КОГЕРЕНТНЫЙ ДЕТЕКТОР РАДИОСИГНАЛОВ С ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ НА 180°
COHERENT DETECTOR OF RADIO SIGNALS WITH PHASE MANIPULATION BY 180°

Изобретение относится к области приема радиосигналов.
Известны когерентные детекторы радиосигналов с фазовой маниупуляцией (ФМн) на 180°, описанные в различных источниках, например в:
1. Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. - М.: Советское радио, 1965.
2. Окунев Ю.Б. Цифровая передача информации фазоманипулированными колебаниями. - М.: Радио и связь, 1991.
3. А.с. СССР 34039. Способ синхронизации / А.А.Пистолькорс. Приоритет от 24.04.1932.
По технической сущности наиболее близким к изобретению является когерентный детектор радиосигналов с ФМн на 180°, описанный в первом источнике, который по этой причине и принимается за его прототип. В остальных источниках описаны аналоги изобретения.
Прототип состоит из перемножителя сигналов с фильтром нижних частот (ФНЧ) на его выходе, а также из последовательно соединенных квадратора, фильтра второй гармоники, делителя частоты в 2 раза, фильтра первой гармоники, фазовращателя на 90°, выход которого соединен с опорным входом перемножителя, а к его информационному входу подключен вход квадратора. Это известный когерентный детектор Пистолькорса.
Основным недостатком прототипа являются спонтанные скачки фазы на 180° опорного колебания, приводящие к одиночным ошибкам приема цифрового сигнала (ЦС) при относительной ФМн (ОФМн) или к полному нарушению связи при абсолютной ФМн на 180°.
Техническим результатом заявленного устройства является увеличение помехоустойчивости приема радиосигнала с ОФМн за счет исключения скачков фазы на 180° опорного колебания и обеспечение возможности использования абсолютной ФМн на 180°, обеспечивающей вероятность ошибки приема сигнала в 2 раза меньшую, чем при ОФМн.
Сущность изобретения состоит в том, что в известный когерентный детектор радиосигналов с ФМн на 180°, состоящий из первого перемножителя сигналов, фильтра нижних частот (ФНЧ), квадратора, фильтра первой гармоники, фильтра второй гармоники, фазовращателя на 90°, причем к информационному входу первого перемножителя сигналов подключен фильтр второй гармоники через квадратор, к опорному его входу подключен фильтр первой гармоники через фазовращатель на 90°, а к его выходу подключен ФНЧ, введены сумматор сигналов, фильтр постоянной составляющей, дифференциатор, триггер, элемент исключения постоянной составляющей, второй перемножитель сигналов, линия задержки, причем к выходу фильтра второй гармоники подключены последовательно сумматор, дифференциатор, триггер, элемент исключения постоянной составляющей, второй перемножитель сигналов, выход которого соединен со входом фильтра первой гармоники, а второй его вход соединен с выходом сумматора, второй вход которого соединен с выходом квадратора через фильтр постоянной составляющей; линия задержки включена между входом квадратора и информационным входом первого перемножителя сигналов.
Существенным отличием изобретения являются введенные элементы, осуществляющие принудительное деление в 2 раза частоты сигнала с выхода квадратора, что исключает спонтанные скачки фазы на 180° опорного колебания.
Заявленное устройство иллюстрируется чертежами.
На фиг.1 представлена структурная схема заявленного устройства, а на фиг.2 - временные диаграммы, поясняющие ее работу.
На фиг.1 обозначено: 1 - квадратор, 2 - фильтр второй гармоники, 3 - сумматор, 4 - дифференциатор, 5 - линия задержки, 6 - фильтр постоянной составляющей, 7 - триггер, 8, 11 - перемножители сигналов, 9 - фазовращатель на 90°, 10 - фильтр первой гармоники, 12 - элемент исключения постоянной составляющей, 13 - фильтр нижних частот (ФНЧ). Введенные элементы обведены пунктирной линией.
Работа схемы происходит следующим образом.
вx
1
вx
0
!
3
3
12
11
9
вx
9
8
вx
9
13
2
2
2
2
Входное колебание с ФМн на 180° u(t)=Ucos[ωt+γ(t)90°], показанное на фиг.2, поступает через линию задержки 5 на информационный вход первого перемножителя сигналов 8 и параллельно - на его опорный вход через последовательно соединенные блоки 1-4, 7, 12, 11, 10, 9. Здесь γ(t) = ±1 представляет собой переданный информационный ЦС. На выходе квадратора 1 колебание u(t) = u (t) = 0,5U{1+cos[2ωt + γ(t)180°]} = 0,5U(1-cosωt). Видно, что в квадраторе 1 устраняется ФМн на 180° входного колебания и на его выходе имеет место однополярный сигнал в виде синусоидальных положительных импульсов, состоящих из постоянной составляющей, второй гармоники и помех. С выхода блока 1 вторая гармоника поступает на один вход сумматора 3 через узкополосный фильтр 2, устраняющий помеху, а постоянная составляющая - на второй вход сумматора 3 через фильтр постоянной составляющей 6, тоже устраняющий помеху. На выходе сумматора 3 колебание имеет структуру сигнала на выходе блока 1, но без помех, т.е. состоит из положительных синусоидальных импульсов, показанных на фиг.2. Эти импульсы дифференцируются по времени в блоке 4, на выходе которого имеют место двухполярные остроконечные импульсы согласно фиг.2, причем положительные импульсы имеют крутой фронт, а отрицательные - крутой срез. С выхода блока 4 остроконечные импульсы поступают на вход триггера 7, который срабатывает только от положительных импульсов, деля в 2 раза их частоту следования. На выходе блока 7 имеют место однополярные периодические импульсы прямоугольной формы, имеющие постоянную составляющую, длительность которых равна длительности пауз, а их период Т в 2 раза больше периода T входных импульсов (фиг.2). Импульсы с выхода триггера 7 проходят блок 12, представляющий собой конденсатор большой емкости, который устраняет их постоянную составляющую. На фиг.2 это отмечено тем, что ось абсцисс смещена вверх и показана пунктирной линией. От потери постоянной составляющей однополярные прямоугольные импульсы становятся двухполярными, которые поступают на один вход перемножителя 11. На другой его вход подаются синусоидальные импульсы u(t) в виде положительных полуволн с выхода сумматора 3. От перемножения в блоке 11 полуволны сигнала u(1), соответствующие отрицательным импульсам u(t), меняют свой знак с положительного на отрицательный, отчего на его выходе восстанавливается колебание несущей частоты u(t)=cosωt, как показано на фиг.2. Это колебание отфильтровывается от помех в блоке 10 и сдвигается по фазе на 90° в блоке 9, отчего на его выходе напряжение u(t)=sinωt. В блоке 8 перемножаются между собой колебание u(t) и u(t), отчего на его выходе сигнал u(t) = u(t)u(t) = U cos [ωt+γ(t) 90°]sin ωt = 0,5 U sin[γ(t) 90°] + 0,5Usin [2ωt + γ(t) 90°]. ФНЧ 13 пропускает на свой выход только первое слагаемое, а так как γ(t) = ±1, то u(t) = γ(t)0,5U есть переданный цифровой сигнал γ(t) с постоянным множителем 0,5U.
Квадратор 1 преобразует входное синусоидальное колебание, модулированное по фазе на 180°, в положительные синусоидальные импульсы, что вносит неопределенность в начальную фазу восстановленной несущей. Это не имеет значения для относительной ФМн. Для абсолютной ФМн на 180° это вызывает инверсию переданного сигнала на выходе ФНЧ 13. Для исключения данного недостатка надо перед началом сеанса связи передать контрольную посылку известного знака, по которой можно скорректировать знак восстановленной несущей.
Технико-экономическим эффектом изобретения является повышение помехоустойчивости приема радиосигналов с относительной ФМн на 180° и обеспечение работоспособности систем связи с абсолютной ФМн на 180°, при которой вероятность ошибки приема сигнала в 2 раза меньше, чем при ОФМн. Данный эффект обеспечен отсутствием спонтанных скачков начальной фазы на 180° у восстановленной несущей.