МОДУЛЯТОР СИГНАЛОВ С МИНИМАЛЬНЫМ ЧАСТОТНЫМ СДВИГОМ
SIGNAL MODULATOR WITH MINIMAL FREQUENCY OFFSET

Изобретение относится к цифровым системам связи с подвижными объектами.
Известны модуляторы сигналов с минимальным частотным сдвигом, описанные в различных источниках, например, в:
1. Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной связи. - М.: Эко-Тренд 3, 1998.
2. Маковеева М.М., Шинаков Ю.С. Системы связи с подвижными объектами. - М.: Радио и связь, 2002.
Наиболее близким к изобретению является модулятор, описанный в первом источнике, который по этой причине и принимается за его прототип. Во втором источнике представлен аналог изобретения. Прототип состоит из последовательно включенных источника цифровых сигналов, гауссовского фильтра, интегратора по времени и квадратурного фазового модулятора, содержащего два параллельных канала с генератором колебания несущей частоты и фазовращателем на 90°. В состав одного канала входят последовательно включенные блок "COS", первый перемножитель сигналов, первый вход сумматора сигналов, а в состав второго канала - блок "SIN", второй перемножитель сигналов, второй вход сумматора; генератор колебания несущей частоты соединен со вторым входом первого перемножителя непосредственно и со вторым входом второго перемножителя через фазовращатель на 90°.
Н
Н
Н
Основным недостатком прототипа является относительно низкая эффективность использования полосы частот канала связи ввиду однократности данного вида модуляции. Если бы она была двукратной (двойной), т.е. с фазовым уплотнением двух каналов, то можно было бы увеличить частотную эффективность данного вида модуляции в два раза, как при двукратной фазовой манипуляции (ДФМ) на 180°, когда сигналы двух каналов передаются в полосе частот одного канала. Двукратная ФМ на 180° состоит из двух однократных ФМ, несущие колебания которых одинаковой частоты, но сдвинуты между собой по фазе на 90°. В однократной манипуляции с минимальным частотным сдвигом используются квадратурные несущие, что не позволяет получить по аналогии двукратную такую манипуляцию.
Техническим результатом заявленного устройства является повышение в два раза эффективности использования полосы частот канала передачи путем фазового уплотнения двух сигналов с минимальным частотным сдвигом.
Сущность изобретения состоит в том, что в Модулятор сигналов с минимальным частотным сдвигом, содержащий последовательно соединенные источник цифровых сигналов, гауссовский фильтр, интегратор по времени и квадратурный фазовый манипулятор, состоящий из двух параллельных каналов, генератора колебания несущей частоты, фазовращателя на 90°, при этом один из параллельных каналов состоит из последовательно соединенных блока «cos», первого перемножителя сигналов и первого сумматора, а второй из параллельных каналов состоит из последовательно соединенных блока «sin» и второго перемножителя сигналов, выход которого подключен к второму входу сумматора, при этом выход генератора колебания несущей частоты подключен к второму входу первого перемножителя сигналов непосредственно, а ко второму входу второго перемножителя сигналов - через фазовращатель на 90°, дополнительно введены источник цифрового сигнала, гауссовский фильтр, интегратор по времени, два перемножителя сигналов, два сумматора сигналов, два разделительных каскада, блок «cos», блок «sin», при этом введенный источник цифровых сигналов, введенный гауссовский фильтр, введенный интегратор по времени, введенный блок «cos», введенный первый сумматор и введенный второй сумматор включены последовательно, вход введенного блока «cos» соединен также со вторым входом введенного первого сумматора через последовательно соединенные введенный блок «sin» и введенный второй перемножитель сигналов, второй вход введенного второго сумматора подключен к выходу сумматора, второй вход введенного первого перемножителя сигналов соединен с выходом фазовращателя на 90° через первый разделительный каскад, а второй вход введенного второго перемножителя сигналов соединен с выходом генератора колебания несущей частоты через второй разделительный каскад.
Существенным отличием изобретения является совокупность введенных элементов и их связей, т.к. только они позволяют уплотнить по фазе цифровые сигналы двух каналов и тем самым повысить частотную эффективность канала передачи в два раза.
Предлагаемое изобретение иллюстрируется чертежом, где представлена структурная схема предлагаемого модулятора, где обозначено:
1, 2 - источники цифровых сигналов первого и второго каналов;
3, 4 - гауссовские фильтры;
5, 6 - интеграторы по времени;
7, 10 - блоки "COS";
9, 11 - блоки "SIN";
12, 14, 16, 18 - перемножители сигналов;
8 - генератор колебания несущей частоты;
13 - фазовращатель на 90°;
15, 17 - буферные каскады;
19, 20, 21 - сумматоры сигналов.
Блоки 7, 8, 9, 12, 13, 14, 19 образуют фазовый модулятор, который в сумме с интегратором 5 является модулятором косвенной ЧМ.
Введенные элементы обведены пунктирной линией.
Работа схемы происходит следующим образом:
Цифровой сигнал первого канала с источника 1 поступает на вход гауссовского фильтра 3.
Гауссовский фильтр 3 выбирает из входного цифрового сигнала составляющую резонансной частоты, на которую он настроен, и несколько ближайших к ней частотных составляющих, ослабленных скатами фильтра. Это значит, что фильтр 3 преобразует входной цифровой разнополярный сигнал практически в аналоговый сигнал b(t), который можно представить в квазигармоническом виде как проекцию аналитического (комплексного) сигнала на вещественную ось: b(t)=U(t)cosφ(t), где U(t) - огибающая, а φ(t) - фаза сигнала. В блоке 5 этот сигнал интегрируется по времени:
5
u(t)=∫kb(t)dt=∫kU(t)cosφ(t)dt и далее поступает на входы формирователей косинуса 7 и синуса 9. На выходе этих блоков имеют место соответствующие колебания:
7
5
u(t)=cos(∫u(t)dt)=cos∫kU(t)cosφ(t)dt
9
u(t)=sin∫kU(t)cosφ(t)dt, где k - константа.
Для вычисления этих интегралов умножим и разделим подынтегральное выражение на dφ(t)/dt=Ω(t) - круговую частоту сигнала b(t).
Тогда
;
;
д
k
где kU(t)/Ω(t)=m - индекс ЧМ по определению, т.к. kU(t)=Δf - девиация частоты; J(m) - функция Бесселя первого рода k-ого порядка от аргумента m.
7
8
8
8
12
7
8
1
1
1
1
1
1
Сигнал u(t) поступает на один вход перемножителя 12, на второй вход которого подаются колебания несущей частоты u(t)=Ucosωt непосредственно с генератора 8. На выходе блока 12, при U=1, образуется колебание u(t)=u(t)u(t)=cos[msinφ(t)]cosωt=0,5 cos[ωt-msinφ(t)]+0,5cos[[ωt+msinφ(t)], которое поступает на один вход сумматора 19.
9
13
Сигнал u(t) поступает на один вход перемножителя 14, на другой вход которого подается колебание генератора 8 через фазовращатель 13 на 90°, т.е. подается напряжение u(t)=sinωt.
14
9
13
1
1
1
1
19
12
14
1
1
На выходе перемножителя 14 имеет место колебание u(t)=u(t)u(t)=sin[msinφ(t)]sinωt=0,5cos[ωt-msinφ(t)]-0,5cos[ωt+msinφ(t)], которое поступает на второй вход сумматора 19. С выхода блока 19 колебание с частотной модуляцией (ЧМ) u(t)=u(t)+u(t)=cos[ωt-msinφ(t)] поступает на один вход сумматора 21.
10
2
2
13
16
10
13
2
2
2
2
2
2
Цифровой сигнал второго канала с источника 2 поступает на входы формирователей косинуса 10 и синуса 11 через гауссовский фильтр 4 и интегратор 6 по времени. Эти блоки такие же, как и в первом канале. Поэтому на один вход перемножителя 16 поступает колебание u(t)=cos[msinφ(t)], а на другой его вход подается колебание с выхода фазовращателя 13 u(t)=sinωt через буферный каскад 15. На выходе блока 16 имеет место колебание u(t)=u(t)u(t)=cos[msinφ(t)]sinωt=0,5sin[ωt-msinφ(t)]+0,5sin[ωt+msinφ(t)], которое поступает на один вход сумматора 20.
11
2
2
8
18
11
8
2
2
2
2
2
2
С блока 11 колебание u(t)=sin[msinφ(t)] поступает на один вход перемножителя 18, на второй вход которого подается колебание u(t) с генератора 8 через буферный каскад 17. Буферные каскады исключают эффект шунтирования. На выходе блока 18 имеет место колебание u(t)=u(t)u(t)=sin[msinφ(t)]cosωt=-0,5sin[ωt-msinφ(t)]+0,5sin[ωt+msinφ(t)], которое поступает на второй вход сумматора 20.
20
16
18
2
2
19
На выходе сумматора 20 имеет место тоже ЧМ-колебание u(t)=u(t)+u(t)=sin[ωt+msinφ(t)], которое сдвинуто по фазе на 90° по отношению к ЧМ-колебанию u(t) первого канала.
21
19
20
1
1
2
2
21
1
1
2
2
Это колебание поступает на второй вход сумматора 21, на выходе которого имеет место сигнал u(t)=u(t)+u(t)=cos[ωt-msinφ(t)]+sin[ωt+msinφ(t)], представляющее собой фазовое уплотнение сигналов двух каналов, который при равенстве их полос занимает полосу частот одного канала. Последнее и определяет повышение частотной эффективности в 2 раза, что является технико-экономическим эффектом изобретения. Два квадратурных когерентных детектора позволяют осуществить фазовое разделение сигналов u(t), т.е. msinφ(t) и msinφ(t).