Особенности построения электропривода сканирующего устройства с цифровым контуром фазовой синхронизации скорости

Следует также отметить, что по сути определенное число базисных функций модуляции Np в операторе (10) задает максимально возможное их количество, поскольку в общем случае возможно использование меньшего числа членов ряда (3) вплоть до всего одного. Именно поэтому формулы (10), (14) и (16) позволяют вычислять верхние границы сложности нелинейной модуляции, причем последние две используют достаточно простые степенные зависимости в отличие от первой, требующей вычисления факториалов, что не всегда возможно. Данное обстоятельство оказывается в ряде случаев довольно критичным при реализации алгоритмов модуляции программно-аппаратными средствами.

Список литературы

1. Бронштейн И. Н., Семендяев К. А. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов. М.: Наука. Главная редакция физико-математической литературы, 1986. 544 с.

2. Градштейн И. С., Рыжик И. М. Таблицы интегралов, сумм, рядов и произведений. М.: Наука, 1963. 1100 с.

K.A. Batenkov

NONLINEAR MODULATION BASIS FUNCTION QUANTITY ESTIMATE

Nonlinear modulation basis function quantity dependences on modulation input signal dimension and its nonlinearity scale are obtained.

Key words: nonlinear modulation, space-time signal, basic function.

Получено 17.10.12

УДК 621.62.83

A.А. Парамонова, инж. 2-й категории, sla2906@yandex.ru (Россия, Тула, ОАО «НПО «Стрела»),

B.С. Ивахно, канд. техн. наук, нач. отдела,

ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА СКАНИРУЮЩЕГО УСТРОЙСТВА С ЦИФРОВЫМ КОНТУРОМ ФАЗОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ СКОРОСТИ

Рассматривается методика синтеза прецизионной системы фазовой автоподстройки частоты вращения электропривода, реализованной на сигнальном микроконтроллере. Приводятся результаты работы макета цифровой системы.

Ключевые слова: фазовая автоподстройка частоты, электропривод, микроконтроллер, цифровая синхронизация.

При построении обзорно-поисковых, сканирующих систем и устройств широко используются электроприводы с фазовой синхронизацией, в основе построения которых лежит принцип фазовой автоподстройки частоты вращения (ФАПЧВ) [1], который позволяет обеспечить высокие точ-

ностные показатели системы в широком диапазоне регулирования угловой скорости. Многообразие условий эксплуатации систем с контуром фазовой синхронизации и возможностей их технической реализации ведёт к широкому разнообразию таких систем: известны системы с импульсной синхронизацией, импульсно-цифровой синхронизацией [2,3], цифровые системы [2].

Уровень развития современной микропроцессорной элементной базы позволяет широко применять микроконтроллеры в устройствах обработки сигналов и синтеза частот. Преимуществами цифровой ФАПЧВ электропривода по сравнению с системой, реализованной на аналоговых элементах, являются повышенная надежность системы, низкая себестоимость, стабильность работы во всем температурном диапазоне, высокая помехозащищенность. Однако непосредственная реализация аналоговых алгоритмов в цифровой системе ввиду присутствия в ней квантования по времени и по уровню приводит к увеличению погрешности системы. Поэтому в данной работе рассматриваются особенности построения высокоточной ФАПЧВ на сигнальном микроконтроллере.

В цифровых системах ФАПЧВ практически все функции управления осуществляются встроенными интерфейсами. Рассмотрим систему управления следящим электроприводом стабилизации частоты вращения, структурная схема которой представлена на рис. 1. На вход системы поступает импульсный задающий сигнал, определяющий требуемые частоту и фазу сканирования. Микроконтроллер по поступающим сигналам с датчиков, установленных на валу нагрузки (генератор опорных напряжений (ГОН) и частотный датчик (ЧД)), производит автоподстройку частоты вращения к задающей и формирует ШИМ сигнал для управления электродвигателем. Для обеспечения точной подстройки по частоте и фазе сигнала, в данной схеме объединены два контура ФАПЧ, один из которых производит подстройку по фазе к задающему низкочастотному сигналу, второй - по частоте к высокочастотному сигналу, частота которого пропорциональна частоте задатчика, причем коэффициент пропорциональности соответствует количеству меток на лимбе частотного датчика ( щд ).

Рис. 1. Структурная схема сканирующего устройства

ГОН формирует гармонический сигнал, пропорциональный углу поворота нагрузки, вида

X гон = ¿-гон с +

где Лгон - амплитуда напряжения, снимаемого с ГОН; с - текущая частота вращения нагрузки; р - текущая фаза нагрузки.

ЧД является цифровым измерителем частоты вращения, в качестве него обычно используются фотоимпульсные датчики, в которых частота вращения оценивается по интервалу времени поворота вала на определенное число меток датчика.

С помощью встроенных блоков захвата (САР1, САР2 и САР3) микроконтроллер определяет заданный период вращения нагрузки Т зад, период вращения ЧД Тцд и период ГОН соответственно с точностью, определяемой быстродействием микроконтроллера (обычно порядка 10нс).

Период дискретизации системы определяется исходя из рассчитанного заданного периода вращения нагрузки Т зад, причем в каждом периоде берется по N точек, количество которых определяется быстродействием и вычислительными возможностями микроконтроллера (обычно N > 256), поэтому Т = Тзад / N.

Контур ФАПЧ низкой частоты начинает работу, когда частота вращения нагрузки отличается от задающей не более, чем на 10 %. Тогда в микроконтроллере программно на основе рассчитанного периода Tзад формируется гармонический сигнал вида

X зад = со<сзадt +

где сад = 2л / Тзад - заданная частота вращения нагрузки; рзад - заданная фаза нагрузки. Синхронизация искусственно организованного сигнала с задающим импульсным сигналом происходит каждый период входного сигнала (прерывание по фронту).

Оцифрованный во встроенном в микроконтроллер АЦП сигнал с ГОН и задающий сигнал Xзад поступают на вход детектора, на выходе которого образуется сигнал, представляющий собой смесь гармонических сигналов, частоты которых лежат в области удвоенной частоты задающего сигнала и разности фаз задающего сигнала и ГОН (полагая частоты сзад и с равными):

Y = *зад  XГОН = 0,5  АГОН ^((сзад + сУ + (зад +()+ ^

0,5  АГОН ^ {

Фильтр кольца объединяет в себе два цифровых фильтра, один из которых служит для подавления гармонической составляющей с частотой, примерно равной 2  сзад (режекторный фильтр), другой - фильтр низкой частоты (ФНЧ), выделяющий полезный сигнал (рзад - () на фоне помех и составляющий основу контура ФАПЧ.

Для того чтобы сохранить информацию, поступающую на вход ФНЧ, для последующего сравнения с приходящим сигналом, а также обеспечить возможность отслеживания анормальных изменений фазы, которые вызывают скачки сигнала ошибки на выходе, в качестве ФНЧ используется пропорционально-интегрирующий фильтр [4], передаточная функция которого имеет вид

Ж

1 + ^2 Л

Постоянные времени т и Т2 определяются таким образом, чтобы

выполнялось соотношение ^ = — « 1, причем Т2 находится с учетом ши-

Т1

рины двусторонней полосы системы (Ж,) [4]:

Ж, = Т2 Акр0 +1,

2Т2

где К - коэффициент передачи контура ФАПЧ; А = 0,5Агон - амплитуда сигнала на выходе детектора.

Полученная с помощью ФАПЧ низкой частоты разность фаз задающего сигнала и сигнала с ГОН (2 к) участвует в формировании периода подстраиваемого генератора (ПГ).

Изначально период ПГ задается равным Тпго = Тзад / ЩД. Для

уменьшения ошибки подстройки по фазе в установившемся режиме используется пропорционально-интегральный (ПИ) регулятор, поэтому закон изменения периода ПГ имеет вид

т

ТПг

к=1

где К1, К 2 - коэффициенты регулятора.

Задачей контура ФАПЧ высокой частоты является формирование скважности ШИМ сигнала (СМР), управляющего драйверами двигателя, на основе подстройки периода частотного датчика Тцд к рассчитанному

по уравнению (6) периоду ПГ. Для сведения к нулю ошибки по частоте, выделяемой с помощью сумматора, используется ПИ-регулятор:

т

СМР

к=1

где К3, К4 - коэффициенты регулятора; АО(кТ) = Тпг(кТ) - Тцд(кТ) -

сигнал на выходе детектора.

При смене частоты задающего сигнала во время работы электропривода, в программе автоматически меняется период дискретизации системы Т и период ПГ, после этого система по описанной выше методике подстраивается под новую частоту.

Пример. Рассмотрим систему со следующими параметрами: диапазон стабилизации частоты вращения 80...90 Гц; номинальная заданная частота вращения 84 Гц; частота вращения двигателя холостого хода 7500 об/мин; электромеханическая постоянная времени системы двигатель-нагрузка 0,053 с; мощность двигателя 75 Вт, пцд = 128. Вышеописанный

алгоритм цифровой фазовой синхронизации реализуется на микроконтроллере с быстродействием порядка 150 МГц.

Пусть частота задающего сигнала системы составляет 84 Гц. Тогда, полагая N = 256, частота дискретизации системы Т = 46,5 мкс.

/-передаточная функция режекторного фильтра, предназначенного для подавления сигналов с частотами 160.180 Гц, имеет вид

, Л 0,333522 - 0,666122 + 0,33353 Wрф(=-2-.

22 -1,89432 + 0,895343 /-передаточная функция фильтра нижних частот, построенная с учетом уравнений (4, 5), имеет вид

_ 0,0454552 - 0,045102

фнч 2) = 2 - 0,999648 . Коэффициенты регуляторов контура формирования периода подстраиваемого генератора и контура ФАПЧ высокой частоты: К1 = 1, К2 = 0,0001 , К3 = 4, К4 = 0,1.

Проведем исследование поведения синтезированной системы с помощью компьютерного моделирования. Рассмотрим случай, когда фаза задающего сигнала составляет 0°. График установления заданной частоты вращения нагрузки представлен на рис. 2. На рис. 3 представлены сигнал с ГОН и задающее воздействие, нормированные по амплитуде.

Рис. 2. Переходный процесс системы

I

о

0.5

? -0.5

га ч:

х 10"

0.5 0

-0.5 -1

А 1

-1 2.95

2.96

2.97 2.98 Время,с

2.99

2.97027 2.97028

Время,с

А

Временной интервал между сигналом с ГОН и задающим сигналом

Рис. 3. Задающее воздействие

Ошибка по фазе Лр определяется после установления заданной частоты вращения сканера по временному интервалу Л между сигналом с ГОН и задающим сигналом в момент прохождения сигналов через нулевое положение с помощью формулы

Л? •360° Лр =-.

Тзад

Исходя из рис. 3, Л = 1 мкс, поэтому ошибка по фазе в результате моделирования системы без учета шумов составляет Лр = 1,8 угловых минут.

Было проведено макетирование описанной выше системы. Характеристики работы макета цифровой системы в сравнении с ранее разработанным устройством, реализованным на аналоговых элементах, представлены в таблице.

Характеристики аналоговой и цифровой систем

0

3

Наименование параметра Аналоговая Цифровая

система система

Статическая ошибка, мкс 5 0

Динамическая ошибка, мкс 5 5

Время выхода на режим, с 3,8 2,7

Время захвата при смене частоты задатчика, с 1 0,6

Предложенный алгоритм синтеза системы управления электроприводом с цифровой фазовой синхронизацией частоты вращения позволяет обеспечить высокую точность подстройки к заданной частоте, увеличить быстродействие системы по сравнению с устройством, реализованным на аналоговых элементах. К тому же, электропривод с цифровой системой управления обладает такими свойствами, как надежность, повышенная помехозащищенность, упрощается процедура настройки.

Список литературы

1. Трахтенберг Р.М. Импульсные астатические системы электропривода с дискретным управлением. М.: Энергоиздат, 1982.

2. Системы фазовой синхронизации с элементами дискретизации / В.В. Шахгильдян [и др.]; под ред. В.В. Шахгильдяна. М.: Радио и связь, 1989. 320 с.

3. Бубнов А.В. Анализ влияния алгоритма работы импульсного частотно-фазового дискриминатора на динамику электропривода с фазовой синхронизацией // Известия Томского политехнического университета. Т. 307. № 6. 2004. С. 139-143.

4. Линдсей В. Системы синхронизации в связи и управлении. М.: Советское радио, 1978. 600 с.

A.A. Paramonova, V.S. Ivachno

FEATURES OF SCANNER'S ELECTRIC DRIVE DESIGNING WITH DIGITAL PHASE LOCKING

Technique of synthesis of precision electric drive phase-locked loop system realized on the microcontroller is described. The results of digital system prototype performance are given.

Key words: phase-locked loop, electric drive, microcontroller, digital synchronization.

Получено 17.10.12

УДК 681.5.01

А.Н. Коробов, инж.-исследователь , 8 (49232) 9-03-98, ufers@list.ru ((Россия, Ковров, ОАО «ВНИИ «Сигнал»),

Г.В. Васев, инж.-исследователь, 8

РАЗРАБОТКА АЛГОРИТМА ПОЗИЦИОНИРОВАНИЯ ПРИВОДА АНТЕННОЙ СИСТЕМЫ В УСЛОВИЯХ ОГРАНИЧЕНИЯ УСКОРЕНИЯ

Применение классических ПИД-регуляторов в системах с ограничением ускорения объекта приводит к увеличению времени позиционирования. Для уменьшения времени позиционирования в статье предложен алгоритм позиционирования, основанный на формировании траектории скорости, учитывающий ограничения скорости и ускорения объекта.

Ключевые слова: регулируемый привод, антенные системы, алгоритм позиционирования, ПИД-регулятор.

В настоящее время большинство проектируемых систем автоматического управления являются цифровыми. Переход от аналогового к цифровому управлению дает возможность реализовывать более сложные алго-