СПОСОБ СИНТЕЗА МНОГОЛУЧЕВОЙ САМОФОКУСИРУЮЩЕЙСЯ АДАПТИВНОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ПАРАМЕТРИЧЕСКОЙ МОДЕЛИ КОРРЕЛЯЦИОННОЙ МАТРИЦЫ ПРИНИМАЕМОГО СИГНАЛА
METHOD FOR SYNTHESIS OF A MULTI-BEAM SELF-FOCUSING ADAPTIVE ANTENNA ARRAYS BY USING A PARAMETRIC CORRELATION MATRIX MODEL OF A RECEIVED SIGNAL

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано при проектировании радиоэлектронных средств и систем различного целевого назначения, например, систем космической связи с подвижными объектами.
Известен способ синтеза антенн по заданной диаграмме излучения [1], включающий создание на излучающей поверхности требуемого амплитудно-фазового распределения (АФР) поверхностных источников токов (излучения). При этом форму излучающей поверхности задают независимо от формируемой диаграммы излучения и выполняют, например, в виде плоского листа, сферы, кругового цилиндра и т.д., а затем на этой поверхности возбуждают источники излучения с таким АФР, при котором заданная поверхность формирует диаграмму излучения с требуемыми характеристиками. Недостатком известного способа синтеза антенн [1] является то, что он не обеспечивает синтез антенны, сохраняющей постоянное значение среднего коэффициента направленного действия (КНД) при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки (СПО).
Известен способ синтеза адаптивной антенной решетки (ΑΑΡ) [2, с. 12-17, 77-90], выбранный в качестве прототипа, включающий, при цифровой реализации ΑΑΡ [3, стр. 57], задание исходных данных по количеству антенных элементов (АЭ) N их характеристикам X, положению в пространстве, количеству и характеристикам аналого-цифровых преобразователей (АЦП), типу и технической реализации блока цифровой диаграммообразующей схемы (ДОС) и блока цифрового адаптивного процессора (АП), образованного блоком цифрового сигнального процессора (СП) и блоком цифрового устройства управления (УУ), вычисляющего значение вектора весовых коэффициентов (ВВК) антенны , где  - значение весового коэффициента n -го АЭ, обеспечивающее постоянное значение ее среднего коэффициента направленного действия (КНД) в направлении контролируемых источников излучения (ИИ) при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки (СПО). При этом, согласно способу-прототипу [2, с. 12-17, 77-90] ΑΑΡ обеспечивает формирование диаграммы излучения в соответствии с формулой [2, ф. (1.3)]
n
где  - вектор входного сигнала ΑΑΡ, элементы которого y являются сигналом регистрируемым (принимаемым) n-м АЭ; u=sin(θ) - обобщенная угловая координата; θ - угол, отсчитываемый от нормали к антенне; "+" - знак эрмитова сопряжения [4, с. 402], в которой значение вектора I находят аналитически на основании априорной информации об угловых направлениях (ориентациях) максимумов диаграммы направленности (ДН) в соответствии с формулой [2, ф. (3.56)]
0
где  - вектор амплитудно-фазового распределения (АФР) на АЭ; "*" - знак комплексного сопряжения [4, с. 31]; I - значение ВВК, обеспечивающее максимум показателя эффективности ΑΑΡ в качестве которого рассматривается значение среднего КНД
n
m
m
+
+
где ,  - положительно определенные эрмитовы матрицы [4, с. 402]; ;  - взвешенная сумма значений ДН n-го АЭ в Μ направлениях (по числу Μ ИИ);  - весовой коэффициент, являющийся действительным числом; f(θ) - значение ДН n -го АЭ в направлении θ; N - число АЭ ΑΑΡ; IAI, IBI - эрмитовы формы [4, с. 402].
В формуле (2) фаза тока возбуждения n-го АЭ рассчитывается в соответствии с формулой [2, ф. (2.11)]
m
где  - фаза тока возбуждения на n-м АЭ при формировании главного лепестка ΑΑΡ в направлении θ; d - шаг антенной решетки (АР); λ - длина волны излучения; j - мнимая единица [4, с. 31], которое соответствует детерминированной модели волнового фронта сигналов ИИ [5, 26] - т.е. способ-прототип ориентирован на построение ΑΑΡ, которые осуществляют прием сигналов с линейными волновыми фронтами, описываемые детерминированными функциями.
В случае, когда волновой фронт сигналов ИИ на АЭ (апертуре АР) описывается случайной функцией [6, с. 290] (т.е. наблюдаются амплитудно-фазовые флуктуации (АФФ) сигналов ИИ на АЭ), а ВВК формируются в соответствии с формулой (2) (т.е. при расчете фазы токов АЭ используется детерминированная модель волнового фронта сигналов ИИ), возникают потери в КНД антенны, величина которых Δ определяется согласно формуле [6, с. 300]
1
где Δ - величина относительного снижения КНД антенны; α, ρ - дисперсия и радиус пространственной корреляции фазовых флуктуаций (ФФ) волнового фронта сигналов ИИ;  - относительный радиус пространственной корреляции ФФ волнового фронта сигнала ИИ на элементах АР; I(c,u,u) - параметрическая функция, значения которой табулированы [6, с. 329].
x
x
Таким образом, недостатком наиболее близкого способа-прототипа является относительно узкая область его возможного практического применения, что обусловливается тем, что наличие АФФ сигналов ИИ, величина которых характеризуется дисперсией α и радиусом пространственной корреляции ρ флуктуаций фазы, которые наблюдаются, как правило, в АР с относительными пространственными размерами L (L=(N-1)d/λ) существенно превышающими единицу приводит к снижению КНД на величину, определяемую формулой (5) и, как следствие, снижение уровня сигнала, принимаемого потребителем в создаваемом канале связи, что приводит к снижению отношения сигнал/шум и, следовательно, к снижению помехозащищенности канала связи.
Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение области его практического применения и создание способа синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки (МЛ СФААР), обеспечивающей примерно постоянный уровень среднего КНД (уровень сигнала) в каналах связи, организованных потребителем.
Техническим результатом изобретения является повышение эффективности приема сигналов МЛ СФААР, синтезированной согласно заявляемому способу, при различной величине АФФ сигналов ИИ на ее АЭ.
Показателем эффективности приема сигналов МЛ СФААР является вероятность правильного обнаружения сигнала в блоке приемного устройства, вычисляемая согласно формуле [7, стр. 122]
0
0
где D - вероятность правильного обнаружения сигнала; h - порог обнаружения; q - отношение сигнал/ шум в полосе частот блока приемного устройства; I(⋅) - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка;
Поставленная задача решается, а требуемый технический результат достигается тем, что в известном способе-прототипе синтеза МЛ СФААР, включающем задание исходных данных по количеству АЭ N их характеристикам X, положению в пространстве, количеству и характеристикам АЦП, типу и технической реализации блока цифровой ДОС и блока цифрового АП, образованного блоком цифрового СП и блоком цифрового УУ, вычисляющего значение ВВК антенны где - значение весового коэффициента n-го АЭ, обеспечивающее постоянное значение ее среднего КНД в направлении контролируемых ИИ при изменении параметров СПО, согласно изобретению синтез блока цифрового СП выполняется как синтез цифрового устройства, раздельно вычисляющего значения АФР сигналов ИИ на апертуре МЛ СФААР при произвольной форме их фазового фронта для этого задается функция правдоподобия реализации сигнала, принятого МЛ СФААР, согласно формуле
n
m
где  - вектор реализации сигнала, принятого МЛ СФААР; y - сигнал, принятый n-м АЭ; R - корреляционная матрица (КМ) сигнала, принятого МЛ СФААР; det(⋅) - операция вычисления детерминанта матрицы; Λ- вектор АФР сигнала m-го ИИ на апертуре МЛ СФААР, далее для функции правдоподобия заданной формулой (7) вводится параметрическая модель КМ сигнала, принятого МЛ СФААР согласно формуле
m
i
где  - матрица размерности M×N, составленная из векторов ,  соответствующих фазовому распределению (ФР) сигнала m-го ИИ на АЭ;  - диагональная матрица размерности М×М элементы главной диагонали которой соответствуют значениям средней мощности сигналов ИИ - P, ; ; - мощность внутреннего шума приемных устройств МЛ СФААР; I - единичная матрица размерности Ν×Ν; Μ - число ИИ; «+» - знак эрмитова сопряжения в которой матрицы Ζ,  являются параметрами модели (2), далее задается уравнение, определяющее на интервале адаптации МЛ СФААР динамику изменения параметров модели (8) согласно формуле
где ;  - вектор-столбец, m-й компонент которого тождественно равен единица, а остальные нулю;  - вектор дискретного белого гауссова шума (БГШ) с нулевым математическим ожиданием и КМ ;  - матричный коэффициент; k - k-й отсчет времени и далее, с использованием критерия минимума среднеквадратической ошибки, выполняется синтез уравнений функционирования блока цифрового СП, которые соответствуют системе уравнений, определяемой формулами
где ,  - текущая и экстраполированная оценки процесса ; матричный коэффициент усиления;  - матрицы дисперсии ошибок фильтрации процесса ;  - матрица крутизн блока цифрового СП для вычисления значений процесса ;  - оценка мощности шума наблюдения, причем значение сигналов ,  в формуле (10) для k-го момента времени вычисляется согласно формулам
где  - оценка КМ входного сигнала МЛ СФААР по его принятой реализации; Sp(⋅) - оператор вычисления следа матрицы,, далее, используя значения параметров КМ , ,  вычисляемые блоком цифрового СП согласно формулам (10)-(13), строится уравнение функционирования блока цифрового УУ согласно формуле
где  - эрмитова матрица с элементами, , где θ - угол, отсчитываемый от нормали к МЛ СФААР, при этом синтезируемая МЛ СФААР состоит из блоков АЭ параллельно соединенных через блоки АЦП с блоком цифровой ДОС и блоком цифрового АП, включающего блок цифрового СП, вычисляющего АФР сигналов ИИ согласно формулам (10)-(13), значения которых передаются в блок цифрового УУ, вычисляющего ВВК МЛ СФААР согласно формуле (17), значение которого передается в блок цифровой ДОС для выполнения взвешенного суммирования сигналов, принятых блоками АЭ, выход блока цифровой ДОС является выходом МЛ СФААР.
Способ синтеза МЛ СФААР включает задание исходных данных по количеству АЭ N их характеристикам, положению в пространстве, количеству и характеристикам АЦП, типу и технической реализации блока цифровой ДОС и блока цифрового АП, образованного блоком цифрового СП и блоком цифрового УУ, вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР, обеспечивающее максимальный КНД антенны при этом новым является то, что синтез блока цифрового СП выполняется как синтез цифрового устройства, раздельно вычисляющего значения АФР сигналов ИИ на апертуре МЛ СФААР при произвольной форме их фазового фронта, для этого задается модель входного сигнала МЛ СФААР, представляющая собой аддитивную смесь сигналов ИИ и пространственно-некоррелированного фонового (ПНФ) излучения, являющаяся нормально распределенным случайным процессом, далее, для функции правдоподобия реализации сигнала, принятого МЛ СФААР вводится параметрическая модель его КМ с параметрами, являющимися векторами фазового распределения сигналов ИИ на апертуре МЛ СФААР, их мощности, а также мощности ПНФ излучения (мощности внутренних шумов приемных каналов МЛ СФАААР), далее задаются уравнения, определяющие на интервале адаптации МЛ СФААР динамику изменения параметров модели КМ и далее, с использованием критерия минимума среднеквадратической ошибки, выполняется синтез уравнений функционирования блока цифрового СП, при этом цифровой блок УУ вычисляет значение ВВК МЛ СФААР, обеспечивающее максимальное значения КНД МЛ СФААР для текущей реализации принятого сигнала, а синтезируемая МЛ СФААР состоит из блоков АЭ параллельно соединенных через блоки АЦП с блоком цифровой ДОС и блоком цифрового АП, включающего блок цифрового СП, вычисляющего АФР сигналов ИИ, значения которых передаются в блок цифрового УУ, вычисляющего ВВК МЛ СФААР, значение которого передается в блок цифровой ДОС для выполнения взвешенного суммирования сигналов, принятых блоками АЭ, выход блока цифровой ДОС является выходом МЛ СФААР.
Заявляемый способ синтеза МЛ СФААР поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3, и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5.
На фиг. 1 представлена электрическая структурная схема МЛ СФААР, синтезированная в соответствии с заявляемым способом.
На фиг. 2 представлена электрическая структурная схема АП синтезированной МЛ СФААР.
На фиг. 3 представлена электрическая структурная схема ДОС синтезированной МЛ СФААР.
На фиг. 4 представлен результат расчета ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными АЭ, синтезированной по заявленному способу.
На фиг. 5 представлены результаты расчета величины вероятности правильного обнаружения сигнала как функции дисперсии фазовых флуктуаций сигналов ИИ, принимаемых МЛ СФААР при различных значениях радиуса пространственной корреляции.
Цифрами на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 обозначены:
1 - блок антенного элемента (АЭ);
2 - блок аналого-цифрового преобразования (АЦП);
3 - блок цифровой диаграммообразующей схемы (ДОС);
4 - блок цифрового адаптивного процессора (АП);
5 - блок цифрового сигнального процессора (СП);
6 - блок цифрового устройства управления (УУ);
7 - блок комплексного взвешивания сигналов (КВС);
8 - блок N-входового сумматора.
min
n
n
Синтез МЛ СФААР по заявленному способу состоит в том, что по имеющимся требованиям к КНД МЛ СФААР G, уровню бокового излучения U рассчитывается число N АЭ, шаг d между соседними АЭ и амплитудное распределение МЛ СФААР на ее АЭ - Ι, , где I - амплитуда тока n-го АЭ, согласно формуле:
n
где m - параметр, определяющий ширину главного луча ДН МЛ СФААР; x - положение n-го АЭ относительно опорного, которому соответствует ДН F(I,X,u) формируемая цифровой ДОС МЛ СФААР согласно формуле:
(19)
n
где f(X,u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ; X - вектор заданных характеристик АЭ.
Далее выполняется синтез блока цифрового АП, когда его структура задана - полагается, что блок цифрового АП состоит из блока цифрового СП последовательно соединенного с блоком цифрового УУ, вычисляющего ВВК МЛ СФААР, обеспечивающего максимум КНД антенны для текущей реализации сигнала принятого МЛ СФААР. Новым в заявляемом способе является то, что синтез блока цифрового СП выполняется как синтез цифрового устройства, раздельно вычисляющего значения АФР сигналов каждого из ИИ на апертуре МЛ СФААР при произвольной форме их фазового фронта.
1. Синтез блока цифрового СП выполняется с использованием методов теории нелинейной фильтрации для неявно заданного уравнения наблюдения [8, с. 473-475], когда ИИ находятся в произвольной зоне дифракции относительно МЛ СФААР, их сигналы взаимно-некоррелированны и являются нормально распределенными случайными процессами. В процессе выполнения синтеза определяются уравнения обработки принятых реализаций входного сигнала в блоке цифрового СП, позволяющие раздельно вычислить значения АФР сигналов каждого из ИИ, при которых логарифм функции правдоподобия принятой реализации сигнала максимален. Для этого
а) задается модель входного сигнала МЛ СФААР, представляющая собой аддитивную смесь сигналов ИИ и пространственно-некоррелированного фонового (ПНФ) излучения
n
n
где  - вектор входного сигнала МЛ СФААР; у - сигнал, принятый n-м АЭ;  - сигнал m -го ИИ, принятый n-м АЭ;  η - сигнал ПНФ излучения принятый n-м АЭ;
б) для модели (3) вводится функция правдоподобия принятой реализации входного сигнала МЛ СФААР
где  - вектор АФР сигнала m-го ИИ на апертуре МЛ СФААР; R - КМ сигнала, принятого МЛ СФААР; det(⋅) - операция вычисления детерминанта матрицы и записывается ее логарифм
где  - оценка КМ входного сигнала МЛ СФААР по его принятой реализации; Sp(⋅) - оператор вычисления следа матрицы; С - размерная константа;
в) для введенной функции правдоподобия (22) задается параметрическая модель КМ сигнала, принятого МЛ СФААР
2
m
m
где  - матрица размерности Μ×Ν, составленная из векторов, являющихся ФР сигналов, создаваемые каждым из ИИ на АЭ; Z=diag(P) - диагональная матрица размерности Μ×Μ элементы главной диагонали которой соответствуют значениям средней мощности сигналов ИИ - P,  - мощность внутреннего шума приемных устройств МЛ СФААР; I - единичная матрица размерности Ν×Ν; Μ - число ИИ; «+» - знак эрмитова сопряжения.
Матрицы  являются параметрами модели (23);
г) задаются разностные стохастические уравнения, определяющие динамику изменения измеряемых параметров модели (23) на интервале адаптации МЛ СФААР
m
где ; C - вектор-столбец, m-й компонент которого тождественно равен единица, а остальные нулю;  - вектор дискретного БГШ с нулевым математическим ожиданием и КМ ;  - матричный коэффициент, определяющий динамику изменения вектора;
д) далее, для текущей реализации входного сигнала МЛ СФААР Υ, математическая модель которого задана формулой (20), а логарифм функции правдоподобия - формулой (22), для структуры исполнительной части блока цифрового СП соответствующей разностным уравнениям, определяемым формулой (24), с использованием критерия минимума среднеквадратической ошибки выполняется синтез уравнений измерения параметров модели (23) - уравнений функционирования блока цифрового СП
где ,  - текущая и экстраполированная оценки процесса ;  - матричный коэффициент усиления;  - матрицы дисперсии ошибок фильтрации процесса ;  - матрица крутизн блока цифрового СП для вычисления значений процесса ;  - оценка мощности шума наблюдения, причем значение сигналов ,  в формуле (25) для k-го момента времени вычисляется согласно формулам
где  - оценка КМ входного сигнала МЛ СФААР по его принятой реализации; Sp(⋅) - оператор вычисления следа матрицы.
2. Синтез блока цифрового УУ выполняется как синтез устройства, вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР, обеспечивающее максимальное значения КНД МЛ СФААР для текущей реализации принятого сигнала
где G - показатель эффективности МЛ СФААР, являющийся величиной КНД для текущей реализации принятого сигнала, а  - значение m-го компонента параметра модели (23) вычисленные блоком цифрового СП согласно формулам (25)-(28), при котором сигнал ,  минимален. Для этого:
а) задается показатель эффективности МЛ СФААР в виде отношения эрмитовых форм [9, стр. 148]:
mn
+
где  - эрмитовая матрица размерности N×N, элементы b которой определяются выражением  ; L - линейный размер МЛ СФААР, определяющий пучок эрмитовых форм R-GB , который является регулярным, так как эрмитовая форма IBI положительно определена, что обусловлено ее физическим смыслом;
б) находится решение оптимизационной задачи (32), когда показатель эффективности МЛ СФААР определяется согласно формуле (33)
Решение (34) является уравнением функционирования блока цифрового УУ, вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР, при котором значение КНД МЛ СФААР для текущей реализации принятого сигнала максимально.
МЛ СФААР, синтезированная по заявляемому способу, представлена на фиг. 1. Она содержит N блоков 1 АЭ, N блоков 2 АЦП, блок 3 цифровой ДОС, блок 4 цифрового АП. При этом выходы N блоков 1 АЭ, через N блоков 2 АЦП, параллельно соединены с соответствующими входами первой группы входов бока 3 цифровой ДОС и соответствующими входами группы входов блока 4 цифрового АП. Группа выходов блока 4 цифрового АП соединена со второй группой входов блока 3 цифровой ДОС. Выход блока 3 цифровой ДОС является выходом МЛ СФААР.
Блок 4 цифрового АЛ представлен на фиг. 2. Он содержит блок 5 цифрового СП последовательно соединенного с блоком 6 цифрового УУ, вычисляющий ВВК МЛ СФААР. Группа входов блока 5 цифрового СП является группой входов блока 4 цифрового АП. Группа выходов блока 6 цифрового УУ является группой выходов блока 4 цифрового АП.
Блок 3 цифровой ДОС представлен на фиг. 3. Он содержит N блоков 7 комплексного взвешивания сигналов (КВС) и блок 8 N-входового сумматора. Первые входы блоков 7 КВС образуют первую группу входов блока 3 цифровой ДОС. Вторые входы блоков 7 КВС образуют вторую группу входов блока 3 цифровой ДОС. Выход каждого из N блоков 7 КВС соединен с соответствующим входом блока 8 N-входового сумматора. Выход блока 8 N-входового сумматора является выходом блока 3 цифровой ДОС.
Блок 1 антенного элемента (АЭ) МЛ СФААР предназначен для приема (регистрации) сигналов ИИ, может быть выполнен, например, в виде печатной антенны [10, с. 268].
Блок 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП) предназначен для преобразование принятого сигнала ИИ в цифровую форму, может быть выполнен, например, на базе субмодуля ADM214×l0M [11].
Блок 3 цифровой диаграммообразующей схемы предназначен для формирования диаграммы направленности МЛ СФААР в соответствии с формулой
,
0
где x - цифровой комплексный сигнал на выходе блока ДОС; ,  - пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на первую группу входов блока ДОС; ,  - пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на вторую группу входов блока ДОС, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].
Блок 4 цифрового АП предназначен для обработки сигналов, принимаемых МЛ СФААР, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].
i
Блок 5 цифрового СП предназначен для вычисления компонент ,  параметров Z,  модели КМ принимаемого сигнала на интервале адаптации МЛ СФААР, может быть реализована на базе цифрового процессора обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].
Блок 6 цифрового УУ предназначен для вычисления ВВК МЛ СФААР, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].
Блок 7 комплексного взвешивания сигналов осуществляет умножение цифровых комплексных сигналов, поступающих на его соответствующие входы в соответствии с правилом
,
0
1
2
где x - цифровой комплексный сигнал на выходе блока КВС; х - сигнал на первом входе блока КВС; х - сигнал на втором входе блока КВС; "* " - знак комплексного сопряжения, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].
Блок 8 N-входовый сумматор, осуществляет суммирования цифровых комплексных сигналов, поступающих на его входы в соответствии с правилом
,
0
n
где x - цифровой комплексный сигнал на выходе блока N-входового сумматора; x,  - пространственные отсчеты поступающего цифрового комплексного сигнала, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].
Функционирование МЛ СФААР, синтезированной по заявленному способу, поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. З.
i
0
Сигналы Μ ИИ принимаются каждым из N блоков 1 антенных элементов МЛ СФААР, оцифровываются в соответствующих блоках 2 АЦП и передаются на группу входов блока 5 цифрового СП, образующие группу входов блока 4 цифрового АП. В блоке 5 цифрового СП раздельно вычисляются значения компонент ,  параметров Z,  модели (23). Вычисленные значения , ,  передаются в блок 6 цифрового УУ который, в соответствии с формулой (34), вычисляет значение ВВК МЛ СФААР . Вычисленное значение ВВК МЛ СФААР I передается на вторую группу входов блока 3 цифровой ДОС. В блоке 3 цифровой ДОС значения ,  подаются на второй вход соответствующих блоков 7 КВС. Одновременно с этим на первый вход каждого из N блоков 7 КВС поступают оцифрованные в соответствующих блоках 2 АЦП значения входного сигнала, принятого соответствующими блоками 1 АЭ. Взвешенные ВВК в N блоках 7 КВС сигналы, принятые N блоками 1 АЭ и оцифрованные в N блоках 2 АЦП, поступают на соответствующие входы блока 8 N-входового сумматора. В результате на выходе блока 8 N-входового сумматора формируется диаграмма направленности F(θ) МЛ СФААР, имеющая Μ главных лепестков (лучей) с относительным уровнем , .
2
3
1
2
На фиг. 4 представлены результаты расчета диаграммы излучения МЛ СФААР синтезируемой согласно заявляемому способу. Расчет выполнялся при ρ=0,33λ/3, α=0,27 рад, когда ВВК СФААР вычислялся в соответствии с формулой (34). Линией 1 показан результат расчета однолучевой ДН, когда ИИ располагался под углом θ=40° относительно нормали к АР. Линией 2 показан результат расчета двухлучевой ДН, когда ИИ располагались под углами θ=-30°, θ=0°.
2
На фиг. 5 представлены результаты расчета значения вероятности правильного обнаружения сигнала D как функции дисперсии ФФ сигналов ИИ, принимаемых МЛ СФААР  при различных значениях радиуса пространственной корреляции ρ. Линией 1 представлены значения D для МЛ СФААР, синтезированной согласно заявляемому способу, линиями 2, 3 - для ΑΑΡ синтезированной согласно способа-прототипа. Результаты, представленные линиями 1, 2 получены при ρ=0,33λ, линией 3 - при ρ=0,25λ. Из представленных результатов следует, что применение заявленного способа позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую прием сигналов ИИ в каналах связи, организованных потребителем, с примерно одинаковым значением показателя «вероятность правильного обнаружения» D при различных значениях дисперсии ФФ α по раскрыву МЛ СФААР. Это свидетельствует о том, что КНД G синтезированной МЛ СФААР в отличии от ΑΑΡ, синтезированной согласно способа-прототипа, сохраняет примерно одинаковый уровень при различных значениях параметров α, ρ. Так при значениях α=0,2 рад, ρ=0,33λ МЛ СФААР синтезированная согласно заявляемому способу обеспечивает прирост эффективности по показателю «вероятность правильного обнаружения» на ~9,2% по сравнению с антенной синтезированной согласно способу-прототипу.
Таким образом, выполнение синтеза СП как синтез цифрового устройства, раздельно вычисляющего значения АФР сигналов ИИ на апертуре МЛ СФААР при произвольной форме их фазового фронта, используя для этого параметрическую модель КМ принимаемого сигнала, позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую прием сигналов ИИ с примерно одинаковым значением показателя эффективности D при наличии АФФ в принимаемом сигнала на ее апертуре - т.е. достичь технического результата. В свою очередь синтез МЛ СФААР сохраняющей примерно одинаковый уровень КНД в каналах связи организованных потребителями при различных значениях α, ρ позволяет расширить область практического применения заявленного способа синтеза МЛ СФААР, т.е. решить поставленную задачу.
Литература
3
1. Каценеленбаум Б.З., Коршунова Е.Н., Пангонис Л.И., Сивов А.Н. А.с. 810027 СССР, М.Кл. Η01Q 11/00. Способ синтеза антенны по заданной диаграмме излучения /(СССР). №2741832/18-09; Заявл. 23.03.79; Опубл. 07.02.82. Бюл. №5.
2. Монзинго Р.А. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию /Р.А. Монзинго, Т.У. Миллер. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.
3. Рытинский М.В. Адаптация и сверхразрешение в антенных решетках /М.В. Рытинский - М.: Радио и связь, 2003. - 200 с.
4. Корн Г. Справочник по математике для научных работников и инженеров /Г. Корн, Т. Корн. Пер. с англ. под ред. И.Г. Арамановича. - М.: Наука, 1973.- 831 с.
5. Кремер И.Я Пространственно-временная обработка сигналов /И.Я Кремер, А.И Кремер, В.М. Петров и др., под ред. И.Я. Кремера. - М.: Радио и связь, 1984. - 224 с.
6. Шифрин Я.С. Вопросы статистической теории антенн /Я.С.Шифрин. - М.: Сов. радио, 1970. - 384 с.
7. Радзиевский В.Г., Сирота А.А. Информационное обеспечение радиоэлектронных систем в условиях конфликта. - М.: ИПРЖР, 2001.
8. Тихонов В.И. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем /В.И. Тихонов, В.Н. Харисов. - М.: Радио и связь, 1991. -608 с.
9. Зелкин Е.Г. Методы синтеза антенн /Е.Г. Зелкин, В.Г. Соколов. - М.: Сов. радио, 1980. - 296 с.
10. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток /под ред. Д.И. Воскресенского. М.: Радиотехника. - 2003. - 631 с.
11. www.insys.ru, info(@),insys.ru, ЗАО "Инструментальные системы".
12. Остапенко А.Г. Цифровые процессоры обработки сигналов: Справочник. /А.Г. Остапенко, СИ. и др., - М.: Радио и связь, 264 с. - 1994.