ОБНАРУЖЕНИЕ ПРЕАМБУЛЫ И ОЦЕНКА ВРЕМЕНИ ПРИХОДА ПРЕАМБУЛЫ ПРОИЗВОЛЬНОГО ДОСТУПА ОДНОТОНАЛЬНОГО СИГНАЛА СО СКАЧКООБРАЗНОЙ ПЕРЕСТРОЙКОЙ ЧАСТОТЫ
PREAMBLE DETECTION AND ESTIMATE OF ARRIVAL TIME OF RANDOM ACCESS PREAMBLE OF SINGLE-TONE SIGNAL WITH FREQUENCY HOPPING

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение в целом относится к сетям связи и более конкретно — к процессору приемника основной полосы и способу для осуществления обнаружения преамбулы и оценки времени прихода (ToA) преамбулы произвольного доступа однотонального сигнала со скачкообразной перестройкой частоты, например, физического канала произвольного доступа (NPRACH) узкополосного интернета вещей (NB-IoT).
Уровень техники
Узкополосный интернет вещей (NB-IoT) представляет собой новую активно развивающуюся технологию сотовой связи, которая обеспечит улучшенное покрытие для огромного количества недорогих устройств с низкой пропускной способностью с незначительным энергопотреблением в устойчивых к задержкам в приложениях. Для NB-IoT физического канала произвольного доступа (NPRACH) был разработан новый однотональный сигнал со скачкообразной перестройкой частоты.
Пользователи сети и IoT ассоциированы с новыми требованиями к сотовой сети, например, в отношении стоимости устройства, срока службы батареи и области покрытия. Весьма желательным является снижение стоимости устройства и модуля за счет использования системы на кристалле (SoC) со встроенным усилителем мощности (PA). Однако вполне возможно, что современная PA технология позволит передавать сигнал с мощностью 20-23 дБм, когда PA интегрирован в SoC. Это ограничение сокращает «покрытие» восходящей линии связи, что связано с уровнем допустимых потерь в канале связи между пользовательским терминалом и базовой станцией. Чтобы максимизировать область покрытия, обеспечиваемую интегрированным PA, необходимо уменьшить отсрочку PA. PA отсрочка необходима в случае, когда сигнал связи не имеет отношения пикового и среднего уровня мощности (PAPR) равным 1:1. Чем выше значение PAPR, тем требуется больше РА отсрочки. Более высокое значение PA отсрочки также приводит к снижению эффективности РА и, следовательно, к сокращению срока службы батареи. Таким образом, для беспроводных технологий IoT разработка коммуникационного сигнала восходящей линии связи, который имеет как можно более низкое значение PAPR, имеет решающее значение для достижения требуемых функциональных характеристик, относящихся к стоимости устройства, сроку службы батареи и размеру области покрытия.
В настоящее время 3GPP стандартизирует NB-IoT технологии. Существующие экосистемы стандарта «Долгосрочное развитие» (LTE) (поставщиков и операторов) оказывает существенную поддержку разработке существующих спецификаций LTE для рассмотрения необходимых NB IoT признаков. Данный аспект мотивирован вопросом времени выхода на рынок, поскольку решение NB-IoT на основе LTE может быть стандартизировано и разработано в более короткие сроки. Однако функционирование LTE восходящей линии связи основано на модуляции с множественным доступом с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA) для каналов передачи данных и каналов управления восходящей линии связи и сигнала Zadoff-Chu случайного доступа. Ни один из этих сигналов не имеет приемлемого значения PAPR.
Для решения вышеупомянутой технической задачи в 3GPP был предложен и принят новый сигнал преамбулы произвольного доступа. Новый сигнал преамбулы произвольного доступа называют однотональным сигналом со скачкообразной перестройкой частоты NB-IoT PRACH (NPRACH). (См. примечания председателя RAN1, совещание 3GPP TSG RAN WG1 № 84 г. Сент-Джулианс, Мальта, с 15 по 19 февраля 2016 г.). Генерация сигнала преамбулы произвольного доступа включает в себя конкатенацию N групп символов преамбулы, причем каждый символ преамбулы содержит один тональный сигнал. NPRACH использует следующий шаблон скачкообразной перестройки, который формирует, по меньшей мере, четыре различные частоты поднесущих. Скачкообразную перестройку фиксированного размера внутреннего уровня применяют в каждой из четырех групп символов. Скачкообразную перестройку одной поднесущей первого уровня используют между первой и второй группами символов и между третьей и четвертой группами символов. Кроме того, две скачкообразные перестройки одной поднесущей зеркально отражаются, то есть, если первая скачкообразная перестройка является «Вверх», то вторая скачкообразная перестройка является «Вниз» и vice versa. Скачкообразная перестройка 6-поднесущих второго уровня используется между второй и третьей группами символов. Псевдослучайную скачкообразную перестройку внешнего уровня применяют между группами из четырех групп символов.
Новый NPRACH сигнал является однотональным и имеет чрезвычайно низкое значение PAPR и, таким образом, в наибольшей степени уменьшает потребность в отсрочке PA и максимизирует эффективность PA. Новый NPRACH сигнал совместим с SC-FDMA и ортогональным множественным доступом с частотным разделением (OFDMA), как и в любом интервале OFDM символов, новый NPRACH сигнал имеет структуру OFDM сигнала с одной поднесущей.
В одном варианте осуществления узел радиосети, такой как базовая станция, принимает NPRACH сигнал из устройства беспроводной связи, и процессор основной полосы частот в узле радиосети обрабатывает принятый сигнал с целью обнаружения преамбулы произвольного доступа, которая содержит множество групп символов, причем каждая из групп символов содержит один тональный сигнал во время другого временного ресурса в соответствии с шаблоном скачкообразной перестройки частоты, по которому один тональный сигнал перестаивают на разных частотных расстояниях в разных группах символов, причем каждая группа символов содержит один или несколько символов.
Следует отметить, что для сигнала на одной поднесущей OFDM сигнал идентичен SC-FDMA сигналу. Дополнительно, шаблоны скачкообразной перестройки частоты тщательно разработаны таким образом, что (1) базовая станция может выполнить точную оценку времени прихода, (2) частотные ресурсы могут быть полностью использованы PRACH при сохранении ортогональности разных преамбул.
Сущность изобретения
Новый однотональный сигнал со скачкообразной перестройкой частоты NPRACH требует новых алгоритмов приемника для обнаружения преамбулы и оценки времени прихода (ToA). Традиционные алгоритмы корреляции для Zadoff-Chu последовательности на основании PRACH в LTE не применяют к процессу обнаружения преамбулы NPRACH и оценке ToA в NB-IoT. Настоящее изобретение предоставляет алгоритмы приемника для обнаружения преамбулы и оценки времени прихода для преамбул произвольного доступа однотонального сигнала со скачкообразной перестройкой частоты, таких как NPRACH в NB-IoT. Алгоритмы обеспечивают очень высокую скорость обнаружения, очень низкую частоту ложных сигналов тревоги и точную оценку времени прихода в NPRACH, которые важны для правильной работы систем NB-IoT. Алгоритмы предлагают различные компромиссы производительности и сложности и обеспечивают важные рекомендации по внедрению сетевого оборудования, такого как базовые станции.
В одном варианте осуществления изобретение относится к способу в процессоре основной полосы частот приемника для выполнения обнаружения преамбулы и оценки TоA для преамбулы произвольного доступа однотонального сигнала со скачкообразной перестройкой частоты. Способ включает в себя процесс обработки принятого сигнала посредством быстрого преобразования Фурье (FFT) и идентификацию логических тональных сигналов. Для каждого логического тонального сигнала способ включает в себя считывание принятых символов; определение оценки ToA; формирование статистических данных на основании оценки ToA; сравнение статистических данных с пороговым значением преамбулы; и когда статистические данные превышают или равны пороговому значению, обнаружение наличия преамбулы и использование оценки ToA для выдачи команды опережения.
В другом варианте осуществления изобретение относится к приемнику для выполнения обнаружения преамбулы и оценки ToA для преамбулы произвольного доступа однотонального сигнала со скачкообразной перестройкой частоты. Приемник включает в себя радиомодуль приемника для приема радиочастотного (RF) сигнала; и процессор основной полосы частот для обработки принятого радиочастотного сигнала. Процессор основной полосы частот включает в себя схему обработки, выполненную с возможностью выполнять FFT процесс обработки принятого сигнала и идентифицировать логические тональные сигналы, и для каждого логического тонального сигнала считывать принятые символы; определять оценку ToA; формировать статистические данные на основании оценки ToA; сравнить статистические данные с пороговым значением преамбулы; и в случае, когда статистические данные превышают или равны пороговому значению, обнаруживать наличие преамбулы и использовать оценку ToA для команды опережения.
Дополнительные признаки различных вариантов осуществления приведены в зависимых пунктах формулы изобретения. Дополнительные выгоды и преимущества вариантов осуществления будут очевидны из следующего описания и сопутствующих чертежей.
Краткое описание чертежей
С целью иллюстрации одного или нескольких примерных вариантов осуществления настоящего изобретения предложены к рассмотрению сопроводительные чертежи, которые составляют часть спецификации. Различные преимущества и признаки настоящего изобретения будут поняты из нижеследующего раздела «Подробное описание», совместно с прилагаемой формулой изобретения и со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых:
фиг.1 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую общий способ оценки времени прихода (ToA) и обнаружения преамбулы в примерном варианте осуществления настоящего изобретения;
фиг.2 является иллюстративным чертежом, иллюстрирующим пример FFT процесса обработки принятого сигнала, выполненный на этапе 11 на фиг.1;
фиг.3 является иллюстративным чертежом примерной PRACH группы символов, имеющей пять символов;
фиг. 4 является иллюстративным чертежом, иллюстрирующим пример взаимосвязи логических тональных сигналов с физическими тональными сигналами;
фиг.5 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую примерный вариант осуществления, в котором совместно оценивают ToA и остаточное смещение несущей частоты (CFO);
фиг.6 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую примерный вариант осуществления, в котором отдельно оценивают ToA и остаточное CFO в двухэтапном процессе;
фиг.7 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую первый примерный вариант осуществления для оценки остаточного CFO на этапе 61 на фиг. 6;
фиг.8 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующая второй примерный вариант осуществления для оценки остаточного CFO на этапе 61 на фиг. 6;
фиг.9 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую третий примерный вариант осуществления для оценки остаточного CFO на этапе 61 на фиг. 6;
фиг.10 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую первый примерный вариант осуществления оценки ToA на этапе 62 на фиг. 6;
фиг.11 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую второй примерный вариант осуществления оценки ToA на этапе 62 на фиг. 6;
фиг.12 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую примерный вариант осуществления для определения грубой оценки времени на этапе 111 на фиг. 11;
фиг.13 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую первый примерный вариант осуществления для определения точной оценки времени на этапе 112 фиг. 11;
фиг.14 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую второй примерный вариант осуществления для определения точной оценки времени на этапе 112 фиг. 11; и
фиг.15 представляет собой упрощенную блок-схему процессора основной полосы частот приемника в примерном варианте осуществления настоящего изобретения.
Подробное описание
Настоящее изобретение предоставляет новые алгоритмы приемника для обнаружения преамбулы и оценки времени прихода (ToA) при использовании однотонального сигнала со скачкообразной перестройкой частоты NPRACH.
В нижеследующем описании изложено множество конкретных деталей в отношении одного или нескольких вариантов осуществления настоящего изобретения. Однако следует понимать, что один или несколько вариантов осуществления могут быть осуществлены на практике без таких конкретных деталей. В других случаях с целью упрощения изложения примерных вариантов осуществления, хорошо известные схемы, подсистемы, компоненты, структуры и способы не были подробно показаны. Соответственно, специалисту в данной области техники будет понятно, что варианты осуществления настоящего изобретения могут быть осуществлены на практике без таких конкретных деталей.
Один или несколько вариантов осуществления настоящего изобретения могут быть реализованы с использованием различных комбинаций программного обеспечения и программно-аппаратного обеспечения или аппаратного обеспечения. Таким образом, один или несколько способов, показанных на чертежах (например, блок-схемы алгоритма), могут быть реализованы с использованием кода и данных, сохраненных и выполненных на одном или нескольких электронных устройствах или узлах.
В существующей LTE структуре произвольного доступа, произвольный доступ служит для реализации множества целей, таких как начальный доступ при установлении канала радиосвязи, планирование запросов и т.д. В частности, основной задачей случайного доступа является достижение синхронизации восходящей линии связи, что важно для поддержания ортогональности восходящей линии связи в LTE. Чтобы сохранить ортогональность между различными устройствами пользователя (UEs) в системе OFDMA или SC-FDMA, время прихода (ToA) каждого сигнала UE должно находиться в пределах циклического префикса (CP) сигнала OFDMA или SC-FDMA на базовой станции.
В LTE произвольный доступ может быть либо основан, либо на конкуренции, либо без конкуренции. Процедура произвольного доступа, основанная на конкуренции, состоит из четырех этапов: (1) UE передает преамбулу произвольного доступа (PRACH), которую принимает eNodeB (eNB); (2) eNB передает ответ на случайный доступ; (3) UE передает запрос доступа (плановая передача); и (4) eNB принимает решение на основании конкуренции и предоставляет разрешение восходящей линии связи. Обратите внимание, что только этап 1 включает в себя обработку на физическом уровне, специально предназначенную для произвольного доступа, в то время как остальные этапы 2-4 выполняют ту же обработку на физическом уровне, которую используют для передачи данных по восходящей линии и нисходящей линии связи. Для произвольного доступа без конкуренции UE использует зарезервированные преамбулы, назначенные базовой станцией. В этом случае, разрешение конфликта не требуется, и поэтому выполняют только этапы 1 и 2.
NB-IoT PRACH выполняет аналогичные функции, как в LTE, и повторно использует процедуру произвольного доступа в LTE. На этапе 1 процедуры произвольного доступа на основе конкуренции, преамбула PRACH не занимает весь сегмент произвольного доступа, оставив некоторое время в качестве защитного интервала (GT). Для UE, близкого к eNB, GT может следовать за преамбулой. Для UE на границе соты, GT может предшествовать преамбуле. Как обсуждалось ранее, чтобы максимизировать РА эффективность и покрытие, желательно, чтобы PRACH преамбулы были максимально приближены к постоянной огибающей. Кроме того, PRACH преамбулы должны иметь структуру, обеспечивающую точную оценку времени прихода базовыми станциями. В приведенном ниже описании термины «PRACH сигнал» и «PRACH преамбула» используются взаимозаменяемыми.
Фиг.1 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую общий способ оценки времени прихода (ToA) и обнаружения преамбулы для преамбулы произвольного доступа однотонального сигнала со скачкообразной перестройкой частоты в примерном варианте осуществления настоящего изобретения. Способ может быть выполнен в процессоре основной полосы частот приемника. На этапе 11 процессор FFT обрабатывает принятый сигнал и идентифицирует логические тональные сигналы. Для каждого логического тонального сигнала процессор выполняет этапы с 12 по 18. На этапе 12 считывают принятые символы на каждом логическом тональном сигнале. На этапе 13 определяют оценку времени прихода (ToA). На этапе 14 формируют статистические данные на основании оценки ToA. На этапе 15 сравнивают статистические данные с пороговым значением. На этапе 16 определяют, больше или равны статистические данные пороговому значению. Если это так, то способ переходит к этапу 17, где процессор определяет наличие преамбулы и использует оценку ToA для команды времени задержки ответного сигнала. Когда статистические данные меньше порогового значения, то способ может переходить вместо этого на этап 18, где процессор отбрасывает оценку ToA.
Фиг.2 представляет собой иллюстративный чертеж, иллюстрирующий пример FFT процесса обработки принятого сигнала, выполненный на этапе 11 на фиг.1. FFT окна показаны для обработки PRACH группы символов, состоящей из циклического префикса (CP) и 5 символов.
Фиг.3 представляет собой иллюстративный чертеж одного примера базовой структуры PRACH 31 группы символов, имеющей CP и 5 символов. Группа символов в основном представляет собой один тональный сигнал OFDM сигнала. Однако, в отличие от традиционного OFDM символа, где часть, отличная от СР, состоит из одного символа, часть, отличная от СР PRACH группы символов может состоять из одного или нескольких символов. В существующих 3GPP спецификации указано, что один CP (длиной 266,7 мкс или 66,7 мкс) и пять символов (0, 1, 2, 3, 4) составляют базовую группу символов.
Ряд групп OFDM символов, каждая из которых показана на фиг.3, объединяют для формирования PRACH преамбулы. Но частотные позиции групп символов одной и той же PRACH преамбулы изменяют в соответствии с некоторыми шаблонами скачкообразной перестройки частоты.
Фиг.4 является иллюстративным чертежом, иллюстрирующий пример взаимосвязи логических тональных сигналов и физических тональных сигналов. Вертикальная ось указывает частотную область, где каждый блок указывает тональный сигнал. Горизонтальная ось указывает временную область, где каждый блок является одной группой символов. Таким образом, каждый прямоугольник указывает частотно-временную позицию группы символов, структура которой проиллюстрирована на фиг.3. На чертеже показаны 48 физических тональных сигналов и на чертеже может быть 48 логических тональных сигналов. В качестве примера на чертеже выделен один логический тональный сигнал, называемый логическим тональным сигналом «0», в то время как другие логические тональные сигналы не показаны. Прямоугольники, обозначенные как «0» вместе, составляют логический тональный сигнал «0».
Как отмечено выше, раскрытые алгоритмы приемника для обнаружения преамбулы и оценки времени прихода (ToA) предназначены для преамбул произвольного доступа однотонального сигнала со скачкообразной перестройкой частоты, такого как NPRACH структура в NB-IoT. Настоящее изобретение сфокусировано на двух основных подходах: алгоритме приемника для совместной оценки ToA и остаточного смещения несущей частоты (фиг.5) и алгоритме приемника для двухэтапной оценки ToA с оценкой остаточного смещения несущей частоты (фиг.6). В двухэтапном алгоритме выполняют оценку остаточного CFO с последующей оценкой ToA. Описаны три альтернативы для оценки остаточного CFO (фиг.7-9) и описаны две альтернативы для оценки ToA (фиг.10-11). Альтернативами оценки ToA являются (1) прямой поиск на основании правила максимального правдоподобия (фиг.10) и (2) грубая оценка временной синхронизации, основанная на зеркальном отображении 1-тональной скачкообразной перестройки, плюс точная оценка временной синхронизации на основании 6-тональной и/или псевдослучайной скачкообразной перестройки (фиг.11). Подробности для определения грубой оценки временной синхронизации представлены на фиг.12. Две альтернативы для определения точной оценки временной синхронизации представлены на фиг.13-14. Примерный вариант осуществления приемника, выполненного с возможностью выполнять способ, представлен на фиг.15.
Для разработки алгоритмов приемника для новой NPRACH структуры, сначала нужно понять структуру принятого сигнала произвольного доступа с точки зрения процессора основной полосы частот.
Предварительный анализ
Для простоты изложения анализа предполагают, что каждая группа символов имеет только один символ. Далее, результат анализа будет расширен до группы символов из пяти символов. OFDM сигнал непрерывной основной полосы частот может быть записан как:
Обозначения в приведенном выше уравнении определяют следующим образом.
- N: размер FFT
- : Символ на k-й поднесущей m-го OFDM символа
-: Длительность части данных OFDM символа
-: Продолжительность СР OFDM символа
-: Длительность OFDM символа
-: Функция индикатора: она равна 1, если  и 0 в противном случае
Соответственно, если непрерывную форму волны дискретизируют с OFDM частотой дискретизации, n-я выборка m-го OFDM символа задается следующим образом:
где
представляет собой длину CP в OFDM выборках.
Для передачи NPRACH канал имеет плоскую характеристику. В более общем плане, поскольку полоса пропускания системы NB-IoT составляет 180 кГц, и NPRACH скачкообразная перестройка дополнительно ограничена полосой пропускания 45 кГц, канал может быть смоделирован каналом c одним ответвлением. В частности, коэффициент усиления канала для n-ой выборки m-го OFDM символа моделируют как:
где D - неизвестная задержка для оценки, а [m] - коэффициент усиления канала на m-м OFDM символе. В структуре CP длина является достаточно большой для покрытия неизвестной задержки и, таким образом, задержка D меньше .
Другое неявное предположение в модели канала заключается в том, что канал является инвариантным в пределах одного OFDM символа. Данное предположение является общим предположением для нормальных OFDM передач. Если канал изменяется в пределах одного OFDM символа, принятый OFDM сигнал будет испытывать межканальные помехи (ICI).
Учитывая переданный сигнал и модель канала, n-я выборка m-го OFDM символа в приемнике определяется следующим образом:
где - остаточное смещение несущей частоты (нормировано по частоте дискретизации OFDM) и v [n; m] - аддитивный белый гауссовский шум. Остаточное смещение несущей частоты связано с несовершенной оценкой частоты в поиске соты. Позже станет ясно, что это остаточное смещение несущей частоты оказывает выраженное влияние на оценку ToA.
Для каждого OFDM символа приемник отбрасывает первые  выборки и выполняет FFT на оставшихся  выборках. Принятый символ на 1-й поднесущей в момент времени OFDM символа определяют следующим образом:
Можно видеть, что принятый символ состоит из трех членов уравнения: (i) сигнальный, (ii) ICI и (iii) шум. Более конкретно:
Задача заключается в оценке задержки D при наличии неизвестного коэффициента  усиления канала, остаточного смещения  несущей частоты, ICI и шума, при условии, что символ  данных известен. Ниже приведено несколько замечаний о сигнальном члене в приведенном выше уравнении.
- постоянный сдвиг фазы и не отличается от комплексного коэффициента  усиления канала.
- вещественное число и меньше 1, если не равна 0. Таким образом, этот член управления означает величину потерь мощности сигнала. Однако значение близко к 1, если  является незначительной величиной, что означает низкий уровень потерь мощности сигнала.
- варьируется от одного OFDM символа к другому, но имеет постоянный сдвиг фазы в пределах периода времени одного OFDM символа.
- фазовый сдвиг, пропорциональный задержке, а также индексу поднесущей.
Основываясь на анализе, можно видеть, что возможны три структуры пилот-сигналов, которые помогут базовой станции оценить ToA.
1. Пилот-сигналы охватывают один OFDM символ, но несколько поднесущих. В этом случае, задержку  можно оценить, оценив сдвиги фаз между принятыми символами, отправленными на поднесущих. Однако есть одна оговорка: позиции двух соседних пилот-сигналов не должны быть расположены слишком далеко друг от друга в частотной области; в противном случае, может быть 2pi неопределенность фазы.
2. Пилот-сигналы охватывают несколько OFDM символов, но ограничены использованием одной поднесущей в каждом OFDM символе. В этом случае, требуется скачкообразная перестройка частоты по OFDM символам, чтобы помочь базовой станции оценить задержку . Если скачкообразную перестройку частоты не применяют, то сдвиг фазы из-за задержки не отличается от комплексного коэффициента усиления канала.
3. Пилот-сигналы охватывают несколько OFDM символов, а также множество поднесущих в каждом OFDM символе. В этом случае, скачкообразная перестройка частоты по OFDM символам не требуется с точки зрения оценки ToA. Но скачкообразная перестройка частоты может быть полезна для других целей, например, частотное разнесение и рандомизация межсотовых помех.
Обратите внимание, что для NPRACH передачи используют только одну поднесущую в каждой группе символов. Обозначим индекс поднесущей, используемый группой m символов, как , который является отображением из индекса группы символов на индекс поднесущей. Специфическая форма  определяется принятым шаблоном скачкообразной перестройки NPRACH.
Очевидно, что этот результат можно использовать для более общего случая с несколькими символами в группе символов. Не усложняя излишней детализацией описания, i-й принятый символ в группе m символов (после FFT в приемнике) определяется:
где u [m] - значение символа переданной NPRACH преамбулы в группе m символов.
Алгоритмы приемника
Основываясь на результатах и описании вышеизложенного предварительного анализа, в данном разделе раскрывают алгоритмы, позволяющие базовой станции обнаруживать преамбулу произвольного доступа и оценивать ToA. Один вариант осуществления начинается с оценки ToA, и затем использует соответствующие статистические данные оценки ToA для определения (то есть обнаружения) наличия преамбулы.
ToA оценка
A. Совместная оценка ToA и остаточного CFO.
Фиг.5 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующую примерный вариант осуществления, в котором выполняют совместную оценку TоA и остаточного CFO. На этапе 51 принятые символы и сопряженнyю величину символов пилот-сигнала умножают поэлементно для формирования L групп символов. На этапе 52 L группы символов делят на L/Q блоки, причем каждый блок имеет Q группы символов. На этапе 53 для каждой Q группы символов формируют двумерный массив с нулевыми элементами. На этапе 54, когда позиция элемента в двумерном массиве соответствует позиции в двумерной частотно-временной сетке символа в Q группах символов, обновляют элемент нулевого значения до значения символа. На этапе 55 для каждого двумерного массива выполняют двумерное FFT для получения двумерного FFT выходного сигнала. На этапе 56 L/Q двухмерные FFT выходные сигналы некогерентно объединяют для получения двумерного массива. На этапе 57 найдено позиция максимального значения в двумерном массиве. На этапе 58 преобразуют позицию максимального значения в двумерном массиве в оценки ToA и остаточного CFO.
ToA и остаточное CFO могут быть совместно оценены следующим образом:
Вышеприведенное правило совместной оценки ToA и остаточного CFO является интуитивным. Оценка  такова, что дает максимальную корреляцию переданных символов преамбулы и принятых символов, фазовые сдвиги которых обусловлены ToA и остаточным CFO, корректируют на величину оценки. Обратите внимание, что правило оценки принимает форму двумерного преобразования Фурье дискретного времени (DTFT). В результате, может быть эффективно выполнен поиск  в частотной области с использованием FFT.
B. Двухэтапная оценка ToA с остаточного CFO
Фиг.6 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующей примерный вариант осуществления, в котором отдельно оценивают ToA и остаточное CFO в двухэтапном процессе вместо совместной оценки ToA и остаточного CFO. На этапе 61 сначала оценивают остаточное CFO (), и его эффект корректируется, и затем оценивают TоA  на этапе 62.
1. Оценка остаточного CFO: на основании принятых символов в частотной области на этом этапе могут быть применены любые алгоритмы оценки CFO, которые дают достаточно точную оценку. Ниже описаны три альтернативы.
Альтернатива 1. Оценка почти максимального правдоподобия остаточного CFO
Фиг.7 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующей первый примерный вариант осуществления для оценки остаточного CFO на этапе 61 на фиг. 6. На этапе 71 принятые символы и сопряженнyю величину символов пилот-сигнала умножают поэлементно для формирования групп символов. На этапе 72 L группы символов делят на L/Q блоки, причем каждый блок имеет Q группы символов. На этапе 73 для каждого блока Q групп символов формируют двумерный массив с элементами нулевого значения. На этапе 74, когда позиция элемента в двумерном массиве соответствует позиции в двумерной частотно-временной сетке символа в Q группах символов, обновляют элемент нулевого значения до значения символа. На этапе 75 для каждой строки в двумерном массиве выполняют одномерный FFT для получения одномерного FTT выходного сигнала. На этапе 76 все одномерные FFT выходные сигнала некогерентно объединены для получения одномерного массива. На этапе 77 определяют позицию максимального значения в одномерном массиве. На этапе 78 преобразовывают позицию максимального значения в одномерном массиве в оценку остаточного CFO.
Следует отметить, что принятые символы на одной и той же поднесущей имеют тот же сдвиг фазы, вызванный неизвестным ToA D. Другими словами,  является тем же самым значением для принятых символов, что  для некоторой поднесущей k. В результате, статистические данные оценки могут быть извлечены из принятых символов на каждой поднесущей, и статистические данные оценки могут быть некогерентно объединены на разных поднесущих. Это правило оценки явно указано в следующем уравнении:
Следует отметить, что приведенное выше правило оценки принимает форму одномерного преобразования Фурье дискретного времени (DTFT). В результате может быть осуществлен поиск может эффективным образом в частотной области с использованием FFT.
Альтернатива 2. Дифференциальная обработка символов в каждой группе символов
Фиг.8 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующей второй примерный вариант осуществления для оценки остаточного CFO на этапе 61 фиг.6. На этапе 81 процессор основной полосы частот выполняет дифференциальную обработку символов в каждой группе символов, в котором, начиная с символа 1, каждый символ (0, 1, 2, 3, 4) в группе символов умножают на сопряженнyю величину предшествующего символа в группе для производства выходного символа. На этапе 82 суммируют все выходные символы дифференциальной обработки в каждой группе символов, что приводит к одному значению символа для каждой группы символов. На этапе 83 суммируют значения одиночных символов для всех групп символов для получения конечного символа. На этапе 84 оценивают остаточное CFO на основании фазы конечного символа.
Рассмотрим группу m символов, например:
При данной дифференциальной обработке можно легко оценить остаточное CFO, проанализировав фазовый сдвиг в частотной области. До того момента, когда SNR не слишком мало, данный подход работает хорошо. Данный подход оценки имеет вид:
Альтернатива 3. Использовать зеркальное отражение скачкообразной перестройки частоты
Фиг.9 представляет собой блок-схему последовательности операций, иллюстрирующей третий примерный вариант осуществления для оценки остаточного CFO на этапе 61 на фиг. 6. На этапе 91 принятые символы и сопряженнyю величину символов пилот-сигнала умножают поэлементно для формирования L групп символов. На этапе 92 L группы символов делят на L/4 блоки, причем каждый блок имеет четыре группы символов (0, 1, 2, 3). На этапе 93 для каждого блока из четырех групп символов процессор основной полосы частот выполняет дифференциальную обработку символов в группах 0 и 1 символов и группах 2 и 3 символов, соответственно. Каждый символ в группе 0 умножают на сопряжение символа в группе 1, имеющее такое же относительное положение в группе, для формирования выходного символа, и каждый символ в группе 2 умножают на сопряжение символа в группе 3, имеющего то же самое относительное положение в группе для формирования выходного символа. На этапе 94 для каждого блока из четырех групп символов суммируют выходные символы, полученные из дифференциальной обработки, что приводит к формированию нового символа. На этапе 95 суммируют L/4 новые символы, полученные суммированием выходных символов, что приводит к формированию конечного символа. На этапе 96 оценивают остаточное CFO на основании фазы конечного символа.
Следует отметить, что зеркалируют две скачкообразные перестройки частоты одной поднесущей в 4-символьной группе, т.е., если первая скачкообразная перестройка однотонального сигнала (между группами 0 и 1 символов) является «Вверх», то вторая скачкообразная перестройка однотонального сигнала (между группами 2 и 3 символов) является перестройкой «Вниз», и vice versa. Поэтому можно использовать данное зеркалирование для отмены эффекта фазовых сдвигов из-за неизвестного ToA. Например, рассмотрим группу 0, 1, 2 и 3 символов. Если скачкообразная перестройка является перестройкой «Вниз» - «Вверх», то:
Если скачкообразная перестройка является перестройкой «Вверх» - «Вниз», то:
В обоих случаях, если два уравнения добавлены, то:
Можно видеть, что аннулируют фазовые сдвиги, вызванные неизвестным ToA D, и, следовательно, может быть оценено остаточное смещение несущей частоты. Данный подход лучше всего работает, когда D много меньше N (например, D не больше N/8). Если D близко к N, то отмена фазовых сдвигов из-за ToA может быть слишком грубой и, следовательно, фазовый сдвиг из-за остаточного CFO может быть в отмене фазового шума, что приводит к неточной оценке остаточного CFO. Данный подход оценки представлен в следующем уравнении:
где r обозначает r-й повтор каждой из четырех групп символов.
2. Оценка ToA: ниже описаны две альтернативы.
Альтернатива 1. Прямой поиск ToA
Фиг. 10 является блок-схемой последовательности операций, иллюстрирующей первый примерный вариант осуществления для оценки ToA на этапе 62 на фиг.6. На этапе 101 умножают принятые символы и сопряженнyю величину символов пилот-сигнала поэлементно для формирования L групп символов. На этапе 102 корректируют сдвиг фаз с использованием оценки остаточного CFO. На этапе 103 L группы символов делят на L/Q блоки, причем каждый блок имеет Q группы символов. На этапе 104 выполняется поиск значения ToA, которое дает максимальный объем статистических данных, который представляет собой суммирование абсолютных значений статистических данных из L/Q блоков.
С учетом оцененного остаточного CFO может быть скорректирован сдвиг фазы из-за остаточного CFO следующим образом:
Затем ToA можно оценить, выполнив поиск по допустимому диапазону:
Альтернатива 2. Грубая оценка + точная оценка времени
Фиг.11 является блок-схемой последовательности операций, иллюстрирующей второй примерный вариант осуществления для оценки ToA на этапе 62 на фиг. 6. На этапе 111 выполняют грубую оценку времен на основании 1-тональной скачкообразной перестройки частоты. На этапе 112 выполняют точную оценку времени на основании 6-тональной и/или случайной скачкообразной перестройки частоты.
а. Грубая ToA оценка, основанная на 1-тональной скачкообразной перестройке частоты
Фиг. 12 является блок-схемой последовательности операций, иллюстрирующей примерный вариант осуществления для определения грубой оценки времени на этапе 111 на фиг. 11. На этапе 121 умножают принятые символы и сопряженнyю величину символов пилот-сигнала по элементам для формирования L групп символов. На этапе 122 L группы символов делят на L/4 блоки, причем каждый блок имеет четыре группы символов (0, 1, 2, 3). На этапе 123 для каждого блока из четырех групп символов процессор основной полосы частот выполняет дифференциальную обработку символов в группах 0 и 1 символов и группах 2 и 3 символов, соответственно. Каждый символ в группе 0 умножают на сопряжение символа в группе 1, имеющее такое же относительное положение в группе, чтобы сформировать выходной символ, и каждый символ в группе 2 умножают на сопряжение символа в группе 3, имеющего то же самой относительное положение в группе для формирования выходного символа. На этапе 124 для каждого блока из четырех групп символов выходные символы, полученные из дифференциальной обработки, суммируются, что приводит к формированию нового символа. На этапе 125 для каждого блока из четырех групп символов новый символ сопряжен, когда 1-тональная скачкообразная перестройка частоты является перестройкой «Вниз», иначе символ сохраняется без изменений. 1-тональная скачкообразная перестройка частоты определяется как «Вниз-Вверх», когда индекс тона уменьшается от группы 0 символов до группы 1 символов из-за скачкообразной перестройки частоты, и индекс тона увеличивается от группы 2 символов до группы 3 символов из-за скачкообразной перестройки частоты. На этапе 126 L/4 символы суммируют после сопряжения, что приводит к формированию конечного символа. На этапе 127 грубая оценка времени генерируется на основании фазы конечного символа.
Следует отметить, что 1-тональная скачкообразная перестройка частоты в NPRACH скачкообразной перестройке частоты позволяет получить большой диапазон оценки ToA (и, следовательно, поддерживает большой размер соты). Грубая оценка ToA может быть выполнена на основании 1-тональной скачкообразной перестройке частоты. Далее отметим, что две скачкообразные перестройки частоты одной поднесущей зеркально отражены, то есть, если первая скачкообразная перестройка частоты является перестройкой «Вверх», то вторая перестройка является перестройкой «Вниз» и наоборот. Таким образом, можно использовать данное зеркалирование для отмены эффекта остаточного CFO в грубой оценке времени. Другими словами, оценка остаточного CFO, выполненная на этапе 1, не требуется для данной грубой оценки времени. Например, рассмотрим группу 0, 1, 2 и 3 символов. Если скачкообразная перестройка частоты является перестройкой «Вниз-Вверх», то:
Следовательно,
Если скачкообразная перестройка частоты является перестройкой «Вверх-Вниз», то:
Следовательно,
Можно видеть, что фазовые сдвиги, вызванные остаточным CFO, отменяются и, следовательно, ToA может быть соответственно оценено в фазовой области. Данный подход для оценки представлен в следующем уравнении:
где
b. Точная оценка ToA, основанная на 6-тональной скачкообразной перестройке частоты и/или псевдослучайной скачкообразной перестройке частоты
Фиг.13 является блок-схемой последовательности операций, иллюстрирующей первый примерный вариант осуществления для определения точной оценки времени на этапе 112 на фиг. 11. Грубая оценка времени может быть уточнена за счет использования больших расстояний скачкообразной перестройки в NPRACH, которые включают в себя как 6-тональную скачкообразную перестройку, так и псевдослучайную скачкообразную перестройку. Этот примерный вариант осуществления основан только на 6-тональной скачкообразной перестройке. С этой целью остаточное CFO, оцененное на этапе 1, сначала используют для коррекции сдвига фазы из-за остаточного CFO.
На этапе 131 поэлементно умножают принятые символы и сопряженнyю величину символов пилот-сигнала для формирования L групп символов. На этапе 132 корректируют сдвиг фаз с использованием оценки остаточного CFO. На этапе 133 L группы символов делят на L/4 блоки, причем каждый блок имеет четыре группы (0, 1, 2, 3) символов. На этапе 134 для каждого блока из четырех групп символов процессор основной полосы частот выполняет дифференциальную обработку символов в группах 1 и 2 символов, причем каждый символ в группе 1 умножают на сопряженнyю величину символа в группе 2, имеющее такое же относительное положение в группе для формирования выходного символа. На этапе 135 для каждого блока из четырех групп символов выходные символы, полученные из дифференциальной обработки, суммируются, что приводит к формированию нового символа. На этапе 136 для каждого блока из четырех групп символов новый символ сопрягается, когда 6-тональная скачкообразная перестройка является перестройкой «Вверх», в противном случае, символ остается неизменным. 6-тональная скачкообразная перестройка определяется как перестройка «Вверх», когда индекс тона увеличивается от группы 1 символов до группы 2 символов из-за скачкообразной перестройки. На этапе 137 суммируют символы L/4 после сопряжения, что приводит к формированию конечного символа. На этапе 138 генерируют набор кандидатов точной оценки времени на основании фазы конечного символа. На этапе 139 выбирают точную оценку времени из набора кандидатов, который ближе всего к грубой оценке времени.
Оценка остаточного CFO может быть использована для коррекции сдвига фазы следующим образом:
Рассмотрим, например, группу 1 и 2 символов. Если 6-тональная скачкообразная перестройка является перестройкой «Вниз», тогда:
Если 6-тональная скачкообразная перестройка является перестройкой «Вверх», тогда:
Можно видеть, что можно соответственно оценить ТоА в фазовой области. Данный подход оценки представлен в следующем уравнении:
где
Следует отметить, что приведенная выше точная оценка приводит к множеству M точных оценок. Выбор M зависит от размера соты (т.е. диапазона оценки ToA). Например, с размером соты, равным 35 км, из-за 2*Pi двусмысленности фазы могут быть 6 кандидатов точной оценки времени из 6-тональной скачкообразной перестройки и, следовательно, M = 6.
Обратите внимание, что также возможно дополнительно использовать группы 0 и 3 символов для уточнения временной оценки, чье скачкообразное расстояние перестройки также равно 6 тональным сигналам. Группа 0 и 3 символов, однако, более отдалена во временной области, и поэтому их использование более чувствительно к эффекту Доплера и оставшемуся CFO после коррекции остаточной CFO. Таим образом, достигают компромисс между увеличением энергии и надежностью с учетом эффекта Доплера и оставшемуся CFO. Если используют группу 0 и 3 символов, то определение B [r] может быть изменено на следующее:
Точная оценка времени может быть выбрана следующим образом:
Фиг.14 является блок-схемой последовательности операций, иллюстрирующей второй примерный вариант осуществления для определения точной оценки времени на этапе 112 на фиг.11. На этапе 141 умножают принятые символы и сопряженнyю величину символов пилот-сигнала поэлементно для формирования L групп символов. На этапе 142 корректируют сдвиг фаз с использованием оценки остаточного CFO. На этапе 143 L группы символов делят на L/4 блоки, каждый блок имеет четыре группы (0, 1, 2, 3) символов. На этапе 144 для каждого блока из четырех групп символов процессор основной полосы частот выполняет дифференциальную обработку символов в группах 1 и 2 символов и группах 0 и 3 символов, соответственно. Каждый символ в группе 1 умножают на сопряженнyю величину символа в группе 2, имеющего такое же относительное положение в группе, и каждый символ в группе 0 умножают на величину сопряжения с символом в группе 3, имеющее такое же относительное положение в группе для вывода выходных символов. На этапе 145 для каждого блока из четырех групп символов суммируются выходные символы, полученные из дифференциальной обработки, что приводит к формированию нового символа. На этапе 146 для каждого блока из четырех групп символов новый символ сопряжен, когда 6-тональная скачкообразная перестройка частоты является перестройкой «Вверх», иначе символ остается неизменным. 6-тональная скачкообразная перестройка частоты определяется как перестройка «Вверх», когда индекс тона увеличивается из группы 1 символов в группу 2 символов из-за скачкообразной перестройки, причем, когда 6-тональная скачкообразная перестройка частоты является перестройкой «Вверх» для групп 1 и 2 символов скачкообразная перестройка частоты является перестройкой «Вверх» для групп 0 и 3 символов. На этапе 147 суммируют символы L/4 после сопряжения, что приводит к формированию конечного символа. На этапе 148 генерируют набор кандидатов точной оценки времени генерируется на основании фазы конечного символа. На этапе 149 выбирают точную оценку времени из набора кандидатов, которая ближе всего к грубой оценке времени.
Обнаружение NPRACH
С учетом оценки , полученной, как описано выше, можно определить наличие преамбулы. В одном варианте осуществления для обнаружения NPRACH в NB-IoT может быть использован подход с применением порогового значения. Один возможный выбор статистических данных, используемых для сравнения с пороговым значением обнаружения, представляет собой . Для двухэтапного подхода  недоступна. Но может быть рассчитан на основе оценок остаточного CFO и ToA. В качестве альтернативы, любые приемлемые статистические данные, полученные по оценке, могут быть использованы для этой цели. Для простоты одно и то же обозначение «» используют для обозначения любой из этих возможных метрик.
При обнаружении преамбулы на основании порогового значения могут возникать два события ошибки.
1. Пропуск обнаружения (то есть ложноотрицательная): преамбула произвольного доступа присутствует, но статистические данные  не превышают пороговое значение обнаружения.
2. Ложная тревога (т.е., ложноположительная): преамбула произвольного доступа отсутствует, но статистические данные  превышают пороговое значение обнаружения.
Очевидно, что используют компромисс в установлении порогового значения обнаружения. Увеличение порогового значения обнаружения снижает уровень ложной тревоги за счет увеличения вероятности обнаружения пропусков. Для обнаружения преамбулы произвольного доступа в сотовых системах пороговое значение обнаружения обычно выбирают таким образом, что уровень ложной тревоги ниже некоторой целевой величины. При выбранной пороговой величине обнаружения, системы могут измерять вероятность обнаружения пропусков.
Пороговая величина обнаружения может быть установлена в соответствии с оценкой мощности шума. В качестве альтернативы, пороговое значение обнаружения не устанавливают в зависимости от оценки мощности шума, но метрику  обнаружения нормализуют в соответствии с оценкой мощности шума.
Фиг.15 представляет собой упрощенную блок-схему процессора основной полосы частот приемника в примерном варианте осуществления настоящего изобретения. Узел радиосети, такой как базовая станция 151, включает в себя радиочастотный передатчик 152, который использует антенную систему 153 для передачи сигналов и данных нисходящей линии связи в UEs. Радиомодуль 154 приемника принимает радиосигналы восходящей линии связи и данные от UEs через антенную систему и подает сигналы на процессор 155 основной полосы. Базовая станция может также включать в себя блок 156 синхронизации и управления и блок 157 интерфейса основной сети.
Процессор 155 основной полосы частот может включать в себя схему 158 обработки, память 159 и планировщик 160. Память может сохранять инструкции компьютерной программы, которые, когда они выполняются схемой обработки, реализуют описанные выше алгоритмы. С этой целью схема обработки может включать в себя FFT процессор 161, блок 162 оценки TоA, блок 163 оценки остаточного CFO, статистический блок 164, выполненный с возможностью вычислять статистические данные обнаружения преамбулы, и детектор 165 преамбулы, выполненный с возможностью сравнивать статистические данные с пороговой величиной обнаружения преамбулы.
Следует отметить, что вышеупомянутые варианты осуществления иллюстрируют, а не ограничивают изобретение, и специалисты в данной области техники смогут разработать множество альтернативных вариантов осуществления без отхода от объема прилагаемой формулы изобретения. Любые ссылочные позиции в формуле изобретения не являются ограничительными.