Квазирезонансный преобразователь напряжения с улучшенной электромагнитной совместимостью
QUASIRESONANT VOLTAGE CONVERTER WITH IMPROVED ELECTROMAGNETIC COMPATIBILITY

Изобретение относится к преобразовательной технике, в частности к источникам вторичного электропитания. Технический результат - снижение уровня электромагнитных помех на входных и выходных шинах преобразователя, обусловленных коммутационными процессами электронных ключей квазирезонансного преобразователя напряжения.
Известно, что применение высокочастотных импульсных преобразователей напряжения с коммутацией электронных ключей при нулевых значениях тока позволяют снизить динамические потери на переключение, что дает возможность повышения частоты преобразования без существенного снижения КПД, а это в свою очередь позволяет сократить массу и габариты элементов фильтра и высокочастотных трансформаторов. При этом токи в цепи ключевых элементов (КЭ) имеют форму близкую к гармонической, что снижает уровень излучаемых помех в высокочастотном диапазоне. Таким образом, улучшаются технико-эксплуатационные характеристики источника питания в целом.
Однако, как известно, в реальных КЭ, какими являются силовые импульсные транзисторы и диоды, всегда присутствуют такие паразитные компоненты как емкости переходов, которые в свою очередь могут взаимодействовать с дополнительно введенными резонансными контурами рассматриваемого  преобразователя. Как результат, в процессе переключения данные паразитные эффекты могут вызывать высокочастотные колебания в момент коммутации КЭ, что увеличивает уровень электромагнитных помех. С другой стороны режим переключения при нулевых значениях тока сохраняет форму напряжения на КЭ близкую к прямоугольной, т.е. скорость изменения напряжения на КЭ при переключении схожа с традиционным преобразователем с широтно-импульсной модуляцией. Поэтому актуальной задачей является разработка способов минимизации уровня электромагнитных помех, возникающих в процессе работы коммутирующих ключей, сохраняя все преимущества режима переключения при нулевом токе.
Предлагаемое техническое решение предназначено для создания источников питания с гальванической развязкой для диапазона мощностей от десятков до сотен ватт и рабочим напряжением в первичной сети до нескольких сотен вольт.
Известно техническое решение - источник питания, описанное в [Патент на полезную модель 166986 РФ. Источник питания светодиодного светильника с повышенным ресурсом], в составе которого квазирезонансный преобразователь напряжения с переключением при нулевых значениях тока, состоящий из первичного инвертора, формирующего импульсы напряжения близкие к прямоугольной форме, импульсного трансформатора, выходного выпрямителя, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента и резонансного конденсатора, рекуперативного диода, выходного индуктивного фильтра, схемы управления квазирезонансным преобразователем, состоящей из схемы управления транзисторными ключами инвертора, формирователя импульса, генератора управляемого напряжением (ГУН), усилителя рассогласования, источника опорного напряжения, измерителя тока, к выходу подключена нагрузка. К недостаткам данного устройства можно отнести то, что в процессе отпирания КЭ, для обеспечения коммутации при нулевом токе, необходимо соблюдать условие, при котором скорость спада напряжения на КЭ должна быть много больше, чем скорость нарастания тока. Последняя определяется параметрами резонансного контура и напряжения прикладываемого к контуру. Поскольку частота преобразования определяется резонансной частотой введенного резонансного контура, значит, она будет определяться параметрами контура. Отсюда следует, что обеспечение нулевых потерь при включении КЭ ограничивает повышение частоты преобразования. При этом повышение частоты преобразования предполагает использование более быстродействующих КЭ для увеличения скорости спада напряжения при отпирании КЭ, а это расширяет спектр кондуктивных (дифференциальных и синфазных) электромагнитных помех по напряжению на входных шинах преобразователя. С другой стороны, при запирании КЭ на первичной стороне преобразователя выпрямительный диод и последовательно включенный индуктивный элемент резонансного контура образуют паразитный резонансной контур, частота собственных колебаний которого определяется барьерной емкостью диода и индуктивностью введенного резонансного контура. При этом возникающие колебания на данной частоте (на много более высокой, чем частота преобразования) являются дополнительной электромагнитной помехой. Типовым решением данной проблемы является введение демпфирующей цепи, которая шунтирует диод и состоящей из последовательно соединенных резистора и конденсатора. Однако в ряде случаев потери в такой цепи могут быть существенными, что снижает КПД преобразователя в целом. Другим способом может быть увеличение индуктивности резонансного контура, что ограничит  скорость нарастания тока и увеличит импеданс резонансного контура, а, значит, и снизит его добротность. Но это приведет к снижению частоты преобразования, увеличению габаритов индуктивного элемента резонансного контура, трансформатора и элементов низкочастотного выходного фильтра.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение - снижение уровня электромагнитных помех квазирезонансного преобразователя с переключением при нулевых значениях тока без ухудшения основных значимых показателей - габаритной мощности и КПД.
На фиг. 1 показана структурная схема источника питания. Источник питания содержит квазирезонансный преобразователь напряжения, состоящий из первичного однотактного инвертора по схеме, известной как "косой мост", формирующего импульсы напряжения близкие к прямоугольной форме, и состоящего из МДП-транзисторов 12 и 14 и диодов 3 и 10, импульсного трансформатора 15, выходного выпрямителя 17, демпфирующей цепи, состоящей из резистора 16 и конденсатора 18, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента 19 и резонансного конденсатора 21, рекуперативного диода 20, выходного фильтра, состоящего из дросселя 22 и конденсатора 23, схемы управления квазирезонансным преобразователем, состоящей из генератора управляемого напряжением 1, формирователя импульса 2, драйверов управления МДП-ключами 5 и 4, трансформатора управления верхним ключом инвертора 6, затворными резисторами 9 и 11, диодов 7 и 8, разряжающих емкость затворов МДП-транзисторов инвертора, нелинейного дросселя 13.
Источник питания, схема которого приведена на фиг. 1, работает следующим образом. В первичной цепи преобразователь построен по известной схеме прямоходового однотактного преобразователя напряжения. Коммутация транзисторных ключей 12 и 14 первичного инвертора при нулевом токе достигается за счет того, что в силовой цепи преобразователя добавлен резонансный контур, образованный индуктивным компонентом 19 и резонансным конденсатором 21, причем индуктивность рассеяния трансформатора принимает участие в резонансном цикле, т.к. индуктивный элемент 19 электрически соединен последовательно с индуктивностью рассеяния трансформатора 15, так же в первичной цепи последовательно с первичной обмоткой трансформатора введен дополнительный индуктивный элемент 13 с нелинейной характеристикой, где индуктивность зависит от протекающего тока. Это достигается за счет использования насыщающегося магнитопровода, вместе с которым приведенная общая индуктивность резонансного контура при отсутствии тока превышает в 1,5-2,5 раза индуктивность при насыщенном магнитопроводе дополнительного резонансного дросселя. Дроссель рассчитывается таким образом, чтобы насыщение происходило при достижении тока, равного току нагрузки умноженному на коэффициент трансформации силового трансформатора, под которым понимается отношение числа витков вторичной обмотки к числу витков первичной. Используемый резонансный режим известен, как режим коммутации при нулевых значениях тока с половиной волны резонансного цикла. При появлении отпирающего сигнала управления на транзисторных ключах 12 и 14 ток через ключи в первичной цепи и ток вторичной цепи, который пропорционален коэффициенту трансформации импульсного трансформатора 15 будут нарастать экспоненциально по мере приближения индукции сердечника нелинейного дросселя 13 к насыщению до тех пор, пока ток во вторичной цепи через индуктивный элемент 19 и выпрямитель 17 не станет равным текущему значению тока дросселя 22. В этот момент рекуперативный диод 20 запирается и токи в первичной и вторичной цепях будут изменяться по гармоническому закону за счет резонансного процесса до тех пор, пока их значения не станут равным нулю. При этом с приближением тока к нулю суммарная индуктивность резонансного контура станет максимальной. Как только это произойдет, выпрямитель 19 запирается, тем самым не давая продолжаться резонансному процессу со сменой знака тока, а паразитный резонансный контур, образованный индуктивными элементами 13 и 19 и барьерной емкостью диода 17, будет иметь максимальный импеданс, что приведет к более быстрому затуханию паразитных колебаний и меньшей их амплитуде при тех же параметрах демпфирующей цепи 16 и 18 по сравнению с со схемой, взятой за прототип. Далее, оставшаяся энергия, запасенная в конденсаторе резонансного контура 21, будет расходоваться в нагрузку через выходной дроссель 22 в течение времени, равном tраз=(Ср*Uc(tзап))/Iн, где tраз - время разряда конденсатора 21 резонансного контура, Ср - значение емкости конденсатора 21, Uc(tзап) - напряжение на  обкладках конденсатора 21 в тот момент, когда выпрямитель 17 запирается, Iн - текущее значение тока нагрузки (допуская, что ток нагрузки постоянен или его отклонения внутри цикла преобразования несущественны). По достижению напряжения на конденсаторе 21 нуля, рекуперативный диод 20 отпирается и энергия, запасенная в дросселе 22, расходуется в нагрузку. Далее цикл повторяется с момента отпирания транзисторных ключей инвертора. Диоды 3 и 10 необходимы для того, чтобы после того, как транзисторные ключи 12 и 14 закроются, энергия, запасенная за счет индуктивности намагничивания первичной обмотки, возвращалась в первичный источник, что позволяет осуществлять перемагничивание трансформатора по симметричному циклу.
Время отпирания и запирания транзисторных  ключей 12 и 14 соответствует длительности полуволны тока одного резонансного цикла. Сигнал на выходе ГУН 1, частота которого определяется сигналом, поступающим на вход ГУН 1 (имеется ввиду сигнал рассогласования между сигналом обратной связи и опорным сигналом, например, в случае использования преобразователя, как стабилизатора напряжения), подается на вход формирователя импульса 2, который вырабатывает импульс необходимой длительности. Далее сигнал поступает на входы устройств управления полевыми транзисторами 4 и 5, известных как МДП-драйверы. Последовательно с затворами МДП-транзисторов включены цепи, состоящие из диодов и резисторов 7 и 9 для транзистора верхнего плеча и 8 и 11 для транзистора нижнего плеча, соответственно. Резисторы 9 и 11 необходимы для того, чтобы увеличить время открывания МДП-транзисторов за счет снижения скорости заряда емкости затворов, снижая тем самым скорость спада напряжения на стоках МДП-транзисторов при отпирании. Резисторы подбираются таким образом, чтобы обеспечить отпирание ключей при нуле тока. При запирании ограничение скорости разряда затворов не требуется в связи с тем, что скорость нарастания напряжения при запирании определяется скоростью заряда емкостей сток-исток МДП-транзисторов током намагничивания первичной обмотки трансформатора 15, которая существенно ниже, чем скорость переключения транзисторов. Таким образом, разряд емкостей затворов происходит через диоды 7 и 8 с максимально возможной скоростью, при этом запирание происходит при нулевых значениях как тока, так и напряжения, что подтверждается приведенными экспериментальными данными. Таким образом, минимизируется влияние эффекта скорости изменения напряжения между стоком и истоком МДП-транзисторов при переключении на генерацию помехи.
На фиг. 2 и 3 показаны экспериментальные временные диаграммы, поясняющие работу предлагаемого устройства при отсутствии нелинейного дросселя 13 и при его наличии соответственно при прочих равных условиях. Экспериментальный преобразователь является стабилизатором тока для питания светодиодной матрицы мощностью 120 Вт, выходной стабилизируемый ток 1,5 А. Входное напряжение преобразователя 380 В. Индуктивность резонансного дросселя 19 составила 40 мкГн, индуктивность нелинейного дросселя при нулевом токе 59 мкГн, коэффициент трансформации 0,63. Нелинейный дроссель изготовлен на тороидальном ферритовом магнитопроводе внешним диаметром 10 мм, внутренним диаметром 6 мм, высотой 4 мм, начальной относительной магнитной проницаемостью 2200. Сопротивление резисторов в затворах МДП-транзисторов составило 56 Ом. Кривые 24, 25 и 26 на фиг.2 являются напряжением на диоде 17, напряжением на одном из МДП - транзисторов 14 или 12 (поскольку формы сигналов на них идентичные) и током первичной обмотки трансформатора 15, соответственно.  Кривые 27, 28 и 29 на фиг. 3 также являются напряжением на диоде 17, напряжением на одном из МДП - транзисторов 14 или 12 и током дросселя 13, соответственно. Сопоставляя кривые 24 и 27 на фиг 2 и 3, соответственно, можно увидеть, что при наличии нелинейного индуктивного элемента выброс напряжения снижен более чем в 1,5 раза. При сравнении токов на кривой 26 в начале полуволны присутствует искажение, которое говорит о том, что при отпирании ключей  присутствуют динамические потери в случае наличия нелинейного дросселя режим отпирания при нуле тока обеспечивается полностью, что подтверждается кривой 29 на фиг 3, при этом длительность фронта составляет около 60 нс. Габариты дополнительного дросселя говорят о незначительном вкладе массогабаритные характеристики преобразователя.