СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ГЕНЕРИРОВАНИЯ ДВУХЧАСТОТНОГО СИГНАЛА С ПОСТОЯННОЙ ОГИБАЮЩЕЙ, СОДЕРЖАЩЕГО ЧЕТЫРЕ РАСШИРЯЮЩИХ СИГНАЛА, И СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ПРИЕМА ТАКОГО СИГНАЛА
METHOD AND DEVICE FOR GENERATING TWO-FREQUENCY SIGNAL WITH CONSTANT BINDING CONTAINING FOUR EXPANDING SIGNALS AND METHOD AND DEVICE FOR RECEIVING SUCH SIGNAL

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящая заявка относится к области спутниковой навигации, и, более конкретно, к способу и устройству для формирования двухчастотного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов, и к способу и устройству для приема такого сигнала.
Уровень техники
С развитием глобальной системы спутниковой навигации (Global Navigation Satellite System, GNSS) возрастают потребности в навигационных сервисах. Количество сигналов, передаваемых в одной полосе частот спутниковыми навигационными системами, растет, что увеличивает загруженность и без того ограниченной полосы частот, которую можно использовать для спутниковой навигации. С ростом количества сигналов, широковещательно передаваемых навигационной системой в одной полосе частот, постоянно усложняется оборудование, устанавливаемое на спутнике.
В связи с некоторыми специфическими требованиями к конструкции и использованию системы предпочтительно мультиплексировать сигналы на двух разных частотах, чтобы, например, подстройка центральной частоты сигнала при реконструкции и усовершенствовании системы проходила без затруднений, или чтобы была возможность передачи множества групп служебной информации, содержание которой взаимно комплементарно, на двух очень близких частотах и т.д. С учетом того, что мощность передачи со спутника ограничена, для обеспечения достаточной мощности приема на стороне приемника желательно, чтобы установленный на спутнике передатчик большой мощности имел как можно более высокую эффективность использования энергии. Поэтому необходимо, чтобы усилитель большой мощности (High Power Amplifier, ΗΡΑ), установленный на спутнике, работал в нелинейной области насыщения. Однако если при работе ΗΡΑ вблизи точки насыщения огибающая входного сигнала не постоянна, то компоненты выходного сигнала будут подвергаться таким искажениям, как амплитудная модуляция, амплитудно-фазовое преобразование и т.п., что приведет к искажению амплитуд и фаз в передаваемом сигнале и значительно повлияет на качество работы приемной стороны. По указанной причине необходимо обеспечивать постоянство огибающей комбинированного сигнала.
Типовым примером служит способ AltBOC (патентная заявка США US 2006/0038716 A1), способ модуляции с постоянной огибающей, применяемый в сигнале в полосе Е5 европейской навигационной системы Galileo. В AltBOC два набора сигналов BPSK-R(10), модулированных, соответственно, на двух отдельных несущих частотах, отстоящих одна от другой на 30,69 МГц (Е5а: 1176.45 МГц, Е5b: 1207,14 МГц), комбинируются в сигнал 8PSK с центральной частотой 1191,795 МГц, имеющий постоянную огибающую. Такой способ обладает тем преимуществом, что позволяет сократить количество передатчиков сигналов, являющихся полезной нагрузкой спутника, и тем, что создается широкополосный мультиплексированный сигнал, из-за чего приемник поддерживает не только узкополосную стратегию приема, в которой компоненты сигнала на Е5а и Е5b принимаются и обрабатываются по отдельности, но и широкополосную стратегию приема, в которой с целью более эффективного определения псевдодальностей принимается весь мультиплексированный сигнал в своей полной полосе частот. Однако в AltBOC четыре компонента сигнала, подлежащих мультиплексированию, должны иметь равную мощность, что ограничивает возможности использования этого способа. В области GNSS известно, что, поскольку основной целью использования сигнала GNSS является дальнометрия, при разработке структуры сигнала GNSS предпочитают выделять пилотному каналу большую мощность по сравнению с каналом данных, чтобы способствовать повышению точности и надежности измерений псевдодальности и автоподстройки фазы несущей. Кроме того, при использовании в компонентах сигнала разных форм импульсов для кодового расширения спектра (так называемых чипов, например, BPSK-R, ВОС с синусной фазой, ВОС с косинусной фазой, TMBOC, QMBOC и т.д.) эффективность обнаружения, автоподстройки и демодуляции данных на стороне приемника также различается. Поэтому существует потребность в способе формирования двухчастотных сигналов GNSS с постоянной огибающей, более гибком, чем AltBOC, в частности, в таком, где четыре компонента сигнала могут иметь разную мощность, а волновая форма чипа кодового расширения спектра для разных компонентов сигнала может выбираться гибким образом.
Международная заявка РСТ № PCT/CN 2013/000675, озаглавленная «Satellite Navigation Signal and Generation Method, Generation Device, Receiving Method and Receiving Device Therefor» («Сигнал спутниковой навигации, способ и устройство для его формирования, способ и устройство для приема такого сигнала») раскрывает способ формирования мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей на основании значений и соотношения мощностей четырех компонентов сигнала, подлежащих мультиплексированию. В соответствии с этим способом имеется возможность вычисления синфазного компонента основной полосы частот и квадратурного компонента основной полосы частот мультиплексированного сигнала, удовлетворяющего условию постоянства огибающей. Однако вычисление синфазного компонента основной полосы частот и квадратурного компонента основной полосы частот мультиплексированного сигнала в устройстве формирования сигнала спутниковой навигации ведет к усложнению этого устройства.
Краткое описание изобретения
Целью настоящего изобретения является предложение способа и устройства для формирования двухчастотного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов и способа и устройства для приема такого сигнала, которые могут, по меньшей мере частично, устранить недостатки уровня техники.
1
2
3
4
1
2
p
1
2
1
2
1
3
4
2
1
2
В соответствии с аспектом настоящего изобретения предлагается способ формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов, в котором четырьмя расширяющими сигналами s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот модулирована, соответственно, частота f и частота f таким образом, что на несущей радиочастоте f=(f+f)/2 формируется мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей, при этом сигналами s(t) и s(t) модулированы взаимно ортогональные фазы несущей на частоте f, сигналами s(t) и s(t) модулированы взаимно ортогональные фазы несущей на частоте f, f>f, при этом способ дополнительно включает:
1
2
3
4
определение соотношения мощностей, выделяемых для четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот в мультиплексированном сигнале с постоянной огибающей;
s
1
2
3
4
1
2
3
4
сохранение таблицы соответствия дополнительных фаз, содержащей дополнительные фазы принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, причем указанная таблица построена путем разбиения периода T поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот на несколько сегментов и определения для каждого сегмента из числа указанных нескольких сегментов дополнительной фазы θ для состояния из числа 16 состояний комбинации значений указанных четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот в мультиплексированном сигнале с постоянной огибающей на основании определенного соотношения мощностей указанных четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот;
1
2
3
4
получение дополнительной фазы θ сегмента текущего времени путем поиска в таблице соответствия дополнительных фаз на основании сегмента периода поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот и состояния комбинации значений четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, соответствующего текущему времени;
RF
формирование принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей и формирование мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей на основании полученной таким образом дополнительной фазы θ, где
RF
p
p
S(t)=I(t)cos(2πft)-Q(t) sin(2πft),
I(t)=A cos (θ),
Q(t)=A sin (θ),
p
1
2
f=(f+f)/2,
s
s
T=1/f,
s
1
2
f=(f-f)/2,
RF
а А представляет собой амплитуду мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей.
1
2
3
4
1
2
p
1
2
1
2
1
3
4
2
1
2
В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения предлагается устройство для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов, в котором четырьмя расширяющими сигналами s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот модулирована, соответственно, частота f и частота f таким образом, что на несущей радиочастоте f=(f+f)/2 формируется мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей, при этом сигналами s(t) и s(t) модулированы взаимно ортогональные фазы несущей на частоте f, сигналами s(t) и s(t) модулированы взаимно ортогональные фазы несущей на частоте f, f>f, при этом устройство дополнительно содержит
s
1
2
3
4
1
2
3
4
модуль хранения таблицы соответствия дополнительных фаз, выполненный с возможностью хранения таблицы соответствия дополнительных фаз, содержащей дополнительные фазы принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, причем указанная таблица построена путем разбиения периода T поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот на несколько сегментов и определения для каждого сегмента из числа указанных нескольких сегментов дополнительной фазы θ для состояния из числа 16 состояний комбинации значений указанных четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот в мультиплексированном сигнале с постоянной огибающей на основании определенного соотношения мощностей указанных четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот;
1
2
3
4
модуль поиска, выполненный с возможностью получения дополнительной фазы θ текущего сегмента путем поиска в таблице соответствия дополнительных фаз на основании сегмента периода поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот и состояния комбинации значений четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, соответствующего текущему времени;
RF
модуль формирования, выполненный с возможностью формирования принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, и с возможностью формирования мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей на основании полученной дополнительной фазы θ, где
RF
p
p
S(t)=I(t)cos(2πft)-Q(t)sin(2πft),
I(t)=A cos (θ),
Q(t)=A sin (θ),
p
1
2
f=(f+f)/2,
s
s
T=1/f,
s
1
2
f=(f-f)/2,
RF
а A представляет собой амплитуду мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей.
В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения предлагается мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей, сформированный посредством вышеупомянутых способа или устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов.
В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения предлагается устройство, содержащее средства, выполненные с возможностью обработки мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного посредством вышеупомянутых способа или устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов.
В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения предлагается устройство для приема мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, выполненное с возможностью приема мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного посредством вышеупомянутых способа или устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов.
В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения предлагается устройство для приема сигнала, выполненное с возможностью приема вышеупомянутого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей или мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного посредством вышеупомянутых способа или устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов, содержащее модуль приема, выполненный с возможностью приема мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей;
1
2
модуль демодуляции, выполненный с возможностью демодуляции компонента сигнала, которым модулирована частота f принятого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, и с возможностью демодуляции компонента сигнала, которым модулирована частота f принятого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей; и
1
2
1
3
4
2
модуль обработки, выполненный с возможностью получения расширяющих сигналов s(t) и s(t) основной полосы частот на основании демодулированного компонента сигнала, которым модулирована частота f, и с возможностью получения расширяющих сигналов s(t) и s(t) основной полосы частот на основании демодулированного компонента сигнала, которым модулирована частота f.
В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения предлагается устройство для приема сигнала, выполненное с возможностью приема вышеупомянутого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей или мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного посредством вышеупомянутых способа или устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов, причем в указанном устройстве для приема сигнала сохранена таблица соответствия дополнительных фаз, и указанное устройство для приема сигнала содержит
модуль приема, выполненный с возможностью приема мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей;
р
1
2
1
2
3
4
модуль демодуляции, выполненный с возможностью демодуляции принятого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с центральной частотой f=(f+f)/2 с целью получения демодулированного сигнала основной полосы частот; модуль поиска дополнительной фазы, выполненный с возможностью получения на основании таблицы соответствия дополнительных фаз дополнительной фазы θ, соответствующей каждому состоянию из числа состояний комбинации значений четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот; модуль формирования местной копии, выполненный с возможностью формирования на основании полученной дополнительной фазы θ местной копии  синфазного сигнала основной полосы частот и местной копии  квадратурного сигнала основной полосы частот, соответствующих каждому состоянию; и
1
2
3
4
модуль вычисления, выполненный с возможностью вычисления корреляции между сформированными местными копиями  и , соответствующими каждому состоянию, и демодулированным сигналом основной полосы частот для определения расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот демодулированного сигнала основной полосы частот с целью обеспечения возможности обнаружения мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей и автоподстройки к указанному сигналу.
1
2
В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения предлагается устройство для приема сигнала, выполненное с возможностью приема вышеупомянутого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей или мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного посредством вышеупомянутых способа или устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов, причем в указанном устройстве для приема сигнала сохранена таблица соответствия дополнительных фаз, и указанное устройство для приема сигнала содержит модуль приема, выполненный с возможностью приема, фильтрации и усиления мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей при центральной частоте фильтрации и усиления заданной, равной (f+f)/2;
модуль демодуляции, выполненный с возможностью преобразования несущей частоты компонента сигнала, подлежащего обработке, в соответствующую промежуточную частоту, преобразования компонента сигнала из аналоговой формы в цифровую форму путем дискретизации и квантования сигнала, и с возможностью получения синфазного сигнала SI(t) приемника основной полосы частот и квадратурного сигнала SQ(t) приемника основной полосы частот путем умножения полученного преобразованием цифрового сигнала промежуточной частоты на синфазную несущую и квадратурную несущую, соответственно;
N
i
модуль поиска дополнительной фазы, выполненный с возможностью формирования расширяющей последовательности четырех расширяющих сигналов основной полосы частот с назначением волновой формы расширяющего чипа, с возможностью формирования на основании всех возможных комбинаций значений принадлежащей основной полосе частот двоичной местной копии четырех расширяющих сигналов основной полосы частот местной копии  синфазного сигнала основной полосы частот и местной копии  квадратурного сигнала основной полосы частот, соответствующих каждой комбинации в модуле поиска дополнительной фазы, в каждом периоде дискретизации, причем количество комбинаций значений, обозначенное как g, равно g=2, где N - число каналов данных, а для частного случая  из g комбинаций значений правило формирования  и  совпадает с используемым в передающем устройстве, и с возможностью получения дополнительной фазы θ, для текущего времени путем поиска в таблице соответствия дополнительных фаз;
модуль формирования местной копии, выполненный с возможностью формирования местной копии  синфазного сигнала основной полосы частот и местной копии  квадратурного сигнала основной полосы частот как
; и
i
i
i
i
модуль вычисления, выполненный с возможностью получения i-й (i=1, 2, …, g) группы первого синфазного значения corr1I корреляции и первого квадратурного значения corr1Q, корреляции путем умножения i-й (i=1, 2 …, g) группы местной копии  синфазного сигнала основной полосы частот на синфазный сигнал SI(t) основной полосы частот и квадратурный сигнал SQ(t) основной полосы частот и передачи результатов умножения в интегрирующий фильтр со сбросом с целью когерентного интегрирования по длительности TI, с возможностью получения i-й (i=1, 2, …, g) группы второго синфазного значения corr2I корреляции и второго квадратурного значения corr2Q корреляции путем умножения каждой группы местной копии  квадратурного сигнала основной полосы частот на синфазный сигнал SI(t) основной полосы частот и квадратурный сигнал SQ(t) основной полосы частот и передачи результатов умножения в интегрирующий фильтр со сбросом с целью когерентного интегрирования по длительности TI;
i
i
i
i
с возможностью получения i-й (i=1, 2, …, g) группы синфазного комбинированного значения  корреляции и квадратурного комбинированного значения  корреляции путем комбинирования первого синфазного значения corr1I корреляции и первого квадратурного значения corr1Q корреляции i-й группы со вторым синфазным значением corr2I корреляции и вторым квадратурным значением corr2Q корреляции i-й группы как
; и
1
2
3
4
с возможностью выбора оптимального синфазного комбинированного значения I' корреляции и оптимального квадратурного комбинированного значения Q' корреляции в качестве группы синфазного комбинированного значения  корреляции и квадратурного комбинированного значения  корреляции, для которой значение  является максимальным среди всех групп, с целью обеспечения возможности определения расширяющего сигнала s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот и обработки I' и Q' с использованием обычного способа обнаружения и контура автоподстройки.
Краткое описание чертежей
Фиг. 1 представляет схему последовательности операций в способе формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг. 2 представляет схему значений  и  в периоде поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
RF
1
2
3
4
Фиг. 3 представляет созвездие мультиплексированного сигнала S(t) при соотношении мощностей четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, равном 1:3:1:3, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг. 4 представляет функциональную схему устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг. 5 представляет пример формирования мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг. 6 представляет спектральную плотность мощности (СПМ) мультиплексированного сигнала в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг. 7 иллюстрирует устройство для приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг. 8 представляет функциональную схему устройства для приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
Фиг. 9 иллюстрирует устройство для приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов, в соответствии с еще одним вариантом осуществления настоящего изобретения.
Раскрытие изобретения
Далее со ссылкой на прилагаемые чертежи дается подробное описание способа формирования, устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов, способа приема и устройства для приема такого сигнала. С целью упрощения в настоящем раскрытии вариантов осуществления настоящего изобретения для одинаковых или подобных элементов используются одинаковые или подобные ссылочные обозначения.
1
2
3
4
1
2
p
1
2
1
2
2
4
2
1
2
Фиг. 1 представляет способ формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. Согласно данному способу, четырьмя расширяющими сигналами s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот модулируют, соответственно, частоту f и частоту f таким образом, чтобы на несущей радиочастоте f=(f+f)/2 сформировался мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей, при этом сигналами s(t) и s(t) модулируются взаимно ортогональные фазы несущей на частоте сигналами s(t) и s(t) модулируются взаимно ортогональные фазы несущей на частоте f, f>f; сформированный двухчастотный сигнал с указанными четырьмя расширяющими сигналами представляет собой мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей.
1
2
3
4
1
2
3
4
1
2
3
4
Конкретно, как показано на фиг. 1, на шаге 110 определяется соотношение мощностей, выделяемых для четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот в мультиплексированном сигнале с постоянной огибающей. Соотношение мощностей, выделяемых для четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, обозначаемое как с:с:с:с, может задаваться произвольно в соответствии с практическими потребностями. В качестве неограничивающего примера, соотношение мощностей может быть задано равным 1:2:1:2, 1:3:1:3, 1:5:1:5 и т.п.
На шаге 120 сохраняется таблица соответствия дополнительных фаз. Указанная таблица содержит дополнительные фазы принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей.
В варианте осуществления настоящего изобретения таблица соответствия дополнительных фаз может быть построена следующим образом.
s
1
2
3
4
1
2
3
4
1
2
3
4
1
2
3
4
s
s
s
1
2
3
4
1
2
3
4
Указанная таблица может быть построена путем разбиения периода Tподнесущей расширяющего сигнала основной полосы частот на несколько сегментов и определения для каждого сегмента из числа указанных нескольких сегментов дополнительной фазы θ для состояния из числа 16 состояний комбинации значений указанных четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот в мультиплексированном сигнале с постоянной огибающей на основании определенного соотношения c:c:с:с мощностей указанных четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот. В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения таблица соответствия дополнительных фаз может заранее задаваться и сохраняться в передатчике навигационного сигнала или в устройстве для формирования сигнала. Таким образом, при возникновении необходимости определения дополнительной фазы достаточно выполнить поиск в таблице соответствия дополнительных фаз, что снижает сложность вычислений в передатчике навигационного сигнала или в устройстве для формирования сигнала. На шаге 130 путем поиска в таблице соответствия дополнительных фаз на основании сегмента периода поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот и состояния комбинации значений четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, соответствующего текущему времени, может быть получена дополнительная фаза θ сегмента текущего времени. Как можно видеть, текущее время принадлежит определенному периоду поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот, так что t∈[nT, (n+1)T). Поскольку период T поднесущей разбит на несколько сегментов, текущее время t соответствует определенному сегменту из числа этих сегментов. Для текущего времени значения четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот соответствуют одной из 16 комбинаций значений. Поэтому поиск в сохраненной таблице соответствия дополнительных фаз с целью получения дополнительной фазы текущего сегмента может выполняться на основании определенного сегмента периода поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот, которому соответствует текущее время, и одной определенной комбинаций значений из числа 16 указанных комбинаций значений, которой соответствует текущее значение четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот.
RF
На шаге 140 на основании полученной дополнительной фазы θ формируются принадлежащий основной полосе частот синфазный компонент I(t) и принадлежащий основной полосе частот квадратурный компонент Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, и формируется мультиплексированный сигнал S(t) с постоянной огибающей как
RF
p
p
S(t)=I(t)cos(2πft)-Q(t)sin(2πft),
I(t)=A cos (θ),
Q(t)=A sin (θ),
p
1
2
f=(f+f)/2,
s
s
T=1/f,
s
1
2
f=(f-f)/2,
RF
где А представляет собой амплитуду мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей.
RF
RF
Как можно видеть, для любого текущего времени или для каждого сегмента, которому текущее время соответствует, можно найти дополнительную фазу θ с целью формирования мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей, при этом амплитуда мультиплексированного сигнала S(t) постоянна и равна А.
1
2
3
4
p
1
2
1
3
4
2
p
При использовании способа настоящего изобретения четырьмя расширяющими сигналами s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот может быть модулирована несущая частота f, при этом сигналами s(t) и s(t) модулируются взаимно ортогональные фазы несущей на частоте f, а сигналами s(t) и s(t) модулируются взаимно ортогональные фазы несущей на частоте f. Мультиплексированный сигнал, которым модулирована несущая радиочастота f, представляет собой мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей.
В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, таблица соответствия дополнительных фаз может быть построена следующим образом.
1
2
3
4
1
2
р
1
2
RF
p
p
Как упоминалось, согласно способу настоящего изобретения четырьмя расширяющими сигналами s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот модулируются, соответственно, частоты f и f, чтобы на несущей радиочастоте f=(f+f)/2 сформировался мультиплексированный сигнал S(t) с постоянной огибающей. Сигнал на несущей частоте f, можно выразить через два ортогональных компонента, модулирующих частоту f:
RF
p
p
S(t)=I(t)cos(2πft)-Q(t)sin(2πft).
Здесь I(t) представляет собой принадлежащий основной полосе частот синфазный компонент мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, a Q(t) представляет собой принадлежащий основной полосе частот квадратурный компонент мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей.
RF
RF
В соответствии с настоящим изобретением, в таблице соответствия дополнительных фаз сохранена дополнительная фаза θ принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей. Под дополнительной фазой понимается фаза θ, используемая для модификации мультиплексированного сигнала S(t) в соответствии с выражением S(t)=I(t)+jQ(t)=А ехр(jθ),
RF
RF
в котором  выражает амплитуду сигнала S(t), а фаза θ выражает дополнительную фазу принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала S(t).
В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, заранее заданный принадлежащий основной полосе частот синфазный компонент  и заранее заданный принадлежащий основной полосе частот квадратурный компонент  могут быть получены согласно выражениям
,
,
где sgn обозначает функцию знака
,
,
1
2
3
4
1
2
3
1
1
2
3
4
1
2
3
4
через c, с, с, с обозначены относительные мощности четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, так что соотношение мощностей, выделяемых для четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, равно с:с:с:с, a atan2 представляет собой функцию четырехквадрантного арктангенса,
.
RF
Когда заранее заданный принадлежащий основной полосе частот синфазный компонент  и заранее заданный принадлежащий основной полосе частот квадратурный компонент  получены, мультиплексированный сигнал S(t) может быть выражен как .
Следовательно, значение дополнительной фазы θ может быть получено согласно выражению , где atan2 представляет собой функцию четырехквадрантного арктангенса.
RF
1
2
3
4
Можно видеть, что представляет собой постоянную величину, не меняющуюся во времени. Поэтому двухчастотный мультиплексированный сигнал S(t) с постоянной огибающей, формируемый с использованием четырех расширяющих сигналов в настоящем изобретении, представляет собой мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей. Огибающая мультиплексированного сигнала может определяться относительной мощностью или соотношением мощностей четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот.
RF
Должно быть понятно, что приведенный способ вычисления дополнительной фазы является иллюстративным, но не ограничивающим. Любой способ вычисления дополнительной фазы входит в объем охраны настоящего изобретения, при условии, что получаемая этим способом дополнительная фаза θ такова, что мультиплексированный сигнал S=(t) имеет постоянную огибающую.
В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения дополнительная фаза , , а, как уже упоминалось, atan2 представляет собой функцию четырехквадрантного арктангенса, поэтому дополнительная фаза θ определяется значениями  и .
RF
1
2
3
4
1
2
3
4
Фиг. 2 представляет схему значений компонентов  и  в периоде поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. Как показано, и заранее заданный принадлежащий основной полосе частот синфазный компонент , и заранее заданный принадлежащий основной полосе частот квадратурный компонент  мультиплексированного сигнала S(t) имеют прямоугольную волновую форму, начальные точки которой определяются ϕ(t) и ϕ'(t). Так как дополнительная фаза определяется как , , а любой из компонентов  и  имеет прямоугольную волновую форму, значение дополнительной фазы θ может сдвигаться в моменты переходов значений  или  из одного состояния в другое, например, в моменты t, t, t и t, как показано на фиг. 2. Так как каждый из расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот представляет собой сигнал основной полосы частот со значением ±1, всего для указанных четырех расширяющих сигналов основной полосы частот существует 16 состояний различной комбинации значений, например, (1,1,1,1) или (1,-1,-1,1) и т.д. Соответственно, для каждого состояния из числа этих 16 состояний могут быть вычислены  и , и таким образом могут быть вычислены точки сдвига дополнительной фазы θ. Все точки сдвига дополнительной фазы θ образуют набор начальных точек и конечных точек сегментов в периоде поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот. Иными словами, дополнительная фаза θ остается неизменной в течение сегмента периода поднесущей, а в следующем сегменте меняется. Учитывая, что точки сдвига дополнительной фазы θ, определяемые шестнадцатью комбинациями значений  и , могут накладываться одна на другую, можно, посредством расчета, увидеть, что период поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот для различных соотношений мощности четырех расширяющих сигналов основной полосы частот может разбиваться на, самое большее, 16 сегментов.
1
2
3
4
Далее в качестве примера рассматривается случай, в котором соотношение мощностей четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот равно 1:3:1:3.
s
s
s
s
s
s
s
1
2
3
4
K
1
Согласно вышеописанному способу, при соотношении мощностей 1:3:1:3 период поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот должен быть разбит на 12 сегментов равной продолжительности. Иными словами, для любого текущего времени t∈[nT, (n+1)T) период поднесущей [nT, (n+1)T) дополнительно разбивается на 12 сегментов равной продолжительности T/12. На основании определенного сегмента периода поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот [nT, (n+1)T), которому принадлежит текущее время t, и на основании одного определенного состояния из числа 16 состояний, которому соответствует текущее значение комбинации четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, в таблице соответствия дополнительных фаз, например, в Таблице 1 или в Таблице 2, может выполняться поиск дополнительной фазы θ, соответствующей текущему времени. В таблице соответствия дополнительных фаз значения Р1, Р2, Р3, Р4, Р5, Р6, Р7, Р8, Р9, Р10, Р11, Р12 представляют собой 12 различных значений фазы, удовлетворяющих условию P=P+kπ/6 и соответствующих 12 фазовым точкам в созвездии 12-PSK.
RF
1
2
3
4
1
1
Фиг. 3 представляет френелевское созвездие мультиплексированного сигнала S(t) при соотношении мощностей четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот равном 1:3:1:3, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. В соответствии с данным вариантом осуществления, как показано на фиг. 3, P=π/6 и, как можно видеть, мультиплексированный сигнал представляет собой сигнал 12-PSK, в котором точки созвездия распределены равномерно. Если для P выбрано другое значение, то созвездие может быть получено путем поворота фиг. 3 на некоторый фазовый угол, при этом взаимосвязь между различными фазами остается неизменной.
1
1
K
1
Иными словами, поскольку поворот созвездия 12-PSK как целого не повлияет на приемную сторону, в качестве Р может быть задана любая фаза из интервала [0, 2π]. Легко понять, что значения дополнительных фаз в Таблице 1 и в Таблице 2 меняются при задании разных значений для Р, но взаимосвязь между различными фазами остается удовлетворяющей соотношению Ρ=P+kπ/6, а правило формирования сигнала в зависимости от времени и комбинации значений сигналов также удовлетворяет Таблице 1 или Таблице 2.
i
1
2
3
4
K
K
1
1
s
s
Здесь VS, i=1, 2, 3 …, 16, обозначает 16 состояний комбинации значений четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот; P, K=1, 2, 3 …, 12, обозначает значение дополнительной фазы θ, где Ρ=Ρ+kπ/6, a P может быть любой фазой, принадлежащей интервалу [0, 2π]; t'=tmodT показывает, что дополнительная фаза θ получена с использованием остатка от деления текущего времени t на период T поднесущей.
RF
Таким образом, на основании полученной дополнительной фазы θ выполняется формирование принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей и формирование мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей как
RF
p
p
S(t)=I(t)cos(2πft)-Q(t)sin(2πft),
I(t)=A cos (θ),
Q(t)=A sin (θ),
p
1
2
f=(f+f)/2,
s
s
T=1/f,
s
1
2
f=(f-f)/2,
RF
где А представляет собой амплитуду мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей.
Фиг. 4 представляет функциональную схему устройства для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. Как показано на фиг. 4, устройство для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов содержит модуль 410 хранения таблицы соответствия дополнительных фаз, модуль 420 поиска и модуль 430 формирования.
s
1
2
3
4
1
2
3
4
Модуль 410 хранения таблицы соответствия дополнительных фаз выполнен с возможностью хранения вышеупомянутой таблицы соответствия дополнительных фаз, содержащей дополнительные фазы принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала. Таблица соответствия дополнительных фаз может быть задана заранее в соответствии с нижеследующим описанием и сохранена в модуле 410 хранения таблицы соответствия дополнительных фаз. Таблица соответствия дополнительных фаз может быть построена путем разбиения периода T поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот на несколько сегментов и определения для каждого сегмента из числа указанных нескольких сегментов дополнительной фазы θ для состояния из числа 16 состояний комбинации значений указанных четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот в мультиплексированном сигнале с постоянной огибающей на основании определенного соотношения мощностей указанных четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот.
1
2
3
4
Модуль 420 поиска выполнен с возможностью получения дополнительной фазы θ сегмента текущего времени путем поиска в таблице соответствия дополнительных фаз на основании сегмента периода поднесущей расширяющего сигнала основной полосы частот и состояния комбинации значений четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, соответствующего текущему времени.
RF
Модуль 430 формирования выполнен с возможностью формирования принадлежащего основной полосе частот синфазного компонента I(t) и принадлежащего основной полосе частот квадратурного компонента Q(t) мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей и дальнейшего формирования мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей на основании полученной дополнительной фазы θ, где
RF
p
p
S(t)=I(t)cos(2πft)-Q(t)sin(2πft),
I(t)=A cos (θ),
Q(t)=A sin (θ),
p
1
2
f=(f+f)/2,
s
s
T=1/f,
s
1
2
f=(f-f)/2,
RF
а А представляет собой амплитуду мультиплексированного сигнала S(t) с постоянной огибающей.
0
Фиг. 5 представляет пример формирования мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. Ведущая тактовая последовательность модулей формируется путем деления или умножения тактовой последовательности опорной частоты f.
D
c1
c2
c3
c4
c1
c2
c3
с4
D
Тактовая последовательность 20 опорной частоты посредством преобразователя 21 частоты преобразуется в ведущую тактовую последовательность данных с частотой f, которая тактирует генератор 22 сообщения для формирования четырех двоичных навигационных сообщений. Если в некоторых реализациях требуется пилотный канал, то навигационное сообщение соответствующего канала содержит только нули или только единицы не меняясь. Тактовая последовательность опорной частоты посредством преобразователей 23-1, 23-2, 23-3 и 23-4 частоты преобразуется в ведущие тактовые последовательности с частотами f, f, f и f, соответственно, которые тактируют расширяющие модуляторы 24-1, 24-2, 24-3 и 24-4 с формированием четырех двоичных расширяющих последовательностей, имеющих частоту кодового расширения, равную f, f, f и f, соответственно. Все частоты кодового расширения представляют собой положительное целое, кратное f.
sc1
sc2
sc3
sc4
1
2
3
4
sc1
1
c1
sc2
2
c2
sс3
3
c3
sc4
4
c4
1
2
3
4
Четыре навигационных сообщения, сформированных генератором 22 сообщения, передаются в расширяющие модуляторы 24-1, 24-2, 24-3 и 24-4, соответственно, с целью выполнения сложения по модулю 2 с расширяющей последовательностью. Результаты этого сложения по модулю 2 передаются, соответственно, в генераторы 26-1, 26-2, 26-3, 26-4 волновой формы расширяющего чипа. Генератор волновой формы расширяющего чипа тактируется ведущими тактовыми последовательностями поднесущих с частотой f, f, f и f, в которые тактовая последовательность 20 преобразуется посредством преобразователей частоты 25-1, 25-2, 25-3 и 25-4, соответственно. Генератор волновой формы расширяющего чипа выполняет назначение волновой формы чипа BCS для расширяющей последовательности, модулированной навигационным сообщением, и выходные сигналы называются здесь сигналами s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, соответственно. При этом f=Kf, f=Kf, f=Kf, f=Kf, а K, K, K, K представляют собой целые числа, большие или равные 1.
s
Тактовая последовательность 20 посредством преобразователя 29 частоты преобразуется в ведущую тактовую последовательность с частотой 12f, тактирующую модуль 27 поиска по таблице соответствия дополнительных фаз, генератор 31 сигналов тригонометрических функций канала I и генератор 32 сигналов тригонометрических функций канала Q.
1
2
3
4
1
2
3
4
s
s
K
1
1
1
K
1
Сигналы s(t), s(t), s(t), s(t) передаются в модуль 27 поиска по таблице соответствия дополнительных фаз, который получает дополнительный фазовый сдвиг θ путем поиска в указанной таблице на основании комбинации значений сигналов s(t), s(t), s(t), s(t), соответствующей слоту текущего времени, и остатка от деления текущего времени t на период T поднесущей, равный 1/f. Таблица соответствия представлена в форме Таблицы 1 или Таблицы 2. В таблице соответствия значения Р1, Р2, Р3, Р4, Р5, Р6, Р7, Р8, Р9, Р10, Р11, Р12 представляют собой 12 различных значений фазы, удовлетворяющих условию P=Ρ+kπ/6 и соответствующих фазовым точкам в созвездии 12-PSK. В качестве P может быть задана любая фаза из интервала [0, 2π]. Так как значение Р может меняться, истинное значение дополнительных фаз в Таблице 1 и в Таблице 2 тоже может меняться. Поэтому в таблице соответствия в настоящем изобретении может быть множество возможных значений, но при этом взаимосвязь между различными фазами в этой таблице остается удовлетворяющей соотношению P=P+kπ/6, а правило формирования сигнала в зависимости от времени и комбинации значений сигналов также удовлетворяет Таблице 1 или Таблице 2.
Генератор 31 сигналов тригонометрических функций канала I и генератор 32 сигналов тригонометрических функций канала Q на основании выходной фазы θ из модуля 27 поиска по таблице соответствия дополнительных фаз формирует компоненты I(t) и Q(t) на основании, соответственно, следующих правил: I(t)=A cos (θ), Q(t)=A sin (θ); здесь А представляет собой положительную амплитуду, не зависящую от времени.
p
p
Опорная тактовая последовательность 20 посредством преобразователя 36 частоты преобразуется в ведущую тактовую последовательность с частотой f, которая тактирует первый генератор 37 несущей с формированием несущей с частотой f. Сигнал несущей разделяется на две ветви. Сигнал несущей в ветви 40 и выходной сигнал генератора 31 сигналов тригонометрических функций канала I передаются в умножитель 33. Сигнал несущей в другой ветви 41 после прохождения через схему 35 сдвига фазы на π/2 превращается в сигнал несущей с фазой, ортогональной фазе ветви 40. Сигнал несущей в другой ветви 41 и выходной сигнал генератора 32 сигналов тригонометрических функций канала Q передаются в умножитель 34. Выходы двух умножителей передаются в сумматор 38 с целью формирования мультиплексированного сигнала 39 с постоянной огибающей в соответствии с настоящим изобретением.
sс1
sс2
sс3
sс4
s
1
2
Фиг. 6 представляет спектральную плотность мощности (СПМ, power spectral density) мультиплексированного сигнала основной полосы частот, в котором для каждого компонента сигнала используется прямоугольная волновая форма расширяющего импульса (т.е. модуляция BPSK-R), f=f=f=f=10,23 МГц, и f=15,345 МГц, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. В СПМ два компонента сигнала, использующих одну и ту же частоту, комбинируются, и поэтому трудно различить выделенные для них мощности. Однако в данном варианте осуществления главный максимум 51 верхней боковой полосы с центральной частотой f отстоит на 30,69 МГц от главного максимума 50 нижней боковой полосы с центральной частотой f, полоса частот между спектральными точками пересечения нулевой линии двух максимумов 50 и 51 имеет ширину 20,46 МГц, что соответствует проектным условиям, требующим использования модуляции BPSK-R с кодовой скоростью 10,23 МГц для каждого компонента сигнала, а расстояние между центральными частотами двух главных максимумов равно 30,96 МГц.
Как видно из СПМ, два компонента сигнала, использующих одну и ту же частоту, комбинируются, и поэтому трудно различить выделенные для каждого компонента мощности. Однако используя способ 1 приема для приема сигнала, можно удостовериться, что посредством мультиплексированного сигнала получена комбинация четырех сигналов с соотношением мощностей 1:3:1:3.
В соответствии с настоящим изобретением четыре расширяющих сигнала основной полосы частот мультиплексируются в мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей. Коды расширения спектра четырех расширяющих сигналов основной полосы частот обладают хорошей ортогональностью. Что касается приема и обработки мультиплексированного сигнала, то не только каждый компонент мультиплексированного сигнала по отдельности, но и мультиплексированный сигнал как целое может быть принят и обработан в приемнике.
Раскрытые выше варианты осуществления настоящего изобретения в основном относятся к передающей стороне, то есть к способам и устройствам для формирования двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с использованием четырех расширяющих сигналов. Кроме того, варианты осуществления настоящего изобретения также относятся к сигналам, генерируемым посредством таких способов и устройств для формирования мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, как раскрытые выше.
Кроме того, как должно быть понятно специалисту в данной области техники, для приема и обработки сигналов, сформированных согласно вариантам осуществления настоящего изобретения, могут быть применены система, способ, устройство и приемник противоположного назначения. Поэтому варианты осуществления настоящего изобретения также относятся к системам, способам и устройствам, используемым для обработки, например, мультиплексированных сигналов с постоянной огибающей, таких, как описанный выше.
1
2
В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения предлагается устройство приема, выполненное с возможностью приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов вышеупомянутыми способами формирования или устройствами формирования. В данном варианте осуществления могут быть обработаны компоненты сигнала, которыми модулированы частота f и частота f соответственно.
В варианте осуществления настоящего изобретения предлагается устройство приема, выполненное с возможностью приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, формируемого с использованием четырех расширяющих сигналов. Как показано на фиг. 7, устройство 500 для приема сигнала содержит модуль 510 приема, модуль 520 демодуляции и модуль 530 обработки.
1
2
1
2
1
3
4
2
Модуль 510 приема выполнен с возможностью приема мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей. Модуль 520 демодуляции выполнен с возможностью демодуляции компонента сигнала, которым модулирована частота f принятого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, и с возможностью демодуляции компонента сигнала, которым модулирована частота f принятого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей. Модуль 530 обработки выполнен с возможностью получения расширяющих сигналов S и S основной полосы частот на основании демодулированного компонента сигнала, которым модулирована частота f, и с возможностью получения расширяющих сигналов основной полосы частот S и S на основании демодулированного компонента сигнала, которым модулирована частота f.
Фиг. 8 представляет схему конкретной реализации устройства для приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. В соответствии сданным вариантом осуществления, модуль 510 приема может содержать антенну 61; модуль 520 демодуляции может содержать модуль 62 фильтрации и усиления, понижающий преобразователь 63 и аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 64; а модуль 530 обработки может содержать модуль 65 цифровой обработки сигнала.
1
2
1
1
2
1
2
3
4
2
3
4
3
4
Как видно из фиг. 8, когда компоненты сигнала принимаются по отдельности, мультиплексированный сигнал 60 с постоянной огибающей принимается из антенны 61. Мультиплексированный сигнал 60 с постоянной огибающей, принятый антенной 61, передается в модуль 62 фильтрации и усиления, где мультиплексированный сигнал 60 с постоянной огибающей фильтруется с целью подавления интенсивных сигналов помехи и внеполосных шумов, после чего мультиплексированный сигнал 60 с постоянной огибающей усиливается. При обработке компонента сигнала верхней боковой полосы, s(t) или s(t), центральная частота модуля фильтрации задается близкой к f, а ширина полосы большей или равной ширине полосы частот компонента s(t) или s(t) сигнала, подлежащего приему, чтобы обеспечить прохождение достаточной мощности компонента s(t) или s(t) сигнала через модуль фильтрации; аналогично, при обработке компонента сигнала верхней боковой полосы, s(t) или s(t), центральная частота модуля фильтрации задается близкой к f, а ширина полосы большей или равной ширине полосы частот компонента s(t) или s(t) сигнала, подлежащего приему, чтобы обеспечить прохождение достаточной мощности компонента s(t) или s(t) сигнала через модуль фильтрации.
Отфильтрованный и усиленный сигнал из модуля 62 фильтрации и усиления передается в понижающий преобразователь 63 с целью трансляции несущей частоты указанного компонента сигнала в соответствующую промежуточную частоту (ПЧ); затем сигнал передается в АЦП 64 для дискретизации и квантования, в результате чего получается цифровой сигнал ПЧ.
Цифровой сигнал ПЧ из АЦП 64 передается в модуль 65 цифровой обработки сигнала. Данный модуль может быть осуществлен посредством FPGA, ASIC, универсального вычислительного модуля или посредством комбинации указанных устройств с возможностью выполнения соответствующих операций обнаружения, автоподстройки, демодуляции над компонентом сигнала основной полосы частот, подлежащим обработке.
1
2
1
2
1
3
4
2
Кроме того, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения предлагается способ приема для приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов посредством вышеупомянутого способа формирования или устройства для формирования мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей. Указанный способ приема сигнала включает прием мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей; демодуляцию компонента сигнала, которым модулирована частота f принятого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, и демодуляцию компонента сигнала, которым модулирована частота f, получение расширяющих сигналов S и S основной полосы частот на основании демодулированного компонента сигнала, которым модулирована частота f; и получение расширяющих сигналов S и S основной полосы частот на основании демодулированного компонента сигнала, которым модулирована частота f.
1
2
В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения предлагается устройство для приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов посредством вышеупомянутого способа формирования или устройства для формирования мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей. В данном варианте осуществления принятый мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей с центральной частотой (f+f)/2 может обрабатываться как целое.
Фиг. 9 представляет устройство приема для приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов, в соответствии с еще одним вариантом осуществления настоящего изобретения. Как показано на фиг. 9, устройство приема содержит модуль 610 приема, модуль 620 демодуляции, модуль 630 поиска дополнительной фазы, модуль 640 формирования местной копии и модуль 650 вычисления.
p
1
2
1
2
3
4
1
2
3
4
Модуль 610 приема выполнен с возможностью приема мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей. Модуль 620 демодуляции выполнен с возможностью демодуляции принятого мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с центральной частотой f=(f+f)/2 с целью получения демодулированного сигнала основной полосы частот. Модуль 630 поиска дополнительной фазы выполнен с возможностью получения дополнительной фазы θ, соответствующей каждому состоянию из числа состояний комбинации значений четырех расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот, на основании таблицы соответствия дополнительных фаз. Модуль 640 формирования местной копии выполнен с возможностью формирования на основании полученной дополнительной фазы θ местной копии  синфазного сигнала основной полосы частот и местной копии  квадратурного сигнала основной полосы частот, соответствующих каждому состоянию. Модуль 650 вычисления выполнен с возможностью вычисления корреляции между сформированными местными копиями  и , соответствующими каждому состоянию, и демодулированным сигналом основной полосы частот с целью определения расширяющих сигналов s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот данного демодулированного сигнала основной полосы частот.
1
2
3
4
1
2
3
4
Как можно видеть, поскольку значение сигнала основной полосы частот равно ±1, комбинация четырех значений сигнала основной полосы частот, [S, S, S, S], может иметь вплоть до 16 состояний. Модуль 650 вычисления выполнен с возможностью соответственно каждому из 16 состояний комбинации вычислять корреляцию между местной копией синфазного компонента основной полосы частот и местной копией квадратурного компонента основной полосы частот и синфазным компонентом основной полосы частот и квадратурным компонентом основной полосы частот, полученными из модуля 640 демодуляции, с целью определения значений принятых первого сигнала S основной полосы частот, второго сигнала S основной полосы частот, третьего сигнала S основной полосы частот и четвертого сигнала S основной полосы частот. Кроме того, указанным образом может быть осуществлено обнаружение мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей и автоподстройка.
1
2
s
На фиг. 9 в соответствии с еще одним вариантом осуществления настоящего изобретения представлена конкретная реализация устройства приема для приема двухчастотного мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, сформированного с использованием четырех расширяющих сигналов. Когда мультиплексированный сигнал принимается и обрабатывается как целое, мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей принимается модулем приема 610 приемника. Принятый мультиплексированный сигнал с постоянной огибающей из антенны модуля 610 приема передается в модуль фильтрации и усиления модуля 610 приема для фильтрации мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей с целью подавления интенсивных сигналов помехи и внеполосных шумов и с целью усиления мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей. Центральная частота модуля фильтрации задается близкой к (f+f)/2, а ширина полосы большей или равной 2f, чтобы обеспечить прохождение достаточной мощности мультиплексированного сигнала как целого через модуль фильтрации. Если конструкция модуля фильтрации позволяет, рекомендуется обеспечить прохождение первого главного максимума спектральной мощности каждого компонента сигнала через модуль фильтрации.
Отфильтрованный и усиленный сигнал из модуля фильтрации и усиления модуля 610 приема передается в понижающий преобразователь модуля 620 демодуляции для преобразования несущей частоты компонента сигнала в промежуточную частоту (ПЧ); затем сигнал передается в АЦП модуля 620 демодуляции для дискретизации и квантования сигнала с целью получения цифрового сигнала ПЧ.
Цифровой сигнал ПЧ из АЦП модуля 620 демодуляции передается в модуль цифровой обработки сигнала модуля 620 демодуляции. Данный модуль может быть осуществлен посредством FPGA, ASIC, универсального вычислительного модуля или посредством комбинации указанных устройств. Цифровой сигнал ПЧ умножается на синфазную несущую и квадратурную несущую, сформированные приемником, для удаления из цифрового сигнала промежуточной частоты и устранения эффекта Доплера, с целью получения синфазного сигнала SI(t) приемника основной полосы частот и квадратурного сигнала SQ(t) приемника основной полосы частот.
N
i
Модуль цифровой обработки сигнала модуля 620 демодуляции выполнен с возможностью формирования расширяющих последовательностей четырех сигналов с назначением волновой формы расширяющего чипа. Модуль цифровой обработки сигнала модуля 620 демодуляции для каждой комбинации в соответствии со всеми возможными комбинациями значений двоичной местной копии сигнала основной полосы частот четырех сигналов в каждом периоде дискретизации формирует местную копию  синфазной волновой формы основной полосы частот и местную копию  квадратурной волновой формы основной полосы частот. Общее количество комбинаций значений обозначено как g. Можно показать, что если с каналами данных связаны N компонентов сигнала, то g=2. Для частного случая из g комбинаций значений  правило формирования  и  такое же, как и в передатчике. Модуль 630 поиска дополнительной фазы получает дополнительную фазу θ, соответствующую текущему времени, путем поиска в таблице соответствия фаз.
Модуль 640 формирования местной копии формирует местную копию  синфазного сигнала основной полосы частот и местную копию  квадратурного сигнала основной полосы частот в соответствии с выражениями
i
i
i
i
Модуль 650 вычисления получает i-ю (i=1, 2, …, g) группу первого синфазного значения corr1I корреляции и первого квадратурного значения corr1Q корреляции путем умножения i-й (i=1, 2, …, g) группы местной копии  синфазного сигнала основной полосы частот на синфазный сигнал SI(t) основной полосы частот и квадратурный сигнал SQ(t) основной полосы частот и передачи результатов умножения в интегрирующий фильтр со сбросом с целью когерентного интегрирования по длительности TI, и получает i-ю (i=1, 2, …, g) группу второго синфазного значения corr2I корреляции и второго квадратурного значения corr2Q корреляции путем умножения каждой группы местной копии  квадратурного сигнала основной полосы частот на синфазный сигнал SI(t) основной полосы частот и квадратурный сигнал SQ(t) основной полосы частот и передачи результатов умножения в интегрирующий фильтр со сбросом с целью когерентного интегрирования по длительности TI.
i
i
i
i
Модуль 650 вычисления получает i-ю (i=1, 2 …, g) группу синфазного комбинированного значения  корреляции и квадратурного комбинированного значения  корреляции путем комбинирования первого синфазного значения corr1I корреляции и первого квадратурного значения corr1Q корреляции i-й группы со вторым синфазным значением corr2I корреляции и вторым квадратурным значением corr2Q корреляции i-й группы в соответствии с выражениями:
1
2
3
4
Модуль 650 вычисления выбирает оптимальное синфазное комбинированное значение I' корреляции и оптимальное квадратурное комбинированное значение Q' корреляции в качестве группы синфазного комбинированного значения  корреляции и квадратурного комбинированного значения  корреляции, для которой значение является максимальным среди всех групп, с целью обеспечения возможности определения расширяющего сигнала s(t), s(t), s(t), s(t) основной полосы частот и обработки I' и Q' с использованием обычного способа обнаружения и контура автоподстройки.
Варианты осуществления настоящего изобретения могут быть осуществлены посредством аппаратных средств, программных средств или их комбинации. Аспект настоящего изобретения предлагает программу, содержащую исполняемые команды для осуществления способа формирования мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, устройства для формирования такого сигнала, способа приема мультиплексированного сигнала с постоянной огибающей, устройства для приема такого сигнала в соответствии с вариантами осуществления настоящего изобретения. Указанная программа может храниться на носителе любого типа, например, на носителе с возможностью оптического или магнитного считывания, в микросхеме, в ROM, PROM или в запоминающем устройстве любого типа, как энергозависимом, так и энергонезависимом. В соответствии с примером варианта осуществления настоящего изобретения предлагается машиночитаемый носитель для хранения указанной программы.
Хотя различные варианты осуществления настоящего изобретения описаны выше со ссылкой на чертежи, следует понимать, что они представлены лишь в качестве примера, а не ограничения. Специалисту в данной области техники должно быть понятно, что в настоящее изобретение без выхода за пределы его сущности и объема могут быть внесены разнообразные изменения в форме и деталях.