Модулятор обратного рассеяния

Полезная модель относится к радиотехнике и может быть использована в качестве модулятора обратного рассеяния (МОР), принцип модуляции которого заключается в том, что передача информации осуществляется за счет отражения от антенны некого устройства электромагнитных волн, распространяющихся в свободном пространстве. Отражение от антенны определяется согласованностью импеданса антенны и ее нагрузки. Таким образом, отпадает необходимость в наличии генератора высокочастотных колебаний.
В последние годы наметился рост интереса к данной технологии, который проявился в попытках интегрировать МОР в современные системы передачи данных, такие как BLE, Wi-Fi, LoRA, WLAN, Bluetooth, GSM.
Несмотря на достаточно большое число разработанных устройств, использующих МОР, большинство из них используют амплитудную и/или фазовую манипуляцию. Таким образом, ограничивается возможная скорость передачи данных, которая может быть доступной для такого способа передачи данных. Высокая скорость может быть необходима для передачи достаточно больших объемов данных, например, от быстро движущихся объектов.
Помимо упомянутых видов модуляции существуют модуляторы, реализующие более сложные сигналы, такие как КАМ-8, КАМ-16. Однако все они обладают различными недостатками, такими как большие габариты, низкий выход годных при изготовлении в интегральном исполнении, высокое энергопотребление. Предложенное техническое решение предлагает решение упомянутых проблем путем реализации модулятора в интегральном исполнении.
M
OM
PM
o
PM
o
M
o
PM
M
o
PM
(cos)
(sin)
Известно устройство модуляции [RU 2260901, C1, Н03С 3/38, 20.09.2005], содержащее первый и второй балансные модуляторы, фазовращатель, генератор вторичных модулирующих сигналов и сумматор, причем, генератор вторичных модулирующих сигналов выполнен с возможностью формирования из модулирующего сигнала U(t)=U(t)η(t), соответствующего заданному закону фазовой модуляции вида ϕη(t), где ϕ - индекс модуляции, вторичных косинусного и синусного модулирующих сигналов вида U(t)=cos(ϕη(t)) и U(t)=sin(ϕη(t)), пропорциональных, соответственно, косинусу и синусу модулирующего сигнала, вход фазовращателя и первый вход первого балансного модулятора соединены с входом модулируемого сигнала устройства, первый вход второго балансного модулятора подключен к выходу фазовращателя, выходы косинусного и синусного модулирующих сигналов генератора вторичных модулирующих сигналов соединены соответственно со вторыми входами первого и второго балансных модуляторов, выходы которых подключены ко входам сумматора, выход которого является выходом.
Недостатком устройства является его относительно высокая сложность.
Наиболее близким по технической сущности к предложенному из обнаруженных в научно-технической литературе является высокоскоростной бортовой модулятор [RU 2260901, С2, Н04В 10/00, 20.11.2015], включающий в себя основной буфер и резервный буфер, первые входы-выходы которых являются соответственно первым и вторым входами-выходами устройства, а вторые входы-выходы соединены соответственно с первым и вторым входами-выходами программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС), третий, четвертый и пятый входы-выходы которой соединены соответственно с входами-выходами постоянно запоминающего устройства (ПЗУ), синтезатора частот и датчика температуры, первый, второй и третий выходы ПЛИС соединены соответственно с первыми входами первого и второго цифроаналоговых преобразователей (ЦАП) и входом третьего ЦАП, вторые входы первого и второго ЦАП соединены соответственно с первым и вторым выходами синтезатора частот, третий выход которого соединен с входом ПЛИС, а вход является первым входом устройства, выходы первого и второго ЦАП соединены соответственно с первым и вторым входами квадратурного модулятора, третий вход которого соединен с выходом первого вентиля, вход которого является вторым входом устройства, выход квадратурного модулятора соединен с первым входом аттенюатора, второй вход которого соединен с выходом третьего ЦАП, а выход соединен с входом усилителя, выход которого соединен с входом второго вентиля, выход которого является выходом устройства, первый вход устройства предназначен для приема опорной частоты, второй вход устройства предназначен для приема промежуточной частоты, при этом, ПЛИС выполнена с возможностью обработки и кодирования информации, цифровой фильтрации, формирования цифровых выходных значений орт I и Q, управления работой синтезатора частоты, управления работой цифроаналоговых преобразователей, управления работой температурного датчика, управления режимом работы всего устройства.
Недостатком этого технического решения является его относительно высокая сложность и относительно узкие функциональные возможности, что ограничивает область его применения и не позволяет его надежно использовать в качестве модулятора обратного рассеяния.
Задачей, которая решается в полезной модели, является создание модулятора обратного рассеяния для работы в UHF диапазоне для интегрального исполнения с целью расширения арсенала технических средств, которые могут быть использованы в качестве модулятора обратного рассеяния, принцип модуляции которого заключается в том, что передача информации осуществляется за счет отражения от антенны устройства электромагнитных волн, распространяющихся в свободном пространстве.
Требуемый технический результат заключается в расширении функциональных возможностей модулятора с целью расширения арсенала технических средств, которые могут быть использованы в качестве модулятора обратного рассеяния.
Поставленная задача решается, а требуемый технический результат достигается тем, что, модулятор обратного рассеяния содержит формирователь управляющих напряжений, первый и второй входы которого являются логическими входами модулятора обратного рассеяния, варикап, управляющий вход которого соединен с первым выходом формирователя управляющих напряжений, и управляемый напряжением резистор, управляющий вход которого соединен со вторым выходом формирователя управляющих напряжений, первая клемма соединена с выходной клеммой варикапа и является первой выходной клеммой модулятора обратного рассеяния, а вторая клемма является второй выходной клеммой модулятора обратного рассеяния, при этом, первая и вторая выходные клеммы модулятора обратного рассеяния выполнены с возможностью подключения к терминалу антенны, а формирователь управляющих напряжений обеспечивает значение емкости варикапа и значение сопротивления управляемого напряжением резистора, соответствующих положению коэффициентов отражения на диаграмме Вольперта-Смита, как точки сигнального созвездия для формируемого закона модуляции.
На чертеже представлены:
на фиг. 1 - функциональная электрическая схема модулятора обратного рассеяния;
на фиг. 2 - схема положения коэффициентов отражения на диаграмме Вольперта-Смита;
на фиг. 3 - эквивалентные схемы модулятора обратного рассеяния;
на фиг. 4 - таблица соответствия импеданса нагрузки и коэффициента отражения;
на фиг. 5 - вольт-фарадные характеристики варикапа с учетом влияния формирователь управляющих напряжений и без него;
на фиг. 6 - импеданс управляемого сопротивления;
на фиг. 7 - упрощенная схема модулятора;
на фиг. 8 - результаты моделирования;
на фиг. 9 - осциллограмма переходных процессов при моделировании.
Модулятор обратного рассеяния (фиг. 1) содержит формирователь 1 управляющих напряжений, первый 2 и второй 3 входы которого являются логическими входами модулятора обратного рассеяния.
Модулятор обратного рассеяния содержит также варикап 4, управляющий вход которого соединен с первым выходом формирователя 1 управляющих напряжений, и управляемый напряжением резистор 5, управляющий вход которого соединен со вторым выходом формирователя 1 управляющих напряжений, первая клемма 6 соединена с выходной клеммой варикапа 4 и является первой выходной клеммой модулятора обратного рассеяния, а вторая клемма 7 является второй выходной клеммой модулятора обратного рассеяния, выполненные с возможностью подключения к терминалу антенны.
Кроме того, в модуляторе обратного рассеяния формирователь 1 управляющих напряжений обеспечивает значение емкости варикапа 4 и значение сопротивления управляемого напряжением резистора 5, соответствующих положению коэффициентов отражения на диаграмме Вольперта-Смита как точки сигнального созвездия для формируемого закона модуляции.
Работа модулятор обратного рассеяния следующим образом.
T0
T1
T0
T1
Режимы работы формирователя 1 определяются двумя логическими входами 2 и 3 (А0 и А1). Формирователь 1 задает управляющие напряжения V и V. Напряжение V определяет значение емкости варикапа 4, a V задает сопротивление управляемого напряжением резистора 5.
Значения емкости варикапа 4 и сопротивление управляемого напряжением резистора 5 подбираются такими, чтобы они формировали нужно значение комплексно-сопряженного коэффициента отражения, значения которого достаточно удобно представлять на диаграмме Вольперта-Смита как точки сигнального созвездия для формируемого закона модуляции (фиг. 2).
Перенос точек сигнального созвездия на диаграмму Вольперта-Смита возможен за счет коэффициента отражения, определяемого как:
A
L
где Z - импеданс антенны, Z - импеданс нагрузки, к которой подключена антенна. Данные значения импеданса удобно представить с помощью эквивалентной схемы модулятора (фиг. 3).
A
L
Будем полагать, что Z=13+j151 (данное значение соответствует импедансу антенны, который рекомендуется для RFID чипа Monza 4QT). Учитывая (1) определим значения ZL, RL и CL для требуемых значений коэффициента отражения (фиг. 4). Таким образом, для реализации модулятора обратного рассеяния, требуется реализовать устройство, управляющее импедансом нагрузки антенны. Для этого в модуляторе обратного рассеяния применяется варикап 4 для управления емкостью нагрузки C, например, варикап типа B=D=S, модель SPICE которого соответствует SPICE модели МОП-транзистора, у которого сток, исток и подложка соединены.
Моделирование и испытания модулятора обратного рассеяния производились следующим образом.
OX
TH0
Для реализации модулятора обратного рассеяния был использован транзистор р-типа с шириной канала W=55 мкм, длиной канала L=18 мкм, толщиной окисла T=20 нм и напряжением отсечки V=-0.4 В. Вольт-фарадные характеристики такого варикапа приведены на фиг. 5.
L
С помощью верхней кривой были выбраны опорные значения управляющего напряжения для реализации емкости C. В процессе моделирования варикапа данные значения были скорректированы с учетом влияния формирователя 1.
Для реализации управляющего сопротивления было решено использовать обычный МОП-транзистор, поскольку остальные испробованные элементы оказывали сильное влияние на вольт-фарадные характеристики варикапа 4 и требовали дополнительной компенсирующей индуктивности, которая заняла большую часть модулятора обратного рассеяния. Таким образом, требовалось реализовать управляемое сопротивление с малым значением реактивного сопротивления, которое должно иметь емкостной характер.
L
В процессе разработки модулятора обратного рассеяния было установлено, что сопротивление R не оказывает сильного влияния на величину комплексно-сопряженного коэффициента отражения. Поэтому было принято решение реализовывать модулятор для двух значений управляемого напряжением резистора 5, что позволило сократить число используемых элементов.
OX
TH0
Согласно таблицы (фиг. 4), транзистор должен обладать сопротивлением сток-исток порядка 1.3 кОм и 4.5 кОм для управляющего напряжения VT1 величиной 3В и 1В, соответственно. При этом, должно выполняться ранее упомянутое условие по малому значению реактивного сопротивления. В результате моделирования, были получены следующие параметры МОП-транзистора n-типа: ширина канала W=9 мкм, длина канала L=1 мкм, толщина окисла T=25 нм и напряжение отсечки V -0.5 В. Характеристики, описывающие активное и реактивное значение эквивалентного импеданса управляемого сопротивления представлены на рис. 5.
Упрощенная схема предлагаемого модулятора обратного рассеяния представлена на фиг. 7.
Модулятор состоит из варикапа 4, управляемого напряжением резистора 5, которое представлено в виде МОП-транзистора n-типа М22, декодера 8 типа 2-к-4, делителя напряжения, образованного сопротивлениями R1-R5, и делителем R6-R8. Управляемые ключи SW1-SW4 типа SPST подключены к выходам делителя R1-R5. Управление данными ключами производится с выходов декодера. Аналогичные ключи SW5 и SW6 подключены к выходам делителя R6-R8 и управляются логическими входами 2 и 3 (А0 и А1, определяющими работу декодера 8. Питание всей схемы осуществляется от источника 9 с напряжением 3 вольта. Сток, исток и подложка варикапа 4 соединены вместе и подключены к одному из терминалов антенны вместе со стоком транзистора 5, исток которого подключен к виртуальной земле, представленной другим терминалом антенны.
Моделирование работы модулятора проводилось с помощью программного пакета Microcap 12.2 для BSMI3 моделей транзисторов. Модулятор был разработан для частного случая центральной частоты 866 МГц. Результаты моделирования представлены на фиг. 8. Символом «звездочка» обозначены положения коэффициента отражения, образуемого данной схемой.
Из рассмотрения фиг. 8 следует, что реализуемые значения коэффициента отражения имеют небольшое вращение, однако полученные результаты достаточно близки к ожидаемым значениям. Этот факт позволяет подтверждать возможность практической реализации предложенного модулятора обратного рассеяния. Переходные процессы при моделировании коэффициента отражения представлены на фиг. 9. Длительность переходного процесса, при длительности символа в 200 нс, составила 70 нс . Таким образом, возможная скорость передачи данных может составлять порядка 20 Мбит/с.
Таким образом, в предложенной полезной модели достигается требуемый технический результат, который заключается в расширении функциональных возможностей модулятора с целью расширения арсенала технических средств, которые могут быть использованы в качестве модулятора обратного рассеяния и что подтверждено экспериментальными исследованиями.