ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ПАРАФАЗНЫМ ВЫХОДОМ
SELECTIVE AMPLIFIER WITH PARAPHASE OUTPUT

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.
В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель с парафазным выходом [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей с парафазным выходом на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.
в
н
в
н
Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров (ИУ) с парафазным выходом на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f [3-16]. Причем их верхняя граничная частота f иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f определяется входным корректирующим конденсатором.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель с парафазным выходом, представленный в патенте US 4406990, fig.4. Он содержит первый 1 входной транзистор, база которого является входом устройства 2, эмиттер через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен к эмиттеру первого 5 выходного транзистора и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, второй 8 входной транзистор, коллектор которого подключен к эмиттеру второго 9 выходного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, вспомогательный источник напряжения 11, связанный с базами первого 5 и второго 9 выходных транзисторов, четвертый 12 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором первого 5 выходного транзистора, соединенным с первым 13 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, пятый 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 9 выходного транзистора, соединенным со вторым 15 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, первый 16 корректирующий конденсатор, связанный с первым 13 выходом устройства, второй 17 корректирующий конденсатор, связанный со вторым 15 выходом устройства.
<mrow><mi>Q</mi><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mi>в</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>f</mi><mi>н</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
0
0
Существенный недостаток известного ИУ с парафазным выходом состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность в
амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K>1 на частоте квазирезонанса (f).
0
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению (K) на частоте квазирезонанса f. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство с двумя противофазными выходами.
Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе с парафазным выходом фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, база которого является входом устройства 2, эмиттер через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен к эмиттеру первого 5 выходного транзистора и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, второй 8 входной транзистор, коллектор которого подключен к эмиттеру второго 9 выходного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, вспомогательный источник напряжения 11, связанный с базами первого 5 и второго 9 выходных транзисторов, четвертый 12 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором первого 5 выходного транзистора, соединенным с первым 13 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, пятый 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 9 выходного транзистора, соединенным со вторым 15 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, первый 16 корректирующий конденсатор, связанный с первым 13 выходом устройства, второй 17 корректирующий конденсатор, связанный со вторым 15 выходом устройства, предусмотрены новые элементы и связи - эмиттер второго 8 входного транзистора связан с первой 4 шиной источника питания через шестой 18 токостабилизирующий двухполюсник и соединен с эмиттером первого 1 входного транзистора через последовательно включенные дополнительный корректирующий конденсатор 19 и дополнительный 20 корректирующий резистор, первый 16 корректирующий конденсатор включен по переменному току параллельно первому 13 выходу устройства, второй 17 корректирующий конденсатор включен по переменному току параллельно второму 15 выходу устройства, эмиттер первого 5 выходного транзистора соединен с базой первого 21 дополнительного транзистора, коллектор которого подключен ко второму 15 выходу устройства, эмиттер второго 9 выходного транзистора соединен с базой второго 22 дополнительного транзистора, коллектор которого подключен к первому 13 выходу устройства, причем между объединенными эмиттерами первого 21 и второго 22 дополнительных транзисторов и второй 7 шиной источника питания включен седьмой 23 токостабилизирующий двухполюсник, база второго 8 входного транзистора соединена с первым 13 выходом устройства.
Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.
23
На чертеже фиг.3 показана схема ИУ фиг.3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов. На чертеже фиг.4 приведена частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.3 для разных выходов и его фазового сдвига в мелком масштабе (в диапазоне частот от 1 кГц до 10 ГГц при токе I=Ivar=2 мА).
На чертеже фиг.5 показана частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.3 и его фазового сдвига в укрупненном масштабе.
23
На чертеже фиг.6 приведена зависимость добротности Q RC фильтра фиг.3 по дифференциальному выходу от тока I=Ivar.
23
На чертеже фиг.7 приведена зависимость коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.3 от тока I=Ivar в диапазоне от 400 мкА до 2 мА с шагом 400 мкА, а на чертеже фиг.8 - осциллограмма напряжения на выходах out1, out2 и out1-out2 в мелком масштабе.
На чертеже фиг.9 показана осциллограмма напряжения на выходах out1, out2 и out1-out2 ИУ фиг.3 в более крупном масштабе.
Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, база которого является входом устройства 2, эмиттер через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 4 шиной источника питания, а коллектор подключен к эмиттеру первого 5 выходного транзистора и через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, второй 8 входной транзистор, коллектор которого подключен к эмиттеру второго 9 выходного транзистора и через третий 10 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, вспомогательный источник напряжения 11, связанный с базами первого 5 и второго 9 выходных транзисторов, четвертый 12 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором первого 5 выходного транзистора, соединенным с первым 13 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, пятый 14 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между коллектором второго 9 выходного транзистора, соединенным со вторым 15 выходом устройства и первой 4 шиной источника питания, первый 16 корректирующий конденсатор, связанный с первым 13 выходом устройства, второй 17 корректирующий конденсатор, связанный со вторым 15 выходом устройства. Эмиттер второго 8 входного транзистора связан с первой 4 шиной источника питания через шестой 18 токостабилизирующий двухполюсник и соединен с эмиттером первого 1 входного транзистора через последовательно включенные дополнительный корректирующий конденсатор 19 и дополнительный 20 корректирующий резистор, первый 16 корректирующий конденсатор включен по переменному току параллельно первому 13 выходу устройства, второй 17 корректирующий конденсатор включен по переменному току параллельно второму 15 выходу устройства, эмиттер первого 5 выходного транзистора соединен с базой первого 21 дополнительного транзистора, коллектор которого подключен ко второму 15 выходу устройства, эмиттер второго 9 выходного транзистора соединен с базой второго 22 дополнительного транзистора, коллектор которого подключен к первому 13 выходу устройства, причем между объединенными эмиттерами первого 21 и второго 22 дополнительных транзисторов и второй 7 шиной источника питания включен седьмой 23 токостабилизирующий двухполюсник, база второго 8 входного транзистора соединена с первым 13 выходом устройства.
Кроме этого, на чертеже фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, параллельно первому 16 и второму 17 корректирующим конденсаторам включены по переменному току соответственно первый 24 и второй 25 вспомогательные резисторы.
Рассмотрим работу предлагаемой схемы фиг.2.
y
Комплексный коэффициент передачи по напряжению K(jf) избирательного усилителя фиг.2 для выхода Вых.1 (13) определяется соотношением, которое можно получить с помощью методов анализа электронных схем:
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>y</mi></msub><msub><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>j</mi><mi>f</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mover accent="true"><mi>U</mi><mo>˙</mo></mover><mrow><mi>в</mi><mi>ы</mi><mi>х</mi><mn>.1</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mover accent="true"><mi>U</mi><mo>˙</mo></mover><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mo>−</mo><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><mi>j</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></mfrac></mrow><mrow><msubsup><mi>f</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup><mo>−</mo><msup><mi>f</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mi>j</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></mfrac></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
где f - частота сигнала;
0
f - частота квазирезонанса;
Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;
0
0
K - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f.
Причем
<mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><msqrt><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>1</mn></msub><msub><mi>τ</mi><mn>2</mn></msub></mrow></msqrt></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
1
19
11.1
11.8
20
где τ=C(h+h+R),
2
2п
16
τ=RC,
2п
12
24
12
24
24
12
R=R||R=RR/(R+R).
Добротность ИУ определяется формулой
<mrow><mi>Q</mi><mo>=</mo><msup><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>−</mo><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mi>п</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>20</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.1</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.8</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></msqrt><mo>+</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>1</mn></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>3</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
i
где K - эквивалентный коэффициент передачи по току контура обратной связи. Причем
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub><mo>=</mo><mi>α</mi><mmultiscripts><mi>α</mi><mprescripts /><mn>1</mn><none /></mmultiscripts><msub><mrow /><mn>5</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>α</mi><mrow><mn>22</mn></mrow></msub><mfrac><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.5</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.22</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.21</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>α</mi><mn>1</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>α</mi><mn>8</mn></msub><mfrac><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.9</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.5</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>.</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>4</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
0
Формула для коэффициента усиления ИУ по напряжению K имеет вид
<mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mi>Q</mi><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mi>п</mi></mrow></msub><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>20</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.1</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.8</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>5</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
11.i
i
где h - малосигнальные h-параметры i-го транзистора в схеме с общей базой, α<1 - коэффициент усиления по току эмиттера i-го транзистора.
Отличительной особенностью предлагаемой схемы ИУ является дифференциальность его выходов.
При выполнении двух параметрических условий
<mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.5</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.9</mn></mrow></msub><mo>;</mo><mtext> </mtext><msub><mi>α</mi><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><msub><mi>α</mi><mn>8</mn></msub><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>6</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mi>п</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>3</mn><mi>п</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>25</mn></mrow></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub><mo>/</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>25</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>14</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo><mtext> </mtext><msub><mi>C</mi><mrow><mn>16</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>C</mi><mrow><mn>17</mn></mrow></msub><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>7</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
i
уравнение для K будет иметь следующий вид:
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>α</mi><mn>1</mn></msub><msub><mi>α</mi><mn>5</mn></msub><mo>+</mo><mi>α</mi><mfrac><mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>var</mi></mrow></msub></mrow><mrow><mn>4</mn><msub><mi>I</mi><mn>5</mn></msub></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>α</mi><mn>1</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>α</mi><mn>8</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>8</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
var
где I - ток двухполюсника 23,
5
I - ток эмиттера транзисторов 5 и 9.
23
var
i
0
0
Поэтому изменением режима работы дифференциальной пары 21 и 22 (тока I=I) можно реализовать необходимое численное значение K и, следовательно, обеспечить заданные величины Q и K без изменения частоты квазирезонанса f ИУ.
Указанное свойство легко использовать для оптимизации параметрической чувствительности параметров ИУ. Так, при выполнении равенства
<mrow><msub><mi>K</mi><mi>i</mi></msub><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mi>п</mi></mrow></msub><mo>/</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>20</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.1</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.8</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mn>1,</mn><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>9</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
0
параметры Q и K будут определяться из следующих соотношений
<mrow><mi>Q</mi><mo>=</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>τ</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>,</mo><mtext> </mtext><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mo>−</mo><msub><mi>Q</mi><mrow><mn>2.</mn></mrow></msub><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>10</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
Поэтому параметрические чувствительности можно найти по следующим формулам
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>c</mi><mn>19</mn></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><mo>−</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>c</mi><mn>16</mn></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>c</mi><mn>19</mn></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><mo>−</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>c</mi><mn>16</mn></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><mn>1,</mn><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>11</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>R</mi><mn>20</mn></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>≈</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>R</mi><mn>2</mn><mi>п</mi></mrow><mi>Q</mi></msubsup><mo>=</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>R</mi><mn>20</mn></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>≈</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>R</mi><mn>2</mn><mi>п</mi></mrow><mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><mn>1.</mn><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>12</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
При этом параметрические чувствительности частоты квазирезонанса соответствуют значениям
<mrow><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>C</mi><mn>19</mn></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>≈</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>C</mi><mn>16</mn></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><mo>−</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>R</mi><mn>20</mn></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>≈</mo><msubsup><mi>S</mi><mrow><mi>R</mi><mn>2</mn><mi>п</mi></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow></msubsup><mo>=</mo><mo>−</mo><mfrac bevelled="true"><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>13</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow>
что и переводит схему ИУ фиг.2 в класс низкочувствительных селективных устройств высокого диапазона рабочих частот.
Представленные на фиг.5 - фиг.9 результаты моделирования предлагаемого ИУ подтверждают указанные свойства.
0
0
0
23
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ имеет два противофазных выхода и характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K на частоте квазирезонанса f, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства. При этом K и Q могут подстраиваться до заданных значений током I=Ivar.
Библиографический список
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - p.50-53.
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, C.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.
3. Патент US №7679445.
4. Патент US №4600893, fig.4.
5. Патент US №6924701.
6. Патентная заявка US №2008/0309409.
7. Патент US №3979689, fig.3.
8. Патент RE №030587, fig.3.
9. Патент US №6529076.
10. Патентная заявка US №2006/0202762.
11. Патент US №5828242.
12. Патент US №5153529.
13. Патент US №5422600.
14. Патент US №6448853.
15. Патент US №6483382.
16. Ежков Ю.С. Справочник по схемотехнике усилителей. - М., Радиософт, 2002, с.87, рис.5.20.