ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
SELECTIVE AMPLIFIER

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.
0
В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f=1÷5 ГГц.
в
н
в
н
Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе двух транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f [3-28]. Причем их верхняя граничная частота f иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f определяется корректирующим конденсатором.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 4.267.518 fig.6. Он содержит первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, коллектор подключен к выходу устройства 3 и через первый резистор 4 соединен с первой 5 шиной источника питания, а эмиттер через первый 6 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, второй 8 входной транзистор, эмиттер которого через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания и через первый 10 корректирующий конденсатор связан с эмиттером первого 1 входного транзистора, а коллектор связан с первой 5 шиной источника питания.
0
0
Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность  амплитудно-частотной характеристики и коэффициент усиления по напряжению К>1 на частоте квазирезонанса (f).
0
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ-диапазона с f=1÷5ГГц.
Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, коллектор подключен к выходу устройства 3 и через первый резистор 4 соединен с первой 5 шиной источника питания, а эмиттер через первый 6 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, второй 8 входной транзистор, эмиттер которого через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания и через первый 10 корректирующий конденсатор связан с эмиттером первого 1 входного транзистора, а коллектор связан с первой 5 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - последовательно с первым 10 корректирующим конденсатором включен первый 11 дополнительный резистор, база второго 8 входного транзистора соединена с коллектором первого 1 входного транзистора, а параллельно первому 4 резистору включен по переменному току второй 12 корректирующий конденсатор.
Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.
На фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.
На фиг.4 показана схема ИУ в соответствии с п.3 формулы изобретения.
к5
На фиг.5 приведена схема ИУ в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npn Vs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.mах = 6 мА), а на фиг.6 - логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики при разных коллекторных токах транзистора Q5 (I=I=0,5÷1,2 мА).
к5
к5
На фиг.7 показаны логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.5 при разных токах I=0,5÷1,2 мА (увеличенный масштаб), а на фиг.8 - логарифмические амплитудно-фазочастотные характеристики при тех же токах коллектора I=I=0,5÷1,2 мА (мелкий масштаб).
На фиг.9 показана схема ИУ с емкостным входом 17, а на фиг.10 - среднечастотный вариант ИУ фиг.9 с емкостным входом фиг.10 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов.
На фиг.11 показана логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.10 с емкостным входом (увеличенный масштаб).
На фиг.12 приведена схема ИУ фиг.3 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npn Vs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.mах = 6 мА), а на фиг.13 - логарифмические амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг.12 при разных значениях числа дополнительных параллельно включенных двухполюсников (RC-цепей) 11.1, 10.1, 11.2, 10.2 (N=1 и N=2) (фиг.3).
Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, коллектор подключен к выходу устройства 3 и через первый резистор 4 соединен с первой 5 шиной источника питания, а эмиттер через первый 6 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 7 шиной источника питания, второй 8 входной транзистор, эмиттер которого через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 7 шиной источника питания и через первый 10 корректирующий конденсатор связан с эмиттером первого 1 входного транзистора, а коллектор связан с первой 5 шиной источника питания. Последовательно с первым 10 корректирующим конденсатором включен первый 11 дополнительный резистор, база второго 8 входного транзистора соединена с коллектором первого 1 входного транзистора, а параллельно первому 4 резистору включен по переменному току второй 12 корректирующий конденсатор.
На фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, между эмиттерами первого 1 и второго 8 входных транзисторов включены параллельно N дополнительных корректирующих двухполюсников 11.1, 10.1; 11.2, 10.2; 11.N, 10 N, каждый из которых содержит последовательно соединенные вспомогательные конденсаторы 10.i и вспомогательные резисторы 11.i.
На фиг.4, в соответствии с п.3 формулы изобретения, в схему введены третий 13 и четвертый 14 входные транзисторы, эмиттеры которых связаны со второй 7 шиной источника питания через соответствующие третий 15 и четвертый 16 дополнительные двухполюсники, базы соединены с соответствующими базами первого 1 и второго 8 входных транзисторов, коллекторы подключены к соответствующим коллекторам первого 1 и второго 8 входных транзисторов, причем между эмиттерами третьего 13 и четвертого 14 входных транзисторов включены последовательно соединенные дополнительный конденсатор 17 и дополнительный резистор 18.
В схеме фиг.9, в которой используется емкостной вход, введен дополнительный буферный усилитель, который реализован на транзисторе 13, p-n переходе 14 и токостабилизирующем двухполюснике 15. Статический режим по напряжению на базе входного транзистора 1 устанавливается резистором 16. Конденсатор 17 обеспечивает передачу переменного сигнала от источника 2 на базу входного транзистора 1.
Рассмотрим работу ИУ фиг.2.
вx
y
0
0
Входной сигнал u (2) через базовую цепь транзистора 1 преобразуется цепью коллектора транзистора 1 в выходное напряжение u, причем комплексный характер проводимостей цепи эмиттера, обусловленный резистором 11 и конденсатором 10, а также цепью коллектора, образованной резистором 4 и конденсатором 12 (или 12'), обеспечивают полосно-пропускающий вид амплитудно-частотной характеристики устройства. Посредством контура реактивной обратной связи, образованного транзистором 8, база которого подключена к выходу 3 ИУ, а эмиттер - к комплексной проводимости (резистор 11 и конденсатор 10), обеспечивается обратно пропорциональное текущей частоте увеличение глубины обратной связи в схеме фиг.2, которая параметрически максимизируется на частоте квазирезонанса f (полюса) устройства. В то же время емкостный характер нагрузки транзистора 1 (конденсаторы 12 или 12') обеспечивает уменьшение глубины этой обратной связи на частотах входного сигнала, превышающих частоту квазирезонанса f. Указанные особенности функционирования контура обратной связи и цепи прямой передачи входного сигнала сохраняют неизменной частоту квазирезонанса при любой глубине этой обратной связи.
0
Покажем аналитически, что более высокие значения коэффициента усиления К и добротности Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.
Действительно, комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле
где
2
12
4
τ=CR.
0
В схемах ИУ фиг.3 и фиг.4, которые являются дальнейшим развитием схемы фиг.2, для увеличения предельно реализуемой добротности Q и коэффициента усиления ИУ используются наборы комплексных проводимостей в цепях эмиттеров биполярных транзисторов. Причем в схеме фиг.3 используется параллельное подключение идентичных резисторов 11.1-11.3 и конденсаторов 10.1-10.3, действие которых направлено на увеличение глубины обратной связи в окрестности частоты квазирезонанса f.
В схеме фиг.4 аналогичный эффект достигается использованием многоколлекторных и многоэмиттерных транзисторов с индивидуальными источниками тока (6, 9, 15, 16), которые попарно объединяются посредством автономных RC-цепей (10, 11; 17, 18).
0
С учетом оговоренных выше параметрических условий коэффициент усиления по напряжению (К) и добротность Q более совершенных схем избирательного усилителя фиг.3 и фиг.4 определяются по формулам
при сохранении неизменной частоты квазирезонанса (2).
Сравнение (3), (4), (5), (6) и (11) показывает, что введение в схему в соответствии с п.2 и п.3 формулы изобретения дополнительных комплексных проводимостей, образованных последовательным соединением резистора и конденсатора, приводит к увеличению добротности и коэффициента усиления ИУ, т.е. повышению его селективности.
В схеме ИУ фиг.9 (фиг.10) используется емкостная связь источника сигнала  с базой транзистора 1, что создает ряд дополнительных преимуществ данного ИУ в сравнении с ранее рассмотренными схемами, обусловленными наличием разделительного конденсатора 17.
Представленные выше теоретические выводы подтверждают графики фиг.6, фиг.7, фиг.8, фиг.11, фиг.13.
0
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f и повышенными величинами добротности, характеризующей его избирательные свойства.
Источники информации
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем- 2010. Сборник трудов / Под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.
3. Патент WO/2006/077525.
4. Патент US 4.267.518, fig.6.
5. Патент RU 2101850 fig.1.
6. Патент WO/2007/022705.
7. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.3.
8. Патентная заявка US 2007/0040604 fig.3.
9. Патент WO/03052925 A1 fig.3.
10. Патент US 6.011.431 fig.4.
11. Патент US 5.331.478 fig.3.
12. Патент US 4.885.548 fig.9.
13. Патент US 4.974.916 fig.1.
14. Патентная заявка US 2008/0122530 fig.4.
15. Патент US 5.298.802.
16. Патент US 2009/0261899 fig.3.
17. Патент СN 101204009.
18. Патент ЕР 1844547.
19. Патент UА 17276.
20. Патент US 2009/0289714 fig.4.
21. Патент US 7.202.762.
22. Патент US 6.188.272.
23. Патент US 5.847.605.
24. Патент US 7.116.961.
25. Патентная заявка US 2011/0109388 fig.2.
26. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.2.
27. Патент 5.012.201 fig.2.
28. Патентная заявка US 2010/0201437 fig.2.