ЭФФЕКТИВНАЯ ВОСХОДЯЩАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В СИСТЕМЕ БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ
EFFICIENT UPLINK FEEDBACK IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к способу передачи канала управления в системе беспроводной связи, и более конкретно к способу кодирования и отображения информации канала управления в системе беспроводной связи.
ОПИСАНИЕ ПРЕДШЕСТВУЮЩЕГО УРОВНЯ ТЕХНИКИ
Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM) - популярная технология беспроводного соединения, чтобы мультиплексировать данные в частотной области.
В системе связи многолучевой канал связи вызывает частотно-избирательное затухание. Кроме того, в мобильной беспроводной среде канал также вызывает зависящее от времени затухание. Поэтому в системе мобильной беспроводной связи, использующей OFDM, общая системная производительность и эффективность может быть улучшена посредством использования, вдобавок к планированию временной области, частотно-избирательного многопользовательского планирования. В случае частотно-избирательного многопользовательского планирования непрерывное множество поднесущих потенциально испытывает обновление, выделенное для передачи пользователю. Обновление - ситуация, где многолучевые условия служат причиной усиления радиосигнала. Вся полоса пропускания разделяется на множество поддиапазонов, и каждый поддиапазон содержит множество непрерывных поднесущих.
Система связи многоэлементной антенны, которая часто указывается как система со многими входами и многими выходами (MIMO), широко используется совместно с технологией OFDM в системе беспроводной связи, чтобы улучшить производительность системы.
В системе MIMO и передатчик и приемник оснащаются множеством антенн. Поэтому передатчик допускает передачу независимых потоков данных одновременно в той же самой полосе частот. В отличие от традиционного способа увеличения пропускной способности (т.е. объема данных, передаваемого за единицу времени) посредством увеличения полосы пропускания или увеличения общей мощности передачи MIMO технология увеличивает спектральную эффективность системы беспроводной связи посредством использования добавочной степени свободы в пространственной области благодаря множеству антенн. Поэтому MIMO технология может значительно увеличить пропускную способность и дальность передачи системы.
Когда каналы передачи между передатчиками и приемниками относительно постоянны, возможно использовать MIMO схему с обратной связью, чтобы дополнительно улучшить производительность системы. В MIMO системе с обратной связью приемник уведомляет передатчик информацией обратной связи относительно состояния канала. Передатчик использует эту информацию обратной связи совместно с другими соображениями, такими как приоритет, при планировании, доступность данных и ресурсов, чтобы оптимизировать схему передачи.
Популярная MIMO схема с обратной связью - это предварительное кодирование MIMO. C предварительным кодированием потоки данных, которые должны передаваться, предварительно кодируются, т.е. предварительно перемножаются с матрицей предварительного кодирования, до передачи множеству передающих антенн в передатчике.
В современной MIMO схеме предварительного кодирования с обратной связью, когда передатчик предварительно кодирует данные до передачи данных приемнику, передатчик уведомляет приемник информацией предварительного кодирования, такой как распознавание матрицы предварительного кодирования, посредством передачи подробной управляющей информации, которая несет информацию предварительного кодирования. Существенная проблема при этом подходе в том, что управляющая информация неэффективно расходует значительную величину системных ресурсов и ухудшает общую системную пропускную способность и емкость.
В системах пакетной беспроводной связи так называемый канал управления обычно сопровождает передачу данных. В системах Long Term Evolution третьего поколения (3G LTE) канал управления, который несет управляющий сигнал, указываемый как физический канал управления нисходящей линии связи (PDCCH) для передачи от базовой станции к устройству абонентского оборудования или физический канал управления восходящей линии связи (PUCCH) для передачи от устройства абонентского оборудования к базовой станции. PDCCH несет информацию, такую как ID абонентского оборудования (UE), информацию назначения ресурса, размер полезной нагрузки, модуляцию, информацию гибридного автоматического запроса повторной передачи (HARQ), информацию, имеющую отношение к MIMO. Проверка циклического избыточного кода, вычисляемая по управляющей информации и замаскированная посредством UE ID, может быть передана вместо явного UE ID.
Различные типы информации обратной связи от UE, переносимые в PUCCH, обобщены ниже:
- CQI информация поддиапазонов
- MIMO ранг
- Выбор антенны/уровня
- Предварительное кодирование MIMO
- ACK/NACK для передачи данных по нисходящей линии связи.
В настоящее время каждый тип управляющей информации обратной связи кодируется или модулируется и передается отдельно. Это приводит к неэффективной передаче, так как эффективное кодирование по многочисленным типам управления не может быть выполнено. Более того, если некоторые типы CRC используются для целей обнаружения ошибок, отдельные CRC требуются для каждого типа управляющей информации, что приводит в результате к чрезмерным накладным расходам.
РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Поэтому цель настоящего изобретения в том, чтобы предоставить улучшенный способ и устройство для передачи информации канала управления.
Другая цель настоящего изобретения в том, чтобы предоставить улучшенный способ и устройство для передачи канала управления, чтобы эффективно использовать ресурсы передачи.
Согласно одному из аспектов настоящего изобретения, способ для передачи информации канала управления может включать передачу опорного сигнала от первого приемопередатчика ко второму приемопередатчику; в ответ на получение опорного сигнала определение на втором приемопередатчике множества элементов канала управления на основе принятого опорного сигнала; одновременное кодирование множества элементов канала управления на втором приемопередатчике, чтобы генерировать сигнал управления; и передачу сигнала управления от второго приемопередатчика к первому приемопередатчику.
Множество элементов канала управления может включать в себя индикатор качества канального поддиапазона, индикатор ранга множественных входов и множественных выходов и выбранных уровней, индикатор предварительного кодирования множественных входов и множественных выходов, индикатор подтверждения или отрицательного подтверждения, и индикатор контроля циклическим избыточным кодом.
Когда четыре антенны используются первым приемопередатчиком, индикатор ранга множественных входов и множественных выходов и выбранных уровней может формироваться с четырьмя битами. Когда первым приемопередатчиком используются две антенны, индикатор ранга множественных входов и множественных выходов и выбранных уровней может нести два бита.
Способ может дополнительно включать предварительную настройку индикатора для ранга множественных выходов и множественных входов и выбранных уровней. В этом случае множество элементов канала управления может включать индикатор качества канальных поддиапазов, индикатор формата, индикатор предварительного кодирования множественных входов и множественных выходов, индикатор подтверждения или отрицательного подтверждения, и индикатор контроля циклическим избыточным кодом.
Способ может дополнительно включать предварительную настройку индикатора для предварительного кодирования множественных выходов и множественных входов. В этом случае множество элементов канала управления может включать индикатор качества канальных поддиапазов, индикатор формата, индикатор ранга множественных входов и множественных выходов и выбранных уровней, индикатор подтверждения или отрицательного подтверждения, и индикатор контроля циклическим избыточным кодом.
Способ может дополнительно включать предварительную настройку индикатора качества канальных поддиапазов. В этом случае множество элементов канала управления может включать индикатор формата, индикатор ранга множественных входов и множественных выходов и выбранных уровней, индикатор предварительного кодирования множественных входов и множественных выходов, индикатор подтверждения или отрицательного подтверждения и индикатор контроля циклическим избыточным кодом.
Множество элементов канала управления могут быть совместно кодированы вставкой выбранного множества концевых битов во множество элементов канала управления; кодирование концевых битов, вставленных в элементы канала управления с использованием выбранного кода; прореживание (прокалывание) закодированных элементов канала управления; модулирование прореженных элементов канала управления, чтобы генерировать множество модулированных символов одинаковой длины с использованием выбранной схемы модуляции; модулирование выбранной последовательности с использованием модулированных символов, чтобы генерировать множество модулированных последовательностей; отображение множества модулированных последовательностей на доступные передающие ресурсы; и преобразование отображенных символов в радиочастотные сигналы.
Выбранный код может быть выбран из группы, содержащей сверточные коды, сверточные коды концевой комбинации и блочные коды.
Выбранная схема модуляции может быть выбрана из группы, содержащей квадратурную фазовую манипуляцию (QPSK), двухпозиционную фазовую манипуляцию (BPSK) и квадратурную амплитудную модуляцию (QAM).
Каждая из модулированных последовательностей может быть последовательностью с постоянной амплитудой и нулевой автокорреляцией (CAZAC).
Множество модулированных последовательностей может быть отображено на доступные ресурсы передачи разделением доступных передающих ресурсов на множество ресурсных элементов одинаковой длительности во временной и частотной области, с каждым ресурсным элементом, сформированным с множеством поднесущих и числом поднесущих в каждом ресурсном элементе, равным длине каждой из множества модулированных последовательностей; выбором двух множеств ресурсных элементов в подкадре временной области для передачи канала управления, с числом ресурсных элементов в двух множествах ресурсных элементов, равным числу в множестве модулированных последовательностей, с первым множеством ресурсных элементов, расположенным на одной границе подкадра во временной и частотной области, и вторым множеством ресурсных элементов, размещенных на противоположной границе подкадра во временной и частотной области; и отображением множества модулированных последовательностей на два множества ресурсных элементов.
Множество модулированных последовательностей может быть отображено на доступные ресурсы передачи разделением доступных передающих ресурсов на множество ресурсных элементов одинаковой длительности во временной и частотной области, с каждым ресурсным элементом, сформированным с множеством поднесущих, и числом поднесущих в каждом ресурсном элементе, равным длине каждого из множества модулированных последовательностей; выбором множества непрерывных подкадров временной области для передачи канала управления, выбором двух множеств ресурсных элементов в каждом подкадре временной области, с первым множеством ресурсных элементов, размещенным на одной границе подкадра во временной и частотной области, и вторым множеством ресурсных элементов, размещенным на противоположной границе подкадра во временной и частотной области, причем соотношение между числом ресурсных элементов в двух множествах ресурсных элементов в каждом выбранном подкадре и числом модулированных последовательностей устанавливается как:
M=X*N,
где M - число модулированных последовательностей, X - число выбранных подкадров и N - число ресурсных элементов в двух множествах ресурсных элементов в каждом выбранном подкадре; и отображением множества модулированных последовательностей на выбранные ресурсные элементы в выбранных подкадрах.
Множество модулированных последовательностей может быть отображено на доступные передающие ресурсы делением доступных передающих ресурсов на множество ресурсных элементов одинаковой длительности во временной и частотной области, с каждым ресурсным элементом, сформированным с Y поднесущими, длина каждой из множества модулированных последовательностей равна Z и Y/Z=B, где B - положительное целое число; выбором двух множеств ресурсных элементов в подкадре временной области для передачи канала управления, где число ресурсных элементов в двух множествах ресурсных элементов равно числу модулированных последовательностей, с первым множеством ресурсных элементов, расположенным на одной границе подкадра во временной и частотной области, и вторым множеством ресурсных элементов, размещенным на противоположной границе подкадра во временной и частотной области; и отображением множества модулированных последовательностей на два множества ресурсных элементов, с каждым ресурсным элементом, соответствующим B модулированным последовательностям.
Альтернативно, множество элементов канала управления может быть одновременно кодировано посредством вставки выбранного множества концевых битов в множество элементов канала управления; кодирования концевых битов, вставленных в элементы канала управления с использованием выбранного кода; прореживанием закодированных элементов канала управления; модулированием прореженных элементов канала управления, чтобы сгенерировать множество модулированных символов одинаковой длины с использованием выбранной схемы модуляции; отображением множества модулированных последовательностей на доступные передающие ресурсы; и преобразованием отображенных символов в радиочастотные сигналы.
Множество модулированных последовательностей может быть отображено на доступные ресурсы передачи делением доступных передающих ресурсов на множество ресурсных элементов одинаковой длительности во временной и частотной области, с каждым ресурсным элементом, соответствующим одной поднесущей; выбором двух множеств ресурсных элементов в подкадре временной области для передачи по каналу управления, с первым множеством ресурсных элементов, расположенным на одной границе подкадра во временной и частотной области, и вторым множеством ресурсных элементов, расположенным на противоположной границе подкадра во временной и частотной области, и числом ресурсных элементов в двух множествах ресурсных элементов в подкадре, равным числу модулированных символов; и отображением множества модулированных символов на два множества ресурсных элементов.
Согласно еще одному аспекту настоящего изобретения, передатчик может быть сконструирован с генератором управляющей информации, который генерирует множество управляющих элементов; модулем вставки концевых битов, который вставляет выбранное множество концевых битов в множество элементов канала управления; модулем кодирования, который кодирует элементы канала управления с использованием выбранного кода; модулем прореживания, который прореживает закодированные элементы канала управления; первым модулятором, который модулирует прореженные элементы канала управления, чтобы генерировать множество модулированных символов с использованием выбранной схемы модуляции; модулем отображения, который отображает множество элементов управления на доступные ресурсы передачи; модулем повышающего преобразования, который преобразует отображенные символы на радиочастотные сигналы; по меньшей мере, одной антенной, присоединенной, чтобы передавать радиочастотные сигналы.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Более детальное понимание изобретения и многие из сопутствующих преимуществ этого изобретения будут более очевидны и понятны при обращении к последующему подробному описанию, при рассмотрении совместно с прилагаемыми чертежами, на которых одинаковые ссылочные позиции означают те же самые или подобные компоненты, и на которых:
фиг.1 - иллюстрация цепи приемопередатчика мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), подходящей для осуществления на практике принципов настоящего изобретения;
фиг.2 - блок-схема передатчика и приемника для OFDM системы с расширением посредством дискретного преобразования Фурье (DFT);
фиг.3 - схема размещения поднесущих для частотно-избирательного многопользовательского планирования и частотного разнесения в OFDM системе;
фиг.4 - пример частотно-избирательного планирования в OFDM системе;
фиг.5 - иллюстрация системы MIMO, подходящей для осуществления на практике принципов настоящего изобретения;
фиг.6 - иллюстрация схемы MIMO с одним кодовым словом, подходящей для осуществления на практике принципов настоящего изобретения;
фиг.7 - иллюстрация схемы MIMO с множеством кодовых слов, подходящей для осуществления на практике принципов настоящего изобретения;
фиг.8A и фиг.8B - примеры предварительного кодирования в MIMO системе предварительного кодирования, подходящие для осуществления на практике принципов настоящего изобретения;
фиг.9 - иллюстрация примера MIMO предварительного кодирования по разным поддиапазонам, подходящего для осуществления на практике принципов настоящего изобретения;
фиг.10 - иллюстрация примера MIMO ранга на разных поддиапазонах, подходящего для осуществления на практике принципов настоящего изобретения;
фиг.11 - иллюстрация примера MIMO упорядочивания по уровням на разных поддиапазонах для MIMO системы 2х2, подходящего для осуществления на практике принципов настоящего изобретения;
фиг.12 - иллюстрация цепи приемопередатчика множественного доступа с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA);
фиг.13 - схема размещения ресурсов для канала управления в системе SC-FDMA;
фиг.14 иллюстрирует способ для одновременного кодирования информации обратной связи согласно первому варианту осуществления принципов настоящего изобретения;
фиг.15 иллюстрирует пример ранга и индикатора выбранных уровней для случая четырех передающих антенн;
фиг.16 иллюстрирует способ для одновременного кодирования информации обратной связи согласно второму варианту осуществления принципов настоящего изобретения;
фиг.17 иллюстрирует детальный пример для одновременного кодирования информации обратной связи согласно второму варианту осуществления принципов настоящего изобретения;
фиг.18 иллюстрирует способ для отображения информации канала управления на ресурсы передачи согласно третьему варианту осуществления принципов настоящего изобретения;
фиг.19 иллюстрирует способ для когерентной передачи и способ когерентного приема;
фиг.20 иллюстрирует способ для отображения информации канала управления на ресурсы передачи согласно четвертому варианту осуществления принципов настоящего изобретения;
фиг.21 иллюстрирует способ для отображения информации канала управления на ресурсы передачи согласно пятому варианту осуществления принципов настоящего изобретения;
фиг.22 иллюстрирует способ для отображения информации канала управления на ресурсы передачи согласно шестому варианту осуществления принципов настоящего изобретения;
фиг.23 иллюстрирует способ для отображения информации канала управления на ресурсы передачи согласно седьмому варианту осуществления принципов настоящего изобретения;
фиг.24 иллюстрирует способ для некогерентной передачи и способ некогерентного приема; и
фиг.25 иллюстрирует способ для отображения информации канала управления на ресурсы передачи согласно восьмому варианту осуществления принципов настоящего изобретения.
ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Фиг.1 иллюстрирует цепь приемопередатчика OFDM. В системе связи с использованием OFDM технологии в цепи 110 передатчика сигналы управления или данные 111 модулируются модулятором 112 и преобразуются из последовательного кода в параллельный последовательно/параллельным (S/P) конвертором 113. Модуль 114 обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) используется, чтобы переносить сигнал из частотной области во временную область. Циклический префикс (CP) или ноль-префикс (ZP) добавляются к каждому OFDM символу модулем 116 вставки CP, чтобы избежать или уменьшить влияние, обусловленное многолучевым замиранием. В результате, сигнал передается модулем 117 обработки входных данных передатчика (Tx), таким как антенна (не показана), или в качестве альтернативы, стационарным проводом или кабелем. В цепи 120 приемника, при условии достижения идеальной временной и частотной синхронизации, сигнал, принятый модулем 121 обработки входных данных приемника (Rx), обрабатывается модулем 122 удаления CP. Модуль 124 быстрого преобразования Фурье (FFT) переносит полученный сигнал из временной области в частотную область для дальнейшей обработки.
Вся полоса пропускания в OFDM системе разделяется на узкополосные частотные каналы, именуемые поднесущими. Число поднесущих равно FFT/IFFT размеру N, используемому в системе. В общем, число поднесущих, используемых для данных, меньше чем N, поскольку некоторые поднесущие на границе частотного спектра зарезервированы как защитные поднесущие. В общем, никакая информация не передается по защитным поднесущим.
В OFDM системе с DFT-расширением данные, которые должны передаваться, сначала модулируются QAM модулятором 131. QAM модулированные символы предварительно FFT кодируются модулем 133 FFT перед отображением в модуле 135 IFFT, как показано на фиг.2. Последующая обработка сигнала подобна передатчику в примере, как показано на фиг.1, и, соответственно, ее объяснение опущено. В приемнике принятый сигнал обрабатывается, как в приемнике, показанном на фиг.1, до FFT обработки FFT модулем 143. Коррекция в частотной области (FDE) выполняется модулем 145 FDE после FFT операции. IFFT операция затем выполняется IFFT модулем 147 на откорректированных символах для получения символов модулированных данных.
В канале связи многолучевой канал связи вызывает частотно-избирательное затухание. Кроме того, в мобильной беспроводной среде канал также вызывает затухание, меняющееся во времени. Поэтому в системе мобильной беспроводной связи, использующей доступ, основанный на OFDM или OFDM с DFT-расширением, общая системная производительность и эффективность может быть улучшена посредством использования, вдобавок к планированию временной области, частотно-избирательного многопользовательского планирования. В случае частотно-избирательного многопользовательского планирования непрерывное множество поднесущих, потенциально испытывающих усиление затухания, выделяют для передачи пользователю. Усиление затухания - ситуация, где условия многолучевого распространения служат причиной усиления радиосигнала. Вся полоса пропускания разделена на множество поддиапазонов, и каждый поддиапазон содержит множество смежных поднесущих. Как показано на фиг.3, поднесущие f1, f2, f3 и f4 группируются в поддиапазон 201 для передачи пользователю в режиме частотно-избирательного многопользовательского планирования. Частотно-избирательное многопользовательское планирование обычно является выгодным для низкомобильных пользователей, для которых качество канала может отслеживаться.
Пример равномерного и частотно-избирательного планирования в OFDM системе показан на фиг.4. Как показано на фиг.4, качество сигнала пользователя 1 лучше около крайних ресурсных блоков RB#1, RB#2, RB#3, RB#8, RB#9, RB#10, RB#11 и RB#12, и качество сигнала пользователя 2 лучше около центральных ресурсных блоков RB#4, RB#5, RB#6 и RB#7. Если пользователь 1 планируется на крайних ресурсных блоках и пользователь 2 планируется на центральных ресурсных блоках, качество сигнала может быть улучшено. Индикация качества канала (CQI), передающаяся по каналу обратной связи для каждого поддиапазона от абонентского оборудования (UE), обязательна для того, чтобы делать возможным частотно-избирательное многопользовательское планирование.
Схемы MIMO используют множество передающих антенн и множество принимающих антенн, чтобы улучшить пропускную способность и надежность канала беспроводной связи. MIMO система обещает линейное увеличение пропускной способности с коэффициентом K, где K является минимальным количеством передающих (M) и приемных антенн (N), т.е. K=min(M,N). Упрощенный пример MIMO системы 4x4 показан на фиг.5. В этом примере четыре различных потока данных передается раздельно от четырех передающих антенн. Переданные сигналы принимаются четырьмя приемными антеннами. Некоторые формы пространственной обработки сигналов выполняются на принятых сигналах для того, чтобы восстановить четыре потока данных. Примером пространственной обработки сигнала является алгоритм V-BLAST с вертикальными пространственно-временными уровнями, который использует принцип последовательной компенсации помех, чтобы восстановить переданные потоки данных. Другие варианты MIMO схем включают в себя схемы, которые выполняют некоторое пространственно-временное кодирование по передающим антеннам (например, алгоритм D-BLAST c диагональными пространственно-временными уровнями), а также схемы формирования диаграммы направленности, такие как множественный доступ с пространственным разделением (SDMA).
MIMO оценка канала состоит из оценки усиления канала и фазовой информации для линий связи от каждой из передающих антенн к каждой из приемных антенн. Поэтому канал для MIMO системы MxN состоит из NxM матрицы:
(1)
где aij означает коэффициент усиления канала от передающей антенны j к принимающей антенне i. Для оценок элементов канальной матрицы MIMO отдельные контрольные (пилот-) сигналы передаются от каждой передающей антенны.
Пример схемы MIMO с одним кодовым словом дан на фиг.6. В случае передачи одного кодового слова MIMO проверка циклического избыточного кода (CRC) 152 добавляется к одиночному потоку 151 данных, и затем кодирование 153 и модуляция 154 последовательно выполняются. Кодированные и модулированные символы затем демультиплексируются 155 для передачи через множество антенн 156.
В случае MIMO передачи с множеством кодовых слов, показанной на фиг.4, поток 161 данных демупликсируется 162 в меньшие блоки потоков. Отдельные CRC 163 присоединяются к этим меньшим потоковым блокам, и затем независимое кодирование 164 и модуляция 165 выполняются на этих меньших блоках. Эти меньшие блоки затем передаются через независимые MIMO антенны 166. Должно быть отмечено, что в случае MIMO передачи с множеством кодовых слов различная модуляция и кодирование могут быть использованы на каждом индивидуальном потоке, приводящие к так называемой схеме PARC (управления скоростью по каждой антенне). Кроме того, передача множества кодовых слов допускается для более эффективного постдекодирования и компенсации помех, так как CRC проверка может быть выполнена на каждом кодовом слове, прежде чем кодовое слово компенсируется из полного сигнала. Таким образом, только корректно принятые кодовые слова компенсируются, чтобы избежать какого-либо распространения помехи в процессе компенсации.
Когда каналы передачи между передатчиками и приемниками относительно постоянны, можно использовать MIMO схему с обратной связью, чтобы дополнительно улучшить производительность системы. В MIMO схеме с обратной связью (замкнутого контура) приемник уведомляет передатчик информацией обратной связи относительно состояния канала. Передатчик использует эту информацию обратной связи совместно с другими факторами, такими как приоритет при планировании, доступность данных и ресурсов, чтобы оптимизировать схему передачи.
Популярная MIMO схема с обратной связью - это предварительное кодирование MIMO. C предварительным кодированием потоки данных, которые должны передаваться, предварительно кодируются, т.е. предварительно перемножаются с матрицей предварительного кодирования до передачи по множеству передающих антенн в передатчике.
Необязательный протокол предварительного кодирования, который использует единичное предварительное кодирование до отображения потоков данных на физические антенны, показан на фиг.8A и фиг.8B. Необязательное предварительное кодирование создает множество виртуальных антенн (VA) 171 до предварительного кодирования. В этом случае каждое кодовое слово потенциально передается через все физические передающие антенны 172. В качестве примера единичных (унитарных) матриц предварительного кодирования P1 и P2 для случая двух передающих антенн 172 может быть использовано следующее:
(2)
Предполагается, что модулированные символы S1 и S2 передаются в заданное время через поток 1 и поток 2 соответственно. Тогда модулированный символ T1 после предварительного кодирования с матрицей P1 в примере, как показано на фиг.8A, и модулированный символ T2 после предварительного кодирования с матрицей P2 в примере, как показано на фиг.8B, могут быть соответственно описаны как:
(3)
Следовательно, символы  и  будут переданы через антенну 1 и антенну 2 соответственно, когда предварительное кодирование выполнено с использованием матрицы предварительного кодирования P1, как показано на фиг.8A. Подобным образом символы  и  будут переданы через антенну 1 и антенну 2 соответственно, когда предварительное кодирование выполнено с использованием матрицы предварительного кодирования P2, как показано на фиг.8В. Должно быть отмечено, что предварительное кодирование выполняется на OFDM уровне поднесущей до IFFT операции, как проиллюстрировано на фиг.8A и фиг.8B.
Примером MIMO предварительного кодирования является предварительное кодирование, основанное на преобразовании Фурье. Матрица Фурье - это квадратная матрица NxN с элементами, заданными как:
(4)
Матрица Фурье 2x2 может быть выражена как:
(5)
Подобным образом матрица Фурье 4x4 может быть выражена как:
(6)
Различные матрицы предварительного кодирования могут быть определены посредством введения параметра смещения (g/G) в матрице Фурье, заданного как:
(7)
Множество четырех матриц Фурье 2x2 может быть определено, полагая G=4. Эти четыре матрицы 2x2 с g=0, 1, 2 и 3 записываются как:
(8)
(9)
(10)
(11)
В канале передачи от базовой станции к абонентскому оборудованию (UE), т.е. нисходящей передачи, матрица предварительного кодирования обычно определяется в зависимости от информации предварительного кодирования обратной связи, которая передается абонентским оборудованием на базовую станцию. Информация предварительного кодирования обратной связи типично включает в себя идентификатор матрицы предварительного кодирования.
Когда вся полоса пропускания в OFDM системе разделяется на множество поддиапазонов, каждый поддиапазон является множеством последовательных поднесущих, вследствие частотно-избирательного затухания в OFDM системе, оптимальное предварительное кодирование для разных поддиапазонов (SB) может отличаться, как показано в примере, проиллюстрированном на фиг.9. На фиг.9, разные SB используют разные матрицы предварительного кодирования. Поддиапазон 1 (SB1), который включает в себя непрерывные OFDM поднесущие с 1 по 64, использует матрицу предварительного кодирования; SB2, который включает в себя непрерывные поднесущие с 65 по 128, использует матрицу предварительного кодирования, и так далее. Поэтому информация обратной связи предварительного кодирования передается на основе поддиапазона. Кроме того, из-за ошибок обратной связи базовой станции также необходимо информировать абонентское оборудование об информации предварительного кодирования, используемого на передаваемых поддиапазонах. Это приводит к дополнительным непроизводительнм расходам сигнализации по нисходящей линии связи.
Кроме информации предварительного кодирования, другая форма информации обратной связи - это ранговая информация, т.е. количество MIMO уровней. MIMO уровень - пространственный канал, который может переносить символы данных. Хорошо известно, что даже когда система может поддерживать MIMO 4x4, передачи с рангом-4 (4 MIMO уровня) не всегда желательны. MIMO канал, воспринимаемый UE, как правило, ограничивает максимальный ранг, который может быть использован для передачи. В общем, для слабых пользователей в системе более низкий ранг передачи предпочтительнее, чем более высокий ранг передачи, с точки зрения пропускной способности. Кроме того, из-за частотно-избирательного затухания оптимальный ранг может быть разным на разных поддиапазонах. Как показано в примере на фиг.10, SB1 использует передачу ранга-1 передачу; SB2 использует передачу ранга-2 и т.д. Поэтому UE необходимо включить информацию ранга в информацию обратной связи на основе поддиапазона. Также из-за возможности ошибок обратной связи базовая станция дополнительно нуждается в указании переданного MIMO ранга на разных поддиапазонах. Информация ранга может также быть общей по поддиапазонам, то есть, одиночное значение ранга сообщается для всех поддиапазонов. Во всяком случае, это приводит к дополнительным непроизводительным расходам при передаче по нисходящей линии связи.
Еще одна форма MIMO информации обратной связи - информация упорядочения по уровням. В примере на фиг.11 порядок уровней для SB1, SB2, SB4, SB5 и SB8 - уровень 2 и затем уровень 1; в то время как порядок уровней для SB3, SB6 и SB7 - уровень 1 и затем уровень 2. Информация упорядочивания по уровням, как правило, передается посредством UE и также указывается базовой станцией в сигнализации управления при передаче по нисходящей линии связи. Упорядочение уровней может быть основано на качестве канала, которое они испытывают, или других подобных критериях.
Другая форма MIMO информации обратной связи, которая применяется к MIMO и не-MIMO сценариям - это выбранные поддиапазоны для передачи. В этом случае MIMO информация обратной связи, такая как предварительное кодирование, ранг, идентификаторы (ID) выбранных уровней и упорядочение по уровням, предоставляется только для выбранных поддиапазонов. В этом случае, однако, и UE, и базовая станция должны сообщать информацию по выбранным поддиапазонам.
Физический управляющий канал восходящей линии (PUCCH) в LTE системе обычно использует CAZAC Zadoff-Chu (ZC) последовательность. Zadoff-Chu (ZC) последовательность длины N определяется как:
(12)
где p - индекс последовательности, взаимно простой к N (т.е. единственный общий делитель для p и N - это 1). Для фиксированного p Zadoff-Chu (ZC) последовательность имеет свойство идеальной периодической автокорреляции (т.е. периодическая автокорреляция является нулем для всех временных смещений, иных чем ноль). Для разных p ZC последовательности не ортогональны, но показывают низкую взаимную корреляцию. Если последовательность длины N выбрана как простое число, существует N-1 различных последовательностей с периодической взаимной корреляцией между любыми двумя последовательностями независимо от временного смещения.
Обобщая, в случае Zadoff-Chu последовательности, N-1 различных последовательностей с фиксированной периодической взаимной корреляцией доступны для использования в качестве преамбул, предусматривая, что N - простое число. В дополнение, каждая последовательность имеет свойство идеальной периодической автокорреляции.
Множественный доступ с разделением частот с одной несущей (SC-FDMA), который использует модуляцию с одной несущей и коррекцию в частотной области, является методом, который имеет производительность и сложность, подобные OFDMA системам. Одно преимущество SC-FDMA состоит в том, что SC-FDMA сигнал имеет более низкое отношение пиковой и средней мощности (PAPR) из-за присущей ему структуры с одной несущей. Низкое PAPR обычно приводит к высокой эффективности усилителя мощности, что является очень важным для мобильных станций в передаче по восходящей линии связи. SC-FDMA выбирается как схема множественного доступа по восходящей линии связи в 3GPP долгосрочном развитии (LTE). Пример цепи приемопередатчика для SC-FDMA показан на фиг.12. На стороне передатчика данные или управляющий сигнал преобразуются из последовательного в параллельный (S/P) S/P-преобразователем 181. Дискретное преобразование Фурье (DFT) будет применено к данным временной области или управляющему сигналу DFT преобразователем 182 до того, как данные временной области отображаются на множество поднесущих модулем отображения поднесущих 183. Чтобы обеспечить низкое PAPR, обычно DFT выходной сигнал в частотной области будет отображен на множество последовательных поднесущих. Затем IFFT, обычно большего размера, чем DFT, будет применен IFFT преобразователем 184, чтобы преобразовать сигнал обратно во временную область. После параллельно-последовательного (P/S) преобразования P/S-преобразователем 185 циклический префикс (CP) будет добавлен модулем вставки CP 186 в данные или управляющий сигнал до того, как данные или управляющий сигнал передается на передачу модулем 187 обработки входных данных. Обработанный сигнал с добавленным циклическим префиксом часто называется блоком SC-FDMA. После этого сигнал передается через канал связи 188, например, канал многолучевого затухания в системе беспроводной связи, приемник будет выполнять обработку входных данных приемника посредством модуля 191 обработки входных данных приемника, удалять CP модулем 192 удаления CP, применять FFT посредством FFT преобразователя 194 и коррекцию в частотной области. Обратное дискретное преобразование Фурье (IDFT) 196 будет применено после того, как скорректированный сигнал восстанавливается 195 в частотной области. Выходной сигнал IDFT будет передан для дальнейшей обработки во временной области, такой как демодуляция и декодирование.
Пример распределения ресурсов для PUCCH в LTE SC-FDMA системе показан на фиг.13. Ресурсы на границе полосы выделены для канала управления. Каждый ресурсный канал для управления передачей по восходящей линии связи будет скачкообразно переходить от одного края полосы к другому краю полосы через два временных интервала внутри подкадра для реализации частотного разнесения, при сохранении свойства передачи одной несущей, так как мобильная станция только передает в пределах смежных частотных полос в любое данное время. Канал подтверждения (ACK) передается на одном из этих ресурсных каналов в случае, когда нет передачи данных по восходящей линии связи. В случае когда есть передача данных по восходящей линии связи, ACK и другие управляющие каналы восходящей линии связи могут быть мультиплексированы с передачей данных в рамках ресурсных блоков, назначенных мобильной станции.
Различные типы информации обратной связи от UE обобщаются ниже:
- Информация CQI поддиапазонов
- MIMO ранг
- Выбор антенны/уровня
- Предварительное кодирование MIMO
- ACK/NACK для передачи данных по нисходящей линии связи.
В современных схемах передачи каждый тип управляющей информации обратной связи кодируется/модулируется и передается отдельно. Это приводит к неэффективной передаче, так как эффективное кодирование по многочисленным типам управления не может быть выполнено. Более того, если некоторые типы CRC используются для целей обнаружения ошибок, отдельные CRC требуются для каждого типа управляющей информации, что приводит в результате к чрезмерным непроизводительным затратам.
В настоящем изобретении описывается схема, чтобы одновременно кодировать различные типы информации обратной связи от UE, как показано на фиг.14. Поле ”Формат” показывает длину каждого поля и представлено ли данное поле или нет. Например, ACK/NACK обратная связь может только быть представлена, если передача по нисходящей линии связи была получена, и ACK или NACK сообщение необходимо передать во время передачи управляющего сообщения обратной связи. Подобным образом в некоторых случаях одна информация обратной связи изменяется больше чем другая. В этом случае целесообразно передавать по обратной связи информацию, которая испытывает большую дельту изменения. Например, в некоторых случаях CQI информация может быть обновлена, пока не предоставляется информация о MIMO предварительном кодировании. В иных случаях информация MIMO предварительного кодирования может быть предоставлена, пока информация CQI не обновляется. Заметим, что поля сообщения показаны на фиг.14 только для целей иллюстрации. Это изобретение, безусловно, охватывает схемы, которые одновременно кодируют подмножество полей, показанных на фиг.14, и схемы, которые одновременно кодируют несколько полей сообщения, которые могут включать поля, не показанные на фиг.14.
Когда различные типы информации кодируются совместно, также возможно передавать информацию управления более эффективно. Как показано на фиг.15, информация о ранге и выбранных уровнях объединяется в одно поле. Суммарная 4-битная обратная связь (4+6+4+1=15 комбинаций) предоставляется для индикации выбора MIMO ранга и уровня для случая 4 передающих антенн (антенны 1, 2, 3 и 4) MIMO передачи. Конкретно, четыре комбинации (комбинации с 0 по 3) предоставляются для передачи Ранга-1; шесть комбинаций (комбинации с 4 по 9) предоставляются для передачи Ранга-2; четыре комбинации (комбинации с 10 по 13) предоставляются для передачи Ранга-3; и одна комбинация (комбинация 14) предоставляется для передачи Ранга-4. В случае двух передающих антенн индикация выбора MIMO ранга и уровня требует только 2 бита.
Согласно первому варианту осуществления принципов настоящего изобретения, таблица 1 перечисляет одиннадцать возможных форматов физического канала управления передачи по восходящей линии связи (PUCCH). PUCCH может содержать семь полей: "Формат", "CQI поддиапазонов", "MIMO ранг и выбранный уровень", "MIMO предварительное кодирование", "ACK/NACK", "Зарезервировано" и "CRC". PUCCH может иметь суммарно пять возможных размеров полезной нагрузки, а именно 60, 43, 36, 27 и 16 бит. Предполагается, что UE обеспечивает обратную связь, когда определены один (1), пять (5) или десять (10) поддиапазонов в полной ширине полосы. Первый возможный канал управления, т.е. канал управления 1, переносит CQI поддиапозона и информацию предварительного кодирования на основании MIMO для случая 10 поддиапазонов. Суммарный размер полезной нагрузки для канала управления 1-60 бит. Канал управления 2 переносит CQI поддиапазона, но не MIMO информацию для случая 10 поддиапазонов. Если предполагается, что информация MIMO ранга общая для поддиапазонов, нет необходимости для PUCCH, чтобы переносить информацию о MIMO ранге и выбранных уровнях. Следовательно, число битов в поле "MIMO ранг и выбранные уровни" может быть ноль (0). Размер полезной нагрузки для канала управления 2-36 бит. Канал управления 3 переносит MIMO информацию для случая 10 поддиапазонов, но не CQI информацию. Размер полезной нагрузки для канала управления 3-36 бит. UE может передавать канал управления 2 и канал управления 3 альтернативно, чтобы предоставить Узлу-B (то есть, базовой станции) информацию как по CQI поддиапазону, так и по предварительному кодированию, основанному на поддиапазоне. 1-битовая индикация формата сообщает Узлу-B, какая информация переносится в данное время. Альтернативная передача канала управления 2 и канала управления 3 позволяет UE передавать с меньшей мощностью по сравнению со случаем, где UE использует канал управления 1 для передачи как информации CQI поддиапазона, так и информации предварительного кодирования поддиапазона. Узлу-B не требуется слепо декодировать между каналом управления 2 и каналом управления 3 ввиду наличия 1-битового индикатора формата.
Канал управления 4 используется, когда UE передает по каналу обратной связи CQI поддиапазона с общей информацией предварительного кодирования MIMO для случая 10 поддиапазонов. Канал управления 7 с таким же размером полезной нагрузки (т.е. 43 бита) используется, когда UE передает по каналу обратной связи CQI поддиапазона и также основанную на поддиапазоне MIMO информацию предварительного кодирования MIMO для случая 5 поддиапазонов. 1-битовый индикатор формата проводит различие между каналами с номером 4 и 7.
Каналы управления 5, 6, 8 и 9 имеют такой же 27-битовый размер полезной нагрузки и отличаются 2-битовым полем индикатора формата. Канал управления 5, например, используется, когда UE передает по каналу обратной связи среднюю CQI и общее предварительное кодирование, которое является фактически случаем одного поддиапазона.
Оставшиеся 2 канала управления, а именно канал управления 10 и канал управления 11, используются для передачи по обратной связи средней CQI и в отсутствие MIMO предварительного кодирования. Различие между каналом управления номер 10 и 11 в том, что 10 не переносит ACK/NACK поле. Канал номер 11 переносит 2-битное ACK/NACK поле и уменьшает гранулированность 3-битного CQI поля. Оба канала управления переносят в общем 16 бит.
В других вариантах осуществления, не описанных здесь, может быть определен другой PUCCH формат, переносящий среднюю CQI и предварительное кодирование поддиапазона. Также возможно добавить другие поля в PUCCH, такие как запросы ресурса по восходящей линии связи, таким образом, создавая дополнительные форматы управления. К тому же когда ACK/NACK не предполагается, 2-битное ACK/NAC поле может быть использовано для других назначений, таких как отправка запросов ресурса и т.д. Подобным образом, когда используются две передающие антенны MIMO, MIMO ранг и поле выбора уровня требуют только 2-бита, и поэтому оставшиеся 2-бита могут быть использованы для других типов обратной связи по восходящей линии связи или делая доступным больше битов для некоторых из полей, таких как CQI поле.
Таблица IФорматы канала управления PUCCH по восходящей линии связи
Канал управления №
Формат
CQI поддиа-пазона
MIMO ранг и выбранные уровни
Предвари-тельное кодирование MIMO
ACK/NACK
Зарезерви-ровано
CRC
Всего бит
CQI поддиапазона и предварительное кодирование поддиапазона (10 поддиапазонов)
1
0
25
4
20
2
1
8
60
CQI поддиапазона и нет MIMO информации (10 поддиапазонов)
2
1
25
0
0
2
0
8
36
MIMO и ACK/NACK (нет CQI информации) (10 поддиапазонов)
3
1
0
4
20
2
1
8
36
CQI поддиапазона и общее предварительное кодирование поддиапазона (10 поддиапазонов)
4
1
25
4
3
2
0
8
43
Среднее CQI и общее предварительное кодирование (1 поддиапазон)
5
2
5
4
3
2
3
8
27
Среднее CQI и нет (постоянное) предварительного кодирования (1 поддиапазон)
6
2
5
4
0
2
6
8
27
CQI поддиапазона и предварительное кодирование поддиапазона (5 поддиапазонов)
7
1
15
4
10
2
3
8
43
CQI поддиапазона и нет MIMO информации (5 поддиапазонов)
8
2
15
0
0
2
0
8
27
MIMO и ACK/NACK (нет CQI информации) (5 поддиапазонов)
9
2
0
4
10
2
1
8
27
Среднее CQI, нет (постоянное) предварительного кодирования, нет ACK/NACK
10
1
5
2
0
0
0
8
16
Среднее CQI (3 бита с уменьшенным уровнем гранулярности), нет предварительного кодирования, 2 бита ACK/NACK
11
1
3
2
0
2
0
8
16
Во втором варианте осуществления согласно принципам настоящего изобретения, как показано на фиг.16, PUCCH сперва передается в модуль 210 вставки концевых битов. Концевые биты являются неизменной последовательностью битов, добавленных к концу блока данных, чтобы установить сверточный кодер 212 в предопределенное состояние. Далее, PUCCH сверточно кодируется сверточным кодером 212. Кодированная информация прореживается, как необходимо, модулем 214 Прореживания/Повторения. После S/P преобразования модулем 216 S/P преобразования, информация модулируется модулятором 218, используя квадратурную фазовую (QPSK) модуляцию. Модулятор 220 последовательности с постоянной амплитудой и нулевой автокорреляцией (CAZAC) затем модулирует комплексно-модулированные символы, используя CAZAC последовательность. CAZAC последовательность используется как пример, и модуляция с другими последовательностями также возможна. FFT операция выполняется FFT преобразователем 222 на модулированной CAZAC последовательности, и результирующие выборки отрображаются модулем отображения 224 на ресурсы PUCCH поднесущей на входе IFFT 226. После добавления циклического префикса результирующий сигнал преобразовывается в RF модулем 228 повышающего преобразования и передается, по меньшей мере, через одну антенну. Должно быть отмечено, что могут быть использованы другие форматы модуляции, иные чем QPSK, такие как двухпозиционная фазовая модуляция (BPSK) и 16-квадратурная амплитудная модуляция (QAM). Более того, могут быть использованы схемы кодирования, другие чем сверточное кодирование, такие как сверточные коды концевых битов или различные типы кодовых блоков. Также один или более шагов в процессе могут быть пропущены. Например, в некоторых вариантах осуществления модулированные символы могут быть непосредственно FFT предварительно кодированы и отображены на физический ресурс без необходимости модуляции CAZAC последовательностью. В другом варианте осуществления, операция FFT предварительного кодирования может быть пропущена.
В примерном варианте осуществления согласно принципам настоящего изобретения, как показано на фиг.17, 8 концевых битов добавляются к 36-битной PUCCH информации, и информация сверточно кодируется со скоростью кодирования 1/3. Это приводит к суммарным 132 кодированным битам. На следующем шаге 36 битов прореживаются, обеспечивая 96 кодированных битов. Эти 96 битов QPSK модулируются, приводя к 48 комплексно-модулированным символам. Каждый комплексно-модулированный символ дополнительно модулирует CAZAC последовательность, и результирующие 48 последовательностей отображаются на 48 элементов физических ресурсов.
Согласно третьему варианту осуществления принципов настоящего изобретения, пример PUCCH отображения физических ресурсов показан на фиг.18. В третьем варианте осуществления настоящего изобретения предусматривается когерентная модуляция, использующая QPSK. Как показано на фиг.19, в случае когерентной передачи CAZAC последовательность модулируется с модулированными символами, и контрольные или опорные сигналы передаются, чтобы способствовать оценке канала в приемнике. В случае когерентного приема оценка канала выполняется на основе принятых контрольных или опорных сигналов. Оценки канала затем используются, чтобы выполнять коррекцию в частотной области (FDE) принятых PUCCH символов данных. Скорректированные модулированные выборки на выходе FDE демодулируются с использованием CAZAC последовательности, чтобы получить переданные PUCCH символы модулированных данных. В когерентной модуляции, использующей QPSK, два бита могут переноситься одиночной последовательностью. Относительно отображения PUCCH ресурсный элемент (RE) определяется как один RB на одиночный SC-FDMA блок или OFDM символ. В примере на фиг.18 PUCCH отображается на сорок восемь (48) RE, то есть PUCCH передается по четырем (4) RB в двенадцати (12) SC-FDMA блоках. Каждый QPSK символ модулирует CAZAC последовательность длиной двенадцать (12) и каждая модулированная CAZAC последовательность отображается на один RE (12 поднесущих).
В четвертом варианте осуществления согласно принципам настоящего изобретения, показанном на фиг.20, PUCCH отображается на 4 подкадрах с одним RB, используемым в каждом подкадре. Каждая CAZAC последовательность имеет длину 12 и отображается на 12 поднесущих. Существует 12 SC-FDMA блоков внутри подкадра. Следовательно, 12 CAZAC последовательностей переносятся внутри подкадра. Каждый подкадр переносит двенадцать модулированных CAZAC последовательностей с четырьмя подкадрами, переносящими сорок восемь модулированных CAZAC последовательностей. Это допускает некоторое временное разнесение в передаче PUCCH. Также для меньшей ширины полосы общее количество RB мало, и по этой причине расширение PUCCH во времени позволяет использовать меньшее количество RB на подкадр.
В пятом варианте осуществления, в соответствии с принципами настоящего изобретения, могут быть использованы различная длина CAZAC последовательностей. Например, фиг.21 показывает случай, где используются CAZAC последовательности длиной 6. В этом случае все 48 модулированных CAZAC последовательностей передаются по 2 ресурсным блокам (RB), т.е. по 24 ресурсным элементам. В этом случае каждый ресурсный элемент содержит 12 поднесущих, содержащих 2 CAZAC последовательности длиной 6 каждая.
В шестом варианте осуществления согласно принципам настоящего изобретения, показанном на фиг.22, PUCCH отображается на 4 поднесущие в 12 SC-FDMA блоках без модуляции CAZAC последовательностью. 4 поднесущие в 12 SC-FDMA блоках предоставляют 48 поднесущих, которые используются, чтобы переносить 48 QPSK модулированных символов из PUCCH.
В седьмом варианте осуществления согласно принципам настоящего изобретения на фиг.23, множество CAZAC последовательностей длиной 256, т.е. 256 возможных CAZAC последовательностей, передаются по двести пятидесяти шести поднесущим в двенадцати SC-FDMA блоках. Каждый из 256 возможных CAZAC последовательности имеет 256 элементов. В отличие от предыдущих вариантов осуществления, седьмой вариант осуществления использует некогерентную передачу. Как показано на фиг.24, в случае некогерентной передачи CAZAC последовательность отображается на поднесущие на входе IFFT. Когда используется FFT предварительное кодирование, CAZAC последовательность отображается на входе FFT, и выборки на выходе FFT отображаются на поднесущие на входе IFFT. В случае некогерентного приема приемное устройство выполняет операцию корреляции на полученных выборках частотной области со всеми возможными предполагаемыми CAZAC последовательностями. После этого принимается решение на полученной CAZAC последовательности на основе порогового критерия. Поскольку принимается одна последовательность из множества возможных последовательностей, принятая последовательность указывает информационные PUCCH биты. Каждая из 256 возможных CAZAC последовательностей может быть представлена 8-битными данными, так как 28=256. Среди 256 CAZAC последовательностей выбирается одиночная последовательность, чтобы передаваться по каждому из двенадцати SC-FDMA блоков. Это позволяет переносить 8 битов в каждом SC-FDMA блоке с всего 96 кодированными битами в этих двенадцати SC-FDMA блоках (12х8=96). Должно быть отмечено, что в этом случае некогерентное обнаружение может быть выполнено на переданных последовательностях, не требуя контрольных или опорных сигналов, передаваемых с PUCCH.
В седьмом варианте осуществления, согласно принципам настоящего изобретения на фиг.25, две CAZAC последовательности длиной 16, т.е. шестнадцать возможных CAZAC последовательностей, передаются по тридцати двум поднесущим в каждом из двенадцати (12) SC-FDMA блоков. Из шестнадцати CAZAC последовательностей одна последовательность передается, используя 16 поднесущих в каждом SC-FDMA блоке. Это позволяет передавать 4 бита в каждой из 16 поднесущих в каждом SC-FDMA блоке. Следовательно, все 96 закодированных битов могут быть перенесены по 32 поднесущим в 12 SC-FDMA блоках (12×2×4=96). Должно быть отмечено, что в этом случае некогерентное обнаружение может быть выполнено на переданных последовательностях, не требуя контрольных или опорных сигналов, передаваемых с PUCCH.
Базовая станция, также указываемая как eNode-B в LTE системе, может задать конфигурацию, сколько PUCCH каналов UE может использовать. В случае когда eNode-B позволяет UE использовать все возможные PUCCH форматы, перечисленные в таблице-I, необходимы все 5 декодирований вслепую для 5 размеров полезной нагрузки на eNode-B. Однако всего поддерживается одиннадцать различных действующих PUCCH форматов, и некоторые из форматов различаются использованием 1 или 2-битного поля формата и поэтому не требуют добавочных декодирований вслепую.
Должно быть отмечено, что когда ACK/NACK передается совместно кодированным с другой информацией, после безуспешного CRC, eNode-B должен интерпретировать любой ACK/NACK, переданный в это время, как сигнал NACK.
В случаях где добавочные SC-FDMA блоки используются для других целей, таких как зондирование опорного сигнала (RS), добавочное прореживание кодированных символов может быть выполнено, или большее количество RB или поднесущих может быть выделено для PUCCH.