СИСТЕМА ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ

Система передачи цифровых сигналов относится к области техники связи и может быть использована, в частности, при передаче сигналов с шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудной модуляцией в каналах с быстро меняющимися свойствами среды распространения.
При прохождении среды распространения с быстро меняющимися свойствами передаваемые сигналы приобретают меняющийся случайным образом набег начальной фазы, кроме того, при перемещении приемников и передатчиков возникает доплеровский эффект, который может иметь заметную величину. Он вызывает изменения частоты несущего колебания. Они могут накладываться на изменения частоты из-за нестабильности генераторов в передатчике и приемнике. Это требует постоянной подстройки текущей частоты и фазы гетеродина в приемнике для того, чтобы осуществить демодуляцию и передавать большие объемы информации с требуемой скоростью.
Известны системы передачи цифровых сигналов, использующих коды Грея при квадратурной амплитудной модуляции, а также принципы относительного кодирования, описанные, например, в кн.: Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра. /Под ред. В.И.Журавлева. М.: Радио и связь, 2000, или в статье: Голуб В. Квадратурные модуляторы и демодуляторы/ ЭЛЕКТРОНИКА: - Наука, Технология, Бизнес, 2003, №3, с.28-32. Аналоги содержат на передающей стороне цифроаналоговые преобразователи, фильтры нижних частот, генераторы, фазовращатели, перемножители и сумматоры. На приемной стороне они содержат генераторы, фазовращатели, фильтр и перемножители, а также аналого-цифровые преобразователи.
В устройствах - аналогах цифровые сигналы на передающей стороне превращаются в необходимые отсчеты кодированных уровней, эти уровни перемножаются с двумя ортогональными колебаниями, вырабатываемыми генератором, и складываются, формируя выходной сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией для передачи по каналу связи. На приемной стороне с помощью генератора, фазовращателя, перемножителей, фильтров и аналого-цифровых преобразователей принятые сигналы превращаются в выходной цифровой сигнал для дальнейшей обработки.
Недостатки аналогов заключаются в том, что при передаче через среду с быстро меняющимися параметрами, которая характеризуется хаотичным фазовым сдвигом, появляющимся при распространении, а также различием частот генераторов в передатчике и приемнике и доплеровского сдвига, скорость изменения паразитного фазового набега в принятом сигнале может быть соизмеримой с изменением фазы за счет модуляции. Это может нарушить фазовую подстройку генератора в приемнике, что приведет к ухудшению помехоустойчивости и надежности связи.
Наиболее близким по технической сущности является система передачи цифровой информации, описанная в кн.: Галкин В.А. Цифровая мобильная радиосвязь / М.: Горячая линия-Телеком, 2007, (передающая часть - раздел 3.3.3, приемная часть - раздел 8.2.4).
В передающей части также содержатся генератор, фазовращатель на 90°, цифро-аналоговые преобразователи и сумматор. Приемная часть представляет собой известную схему Костаса, предназначенную для частотно-фазовой подстройки генератора в приемнике и, одновременно, для демодуляции принятого информационного сигнала. Она содержит генератор, частота которого с помощью напряжения может перестраиваться, фазовращатель на 90°, перемножители, фильтры низких частот и аналого-цифровые преобразователи. В результате перемножения и усреднения влияние модуляции на подстройку частоты генератора убирается. После того как генератор подстроен, на выходах перемножителей присутствует кодированный сигнал, получившийся в результате демодуляции.
Устройство-прототип также не может работать в условиях передачи через среду с быстро меняющимися параметрами. Для того, чтобы убрать влияние модуляции, необходимо усреднять результаты текущего измерения относительного фазового сдвига между принятым сигналов и сигналом генератора в приемнике. В то же время, разница частот этих сигналов может быть достаточно велика, так как она возникает из-за нестабильности частоты генераторов передатчика и приемника, а также из-за доплеровского эффекта имеющего место при взаимном перемещении передатчиков, приемников и переизлучателей сигнала на трассе распространения. Когда разница частот велика, то за счет нее возникает относительный фазовый набег между этими сигналами, больший, чем четверть периода, за промежуток времени, значительно меньший, чем время усреднения. Усреднение не убирает влияния модуляции, в результате этого возможны срывы подстройки генератора. Это ведет к снижению показателей помехоустойчивости и надежности передачи сигналов вплоть до ее срыва.
Задачей данной полезной модели является повышение помехоустойчивости и надежности передачи цифровой информации по каналам с быстро меняющимися свойствами среды распространения.
Поставленная задача решается тем, что в устройство, содержащее на передающей стороне первый генератор, первый фазовращатель, первый и второй цифро-аналоговые преобразователи, первый и второй фильтры низких частот, первый и второй перемножители и первый сумматор, а на приемной стороне - второй генератор, второй сумматор, второй фазовращатель, третий и четвертый перемножители, третий и четвертый фильтры нижних частот, и первый и второй аналого-цифровые преобразователи, введены на передающей стороне - тактовый генератор, первый делитель частоты, регистр, первый сдвиговый регистр, первый, второй, третий, четвертый и пятый дешифраторы, первый элемент памяти, первый и второй коммутаторы, а на приемной стороне - первое и второе пороговые устройства, пятый, шестой, седьмой и восьмой перемножители, первый и второй вычитатели, первый и второй интеграторы, приемник тактового сигнала, первый и второй элементы задержки, второй делитель частоты, второй элемент памяти, шестой, седьмой, восьмой, девятый и десятый дешифраторы, третий коммутатор и второй сдвиговый регистр, при этом на передающей стороне вход информационного сигнала подключен ко входу первого сдвигового регистра, выход тактового генератора подключен ко входу первого сумматора, к управляющему входу первого сдвигового регистра и через первый делитель частоты - к управляющему входу регистра и управляющему входу первого элемента памяти, параллельный выход сдвигового регистра соединен с параллельным входом регистра, а его параллельный выход - с параллельными входами первого, второго, третьего и четвертого дешифраторов, параллельный выход пятого дешифратора через первый элемент памяти соединен с управляющими входами первого и второго коммутаторов, параллельные выходы первого, второго, третьего и четвертого дешифраторов подключены к параллельным входам первого и второго коммутаторов, а их параллельные выходы - к параллельным входам пятого дешифратора, а также к параллельным входам, соответственно, первого и второго цифро-аналогового преобразователей, их выходы через, соответственно, первый и второй фильтры нижних частот соединены со входами первого и второго перемножителей, а их выходы - со входами первого сумматора, выход первого генератора соединен с другим входом второго перемножителя непосредственно, а с другим входом первого перемножителя - через первый фазовращатель, выход первого сумматора соединен с выходом передатчика, на приемной стороне вход приемника подключен ко входам третьего и четвертого перемножителей и через приемник тактовых сигналов подключен ко входу второго делителя частоты и к управляющему входу второго сдвигового регистра, выход второго генератора подключен к другому входу четвертого перемножителя и через второй фазовращатель - к другому входу третьего перемножителя, выход третьего перемножителя через третий фильтр нижних частот соединен со входами первого аналого-цифрового преобразователя, второго порогового устройства, второго элемента задержки, шестого и седьмого перемножителей, выход четвертого перемножителя через четвертый фильтр нижних частот соединен со входами второго аналого-цифрового преобразователя, первого порогового устройства, первого элемента задержки, пятого и восьмого перемножителей, выход первого порогового устройства подключен к другому входу шестого перемножителя, а его выход - ко входу первого вычитателя, выход второго порогового устройства подключен к другому входу пятого перемножителя, а его выход - к другому входу первого вычитателя, выход первого элемента задержки соединен с другим входом седьмого перемножителя, а его выход - со входом второго вычитателя, выход второго элемента задержки соединен с другим входом восьмого перемножителя, а его вход - с другим входом второго вычитателя, выходы первого и второго вычитателей подключены, через, соответственно, первый и второй интеграторы ко входам второго сумматора, а его выход - к управляющему входу второго генератора, параллельные выходы первого и второго аналого-цифровых преобразователей подключены к соответствующим параллельным входам шестого, седьмого, восьмого и девятого дешифраторов и параллельным входам второго элемента памяти, а его выход через десятый дешифратор - к управляющему входу третьего коммутатора, параллельные выходы шестого, седьмого, восьмого и девятого дешифраторов соединены с параллельными входами третьего коммутатора, параллельный выход которого соединен с параллельным входом второго сдвигового регистра, а его выход - с входом приемника, выход второго делителя частоты подключен к управляющим входам второго элемента памяти и второго сдвигового регистра.
На чертежах представлено: на фиг.1 - структурная схема передающей части системы передачи цифровых сигналов. На фиг.2 - структурная схема приемной части системы передачи цифровых сигналов. На фиг.3 - нумерация квадрантов фазовой плоскости. На фиг.4 - рассматриваемый вариант расположения значений полубайтов на фазовой плоскости. На фиг.5 - обозначения символов используемого кода Грея. На фиг.6 - рисунок, поясняющий процессы модуляции и демодуляции. На фиг.7 и фиг.8 - чертежи, поясняющие процессы частотной и фазовой подстройки.
На фиг.1 обозначены: регистр 1; первый сдвиговый регистр 2; первый делитель частоты 3; тактовый генератор 4; первый 5, второй 6, третий 7 четвертый 8 и пятый 9 дешифраторы; первый элемент памяти 10; первый 11 и второй 12 коммутаторы; первый генератор 13; первый фазовращатель 14; первый 15 и второй 16 перемножители; первый 17 и второй 18 фильтры нижних частот; первый 19 и второй 20 цифро-аналоговые преобразователи; первый сумматор 21.
На фиг.2 обозначены: второй сумматор 22; второй генератор 23; второй фазовращатель 24; третий 25, четвертый 26, пятый 27, шестой 28, седьмой 29 и восьмой 30 перемножители; третий 31 и четвертый 32 фильтры нижних частот; первое 33 и второе 34 пороговые устройства; первый 35 и второй 36 вычитатели, первый 37 и второй 38 интеграторы, первое 39 и второе 40 аналого-цифровые устройства; второй делитель частоты 41; шестой 42, седьмой 43, восьмой 44, девятый 45 и десятый 46 дешифраторы; третий коммутатор 47; второй сдвиговый регистр 48; второй элемент памяти 49; первый 50 и второй 51 элементы задержки; приемник тактового сигнала 52.
Блоки устройства работают следующим образом. Линиями одинарной толщины показаны пути прохождения аналоговых сигналов и цифровых сигналов в последовательном коде, линиями двойной толщины показаны пути прохождения сигналов в параллельном коде.
На передающей стороне на вход первого сдвигового регистра 2 поступает исходная последовательность цифровых сигналов, содержащая информацию, которую необходимо передать по линии связи. Здесь она преобразуется в параллельный код. Каждый символ шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудной модуляции содержит четыре двоичных символа. Для преобразования в параллельный код цифровая последовательность заводится в первый сдвиговый регистр 2 в последовательном коде и с каждым тактовым импульсом, вырабатываемым тактовым генератором 4 она в этом сдвиговом регистре сдвигается на один разряд.
Считывание из первого сдвигового регистра 2 и запись на регистр 1 производится в параллельном коде. Считывание происходит с приходом импульса записи на управляющий вход регистра 1. Импульс считывания берется с выхода первого делителя частоты 3. Этот делитель делит частоту входных импульсов в четыре раза, в результате на четыре импульса тактового генератора приходится один импульс записи. Первый сдвиговый регистр 2 имеет четыре разряда. Таким образом, с него считывается параллельный код, содержащий четыре бита. Этот параллельный код записывается в регистр 1. Записанный параллельный код хранится в регистре 1 до появления следующего импульса записи с первого делителя частоты.
Параллельный код с параллельного выхода регистра 1 подается на первый 5, второй 6, третий 7 и четвертый 8 дешифраторы. Первый - четвертый дешифраторы 5-8 входной двоичный код преобразуют в другой код, соответствующий положению символа в «созвездии» на фазовой плоскости. В этих четырех дешифраторах осуществляется четыре варианта преобразования входного кода, соответствующие четырем квадрантам возможного положения предыдущего передаваемого символа. Номер квадранта предыдущего символа по сигналам с выходов первого 11 и второго 12 коммутаторов определяется в пятом дешифраторе 9 и запоминается в первом элементе памяти 10. Операция запоминания управляется импульсами с первого делителя 3.
Таким образом, когда на выходах первого - четвертого дешифраторов 5-8 вырабатываются варианты формирования символов квадратурной амплитудной модуляции, на выходе первого элемента памяти 10 присутствует код, указывающий, в каком квадранте фазовой плоскости находился предыдущий переданный символ. На основе этого кода первый 11 и второй 12 коммутаторы подключают на свои выходы сигналы с выхода одного из дешифраторов 5-8. При этом первый коммутатор 11 использует те из сигналов параллельного кода с выходов дешифратора, которые определяют положение на фазовой плоскости квадратурной координаты символа, а второй коммутатор использует те компоненты, которые определяют на фазовой плоскости положение синфазной компоненты символа.
В первом 19 и втором 20 цифро-аналоговых преобразователях входной параллельный код преобразуется в аналоговое напряжение, уровень которого соответствует значению соответствующей координаты символа. С помощью формирующих первого 17 и второго 18 фильтров нижних частот происходит необходимое сглаживание скачков входных напряжений с целью уменьшения занимаемой полосы спектра частот.
Первый генератор 13 вырабатывает синусоидальный сигнал. В первом фазовращателе 14 к нему добавляется фазовый сдвиг, равный 90°. В первом 15 и втором 16 перемножителях сигналы с фильтров нижних частот перемножаются с соответствующими сигналами генератора. Результаты перемножения складываются в первом сумматоре 21 и вместе с сигналом тактового генератора 4 излучаются антенной.
На приемной стороне излученный сигнал принимается и перемножается в третьем 25 и четвертом 26 перемножителях на синусоидальный сигнал, вырабатываемый вторым генератором 23. Перед перемножением в четвертом перемножителе сигнал второго генератора сдвигается по фазе на 90° во втором фазовращателе 24. Результаты перемножения пропускаются через третий 31 и четвертый 32 фильтры нижних частот, где из них удаляются ненужные спектральные составляющие, и поступают на первый 39 и второй 40 аналого-цифровые преобразователи. В обоих аналого-цифровых преобразователях аналоговые значения выходных напряжений преобразуются в параллельный цифровой код. Этот код запоминается во втором элементе памяти 49 и преобразуется в десятом дешифраторе 46 в код, указывающий на то, в каком квадранте присутствует символ. Этот код сохраняется до поступления следующего символа. Для управления работой второго элемента памяти 49 из входного сигнала антенны в приемнике тактового сигнала 52 выделяются составляющие тактового сигнала. Во втором делителе частоты 41 частота следования импульсов делится в четыре раза и подается на второй элемент памяти 49.
В шестом 42, седьмом 43, восьмом 44 и девятом 45 дешифраторах параллельные коды с выходов аналого-цифровых преобразователей преобразуются в четырехзначные группы двоичных символов, на которые в передатчике был разделен непрерывный последовательный цифровой поток, переносящий передаваемую информацию. Каждый из этих дешифраторов реализует свой вариант преобразования в зависимости от того, какому квадранту принадлежал предыдущий переданный символ. Третий коммутатор подключает на свой вход сигнал одного из дешифраторов в зависимости от сигнала, который поступает на его адресный вход с выхода десятого дешифратора 46. Параллельный код с выхода третьего коммутатора преобразуется в последовательную форму во втором сдвиговом регистре 48. Для этого он записывается в этот регистр в параллельном коде с использованием сигнала со второго делителя 41, а считывается с последовательного выхода этого регистра в последовательном коде с помощью сигнала с приемника тактового сигнала 52. Далее выходной сигнал второго сдвигового регистра 48 подается на выход приемной части для дальнейшего использования.
Первое 33 и второе 34 пороговое устройство вырабатывают сигнал, равный +1, если их входное напряжение положительно, и вырабатывают сигнал, равный -1, если их входное напряжения отрицательно. В пятом 27 и шестом 28 перемножителях сигналы на их входах перемножаются, в первом вычитателе 35 определяется их разность, результат вычитания интегрируется в первом интеграторе 37.
В первом 50 и втором 51 элементах задержки входной сигнал задерживается на определенный промежуток времени. В седьмом 29 и восьмом 30 перемножителях сигналы на их входах перемножаются, во втором вычитателе 36 определяется их разность, результат вычитания интегрируется во втором интеграторе 38.
Выходные сигналы обоих интеграторов суммируются во втором сумматоре 22. Выходной сигнал этого сумматора подается на второй генератор 23, и с помощью него производится перестройка частоты этого генератора.
Принцип работы заявляемой полезной модели заключается в следующем.
В цифровых системах связи используются эффективные методы кодирования, в частности квадратурная амплитудная модуляция (КАМ). Каждый символ при этом переносит несколько бит информации и отличается от других символов ему присущим определенным сочетанием амплитуды и начальной фазы несущего колебания. Количество символов в их полном наборе характеризует реализуемый вариант модуляции. В заявляемой полезной модели используется 16 символов (КАМ-16).
Графически расположение набора символов обычно принято изображать «созвездием» на комплексной фазовой плоскости (см., например: Скляр, Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение / пер.с англ. - М.: Изд. дом «Вильямс», 2003. - 1104 с.). В случае КАМ-16 «созвездие», как правило, имеет квадратную форму, количество столбцов вдоль синфазной оси I, равной количеству строк вдоль квадратурной оси Q, и равно четырем.
Для минимизации средней вероятности ошибки при построении набора символов обычно используют код Грея (см. там же). При этом соседним символам присваиваются двоичные сочетания, отличающиеся только в одном разряде. (Пример построения набора приведен на фиг.4) На приемной стороне с помощью синхронного детектирования выделяют сигналы синфазной и квадратурной осей, значения сигналов по этим осям оцифровывается, чем определяется переданный символ и соответствующий ему двоичный код, несущий информацию.
Для осуществления демодуляции требуется, чтобы частота и начальная фаза используемого для синхронного детектирования генератора с большой точностью совпадали с соответствующими параметрами несущего колебания. Однако в реальных условиях работы системы связи именно это зачастую трудно осуществить, что не позволяет использовать преимущества выбранного метода модуляции.
При прохождении через канал передачи сигнал приобретает хаотически меняющийся фазовый сдвиг. Частоты генераторов передающей и приемной стороны обладают нестабильностью, кроме того, текущая разница частот генераторов может усугубляться доплеровскими эффектами, особенно в мобильных системах передачи информации. В этих условиях известные методы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) генератора в приемнике к частоте и фазе несущей могут оказаться неприменимы.
1
2
2
1
2
Препятствиями применению обычных методов ФАПЧ служат особенности используемого метода модуляции. При передаче символов КАМ фаза несущего сигнала претерпевает резкие быстрые скачки в широком диапазоне значений, на которые накладываются частотно-фазовые изменения, вносимые каналом связи. При этом возникает определенное противоречие. Чтобы подстраивать различия частот несущего колебания и генератора в приемнике, требуется производить относительно быстрые измерения на интервале времени Т, в течения которого разность фаз из-за различия этих частот, не возрастет больше, чем на 90°. С другой стороны, в принимаемом сигнале присутствуют скачки фазы, обусловленные модуляцией. Для устранения их влияния необходимо результаты измерения разности фаз несущей и генератора в приемнике усреднять достаточно долгое время Т, причем Т значительно больше Т. Использовать же для подстройки частоты же разность фаз, измеренную в течение долгого времени T, не имеет смысла, так как за счет разности частот набег разности фаз за это время может во много раз превысить 360 градусов.
Для обхода этого противоречия в заявляемой полезной модели используется модифицированный метод относительной модуляции, позволяющий значительно ослабить требования на точность подстройки фазы при ФАПЧ. Ослабление требований к ФАПЧ заключается в том, что при использовании этого модифицированного метода сдвиг фаз между сигналами несущей и генератора в приемной части можно подстраивать не с точностью до нуля, а с точностью до 90°, 180°, или 270°. Иными словами, необходимо лишь, чтобы «созвездием заняло симметричное положение относительно координатных осей, как показано на фиг.4, т.е. модифицированный метод нечувствителен к поворотам «созвездиям на угол, кратный четверти периода.
Первоначально рассмотрим существо модифицированного метода, а затем рассмотрим реализацию фазовой подстройки при его использовании.
При использовании КАМ-16 количество различных вариантов полубайта (группы из четырех расположенных последовательно бит исходного непрерывного последовательного потока двоичных символов, содержащих передаваемую по системе информацию), передаваемого с помощью одного символа, равно 16. Количество вариантов символов, соответствующих сочетаниям уровней сигнала вдоль координатных осей Q и I, тоже равно 4·4=16. Если раньше (на передающей стороне) каждому сочетанию уровней был жестко приписан свой вариант полубайта, то в модифицированном виде модуляции такое жесткое приписывание отсутствует.
m
m
m
Пусть при модуляции используется код Грея, и значения полубайтов распределены на фазовой плоскости в варианте, приведенном на фиг.4. (Возможны и другие варианты расположения полубайтов по коду Грея, и каждый из них может использоваться аналогичным образом). Также пусть сочетания уровней квадратурных компонент будут обозначаться буквами от а до s, и к каждой букве будет жестко привязано конкретное сочетание амплитуды и начальной фазы сигнала (или сочетание уровней амплитуд двух квадратурных составляющих). По сути это есть сочетания значения амплитуды и начальной фазы передаваемого модулированного сигнала, соответствующие каждому символу. Используемое соответствие буквы и положения символа на фазовой плоскости приведено на фиг.5. Если максимальное значение амплитуды каждой ортогональной компоненты сигнала КАМ, отложенной вдоль осей x и у, равно U, то, например, букве b соответствует амплитуда модулированного сигнала, равная  и начальная фаза, равная 45° (уровни и синфазной, и квадратурной составляющих равны U каждый). Букве h соответствует амплитуда, равная , и начальная фаза, равная - 45° (уровни и синфазной, и квадратурной составляющих равны (U/3 каждый).
По расположению на фазовой плоскости можно поставить в соответствие каждому полубайту определенный символ, то есть передаваемому четырехзначному двоичному коду букву из набора «a÷s». В известном методе модуляции это соотношение жестко закреплено и не меняется на все время работы системы.
При модификации метода то состояние (из набора «а÷s»), которое передается в данный момент, зависит не только от полубайта, который нужно передать, но также и от предыдущего полубайта, то есть того, который передавался перед этим, а именно от того, в каком квадранте на фиг.5 было расположен предыдущий полубайт.
Основным квадрантом условно будем считать первый (правый верхний) квадрант фазовой плоскости. Нумерацию квадрантов, как принято, производить последовательно против часовой стрелки (фиг.3).
В используемом модифицированном методе информация о текущем передаваемом полубайте заключается не в варианте передаваемого символа (конкретного амплитудно-фазового состояния), а в переходе от одного символа к другому. Это осуществляется следующим образом.
С появлением каждого очередного полубайта для его передачи по каналу связи первый квадрант фиг.4 (набор полубайтов) путем поворота совмещается с квадрантом фиг.5, (набор букв) в котором размещался предыдущий переданный символ. (При этом соответствие полубайтов и букв становится другим). После этого находится соответствие содержимого передаваемого полубайта и буквы из повернутого «созвездия». Передается символ с такими амплитудой и начальной фазой, которые обозначены этой буквой.
На фиг.6 приведены четыре варианта расположения повернутого рисунка набора полубайтов относительного неподвижного рисунка «созвездия» букв. Римскими цифрами обозначены варианты, соответствующие номеру квадранта расположения предыдущего символа. Около каждой позиции расположены соответствующие для этого варианта полубайт и буква.
В качестве примера подробно рассмотрим принцип кодирования некоторого отрезка информационного потока, уже разбитого на следующую последовательность полубайтов: 1000, 1010, 0010, 1001, 1100, 0110, 1111. Также пусть предыдущий символ был расположен в 1 квадранте на фиг.5.
Тогда при кодировании проводится такая последовательность действий:
- Предыдущий символ был из I-го квадранта фиг.5, значит нужно использовать фиг.6а. На нем положению полубайта 1000 соответствует буква «h». Т.е. этот полубайт будет при передаче закодирован буквой «h»;
- Предыдущий символ «h» был из II-го квадранта фиг.5, значит нужно использовать фиг.6б. На нем положению полубайта 1010 соответствует буква «p». Т.е. этот полубайт будет при передаче закодирован буквой «p»;
- Предыдущий символ «p» был из IV-го квадранта фиг.5, значит нужно использовать фиг.6г. На нем положению полубайта 0010 соответствует буква «l». Т.е. этот полубайт будет при передаче закодирован буквой «l»;
- Предыдущий символ «l» был из III-го квадранта фиг.5, значит нужно использовать фиг.6в. На нем положению полубайта 1001 соответствует буква «r». Т.е. этот полубайт будет при передаче закодирован буквой «r»;
- Предыдущий символ «r» был из IV-го квадранта фиг.5, значит нужно использовать фиг.6г. На нем положению полубайта 1100 соответствует буква «a». Т.е. этот полубайт будет при передаче закодирован буквой «a»;
- Предыдущий символ «a» был из I-го квадранта фиг.5, значит нужно использовать фиг.6а. На нем положению полубайта 0110 из соответствует буква «q». Т.е. этот полубайт будет при передаче закодирован буквой «q»;
Предыдущий символ «q» был из IV-го квадранта фиг.5, значит нужно использовать фиг.6г. На нем положению полубайта 1111 из соответствует буква «e». Т.е. этот полубайт будет при передаче закодирован буквой «е». И т.д.
Итак, последовательность полученных при кодировании символов, которым после модуляции будут соответствовать требуемые амплитудно-фазовые соотношения сигнала несущей, будет иметь вид: h, р, l, r, a, q, e.
На приемной стороне производится обратная последовательность действий. При приеме очередного нового символа первоначально определяется, какому квадранту на фиг.5 соответствует предыдущий принятый символ. Далее в соответствии с этим номером квадранта на фиг.6
выбирается вариант поворота. Затем на этом варианте определяется полубайт, соответствующий новому принятому символу.
Рассмотрим, как обрабатывается последовательность символов, полученная в рассмотренном примере. Учтем, что предыдущий («нулевой») символ был расположен в I квадранте. Причем, если даже произошел сбой и положение предыдущего символа не определено, то ошибка может возникнуть только в первом символе, а уже декодирование второго и последующих символов не пострадает, поскольку квадрант первого символа будет определен без ошибки. При этом даже в декодировании первого символа ошибка произойдет не обязательно, так как искажение «нулевого» символа не всегда приведет к ошибочному определению квадранта, в котором он был расположен.
Перейдем к рассмотрению декодирования.
- Предыдущий символ расположен в I квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» расположения полубайтов на фиг.6а. Положение принятого символа «h» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1000». Значит, был принят полубайт «1000».
- Предыдущий символ «h» расположен в II квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6б. Положение принятого символа «p» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1010». Значит, был принят полубайт «1010».
- Предыдущий символ «р» расположен в IV квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6г. Положение принятого символа «l» в этом созвездии соответствует положению полубайта «0010». Значит, был принят полубайт «0010».
- Предыдущий символ «l» расположен в III квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6в. Положение принятого символа «r» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1001». Значит, был принят полубайт «1001».
- Предыдущий символ «r» расположен в IV квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6г. Положение принятого символа «a» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1100». Значит, был принят полубайт «1100».
- Предыдущий символ «a» расположен в 1 квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6а. Положение принятого символа «q» в этом созвездии соответствует положению полубайта «0110». Значит, был принят полубайт «0110».
- Предыдущий символ «q» расположен в IV квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6г. Положение принятого символа «е» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1111». Значит, был принят полубайт «1111».
Таким образом, была принята та же последовательность двоичных символов, что и передавалась.
Модифицированный метод позволяет правильно декодировать принятую последовательность символов, даже если подстройка фазы произведена не точно, а отличается от точной на величину угла, равную 90, 180 или 270 градусов. Продемонстрируем это на примере. Пусть фаза подстроена не точно, а отличается от точной подстройки на 90 градусов. То есть вместо переданной последовательности символов «h, p, l r, a, q, е» была принята последовательность «с, l, h, k, q, n, b». Произведем ее декодирование, проделав аналогичную последовательность операций. Причем пусть «нулевой» символ не повернулся, а остался в том же первом квадранте. Это покажет возможности метода в двух ситуациях. Одна из них - ошибка в принятом символе. Другая возможная ситуация - фазовая подстройка еще не закончилась.
- Предыдущий символ расположен в I квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6а. Положение принятого символа «с» в этом созвездии соответствует положению полубайта «0000». Значит, был принят полубайт «0000».
- Предыдущий символ «с» расположен в I квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6а. Положение принятого символа «l» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1010». Значит, был принят полубайт «1010».
- Предыдущий символ «l» расположен в III квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6в. Положение принятого символа «h» в этом созвездии соответствует положению полубайта «0010». Значит, был принят полубайт «0010».
- Предыдущий символ «h» расположен в II квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6б. Положение принятого символа «k» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1001». Значит, был принят полубайт «1001».
- Предыдущий символ «k» расположен в III квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6в. Положение принятого символа «q» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1100». Значит, был принят полубайт «1100».
- Предыдущий символ «q» расположен в IV квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6г.Положение принятого символа «n» в этом созвездии соответствует положению полубайта «0110». Значит, был принят полубайт «0110».
- Предыдущий символ «n» расположен в III квадранте фиг.5, ему соответствует «созвездие» на фиг.6в. Положение принятого символа «b» в этом созвездии соответствует положению полубайта «1111». Значит, был принят полубайт «1111».
В результате декодирования получилась последовательность полубайт: 0000, 1010, 0010, 1001, 1100, 0110, 1111. Ошибка наблюдается в первом полубайте, последующие полубайты, несмотря на ошибку, декодированы правильно. Если бы квадрант «нулевого» символа тоже был повернут на 90 градусов, то ошибка бы отсутствовала. При значениях рассогласования фаз, равных 180 и 270 градусов, результат аналогичен.
В таблице 1, описывающей изменения символов «созвездий», приведено соответствие содержания текущего полубайта и передаваемого при этом амплитудно-фазового состояния в зависимости от того, в какой из квадрантов было расположен предыдущий символ.
Таблица 1.
Содержание текущего полубайта
I
II
III
IV
0000
с
h
l
p
0001
а
g
n
q
0010
p
с
h
l
0011
r
d
f
k
0100
d
f
k
r
0101
b
e
m
s
0110
q
a
g
n
0111
s
b
e
m
1000
h
l
p
с
1001
f
k
r
d
1010
l
p
с
h
1011
n
q
a
g
1100
g
n
q
a
1101
e
m
s
b
1110
k
r
d
f
1111
m
s
b
e
На передающей стороне на основе текущего полубайта и номера квадранта предыдущего символа по таблице определяется текущий символ. На приемной стороне используется та же таблица в обратном порядке, по принятому символу и номеру квадранта предыдущего символа определяется принятый полубайт.
Подобная обработка осуществляется с помощью дешифраторов. В передатчике с помощью первого сдвигового регистра 2 входная последовательность двоичных символов, содержащая передаваемую информацию, превращается в последовательность полубайтов, содержащих по четыре двоичных символа. Каждый полубайт до момента формирования следующего полубайта сохраняется в регистре 1.
Каждый из дешифраторов 5-8 соответствует одному из квадрантов, в которых был расположен предыдущий символ. Пусть первый дешифратор соответствует первому квадранту, второй дешифратор соответствует второму квадранту, третий дешифратор соответствует третьему квадранту, четвертый дешифратор соответствует четвертому квадранту.
Эти дешифраторы на своих выходах вырабатывают один из символов «a÷s» в соответствии с таблицей. Например, первый дешифратор при поступлении полубайта «0000» вырабатывает код «с», второй дешифратор вырабатывает код «l», третий дешифратор вырабатывает код «b», четвертый дешифратор вырабатывает код «h». При поступлении полубайта «0001») первый дешифратор вырабатывает код «а», второй дешифратор вырабатывает код «q», третий дешифратор вырабатывает код «n», четвертый дешифратор вырабатывает код «g», и т.д.
В каждом символе содержится информация о соотношении величин квадратурных компонент, которые необходимы для обеспечения соответствующих этому символу амплитуды и начальной фазы. Величина каждой компоненты может принимать один из четырех возможных уровней. Выходные сигналы, обозначающие каждый из символов «a÷s», формируются также в виде четырехзначного двоичного кода, причем два знака этого кода указывают на уровень одной из квадратурных компонент, два других знака указывают на уровень другой компоненты.
Пара знаков, обозначающих уровень синфазной компоненты, подается на второй коммутатор 12, пара знаков, обозначающих уровень квадратурной компоненты, подается на первый коммутатор 11. Далее в первом и втором цифро-аналоговых преобразователях 19, 20 код, обозначающий соответствующий уровень, преобразуется в требуемую величину напряжения. Первый 17 и второй 18 фильтры нижних частот сглаживают скачкообразный характер изменения напряжений с целью сужения полосы спектра частот, занимаемых модулированным сигналом.
Первый генератор 13 вырабатывает синусоидальный сигнал, выступающий при модуляции, как синфазная компонента. Из этого сигнала с помощью первого фазовращателя 14 на 90° получается квадратурная компонента. В первом 15 и втором 16 перемножителях обе компоненты домножаются на выходные напряжений фильтров нижних частот 17, 18 и складываются в первом сумматоре 21. Таким образом, формируется выходной сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией, который излучается в канал передачи. Вместе с ним излучается и сигнал тактового генератора 4.
На основе сигналов с выходов коммутаторов в пятом дешифраторе 9 формируется код, указывающий, в каком квадранте находится передаваемый символ. (Номер квадранта определяется в соответствии с фиг.5). Этот номер квадранта в первом элементе памяти 10 сохраняется до появления следующего полубайта и используется для того, чтобы определить, какой из дешифраторов 5-8 должен обрабатывать этот появившийся полубайт и формировать соответствующий символ. На основе этого кода первый 11 и второй 12 коммутаторы подключают на свои выходы сигналы с нужного дешифратора. Какой номер окажется зафиксированным в элементе памяти в момент начала работы устройства, значения не имеет, так как следующий символ будет формироваться, отсчитывая от него.
На приемной стороне принятый сигнал разделяется на квадратурные компоненты с помощью перемножения в третьем 25 и четвертом 26 перемножителях на синусоидальные сигналы, сдвинутые по фазе по отношению друг к другу на 90°. Один из них берется непосредственно со второго генератора 23, другой получается после прохождения сигнала этого генератора через второй фазовращатель 24, который обеспечивает сдвиг фаз, равный 90°. В третьем 31 и четвертом 32 фильтрах нижних частот из сигналов убираются высокочастотные составляющие произведений. В первом 39 и втором 40 аналого-цифровых преобразователях напряжения квадратурные компоненты преобразуются в двоичный код, все разряды которого в сочетании соответствуют одному из символов «a÷s». Символ преобразуется в полубайт с помощью шестого 42, седьмого 43, восьмого 44 и девятого 45 дешифраторов. Дешифраторы построены на основе таблицы 1 и соответствуют разным номерам квадрантов расположения предыдущего символа. На их выходах в параллельном коде вырабатываются биты, составляющие полубайт.
Получение номера квадранта предыдущего символа производится с помощью второго элемента памяти 49 и десятого дешифратора 46. В элементе памяти каждый символ запоминается и хранится до поступления следующего символа, чтобы при его обработке быть использованным для определения номера квадранта. Номер квадранта определяется десятым дешифратором 46 по кодам, поступившим с аналого-цифровых преобразователей. Работа элемента памяти управляется тактовым сигналом. Тактовый сигнал выделяется из принятого сигнала с помощью приемника тактового сигнала 52. Поскольку в полубайте содержатся четыре бита исходного информационного сигнала, то частота смены полубайтов в четыре раза меньше частоты следования битов, и во втором делителе 42 частота тактового генератора делится в четыре раза. В момент начала работы системы, когда в приемник пришел первый символ, в качестве номера квадранта «нулевого» символа используется произвольное значение номера, появившееся в элементе памяти после включения.
На основе сигнала с десятого дешифратора третий коммутатор 47 подключает сигнал с выхода одного из дешифраторов 42-45, составляющий текущий полубайт. Этот полубайт с помощью сигнала записи с входа второго делителя частоты 41 записывается в параллельном коде на второй сдвиговый регистр 48, а с помощью сигнала с приемника тактовых сигналов 52 считывается с этого сдвигового регистра в последовательном коде. Таким образом, образуется принятый выходной информационный поток двоичных битов, которые подаются для дальнейшего использования.
Подстройка необходимого фазового сдвига второго генератора 23 производится следующим образом. Частота синусоидального сигнала, вырабатываемого этим генератором, регулируется напряжением, подаваемым с управляющего входа генератора. С помощью перестройки частоты вначале убирается разность частот этого генератора и несущей. Затем медленным изменением частоты подстраивается разность фаз. Скорость подстройки частоты выбирается много меньше скорости подстройки фазы, поэтому, когда производится фазовая подстройка, частоты генератора и несущей можно считать выровненными.
Несмотря на то, что частотная и фазовая подстройка производится с помощью одного и того же перестраиваемого по частоте второго генератора 23, процесс подстройки разности частот отделен от процесса подстройки разности фаз. Существенные различия присутствуют как в методах измерения необходимого управляющего воздействия, так и в постоянных времени обеих регулировок.
1
2
1
1
2
2
Первоначально подстраивается частота генератора в приемнике под частоту несущей. В основу подстроки частоты положен следующий принцип, иллюстрированный на фиг.7. Здесь квадратурные составляющие сигнала отложены вдоль синфазной (I) и квадратурной (Q) осей. Первоначально рассмотрим процессы в отсутствии модуляции. Пусть в случае, если частота второго генератора 23 в приемнике больше частоты несущей, то текущая фаза сигнала разностной частоты между частотой генератора и частотой несущей возрастает. Тогда вектор сигнала будет поворачиваться против часовой стрелки, и положение вектора в моменты t и t будет следующим, см. фиг..7. Этим положениям соответствуют проекции на координатные оси, соответственно, равные Q, I и Q, I. (Отмечены только для первого квадранта).
G
В этой ситуации частоту генератора 23 в приемнике необходимо уменьшать, т.е. перестройку его частоты, ƒ надо осуществлять по следующим правилам.
G
1
2
1
1
1
2
Для первого квадранта: dƒ/dt=-k(I-I);=-k(Q-Q),
G
1
1
2
1
1
2
Для второго квадранта: dƒ/dt=-k(I-I);=-k(Q-Q),
G
1
1
2
1
2
1
Для третьего квадранта: dƒ/dt=-k(I-I);=-k(Q-Q),
G
1
2
1
1
2
1
Для четвертого квадранта: dƒ/dt=-k(I-I);=-k(Q-Q).
1
Равенство после точки с запятой означает, что управление можно осуществлять по любому из равенств в конкретной строчке. Коэффициент k определяет скорость подстройки.
Учитывая изменения знаков величин Q и I в разных квадрантах, все правила можно после следующей модификации объединить общим правилом для всех квадрантов:
1
2
Объединение также позволяет избежать замедления перестройки в областях, близких к координатным осям. Если требуется не уменьшать, а увеличивать частоту генератора в приемнике, то вектор с течением времени будет поворачиваться в другую сторону, т.е. по часовой стрелке. В этом случае на рисунке вектора, соответствующие моментам t и t поменяются местами, соответственно и изменится знак управляющего сигнала.
Теперь рассмотрим процесс подстройки в присутствии модуляции. Кроме постоянного общего поворота с ходом времени, вектор сигнала также будет испытывать скачки на различные фиксированные углы. Однако поскольку можно считать появление всех символов равновероятным, то равновероятна и величина скачков в обе стороны. Поэтому выбором соответствующего времени усреднения результата измерения можно снизить влияние погрешностей от присутствия модуляции до допустимой величины. Необходимо отметить, что здесь можно безболезненно увеличивать время измерения, так как в данном методе отсутствует ограничение, состоявшее в том, что за интервал измерения набег фазы из-за отличий частот несущей и генератора в приемнике не должен был превысить четверть периода.
По-другому осуществляется фазовая подстройка. Когда произойдет настройка частоты генератора 23 приемника под частоту несущей, сдвиг начальных фаз обоих колебаний может принять произвольное значение, как показано на фиг.8. Чтобы осуществить демодуляцию, его необходимо подстроить, в соответствии с видом, представленным на фиг.4, то есть повернуть «созвездие» так, чтобы оно стало располагаться симметрично.
0
0
0
0
0
0
0
0
Считаем появление всех символов равновероятным и рассмотрим моменты времени, когда символы будут появляться только в первом квадранте. По таким моментам времени зафиксируем средние значения их проекций Q и I. Нетрудно заметить, что если «созвездие» в какой-то момент времени расположено не симметрично, а повернуто относительно симметричного положения на некоторый угол, то величины Q и I не будут равными. Равенство будет достигнуто только если ось симметрии «созвездия» B совпадет с биссектрисой A прямого угла. Если Q<I, то угол между осью В и горизонтальной осью (сдвиг фаз между сигналами генератора в приемнике и несущей) нужно уменьшать, а если Q>I, то сдвиг фаз надо увеличивать.
При фазовой автоподстройке регулировка сдвига фаз осуществляется также увеличением или уменьшением частоты генератора 23 с помощью сигнала, равного разности проекций на оси, усредненной за необходимый интервал времени. Таким образом, когда символы появляются в первом квадранте, управление перестройкой фазового сдвига φ генератора должно осуществляться по правилу:
(Черта над выражением означает соответствующее усреднение по времени.)
Для обеспечения непрерывности перестройки необходимо использовать и сигналы из других квадрантов. Правила в каждом квадранте различаются, в частности для второго квадранта, где I>0, Q<0:
Через sign(x) обозначена функция, принимающая значение, равное единице, если ее аргумент неотрицателен, и равное минус единице, если он отрицателен.
Аналогично, для третьего и четвертого квадрантов:
Поскольку для любой переменной x справедливо равенство: x=|x|sign(x), то несложно преобразовать:
sign(Q)(I-|Q|)=sign(Q)[|I|sign(I)-|Q|]=sign(Q)[|I|sign(I)-|Q|sign(I)]=sign(I)sign(Q)[|I|-|Q|],
sign(I)(|I|-Q)=sign(I)[|I|-|Q|sign(Q)]=sign(I)[|I|sign(Q)]-|Q|sign(Q)=sign(I)sign(Q)[|I|-|Q|].
Таким образом, правило, пригодное для третьего квадранта, пригодно и для остальных квадрантов. Влияние модуляции и здесь можно устранить выбором соответствующего времени усреднения. Симметричность будет наблюдаться и когда «созвездие» повернуто на угол, отстоящий от положения на фиг.4 на угол, равный ±45°, т.е. наиболее отстоящие от центра координат символы находятся на координатных осях. Однако такое состояние равновесия не является устойчивым, и при любых возмущениях система переходит в устойчивое состояние, соответствующее изображенному на фиг.4.
В первом 50 и втором 51 элементах задержки осуществляется задержка по времени, используемая для работы метода подстройки частоты. В седьмом 29 и восьмом 30 перемножителях перемножаются соответствующие задержанные и незадержанные сигналы, во втором вычитателе 36 определяется разность результатов перемножения. Для реализации подстройки в соответствии с дифференциальным выражением (1) используется второй интегратор 38, который одновременно играет роль усреднителя.
В первом 33 и втором 34 пороговых устройствах над входными напряжениями производится операция «sign», т.е. в зависимости от знака напряжения, подаваемого на вход, на выходе вырабатывается либо уровень, равный +1, либо уровень, равный -1. В пятом 27 и шестом 28 перемножителях эти уровни перемножаются с соответствующими сигналами и в первом вычитателе 35 определяется разность результатов перемножения. Для реализации подстройки в соответствии с дифференциальным выражением (2) используется первый интегратор 37, который одновременно играет роль усреднителя.
Выходные сигналы интеграторов обеих схем подстройки, вырабатываемые первым и вторым интеграторами, складываются во втором сумматоре 22 и совместно управляют перестройкой второго генератора 23.
Постоянные времени интеграторов значительно различаются, так чтобы подстройка разности частот осуществлялась быстрее, и чтобы, когда производится подстройка фазы, разность частот второго генератора и несущей была бы уже практически подстроена. В то же время постоянные времени выбираются так, чтобы в целом система подстройки успевала отрабатывать случайные изменения частоты и фазы, обусловленные прохождением через канал передачи.
Применение предлагаемой полезной модели позволяет осуществлять передачу информации с требуемым качеством в каналах с быстро меняющимися свойствами среды распространения. Это дает возможность значительно повысить надежность и помехоустойчивость передачи цифровых сигналов в сложных условиях работы.