СПОСОБ ПЕЛЕНГАЦИИ ИСТОЧНИКА РАДИОИЗЛУЧЕНИЯ
RADIO-FREQUENCY RADIATION SOURCE DIRECTION-FINDING METHOD

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в комплексах определения местоположения источников радиоизлучения.
Известны способы пеленгации источников радиосигналов [патент США №6469657, МПК G01S 3/74, опубликован 22.10.2002, патент Российской Федерации №2434239, МПК G01S 3/02, опубликован 20.11.2011], включающие прием сигналов с помощью N идентичных ненаправленных антенн, расположенных в плоскости пеленгации, синхронное преобразование принятых сигналов в цифровые сигналы, формирование комплексных спектров сигналов с помощью быстрого преобразования Фурье, их запоминание в цифровом виде и определение пеленгов источников радиосигналов путем сравнения спектров с расчетными значениями для различных направлений.
Недостатком известных способов является относительно невысокая чувствительность пеленгации, определяемая принципом обнаружения пеленгуемого сигнала, заключающемся в том, что амплитуды спектральных составляющих сигнала, полученных путем быстрого преобразования Фурье, сравниваются с фиксированным порогом, при превышении которого несколькими из них делается вывод о наличии сигнала на анализируемой частоте и далее вычисляется пеленг источника радиоизлучения. Однако при малой мощности и большой ширине спектра пеленгуемого сигнала обнаружение его спектральных составляющих с заданными вероятностными характеристиками представляет собой сложную задачу.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу является способ пеленгации радиосигналов [патент Российской Федерации №2144200, МПК G01S 3/14, G01S 3/74, опубликован 10.01.2000], включающий прием радиосигналов антенной решеткой, состоящей из N элементов в количестве не менее трех, расположенных в плоскости пеленгации, синхронное преобразование сигналов многоканальным приемником, получение спектральных характеристик каждого канала путем измерения на совпадающих интервалах времени комплексных спектров сигналов каждого канала, разделение комплексных спектров на выбранные частотные поддиапазоны, сравнение комплексных спектральных характеристик сигналов в каждом частотном диапазоне путем запоминания спектров сигналов, определения свертки комплексно- сопряженных спектров для каждого частотного поддиапазона, в котором обнаружен сигнал, получая комплексные амплитуды сигналов для каждого канала и частотного поддиапазона, путем осуществления преобразования Фурье по всем каналам, получая составляющие двумерного углового спектра, по которым формируют двумерный угловой спектр, соответствующий радиосигналу для выбранного частотного поддиапазона, путем перемножения составляющих двумерного углового спектра, выделения максимального модуля компоненты двумерного углового спектра и суждения по значению аргументов максимального модуля компоненты об азимуте и угле наклона фронта волны радиосигнала.
Недостатком наиболее близкого аналога является недостаточно высокая чувствительность, так как обнаружение полезного сигнала производится, как и в приведенных выше известных аналогах, по превышению спектральными составляющими пеленгуемого сигнала заданного порогового значения.
Основной задачей, на решение которой направлен заявляемый способ пеленгации источников радиоизлучения, является повышение чувствительности пеленгации.
Технический результат, который может быть получен при реализации предлагаемого способа, - обеспечение возможности пеленгации слабых сигналов.
0
Δ
вхn
вхn
вхn
k
вхn
вхR
0
Δ
R
R
0
R
k
k
k
k
вхR
вхR
k
д
Δ
Д
Δ
д
дmax
Δ
д
R
вхR
k
д
R
вх1
k
Поставленная задача решается тем, что в способе пеленгации источника радиосигнала, включающем прием сигналов в диапазоне частот ω±Ω с помощью N антенн, расположенных в плоскости пеленгации, синхронное преобразование принятых сигналов U(t), n=1,2,…,N в цифровые сигналы, формирование комплексных спектров сигналов S(ω) с помощью быстрого преобразования Фурье, их запоминание в цифровом виде и разбиение на К поддиапазонов S(ω), где каждому отсчету в k-м (k=1,2,…,K) поддиапазоне присваивается порядковый номер p=1,2,…,P, P=L/K, где L - общее количество отсчетов в спектре сигнала S(ω), согласно заявляемому способу обнаружение сигнала источника проводят путем приема с помощью (N+1)-й антенны, принятой в качестве опорной, сигнала ретранслятора U(t) в диапазоне частот ω±Ω+ω, где ω - известный сдвиг несущей частоты ω, создаваемый ретранслятором, ω=ω"- ω', где ω', ω” - соответственно принимаемая и излучаемая ретранслятором частота, формирования комплексного спектра сигнала ретранслятора S(ω) с помощью быстрого преобразования Фурье, его запоминания в цифровом виде и разбиения на К поддиапазонов S(ω”), перемножения в каждом из К поддиапазонов сдвинутого на доплеровскую частоту ω=mω, где ω - разрешающая способность по доплеровской частоте, m=1,2,…,М, ω=Mω, и на величину сдвига частоты ω комплексно-сопряженного спектра сигнала ретранслятора S*(ω”+ω-ω) со спектром сигнала S(ω), принятого одной из N антенн, условно принятой за первую, вычисления обратного преобразования Фурье от полученного произведения
Д
min
Δ
min
Δ
max
min
Δ
д0
0
вхR
k
д0
R
0
вхn
k
0
-jωτ
для каждого из М возможных значений ω и каждого из Q возможных значений времени задержки сигнала τ=τ+qτ, где τ - минимально возможная задержка сигнала, q=1,2,…,Q, τ - разрешающая способность по времени запаздывания, τ=τ+Qτ, и принятия решения о наличии сигнала с соответствующими определенными значениями доплеровского сдвига частоты ωи времени задержки τ при превышении одним из вычисленных значений интеграла Фурье фиксированного порога, а определение азимута источника радиосигнала проводят путем перемножения комплексно- сопряженного спектра сигнала ретранслятора S*(ω”+ω-ω) с задержанными на время τ спектрами сигналов S(ω)e , n≠1, каждой из остальных N-1 пеленгационных антенн, определения из полученных нормированных комплексных сигналов
n
0
д0
n
0
д0
0
n
R
ψ(τ,ω)/|ψ(τ,ω)|=ехр{-j[ωτ(φ-φ)]} разностных фаз каждой из N-1 пеленгационных антенн относительно первой антенны
1
n
1
R
n
R
(φ-φ)=(φ-φ)-(φ-φ),
n
R
где φ,φ - начальные фазы сигналов, принятых пеленгационными и опорной антеннами, формирования вектора разностных фаз
k
1
2
1
N
φ=[0 (φ-φ)…(φ-φ)]
kαi
Δ
Δ
i
Δ
и последовательного перемножения этого вектора с матрицей-столбцом весовых функций w, i=1,2,…,360°/α, где α - разрешающая способность по азимуту, град, элементы которой соответствуют априорно рассчитанной разности фаз сигналов, принятых каждой из пеленгационных антенн относительно первой пеленгационной антенны в k-ом поддиапазоне для каждого из азимутов α с требуемым шагом α:
i
0
i
max
причем за истинное значение пеленга α=α принимается значение, соответствующее максимальному значению произведения матриц А(α).
Заявляемый способ пеленгации источника радиоизлучения поясняется чертежом. На фиг.1 показано относительное взаимное расположение и перемещение источника радиоизлучения, ретранслятора, пеленгатора и пункта управления, а также излучаемые частоты.
Физическая сущность предлагаемого способа, отличающая его от известных способов, заключается в следующем.
Возможна ситуация, в которой мощность сигнала источника радиоизлучения недостаточна для его обнаружения и пеленгации известными способами, так как эти способы предусматривают обнаружение отдельных спектральных составляющих сигнала, мощность которых заведомо меньше мощности сигнала в целом. В то же время и источник радиоизлучения, например самолет, может не иметь прямой радиосвязи с пунктом управления, что вынуждает его использовать, например, спутниковый ретранслятор (фиг.1). Сигнал слабонаправленных антенн спутникового ретранслятора может быть принят как самим источником радиоизлучения и пунктом управления, так и пеленгатором, причем мощность этого сигнала достаточно велика. Наличие мощного сигнала ретранслятора позволяет использовать его в качестве опорного для корреляционного анализа сигналов, принимаемых пеленгационными антеннами.
и
Δ
и
Δ
Известно [Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. Изд. 2-е. М.: Сов. радио, 1971, 672 с.], что максимальное значение сигнала на выходе коррелятора равно энергии сигнала, что позволяет обнаруживать слабые сигналы, причем, чем больше база сигнала B=τF, где τ - длительность и F - ширина спектра сигнала, тем большее значение отношения сигнал/шум обеспечивается на выходе, что значительно повышает вероятность обнаружения сигнала. Конкретная величина выигрыша зависит от базы сигнала В, параметров модуляции (вид модуляции, индекс или глубина модуляции) и параметров цифровой обработки сигнала (частота дискретизации, количество отсчетов) и ряда других факторов.
д0
0
д0
0
вхR
вхn
Положение соответствующего сигнала ретранслятора на частотно-временной плоскости может быть известно априорно или найдено путем перебора возможных вариантов по максимуму взаимной корреляционной функции с сигналами, принятыми пеленгационными антеннами. Неизвестными величинами при этом являются доплеровский сдвиг частоты ω и временная задержка сигнала τ, что также требует проведения поисковых операций с необходимым шагом. Величина возможного значения доплеровской частоты ω может быть оценена известными методами [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Том 1. Основы радиолокации. Под ред. Я.С.Ицхоки. М.: Сов. радио, 1976, 456 с.] исходя из типа источника радиоизлучения и возможных значений его скорости, ускорения и параметров траектории, а также исходя из скорости и траектории движения ретранслятора. На основе этих же данных может быть проведена оценка временной задержки τ ретранслированного сигнала U(t) относительно прямого U(t).
R
k
k
Для обеспечения развязки приемного и передающего трактов в ретрансляторе производится сдвиг сигнала по частоте на величину ω=ω"-ω', который может быть компенсирован одновременно с компенсацией доплеровского сдвига частоты при обработке сигнала опорного канала. Действительно, если частота сигнала источника, принимаемая пеленгационными антеннами в k-м канале равна
k
0
Δ
д
Δ
ω=ω=Ω+ω+2kΩ/K,
а частота сигнала ретранслятора, принимаемого опорной антенной, равна
k
0
Δ
R
Δ
ω”=ω=Ω+ω+2kΩ/K
R
д
в предположении, что направление движения источника радиоизлучения перпендикулярно направлению на ретранслятор, то при сдвиге частоты сигнала ретранслятора на величину ω'=ω-ω она становится равной частоте прямого сигнала:
k
0
Δ
д
Δ
R
д
k
ω”-ω'=ω-Ω+ω+2kΩ/K-ω+ω=ω,
что позволяет производить вычисления взаимной корреляционной функции по формуле (1).
1n
1n
i
Так как для сигналов с одинаковыми частотами взаимная корреляционная функция зависит от разности фаз [Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. Изд. 2-е. М.: Сов. радио, 1971, 672 с.], то она несет информацию о направлении прихода сигнала на пеленгационные антенны. Операция перемножения векторов (2) эквивалентна взаимной корреляционной обработке реальной разности фаз сигналов, принятых каждой из пеленгационных антенн относительно первой антенны F(φ), с предварительными расчетными значениями этой же разности фаз сигналов, приходящих с каждого из возможных направлений F'(φ, α):
i
0
i
max
i
max
Решение об истинном направлении прихода сигнала α=α принимается по максимальному значению взаимной корреляционной функции ψ(α) или, что эквивалентно, по максимальному значению А(α) (2).
Описанная выше последовательность действий над сигналами реализует заявляемый способ.
Положительный эффект от применения заявляемого способа может быть проиллюстрирован на следующем примере.
0
и
d
п
Если сигнал источника радиоизлучения на входе пеленгатора представляет собой последовательность импульсов с амплитудой U, длительностью τ, с внутриимпульсной линейной частотной модуляцией с девиацией 2f и периодом повторения импульсов Т, то амплитуда каждой из 2z+1 составляющих его спектра примерно равна
[Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. Изд.2-е. М.: Сов. радио, 1971, с.140].
В то же время амплитуда сигнала на выходе коррелятора может быть представлена в виде
[Гоноровскии И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. Изд.2-е. М.: Сов. радио, 1971, с.47].
Соответственно, отношение амплитуды сигнала на выходе коррелятора к амплитуде спектральной составляющей равно
и
п
d
и
Δ
d
Δ
и
При τ=1 мкс, Т=100 мкс и большом значении индекса частотной модуляции (4πfτ>>1) ширина спектра сигнала равна F=2f=20 МГц, z=2000 и выигрыш в чувствительности теоретически составляет 66 дБ. При отсутствии внутриимпульсной модуляции ширина спектра примерно равна F≈2/τ=2 МГц, z=200 и выигрыш при обнаружении и пеленгации сигнала равен примерно 46 дБ.
Следовательно, заявляемый способ позволяет решить задачу пеленгации слабых сигналов с различными видами модуляции в тех случаях, когда это невозможно сделать другими известными способами.