СПОСОБ ПРИЕМА УПРАВЛЯЮЩЕЙ ИНФОРМАЦИИ ДЛЯ ОПОРНОГО СИГНАЛА, СВЯЗАННОГО С ОЦЕНКОЙ ФАЗОВОГО ШУМА, И ПОЛЬЗОВАТЕЛЬСКОЕ ОБОРУДОВАНИЕ ДЛЯ ЭТОГО
METHOD OF RECEIVING CONTROL INFORMATION FOR A REFERENCE SIGNAL ASSOCIATED WITH A PHASE NOISE ESTIMATE, AND USER EQUIPMENT FOR IT

Область техники, к которой относится изобретение
[1] Настоящее изобретение относится к системе беспроводной связи, а более конкретно к способу приема управляющей информации для опорного сигнала, связанного с оценкой фазового шума, и к пользовательскому оборудованию для означенного.
Уровень техники
[2] В 5G-системе следующего поколения сценарии могут разделяться на усовершенствованный стандарт широкополосной связи для мобильных устройств (eMBB), сверхнадежную машинную связь (uMTC) и массовую машинную связь (mMTC). EMBB соответствует сценарию мобильной связи следующего поколения, характеризуемому посредством высокой эффективности использования спектра, высокой скорости передачи пользовательских данных, высокой пиковой скорости передачи данных и т.д. UMTC соответствует сценарию мобильной связи следующего поколения (например, V2X, службе экстренной помощи, удаленному управлению и т.д.), характеризуемому посредством сверхвысокой надежности и сверхнизкой задержки, сверхвысокой доступности и т.д. MMTC соответствует сценарию мобильной связи следующего поколения (например, IoT), характеризуемому посредством низких затрат, низкой энергии, короткого пакета, возможности массового подключения и т.д.
Сущность изобретения
Техническая проблема
[3] Техническая задача настоящего изобретения состоит в том, чтобы предоставить способ, осуществляемый посредством пользовательского оборудования, для приема управляющей информации для опорного сигнала, связанного с оценкой фазового шума.
[4] Другая техническая задача настоящего изобретения состоит в том, чтобы предоставить пользовательское оборудование для приема управляющей информации для опорного сигнала, связанного с оценкой фазового шума.
[5] Специалисты в данной области техники должны принимать во внимание, что технические задачи, которые могут достигаться с помощью настоящего изобретения, не ограничены тем, что конкретно описано выше, и вышеуказанные и другие цели, которых может достигать настоящее изобретение, должны более ясно пониматься из нижеприведенного подробного описания.
Решение проблемы
[6] Чтобы достигать этих и других преимуществ и в соответствии с назначением настоящего изобретения, осуществленного и описанного в широком смысле, способ приема управляющей информации для опорного сигнала, связанного с оценкой фазового шума посредством пользовательского оборудования (UE), содержит прием управляющей информации, указывающей то, передается ли опорный сигнал, связанный с оценкой фазового шума; когда управляющая информация указывает, что опорный сигнал передается, прием опорного сигнала на основе управляющей информации; при этом, когда размер блока ресурсов (RB) трафика для UE превышает предварительно определенное значение, управляющая информация указывает то, что опорный сигнал передается.
[7] Управляющая информация дополнительно включает в себя информацию об уровне схемы модуляции и кодирования (MCS), и при этом информация об уровне MCS указывает информацию относительно временного шаблона опорного сигнала. Управляющая информация дополнительно включает в себя информацию размера RB трафика, и при этом информация об уровне MCS и информация размера RB трафика указывают информацию относительно временного шаблона опорного сигнала. Информация относительно временного шаблона опорного сигнала включает в себя информацию относительно шаблона назначения опорного сигнала на временные ресурсаы и при этом опорный сигнал выделяется более плотно на временные ресурсы по мере того, как уровень MCS становится выше.
[8] Управляющая информация дополнительно включает в себя информацию размера RB трафика, и при этом информация относительно шаблона частоты опорного сигнала указывается на основе информации размера RB трафика. Информация относительно шаблона частоты опорного сигнала включает в себя информацию относительно шаблона назначения опорного сигнала на частотные ресурсы, и при этом число опорных сигналов на частотных ресурсах увеличивается по мере того, как размер для размера RB трафика становится больше.
[9] Управляющая информация дополнительно включает в себя информацию об уровне схемы модуляции и кодирования (MCS) и информацию размера RB трафика, и дополнительно содержит распознавание местоположений опорного сигнала во временной и частотной областях на основе информации об уровне MCS и информации размера RB трафика.
[10] Способ дополнительно содержит оценку фазовой ошибки с использованием принимаемого опорного сигнала. Опорный сигнал включает в себя опорный сигнал отслеживания фазы (PTRS). Управляющая информация принимается через формат управляющей информации нисходящей линии связи (DCI) или сигнализацию уровня управления радиоресурсами (RRC).
[11] Чтобы дополнительно достигать этих и других преимуществ и в соответствии с целью настоящего изобретения, пользовательское оборудование (UE) для приема управляющей информации для опорного сигнала, связанного с оценкой фазового шума, UE содержит приемник; и процессор, при этом процессор выполнен с возможностью управлять приемником с тем, чтобы принимать управляющую информацию, указывающую то, передается ли опорный сигнал, связанный с оценкой фазового шума, и когда управляющая информация указывает, что опорный сигнал передается, управлять приемником с тем, чтобы принимать опорный сигнал на основе управляющей информации, и при этом, когда размер блока ресурсов (RB) трафика для UE превышает предварительно определенное значение, управляющая информация указывает то, что опорный сигнал передается.
[12] Управляющая информация дополнительно включает в себя информацию об уровне схемы модуляции и кодирования (MCS), и при этом информация об уровне MCS указывает информацию относительно временного шаблона опорного сигнала. Управляющая информация дополнительно включает в себя информацию размера RB трафика, и при этом информация об уровне MCS и информация размера RB трафика указывают информацию относительно временного шаблона опорного сигнала.
[13] Управляющая информация дополнительно включает в себя информацию размера RB трафика, и при этом информация относительно шаблона частоты опорного сигнала указывается на основе информации размера RB трафика. Информация относительно временного шаблона опорного сигнала включает в себя информацию относительно шаблона назначения опорного сигнала на временные ресурсы, и при этом опорный сигнал назначается более плотно на временные ресурсы по мере того, как уровень MCS становится выше. Информация относительно шаблона частоты опорного сигнала включает в себя информацию относительно шаблона назначения опорного сигнала на частотные ресурсы, и при этом число опорных сигналов на частотных ресурсах увеличивается по мере того, как размер RB трафика становится больше.
[14] Управляющая информация дополнительно включает в себя информацию об уровне схемы модуляции и кодирования (MCS) и информацию относительно размера RB трафика, и при этом процессор выполнен с возможностью распознавать местоположение опорного сигнала во временной и частотной областях на основе информации относительно уровня MCS и информации размера RB трафика.
[15] Процессор дополнительно выполнен с возможностью оценивать фазовую ошибку с использованием принимаемого опорного сигнала. Опорный сигнал включает в себя опорный сигнал отслеживания фазы (PTRS). Приемник выполнен с возможностью принимать управляющую информацию через формат управляющей информации нисходящей линии связи (DCI) или сигнализацию уровня управления радиоресурсами (RRC).
Преимущества изобретения
[16] Согласно настоящему изобретению, производительность связи может значительно улучшаться за счет оценки фазового шума на основе опорного сигнала, связанного с оценкой фазового шума, предложенной в настоящем изобретении, в окружении, в котором производительность значительно ухудшается вследствие фазового шума.
[17] Специалисты в данной области техники должны принимать во внимание, что преимущества, которые могут достигаться через настоящее изобретение, не ограничены тем, что конкретно описано выше, и другие преимущества настоящего изобретения должны более ясно пониматься из нижеприведенного подробного описания.
Краткое описание чертежей
[18] Прилагаемые чертежи, которые включены для того, чтобы предоставлять дополнительное понимание изобретения, и содержатся и составляют часть данного подробного описания, иллюстрируют варианты осуществления изобретения и вместе с описанием служат для того, чтобы пояснять принципы изобретения.
[19] Фиг. 1 является блок-схемой, иллюстрирующей конфигурации базовой станции 105 и пользовательского оборудования 110 в системе 100 беспроводной связи.
[20] Фиг. 2 является схемой, иллюстрирующей структуру кадра, используемую в LTE/LTE-A-системе.
[21] Фиг. 3 является схемой, иллюстрирующей сетку ресурсов слота нисходящей линии связи 3GPP LTE/LTE-A-системы в качестве примера системы беспроводной связи.
[22] Фиг. 4 иллюстрирует структуру субкадра нисходящей линии связи 3GPP LTE/LTE-A-системы в качестве примера системы беспроводной связи.
[23] Фиг. 5 иллюстрирует структуру субкадра восходящей линии связи, используемого в 3GPP LTE/LTE-A-системе в качестве примера системы беспроводной связи.
[24] Фиг. 6 иллюстрирует фазовое искажение вследствие фазового шума.
[25] Фиг. 7 иллюстрирует созвездие принимаемых символов, поврежденных посредством фазового шума.
[26] Фиг. 8 иллюстрирует производительность по BLER для различных частотных PTRS-плотностей и 4 TRB.
[27] Фиг. 9 иллюстрирует производительность по BLER для различных частотных PTRS-плотностей и 64 TRB.
[28] Фиг. 10 иллюстрирует производительность по BLER для различных временных плотностей и 4/64 TRB.
[29] Фиг. 11 иллюстрирует спектральную эффективность для различных частотных PTRS-плотностей и 4 TRB.
[30] Фиг. 12 иллюстрирует производительность по BLER для CFO=0 кГц/1,4 кГц.
[31] Фиг. 13 иллюстрирует спектральную эффективность для различных частотных PTRS-плотностей и 64 TRB.
[32] Фиг. 14 иллюстрирует спектральную эффективность для различных временных PTRS-плотностей и 4/64 TRB.
[33] Фиг. 15 иллюстрирует первое частотно-временное преобразование.
[34] Фиг. 16 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения для полной таблицы кодирования (бит за битом), и фиг. 17 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения для полной таблицы кодирования (B битов за B битами).
[35] Фиг. 18 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения для группы кодовых блоков (бит за битом), и фиг. 19 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения для группы кодовых блоков (B битов за B битами).
[36] Фиг. 20 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения на уровне символов для всех кодовых блоков (символ за символом), и фиг. 21 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения на уровне символов для всех кодовых блоков (Nsg-символ за Nsg-символом).
[37] Фиг. 22 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения на уровне символов для группы кодовых блоков (символ за символом), и фиг. 23 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения на уровне символов для группы кодовых блоков (Nsg-символ за Nsg-символом).
[38] Фиг. 24 является схемой, иллюстрирующей пример PCRS-компоновки (заданной на основе 2 RB).
[39] Фиг. 25 является схемой, иллюстрирующей два типа PTRS: распределенный тип PTRS и локализованный тип PTRS, когда число PTRS равно 4.
[40] Фиг. 26 является схемой, иллюстрирующей примеры PTRS-шаблонов.
[41] Фиг. 27 является схемой, иллюстрирующей примеры наборов PTRS-ресурсов.
[42] Фиг. 28 является схемой, иллюстрирующей предварительно кодированный PTRS-ресурс 1.
[43] Фиг. 29 является схемой, иллюстрирующей PTRS-тип A на основе циклического повторения предварительного кодирования, и фиг. 30 является схемой, иллюстрирующей PTRS-тип B на основе циклического повторения предварительного кодирования.
[44] Фиг. 31 является схемой, иллюстрирующей пример PTRS без предварительного кодирования.
[45] Фиг. 32 является схемой, иллюстрирующей PTRS-шаблоны.
Оптимальный режим осуществления изобретения
[46] Далее приводится подробное описание предпочтительных вариантов осуществления настоящего изобретения, примеры которых проиллюстрированы на прилагаемых чертежах. В нижеприведенном подробном описании, изобретение включает в себя подробности, которые помогают в полном понимании настоящего изобретения. Тем не менее, специалистам в данной области техники должно быть очевидным, что настоящее изобретение может реализовываться без этих подробностей. Например, хотя нижеприведенные описания приводятся подробно при условии, что система мобильной связи включает в себя 3GPP LTE-систему, нижеприведенные описания являются применимыми к другим произвольным системам мобильной связи способом исключения уникальных функций 3GPP LTE.
[47] Иногда, с тем чтобы предотвращать еще большую неопределенность настоящего изобретения, общеизвестные структуры и/или устройства пропускаются либо могут представляться как блок-схемы с ориентацией на базовых функциях структур и/или устройств. При возможности идентичные ссылки с номерами используются на чертежах для того, чтобы ссылаться на идентичные или аналогичные части.
[48] Кроме того, в нижеприведенном описании предположим, что терминал представляет собой общее название такого мобильного или стационарного устройства пользовательского каскада, как пользовательское оборудование (UE), мобильная станция (MS), усовершенствованная мобильная станция (AMS) и т.п. Так же, предположим, что базовая станция (BS) представляет собой общее название такого произвольного узла сетевого каскада, обменивающегося данными с терминалом, как узел B (NB), усовершенствованный узел B (eNB), точка доступа (AP) и т.п. Хотя настоящее описание изобретения описывается на основе 3GPP LTE/LTE-A-системы, контент настоящего изобретения может быть применимым к различным видам других систем связи.
[49] В системе мобильной связи, пользовательское оборудование имеет возможность принимать информацию в нисходящей линии связи, а также имеет возможность передавать информацию в восходящей линии связи. Информация, передаваемая или принимаемая посредством узла пользовательского оборудования, может включать в себя различные виды данных и управляющей информации. В соответствии с типами и вариантами использования информации, передаваемой или принимаемой посредством пользовательского оборудования, могут существовать различные физические каналы.
[50] Нижеприведенные описания являются применимыми для различных систем беспроводного доступа, включающих в себя CDMA (множественный доступ с кодовым разделением каналов), FDMA (множественный доступ с частотным разделением каналов), TDMA (множественный доступ с временным разделением каналов), OFDMA (множественный доступ с ортогональным частотным разделением каналов), SC-FDMA (множественный доступ с частотным разделением каналов с одной несущей) и т.п. CDMA может реализовываться посредством такой технологии радиосвязи, как UTRA (универсальный наземный радиодоступ), CDMA2000 и т.п. TDMA может реализовываться с помощью такой технологии радиосвязи, как GSM/GPRS/ EDGE (глобальная система мобильной связи/общая служба пакетной радиопередачи/развитие стандарта GSM с увеличенной скоростью передачи данных).
OFDMA может реализовываться с помощью такой технологией радиосвязи, как IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, E-UTRA (усовершенствованный UTRA) и т.д. UTRA составляет часть UMTS (универсальной системы мобильной связи). LTE (стандарт долгосрочного развития) 3GPP (партнерского проекта третьего поколения) составляет часть E-UMTS (усовершенствованной UMTS), которая использует E-UTRA. 3GPP LTE использует OFDMA в DL и SC-FDMA в UL. Так же, LTE-A (усовершенствованный стандарт LTE) представляет собой усовершенствованную версию 3GPP LTE.
[51] Кроме того, в нижеприведенном описании конкретные совокупности терминов предоставляются для того, чтобы помогать в понимании настоящего изобретения. Также использование конкретной терминологии может модифицироваться в другую форму в пределах объема технической идеи настоящего изобретения.
[52] Фиг. 1 является блок-схемой для конфигураций базовой станции 105 и пользовательского оборудования 110 в системе 100 беспроводной связи.
[53] Хотя одна базовая станция 105 и одно пользовательское оборудование 110 (включенное пользовательское D2D-устройство) показаны на чертеже, чтобы схематично представлять систему 100 беспроводной связи, система 100 беспроводной связи может включать в себя, по меньшей мере, одну базовую станцию и/или, по меньшей мере, одно пользовательское оборудование.
[54] Ссылаясь на фиг. 1, базовая станция 105 может включать в себя передающий (TX) процессор 115 данных, модулятор 120 символов, передатчик 125, приемо-передающую антенну 130, процессор 180, запоминающее устройство 185, приемник 190, демодулятор 195 символов и приемный процессор 197 данных. Так же, пользовательское оборудование 110 может включать в себя передающий (TX) процессор 165 данных, модулятор 170 символов, передатчик 175, приемо-передающую антенну 135, процессор 155, запоминающее устройство 160, приемник 140, демодулятор 155 символов и приемный процессор 150 данных. Хотя базовая станция/пользовательское оборудование 105/110 включает в себя одну антенну 130/135 на чертеже, каждое из базовой станции 105 и пользовательского оборудования 110 включает в себя множество антенн. Следовательно, каждое из базовой станции 105 и пользовательского оборудования 110 настоящего изобретения поддерживает систему MIMO (со многими входами и многими выходами). Также базовая станция 105 согласно настоящему изобретению может поддерживать SU-MIMO-(однопользовательские MIMO) и MU-MIMO-(многопользовательские MIMO) системы.
[55] В нисходящей линии связи передающий процессор 115 данных принимает данные трафика, кодирует принимаемые данные трафика посредством форматирования принимаемых данных трафика, перемежает кодированные данные трафика, модулирует (или выполняет символьное преобразование) перемеженные данные и затем предоставляет модулированные символы (символы данных). Модулятор 120 символов предоставляет поток символов посредством приема и символов обработки данных и пилотных символов.
[56] Модулятор 120 символов мультиплексирует данные и пилотные символы вместе и затем передает мультиплексированные символы в передатчик 125. При этом каждый из передаваемых символов может включать в себя символ данных, пилотный символ или значение сигнала, равное нулю. В каждой длительности символа могут непрерывно передаваться пилотные символы. При этом пилотные символы могут включать в себя символы мультиплексирования с частотным разделением каналов (FDM), мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM) или мультиплексирования с кодовым разделением каналов (CDM).
[57] Передатчик 125 принимает поток символов, преобразует принимаемый поток, по меньшей мере, в один или более аналоговых сигналов, дополнительно регулирует аналоговые сигналы (например, выполняет усиление, фильтрацию, преобразование с повышением частоты) и затем формирует сигнал нисходящей линии связи, подходящий для передачи по радиоканалу. После этого сигнал нисходящей линии связи передается в пользовательское оборудование через антенну 130.
[58] В конфигурации пользовательского оборудования 110 приемная антенна 135 принимает сигнал нисходящей линии связи из базовой станции и затем предоставляет принимаемый сигнал в приемник 140. Приемник 140 регулирует принимаемый сигнал (например, выполняет фильтрацию, усиление и преобразование с понижением частоты), оцифровывает отрегулированный сигнал и затем получает выборки. Демодулятор 145 символов демодулирует принимаемые пилотные символы и затем предоставляет их в процессор 155 для оценки канала.
[59] Демодулятор 145 символов принимает оцененное значение частотной характеристики для нисходящей линии связи из процессора 155, выполняет демодуляцию данных для принимаемых символов данных, получает оцененные значения символов данных (т.е. оцененные значения передаваемых символов данных) и затем предоставляет оцененные значения символов данных в приемный (RX) процессор 150 данных. Приемный процессор 150 данных восстанавливает передаваемые данные трафика посредством выполнения демодуляции (т.е. обратного символьного преобразования, обратного перемежения и декодирования) для оцененных значений символов данных.
[60] Обработка посредством демодулятора 145 символов и обработка посредством приемного процессора 150 данных являются комплементарными обработке посредством модулятора 120 символов и обработке посредством передающего процессора 115 данных в базовой станции 105, соответственно.
[61] В пользовательском оборудовании 110 в восходящей линии связи передающий процессор 165 данных обрабатывает данные трафика и затем предоставляет символы данных. Модулятор 170 символов принимает символы данных, мультиплексирует принимаемые символы данных, выполняет модуляцию для мультиплексированных символов и затем предоставляет поток символов в передатчик 175.
Передатчик 175 принимает поток символов, обрабатывает принимаемый поток и формирует сигнал восходящей линии связи. Этот сигнал восходящей линии связи затем передается в базовую станцию 105 через антенну 135.
[62] В базовой станции 105 сигнал восходящей линии связи принимается из пользовательского оборудования 110 через антенну 130. Приемник 190 обрабатывает принимаемый сигнал восходящей линии связи и затем получает выборки. После этого демодулятор 195 символов обрабатывает выборки и затем предоставляет пилотные символы, принимаемые в восходящей линии связи, и оцененное значение символа данных. Приемный процессор 197 данных обрабатывает оцененное значение символа данных и затем восстанавливает данные трафика, передаваемые из пользовательского оборудования 110.
[63] Процессор 155/180 пользовательского оборудования/базовой станции 110/105 направляет операции (например, управление, регулирование, администрирование и т.д.) пользовательского оборудования/базовой станции 110/105. Процессор 155/180 может соединяться с запоминающим устройством 160/185, выполненным с возможностью сохранять программные коды и данные. Запоминающее устройство 160/185 соединяется с процессором 155/180, чтобы сохранять операционные системы, приложения и общие файлы.
[64] Процессор 155/180 может называться одним из контроллера, микроконтроллера, микропроцессора, микрокомпьютера и т.п. Так же, процессор 155/180 может реализовываться с использованием аппаратных средств, микропрограммного обеспечения, программного обеспечения и/или любых комбинаций вышеозначенного. В реализации посредством аппаратных средств, процессор 155/180 может содержать такое устройство, выполненное с возможностью реализовывать настоящее изобретение, как ASIC (специализированные интегральные схемы), DSP (процессоры цифровых сигналов), DSPD (устройства обработки цифровых сигналов), PLD (программируемые логические устройства), FPGA (программируемые пользователем вентильные матрицы) и т.п.
[65] Между тем, в случае реализации вариантов осуществления настоящего изобретения с использованием микропрограммного обеспечения или программного обеспечения микропрограммное обеспечение или программное обеспечение может быть выполнено с возможностью включать в себя модули, процедуры и/или функции для выполнения вышеописанных функций или операций настоящего изобретения. Также микропрограммное обеспечение или программное обеспечение, выполненное с возможностью реализовывать настоящее изобретение, загружается в процессор 155/180 или сохраняется в запоминающем устройстве 160/185 с возможностью управляться посредством процессора 155/180.
[66] Уровни протокола радиосвязи между пользовательским оборудованием/базовой станцией и системой (сетью) беспроводной связи могут классифицироваться на первый уровень L1, второй уровень L2 и третий уровень L3 на основе 3 нижних уровней модели OSI (взаимодействия открытых систем), известной для систем связи. Физический уровень принадлежит первому уровню и предоставляет услугу передачи информации через физический канал. Уровень RRC (управления радиоресурсами) принадлежит третьему уровню и предоставляет управляющие радиоресурсы между UE и сетью. Пользовательское оборудование и базовая станция могут иметь возможность обмениваться RRC-сообщениями друг с другом через сеть беспроводной связи и RRC-уровни.
[67] В настоящем описании изобретения, хотя процессор 155/180 пользовательского оборудования/базовой станции выполняет операцию обработки сигналов и данных, за исключением функции для пользовательского оборудования/базовой станции 110/105, чтобы принимать или передавать сигнал, для ясности, процессоры 155 и 180 конкретно не упоминаются в нижеприведенном описании. В нижеприведенном описании, процессор 155/180 может рассматриваться как выполняющий последовательность операций, таких как обработка данных и т.п., за исключением функции приема или передачи сигнала, без конкретного упоминания.
[68] Фиг. 2 является схемой, иллюстрирующей структуру кадра, используемую в LTE/LTE-A-системе.
[69] Что касается фиг. 2, один кадр имеет длину в 10 мс и включает в себя 10 субкадров, имеющих длину в 1 мс. Время, требуемое для передачи одного субкадра, может задаваться как интервал времени передачи (TTI). Например, один субкадр включает в себя 2 слота, имеющие длину в 0,5 мс, и каждый слот включает в себя 7 (или 6) символов с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM). 3GPP LTE-система приспосабливает OFDMA в нисходящей линии связи, и OFDM-символ указывает один период символа. OFDM-символ называться "SC-FDMA-символом" или "периодом символа". В качестве единицы назначения ресурсов, блок ресурсов (RB) включает в себя множество поднесущих, которые являются смежными с слотом. Структура радиокадра, проиллюстрированная на фиг. 2, является просто примерной, и различные модификации могут вноситься в число субкадров, включенных в радиокадр, число слотов, включенных в субкадр, или число OFDM-символов, включенных во слот.
[70] Один RB задается посредством 12 поднесущих, имеющих разнесение в 15 кГц и 7 OFDM-символов. BS передает сигнал первичной синхронизации (PSS) и сигнал вторичной синхронизации (SSS) для синхронизации и физический широковещательный канал (PBCH) в 6 RB на центральной частоте. В этом случае в зависимости от нормального/расширенного циклического префикса (CP) и дуплекса с временным разделением каналов/дуплекса с частотным разделением каналов (TDD)/(FDD) структура радиокадра, сигналы и местоположения каналов могут изменяться.
[71] Фиг. 3 является схемой, иллюстрирующей сетку ресурсов слота нисходящей линии связи 3GPP LTE/LTE-A-системы в качестве примера системы беспроводной связи.
[72] Ссылаясь на фиг. 3, слот нисходящей линии связи включает в себя множество OFDM-символов во временной области. Один слот нисходящей линии связи включает в себя 7 (или 6) OFDM-символов, и RB может включать в себя 12 поднесущих в частотной области. Каждый элемент в сетке ресурсов называется "элементом ресурсов (RE)". Один RB включает в себя 12×7 (или 6) RE. Число NRB RB, включенных в слот нисходящей линии связи, зависит от полосы частот передачи нисходящей линии связи. Структура слота восходящей линии связи является идентичной структуре слота нисходящей линии связи за исключением того, что OFDM-символ заменяется SC-FDMA-символом.
[73] Фиг. 4 является схемой, показывающей структуру субкадра нисходящей линии связи, используемого в 3GPP LTE/LTE-A-системе, которая представляет собой пример системы беспроводной связи.
[74] Ссылаясь на фиг. 4, максимум три (четыре) OFDM-символа, расположенных в передней части первого слота в субкадре, соответствуют области управления, которой назначается канал управления. Оставшиеся OFDM-символы соответствуют области данных, которой назначается физический совместно используемый канал нисходящей линии связи (PDSCH). Примеры каналов управления нисходящей линии связи, используемых в LTE, включают в себя физический канал индикатора формата канала управления (PCFICH), физический канал управления нисходящей линии связи (PDCCH), физический канал индикатора гибридного ARQ (PHICH) и т.д. PCFICH передается в первом OFDM-символе субкадра и переносит информацию касательно числа OFDM-символов, используемых для передачи каналов управления в субкадре. PHICH представляет собой ответ при передаче по восходящей линии связи и переносит сигнал подтверждения (ACK)/отрицания (NACK) HARQ-приема.
[75] Управляющая информация, переносимая по PDCCH, называется "управляющей информацией нисходящей линии связи (DCI)". В качестве DCI-формата задаются формат 0 для восходящей линии связи и форматы 1, 1A, 1B, 1C, 1D, 2, 2A, 3 и 3A для нисходящей линии связи. DCI-формат избирательно включает в себя флаг перескока частот, RB-назначение, схему модуляции и кодирования (MCS), резервную версию (RV), индикатор новых данных (NDI), управление мощностью передачи (TPC), опорный сигнал демодуляции (DMRS) с циклическим сдвигом, запрос на индикатор качества канала (CQI), номер HARQ-процесса, передаваемый индикатор матрицы предварительного кодирования (TPMI), подтверждение индикатора матрицы предварительного кодирования (PMI) и т.д. согласно своему использованию.
[76] PDCCH может доставлять информацию относительно назначения ресурсов и транспортного формата для совместно используемого канала нисходящей линии связи (DL-SCH), информацию относительно назначения ресурсов и транспортного формата для совместно используемого канала восходящей линии связи (UL-SCH), информацию поисковых вызовов канала поисковых вызовов (PCH), системную информацию по DL-SCH, информацию относительно назначения ресурсов для управляющего сообщения верхнего уровня, такого как ответ по произвольному доступу, передаваемый по PDSCH, набор команд управления Tx-мощностью для отдельных UE группы UE, команду управления Tx-мощностью, информацию индикатора активации протокола "речь-по-IP" (VoIP) и т.д. Множество PDCCH могут передаваться в области управления. UE может отслеживать множество PDCCH. PDCCH передается в агрегировании из одного или нескольких последовательных элементов канала управления (CCE). CCE представляет собой логическую единицу назначения, используемую для того, чтобы предоставлять PDCCH со скоростью кодирования на основе состояния радиоканала. CCE соответствует множеству групп элементов ресурсов (REG). Формат PDCCH и число PDCCH-битов определяются согласно числу CCE. Базовая станция определяет PDCCH-формат согласно DCI, который должен передаваться в UE, и присоединяет контроль циклическим избыточным кодом к управляющей информации.
CRC маскируется посредством уникального идентификатора (идентификатора) (например, временного идентификатора радиосети (RNTI)) согласно владельцу или использованию PDCCH. Если PDCCH предназначен для конкретного UE, CRC может маскироваться посредством идентификатора (например, RNTI соты (C-RNTI)) UE. Если PDCCH переносит сообщение поискового вызова, CRC может маскироваться посредством идентификатора поисковых вызовов (например, RNTI для поисковых вызовов (P-RNTI)). Если PDCCH переносит системную информацию, в частности, блок системной информации (SIB), CRC может маскироваться посредством идентификатора системной информации (например, RNTI системной информации (SI-RNTI)). Если PDCCH служит для ответа по произвольному доступу, CRC может маскироваться посредством RNTI для произвольного доступа (RA-RNTI).
[77] Фиг. 5 является схемой, показывающей структуру субкадра восходящей линии связи, используемого в 3GPP LTE/LTE-A-системе, которая представляет собой пример системы беспроводной связи.
[78] Ссылаясь на фиг. 5, UL-субкадр включает в себя множество (например, два) слотов. Слот может включать в себя SC-FDMA-символы, число которых изменяется согласно длине CP. UL-субкадр разделяется на область управления и область данных в частотной области. Область данных включает в себя физический совместно используемый канал восходящей линии связи (PUSCH) и используется для того, чтобы передавать сигнал данных, такой как речь. Область управления включает в себя физический канал управления восходящей линии связи (PUCCH) и используется для того, чтобы передавать управляющую информацию восходящей линии связи (UCI). PUCCH включает в себя RB-пару, расположенную на обоих концах области данных на частотной оси, и перескакивает через границу слота.
[79] PUCCH может использоваться для того, чтобы передавать следующую управляющую информацию.
[80] - Запрос на диспетчеризацию (SR): Он представляет собой информацию, используемую для того, чтобы запрашивать ресурс UL-SCH, и передается с использованием схемы двухпозиционной манипуляции (OOK).
[81] - HARQ ACK/NACK: Он представляет собой сигнал ответа на пакет данных нисходящей линии связи по PDSCH и указывает то, принят ли успешно пакет данных нисходящей линии связи. 1-битовый ACK/NACK-сигнал передается как ответ на одно кодовое слово (CW) нисходящей линии связи, и 2-битовый ACK/NACK-сигнал передается как ответ на два кодовых слова нисходящей линии связи.
[82] - Индикатор качества канала (CQI). Он представляет собой информацию обратной связи относительно канала нисходящей линии связи. Информация обратной связи относительно MIMO включает в себя индикатор ранга (RI), индикатор матрицы предварительного кодирования (PMI), индикатор типа предварительного кодирования (PTI) и т.д. 20 битов используются в расчете на субкадр.
[83] Объем управляющей информации (UCI), которую UE может передавать через субкадр, зависит от числа SC-FDMA-символов, доступных для передачи управляющей информации. SC-FDMA-символы, доступные для передачи управляющей информации, соответствуют SC-FDMA-символам, отличным от SC-FDMA-символов субкадра, которые используются для передачи опорных сигналов. В случае субкадра, в котором сконфигурирован зондирующий опорный сигнал (SRS), последний SC-FDMA-символ субкадра исключается из SC-FDMA-символов, доступных для передачи управляющей информации. Опорный сигнал используется для того, чтобы обнаруживать когерентность PUCCH. PUCCH поддерживает семь форматов согласно информации, передаваемой по нему.
[84] Передача по физическому каналу управления нисходящейлинии связи (PDCCH)
[85] В качестве канала управления нисходящей линии связи PDCCH выполнен с возможностью переносить команду управления мощностью для конкретного UE. PDCCH занимает вплоть до 4 OFDM-символов во временной области, и PCFICH используется для того, чтобы указывать число OFDM-символов, назначаемое PDCCH. Между тем, в частотной области, PDCCH передается по полной полосе пропускания системы, и QPSK используется для модуляции. Ресурс, используемый для PDCCH-передачи, называется "элементом канала управления (CCE)". Каждый CCE включает в себя 36 RE, и в силу этого 72 бита могут передаваться через один CCE. Объем управляющей информации, используемый для PDCCH-передачи, зависит от режима передачи.
Управляющая информация согласно каждому режиму передачи упорядочивается согласно DCI-форматам. Между тем, на основе результата PDCCH-декодирования UE определяет то, передается ли PDSCH/PUSCH. Это обусловлено тем, что скремблирование PDCCH достигается посредством идентификационной информации UE (например, C-RNTI) для соответствующего UE. Другими словами, когда UE обнаруживает DCI-формат, скремблированный с его идентификатором UE, UE выполняет PDSCH-прием или PUSCH-передачу на основе управляющей PDCCH-информации.
Поскольку, в общем, число PDCCH может передаваться в одном субкадре, UE должно проверять то, имеется ли управляющая информация, передаваемая в соответствующее UE, посредством декодирования числа PDCCH. Тем не менее, если UE должно декодировать все PDCCH, которые могут передаваться, сложность значительно увеличивается. Таким образом, предусмотрено ограничение на число декодирований. Когда управляющая информация передается через PDCCH, управляющая информация может передаваться через один CCE или агрегирование нескольких CCE. Это называется " CCE-агрегированием". В существующей системе разрешаются уровни 1, 2, 4 и 8 CCE-агрегирования, и уровень 4 CCE-агрегирования означает, что управляющая информация для UE передается посредством агрегирования 4 CCE.
[86] Анализ фазового шума и проектное решение по RS отслеживания фазы (PTRS)
[87] Фазовый шум
[88] Фиг. 6 иллюстрирует фазовое искажение вследствие фазового шума.
[89] PN (фазовый шум) задается как шум, возникающий в результате кратковременной случайной флуктуации фазы формы сигнала. PN повреждает принимаемый сигнал во временной области, чтобы циклически сдвигать его фазу случайно, что показано на фиг 6. Здесь, можно видеть, что PN изменяется случайно, но он показывает корреляцию между смежными временными выборками, которая приводит к CPE (общей фазовой ошибке) и ICI (помехам между несущими) для принимаемого сигнала в частотной области. А именно, CPE и ICI указывают корреляцию и случайность PN в OFDM-символе, соответственно.
[90] Фиг. 7 иллюстрирует созвездие принимаемых символов, поврежденных посредством фазового шума.
[91] Фиг. 7 показывает эффект CPE и ICI для принимаемых точек созвездия без шума. Можно видеть, что для квадрата "A", все точки созвездия циклически сдвинуты на 3 градуса, что получается в результате CPE. Помимо этого, для круга "B", точки созвездия случайно размещены по кругу, что получается в результате ICI.
[92] Это потенциальное усиление CPE-компенсации вводится выше. В дальнейшем задается новый опорный сигнал отслеживания для CPE-оценки в качестве PTRS (опорного сигнала отслеживания фазы) (или PTRS) и показываются результаты оценки для PTRS в разделе результатов оценки.
[93] Результаты оценки
[94] В этом разделе приводятся PN-модели. Кроме того, таблица 1 показывает установление моделирования, и все результаты моделирования придерживаются его, если не указано иное.
[95] Табл. 1
PN-модель
PN-модель 2 в [2]
CFO
0 кГц
Несущая частота
30 ГГц
Число (#) RB трафика
4/64
Разнесение поднесущих
60 кГц
Число (#) RB трафика
100
Канал
TDL-B (30 нс, 0 км/ч)
Модуляция
64QAM
Оценка канала
Идеальная
Кодовая скорость
5/6
CPE-оценка
Реальная
[96] PTRS-плотность в частотной области
[97] Фиг. 8 иллюстрирует производительность по BLER для различных частотных PTRS-плотностей и 4 TRB. Фиг. 9 иллюстрирует производительность по BLER для различных частотных PTRS-плотностей и 64 TRB.
[98] Фиг. 8 и фиг. 9 показывают производительность по BLER согласно частотной PTRS-плотности (0/1/4/8/16) в OFDM-символе. Здесь, "PTRS=0" и "Идеальная" представляют не-CPE-компенсацию и идеальную CPE-компенсацию, соответственно.
[99] На этих чертежах 8 и 9, можно видеть, что разрыв в производительности по BLER согласно частотной PTRS-плотности является гораздо более высоким по мере того, как TRB-размер является большим. В частности, фиг. 8 показывает то, что не-CPE-компенсация имеет ухудшение производительности по BLER в 1 дБ по сравнению с CPE-компенсацией при PTRS=8, в то время как фиг. 9 отображает то, что первый случай имеет ухудшение производительности на 5,8 дБ по сравнению со вторым случаем.
[100] Между тем, можно отметить, что производительность по BLER улучшается по мере того, как число (#) PTRS увеличивается, и производительность по BLER идеальной CPE-компенсации может достигаться с незначительными потерями производительности, когда число (#) PTRS равно или выше 4. Другими словами, 4 или 8 PTRS достаточно для CPE-оценки независимо от TRB-размера.
[101] Наблюдение 1: Разрыв в производительности по BLER согласно частотной PTRS-плотности является гораздо более высоким по мере того, как TRB-размер является большим.
[102] Наблюдение 2: 4 или 8 PTRS достаточно для CPE-оценки независимо от # TRB.
[103] PTRS-плотность во временной области
[104] Фиг. 10 иллюстрирует производительность по BLER для различных временных плотностей и 4/64 TRB.
[105] Фиг. 10 отображает производительность по BLER согласно PTRS-интервалу (1/2) во временной области. Здесь, # PTRS в OFDM-символе равно 4.
[106] Аналогично результатам оценки на фиг. 8 и фиг. 9, также можно видеть, что разрыв в производительности по BLER согласно временной PTRS-плотности является гораздо более высоким по мере того, как TRB-размер является большим. В частности, для PTRS-интервала 2 в 64 TRB наблюдается значительное ухудшение производительности. Напротив, для 4 TRB, PTRS-интервал 2 показывает ухудшение производительности на 0,6 дБ по сравнению с интервалом 1 при BLER=0,1.
[107] Наблюдение 3: Разрыв в производительности по BLER согласно временной PTRS-плотности является гораздо более высоким по мере того, как TRB-размер является большим.
[108] Пропускная способность для различных частотных/временных PTRS-плотностей
[109] Фиг. 11 иллюстрирует спектральную эффективность для различных частотных PTRS-плотностей и 4 TRB.
[110] На фиг. 11, для TRB=4, наблюдается то, что не-CPE-компенсация имеет лучшую спектральную эффективность, чем CPE-компенсация с любым числом PTRS. Это обусловлено тем фактом, что для TRB=4, только один кодовый блок задается в кодовом слове, и он распределяется в субкадре, что ослабляет влияние фазового шума. По этой причине фиг. 3 показывает то, что производительность по BLER сильно не ухудшается даже для не-CPE-компенсации. Помимо этого, его размер информации превышает случаи CPE-компенсации, поскольку PTRS не задается в области данных. Как результат, можно видеть, что для TRB=4, потери пропускной способности вследствие PTRS превышают повышение производительности, обусловленное CPE-компенсацией. PTRS может включаться/выключаться согласно RB-размеру. Например, PTRS может не передаваться, когда RB-размер меньше предварительно заданного порогового размера, PTRS может передаваться, когда RB-размер равен или выше предварительно заданного порогового размера. Для этого случая, RB-размер может представлять собой размер диспетчеризованного RB или диспетчеризованной полосы пропускания (BW).
[111] Фиг. 12 иллюстрирует производительность по BLER для CFO=0 кГц/1,4 кГц.
[112] Тем не менее, PTRS требуется даже для небольшого TRB, поскольку CFO (смещение несущей частоты) вследствие локального осциллятора и Доплера должно учитываться с фазовым шумом. Фактически, фиг. 12 показывает то, что не-CPE-компенсация формирует BLER=1, тогда как CPE-компенсация при CFO=1,4 кГц показывает ухудшение производительности на 0,6 дБ по сравнению с производительностью при CFO=0 кГц. Следует отметить, что оценочное предположение указывает то, что CFO в UE равномерно распределяется при [-0,1, 0,1] миллионных долей, и для 30 ГГц, его максимальное CFO равно 3 кГц. Соответственно, PTRS должен требоваться для 4 TRB, и в силу этого должен рассматриваться компромисс между повышением производительности, обусловленным CPE-компенсацией, и PTRS-объемом служебной информации.
[113] Наблюдение 4: Для 4 TRB не-CPE-компенсация имеет лучшую спектральную эффективность, чем CPE-компенсация.
[114] Предложение 1: Должен рассматриваться компромисс между повышением производительности из CPE-компенсации и PTRS-объемом служебной информации.
[115] Между тем, CPE-оценка с использованием PTRS является идентичной CFO-оценке, которая активно изучается в течение многих лет. В частности, (полу)-слепая технология может предоставлять CFO-оценку без пилотных сигналов, что позволяет минимизировать потери пропускной способности вследствие пилотных сигналов. В этом случае слепая CPE-оценка может быть полезной для небольшого TRB-размера. Как результат, (полу)-слепая CPE-оценка должна изучаться.
[116] Предложение 2: (полу)-слепая CPE-оценка должна изучаться для небольшого TRB-размера.
[117] Фиг. 13 иллюстрирует спектральную эффективность для различных частотных PTRS-плотностей и 64 TRB.
[118] Напротив, на фиг. 13, для TRB=64 можно видеть, что CPE-компенсация достигает гораздо более высокой спектральной эффективности, чем не-CPE-компенсация. Это обусловлено тем, что для TRB=64, несколько кодовых блоков задаются в кодовом слове, и каждый кодовый блок распределяется в одном или двух OFDM-символах. Если возникает более высокий фазовый шум в конкретном OFDM-символе, кодовый блок, расположенный в OFDM-символе, имеет более высокую вероятность сбоя.
Фактически, из фиг. 4 и фиг. 5 также может проверяться то, что для TRB=64, не-CPE-компенсация или PTRS-интервал=2 показывает значительно ухудшенную производительность по BLER.
С другой стороны, наблюдение 2 указывает то, что RS-объем служебной информации становится небольшим по мере того, как TRB-размер увеличивается. Соответственно, для большого TRB-размера, CPE должен компенсироваться.
[119] Наблюдение 5: Для 64 TRB, CPE-компенсация за исключением PTRS=1 имеет лучшую спектральную эффективность, чем не-CPE-компенсация.
[120] Фиг. 14 иллюстрирует спектральную эффективность для различных временных PTRS-плотностей и 4/64 TRB.
[121] Аналогично, фиг. 14 также показывает то, что для TRB=4 временной PTRS-интервал 2 достигает более высокой спектральной эффективности, чем интервал 1, тогда как для TRB=64, интервал 1 имеет лучший интервал 2 спектральной эффективности.
[122] Наблюдение 6: Для TRB=4 временной PTRS-интервал 2 достигает более высокой спектральной эффективности, чем временной интервал 1. Напротив, для TRB=64 временной PTRS-интервал 1 достигает более высокой спектральной эффективности, чем временной интервал 2.
[123] Фиг. 11, фиг. 13, фиг. 14 показывают спектральную эффективность для различного числа (#) RB и PCRS-плотности в частотно-временной области.
[124] Предложение 3: Временной PTRS-интервал должен проектироваться гибко согласно TRB-размеру.
[125] Правило первого частотного и временного преобразования
[126] Фиг. 15 иллюстрирует первое частотно-временное преобразование.
[127] Фиг. 15 показывает производительность по BLER как для первого частотного преобразования, так и для первого временного преобразования. Здесь, приводятся AWGN-канал, 4 PTRS и MCS #26.
[128] На фиг. 15, можно видеть, что первое временное преобразование показывает лучшую производительность по BLER по сравнению с первым частотным преобразованием даже для CPE-компенсации. Это улучшение обусловлено тем, то что ICI и остаточные влияния CPE ослабляются посредством распределения кодового блока во временной области. Наряду с наблюдением 4, эти результаты оценки ясно показывают то, что распределение кодового блока во временной области представляет собой эффективный способ уменьшать влияние фазового шума.
[129] Наблюдение 7: Распределение кодового блока во временной области уменьшает влияние фазового шума даже для CPE-компенсации.
[130] Предложение 4: Должно рассматриваться распределение кодового блока во временной области.
[131] Меж-CB-(кодовыми блоками) перемежение
[132] В случае традиционной LTE-технологии после согласования скорости, заданного на основе кодового блока, биты для каждого кодового блока конкатенируются в порядке кодовых блоков и битов в каждом кодовом блоке. Нижеприведенная таблица 2 показывает определение конкатенации кодовых блоков, заданной в 3GPP TS 36.212.
[133] Табл. 2
5.1.5. Конкатенация кодовых блоков
rk
r
k
Входная битовая последовательность для блока конкатенации кодовых блоков представляют собой последовательности e, для r=0,..., C-1 и k=0,..., E-1. Выходная битовая последовательность для блока конкатенации кодовых блоков представляют собой последовательности f, для r=k=0,..., G-1.
Конкатенация кодовых блоков состоит из последовательной конкатенации выводов согласования скорости для различных кодовых блоков. Следовательно:
[134] В таблице 2, C, Er и G, соответственно, указывают номер кодового блока, число выходных битов r-ого кодового блока после согласования скорости и общее число битов, которое может передаваться через один транспортный блок. В TS 36.212 способ преобразования битов в элементы ресурсов после размещения битов согласно вышеописанной схеме конкатенации кодовых блоков задается следующим образом. Преобразование в элементы ресурсов (i,j) на антенном порту p, не зарезервированном для других целей, должно осуществляться в порядке возрастания сначала индекса k по назначенным блокам физических ресурсов, а затем индекса k, начиная с первого слота в субкадре. Здесь, k и l, соответственно, указывают индекс поднесущей и индекс OFDM-символа. Таким образом, поскольку модуляция выполняется в порядке кодовых блоков, и соответствующие символы последовательно преобразуются в элементы ресурсов согласно вышеописанной схеме преобразования, невозможно получать усиление при канальном кодировании через биты между кодовыми блоками. В том случае, если число OFDM-символов, занимаемых посредством одного кодового блока, снижается по мере того, как число RB трафика увеличивается, общая производительность (например, BLER) может ухудшаться, поскольку соответствующее усиление при кодировании не достигается в ситуации, когда большое количество ошибок возникает в конкретном OFDM-символе из принимаемых символов. Чтобы преодолевать это ухудшение производительности, перемежение может выполняться между битами кодовых блоков.
[135] Вариант 1 осуществления
В качестве варианта осуществления, может рассматриваться способ выполнения меж-CB-перемежения в конкатенации кодовых блоков.
[136] Меж-CB-перемежение для всех кодовых блоков
[137] Нижеприведенная таблица 3 показывает пример меж-CB-перемежения для каждого 1 бита для всех кодовых блоков.
[138] Табл. 3
[139] Переменные в таблице 3 имеют смысл, идентичный смыслу в таблице 2. Тем не менее, новая заданная переменная, Emax, означает максимальное значение Er, который указывает число битов для каждого кодового блока после согласования скорости. Вышеприведенное уравнение представляет собой пример перемежения выполнения для битов всех кодовых блоков для каждого одного бита. Нижеприведенный чертеж показывает пример перемежения согласно вышеприведенному уравнению.
[140] Фиг. 16 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения для полной таблицы кодирования (бит за битом), и фиг. 17 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения для полной таблицы кодирования (B битов за B битами).
[141] На фиг. 16 и 17, i и j, соответственно, означают индекс кодового блока и битовый индекс, и b (i, j) означает j-ый бит i-ого кодового блока. Уравнение в нижеприведенной таблице 4 показывает пример перемежения битов на основе B битов, соответствующих конкретному значению.
[142] Табл. 4
[143] Меж-CB-перемежение для группы кодовых блоков
[144] Поскольку в случае меж-CB-перемежения для всего кодового блока, перемежение выполняется для всех кодовых блоков, может возникать такая проблема, как снижение скорости декодирования. Таким образом, если все кодовые блоки разделяются на несколько групп, и меж-CB-перемежение выполняется в каждой группе, снижение скорости декодирования может уменьшаться. Уравнение в нижеприведенной таблице 5 показывает пример меж-CB-перемежения для каждого 1 бита для группы кодовых блоков, включающей в себя Q кодовых блоков.
[145] Табл. 5
[146] Уравнение в таблице 5 соответствует примеру перемежения битов всех кодовых блоков для каждого одного бита.
[147] Фиг. 18 показывает пример перемежения согласно уравнению в таблице 5.
[148] Фиг. 18 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения для группы кодовых блоков (бит за битом), и фиг. 19 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения для группы кодовых блоков для группы кодовых блоков (B битов за B битами). Уравнение в нижеприведенной таблице 6 показывает пример перемежения битов на основе B битов, соответствующих конкретному значению.
[149] Табл. 6
[150] Когда меж-CB-перемежение выполняется на основе группы кодовых блоков, как показано в вышеприведенном примере, приемный конец может выполнять декодирование после приема всех кодовых блоков в группе кодовых блоков. В этом случае CRC для каждого кодового блока в группе кодовых блоков может задаваться на основе группы кодовых блоков. Таким образом, можно уменьшать потери, вызываемые посредством дополнительных CRC-битов, посредством задания CRC на основе группы кодовых блоков, а не на основе кодового блока, аналогично предшествующему уровню техники.
[151] Вариант 2 осуществления
В качестве другого варианта осуществления, можно выполнять перемежение между кодовыми блоками в процессе сразу после блока конкатенации кодовых блоков во время вышеописанной процедуры. В этом случае перемежение может выполняться идентичным или аналогичным способом, как описано в вышеуказанном варианте осуществления.
[152] Вариант 3 осуществления
В качестве дополнительного варианта осуществления, можно выполнять перемежение уровня символов между кодовыми блоками в процессе сразу после блока модуляции во время вышеописанной процедуры. В этом случае перемежение выполняется на основе модулированного символа. В случае перемежения между символами модуляции, перемежение может выполняться для всех символов модуляции или символов модуляции в каждой группе кодовых блоков.
[153] Меж-CB-перемежение на уровне символов для всех кодовых блоков
[154] Фиг. 20 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения на уровне символов для всех кодовых блоков (символ за символом), и фиг. 21 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения на уровне символов для всех кодовых блоков (Nsg-символ за Nsg-символом).
[155] На фиг. 20 и 21, Nsym и Neb, соответственно, означают число модулированных символов и число кодовых блоков. Помимо этого, i, j и s(i,j), соответственно, означают индекс модулированного символа, индекс кодового блока и j-ый модулированный символ i-ого кодового блока. Фиг. 21 показывает пример меж-CB-перемежения на уровне символов, выполняемого для всех кодовых блоков на основе Nsg-символа.
[156] Меж-CB-перемежение на уровне символов для группы кодовых блоков
[157] Фиг. 22 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения на уровне символов для группы кодовых блоков (символ за символом), и фиг. 23 является схемой, иллюстрирующей пример меж-CB-перемежения на уровне символов для группы кодовых блоков (Nsg-символ за Nsg-символом).
[158] На фиг. 22 и 23, Ncbg означает число кодовых блоков, которые задают группу кодовых блоков. Фиг. 23 показывает пример меж-CB-перемежения на уровне символов, выполняемого для группы кодовых блоков на основе Nsg-символа.
[159] В примерах, показанных на фиг. 22 и 23, приемный конец может выполнять декодирование после приема всех кодовых блоков, включенных в группу кодовых блоков. В этом случае CRC для каждого кодового блока в группе кодовых блоков может задаваться на основе группы кодовых блоков. Таким образом, можно уменьшать потери, вызываемые посредством дополнительных CRC-битов, посредством задания CRC на основе группы кодовых блоков, а не на основе кодового блока, аналогично предшествующему уровню техники.
[160] Во всех предложенных вариантах осуществления, связанных с меж-CB-перемежением, биты или символы модуляции после меж-CB-перемежения проходят через процесс формирования OFDM-сигналов и затем передаются из BS в UE через отдельные порты.
Предложение 5:
[161]
[162] В окружении, в котором производительность значительно ухудшается вследствие фазового шума, BS может передавать, в UE, то, используется ли опорный сигнал компенсации фазового шума (PCRS), через управляющую информацию нисходящей линии связи (DCI) или сигнализацию уровня управления радиоресурсами (RRC). В этом случае то, используется или передается либо нет PCRS, может определяться на основе, по меньшей мере, одного из следующих вопросов: уровень схемы модуляции и кодирования (MCS), число (назначаемых или диспетчеризованных) блоков ресурсов (RB) трафика, число транспортных кодовых блоков (CB), и то, используется ли меж-CB-перемежение. Например, BS может выполнять PCRS-передачу, когда удовлетворяется, по меньшей мере, одно из следующих условий: когда уровень MCS равен или выше конкретного уровня MCS, когда число RB трафика равно или больше конкретного числа, когда число транспортных CB равно или больше конкретного числа, и когда не используется меж-CB-перемежение. С этой целью, BS может информировать UE в отношении того, используется ли PCRS, через DCI или передачу служебных RRC-сигналов. Помимо этого, когда UE принимает PCRS на основе информации, принимаемой через DCI или передачу служебных RRC-сигналов, UE может оценивать и компенсировать нарушение, вызываемое посредством фазового шума, с использованием PCRS. Альтернативно, UE может оценивать фазовую ошибку (например, CPE).
[163] Фазовый шум может вызывать значительное ухудшение производительности системы в полосах высоких частот. Таким образом, когда производительность значительно ухудшается вследствие фазового шума, опорный сигнал (RS) для оценки и компенсации сдвига фаз, вызываемого посредством фазового шума, требуется. Тем не менее, даже когда PCRS используется, RS-объем служебной информации может увеличиваться. Чтобы преодолевать этот недостаток, PCRS должен использоваться избирательным способом, например, когда фазовый шум значительно затрагивает производительность. В частности, даже когда системы используют идентичную несущую частоту, влияние фазового шума может изменяться согласно параметрам передачи. Например, когда уровень MCS является высоким, когда число RB трафика является высоким, когда число CB является высоким, и/или когда меж-CB-перемежение не используется, ухудшение производительности, вызываемое посредством фазового шума, увеличивается. Использование PCRS может быть ограничено конкретным случаем. В этом случае BS определяет то, следует ли использовать PCRS, в зависимости от системных ситуаций, и сообщает в служебных сигналах в UE результат того, используется ли PCRS, за счет этого повышая эффективность системы.
[164] Фиг. 24 является схемой, иллюстрирующей пример PCRS-компоновки (заданной на основе 2 RB).
[165] Фиг. 24 показывает пример PCRS, заданного на основе 2 RB. Когда удовлетворяются следующие условия: уровень MCS, равный или больший конкретного уровня MCS, и/или число RB трафика, равное или большее конкретного числа, и/или число транспортных CB, равное или большее конкретного числа, и/или неиспользование меж-CB-перемежения, BS может передавать в служебных сигналах в UE то, используется ли PCRS-передача, чтобы информировать UE в отношении того, используется ли PCRS, и затем передавать PCRS. Когда BS указывает использование PCRS, UE оценивает и компенсирует нарушение, вызываемое посредством фазового шума, с использованием принимаемого PCRS.
[166] В примере по фиг. 24, предполагается, что когда BS намеревается передавать PCRS, передает в служебных сигналах в UE то, передается (или используется) либо нет PCRS. Тем не менее, PCRS-передача может инициироваться без дополнительной сигнализации. Например, когда условия "уровень MCS, равный или больший конкретного уровня MCS, и/или число RB трафика, равное или большее конкретного числа, и/или число транспортных CB, равное или большее конкретного числа, и/или неиспользование меж-CB-перемежения", которые предварительно определены между BS и UE, удовлетворяются, система может задаваться таким образом, что BS выполняет PCRS-передачу без дополнительной сигнализации, и UE оценивает и компенсирует нарушение, вызываемое посредством фазового шума, с использованием принимаемого PCRS.
Предложение 6:
[167]
[168] BS может информировать UE в отношении того, используется ли меж-CB-перемежение, через DCI/передачу служебных RRC-сигналов, чтобы избирательно использовать схему меж-CB-перемежения согласно окружениям передачи. В этом случае то, используется ли схема меж-CB-перемежения, может определяться со ссылкой, по меньшей мере, на одно из уровня MCS, числа RB трафика и числа транспортных CB, включенных в DCI/RRC. Например, если то, что уровень MCS равен или выше конкретного уровня MCS, и/или число RB трафика равно или больше конкретного числа, и/или число транспортных CB равно или больше конкретного числа, удовлетворяется, BS использует схему меж-CB-перемежения и затем передает в служебных сигналах использование схемы меж-CB-перемежения в UE. Когда сигнализация, указывающая то, используется ли меж-CB-перемежение, указывает то, что схема меж-CB-перемежения используется, UE принимает данные посредством выполнения обратного перемежения на основе схемы меж-CB-перемежения.
[169] Фазовый шум может вызывать значительное ухудшение производительности системы в полосах высоких частот. В этом случае нарушение, вызываемое посредством фазового шума, может классифицироваться на два типа: общая фазовая ошибка, которая обычно возникает во всей полосе пропускания частот на основе OFDM-символа, и помехи между несущими. Влияние фазового шума может изменяться в каждом OFDM-символе. Таким образом, когда фазовый шум значительно затрагивает конкретный OFDM-символ, производительность соответствующего символа может значительно ухудшаться. Помимо этого, когда схема первого частотного преобразования используется, это может вызывать серьезное ухудшение производительности вследствие уменьшения усиления при канальном кодировании во временной области. В частности, аналогично LTE-технологии, когда сегментация применяется ко всем транспортным блокам со ссылкой на конкретный максимальный размер, и используется схема первого частотного преобразования, число сегментированных кодовых блоков снижается по мере того, как число RB трафика увеличивается, и число символов модуляции для получения усиления при кодировании в одном кодовом блоке во временной области также снижается. Таким образом, это может вызывать такую проблему, что ухудшение производительности вследствие фазового шума увеличивается. В качестве способа решения этой проблемы, когда уровень MCS равен или выше конкретного уровня MCS, и/или число RB трафика равно или больше конкретного числа, и/или число транспортных CB равно или больше конкретного числа, т.е. в окружении, в котором влияние фазового шума может увеличиваться, может рассматриваться схема, в которой BS передает в служебных сигналах в UE необходимость использовать схему меж-CB-перемежения. Тем не менее, если число CB, в которых меж-CB-перемежение выполняется, является большим, и меж-CB-перемежение выполняется для всех CB, скорость декодирования приемного конца может быть ограничена (снижена). Чтобы компенсировать эту проблему, приемный конец (например, UE) может выполнять меж-CB-перемежение посредством группировки CB, в которых должно выполняться меж-CB-перемежение, на основе конкретного размера.
Вариант 1 осуществления предложения 6
[170]
[171] Меж-CB-перемежение предложения 6 может включать в себя все примеры меж-CB-перемежения, заданного в LTE/LTE-A-системе. В этом случае BS может информировать UE в отношении того, используется (или выполняется) либо нет схема меж-CB-перемежения, через DCI или передачу служебных RRC-сигналов, и значения, заданные в каждом случае, используются для отдельных переменных, B и/или Q, и/или Ncbg, и/или Nsg. Здесь, B и Q являются переменными в таблице 6, Ncbg означает номер кодового блока для задания группы кодовых блоков, и Nsg означает номер единицы символа, когда меж-CB-перемежение на уровне символов выполняется для группы кодовых блоков.
[172] Альтернативно, можно адаптивно выбирать значения переменных B и/или Q варианта 1 осуществления и варианта 2 осуществления, связанных с меж-CB-перемежением, и использовать адаптивно выбранные значения. Таким образом, BS может передавать, в UE, информацию относительно того, используется ли схема меж-CB-перемежения, и/или информацию относительно B, и/или информацию относительно Q, через DCI или передачу служебных RRC-сигналов. Кроме того, можно адаптивно выбирать значения переменных Ncbg и/или Nsg варианта 3 осуществления, связанных с меж-CB-перемежением, и использовать адаптивно выбранные значения. Таким образом, BS может передавать, в UE, информацию относительно того, используется ли схема меж-CB-перемежения, и/или информацию относительно Ncbg, и/или информацию относительно Nsg, через DCI или передачу служебных RRC-сигналов.
Вариант 2 осуществления предложения 6
[173]
[174] Согласно варианту 1 осуществления предложения 6, когда меж-CB-перемежение выполняется, BS может передавать в служебных сигналах в UE информацию относительно того, выполняется (или используется) либо нет меж-CB-перемежение, и/или информацию относительно B, и/или информацию относительно Q, и/или информацию относительно Ncbg, и/или информацию относительно Nsg. Тем не менее, меж-CB-перемежение может инициироваться без дополнительной сигнализации. Таким образом, когда конкретный уровень MCS и/или конкретное число RB трафика, и/или конкретное число транспортных CB, которые предварительно определены между BS и UE, удовлетворяется, меж-CB-перемежение выполняется без дополнительной сигнализации, и в этом случае UE использует B и/или Q, и/или Ncbg, и/или Nsg, заданную в каждом случае. Альтернативно, меж-CB-перемежение инициируется, как описано выше, но значения параметров, B и/или Q, и/или Ncbg, и/или Nsg, могут передаваться в служебных сигналах посредством BS в UE через DCI или передачу служебных RRC-сигналов.
[175] В вышеописанных предложениях 4, 5 и 6, предполагается передача по нисходящей линии связи.
Тем не менее, все технологии и варианты осуществления, предложенные в предложениях 4, 5 и 6, могут применяться к передаче по восходящей линии связи, в которой используется OFDM-передача.
Предложение 7:
[176]
[177] Число PTRS в частотной области может задаваться фиксированно равным конкретному значению независимо от числа RB трафика (TRB). Фиг. 8 и 9 показывают то, что когда число PTRS в частотной области равно 4 или 8, BLER-кривая приближается к BLER-кривой в идеальном случае. Таким образом, можно видеть, что число PTRS в частотной области определяется независимо от числа TRB. Таким образом, если число PTRS в частотной области предположительно составляет N, N может задаваться следующим образом. Согласно описанию изобретения, N может задаваться посредством правила. Таким образом, N может определяться в качестве 4 или 8 независимо от числа TRB. Альтернативно, BS может информировать UE в отношении числа PTRS, N, через передачу служебных RRC-сигналов или DCI.
[178] Фиг. 25 является схемой, иллюстрирующей два типа PTRS: распределенный тип PTRS и локализованный тип PTRS, когда число PTRS равно 4.
[179] На фиг. 25, распределенный тип означает проектирование частотного разнесения между PTRS таким образом, что оно является равномерным в пределах данного TBS. С другой стороны, локализованный тип означает нахождение PTRS в центре данного TBS или в конкретной позиции. BS может информировать UE в отношении того, используется распределенный тип или локализованный тип, через DCI или передачу служебных RRC-сигналов. Альтернативно, один из типов может быть предварительно задан посредством правила.
[180] Между тем, число PTRS в частотной области может измениться с учетом TRB-размера. Когда TRB имеет большой размер, RS-объем служебной информации снижается, можно улучшать производительность CFO- и CPE-оценки посредством назначения дополнительных RS в частотной области. Следовательно, число PTRS в частотной области может задаваться следующим образом.
[181] Если TRB-размер <= N (например, 8)
[182] число (#) PTRS в частотной области=M1 (к примеру, 4)
[183] Иначе
[184] число (#) PTRS в частотной области=M2 (к примеру, 8)
[185] В этом случае BS может передавать значения N, M1 и M2 в UE через передачу служебных RRC-сигналов или DCI. Альтернативно, значения N, M1 и M2 могут задаваться или определяться посредством правила заранее.
Предложение 8:
[186]
[187] PTRS-интервал во временной области (временной PTRS-интервал) может задаваться фиксированно равным конкретному значению независимо от числа RB трафика (TRB). Фиг. 14 иллюстрирует спектральную эффективность в зависимости от TRB-размера и временного PTRS-интервала. На фиг. 14, когда TRB-размер равен 4, случай, в котором интервал равен 2, показывает лучшую производительность, чем случай, в котором интервал равен 1. Между тем, когда TRB-размер равен 64, случай, в котором интервал равен 1, показывает лучшую производительность, чем случай, в котором интервал равен 2. Другими словами, когда TRB-размер является небольшим, потери пропускной способности вследствие RS-объема служебной информации могут быть выше усиления, полученного из CPE-компенсации. Таким образом, в зависимости от TRB-размера, временной PTRS-интервал может задаваться следующим образом.
[188] 1. В случае TRB-размера ≤ N (например, 8), временной PTRS-интервал задается как M1 (например, 2).
[189] 2. В случае TRB-размера > N, временной PTRS-интервал задается как M2 (например, 1).
[190] В этом случае N, M1 и M2 могут задаваться согласно предварительно определенному правилу. Альтернативно, BS может передавать значения N, M1 и M2 в UE через передачу служебных RRC-сигналов и/или DCI. Между тем, временной PTRS-интервал может определяться посредством TRB-размера, кодовой скорости (CR) и/или порядка модуляции (MO). На фиг. 14, MO и CR задаются равными 64-QAM и 5/6, соответственно. Если MO или CR увеличивается, временной интервал может снижаться до 1, а не до 2. Таким образом, вышеописанный вариант осуществления может модифицироваться следующим образом.
[191] Если TRB-размер <= N (например, 8)
[192] Если CR <= M (например, 5/6)
[193] Временной PTRS-интервал=2
[194] Иначе
[195] Временной PTRS-интервал=1
[196] Иначе
[197] Временной PTRS-интервал=1.
[198] Между тем, PTRS может использоваться для оценки смещения несущей частоты (CFO). В этом случае BS может определять произвольный временной PTRS-интервал и затем передавать информацию относительно определенного временного PTRS-интервала в UE. Альтернативно, когда выполняется только CFO-оценка, временной PTRS-интервал уже определен между передатчиком и приемником. При необходимости, BS может передавать в служебных сигналах в UE включение/выключение соответствующего временного PTRS-интервала через DCI.
[199] Фиг. 26 является схемой, иллюстрирующей примеры PTRS-шаблонов.
[200] Со ссылкой на фиг. 26, PTRS-шаблоны могут определяться следующим образом согласно различным MCS и PRB.
[201] 1). Высокая MCS (например, #26)+большой PRB (например, 32 PRB): Шаблон 1, показанный на фиг. 26
[202] 2). Высокая MCS (например, #26)+средний PRB (например, 8 PRB): Шаблон 2, показанный на фиг. 26
[203] 3). Низкая MCS (например, #16) или небольшой PRB (например, 4 PRB): Шаблон 3, показанный на фиг. 26
[204] Между тем, BS может передавать информацию преобразования между PTRS-шаблоном и MCS/PRB в UE через передачу служебных RRC-сигналов или DCI. Альтернативно, преобразование между PTRS-шаблонами и MCS/PRB может быть предварительно задано согласно правилу.
[205] Помимо этого, RS-объем служебной информации может минимизироваться посредством адаптивного регулирования PTRS-шаблона согласно уровню MCS и/или PRB-размеру. Например, когда PRB-размер является небольшим, RS-объем служебной информации может минимизироваться посредством применения только шаблона 3 по фиг. 26. С другой стороны, когда PRB-размер является большим, применяется шаблон 1 по фиг. 26. Тем не менее, RS-объем служебной информации относительно снижается вследствие большого PRB-размера.
Предложение 9:
[206]
[207] Схема PTRS-преобразования может определяться согласно TRB-размерам.
[208] Фиг. 15 показывает то, что когда первое временное преобразование выполняется для данных, оно является более надежным касательно фазового шума по сравнению с первым частотным преобразованием. Между тем, на фиг. 8, 9 и 10, только один кодовый блок задается, когда TRB-размер является небольшим. Таким образом, даже если первое частотное преобразование выполняется, результат является идентичным результату частотно-временного преобразования. Тем не менее, можно видеть, что когда TRB-размер является большим, первое временное преобразование или кодовое распределение во временной области гарантирует более высокое повышение производительности.
[209] Следовательно, схема PTRS-преобразования может определяться следующим образом.
[210] 1. В случае TRB-размера <= N (например, 8), первое частотное преобразование выполняется для данных.
[211] 2. В случае TRB-размера > N, первое временное преобразование или кодовое распределение во временной области либо новое кодовое распределение выполняется для данных.
[212] В этом случае новая схема кодового распределения включает в себя все предложенные способы, связанные с меж-CB-перемежением. Между тем, N может быть предварительно задан согласно правилу. Альтернативно, BS может информировать UE в отношении N через DCI или передачу служебных RRC-сигналов. Помимо этого, в случае URLLC-услуги, в которой задержка при декодировании является очень важной, первое частотное преобразование может всегда выполняться независимо от N. Кроме того, когда кодовая скорость или порядок модуляции снижается, ухудшение производительности вследствие первого частотного преобразования также снижается. Таким образом, в этом случае N может определяться на основе TRB-размера и/или кодовой скорости, и/или порядка модуляции.
Предложение 10
[213]
[214] То, передается ли PTRS, определяется посредством TRB-размера и характеристик BS и/или UE.
[215] Фиг. 11 показывает то, что случай, в котором PTRS не передается, имеет лучшую производительность, чем случай, в котором PTRS передается. Между тем, фиг. 12 показывает то, что когда возникает CFO в 1,4 кГц, связь сбоит, если PTRS не передается. Если абсолютная величина CFO является чрезвычайно небольшой вследствие превосходных осцилляторов UE и BS, и TRB-размер также является небольшим, лучше не передавать PTRS. С этой целью, UE может передавать информацию, связанную с CFO (например, осциллятором, перемещением или скоростью), в BS. После этого, BS может определять то, передается ли PTRS, на основе информации, связанной с CFO UE, и затем информировать UE в отношении того, передается ли PTRS.
Совместно используемый PTRS (PTRS, совместно используемый с другим UE)
[216]
[217] PTRS может разделяться на совместно используемый PTRS (т.е. PTRS, совместно используемый с другим UE) и UE-задаваемый PTRS (т.е. PTRS, выделяемый конкретному UE заданным способом).
Предложение 11:
[218]  PTRS-ресурс может быть определен посредством RB-индекса и/или индекса символа.
[219] BS может передавать информацию, по меньшей мере, одного из заданных PTRS-ресурсов в UE через передачу служебных RRC-сигналов или DCI. Помимо этого, BS может передавать в служебных сигналах в UE выбранный PTRS-ресурс через DCI.
[220] Фиг. 27 является схемой, иллюстрирующей примеры наборов PTRS-ресурсов.
[221] Фиг. 27 показывает три набора PTRS-ресурсов. В частности, в случае PTRS-ресурса 1, PTRS задается в обеих областях A и B, в случае PTRS-ресурса 2, PTRS задается только в области A, и в случае PTRS-ресурса 3, PTRS задается только в области B. BS может передавать информацию относительно всех трех наборов PTRS-ресурсов в UE через передачу служебных RRC-сигналов. Помимо этого, BS может передавать информацию относительно текущего управляемого PTRS-ресурса (или выбранного PTRS-ресурса) в UE через DCI. Если RB в области A назначаются UE, и PTRS-ресурс 3 сконфигурирован для UE, UE выполняет CPE-оценку с использованием PTRS-ресурсов, включенных в ее область. Если PTRS-ресурс 2 сконфигурирован для UE, UE выполняет CPE-оценку с использованием PTRS-ресурсов в области B. Дополнительно, если PTRS-ресурс 1 сконфигурирован для UE, UE выполняет CPE-оценку более точно с использованием всех PTRS-ресурсов в областях A и B.
[222] Между тем, BS задает субкадры в качестве PTRS-ресурса 2 и предполагает ситуацию, в которой RB в области B назначаются UE, хотя UE не должно обязательно выполнять CPE-компенсацию. В этом случае BS передает информацию относительно PTRS-ресурсов в соответствующее UE через DCI, и UE выясняет местоположения PTRS-ресурсов через DCI и не обрабатывает PTRS-ресурсы в качестве RE для данных. Если RB в области A назначаются UE, BS не должна информировать текущие заданные PTRS-ресурсы через DCI.
Предложение 11-1
[223]
[224] Фиг. 28 является схемой, иллюстрирующей предварительно кодированный PTRS-ресурс 1.
[225] В предложении 11 предварительное PTRS-кодирование выполняется согласно предварительному DMRS-кодированию в соответствующем RB. На фиг. 28, предполагается, что область A назначается UE 1, и область B назначается UE 2. В этом случае предварительное PTRS-кодирование, заданное в областях A и B, является идентичным предварительному DMRS-кодированию, заданному в соответствующих областях. Если PTRS-ресурс 1 сконфигурирован для UE 1, UE 1 может распознавать, что PTRS присутствуют в области B, и в силу этого выполнять более точную CPE-оценку с использованием PTRS.
Между тем, если PTRS-ресурс 2 сконфигурирован для UE 2, UE 2 не может распознавать, что PTRS присутствуют в области A. Таким образом, UE 2 выполняет CPE-оценку с использованием только PTRS, заданных в области B.
Предложение 11-2
[226]
[227] Фиг. 29 является схемой, иллюстрирующей PTRS-тип A на основе циклического повторения предварительного кодирования, и фиг. 30 является схемой, иллюстрирующей PTRS-тип B на основе циклического повторения предварительного кодирования.
[228] В предложении 11, предварительное PTRS-кодирование может задаваться с возможностью выполняться в форме циклического повторения для каждой RB-группы. Помимо этого, в предложении 11-1, поскольку предварительное кодирование в областях A и B выполняется согласно предварительному DMRS-кодированию в соответствующих областях, предварительное кодирование в области A может быть идентичным или отличающимся от предварительного кодирования в области B. Тем не менее, согласно предложению 11-2, предварительное кодирование в областях A и B не связано с предварительным DMRS-кодированием в соответствующих областях, предварительное кодирование в области A может задаваться таким образом, что оно отличается от предварительного кодирования в области B. В этом случае поскольку другое предварительное PTRS-кодирование задается, UE может получать пространственное разнесение при выполнении CPE-оценки.
[229] Между тем, некоторые RE для DMRS могут заменяться PTRS, как показано на фиг. 30. В этом случае хотя производительность CPE-оценки между вторым и третьим символами может улучшаться, производительность оценки канала через DMRS может частично снижаться.
Предложение 11-3
[230]
[231] Фиг. 31 является схемой, иллюстрирующей пример PTRS без предварительного кодирования.
[232] В предложении 11, PTRS может задаваться в форме без предварительного кодирования. Фиг. 31 показывает то, что все PTRS задаются в форме без предварительного кодирования. В этом случае PTRS в областях A и B по фиг. 31 принимаются с идентичным усилением луча.
Между тем, аналогично фиг. 30, некоторые RE для DMRS могут заменяться PTRS без предварительного кодирования.
[233] Помимо этого, BS может конфигурировать такую схему предварительного кодирования для UE через передачу служебных RRC-сигналов. Альтернативно, схема предварительного кодирования может быть включена в конфигурацию PTRS-ресурсов в предложении 11.
[234] Фиг. 32 является схемой, иллюстрирующей PTRS-шаблоны.
[235] На фиг. 32, седьмой OFDM-символ должен приниматься, чтобы вычислять канальное значение четвертого OFDM-символа. Тем не менее, это может вызывать серьезную проблему в варианте применения, в котором задержка является важной. Между тем, отсутствует проблема задержки в шаблоне 1, проиллюстрированном на фиг. 32. Соответственно, в случае услуги, в которой задержка является важной, шаблон 1 должен выбираться, даже если TRB-размер является небольшим.
Конкретный для соты PTRS
[236]
[237] В различных сотах, местоположение совместно используемого PTRS может задаваться таким образом, что оно отличается в частотно-временной области. В этом случае совместно используемое PTRS-местоположение может быть сконфигурировано посредством BS для UE через передачу служебных RRC-сигналов или задаваться на основе идентификатора соты. В различных сотах, совместно используемое PTRS-местоположение во временной области может быть размещено рядом с DMRS. Помимо этого, когда используется предварительное кодирование, идентичное предварительному кодированию DMRS, совместно используемый PTRS задается в символах с идентичным индексом во временной области. В различных сотах, совместно используемое PTRS-местоположение во временной области может быть размещено рядом с DMRS. Кроме того, когда используется предварительное кодирование, отличающееся от предварительного кодирования DMRS, либо отсутствует предварительное кодирование (т.е. без предварительного кодирования), совместно используемый PTRS может задаваться как символы, соответствующие двум индексам символов во временной области.
[238] UE может передавать параметр, связанный с его уровнем фазового шума, в BS через передачу служебных RRC-сигналов и т.п., и BS может определять PTRS-шаблон либо то, следует ли передавать PTRS, на основе параметра, передаваемого из UE. Здесь, PTRS-шаблон может определяться согласно TRB-размеру, кодовой скорости, порядку модуляции и типу услуги.
[239] Выше описывается изобретение посредством разделения на различные варианты осуществления для удобства описания. Тем не менее, варианты осуществления могут комбинироваться друг с другом, чтобы реализовывать настоящее изобретение.
[240] Вышеописанные варианты осуществления могут соответствовать комбинациям элементов и признаков настоящего изобретения в предписанных формах. Так же, может быть возможность считать то, что соответствующие элементы или признаки могут быть избирательными, если они явно не упоминаются. Каждый из элементов или признаков может реализовываться в форме, не допускающей комбинирование с другими элементами или признаками. Кроме того, может быть возможность реализовывать вариант осуществления настоящего изобретения посредством частичного комбинирования элементов и/или признаков. Последовательность операций, поясненная для каждого варианта осуществления настоящего изобретения, может модифицироваться. Некоторые конфигурации или признаки одного варианта осуществления могут быть включены в другой вариант осуществления или могут заменяться соответствующими конфигурациями или признаками другого варианта осуществления. Так же, совершенно очевидно, что новый вариант осуществления может быть сконфигурирован посредством комбинирования пунктов формулы изобретения, не допускающих взаимосвязь на основе явной ссылки в прилагаемой формуле изобретения, или может быть включен в качестве новых пунктов формулы изобретения посредством изменения после подачи заявки.
[241] Специалистам в данной области техники должно быть очевидным, что настоящее изобретение может быть осуществлено в других конкретных формах без отступления от сущности и важнейших характеристик изобретения. Таким образом, вышеприведенные варианты осуществления должны рассматриваться во всех отношениях как иллюстративные, а не как ограничивающие. Объем изобретения должен определяться посредством обоснованной интерпретации прилагаемой формулы изобретения, и все изменения, которые осуществляются в пределах эквивалентного объема изобретения, включены в объем изобретения.
Промышленная применимость
[242] Способ приема управляющей информации для опорного сигнала, связанного с оценкой фазового шума, и пользовательское оборудование для означенного могут промышленно применяться к различным системам беспроводной связи, таким как 3GPP LTE/LTE-A-система, 5G-система и т.п.