ВЫСОКОВОЛЬТНЫЙ СТАБИЛИЗИРОВАННЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ

Область применения
Устройство относится к области электротехники, а именно к высоковольтным источникам питания постоянного тока, и может быть использовано для питания аналитических приборов и блоков аппаратных комплексов для научных исследований, требующих надежного, с низким уровнем электромагнитных помех стабилизированного и регулируемого высоковольтного - единицы киловольт - источника питания, выходное напряжение которого имеет низкую краткосрочную, долговременную и температурную нестабильность, малый размах пульсаций.
Уровень техники
Из существующего уровня техники известен высоковольтный источник питания, предназначенный для питания оптико-электронных систем, в частности твердотельных лазеров, содержащий генератор последовательности прямоугольных импульсов, блок формирования сигнала с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), двухтактный преобразователь напряжения на основе мощных МОП-транзисторов, повышающий трансформатор, умножитель напряжения и блок отрицательной обратной связи (Tamuri A.R., Bidin N., Daud Y.M. High voltage power supply for electro-optics applications // International Journal of Research and Reviews in Applied Sciences. 2010. Vol. 3. №.2. P. 143-147 [1]). Недостатком устройства являются относительно высокие уровни высокочастотных пульсаций выходного напряжения и создаваемых электромагнитных помех, что обусловлено использованием для регулирования и стабилизации выходного напряжения ШИМ.
Известен также высоковольтный источник питания, состоящий из задающего генератора, двухтактного транзисторного преобразователя напряжения на основе мощных МОП-транзисторов, схемы управления затворами транзисторов преобразователя напряжения, повышающего трансформатора, умножителя напряжения, блока изменения выходной мощности устройства, выполненного по схеме регулируемого понижающего импульсного преобразователя напряжения, питающего двухтактный преобразователь напряжения, схемы управления и многоканального блока низковольтного питания (US 7477529 B2, Н02М 3/335, опубл. 13.01.2009 [2]). Недостатком данного устройства является то, что схема управления регулирует и стабилизирует выходное напряжение понижающего импульсного преобразователя на основе сравнения задаваемого опорного напряжения и напряжения обратной связи (ОС), в качестве которого используется выходное напряжение понижающего импульсного преобразователя, при этом контур ОС, охватывающий высоковольтную часть источника питания, отсутствует. В результате источник питания имеет значительный диапазон нечувствительности регулирования и высокую динамическую нестабильность выходного напряжения. Кроме того, при изменении параметров окружающей среды, за счет термических процессов в полупроводниковых элементах высоковольтной части устройства, выходное сопротивление источника питания может изменяться, что вносит дополнительную нестабильность в выходное напряжение.
Наиболее близким к заявленному устройству является управляемый высоковольтный стабилизированный источник питания фотоэлектронного умножителя, содержащий управляемый источник опорного напряжения (ИОН), регулируемый стабилизатор напряжения, последовательно соединенные задающий генератор на основе интегральных микросхем стандартной логики и двухтактный транзисторный преобразователь напряжения, выполненный на основе биполярных транзисторов, повышающий трансформатор, являющийся нагрузкой преобразователя напряжения, диодно-конденсаторный умножитель напряжения, подключенный к вторичной обмотке повышающего трансформатора, выходной фильтр и делитель напряжения, а также блок обратной связи. (Рахманов В.В., Бакакин Г.В., Главный В.Г., Меледин В.Г., Наумов И.В. Управляемый высоковольтный стабилизированный источник питания фотоэлектронного умножителя // ПТЭ. 2006. №5. С. 90-92 [3]).
Первичная обмотка трансформатора выполнена по схеме со средней точкой, вывод которой соединен с выходом регулируемого стабилизатора напряжения, вход которого подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения.
Блок обратной связи состоит из выполненного на основе операционного усилителя интегрирующего усилителя сигнала рассогласования, опорный вход которого соединен с выходом управляемого источника опорного напряжения, а измерительный вход - с центральным выводом делителя напряжения. Выход усилителя сигнала рассогласования соединен с управляющим выводом регулируемого стабилизатора напряжения, выполненного на основе эмиттерного повторителя, коллектор которого подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения.
REF
В состав управляемого ИОН входит каскад формирования первичного стабилизированного опорного напряжения U на основе стабилитрона с токозадающим резистором и буферного повторителя напряжения на операционном усилителе, регулируемый делитель напряжения. Напряжение, снимаемое с нижнего плеча делителя напряжения, поступает на опорный вход усилителя сигнала рассогласования. В качестве верхнего плеча делителя используется постоянный резистор, а в качестве нижнего - выполненный на основе операционного усилителя, составного транзистора и токового шунта, регулируемый источник тока, который выполняет функцию резистора с переменным сопротивлением.
Для регулирования амплитуды опорного напряжения используется ШИМ сигнал с несущей частотой 10 кГц, поступающий от внешнего управляющего блока на интегратор, входящий в состав управляемого источника опорного напряжения. Выходное напряжение интегратора, пропорциональное скважности ШИМ сигнала, поступает на вход регулируемого источника тока, включенного в нижнее плечо управляемого делителя напряжения. Таким образом, изменением скважности ШИМ сигнала регулируют амплитуду опорного напряжения и, соответственно, величину выходного напряжения источника питания.
Недостатком известного устройства является низкая динамическая стабильность выходного напряжения, обусловленная значительной инерционностью контура регулирования на основе интегрирующего усилителя сигнала рассогласования, а также включением делителя напряжения перед выходным фильтром.
REF
Недостатком устройства также является высокая нестабильность выходного напряжения по дрейфу и шумам, значительная температурная нестабильность, низкая повторяемость выходного напряжения. Это обусловлено, во-первых высокой суммарной нестабильностью напряжения U первичного ИОН, выполненного на основе стабилитрона, а во-вторых - отсутствием собственного контура ОС в схеме регулируемого стабилизатора напряжения, в результате чего к суммарной нестабильности выходного напряжения устройства, вносимой ИОН, добавляется суммарная нестабильность выходного напряжения первичного низковольтного источника постоянного напряжения.
Использованный в данном устройстве способ регулирования выходного напряжения внешним ШИМ сигналом ограничивает область его применения вследствие несовместимости со стандартными типами интерфейсов, используемых в современных аналитических приборах и аппаратных комплексах для научных исследований.
Кроме того, недостатком известного устройства является низкая надежность, обусловленная отсутствием защиты от короткого замыкания, перегрузки по току.
Решаемая полезной моделью задача - улучшение технико-эксплуатационных характеристик устройства.
Техническими результатами, на достижение которых направлена полезная модель, являются: повышение качества выходного напряжения - увеличение динамической, краткосрочной, долговременной и температурной стабильности, начальной точности и повторяемости, уменьшение размаха пульсаций; повышение надежности; снижение уровня создаваемых устройством электромагнитных помех; расширение области применения устройства.
Технический результат достигается тем, что в известном устройстве, содержащем управляемый источник опорного напряжения, регулируемый стабилизатор напряжения, последовательно соединенные задающий генератор и двухтактный транзисторный преобразователь напряжения, повышающий трансформатор, являющийся нагрузкой преобразователя напряжения, причем первичная обмотка трансформатора выполнена по схеме со средней точкой, вывод которой соединен с выходом регулируемого стабилизатора напряжения, вход которого подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения, диодно-конденсаторный умножитель напряжения, подключенный к вторичной обмотке повышающего трансформатора, выходной фильтр и делитель напряжения, а также блок обратной связи, входы которого соединены с центральным выводом делителя напряжения и с выходом управляемого источника опорного напряжения, а выход подключен к управляющему входу регулируемого стабилизатора напряжения, согласно заявленному устройству в состав блока обратной связи входят последовательно соединенные усилитель сигнала рассогласования, интегратор и резистор, соединенный одним выводом с выходом интегратора, а вторым - с управляющим входом регулируемого стабилизатора напряжения. Опорный вход усилителя сигнала рассогласования подключен к выходу управляемого источника опорного напряжения, а измерительный - к центральному выводу делителя напряжения и к выводу резистора, последовательно соединенного с конденсатором, второй вывод которого подключен к выводу высокого потенциала умножителя напряжения. Выход усилителя сигнала рассогласования, соединенный с входом интегратора, присоединен также к выводу резистора, причем второй вывод резистора подключен к выводу вторичной обмотки трансформатора, соединенному с выводом низкого потенциала умножителя напряжения.
Возможны варианты выполнения заявленного устройства, в которых целесообразно, чтобы:
- между крайними выводами первичной обмотки повышающего трансформатора был включен конденсатор, причем собственная резонансная частота параллельного колебательного контура, образованного суммарной емкостью, состоящей из емкости конденсатора и приведенной емкости вторичной обмотки, и индуктивностью намагничивания трансформатора, совпадала с частотой задающего генератора.
- в схему был введен блок токовой защиты, содержащий транзистор, резистор и токовый шунт. Один вывод токового шунта был соединен с шиной нулевого потенциала, а другой - с объединенными одноименными выводами транзисторов преобразователя напряжения и с выводом резистора, второй вывод которого был подключен к выводу базы транзистора. Вывод эмиттера транзистора был соединен с шиной нулевого потенциала, а вывод коллектора - с управляющим входом регулируемого стабилизатора напряжения и, одновременно, с выходом блока обратной связи.
- регулируемый стабилизатор напряжения содержал усилитель сигнала рассогласования, резистор, фильтр нижних частот и регулирующий элемент, вход которого был подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения, а выход - к входу фильтра нижних частот, выход которого был соединен с выводом средней точки первичной обмотки повышающего трансформатора. Выход усилителя сигнала рассогласования был подключен к управляющему выводу регулирующего элемента, измерительный вход - к первому выводу резистора, второй вывод которого был соединен с выходом регулирующего элемента и входом фильтра нижних частот, а опорный вход - к выходу блока токовой защиты и выходу блока обратной связи.
- задающий генератор был выполнен из последовательно включенных специализированных интегральных микросхем - двухтактного генератора с регулируемой частотой генерации и длительностью паузы между импульсами и формирователя сигналов управления транзисторами двухтактного преобразователя напряжения.
- управляемый источник опорного напряжения содержал цифро-аналоговый преобразователь и высокостабильный источник опорного напряжения, причем выход высокостабильного источника опорного напряжения был подключен к входу опорного напряжения цифро-аналогового преобразователя, а вход - к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения. Вход питания цифро-аналогового преобразователя был также подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения.
- вход выходного фильтра был соединен с выходным выводом высокого потенциала умножителя напряжения, а выход - с выводом высокого потенциала делителя напряжения. Крайние выводы делителя напряжения были соединены с выводами для подключения нагрузки.
Сущность полезной модели и ее преимущества могут быть более детально пояснены нижеследующими рисунками, на которых изображены:
На фиг. 1 - функциональная схема устройства.
На фиг. 2 - эпюры, поясняющие работу параллельного резонансного преобразователя устройства.
УН
вых
На фиг. 3 - сравнительные экспериментальные временные зависимости напряжения U на выходе умножителя напряжения и напряжения U на выходе устройства в случае отключенного (а) и задействованного (б) дополнительного быстродействующего контура обратной связи.
Высоковольтный стабилизированный источник питания (см. фиг. 1) содержит управляемый источник опорного напряжения 1, регулируемый стабилизатор напряжения 2, последовательно соединенные задающий генератор 3 и двухтактный транзисторный преобразователь напряжения 4, повышающий трансформатор 5, являющийся нагрузкой преобразователя напряжения, причем первичная обмотка трансформатора выполнена по схеме со средней точкой, вывод которой соединен с выходом регулируемого стабилизатора напряжения 2, вход которого подключен к выводу положительной полярности первичного низковольтного (+12 В) источника постоянного напряжения 6, диодно-конденсаторный умножитель напряжения 7, подключенный к вторичной обмотке повышающего трансформатора 5, выходной фильтр 8 и делитель напряжения 9, а также блок обратной связи 10, входы которого соединены с центральным выводом делителя напряжения 9 и с выходом управляемого источника опорного напряжения 1, а выход подключен к управляющему входу регулируемого стабилизатора напряжения 2. В состав блока обратной связи 10 входят последовательно соединенные усилитель сигнала рассогласования 11, интегратор 12 и резистор 13, соединенный одним выводом с выходом интегратора 12, а вторым - с управляющим входом регулируемого стабилизатора напряжения 2. Опорный вход усилителя сигнала рассогласования 11 подключен к выходу управляемого источника опорного напряжения 1, а измерительный - к центральному выводу делителя напряжения 9 и к выводу резистора 14, последовательно соединенного с конденсатором 15, второй вывод которого подключен к выводу высокого потенциала умножителя напряжения 7. Выход усилителя сигнала рассогласования 11, соединенный с входом интегратора 12, присоединен также к выводу резистора 16, причем второй вывод резистора 16 подключен к выводу вторичной обмотки трансформатора 5, соединенному с выводом низкого потенциала умножителя напряжения 7.
В качестве ключей преобразователя напряжения 4 могут быть использованы n-канальные МОП-транзисторы со встроенным антипараллельным диодом IRF8313 фирмы Infineon. Транзисторы имеют сверхмалые сопротивление в проводящем состоянии и «открывающий» заряд затвора, что снижает суммарные потери проводимости и переключения и позволяет использовать их в сверхвысокочастотных преобразователях напряжения (частота переключения сотни кГц).
Магнитопровод трансформатора 5 может быть выполнен из двух Е-образных сердечников B66317G1 (с зазором) и B66317G0 (без зазора) фирмы Epcos на основе феррита марки N87, который характеризуется относительно высокой индукцией насыщения при малых потерях на частотах до 500 кГц.
Умножитель напряжения 7 может быть выполнен по несимметричной схеме учетверения напряжения с использованием диодов BYX101G фирмы Philips Semiconductors с обратным рабочим напряжением 9 кВ и «мягкой» характеристикой восстановления, которая снижает уровень помех при переключении диодов, и керамических высоковольтных конденсаторов типа К15-5 на номинальное напряжение 3 кВ.
Выходной фильтр 8 может быть выполнен по схеме двухзвенного RC-фильтра нижних частот с использованием резисторов номиналом 100 кОм и конденсаторов типа К15-5 на номинальное напряжение 6.3 кВ емкостью 4700 пФ. Конденсатор такого же типа и номинала может быть использован в качестве конденсатора 15.
Верхнее плечо делителя напряжения 9 может быть выполнено из пяти последовательно включенных толстопленочных высоковольтных (рабочее напряжение 2000 В) чип-резисторов с номинальным сопротивлением 10 МОм типа CHV2010-FX-1000 фирмы Bourns (допуск ±1%, температурный коэффициент сопротивления ±100 ррm/°С).
Интегратор 12 блока обратной связи 10 может состоять из выполненного на основе операционного усилителя (ОУ) интегратора с инвертирующим выходом и инвертирующего повторителя напряжения на основе ОУ, включенных последовательно. В качестве ОУ интегратора 12 и усилителя сигнала рассогласования 11 могут быть использованы микросхемы ADA4522 фирмы Analog Devices. Микросхемы выполнены по схеме «chopper stabilization» (модулятор-демодулятор, МДМ-ОУ), имеют внутренние цепи автоматической коррекции смещения и подавления высокочастотных пульсаций. Такая топология обеспечивает плоскую частотную зависимость спектральной плотности напряжения шумов во всей полосе частот ОУ, включая частотный диапазон фликкер-шума - 0.1-10 Гц, в пределах которого размах амплитуды напряжения шумов не превышает 120 нВ. Кроме того, МДМ-ОУ обладают малым током смещения (≤50 пА), малыми напряжением смещения (≤5 мкВ) и его температурным дрейфом - не хуже 22 нВ/°С. Такие характеристики позволяют использовать микросхему ADA4522 для построения прецизионных, малошумящих каскадов постоянного и квазипостоянного тока.
В качестве резонансного конденсатора 17, включенного между крайними выводами первичной обмотки трансформатора 5, может быть использован высокочастотный многослойный керамический конденсатор C1206C104F3GEC производства фирмы Kemet номиналом 0.1 мкФ. Диэлектрик конденсатора NP0 (C0G) обладает хорошей температурной стабильностью - температурный коэффициент емкости близок к нулю, что обеспечивает стабильность резонансной частоты контура.
КЭmax
Кmax
Блок токовой защиты 18 содержит транзистор 19, резистор 20 и токовый шунт 21. Один вывод шунта 21 соединен с шиной нулевого потенциала, а другой - с объединенными одноименными выводами транзисторов преобразователя напряжения 4 и с выводом резистора 20. Второй вывод резистора 20 подключен к выводу базы транзистора 19. Вывод эмиттера транзистора 19 соединен с шиной нулевого потенциала, а вывод коллектора - с управляющим входом регулируемого стабилизатора напряжения 2 и с выходом блока обратной связи 10. В качестве транзистора 19 может быть использован n-p-n транзистор общего применения ВС847 (U=45 В, I=0.1 А), а в качестве токового шунта 21 сопротивлением 0.33 Ом - три параллельно включенных резистора номинальным сопротивлением 1 Ом.
Регулируемый стабилизатор напряжения 2 содержит усилитель сигнала рассогласования 22, резистор 23, фильтр нижних частот (ФНЧ) 24 и регулирующий элемент 25, вход которого подключен к первичному низковольтному источнику постоянного напряжения 6, а выход - к входу ФНЧ 24, выход которого соединен с выводом средней точки первичной обмотки повышающего трансформатора 5. Выход усилителя сигнала рассогласования 22 подключен к управляющему выводу регулирующего элемента 25, измерительный вход - к первому выводу резистора 23, второй вывод которого соединен с выходом регулирующего элемента 25 и входом ФНЧ 24, а опорный вход - к выходу блока токовой защиты 18 и выходу блока обратной связи 10.
В качестве регулирующего элемента 25 может быть использован р-канальный МОП-транзистор с антипараллельным диодом STP10P6F6 фирмы STMicroelectronics, обладающий сверхмалым сопротивлением в открытом состоянии (~0.13 Ом), за счет чего разница между максимальным выходным напряжением стабилизатора 2 и напряжением первичного низковольтного источника постоянного напряжения 6 не превышает 50 мВ. Транзистор имеет сверхмалый «открывающий» заряд затвора, что позволяет подключить вывод затвора транзистора 25 напрямую к выходу усилителя сигнала рассогласования 22, в качестве которого также может быть использован МДМ-ОУ ADA4522. ФНЧ 24 может быть выполнен по схеме П-образного индуктивно-емкостного фильтра на основе двух конденсаторов емкостью 10 мкФ и индуктивного элемента номиналом 6.8 мкГн.
Для того чтобы при увеличении опорного напряжения или уменьшении напряжения ОС усилителя сигнала рассогласования 22 р-канальный транзистор 25 «приоткрывался», потенциал его затвора должен уменьшаться. Поэтому опорное напряжение подается на инвертирующий вход ОУ усилителя сигнала рассогласования 22, а измерительное (напряжение ОС) - на прямой вход.
Задающий генератор 3 включает две последовательно соединенные интегральные микросхемы - двухтактный генератор 26 с регулируемой частотой генерации и длительностью паузы между импульсами и формирователь 27 сигналов управления МОП-транзисторами двухтактного преобразователя напряжения 4. Двухтактный генератор 26 может быть выполнен на основе микросхемы многофункционального двухтактного ШИМ-контроллера TL494 фирмы Texas Instruments. В качестве формирователя 27, обеспечивающего необходимую амплитуду и скорость нарастания и спада тока управления затворами МОП (MOSFET) транзисторов преобразователя напряжения 4, может быть использована микросхема двуканального драйвера управления силовыми MOSFET и IGBT транзисторами IR4427 фирмы International Rectifier.
Управляемый источник опорного напряжения 1 содержит цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) 28 и высокостабильный источник опорного напряжения (ИОН) 29. Выход высокостабильного ИОН 29 подключен к входу опорного напряжения ЦАП 28. Вход высокостабильного ИОН 29 и вход питания ЦАП 28 подключены к выводу положительной полярности второго первичного низковольтного (+5 В) источника постоянного напряжения 30.
В качестве ЦАП 28 может быть использована микросхема прецизионного 16-разрядного ЦАП AD5541B фирмы Analog Devices. Для цифрового управления выходным напряжением ЦАП 28 может использоваться поддерживаемый микросхемой AD5541B универсальный интерфейс SPI, шина которого 31 может быть подключена, например, к управляющему блоку аналитического аппаратного комплекса, в составе которого возможно использовать предлагаемое устройство.
REF
REF
Микросхема AD5541B поддерживает режим однополярного выхода. При этом выходное напряжение ЦАП 28 лежит в диапазоне от 0 до U, где U - напряжение внешнего ИОН 29. Микросхема AD5541B имеет низкий уровень шумов (≤10 нВ/√Гц), малые температурный дрейф (≤0.05 ррm/°С) и коммутационные выбросы (~0.5 нВ/с). Интегральная нелинейность ЦАП составляет ±2 младших значащих бита (МЗБ), дифференциальная - ±1 МЗБ.
Точность и стабильность выходного напряжения предлагаемого устройства преимущественно определяются шумовыми и дрейфовыми характеристиками используемого ИОН 29. В качестве высокостабильного ИОН 29 может быть использована микросхема прецизионного, сверхмалошумящего ИОН с выходным напряжением 3.3 В ADR4533B фирмы Analog Devices. Особенностью микросхемы является сочетание низкого уровня выходного шума (размах амплитуды напряжения шумов в частотном диапазоне фликкер-шума 0.1-10 Гц менее 2 мкВ), малого температурного дрейфа (температурный коэффициент напряжения не более 2 ррm/°С), высокой начальной точности и долговременной стабильности (начальная погрешность выходного напряжения не превышает ±0.02%; типовой долговременный дрейф составляет 25 ррm/1000 часов).
Работает высоковольтный стабилизированный источник питания следующим образом.
ЗИ1
ЗИ2
ЗГ
ЗИ2
ЗГ
ЗГ
ЗГ
on
ЗГ
Двухтактный генератор 26 формирует сигналы U, U управления затворами МОП-транзисторов двухтактного преобразователя напряжения (ПН) 4 с частотой следования ƒ (см. фиг. 2). Импульсы U сдвинуты относительно импульсов на время 0.5⋅Т, где Т - период следования импульсов, равный 1/ƒ. Длительность импульсов Δt составляет 0.1⋅Т.
μ
Σ
р
2
Σ
р
2
2
2
2
2
n
n
2
1
n
2
1
1
2
С выхода задающего генератора 3 импульсы управления затворами МОП-транзисторов поступают на двухтактный ПН 4, являющийся параллельным резонансным преобразователем с питанием резонансного контура напряжением. Параллельный колебательный контур образован индуктивностью намагничивания L трансформатора 5 и суммарной емкостью С, которая включает емкость С резонансного конденсатора 17 и приведенную к первичной обмотке емкость вторичной обмотки С': C=С+С'. Приведенная емкость С' связана с собственной емкостью вторичной обмотки С соотношением: С'=C⋅k, где k - отношение числа витков вторичной n и первичной 2⋅n обмоток - k=n/2⋅n (n - число витков между крайним и центральным выводом первичной обмотки).
р
Собственная резонансная частота ƒ колебательного контура определяется как:
ЗГ
ЗГ
p
on
Cp
СТ
Cp
СТ
Частота ƒ двухтактного генератора 26 настраивается так, чтобы выполнялось условие: ƒ=ƒ.За время Δt нахождения ключей резонансного преобразователя в открытом состоянии энергия от регулируемого стабилизатора напряжения 2 поступает в колебательный контур или отбирается из контура. При этом амплитуда практически гармонического напряжения U(t) на резонансном конденсаторе 17 и первичной обмотке трансформатора 5 выравнивается с уровнем выходного напряжения U регулируемого стабилизатора 2 - U=U (см. фиг. 2). Таким способом осуществляется стабилизация и регулирование амплитуды напряжения первичной, и, соответственно, вторичной обмотки повышающего трансформатора 5.
ЗГ
p
on
При частоте коммутации преобразователя ƒ=ƒ=100 кГц длительность открытого состояния ключей Δt составляет ~1 мкс.
Как видно из эпюр напряжения на ключах (фиг. 2) резонансный режим работы ПН обеспечивает коммутацию транзисторов при нулевых напряжениях (ZVS - Zero Voltage Switching). Мягкая коммутация не только приводит к снижению динамических потерь, но и уменьшает уровень электромагнитных помех (ЭМП), создаваемых ПН 4, в том числе кондуктивных, которые могут воздействовать на выходное напряжение устройства.
Т2
Т2
ТР
СТ
ТР
2
1
УН
вых
Гармоническое напряжение U(t) с амплитудой U=k⋅U, где k - коэффициент трансформации, определяемый отношением n/n, со вторичной обмотки повышающего трансформатора 5 подается на вход диодно-конденсаторного умножителя напряжения (УН) 7. Умножитель 7 с коэффициентом умножения k осуществляет умножение, выпрямление и сглаживание входного переменного напряжения. Выходное напряжение УН 7 подается на выходной фильтр низких частот 8, который осуществляет подавление высокочастотных пульсаций (шумов). На выходе фильтра 8 формируется выходное напряжение источника питания U, амплитуда которого (без учета потерь) определяется выражением:
Для регулирования и стабилизации выходного напряжения источника питания используется контур отрицательной ОС (контур регулирования), включающий: делитель напряжения (ДН) 9, блок обратной связи 10, регулируемый стабилизатор напряжения 2, ПН 4, трансформатор 5, УН 7 и выходной фильтр 8.
ОП
вых
ВЫХmax
ОП
REF
REF
ОП
ДН
ВЫХmax
REF
ВЫХmax
ДН
REF
СТ
ВЫХ
ДН
ОП
Работает контур ОС следующим образом. На основе данных, в цифровом виде поступающих на вход ЦАП 28 управляемого источника опорного напряжения 1 от внешнего блока управления, на выходе ЦАП 28 формируется опорное напряжение U, соответствующее необходимому значению выходного напряжения источника U. Рабочему диапазону выходного напряжения источника от 0 до U соответствует диапазон напряжения U на выходе ЦАП 28 - от 0 до U, где U - напряжение высокостабильного ИОН 29. Напряжение U поступает на вход опорного напряжения усилителя сигнала рассогласования 11, на измерительный вход которого подается напряжение U с выхода (центрального вывода) ДН 9. Коэффициент деления ДН 9 определяется отношением U/U, так как при максимальном выходном напряжении источника U амплитуда напряжения U на измерительном входе усилителя сигнала рассогласования 11 должна быть равна U. Напряжение рассогласования с выхода усилителя 11 поступает на вход интегратора 12. Выходное напряжение интегратора 12 подается на управляющий вход регулируемого стабилизатора напряжения 2. Выходное напряжение стабилизатора 2 U и, в соответствии с (2), выходное напряжение источника U будут изменяться таким образом, чтобы амплитуда напряжения U на измерительном входе усилителя сигнала рассогласования 11 совпала с опорным напряжением U.
ВЫХ.
СТ
ДН
ОП
Аналогичным образом, в случае изменения тока нагрузки и, соответственно, напряжения U действие контура ОС приведет к установлению такого значения напряжения U, которое обеспечит выполнение равенства U=U и скомпенсирует изменение выходного напряжения.
Входящий в контур ОС интегратор 12 совместно с усилителем сигнала рассогласования 11 обеспечивают пропорционально-интегральный (ПИ) закон регулирования выходного напряжения. Такой тип регулирования обеспечивает устойчивость схемы и определяет астатический характер контура регулирования (отсутствие статической ошибки). Вместе с тем, недостатком ПИ-регулирования является значительная инерционность, обуславливающая большое время регулирования (установления) выходного напряжения. Обеспечивая высокую статическую стабильность выходного напряжения, такой контур регулирования не может обеспечить стабильность выходного напряжения при динамических (кратковременных и скачкообразных) изменениях тока нагрузки - динамическую стабильность.
Для улучшения динамической стабильности выходного напряжения, а также для снижения уровня высокочастотных пульсаций и импульсных помех в схему источника высокого напряжения введен дополнительный контур ОС (контур регулирования), включающий: ДН 9, последовательно включенные конденсатор 15 и резистор 14, усилитель сигнала рассогласования 11, резистор 16, УН 7.
Вывод низкого потенциала УН 7 не имеет прямой связи с шиной нулевого потенциала (см. фиг. 1). Выходной ток УН 7 протекает по цепи: вывод высокого потенциала УН 7 - выходной фильтр 8 - нагрузка - шина нулевого потенциала - цепи питания выходных каскадов ОУ 11, имеющие гальваническую связь с шиной нулевого потенциала, - резистор 16 - вывод низкого потенциала УН 7. Управляющим воздействием, формируемым дополнительным контуром ОС, является потенциал вывода низкого потенциала УН 7 относительно шины нулевого потенциала.
ОС
ОС
ОП
ОС
ОП
На измерительный вход усилителя сигнала рассогласования 11 подается напряжение ОС U с выхода УН 7 через RC-цепочку (14, 15), которая выполняет роль фильтра высоких частот. Усилитель сигнала рассогласования 11 сравнивает напряжение U с напряжением на опорном входе U и формирует на выводе низкого потенциала УН 7, соединенном с выходом усилителя 11 через резистор 16, такой потенциал относительно шины нулевого потенциала, который обеспечивает сохранение равенства U=U. В частности, если на выводе высокого потенциала УН 7 возникнет импульсная помеха положительной полярности (см. фиг. 3), то усилитель 11 сформирует на выводе низкого потенциала УН 7 компенсирующий импульс идентичной формы и амплитуды, имеющий отрицательную полярность относительно шины нулевого потенциала.
УН
ВЫХ
На фиг. 3 приведены экспериментальные осциллограммы напряжений на выходе УН 7 U и на выходе всего устройства U, иллюстрирующие работу дополнительного контура ОС. Осциллограммы на фиг. 4а получены при отключенном контуре ОС, а на фиг. 4б - при задействованном.
ДН
Так как на измерительный вход усилителя сигнала рассогласования 11 подается напряжение ОС U с выхода ДН 9, то аналогичным образом, изменяя потенциал вывода низкого потенциала УН 7 относительно шины нулевого потенциала, усилитель 11 может компенсировать изменения выходного напряжения при динамических изменениях тока нагрузки. Так как амплитуда компенсирующего напряжения ограничена уровнем питающих напряжений ОУ 11 (±12 В), то применение дополнительного быстродействующего контура ОС не обеспечивает максимальную динамическую стабильность выходного напряжения, но улучшает ее.
Выходное напряжение ОУ 11 содержит суммарный сигнал рассогласования основного и дополнительного контура ОС. Выделение управляющего воздействия основного контура - управляющего напряжения регулируемого стабилизатора 2 - осуществляется передаточной функцией интегратора 12.
ОП
СТ
СТ
ОП
Регулируемый стабилизатор напряжения 2 выполнен по схеме линейного стабилизатора компенсационного типа. Выходное напряжение стабилизатора 2 через резистор 23 поступает на измерительный вход усилителя сигнала рассогласования 22, где сравнивается с опорным напряжением U, поступающим с выхода интегратора 12 блока ОС 10. С выхода усилителя ошибки 22 напряжение рассогласования поступает на затвор р-канального МОП-транзистора 25, выполняющего роль регулирующего элемента. Выходное напряжение U регулируемого стабилизатора 2 определяется соотношением U=U. Таким образом, стабильность выходного напряжения стабилизатора 2 не зависит от стабильности первичного низковольтного источника постоянного напряжения 6 и определяется только шумовыми и дрейфовыми характеристиками ОУ усилителя сигнала рассогласования 22.
ФНЧ 24 предотвращает воздействие на стабильность и точность работы контура ОС стабилизатора 2 высокочастотных помех, которые могут возникать при коммутации транзисторов ПН 4.
СТ
ОП
СТ
СТ
ОП
ОП
Блок токовой защиты 18 обеспечивает защиту источника от перегрузки и токов короткого замыкания за счет ограничения выходного напряжения U регулируемого стабилизатора напряжения 2. При значительном увеличении токов, притекающих через канал исток-сток МОП-транзисторов ПН 4, падение напряжения на токовом шунте 21 приоткрывает транзистор 19. В результате уменьшается значение управляющего напряжения регулируемого стабилизатора 2 (напряжения U ОУ 22), снижается его выходное напряжение U и, соответственно, выходное напряжение ПН 4 и всего устройства. По окончании кратковременной перегрузки напряжение U восстанавливается. При возникновении долговременного короткого замыкания, вызванного, например, неисправностью высоковольтной части устройства или нагрузки, падение напряжения на токовом шунте 21 стабилизируется на некотором уровне, при котором ток, протекающий через ключи ПН 4, не приводит к выходу их из строя. При этом транзистор 19 оказывается практически полностью открытым, а опорное напряжение U усилителя сигнала рассогласования 22 и, соответственно, выходное напряжение стабилизатора напряжения 2 и ПН 4 снижается практически до 0. В этом режиме, так как U→0, резистор 13 блока обратной связи 10 является нагрузочным для выходного ОУ интегратора 12.
Таким образом, в предлагаемом источнике питания применено несколько независимых схемных решений, повышающих качество выходного напряжения.
Выполнение блока регулируемого стабилизатора напряжения 2 по схеме линейного стабилизатора компенсационного типа с собственной петлей ОС обеспечивает стабильность выходного напряжения по входу и исключает влияние шума и дрейфа напряжения первичного низковольтного источника постоянного напряжения 6 на выходное напряжение устройства.
Исполнение управляемого источника опорного напряжения 1 на основе АЦП 28 и высокостабильного ИОН 29 повышает начальную точность, повторяемость, долговременную и температурную стабильность выходного напряжения, снижает уровень шума выходного напряжения в низкочастотном диапазоне фликкер-шума - 0-10 Гц (краткосрочную временную нестабильность). Причем, при использовании в интеграторе 12 и в качестве усилителей сигнала рассогласования 11 и 22 сверхмалошумящих прецизионных МДМ-ОУ (например, ADA4522), перечисленные выше параметры выходного напряжения определяются только характеристиками используемой микросхемы ИОН 29.
Применение в блоке обратной связи 10 дополнительного быстродействующего контура ОС повышает динамическую стабильность выходного напряжения и значительно снижает уровень шумов в частотном диапазоне выше 10 Гц (уменьшает амплитуду пульсаций).
Применение параллельного резонансного преобразователя напряжения сужает ширину спектра и ослабляет уровень ЭМП, создаваемых преобразователем, в том числе кондуктивных, которые могут проникать на выход устройства. Кроме того, ZVS-режим транзисторов резонансного ПН позволяет, за счет снижения динамических потерь в ключах, повысить частоту переключения (100 кГц) по сравнению с ближайшим аналогом (45 кГц), что смещает спектр шума ПН в более высокочастотную область и повышает эффективность выходного фильтра 8. Таким образом, применение в качестве ПН 4 резонансного преобразователя уменьшает амплитуду пульсаций в выходном напряжении устройства.
Дополнительно амплитуду пульсаций можно уменьшить за счет использования в УН 7 диодов с мягкой характеристикой восстановления, которая снижает уровень высокочастотных помех и выбросов напряжения при переключении диодов (например, BYX101G).
Описанные схемотехнические решения снижают суммарную нестабильность выходного напряжения источника по сравнению с ближайшим аналогом, а также уменьшают уровень электромагнитных помех, создаваемых устройством.
Введение в схему источника питания блока токовой защиты повышает надежность работы устройства.
Использование для регулировки выходного напряжения источника стандартного интерфейса SPI расширяет диапазон применения предлагаемого устройства.
Наиболее успешно заявленное устройство может быть промышленно применимо как высоковольтный источник питания в составе аналитических приборов и комплексов, для которых степень надежности полученной аналитической информации определяется качеством питающего напряжения, уровнем ЭМП, создаваемых высоковольтным источником питания, его надежностью. При этом высокое качество питающего напряжения определяется такими параметрами, как низкий уровень пульсаций, малая долговременная и краткосрочная временная нестабильность, малая температурная нестабильность, высокая начальная точность и повторяемость.
В частности, предлагаемый высоковольтный стабилизированный источник питания может быть использован в канале питания источника ионов масс-спектрометра для формирования ускоряющего потенциала (1-5.5 кВ) между ионизационной камерой и коллимирующей линзой (ускоряющим электродом).
Источники информации
1. Tamuri A.R., Bidin N., Daud Y.M. High voltage power supply for electro-optics applications // International Journal of Research and Reviews in Applied Sciences. 2010. Vol. 3. №. 2. P. 143-147.
2. Патент на изобретение US 7477529 B2, H02M 3/335, High-Voltage Power Supply, опубл. 13.01.2009.
3. Рахманов B.B., Бакакин Г.В., Главный В.Г., Меледин В.Г., Наумов И.В. Управляемый высоковольтный стабилизированный источник питания фотоэлектронного умножителя // ПТЭ. 2006. №5. С. 90-92.