ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЕМКОСТИ ДЛЯ ЕМКОСТНОГО ДАТЧИКА
ELECTRIC CAPACITY CONVERTER FOR CAPACITANCE SENSOR

Изобретение относится к области контрольно-измерительной техники. Емкостные датчики широко применяются в качестве преобразователей неэлектрических величин, таких как расстояние, толщина материала и его диэлектрическая проницаемость, в электрическую величину. Также, емкостные датчики применяются в качестве датчиков приближения и прикосновения. Принцип действия емкостного датчика основан на изменении емкости измерительного конденсатора под действием внешнего воздействия, которое требуется измерить. В емкостном датчике имеется область чувствительности, в которой размещается контролируемый материал либо на которую влияет измеряемая величина. Чаще всего, областью чувствительности является зазор между пластинами измерительного конденсатора.
В современных измерительных или управляющих системах ввод показаний с датчиков осуществляется при помощи одной из стандартных электрических величин, таких как напряжение, ток или частота. Электрическая емкость не относится к таким величинам, поэтому, для передачи результата работы емкостного датчика в измерительную или управляющую систему, емкость измерительного конденсатора необходимо преобразовать в ток, напряжение либо частоту.
Наиболее распространен способ, когда измерительный конденсатор включают в частотозадающую цепь LC- или RC-генератора, и по изменению частоты генерации судят об изменении емкости. Такая схема подключения емкостного датчика представляет собой преобразователь электрической емкости в частоту. В других способах одну из пластин измерительного конденсатора используют в качестве передающей и подключают ее к генератору переменного напряжения для подачи сигнала возбуждения. Вторую пластину используют как приемную и подключают к схеме измерения переменного тока, протекающего через конденсатор. Эта схема является преобразователем емкости в ток. Об изменении емкости судят по изменению величины тока.
В некоторых схемах включения емкостного датчика, первая из пластин измерительного конденсатора связывается с постоянным потенциалом, как правило, с потенциалом Земли. Подобную схему мы, в данном описании, будем называть схемой с заземленной первой пластиной. Иногда, первая пластина не оформлена как отдельный элемент конструкции, а представляет собой проводящую поверхность в механизме или даже поверхность человеческого тела. Вторая пластина измерительного конденсатора используется как точка для присоединения преобразователя электрической емкости. При применении преобразователя электрической емкости в частоту эта точка присоединяется к резонансному LC-контуру или RC-цепочке преобразователя. В другой разновидности схемы включения с заземленной первой пластиной, вторая пластина используется одновременно как для подачи сигнала возбуждения, так и для измерения тока, протекающего через конденсатор. Иными словами, вторая пластина совмещает функции приемной и передающей. Ко второй пластине подключается преобразователь электрической емкости, выходным сигналом которого, как правило, является постоянное напряжение. Подобный преобразователь описан, например, в патенте US 7,656,169 (Опубл. 02.02.2010, МПК G01R 27/26). В этом патенте емкостной датчик используется для проверки наличия пассажира в кресле автомобиля, причем, в качестве первой пластины выступает поверхность тела человека, сидящего в кресле автомобиля. В отсутствии человека, силовые линии перераспределяются на корпус автомобиля, который начинает выполнять функцию первой пластины. При этом, емкость измерительного конденсатора резко снижается. Вторая пластина подключена к генератору через усилитель с токовым входом, который формирует переменное напряжение, пропорциональное току через измерительный конденсатор. Изменение емкости измерительного конденсатора датчика приводит к изменению амплитуды напряжения на выходе усилителя с токовым входом, по которой судят об указанном изменении емкости. Основной проблемой большинства емкостных датчиков является низкое соотношение сигнал-шум, являющееся следствием малой емкости измерительного конденсатора и большой напряженности переменного электрического поля помех в обычных местах установки датчика. Емкость измерительного конденсатора редко превосходит десятки пикофарад, что является весьма малой величиной. При малой емкости полезный токовый сигнал, наводимый сигналом возбуждения во второй пластине, имеет очень малую величину. Интенсивные переменные электрические поля помех с различной частотой в окрестности датчика создаются проводами электропитания, работающим электрическим и электронным оборудованием, а также сетями радиосвязи. Когда эти электрические поля достигают второй пластины, то они наводят в ней токи помех, которые регистрируются преобразователем наряду с полезным сигналом и снижают отношение сигнал-шум. Для повышения этого отношения стараются сузить частотный диапазон схемы измерения переменного тока в преобразователе до малой окрестности частоты генератора сигнала возбуждения. Иногда для этого применяют полосовые фильтры, но стандартным современным техническим решением является использование синхронного детектирования. В упомянутом патенте US 7,656,169 выходной сигнал усилителя с токовым входом подается на входы двух усилителей с коэффициентом усиления, одинаковым по величине и противоположным по знаку. Таким образом, выходные сигналы этих усилителей оказываются в противофазе. Они, в свою очередь, подаются на вход коммутатора, тактируемого частотой генератора возбуждающего сигнала. Этот коммутатор выполняет роль синхронного детектора. Его выход подключен к фильтру низких частот, с которого сигнал подается на аналогово-цифровой преобразователь (АЦП). Значения отсчетов АЦП оказываются пропорциональны амплитуде тока второй пластины конденсатора. Однако, вся измерительная схема пропускает только частоты в непосредственной окрестности частоты генератора возбуждения, причем ширина полосы пропускания равна удвоенной частоте среза фильтра низких частот. За счет этого удается подавить влияние внеполосных помех и повысить соотношение сигнал-шум, что ведет к повышению чувствительности датчика. В упомянутом патенте, синхронное детектирование дополнительно используется для измерения фазового сдвига тока второй пластины конденсатора. Такая необходимость связана с влиянием влажности сидения и одежды человека на показания датчика, и обусловлена узкой задачей, решаемой устройством.
В упомянутом патенте описаны составные элементы преобразователя электрической емкости в напряжение, которые являются общими для многих известных решений, где используется схема с заземленной первой пластиной измерительного конденсатора. Эти элементы включают в себя генератор переменного напряжения возбуждения, усилитель переменного сигнала с токовым входом и выходом напряжения; синхронный детектор, опорный сигнал на который поступает с генератора, и фильтр низкой частоты, установленный между выходом синхронного детектора и выходом преобразователя. Генератор и усилитель с токовым входом подключены ко второй пластине измерительного конденсатора таким образом, что ток второй пластины, вызванный напряжением генератора, протекает через входную цепь усилителя. При этом, входная цепь усилителя с токовым входом находится под напряжением генератора, но это напряжение не должно напрямую влиять на выходное напряжение усилителя.
Иногда, для измерения тока второй пластины используется несколько отличающаяся конфигурация, в которой ко второй пластине подключен выход генератора возбуждения с повышенным выходным импедансом и вход усилителя напряжения. Выходной импеданс генератора и реактивное сопротивление измерительного конденсатора образуют делитель напряжения, коэффициент деления которого зависит от емкости измерительного конденсатора. Пример такой схемы приведен в патенте ЕР 3512099 (Опубл. 17.07.2019, МПК H03K 17/955).
В качестве дополнительных элементов иногда используют усилители переменного сигнала, как это сделано в упомянутом патенте, либо же усилитель сигнала постоянного напряжения на выходе преобразователя, как это сделано в патенте ЕР 3512099.
Таким образом, преобразователь электрической емкости для емкостного датчика представляет собой сложную электронную схему. Упрощение преобразователя электрической емкости для емкостного датчика является актуальной технической задачей. Актуальность этой задачи особенно высока в тех случаях, когда для решения технической задачи требуется использовать не один емкостной датчик, а множество одновременно работающих емкостных датчиков. Чтобы сложность всего устройства не была бы чрезмерной, для каждого из множества емкостных датчиков желательно использовать наиболее простой преобразователь емкости.
В уровне техники известны решения, в которых часть вышеперечисленных элементов отсутствует, либо один и тот же элемент исполняет несколько функций. Достаточно часто используются преобразователи с передачей заряда. В подобном преобразователе измерительный конденсатор с заземленной первой пластиной периодически сначала подключают к напряжению питания, а затем к схеме приема заряда, имеющей функцию интегратора. В каждом таком цикле конденсатор заряжается до напряжения питания, а затем передает свой заряд в схему приема заряда и разряжается. Схема приема заряда обеспечивает его конвертацию в выходное напряжение преобразователя. Для подключения к источнику питания и к схеме приема заряда используются аналоговые ключи, выполненные на полевых транзисторах.
В преобразователе с передачей заряда аналоговые ключи одновременно реализуют как функции генератора, так и синхронного детектора. За счет их периодического переключения, на вторую пластину подается переменное напряжение, а в схему приема заряда в виде отдельных импульсов отправляется ток второй пластины. Интегратор схемы приема заряда реализует фильтр низких частот. В преобразователе с передачей заряда на синхронный детектор поступает слабый ток второй пластины, не подвергнутый усилению, что ограничивает чувствительность преобразователя. Кроме того, чувствительность ограничивается так называемым эффектом инжекции заряда. Он возникает из-за того, что ключи, образующие генератор и синхронный детектор, непосредственно связаны с второй пластиной. В момент переключения ключа из затвора полевого транзистора на вход схемы приема заряда проникает паразитный заряд, что вызывает искажение величины заряда измерительного конденсатора.
Функция усиления в преобразователе с передачей заряда реализуется в схеме приема заряда. Поэтому, шумы и погрешности, вносимые коммутацией ключей, также усиливаются наряду с полезным сигналом и ограничивают чувствительность. Для повышения чувствительности используют сложные схемы накопления заряда и компенсации инжекции. В качестве примера можно привести патент US 9,529,020 (Опубл. 27.12.2016, МПК G01R 17/02), где применяется накопление заряда в нескольких промежуточных переключаемых конденсаторах, а вся схема имеет высокую степень симметрии для компенсации влияния инжекции заряда. В результате, преобразователь электрической емкости с передачей заряда, который способен обеспечить высокую чувствительность, оказывается достаточно сложным по конструкции. Частота возбуждающего напряжения оказывает прямое влияние на чувствительность и быстродействие преобразователя. Увеличение количества циклов перезаряда измерительного конденсатора, происходящих за определенный временной интервал, увеличивает суммарный заряд, протекающий через измерительный конденсатор в течение указанного интервала. Увеличение суммарного заряда позволяет увеличить отклик датчика на измеряемую величину и повысить соотношение сигнал/шум, особенно, при малой емкости измерительного конденсатора датчика.
Повышение частоты также позволяет увеличить частоту среза фильтра низких частот без увеличения амплитуды пульсаций на выходе преобразователя. За счет этого снижается время отклика преобразователя на изменение емкости измерительного конденсатора. В результате, увеличивается быстродействие датчика. На практике, для наиболее чувствительных и быстродействующих датчиков стараются использовать высокие частоты, достигающие десятков мегагерц, и в редких случаях доходящие до 100 МГц. Применение высоких частот имеет ряд негативных последствий. Главная сложность связана с большими и плохо управляемыми набегами фазы высокочастотного сигнала на пути к синхронному детектору. Выходной сигнал синхронного детектора пропорционален косинусу набега фазы. При значительных набегах фазы происходит заметное и плохо контролируемое снижение выходного сигнала преобразователя.
Поскольку в преобразователе с передачей заряда генератор и синхронный детектор совмещены, то, казалось бы, в них не должен возникать существенный набег фазы. Однако, он все же возникает из-за неидеальности ключей и, прежде всего, из-за их значительного проходного сопротивления, которое вместе с емкостью измерительного конденсатора формирует интегрирующую цепочку. В результате, напряжение на измерительном конденсаторе отстает по фазе от напряжения возбуждения. Угол отставания по фазе тем больше, чем выше частота возбуждения. Кроме того, с ростом частоты также растет влияние инжекции заряда, поскольку на каждом периоде переключения в ключ инжектируется примерно один и тот же заряд. За счет описанных эффектов, возможности увеличения частоты возбуждения при применении преобразователей с передачей заряда ограничены. Хорошим достижением считается работа такого преобразователя на частоте возбуждения, равной нескольким мегагерцам.
Усиление переменного тока или напряжения второй пластины измерительного конденсатора позволяет подавать на синхронный детектор сигнал с высокой амплитудой. Это позволяет повысить чувствительность за счет снижения шумов и искажений, вносимых синхронным детектором. Чаще всего, схемы усиления переменного тока или напряжения второй пластины выполняются на основе операционных усилителей. Применение операционных усилителей, в особенности, для усиления высокочастотных сигналов, требует использования специализированных высокоскоростных моделей, отличающихся высокой стоимостью.
Известны подходы к упрощению преобразователей емкости, основанные на использовании простых транзисторных схем для усиления высокочастотных сигналов. Так, в патенте US 10,124,758 (Опубл. 13.11.2018, МПК B60N 2/00), в качестве усилителя с токовым входом применяется комбинация из двух транзисторов, первый из которых включен по схеме с общей базой, а второй с общим эмиттером. Напряжение генератора подается на базу первого транзистора, а вторая пластина конденсатора соединена с эмиттером. Коллекторный ток первого транзистора повторяет ток измерительного конденсатора, и на него почти не влияет напряжение возбуждения. Второй транзистор преобразует коллекторный ток первого транзистора в напряжение, подаваемое на синхронный детектор. Первый транзистор отделяет напряжение возбуждения от тока измерительного конденсатора, а второй обеспечивает основное усиление. Усиление второго транзистора задается соотношением номиналов элементов схемы его включения. Частота возбуждения невысока и лежит в интервале от 10 кГц до 500 кГц. Высокочастотный сигнал, получаемый со второго транзистора, оцифровывается, а синхронное детектирование реализовано вычислительным образом в микроконтроллере, что вполне оправдано на невысоких частотах для уменьшения сложности устройства. При невысокой рабочей частоте, усилитель на втором транзисторе по схеме с общим эмиттером может обеспечить высокий стабильный коэффициент усиления и малый фазовый набег, сопоставимые со схемами на операционном усилителе. Однако, при повышении частоты до 10 МГц и выше, в таком усилителе коэффициент усиления падает и определяется уже не номиналами элементов схемы включения, а внутренними ограничениями быстродействия самого транзистора. Поскольку параметры транзистора, влияющие на его быстродействие в схеме с общим эмиттером, изменяются от экземпляра к экземпляру и дополнительно меняются с температурой, то обеспечить высокий и стабильный коэффициент усиления не представляется возможным. За счет внутренних ограничений по быстродействию возникает значительный фазовый набег, нестабильный по своей величине. Таким образом, для устройства, описанного в упомянутом патенте, не представляется возможным повысить частоту возбуждения, что оказывается необходимым для увеличения чувствительности и быстродействия емкостного датчика.
Решение, описанное в патенте US 10,124,758, было выбрано в качестве прототипа заявленного изобретения.
В большинстве применений, преобразователь емкости для емкостного датчика должен способствовать решению двух проблем, связанных с самим принципом работы емкостного датчика. Когда емкостные датчики используются в приложениях, где требуется высокая чувствительность измерения, то емкость измерительного конденсатора обычно изменяется в малых пределах в сравнении с полной величиной емкости измерительного конденсатора и соединительных проводников для его подключения. Например, в задачах контроля толщины материала, начальная емкость измерительного конденсатора может иметь величину нескольких пикофарад, а ее полное изменение под действием измеряемой величины может составлять несколько десятков фемтофарад. Таким образом, отношение начальной емкости к диапазону ее изменения может достигать 100 и более. Чтобы устойчиво обеспечивать измерение столь малых относительных изменений емкости, преобразователь должен либо иметь очень широкий динамический диапазон и высокую линейность передаточной характеристики, либо же допускать вычитающую компенсацию начальной емкости в самой схеме преобразователя. При обеспечении широкого динамического диапазона и линейности преобразователя значение АЦП, запомненное в ходе калибровки и соответствующее начальной емкости, можно вычитать из значения АЦП, полученного в ходе измерений. Результат будет соответствовать перепаду емкости под действием измеряемой величины. Если же широкий динамический диапазон и линейность преобразователя не удалось обеспечить, то результат вычитания будет сильно искаженным и не позволит достигнуть высокой чувствительности.
Вычитающая компенсация в схеме преобразователя позволяет провести аналоговое вычитание сигнала, соответствующего начальной емкости. Этот подход не требует очень большого динамического диапазона преобразователя, так как выходной сигнал преобразователя целиком определяется перепадом емкости под действием измеряемой величины и почти не зависит от начальной емкости. В измерительной технике аналоговое вычитание широко применяется, например, в виде мостовых схем включения датчика того или иного типа. Наилучшие характеристики обеспечивают схемы вычитания с использованием пассивных элементов, так как пассивные элементы обладают высокой линейностью. Высокая линейность позволяет обеспечить точное аналоговое вычитание даже при большом отношении начальной емкости измерительного конденсатора к диапазону ее изменения.
В схеме прототипа не предусмотрена реализация аналоговой вычитающей компенсации. Поэтому, для нейтрализации начальной емкости измерительного конденсатора, в ней можно опираться только на расширение динамического диапазона. Это сопряжено с рядом сложностей. Во-первых, однотранзисторный усилитель по схеме с общим эмиттером обладает небольшим динамическим диапазоном и низкой линейностью, особенно, при больших уровнях сигнала.
Во-вторых, чтобы точно измерить малый отклик датчика на измеряемую величину на фоне большого отклика на начальное значение емкости, приходится применять сложные и дорогие АЦП высокой разрядности, обычно имеющие архитектуру типа сигма-дельта. Все это ограничивает применение прототипа для преобразования емкости тех датчиков, где начальная емкость значительно превосходит диапазон изменения емкости.
Другая проблема емкостных датчиков связана с утечками электрического поля из области чувствительности. Утечка электрического поля приводит к тому, что на результаты измерения начинают оказывать влияние те факторы, которые действуют вне области чувствительности. Это приводит к снижению чувствительности датчика к измеряемой величине и к появлению чувствительности к посторонним мешающим факторам и объектам. Кроме того, увеличивается начальная емкость измерительного конденсатора, что усложняет проведение измерений. Чтобы перекрыть пути утечки электрического поля, окружают вторую пластину так называемым защитным электродом, за исключением зоны чувствительности. Защитный электрод присоединяется к потенциалу, близкому к потенциалу второй пластины. Он выполняет роль экрана, причем, из-за близости потенциалов, напряженность поля между защитным электродом и второй пластиной оказывается близким к нулю. При использовании защитного электрода, ненулевое электрическое поле может возникнуть только в зоне чувствительности датчика. В практической реализации, защитный электрод либо связывают с выходом генератора возбуждающего напряжения, либо подключают к выходу специального усилителя, который воспроизводит напряжение на второй пластине с коэффициентом усиления, чуть меньшим единицы. Поскольку защитный электрод своим переменным электрическим полем может создавать помехи для других устройств, находящихся вблизи емкостного датчика, его часто окружают дополнительным экранирующим электродом, присоединенным к постоянному потенциалу.
Преобразователь емкости, при необходимости предотвратить утечку электрического поля из датчика, должен обеспечивать возможность подключения защитного и экранирующего электрода. Так, в прототипе защитный электрод связан с выходом генератора.
Задача заявленного изобретения состоит в создании простого преобразователя емкости измерительного конденсатора с заземленной первой пластиной, способного работать на высоких частотах возбуждающего напряжения, достигающих 100 МГц, и обеспечивающего высокую чувствительность. Дополнительная задача заявленного изобретения состоит в обеспечении возможностей для подключения защитного электрода и для реализации аналогового вычитания начальной емкости измерительного конденсатора с помощью простой схемы на пассивных элементах.
Технический результат заявленного изобретения заключается в увеличении быстродействия преобразователя емкости и упрощении его схемного решения при сохранении высокой чувствительности.
Этот технический результат достигается за счет того, что преобразователь электрической емкости для емкостного датчика, в котором первая пластина измерительного конденсатора емкостного датчика связана с постоянным потенциалом, содержит входную точку для подключения второй пластины упомянутого измерительного конденсатора емкостного датчика, генератор зарядных импульсов, генерирующий повторяющиеся зарядные импульсы прямоугольной формы, разрядную схему, подключенную к упомянутой входной точке, и выполненную с возможностью обеспечения стекания заряда из входной точки во время отсутствия зарядного импульса, формирователь выходного сигнала преобразователя, биполярный транзистор, эмиттер которого связан с выходом генератора зарядных импульсов, база которого связана с входной точкой преобразователя, а коллектор связан с формирователем выходного сигнала, при этом формирователь выходного сигнала выполнен с возможностью формирования выходного сигнала преобразователя в зависимости от коллекторного тока биполярного транзистора. В данном описании, работа биполярного транзистора рассматривается с точки зрения зарядовой модели, известной специалистам. Зарядовая модель обеспечивает простое и достаточно точное описание работы транзистора в переходных режимах открытия и закрытия, что позволяет сделать логические выводы о результатах быстро протекающих процессов в схеме с биполярным транзистором. На русском языке зарядовая модель изложена недостаточно подробно, поэтому в данном описании мы следуем ее изложению в восьмой главе книги "Modern Semiconductor Devices for Integrated Circuits. Chenming Hu. Prentice Hall, 2010."
F
Согласно зарядовой модели, коллекторный ток транзистора управляется диффузионным зарядом избыточных носителей Q, сформированным в его базе и эмиттере. Диффузионный заряд можно представить как сумму абсолютных значений избыточных зарядов неосновных носителей, накопленных вблизи p-n перехода в базе и в эмиттере. Так как эмиттер имеет значительно более высокую степень легирования, чем база, то из эмиттера в базу инжектируется значительно больше неосновных носителей, чем из базы в эмиттер. Поэтому, диффузионный заряд почти полностью определяется количеством избыточных неосновных носителей в базе.
F
С точки зрения зарядовой модели, ток коллектора пропорционален диффузионному заряду:  где τ - время накопления, численно близкое к времени пролета базы.
F
F
Зависимость коллекторного тока от тока базы является вторичной и определяется тем, как ток базы формирует диффузионный заряд Q, в соответствии с дифференциальным уравнением где β - коэффициент передачи тока базы.
В заявленном изобретении, заряд измерительного конденсатора емкостного датчика происходит за короткое время в начале зарядного импульса, так как зарядный импульс имеет прямоугольную форму с крутым фронтом. Величина заряда, втекшего в измерительный конденсатор через переход эмиттер-база транзистора, равна произведению емкости измерительного конденсатора и величины перепада напряжения на измерительном конденсаторе, которая близка к амплитуде зарядного импульса. В момент заряда ток коллектора равен нулю, и весь ток заряда измерительного конденсатора идет на заряд емкостей транзистора и паразитных емкостей других элементов схемы. Зарядный ток протекает через переход эмиттер-база биполярного транзистора и формирует диффузионный заряд, равный заряду измерительного конденсатора, за вычетом зарядов, накопленных в барьерных емкостях транзистора и паразитных емкостях других элементов схемы.
Как только диффузионный заряд сформировался, транзистор открывается и через его коллектор начинает течь ток в соответствии с пропорциональной зависимостью (1). Таким образом, ток коллектора связан с емкостью измерительного конденсатора линейной зависимостью.
В дальнейшем продолжении зарядного импульса, напряжение на измерительном конденсаторе остается стабильным и ток через базу не протекает. Это соответствует обращению в ноль первого члена в правой части уравнения (2). Ток коллектора медленно спадает, поскольку диффузионный заряд медленно уменьшается вследствие рекомбинации неосновных носителей в соответствии с уравнением  непосредственно получаемым из уравнения (2).
По окончании зарядного импульса начинается быстрый разряд емкости измерительного конденсатора через разрядную схему. Одновременно с этим, происходит разряд внутренних емкостей транзистора, и через некоторое время схема приходит в исходное состояние.
В соответствии с описанным процессом, при каждом зарядном импульсе на коллекторе транзистора возникает импульс трапециевидной формы, по длительности совпадающий с зарядным импульсом. Амплитуда трапециевидного импульса связана с емкостью измерительного конденсатора линейной зависимостью. Импульс коллекторного тока поступает на формирователь выходного сигнала, который формирует выходной сигнал в зависимости от тока коллектора.
F
F
В описанной схеме транзистор является усилителем, который преобразует величину заряда измерительного конденсатора в импульс коллекторного тока. Крутизна усиления такого транзисторного каскада, определяемая как отношение среднего значения тока коллектора к заряду измерительного конденсатора и выраженная в амперах на кулон, при малой длительности зарядного импульса определяется только временем накопления диффузионного заряда τ, близким к времени пролета базы транзистора, но почти не зависит от коэффициента β передачи тока базы транзистора. При малой длительности зарядного импульса ток коллектора практически не успевает уменьшаться к концу импульса. При увеличении длительности зарядного импульса крутизна будет несколько уменьшаться из-за падения тока к концу импульса. Этот эффект наиболее заметен при небольшом коэффициенте передачи тока который определяет повышенную скорость рекомбинации неосновных зарядов в базе в соответствии с (3).
Из приведенных здесь рассуждений видно, что наилучшая крутизна усиления достигается именно при небольшой длительности зарядного импульса, что соответствует повышенной частоте возбуждения. Физическим пределом уменьшения длительности зарядного импульса является длительность процесса заряда измерительного конденсатора. Для сохранения описанной здесь работы преобразователя длительность заряда измерительного конденсатора должна оставаться существенно меньше длительности зарядного импульса. Как показывает практический опыт и численное моделирование, при емкости измерительного конденсатора в диапазоне нескольких пикофарад, процесс заряда измерительного конденсатора обычно занимает время от 1 до 2 наносекунд. Поэтому, разумное ограничение периода повторения зарядного импульса составляет примерно 10 не, что соответствует максимальной рекомендуемой частоте возбуждения около 100 МГц. Эта частота может быть дополнительно увеличена за счет применения биполярного транзистора, специально оптимизированного для работы на высоких частотах. В прототипе, в схеме с общим эмиттером, коэффициент усиления падает с ростом частоты, и с ним падает чувствительность преобразователя. В заявленном изобретении, наоборот, увеличение частоты является предпочтительным для увеличения крутизны усиления. За счет этого, предпочтительной оказывается работа на значительно более высоких частотах, в сравнении с прототипом, что повышает быстродействие преобразователя согласно заявленному изобретению.
F
Транзистор в заявленном изобретении можно также рассматривать как усилитель заряда. Согласно формуле (1), ток коллектора есть отношение диффузионного заряда к времени накопления. Поэтому, заряд, вытекающий из коллектора биполярного транзистора за время зарядного импульса, есть произведение диффузионного заряда на отношение длительности зарядного импульса к времени накопления τ. Указанное здесь отношение можно рассматривать как коэффициент усиления заряда, обеспечиваемый биполярным транзистором в заявленном изобретении. Для наиболее распространенных маломощных транзисторов время пролета базы составляет несколько десятых наносекунды. При частоте возбуждения, составляющей несколько десятков мегагерц, длительность зарядного импульса находится в диапазоне десятков наносекунд. Поэтому, упомянутый выше коэффициент усиления заряда составляет, как минимум, несколько десятков, чем определяется высокая чувствительность преобразователя емкости согласно заявленному изобретению. Транзистор в заявленном изобретении также выполняет функцию синхронного детектора. Он открывается практически сразу с началом зарядного импульса, подаваемого с генератора, и закрывается немедленно по завершении импульса. Во время импульса транзистор находится в активном режиме и его ток коллектора связан линейной зависимостью с зарядом, накопленным в измерительном конденсаторе. Напротив, заряд, вытекающий из измерительного конденсатора в промежутке между импульсами, не оказывает влияния на коллекторный ток. Таким образом, транзистор является синхронным детектором тока измерительного конденсатора, причем, набег фазы при его синхронизации с генератором оказывается очень небольшим даже на высоких частотах, достигающих 100 МГц.
В сравнении с прототипом, в заявленном изобретении достигается существенное упрощение устройства, поскольку транзистор одновременно выполняет функции усилителя и синхронного детектора. Для выполнения этих функций требуется минимальное количество дополнительных компонентов. Совершенно обязательной является лишь разрядная схема, подключенная к входной точке, которая должна обеспечивать стекание заряда из входной точки во время отсутствия зарядного импульса. Реализация разрядной схемы не является сложной. В наиболее простом варианте может быть реализована в виде полупроводникового диода, включенного между эмиттером и базой биполярного транзистора, и имеющего полярность, противоположную полярности эмиттерного перехода биполярного транзистора. Это простое решение является, однако, очень эффективным, так как полупроводниковые диоды характеризуются высокой скоростью открытия, малой вносимой емкостью, и низким импедансом в открытом состоянии. Простой альтернативой полупроводниковому диоду может быть полупроводниковый ключ, управляемый выходным напряжением генератора и соединяющий между собой входную точку и линию постоянного потенциала, равного выходному потенциалу генератора зарядных импульсов при отсутствии импульса. Таким образом, сочетание из биполярного транзистора и простой разрядной схемы в заявленном изобретении заменяет многоэлементную двухтранзисторную схему в прототипе, и, в дополнение, выполняет функцию синхронного детектирования, которая в прототипе возложена на микропроцессор. Таким образом, заявленное изобретение обеспечивает увеличение быстродействия преобразователя емкости и упрощение его схемного решения при сохранении высокой чувствительности.
Емкостной датчик, возбуждаемый высокочастотным сигналом, может стать источником электромагнитных помех для окружающего его оборудования. С целью снижения спектральной плотности помех, генератор зарядных импульсов может быть выполнен с возможностью обеспечения непостоянного периода импульсов, изменяющегося в соответствии с псевдослучайной последовательностью. При этом, длительность интервалов между импульсами также будет непостоянной. Однако, это непостоянство не будет оказывать заметного влияния на характеристики импульса тока коллектора, так как к концу интервала между импульсами происходит возврат транзистора к исходному состоянию.
Формирователь выходного сигнала преобразователя, в самом простом случае, может быть выполнен в виде резистора, подключенного к коллектору транзистора и к постоянному потенциалу. Потенциал на коллекторе транзистора используется в качестве выходного сигнала преобразователя и линейно связан с током коллектора. Однако, более предпочтительным является внедрение интегрирующего звена в формирователь для фильтрации результата синхронного детектирования и подавления компоненты выходного сигнала, имеющей частоту возбуждения. Такое интегрирующее звено может быть реализовано, например, в виде параллельной интегрирующей RC-цепочки, подключенной к коллектору транзистора и к постоянному потенциалу. Интегрирующее звено уменьшает влияние внешних помех, наводимых на емкостной датчик, так как ограничивает полосу пропускания помех с входной точки на выход преобразователя. Кроме того, интегрирующая RC-цепочка нейтрализует пульсацию коллекторного напряжения во время зарядного импульса. За счет этого не только уменьшаются пульсации выходного сигнала преобразователя, но и блокируется отрицательная обратная связь через коллекторную емкость транзистора. Блокировка указанной отрицательной обратной связи позволяет достичь высокой чувствительности преобразователя. Как уже было указано раньше, диффузионный заряд практически равен заряду измерительного конденсатора, за вычетом зарядов, накопленных в барьерных емкостях транзистора и паразитных емкостях других элементов схемы. Добавление специально вводимой емкости между выходом генератора и входной точкой еще более уменьшает диффузионный заряд, поскольку такой конденсатор представляет собой дополнительный путь для тока зарядки измерительного конденсатора, шунтирующий переход эмиттер-база. При соответствующем выборе величины емкости можно обеспечить частичную либо полную нейтрализацию выходного сигнала преобразователя, обусловленного начальной емкостью измерительного конденсатора емкостного датчика. Фактически, вводимая емкость обеспечивает аналоговое вычитание заряда, соответствующего начальной емкости измерительного конденсатора, из диффузионного заряда. Так как вычитание реализуется при помощи пассивного конденсатора или конденсаторов, то достигается высокая линейность и небольшие искажения выходного сигнала преобразователя в диапазоне изменения измеряемой величины.
Аналоговое вычитание заряда, соответствующего начальной емкости измерительного конденсатора, может быть реализовано с использованием экранирующего и защитного электродов емкостного датчика. Для этого подключают экранирующий электрод к линии постоянного потенциала, а защитный электрод через вновь вводимый конденсатор подключают к выходу генератора зарядных импульсов. Между защитным и экранирующим электродом неизбежно имеется емкость, определяемая их формой и взаимным расположением. Вновь вводимый конденсатор совместно с емкостью между экранирующим и защитным электродом образуют емкостной делитель напряжения зарядных импульсов. Между защитным электродом и второй пластиной также существует емкость, определяемая их формой и взаимным расположением. Через эту емкость напряжение с емкостного делителя подается на входную точку преобразователя. Описанные емкости образуют путь для тока заряда измерительного конденсатора, который шунтирует переход эмиттер-база транзистора и позволяет уменьшить диффузионный заряд. Емкость вновь вводимого конденсатора определяет степень шунтирования и может быть выбрана для обеспечения частичной или полной нейтрализации выходного сигнала преобразователя, обусловленного начальной емкостью измерительного конденсатора емкостного датчика. Поскольку все описанные емкости образуются пассивными конденсаторами, то обеспечивается высокая линейность и небольшие искажения выходного сигнала преобразователя в диапазоне изменения измеряемой величины.
На Фиг. 1 показана схема практической реализации преобразователя емкости для емкостного датчика согласно заявленному изобретению. На Фиг. 2 изображена схема замещения, в которой в явном виде показаны емкости внутренних элементов схемы практической реализации, за исключением диффузионной емкости перехода эмиттер-база транзистора 5. В практической реализации изобретения преобразователь электрической емкости используется совместно с емкостным датчиком 1, содержащим заземленную первую пластину 1Е измерительного конденсатора, вторую измерительную пластину 1М измерительного конденсатора, защитный электрод 1G и заземленный экранирующий электрод 1S. Датчик 1 предназначен для контроля толщины листового материала 2, пропускаемого в зазоре между пластинами 1Е и 1М измерительного конденсатора.
i
i
Вторая пластина 1М измерительного конденсатора соединена со входной точкой преобразователя емкости. Преобразователь емкости также содержит кварцевый генератор 4 зарядных импульсов, присоединенные к его выходу биполярный кремниевый транзистор 5 типа p-n-р и полупроводниковый диод 6, включенный между эмиттером и базой транзистора 5 и выполняющий функцию разрядной схемы. Ток коллектора транзистора 5 подается на интегрирующую RC-цепочку, состоящую из резистора 7 сопротивлением R; и конденсатора 8 емкостью C, и присоединенную к источнику отрицательного напряжения питания -5 В. Точка 9 соединения коллектора транзистора 5 резистором 7 и конденсатором 8 является выходом преобразователя. Между выходом 9 преобразователя и источником отрицательного напряжения питания -5 В включен вольтметр 10, который может представлять из себя цифровой вольтметр либо аналого-цифровой преобразователь компьютеризированной измерительной системы (на рисунке не показана).
Генератор 4 зарядных импульсов выполнен по КМОП-технологии и обеспечивает напряжение выходного прямоугольного импульса, равное +5 В. Выходной каскад генератора обладает высокой нагрузочной способностью и позволяет отдавать в нагрузку ток до 50 мА при длительности фронтов импульса около 1 не. Частота генерации равна 50 МГц. Длительности импульса и паузы между импульсами равны между собой и составляют 10 не. Выходное напряжение в паузе между импульсами составляет 0 В.
Маломощный p-n-р транзистор 5 типа 2N3906 является типичным представителем этого класса полупроводниковых приборов и характеризуется временем пролета базы, равным 0,44 не.
Между выходом генератора 4 и защитным электродом 1G включен нейтрализующий конденсатор 11 переменной емкости, предназначенный для нейтрализации начальной емкости между пластинами 1Е и 1М измерительного конденсатора.
i
i
EB
BC
D
Постоянная времени интегрирующей цепочки 7,8 определяется как RC. Она выбирается достаточно большой, чтобы многократно ослабить амплитуду колебаний на выходе 9 преобразователя, имеющих частоту напряжения возбуждения, равную 50 МГц. Конденсатор 12 емкостью C соответствует барьерной емкости эмиттерного перехода транзистора 5. Конденсатор 13 емкостью C соответствует барьерной емкости обратно смещенного коллекторного перехода транзистора 5. Отметим, что он имеет малую емкость в сравнении с емкостью конденсатора 8 интегрирующей цепочки, и можно считать, что его нижний (по схеме) вывод соединен по переменному току с земляным потенциалом. Конденсатор 14 емкостью C соответствует барьерной емкости р-n перехода диода 6.
МЕ
МЕ
0
Конденсатор 15 емкостью С является емкостью измерительного конденсатора емкостного датчика 1. Поскольку в емкостном датчике 1 электроды 1Е и 1М размещаются по разные стороны листа 2, то зависимость емкости С от толщины листа h и ширины зазора L между электродами определяется формулой . Эта формула может быть легко получена из эквивалентной схемы последовательного включения двух плоских конденсаторов и известна, например, из заявки SE 355428 (опубл. 16.04.1973 г., МПК G07D 7/00). Здесь ε обозначает диэлектрическую проницаемость вакуума и практически равна проницаемости воздуха, ε обозначает относительную диэлектрическую проницаемость материала листа, a S - площадь каждого из электродов 1Е и 1М. В соответствии с указанной формулой, когда ширина зазора L многократно превосходит толщину материала h, при введении листового материала в зазор между пластинами датчика, емкость измерительного конденсатора увеличивается на величину, которая практически пропорциональна толщине материала h. Названное соотношение между h и L является типичным, так как на практике, для исключения замятия и повреждения движущегося листа, обычно приходится делать зазор между пластинами 1Е и 1M в несколько раз больше толщины материала листа.
МЕ
Т
МЕ
МЕ0.
Т
В отсутствии контролируемого листового материала 2 его начальная емкость равна С и составляет примерно 1 пФ. Перепад емкости за счет введения контролируемого листового материала 2 пропорционален толщине листового материала h и составляет С=С-С Именно величина С должна быть преобразована в выходной сигнал преобразователя, который далее измеряется вольтметром 10.
MG
GS
Конденсатор 16 емкостью C соответствует емкости между второй пластиной 1М измерительного конденсатора и защитным 1G электродом датчика 1. Конденсатор 17 емкостью C соответствует емкости между экранирующим 1S и защитным 1G электродами датчика 1. Емкости этих конденсаторов определяются конструкцией емкостного датчика 1 и не могут быть произвольно уменьшены.
F
F
F
В исходном состоянии схемы, когда импульс с генератора 4 отсутствует, токи базы и коллектора транзистора 5 также отсутствуют, барьерная эмиттерная емкость 12 транзистора 5 разряжена, а диффузионный заряд Q транзистора 5 равен нулю. Емкость 13 обратно смещенного коллекторного перехода транзистора 5 заряжена приблизительно до величины напряжения питания -5 В. В момент возникновения переднего фронта импульса на выходе генератора 4 напряжение эмиттера транзистора 5 скачкообразно поднимается до 5 В, и начинается быстрый заряд измерительного конденсатора 15 датчика 1, а также цепочки конденсаторов 11, 16 и 17. Ток заряда втекает в эмиттерный вывод транзистора 5. В начале заряда измерительного конденсатора, ток заряда протекает через барьерную емкость 12 эмиттерного перехода и заряжает ее. Как только напряжение на этой емкости достигает порогового напряжения кремниевого р-n перехода, примерно равного 0,65 В, ток заряда начинает интенсивно пополнять диффузионную емкость транзистора 5, формируя диффузионный заряд Q в соответствии с уравнением  Это уравнение непосредственно получается из уравнения (2) с учетом того, что второй член правой части уравнения (2) за короткое время заряда измерительного конденсатора не успевает оказать сколь-либо значимое влияние на величину диффузионного заряда Q и может быть опущен. Заряд барьерной емкости 12 эмиттерного перехода почти прекращается, поскольку напряжение на эмиттерном переходе остается близким к пороговому и по мере заряда диффузионной емкости почти не изменяется. Ток заряда в этот момент ограничивается, главным образом, объемным сопротивлением базы и нагрузочной способностью выходного каскада генератора 4. За счет наличия конденсатора 8 напряжение на коллекторе транзистора во время зарядного импульса мало меняется. Поэтому, не возникает отрицательная обратная связь через емкость 13 база-коллектор, известная как эффект Миллера. В связи с отсутствием эффекта Миллера, напряжение на коллекторе мало влияет на диффузионный заряд транзистора 5 и не оказывает вредного влияния на чувствительность преобразователя.
Процесс заряда измерительного конденсатора 15 длится менее 2 не и завершается, и напряжение на входной точке 3 достигает примерно +4,35 В, что соответствует пороговому напряжению 0,65 В на переходе эмиттер-база транзистора 5. Ток базы транзистора 5 спадает до нуля. С этого момента и до окончания импульса ток коллектора медленно спадает в соответствии с уравнением (3).
На заднем фронте зарядного импульса напряжение на эмиттере транзистора 5 скачкообразно падает до нуля. База транзистора 5 оказывается под более высоким потенциалом, чем эмиттер. Это приводит к открытию диода 6, быстрому разряду емкости измерительного конденсатора 15, и рассасыванию диффузионного заряда транзистора 5. Вскоре после заднего фронта происходит отсечка коллекторного тока транзистора 5. Ток транзистора 5 остается нулевым до прихода следующего зарядного импульса.
Процесс разряда измерительного конденсатора завершается тем, что диод 6 закрывается и на входной точке 3 устанавливается положительный потенциал, примерно равный пороговому напряжению +0,65 В.
i
i
При дальнейшем повторении циклов заряда и заряда напряжение на измерительном конденсаторе будет колебаться между значениями примерно 0,65 В и 4,35 В, что соответствует размаху 3,7 В. Импульсный ток коллектора, протекающий по интегрирующей цепочке 7,8, имеет скважность, равную 2. Соответственно, через интервал времени, в несколько раз превышающий постоянную времени RC, напряжение на выходной точке 9 стабилизируется. Вольтметр 10 будет показывать напряжение, равное половине произведения сопротивления резистора 7 на средний ток коллектора транзистора 5, протекающий во время зарядного импульса. Как следует из приведенного здесь описания работы преобразователя, указанное напряжение связано с емкостью измерительного конденсатора 15 линейной зависимостью. Данное напряжение является результатом измерения при помощи емкостного датчика 1 и преобразователя емкости согласно заявленному изобретению. Если же пороговое напряжение на переходе эмиттер-база транзистора 5 во время зарядного импульса так и не было достигнуто, транзистор 5 все время остается закрытым и ток коллектора не протекает. На возможность достижения порогового напряжения влияет выходное напряжение генератора 4 и соотношение емкостей 11-16, образующих емкостной делитель напряжения возбуждения, поступающего с выхода генератора 4. Увеличение емкостей 13 и 17 увеличивает напряжение эмиттер-база во время зарядного импульса, и действует эквивалентно увеличению емкости измерительного конденсатора 15. За счет увеличения этих емкостей можно, при необходимости, увеличить напряжение эмиттер-база до порогового уровня, чтобы обеспечить открывание транзистора.
Емкости 11, 12, 14 образуют пути прохождения тока заряда измерительного конденсатора в обход диффузионной емкости транзистора 5. Уменьшение этих емкостей действует аналогично увеличению емкостей 13 и 17 и также увеличивает напряжение эмиттер-база во время зарядного импульса. Увеличение емкостей 11, 12, 14 снижает диффузионный заряд. Емкости 12, 13, 14, 16 и 17 задаются конструктивными характеристиками емкостного датчика 1, транзистора 5 и диода 6, и не могут использоваться для регулировки преобразователя. Напротив, емкость нейтрализующего конденсатора переменной емкости 11 может быть выбрана таким образом, чтобы отрегулировать преобразователь и реализовать аналоговое вычитание начальной емкости измерительного конденсатора. Для этого необходимо перед измерением, в отсутствии контролируемого листа 2 в зазоре датчика 1, отрегулировать емкость конденсатора 11 таким образом, чтобы ток коллектора во время зарядного импульса имел минимальное ненулевое значение. Такой регулировке будет соответствовать показание вольтметра 10 в пределах нескольких десятых вольта, используемое в качестве опорного напряжения для дальнейших измерений.
T
При вводе листа 2 в зазор датчика 1, емкость измерительного конденсатора увеличится на величину C, пропорциональную толщине листа. Это, в свою очередь, приведет к увеличению напряжения на выходе преобразователя с нескольких десятых вольта на величину, пропорциональную толщине листа. Результат измерения толщины листа получается в виде разницы показания вольтметра 10 при нахождении листа 2 в зазоре датчика 1, за вычетом определенного ранее опорного напряжения. Этот результат пропорционален толщине листа. Коэффициент пропорциональности, связывающий напряжение в вольтах и толщину листа в микронах, необходимо заранее определить при помощи калибровочного измерения листа заранее известной толщины. Для учета всех допусков в конструкции датчика и отклонений параметров электронных компонентов, калибровочное измерение должно проводиться с использованием того же самого экземпляра датчика и того же самого экземпляра преобразователя.
i
i
Помехозащищенность преобразователя в отношении электрических наводок на вторую пластину 1М измерительного конденсатора обеспечивается синхронным детектированием, осуществляемым транзистором 5 в сочетании с диодом 6. Транзистор 5 попеременно открывается и закрывается строго в фазе с выходным напряжением генератора 4. Коллекторный ток транзистора 5 представляет собой выходной ток синхронного детектора, входом которого является входная точка 3. Выходной ток синхронного детектора далее фильтруется интегрирующей цепочкой, состоящей из резистора 7 и конденсатора 8. Для помех, проникающих на входную точку 3 через вторую пластину 1М измерительного конденсатора, в соответствии с известным свойством синхронного детектора, схема преобразователя ограничивает полосу пропускания величиной  Одновременно с этим, быстродействие преобразователя в отношении быстрого изменения емкости ограничивается постоянной времени RC. Таким образом, выбор постоянной времени интегрирующей цепочки должен делаться, исходя из необходимого быстродействия датчика, что одновременно определяет и полосу пропускания для внешних помех.
Подавление пульсаций с частотой возбуждения на выходе преобразователя определяется частотой среза фильтра нижних частот, образуемого интегрирующей цепочкой 7, 8, и равной  Подавление пульсаций с частотой возбуждения может быть значительно увеличено путем добавления к интегрирующей цепочке 7, 8 дополнительного фильтра низких частот высокого порядка с частотой среза, значительно превышающей  Такой фильтр практически не ограничивает быстродействие преобразователя, но существенно подавляет пульсации.
F
Описанный преобразователь обладает широким динамическим диапазоном и позволяет работать в диапазоне токов коллектора от десятых долей миллиампера до нескольких десятков миллиампер, что соответствует изменению преобразуемой емкости в пределах одного-двух порядков величины. Крутизна преобразования емкости в выходное напряжение, на этом интервале токов, немного изменяется, поскольку время накопления τ, как и время пролета базы, в некоторой степени зависит от тока коллектора. Однако, эта зависимость может быть учтена при калибровке датчика и далее скомпенсирована в ходе вычислительной обработки результатов измерений. Чувствительность описанного преобразователя находится на уровне нескольких сотен аттофарад, то есть нескольких десятитысячных долей начальной емкости измерительного конденсатора. Этот результат достигается как за счет возможности нейтрализации начальной емкости при помощи конденсатора 11, так и за счет широкого динамического диапазона и высокой степени подавления помех с помощью синхронного детектирования. При этом, быстродействие емкостного датчика обеспечивается на уровне нескольких сотен тысяч измерений в секунду, что многократно превышает достижимое быстродействие прототипа.
Описанный преобразователь обладает хорошей температурной стабильностью, что можно объяснить следующим образом. На коллекторный ток транзистора практически не влияет коэффициент передачи тока базы, который обладает сильной зависимостью от температуры. Кроме того, на коллекторный ток почти не влияет экспоненциальная зависимость вида , которая описывает многие процессы в биполярном транзисторе и которая обычно является главной причиной температурной нестабильности схем на полупроводниковых приборах. В описанном преобразователе зависимость тока коллектора транзистора 5 от температуры определяется временем пролета базы транзистора 5, а также барьерными емкостями эмиттера 12, коллектора 13, и емкостью 14 диода 5. Указанные параметры имеют достаточно слабую зависимость от температуры.
Так как процесс заряда измерительного конденсатора 15 в описанном преобразователе сопряжен с коротким, но мощным броском тока, то этот бросок тока может создавать сверхвысокочастотные колебания в проводниках, которыми датчик 1 связан с преобразователем. Сверхвысокочастотные колебания могут создавать помехи как для самого преобразователя, так и для иной аппаратуры, расположенной рядом или электрически связанной с преобразователем. Для подавления сверхвысокочастотных колебаний в проводники, связывающие датчик с преобразователем и с заземлением, могут быть введены фильтрующие элементы, такие как проходной ферритовый поглотитель помех либо низкоомный резистор, включенный в разрыв проводника. Параметры фильтрующих элементов необходимо выбирать таким образом, чтобы они не приводили к существенному затягиванию процесса заряда и разряда емкостей датчика 1, поскольку существенное затягивание процесса заряда может нарушить работу преобразователя и исказить результаты измерений.
Регулировка емкости конденсатора переменной емкости 11 для нейтрализации начальной емкости измерительного конденсатора 15 перед проведением измерений может производиться автоматизированным образом. Для этого, конденсатор переменной емкости 11 может быть оснащен моторизованным или пьезоэлектрическим приводом, управляемым от встроенной вычислительной системы измерительной установки. Примеры подобных конденсаторов переменной емкости хорошо известны специалистам.
Описанный преобразователь может использоваться и в многоэлементных емкостных датчиках, содержащих несколько измерительных конденсаторов. Для этого, каждый из измерительных конденсаторов должен быть оснащен индивидуальным преобразователем, подобным описанному здесь. Для всех индивидуальных преобразователей рекомендуется использовать единый генератор или систему синхронизированных генераторов. Например, для всех преобразователей может использоваться общий задающий генератор, а вместо генератора 4 зарядных импульсов в каждом из преобразователей может применяться повторитель напряжения задающего генератора. За счет синхронной работы всех преобразователей на одной частоте исключаются взаимные помехи в виде биений, которые были бы неизбежны при использовании несинхронизованных генераторов 4 для каждого из преобразователей.
Особое преимущество достигается при использовании синхронизированных преобразователей описанного типа совместно с многоэлементным емкостным датчиком, в котором вторые пластины всех измерительных конденсаторов расположены на одной и той же плоскости вплотную друг к другу. Так как синхронизированные преобразователи описанного типа прикладывают ко вторым пластинам измерительных конденсаторов практически одинаковый потенциал, то электрическое поле этих пластин является однородным и направлено по нормали к плоскости расположения пластин. Однородное поле в зазоре многоэлементного датчика делает такой датчик практически нечувствительным к месту расположения тонкого материала в зазоре. Это обусловлено тем, что на материал, при любом его положении в зазоре, действует поле одной и той же величины и направления напряженности, что вызывает одну и ту же поляризацию молекул материала. Указанное здесь преимущество является существенным при построении многоэлементных емкостных датчиков толщины листового материала, применяемых для выявления неоднородностей листа.
Благодаря простоте схемного решения и минимальному количеству требуемых пассивных элементов, преобразователь согласно заявленному изобретению может быть также реализован в составе интегральной микросхемы, выполненной по смешанной технологии биполярных и комплементарных полевых транзисторов, известной как БиКМОП (BiCMOS). Реализация многих преобразователей в составе одной интегральной микросхемы позволяет создавать многоэлементные емкостные датчики для контроля плоских материалов, обладающие большим количеством измерительных конденсаторов и обеспечивающие, за счет этого, высокое пространственное разрешение. Это открывает возможность для картирования толщины и диэлектрической проницаемости плоских материалов с высоким пространственным разрешением, приближающимся к разрешению, обеспечиваемому оптическими методами.