет периодическую цикличность начала (и конца) генерирования порождающих компонент ПК-1, ПК-2 (НЛРП-1 и НЛРП-2) соответствующих длительностей  и  в составе производящих линеек ПЛ-1, ПЛ-2 при генерировании (формировании) ПНП (фиг. 1, правило (8)). Таким образом, имеется взаимооднозначное соответствие между составом двукратной ПНП (т.е. конкретными значениями  и  и видом ПК-1 и ПК-2) и структурой ПВКФ. Следовательно, зная состав двукратной ПНП, можно предсказывать (экстраполировать) структуру ПВКФ этой ПНП, что является важной априорной информацией, которую можно использовать при организации процесса поиска и обнаружения ПНП.
2.4 Как показали исследования авторов, в случае применения ПНП возможно получение той же структуры ПВКФ ПНП без необходимой корреляции на приемной стороне со всей копией ПНП, а достаточно осуществлять корреляцию входящей (принимаемой) ПНП с копиями производящих компонент по 2-м каналам корреляции. В этом случае мы имеем дело с частными ПВКФ (ПВКФ-1 и ПВКФ-2), которые при наложении на общую временную ось по принципу суперпозиции полностью отражают и повторяют структуру ПВКФ всей ПНП (что, кстати, полностью подтверждает справедливость классических временных методов анализа радиотехнических систем с использованием вышеуказанного принципа). На фиг. 5, а, б, в приведены соответственно ПВКФ ПНП с L=77 и частные ПВКФ-1, ПВКФ-2 с производящими компонентами, которые иллюстрируют это утверждение.
чп1
чп2
2.5 Наличие в структуре частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 ярко выраженных R и R, периодически повторяющихся на всем этапе анализа длины L входящей ПНП, можно использовать для реализации процедуры поиска обнаружения и синхронизации ПНП по задержке с точностью до единиц длин  и , а не с точностью до длины L в случае использования ПВКФ всей ПНП, что, очевидно, предполагает ускорение процесса поиска и синхронизации, так как ( и )<<L. Как видно из таблицы фиг. 3, для реализации способа поиска СРС по задержке, основанного на установлении синхронного во времени состояния с каждой ПК по ярко выраженным значениям ПВКФ-1, ПВКФ-2 с ней, целесообразно использовать ПНП из ПК типа К3 и К1. Это объясняется наличием выраженной взаимной корреляции ПНП с обеими ПЛ этих типов. Из правила построения ПНП (фиг. 1) видно, что по сочетанию номеров тактов ПНП отдельно с каждой из 2-х ПЛ, определенных на одном периоде обработки сигнала, может быть установлена текущая задержка всей ПНП, т.е. номер текущего такта взаимного сдвига принимаемой и опорной последовательностей.
2.6 Учитывая вышеуказанное, очевидным является тогда и то, что, осуществляя процедуру поиска и синхронизации по задержке не ПНП, а по задержке производящих компонент, т.е. осуществляя на приемной стороне корреляцию принимаемой ПНП с циклическими сдвижками копий производящих компонент (что само по себе намного проще, чем осуществлять то же самое с циклическими сдвижками копии всей ПНП), т.е. осуществляя формирование частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2 с циклическими сдвижками производящих компонент, мы моделируем получение ПВКФ входящей ПНП с циклическими сдвижками ее копий. А так как периодичность циклических сдвижек копий производящих компонент кратна  и  соответственно в 1-м и 2-м каналах приема и корреляции, то очевидно, что:
чп1
чп2
чп1
чп2
1) реализация процесса поиска, обнаружения и синхронизации по задержке будет осуществляться значительно быстрее при задержке (циклической сдвижке) не всей копии ПНП, а при задержках (циклических сдвижках) производящих компонент; 2) частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 будут появляться всегда при любых сдвижках производящих компонент и намного чаще (на периоде всей ПНП, как было указано выше, число частных пиков R и R будет соответственно  и  раз); чем возможно появляющийся один раз основной пик ПВКФ ПНП при точной синхронизации; 3) эти частные пики R и R можно накапливать для повышения отношения с/ш для принятия решения об обнаружении и синхронизации ПНП.
чп1
чп2
чп1
чп2
чп1
чп2
чп1
чп1
чп2
чп2
чп1
чп2
чп1
чп2
2.7. Исследованиями авторов установлено, что частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 с различными циклическими сдвижками производящих компонент отличаются друг от друга тем, что частные ПВКФ-1 и ПВФК-2, сохраняя уровни R и R одинаковыми, имеют циклически сдвинутые периодические последовательности моментов появления (t, t) частных пиков R и R. То есть структура в целом частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 меняется циклически: или по последовательности t появления R (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-1 с ), или по последовательности t появления R (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-2 с ), или по обеим последовательностям t, t появления R и R (в случае циклических сдвижек обеих порождающих компонент ПК-1, ПК-2 с , ). Следовательно, имеется три возможных вида изменения структуры ПВКФ-1 и ПВКФ-2.
Таким образом, в этих случаях можно говорить (по аналогии понятий «автоморфизма», используемого по отношению к автоморфным преобразованиям - циклическим сдвижкам - НЛРП в [11]) об автоморфных изменениях структуры частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 трех видов, причем имеется однозначное соответствие между величиной циклической сдвижки (автоморфизма) производящего компонента и величиной автоморфизма частных ПВКФ. Следовательно, по величине автоморфизма производящего компонента (или компонентов) можно предсказывать (экстраполировать) величину и вид частных ПВКФ-1, ПВКФ-2, т.е. экстраполировать «тонкую» структуру частных ПВКФ-1, ПВКФ-2.
1
чп1
чп1
2.8 Имеется еще одно важное свойство, связанное с анализом совокупности частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2. Если осуществлять одновременно получение частных ПВКФ-1 (или ПВКФ-2) со всеми возможными автоморфизмами (циклическими сдвижками) одного производящего компонента, например длительности , т.е. получать одновременно автоморфные частные ПВКФ-1i, i=1…l по отдельным i-м подканалам корреляции, то можно наблюдать: 1) что в каждый корреляционный такт будет наблюдаться частный пик R с определенного подканала корреляции; 2) если подканал корреляции пронумеровать соответственно величине циклического сдвига производящего компонента, то можно наблюдать, что последовательность номеров подканалов, на выходе которых в каждый последующий такт корреляции появляется R, будет иметь детерминированную циклически повторяющуюся структуру номеров с периодом повторения  тактов; 3) при циклическом одновременном взаимном сдвиге (что соответствует процедуре поиска по задержке) между принимаемой входящей ПНП и всеми автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящего компонента указанная последовательность номеров подканалов будет тоже циклически сдвигаться.
i
чп1
чп1
чп1
k
чп1
k+1
чп1
Таким образом, независимо от того, с какого взаимного циклического сдвига  между входящей ПНП и i-ми автоморфизмами производящего компонента (подканалами корреляции) начался процесс формирования частных ПВКФ-1, внутренняя структура последовательности номеров подканалов корреляции, на выходе которых последовательно в каждый такт корреляции появляется частный пик R, будет постоянной, но циклически смещаться в зависимости от конкретного значения взаимного сдвига . Этот факт и определяет возможность детерминированного предсказания (экстраполяции), с выхода какого подканала корреляции в следующий такт корреляции следует ожидать частный пик R. Закономерность последовательности номеров подканалов всегда можно однозначно установить, в том числе в аналитической форме арифметического уравнения, связывающего: номер такта k, в который появился R; номер подканала N, на выходе которого появился R в k-й такт; номер подканала N, на выходе которого появится в следующий (k+1)-й такт частный пик R; и . Такая закономерность будет характерна для 1-го канала корреляции, работающего с ПК-1 длительностью . Аналогичная по смыслу закономерность будет характерна, естественно, и для 2-го канала корреляции, работающего с ПК-2 длительностью . Причем такие однозначные закономерные зависимости будут строго соответствовать составу ПНП, т.е. из каких производящих компонент получается ПНП. Таким образом, для каждого из 2-х каналов приема и корреляции будет своя зависимость:
чп
чп1
чп1
Получение таких зависимостей представляет предмет отдельного исследования и анализа, не имеющего особой важности для данного заявляемого способа. На фиг. 6 приведена упрощенная наглядная числовая модель, иллюстрирующая положения, изложенные в пункте 2.8. На этой фиг. 6: 1) цифрами в горизонтальной линейке отражены циклически повторяющиеся элементы входящей ПНП, соответствующие положению элементов одного производящего компонента длиной  при формировании ПНП; 2) цифрами в вертикальных столбцах отражены элементы копии того же производящего компонента длиной  на приемной стороне в составе различных подканалов корреляции (число подканалов равно , что соответствует 7 возможным автоморфизмам ПК-1 с ); 3) показаны взаимные последовательные циклические сдвиги входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1 подканалов корреляции в подкорреляторах подканалов; 4) справа в крайнем вертикальном столбце показаны номера подканалов, в которых в каждый последующий такт появляется максимум R=7(R), соответствующий полному совпадению символов производящего компонента входящей ПНП и подканала корреляции; 5) можно проследить, что последовательность номеров подканалов, в которых последовательно в каждый такт появляется R=7, будет иметь структуру:
k1
k2
где N=1, …, a N=1, …, .
1
2
1
2
k1
k2
чп1
чп2
1
2
Данная структура CЭ (9) не изменяется, а циклически сдвигается в зависимости от того, с какого случайного момента-такта  взаимного сдвига между входящей ПНП и автоморфизмами ПК-1 одновременно на приемной стороне начался процесс корреляционного приема. Аналогичная закономерность последовательности номеров подканалов СЭ будет и для другого канала приема, осуществляющего корреляцию входящей ПНП с ПК-2 длительности . Такие закономерности СЭ, СЭ будем называть функциями экстраполяции подканалов в каналах соответственно 1 и 2. Как функции последовательности номеров подканалов N, N с частными пиками R, R на своих выходах в каждый k- и, k-й такты.
Следует указать так же, что данные закономерности проиллюстрированы и имеют место для случая, если корреляционный прием в обоих каналах будет осуществляться именно при «встречно-инверсном» вхождении в подкорреляторы конвольверного типа (как будет указано ниже) принимаемой ПНП и автоморфных копий производящих компонент ПК-1, ПК-2, т.е. когда последовательности цифр (элементов) производящего компонента входящей ПНП и копий компонент приемной стороны входят инверсно (обратно по счету) навстречу друг другу в конвольвер. Для других типов корреляторов (например, дискретных согласованных фильтров) будет иметь место другая модель, в том числе числовая, - «встречно-прямая», которая в случае использования конвольверов эти вышеуказанные закономерности не порождает. Таким образом, для подкорреляторов конвольверного типа очень важным является факт встречно-инверсной модели корреляционного приема.
чп1
Авторами получены многочисленные машинные имитационные модели положений, изложенных в пункте 2.8., и на фиг. 7 показаны, в качестве примеров, результаты этого моделирования для ПНП с , , , где видно, что действительно имеется строго детерминированная последовательность СЭ1 номеров подканалов корреляции, на выходе которых появляются в каждый последующий такт частные пики R.
3. Особенности и свойства метода «третьей решающей схемы» (ТРС) приема-обработки и принятия решения, обеспечивающие повышение достоверности приема.
3.1 Повышение помехоустойчивости приема.
1
2
1
2
i
i
1
1
2
2
i
i
i
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
Свойство детерминированности ПВКФ ПНП как фактор приобретает особое значение при построении эффективных процедур «приема-обработки» и повышения достоверности принятия решения, т.к. в этом случае структура ПВКФ (которая формируется уже при обработке на приемной стороне) совершенно определенно идентифицирует кодовую форму ПНП и ее состав (порождающие компоненты ПК и ПК), т.е. имеется однозначное соответствие между формой-структурой ПВКФ ПНП и конкретным составом (ПК и ПК) и соответственно кодовой формой ПНП. В этой связи вполне обоснованно и однозначно можно говорить о том, что ПВКФ ПНП несет информацию о структуре и кодовой форме ПНП, и т.к. ПВКФ является функцией времени, то естественно ПВКФ можно трактовать и считать «сигналом», несущим информацию о структуре ПНП, и следовательно (т.к. структура ПНП есть идентификатор полезного сообщения) - информацию о сообщении. Поэтому осуществляя идентификацию структуры ПНП по структуре ПВКФ ПНП определенных каналов приема-обработки и принятия решения, можно говорить о совершенно новой решающей схеме, отличной по своей сущности от классических 1-й и 2-й решающих схем, описываемых например, в [8], и определенной авторами в [7] такой категорией как «третья решающая схема» (ТРС), реализуемая как «фактор-шлюз» между 1-м и 2-м, 2-м и 3-м уровнями логической структуры открытых информационных систем 7-ми уровневой модели OSI. При этом ТРС может являться как единственным и самостоятельным вариантом процедуры приема-обработки ШШС и принятия решения, что и реализовано в предлагаемом способе, так и параллельным (или дополнительным) «каналом-процедурой», обеспечивающих повышение помехоустойчивости приема и тем самым -достоверности принятия решения. Моделирование процедуры приема в рамках ТРС, как показали исследования [7, 8], оказалось удобным осуществлять, используя аппарат теории разнесенного приема (ТРП) [9]. Оперируя классическими видами разнесенного приема (частотное, временное, пространственное) ТРП определяет главную идею повышения помехоустойчивости приема в увеличении числа Q образцов (К) полезного сигнала (с), смешанного с помехой (n): S=с+n, S=с+n, ……, S=с+n, - полученных по разнесенным каналам (К) приема . Чем больше Q, тем больше возможности для статистического различения приходящих сигналов и тем самым - повышения верности принятия решения. Причем в ТРП доказывается, что результирующее значение отношения сигнал/помеха (с/п)  (или сигнал/шум (с/ш) - что тоже самое для схемы решения) перед схемой решения будет равно , где  - отношение с/п (усредненное) на выходе одного канала разнесения. Это положение получило в ТРП название «закона сложения» Бреннана [9]. В предложенном способе при приеме-обработке ПНП в одном приемном устройстве исключаются факторы - каналы разнесения классического вида -частотное, пространственное, временное, т.к. обработка ПНП осуществляется в одной точке трехмерных координат разнесения (пространство, частота, время), а используется новый вид разнесения - «разнесение по форме». В качестве каналов разнесения по форме выступают два канала приема, разнесенные по форме (кодовой форме) порождающих ПНП компонент ПК и ПК, причем у каждого такого канала имеются соответственно  и  подканалов разнесения, соответствующие кодовым формам циклических сдвижек ПК и ПК. При этом «сигналом» в подканалах и в каналах являются структуры частных соответственно ПВКФ циклических сдвижек ПК и ПК и ПВКФ непосредственно ПК и ПК. В этом случае после прогона-приема всей ПНП, как показывается в [7], на выходе каждого из двух каналов (К, К) разнесения будем иметь соответственно , где ,  - называются «базами» приема в каналах разнесения по форме, то есть: ;, а на выходе двух каналов разнесения перед схемой принятия решения будем иметь , - HOD - наибольший общий делитель.
1
2
Как видно выигрыш в помехоустойчивости в ТРС с разнесением каналов приема по форме существенно больший, чем в классических процедурах приема ШШС, реализуемых на базе корреляторов или согласованных фильтрах, в которых выигрыш равен базе сигналов . В нашем случае применения ПНП . Таким образом выигрыш в помехоустойчивости ТРС составляет по одному из каналов К и К соответственно
и
1
2
й
й
т.е. составляет приблизительно , а в целом (при двухканальном разнесении по форме) выигрыш в помехоустойчивости составляет . И как видно, чем больше значения длин ПК, ПК, выигрыш в помехоустойчивости при реализации ТРС по сравнению с классическими (1 и 2) решающими схемами растет по линейному закону.
ош
Именно эти возможности и реализуются в предложенном способе для повышения достоверности приема и принятия решения. В подтверждение выше указанного на фиг. 8 представлены результаты расчетов Р согласно выражению (4) для классического пространственного разнесения (ПР) и для нашего случая реализации ТРС в итоговом режиме одноканального решения и приема (ИРОРП), которые показывают, что в зависимости от длительностей L всей ПНП и состава ( и ) ПНП при одном и том же значении  выигрыш в помехоустойчивости составляет от 5 до 8 порядков по отношению к пространственному разнесению (ПР) (фиг. 8).
3.2 Повышение достоверности принятия решения.
Однако имеется еще одно обстоятельство сущности применения ТРС, обеспечивающее повышение достоверности принятия решения.
1
2
Так как решения в каждом из двух каналов (К и К) принимается самостоятельно, т.е. эти решения - «частные», то окончательное (результирующее) решение может приниматься на основании сравнения «частных» решений без сложения , т.е. не учитывая ни различий в энергиях сигналов, ни коэффициентов передачи в отдельных подканалах и каналах. И правдоподобным решением будет то, которое зафиксировано в наибольшем числе каналов и подканалов разнесения. И так как «частное» решение - это дискретное решение, которое можно запоминать и накапливать как дискретные величины, то учитывая, что в нашем случае имеется два канала разнесения «по форме», то наиболее правдоподобное решение принимается такое, которое зафиксировано в обоих (двух) каналах. И тогда такой дискретный метод принятия решений - «итоговый двухканальный» будет иметь вероятность ошибки принятия решения согласно выражения (5).
1
2
Для реализации выше указанного технического результата отличительной совокупности действий с учетом особенностей и свойств метода ТРС приема-обработки и принятия решения в известное устройство [11] со сходными вышеуказанными признаками введены: первый и второй каналы приема и принятия решения как приемные части первого и второго каналов обработки и содержащие первый и второй блоки соответственно по  и  параллельных сумматоров (БПС-1 и БПС-2), шины параллельных по  и  соответственно входов которых соединены соответственно с  и  шинами по  и  параллельных выходов соответственно первого и второго блоков цифровых подкорреляторов (БЦПК-1, БЦПК-2), причем шины с (1-й по ) и с (1-й по ) по соответственно  и  параллельных выходов БПС-1 БПС-2 соответственно соединены с первой и второй группой по  и  соответственно шин по  и  входов соответственно первого и второго блоков цифровых компараторов (БЦК-1, БЦК-2) и соответствующими с (1-й по ) и с (1-й по ) шинами по  и  соответственно параллельных входов соответственно первого и второго узлов с (1-го по ) и с (1-го по ) соответственно вентилей (УВ-1, УВ-2), управляющий вход каждого из которых соединен соответственно с (1-го по ) и с (1-го по ) выходами соответственно первого и второго блоков ключей схем накопления и экстрополяции (СНЭ) соответственно первого и второго каналов обработки, а соответствующие с (1-й по ) и с (1-й по ) шины по  и  соответственно параллельных выходов соответствующих с (1-го по ) и с (1-го по ) соответственно первых и вторых УВ-1 и УВ-2 соединены соответственно с третьей и четвертой группой по  и  соответственно шин по  и  входов соответственно БЦК-1 и БЦК-2 и соответствующими с (1-й по ) и с (1-й по ) шинами по  и  соответственно параллельных входов соответственно первого и второго блоков приемных цифровых компараторов (БПЦК-1 и БПЦК-2), первые и вторые выходы («Да» и «Нет») каждого из которых подключены к соответствующим входам итогового дешифратора (ИД), первый и второй выходы которого являются решающими выходами («Да» и «Нет»)устройства в целом, причем выходы с (1 по ) и с (1 по ) соответственно первого и второго БЦК-1 и БЦК-2 соединены соответственно с (1 по ) и с (1 по ) входами соответственно третьего и четвертого БЦК-3 и БЦК-4, выходы соответственно с (1 по ) и с (1 по ) которых соединены соответственно с (1 по ) и с (1 по ) входами соответственно первого и второго компаратора-анализатора (КА-1 и КА-2) и с (1 по ) и с (1 по ) входами соответственно первого и второго блоков мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2), выходы соответственно (1-го по ) и с (1-го по ) которых соединены соответственно с (1-го по ) и с (1-го по ) входами соответственно первого и второго корректирующих вычислителей задержек (КВЗ-1 и КВЗ-2) соответственно с и с, выходы которых соединены соответственно со входом первого и второго генераторов опорных последовательностей ГОП-1, ГОП-2, причем выход первого и выход второго КА-1 и КА-2 соединены соответственно со входом первого и входом второго порогового устройства (ПУ-1 и ПУ-2), выходы которых соединены соответственно с первым и вторым входами приемной схемы совпадения (ПСС), выход которой является блокирующим прием ПНП выходом и соединен с блокирующими входами соответственно первого и второго блоков параллельных сумматоров БПС-1 и БПС-2, а третий вход ПСС является деблокирующим входом и соединен с выходом деблокирования схемы контроля синхронизации (СКС), причем вторые входы ГОП-1 и ГОП-2 соединены соответственно с выходами первого и второго корректирующих вычислителей задержек КВЗ-1 и КВЗ-2.
Схема заявляемого устройства представлена на фиг. 10, а, б, в.
Процесс поиска, обнаружения и синхронизации реализуется устройством в два этапа: этап поиска и обнаружения, состоящий из двух подэтапов - подэтап первичного накопления и подэтап экстраполяции: этап синхронизации.
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
Этот процесс осуществляется двумя одновременно работающими идентичными по строению каналами обработки по первой и второй производящей компонентам (ПК-1, ПК-2), а также общими для этих каналов схемой 3 контроля синхронизма по задержке и генератором 4 производного сигнала (ГПС). Каждый канал обработки содержит соответственно: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК) 16 (БЦПК) и 1 (БЦПК); генератор опорной последовательности (ГОП) 5 (ГОП) и 2 (ГОП); схему накопления и экстраполяции (СНЭ) 17 (СНЭ) и 18 (СНЭ). Каждый БЦПК (БЦПК, БЦПК) содержат подкорреляторы (ПКР) 6 (для 1-го канала подкорреляторов , для 2-го канала - ), при этом каждый подкоррелятор содержит акустоэлектронный конвольвер (АЭК) 6-1, усилитель (УС) 6-2, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 6-3. Каждая СНЭ (СНЭ, СНЭ) содержит: подканалы поиска (ПКП) 7 (для 1-го канала подканалов поиска , для 2-го канала - ); центральный цифровой компаратор (ЦЦК) 8; ключ 9; блок выбора номера подканала (БВНП) 10, содержащий кросс-блок 10-1 и блок линий задержки (БЛЗ) 10-2; накопитель-сумматор (НС) 11; блок ключей (БК) 12, содержащий по  и  ключей соответственно для 1-го и 2-го каналов; устройство проверки (УП) 13; цифровой сумматор (ЦС) 14; вычислитель 15 задержки c и с соответственно для 1-го и 2-го каналов. Каждый подканал поиска (ПКП) содержит: параллельный сумматор (ПС) 19, оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) (состоящее из элементов памяти 21), каждая линейка которого имеет такое количество элементов 21, которое позволяет запоминать в цифровом виде максимальное по уровню значение ПВКФ, а каждый столбец содержит N элементов памяти, причем для 1-го канала , а для 2-го канала ; счетчик 20; ключ 22; цифровой компаратор (ЦК) 23; схему «И» 24; счетчик 25; схемы совпадения 26.
1
2
Итогом работы каждого канала обработки в конце двух этих этапов является определение значений c и с циклических сдвигов производящих компонент ПК-1 и ПК-2, т.е. определение тех автоморфизмов (циклических сдвижек) для соответственно ГОП-1 (5) и ГОП-2 (2), которые должны будут выдаваться по их первым выходам в ГПС (4) на этапе контроля синхронизации для обеспечения формирования генератором 4 опорного производного сигнала с результирующим центральным сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке.
1
2
Процесс эффективного когерентного приема ПНП и принятия решения реализуется приемными частями (59 и 60) первого и второго каналов обработки ПК-1 и ПК-2 как первым и вторым каналами приема и принятия решения, структура и состав которых практически идентичны и представлены на фиг 11, в: (27…29) и (30…32) - соответственно первый и второй блоки параллельных сумматоров (БПС-1 и БПС-2); (33…35) и (36…38) - соответственно первый и второй узлы вентилей (УВ-1 и УВ-2); (39…41) и (42…44) - соответственно первый и второй блоки приемных цифровых компараторов (БПЦК-1 и БПЦК-2); 45 - итоговый дешифратор (ИД); 46 и 47 - соответственно первый и второй блоки цифровых компараторов (БЦК-1 и БЦК-2); 48 и 49 - соответственно третий и четвертый блоки цифровых компараторов (БЦК-3 и БЦК-4); 50 и 51 - соответственно первый и второй блоки мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2); 52 и 53 - соответственно первый и второй корректирующие вычислители задержек КВЗ-1 КВЗ-2 соответственно c и с; 54 и 55 - соответственно первый и второй компараторы-анализаторы (КА-1 и КА-2); 56 и 57 - соответственно первое и второе пороговые устройства (ПУ-1 и ПУ-2); 58 - приемная схема совпадения (ПСС).
1
2
Итогом работы первого и второго каналов приема и принятия решения как приемных частей (59 и 60) ПК-1 и ПК-2 соответственно является выдача с выходов ИД (45) сигналов или «Да» («есть» своя ПНП) или «Нет» («нет» своей ПНП). Причем в процессе приема: блоками (46, 48, 50, 52) и (47, 49, 51, 53) осуществляется параллельный режим «коррекции» синхронизации соответственно по первому и второму каналам обработки (ПК-1 и ПК-2) с выдачей «откорректированных» значений задержек соответственно  и  соответственно с выходов КВЗ-1 и КВЗ-2 (52 и 53) соответственно в первый и второй генераторы ГОП(5) и ГОП (2); а блоками (46, 48, 54, 56) и (47, 49, 55, 57) с блоком 58 осуществляется режим проверки (контроля) синхронизации (в условиях значительного уровня помех) с выдачей с выхода блока 58 сигнала «блокировки» приема (в случае срыва синхронизации) и начала повторного этапа вхождения в синхронизм.
1
2
Процесс эффективного когерентного приема СРС в виде ПНП и принятия решения с параллельно осуществляемым режимом контроля и коррекции синхронизации реализуется в объеме метода ТРС с использованием итогового двухканального дискретного метода принятия решения в итоговом режиме одноканального приема и решения. Данный процесс реализуется одновременно работающими, идентичными по строению и составу, двумя каналами приема и принятия решения, представляющими собой приемные части двух соответствующих каналов обработки, и взаимодействующими с определенными их элементами. Каждый канал приема и принятия решения принимает соответственно из БЦПК-1 (16) и БЦПК-2 (1) в цифровом виде по своим соответствующим  и  входным шинам по  и  входов в каждом соответственно из соответствующих АЦП (6-3) значения  на свои соответствующие параллельные сумматоры соответственно первого и второго блоков БПС-1 и БПС-2 (27…29 и 30…32). Далее: совокупность блоков первого и второго узлов вентилей УВ-1 и УВ-2 соответственно (33…35 и 36…38), принимающих управляющие (открывающие) выходные импульсы соответственно из БК (12) - схем CHЭ(17) - и аналогичных СНЭ блока 18; приемные цифровые компараторы соответственно (БПЦК-1, БПЦК-2) (39…41, 42…44); итоговый дешифратор (ИД) (45), - обеспечивают эффективный прием и принятие решения: есть («Да») или («Нет») свой сигнал, - по своим соответствующим выходам «Да» и «Нет». Параллельно приему с использованием блоков: первого и второго блоков цифровых компараторов (БЦК-1 и БЦК-2) (46 и 47); третьего и четвертого блоков цифровых компараторов (БЦК-3 и БЦК-4) (48 и 49); первого и второго блоков мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2) (50 и 51); первого и второго корректирующих вычислителей задержек (КВЗ-1 и КВЗ-2) (52 и 53) соответственно  и , - осуществляется коррекция синхронизации с выдачей корректирующих значений  и  соответственно в ГОП-1 (5) и ГОП-2 (2). Так же параллельно приему и с использованием блоков: первого и второго КА-1 и КА-2 (54 и 55); первого и второго пороговых устройств ПУ-1 и ПУ-2 (56 и 57); приемной схемы совпадения ПСС (58), - осуществляется проверка (контроль) синхронизации в условиях значительного уровня помех по двум каналам приема с выдачей сигнала-решения на возобновление этапа поиска, обнаружения и синхронизации по выходу из ПСС.
Описание работы устройства осуществим с учетом описанной выше сходных и отличительных действий и признаков, а также с учетом того, что работа каждого канала по своему существу одинакова.
1 Этап поиска и обнаружения.
1.1 Подэтап первичного накопления.
вх
опорil1
опорil2
опорil1
опорjl2
вх
i
j
1
2
В каждый канал на один вход АЭК 6-1 каждого подкоррелятора 6 поступает принимаемый сигнал S в виде (повторяющихся во времени в общем случае) СРС, манипулированных ПНП (СРС-ПНП), а на другие входы соответствующих АЭК 6-1 поступают во встречно-инверсном режиме со вторых соответствующих (i-х и j-х) выходов генераторов 2 и 5 опорные сигналы S и S, представляющие собой сигналы, манипулированные производящими линейками (повторяющихся циклически) i-х и j-х автоморфизмов производящих компонент соответственно ПК-1 и ПК-2. С каждым тактом с каждого i-го и j-го АЭК 6-1 1-го и 2-го каналов соответственно снимается напряжение, пропорциональное энергии сверток сегментов длин  и  движущихся навстречу друг другу опорных линеек S и S и S. Выходные сигналы АЭК усиливаются усилителями 6-2 и подвергаются преобразованию в АЦП 6-3 с частотой дискретизации, равной частоте ПСП, так что с выходов АЦП 6-3 получаем оцифрованные значения частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2. Первые значения этих частных ПВКФ (такты k=k=1) через параллельные сумматоры (ПС) 19 без изменений (так как к этому моменту с выходов ОЗУ 21 на другие входы ПС еще ничего не поступает) параллельно записываются в первые разряды (элементы памяти 21) регистров ОЗУ 21. Общее число регистров (число элементов памяти в линейке) ОЗУ должно соответствовать числу разрядов максимально возможного накопленного значения ПВКФ. Количество разрядов N в регистрах равно числу сдвигов, для которых будут накапливаться частные ПВКФ, т.е. для 1-го канала , а для 2-го канала .
1
2
i
j
i
j
1
2
ан1
ан2
За первые  и  тактов соответственно для 1-го и 2-го каналов происходит первоначальное заполнение АЭК подкорреляторов своими автоморфизмами ПК-1 и ПК-2 с соответствующих вторых выходов генераторов соответственно 5 и 2. И начиная с тактов  и  соответственно для 1-го и 2-го каналов, осуществляется подэтап первичного накопления. С каждым тактом (k, k) ячейки регистров ОЗУ 21 через ПС 19 параллельно заполняются новыми цифровыми значениями ПВКФ так, что через  тактов и  тактов в 1-м и 2-м каналов соответственно ячейки 1…N ОЗУ 21 всех подканалов поиска ПКП, ПКП, будут заполнены ,  соответственно значениями автоморфных частных ПВКФ-1, ПВКФ-2. В следующий такт (k-й, k-й) получаемые с выходов БЦПК 16 значения автоморфных частных ПВКФ суммируются в ПС 19 со значениями этих ПВКФ, находящихся в последней N-й линейке ячеек памяти ОЗУ, за счет открывающихся тактовым импульсом элементов 26, и эта сумма значений ПВКФ поступает в первую линейку ОЗУ 21. В последующие такты происходят аналогичные суммирования значений автоморфных частных ПВКФ и продвижение этих сумм по линейкам ОЗУ до окончания времени анализа для 1-го и 2-го каналов соответственно Т, Т.
чп1
чп2
ан1
ан2
1ik1
2jk2
Так, в первой линейке ОЗУ 21 каждого ПКП 7 может появиться первый максимум R и (и R) через  (и ) начальных тактов, т.е. в момент ), и только через еще  (и ) тактов возможный первичный максимум будет складываться со вторым (по счету) аналогичным максимумом через элементы 26 в ПС 19. Счетчик 20 переполняется за  (и ) тактов до окончания времени анализа , ; соответственно в 1-м и 2-м канале. Ключ 22 открывается за  (и ) тактов до окончания времени анализа Т и (Т) по сигналу переполнения со счетчика 20 и пропускает на вход цифрового канала ЦК 23 в каждом i-м (и j-м) ПКП 7 первое значение накопленной частной подканальной суммы ПВКФ, ПВКФ соответственно , . По такому же сигналу переполнения со счетчика 20 запускается счетчик 25 количества последующих  (и ) тактов.
ан1
ан1
ан2
1
n1
2
n2
k1
k2
1
2
1
n1
2
n2
1
2
Это первое значение  (и ) в ЦК 23 запоминается как опорное, с которым в следующий такт сравнивается следующая вторая, накопленная частная «подканальная» сумма  (и ). Первые и вторые значения этих сумм сравниваются в ЦК 23 и в качестве опорного, выбирается большее из этих значений. Так, в последующих тактах каждый ЦК 23 и выбирает наибольшую наколенную в i-м ПКП 7 частную подканальную сумму  за  тактов в 1-м канале и сумму  в j-м ПКП 7 во 2-м канале. Этот выбор заканчивается при переполнении счетчика 25 через  (и ) тактов. Сигнал переполнения счетчика 25 открывает схему совпадения 24, которая пропускает с выхода i-го (и j-го) ЦК 23 в параллельном коде на выход ПКП 7 последнее (максимальное) опорное значение, ,  на соответствующий первый параллельный i-й  и j-й  вход центрального цифрового компаратора 8. Таким образом, со всех ЦК 23 всех ПКП 7 на выходы центрального цифрового компаратора ЦЦК 8 в соответствующий концу времени анализа Т поступают частные суммы . ЦЦК 8 осуществляет: 1) суммирование значений, накопленных за T и Т в каждом подканале ПКП 7 обоих каналов частных «подканальных» сумм , , и если это значение S≥S, S≥S, то 2) ЦЦК 8 выбирает «максимум максиморум» - экстремум ,  из определенных ПКП 7 обоих каналов и выдает по соответствующему номеру этого ПКП 7, своему выходу на соответствующий вход БВНП 10 сигнал, который отражает номер N (и N) ПКП 7, в котором зафиксирован экстремум Э (и Э). Если S<S (и S<S), то процесс первичного накопления продолжается при другом числе p (и p), пока не выполнится данное условие. На этом заканчивается подэтап первичного накопления. Этот подэтап при сохранении заданного уровня отношения сигнал-шум для принятия решения, как и для прототипа, будет уменьшен во времени в  раз (для 1-го канала) и в  раз (для 2-го канала).
k
k1
k2
k+1
k+1
чп1
чп2
k+1
k+1
k+1
k
k+1
чп1
k
k+1
k+1
k+1
1.2 Подэтап экстраполяции. БВНП 10 на основании полученного номера N (N - для 1-го канала N - для 2-го канала) ПКП 7 в виде сигнала на определенном своем входе (Nk) передает этот сигнал с задержкой на один такт в блоке задержки 10-2 через кросс-соединение (кросс-блок 10-1), которое реализует соответствующие зависимости  и , на такой свой выход N, который соответствует номеру N/ПКП, в котором должен наблюдаться в следующий (k+1)-й такт следующий (близкий с экстремумом по значению) максимум частного пика ПВКФ R и (R). Вычисленный таким образом в БВНП 10 номер N, т.е. предсказанный (экстраполированный) номер N в виде сигнала с одного из выходов БВНП 10, соответствующий N поступает на один из первых входов устройства проверки УП 13 и запоминается до следующего такта k+1. В момент k-го, (k+1)-го и других за ними тактов с соответствующего N, N и других выходов ЦЦК 8 на ЦС 14 поступает параллельный код, несущий информацию в цифровом коде об энергии частных максимальных всплесков R боковых пиков ПВКФ на выходах N, N-м и других ПКП 7. Эти значения энергии суммируются и запоминаются для последующего накопления с другими всплесками в последующие такты. В тот же (k+1)-й тактовый момент с соответствующего N-го выхода ЦЦК 8 поступает сигнал о выбранном N-м ПКП с максимальным пиком ПВКФ на один из вторых входов УП 13.
k+1
1
h
1
УП 13 сравнивает номера ПКП, соответствующие номеру N, пришедшие по одному из первых входов и одному из вторых входов УП 13. Если эти номера совпадают, то с выхода УП 13 на вход накопителя-сумматора НС 11 поступает символ «1», а если номера не совпадают, то - символ «0». НС 11 арифметически накапливает символы «1» и «0», суммирует их (как потенциальные сигналы) в течение определенного h=l числа тактов, и если эта сумма превышает заданный порог П, за это число тактов (по заложенному мажоритарному принципу:  или  или  и т.д., т.е. , М - коэффициент мажоритарности), то с выхода НС 11 поступает сигнал «наш» на первый вход ключа 9.
чп1
чпi
чпi
2
1
1
1
2
1
2
В течение того же количества тактов  ЦС 14 накапливает энергию амплитуд всплесков частных максимальных боковых пиков R ПВКФ с каждого ПКП 7, в котором был обнаружен этот максимум. И если суммой ΣR, заданный порог (ЗП) в ЦС 14 по истечению h-тактов будет превышен (ΣR>ЗП), то с выхода ЦС 14 на 2-й вход ключа 9 поступает сигнал «наш». Ключ 9 отпирается, когда на оба его входа с выходов УП и ЦС поступили соответственно сигналы «Haш» и «наш». Таким образом с выхода ключа 9 поступает сигнал «наш) (во втором канале - сигнал «наш») (сигнал» о правильности предсказания») на 2-й вход ЦЦК 8 для его запирания в следующем такте, и далее на первые входы ключей 12.
1
2
1
k
чп1
k
1
k
чп1
k1
k2
1
2
k
1
1
1
2
2
1
2
2. Этап синхронизации. Под действием сигнала «наш») и «наш» ключи 12 переходят в открытое состояние. И через определенный ключ 12, на второй вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода ЦЦК 8, проходит сигнал на определенный вход вычислителя с 15, соответствующий N с максимальным R, т.е. значение N в такт (h=), которое и будет определять значение циклического сдвига с для ПК-1 относительно принимаемой ПНЛРП, т.к. номер N подканала, в котором в этот момент будет максимальный боковой всплеск R, и определяет imax=N (для 1-го канала) и jmax=N (для 2-го канала), значение которых используется при вычислении с и с, согласно соотношению (1), производящих компонент ПК-1, ПК-2 и тем самым установления необходимого общего тактового сдвига С согласно соотношению (2). А ЦЦК 8, как и было сказано выше, запирается в момент  и прекращает выдачу выбранных номеров N. Далее полученное значение c поступает на генератор 5 ГОП-1, который выдает по своему первому выходу на ГПС 4 автоморфизм производящей компоненты ПК-1, соответствующей сдвигу с. Аналогичным образом процесс поиска, обнаружения и синхронизации протекает и в канале поиска по ПК-2, только вместо с вычисляется с, которое поступает на генератор 2 ГОП-2 для формирования ПК-2 с циклическим сдвигом с. Символы формируемых ПК-1 и ПК-2 (автоморфизмов ПК-1 и ПК-2, соответствующие числам c и с циклических сдвижек) суммируются по модулю 2 в ГПС-4 и тем самым обеспечивают получение опорной ПНЛРП с результирующим сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке между принимаемым и опорным сигналами при проверке факта синхронизма в схеме 3 контроля. Так заканчивается этап синхронизации.
3. Этап (процесс) эффективного когерентного приема СРС в виде ПНП и принятия решения.
i
1
2
1i
2j
1,i
2,j
1,i
2,j
i
j
1
2
Этот этап начинается после вхождения в синхронизм, что фиксируется появлением управляющего импульса на выходе одного из ключей 12 БК (12), который поступает на один из вентилей УВ-1 (33…35) и аналогично на один из вентилей УВ-2 (36…38) и по существу запускает процесс приема. Поступающие по шинам выходов БЦПК (16) и БЦПК (1) в каждый такт приема цифровые значения  и  на соответствующие шины входов первого (27…29) и второго (30…32) БПС-1 и БПС-2, накапливаются в процессе приема ПНП («n» прогонов ПК, и «m» прогонов ПК) на каждом соответствующем из параллельных сумматоров ПС, и ПС (27…29 и 30…32) с получением за период прогона ПНП на выходных шинах ПС и ПС значений  и . Узлы вентилей УВ-1 и УВ-2 (блоки 33…35 и 36...38) решают задачи пропуска далее этих значений на входные шины только того из i-x и j-x соответственно приемных цифровых компараторов ПЦК и ПЦК БПЦК-1 и БПЦК-2 (39…41 и 42…44), которые соответствуют значению i=c и j=c, т.е. синхронным подкорреляторам (ПКР) 6-i и 6-j.
1
2
ош1
ош2
Поступившие в соответствующие (с=i)-й и (с=j)-й  (33...35) и  (36...38) значения  и используются для принятия решения «есть» или «нет» свой частный сигнал (СЧС) (с использованием критерия «максимального правдоподобия») по одному из своих двух выходов («Да» или «Нет») соответствующих  (33...35) и  (36...38) с вероятностями Р и Р. Тем самым реализуется итоговый (за период L прогона принимаемой ПНП) режим одноканального (для каждого канала приема и решения) приема и решения методом ТРС, в том числе описываемого в [14]. Принятые частные решения  и  («Да»=1 или «Нет»=0) поступают на соответствующие входы ИД (45), который принимает итоговое решение по методу «итогового двухканального дискретного принятия решения» ТРС, в том числе описываемого в [14], с выдачей по одному из двух своих выходов («Да» или «Нет») итогового решения с вероятностью с  (3). На этом собственно заканчивается этап приема одной ПНП и начинается прием следующей ПНП посредством указанного метода приема ТРС.
В процессе приема ПНП параллельно используется режимы коррекции и контроля синхронизации, учитывающие соответствующие уровни помех.
Параллельный режим коррекции синхронизации реализуется параллельно с процессом когерентного приема ПНП с помощью блоков 46…52 - в первом и 47…53 - во втором каналах приема и принятия решения.
прог
рез
i
j
контр
контр
1,i
2j
контр
СП
*
*
Так как получение значений  и  осуществляется постоянно с периодом Т=L на выходах всех ПС и ПС, то эти значения (кроме значений на выходах  и , что обеспечивается работой УВ-й (33…35 и 36…38)) используются соответственно первым и вторым БЦК (46 и 47) для сравнения накопленных значений  и , поступающих по соответствующим входам первых входных шин БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47) из соответствующих УВ-й (33...35 и 36...38) со значениями  и , поступающими по одному из соответствующих входов вторых входных шин БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47). И если в одном из i*-x и j*-х цифровых компараторов соответственно БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47) окажется (как результат сравнения), что  и , то на выходе такого i*-го и j*-го цифровых компараторов (ЦК) БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47) появится сигнал «есть сигнал рассогласования» ( и ). Поступающие за Т с выходов БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47) сигналы  накапливаются в каждом ЦК соответственно третьего и четвертого БЦК-3 (48) и БЦК-4 (49), и если за время Т в каком-либо ЦК накопленное значение станет  (для БЦК-3) и  (для БЦК-4), то на выходе соответствующего их ЦК, т.е. на соответствующем выходе БЦК-3 (48) и БЦК-4 (49), появится сигнал превышения (СП), равный «СП»=«Да»=1. Эти сигналы СП и СП, поступающие по соответствующим выходам БЦК-3 (48) и БЦК-4 (49) на соответствующие входы первого и второго БМК-1 (50) и БМК-2 (51) накапливаются в соответствующих МК, которые при заданном мажоритарном числе МЧ={5, 7, 9,…} периодов Т выбирают те (i, j)-е подканалы приема, для которых за период МЧ накопилось соответственно число N таких СП: , . Факт выбора таких подканалов фиксируется сигналом «Да»=1 на соответствующем выходе БМК-1 (50) и БМК-2 (51) и соответствующем входе первого и второго КВЗ-1 (52) и КВЗ-2 (53) соответственно задержек  и . Вычисленные задержки  и  поступают соответственно в ГОП-1 (5) и ГОП-2(2) с выходов КВЗ-1 и КВЗ-2 (52 и 53) для смены автоморфизмов ПК-1 и ПК-2. Тем самым осуществляется коррекция синхронизации в процессе приема ПНП, и работа устройства по эффективному приему ПНП продолжается (как было описано выше).
1,i
2j
наб
наб.
Параллельно процессу коррекции синхронизации осуществляется проверка (контроль) синхронизации (в условиях значительного уровня помех). Для этого сигналы СП и СП с выходов БЦК-3 (48) и БЦК-4 (49) поступают на соответствующие входы первого и второго КА-1 и КА-2 (54 и 55), которые регистрируют приходящие сигналы только с разных своих входов (функция «анализа»). Зарегистрированные сигналы суммируются за установленное время наблюдения Т и по истечении Т накопленные числа этих сигналов как  и  выдаются на вход соответственно первого и второго пороговых устройств ПУ-1 и ПУ-2 (56 и 57) с установленными порогами  и  соответственно. И если  то с выходов ПУ-1 и ПУ-2 (56 и 57) поступают сигналы «Да»=1 на соответственно первый и второй входы приемной схемы совпадения ПСС (58). Если сигналы «Да»=1 приходят одновременно на первый и второй входы ПСС (58), то это будет свидетельствовать о срыве синхронизации за счет помех, и ПСС (58) выдает по своему выходу сигнал «прием ПНП прекратить, начать этап поиска и обнаружения», который как «сигнал блокировки» поступает на блокирующие входы БПС-1 и БПС-2 (27…32), тем самым прекращая работу каналов по приему ПНП. После этого начинается повторное вхождение в синхронизм (как было описано ранее).
После повторного вхождения в синхронизм из схемы контроля 3 поступает на третий (деблокирующий) вход ПСС (58) «сигнал деблокирования», тем самым прекращается подача блокирующего сигнала с выхода ПСС (58), и процесс приема ПНП возобновляется.
На фиг. 1 изображена модель правила формирования ПНП.
1i
1
2
1
1
1
1
На фиг. 2 изображены зависимости: среднего выборочного накопленного значения , частной автоморфной ПВКФПНП с , (l=11, l=13) с автоморфизмами i ПК l для всевозможных значений i=0, …, l на периодах прогона ПНП, равных р=1, …, 15, т.е. для p=13, …39 прогонов ПК-1 с l (фиг. 2, а) и среднего выборочного значения суммы  при тех же условиях (фиг. 2, б).
На фиг. 3 изображена таблица значений ПВКФ ПНП различных типов с производящими линейками.
На фиг. 4 изображены графики зависимости общих ПВКФ ПНП типа К3К3 с ее копиями для некоторых длин .
На фиг. 5 изображены графики зависимости: частных ПВКФ ПНП типа КЗКЗ длины L=77 с производящими линейками, составленными из ККВ ,  (фиг. 5, а); частных ПВКФ ПНП типа К1К1 длины L=221 с производящими линейками, составленными из ККВ ,  (фиг. 5, б); частных ПВКФ ПНП типа К1К3 длины L=323 с производящими линейками, составленными из ККВ ,  (фиг. 5, в); частных ПВКФ ПНП типа К3К1 длины L=143 с производящими линейками, составленными из ККВ ,  (фиг. 5, г).
На фиг. 6 изображена числовая модель получения одновременно, параллельно автоморфных частных ПВКФ входящей ПНП (с ) с автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящей компоненты (ПК) с .
На фиг. 7 изображена компьютерная модель частных автоморфных ПВКФ ПНП с ее автоморфизмами (циклическими сдвижками) ПК с  для длины ПНП , .
ош
0
2
На фиг. 8 изображены зависимости вероятности ошибки Р от (γ⋅h) при различных режимах реализации ТРС и длительностях L ПНП.
На фиг. 9 изображен порядок корреляции сегментов входящей ПНП и опорного сигнала (ПК) на двух смежных тактах обработки.
На фиг. 10 а), б), в) изображена схема устройства.
На фиг. 11 изображены зависимости эквивалентной линейной сложности  разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины L.
На фиг. 12 изображены зависимости вероятностей успешной синхронизации по задержке от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП) для длин ПНП L=77 и различных L*=L⋅K, К=5, 10, 100, 1000 при использовании способа-прототипа с 32-мя прогонами длин ПНП (пунктирные линии) и при использовании предлагаемого способа с одним и тремя прогонами длин ПНП.
Возможность реализации преимуществ заявляемого устройства подтверждается следующими техническими показателями и их цифровыми значениями:
1
2
Э
1) результатами имитационного моделирования процесса накопления ПВКФ сегментов принимаемого СРС-ПНП с обновляющимися (с каждым тактом ПСП) сегментами опорной производящей линейки. Процесс взаимокорреляции в АЭК сегментов принимаемого и опорного сигналов на двух смежных тактах обработки поясняет фиг. 9 (θ и θ - время интегрирования АЭК, τ - длительность элементарного символа ПНП).
1
2
1
2
2) возможностью достоверного выбора на подэтапе первичного накопления накопленных частных подканальных  и канальных сумм S и S, что подтверждается приведенными на фиг. 2 зависимостями, которые демонстрируют, что уже при числе прогонов всей ПНП не более 3-х имеется выраженный рост и ,  и главное - ярко выраженный рост S и S над уровнем помех. Это подтверждается и выражениями: значения накопленных частных ПВКФ в каждом подканале поиска 1-го и 2-го каналов соответственно
где [⋅], (⋅) - номера тактов начала сегмента относительно начального произвольного сдвига, R(c[⋅], c1(⋅)) и R(c[⋅], с2(⋅)) - относительные значения ПВКФ между сегментами с [⋅] длиной  и  принимаемого СРС-ПНП и сегментами c1[⋅], с2[⋅] тех же длин опорных производящих линеек автоморфизмов ПК-1, ПК-2,
1
2
1ik1
2jk2
- значения сумм S и S накопленных частных подканальных сумм ПВКФ и, ПВКФ:
- вероятности  и  правильного выбора экстремумов  из  и  значений определяется для каждого подканала поиска 1-го и 2-го каналов:
1i
где  - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска первого и второго каналов значений частных ПВКФ в тактах синхронизма с соответствующими ПК-1, ПК-2; функция  - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска 1-го и 2-го канала значений ПВКФ в тактах сдвига, не соответствующих синхронизму сегментов ПНП с опорными ПК-1, ПК-2;
чп1
чп2
3) возможностью достоверной экстраполяции номеров подканалов с максимальными R и R:
по фактору контроля экстраполяции номеров подканалов:
а) вероятность правильной экстраполяции одного подканала в один i-й и j-й такты первого и второго каналов:
б) вероятность правильной экстраполяции номеров подканалов при использовании мажоритарного принципа контроля:
по фактору контроля уровня накопления:
а) вероятность правильной экстраполяции:
б) вероятность правильной экстраполяции подэтапа экстраполяции:
Э1
Н1
УН1
Э2
Н2
УН2
Р=Р⋅Р, Р=Р⋅Р.
Общая вероятность правильной синхронизации определяется как:
ОС
Э1
Э2
Р=Р⋅Р.
ос
Возможность обеспечения предлагаемым устройством быстрого поиска СРС за малое число периодов накопления принимаемого сигнала с высокой вероятностью синхронизации по задержке подтверждается полученными в результате имитационного моделирования (для ПНП длин L=77 и L*=L⋅5=385) и изображенными на фиг. 12 зависимостями вероятности успешной синхронизации Р от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП). Сравнение (при равных базах (L) СРС) значения достигаемого относительного времени поиска, выраженного в числе периодов анализа СРС, с аналогичным показателем для известных способов (в том числе прототипа), свидетельствует о преимуществе заявляемого способа во времени поиска СРС по задержке примерно в 20-30 раз перед конвольверным поиском [2] с применением известных ПСП, в 100 и более раз перед многоэтапным поиском [2], в 100 раз и более перед последовательным циклическим поиском [2] и в 10 и более раз перед прототипом [6].
≈
3
Реализация высокой имитостойкости используемых сигналов подтверждается приведенными на фиг. 11 зависимостями эквивалентной линейной сложности разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины. Преимущество в эквивалентной линейной сложности составляет примерно от 5 раз и более для длин ПСП L2⋅10 и возрастает с ростом длины ПСП.
ош
Возможность обеспечения предлагаемым устройством эффективного приема СРС в виде ПНП и принятия решения с использованием итогового двухканального дискретного метода принятия решения в итоговом режиме одноканального приема и решения в рамках метода ТРС, описываемых в том числе в [8], подтверждается полученными в результате имитационного моделирования с использованием соотношений (4,5) и изображенными на фиг. 8 зависимостями вероятностей Р ошибочного приема ПНП длительностей L≅100 и L≅300 при использовании предлагаемого способа и устройства (графики III) и без их использования, но с применением пространственного разнесения (ПР) с соответствующим числом ветвей Q разнесения и коэффициентов R корреляции ветвей разнесения (графики I, II).
ош
C
ош
Как видно из анализов графиков реализуемая предлагаемым устройством ТРС позволяет повысить помехоустойчивость (по Р) приема СРС в виде ПНП на 3…5 порядков по сравнению с известными классическими методами разнесенного приема (например «ПР»). А повышение помехоустойчивости «сродни» повышению мощности сигнала Р на выходе ТРС, что, следовательно, обеспечивает и соответствующее повышение пропускной способности С (по Шеннону) [8]. В том числе следует указать, что это повышение С осуществляется и по причине ускорения поиска обнаружения и синхронизации, обеспечиваемые предлагаемым способом. Таким образом можно объективно говорить о достижении предложенным устройством высокой эффективности приема СРС в виде ПНП по параметрам Р и С.
ПСП
ПСП
Построение заявляемого устройства возможно (также как устройства-прототипа) в рамках сигнального процессора на современной быстродействующей элементной базе с высокой степенью интеграции. При высоких тактовых частотах ПСП f, превышающих возможности АЦП по быстродействию, функции преобразования возможно распределить между несколькими (m) АЦП, чтобы каждый из них обеспечивал преобразование с частотой дискретизации f/m. Цифровые компараторы могут быть реализованы с использованием микросхем типа полных сумматоров. Выполненное на основе регистров сдвига ОЗУ обладает достаточным быстродействием и не требует специальных распределительных и коммутационных устройств. Генераторы опорных последовательностей НЛРП реализуются как на основе теоретико-технических методов, изложенных в [11, 12], так и - непосредственных, запатентованных технических решений по А.с: SU 1401475 A1, SU 1457650 A1, SU 1537022 A1, SU 1470095 А1, - и патенту Российской Федерации RU 2024053 С1 [13].
1
2
Устройство проверки (13) представляет собой совокупность двухвходовых элементов И, а накопитель-сумматор (11) может быть построен на основе двух счетчиков (счетчик «1» и тактовый счетчик) и сравнивающего (по порогу) устройства. Реализация вводимых в устройство-прототип новых блоков и узлов подобна реализации аналогичных элементов схемы устройства-прототипа. Так: узлы вентилей - это совокупность (объединение в узел) вентилей; блоки цифровых компараторов (ЦК) представляют собой объединение цифровых компараторов; «приемные» ЦК означает выполнение функции ЦК при приеме ПНП; мажоритарные компараторы являются обычными ЦК, выполнение функций которыми приводит к выполнению функции мажоритарного выбора входных сигналов; компаратор-анализатор выполняет традиционные функции ЦК с выдачей соответствующего «компарируемого» решения на выход; корректирующие вычислители задержек  и  являются такими же вычислителями как и вычислители задержек с и с устройства-прототипа, только используются они для коррекции синхронизации, а не для вхождения в синхронизм (как в устройстве-прототипе).
То есть дополнительные прилагательные к словам «компаратор» и «вычислитель» означает лишь роль этой функции для работы устройства, не затрагивая суть построения их технических электрических схем.
Остальные элементы устройства представляют собой известные простейшие элементы дискретной техники.
Заявляемое устройство может использоваться как самостоятельно, так и для сокращения времени поиска и повышения эффективности и достоверности приема СРС, манипулированных ПНП, при дополнении традиционных устройств, использующих для обнаружения факта синхронизма по задержке и факта приема своего СРС уровень корреляции по всей длине опорного и принимаемого сигналов и реализующих известные циклические многоэтапные или иные методы поиска и приема. Применимость данного способа и устройства его реализующего, прежде всего, связано с использованием СРС, манипулированных ПНП на основе кодов ККВ. При этом обеспечивается высокая структурная скрытность этапа синхронизация и приема, а так же возможность оперативной адаптации радиолинии к информационной и помеховой обстановке за счет изменения с малой дискретностью значения длины ПНП.
Источники информации
1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами [Текст], - М. «Радио и связь», 1985. - 384 с.
2. Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И.Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г.
3. Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных рекуррентных последовательностей [Текст] / И.И. Сныткин, В.И. Бурым, А.Г. Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7, 1990 г.
4. А.с. 1003372 СССР, МКИ 3 H04L 7/02. Устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [Текст] / А.С. Воробьев, А.В. Кузичкин, В.М. Куркин, Б.И. Просенков, В.В. Артюшин, В.М. Тарасов (СССР)
5. Патент 2297722 Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007.
6. Патент 2514133 Российская Федерация, МПК 8 H04L 7/08, G06 F17/10, Способ ускоренного поиска сигналов и устройство для его реализации [Текст]/Сныткин Т.Н., Сныткин И.И., Спирин А.В. - №2012108704/08; заявл. 06.03.2012; опубл. заявки 20.09.2013 патент 27.04.2014.
7. Сныткин И.И., Сныткин Т.И. Разработка элементов теории третьей решающей схемы приема производных нелинейных рекуррентных последовательностей [текст]. Нелинейный мир №5, том 12, 2015 г., стр. 78-84. Издательство «Радиотехника».
8. Сныткин Т.И. «Аналоговые режимы принятия решения о приеме в теории третьей решающей схемы» [текст]. Нелинейный мир №3, 2018 г., стр. 15-19. Издательство «Радиотехника».
9. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Издательство Советское радио, 1970 г. с.728.
10. Долгов В.И. Применение акустоэлектронных конвольверов для обработки сигналов в технике связи [Текст] / В.И. Долгов - Зарубежная радиоэлектроника №8, 1990 г.
11. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г.
12. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 4. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г.
13. Патент 2024053 Российская Федерация, МПК8 G06F 15/20. Устройство для формирования словарей нелинейных рекуррентных последовательностей [Текст] / Сныткин И.И. - опубл. 30.11.94.