УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ИНФОРМАЦИИ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ НЕЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
DEVICE FOR TRANSMITTING AND RECEIVING INFORMATION USING NONLINEAR FREQUENCY-MODULATED SIGNALS

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для передачи информации дискретными сигналами.
Известно устройство для передачи и приема информации с использованием ЛЧМ-сигналов (патент «Устройство для передачи и приема информации с использованием ЛЧМ-сигналов», №2013014, авторы Журавлев В.И.; Трусевич Н.П., патентообладатель: Московский технический университет связи и информатики) включающее на передающей стороне элемент НЕ, первый и второй элементы И, первый и второй формирователи импульсов, первый и второй формирующие ЛЧМ-фильтры, сумматор, передатчик, преобразователь кода, перемножитель, на приемной стороне линейный тракт приемника, первый и второй согласованные ЛЧМ - фильтры, первый и второй детекторы, огибающей, компаратор, первый сумматор, первый блок вре-, менного стробирования, тактовый синхронизатор, первый блок расширения импульсов, линейный тракт приемника, второй сумматор, фильтр нижних частот, второй бок временного стробирования, второй блок расширения импульсов, а также линию задержки и перемножитель.
Однако данное устройство не обеспечивает достаточную помехоустойчивость приема при малом отношении сигал/шум, так как мешает высокий уровень боковых лепестков сжатого ЛЧМ-сигнала, приводящий к сбою синхронизации по принимаемой последовательности вследствие генерации ложных синхроимпульсов по боковым лепесткам сжатого сигнала при сложении их с шумом.
Техническим результатом изобретения является повышение помехоустойчивости при малом отношении сигнал/шум.
Технический результат достигается тем, что в устройство для передачи и приема информации с использованием ЛЧМ-сигналов, содержащее на передающей стороне элемент НЕ, первый элемент и второй элементы И, преобразователь кода, последовательно соединенные сумматор, перемножитель, передатчик, при этом выход элемента НЕ соединен с первым входом второго элемента И, выход преобразователя кода соединен с перемножителем, на второй вход первого элемента И, второй вход второго элемента И, первый вход преобразователя кода поступают тактовые импульсы, на первый вход первого элемента И и вход элемента НЕ поступают информационные импульсы от первого источника информации, на второй вход преобразователя кода поступают информационные импульсы от второго источника информации, приемная сторона включает линейный тракт приемника, первый и второй детекторы огибающей, компаратор, первый и второй сумматоры, линию задержки, перемножитель, фильтр нижних частот, первый и второй блоки стробирования, первый и второй блоки расширения импульсов, тактовый синхронизатор, при этом выход первого детектора огибающей соединен с первым входом компаратора и вторым входом первого сумматора, выход второго детектора огибающей соединен со вторым входом компаратора и первым входом первого сумматора, выход второго сумматора соединен со входом линии задержки и входом перемножителя, последовательно соединены перемножитель, фильтр нижних частот, второй блок стробирования и второй блок расширения импульсов, последовательно соединены компаратор, первый блок стробирования и первый блок расширения импульсов, выход первого сумматора соединен со входом тактового синхронизатора, с выхода тактового синхронизатора тактовые импульсы поступают на синхровходы первого блока стробирования, второго блока стробирования, первого блока расширения импульсов, второго блока расширения импульсов, выходы первого и второго блоков расширения импульсов, являются соотвественно первым и вторым информационными выходами, дополнительно введены на передающей стороне первый и второй генераторы нелинейно-частотно-модулированных сигналов (НЧМ), входы которых подключены соотвественно к выходам первого и второго элементов И, а выходы соответственно к первому и второму входам сумматора, на приемной стороне дополнительно введены последовательно соединенные первая дисперсионная линия задержки (ДЛЗ) для НЧМ и первый полосовой фильтр с коррекцией, последовательно соединенные вторая ДЛЗ для НЧМ и второй полосовой фильтр с коррекцией, входы первой и второй ДЛЗ для НЧМ соединены с выходом линейного тракта приемника, а выходы первого и второго полосового фильтра с коррекцией соотвественно соединены с входами первого и второго детектора огибающей и первым и вторым входом второго сумматора.
Сущность изобретения заключается в том, что дополнительно введенные в схему на передающей стороне первый и второй генераторы нелинейно-частотно-модулированных сигналов и дополнительно введенные на приемной стороне последовательно соединенные первая ДЛЗ для НЧМ и первый полосовой фильтр с коррекцией, последовательно соединенные вторая ДЛЗ для НЧМ и второй полосовой фильтр обеспечивают низкий уровень боковых лепестков сжатых нелинейно частотно-модулированных сигналов в приемном устройстве на выходе детекторов огибающей. В результате снижения уровня боковых лепестков сжатого импульса уменьшается вероятность ложного срабатывания тактового синхронизатора за счет сложения помехи и боковых лепестков на его входе, что в свою очередь повышает помехоустойчивость работы схемы в целом.
На фиг.1 представлена схема предлагаемого изобретения, где обозначено 1 - элемент НЕ, 2, 3 - первый и второй элементы И, 4, 5 - первый и второй генераторы НЧМ сигналов, 6 - сумматор, 7 - перемножитель, 8 - передатчик, 9 - преобразователь кода, 10 - линейный тракт приемника, 11, 12 первая и вторая ДЛЗ для НЧМ, 13, 14 - первый и второй полосовые фильтры с коррекцией, 15, 16 - первый и второй детекторы огибающей, 17 - компаратор, 18, 19 - первый и второй сумматоры, 20 - линия задержки, 21 - перемножитель, 22 - первый блок стробирования, 23 - тактовый синхронизатор, 24 - фильтр нижних частот, 25 - второй блок стробирования, 26, 27 - первый и второй блоки расширения импульсов.
Первый генератор НЧМ сигнала 4 предназначен для генерации нелинейно-частотного модулированного сигнала в полосе частот по закону с возрастающей нелинейно-частотной модуляцией, представленного на фиг.2а.
Второй генератор НЧМ сигнала 5 предназначен для генерации нелинейно-частотного модулированного сигнала в полосе частот по закону с убывающей нелинейно-частотной модуляцией, представленного на фиг.2б.
Известно, что нелинейная модуляция частоты (см., например, Вакман Д.Е. Сложные сигналы и принцип неопределенности в радиолокации. М.: Советское радио, 1965 г., 215 стр.), приводит к округлению амплитудного спектра такого сигнала (фиг.3б) по отношению к ЛЧМ сигналу (фиг.3а), что в свою очередь ведет к уменьшению боковых лепестков автокорреляционной функции НЧМ сигнала (фиг.4б) по отношению к ЛЧМ сигналу (фиг.4а). Генераторы НЧМ могут быть выполнены в виде последовательно соединенных формирователей напряжения (генерирующих импульсы, огибающая которых прямопрорциональна законам изменения частоты (фиг.2)) и частотных модуляторов.
ДЛЗ для НЧМ сигнала 11, 12 предназначены для сжатия НЧМ сигналов. Отличительной особенностью введенных ДЛЗ для НЧМ является заложенный в них закон группового времени запаздывания (ГВЗ). Требуемый закон ГВЗ для сигнала с возрастающей НЧМ (база НЧМ сигнала равна 9) представлен на фиг.6а, для сигнала с убывающей НЧМ на фиг.66. Законы ГВЗ (фиг.6а, б) обеспечивают такую задержку спектральных составляющих на выходе ДЛЗ для НЧМ относительно ее входа, что спектральные составляющие во время существования боковых лепестков складываются в противофазе, а во время существования основного лепестка в фазе.
Полосовые фильтры с коррекцией 13, 14 предназначены для обработки амплитудного спектра НЧМ сигналов, приводящей спектр к виду гауссовой кривой и как следствие к полному исключению боковых лепестков сжатого сигнала, математическим доказательством отсутствия боковых лепестков является свойство преобразования Фурье: сигнал с огибающей спектра, соответствующей гауссовой кривой имеет огибающую во временной области также описываемую кривой Гаусса (см., например, Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы: учеб. пособие для вузов. 5-е изд., испр. и доп. М.: Дрофа, 2006. стр.77). АЧХ полосовых фильтров с коррекцией для базы 9 представлена на фиг.7.
Схема работает следующим образом. На входы передающего устройства поступают информационные сигналы от первого источника дискретной информации ИНФ1 (фиг.8, т.1) и второго источника информации ИНФ2 (фиг.10, т.1). Для синхронизации работы всех блоков на второй вход перовой схемы И 1, второй вход второй схемы И 3 и второй вход преобразователя кода 9 поступают тактовые импульсы от генератора тактовых импульсов ГТИ.
Рассмотрим передачу информации от первого источника информации ИНФ1 (фиг.8, т.1). Сигнал от источника ИНФ1 (фиг.8, т.1) одновременно поступает на первый вход первой схемы И 2 и на вход схемы НЕ 1. На выходе первой схемы И 2 генерируется копия сигнала ИНФ1 (фиг.8, т.2). На выходе схемы НЕ 1 генерируется инверсия сигнала ИНФ1 (фиг.8, т.3), которая копируется на выходе второй схемы И 3 (фиг.8, т.4). Сигналы с выходов схем первой схемы И 2 и второй схемы И 3 поступают соответственно на входы генераторов НЧМ1 4 и НЧМ2 5. Сигналы логической единицы, поступающие на вход первого генератора НЧМ сигнала 4 соответствуют логической единице ИНФ1 и запускают генерацию НЧМ сигналов с возрастающей частотой (фиг.2а), аналитическая запись сигнала в этом случае имеет вид
<mrow><msub><mi>s</mi><mrow><mi>Н</mi><mi>Л</mi><mi>Ч</mi><mi>М</mi></mrow></msub><mo stretchy="false">(</mo><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><msub><mi>ω</mi><mn>0</mn></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><mn>0.5</mn><msup><mi>β</mi><mn>2</mn></msup><mo>−</mo><msub><mi>m</mi><mi>ϕ</mi></msub><mi>cos</mi><mi>Ω</mi><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>,</mo><mtext> </mtext><mi>t</mi><mo>∈</mo><mn>0</mn><mo>…</mo><msub><mi>t</mi><mi>u</mi></msub><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
ω
0
1
u
φ
m
m
<mrow><mtext>β</mtext><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mtext>f</mtext><mtext>2</mtext></msub><mo>−</mo><msub><mtext>f</mtext><mtext>1</mtext></msub></mrow><mrow><msub><mtext>t</mtext><mtext>u</mtext></msub></mrow></mfrac></mrow>
<mrow><mtext>Ω</mtext><mo>=</mo><mfrac><mrow><mtext>2π</mtext></mrow><mrow><msub><mtext>t</mtext><mtext>u</mtext></msub></mrow></mfrac></mrow>
где =2πf, t - длительность импульса,
- скорость изменения частоты, m=Δω/Ω - глубина нелинейной модуляции фазы, Δω - величина отклонения нелинейного закона модуляции от линейного,
- частота нелинейной внутриимпульсной модуляции.
Последовательность НЧМ сигналов с возрастающей НЧМ на выходе первого генератора НЧМ сигналов 4 представлена на фиг.8 т.5. Сигналы логической единицы, поступающие на вход второго генератора НЧМ сигнала 5 соответствуют логической единице ИНФ1 и запускают генерацию НЧМ сигналов с убывающей частотой (фиг.2б), аналитическая запись сигнала в этом случае имеет вид
<mrow><msub><mtext>s</mtext><mrow><mtext>НЛЧМ</mtext></mrow></msub><mtext>(t)</mtext><mo>=</mo><msub><mrow><mtext>cos(ω</mtext></mrow><mtext>0</mtext></msub><mtext>t</mtext><mo>−</mo><mtext>0</mtext><msup><mrow><mtext>.5β</mtext></mrow><mtext>2</mtext></msup><mo>+</mo><msub><mtext>m</mtext><mi>ϕ</mi></msub><mtext>cos</mtext><mtext> </mtext><mtext>Ωt)</mtext><mtext>,</mtext><mtext> </mtext><mtext>t</mtext><mo>∈</mo><mtext>0</mtext><mo>…</mo><msub><mtext>t</mtext><mtext>u</mtext></msub><mtext>.</mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext>(2)</mtext></mrow>
Последовательность НЧМ с убывающей НЧМ на выходе второго генератора НЧМ сигналов 5 представлена на фиг.8 т.6. Последовательности НЧМ сигналов с выходов первого и второго генератора НЧМ (фиг.8, т.5, т.6) поступают одновременно соотвественно на первый и второй входы сумматора 6, в результате чего на его выходе наблюдается непрерывный НЧМ сигнал (фиг.8, т.7), который поступает на вход первый перемножителя 7.
Информационный сигнал от второго источника дискретной информации ИНФ2 (фиг.10, т1) поступает на первый вход преобразователя кода 9. Преобразователь кода 9 осуществляет преобразование прямого кода источника дискретной информации ИНФ2 (фиг.10, т1) в относительный код (фиг.10, т.2). Сформированный сигнал с относительным кодированием (фиг.10., т.2) поступает на второй вход перемножителя 7 одновременно с непрерывным НЧМ сигналом (фиг.8, т.7). В результате на выходе перемножителя 7 формируется манипулированный по фазе сигнал (фиг.10., т.3), который поступает на вход передатчика 8, где усиливается передается в радиоэфир.
Г
На приемной стороне осуществляется демодуляция переданных информационных сигналов. Выделение информационного сигнала от первого источника информации ИНФ1 осуществляется следующим образом. Входной сигнал содержит одновременно НЧМ сигналы с возрастающей (фиг.2а) и убывающей частотой (фиг.2б). НЧМ сигналы с возрастающей частотой после прохождения линейного тракта приемника 10 обрабатываются в первой ДЛЗ для НЧМ 11, ГВЗ t(ω) которой находится по закону
<mrow><msub><mtext>t</mtext><mtext>Г</mtext></msub><mtext>(ω</mtext><mtext> </mtext><mtext>)</mtext><mo>=</mo><mfrac><mrow><mtext>d</mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mo>−</mo><mtext>arg</mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mtext>S</mtext><mtext>2</mtext></msub><mtext>(j</mtext><mtext> </mtext><mtext>ω)</mtext></mrow><mrow><msub><mtext>S</mtext><mrow><mtext>НЛЧМ</mtext></mrow></msub><mtext>(</mtext><mtext> </mtext><mtext>jω</mtext><mtext> </mtext><mtext>)</mtext></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mtext>dω</mtext></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><mtext>d</mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mo>−</mo><mtext>arg</mtext><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><mstyle displaystyle="true"><mrow><munderover><mo>∫</mo><mrow><mo>−</mo><mi>∞</mi></mrow><mi>∞</mi></munderover><mrow><msub><mtext>s</mtext><mtext>2</mtext></msub><msup><mrow><mtext>(t)e</mtext></mrow><mrow><mo>−</mo><mtext>j</mtext><mtext> </mtext><mtext>ωt</mtext></mrow></msup><mtext>dt</mtext></mrow></mrow></mstyle></mrow><mrow><mstyle displaystyle="true"><mrow><munderover><mo>∫</mo><mrow><mo>−</mo><mi>∞</mi></mrow><mi>∞</mi></munderover><mrow><msub><mtext>s</mtext><mrow><mtext>нлчм</mtext></mrow></msub><msup><mrow><mtext>(t)e</mtext></mrow><mrow><mo>−</mo><mtext>jω</mtext><mtext> </mtext><mtext>t</mtext></mrow></msup><mtext>dt</mtext></mrow></mrow></mstyle></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mtext>dω</mtext></mrow></mfrac><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>3</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
где
<mrow><msub><mtext>s</mtext><mtext>2</mtext></msub><mtext>(t)</mtext><mo>=</mo><mtext>cos(2</mtext><mtext> </mtext><msub><mrow><mtext>πf</mtext></mrow><mtext>0</mtext></msub><msup><mrow><mtext>t)e</mtext></mrow><mrow><mo>−</mo><msub><mrow><mtext>A(t</mtext></mrow><mtext>u</mtext></msub><mo>−</mo><msup><mrow><mtext>t)</mtext></mrow><mtext>2</mtext></msup></mrow></msup><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>4</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
0
2
где f - центральная частота НЧМ импульса, A - коэффициент определяющий наклон кривой Гаусса; сигнал s(t) представлен на фиг.5 и является аппроксимацией основного лепестка сжатого НЧМ сигнала, представленного на фиг.4б. Результат вычисления требуемого группового времени запаздывания для сигнала с возрастающей НЧМ частного случая (база НЧМ сигнала равна 9) представлен на фиг.6а, для сигнала с убывающей НЧМ на фиг.6б. После прохождения первой ДЛЗ для НЧМ 11 НЧМ сигналы с убывающей частотой поступают в первый полосовой фильтр с коррекцией 13, которого АЧХ представлена на фиг.7 и находится по закону
<mrow><mtext>H(ω</mtext><mtext> </mtext><mtext>)</mtext><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><mfrac><mrow><msub><mtext>S</mtext><mtext>2</mtext></msub><mtext>(j</mtext><mtext> </mtext><mtext>ω)</mtext></mrow><mrow><msub><mtext>S</mtext><mrow><mtext>НЛЧМ</mtext></mrow></msub><mtext>(</mtext><mtext> </mtext><mtext>jω</mtext><mtext> </mtext><mtext>)</mtext></mrow></mfrac></mrow><mo>|</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>|</mo><mrow><mfrac><mrow><mstyle displaystyle="true"><mrow><munderover><mo>∫</mo><mrow><mo>−</mo><mi>∞</mi></mrow><mi>∞</mi></munderover><mrow><msub><mtext>s</mtext><mtext>2</mtext></msub><msup><mrow><mtext>(t)e</mtext></mrow><mrow><mo>−</mo><mtext>jωt</mtext></mrow></msup><mtext>dt</mtext></mrow></mrow></mstyle></mrow><mrow><mstyle displaystyle="true"><mrow><munderover><mo>∫</mo><mrow><mo>−</mo><mi>∞</mi></mrow><mi>∞</mi></munderover><mrow><msub><mtext>s</mtext><mrow><mtext>НЛЧМ</mtext></mrow></msub><msup><mrow><mtext>(t)e</mtext></mrow><mrow><mo>−</mo><mtext>jωt</mtext></mrow></msup><mtext>dt</mtext></mrow></mrow></mstyle></mrow></mfrac></mrow><mo>|</mo></mrow><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mo stretchy="false">(</mo><mn>5</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Результат вычисления требуемой амплитудно-частотной характеристики (база НЧМ сигнала равна 9) представлен на фиг.7.
НЧМ сигналы с убывающей частотой обрабатываются во второй ДЛЗ для НЧМ 12 (ГВЗ находится также по формуле (3) и представлено на фиг.6б) и втором полосовом фильтре с коррекцией 14 (АЧХ второго полосового фильтра также находится по формуле (5), совпадает с АЧХ первого полосового фильтра и представлена на фиг.7). На выходе первого и второго полосовых фильтров с коррекцией 13, 14 в результате обработки амплитудного и фазового спектров НЧМ сигналов наблюдаются последовательности импульсов фиг.9 т.1 и фиг.9 т.2. Импульсные последовательности с выходов полосовых фильтров с коррекцией 13, 14 поступают на входы детекторов огибающей 15 и 16, в которых происходит детектирование огибающей (фиг.9 т.3, 4). В первом сумматоре 18 происходит сложение последовательностей импульсов с выходов детекторов огибающей (фиг.9, т.5). Последовательность импульсов на выходе первого сумматора 18 поступает в тактовый синхронизатор 23 и служит для оценки временного положения принимаемой информационной последовательности; при превышении установленного порога в тактовом синхронизаторе 23 на его выходе формируются тактовые импульсы (фиг.9, т.6). В это же время происходит сравнение напряжений на выходе детекторов огибающей 15 и 16 в компараторе 17. При превышении установленного порога на выходе компаратора генерируются прямоугольные импульсы, последовательность которых в условиях действий помех имеет вид представленный на фиг.9, т 7, которая стробируется в первом блоке стробирования 22 тактовыми импульсами тактового синхронизатора 23 (фиг.9, т.8). Короткие импульсы, поступающие с выхода блока стробирования 22 (фиг.9, т.8) поступают на вход первого блока расширения импульсов и преобразуются этим блоком в сигнал соотвествующий передаваемому (фиг.9, т.9).
Выделение информационного сигнала от второго источника информации ИНФ2 осуществляется следующим образом. Сигналы с выходов первого и второго полосовых фильтров с коррекцией 13, 14 поступают на соответствующие входы второго сумматора 19. Перемножитель 21 в совокупности с линией задержки 20 и фильтром низких частот 24 образуют автокорреляционный демодулятор сигналов с относительной фазовой телеграфией. На выходе фильтра низких частот 24 формируются короткие импульсы фиг.10, т.4 из которых затем вторым блоком стробирования 25 и вторым блоком расширения импульсов восстанавливается информационный сигнал второго источника информации фиг.10, т.5.
Использование предлагаемого изобретения позволяет повысить помехоустойчивость работы схемы пропорционально уменьшению боковых лепестков сжатых сигналов.
Изобретение может быть реализовано промышленно выпускаемыми электронными приборами.