УСТРОЙСТВО И СПОСОБ ПРИЕМА ОПТИЧЕСКОГО СИГНАЛА
OPTICAL SIGNAL RECEIVING DEVICE AND METHOD

Изобретение относится к технике оптической связи и может использоваться для когерентного восстановления сигнала в системах, в которых сигнал представлен в виде нескольких компонент, каждая из которых модулирована форматом модуляции M-QAM таким, как QPSK, 16QAM или более высокоуровневыми форматами такими, как 64QAM или 256QAM, например, в волоконно-оптических системах, использующих форматы модуляции с двойной поляризацией DP M-QAM такие, как DP-QPSK, DP-16QAM или более высокоуровневые форматы такие, как DP-64QAM или DP-256QAM, в которых передаваемый оптический сигнал состоит из двух компонент, являющихся ортогонально поляризованными модами, каждая из которых модулирована форматом модуляции M-QAM, т.е. QPSK, 16QAM или более высокоуровневыми форматами такими, как 64QAM или 256QAM.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Оптические сигналы активно используются в цифровых системах связи. В волоконно-оптических линиях связи (ВОЛС) сигнал, генерируемый лазером, передается через оптическое волокно. Передаваемая информация накладывается на луч путем модуляции тока лазера или при помощи внешней модуляции луча путем прикладывания напряжения к модулятору, сопряженному с лазерным источником.
К основным параметрам волокна, схематически изображенного на фиг. 1, относятся такие его параметры, как диаметр сердцевины 1, диаметр оболочки 2, оптические потери и длина, числовая апертура, пропорциональная синусу максимального угла между осью световода и лучом, введенным в световод, и корню разности квадратов коэффициентов преломления сердцевины и оболочки волокна. Сердцевина 1 и оболочка 2 волокна обеспечивают распространение излучения, а внешнее покрытие 3 предохраняет волокно от внешних воздействий. Волноводные свойства оптического волокна зависят не только от его параметров, но и от длины волны распространяющегося излучения. Чтобы учесть этот фактор, вводится нормированная частота, пропорциональная диаметру сердцевины волокна, числовой апертуре, и обратно пропрорциональная длине волны излучения, как описано в статье Е.М. Дианов, А.С. Курков, «Волоконная Оптика», журнал Физика, №23, 2006, которая включена здесь в качестве ссылки. Значение нормированной частоты определяет, в частности, модовый состав излучения в волокне. Мода соответствует устойчивому состоянию электромагнитного поля излучения, распространяющегося вдоль некоторой траектории внутри волокна. При значении нормированной частоты меньше 2.4 в волокне распространяется только одна мода, и такое оптическое волокно называется одномодовым. При значении нормированной частоты больше 2.4 появляются моды более высоких порядков, и такое волокно называется многомодовым.
С появлением оптических усилителей широкое применение получил метод увеличения пропускной способности ВОЛС за счет одновременной передачи по волокну множества информационных каналов на спектрально разнесенных оптических сигналах, называемый уплотнением по длинам волн (Wave Division Multiplexing). В зависимости от интервала частот между каналами и числа каналов WDM устройства подразделяются на системы с разреженным спектральным уплотнением (coarse WDM (CWDM)), плотным спектральным уплотнением (dense WDM (DWDM)) и широким спектральным уплотнением (wide WDM (WWDM)), определенными в стандартах ITU G.671 и ITU G.694.1 международного союза электросвязи (ITU-International Telecommunication Unit). В литературе WDM устройства с интервалами между каналами 50ГГц и менее иногда называются устройствами сверхплотного спектрального уплотнения (High Dense WDM (HDWDM)).
Методы, используемые в волоконной оптической связи для восстановления передаваемого сигнала, можно разделить на категории прямого и когерентного детектирования. При прямом детектировании фотодетектор принимает оптический сигнал, использующий, например, такой формат модуляции, как On-Off keying (OOK), и преобразует его в электрический сигнал, представляющий мощность оптического сигнала, без возможности определения фазы или частоты несущей. В этом случае дальнейшее повышение скорости передачи данных достигается за счет использования двоичной дифференциальной фазовой модуляции DPSK, в которой кодируется информация о разности фаз между двумя соседними символами, а так же использования форматов модуляции более высокого порядка.
IF
C
LO
C
LO
Ввиду появления в начале 90-х годов ХХ-го века эрбиевых волоконных усилителей и высокой цены оборудования системы когерентного детектирования не сразу нашли свое применение в волоконно-оптических линиях связи. Методы когерентного детектирования волоконно-оптических систем основаны на использовании амплитудных и фазовых модуляций высокого порядка, поляризационного мультиплексирования, когерентного детектирования локальным гетеродинным лазером, а так же высокоскоростных КМОП аналого-цифровых преобразователелей (АЦП). Скорость оцифровки данных таких АЦП сравнима со скоростью передачи данных в волоконно-оптических линиях связи, что позволяет использовать методы цифровой обработки сигналов для восстановления передаваемого сигнала. Когерентный прием сигнала позволяет детектировать сигналы очень низкой интенсивности, а так же восстанавливать информацию о фазе оптического сигнала, для чего требуется стабильная синхронизация по фазе и/или частоте между принятым оптическим сигналом и оптическим гетеродином (локальный осциллятор, ЛО, local oscillator, LO), используемым в когерентном приемнике, как описано для частного случая когерентного приемника для сигнала с одной поляризацией в патенте RU 2394377 С1 "КОГЕРЕНТНЫЙ ОПТИЧЕСКИЙ ПРИЕМНИК С УПРАВЛЕНИЕМ ПОСРЕДСТВОМ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ И С ЭЛЕКТРОННОЙ КОМПЕНСАЦИЕЙ/КОРРЕКЦИЕЙ", который включен здесь в качестве ссылки. При когерентном детектировании принимаемый оптический сигнал смешивается с оптическим сигналом оптического гетеродина, за счет чего частота сигнала понижается с частоты оптической несущей (порядка 100 ТГЦ) до частоты обычно в несколько ГГЦ. Затем смешанные сигналы детектируются фотодетектором так, что фототок содержит компоненту на частоте f=f-f разности между центральной частотой принятого сигнала f и частотой f гетеродина. Эта разность известна как промежуточная частота (ПЧ, intermediate frequency, IF) и содержит всю информацию (амплитуду и фазу), передаваемую оптическим сигналом. Когерентные приемники видят только сигналы, близкие по длине волны к гетеродину, и поэтому при изменении длины волны гетеродина когерентный приемник работает аналогично настраеваемому фильтру.
C
Если частота сигнала и частота гетеродина равны, то метод детектирования называется «гомодинным», в противном случае метод детектирования называется «гетеродинным». Для гетеродинных систем промежуточная частота дожна быть, по меньшей мере, в два раза больше скорости передачи данных оптического сигнала. Гомодинный прием требует, чтобы сигнал гетеродина LO, был синхронизован по фазе с входным оптическим синалом, тогда как гетеродинное детектирование требует синхронизации с принятым сигналом по частоте. Хотя гомодинные системы могут обеспечивать более высокую чувствительность, чем гетеродинные системы, гомодинное детектирование предъявляет больше требований к своей реализации, в основном, вследствие строгого требования к фазовой синхронизации. При гетеродинном детектировании, поскольку ПЧ значительно меньше f, вся информация может быть восстановлена при помощи стандартных методов демодуляции радио сигнала. При этом цифровая обработка сигнала (digital signal processing, DSP), основанная на когерентной оптической связи, дает существенные преимущества по производительности по сравнению с прямым детектированием. Необходимость новых форматов модуляций обусловлена характеристиками канала волоконно-оптических линий связи. При относительно низких скоростях передачи данных на уровне 10Гб/с формат модуляции ООК был вплоне допустим для работы DWDM систем с интервалом между каналами на уровне 50ГГц. Однако при скорости передачи данных 40Гб/с спектральная ширина сигнала уже в 4 раза больше для формата модуляции OOK, что приводит к потерям при интервале между каналами на уровне 50ГГц.
Ввиду бурного роста волоконно-оптических линий связи и необходимости большей пропускной способности значительные усилия направлены на исследования с целью поиска эффективных многоуровневых форматов модуляции. Любая цифровая схема модуляции использует конечное число различных сигналов для представления цифровых данных. Так фазовая модуляция (Phase-shift-keying, PSK) использует конечное число значений фазы, каждая из которых взаимооднозначно соответствует заданной последовательности бит.Обычно каждое значение фазы кодирует одинаковое количество бит, и каждая такая последовательность бит образует символ, заданный данным значением фазы. Демодулятор (demodulator), предназначенный для восстановления последовательностей символов, используемых модулятором (modulator), определяет фазу полученного сигнала и отображает ее в соответствующий ей символ, тем самым восстанавливая переданный сигнал. Приемник сравнивает фазу полученного сигнала с эталонным сигналом. Этот прием использует когерентное детектирование и носит название когерентной фазовой манипуляции (coherent phase shift keying, CPSK).
Лазерный луч, распространяющийся в волокне, может быть представлен в виде двух поляризованных мод. Формат модуляции DP-QPSK (квадратурная фазовая манипуляция с двойной поляризацией, dual-polarization quarature phase-shift keying) использует две ортогональные поляризации лазерного луча, обозначаемых далее X и Y, каждая из которых модулирована форматом QPSK, и таким образом, кодирует четыре бита на символ. Это уменьшает спектральную ширину сигнала, делая спектрально-эффективный формат DP-QPSK пригодным для DWDM систем с интервалами между каналами на уровне 50ГГц. Этот формат был рекомендован Форумом по Взаимодействию Оптических Сетей (Optical Internetworking Forum, OIF) в качестве формата модуляции данных в 100Гб/с волоконно-оптических системах.
В последние годы большое внимание уделяется высокоуровневым форматам модуляции таким, как 16-QAM и 64-QAM, способным обеспечить достижение высоких скоростей передачи данных в оптическом сигнале при высокой спектральной эффективности. Сочетание расширенных DP М-QAM форматов модуляции таких, как DP-QPSK, DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, в которых оптический сигнал может быть представлен в виде двух поляризованных мод, каждая из которых модулирована форматами M-QAM, т.е. такими как, 16QAM, 64QAM и 256QAM соответственно, с методами спектральной фильтрации (spectral shaping) и помехоустойчивого кодирования FEC (forward error correction) является необходимым требованием для достижения высокой спектральной эффективности оптических систем связи.
Схема когерентного приемника оптического сигнала, описанного в публикации Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems.", IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, vol. 16, no. 5, September/October 2010, которая включена здесь в качестве ссылки, схематически изображенная на фиг. 2, включает в себя четыре ключевые подсистемы:
1) Оптический блок 4 обработки оптического входного оптического сигнала 5, называемый когерентным оптическим приемником (coherent optical receiver).
2) Аналого-цифровой преобразователь (АЦП, Analog to Digital Converter, ADC) 6.
3) Цифровой демодулятор (digital demodulator) 7, преобразующий оцифрованные отсчеты сигналов с АЦП в набор сигналов с частотой следования символов.
4) Внешний приемник (outer receiver) 8, включающий блок коррекции ошибок. Оптический блок 4 обработки входного оптического сигнала 5 предназначен для линейного отображения оптического поля в набор электрических сигналов. Этот блок часто реализуется согласно схеме, изображенной на фиг. 3, включающей поляризационный делитель пучка (ПДП, polarization beam splitter, PBS) 9, делящий оптический сигнал 5 на две компоненты 10 и 11, гетеродин 12, делитель мощности 13, делящий сигнал гетеродина 12 на две компоненты 14 и 15, два 90° гибрида (90° hybrid, 90 degree hybrid) 16 и 17, каждый из которых смешивает компоненту 10 и 11 соответственно с выхода поляризационного делителя 9 и компоненту 14 и 15 соответственно с выхода делителя мощности 13, за счет чего частота сигнала понижается с частоты оптической несущей до ПЧ, балансные фотодетекторы 18-21, на которые поступают сигналы с выходов 90° гибридов 16 и 17. Примером такого оптического блока может служить когерентный приемник (coherent receiver), описанный в патенте US 8295713 В2 "DUAL STAGE CARRIER PHASE ESTIMATION IN A COHERENT OPTICAL SIGNAL RECEIVER", который включен здесь в качестве ссылки.
Существуют разные варианты реализации 90° гибрида, например, описанные в публикации М. Seimetz; С.-М. Weinert "Options, Feasibility, and Availability of 2×4 90° Hybrids for Coherent Optical Systems" JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 24, NO. 3, MARCH 2006, которая включена здесь в качестве ссылки. Одна из возможных реализаций 90° гибрида состоит в использовании системы 3-дБ ответвителей (3-dB coupler) 22 с дополнительной фазовой задержкой 23 на девяносто градусов в одной из ветвей, как показано на фиг. 4. Ответвитель 22 состоит из двух параллельных волноводов 24, 25, расположенных достаточно близко друг к другу, так что возможен обмен энергиями между ними. Для математического описания таких устройств используется матрица преобразования (transfer matrix), как описано, например, в книге Massood Tabib-Azar "Integrated Optics, Microstructures, and Sensors", Kluwer Academic Publishings, Boston, MA (1995), которая включена здесь в качестве ссылки.
Электрические сигналы с балансных фотодекторов 18-21 поступают на входы аналого-цифровых преобразователей 26-29 блока 6, изображенного на фиг. 5. Аналого-цифровые преобразователи 26-29 блока 6 преобразуют с частотой оцифровки электрические сигналы в набор дискретных по времени квантованных сигналов: АЦП 26 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 18, АЦП 27 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 19, АЦП 28 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 20, АЦП 29 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 21. Высокоскоростные АЦП позволяют оцифровывать сигнал со скоростью, достаточной для полного восстановления передаваемых данных. При передаче данных со скоростью S символов в секунду минимальная скорость оцифровки равна S герц. Асинхронная оцифровка, позволяющая восстановить частоту и фазу следования символов, требует скорости оцифровки 2S. Частота следования символов передатчика как правило отличается от частоты оцифровки АЦП приемника, но может быть восстановлена интерполяцией и передескритезацией оцифрованного сигнала, выполняемых в блоке 30 цифрового демодулятора 7, следующего за блоком АЦП. На фиг. 5 изображено расположение подсистем блока демодулятора 7 для одной из возможных реализаций, как описано в публикации Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems.", IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, vol. 16, no. 5, September/October 2010.
Оптические сигналы, получаемые приемником через стандартную линию оптоволоконной связи, искажены эффектами хроматической дисперсии (ХД, chromatic dispersion, CD), поляризационной модовой дисперсии (ПМД, polarization mode dispersion, PMD), вращения углов поляризации и поляризационными потерями (polarization dependent losses, PDL). Поляризационные эффекты в волокне приводят к вращению поляризаций луча так, что на приемнике они уже не ортогональны и не совпадают с направлениями поляризационного делителя пучка 9. В результате поляризации на выходе поляризационного делителя пучка 9 содержат энергии обеих поляризаций передаваемого сигнала, включая искажения такие, как ХД и ПМД. Ввиду того, что каждая из поляризаций передаваемого сигнала содержит соотвестствующие передаваемые данные, необходимо не только компенсировать искажения, обусловленные такими эффектами, как хроматическая дисперсия и поляризационно модовая дисперсия, но и отделить эти сигналы данных один от другого. Цель цифровой когерентной технологии заключается в одновременном получении и амплитуды, и фазы модулированного сигнала для каждой из поляризованных мод переданного сигнала так, что может быть использован линейный цифровой коменсатор с конечной импульсной характеристикой (КИХ, finite impulse response, FIR) для выполнения компенсации хроматической дисперсии, восстановления поляризации и компенсации поляризационной модовой дисперсии в электрическом домене.
Блок цифрового демодулятора, изображенный на фиг. 5, помимо блока интерполяции и передискретизации 30, может включать в себя такие блоки, как блок 31 устранения задержек между сигналами разных каналов (deskew) и ортогонализации (orthogonalization); блок 32 статической компенсации искажений сигнала таких, как хроматическая дисперсия (ХД, chromatic dispersion, CD); блок 33 динамической компенсации изменяющихся во времени эффектов таких, как вращение поляризации (polarization rotation) и поляризационная модовая дисперсия (ПМД, polarization mode dispersion, PMD), выходной сигнал которого, представляет собой отделенные друг от друга компоненты, поляризованные моды, переданного сигнала с нескомпенсированными отклонениями частоты и фазы несущей; блок 34 восстановления частоты несущей; блок 35 восстановления фазы несущей, выходной сигнал которого представляет собой сигналы созвездия для каждой из поляризованных мод, переданного сигнала с восстановленными частотой и фазой несущей.
Как видно из фиг. 5, существует множество различных обратных связей между блоками когерентного приемника. Некоторые из них, например, связь между фазой и частотой несущей 36 являются естественными, другие зависят от используемых алгоритмов. Например, обратные связи 37 для оценок символов и декодированных данных требуются для алгоритмов с использованием данных об информационном потоке (data aided, DA), но не для слепых алгоритмов. Аналогично, для синхронной оцифровки данных с символьной скоростью требуется обратная связь 38 от блока интерполяции и передискретизации 30 к блоку аналого-цифрового преобразователя 6, не требующаяся при асинхронной дискретизации сигналов. Другие возможные обратные связи включают обратную связь 39 от блока динамического эквалайзера 33 к блоку статического эквалайзера 32, обратную связь 40 от блока восстановления частоты несущей 34 к блоку гетеродина 12, а так же обратную связь 41 от блока восстановления фазы несущей 35 к блоку динамического эквалайзера 33.
Функция блока внешнего приемника состоит в оптимальном декодировании демодулированных сигналов для получения наилучшей оценки последовательности бит, закодированных на передатчике. Это может осуществляться в форме опережающей коррекции ошибок с мягким принятием решений (soft-decision forward error correction) или оценки символов с последующей опережающей коррекцией ошибок с жестким принятием решений. Такой блок, схематически изображенный на фиг. 6, может включать блоки вычисления жестких (hard decisions, HD) или мягких (soft decisions, SD) решений 42 и 43, декодеры 44 и 45, например, декодеры на основе LDPC кодов (Low-density parity check code, код с малой плотностью проверок на четность), вычисляющие последовательности бит 46 и 47, переданных по каналу связи, которые далее могут быть использованы в блоке 48 для декодирования переданного пакета данных, например, в формате OTU-4 (Optical Transport Unit, Оптический Транспортный Блок), как описано в статье С-S. Choi, Н. Lee, N. Kaneda, Y.-K. Chen, "Concatenated Non-Binary LDPC and HD-FEC Codes for 100Gb/s Optical Transport Systems", 2012 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, которая включена здесь в качестве ссылки, а так же возвращающие оценки 37 символов для блока демодуляции 7.
X
Y
X
Ортогонализация, выполняемая в блоке 31, предназначена для компенсации диспропорций (imbalance) амплитуд и фаз демодулируемых сигналов, возникающих как вследствие неидеальностей 90° гибридов 16 и 17, так и других факторов таких, как неточная настройка поляризационного делителя пучка 9 или отклонения в чувствительности фотодиодов. Такая ортогонализация может быть выполнена, например, при помощи процесса Грама-Шмидта (Gram-Schmidt process), описанного в публикации I. Fatadin, Seb J. Savory and D. Ives "Compensation of Quadrature Imbalance in an Optical QPSK Coherent Receiver", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 20, NO. 20, OCTOBER 15, 2008, которая включена здесь в качестве ссылки, для действительных сигналов. Этот алгоритм может быть обобщен на случай комплексных сигналов. Пусть r и r - оцифрованные сигналы двух поляризаций X и Y соответственно, поступающие на вход блока 31. Ортонормированный сигнал X для сигнала r записывается в форме
где Е{} означает среднее значение, а  обозначает комплексно-сопряженную величину.
Y
Тогда ортонормированный сигнал Y для r записывается, как
где
так что
Как легко видеть, для сигналов X и Y выполняется условие
ортогональности сигналов. Таким образом, ортогонализация в блоке 31 может быть выполнена следующим образом:
X
Y
T
Хроматическая дисперсия сигнала E(z, t)=[E(z, t), E[z, t)], где t - время, a z - координата вдоль волокна, в отсутствии нелинейных эффектов может быть описана дифференциальным уравнением
где
2
total
ADC
cd
2
а β - дисперсия групповой задержки (group delay dispersion, GDD), приблизительно равная - 21nc/км для стандартного одномодового волокна, J - мнимая единица. Решение уравнения (7) для длины волокна L дает, что  поэтому переданный сигнал может быть восстановлен из сигнала, искаженного хроматической дисперсией. Как показано в публикации S. J. Savory, "Digital filters for coherent optical receivers", Opt. Exp., vol. 16, no. 2, pp. 804-817, 2008, которая включена здесь в качестве ссылки, для принятого сигнала, оцифрованного с интервалом T секунд, переданный сигнал может быть восстановлен при помощи фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ, finite impulse response, FIR), чьи коэффициенты h[k] заданы величинами
2
total
ADC
2
где N - число отсчетов, заданных соотношением , а ρ=2πβL/T.
Хотя фильтр для компенсации дисперсии может быть так же реализован с использованием более короткого фильтра с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ, infinite impulse response, IIR), как показано в публикации G. Goldfarb and G. Li, "Chromatic dispersion compensation using digital IIR filtering with coherent detection," IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 19, no. 13, pp. 969-971, Jul. 1, 2007, которая включена здесь в качестве ссылки, КИХ реализация часто более предпочтительна, поскольку она может быть эффективно реализована в частотном домене, например, с использованием метода перекрытия-добавления (overlap-add method), как описано, например, в публикации М. Kuschnerov, F. Hauske, K. Piyawanno, В. Spinnler, М. Alfiad, A. Napoli, and В. Lankl, "DSP for coherent single-carrier receivers," J. Lightw. Technol., vol. 27, no. 16, pp. 3614-3622, Aug. 15, 2009, которая используется здесь в качестве ссылки. Схемы компенсации хроматической дисперсии во временном 49 и частотном 50 доменах показаны на фиг. 7. Для блока 32, реализованного в виде схемы 49, компенсация хроматической дисперсии в сигналах для Х и Y поляризаций выполняется при помощи фильтров 51 и 52 соответственно. Для блока 32, реализованного в виде схемы 50, сигналы для X и Y поляризаций переводятся из временного домена в частотный при помощи FFT (Fast Fourier Transform, Быстрое Преобразование Фурье, БПФ) фильтров 53 и 54 соответственно, выполняется компенсация хроматической дисперсии этих сигналов фильтрами 55 и 56 соответственно, после чего сигналы опять переводятся из частотного во временной домен при помощи IFFT (Inverse Fast Fourier Tranform, Обратное Быстрое Преобразование Фурье, ОБПФ) фильтров 57 и 58 соответственно.
Блок 33 динамического эквалайзера может быть реализован с использованием набора четырех фильтров, показанных на фиг. 8, как описано, например, в патенте WO 2009/070881 A1 "SIGNAL EQUALIZER IN A COHERENT OPTICAL RECEIVER", который включен здесь в качестве ссылки. Динамический эквалайзер 33 выполняет преобразование сигнала при помощи обратной матрицы Джонса канала (inverse-Jones matrix of the channel), задаваемое соотношениями
XX
XY
YX
где h[k], h[k], h[k] - коэффициенты КИХ фильтров 59-62 длины N, 63 и 64 - сумматоры сигналов на выходах фильтров 59, 60 и 61, 62 соответственно,  и  - скользящие блоки N отсчетов поляризованных мод сигнала
а  - значения сигналов поляризаций на выходе эквалайзера 33. Коэффициенты фильтров 59-62 вычисляются обычно при помощи адаптивных алгоритмов, показанных на фиг. 8 в виде блока 65, на вход которого поступают сигналы  с выходов сумматоров 63, 64, оценки символов по обратной связи 37 и символы 41 после компенсации частоты и фазы несущей с выхода блока 35. Коэффициенты фильтров 59-62 могут вычисляться согласно алгоритму стохастического усредненного градиента (stochastic gradient algorithm)
X
Y
X
Y
где μ - коэффициент, определяющий скорость сходимости алгоритма, величины ε[k] и ε[k] сигналы ошибок (error signals), управляющие алгоритмом адаптации фильтров, а  обозначает операцию комплесного сопряжения и транспонирования вектора , как показано, например, в статье T.F. Portela et. al., "Analysis of Signal Processing Techniques for Optical 112 Gb/s DP-QPSK Receivers with Experimental Data", Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 10, No. 1, June 2011, которая включена здесь в качестве ссылки. Так, для QPSK формата модуляции для вычисления величин ε и ε широко используется алгоритм слепого выравнивания (constant modulus algorithm, СМА) для слепого восстановления QPSK сигнала, предложенный Годардом, изложенный в статье D.N. Godard, "Self-recovering equalization and carrier tracking in two-dimensional data communication systems", IEEE Trans. Communications, Vol. Com-28, Nov. 11, 1980, pp. 1867-1875, которая включена здесь в качестве ссылки. В этом случае для сигнала для поляризаций X и Y минимизируются ошибки
r
r
out
out
где  - абсолютные значения компонент сигнала  после компенсации искажений и восстановления поляризаций переданного сигнала, а сигнал каждой из поляризаций нормирован и имеет единичную энергию. На фиг. 9 показана диаграмма созвездия (constellation diagram) QPSK после выполнения алгоритма слепого выравнивания. В управляемом решением компенсаторе (Decision Directed Equalizer, DD-EQ) сигналы x[k] и y[k] 41 с выхода блока 35, представляющие собой сигналы x[k] и y[k] со скомпенсированными частотой и фазой несущей, и оценки  переданных символов 37 поступают на контур принятия решений 65 такой, что минимизируются ошибки
Оценки и могут быть получены как при помощи декодирования мягких решений 42, 43 декодерами 44 и 45, так и вычислением жестких решений 42 и 43, например, при помощи стандартной прямоугольной решетки областей решений созвездия (standard rectilinear grid of decision regions in the constellation), дающей в случае созвездия QPSK оценки символов 37:
где функция csgn(x) задается формулой
Сходимость этого решения к правильному решению гарантируется, если предварительно используется алгоритм слепого выравнивания для приближения значений отсчетов фильтров блока 33 динамической компенсации искажений сигнала к требуемому миниму.
X
Y
В отличие от вышеперечисленных слепых (blind) алгоритмов, в компенсаторе на основе обучающей последовательности (training based equalizer) блок 65 эквалайзера 33 настраивается известной обучающей последовательностью 66 такой, что эквалайзер имеет полную информацию о переданных данных. При этом так же предполагается, что полоса частот лазера достаточно мала, так что фаза несущей может считаться постоянной на протяжении обучающей последовательности. В этом случае, если для поляризаций X и Y были переданы последовательности символов s и s соответственно, то компенсатор минимизирует функции
Для такого высокоуровневого формата модуляции, как 16QAM, алгоритм слепого выравнивания QPSK формата может быть обобщен, если заметить, что точки сигнального созвездия 16QAM могут быть разбиты на три группы, точки каждой из которых лежат на окружности одного радиуса с центром в центре созвездия, как показано на фиг. 10: группа 67 включает точки  группа 68 включает точки  а группа 69 - точки  Таким образом, созвездие 16QAM содержит три группы, причем группы 67 и 69 содержат по четыре точки, образующие QPSK созвездия с разными амплитудами. В этом случае предлагается сначала использовать обычный алгоритм СМА для предобработки сигнала для обеспечения правильных начальных условий для сходимости алгоритма адаптивной коррекции искажений сигнала, а затем использовать для каждой компоненты поляризации управляемый радиусом компенсатор искажений (radially directed equalizer), величина ошибки которого вычисляется как
X
out
Y
out
0
где r=|x| для поляризации X, и r=|y| для поляризации Y, сигнал каждой из поляризаций нормирован и имеет единичную энергию, а радиус R задается следующими условиями:
16QAM
Диаграмма созвездия 16QAM после выполнения алгоритма управляемого радиусом компенсатора искажений показана на фиг. 11. Как отмечено в работе Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems.", IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, vol. 16, no. 5, September/October 2010, управляемый решением компенсатор (14) так же может быть использован для формата 16QAM при условии, что сначала сигнал пред обрабатывается либо алгоритмом слепого выравнивания (13), либо алгоритмом управляемого радиусом компенсатора (18). Как и в случае созвездия QPSK, оценки  могут быть получены как при помощи декодирования мягких решений 42, 43 декодерами 44 и 45, так и вычислением жестких решений 42 и 43, например, при помощи функции csgn(x), определяемой стандартной прямоугольной решеткой областей решений созвездия (standard rectilinear grid of decision regions in the constellation),
как описано в статье I. Fatadin, D. Ives, and Seb J. Savory, "Blind Equalization and Carrier Phase Recovery in a 16-QAM Optical Coherent System", JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 27, NO. 15, AUGUST 1, 2009, которая включена здесь в качестве ссылки.
Компенсатор на основе обучающей последовательности (17) так же может быть использован для формата 16QAM.
Для более высокоуровневых форматов модуляции таких, как 64QAM и 256QAM, требуется разработка своего метода адаптивной коррекции искажений сигнала. Поэтому одной из важных проблем в разработке когерентного приемника оптического сигнала является поиск подходящего метода для адаптивной коррекции искажений для высокоуровневых форматов модуляции. В работе Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems.", IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, vol. 16, no. 5, September/October 2010 предлагается раздельная реализация блоков восстановления частоты 34 и фазы 35 несущей, так как это не только уменьшает величину фазы, необходимой для отслеживания системой восстановления несущей, но и улучшает эффективность восстановления несущей, поскольку многие схемы восстановления фазы дают несмещенную оценку лишь при нулевой ошибке частоты несущей. Если сигнал  на выходе блока 33 имеет форму
sym
где T - интервал следования символов,  - сигнал на входе блока восстановления несущей,  - сигнал переданных символов созвездия, а φ[k] и Δƒ - фаза и частота несущей, то задача блока 34 состоит в оценке величины Δƒ, а блока 35 - в оценке величины φ[k]. При этом полученные значения фазы могут использоваться по обратной связи 36, показанной на фиг. 5, для определения частоты несущей. В этой же работе предлагается ряд методов восстановления частоты и фазы несущей для формата модуляции QPSK, основанных на возведении сигнала в четвертую степень, устраняющем модуляцию сигнала. Так частота
несущей может быть оценена по формуле
или формуле с обратным порядком операций
где μ - коэффициент сходимости (convergence factor). На фиг. 12 показаны схемы восстановления частоты несущей, соответствующие алгоритмам (22) и (23). В случае алгоритма (22) сигнал  возводится в четвертую степень 70, сигнал  на выходе задержки 71 возводится в четвертую степень в блоке 72 и после операции комплексного сопряжения в блоке 73 перемножается с сигналом, полученным в блоке 70, после чего выполняется суммирование полученных значений в блоке 75 и вычисление аргумента результата в блоке 76. В случае алгоритма (23) аргумент от сигнала, полученного в блоке 74, умноженный на коэффициент сходимости в блоке 77, складывается в блоке 78 с предыдущей оценкой частоты несущей Δƒ[k-1], умноженной в блоке 79 на коэффициент (1-μ).
Фаза может быть оценена по формуле
где  - весовые коэффициенты. Другой предлагаемый алгоритм оценки фазы имеет вид
На фиг. 13 показана схема восстановления фазы несущей, соответствующая алгоритму (24), основанная на схеме, представленной статье T.F. Portela et. al., "Analysis of Signal Processing Techniques for Optical 112 Gb/s DP-QPSK Receivers with Experimental Data", Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 10, No. 1, June 2011, которая включена здесь в качестве ссылки. Сигнал возводится в четвертую степень в блоке 80 (М=4) для устранения модуляции сигнала, пропускается через низкочастотный фильтр 81, представленный в формулах (24), (25) весовыми коэффициентами  для уменьшения влияния шума, далее вычисляется фаза сигнала в блоке 82, после чего для полученной фазы (24) выполняется развертка в блоке 83. Полученная в блоке 84 поправка используется для компенсации фазы несущей символа  в блоке 85 с задержкой сигнала, полученной в блоке 86, так, что на выходе блока 85 получается сигнал  который может быть далее послан на блок внешнего приемника 8. Алгоритму (25) соответствует схема восстановления фазы несущей, в которой блок 82 находится перед блоком 81.
В работе Irshaad Fatadin и Seb J. Savory, "Compensation of Frequency Offset for 16-QAM Optical Coherent Systems Using QPSK Partitioning", IEEE Photonics Technology Letters, 23(17)1246-1248, Sep. 2011, которая включена здесь в качестве ссылки, предлагается использовать группы 67 и 69 созвездия 16QAM для оценки частоты несущей этого формата модуляции. Для этого предлагается взять N пар последовательных символов таких, что в каждой паре каждая из точек принадлежит либо группе 67, либо 69. Тогда частота несущей вычисляется по этим парам аналогично QPSK модуляции по формуле (22), где k-ая пара символов создержит символы  Для высокоуровневых форматов модуляции таких, как 64QAM и 256QAM, так же требуется разработка своих методов восстановления частоты несущей. Кроме того для высокоуровневых форматов модуляции требуются свои методы восстановления фазы несущей.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
В варианте осуществления согласно изобретению предлагается устройство, включающее в себя: оптический блок обработки входного оптического сигнала, включающий поляризационный делитель, делящий входной оптический сигнал на две компоненты, гетеродин, делитель мощности, делящий сигнал гетеродина на две компоненты, два 90° гибрида, каждый из которых смешивает соответствующую компоненту с выхода поляризационного делителя входного оптического сигнала и соответствующую компоненту с выхода делителя мощности сигнала гетеродина, фотодетекторы, на которые поступают сигналы с выходов 90° гибридов; блок, включающий аналого-цифровые преобразователи, на входы которых поступают электрические сигналы с фотодетекторов, преобразующие с частотой оцифровки электрические сигналы в набор дискретных по времени квантованных сигналов; цифровой демодулятор, на который поступают сигналы с выходов аналого-цифровых преобразователей, включающий такие блоки, как блок ортогонализации, блок статической компенсации искажений сигнала таких, как хроматическая дисперсия, блок динамической компенсации изменяющихся во времени эффектов таких, как вращение поляризации и поляризационная модовая дисперсия, как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, блок восстановления частоты несущей как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, блок восстановления фазы несущей, выходной сигнал которого представляет собой сигналы созвездия для каждой из поляризованных мод переданного сигнала с восстановленными частотой и фазой несущей, как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM; внешний приемник, включающий блок коррекции ошибок.
Использование гетеродинного детектирования дает то преимущество, что частота сигнала понижается с частоты оптической несущей до ПЧ, за счет чего вся информация может быть восстановлена при помощи стандартных методов демодуляции радио сигнала.
Использование цифрового демодулятора дает то преимущество, что цифровая обработка сигнала, основанная на когерентной оптической связи, дает существенные преимущества по производительности по сравнению с прямым детектированием.
Другое преимущество данного варианта осуществления согласно изобретению состоит в том, что сочетание многоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, в которых оптический сигнал может быть представлен в виде двух поляризованных мод, каждая из которых модулирована форматами M-QAM, т.е. такими как, 16QAM, 64QAM и 256QAM соответственно, с методами спектральной фильтрации и помехоустойчивого кодирования FEC является необходимым требованием для достижения высокой спектральной эффективности оптических систем связи.
В другом варианте осуществления согласно изобретению предлагается способ, включающий: разделение входного оптического сигнала на две компоненты, разделение сигнала гетеродина на две комопненты, смешивание соответствующей компоненты входного оптического сигнала и сигнала гетеродина, преобразование с частотой оцифровки электрических сигналов в набор дискретных по времени квантованных сигналов, ортогонализацию, компенсацию искажений сигнала таких, как хроматическая дисперсия, компенсацию изменяющихся во времени эффектов таких, как вращение поляризации и поляризационная модовая дисперсия, как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, восстановление частоты несущей как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, восстановление фазы несущей, как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, коррекцию ошибок демодулированного сигнала.
Эти варианты осуществления и другие подразумеваемые преимущества, предусмотренные закономерности и функции станут понятны при изучении подробного описания, приводимого далее.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Прилагаемые фигуры включены для способствования уяснению излагаемых сведений. Они иллюстрируют варианты осуществления и в сочетании с излагаемым материалом могут помочь пониманию принципов изобретения. Другие варианты осуществления и другие подразумеваемые преимущества, предусмотренные закономерности и функции станут понятны при изучении подробного описания, приводимого далее. Элементы рисунков не обязательно нарисованы в реальных масштабах по отношению друг к другу. Общие сущности обозначаются на рисунках одинаковыми номерами.
фиг. 1 показывает схематическое изображение оптического волокна,
фиг. 2 показывает схему когерентного приемника оптического сигнала.
фиг. 3 показывает оптический блок обработки входного оптического сигнала, предназначенный для линейного отображения оптического поля в набор электрических сигналов.
фиг. 4 показывает структуру 90° гибрида с использованием системы 3-дБ ответвителей с дополнительной фазовой задержкой на 90 градусов 20 в одной из ветвей, а так же структуру 3-дБ ответвителя.
фиг. 5 показывает элементы оптического блока, блок аналого-цифрового преобразователя и компоненты блока цифрового демодулятора.
фиг. 6 показывает схематическое изображение блока внешнего приемника.
фиг. 7 показывает схемы компенсации хроматической дисперсии во временном и частотном доменах.
фиг. 8 показывает схему блока динамического эквалайзера.
фиг. 9 показывает диаграмму созвездия QPSK после выполнения алгоритма слепого выравнивания, фиг. 10 показывает созвездие 16QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов.
фиг. 11 показывает диаграмму созвездия 16QAM после выполнения алгоритма управляемого радиусом компенсатора.
фиг. 12 показывает шаги восстановления частоты несущей для сигналов созвездия QPSK.
фиг. 13 показывает шаги восстановления фазы несущей для сигналов созвездия QPSK.
фиг. 14 показывает оптический блок обработки входного оптического сигнала, предназначенный для линейного отображения оптического поля в набор электрических сигналов, и блок аналого-цифрового преобразователя, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 15 показывает расположение подсистем блока цифрового демодулятора для одной из возможных реализаций, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению, фиг. 16 показывает схему блока динамического эквалайзера, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 17 показывает диаграмму созвездия 64QAM на выходе блока динамического эквалайзера для поляризованной моды X для формата модуляции DP-64QAM, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 18 показывает диаграмму созвездия 64QAM на выходе блока динамического эквалайзера для поляризованной моды Y для формата модуляции DP-64QAM, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 19 показывает созвездие 64QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 20 показывает созвездие 256QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 21 показывает созвездие 256QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 22 показывает блок восстановления частоты несущей, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 23 показывает диаграмму созвездия 64QAM на выходе блока динамического эквалайзера для поляризованной моды X для формата модуляции DP-64QAM после компенсации частоты несущей, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 24 показывает диаграмму созвездия 64QAM на выходе блока динамического эквалайзера для поляризованной моды Y для формата модуляции DP-64QAM после компенсации частоты несущей, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 25 показывает шаги восстановления фазы несущей, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 26 показывает блок восстановления частоты несущей, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 27 показывает шаги восстановления фазы несущей, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 28 показывает диаграмму созвездия 64QAM для поляризованной моды X для формата модуляции DP-64QAM после восстановления фазы несущей и устранения проскальзывания, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
фиг. 29 показывает диаграмму созвездия 64QAM для поляризованной моды Y для формата модуляции DP-64QAM после восстановления фазы несущей и устранения проскальзывания, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ
Фигуры показывают устройство, включающее в себя: оптический блок обработки входного оптического сигнала, включающий поляризационный делитель, делящий входной оптический сигнал на две компоненты, гетеродин, делитель мощности, делящий сигнал гетеродина на две компоненты, два 90° гибрида, каждый из которых смешивает соответствующую компоненту с выхода поляризационного делителя входного оптического сигнала и соответствующую компоненту с выхода поляризационного делителя сигнала гетеродина, фотодетекторы, на которые поступают сигналы с выходов 90° гибридов; блок, включающий аналого-цифровые преобразователи, на входы которых поступают электрические сигналы с фотодетекторов, преобразующие с частотой оцифровки электрические сигналы в набор дискретных по времени квантованных сигналов; цифровой демодулятор, на который поступают сигналы с выходов аналого-цифровых преобразователей, включающий такие блоки, как блок ортогонализации, блок статической компенсации искажений сигнала таких, как хроматическая дисперсия, блок динамической компенсации изменяющихся во времени эффектов таких, как вращение поляризации и поляризационная модовая дисперсия, как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, блок восстановления частоты несущей как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM, блок восстановления фазы несущей, выходной сигнал которого представляет собой сигналы созвездия для каждой из поляризованных мод переданного сигнала с восстановленными частотой и фазой несущей, как для формата модуляции DP-QPSK, так и для высокоуровневых форматов модуляции DP M-QAM таких, как DP-16QAM, DP-64QAM и DP-256QAM; внешний приемник, включающий блок коррекции ошибок. Фиг. 2 показывает блок-схему когерентного приемника оптического сигнала, состоящего из оптического блока 4 обработки оптического входного оптического сигнала 5, аналого-цифрового преобразователя 6, цифрового демодулятора 7 и внешнего приемника 8, включающего блок коррекции ошибок.
Показанный оптический блок 4 в некоторых вариантах реализации согласно изобретению состоит из поляризационного делителя пучка 9, делящего оптический сигнал 5 на две компоненты 10 и 11, гетеродина 12, делителя мощности 13, делящего сигнал гетеродина 12 на две компоненты 14 и 15, двух 90° гибридов 16 и 17, принимающих сигналы 10 и 11 соответственно с выходов поляризационого делителя пучка 9 и делителя мощности 13, фододетекторов 18-21, преобразующих оптические сигналы на выходе 90° гибридов 16 и 17 в электрические сигналы, как показано на фиг. 14.
Показанный блок аналого-цифрового преобразователя 6 в некоторых вариантах реализации согласно изобретению состоит из аналого-цифровых преобразователей 26-29, преобразующих с частотой оцифровки электрические сигналы с выходов фотодетекторов 18-21 соответственно в набор дискретных по времени квантованных сигналов, как показано на фиг. 14. При передаче данных со скоростью S символов в секунду, минимальная скорость оцифровки равна S герц. Асинхронная оцифровка, позволяющая восстановить частоту и фазу следования символов, требует скорости оцифровки 2S. Частота следования символов передатчика как правило отличается от частоты оцифровки АЦП приемника, но может быть восстановлена интерполяцией и передескритезацией оцифрованного сигнала.
На фиг. 15 показано расположение подсистем блока цифрового демодулятора 7, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению, использующего набор машинных инструкций, которые могут быть зашиты в цифровой сигнальный процессор (Digital Signal Processor, DSP), или храниться в отдельной памяти, которая считывается основной памятью процессора или набором процессоров с машиночитаемого носителя данных такого, как постоянное запоминающее устройство (read only memory, ROM) или другого типа жесткого магнитного диска, оптического носителя, кассеты или флеш-памяти (flash memory). В случае программы, хранящейся на отдельном носителе, выполнение последовательности инструкций в модуле заставляет процессор выполнять шаги, описанные выше. Варианты реализации данного изобретения не ограничиваются конкретной комбинацией оборудования и программного обеспечения, а компьютерный программный код, необходимый для реализации изложенного далее изобретения может быть разработан средним специалистом.
Термин «машиночитаемый носитель», использованный выше, относится к любому машинокодированному носителю, который предоставляет или участвует в предоставлении инструкций процессору. Такой носитель включает но не ограничивается энергонезависимые устройства, энергозависимые устройства и передающие устройства. Например, энергонезависимые устройства могут включать оптические или магнитные диски памяти. Энергозависимые устройства включают динамическое оперативное запоминающее устройство (динамическое ОЗУ, dynamic random access memory, DRAM), которая обычно включает основную память. Традиционные средства машиночитаемой памяти хорошо известны и не нуждаются в детальном описании.
Сигналы с выходов аналого-цифровых преобразователей 26-29 блока АЦП 6, показанного на фиг. 14, поступают на блок ортогонализации 31. Ортогонализованные сигналы с выхода блока 31 поступают на вход блока 32 компенсации хроматической дисперсии, выполненного по схеме 49 для временного домена или по схеме 50 для частотного домена. Сигналы с остаточной хроматической дисперсией и другими искажениями такими, как поляризационная модовая дисперсия, поступают на вход блока 30 восстановления символной частоты. Сигнал с блока восстановления символьной частоты 30 поступает на блок динамического эквалайзера 33, который может быть реализован с использованием набора четырех фильтров, показанных на фиг. 16. В некоторых вариантах реализации согласно изобретению коэффициенты фильтров 59-62 вычисляются в блоке 65 при помощи адаптивного алгоритма (12). Для этого для предобработки сигнала может использоваться компенсатор на основе обучающей последовательности 66, в котором для поляризаций X и Y минизируются функции (17), а так же может использоваться алгоритм СМА (13). Для формата QPSK далее может использоваться управляемый решением компенсатор, определяемый выражениями (14) при условии, что предварительно используется алгоритм слепого выравнивания для приближения значений отсчетов фильтров 59-62 к требуемому минимуму.
Для формата 16QAM и более высокоуровневых форматов таких, как 64QAM и 256QAM компенсатор (17) на основе обучающей последовательности 66 или компенсатор на основе алгоритма слепого выравнивания СМА (13) так же, как и для QPSK, могут использоваться для предобрабоки сигнала.
Для 16QAM и более высокоуровневых форматов таких, как 64QAM и 256QAM, после того, как коэффициенты фильтров 59-62 приблизились в достаточной степени к требуемому минимуму, далее для каждой компоненты поляризации используется управляемый радиусом компенсатор искажений (radially directed equalizer). Для созвездия 16QAM и более высокоуровневых форматов таких, как 64QAM и 256QAM, минимизируются ошибки
X
out
Y
out
0
0
вычисляемые по одному или нескольким символам N≥1, где  - весовые коэффициенты, r=|x|, r=|y|, а сигнал каждой из поляризаций нормирован и имеет единичную энергию. Для созвездия 16QAM радиус R, вычисляемый для блока 65 в блоках 87 и 88 для поляризаций X и Y, соответственно, задается условиями (19), для созвездия 64QAM радиус R задается условиями:
out
out
Информация 89, 90 о принадлежности сигнала к определенной группе посылается вместе с сигналами x и y блокам восстановления частоты 34 и фазы 35 несущей.
Управляемый решением компенсатор так же может быть использован для формата 16QAM и более высокоуровневых форматов таких, как 64QAM и 256QAM, при условии, что сначала сигнал предобрабатывается либо алгоритмом слепого выравнивания (13), либо алгоритмом управляемого радиусом компенсатора (26). Для формата 16QAM и более высокоуровневых форматов таких, как 64QAM и 256QAM, в управляемом решением компенсаторе оценки переданных символов 37 поступают на контур принятия решений 65 такой, что минимизируются ошибки (14). Как и в случае созвездия QPSK, оценки  могут быть получены как при помощи декодирования мягких решений 42, 43 декодерами 44 и 45, так и вычислением жестких решений 42 и 43. Для формата 16QAM в управляемом решением компенсаторе жесткие оценки переданных символов 37 могут быть записаны в виде
для формата 64QAM - в виде,
для формата 256QAM - в виде
l6QAM
64QAM
256QAM
где функции csgn(x), csgn(x) и csgn(x) определяются при помощи стандартных прямоугольных решеток областей решений созвездия аналогично (16). Для произвольного высокоуровнего формата модуляции M-QAM такого, как 512QAM, 1024QAM и выше в управляемом решением компенсаторе оценки переданных символов 37 могут быть записаны в виде
MQAM
где функции csgn(x) определяются при помощи стандартных прямоугольных решеток областей решений созвездия аналогично (16), (29)-(31).
MQAM
MQAM
2
2
2
2
2
0
0
0
0
0
0
0
Алгоритм управляемого радиусом компенсатора так же может быть построен для любого высокоуровнего формата модуляции M-QAM такого, как 512QAM, 1024QAM и выше. Для этого для созвездия, нормированного на единичную энергию, необходимо разбить точки созвездия на N групп, g=1, …, N, так, что точки каждой группы g лежат на окружности одного радиуса R[g] с центром в центре созвездия, причем (R[g])>(R[g+1]), и между окружностями радиусов R[g] и R[g+1] нет других точек созвездия. Тогда для каждой группы g точек квадрат величины r[g] будет определяться, как полусумма квадратов радиусов (r[g])=0.5((R[g])+(R[g+1])). Для такого M-QAM созвездия алгоритм управляемого радиусом компенсатора будет иметь вид
QPSK
Для созвездия QPSK, очевидно, N=1.
Для высокоуровневых форматов модуляций таких, как 64QAM и 256QAM, так же как и для формата модуляции 16QAM, сигнал на выходе блока динамического эквалайзера 33 представляет собой отделенные друг от друга поляризованные моды переданного сигнала. На фиг. 17 и 18 показаны диаграммы созвездий поляризованных мод сигнала 91 и 92 для случая формата модуляции DP-64QAM. Фиг. 19 и фиг. 20 показывают точки созвездий 64QAM и 256QAM соответственно. В результате действия управляемого радиусом компенсатора искажений сигналы поляризованных мод на выходе эквалайзера 33 оказываются разбиты на группы. Точки созвездия 16QAM разбиваются на три группы 67-69, как показано на фиг. 10, причем две группы 67 и 69, нумеруемые индексами  содержат по четыре точки, образующие QPSK созвездия с разными амплитудами. На фиг. 19 показано получающееся разбиение на группы точек созвездия 64QAM такое, что группа 93 включает точки  группа 94 включает точки  группа 95 включает точки  группа 96 включает точки  группа 97 включает точки  группа 98 включает точки  а так же точки  группа 99 включает такие точки, как  группа 100 включает точки созвездия  группа 101 включает точки  Таким образом, созвездие 64QAM разбивается на девять групп, точки каждой из групп лежат на окружности одного радиуса, причем три группы 93, 95 и 101, нумеруемые индексами  содержат по четыре точки, образующие QPSK созвездия с разными амплитудами. На фиг. 20 показано получающееся разбиение на группы точек созвездия 256QAM такое, что группа 102 содержит точки созвездия  группа 103 содержит точки  группа 104 содержит точки  группа 105 содержит точки  группа 106 содержит точки созвездия  группа 107 содержит точки созвездия  группа 108 содержит точки созвездия  как показано на фиг. 21. Таким образом, созвездие 256QAM разбивается на тридцать две группы, причем семь групп 102-108, нумеруемых индексами  содержат по четыре точки созвездия, образующие QPSK созвездия с разными амплитудами. Для произвольного созвездия M-QAM группы, которые содержат по четыре точки созвездия, образующие QPSK созвездия с разными амплитудами, нумеруются индексами  Для созвездия
out
out
out
out
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению сигнал x, y с выхода динамического эквалайзера 33 вместе с информацией о разбиении сигнала на группы 89, 90 далее поступает на блок 34, схематически изображенный на фиг. 22, в котором выполняется восстановление частоты несущей. Сигналы x, y для поляризаций X и Y поступают в блок 109, в котором для созвездия M-QAM отбирается N пар 110 последовательных символов  для поляризации  для поляризации Y таких, что в каждой паре каждая из точек принадлежит одной из  групп,  содержащих по четыре точки созвездия, образующих QPSK созвездия с разными амплитудами. В блоке 111 по отобранным парам символов 110 частота несущей 112 оценивается по формулам
на основании чего частота несущей может быть оценена, например, как
где  - весовые коэффициенты, или
или формулам с обратным порядком операций
на основании чего частота несущей может быть оценена, например, как
где  - весовые коэффициенты, или
Для созвездия QPSK результат совпадает с (22), (23).
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению для формата 16QAM и более высокоуровневых форматов модуляций таких, как 64QAM и 256QAM, в блоке 109 для созвездия M-QAM отбираются все сигналы  для поляризации X и сигналы  для поляризации Y такие, что каждый из них принадлежит одной из  групп,  содержащих по четыре точки созвездия, образующих QPSK созвездия с разными амплитудами. В блоке 111 выполняется компенсация частоты несущей по формулам
подбором частоты 112 несущей Δƒ, максимизирующей концентрацию символов в областях точек созвездий поляризованных мод переданного сигнала, повернутых на величину нескомпенсированной ошибки фазы несущей так, что символы  и  концентрируются в областях точек созвездий, например 113 и 114 в случае созвездия 64QAM, как показано на фиг. 23 и фиг. 24 соответственно, изображенных на фиг. 15 в виде объектов 115 и 116 на фоне блока 34.
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению сигнал с выхода динамического эквалайзера 33 вместе с оценкой частоты несущей 112 поступает в блок 35 восстановления фазы несущей.
plt
plt
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению для формата QPSK, а так же для формата модуляции 16QAM и более высокоуровневых форматов таких, как 64QAM и 256QAM, фаза несущей восстанавливается по схеме, показанной на фиг. 25. Помимо блоков, показанных на фиг. 13, она содержит блок выборки символов 115, посылающий на блок вычисления фазы 82 информацию о номере группы 116, к которой принадлежит полученный сигнал, и номере отсчета 117 принятого сигнала, блок вычисления начального отсчета фазы 118, использующего оценки  символов 37, полученные по обратной связи от внешнего приемника 8, а так же пилотные символы x, y 119.
В блоке 115 отбираются символы  для поляризации X, символы  для поляризации Y, пришедшие в моменты времени t[k], принадлежащие группам  содержащим по четыре точки созвездия, образующие QPSK созвездия с разными амплитудами. Как и в схеме на фиг. 13, эти символы в блоке 80 возводятся в четвертую степень (М=4) для устранения модуляции сигнала, в блоке 82 вычисляется фаза сигнала по формуле
где  - весовые коэффициенты, либо по формуле
после чего в блоке 83 выполняется развертка фазы. Кроме фазы, возведенной в четвертую степень, в блок 82 из блока 115 поступает информация о номере группы 116, к которой принадлежит полученный сигнал, и номере отсчета 117 принятого сигнала, необходимые для вычисления выражений (41), (42). Для созвездия QPSK выражения (41), (42) сводятся к (24), (25). Блок вычисления начального отсчета фазы 118 использует усреднение по 2N+1 оценкам символов 37 и пилотов 119 для вычисления начального отсчета фазы, заданного формулой
или формулой
где  - весовые коэффициенты. В результате оценка фазы, посылаемая из блока 83 на блок 84, задается выражениями
r
r
Таким образом, символы x[k], y[k], посылаемые на блок внешнего приемника 8 и на блок эквалайзера 33 по связи 41, вычисляются по формулам
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению в блоки 115 и 82 так же поступает оценка Δƒ частоты несущей 112. Для каждого символа  выполняется компенсация частоты несущей (40), и фаза несущей вычисляется, как
либо по формулам
В некоторых вариантах реализации согласно изобретению символы (40) сразу вычисляются в блоке 34 восстановления частоты несущей, который в этом случае показан на фиг. 26. Сигнал (40), обозначенный на схеме блока 34 на фиг. 26 стрелкой 120, посылается на блок 115 блока восстановления фазы несущей 35, схематически показанного в этом случае на фиг. 27. На фиг. 28 и 29 показаны диаграммы созвездий поляризованных мод сигнала 121 и 122 для случая формата модуляции DP-64QAM на выходе блока 35. Сигнал с выхода блока 35 далее поступает на внешний приемник 8 и на блок динамического эквалайзера 33. Получаемые блоком 8 оценки символов по обратной связи 37 поступают на блок 33 динамического эквалайзера и блоки 34 и 35 восстановления частоты и фазы несущей.
Разглашаемые здесь способы не ограничиваются областью оптических систем связи, и имеют применение в других областях, где используется когерентный приемник в качестве принимающего/детектирующего устройства.
Приведенное выше детальное описание должно пониматься во всех отношениях, как пояснительное и иллюстративное, но не как ограничивающее, и область описанного здесь изобретения должно определяться не из описания изобретения, а из формулы изобретения, интерпретированной в соответствии с полным охватом, дозволенным патентами законами. Должно быть понятно, что описанные варианты реализации являются лишь иллюстрациями принципов настоящего изобретения, и что специалистами могут быть реализованы различные модификации без отклонения от сущности и объема правовой охраны этого изобретения, как изложено в прилагаемой формуле изобретения.