ЦИФРОВОЙ СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

ЦИФРОВОЙ СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Полезная модель относится к радиотехнике и может использоваться в качестве возбудителя нередагчика с частотной модуляцией и гетеродина приемника без подачи модулирующего сигнала.
Известен цифровой синтезатор частот (ЦСЧ) с частотной модуляцией (ЧМ), построенный на основе кольца импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ) с делителем частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) в цепи обратной связи, в котором модулирующий сигнал подается на второй (модулирующий) вход управляемого генератора (УГ) (см. патент США №4110707, Н 03 С 3/10, 1978). В таком ЦСЧ можно получить на выходе частотно-модулированный сигнал с практически неограниченной сверху по частоте полосой модуляции. Недостаток его состоит в ограничении снгоу диапазона модулирующих частот из-за действия обратной связи в кольце ИФАПЧ.
Модуляция УГ по его модулирующему входу воспринимается кольцом ИФАНЧ как внешнее возмущение, которое по цепи отрицательной обратной связи отрабатывается в сторону его уменьшения. Эта реакцня происходит в полосе пропускания кольца ИФАНЧ, определяемой фильтром нижних частот (ФНЧ), то есть только на низких частотах. Ноэтому для расширения диапазона прохождения модулирующих частот в сторону низких необходимо сужать полосу пропускания кольца ИФАНЧ. Для этого нужно делать ФНЧ на выходу импульсно-фазового детектора более инерционным, что приводит к снижению быстродействия ЦСЧ с ЧМ.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является «Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией по а. с. СССР № 919040, Н 03 С 3/10, Н 03 L 7/6, опубл. 07.04.1982г., принятой за прототип. В этом синтезаторе для формирования частотно-модулированного сигнала в широкой полосе модулирующих частот используется двухточечный способ, когда модулируюпрш сигнал поступает на модулирующий вход УГ и одновременно через интегратор и управляемый аттенюатор на модулируюпщй вход фазового модулятора (точнее, импульсно-фазового модулятора), включеьшого в опорном канале между эталонным генератором (обьршо представляющим собой последовательно соединенные опорный кварцевый генератор и делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД)) и фазовым детектором (точнее импульсно-фазовым детектором (ИФД)).
На фиг. 1 приведена блок-схема устройства прототипа, где обозначено:
1- эталонный генератор,
MW-H03L7/18 Н 03 С 3/10
5- делитель частоты с переменным коэффициентом деления,
6- источник модулирующего сигнала,
7- устройство установки выходной частоты, 8,11 - нервый и второй интеграторы,
9,12- нервый и второй управляемые аттенюаторы,
10 - фазовый модулш-ор.
При двухточечной модуляции по этому снособу с помощью импульснофазового модулятора (ИФМ) импульсы па опорном входе ИФД должны быть промодулировапы по фазе так же, как импульсы после Д11КД, то есть синфазно. Тогда на выходе ИФД не будет импульсного сигнала ошибки от модуляции и, следовательно, не будет реакции кольца ИФАПЧ на модулирующее возмущение. Иначе говоря, кольцо ИФАПЧ в этом случае как бы разомкнуто по модулирующему воздействию. При этом имеется принципиальная возможность пропустить в ЦСЧ модулируюпщй сигнал в широкой полосе частот без искажений и с сохранением такого же высокого быстродействия, как и без модуляции, поскольку выбор ФНЧ тенерь уже практически не зависит от условия прохождения заданной нолосы модулирующих частот.
Однако и в этом случае быстродействие известного ЦСЧ остается недостаточным, что обусловлено ршерционностью ФНЧ. в кольце ИФАПЧ. Инерционность ФНЧ в этом ЦСЧ в основном определяется необходимостью подавления до заданного уровня помех в цепи управления УГ с частотами, кратными частоте сравнения. Известно, что частота сравнения FCP в однокольцевом ЦСЧ выбирается, исходя из заданного шага сетки частот Fm и не может превышать его, то есть FCP ш. При существзтощей тенденции к уменьшению шага сетки частот и ужесточению норм по подавлению паразитной частотной модуляции полоса пропускания в кольце ИФАПЧ обычно намного меньше частоты сравнения, что резко снижает быстродействие ЦСЧ.
Кроме того, паразитная частотная модуляция в ЦСЧ с ЧМ увеличивается тогда, когда моду.шяруюпще частоты близки к частоте сравнения. Это объясняется тем, что в результате взаимодействия частоты сравнения FCP с модулируюпщми частотами FM на выходе импульсно-фазового детектора формируются комбинационные частоты FK, т.е. ИФД работает как смеситель: FK  «FM ± :Fcp. Причем суммарные комбинационные составляюпще не проходят через ФПЧ, а разностные могут нройти и промодулировать частоту УГ.
8известном ЦСЧ с двухточечной ЧМ происходит компенсация реакции кольца ИФАПЧ на основное модулирующее воздействие по УГ, а устранить донолнительную наразитную частотную модуляцию (ПЧМ) от комбинационных частот FK затруднительно, так как в компенсирующем сигнале, поступающем на модулируюпщй вход ИФМ через ряд узлов, этих комбинационных составляющих нет. Таким образом, для повышения подавления ПЧМ от указанных воздействий необходимо увеличивать инерционность ФНЧ, а это приводит к снижению быстродействия синтезатора.
Недостатком устройства - прототипа является сравпительпо большой уровень паразитной частотной модуляции и невысокое быстродействие.
Устранение указанных недостатков достигается тем, что в цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией, содержащий соединенные в кольцо управляемый генератор, делитель частоты с переменным коэффициентом деления, импульсно-фазовый детектор и фильтр нижних частот, последовательно соединенные опорный генератор, делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления и импульсно-фазовый модулятор, выход которого соединен со вторым входом импульсно-фазового детектора, последовательно соединенные источник модулирующего сигнала, управляемый аттенюатор и первый интегратор, выход которого подключен к модулирующему входу импульсно-фазового модулятора, а также блок установки частоты, выход которого соединен с установочным входом делителя частоты с переменным коэффициентом деления и управляющим входом управляемого аттенюатора, а модулирующий вход управляемого генератора соединен с выходом источника модулирующего сигнала, введены последовательно соединенные фазовращатель на лХ2, первый з авляемый усилитель и первый сумматор, выход которого является выходом устройства и подключен ко входу амшппудного детектора и входу фазового детектора, последовательно соединенные амплитудный детектор, инвертирующий усилитель и второй сумматор, выход которого подключен к управляющему входу первого управляемого усилителя, последовательно соединенные второй интегратор, первый инвертор и третий сумматор, выход которого подключен к управляющему входу второго управляемого усилителя, включенного между выходом управляемого генератора и вторым входом первого сумматора, последовательно соединенные фазовый детектор, четвертый сумматор, усилитель и второй инвертор, выход которого подключен ко второму входу третьего сумматора. При этом вход второго интегратора через разделительный конденсатор соединен с выходом фильтра нижних частот, третий вход третьего сумматора соединен с выходом инвертирующего усилителя, вход фазовращателя на 7ix2 соединен с выходом управляемого генератора и вторым входом фазового детектора, второй вход второго сумматора соединен с выходом второго интегратора и вторым входом четвертого сз матора, а третий вход второго сумматора подключен к выходу усилителя.
Существенным отличием предложенного ЦСЧ с ЧМ является дополнительное подавление ПЧМ выходного сигнала с помощью введенных новых элементов, объединенных соответствующими связями с остальными узлами синтезатора. Такое перераспределение подавления ПЧМ между ФНЧ и вновь введенными узлами позволило уменьшить инерционность этого ФНЧ и тем самым повысить быстродействие ЦСЧ. Иначе говоря, в предложенном ЦСЧ не только повышено подавление ПЧМ, но и одновременно увеличено быстродействие. При этом значительно подавляется ПЧМ, вызванная не только помехой с частотой сравнеьшя, но и комбинационными помехами, появляющимися в результате взаимодействия частот информационного модулирующего сигнала, близких к частоте FCP, с гармониками частоты сравнения на выходе ИФД, т.е. по сравнению с прототином нроисходит дополнительное улучше1ше и модуляционного параметра ЦСЧ с ЧМ.
Характерно, что здесь по цепям отрицательной обратной связи отрабатываются (уменьшаются) остаточная паразитная амплитудная модуляция, фазовые набеги и флуктуации фазы, вызванные неидентичностью узлов формирования квадратурных сигналов из-за воздействия дестабилизирующих факторов.
Предлагаемое техническое решение, по мнению заявителей, обладает существенными отличиями, так как при поиске не выявлены аналоги, содержащие признаки, сходные с отличительными.
На фиг. 2 приведена структурная электрическая схема предлагаемого устройства. На фиг.3,4 представлены векторные диаграммы, поясняющие принцип его работы в режиме дополнительной компенсации паразитной угловой модуляции.
Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией содержит соединенные в кольцо управляемый генератор УГ1, ДПКД2, импульсно-фазовый детектор ИФДЗ и Ф1ТЧ4, выход которого соединен с управляющем входом УГ1, последовательно соединенные онорный генератор ОГ5, ДФКД6 и импульснофазовый модулятор ИФМ7, выход которого соединен со вторым входом ИФДЗ, последовательно соединенные источник модулирующего сигнала PIMC8, управляемый аттенюатор УА9, первый интегратор PfflTlO, выход которого подключен к модулирующему входу ИФМ7, блок установки частоты БУЧ11, выход которого соединен с установочным входом ДПКД2 и управляющим входом УА9, а модулирующий вход УГ1 соединен с выходом ИМС8, последовательно соединенные фазовращатель на пО, ФВ12, первый управляемый усилитель УУ13 и первый сумматор СУМ14, выход которого является выходом устройства и подключен ко входу амплитудного детектора АД 15 и входу фазового детектора ФД16, последовательно соединенные амплитудный детектор АД 15, инвертируюпщй усилитель PfflB Ус17 и второй сумматор СУМ 18, выход которого подключен к управляющему входу первого управляемого усилителя УУ13, последовательно соединенные второй интегратор ИНТ19, первый инвертор ИНВ20 и третий сумматор СУМ21, выход которого подключен к управляющему входу второго управляемого усилителя УУ22, включенного между выходом УГ1 и вторым входом первого сумматора СУМ14, последовательно соединенные фазовый детектор ФД16, четвертый сумматор СУМ23, усилитель Ус24 и второй инвертор ИНВ25, выход которого подключен ко второму входу третьего сумматора СУМ21. При этом вход второго интегратора ИНТ 19 через разделительный конденсатор 26 соединен с выходом ФНЧ4, третий вход третьего сумматора СУМ21 соединен с выходом инвертирующего усилителя ИНВ Ус17, вход фазовращателя на 71X2 ФВ12 соединен с выходом УГ1 и вторым входом ФД16, второй вход второго СУМ 18 соединен с выходом второго ИНТ 19 и вторым входом
четвертого СУМ23, а третий вход второго СУМ 19 подключен к выходу усилителя Ус24.
Цифровой синтезатор с частотной модуляцией работает следующим образом.
После установления режима синхронизма в кольце ИФАПЧ при подаче модулирующего напряжения от PDVIC8 на модулирующий вход УГ1 происходит его частотная модуляция. При этом на выходе ДПКД2 импульсы будут промодулированы по фазе в соответствии с модулирующим сигналом. Для компенсации этой реакции кольца ИФАПЧ на модулирующее возмущение УГ1 модулирующий сигнал от PIMC8 одновременно подается через УА9, первый ИНТ10 на модулирующий вход ИФМ7, в котором происходит модуляция опорных импульсов с выхода ДФКД6 по фазе так же, как промодулированы импульсы с выхода ДПКД2. В результате сравнения одинаково промодулированных по фазе входных импульсов ИФДЗ не образуется сигнала опшбки от модуляции на его выходе. Следовательно, нет реакции кольца ИФАПЧ на модулирующее возмущение УГ1. В управляющем сигнале, поступающем с выхода ФНЧ4 на управляющий вход УГ1, есть только составляющие от помех, кратных частоте сравнения FCP и комбинационные составляющие FK, которые вызывают соответствующую паразитную угловую модуляцию выходного сигнала УГ1. С выхода УГ1 на второй вход фазового детектора ФД16, вход фазовращателя на 71x2 ФВ12 и на вход второго управляемого усилителя УУ22 поступает высокочастотный сигнал, промодулированный по фазе помеховыми составляюпщми и полезным информационным сигналом
Mi t/iCos(o)o + ),(1)
где Юо - частота несущего колебания УГ1,
фл/ - мгновенный фазовый сдвиг выходного сигнала УГ1 от модулирующего информационного сигнала,
Ф1 - мгновенный фазовый сдвиг, вызванный суммарной паразитной помеховой состав.11яющей с выхода ФНЧ4.
После фазовращателя на 7ix2 на вход первого УУ13 поступает сигнал
«2  1 sm((UQt + фд + ф1)(2)
Таким образом, с выхода УГ1 высокочастотный сигнал с помощью ФВ12 разделяется на две квадратурные состав.11яющие, т.е. на входах первого УУ13 и второго УУ22 формируются несущде колебания одинаковой частоты, но сдвинутые друг относительно друга по фазе на 90 (см. векторные диаграммы на фиг.З).
качание каждого вектора по фазе на угол ф1 относительно исходного состояния (см. фиг. 3). Одновременно с выхода ФНЧ4 через разделительный конденсатор 26 (чтобы не нроходила постоянная составляющая), второй интегратор ИНТ 19 поступает суммарное напряжение номех через второй сумматор СУМ 18 на управляющий вход первого управляемого усилителя УУ13, а через первый инвертор 1ШВ20 и третий сз мматор СУМ21 - на управляющий вход второго управляемого усилителя УУ22. Это напряжение помех модулирует по амплитуде выходные сигналы первого УУ13 и второго УУ22 (см. векторы ОК ОК  и ОС,ОС нафиг.З).
В результате линейного с)ммирования выходных сигналов первого УУ13 и второго УУ22, имеюпщх одновременно соответствующую угловую и амплитудную модулящпо, на выходе первого СУМ14 (выходе устройства) формируется высокочастотный сигнал со значительно подавленной угловой и амплитудной модуляцией (см. результирующие векторы ОА и ОА на фиг.З). Однако в выходном сигнале устройства имеется остаточная паразитная угловая модуляция, вызванная не полной компенсацией паразитной угловой модуляции входного сигнала и паразитной угловой модуляции, возникающей из-за различного фазового сдвига в узлах УУ13, УУ22, ФВ12 и других, а также из-за флуктуации этого фазового сдвига при воздействии дестабилизирующих факторов. Причем этот остаточный с)ммарный фазовый сдвиг ф2 значительно меньше исходного фазового сдвига ф1 (т.е. ф2«Ф1).
Тогда на выходе первого СУМ 14 сигнал можно представить в виде
м  и cos(Q)o/ + ФА/ + Ф2 - V4).(3)
Кроме угловой модуляции результирующий сигнал на выходе СУМ 14 имеет остаточную паразитную амплитудную модуляцию (см. изменение результирующего вектора ОА на фиг.З).
Этот сигнал с амплитудной модуляцией поступает на вход амплитудного детектора АД 15, на выходе которого формируется напряжение, изменяющееся в соответствии с паразитной амплигудной моду.11яцией (ЛАМ) выходного сигнала СУМ14. После инвертирующего усилителя ИНВ Ус17 это напряжение в противофазе поступает через второй сумматор СУМ 18 на управляюпщй вход первого УУ13 и через третий сумматор СУМ21 на управ ляюпщй вход второго УУ22 и компенсирует ПАМ. Одновременно сигнал с выхода первого СУМ 14 постзшает на первый вход фазового детектора ФД16, на второй вход которого подается напряжение (1) с выхода УГ1. В результате перемножения этих сигналов на выходе ФД16 формируется напряжение
Сигнал ошибки ифдк, с выхода ФД16 поступает на первый вход четвертого сумматора СУМ23, на второй вход которого через разделительный конденсатор 26 и второй интегратор ИНТ 19 пост)плает сигнал, изменяющийся по закону Фь В результате линейного суммирования этих сигналов на выходе четвертого СУМ23 формируется сигнал, изменяюпщйся только по закону ф2 (т.к. ф2 - Ф1 +
+Ф1 фз).
с выхода СУМ23 этот сигнал через усилите.11ь Ус24 поступает на первый вход второго сумматора СУМ18, где линейно суммируется с сигналом с выхода второго интегратора ИНТ 19. В результате на выходе СУМ 18 формируется напряжение, юменяющееся по закону ф2 + Фь которое поступает на управляющий вход первого УУ13 и модулирует его входной сигнал по амплитуде.
Одновременно с выхода Ус24 сигнал, изменяюпщйся по закону ф2, поступает через второй инвертор 1ШВ25 на второй вход третьего сумматора СУМ21, на первый вход которого с выхода первого инвертора ИНВ20 поступает напряжение, гоменяющееся в соответствии с (-фО. В результате линейного суммирования этих сигналов на выходе третьего сумматора СУМ21 формируется управляющее напряжение, изменяющееся по закону -(ф2 + фО. Это напряжение поступает на управляющий вход второго управляемого усилителя УУ22 и модулирует его входной сигнал по амплитуде.
После суммирования выходных сигналов УУ13 и УУ22, имеющих паразитную угловую модуляцию (ф2 + фО и управляемых по амплитуде по закону (ф2 + ф1) или соответственно -(ф2 + фО на выходе СУМ14 сформируется сигнал с практически полностью подавленной паразитной угловой и остаточной амплитудной модуляцией (см. результирующий вектор ОА на фиг. 4)
z  z со8(Юо + ФА/  V4) (5)
В предложенном ЦСЧ можно значительно уменьшить инерционность ФНЧ4, не опасаясь того, что это вызовет повышение уровня помеховых состав.ляющих с его выхода и соответственно увелшчения отклонения по фазе каждого квадратурного вектора, так как результирующий вектор ОА на выходе устройства останется без изменений (см. фиг.).
Таким образом, за счет перераспределения подавления ПЧМ между ФНЧ4 и вновь введенными узлами квадратурного преобразования сигнала УГ1 можно увеличить общее подавление НЧМ в выходном сигнале устройства и одновременно повысить быстродействие ЦСЧ за счет уменьшения инерционности ФНЧ4 с сохранением широкой полосы модулирующих частот информационным сигналом.
Доказательством возможности осуществления предлагаемого устройства является то, что вводимые блоки типовые и могут быть выполнены на широко известных микросхемах: сумматоры и усилители постоянного тока могут быть выполнены на основе операционных усилителей (например, на микросхеме
140УД20А), управляемый усилитель представляет собой высокочастотный усилитель, коэффициент усиления которого можно изменять в небольших пределах от внепшего напряжения управления. В качестве инвертора также можно использовать операционный усилитель, входной сигнал на который подается на инвертируюпщй вход. Фазовращатель на лх2 представляет собой резонансную цепь (например, LC котур), в которой определенным подбором реактивных элементов (L, С) достигается фазовый сдвиг на n/l выходного сигнала относительно входного. Интегратор также может быть выполнен на операционном усилителе. Сумматор на выходе устройства может быть выполнен пассивным на резисторах.
Таким образом, применение предлагаемого цифрового синтезатора частот с частотной модуляцией позволяет уменьшить п азитную частотную модуляцию выходного сигнала при одновременном увеличении быстродействия и решить задачу получения частотной моду.11яции в широком диапазоне модулируюпщх частот с минимальными искажениями.
Кроме того, предлагаемое устройство позволяет увеличить отношение сигнал/шум на выходе передатчика за счет компенсации фазовых шумов предварительного усилителя, функцию которого выполняют квадратурные управляемые усилители и схема суммирования сигналов. В этом устройстве сохраняются только шумы УГ. В то же время уровень выходного сигнала можно усилить до заданного уровня.
Заявитель - Воронежский НИИ связи
Зам. Главного инженера - А-В- Калинин