TIME DISTRIBUTION MANAGEMENT FOR MODULATION WITH MULTIPLE CARRIERS WITH MIXED MODE
УПРАВЛЕНИЕ ВРЕМЕННЫМ РАСПРЕДЕЛЕНИЕМ ДЛЯ МОДУЛЯЦИИ С НЕСКОЛЬКИМИ НЕСУЩИМИ СО СМЕШАННЫМ РЕЖИМОМ

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Изобретение в целом относится к сетям беспроводной связи и, в частности, относится к многорежимным конфигурациям с несколькими несущими.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Сети беспроводной связи так называемого "стандарта долгосрочного развития" (Long Term Evolution, LTE), разработанные членами Проекта партнерства по созданию сетей третьего поколения (3GPP), используют ортогональное мультиплексирование с частотным разделением (OFDM) на нисходящей линии связи, и OFDM с расширением с помощью дискретного преобразования Фурье (DFT) (также называемое множественным доступом с частотным разделением (FDMA) с одной несущей) на восходящей линии связи. Базовый физический ресурс системы LTE нисходящей линии связи, таким образом, может рассматриваться как частотно-временная решетка, как проиллюстрировано на фиг. 1, где каждый ресурсный элемент соответствует одной поднесущей OFDM в течение одного интервала символа OFDM. Субкадр восходящей линии связи имеет такое же разнесение поднесущих, как и на нисходящей линии связи, где разнесение поднесущих - это разность по частоте между центром одной поднесущей и центром непосредственно смежной поднесущей. Субкадр восходящей линии связи имеет такое же количество символов FDMA с одной несущей (SC-FDMA) во временной области, как и символов OFDM на нисходящей линии связи - другими словами, продолжительности символов являются одинаковыми и для OFDM нисходящей линии связи, и для SC-FDMA восходящей линии связи.
subframe
Во временной области передачи по нисходящей линии связи системы LTE организованы в радиокадры по десять миллисекунд, каждый радиокадр состоит из десяти одинаковых по размеру субкадров длиной T=1 миллисекунда, как показано на фиг. 2. Для обычного циклического префикса один субкадр состоит из четырнадцати символов OFDM. Продолжительность каждого символа, т.е. интервал символа, составляет приблизительно 71,4 микросекунды (мкс).
Кроме того, распределение ресурсов в системе LTE, как правило, описывается в терминах ресурсных блоков, где ресурсный блок соответствует одному слоту (0,5 миллисекунды) во временной области и двенадцати смежным поднесущим в частотной области. Пара из двух смежных ресурсных блоков во времени (1,0 миллисекунда) известна как пара ресурсных блоков. Ресурсные блоки нумеруются в частотной области, начиная с 0 от одного конца системной ширины полосы.
Передачи по нисходящей линии связи динамически планируются в том отношении, что в каждом субкадре базовая станция передает управляющую информацию о том, каким терминалам передаются данные и на каких ресурсных блоках передаются данные в текущем субкадре нисходящей линии связи. Эта управляющая сигнализация, как правило, передается в первых 1, 2, 3 или 4 символах OFDM в каждом субкадре. Это количество n=1, 2, 3 или 4 известно как индикатор управляющего формата (CFI) и широковещательно передается базовой станцией в первом интервале символа OFDM каждого субкадра нисходящей линии связи. Субкадр нисходящей линии связи также содержит общие опорные символы, которые известны приемнику и используются для когерентной демодуляции управляющей информации. Система нисходящей линии связи с CFI=3 символов OFDM в качестве управляющих проиллюстрирована на фиг. 3.
Опорные символы, показанные на фиг. 3, являются специфичными для соты опорными символами (CRS) и используются для поддержки нескольких функций, включающих в себя точную синхронизацию по времени и частоте и оценку канала для некоторых режимов передачи.
Хотя развитие и развертывание сетей LTE предоставляют пользователям значительное увеличение скоростей беспроводной передачи данных и дали возможность развития большого разнообразия служб мобильной широкополосной сети (MBB), спрос на эти службы продолжает расти. В дополнение к этому повышенному спросу на увеличение ширины полосы и производительности новые продолжают разрабатываться приложения для устройств специального назначения, таких как устройства межмашинной связи (M2M). Эти силы рынка указывают, что необходима технология беспроводной связи с улучшенной гибкостью, которая лучше соответствует множеству требований служб для приложений мобильных данных.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
В схеме радиодоступа на основе OFDM узкие и относительно более широкие поднесущие благоприятствуют разным типам служб. Текущий стандарт LTE использует фиксированное разнесение поднесущих и, таким образом, относительно не гибкое, когда дело доходит до удовлетворения очень сильно варьирующих требований качества службы (QoS). Это, в частности, верно относительно критичных по времени служб. Новая компоновка физического уровня, подробности которого раскрыты ниже, использует субкадры с меньшими и переменными размерами со своей операцией смешанного режима. Также раскрыты способы и устройства для использования масштабируемости, определенной для этого нового физического уровня, таким методом, который гибко приспосабливается к требованиям отличающихся приложений.
В одном аспекте методики, описанной в настоящем документе, беспроводной передатчик формирует первый сигнал, имеющий первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, и формирует второй сигнал, имеющий второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличается от первого целого числа. Беспроводной передатчик одновременно передает первый и второй сигналы в частотной полосе таким образом, что первый и второй сигналы мультиплексированы в частотной области в частотной полосе, и таким образом, что время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей мере один раз на временной интервал.
В другом аспекте методики, описанной в настоящем документе, беспроводной приемник принимает радиочастотный сигнал в частотной полосе и воссоздает из принятого радиочастотного сигнала первый сигнал, имеющий первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины. Беспроводной приемник далее воссоздает из принятого радиочастотного сигнала второй сигнал, имеющий второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличается от первого целого числа. Первый и второй сигналы, обработанные беспроводным приемником, мультиплексированы в частотной области в частотной полосе и накладываются во времени по меньшей мере на один из временных интервалов, и время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей мере один раз на временной интервал.
Различные способы и устройства, соответствующие приведенным выше аспектам, подробно описаны в настоящем документе как дополнительные подробности и уточнения этих аспектов. Безусловно, настоящее изобретение не ограничено приведенными выше признаками и преимуществами. Специалисты в области техники признают дополнительные признаки и преимущества после прочтения следующего подробного описания и после рассмотрения прилагаемых чертежей.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Фиг. 1 демонстрирует схему, иллюстрирующую физический ресурс нисходящей линии связи стандарта LTE в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 2 иллюстрирует схему структуры во временной области стандарта LTE в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 3 иллюстрирует схему субкадра нисходящей линии связи в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 4 иллюстрирует многорежимные конфигурации в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 5 иллюстрирует блок-схему сетевого узла доступа в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 6 иллюстрирует блок-схему схемы модуляции OFDM, которая может использоваться в некоторых вариантах осуществления.
Фиг. 7 иллюстрирует блок-схему схемы демодуляции OFDM, которая может использоваться в некоторых вариантах осуществления.
Фиг. 8 иллюстрирует блок-схему схемы модуляции DFTS-OFDM, которая может использоваться в некоторых вариантах осуществления.
Фиг. 9 иллюстрирует блок-схему схемы демодуляции DFTS-OFDM, которая может использоваться в некоторых вариантах осуществления.
Фиг. 10 иллюстрирует формирование сигнала с использованием нескольких схем модуляции IFFT в каждом временном интервале в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 11 иллюстрирует способ в узле передатчика для модуляции с несколькими несущими в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 12 иллюстрирует способ в узле приемника для демодуляции с несколькими несущими в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 13 иллюстрирует блок-схему пользовательского оборудования в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 14 иллюстрирует функциональную реализацию узла, работающего в качестве передатчика, в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
Фиг. 15 иллюстрирует функциональную реализацию узла, работающего в качестве приемника, в соответствии с некоторыми вариантами осуществления.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ
В последние годы имел место быстрый рост количества беспроводных устройств и приложений, и эта тенденция, очень вероятно, продолжится в будущем. Этот рост сигнализирует о потребности в новой технологии радиодоступа (RAT), которая может рассматриваться как беспроводная технология пятого поколения (5G). Одна из основных целей текущих планов относительно технологии 5G состоит в том, чтобы расширить услуги, предлагаемые сетью вне мобильной широкополосной сети (MBB). Новые варианты использования могут сопровождаться новыми требованиями. В то же время технология 5G также должна поддерживать очень широкий диапазон частот и быть очень гибкой, когда дело доходит до вариантов развертывания.
С появлением новых приложений с очень переменными потребностями приложений, т.е. параметрами качества службы (QoS) и сценариями развертывания, единственная негибкая технология физического уровня не соответствует тому, чтобы достигнуть желаемых показателей производительности. В частности, например, ясно, что некоторые службы требуют более короткого интервала времени передачи (TTI) по сравнению с теми, которые обеспечивают системы, совместимые с текущими спецификациями для стандарта LTE, чтобы сократить время ожидания. В системе OFDM более короткие интервалы TTI могут быть реализованы посредством изменения разнесения поднесущих. Другие службы, однако, нуждаются в поддержке ослабленных требований синхронизации или очень высокой устойчивости к разбросу задержки - в системе, работающей с циклическим префиксом, это может быть сделано посредством расширения циклического префикса. Это лишь некоторые примеры возможных требований.
Однако ясно, что выбор параметров OFDM, таких как разнесение поднесущих и длины циклических префиксов, является компромиссом между противоречивыми целями. Это дает основание полагать, что технология радиодоступа следующего поколения, или 5G, должна обеспечить гибкую поддержку для нескольких вариантов параметров передачи, обычно называемых "нумерологиями". Такие параметры передачи могут представлять собой продолжительность символа, т.е., длину интервала символа OFDM, который непосредственно относится к разнесению поднесущих в системе OFDM и в нескольких других системах модуляции с несколькими несущими. Другим параметром передачи, который может быть гибко указан с помощью этих нескольких нумерологий, является продолжительность циклического префикса, т.е., длина того участка интервала символа OFDM, который выделен циклическому префиксу.
Кроме того, выгодно иметь возможность одновременно поддерживать несколько служб на одной и той же полосе. Это допускает динамическое распределение ресурсов, таких как ширина полосы, между разными службами и предназначено для эффективной реализации и развертывания. Это, в свою очередь, приводит к потребности в одновременном использовании нескольких нумерологий на одной и той же полосе. Следует отметить, что термин "полоса" используется здесь для обозначения несущей или множества смежных по частоте несущих, используемых сетью радиодоступа. Это является отправной точкой для подробностей методики, описанной в настоящем документе.
В этом контексте в настоящее время разрабатывается очень гибкий физический уровень для будущего поколения сотовых сетей. Этот новый дизайн физического уровня приспособлен к выполнению широкого спектра изменяющихся требований QoS, включающих в себя время ожидания, надежность и пропускную способность. В этом новом дизайне физического уровня предлагается достигнуть масштабируемость физического уровня для изменяющихся требований с использованием разных разнесений поднесущих. Другой признак состоит в том, что должна поддерживаться операция смешанного режима, которая позволяет разным разнесениям поднесущих одновременно сосуществовать на одной и той же частотной полосе.
Сущность операции смешанного режима как используемого в настоящем документе термина состоит в следующем. В передающем узле формируются два или более сигналов с несколькими несущими, каждый из которых состоит из одного или более символов, но сигналы с несколькими несущими имеют разные параметры относительно разнесения поднесущих, и/или продолжительности символа, и/или длины циклического префикса. В частности, продолжительности символов для двух сигналов (и другие параметры для сигналов) выбраны таким образом, что границы символов периодически являются выровненными даже притом, что продолжительности символов для двух сигналов могут изменяться. В некоторых вариантах осуществления выравнивание достигается с периодичностью 1 миллисекунда - это обеспечивает хорошее совмещение с существующей методикой LTE, поэтому сигналы LTE могут быть объединены в одной и той же частотной полосе с одним или более другими сигналами с несколькими несущими, имеющими разные разнесения поднесущих и/или продолжительности символов.
Таким образом, в будущих сетях (в целом называемых 5G-сети) предполагается, что многорежимная конфигурация с несколькими несущими будет отвечать изменяющимся требованиям QoS разных приложений и служб. Этот подход поддерживал бы разные разнесения поднесущих (или, соответственно, разные размеры символа OFDM), что можно было бы определить таким образом, что разные длины символов OFDM совмещаются очень хорошо для упрощения совместимости разных конфигураций OFDM. Каждая комбинация разнесения поднесущих, продолжительности символа OFDM и циклического префикса может упоминаться как "нумерология".
Одна проблема с наличием нескольких нумерологий, т.е., нескольких разнесений поднесущих и/или размеров символов OFDM при одновременном использовании в разных частях полосы состоит в том, что некоторые "системные функции" окажут влияние на несколько частей полосы. Одной такой системной функцией является переключение направления дуплексной передачи - это должно относиться ко всем частям полосы и, таким образом, должно быть совместимо со всеми используемыми нумерологиями. Второй системной функцией является управление радиоресурсами (RRM) - чтобы извлечь полную выгоду из совместного использования ресурсов, управление RRM должно действовать на все части полосы. Третьей системной функцией является выравнивание времени приемника.
Эти системные функции требуют действия, которое синхронизировано по полосе. Однако, если такое действие не выровнено с границами символа всех затронутых частей полосы, также возникает снижение производительности.
Методики и устройства, подробно описанные в настоящем документе, таким образом, направлены на систему, разработанную для одновременной передачи нескольких сигналов с несколькими несущими, несколько сигналов имеют разные нумерологии. Несколько сигналов мультиплексированы в частотной области. Каждый сигнал представляет собой последовательность из одного или более символов (например, символов OFDM), а также других передач (например, циклических префиксов). Описанные методики дают возможность периодического выравнивания времен начала и конца символов (границ символов). Это достигается посредством выбора нумерологии двух или более сигналов в соответствии с изобретением. Моменты времени, в которые происходит периодическое выравнивание, являются возможными точками для изменения направления дуплексной передачи или выполнения других действий "системных функций".
Даже притом, что некоторые из конкретных обеспеченных здесь примеров основаны на использовании OFDM в качестве основной схемы модуляции с несколькими несущими, методика применяется с тем же успехом, если некоторые или все сигналы являются предварительно закодированными передачами OFDM, такими как OFDM с расширением с помощью дискретного преобразования Фурье (DFTS-OFDM), которое также известно как множественный доступ с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA). Следует понимать, что термин "модуляция с несколькими несущими", используемый в настоящем документе, относится к любой из этих схем, а также к другим схемам модуляции с несколькими несущими, в которых данные передаются посредством разбиения их на несколько компонентов и отправки каждого из этих компонентов по сигналам на отдельной несущей в частотной полосе. (Эти сигналы на отдельной несущей обычно упоминаются как "поднесущие"). Таким образом, ссылки в настоящем документе на разные схемы модуляции с несколькими несущими могут относиться к различиям базовой методики модуляции, или к различиям параметров модуляции с несколькими несущими (например, продолжительности символов и/или разнесения поднесущих), или и к тем, и другим.
Методика, описанная в настоящем документе, принадлежит системе, которая по описанным выше причинам выполнена с возможностью одновременно передавать несколько сигналов с несколькими несущими одновременно, сигналы имеют разные параметры модуляции с несколькими несущими (нумерологии), например, относительно длины символа, разнесения поднесущих и т.д. Каждый сигнал состоит из последовательности символов (например, символов OFDM) и защитных периодов (например, циклических префиксов или защитных периодов, состоящих из нулей).
Для простоты показа последующее обсуждение будет относиться к сигналам signal_1 и signal_2. Можно легко понять, что расширение описанной методики до N>2 сигналов может быть сделано без труда.
Методика категории 1 - постоянные продолжительности циклического префикса
Tsymb_n
Tcp_n
Обозначим продолжительность каждого из символов в сигнале signal_n как  и продолжительность циклических префиксов сигнала signal_n как . В соответствии с некоторыми вариантами осуществления раскрытой методики продолжительность символа и продолжительность циклического префикса по меньшей мере для двух из сигналов выбираются таким образом, что:
X(Tcp_1+Tsymb_1)=Y (Tcp_2+Tsymb_2)=T
,
X
Y
X
Y
T
где  и  - целые числа. Обычно  и  выбираются так, чтобы  было достаточно коротким, например, чтобы обеспечить разумный интервал для переключения дуплексной передачи с временным разделением (TDD), или чтобы обеспечить удобную периодичность для передачи опорных сигналов или сигналов синхронизации.
Описанное выше также может быть выражено следующим образом: параметры сигналов signal_1 и signal_2 выбираются так, чтобы целое число символов (и в некоторых вариантах осуществления защитных интервалов) каждого из двух сигналов вписалось в заданный временной интервал. Это создает периодическое выравнивание между границами символов двух сигналов.
T
1/Z
Z
Пример 1: В некоторых вариантах осуществления  выражено как  миллисекунд, где  - целое число. Это дает возможность удобного сосуществования со стандартом LTE.
fs
Пример 2: Продолжительности символов могут быть выбраны таким образом, что (=9/8*30.72 МГц).
n=1, …,11
fs
Таблица 1 ниже перечисляет продолжительности символов и длины циклических префиксов для каждого элемента в иллюстративном множестве нумерологий  для заданной частоты дискретизации .Все или подмножество из этих нумерологий могут использоваться в системе, работающей в соответствии с настоящей раскрытой методикой, в результате чего любая из двух или более из этих нумерологий могут быть применены одновременно с одновременно применяемыми схемами модуляции, выровненными таким образом, что существует периодическое выравнивание между границами символов двух модулированных сигналов.
Таблица 1
<i>T</i><sub><i>symb_n</i></sub>
<i>T</i><sub><i>cp_n</i></sub>
n=1
2048/fs с
112/fs с
n=2
2048/fs с
832/fs с
n=3
2048/(4*fs) с
112/(4*fs) с
n=4
2048/(4*fs) с
832/(4*fs) с
n=5
6144/fs с
1304/fs с
n=6
512/fs с
28/fs с
n=7
512/fs с
208/fs с
n=8
256/(4*fs) с
14/(4*fs) с
n=9
256/(4*fs) с
104/(4*fs) с
n=10
2048/(32*fs) с
112/(32*fs) с
n=11
2048/(32*fs) с
208/(32*fs) с
T
T
T
Пример 3 - " является достаточно низким" может означать, что  является самым коротким временем, в течение которого терминал может выполнять передачу в одном направлении дуплексной передачи.  также может являться периодичностью передачи некоторой последовательности в любом из сигналов - например, последовательности опорных сигналов или последовательности, предназначенной для синхронизации или обнаружения луча.
Методика категории 2 - выравнивание с переменной длиной циклических префиксов
m
n
Tcp_n(m)
Следует отметить, что общая методика в этой категории может рассматриваться как обобщение методики категории 1. Обозначим продолжительность циклического префикса символа  сигнала как . В соответствии с некоторыми вариантами осуществления в соответствии с этой категорией 2 методики продолжительности символов и циклических префиксов сигналов 1 и 2 выбирается таким образом, что:
Tcp_1(x+K)+Tsymb_1)=
Tcp_2(y+L)+Tsymb_2)=T
,
K
L
где ,  - произвольные целые числа.
K
L
и  могут быть нулем.
T
fs
T
T
fs
T
Пример 4 - Изменяющиеся циклические префиксы. Таблица 2 демонстрирует иллюстративное множество циклических префиксов для семи символов, которые находятся в пределах интервала . В этом примере продолжительность символа является постоянной среди семи символов во время 2048 отсчетов (1/). Циклические префиксы изменяются в соответствии с предварительно заданным шаблоном, в результате чего первые четыре символа в заданном интервале  имеют циклические префиксы, которые имеют длину 424 символа, в то время как следующие три символа имеют циклические префиксы длиной 416. В этом примере =2048*7+424*4 +416*3=17280/ с. Если частота отсчетов, например, составляет 30,52 МГц, то =562,5 микросекунды.
Таблица 2
<i>Tsymb_n</i>
<i>Tcp_n(m), [m=1, m=2 …]</i>
n=2
2048/fs с
x(m)/fs с, x(m)= [424, 424, 424, 424, 416, 416, 416]
Переключения направления дуплексной передачи, выровненные с периодичностью выравнивания символов
T
T
T0
T0+ZT
Z
В некоторых вариантах осуществления сетевой узел выполнен таким образом, что переключения направления дуплексной передачи, т.е., передачи между передачей/приемом в первом направлении и передачей/приемом во втором направлении, возникают в моменты времени, определенные как , причем применяемые нумерологии модуляции с несколькими несущими имеют такие временные распределения (timing), что символы в модулированных сигналах выравниваются с интервалами . Если переключение возникает в момент , тогда последующие переключения могут возникнуть только в моменты , где  - целое число.
Формирование и мультиплексирование сигналов signal_1 и signal_2
Когда используется OFDM или родственная методика модуляции с несколькими несущими, два сигнала signal_1 и signal_2 могут быть сформированы с использованием обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) или, в несколько более общем случае, обратного дискретного преобразования Фурье (IDFT). В сигнал signal_1 перед IFFT вставляются нули для соответствия ширине полосы сигнала signal_2. В сигнал signal_2 перед IFFT вставляются нули для соответствия ширине полосы сигнала signal_1. Сигнал signal_1 проходит через IFFT и фильтр, сигнал signal_2 также проходит через IFFT и фильтр. Затем сигналы накладываются друг на друга (складываются). Фиг. 10, которая подробно обсуждается ниже, иллюстрирует пример процедуры формирования сигналов, включающей в себя две схемы модуляции с несколькими несущими, первая имеет разнесение поднесущих 16,875 кГц, и вторая имеет разнесение поднесущих в четыре раза больше, т.е., 67,5 кГц. Как видно на этой фигуре, вторая схема модуляции имеет продолжительности символов, которые составляют одну четвертую от продолжительности символов первой схемы модуляции, и символы выровнены в каждом четвертом символе.
Для простоты реализации в некоторых случаях может быть выгодно добавить защитные полосы между разными сигналами. В этом случае жертвуется часть ширины полосы посредством вставки дополнительных нулей между сигналами, в результате чего группа поднесущих не несет сигнальной энергии. Это ослабляет требования к фильтрам, используемым для разделения сигналов и в передатчике, и в приемниках. В примере на фиг. 10 имеется защитная полоса из 119 узких поднесущих или приблизительно 2 МГц.
Другие возможности для суперпозиции сигналов signal_1 и signal_2
В примере, показанном на фиг. 10, два модулированных сигнала накладываются друг на друга во временной области - подробности преобразования сигнала или сигналов в аналоговую область и повышения частоты объединенного сигнала опущены, но известны тем, кто знаком с компоновкой передатчиков OFDM, например. Следует понимать, что наложение сигналов друг на друга может быть выполнено в цифровой области с использованием сигналов основной полосы или на промежуточных частотах, или в аналоговой области перед или после усилителей мощности, или при передаче, т.е., посредством передач двух (или более) сигналов от разных антенн.
Приемник, использующий известное отношение между сигналами signal_1 и signal_2 для выявления синхронизации
Поскольку символы в двух (или более) сигналах выровнены на регулярной основе, возможно использовать информацию временного распределения для одного сигнала для выявления параметров временного распределения для другого сигнала. Например, в некоторых вариантах осуществления сигнал signal_2 может содержать опорные сигналы и/или сигналы синхронизации, которые приемник может использовать для определения временного распределения символов в сигнале signal_2. Тогда приемник может выявить временное распределение границ символов в сигнале signal_1 на основе границ символов в сигнале signal_2. В частности, поскольку символы сигнала signal_1 периодически выравниваются с символами сигнала signal_2, возможно выявить границы символа сигнала signal_1 из границ символа сигнала signal_2.
LTE и новый сигнал с несколькими несущими на одной и той же основной полосе
T
Z
Z
В некоторых вариантах осуществления один из сигналов, например, сигнал signal_1 может представлять собой несущую стандарта LTE с нумерологией в соответствии со спецификацией стандарта LTE. Сигнал signal_2 может представлять собой другой сигнал с несколькими несущими, сформированный с использованием любой из ранее упомянутых нумерологий. В этом случае  предпочтительно будет равно 1 миллисекунде или 1/ миллисекунд, где  - целое число.
Фиг. 4 иллюстрирует два случая многорежимных конфигураций в качестве не ограничивающего примера настоящих раскрытой методики. Здесь определены микросубкадры - каждый микросубкадр может быть равен нескольким символам OFDM. В качестве примера один микросубкадр 410 на фиг. 4, как показано, состоит из четырех "длинных" символов 412, 414, 416 и 418 OFDM, каждый из этих символов включает в себя циклический префикс. Новая нумерология дает возможность совместимости разных режимов модуляции с несколькими несущими, характеризуемых разными разнесениями поднесущих и/или разными длинами символов. В примере, проиллюстрированном на фиг. 4, один микросубкадр 410 с узким разнесением поднесущих и соответственно длинными символами 412, 414, 416 и 418 OFDM равен четырем микросубкадрам 420 с широким разнесением поднесущих и соответственно короткими символами 422, 424, 426 OFDM и т.д. Таким образом, символы выравниваются один раз на каждый больший микросубкадр.
Следует отметить, что хотя фиг. 4 иллюстрирует примеры, в которых используются два режима модуляции с несколькими несущими, более чем два режима также могут поддерживаться в структуре OFDM со смешанным режимом. Те, кто знаком с подробностями модуляторов и демодуляторов OFDM, поймут, что выбор режима, т.е., выбор длины символа OFDM и разнесения поднесущих для заданного режима модуляции с несколькими несущими, может быть достигнут посредством подходящего выбора размера IFFT/FFT, используемого для модуляции и демодуляции сигнала, в сочетании с заданной частотой дискретизации. В стандарте LTE разнесение поднесущих фиксировано на уровне 15 кГц, и продолжительность символа установлена таким образом, что любые семь символов ("обычный" циклический префикс) или шесть символов (расширенный циклический префикс) помещаются в слот продолжительностью 500 микросекунд. В подходе, запланированном для этого нового физического уровня, режим модуляции с несколькими несущими, подобный (если не идентичный) модуляции OFDM, используемой в стандарте LTE, может использоваться в частотной полосе одновременно с одним или более другими режимами модуляции с несколькими несущими, например, с более широкими разнесениями поднесущих и более короткими длинами символов.
Одна из проблем с существующим стандартом LTE состоит в том, что он использует структуру с фиксированными субкадрами больших размеров, и это приводит к потерям ресурсов для данных очень малого размера, как это часто бывает в сценариях критической связи машинного типа (C-MTC). Кроме того, вследствие относительно грубой степени детализации во времени ресурсные блоки стандарта LTE просто не отвечают требованиям очень малого времени ожидания приложений C-MTC. Вторая проблема с существующим стандартом LTE состоит в том, что все различные службы ограничены использованием одинаковой структуры субкадра; субкадр не может быть разбит среди разных пользователей, чтобы поддержать какие-либо новые строго ограниченные во времени информационные службы для приложений C-MTC.
Обе эти проблемы решены посредством многорежимной методики, подробно описанной в настоящем документе. Приложения C-MTC могут обслуживаться, например, с помощью режима модуляции с несколькими несущими, имеющего относительно широкое разнесение поднесущих и относительно короткие длины символов OFDM, например, по сравнению с используемыми в стандарте LTE. Это, в свою очередь, обеспечивает возможность связи с этими приложениями с использованием относительно более коротких микросубкадров, таких как микросубкадры 420, показанные на фиг. 4. В то же время приложения мобильной широкополосной сети (MBB) могут обслуживаться с помощью отдельного режима модуляции с несколькими несущими, имеющего относительно более узкое разнесение поднесущих и относительно более длинные символы OFDM.
Следует понимать, что мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM) является всего лишь одним примером методики модуляции с несколькими несущими. Другие примеры включают в себя OFDM с расширением с помощью дискретного преобразования Фурье (DFTS), которое также называется множественным доступом с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA), или OFDM с предварительным кодированием. Другие примеры включают в себя модуляцию с несколькими несущими с банком фильтров (FBMC), FBMC с предварительным кодированием и обобщенное мультиплексирование с частотным разделением (GFDM). Те, кто знаком с этими методиками, признают, что цифровая обработка сигналов для каждой из этих методик будет меняться, но должны признать, что любая одна или более из этих методик модуляции с несколькими несущими могут быть использованы в многорежимных схемах, подробно описанных в настоящем документе - в соответствии с этим, когда иллюстративные варианты осуществления описываются в настоящем документе с точки зрения OFDM, описанные методики и устройства могут использовать одну или более других методик модуляции с несколькими несущими в дополнение или вместо OFDM.
Фиг. 5 иллюстрирует схему сетевого узла 30 доступа, такого как базовая станция, в соответствии с некоторыми вариантами осуществления. Сетевой узел 30 обеспечивает возможность связи между беспроводными устройствами и опорной сетью. Сетевой узел 30 доступа включает в себя схему 38 интерфейса связи, который включает в себя схему для связи с другими узлами в опорной сети, радиоузлами и/или узлами других типов в сети в целях обеспечения служб передачи данных и сотовой связи. Сетевой узел 30 доступа осуществляет связь с беспроводными устройствами через антенны 34 и схему 36 приемопередатчика. Схема 36 приемопередатчика может включать в себя схемы передатчика, схемы приемника и соответствующие схемы управления, которые совместно выполнены с возможностью передавать и принимать сигналы в соответствии с технологией радиодоступа в целях обеспечения служб сотовой связи.
Сетевой узел 30 доступа также включает в себя одну или более схем 32 обработки, которые функционально связаны со схемой 38 интерфейса связи или схемой 36 приемопередатчика. Сетевой узел 30 доступа использует схему 38 интерфейса связи для осуществления связи с сетевыми узлами и приемопередатчиком 36, чтобы осуществлять связь с пользовательским оборудованием. Для простоты обсуждения одна или более схем 32 обработки далее упоминаются как ʺсхема 32 обработкиʺ. Схема 32 обработки содержит один или более цифровых процессоров 42, например, один или более микропроцессоров, микроконтроллеров, процессоров цифровой обработки сигналов (DSP), программируемых пользователем вентильных матриц (FPGA), сложных программируемых логических устройств (CPLD), специализированных интегральных схем (ASIC) или любую их комбинацию. В более общем случае схема 32 обработки может содержать фиксированную схему или программируемую схему, которая специализированным образом конфигурируется через исполнение программных команд, реализующие функциональность, изложенную в настоящем документе, или может содержать некоторую комбинацию фиксированной и запрограммированной схем. Процессор 42 может являться многоядерным, т.е., использующим два или более ядер процессора для увеличения производительности, сокращения потребления энергии и более эффективной одновременной обработки нескольких задач.
Схема 32 обработки также включает в себя память 44. Память 44 в некоторых вариантах осуществления хранит одну или более компьютерных программ 46 и факультативно данные 48 конфигурации. Память 44 обеспечивает не изменяемое со временем запоминающее устройство для компьютерной программы 46, и она может содержать один или более типов компьютерно-читаемых носителей, таких как дисковое запоминающее устройство, твердотельное запоминающее устройство или любая их комбинация. Посредством не ограничивающего примера память 44 содержит любое одно или более запоминающих устройств из SRAM, DRAM, EEPROM и флэш-памяти, которые могут находиться в схеме 32 обработки и/или отдельно от схемы 32 обработки.
В целом память 44 содержит один или более типов компьютерно-читаемых запоминающих носителей, обеспечивающих не изменяемое со временем запоминающее устройство компьютерной программы 46 и любых данных 48 конфигурации, используемых сетевым узлом 30 доступа. Здесь "не изменяемое со временем" означает постоянное, полупостоянное или по меньшей мере временно постоянное запоминающее устройство и охватывает как долговременное запоминающее устройство в энергонезависимой памяти, так и запоминающее устройство в оперативной памяти, например, для исполнения программы.
Схема 32 обработки, одна или в комбинации с другими цифровыми аппаратными средствами, выполнена с возможностью выполнять методики модуляции с несколькими несущими (для сетевого узла 30 доступа, действующего в качестве узла передатчика) согласно настоящему описанию и/или одну или более методик демодуляции с несколькими несущими (для сетевого узла 30 доступа, действующего в качестве узла приемника) согласно настоящему описанию. Иллюстративная методика модуляции показана на фиг. 6.
N
N
c
c
Фиг. 6 иллюстрирует модуляцию OFDM, использующую обратное быстрое преобразование Фурье (IFFT) или, в более общем случае, и обратное дискретное преобразование Фурье (IDFT). Как будет разъяснено более подробно ниже, два или более одновременных экземпляра конфигурации обработки сигналов, показанной на фиг. 6, могут использоваться для многорежимной операции. Как обозначено посредством схем на фиг. 4, количество поднесущих (OFDM)  и разнесение поднесущих могут изменяться. Количество поднесущих  может составлять от менее ста до нескольких тысяч в зависимости от разнесения поднесущих, которое выбрано, и полной ширины полосы передачи.
N
a
a
N
c
0
Nc
-1
c
Как проиллюстрировано посредством фиг.6, в течение каждого временного интервала OFDM модулированных символов ,...,  подаются на преобразование 604 IDFT с размером N посредством последовательно-параллельного преобразователя 602. Размер IFFT соответствует общему количеству поднесущих, которые могут быть сформированы; фактическое количество сформированных поднесущих составляет  на фиг. 6.
x(t)
Параллельный вывод преобразования 604 IDFT преобразовывается во временную последовательность посредством параллельно-последовательного преобразователя 606. Блок 608 вставки циклического префикса вставляет копию части символа OFDM в начале символа OFDM, чтобы сделать сигнал OFDM менее чувствительным к временной дисперсии. После цифроаналогового преобразования посредством преобразователя 610 окончательный сигнал затем готовится к передаче.
r(t)
Фиг. 7 иллюстрирует демодуляцию с использованием обработки FFT или, в более общем случае, обработки DFT. Принятый сигнал  подвергается дискретизации и удалению его циклического префикса посредством блока 702 удаления циклического префикса (CP). Последовательно-параллельный преобразователь 704 подает отсчеты символа OFDM на преобразование 706 DFT с размером N, которое извлекает значения символов данных из нескольких поднесущих модулированного сигнала. Эти символы данных затем преобразовываются в последовательный поток символов данных посредством параллельно-последовательного преобразователя 708. Эти символы данных затем индивидуально демодулируются, и полученные в результате данные декодируются.
M
N
x(t)
Фиг. 8 иллюстрирует модуляцию OFDM с предварительным кодированием на основе DFT, или ODFM с расширением с помощью DFT (DFTS-OFDM), которое может упоминаться как множественный доступ с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA). Блок из  символов модуляции подается на преобразование 802 DFT с размером M. Выходные данные преобразования 802 DFT затем подаются на входы модулятора 804 OFDM, который реализован как преобразование IDFT с размером ; каждый вход модулятора 804 OFDM соответствует поднесущей полученного в результате модулированного сигнала. После преобразования IDFT во временную последовательность в модуляторе 804 блок 806 вставки циклического префикса вставляет циклический префикс. Наконец, выходной сигнал  выдается после преобразования посредством цифроаналогового преобразователя 808.
r(t)
Фиг. 9 иллюстрирует демодуляцию DFTS-OFDM, в которой принятый сигнал  обрабатывается посредством блока 902 удаления циклического префикса, преобразования 904 DFT с размером N и преобразования 906 IDFT с размером M. Следует понимать, что демодулятор DFTS-OFDM, показанный на фиг. 9, подобен демодулятору OFDM на фиг. 7, но с добавленным преобразования 906 IDFT с размером M.
Как упомянуто ранее, хотя OFDM и DFTS-OFDM описаны в качестве иллюстративной методики модуляции/демодуляции с несколькими несущими, варианты осуществления настоящего изобретения не ограничены такими методиками. Кроме того, следует отметить, что для простоты на фигурах опущена коррекция (которая может выполняться в частотной области).
Размер преобразования IFFT может быть выбран для схем модуляции с разными нумерологиями или вариантами параметров передачи. Полученные в результате назначения могут обеспечить символы с разными разнесениями поднесущих в разных участках частотной полосы одного и того же временного интервала. Например, фиг. 10 показывает два одновременно применяемых модулятора 1002 и 1004 с несколькими несущими. Модулятор 1002 работает с размером IFFT, равным 2048, и способен выдавать 2048 относительно узких модулированных поднесущих, в то время как модулятор 1004 работает с размером IFFT, равным 512. Модулятор 1004 производит до 512 поднесущих, которые в четыре раза шире, чем поднесущие из модулятора 1002, а также производит символы, составляющие одну четверть по длине.
В проиллюстрированном примере каждая из поднесущих 400-1000, формируемых модулятором 1002, имеет ширину полосы 16,875 кГц, в то время как каждая из поднесущих 280-400, формируемых модулятором 1004, имеет ширину полосы 67,5 кГц. Следует понимать, что диапазоны входов, используемых в модуляторах 1002 и 1004, выбираются таким образом, чтобы полученные в результате поднесущие не попадали друг на друга. В проиллюстрированном примере 121 относительно широкая поднесущая из модулятора 1004 соответствует участку спектра, который был бы занят поднесущими 1120-1600 модулятора 1002. Соответствующие входы модулятора, таким образом, не используются. Это обеспечивает малый промежуток в частотной области между выходами из двух модуляторов с несколькими несущими, что означает, что два модулированных сигнала могут быть просто добавлены друг к другу во временной области перед передачей. Результат состоит в том, что в заданном временном интервале схема 1002 модуляции обеспечивает более длинные блоки символов для первого не накладывающегося участка частотной полосы, в то время как схема 1004 модуляции обеспечивает более короткие блоки символов в большем количестве интервалов во втором не накладывающемся участке частотной полосы. В результате символы могут быть направлены разным узлам приемника с использованием разных разнесений поднесущих все в одном и том же временном интервале. Следует отметить, что этими узлами приемника могут являться сетевые узлы, экземпляры пользовательского оборудования или другие беспроводные устройства в различных вариантах осуществления.
Варианты осуществления настоящего изобретения обеспечивают использование разных схем модуляции с несколькими несущими для разных участков частотной полосы. В частности, это означает, что первый участок частотной полосы может содержать первый сигнал, имеющий первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, в то время как второй участок полосы одновременно содержит второй сигнал, имеющий второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличается от первого целого числа. Эти сигналы могут быть одновременно переданы в частотной полосе таким образом, что первый и второй сигналы мультиплексированы в частотной области в частотной полосе, и таким образом, что время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей мере один раз на временной интервал.
Это означает, что разнесение поднесущих и/или продолжительности символов могут отличаться в разных участках частотной полосы. Хотя в примере, показанном на фиг. 10, комбинируются две схемы модуляции с несколькими несущими, следует понимать, что это может быть распространено на три, четыре или более схем модуляции с несколькими несущими, пока нескольким модуляторам выделяются не накладывающиеся участки частотной полосы.
В соответствии с различными вариантами осуществления методик, описанных в настоящем документе, узел передатчика и/или узел приемника могут выполнять связь с использованием различных комбинаций методик модуляции и демодуляции с несколькими несущими, описанных на фиг. 6-10, или других методик модуляции с несколькими несущими. Например, если вернуться к фиг. 5, процессор 42 схемы 32 обработки сетевого узла 30 доступа может исполнить компьютерную программу 46, сохраненную в памяти 44, которая конфигурирует процессор 42 для работы сетевого узла 30 доступа в качестве узла передатчика, который выполняет модуляцию с несколькими несущими. Схема 32 обработки может содержать специализированные цифровые аппаратные средства для выполнения обработки DFT/IDFT при взаимодействии с одним или более программными процессорами в некоторых вариантах осуществления. Процессор 42, например, выполнен с возможностью формировать первый сигнал, имеющий первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, и формировать второй сигнал, имеющий второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличается от первого целого числа. Процессор 42 дополнительно выполнен с возможностью управлять схемой 36 приемопередатчика для одновременной передачи первого и второго сигналов в частотной полосе таким образом, что первый и второй сигналы мультиплексированы в частотной области в частотной полосе, и таким образом, что время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей мере один раз на временной интервал. Эта структура и функциональность могут упоминаться как схема 40 модуляции/демодуляции в схеме 32 обработки.
Фиг. 11 демонстрирует иллюстративный способ 1100 передачи многорежимного сигнала, который может быть реализован схемой 32 обработки на фиг. 10. Способ 1110 включает в себя, как показано на этапе 1110, формирование первого сигнала, имеющего первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины. Как показано на этапе 1120, способ дополнительно включает в себя формирование второго сигнала, имеющего второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличатся от первого целого числа. Наконец, как показано на этапе 1130, способ включает в себя одновременную передачу первого и второго сигналов в частотной полосе таким образом, что первый и второй сигналы мультиплексированы в частотной области в частотной полосе, и таким образом, что время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей один раз на временной интервал.
В некоторых вариантах осуществления проиллюстрированного способа первый и второй сигналы имеют первое и второе разнесения поднесущих, соответственно, причем первое и второе разнесения поднесущих отличаются друг от друга. В некоторых из этих и в некоторых других вариантах осуществления каждый интервал символа в первом сигнале содержит продолжительность символа и продолжительность циклического префикса, каждая из продолжительности циклического префикса и продолжительности символа является постоянной среди интервалов символов. В других вариантах осуществления каждый интервал символа в первом сигнале содержит продолжительность символа и продолжительность циклического префикса, причем продолжительность циклического префикса изменяется среди интервалов символов в соответствии с предварительно заданным шаблоном. Как отмечено выше, в некоторых вариантах осуществления один из первого и второго сигналов может представлять собой сигнал стандарта LTE.
Z
В некоторых вариантах осуществления предварительно заданная длина одного или более временных интервалов составляет 1/Z миллисекунд, где  - целое число. В некоторых вариантах осуществления каждый интервал символа в первом сигнале содержит первую продолжительность символов, и каждый интервал символа во втором сигнале содержит вторую продолжительность символов, отличающуюся от первой продолжительности символов, и каждая из первой и второй продолжительности символов является целым, кратным интервала дискретизации 1/(34,56 МГц), т.е. 1/34,56 микросекунды. В некоторых вариантах осуществления каждое из этих целых кратных является степенью числа два.
В некоторых вариантах осуществления один или оба из первого и второго сигналов содержит последовательность опорных сигналов, имеющую периодичность, равную предварительно заданной длине временных интервалов. В некоторых из этих и в некоторых других вариантах осуществления один или оба из первого и второго сигналов содержат сигнал синхронизации, имеющий периодичность, равную предварительно заданной длине временных интервалов или равную целому кратному предварительно заданной длины временных интервалов.
В некоторых вариантах осуществления передача, проиллюстрированная на этапе 1130 на фиг. 11, выполняется в течение одного или более интервалов передачи схемы дуплексной передачи с временным разделением (TDD), причем переключение между интервалами передачи и интервалами приема схемы TDD выполняется только в моменты переключения, разделенные целым числом временных интервалов предварительно заданной длины.
В некоторых вариантах осуществления способа, показанного на фиг. 11, формирование каждого из первого и второго сигналов содержит заполнение последовательности отсчетов данных нулями для соответствия предварительно заданной длине обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT), выполнение преобразования IFFT в отношении заполненной последовательности отсчетов данных и выполнение фильтрации выходных данных преобразования IFFT с помощью фильтра формирования импульсов. Выходные данные фильтра формирования импульсов для первого и второго сигналов затем объединяются. Заполнение в этих вариантах осуществления выполняется таким образом, что выходные данные преобразования IFFT для первого и второго сигналов мультиплексированы в частотной области. В некоторых из этих вариантов осуществления формирование каждого из первого и второго сигналов содержит выполнение быстрого преобразования Фурье (FFT) в отношении последовательности значений отсчетов для получения последовательности отсчетов данных, и упомянутое выше заполнение содержит конкатенацию последовательности отсчетов данных с предшествующими нулями, или последующими нулями, или и теми, и другими таким образом, что выходные данные преобразования IFFT для первого и второго сигналов не накладываются в частотной области.
Если еще раз вернуться к фиг. 5, процессор 42 схемы 32 обработки может исполнить компьютерную программу 46, сохраненную в памяти 44, которая конфигурирует процессор 42 для работы сетевого узла доступа в качестве узла приемника, который выполняет прием и демодуляцию многорежимного сигнала с несколькими несущими согласно настоящему описанию. Процессор 42, таким образом, например, выполнен с возможностью: принимать радиочастотный сигнал в частотной полосе с использованием приемопередатчика 36; воссоздавать из принятого радиочастотного сигнала первый сигнал, имеющий первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины; и воссоздавать из принятого радиочастотного сигнала второй сигнал, имеющий второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличается от первого целого числа; причем первый и второй сигналы в частотной области мультиплексированы в частотной полосе и накладываются во времени по меньшей мере на один из временных интервалов, и причем время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей мере один раз на временной интервал. Эта структура и функциональность также могут упоминаться как схема 40 модуляции/демодуляции в схеме 32 обработки или являться ее частью.
Фиг. 12 демонстрирует иллюстративный способ 1200 приема и демодуляции многорежимного сигнала, который может быть реализован схемой 32 обработки на фиг. 10. Способ 1200 включает в себя, как показано на этапе 1210, прием радиочастотного сигнала в частотной полосе. Как показано на этапе 1220, способ далее содержит воссоздание из принятого радиочастотного сигнала первого сигнала, имеющего первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины. Наконец, как показано на этапе 1230, способ включает в себя воссоздание из принятого радиочастотного сигнала второго сигнала, имеющего второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличается от первого целого числа. В проиллюстрированном способе первый и второй сигналы в частотной области мультиплексированы в частотной полосе и накладываются во времени по меньшей мере на один из временных интервалов, и время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей мере один раз на временной интервал.
В некоторых вариантах осуществления способ далее содержит синхронизацию с первым сигналом с использованием сигнала синхронизации, включенного в первый сигнал, определение временного распределения символов для первого сигнала на основе упомянутой синхронизации, определение временного распределения символов для второго сигнала на основе временного распределения символов для первого сигнала. Эти операции показаны на этапах 1240, 1250 и 1260 на фиг. 12.
Сетевой узел 30 доступа может упоминаться как узел, сетевой узел или узел радиосети. Сетевой узел 30 доступа может представлять собой любой вид сетевого узла доступа, который может включать в себя базовую станцию, базовую радиостанцию, базовую приемопередающую станцию, усовершенствованный узел B (узел eNodeB), узел B, узел ретрансляции, точку доступа, точку беспроводного доступа, точку радиодоступа, узел радиодоступа сверхплотной сети (UDN)/программно-конфигурируемой сети (SDN), выносной радиоблок (RRU), выносной радиоузел (RRH) и т.д.
Фиг. 13 иллюстрирует схему беспроводного устройства, такого как пользовательское оборудование 50, в соответствии с некоторыми вариантами осуществления. Чтобы облегчить объяснение, пользовательское оборудование 50 также может рассматриваться как представляющее любые беспроводные устройства, которые могут работать в сети. Пользовательское оборудование 50 может являться здесь беспроводным устройством любого типа, способным осуществлять связь с сетевым узлом или другим пользовательским оборудованием по радиосигналам. Пользовательское оборудование 50 также может представлять собой устройство радиосвязи, целевое устройство, пользовательское оборудование типа "устройство-устройство" (D2D), пользовательское оборудование машинного типа или пользовательское оборудование, способное осуществлять межмашинную связь (M2M), датчик, оборудованный пользовательским оборудованием, карманный персональный компьютер (PDA), планшет, мобильный терминал, смартфон, встроенное в ноутбук оборудование (LEE), установленное на ноутбуке оборудование (LME), USB-адаптеры, абонентское оборудование (CPE) и т.д.
Пользовательское оборудование 50 осуществляет связь с радиоузлом или базовой станцией, такими как сетевой узел 30 доступа, через антенны 54 и схему 56 приемопередатчика. Схема 56 приемопередатчика может включать в себя схемы передатчика, схемы приемника и соответствующие схемы управления, которые совместно выполнены с возможностью передавать и принимать сигналы в соответствии с технологией радиодоступа в целях обеспечения служб сотовой связи.
Пользовательское оборудование 50 также включает в себя одну или более схем 52 обработки, которые функционально связаны со схемой 56 радиоприемопередатчика. Схема 52 обработки содержит одну или более цифровых схем обработки, например, один или более микропроцессоров, микроконтроллеров, процессоров цифровой обработки сигналов (DSP), программируемых пользователем вентильных матриц (FPGA), сложных программируемых логических устройств (CPLD), специализированных интегральных схем (ASIC) или любые их комбинации. В более общем случае схема 52 обработки может содержать фиксированную схему или программируемую схему, которая специализированным образом адаптирована через исполнение программных команд, реализующие функциональность, изложенную в настоящем документе, или может содержать некоторую комбинацию фиксированной и запрограммированной схем. Схема 52 обработки может являться многоядерной.
Схема 52 обработки также включает в себя память 64. Память 64 в некоторых вариантах осуществления хранит одну или более компьютерных программ 66 и факультативно данные 68 конфигурации. Память 64 обеспечивает не изменяемое со временем запоминающее устройство для компьютерной программы 66, и она может содержать один или более типов компьютерно-читаемых носителей, таких как дисковое запоминающее устройство, твердотельное запоминающее устройство или любая их комбинация. Посредством не ограничивающего примера память 64 содержит любое одно или более запоминающих устройств из SRAM, DRAM, EEPROM и флэш-памяти, которые могут находиться в схеме 52 обработки и/или отделиться от схемы 52 обработки. В целом память 64 содержит один или более типов компьютерно-читаемых запоминающих носителей, обеспечивающих не изменяемое со временем энергонезависимое запоминающее устройство компьютерной программы 66 и любых данных 68 конфигурации, используемых пользовательским оборудованием 50.
Пользовательское оборудование 50, например, с использованием схемы 60 модуляции/демодуляции может быть выполнено с возможностью выполнять по меньшей мере методики модуляции и демодуляции, проиллюстрированные на фиг. 4-12. Например, процессор 62 схемы 52 обработки может исполнять компьютерную программу 66, сохраненную в памяти 64, которая конфигурирует процессор 62 для работы в качестве узла передатчика, как разъяснено выше для процессора 42 сетевого узла 30 доступа. Эта функциональность может быть выполнена схемой 60 модуляции/демодуляции схеме 52 обработки. Схема 52 обработки пользовательского оборудования 50, таким образом, может быть выполнена с возможностью выполнять способ модуляции с несколькими несущими, такой как способ 1100 на фиг. 11, и некоторые модификации этого способа, описанного выше.
Процессор 62 схемы 52 обработки может исполнять компьютерную программу 66, сохраненную в памяти 64, которая конфигурирует процессор 62 для работы пользовательского оборудования 50 в качестве узла приемника, как разъяснено выше для процессора 42 сетевого узла 30 доступа. Эта функциональность может быть выполнена схемой 60 модуляции/демодуляции в схеме 52 обработки. Схема 52 обработки пользовательского оборудования, таким образом, может быть выполнена с возможностью выполнять способ демодуляции с несколькими несущими, такой как способ 1200 на фиг. 12, как описано ниже, и его вариации.
В некоторых случаях узел передатчика, такой как сетевой узел 30 доступа, может быть выполнен с возможностью работать с обеими такими методиками модуляции и демодуляции, в то время как узел приемника, такой как пользовательское оборудование 50, способен лишь принимать и демодулировать символы, предназначенные для него, в соответствии только с единственной методикой модуляции с несколькими несущими.
Фиг. 14 демонстрирует иллюстративный функциональный модуль или схемную архитектуру, которые могут быть реализованы в узле, действующем в качестве передатчика, например, на основе схемы 40 модуляции/демодуляции на фиг. 5 или схемы 60 модуляции/демодуляции на фиг. 13. Иллюстрированный вариант осуществления по меньшей мере функционально включает в себя: модуль 1402 формирования первого сигнала для формирования первого сигнала, имеющего первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины; модуль 1404 формирования второго сигнала для формирования второго сигнала, имеющего второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличается от первого целого числа; и модуль 1406 передатчика для одновременной передачи первого и второго сигналов в частотной полосе таким образом, что первый и второй сигналы в частотной области мультиплексированы в частотной полосе, и таким образом, что время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей мере один раз на временной интервал.
Следует понимать, что все из нескольких вариаций описанной выше фиг. 11 в равной степени применимы к устройству, показанному на фиг. 14.
Фиг. 15 демонстрирует иллюстративный функциональный модуль или схемную архитектуру, которые могут быть реализованы в узле, действующем в качестве узла приемника, например, на основе схемы 40 модуляции/демодуляции на фиг. 5 или схемы 60 модуляции/демодуляции на фиг. 13. Проиллюстрированный вариант осуществления по меньшей мере функционально включает в себя: модуль 1502 приемника, выполненный с возможностью принимать радиочастотный сигнал в частотной полосе; модуль 1504 воссоздания первого сигнала для воссоздания из принятого радиочастотного сигнала первого сигнала, имеющего первое целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины; и модуль 1506 воссоздания второго сигнала для воссоздания из принятого радиочастотного сигнала второго сигнала, имеющего второе целое число интервалов символов в каждом из одного или более временных интервалов предварительно заданной длины, причем второе целое число отличается от первого целого числа. Эти модули выполнены с возможностью действовать на первый и второй сигналы, которые мультиплексированы в частотной области в частотной полосе и накладываются во времени по меньшей мере на один из временных интервалов, и время начала интервала символа в первом сигнале выровнено с соответствующим временем начала интервала символа во втором сигнале по меньшей мере один раз на временной интервал.
Следует понимать, что все из нескольких вариаций описанной выше фиг. 12 в равной степени применимы к устройству, показанному на фиг. 15.
Преимущество различных методик, описанных в настоящем документе, состоит в том, что они дают возможность периодического выравнивания символов двух или более сигналов в многорежимном сигнале с несколькими несущими. Это допускает операцию дуплексной передачи с временным разделением (TDD) без потери качества какого-либо из сигналов (нет частично обрезанных символов). Методики также допускают более простую реализацию схем планирования и управления, которые скоординированы по двух или более сигналам. Тот факт, что между символами двух сигналов имеет место периодическое выравнивание, упрощает алгоритмы синхронизации в приемнике - это дает возможность приемнику выявлять начальные моменты времени символов в одном сигнале на основе начальных моментов символов в другом сигнале с использованием упрощенного процесса.
В частности, специалисту в данной области техники будут очевидны модификации и другие варианты осуществления раскрытого изобретения (изобретений), обладающие преимуществом от концепции, представленной в изложенных выше описаниях и приложенных чертежах. Таким образом, следует понимать, что изобретение не должно быть ограничено конкретными раскрытыми вариантами осуществления, и предполагается, что модификации и другие варианты осуществления включены в объем этого раскрытия. Хотя в настоящем документе могут использоваться конкретные термины, они используются только в универсальном и описательном смысле, а не в целях ограничения.