АДАПТИВНАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА
ADAPTIVE ANTENNA ARRAY

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано в радиотехнических системах связи при приеме широкополосных сигналов в условиях воздействия широкополосных помех.
Известна адаптивная антенная решетка [1, с.56, 2], содержащая N антенных элементов. В канал каждого антенного элемента введено устройство с квадратурными каналами, с помощью которого сигнал разделяется на синфазную и квадратурную составляющие, а каждая из составляющих подвергается операции умножения на весовой коэффициент. Получаемые после такой обработки сигналы складываются в сумматоре. Управление величинами весовых коэффициентов осуществляется с помощью сигнального процессора.
Однако в случае, когда помеха характеризуется спектром частот значительной ширины, комплексный весовой коэффициент необходимо подбирать для каждой из частот, иначе не будет обеспечено эффективное подавление всех составляющих помехи.
Известна адаптивная антенная решетка [3], содержащая антенные элементы, гибридные устройства, обеспечивающие разделение сигналов на синфазные и квадратурные составляющие, весовые умножители, общий сумматор, адаптивные контуры, полосовой и заградительный фильтры, блоки измерения мощности, блок сравнения и блок управления. С помощью фильтров, блоков измерения мощности, блока сравнения и блока управления обеспечивается минимизация и максимизация выходной мощности общего сумматора в режимах подавления помехи и выделения полезного сигнала.
Недостатком данной адаптивной антенной решетки является усложнение схемы адаптивной антенной решетки и необходимость раздельного выполнения режимов минимизации помехи и максимизации мощности полезного сигнала.
Известна адаптивная антенная решетка [4], содержащая N антенных элементов, соединенных через комплексные весовые умножители с входами общего сумматора, N адаптивных контуров, первые входы которых соединены с выходами соответствующих антенных элементов, а вторые входы - с выходами общего сумматора. Первые выходы адаптивных контуров подключены к соответствующим входам комплексных весовых умножителей. Первые и вторые входы блока максимизации выходной мощности соединены соответственно с первыми и вторыми выходами адаптивных контуров, а выходы - с соответствующими входами адаптивных контуров. Адаптивная антенная решетка обладает большей помехозащищенностью по отношению к помеховым сигналам независимо от их полосы частот.
Однако подобную адаптивную антенную решетку целесообразно использовать при приеме сигналов, имеющих паузу в ходе их передачи, например сигналов с псевдослучайной перестройкой частоты. Кроме того, введение блока максимизации выходной мощности и изменение связей, обусловленных этим введением, существенно усложняет адаптивную антенную решетку.
Для устранения недостатков устройств, реализующих классический способ пространственной фильтрации узкополосных сигналов, вводят трансверсальный фильтр или многоотводную линию задержки, обеспечивающую подавление помехи в полосе частот [1, с.57-60].
Однако использование частотно-зависимого взвешивания с помощью многоотводной линии задержки связано с выбором и реализацией необходимой амплитудной и фазовой характеристик комплексных весовых коэффициентов. В предлагаемых аналогах устройства, обеспечивающие выбор и реализацию необходимой амплитудно-фазовой характеристики комплексных весовых коэффициентов, не рассматриваются.
Наиболее близким аналогом (прототипом) является адаптивная антенная решетка [1, с.13, рис.1.1], в состав которой входят N антенных элементов, диаграммообразующая схема, состоящая из N блоков комплексного взвешивания сигналов и сумматора, и адаптивный процессор. Комплексное взвешивание производится с помощью устройств с квадратурными каналами. Один из выходов каждого антенного элемента соединен с входом соответствующего блока комплексного взвешивания сигналов, выходы блоков комплексного взвешивания сигналов подключены к входам сумматора, выход которого является выходом адаптивной антенной решетки. Вторые выходы излучателей соединены с входами адаптивного процессора, вход управления которого подключен к выходу адаптивной антенной решетки. Сигнальные выходы адаптивного процессора соединены с управляющими входами блоков комплексного взвешивания сигналов.
1
2
Однако в случае, когда помеха характеризуется не одной частотой, а спектром частот, нули диаграммы направленности смещаются и комплексные весовые коэффициенты, обеспечивающие подавление составляющей помехи на частоте ώ, не будут обеспечивать подавление помехового сигнала для частоты ώ.
Предлагаемая адаптивная антенная решетка направлена на достижение технического результата, заключающегося в повышении отношения сигнал/(помеха+шум) при обработке широкополосных сигналов по отношению к помеховым сигналам независимо от их полосы частот и мощности при любой сигнально-помеховой обстановке.
Для достижения указанного технического результата в адаптивную антенную решетку, являющуюся наиболее близким аналогом (прототипом), содержащую N антенных элементов, блоки комплексного взвешивания сигналов, адаптивный процессор и общий сумматор, дополнительно введены N полосовых фильтров, М сигнальных сумматоров и (M-l)×N блоков комплексного взвешивания сигналов, а адаптивный процессор выполнен в виде совокупности М блоков формирования весовых коэффициентов. На выходах антенных элементов установлены полосовые фильтры. М выходов каждого полосового фильтра соединены с соответствующими входами М блоков формирования весовых коэффициентов непосредственно, а с соответствующими входами М сигнальных сумматоров - через блоки комплексного взвешивания сигналов. Выходы М блоков формирования весовых коэффициентов, являющихся выходами адаптивного процессора, подключены для соответствующей частотной составляющей полезного сигнала к управляющим входам блоков комплексного взвешивания сигналов. Выходы М сигнальных сумматоров подключены к входам общего сумматора.
Проведенный сравнительный анализ заявленного устройства и прототипа показывает, что заявленное устройство отличается тем, что:
введены N полосовых фильтров с числом выходов М по количеству выделенных составляющих полезного сигнала;
изменено число сумматоров: дополнительно введено М сигнальных сумматоров;
изменено число блоков комплексного взвешивания сигналов: дополнительно введено (M-1)×N блоков комплексного взвешивания сигналов;
адаптивный процессор выполнен в виде совокупности М блоков формирования весовых коэффициентов;
изменены связи между блоками: на выходах антенных элементов установлены полосовые фильтры; М выходов каждого полосового фильтра соединены с соответствующими входами адаптивного процессора, а именно с соответствующими входами М блоков формирования весовых коэффициентов - непосредственно, а через M×N блоков комплексного взвешивания сигналов - с соответствующими входами М сигнальных сумматоров; выходы М блоков формирования весовых коэффициентов, являющихся выходами адаптивного процессора, подключены для соответствующей частотной составляющей полезного сигнала к управляющим входам блоков комплексного взвешивания сигналов, выходы М сигнальных сумматоров подключены к входам общего сумматора.
На фигуре 1 приведена структурная схема адаптивной антенной решетки. На фигуре 2 представлен вариант выполнения блока формирования весовых коэффициентов.
На фигуре 3 приведен вариант выполнения блока обращения ковариационной матрицы помеховых сигналов.
На фигуре 4 приведен вариант формирования ковариационной матрицы помеховых сигналов.
На фигуре 5 представлен вариант формирования обратной ковариационной матрицы помеховых сигналов.
В состав адаптивной антенной решетки (фигура 1) входят антенные элементы 1, образующие N-элементную антенную решетку, полосовые фильтры 2, имеющие М выходов (по числу составляющих полезного сигнала, на которые делится широкополосный сигнал), адаптивный процессор 3, входы которого подключены к выходам полосовых фильтров, M×N блоков 4 комплексного взвешивания сигналов, входы которых также подключены к выходам соответствующих полосовых фильтров. Управляющие входы блоков 4 комплексного взвешивания сигналов соединены с соответствующими управляющими выходами адаптивного процессора. Выходы блоков 4 комплексного взвешивания сигналов для соответствующих частотных составляющих соединены с соответствующими входами сигнальных сумматоров 5. Выходы сигнальных сумматоров 5 подключены к входам общего сумматора 6.
Адаптивный процессор 3 включает в свой состав М блоков 7 формирования весовых коэффициентов.
Каждый из М блоков 7 формирования весовых коэффициентов (фигура 2) для соответствующей частотной составляющей содержит N×N корреляторов 8. N входов каждого из корреляторов соединены с соответствующими выходами N полосовых фильтров для соответствующей частотной составляющей полезного сигнала. Выходы корреляторов 8 подключены через блок 9 обращения ковариационной матрицы к перемножителю 10 для соответствующей частотной составляющей полезного сигнала. Выходы всех перемножителей 10 являются выходами адаптивного процессора и подключены к управляющим входам блоков 4 комплексного взвешивания сигналов для соответствующей частотной составляющей полезного сигнала.
1
i
Каждый из блоков 9 обращения ковариационной матрицы включает в свой состав (фигура 3) кроме первого блока 11 (N-1) однотипных блоков 11 построения обратной матрицы, где i=(2, …, N).
Прежде чем рассмотреть функционирование предлагаемой адаптивной антенной решетки, проведем теоретическое обоснование приема широкополосного полезного сигнала, реализованного в предлагаемом устройстве, при воздействии широкополосных помеховых сигналов.
0
0
l
l
Рассмотрим N-элементную антенную решетку с известной геометрией излучающего раскрыва, осуществляющую прием полезного сигнала с направления θ, φ и подавление широкополосных помех, приходящих с неизвестных направлений θ, φ, (l=1, …, L). Требуется определить и реализовать набор частотно-зависимых весовых коэффициентов в каналах адаптивной антенной решетки, обеспечивающих минимум среднеквадратического отклонения спектров полезного сигнала и выходного сигнала антенны в полосе частот обработки.
Обобщая критерий минимизации среднеквадратической ошибки для случая узкополосного сигнала [1] на случай широкополосных сигналов, получим следующее соотношение:
0
где C(ω) - спектр полезного сигнала;
Х(ω) - вектор сигналов на выходах излучателей;
W(ω) - частотно-зависимый вектор весовых коэффициентов в каналах обработки антенной решетки;
1
2
ω, ω - частоты, определяющие полосу частот, в которой обрабатывается полезный сигнал.
Интеграл (1) имеет минимальное значение, когда подынтегральное выражение принимает минимальное значение на каждой частоте. С учетом данного утверждения на основании результатов работы [1] представим частотную зависимость весовых коэффициентов в виде
-1
где М(ω) - частотно-зависимая обратная ковариационная матрица помеховых сигналов;
- полезный сигнал;
0
0
ε, µ - электрическая и магнитная постоянные свободного пространства соответственно;
0
0
θ, φ - углы направления прихода полезного сигнала;
n
n
x, y - координаты n-го элемента антенной решетки.
Частотно-зависимая ковариационная матрица помеховых сигналов при произвольном числе помеховых сигналов определяется соотношением вида:
2
где σ - мощность тепловых шумов антенной решетки;
l
C(ω) - спектр l-го помехового сигнала, l=1, …, L;
- вектор-столбец, элементами которого являются комплексные сомножители, учитывающие фазовый набег на каждом элементе антенной решетки;
Тогда обратная частотно-зависимая ковариационная матрица с использованием выражения (3) записывается так:
lp
В соотношении (4) известны все члены за исключением частотно-зависимых коэффициентов α(ω), которые можно найти из выражения (3) и (4) из условия
-1
M(ω)M(ω)=E.
11
В частном случае одной помехи коэффициент α(ω) определяется в виде:
а обратная частотно-зависимая ковариационная матрица помеховых сигналов после подстановки (5) в (4) определяется формулой:
Выражение для частотно-зависимого вектора весовых коэффициентов в этом случае имеет вид:
0
1
После проведения математических преобразований выражения (7) с учетом соотношений для S(ω) и U(ω) получим аналитическую зависимость вектора весовых коэффициентов от частоты.
Однако точно реализовать данную зависимость технически невозможно. Поэтому предлагается обеспечить точную реализацию значений вектора весовых коэффициентов в полосе частот полезного сигнала для ограниченного числа М частот из данного частотного интервала. Между данными частотами значения весовых коэффициентов могут быть аппроксимированы достаточно простой зависимостью, например кусочно-постоянной функцией. Выбор числа частот М определяется с учетом противоречивых требований, например:
- увеличение числа частот М, для которых обеспечивается точная реализация значений весовых коэффициентов, приводит к уменьшению мощности помехового сигнала на выходе антенны;
- увеличение числа частот М обуславливает резкое усложнение антенны.
Предлагаемая адаптивная антенная решетка функционирует следующим образом.
Аддитивная смесь широкополосных полезного сигнала, шума и помехового сигнала принимается N антенными элементами 1 и поступает на входы полосовых фильтров 2. В полосовых фильтрах 2 производится разделение этой смеси на М узкополосных сигналов, каждый из которых представляет собой сумму полезного и помеховых сигналов в одном и том же узком частотном интервале. Выходные сигналы полосовых фильтров поступают на входы блоков 4 комплексного взвешивания сигналов, соответствующие выбранным частотным составляющим полезного и помеховых сигналов. Аналогично вторая совокупность выходных сигналов полосовых фильтров подается на соответствующие входы адаптивного процессора 3, а именно на входы блоков 7 формирования весовых коэффициентов.
11
NN
Рассмотрим подробнее функционирование одного из блоков 7 формирования весовых коэффициентов. Сигналы соответствующей частотной составляющей смеси полезного и помеховых сигналов подаются с выходов полосовых фильтров на входы блоков 8…8, в которых в соответствии с приведенными соотношениями формируются коэффициенты ковариационной матрицы помеховых сигналов. Сигналы, соответствующие коэффициентам ковариационной матрицы помеховых сигналов, поступают на входы блока 9 обращения ковариационной матрицы помеховых сигналов.
Каждый из блоков 9, обеспечивающих обращение ковариационной матрицы помеховых сигналов на соответствующей частоте, реализует итерационный алгоритм обращения на основе метода «окаймления», описанного. например. в [7, 8].
ij
11
12
21
22
В соответствии с данным алгоритмом на первом шаге из элементов s, i=1, …, N, j=1, …, N. ковариационной матрицы помеховых сигналов, сформированной в блоке 8, выбираются элементы s, s, s, s (фигура 4). Данные элементы позволяют сформировать блочную матрицу размерности 2×2. Формулы, на основе которых вычисляются данные элементы , , , , имеют вид
, ,
13
23
33
31
32
На втором шаге с использованием элементов s, s, s, s, s, «окаймляющих» полученную на первом шаге матрицу (см. фигуру 4), определяются элементы блочной матрицы размерности 3×3. Элементы этой матрицы находятся с помощью формул
где
1n
2n
n-1n
n1
n2
nn-1
nn
В общем случае для перехода от блочной матрицы  порядка n к блочной матрице  порядка n+1, выполняемого на n-1 шаге преобразования, дополнительно используются элементы {s, s, …, s}, образующие матрицу-столбец В, {s, s, …, s}, образующие матрицу-строку С и s, образующий элемент D, показанные на фигуре 5. С использованием данных элементов матрица  определяется формулами [7, 8]
где .
В частности, при n=2 из соотношения (13) следуют формулы (9)-(12).
Последовательное выполнение N-1 раз указанных итераций позволяет сформировать обратную матрицу размерности N×N.
1
2
n
n-1
Схема блока 9, реализующего данный алгоритм, приведена на фигуре 3. Так, в блоке 11 реализуется построение обратной матрицы в соответствии с выражением (8), в блоке 11 - в соответствии с выражениями (9-12) и т.д. На фигуре 6 приведена схема блока 11 в обозначениях, принятых в выражении (13), при подаче на его входы информации с выходов блока 11, где n=(2, …, N). Выполнение операций матричного умножения реализуется с использованием типовых элементов перемножения сигналов и не имеет принципиальных сложностей.
В перемножителе 10 формируются сигналы для управления соответствующим блоком 4 комплексного взвешивания сигналов. На управляющие входы каждого из перемножителей 10 поступает также априорная информация о полезном сигнале. Формирование этих сигналов выполняется на основе правил умножения матриц, которые легко реализуются с использованием перемножителей и сумматоров низкочастотных сигналов. Выходные сигналы перемножителей 10 являются выходными сигналами блоков 7 формирования весовых коэффициентов.
В результате на выходах блоков 7 формирования весовых коэффициентов создаются управляющие воздействия на каждой из М частот, поступающие на соответствующие управляющие входы блоков 4 комплексного взвешивания сигналов. Составляющие полезного и помехового сигналов, умноженные на свои весовые коэффициенты, поступают на каждой из М частот на N входов сигнальных сумматоров 5, где производится суммирование сигналов и выделение полезного сигнала для соответствующей частотной составляющей из М частот.
С выходов сигнальных сумматоров 5 сигналы суммируются в общем сумматоре 6.
0
0
1
1
Для исследования возникающих закономерностей рассмотрим антенную решетку 10×5 (N=50), элементы которой расположены с шагом 0.5λ (λ - длина волны, соответствующая средней частоте диапазона полезного сигнала). Сигнально - помеховая обстановка характеризуется направлением прихода полезного сигнала θ=15°, φ=90° с базой B=200, а помехового сигнала - θ=23°, φ=0°.
Результаты исследования влияния числа интервалов М на нормированную величину среднеквадратической ошибки восстановления спектра полезного сигнала, определяемую с учетом выражения (1) как
1
при различных значениях относительной мощности P помехового сигнала приведены в таблице.
Величины среднеквадратической ошибки
М
16
32
64
128
256
P<sub>1</sub>=0
ξ, дБ
-63,687
-76,354
-89,859
-104,786
-118,365
P<sub>1</sub>=10
ξ, дБ
-18,861
-24,23
-29,97
-35,864
-36,951
P<sub>1</sub>=100
ξ, дБ
-10,506
-14,949
-20
-25,698
-29,834
P<sub>1</sub>=1000
ξ, дБ
-4,75
-7,57
-11,487
-16,198
-21,045
На фигурах 7, 8 соответственно приведены спектры полезного сигнала на выходе антенны при М=128 и М=1024 соответственно.
Как показывают результаты исследований, увеличение числа интервалов М приводит, с одной стороны, к увеличению точности восстановления широкополосных сигналов в присутствии помех, а с другой стороны, к резкому усложнению антенны.
На фигуре 9 приведен интегральный уровень ДН в заданной полосе частот в направлении прихода помехового сигнала в зависимости от количества интервалов разбиения ξ(М). На фигурах 10-12 приведена частотная зависимость уровня формируемой ДН в направлении прихода помехового сигнала F(ω) при разных значениях М (М=1 - фигура 10, М=2 - фигура 11, М=32 - фигура 12). Здесь же пунктирной линией показана частотная зависимость уровня ДН в направлении помехи при оптимальной частотной зависимости весовых коэффициентов G(ω).
0
0
На фиг.13-15 приведены диаграммы направленности антенной решетки после оптимальной (сплошная кривая) и квазиоптимальной (точечная кривая) обработки при числе интервалов М, равном 1, 2 и 32 соответственно. Приведены результаты для частоты, равной 1,1 f, где f - центральная частота.
Анализ полученных результатов показывает, что при М, равном 1, формирование нуля на данной частоте не наблюдается, а смещение максимума достигает 1°. При М=2 смещение максимума ДН уменьшается, а уровень нуля в направлении помехи достигает -20 дБ. При М=32 ДН при квазиоптимальной обработке практически совпадает с ДН, сформированной при оптимальной обработке.
Приведенные материалы свидетельствуют о достижении заявленного технического результата.
Адаптивная антенная решетка может быть реализована на современной элементной базе. Выполнение введенных блоков не вызывает затруднений, так как их структура приведена, например, в [1].
Так, выполнение блоков 1-7 не имеет особенностей и совпадает с аналогичными блоками прототипов. Большинство элементов блоков 8-10 также не имеет особенностей построения. В частности, формирование ковариационной матрицы помеховых сигналов в каждом блоке 8 осуществляется с помощью корреляторов, как показано на фигуре 2, реализация которых приведена в [1].
Из сказанного следует, что предлагаемая адаптивная антенная решетка обеспечивает выделение в заданной полосе частот полезного сигнала из принимаемой совокупности полезного и помеховых сигналов с неизвестными параметрами и может быть реализована с использованием существующих радиоэлектронных средств и элементов.
Таким образом, введение новых блоков: N полосовых фильтров, М сигнальных сумматоров и (M-1)×N блоков комплексного взвешивания сигналов, выполнение адаптивного процессора в виде М блоков формирования весовых коэффициентов и связанное с этим изменение связей: на выходах антенных элементов установлены полосовые фильтры; М выходов каждого полосового фильтра соединены с соответствующими входами М блоков формирования весовых коэффициентов непосредственно, а через M×N блоков комплексного взвешивания сигналов - с соответствующими входами М сигнальных сумматоров; выходы адаптивного процессора (М блоков формирования весовых коэффициентов) для соответствующей частотной составляющей полезного сигнала подключены к управляющим входам блоков комплексного взвешивания сигналов; выходы М сигнальных сумматоров подключены к входам общего сумматора - позволяет получить технический результат, заключающийся в повышении отношения сигнал/(помеха+шум) при обработке широкополосных сигналов по отношению к помеховым сигналам независимо от их полосы частот и мощности при любой сигнально-помеховой обстановке.
Литература
1. Монзинго Р.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки: Введение в теорию. Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.
2. Авторское свидетельство 1506569. Устройство для приема широкополосных сигналов с адаптивной антенной решеткой / В.И.Журавлев, Г.О.Бокк. - Бюллетень изобретений №33, 25.06.1987 г. - H04L 7/02.
3. Авторское свидетельство 1548820. Адаптивная антенная решетка / Л.А.Марчук, В.В.Поповский, В.И.Евдокимов, С.М.Крымов, И.В.Сергеев. - Бюллетень изобретений №9, 07.03.1990 г. - H01Q 21/00.
4. Патент 2099838 (РФ). Адаптивная антенная решетка / А.В.Колинько, В.Ф.Комарович, Марчук Л.А., Савельев А.Н. - Опубл. 20.12.97 г. - H01Q 21/00.
5. Литвинов О.С. О теории адаптивных антенных решеток в условиях коррелированных помеховых сигналов // Антенны / Под ред. А.А.Пистолькорса. - М.: Радио и связь, 1981, вып.29, с.67-79.
6. Литвинов О.С. Аналитические свойства ковариационной матрицы помех в теории приемных адаптивных решеток // Антенны / Под ред. А.А.Пистолькорса. - М.: Радио и связь, 1982, вып.30, с.65-78.
7. Воеводин В.В., Кузнецов Ю.А. Матрицы и вычисления. - М.: Наука, 1984. - 320 с.
8. Фаддеев Д.К., Фаддеева В.Н. Вычислительные методы линейной алгебры. - М.-Л.: Госиздат. физ.-мат. литературы, 1963. - 735 с.