УСТАНОВКА И СПОСОБ ДЛЯ НЕРАЗРУШАЮЩЕГО КОНТРОЛЯ ДЕФЕКТОВ В ПРОВЕРЯЕМОМ ИЗДЕЛИИ ПОСРЕДСТВОМ ВИХРЕВЫХ ТОКОВ
DEVICE AND METHOD OF NON-DESTRUCTIVE FLAW TESTING OF TEST OBJECT BY EDDY CURRENTS

Изобретение относится к установке и способу для неразрушающего контроля дефектов в проверяемом изделии посредством вихревых токов.
В установке в проверяемом изделии формируется электромагнитный сигнал. Проверяемое изделие имеет электрическую проводимость. При проверке в изделии формируются и фиксируются вихревые токи. После этого анализируются изменения вихревых токов около дефекта.
В документе WO 2006/007826 описано устройство для неразрушающего и бесконтактного контроля дефектов в проверяемом изделии. При этом сигнал датчика сканируется посредством каскада аналого-цифрового преобразователя для получения демодулированного цифрового измерительного сигнала из оцифрованного сигнала. Каскад аналого-цифрового преобразователя срабатывает от целой части частоты колебаний несущей частоты.
В документе GB 2457496 описана система обнаружения дефектов посредством вихревых токов. Вихревые токи в проверяемом образце формируются посредством сигнала возбудителя. Измеряемый сигнал преобразуется в цифровую форму посредством аналого-цифрового преобразователя и затем демодулируется. За один период измеряемого сигнала оцифровываются и демодулируются четыре или восемь значений сигнала.
Задача данного изобретения состоит в повышении точности анализа при использовании установки и способа для неразрушающего контроля дефектов в проверяемом изделии посредством вихревых токов.
Поставленная задача решена посредством устройства и способа, заявленных соответственно в пп.1 и 11 формулы изобретения. Дальнейшие усовершенствования и конфигурации представлены в зависимых пунктах формулы.
Согласно одному из вариантов изобретения установка для неразрушающего контроля дефектов в проверяемом изделии посредством вихревых токов содержит катушку возбуждения, приемную катушку, аналого-цифровой преобразователь, фильтрующее устройство и демодулятор. Сигнал возбуждения может подаваться на катушку возбуждения для воздействия на проверяемое изделие переменным электромагнитным полем. Приемная катушка выполнена с возможностью формирования сигнала катушки, зависящего от дефекта в проверяемом изделии. Вход аналого-цифрового преобразователя соединен с приемной катушкой. Фильтрующее устройство, вход которого соединен с аналого-цифровым преобразователем, выполнено с возможностью выполнения полосовой фильтрации и уменьшения частоты сканирования. Вход демодулятора соединен с выходом фильтрующего устройства.
Фильтрацию и демодуляцию преимущественно выполняют цифровыми средствами. Таким образом, уменьшено количество аналоговых устройств, отличающихся высокой стоимостью. Значение входного сигнала демодулятора, поступающего на демодулятор, формируется из нескольких значений выходного сигнала преобразователя, вырабатываемого аналого-цифровым преобразователем. В этом случае может быть установлена такая высокая частота сканирования аналого-цифрового преобразователя, что сканирование сигнала катушки будет выполняться с избыточностью. Таким образом, достигается высокая точность детектирования сигнала катушки. Точность сохраняется при полосовой фильтрации и уменьшении частоты сканирования, поэтому выходной сигнал демодулятора на его выходе также определяется с очень высокой точностью.
Согласно одному из вариантов изобретения аналого-цифровой преобразователь выполнен с возможностью формирования выходного сигнала преобразователя с частотой сканирования преобразователя. Фильтрующее устройство выполнено с возможностью преобразования выходного сигнала преобразователя во входной сигнал демодулятора с уменьшенной частотой сканирования. Уменьшенная частота сканирования меньше частоты сканирования преобразователя в R раз, где R - коэффициент уменьшения. Демодулятор выполнен с возможностью демодуляции входного сигнала демодулятора. Коэффициент уменьшения устанавливается заранее. Возможно использование регулируемого коэффициента уменьшения. Предпочтительно, медленный демодулятор отвечает требованиям.
Согласно одному из вариантов изобретения фильтрующее устройство содержит полосовой фильтр для формирования входного сигнала, причем вход полосового фильтра подключен к аналого-цифровому преобразователю, а выход к демодулятору.
Согласно одному из вариантов изобретения фильтрующее устройство выполнено с возможностью обеспечения выбора только одного значения из первого числа P значений входного сигнала в качестве входного сигнала демодулятора для уменьшения частоты сканирования, причем первое число P является целым числом, большим единицы или равным единице. При выборе P-го значения достигается эффективное уменьшение частоты сканирования.
Согласно одному из вариантов изобретения первое число Р меньше коэффициента уменьшения R. Возможна реализация фильтрующего устройства в виде многоступенчатой схемы. Для уменьшения частоты сканирования возможно использование по меньшей мере двухступенчатого фильтра. Одна ступень фильтра позволяет осуществить выбор P-го значения сигнала.
Согласно одному из вариантов изобретения частота сканирования входного сигнала является рациональным кратным M/N частоты возбуждения сигнала возбуждения. Входной сигнал имеет первое число M значений в течение второго числа N периодов сигнала возбуждения. Первое число M и второе число N являются целыми числами. M и N являются обычно различными числами.
Согласно одному из вариантов изобретения фильтрующее устройство содержит входной фильтр, вход которого соединен с полосовым фильтром, и имеет первое число M низкочастотных фильтрующих устройств. Входной фильтр в каждом случае передает одно из первых М значений входного сигнала на одно из первых M низкочастотных фильтрующих устройств. Вход демодулятора соединен с выходом входного фильтра. При анализе сигнала катушки предусмотрены широкие возможности за счет выбора первого числа M и второго числа N. Частота сканирования входного сигнала, соответствующая частоте сканирования демодулятора, ограничена сверху. Если, например, выбрана более высокая частота возбуждения, возможна такая установка рационального отношения между входным сигналом и сигналом возбуждения, что входной сигнал будет иметь только небольшое число значений при большом числе периодов сигнала возбуждения. Однако, если задана низкая частота возбуждения, возможно установить величину рационального отношения таким образом, что входной сигнал будет иметь большое число значений в течение небольшого числа периодов. В результате возможна такая настройка установки, что при любой выбранной частоте возбуждения число значений входного сигнала за единицу времени будет соответствовать возможностям анализа. Поскольку частота сканирования демодулятора определяется рациональным кратным M/N частоты возбуждения, демодуляция может быть выполнена посредством изменения коэффициента M/N при различных фазах сигнала возбуждения. Таким образом, анализ сигнала катушки не ограничен анализом, выполненным, например, только при фазе 90° и 270° синусоидального сигнала возбуждения. Это обеспечивает высокую точность анализа сигнала катушки.
Аналого-цифровой преобразователь (АЦ преобразователь), предпочтительно выполнен отдельно от цифрового демодулятора.
В качестве первого числа M и второго числа N используются только целые числа, не имеющие общего множителя, большего 1.
Согласно одному из вариантов изобретения второе число N больше 1. Поэтому анализ в случае различных фазовых углов сигнала возбуждения выполняют за два, или более двух, последовательных периода сигнала возбуждения.
Согласно одному из вариантов изобретения первое число М больше 1. Поэтому анализируют по меньшей мере два значения во втором числе N периодов сигнала возбуждения.
Первое число M принимает, например, только нечетные значения.
Сигнал возбуждения может быть синусоидальным. Гармонические составляющие сигнала возбуждения предпочтительно очень малы.
Согласно одному из вариантов изобретения способ неразрушающего контроля для выявления дефектов в проверяемом изделии посредством вихревых токов состоит из воздействия на изделие переменным электромагнитным полем, создаваемым катушкой возбуждения. Сигнал возбуждения подают на катушку возбуждения. Кроме того, сигнал катушки, зависящий от дефекта в проверяемом изделии, формируют посредством приемной катушки. Выходной сигнал преобразователя формируют путем преобразования сигнала катушки в цифровую форму. Входной сигнал демодулятора формируют посредством фильтрации выходного сигнала преобразователя в соответствии с характеристикой полосового фильтра, а также посредством уменьшения частоты сканирования. Демодуляцию входного сигнала демодулятора выполняют посредством демодулятора.
Преобразование в цифровую форму и демодуляцию предпочтительно выполняют на различных частотах. Таким образом, преобразование в цифровую форму возможно при высокой частоте сканирования, поэтому возможно удовлетворение требований теоремы отсчетов. Посредством полосовой фильтрации и уменьшения частоты сканирования возможно формирование точного входного сигнала демодулятора. Таким образом, предусмотрены широкие возможности выбора частоты сканирования, соответствующей частоте возбуждения. В результате достигается высокая точность при анализе сигнала катушки. Становится возможной дальнейшая обработка входного сигнала демодулятора, которую предпочтительно выполняют посредством медленнодействующего цифрового демодулятора.
Согласно одному из вариантов изобретения способ неразрушающего контроля содержит цифровую демодуляцию с преобразованием частоты. Данный способ содержит модульную демодуляцию.
Согласно одному из вариантов изобретения аналого-цифровой преобразователь выполняет преобразование в цифровую форму с частотой сканирования преобразователя. Частота сканирования преобразователя может быть равна по меньшей мере удвоенной частоте возбуждения. Таким образом, может быть установлена достаточно высокая частота сканирования преобразователя, чтобы избежать плохого качества сканирования сигнала катушки.
Более подробно изобретение описано ниже со ссылками на чертежи, показывающие несколько вариантов выполнения. Компоненты, переключающие узлы и рабочие блоки с одинаковыми функциями или выполняющие аналогичные действия обозначены одинаковыми номерами позиций. Если на последующих фигурах показаны компоненты, переключающие узлы и рабочие блоки с теми же функциями, что и на предыдущих фигурах, их описание не приводится повторно. На фигурах показано следующее:
фиг.1A-1C изображают вариант выполнения установки, фиг.2 изображает другой вариант выполнения установки, фиг.3A и 3B изображают варианты выполнения узлов установки, фиг.4A-4D изображают вариант частотного спектра, наблюдаемого в установке.
На фиг.1A показан пример выполнения установки. Установка 10 содержит сигнальный процессор 11, имеющий генератор 12. Кроме того, установка 10 содержит цифроаналоговый преобразователь 13 и катушку 14 возбуждения. Выход цифроаналогового преобразователя 13 соединен с входом катушки 14 возбуждения. Кроме того, установка 10 содержит усилитель 15 возбуждения, расположенный между выходом цифроаналогового преобразователя 13 и катушкой 14 возбуждения. Проверяемое изделие 16 расположено около катушки 14. Установка 10 содержит также приемную катушку 17 и АЦ преобразователь 21. Приемная катушка 17 выполнена как катушка для абсолютных измерений. Установка 10 реализует способ контроля с каналом абсолютных измерений. Приемная катушка 17 расположена рядом с проверяемым изделием 16. Выход приемной катушки 17 соединен с входом АЦ преобразователя 21. Кроме того, установка 10 содержит приемный усилитель 20, соединяющий приемную катушку 17 с АЦ преобразователем 21. Настройка коэффициента усиления приемного усилителя 30 может быть выполнена посредством сигнального процессора 11.
Установка 10 имеет фильтрующее устройство 22, соединенное с выходом АЦ преобразователя 21. Фильтрующее устройство 22 содержит низкочастотный фильтр 23, соединенный с выходом АЦ преобразователя 21. Кроме того, фильтрующее устройство 22 содержит прореживающее устройство 24, соединенное с выходом низкочастотного фильтра 23. Фильтрующее устройство 22 также имеет полосовой фильтр 25. Вход полосового фильтра 25 соединен с прореживающим устройством 24. Фильтрующее устройство 22 содержит дополнительное прореживающее устройство 26, соединенное с выходом полосового фильтра 25. Таким образом, фильтрующее устройство 22 содержит два фильтра 23, 25, соединенные последовательно. Фильтрующее устройство 22 выполняет функцию полосового фильтра. Кроме того, фильтрующее устройство 22 обеспечивает низкочастотную фильтрацию.
Также фильтрующее устройство 22 содержит входной фильтр 29. Установка 10 имеет демодулятор 27. Демодулятор 27 выполнен как цифровой демодулятор. Входной фильтр 29 расположен между полосовым фильтром 25 с дополнительным прореживающим устройством 26 и демодулятором 27. Сигнальный вход демодулятора 27 соединен с выходом входного фильтра 29. Кроме того, фильтрующее устройство 22 содержит вычитающее устройство 31, соединяющее входной фильтр 29 с демодулятором 27.
Демодулятор 27 содержит первый и второй умножители 32, 33, соединенные с сигнальным входом и двумя входами 28, 28' демодулятора 27. Также демодулятор 27 содержит фильтр 34 демодулятора и прореживающее устройство 35 демодулятора, расположенные после первого и второго умножителей 32, 33. Кроме того, установка 10 содержит дисплей 38, вход которого соединен с демодулятором 27. Установка 10 содержит тактовый генератор 39. Тактовый генератор 39 соединен с тактовым входом сигнального процессора 11, цифроаналогового преобразователя 13 и АЦ преобразователя 21.
Установка 10 содержит устройство 18 с аналого-цифровым преобразователем (устройство АЦ преобразования). Устройство 18 АЦ преобразования содержит непосредственно АЦ преобразователь 21, а также часть фильтрующего устройства 22. Устройство 18 АЦ преобразования имеет низкочастотный фильтр 23, прореживающее устройство 24, полосовой фильтр 25 и дополнительное прореживающее устройство 26. Другую часть фильтрующего устройства 22 и демодулятор 27 содержит сигнальный процессор 11. Сигнальный процессор 11 имеет входной фильтр 29 и вычитающее устройство 31.
Тактовый генератор 32 формирует тактовый сигнал CLK с тактовой частотой fCLK. Тактовый сигнал CLK поступает на устройство 18 АЦ преобразования, цифроаналоговый преобразователь 13 и сигнальный процессор 11. Таким образом, тактовый сигнал CLK обеспечивает синхронизацию процессов в сигнальном процессоре 11, цифроаналоговом преобразователе 13 и устройстве 18 АЦ преобразования. Генератор 12 формирует сигнал SEG в цифровой форме. Цифроаналоговый преобразователь 13 формирует сигнал SDA цифроаналогового преобразователя из сигнала генератора SEG. Сигнал SDA цифроаналогового преобразователя усиливают посредством усилителя 15 возбуждения и подают в качестве сигнала SE возбуждения на катушку 14 возбуждения. Максимально возможная частота, с которой сигнал SEG генератора подает цифровые значения на вход цифроаналогового преобразователя 13, равна тактовой частоте fCLK. Значения сигнала SEG генератора обеспечивают синусоидальную функцию. При этом значения сигнала SEG генератора повторяются после L значений. Сигнал SE возбуждения имеет частоту fm возбуждения. Таким образом, для частоты fm возбуждения справедливо следующее соотношение: fCLK=L·fm, причем L является целым числом. Сигнальный процессор 11 выполнен с возможностью выбора и установки частоты fm возбуждения из числа заранее заданных значений частоты fm возбуждения.
Сигнал SP катушки снимают с приемной катушки 17. Сигнал SP усиливают посредством приемного усилителя 20 и подают на АЦ преобразователь 21 в виде усиленного сигнала SP' катушки. Устройство 18 АЦ преобразования формирует входной сигнал SDE из сигнала SP катушки или усиленного сигнала SP' катушки. Входной сигнал является цифровым сигналом. Для этого АЦ преобразователь 21 преобразует усиленный сигнал SP' катушки в выходной сигнал SW преобразователя. АЦ преобразователь 21 сканирует усиленный сигнал SP' катушки с частотой fa сканирования. Частота fa сканирования преобразователя равна тактовой частоте fCLK тактового генератора 31. Сигнал катушки SP сканируют через одинаковые временные интервалы. Временной интервал между двумя сканированиями равен 1/fa и имеет постоянное значение. Частота fa сканирования преобразователя не зависит от частоты fm возбуждения и остается постоянной при изменении частоты fm возбуждения.
Фильтрующее устройство 22 формирует входной сигнал SD демодулятора из выходного сигнала SW преобразователя. Для этого выходной сигнал SW преобразователя фильтруют посредством низкочастотного фильтра 23 и преобразуют с учетом частоты сканирования посредством прореживающего устройства 24. Прореживающее устройство 24 преобразует высокую частоту сканирования в низкую, обеспечивая субдискретизацию. Сформированный таким образом сигнал фильтруют посредством полосового фильтра 25 и снова преобразуют с учетом частоты сканирования посредством дополнительного прореживающего устройства 26. Дополнительное прореживающее устройство 26 также обеспечивает преобразование высокой частоты сканирования в низкую. Таким образом, входной сигнал SDE, формируемый устройством 18 АЦ преобразования, имеет частоту fa' сканирования. Частота fa' сканирования входного сигнала SDE меньше частоты fa сканирования преобразователя. В этом случае справедливо следующее соотношение: fa=R1·fa', где R1 - первый коэффициент уменьшения. Первый коэффициент уменьшения R1 является целым или рациональным числом. В данном случае R1>0. Сигнальный процессор 11 управляет фильтрующим устройством 22, в частности прореживающим устройством 24 и полосовым фильтром 25 посредством линий управления. Входной сигнал SDE отражает значения, формируемые через равные интервалы времени. Интервал времени между двумя входными сигналами SDE равен 1/fa'. Интервал времени имеет постоянное значение.
Входной сигнал SDE подают на входной фильтр 29. Входной фильтр 29 выполнен в виде низкочастотного фильтра. Частоту fa' сканирования входного сигнала SDE выбирают так, чтобы первое число М значений оказалось во втором числе N периодов сигнала SE возбуждения. Входной фильтр 29 синфазно фильтрует входной сигнал SDE. На выходе входной фильтр 29 обеспечивает низкочастотную фильтрацию короткопериодных сигналов SK и низкочастотную фильтрацию длиннопериодных сигналов SL посредством фильтров с малой и/или большой постоянными времени. Низкочастотные фильтры короткопериодных SK и длиннопериодных SL сигналов подключены к вычитающему устройству 31. Вычитающее устройство 31 формирует на выходе входной сигнал SD демодулятора, определяемый разностью короткопериодных сигналов SK низкочастотного фильтра и длиннопериодных сигналов SL низкочастотного фильтра. Входной сигнал демодулятора подают в демодулятор 27.
Сигнальный процессор 11 обеспечивает два сигнала DS, DS' для демодулятора в виде значений синуса или косинуса, подаваемых на первый и второй умножители 32, 33 через входы 28, 28' демодулятора. Подача значений синуса и косинуса сигнальным процессором 11 происходит с частотой fa' сканирования входного сигнала SDE. В этом случае значения синуса и косинуса, подаваемые на первый и второй умножители 33, 34, образуют синусоидальные и косинусоидальные колебания с частотой fm возбуждения. График синусоидальных значений сигнала DS демодулятора, поступающего на первый умножитель 32, таким образом, соответствует фазочастотной характеристике сигнала SEG генератора, формируемого генератором 12. Следовательно, частота демодуляции сигналов DS, DS' демодулятора является частотой fm возбуждения. Первый умножитель 32 выполняет умножение синусоидального сигнала DS демодулятора на входной сигнал SD демодулятора. При этом второй умножитель 33 обеспечивает умножение другого, косинусоидального сигнала DS' демодулятора на входной сигнал SD демодулятора. Первый выходной сигнал S1 демодулятора, формируемый первым умножителем 32, и второй выходной сигнал S2 демодулятора, формируемый вторым умножителем 33, проходят через фильтр 34 демодулятора и прореживающее устройство 35 демодулятора и с уменьшенной частотой сканирования поступают в качестве первого и второго искомых сигналов SN1, SN2 на выходы 36, 37 демодулятора 27. Первый сигнал SN1 отображает мнимую часть, а второй сигнал SN2 - вещественную часть искомого сигнала.
Первый и второй искомые сигналы SN1, SN2 отображаются в виде точек на дисплее 38. В этом случае координата X точки соответствует первому искомому сигналу SN1, а координата Y соответствует второму искомому сигналу SN2. При наличии дефектов в проверяемом изделии 16, следующие во времени одно за другим значения первого и второго искомых сигналов SN1, SN2 образуют на дисплее 38 замкнутый контур. При этом при отсутствии каких-либо дефектов в проверяемом изделии в зоне катушки 14 возбуждения и приемной катушки 17, первый и второй искомые сигналы SN1, SN2 формируют на дисплее 38 точки, близкие к началу координат. Входной фильтр 29, вычитающее устройство 31, а также демодулятор 27 реализованы в сигнальном процессоре 11 программными средствами. Сигнальный процессор 11 выполняет обработку входного сигнала SDE в реальном времени. Низкочастотный фильтр 23, полосовой фильтр 25 и фильтр 34 демодулятора выполнены как фильтры с конечной импульсной характеристикой, (КИХ-фильтры). Входной фильтр 29 выполнен как фильтр с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ-фильтр).
Согласно альтернативному, непоказанному, варианту выполнения фильтрующего устройства 22, низкочастотный фильтр 23 и прореживающее устройство 24 объединены в одном блоке.
Согласно альтернативному, непоказанному, варианту выполнения фильтрующего устройства 22, полосовой фильтр 25 и прореживающее устройство 26 объединены в одном блоке.
Согласно альтернативному, непоказанному, варианту изобретения между тактовым генератором 39 и АЦ преобразователем 21 расположен делитель частоты, обеспечивающий деление тактовой частоты fCLK на коэффициент L1, выражаемый целым числом. Таким образом, справедливо следующее соотношение: fCLK=fa·L1.
Согласно альтернативному, непоказанному, варианту изобретения фильтрующее устройство 22 разделено на устройство 18 АЦ преобразования и сигнальный процессор 11 другим образом.
Согласно альтернативному, непоказанному, варианту изобретения установка 10 содержит фильтрующий элемент, содержащий по меньшей мере одну часть фильтрующего устройства 22. Фильтрующий элемент позволяет реализовать, например, входной фильтр 29.
Согласно альтернативному, непоказанному, варианту изобретения установка 10 содержит фильтр подавления шумов, расположенный между приемной катушкой 17 и входом АЦ преобразователя 21. Фильтр подавления шумов выполнен по схеме приемного низкочастотного фильтра. Фильтр можно рассматривать как фильтр подавления шумов сканирования.
На фиг.1B показан один из примеров выполнения входного фильтра 29 для его реализации в установке 10 согласно фиг.1A. Входной фильтр 29 содержит первые М низкочастотных фильтрующих устройств 40, 41, 42. Первое низкочастотное фильтрующее устройство 40 содержит первый низкочастотный фильтр 43 короткопериодных сигналов и первый низкочастотный фильтр 44 длиннопериодных сигналов. Второе низкочастотное фильтрующее устройство 41, соответственно, содержит второй низкочастотный фильтр 45 короткопериодных и второй низкочастотный фильтр 46 длиннопериодных сигналов. Кроме того, входной фильтр 29 содержит дополнительные низкочастотные фильтры короткопериодных и длиннопериодных сигналов. Наконец, M-е низкочастотное фильтрующее устройство 42 содержит M-й низкочастотный фильтр 47 короткопериодных сигналов и M-й низкочастотный фильтр 48 длиннопериодных сигналов. Кроме того, входной фильтр 29 содержит входной переключатель 49, а также выходной переключатель 50 и дополнительный выходной переключатель 51. Входной переключатель 49 попеременно соединяет вход 30 входного фильтра 29 с входом первого, второго и вплоть до M-го низкочастотного фильтрующего устройства 40, 41, 42. Вход первого низкочастотного фильтрующего устройства 40 подключен к входу первого низкочастотного фильтра 43 короткопериодных сигналов и входу первого низкочастотного фильтра 44 длиннопериодных сигналов. Аналогичным образом выполнены соединения низкочастотных фильтрующих устройств 41, 42 от второго до M-го.
Сигнальный процессор 11 управляет входным переключателем 49 посредством сигнала SC управления так, что первое значение из первых M значений входного сигнала SDE первого низкочастотного фильтрующего устройства 40 подают на второе значение второго низкочастотного фильтрующего устройства 41, а также на M-е значение M-го низкочастотного фильтрующего устройства 42. То же повторяют со следующими M значениями входного сигнала SDE, то есть в следующие периоды сигнала SE возбуждения. Низкочастотные фильтры 43, 45, 47 короткопериодных сигналов фильтруют соответствующие значения входного сигнала с малой постоянной времени по сравнению с постоянной времени низкочастотных фильтров 44, 46, 48 длиннопериодных сигналов. Низкочастотные фильтры 43, 45, 47 короткопериодных сигналов передают первое число Z1 периодов сигнала SE возбуждения. В то же время низкочастотные фильтры 44, 46, 48 длиннопериодических сигналов передают второе число Z2 периодов сигнала SE возбуждения. При этом справедливо следующее соотношение: Z1<Z2.
Выходной переключатель 50 попеременно переключает выходы первого низкочастотного фильтра 43, второго низкочастотного фильтра 45 и M-го низкочастотного фильтра 47 короткопериодных сигналов на первый вход вычитающего устройства 31. Синхронно дополнительный выходной переключатель 51 попеременно переключает выходы первого низкочастотного фильтра 44, второго низкочастотного фильтра 46 и M-го низкочастотного фильтра 48 длиннопериодных сигналов на второй вход вычитающего устройства 31. Таким образом, на выходе вычитающего устройства 31 появляется разность сигнала SK первого низкочастотного фильтра короткопериодных сигналов и сигнала SL первого низкочастотного фильтра длиннопериодных сигналов первого фильтрующего устройства 40, являющаяся входным сигналом SD демодулятора. Затем появляется разность двух выходных сигналов второго низкочастотного фильтрующего устройства 41 и так далее вплоть до разности двух выходных сигналов M-го низкочастотного фильтрующего устройства 42.
Таким образом, фильтр 29 выполняет разделенную по фазам низкочастотную фильтрацию первого числа M значений входного сигнала SDE. Посредством вычитания, выполняемого вычитающим устройством 31, обеспечивается сведение к минимуму постоянной составляющей каждого из первых M значений входного сигнала SDE, а на демодулятор 27 поступает только переменная составляющая. Входной фильтр 29 предпочтительно обеспечивает достижение очень высокого подавления шумов посредством синфазной низкочастотной фильтрации первых М значений входного сигнала SDE.
Согласно альтернативному варианту изобретения входной фильтр 29 выполнен как КИХ-фильтр.
В некоторых случаях возможно использование фильтра 29 для уменьшения частоты сканирования. Низкочастотные фильтры 43-48 короткопериодных и длиннопериодных сигналов могут выполнять уменьшение частоты сканирования.
На фиг.1C показано графическое изображение демодуляции гармоник в соответствии с тем, как оно выполнено посредством входного фильтра 29. Входной сигнал SDE, формируемый устройством 18 АЦ преобразования, показан здесь с учетом амплитуды и фазы. В связи с этим в качестве примера показаны зависимости для первого числа М=3 и второго числа N=1. В то время, как сигнал SE возбуждения проходит второе число N=1 периодов, устройство 18 АЦ преобразования обеспечивает первое число M=3 значений входного сигнала SDE. При этом первое значение из первого числа М значений сигнала подают на первый низкочастотный фильтр 43 короткопериодного сигнала, а также на первый низкочастотный фильтр 44 длиннопериодного сигнала. Соответственно второе и третье значения из первого числа М значений сигнала подают на вторые низкочастотные фильтры 45, 46 короткопериодного и/или длиннопериодного сигналов второго низкочастотного фильтрующего устройства 41 или на M-й низкочастотный фильтр 47 короткопериодного и M-й низкочастотный фильтр 48 длиннопериодного сигналов M-го низкочастотного фильтрующего устройства 42. В примере сигнал SK низкочастотного фильтра короткопериодного сигнала на выходе низкочастотного фильтра 43 короткопериодного сигнала определяется следующим образом:
<mrow><mi>S</mi><mi>K</mi><mo>=</mo><mi>S</mi><mi>K</mi><mo>'</mo><mo>+</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><mi>E</mi><mo>−</mo><mfrac><mrow><mi>S</mi><mi>K</mi><mo>'</mo></mrow><mrow><msup><mn>2</mn><mi>M</mi></msup></mrow></mfrac></mrow>
,
где SK - текущее значение сигнала низкочастотного фильтра короткопериодного сигнала, SK' - предыдущее значение сигнала данного фильтра, SDE - текущее значение входного сигнала и M - первое число значений сигнала.
Отношение частоты fa' сканирования входного сигнала SDE к частоте fm возбуждения является рациональным числом. Рациональное отношение определяется следующим равенством:
<mrow><mi>f</mi><mi>a</mi><mo>'</mo><mo>=</mo><mfrac><mi>M</mi><mi>N</mi></mfrac><mo>⋅</mo><mi>f</mi><mi>m</mi></mrow>
В качестве примеров на фиг.1C показаны дополнительные значения для рационального отношения частоты fa' сканирования и частоты fm возбуждения.
Обычная цифровая демодуляция может быть выполнена на основе следующих уравнений:
<mrow><mi>S</mi><mn>1</mn><mo>'</mo><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>n</mi></mfrac><mo>⋅</mo><mstyle displaystyle="true"><munder><mo>∑</mo><mi>n</mi></munder><mrow><mo stretchy="false">[</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><mi>E</mi><mo>⋅</mo><mi>sin</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>ω</mi><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">]</mo><mtext>  and  </mtext></mrow></mstyle><mi>S</mi><mn>2</mn><mo>'</mo><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>n</mi></mfrac><mo>⋅</mo><mstyle displaystyle="true"><munder><mo>∑</mo><mi>n</mi></munder><mrow><mo stretchy="false">[</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><mi>E</mi><mo>⋅</mo><mi>cos</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>ω</mi><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">]</mo></mrow></mstyle><mtext> где </mtext><mi>ω</mi><mo>=</mo><mtext>2</mtext><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mtext>fm</mtext></mrow>
При этом полезной является в первую очередь переменная составляющая двух сигналов S1', S2'. Первый сигнал S1, воспроизводящий переменные составляющие, рассчитывают из следующих уравнений:
<mrow><mi>S</mi><mn>1</mn><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mi>n</mi><mn>1</mn></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mstyle displaystyle="true"><munder><mo>∑</mo><mrow><mi>n</mi><mn>1</mn></mrow></munder><mrow><mo stretchy="false">[</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><mi>E</mi><mo>⋅</mo><mi>sin</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>ω</mi><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">]</mo><mo>−</mo></mrow></mstyle><mfrac><mn>1</mn><mrow><mi>n</mi><mn>2</mn></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mstyle displaystyle="true"><munder><mo>∑</mo><mrow><mi>n</mi><mn>2</mn></mrow></munder><mrow><mo stretchy="false">[</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><mi>E</mi><mo>⋅</mo><mi>sin</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>ω</mi><mi>t</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">]</mo></mrow></mstyle><mtext> где </mtext><mi>ω</mi><mo>=</mo><mtext>2</mtext><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mtext>fm</mtext></mrow>
При этом справедливо следующее соотношение: n2>n1. Первый выходной сигнал S1 демодулятора, преобразованный в цифровую форму с частотой fa' сканирования, определяется выражением:
<mrow><mi>S</mi><mn>1</mn><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mi>n</mi><mn>1</mn></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mrow><mo>[</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><mi>n</mi><mn>1</mn></mrow></munderover><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><msub><mi>E</mi><mi>i</mi></msub><mo>⋅</mo><mi>sin</mi><mfrac><mrow><mn>2</mn><mo>⋅</mo><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mi>f</mi><mi>m</mi><mo>⋅</mo><mi>i</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>a</mi></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mstyle></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>−</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mi>n</mi><mn>2</mn></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mrow><mo>[</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><mi>n</mi><mn>2</mn></mrow></munderover><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><msub><mi>E</mi><mi>i</mi></msub><mo>⋅</mo><mi>sin</mi><mfrac><mrow><mn>2</mn><mo>⋅</mo><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mi>f</mi><mi>m</mi><mo>⋅</mo><mi>i</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>a</mi></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mstyle></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow>
Так как частота fa' сканирования, называемая также частотой квантования, для частоты демодуляции, совпадающей с частотой fm возбуждения, определяется гармоническим отношением, первое число M углов получают при втором числе N периодов сигнала возбуждения SE. При fa'·N=fm·M значение S1 определяется выражением:
<mrow><mi>S</mi><mn>1</mn><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mi>n</mi><mn>1</mn></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mrow><mo>[</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><mi>n</mi><mn>1</mn></mrow></munderover><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><msub><mi>E</mi><mi>i</mi></msub><mo>⋅</mo><mi>sin</mi><mfrac><mrow><mn>2</mn><mo>⋅</mo><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mi>N</mi><mo>⋅</mo><mi>i</mi></mrow><mi>M</mi></mfrac><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mstyle></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>−</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mi>n</mi><mn>2</mn></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mrow><mo>[</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><mi>n</mi><mn>2</mn></mrow></munderover><mrow><mo stretchy="false">(</mo><mi>S</mi><mi>D</mi><msub><mi>E</mi><mi>i</mi></msub><mo>⋅</mo><mi>sin</mi><mfrac><mrow><mn>2</mn><mo>⋅</mo><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mi>N</mi><mo>⋅</mo><mi>i</mi></mrow><mi>M</mi></mfrac><mo stretchy="false">)</mo></mrow></mstyle></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow>
Если суммирование выполнено по всем периодам сигнала SE возбуждения, угловые коэффициенты можно вынести за скобки перед разностью:
<mrow><mi>S</mi><mn>1</mn><mo>=</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>n</mi><mo>=</mo><mn>1</mn></mrow><mi>N</mi></munderover><mrow><mrow><mo>[</mo><mrow><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mfrac><mrow><mn>2</mn><mo>⋅</mo><mi>π</mi></mrow><mi>n</mi></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>z</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><mi>Z</mi><mn>1</mn></mrow></munderover><mrow><mi>S</mi><mi>D</mi><msub><mi>E</mi><mrow><mi>z</mi><mo>,</mo><mi>n</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>z</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><mi>Z</mi><mn>2</mn></mrow></munderover><mrow><mi>S</mi><mi>D</mi><msub><mi>E</mi><mrow><mi>z</mi><mo>,</mo><mi>n</mi></mrow></msub></mrow></mstyle></mrow></mstyle></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow></mstyle></mrow>
,
<mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>z</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><mi>Z</mi><mn>1</mn></mrow></munderover><mrow><mi>S</mi><mi>D</mi><msub><mi>E</mi><mrow><mi>z</mi><mo>,</mo><mi>n</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>z</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><mi>Z</mi><mn>2</mn></mrow></munderover><mrow><mi>S</mi><mi>D</mi><msub><mi>E</mi><mrow><mi>z</mi><mo>,</mo><mi>n</mi></mrow></msub></mrow></mstyle></mrow></mstyle></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>:</mo><mo>=</mo><msub><mi>Δ</mi><mi>n</mi></msub></mrow>
n
Здесь Z1 - первое число периодов, а Z2 - второе число периодов сигнала SE возбуждения, по которым выполняют усреднение, Δ - переменная составляющая. Соответственно, второй сигнал S2 вычисляют, используя вместо функции синуса функцию косинуса.
n
Устройство 18 АЦ преобразования выполняет аналого-цифровое преобразование, например, с разрешением 24 бита. Низкочастотные фильтрующие устройства 40, 41, 42 во входном фильтре 29 имеют, например, точность 32 или 40 бит. Вычитающее устройство 31 выполнено с возможностью пересчета сигнала демодулятора, например, на 16-битную шкалу. Для обработки переменной составляющей Δ в демодуляторе 27 достаточной является точность вычислений, например, 16 бит. Демодулятор 27 вычисляет вещественную и мнимую составляющие первого и второго сигналов S1, S2 и выполняет последующую фильтрацию вещественной и мнимой частей для формирования искомых сигналов SN1, SN2.
В связи с рациональным отношением M/N частоты fa' сканирования и частоты fm возбуждения, частота fa' сканирования предпочтительно согласуется с частотой fm возбуждения. В процессе работы возможна перестройка частоты fm возбуждения в соответствии с заранее заданными значениями. Рациональное отношение M/N устанавливают в зависимости от частоты fm возбуждения. Рациональное отношение M/N уменьшают при увеличении частоты fm возбуждения. Отношение M/N выбирают таким образом, чтобы частота fa' сканирования была меньше максимальной частоты сканирования, с которой способен работать сигнальный процессор 11. В этом случае рациональное отношение M/N устанавливают так, чтобы отклонение частоты fa' сканирования от максимальной частоты сканирования, на которой возможна работа сигнального процессора 11, было как можно меньше.
Таблица 62 в сигнальном процессоре 11, содержащая первое число М значений синуса и косинуса, предпочтительно подходит для хранения сигналов демодулятора DS, DS' при частоте fm возбуждения. Для небольшого количества заранее заданных значений частоты fm возбуждения требования к памяти для таблицы 62 в сигнальном процессоре 11 также невысокие. В установке 10 используют гармоническую демодуляцию. Гармоническая демодуляция с формированием скользящего среднего значения позволяет сигнальному процессору 11, рассчитанному на низкие скорости обработки информации, надлежащим образом обрабатывать сигнал. Сигнальный процессор 11 выполняет только умножение с использованием табличных значений синусов/косинусов и простые вычислительные операции.
На фиг.2 показан другой пример выполнения установки 10, являющийся дальнейшим развитием установки, показанной на фиг.1А. Установка 10 содержит низкочастотный фильтр 70 возбуждения, расположенный между цифроаналоговым преобразователем 13 и усилителем 15. Сигнал возбуждения SE формируют в виде тока, протекающего по катушке 14 к контакту 71 опорного потенциала. Приемная катушка 17 расположена между контактом 71 опорного потенциала и входом приемного усилителя 20. Дополнительная приемная катушка 72 установки 10 расположена последовательно с приемной катушкой 17. Следовательно, приемная катушка 17 и дополнительная приемная катушка 72 образуют дифференциальную схему. Последовательная цепь приемной катушки 17 и дополнительной приемной катушки 72 соединяет вход приемного усилителя 20 с контактом 71 опорного потенциала. Таким образом, установка 10 реализует способ проверки с дифференциальным каналом. Соответственно, усилитель 20 обеспечивает предварительное усиление. Фильтр 19 подавления шумов установки 10 соединяет приемный усилитель 20 с АЦ преобразователем 21. Фильтр 19 подавления шумов выполнен как приемный низкочастотный фильтр. Усиленный сигнал SP' катушки формируют из сигнала SP катушки посредством усиления приемным усилителем 20 и с использованием фильтрации посредством фильтра 19 подавления шумов.
Фильтрующее устройство 22 содержит систему 29' обработки сигнала. Система 29' обработки сигнала расположена на месте входного фильтра 29, показанного на фиг.1A. Система 29' обработки сигнала соединяет полосовой фильтр 25 с демодулятором 27. Система 29' обработки сигнала содержит систему преобразования 29''. Система преобразования 29" выполнена с возможностью обеспечения только одного значения из первого числа Р значений входного сигнала SDE в качестве входного сигнала SD демодулятора для уменьшения частоты сканирования, причем первое число Р является целым числом, большим или равным единице. Согласно одному из вариантов изобретения первое число P больше единицы. Система 29' обработки сигнала выполняет данную операцию при высокой и средней частотах fm возбуждения.
В системе 29' обработки сигнала возможна настройка. При низкой частоте fm возбуждения система 29' обработки сигнала активирует низкочастотный фильтр 23 сигнала. Таким образом, сигнальный процессор 11 выполняет различные операции обработки входного сигнала SDE в зависимости от частоты fm возбуждения. В то время, как при высокой и средней частоте fm возбуждения из P значений проходит только одно значение входного сигнала SDE, при низкой частоте fm возбуждения входной сигнал SDE пропускают через низкочастотный КИХ-фильтр 29'''. Таким образом, система обработки сигнала содержит преобразовательную систему 29'' для высоких и средних частот fm возбуждения и низкочастотный фильтр 29''' сигнала для низкой частоты fm возбуждения.
Фильтрующее устройство 22 имеет дополнительный низкочастотный фильтр 52, расположенный за низкочастотным фильтром 23. Кроме того, фильтрующее устройство 22 имеет выходной низкочастотный фильтр 53, а также переключающее устройство 54. Переключающее устройство 54 подключает полосовой фильтр 25 или выходной низкочастотный фильтр 53 между дополнительным низкочастотным фильтром 52 и системой 29' обработки сигнала. Полосовой фильтр 25 обеспечивает ограничение полосы сигнала перед демодуляцией.
Фильтр 34 демодулятора содержит два отдельных лестничных фильтра 55, 56. Первый лестничный фильтр 55 соединяет выход первого умножителя 32 с первым выходом 36 искомого сигнала демодулятора 27. При этом второй лестничный фильтр 56 соединяет выход второго умножителя 33 со вторым выходом 37 искомого сигнала демодулятора 27. Первый и второй лестничные фильтры 55, 56 выполнены одинаковыми. Система 29' обработки сигнала имеет точность 32 бита. Демодулятор 27 выполнен с возможностью обеспечения точности 32 бита. Длина слова в демодуляторе 27 составляет 32 бита. В демодуляторе 27 используется 16-битная таблица синусов. Первый лестничный фильтр 55 имеет полосовой режекторный фильтр 57. Полосовой режекторный фильтр 57 расположен после первого умножителя 33. Высокочастотный фильтр 58, низкочастотный фильтр 59, дополнительный высокочастотный фильтр 60, а также дополнительный низкочастотный фильтр 61 расположены после полосового режекторного фильтра 57. Полосовой режекторный фильтр 57 и низкочастотный фильтр 59 выполнены как КИХ-фильтры. Высокочастотные фильтры 58, 60, а также дополнительный низкочастотный фильтр 61 выполнены как БИХ-фильтры. Первый искомый сигнал SN1 представляет собой мнимую составляющую, а второй искомый сигнал SN2 представляет собой вещественную составляющую искомого сигнала.
Способ демодуляции реализован только цифровыми средствами. Узел преобразования сигнала в цифровую форму предпочтительно является центральным узлом и располагается как можно ближе к началу цепи обработки сигнала. Это позволяет исключить дорогостоящие аналоговые схемы. Сразу после выполнения предварительного усиления сигнала SP катушки и после прохождения предварительно усиленного сигнала через фильтр 19 подавления шумов выполняют аналого-цифровое преобразование в АЦ преобразователе 21. Фильтр 19 подавления шумов можно также рассматривать как приемный низкочастотный фильтр. Параметры фильтра 19 подавления шумов жестко заданы. Так как частота fa сканирования при преобразовании является постоянной величиной, граничная частота приемного низкочастотного фильтра 19 также может быть постоянной и ее не требуется изменять при изменении частоты fm возбуждения. Возможно выполнение АЦ преобразователя 21 в виде сигма-дельта преобразователя. В примере выполнения изобретения устройство 18 АЦ преобразования выполнено на микросхеме AD7760 фирмы Analog Devices. При использовании устройства 18 АЦ преобразования, для ограничения полосы и уменьшения частоты сканирования применяют дискретизацию, а также используют до трех ступеней КИХ-фильтров 23, 52, 25 или 23, 52, 53, соединенных последовательно. Ступени фильтра допускают регулировку. Полосовой фильтр 25 или выходной низкочастотный фильтр 53 являются свободно программируемыми фильтрами при загрузке не более 96 коэффициентов.
Сигнальный процессор 11 выполняет комплексную синусную/косинусную демодуляцию и дополнительную обработку сигнала. Цифровой входной сигнал SDE является вещественной величиной и требует только наличия тракта сигнала. Затраты на схему с вещественным и мнимым цифровым входным сигналом в два раза меньше, чем на аналоговую схему. Так как используется небольшое число необходимых компонентов, возможно снизить затраты, а также создать компактную конструкцию. Более того, упомянутые цифровые решения в сравнении с аналоговыми цепями имеют более высокую точность и более низкий уровень дрейфа характеристик.
Возможны, например, следующие параметры полосового фильтра 25: частота fa сканирования преобразователя 5000 кГц, частоты полосы пропускания 980-1020 кГц, частоты полосы заграждения 750-1250 кГц, отклонения в полосе пропускания 0,1 (-дБ), отклонения в полосе заграждения 120 (-дБ), длина фильтра 96, 32-битные вычисления с плавающей запятой, КИХ-фильтр (фильтр Чебышева). Ограничение узкой полосы и высокое затухание в подавляемой полосе частот в полосовом фильтре 25 предпочтительно обеспечивают динамичное усиление за счет снижения шума и высокой помехоустойчивости. Наложения внешних сигналов помех в полосе за счет свертки предпочтительно подавляют после уменьшения частоты сканирования.
Сигнальный процессор 11 формирует частоту fm возбуждения и частоту демодуляции сигналов DS, DS' из тактового сигнала CLK. Частота fm возбуждения, частота сигналов DS, DS' демодуляции и частота fa АЦ преобразователя 21 синхронизированы и точно установлены. Частотой демодуляции является частота, с которой значения синуса и косинуса подают на демодулятор 27. Таким образом, предпочтительно отсутствуют биения. Также тактовый сигнал CLK, сигнал SE возбуждения и сигнал запуска АЦ преобразователя 21 с частотой fa сканирования синхронизированы друг с другом. Сигнал SE возбуждения имеет фазовый сдвиг. При наличии фазового сдвига время работы фильтрующего устройства 22 корректируют для исключения чередования фаз между входным сигналом SD и сигналами DS, DS' демодулятора.
M1
Для формирования сигнала SE возбуждения с частотой fm возбуждения используют метод прямого цифрового синтеза, сокращенно метод ПЦС, с таблицей синусов и фазовым сумматором. Из таблицы синусов с 2 входами и фазовым сумматором с длиной слова N1 бит выводят значения синуса с тактовой частотой fCLK в соответствии со следующими выражениями:
<mrow><mi>sin</mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><mi>f</mi><mi>m</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>C</mi><mi>L</mi><mi>K</mi></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mi>i</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mi>S</mi><mi>i</mi><mi>n</mi><mi>T</mi><mi>a</mi><mi>b</mi><mo stretchy="false">[</mo><msub><mi>a</mi><mi>i</mi></msub><mo>⋅</mo><msup><mn>2</mn><mrow><mo>−</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>N</mi><mn>1</mn><mo>−</mo><mi>M</mi><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow></msup><mo stretchy="false">]</mo></mrow>
,
<mrow><mi>S</mi><mi>i</mi><mi>n</mi><mi>T</mi><mi>a</mi><mi>b</mi><mo stretchy="false">[</mo><mi>i</mi><mo stretchy="false">]</mo><mo>=</mo><mi>sin</mi><mo stretchy="false">(</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi></mrow><mrow><msup><mn>2</mn><mrow><mi>M</mi><mn>1</mn></mrow></msup></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
M1
где i=0, 1, …, 2-1,
i
N1
a=(i-n) mod 2,
0
a=0
i+1
i
N1
a=(a+n)mod 2 где i=0, 1, …, N1 и N1≥M1,
<mrow><mi>n</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>f</mi><mi>m</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>C</mi><mi>L</mi><mi>K</mi></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><msup><mn>2</mn><mrow><mi>N</mi><mn>1</mn></mrow></msup></mrow>
N1
N1-M1
Здесь n - приращение фазы. Длина таблицы синусов не оказывает влияния на точность частоты, которая сама по себе фиксирована длиной N1 слова сумматора и определяется величиной fCLK/2. Если n - целое кратное 2, выходные значения таблицы точно соответствуют величинам времени сканирования желаемой функции синуса. Что касается отклонения из-за дискретных ступеней амплитуды, то шум квантования со стандартным отклонением s для округленных табличных значений и отношение SNR сигнал/шум определяют в соответствии со следующими выражениями:
<mrow><mi>s</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><msup><mn>2</mn><mrow><mo>−</mo><mi>b</mi></mrow></msup></mrow><mrow><msqrt><mrow><mn>12</mn></mrow></msqrt></mrow></mfrac></mrow>
<mrow><mi>S</mi><mi>N</mi><mi>R</mi><mo>=</mo><mn>20</mn><mo>⋅</mo><mi>log</mi><mo stretchy="false">(</mo><msqrt><mrow><mfrac><mn>3</mn><mn>2</mn></mfrac></mrow></msqrt><mo>⋅</mo><msup><mn>2</mn><mi>b</mi></msup><mo stretchy="false">)</mo><mo>=</mo><mn>6</mn><mo>⋅</mo><mi>b</mi><mo>+</mo><mn>1.8</mn><mtext> </mtext><mo stretchy="false">[</mo><mo>∂</mo><mi>Б</mi><mo stretchy="false">]</mo></mrow>
и
i
-(N1-M1)
где b - длина табличного слова в битах. При всех других значениях n отбрасывание нецелых индексов [a·2] в таблице приводит к фазовой ошибке, создающей дополнительную составляющую шума на выходе в виде амплитудной ошибки, модулируемой частотой fm возбуждения. При малых фазовых ошибках ep сигнал SDA цифроаналогового преобразователя 13 имеет следующий вид:
<mrow><mi>sin</mi><mo stretchy="false">[</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><mi>f</mi><mi>m</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>C</mi><mi>L</mi><mi>K</mi></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mi>i</mi><mo>+</mo><mi>e</mi><mi>p</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>i</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo stretchy="false">]</mo><mo>=</mo><mi>sin</mi><mo stretchy="false">[</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><mi>f</mi><mi>m</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>C</mi><mi>L</mi><mi>K</mi></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mi>i</mi><mo stretchy="false">]</mo><mo>+</mo><mi>e</mi><mi>p</mi><mo stretchy="false">(</mo><mi>i</mi><mo stretchy="false">)</mo><mo>⋅</mo><mi>cos</mi><mo stretchy="false">[</mo><mn>2</mn><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><mi>f</mi><mi>m</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>C</mi><mi>L</mi><mi>K</mi></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mi>i</mi><mo stretchy="false">]</mo></mrow>
Вследствие периодического характера отклонения сигнал ошибки в этом случае имеет дискретный линейчатый спектр. В качестве оценки отклонения максимальных высот всех возможных спектральных линий фазовой ошибки и амплитуды синуса для любого n справедливо, с хорошей точностью, следующее выражение динамического диапазона без паразитных составляющих:
SFDR=6·M1-4 [дБ]
Другой специальный случай с дискретными спектральными соотношениями имеет место, когда частота fm возбуждения синусоидального сигнала SE возбуждения является субгармоникой тактовой частоты fCLK, то есть fCLK является целым кратным fm. Тогда энергия ошибки квантования распределена между несколькими спектральными линиями гармоник частоты fm возбуждения со значительно большими амплитудами по сравнению с теоретическими значениями шума с равномерным распределением. Для исключения в дальнейшем помех от взаимной модуляции дополнительные дискретные частотные составляющие должны быть как можно меньше.
14
Для 14-битного цифроаналогового преобразователя 13 подходит таблица 16К с 2 входами с 14-битной длиной слова. Тогда шум амплитудного квантования составляет -86 дБ и при наличии фазового шума максимальная спектральная линия сигнала ошибки составляет не более -80 дБ относительно амплитуды синуса. Таким образом, в качестве восстанавливающего низкочастотного фильтра требуется только один нерегулируемый низкочастотный аналоговый фильтр 70 возбуждения и используется неизменная тактовая частота fCLK. Для обеспечения синхронности и снижения стоимости схемы низкочастотного фильтра 70 возбуждения в качестве тактового сигнала CLK с тактовой частотой fCLK используют сигнал 20 МГц тактового генератора АЦ преобразователя 21. При максимальной частоте fm возбуждения, равной 1 МГц, и затухании в подавляемой полосе, составляющем 60 дБ на половине тактовой частоты fCLK/2, подходит низкочастотный фильтр 70 третьего порядка с крутизной среза 18 дБ на октаву. Кроме того, при высокой частоте сканирования цифроаналогового преобразователя 13 дополнительно достигается также низкое максимальное отклонение амплитуды благодаря ступенчатой функции и весовому коэффициенту G, определяемому в соответствии с уравнением:
<mrow><mi>G</mi><mo>=</mo><mrow><mrow><mi>sin</mi><mo stretchy="false">(</mo><mfrac><mrow><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mi>f</mi><mi>m</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>C</mi><mi>L</mi><mi>K</mi></mrow></mfrac><mo stretchy="false">)</mo></mrow><mo>/</mo><mrow><mfrac><mrow><mi>π</mi><mo>⋅</mo><mi>f</mi><mi>m</mi></mrow><mrow><mi>f</mi><mi>C</mi><mi>L</mi><mi>K</mi></mrow></mfrac></mrow></mrow></mrow>
1/k
i-1
Отклонение составляет -0,04 дБ для отношения fCLK/fm=20. Учитывая изложенные выше требования и критерии при выборе десятично-геометрической градации с коэффициентом Q=10, для k=10 значений на декаду получаем значения 1; 1,3; 1,6; 2; 2,5; 3,2; 4; 5; 6,3; 8; 10, представляющие третью градацию, и, таким образом, таблицу с 41 частотой fm возбуждения в требуемом диапазоне от 100 Гц до 1 МГц. При этом частота fm возбуждения и частота демодуляции точно совпадают. Затраты на реализацию таблиц и фильтров предпочтительно невелики. Для отдельных частот в каждом случае используют значения, наиболее близкие к точным цифровым значениям Q. Таким образом, необходимое разрешение также достигается при низких частотах, причем сумматор фазы в генераторе 12 имеет длину слова 32 бита. В то время, как в верхнем диапазоне частоты fm возбуждения от 1 МГц до 16 кГц фазовая ошибка отсутствует, на низких частотах, вследствие фазового шума, она ограничена ниже 4 кГц полным отношением сигнал/шум примерно до 67 дБ. При демодуляции из-за ограничения узкой полосы помехи с более высокой частотой подавляются тем сильнее, чем ниже частота fm возбуждения. При частотах 312 кГц, 20 кГц, 10 кГц и 5 кГц с целочисленным отношением fa'/fm спектральные линии гармоник располагаются ниже уровня -100 дБ вследствие большой избыточности сканирования. При целочисленном отношении fa'/fm тактовая частота fCLK является целым кратным частоты fm возбуждения.
Вследствие напряжения ошибки катушки при демодуляции вдобавок к неизменной составляющей также возникает частотная составляющая с двойной частотой fm' демодуляции, и указанную частоту fm' демодуляции подавляют посредством линейно-фазового полосового режекторного КИХ-фильтра 57, 57' третьего порядка только с четырьмя коэффициентами. Предпочтительно, достаточной является точность 16 бит на коэффициент.
При демодуляции также используют 16-битную таблицу синусов/косинусов, так как дополнительные спектральные составляющие, формируемые при этом, ниже -120 дБ на основной частоте. Использование таблицы 62 обеспечивает повышенное быстродействие по сравнению с вычислением значений синуса и косинуса. В таблице 62 с большим числом разрядов возможна более точная установка частоты демодуляции, например, 800 кГц с точностью 69/256. Посредством расположенного далее рекурсивного высокочастотного фильтра 58, 58' первого порядка обеспечивается подавление неизменной составляющей, создаваемой напряжением ошибки катушки. Полосовой режекторный фильтр 57, 57' расположен перед высокочастотным фильтром 58, 58', поскольку иначе, вследствие большой амплитуды гармоники основной частоты, в результате были бы только очень медленно затухающие реакции на ступенчатые воздействия. Высокочастотный фильтр 58, 58' преимущественно выполняют как БИХ-фильтр, поскольку он допускает очень простое переключение граничной частоты и, соответственно, времени переходного процесса. Для подавления напряжения ошибки устанавливают граничную частоту 0,01 Гц. Это соответствует минимальной скорости проверки, равной примерно 15 см/мин при активной ширине катушки 3 мм. При частоте fa сканирования, равной 833 кГц, такую низкую граничную частоту обеспечивают с точностью, практически соответствующей 32-битным коэффициентам. С 16-битными коэффициентами возможна установка граничной частоты, только более 10 -20 Гц. Время переходного процесса составляет примерно 36 с. Для быстрой настройки, называемой быстрым уравновешиванием, коэффициенты выбирают так, чтобы граничная частота высокочастотного фильтра 58, 58' составляла 10 кГц, а время переходного процесса 37 мкс. Высокочастотный БИХ-фильтр 58, 58' первого порядка обеспечивает возможность подавления напряжения ошибки с быстрой настройкой. Фильтр типа БИХ позволяет переключать коэффициент с самым коротким переходным процессом, так как представляет собой минимально фазовую систему. Вычисления на основе уравнений первого порядка не требуют больших затрат машинного времени.
Полосовой режекторный фильтр 57, 57' предназначен для подавления составляющей сигнала с двойной частотой демодуляции. Высокочастотный БИХ-фильтр 58, 58' позволяет подавить напряжение ошибки.
В то время, как до этого момента для обработка сигнала требуется 32-битная арифметика в сигнальном процессоре 11 для всех цифровых операций, после отделения неизменной составляющей для дополнительной обработки низкочастотного сигнала возможно снижение точности значений сигнала с 32 до 16 бит. Так как все 32-битные операции выполняют с пониженной частотой fa' сканирования, не превышающей 833 кГц, данный способ также требует относительно небольшого времени вычислений.
Для дальнейшего подавления помех и остаточных компонентов свертки низкочастотный искомый сигнал ограничивают одноступенчатым или многоступенчатым низкочастотным КИХ-фильтром 59, 59' с общим коэффициентом подавления R'≥1 в предварительно устанавливаемой максимальной ширине полосы fMAX при избыточной частоте fa'' сканирования, равной (20…100) fMAX. При минимальном значении 20·fMAX практически гарантировано, что амплитудные ошибки при анализе и формировании сигнала не превышают 1,5%. Если позволяет скорость проверки, может быть сделана попытка достичь частоты сканирования 100·fMAX. Таким образом, предпочтительно получают более плотную последовательность точек сканирования для графического изображения. Тогда максимально возможная амплитудная ошибка будет меньше 0,1%. Дальнейшее увеличение частоты сканирования не дает каких-либо преимуществ и, в связи с избыточностью, приводит к ненужному увеличению объема данных и потребности в памяти. Поскольку обычно проверяемое изделие 16 перемещают за приемной катушкой 17, сигнальный процессор 11 должен анализировать данные входного сигнала SDE в режиме реального времени, чтобы обеспечить возможность локализации дефектов в проверяемом изделии 16. Например, при частоте fm возбуждения, равной 1 МГц, низкочастотный КИХ-фильтр 59, 59' с 23 коэффициентами и границей полосы 15 кГц включают как постфильтр. В связи с этим, частоту сканирования снижают до 208 кГц. В дополнение к эффективному подавлению произвольных сигналов помех и устранению остаточных составляющих промежуточной частоты, низкочастотный фильтр 59, 59' используют для коррекции затухания полосового режекторного фильтра 57, 57' третьего порядка в диапазоне полосы пропускания.
Очень высокое затухание гармоники с удвоенной частотой демодуляции обеспечено наличием нуля переходной характеристики полосового режекторного БИХ-фильтра 57, 57' и постфильтрацией в расположенном далее низкочастотном подавляющем фильтре 59, 59'. БИХ-фильтры могут использоваться для эффективного уменьшения частоты сканирования. В связи с конечной импульсной характеристикой возможен расчет на частоте fa' сканирования или на пониженной частоте fa'' сканирования. БИХ-фильтры имеют линейную фазовую характеристику, поэтому исключены искажения и сохраняется форма сигналов во времени. При узкополосной фильтрации полоса искомого сигнала будет находиться ближе к частоте fm возбуждения, а именно, будет, например, в 3 раза ниже частоты fm (и, следовательно, не должна быть по крайней мере меньше 1/10 частоты fm возбуждения). Узкополосная фильтрация обеспечивает эффективную защиту от шума и снижение шума.
Число вычислительных операций при частоте сканирования на входе 833 кГц составляет 5,75 16-битных умножений и 5,75 сложений. Всего для вещественной и мнимой частей на данный момент требуется примерно 76 операций за одну микросекунду на один интервал сканирования входа. Наконец, в каждом случае после подавляющего низкочастотного фильтра 59 расположены высокочастотный БИХ-фильтр 60, 60' и низкочастотный БИХ-фильтр 61, 61' второго или четвертого порядка. Высокочастотный БИХ-фильтр 60, 60' и низкочастотный БИХ-фильтр 61, 61' являются рекурсивными фильтрами и имеют фиксированную настройку.
Согласно альтернативному варианту выполнения возможна автоматическая перенастройка высокочастотного БИХ-фильтра 60, 60' и низкочастотного БИХ-фильтра 61, 61', являющихся рекурсивными фильтрами, в зависимости от скорости проверки. В этом случае в связи с большим частотным диапазоном, возможно, потребуются коэффициенты с 32-битной длиной слов. Таким образом, установка 10 обеспечивает автоматическое согласование высокочастотного БИХ-фильтра 60, 60' и низкочастотного БИХ-фильтра 61, 61' в соответствии со скоростью проверки, с которой исследуется изделие. Для этого сигнальный процессор 11 вычисляет и переключает коэффициенты фильтров 60, 60', 61, 61'. Высокочастотные БИХ-фильтр 60, 60' и низкочастотный БИХ-фильтр 61, 61' выполняют фильтрацию низкочастотного искомого сигнала для подавления шума. Высокочастотный БИХ-фильтр 58, 58' используется, в основном, в дифференциальной схеме катушки, показанной на фиг.3A. При использовании на приемной стороне только одной катушки, а именно приемной катушки 17, установка 10 реализует канал абсолютных измерений. В случае канала абсолютных измерений высокочастотный БИХ-фильтр 58, 58' со смещением заменяют вычитающим устройством, обеспечивающим вычитание корректирующей поправки из сигнала. Значение для коррекции нуля определяется и перестраивается сигнальным процессором 11.
В фильтрующем устройстве 22 низкочастотный фильтр 23 обеспечивает уменьшение частоты сканирования в 4 раза, а полосовой фильтр 25 и выходной низкочастотный фильтр 53 в каждом случае обеспечивает уменьшение частоты сканирования в 2 раза. Возможна установка коэффициента уменьшения частоты сканирования дополнительного низкочастотного фильтра 52. Тактовая частота fCLK обычно равна 20 МГц, она используется как устройством 18 АЦ преобразования, так и генератором 12.
Согласно альтернативному варианту изобретения в качестве частоты сканирования вместо 20 МГц используют тактовую частоту 10 МГц для снижения нагрузки на сигнальный процессор 11 при генерировании цифровым методом сигнала SE возбуждения с частотой fm возбуждения. В результате происходит увеличение приращения фазы. В таком случае из-за использования ступенчатой функции максимальное отклонение амплитуды составляет -0,14 дБ. Тогда фильтр 70 возбуждения, используемый в качестве восстанавливающего фильтра, может иметь 5-6 порядок с крутизной среза 30-36 дБ на октаву.
Согласно альтернативному варианту изобретения сигнальный процессор 11 вычисляет значения синуса и косинуса сигналов DS, DS' демодулятора. Данные вычисления могут быть выполнены посредством аппроксимации посредством ряда или с использованием алгоритма Волдера.
На фиг.3A показан пример выполнения узла установки 10 в соответствии с возможностью его применения, например, в установке, показанной на фиг.1A. Дополнительная приемная катушка 72 установки 10 расположена последовательно с приемной катушкой 17. Таким образом, приемная катушка 17 и дополнительная приемная катушка 72 образуют дифференциальную схему.
На фиг.3B показан пример выполнения другого узла установки 10, показанной на фиг.2. Установка 10 имеет полосовой фильтр 25 и демодулятор 27, между которыми расположена система 29' обработки сигнала. Ниже пояснена работа системы 29' обработки сигнала при высоких значениях частоты fm возбуждения, когда задействована преобразовательная система 29''. Преобразовательную систему 29'' используют для уменьшения частоты сканирования. Преобразовательная система 29'' выполнена на основе переключателя 80. Вход переключателя 80 соединен с полосовым фильтром 25. Переключатель 80 имеет первое число Р выходов. Наконец, первый выход переключателя 80 соединен с демодулятором 27. Преобразовательная система 29'' снижает частоту fa' сканирования в целое число раз P до уменьшенного значения fa''. Таким образом, преобразовательную систему 29'' можно также рассматривать как понижающий преобразователь частоты. Преобразовательная система 29'' выполняет функцию прореживателя. Его называют также устройством восстановления дискретизованного сигнала. Таким образом, преобразовательная система 29'' обеспечивает передачу только каждого P-го значения сигнала. Промежуточные значения система пропускает. Сигнальный процессор 11 реализует преобразовательную систему 29'' и демодулятор 27 путем запоминания и дальнейшей обработки посредством демодуляции каждого P-го значения входного сигнала SDE. Сигнальный процессор 11 принимает ненужные P-1 значение входного сигнала SDE, но не обеспечивает их демодуляцию.
Система 29' обработки сигнала реализует способ преобразования, используя преобразовательную систему 29''. Способ преобразования предпочтительно не требует точного умножения посредством замены частоты fa' сканирования на уменьшенную частоту fa''. Операции системы 29' обработки сигнала и последующие операции сигнальный процессор 11 выполняет при уменьшенной частоте fa'' сканирования. Таким образом, обеспечивается уменьшение времени вычислений. Возможно использование сигнального процессора при низкой скорости.
Аналого-цифровое преобразование, фильтрацию, уменьшение частоты сканирования и последующую демодуляцию предпочтительно выполняют с соблюдением теоремы дискретизации, с учетом свойств свертки систем с квантованием по времени и с учетом помех квантования. Отношение частоты fa' сканирования и средней частоты fm не обязательно должно быть рациональным числом. Способ может быть реализован без соблюдения рационального отношения частот fa', fa'' сканирования и частоты fm возбуждения.
На фиг.4A-4D показаны примеры спектра сигналов в установке 10, показанной на фиг.3B. В примере частота fm возбуждения равна 1015 кГц. На фиг.4A показан частотный спектр сигнала SP катушки. На фиг.4 В показан входной сигнал SDE после сканирования с частотой fa сканирования преобразователя и фильтрации полосовым фильтром 25. На фиг.4C показан входной сигнал SD демодулятора с уменьшенной частотой, формируемый преобразовательной системой 29'' системы 29' обработки сигнала. Частота fa' сканирования в этом случае снижена до уменьшенной частоты fa'' сканирования, а частота fm возбуждения преобразована в частоту fm' демодуляции после преобразования. Частота fm' демодуляции после преобразования может рассматриваться как промежуточная частота. На фиг.40 показаны первый и второй искомые сигналы SN1, SN2, формируемые в демодуляторе 27 с использованием демодуляции, низкочастотной фильтрации и дополнительного уменьшения частоты сканирования.
Сигнал SP катушки является узкополосным сигналом, модулированным по амплитуде и фазе. Сигнал катушки в этом примере имеет полосу 15 кГц. Частота fa' сканирования устройства 18 АЦ преобразования равна 5 МГц. Полосовой фильтр 25 имеет полосу пропускания +/-15 кГц и границу режекции +/-170 кГц до ограничения полосы. Преобразовательная система 29'' снижает частоту fa' сканирования в 6 раз до fa''=833 кГц. Таким образом, коэффициент уменьшения частоты сканирования равен 6. Следовательно, сигнал катушки преобразован, то есть его частота понижена до промежуточной частоты fm' в соответствии со следующим равенством:
<mrow><mi>f</mi><mi>m</mi><mo>'</mo><mo>=</mo><mo stretchy="false">(</mo><mi>f</mi><mi>m</mi><mo stretchy="false">)</mo><mi>mod</mi><mi>f</mi><mi>a</mi><mo>'</mo><mo>'</mo><mo>=</mo><mfrac><mn>7</mn><mrow><mn>32</mn></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mi>f</mi><mi>a</mi><mo>'</mo><mo>'</mo><mo>=</mo><mn>182</mn><mtext> кГц</mtext></mrow>
Это способ модульной демодуляции. При использовании способа преобразования частоты путем понижения частоты отфильтрованный сигнал полосового фильтра 25 преобразуют в сигнал с более низкой промежуточной частотой. Это применимо, в основном, для высоких частот fm возбуждения. При этом для низких частот fm демодуляцию сигнала полосового фильтра 25 выполняют непосредственно после низкочастотной фильтрации фильтром 29'''.
При уменьшении частоты fa' сканирования в соответствии с коэффициентом R до уменьшенной частоты fa'' сканирования, равной fa'/R, частота fm возбуждения определяется промежуточной частотой fm'=(fm) mod fa''. Выполнение демодуляции возможно в исходном или обратном положении частоты. В качестве требования исходного положения спектра при fm' должно быть справедливо следующее соотношение:
k-fa''<fm<(k+0.5)·fa''
К является целым числом. Это соответствует требованию fm'<fa''/2. Таким образом, обратное положение частоты не используется. Кроме того, должно быть выполнено условие:
fB<fm'<fa''/2-fB
Таким образом, сохраняется симметрия спектра и подтверждается вещественный характер соответствующей временной функции. Далее сигнал с полосой пропускания при fm' проходит полную демодуляцию с sin (2π fm't) и cos(2π fm't). Промежуточная частота fm', уменьшенная частота fa'' сканирования и, следовательно, частота fa' сканирования связаны между собой гармоническим соотношением. Это означает, что уменьшенная частота fa'' сканирования является рациональным кратным промежуточной частоты fm'. Кроме того, справедливо, что fm'/fa''=a/b, где а и b - целые числа. В результате при демодуляции достаточно таблицы функций синуса и косинуса небольшой длины. Коэффициент R уменьшения является кратным R3=2 и поэтому является четным числом. Частота передачи входных данных в сигнальном процессоре 11 равна fa'/2 раз по 32 бита и равна 2,5 Мвыборок при fa'=5 МГц, что соответствует 5 Мслов/с при 16 битах. В процессоре blackfin, используемом в качестве сигнального процессора 11, наибольшая возможная частота передачи данных для 16-битной длины слова составляет примерно 50 Мслов/с. При R>2 в каждом случае далее используют только сканированные значения в соотношении R/2. Все остальные вводимые данные не учитывают. Таким образом, частота fm' демодуляции отличается от частоты fm возбуждения. Однако при низких частотах без понижения частоты частота демодуляции равна частоте fm возбуждения.
Таким образом, способ позволяет получить следующие преимущества. Он обеспечивает полностью цифровую демодуляцию и фильтрацию. Кроме того, полосовую фильтрацию выполняют в устройстве 18 АЦ преобразования. Данную операцию выполняют на промежуточной частоте при более низкой частоте сканирования. Таким образом, обеспечивается уменьшение времени вычислений. Это позволяет использовать процессор при низкой скорости. Между приемной катушкой 17 и вплоть до демодулятора 27, обеспечивающего демодуляцию вещественной и мнимой частей сигнала, то есть синфазной и квадратурной составляющих сигнала, на промежуточной частоте, необходимы только АЦ преобразователь 21 и тракт для прохождения сигнала. В отличие от указанного способа при общепринятом способе сканирования с пониженным качеством с прямой демодуляцией и преобразованием в основной полосе обычно необходимы два АЦ преобразователя. Установка 10 обеспечивает способ контроля в реальном времени. Установка 10 позволяет экономично выполнять проверку.
Номера позиций
10
Установка
11
Сигнальный процессор
12
Генератор
13
Цифроаналоговый преобразователь
14
Катушка возбуждения
15
Усилитель возбуждения
16
Проверяемое изделие
17
Приемная катушка
18
Устройство аналого-цифрового преобразования
19
Фильтр подавления шумов
20
Приемный усилитель
21
Аналого-цифровой преобразователь
22
Фильтрующее устройство
23
Низкочастотный фильтр
24
Прореживающее устройство
25
Полосовой фильтр
26
Дополнительное прореживающее устройство
27
Демодулятор
28, 28'
Вход демодулятора
29
Входной фильтр
29'
Система обработки сигнала
29''
Преобразовательная система
29'''
Низкочастотный фильтр сигнала
30
Вход фильтра
31
Вычитающее устройство
32
Первый умножитель
33
Второй умножитель
34
Фильтр демодулятора
35
Прореживающее устройство демодулятора
36
Выход первого искомого сигнала
37
Выход второго искомого сигнала
38
Дисплей
39
Тактовый генератор
40, 41, 42
Низкочастотное фильтрующее устройство
43, 45, 47
Низкочастотный фильтр короткопериодных сигналов
44, 46, 48
Низкочастотный фильтр длиннопериодных сигналов
49
Входной переключатель
50
Выходной переключатель
51
Дополнительный выходной переключатель
52
Дополнительный низкочастотный фильтр
53
Выходной низкочастотный фильтр
54
Переключающее устройство
55
Первый канал фильтров
56
Второй канал фильтров
57, 57'
Полосовой режекторный фильтр
58, 58'
Высокочастотный фильтр
59, 59'
Низкочастотный фильтр
60, 60'
Высокочастотный фильтр
61, 61'
Низкочастотный фильтр
62
Таблица
70
Низкочастотный фильтр возбуждения
71
Контакт опорного потенциала
72
Дополнительная приемная катушка
80
Переключатель
CLK
Тактовый сигнал
DS, DS'
Сигнал демодулятора
fa
Частота сканирования преобразователя
fa'
Частота сканирования
fa''
Уменьшенная частота сканирования
fCLK
Тактовая частота
fm
Частота возбуждения
fm'
Частота демодуляции после преобразования
M
Первое число
N
Второе число
SC
Сигнал управления
SD
Входной сигнал демодулятора
SDA
Сигнал цифроаналогового преобразователя
SDE
Входной сигнал
SE
Сигнал возбуждения
SEG
Сигнал генератора
SK
Короткопериодный сигнал
SL
Длиннопериодный сигнал
SP
Сигнал катушки
SP'
Усиленный сигнал катушки
SN1
Первый искомый сигнал
SN2
Второй искомый сигнал
SW
Выходной сигнал преобразователя
S1
Первый выходной сигнал демодулятора
S2
Второй выходной сигнал демодулятора