ПРЕЦИЗИОННЫЙ ДВУХКАСКАДНЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
HIGH-PRECISION TWO-STAGE DIFFERENTIAL OPERATIONAL AMPLIFIER

Изобретение относится к области радиоэлектроники и может быть использовано в качестве прецизионного устройства усиления сигналов.
В современной радиоэлектронной аппаратуре находят применение двухкаскадные операционные усилители (ОУ) на полевых и биполярных транзисторах, выполненные на основе архитектуры «перегнутого каскода» [1-25]. Их основные достоинства - эффективное использование напряжения питания, а также расширенный частотный диапазон.
см
13
2
Для работы в условиях космического пространства, в экспериментальной физике необходимы радиационно стойкие ОУ с повышенным коэффициентом усиления по напряжению (90-100 дБ) и малым напряжением смещения нуля (U). Мировой опыт проектирования устройств данного класса показывает, что решение этих задач возможно с использованием биполярно-полевого технологического процесса [22-25], обеспечивающего формирование р-канальных полевых и высококачественных n-р-n биполярных транзисторов с радиационной стойкостью до 1 Мрад и потоком нейтронов до 10 н/см. Однако для таких ОУ необходима специальная схемотехника, учитывающая ограничения биполярно-полевой технологии [25].
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является двухкаскадный операционный усилитель по патенту US 7.215.200, fig. 6. Он содержит (фиг. 1) входной дифференциальный каскад 1, общая эмиттерная цепь которого 2 связана с первой 3 шиной источника питания через источник опорного тока 4, первый 5 и второй 6 токовые выходы входного дифференциального каскада 1, первый 7 и второй 8 выходные транзисторы, базы которых подключены к источнику напряжения смещения 9, а эмиттеры через соответствующие первый 10 и второй 11 токостабилизирующие двухполюсники связаны со второй 12 шиной источника питания, токовое зеркало 13, согласованное с первой 3 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 7 выходного транзистора, а выход связан с коллектором второго 8 выходного транзистора и токовым выходом устройства 14.
у
см
см
Существенный недостаток известного двухкаскадного ОУ состоит в том, что его общий коэффициент усиления по напряжению (К) получается небольшим. Это связано с тем, что в известной схеме усиление по напряжению обеспечивается только выходным каскодом на первом 7 и втором 8 выходных транзисторах. Кроме этого, в диапазоне рабочих, прежде всего низких температур, а также при воздействии потока нейтронов он имеет повышенные значения напряжения смещения нуля (U) (единицы-десятки милливольт). Это связано с повышением влияния на U погрешностей токового зеркала 13 и входного статического тока буферного усилителя 27, подключаемого к выходу 14. В конечном итоге это снижает прецизионность известного ОУ.
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении коэффициента усиления дифференциального сигнала в разомкнутом состоянии двухкаскадного ОУ до уровня 90÷100 дБ.
Дополнительная задача - уменьшение напряжения смещения нуля.
Поставленные задачи достигаются тем, что в двухкаскадном дифференциальном операционном усилителе, содержащем входной дифференциальный каскад 1, общая эмиттерная цепь которого 2 связана с первой 3 шиной источника питания через источник опорного тока 4, первый 5 и второй 6 токовые выходы входного дифференциального каскада 1, первый 7 и второй 8 выходные транзисторы, базы которых подключены к источнику напряжения смещения 9, а эмиттеры через соответствующие первый 10 и второй 11 токостабилизирующие двухполюсники связаны со второй 12 шиной источника питания, токовое зеркало 13, согласованное с первой 3 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 7 выходного транзистора, а выход связан с коллектором второго 8 выходного транзистора и токовым выходом устройства 14, предусмотрены новые элементы и связи - в схему введены в качестве источника опорного тока 4 управляемый по входу 15 источник опорного тока, причем управляющий вход 15 источника опорного тока 4 соединен с коллекторами первого 16 и второго 17 дополнительных транзисторов, база первого 16 дополнительного транзистора соединена с первым 5 токовым выходом входного дифференциального каскада 1 и через первый 18 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник связана со второй 12 шиной источника питания, эмиттер первого 16 дополнительного транзистора подключен к эмиттеру второго 8 выходного транзистора, база второго 17 дополнительного транзистора соединена со вторым 6 токовым выходом входного дифференциального каскада 1 и через второй 19 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник связана со второй 12 шиной источника питания.
На фиг. 1 показана схема ОУ-прототипа, а на чертеже фиг. 2 - схема заявляемого устройства в соответствии с п. 1 формулы изобретения.
На фиг. 3, в соответствии с п. 2 формулы изобретения, представлен частный вариант выполнения управляемого по входу 15 источника опорного тока 4.
На фиг. 4 представлена схема заявляемого ОУ, в соответствии с п. 2 формулы изобретения.
На фиг. 5 приведена схема ОУ фиг. 4 в среде компьютерного моделирования PSpice на радиационно-зависимых моделях интегральных транзисторов АБМК_1_3 НПО «Интеграл» (г. Минск).
На фиг. 6 показана частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению ОУ фиг. 5 без отрицательной обратной связи (верхний график) и с отрицательной обратной связью (нижний график).
см
см
На фиг. 7 приведена зависимость напряжения смещения нуля (U) схемы ОУ фиг. 5 от температуры в диапазоне минус 60÷ +80°С (а) и потока нейтронов (б) для случая, когда транзисторы схемы не имеют разброса параметров, а токовое зеркало 13 и буферный усилитель 27 (Gain=1) идеальны. Это позволяет оценить предельные возможности структуры заявляемого ОУ по величине U.
Прецизионный двухкаскадный дифференциальный операционный усилитель (фиг. 2) содержит входной дифференциальный каскад 1, общая эмиттерная цепь которого 2 связана с первой 3 шиной источника питания через источник опорного тока 4, первый 5 и второй 6 токовые выходы входного дифференциального каскада 1, первый 7 и второй 8 выходные транзисторы, базы которых подключены к источнику напряжения смещения 9, а эмиттеры через соответствующие первый 10 и второй 11 токостабилизирующие двухполюсники связаны со второй 12 шиной источника питания, токовое зеркало 13, согласованное с первой 3 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 7 выходного транзистора, а выход связан с коллектором второго 8 выходного транзистора и токовым выходом устройства 14. В схему введены в качестве источника опорного тока 4 управляемый по входу 15 источник опорного тока, причем управляющий вход 15 источника опорного тока 4 соединен с коллекторами первого 16 и второго 17 дополнительных транзисторов, база первого 16 дополнительного транзистора соединена с первым 5 токовым выходом входного дифференциального каскада 1 и через первый 18 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник связана со второй 12 шиной источника питания, эмиттер первого 16 дополнительного транзистора подключен к эмиттеру второго 8 выходного транзистора, база второго 17 дополнительного транзистора соединена со вторым 6 токовым выходом входного дифференциального каскада 1 и через второй 19 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник связана со второй 12 шиной источника питания.
9
эб
В схеме фиг. 2 входной дифференциальный каскад 1 выполнен на входных полевых транзисторах 20 и 21, объединенные истоки которых связаны с общей эмиттерной цепью 2 входного дифференциального каскада 1, затворы транзисторов 20 и 21 соединены с соответствующими входами 22 и 23 ОУ. Здесь источник напряжения смещения 9 имеет (относительно второй 12 шины источника питания) напряжение U≈2U=1,5 В.
На фиг. 3 управляемый по входу 15 источник опорного тока 4, содержит вспомогательный полевой транзистор с управляющим р-n переходом 24 и вспомогательный резистор местной отрицательной обратной связи 25. Сток вспомогательного полевого транзистора с управляющим р-n переходом 24 соединен с общей эмиттерной цепью 2 входного дифференциального каскада 1.
В схеме фиг. 4, соответствующей п. 2 формулы изобретения, предусмотрена цепь смещения потенциалов 26, которая позволяет уменьшить влияние напряжения Эрли первого 7 и второго 8 выходных транзисторов на напряжение смещение нуля ОУ. Для уменьшения выходного сопротивления ОУ может быть предусмотрен буферный усилитель 27, который по потенциальному выходу 28 имеет низкое выходной сопротивление.
Рассмотрим работу ОУ фиг. 4.
ci
кi
Статический режим транзисторов схемы фиг. 4 по току устанавливается первым 18, вторым 19 дополнительными токостабилизирующими двухполюсниками и первым 10 и вторым 11 токостабилизирующими двухполюсниками, которые реализуются на n-р-n транзисторах. Это способствует повышению радиационной стойкости ОУ при его изготовлении в рамках технологического процесса АБМК_1_3 [26]. При этом токи стоков (I) и токи коллекторов (I) транзисторов схемы при 100% отрицательной обратной связи в ОУ определяются уравнениями Кирхгофа:
10
11
18
19
где I, I, I, I, - токи первого 10, второго 11 токостабилизирующих двухполюсников, первого 18 и второго 19 дополнительных токостабилизирующих двухполюсников;
2
0
I=4I - выходной ток источника опорного тока 4;
0
0
I - некоторый заданный квант тока, например I=2 мА, выбираемый при проектировании ОУ.
Для дифференциального сигнала переменные составляющие коллекторных токов первого 16 и второго 17 дополнительных транзисторов компенсируют друг друга в цепи управляющего входа 15 и не влияют на работу схемы ОУ. Поэтому коэффициент усиления по напряжению Ку разомкнутой схемы ОУ фиг. 4 определяется выражением:
вых.u
вх.
где u - приращение напряжения на потенциальном выходе 28, вызванное изменением входного напряжения ОУ (u) между входами 22 и 23;
вх
5-6
- коэффициент преобразования входного напряжения ОУ (u) в напряжение между токовыми выходами 5 и 6 (u);
5-6
14
- коэффициент передачи напряжения между токовыми выходами 5 и 6 (u) в цепь токового выхода 14 (u);
- коэффициент передачи по напряжению буферного усилителя 27.
Причем коэффициент усиления
экв.15-16
где R - эквивалентное дифференциальное сопротивление между базами первого 16 и второго 17 дополнительных транзисторов;
экв.14
R - эквивалентное сопротивление выходного узла 14;
- эквивалентная крутизна входного дифференциального каскада на основе входных полевых транзисторов 20 и 21;
20
21
S, S - крутизны стоко-затворной характеристики соответствующих входных полевых транзисторов 20 и 21;
эij
эij
т
эij
r - сопротивление эмиттерного перехода ij-го транзистора (r=ϕ/I);
т
ϕ=25 мВ - температурный потенциал;
эij
I - статический ток эмиттера ij-го транзистора;
i
K≈1 - модуль коэффициента усиления по току токового зеркала 13;
2
S - крутизна преобразования напряжения между первым 5 и вторым 6 токовыми выходами в выходной ток узла 14.
экв.15-16
Численное значение эквивалентного сопротивления R определяется формулой:
16
17
где β=β=β - коэффициент усиления по току базы первого 16 и второго 17 дополнительных транзисторов;
- сопротивление эмиттерных переходов соответствующих транзисторов.
Как следствие, за счет создания в схеме фиг. 4 трех высокоимпедансных узлов 5, 6 и 14 коэффициент усиления по напряжению разомкнутого ОУ фиг. 4 получается достаточно большим (≈90÷100 дБ):
В ОУ-прототипе этот параметр на порядок меньше, так как здесь входной дифференциальный каскад 1 не создает усиления по напряжению.
см
За счет высокой симметрии схемы напряжение смещения нуля заявляемого ОУ, в отличие от ОУ-прототипа, достаточно мало (фиг. 7). Это связано с уменьшением влияния на U погрешностей токового зеркала 13, которое имеет высокую нестабильность статического режима при внешних воздействиях из-за применения р-n-р транзисторов АБМК_1_3 [25].
Таким образом, заявляемое устройство имеет существенные преимущества в сравнении с ОУ-прототипом.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Патент США №5.422.600, fig. 2.
2. Патент США №4.406.990, fig. 3, fig. 4э
3. Патент США №5.952.882.
4. Патент США №4.293.824.
5. Патент США №5.323.121.
6. Патент США №5.420.540 fig. 1.
7. Патент США №6.825.721 fig 1В.
8. Патент США №6.542.030 fig. 1.
9. Патент US 6.456.162, fig. 2.
10. Патент US 6.501.333.
11. Патент US 6.717.466.
12. Патентная заявка US №2002/0196079, fig 1.
13. Патент US №4.600.893, fig. 7.
14. Патент US №4.004.245.
15. Патент US №7.411.451, fig. 5.
16. Патент US №6.788.143, fig. 1.
17. Патент US 4.387.309.
18. Патент US 4.390.850.
19. Патент US 5.963.085.
20. Патент US 4.783.637, fig. 2.
21. Патент GB 2.035.003, fig. 2.
22. Элементная база радиационно-стойких информационно-измерительных систем: монография / Н.Н. Прокопенко, О.В. Дворников, С.Г. Крутчинский; под общ. ред. д.т.н. проф. Н.Н. Прокопенко; ФГБОУ ВПО «Южно-Рос. гос. ун-т. экономики и сервиса». - Шахты; ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2011. - 208 с.
23. Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Часть 1 / О. Дворников // Компоненты и технологии, №6, 2005, http://kit-e.ru/articles/device/2005_6_218.php
_
24. Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Часть 2 / О. Дворников // Компоненты и технологии, №7, 2005, http://kit-e.ru/articles/device/2005_7216.php
25. Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Часть 3 / О. Дворников // Компоненты и технологии, №8, 2005, http://kit-e.ru/articles/device/2005_8_184.php