УСТРОЙСТВО И СПОСОБ АДАПТИВНОЙ КОМПЕНСАЦИИ ИСКАЖЕНИЙ И ВОССТАНОВЛЕНИЯ НЕСУЩЕЙ СИГНАЛА ДЛЯ КОГЕРЕНТНЫХ ПРИЁМНИКОВ
DEVICE AND METHOD FOR ADAPTIVE COMPENSATION OF DISTORTION AND RESTORATION OF CARRIER SIGNAL FOR COHERENT RECEIVERS

Данное изобретение относится к области связи и конкретно к устройству и способу адаптивной компенсации искажений, восстановления поляризации, восстановления частоты и фазы несущей и устранения проскальзывания фазы принятого сигнала для расширенных форматов модуляции М-QAM, таких как 16QAM, 64QAM и 256QAM.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Уплотнение по длинам (Wave Division Multiplexing, WDM) волн является хорошо известным методом в волоконно-оптических линиях связи. Передача сигнала в канал WDM, как правило, осуществляется одномодовым полупроводниковым лазером. Передаваемая информация накладывается на луч путем модуляции тока лазера или при помощи внешней модуляции луча путем прикладывания напряжения к модулятору, сопряженному с лазерным источником.
Методы, используемые в волоконной оптической связи для восстановления передаваемого сигнала, можно разделить на категории прямого и когерентного детектирования. При прямом детектировании фотодетектор принимает модулированный оптический сигнал и преобразует его в электрический сигнал, представляющий мощность оптического сигнала. При когерентном детектировании фазовый детектор перед фотодетектором преобразует изменения фазы в мощность сигнала, которые фотодетектор может зарегистрировать. Для этого принимаемый оптический сигнал смешивается с оптическим сигналом локального осциллятора (ЛО, local oscillation, LO). Затем смешанные сигналы детектируются фотодетектором так, что фототок содержит компоненту на частоте разности между частотой сигнала и частотой локального осциллятора. Эта разность известна как промежуточная частота (intermediate frequency, IF) и содержит всю информацию (амплитуду и фазу), передаваемую оптическим сигналом. Поскольку частота новой несущей значительно меньше, вся информация может быть восстановлена при помощи стандартных методов демодуляции радиосигнала. Когерентные приемники видят только сигналы, близкие по длине волны к локальному осциллятору, и поэтому при изменении длины волны локального осциллятора когерентный приемник работает аналогично настраиваемому фильтру. Цифровая обработка сигнала (digital signal processing, DSP), основанная на когерентной оптической связи, дает существенные преимущества по производительности по сравнению с линейным искажением. Схема когерентного приемника оптического сигнала, описанного в публикации Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems", схематически изображенная на фиг. 1, включает в себя четыре ключевые подсистемы:
1. Оптический блок обработки оптического входного оптического сигнала 2, на вход которого поступает оптический сигнал 1.
2. Аналого-цифровой преобразователь (АЦП, Analog to Digital Converter, ADC) 3.
3. Цифровой демодулятор 4, преобразующий оцифрованные отсчеты сигналов с АЦП в набор сигналов с частотой следования символов.
4. Внешний приемник 5, включающий блок коррекции ошибок.
Оптический блок обработки входного оптического сигнала 2 предназначен для линейного отображения оптического поля в набор электрических сигналов. Этот блок часто реализуется согласно схеме, изображенной на фиг. 2, включающей локальный осциллятор 6, два 90° гибрида 7, один для каждой компоненты поляризации, поляризационные делители пучка (ПДП, polarization beam splitter, PBS) 8 и 9, фотодетекторы 10-13, электрические сигналы с которых поступают на вход блока аналого-цифрового преобразователя 3, изображенного на фиг. 3, включающего аналого-цифровые преобразователи 14-17.
Блок аналого-цифрового преобразователя 3 преобразует с частотой оцифровки электрические сигналы в набор дискретных по времени квантованных сигналов: АЦП 14 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 10, АЦП 15 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 11, АЦП 16 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 12, АЦП 17 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 13. Высокоскоростные АЦП позволяют оцифровывать сигнал со скоростью, достаточной для полного восстановления передаваемых данных. При передаче данных со скоростью S символов в секунду, минимальная скорость оцифровки равна S герц. Асинхронная оцифровка, позволяющая восстановить частоту и фазу следования символов, требует скорости оцифровки 2S. Частота следования символов передатчика, как правило, отличается от частоты оцифровки АЦП приемника, но может быть восстановлена интерполяцией и передискретизацией оцифрованного сигнала, выполняемых в блоке 18 цифрового демодулятора 4, следующего за блоком АЦП, изображенного на фиг. 3.
Оптические сигналы, получаемые приемником через стандартную линию оптоволоконной связи, искажены эффектами хроматической дисперсии (ХД, chromatic dispersion, CD), поляризационной модовой дисперсии (ПМД, polarization mode dispersion, PMD), вращения углов поляризации и поляризационными потерями (polarization dependent losses, PDL). Поляризационные эффекты в волокне приводят к вращению поляризаций луча так, что на приемнике они уже не ортогональны и не совпадают с направлениями поляризационного делителя пучка 5. В результате поляризации на выходе поляризационного делителя пучка 5 содержат энергии обеих поляризаций передаваемого сигнала, включая искажения такие, как ХД и ПМД. Ввиду того, что каждая из поляризаций передаваемого сигнала содержит соответствующие передаваемые данные, необходимо не только компенсировать искажения, обусловленные такими эффектами, как хроматическая дисперсия и поляризационно-модовая дисперсия, но и отделить эти сигналы данных один от другого. Цель цифровой когерентной технологии заключается в одновременном получении и амплитуды, и фазы модулированного сигнала так, что может быть использован линейный цифровой компенсатор с конечной импульсной характеристикой (КИХ, finite impulse response, FIR) для выполнения компенсации хроматической дисперсии, восстановления поляризации и компенсации поляризационной модовой дисперсии в электрическом домене.
Блок цифрового демодулятора, изображенный на фиг. 3, помимо блока интерполяции и восстановления символьной скорости 18, может включать в себя такие блоки, как блок 19 устранения задержек между сигналами разных каналов и компенсации неидеальности 90° гибрида 4; блок 20 статической компенсации искажений сигнала таких, как хроматическая дисперсия (ХД, chromatic dispersion, CD); блок 21 динамической компенсации изменяющихся во времени эффектов таких, как вращение поляризации (polarization rotation) и поляризационная модовая дисперсия (ПМД, polarization mode dispersion, PMD); блок 22 восстановления частоты несущей; блок 23 восстановления фазы несущей.
Функция блока внешнего приемника состоит в оптимальном декодировании и демодулировании сигналов для получения наилучшей оценки последовательности бит, закодированных на передатчике. Это может осуществляться в форме опережающей коррекции ошибок с мягким принятием решений (soft-decision forward error correction) или оценки символов с последующей опережающей коррекцией ошибок с жестким принятием решений.
Как видно из фиг. 3, существует множество различных обратных связей между блоками когерентного приемника. Некоторые из них, например, связь между фазой и частотой несущей 24 являются естественными, другие зависят от используемых алгоритмов. Например, обратные связи 25 для оценок символов и декодированных данных требуются для алгоритмов с использованием данных об информационном потоке (data aided, DA), но не для слепых алгоритмов. Аналогично, для синхронной оцифровки данных с символьной скоростью требуется обратная связь 26 от блока интерполяции и передискретизации 18 к блоку аналого-цифрового преобразователя 3, не требующаяся при асинхронной дискретизации сигналов. Другие возможные обратные связи включают обратную связь 27 от блока динамического эквалайзера 21 к блоку статического эквалайзера 20, обратную связь 28 от блока восстановления частоты несущей 22 к блоку локального осциллятора 6.
Ввиду бурного роста волоконно-оптических линий связи и необходимости большей пропускной способности значительные усилия направлены на исследования с целью поиска эффективных многоуровневых форматов модуляции. Любая цифровая схема модуляции использует конечное число различных сигналов для представления цифровых данных. Так фазовая модуляция (Phase-shift-keying, PSK) использует конечное число значений фазы, каждая из которых взаимно-однозначно соответствует заданной последовательности бит. Обычно каждое значение фазы кодирует одинаковое количество бит, и каждая такая последовательность бит образует символ, заданный данным значением фазы. Демодулятор, предназначенный для восстановления последовательностей символов, используемых модулятором, определяет фазу полученного сигнала и отображает ее в соответствующий ей символ, тем самым восстанавливая переданный сигнал. Приемник сравнивает фазу полученного сигнала с эталонным сигналом. Этот прием использует когерентное детектирование и носит название когерентной фазовой манипуляции (coherent phase shift keying, CPSK).
Оптические модуляторы, основанные на четырехуровневой квадратурной фазовой модуляции (QPSK), были успешно продемонстрированы для оптической передачи и для 40 Гб/с, и для 100 Гб/с. В поиске еще более высокой спектральной эффективности была предложена и экспериментально продемонстрирована восьмиуровневая 8-PSK модуляция.
Есть другой восьмиуровневый формат модуляции, называемый 8-QAM. По сравнению с 8-PSK, 8-QAM устойчив к большему шуму (порядка 1.6 дБ) при идеальном использовании спектра. В последние годы большое внимание уделяется высокоуровневым форматам модуляции таким, как 16-QAM и 64-QAM, способным обеспечить достижение высоких скоростей передачи данных в оптическом сигнале при высокой спектральной эффективности.
Для компенсации поляризационно-модовой дисперсии (Polarization Mode Dispersion, PMD) и остаточной хроматической дисперсии (Chromatic Dispersion, CD) для QPSK формата модуляции широко используется алгоритм слепого выравнивания (constant modulus algorithm, СМА) для слепого восстановления QPSK сигнала, предложенный Годардом, изложенный в статье D.N. Godard, "Self-recovering equalization and carrier tracking in two-dimensional data communication systems", IEEE Trans. Communications, Vol. Com-28, Nov. 11, 1980, pp. 1867-1875, которая включена здесь в качестве ссылки. В этом случае для сигнала для поляризаций x и y минимизируются ошибки
и
соответственно, где  и  - абсолютные значения компонент сигнала после компенсации искажений и восстановления поляризаций переданного сигнала, а сигнал каждой из поляризаций нормирован и имеет единичную энергию. Характерное созвездие QPSK после выполнения алгоритма слепого выравнивания показано на фиг. 4.
В управляемом решением компенсаторе (Decision Directed Equalizer, DD-EQ) выход компенсатора поступает на контур принятия решений такой, что минимизируется ошибка
где функция csgn(x) задается формулой
Как отмечено в работе Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems", которая включена здесь в качестве ссылки, этот сходимость этого решения к правильному решению гарантируется, если предварительно используется алгоритм слепого выравнивания для приближения значений отсчетов фильтров блока 21 динамической компенсации искажений сигнала к требуемому минимуму.
Согласно этой же статье, для такого высокоуровневого формата модуляции, как 16QAM, алгоритм слепого выравнивания QPSK формата может быть обобщен, если заметить, что точки сигнального созвездия 16QAM, могут быть разбиты на три группы, точки каждой из которых лежат на окружности одного радиуса, как показано на фиг. 5: группа 29 включает точки  группа 30 включает точки  а группа 31 - точки  и  Таким образом, созвездие 16QAM содержит три группы, причем группы 29 и 31 содержат по четыре точки, подобно созвездию QPSK. В этом случае предлагается сначала использовать обычный алгоритм СМА для предобработки сигнала для обеспечения правильных начальных условий для сходимости алгоритма адаптивной коррекции искажений сигнала, а затем использовать для каждой компоненты поляризации радиально направленный компенсатор искажений, величина ошибки которого вычисляется как
0
где  сигнал каждой из поляризаций нормирован и имеет единичную энергию, a R задается следующими условиями:
Характерное созвездие 16QAM после выполнения алгоритма радиально направленного компенсатора показано на фиг. 6. Как отмечено в работе Savory, управляемый решением компенсатор также может быть использован для формата 16QAM при условии, что сначала сигнал предобрабатывается либо алгоритмом слепого выравнивания, либо алгоритмом радиально направленного компенсатора.
Для более высокоуровневых форматов модуляции таких, как 64QAM и 256QAM, требуется разработка своего метода адаптивной коррекции искажений сигнала. Поэтому одной из важных проблем в разработке когерентного приемника оптического сигнала является поиск подходящего метода для адаптивной коррекции искажений для высокоуровневых форматов модуляции.
В работе Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems" предлагается раздельная реализация блоков восстановления частоты 22 и фазы 23 несущей, так как это не только уменьшает величину фазы, необходимой для отслеживания системой восстановления несущей, но и улучшает эффективность восстановления несущей, поскольку многие схемы восстановления фазы дают несмещенную оценку лишь при нулевой ошибки частоты несущей. Если входной сигнал имеет форму
sym
in
sym
in
где T - интервал следования символов, x[k] - сигнал на входе блока восстановления несущей, x[k] - сигнал переданных символов созвездия, а φ[k] и Δƒ - фаза и частота несущей, то задача блока 22 состоит в оценке величины Δƒ, а блока 23 - в оценке величины φ[k]. При этом полученные значения фазы блока могут использоваться по обратной связи 24, показанной на фиг. 3, для определения частоты несущей. В этой же работе предлагается ряд методов восстановления частоты и фазы несущей для формата модуляции QPSK, основанных на возведении сигнала x[k] в четвертую степень, устраняющем модуляцию сигнала. Так частота несущей может быть оценена по формуле
или формуле с обратным порядком операций
а фаза - по формуле
где w[n] - весовые коэффициенты. Другой предлагаемый алгоритм имеет вид
in
in
out
На фиг. 7 показана схема восстановления фазы несущей, представленная в диссертации S. Makovejs, "High-speed optcial fibre transmission using advanced modulation formats", которая включена здесь в качестве ссылки. Сигнал x[k] возводится в четвертую степень 32 для устранения модуляции сигнала, вычисляется фаза сигнала 33, после чего выполняется развертка фазы 34. Полученная поправка 35 используется для компенсации 36 фазы несущей символа x[k] с задержкой 37 так, что на выходе получается сигнал x[k], который может быть далее послан на блок внешнего приемника 5.
Одна из проблем, возникающая в когерентных оптических приемниках, состоит в явлении, называемом проскальзыванием цикла (Cycle Slip), состоящем в произвольных вращениях созвездия символов в процессе восстановления сигнала. Проскальзывание цикла увеличивается с увеличением таких эффектов, как фазовый шум лазера передатчика. Требуется разработка методов, позволяющих регистрировать и устранять явление проскальзывания цикла для повышения производительности устройств когерентного приема сигнала.
in
in
В работе Irshaad Fatadin и Seb J. Savory, "Compenstaion of Frequency Offset for 16-QAM Optical Coherent Systems Using QPSK Partitioning", которая включена здесь в качестве ссылки, предлагается использовать группы 29 и 31 созвездия 16QAM для оценки частоты несущей этого формата модуляции. Для этого предлагается взять N пар последовательных символов таких, что в каждой паре группы каждая из точек принадлежит либо группе 29, либо 31. Тогда частота несущей вычисляется по этим парам аналогично QPSK модуляции согласно формуле (8), где k-я пара символов содержит символы x[k-1] и x[k].
Для высокоуровневых форматов модуляции таких, как 64QAM и 256QAM, также требуется разработка своих методов восстановления частоты несущей. Кроме того для высокоуровневых форматов модуляции требуются свои методы восстановления фазы несущей.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
В варианте осуществления согласно изобретению предлагается устройство для компенсации принятого сигнала, преимущественно преобразованного из оптического в электрический сигнал, включающее: модуль, включающий инструкции машинного кода адаптивной коррекции искажений, которые при выполнении процессором последовательно используют для модификации принятого сигнала и его разделения на классы несколько наборов базовых окружностей таких, что каждая окружность в наборе имеет отличный модуль, а также используют сигналы данных, полученные по обратной связи от блока оценки символов и декодированных данных; инструкции машинного кода, которые при выполнении процессором используют разделенный на сигнал для восстановления частоты и фазы несущей и устранения проскальзывания фазы.
В другом варианте осуществления согласно изобретению предлагается способ для компенсации принятого сигнала, включающий: изменение принятого сигнала и его разбиение на классы путем выполнения машиносчитываемых инструкций по крайне мере одним процессором с использованием нескольких наборов базовых окружностей таких, что каждая окружность в наборе имеет отличный модуль, а также использованием сигналов данных, полученных по обратной связи от блока оценки символов и декодированных данных; восстановление частоты и фазы несущей и устранение проскальзывания фазы с использованием разделенного на классы сигнала.
Эти варианты осуществления и другие подразумеваемые преимущества, предусмотренные закономерности и функции станут понятны при изучении подробного описания, приводимого далее.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Прилагаемые чертежи включены для способствования уяснению излагаемых сведений. Они иллюстрируют варианты осуществления и в сочетании с излагаемым материалом могут помочь пониманию принципов изобретения. Другие варианты осуществления и другие подразумеваемые преимущества, предусмотренные закономерности и функции станут понятны при изучении подробного описания, приводимого далее. Элементы чертежей не обязательно нарисованы в реальных масштабах по отношению друг к другу. Общие сущности обозначаются на чертежах одинаковыми номерами.
Фиг. 1 показывает высокоуровневую схему типичной оптоволоконной сети для реализации вариантов осуществления согласно изобретению.
Фиг. 2 показывает оптический блок обработки входного оптического сигнала 2, предназначенный для линейного отображения оптического поля в набор электрических сигналов.
Фиг. 3 показывает элементы оптического блока, блок аналого-цифрового преобразователя и компоненты блока цифрового демодулятора.
Фиг. 4 показывает характерное созвездие QPSK после выполнения алгоритма слепого выравнивания.
Фиг. 5 показывает характерное созвездие 16QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов.
Фиг. 6 показывает характерное созвездие 16QAM после выполнения алгоритма радиально направленного компенсатора.
Фиг. 7 показывает шаги восстановления фазы несущей для сигналов созвездия QPSK.
Фиг. 8 показывает блок-схему модуля динамической компенсации искажений сигнала, восстановления частоты и фазы несущей и блока, включающего коррекцию ошибок и оценку символов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
Фиг. 9 показывает характерное созвездие 64QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно данному изобретению.
Фиг. 10 показывает характерное созвездие 256QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно данному изобретению.
Фиг. 11 показывает характерное созвездие 256QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, на чертеже показаны окружности групп точек, включающих по четыре точки, подобно созвездию QPSK.
Фиг. 12 показывает шаги восстановления фазы несущей для сигналов созвездия для различных М-QAM форматов модуляции таких, как QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
Фиг. 13 показывает концентрацию восстановленных символов в областях точек созвездий, повернутых на величину нескомпенсированной ошибки фазы несущей, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
Фиг. 14 показывает результат адаптивной компенсации искажений и восстановления поляризации для созвездия 64QAM, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
Фиг. 15 показывает результат восстановления частоты и фазы несущей для созвездия 64QAM, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ
В варианте осуществления согласно изобретению предлагается способ слепой коррекции для адаптивного восстановления поляризации сигнала, компенсации поляризационной модовой дисперсии и хроматической дисперсии в цифровой когерентной оптоволоконной системе, использующей такие форматы М квадратурной амплитудной модуляции, как 64QAM и 256QAM.
Фиг. 8 показывает блок-схему модуля, использующего набор машинных инструкций, которые могут быть зашиты в цифровой сигнальный процессор (Digital Signal Processor, DSP) или храниться в отдельной памяти, которая считывается основной памятью процессора или набором процессоров с машиночитаемого носителя данных, такого как постоянное запоминающее устройство (read only memory, ROM) или другого типа жесткого магнитного диска, оптического носителя, кассеты или флеш-памяти (flash memory). В случае программы, хранящейся на отдельном носителе, выполнение последовательности инструкций в модуле заставляет процессор выполнять шаги, описанные выше. Варианты реализации данного изобретения не ограничиваются конкретной комбинацией оборудования и программного обеспечения, а компьютерный программный код, необходимый для реализации изложенного далее изобретения может быть разработан средним специалистом.
Термин «машиночитаемый носитель», использованный выше, относится к любому машинокодированному носителю, который предоставляет или участвует в предоставлении инструкций процессору. Такой носитель включает, но не ограничивается, энергонезависимые устройства, энергозависимые устройства и передающие устройства. Например, энергонезависимые устройства могут включать оптические или магнитные диски памяти. Энергозависимые устройства включают динамическое оперативное запоминающее устройство (динамическое ОЗУ, dynamic random access memory, DRAM), которое обычно включает основную память. Традиционные средства машиночитаемой памяти хорошо известны и не нуждаются в детальном описании.
Сигнал с блока восстановления символьной частоты 18 поступает на блок динамического эквалайзера 21, который модифицирует принятый сигнал и разделяет его на классы. Полученный классифицированный сигнал далее поступает на блоки 22 и 23 для восстановления частоты и фазы несущей. Восстановленный сигнал с блока 23 далее поступает на внешний приемник, включающий блок коррекции ошибок. Получаемые блоком 5 оценки символов по обратной связи 25, показанной на фиг. 3 и фиг. 6, поступают на блок 21 динамического эквалайзера и блоки 22 и 23 восстановления частоты и фазы несущей.
Фиг. 9 и фиг. 10 показывают характерные созвездия 64QAM и 256QAM соответственно. В некоторых вариантах реализации согласно данному изобретению точки созвездий разбиты на группы, которые используются не только для адаптивной коррекции искажений сигнала, но и для восстановления частоты и фазы несущей сигнала. Точки созвездия 64QAM разбиты на группы так, что группа 38 включает точки  группа 39 включает точки  группа 40 включает точки созвездия  группа 41 включает точки созвездия  группа 42 включает точки созвездия  далее группа 43 включает точки  а также точки созвездия  и  группа 44 включает такие точки созвездия, как  группа 45 включает точки созвездия  группа 46 включает точки  и  Таким образом, созвездие 64QAM содержит девять групп, причем группы 38, 40 и 46 содержат по четыре точки созвездия, подобно созвездию QPSK. Точки каждой из групп лежат на окружности одного радиуса. Созвездие 256QAM можно разбить на тридцать две группы, точки каждой из которых лежат на окружности одного радиуса, как показано на фиг. 10. Из этих групп шесть групп точек содержат по четыре точки, подобно созвездию QPSK, как показано на фиг. 11. Так группа 47 содержит точки созвездия  группа 48 содержит точки  группа 49 содержит точки  группа 50 содержит точки  группа 51 содержит точки  группа 52 содержит  группа 53 содержит
При динамической компенсации искажений 21 сначала выполняется обычный алгоритм СМА для предобработки сигнала, затем используется радиально направленный компенсатор искажений, а затем может использоваться управляемый решением компенсатор. В некоторых вариантах реализации согласно данному изобретению радиальный компенсатор искажений используется для распределения сигнала по группам, описанным выше. Так, радиально направленный компенсатор для созвездия 64QAM имеет вид
Радиально направленный компенсатор для созвездия 256QAM в свою очередь имеет вид
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению ошибка для обновления фильтров блока динамической компенсации искажений усредняется по последовательности символов:
где
in
in
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению разбитые на группы сигналы с блока динамической компенсации поступают на блоки восстановления частоты и фазы несущей. Группы точек созвездий, содержащие по четыре точки, могут быть, как и QPSK сигнал, демодулированы возведением сигнала в четвертую степень. Поэтому согласно данному изобретению предлагается использовать эти точки для оценки частоты и фазы несущей методами, аналогичными методам оценки частоты и фазы несущей для QPSK сигнала. Для формата модуляции 16QAM в блоке оценки частоты выделяются N пар последовательных символов x[k-1] и x[k] и таких, что в каждой паре символы созвездия принадлежат либо группе 29, либо группе 31. Для этих N пар символов оценка частоты несущей вычисляется по формуле (8) или формуле (9). Оценка фазы несущей далее может быть выполнена по формуле (10) или (11). Блок 21 динамической компенсации искажений сначала выполняет предобработку сигнала по стандартному способу слепого выравнивания. После предварительной предобработки сигнала может быть использован радиально направленный компенсатор искажений (6). После того, как радиально направленный компенсатор искажений (6) приблизит значения отсчетов фильтров блока 21 динамической компенсации искажений сигнала к требуемому минимуму, может далее быть использован управляемый решением компенсатор (3), (4) с использованием восстановленных символов созвездия. Эти символы созвездия также могут быть использованы в блоке восстановления фазы несущей, схема которого в некоторых вариантах реализации согласно изобретению представлена фиг. 12. Помимо блоков, показанных на фиг. 7, она содержит блок детектирования и исправления проскальзывания фазы 66, а также блок вычисления начального отсчета фазы, использующего оценки символов 25, полученные по обратной связи от внешнего приемника 5, а также пилотные символы 68. Блок вычисления начального отсчета фазы 67 использует оценки символов 25 для вычисления начального отсчета фазы 25, заданного формулой
sft
sft
in
0
где начальный отсчет фазы вычисляется усреднением по N оценкам x[k] 25 символов с сигналом x[k], полученным с блока адаптивной компенсации искажений 21. Фаза φ определена с точностью до симметрии созвездия относительно поворотов. Для вычисления абсолютного значения начального отсчета фазы в некоторых вариантах реализации согласно изобретению предлагается вычислять поправку на угол поворота между пилотами 56 и символами 25, полученными по обратной связи от блока внешнего приемника 5:
plt
sft
plt
a
где угол поворота между пилотными символами x[k] и символами x[k], полученными по обратной связи, вычисляется усреднением по N пилотам. В результате оценка фазы φ[k], посылаемая из блока 55 на блок 35, задается выражениями
out
В результате символ x[k], который может быть далее послан на блок внешнего приемника 5, вычисляется по формуле
slp
slp
slp
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению блок 54 для выявления и компенсации проскальзывания фазы обрабатывает последовательность N восстановленных значений развернутой фазы φ[k] следующим образом. Последовательность N значений развернутой фазы φ[k] разбивается на три интервала, левый и правый интервалы длины (N-dn)/2 и средний интервал длины dn, где dn=(π/2)/Δƒ интервал такой длины, что за его время фаза несущей на частоте несущей поворачивается на угол Δφ=Δƒ*dn=(π/2). Таким образом, если вычесть из развернутой фазы набег фазы, получающийся из-за частоты несущей Δƒ, то набег величины оставшейся фазы φ[k]-Δƒ*k за интервал dn должен быть заведомо меньше величины (π/2). Таким образом, можно установить порог, например, 3π/8, такой, что если абсолютное значение разницы среднего значения фазы φ[k]-Δƒ*k на левом интервале и среднего значения фазы φ[k]-Δƒ*k на правом интервале оказывается выше значения пороговой величины, то это означает, что произошло проскальзывание фазы, которое требуется устранить.
in
in
in
in
Предложенные методы восстановления частоты и фазы и устранения проскальзывания фазы можно обобщить на другие высокоуровневые форматы модуляции такие, как 64QAM и 256QAM. В случае формата модуляции 64QAM в блоке оценки частоты 22 выделяются N пар последовательных символов x[k-1] и x[k] таких, что в каждой паре символы созвездия принадлежат либо группе 38, либо группе 40, либо группе 46. Эти же группы символов могут быть использованы для восстановления фазы несущей по формулам (10), (11), (17)-(19). В случае формата модуляции 256QAM в блоке оценки частоты 22 выделяются N пар последовательных символов x[k-1] и x[k] таких, что в каждой паре символы созвездия принадлежат одной из групп 47-53. Эти же группы символов могут быть использованы для восстановления фазы несущей по формулам (10), (11), (17)-(19).
in
in
in
k
in
Для высокоуровневых форматов модуляции рассмотренный способ определения частоты несущей может быть неэффективен. В этом случае предлагается способ уточнения оценки частоты несущей. Для этого делается выборка символов x[k] таких, что они принадлежат группам, рассмотренным выше, содержащим по четыре точки созвездия так, что их модуляция может так же, как и модуляция QPSK сигнала, быть устранена возведением сигнала в четвертую степень. Затем для выбранных символов x[k] выполняется компенсация частоты несущей x[k]exp(-jΔƒt) и подбирается частота Δƒ, максимизирующая концентрацию символов в областях точек созвездий 54-65, повернутых на величину нескомпенсированной ошибки фазы несущей, как показано на фиг. 13, где символы x[k] после компенсации частоты несущей концентрируются в областях точек созвездий 54-65.
На фиг. 14 показан результат адаптивной компенсации искажений и восстановления поляризации для созвездия 64QAM. На фиг. 15 показан результат восстановления частоты и фазы несущей для созвездия 64QAM.
Разглашаемые здесь способы не ограничиваются областью оптических систем связи, и имеют применение в других областях, где используется когерентных оптический приемник в качестве принимающего/детектирующего устройства.
Приведенное выше детальное описание должно пониматься во всех отношениях, как пояснительное и иллюстративное, но не как ограничивающее, и область описанного здесь изобретения должно определяться не из описания изобретения, а из формулы изобретения, интерпретированной в соответствии с полным охватом, дозволенным патентными законами. Должно быть понятно, что описанные варианты реализации являются лишь иллюстрациями принципов настоящего изобретения, и что специалистами могут быть реализованы различные модификации без отклонения от сущности и объема правовой охраны этого изобретения, как изложено в прилагаемой формуле изобретения.