Способ оценки фаз многочастотных периодических сигналов в условиях наличия помех с использованием компенсации шумов преобразования
METHOD OF EVALUATING PHASES OF MULTI-FREQUENCY PERIODIC SIGNALS IN CONDITIONS OF PRESENCE OF INTERFERENCE USING COMPENSATION FOR CONVERSION NOISE

Изобретение относится ж области оценки значений параметров сигналов и может найти применение в области радиотехники, в частности в устройствах связи, в измерительной технике, в устройствах спектрального анализа электрических сигналов.
Известны цифровые способ и устройство определения мгновенной фазы принятой реализации гармонического или квазигармонического сигнала (патент РФ №2463701, Н3D 3/00).
Недостатком данных способа и устройства является их недостаточно высокая эффективность в условиях наличия помех.
Известен способ оценки времени запаздывания сигнала (фазы), описанный в учебном пособии «Основы теории радиотехнических систем». Учебное пособие. // В.И. Борисов, В.М. Зинчук, А.Е. Лимарев, Н.П. Мухин. Под ред. В.И. Борисова. Воронежский научно-исследовательский институт связи, 2004», стр. 123-124.
Недостатком способа является недостаточно высокая эффективность в условиях наличия помех.
Известны способ и устройство энергетического обнаружения сигнала с компенсацией комбинационных составляющих помехи и сигнала и помехи (патент РФ №2683021, Н04В 1/10), недостатком которых является отсутствие возможности оценки значения фазы периодических сигналов.
Известен способ спектрального анализа сигналов (патент РФ №2127888, G01R 25/16), в котором при дискретизации и квантовании сигнала создают последовательности дискретных значений сигнала с различными частотами следования отсчетов в каждой из них. При этом дискретные значения этих последовательностей фильтруют с помощью цифровых полосовых фильтров и цифровых фильтров нижних частот. Сигналы с выходов цифровых полосовых фильтров подвергают обработке, связанной с определением амплитудных значений, а на их основе и остальных информативных параметров полосовых сигналов.
Недостатком данного способа является его недостаточно высокая помехозащищенность.
j
1
2
N
0
B4X
min
j
BAX
Известен способ спектрального анализа сигналов (патент РФ №2229725, G01R 23/16), в котором формируют опорный синусоидальный сигнал, который многократно сдвигают по фазе относительно анализируемого периодического многочастотного сигнала. Оба сигнала представляются отсчетами мгновенных значений для одних и тех же моментов времени t=t, t, …, t, где N - число разбиений на периоде Т. Далее находят точки совместного решения а(b) при различных круговых частотах опорного сигнала и фазах опорного сигнала, строят вольт-амперные характеристики и определяют их площадь F, причем вывод о присутствии гармонической составляющей с некоторой круговой частотой и фазой в анализируемом сигнале a(t) делают, исходя из условия F=0,
Недостатком данного способа является недостаточно высокая эффективность в условиях наличия помех.
Наиболее близким аналогом по технической сущности к предлагаемому, является способ спектрального анализа многочастотных периодических сигналов, представленных цифровыми отсчетами (Функциональный контроль и диагностика электротехнических систем и устройств по цифровым отсчетам мгновенных значений тока и напряжения, / под редакцией Е.И. Гольдштейна - Томск: Изд. «Печатная мануфактура», 2003, с. 92-94), принятый за прототип.
i
Способ-прототип заключается в том, что для исходного сигнала a(t), заданного отсчетами мгновенных значений в моменты времени
1
2
j
N
t, t, …, t, …, t;
2
1
3
2
N
N-1
t-t=t-t=t-t=…=Δt;
Δt=T/N,
где Δt - шаг дискретизации;
N - количество точек за время Т.
1
2
j
n
для последовательности частот ω, ω, …, ω, …, ω, определяют мгновенную спектральную плотность (МСП) по выражениям:
1
j
2
j
где S(ω) и S(ω) - синусная и косинусная составляющие мгновенной спектральной плотности.
k
где f - частота, Гц,
i
j
1
2
j
n
k
k
содержащейся в исходном сигнале a(t), соответствует экстремум функции S(ω). Таким образом, находят последовательность частот ω, ω, …, ω, …, ω, содержащихся в сигнале. Находят фазу ϕ частотной составляющей ω по формуле:
Недостатком способа-прототииа является недостаточно высокая эффективность в условиях наличия помех.
Задача предлагаемого способа - повышение точности определения значения фаз произвольного ряда гармонических сигналов в условиях наличия помех.
Для решения поставленной задачи в способе оценки фазы многочастотных периодических сигналов в условиях наличия помех с компенсацией шумов преобразования, заключающемся в том, что для исходного сигнала a(ts), заданного отсчетами мгновенных значений в моменты времени
1
2
j
2
1
3
2
N
N-1
t, t, …, t, …, tN; t-t=t-t=t-t= …. =Δt; Δt-T/N,
где Δt - шаг дискретизации; N - количество точек за время Т,
1
2
i
n
j
j
j
j
j
1
2
j
m
2
1
3
2
m
(m-1)
для последовательности частот сигналов ω, ω, …, ω, …, ω, определяют сигнал - результат умножения входного сигнала на синус опорной частоты: S(ωt)=α(t)Sin(ωt), согласно изобретению, значения опорных частот устанавливают равными значениям частот входного многочастотного сигнала, определяют дискретные значения фаз, ϕ, ϕ, …, ϕ …, ϕ, таким образом, чтобы: ϕ-ϕ=Δϕ; ϕ-ϕ=Δϕ; …; ϕ-ϕ=Δϕ, Δϕ=2π/m,
где Δϕ - шаг дискретизации фазы; m - количество значений фаз, используемое при ее дискретизации; каждый опорный синусоидальный сигнал многократно сдвигают по фазе; обработку сигналов, которые образуются после умножения входного сигнала на опорные сигналы, осуществляют одинаково в соответствующих линейках: каждый из полученных сигналов разветвляют на две одинаковые составляющие, первую составляющую фильтруют фильтром нижних частот (ФНЧ), полоса которого согласована с полосой сигнала, одновременно вторую составляющую фильтруют полосовым фильтром, полоса пропускания которого выбирается так, что верхняя частота полосового фильтра соответствует верхней частоте полосы сигнала, нижнюю частоту полосового фильтра устанавливают максимально близкой к нулю; выбор ФНЧ и полосового фильтра осуществляют с идентичными в максимальной степени фазо-частотными характеристиками и так, что амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) полосового фильтра в области частот близких к нулю имеет максимально возможную крутизну в области частот, начиная со значения, для которого разность значений АЧХ ФНЧ и полосового фильтра становится меньше некоторой заранее заданной величины, обеспечивают идентичность их АЧХ в максимальной степени; для каждого опорного сигнала и для каждого значения фазы каждого опорного сигнала формируют отсчеты сигналов, прошедших на выход ФНЧ и полосового фильтра; суммируют отсчеты сигналов прошедших ФНЧ и суммируют отсчеты сигналов прошедших полосовой фильтр; рассчитывают значения разностей полученных сумм; для каждого опорного сигнала из полученных разностей сумм, соответствующих результату, полученному при изменении фаз опорного сигнала во всем возможном диапазоне, находят разность с максимальным значением, запоминают значения фаз, для которых значения разностей имеют максимальное значение.
Предлагаемый способ заключается в следующем.
1
2
i
n
Значения опорных частот ω, ω, …, ω, …ω, устанавливают равными значениям частот многочастотного периодического сигнала.
1
2
m
Определяют дискретные значения фаз, ϕ, ϕ, …, ϕj …, ϕ, таким образом, чтобы:
где Δϕ - шаг дискретизации фазы;
m - количество значений фаз, используемое при ее дискретизации, каждый опорный синусоидальный сигнал, многократно сдвигают по фазе.
Аддитивную смесь сигналов с различными частотами и помех умножают в блоках умножения, которые могут быть выполнены, например в виде смесителей, на опорные сигналы.
Фазы опорных сигналов изменяют через заранее установленное время так, чтобы они приняли все возможные дискретные значения.
Дальнейшую обработку осуществляют с использованием способа компенсации шумов преобразования - гармоник разностной частоты (комбинационные составляющие), описанного в патенте РФ №2683021, следующим образом.
Результаты умножения сигнала и помехи на соответствующие опорные сигналы обрабатывают одинаково.
Разветвляют на две одинаковые составляющие, первую составляющую фильтруют фильтром нижних частот (ФНЧ), полоса которого согласована с полосой сигнала, одновременно вторую составляющую фильтруют полосовым фильтром, полосу пропускания которого выбирают так, что верхняя частота полосового фильтра соответствует верхней частоте полосы сигнала, нижнюю частоту полосового фильтра устанавливают максимально близкой к нулевому значению.
Выбор ФНЧ и полосового фильтра осуществляют с идентичными в максимальной степени фазо-частотными характеристиками и так, что АЧХ полосового фильтра в области частот близких к нулю имеет максимально возможную крутизну, в области частот, начиная со значения, для которого разность значений АЧХ ФНЧ и полосового фильтра становится меньше некоторой заранее заданной величины, обеспечивают идентичность их АЧХ в максимальной степени (иллюстративный пример приведен на фиг. 1).
Для каждого опорного сигнала и для каждого значения фазы каждого опорного сигнала, формируют отсчеты сигналов, прошедших на выход ФНЧ и прошедших на выход полосового фильтра в соответствующих аналого-цифровых преобразователях (АЦП). В вычислительном устройстве суммируют отсчеты сигналов, прошедших ФНЧ и суммируют отсчеты сигналов, прошедших полосовой фильтр.
Рассчитывают значения разностей полученных сумм, соответствующих некоторому опорному сигналу и значениям фаз каждого опорного сигнала
ij
U,
где i - номер опорной частоты;
j - номер дискретного значения фазы.
Для каждого опорного сигнала из полученных разностей сумм, соответствующих результату, полученному при изменении фазы опорного сигнала во всем возможном диапазоне, находят разность с максимальным значением. Запоминают значения фаз, для которых значения разностей имеют максимальное значение.
Ниже приведены результаты моделирования процесса оценки фазы многочастотных периодических сигналов в условиях наличия помех с компенсацией шумов преобразования.
si
si
Сумма гармоник помехи при моделировании представлена в виде совокупности гармонических колебаний со случайными значениями амплитуд (U) и фаз (ϕ), которые распределены по нормальному (амплитуды) и равномерному (фазы) законам, соответственно
si
si
si
где: ω ϕ U - частота, фаза, амплитуда i-ого гармонического сигнала;
Ns - число гармонических сигналов.
Моделирование осуществлялось при использовании следующих представлениях параметров сигнала и помехи:
- амплитуды, частоты и фазы сигналов представлены как случайные величины, значения амплитуд, фаз и частот гармоник распределены по равномерному закону.
Моделирование проведено для следующих значений параметров:
- число реализаций - 500;
- число гармоник сигнала - 5;
- число гармоник помехи - 30;
- число временных шагов - 800;
- количество значений фаз, используемое при ее дискретизации - 72;
- коэффициент, определяющий частоту дискретизации - 48000;
- диапазон изменения амплитуд сигналов - от 1 до 2;
- значения частот сигнала - от 300 до 3400 в условных единицах;
- значение полосы частот полосового фильтра, где крутизна его АЧХ имеет максимальное значение - 200 в условных единицах.
Результаты моделирования процесса оценки фазы многочастотных
периодических сигналов в условиях наличия помех с компенсацией шумов преобразования приведены в таблице.
По результатам анализа данных, приведенных в таблице, может быть сделан вывод, что среднее значение ошибки определения фазы не превосходит 0,39 радиан для значений отношения мощностей сигнала и помехи не менее 0,5.
Структурная схема устройства, которое реализует предлагаемый способ, приведена на фиг. 2, где обозначено;
1.1-1.n - с первого по n-ый блоки умножения;
2.1-2.n - с первого по n-ый фильтры нижних частот (ФНЧ);
3.1.1, 3.2.1 - первый и второй аналого-цифровые преобразователи (АЦП) первой линейки;
3.1.2, 3.2.2 - первый и второй АЦП второй линейки;
3.1.n, 3.2.n - первый и второй АЦП n-ой линейки;
4.1-4.n - с первого по n-ый генераторы опорного напряжения (ГОН);
5.1-5.n - с первого по n-ый полосовые фильтры:
6 - вычислительное устройство (ВУ).
Устройство содержит n параллельных линеек, каждая из которых состоит из соответствующих последовательно соединенных блока умножения 1, ФНЧ 2, и первого АЦП 3.1, при этом полосовой фильтр 5 включен между выходом блока умножения 1 и вторым АЦП 3.2, при этом выход ГОН 4 соединен со вторым входом блока умножения 1. Кроме того, первые входы блоков умножения 1.1-1.n каждой линейки соединены между собой и являются входом устройства. Выходы первых 3.1.1-3.1.n и вторых 3.2.1-3.2.n АЦП каждой линейки соединены с соответствующими входами вычислительного устройства 6, выход которого является выходом устройства.
Устройство работает следующим образом.
1
2
i
n
Значения опорных частот ω, ω, …, ω, …, ω, устанавливают равными значениям частот многочастотного периодического сигнала. Определяют дискретные значения фаз.
Каждый опорный синусоидальный сигнал, многократно сдвигают по фазе. Изменение фазы опорных сигналов может быть обеспечено, например, путем выполнения ГОН 4.1-4.n в виде последовательно соединенных генератора и фазосдвигающего устройства, выполненного, например, в виде линии задержки. Или, например, путем выполнения ГОН 4.1-4.n в виде последовательно соединенных программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС) и цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) (на фиг. 2 не показаны). При этом в ПЛИС в цифровом виде формируют опорный сигнал заданной частоты, который через заданные интервалы времени сдвигают по фазе, В ЦАП цифровой сигнал преобразуют в аналоговую форму.
Аддитивную смесь помех и сигналоз с различными частотами умножают на опорные сигналы в блоках умножения 1.1-1.n, которые могут быть выполнены, например в виде смесителей.
Фазы опорных сигналов изменяют через заранее установленное время так, чтобы они приняли все возможные дискретные значения.
Дальнейшую обработку осуществляют с использованием способа компенсации шумов преобразования - гармоник разностной частоты (комбинационные составляющие), описанного в патенте РФ №2683021, следующим образом.
Результаты умножения сигнала и помехи на соответствующие опорные сигналы обрабатывают одинаково. Разветвляют их на две одинаковые составляющие, первую составляющую фильтруют ФНЧ 2.1-2.n, одновременно вторую составляющую фильтруют полосовыми фильтрами 5.1-5.n.
Для каждого опорного сигнала и для каждого значения фазы каждого опорного сигнала, формируют отсчеты сигналов, прошедших на выход ФНЧ 2.1-2.n в соответствующих АЦП 3.1.1-3.1.n и прошедших на выход полосовых фильтров 5.1-5.n в соответствующих 3.2.1-3.2.n. Отсчеты подают в вычислительное устройство 6, где для каждой линейки суммируют отсчеты сигналов прошедших ФНЧ 2.1-2.n для каждого из них, и суммируют отсчеты сигналов прошедших полосовые фильтры 5.1-5.n для каждого из них. Рассчитывают значения разностей полученных сумм, соответствующих некоторому опорному сигналу и значениям фаз каждого опорного сигнала.
Для каждого опорного сигнала из полученных разностей сумм, соответствующих результату, полученному при изменении фазы опорного сигнала во всем возможном диапазоне, находят разность с максимальным значением. Запоминают значения фаз, для которых значения разностей имеют максимальное значение.
Результаты моделирования оценки фазы многочастотных периодических сигналов в условиях наличия помех с компенсацией шумов преобразования приведены выше.
Блоки умножения 1.1-1.n могут быть выполнены, например, в виде преобразователя частоты (смесителя), см., например, учебное пособие «Основы теории радиотехнических систем». Учебное пособие. // В.И. Борисов, В.М. Зинчук, А.Е. Лимарев, Н.П. Мухин. Под ред. В.И. Борисова, Воронежский научно-исследовательский институт связи, 2004», стр. 186-189.
АЦП 3.1.1-3.1.n и 3.2.1-3.2.n могут быть выполнены, например, на микросхеме AD7495BR фирмы Analog Devices.
Вычислительное устройство 6 может быть выполнено в виде единого микропроцессорного устройства с соответствующим программным обеспечением, например, процессора серии TMS320VC5416 фирмы Texas Instruments, или в виде программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС) с соответствующим программным обеспечением, например, ПЛИС XCV400 фирмы Xilinx.
Таким образом, заявляемый способ может быть реализован описанным устройством.