СПОСОБ ПОЗНАЧНОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ ПРИ ПЕРЕДАЧЕ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ ПО ДЕКАМЕТРОВЫМ КАНАЛАМ СВЯЗИ
METHOD OF COGNITIVE SYNCHRONIZATION WHEN TRANSMITTING DISCRETE MESSAGES OVER DECAMETER COMMUNICATION CHANNELS

Предложенный способ позначной (цикловой) синхронизации относится к области телекоммуникации и может быть использован в декаметровых системах радиосвязи при высокоскоростной передаче дискретных сообщений методом фазовой манипуляции в условиях частого изменения условий связи, например, при частой смене лучей в многолучевом канале связи или при позначной передаче сообщений в режиме псевдослучайной перестройки рабочей частоты (ППРЧ).
Передача дискретных сообщений по каналам радиосвязи осуществляется бинарными сигналами, которые представляют собой последовательность кодовых комбинаций, каждая из которых содержит информацию об отдельном передаваемом символе используемого алфавита. Декодирующее устройство на приемной стороне радиолинии должно точно знать местоположение на оси времени всех элементов этих кодовых комбинаций. Эту задачу решают устройства цикловой синхронизации. Потеря информации о «начале» и «конце» кодовых комбинаций приводит к нарушению процесса передачи сообщения.
Существуют различные способы осуществления цикловой синхронизации.
Самым простым методом цикловой синхронизации является синхронизация по отдельно выделенному каналу связи [Дж. Дж. Стиффелер. Теория синхронной связи. – М.: Связь, 1975. Стр. 148]. Недостатком такого рода синхронизации является необходимость специального дополнительного канала связи.
В [Уильям К. Ли. Техника подвижных систем связи. – М.: Радио и связь, 1985. Стр. 292. Бернард Скляр. Цифровая связь. – М., С-П., Киев: 2003. Стр. 659-662.] описан метод цикловой синхронизации, заключающийся в передаче в начале каждого кадра передаваемого сообщения преамбул в виде известных кодовых последовательностей, например, баркеровских или уиллардовских, которые имеют особые корреляционные свойства, заключающиеся в том, что не нормированная автокорреляционная функция на интервале времени равном длительности преамбулы имеет единственный максимум, равный числу элементов в такого рода преамбулах, а на остальном интервале времени значения этой функции не превышают значений ±1 [Уильям К. Ли. Техника подвижных систем связи. – М.: Радио и связь, 1985. рис. 11.7.]. Это свойство синхронизирующей последовательности позволяет на приемной стороне радиолинии однозначно определять на оси времени «начала» и «концы» кодовых комбинаций в передаваемом кадре сообщения. Недостатком этого метода является то, что за счет наличия в кадрах сообщения соответствующих преамбул увеличивается время передачи этих сообщений. Кроме того, если в процессе передачи отдельного кадра, например, из-за многолучевости теряется цикловая синхронизация, то прием сообщения нарушается и восстанавливается лишь после получения нового очередного кадра этого сообщения с преамбулой.
Известен способ цикловой синхронизации с использованием абсолютного точного времени [ПАТЕНТ № 2377723. Хазан В.Л. и др. Способ передачи дискретных сообщений по каналам радиосвязи, опубл. 10.01.2009]. Недостатком данного способа цикловой синхронизации является то, что он может быть использован только в системах связи с низкими скоростями работы, у которых длительность элементарных посылок намного превышает разность хода лучей в многолучевых каналах связи.
В системах связи широко используются также самосинхронизирующиеся коды, которые содержат в составе каждой кодовой комбинации необходимую для цикловой синхронизации избыточность, и не требуют ни дополнительных линий связи для передачи сигналов синхронизации, ни преамбул в начале передачи сообщений [С. Гончаров и др. Самосинхронизирующиеся коды и их преобразователи. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА, № 4, 2009. Стр. 30-32.]. Преимуществом такого рода способа цикловой синхронизации является возможность моментальной восстанавливаемости связи в случае ее потери в результате смены лучей в многолучевом канале связи. Однако такого рода положительное качество самосинхронизирующихся кодов требует определенного увеличения кодовой избыточности и, следовательно, снижения скорости передачи информации.
Наиболее близким к заявляемому способу является принятый за прототип способ, который использован в «Устройстве поэлементной синхронизации и регенерации» [АС №741479, опубл.15.06.1980, авторы: Дунева Н.Н., Поддубный М.С., Поставский В.А., Хазан В.Л.], в котором тактовая и цикловая синхронизация производится при приеме сообщений в «скользящем окне» на интервале времени, длительность которого равна длительности кодовой комбинации. В состав этой кодовой комбинации включен элемент, длительность которого имеет отличительный признак, заключающийся в том, что время передачи второго элемента кодовой комбинации в полтора раза больше штатной длительности, а полярности первого и второго элемента противоположны. Таким образом, смена знаков между первым и вторым элементами кодовой комбинации находится посередине между средними местоположениями фронтов смены значений всех остальных элементов кодовой комбинации, что и дает возможность определять начала и концы кодовых комбинаций. Недостатком способа, использованного в прототипе, является необходимость введения в кодовую комбинацию для цикловой синхронизации специального элемента, который увеличивает длительность кодовой комбинации на время, равное 1.5 длительности элементарной посылки.
Задачей изобретения является способ цикловой синхронизации для всех систем связи с фазовой манипуляцией, включая высокоскоростные, у которых длительности элементарных посылок меньше, чем возможная разность хода лучей в моголучевых каналах связи, и которые работают в условиях постоянного изменения времени преодоления сигналом расстояния от передатчика до приемника, например, при использовании режима ППРЧ в условиях многолучевости, и при этом не требующего для быстрой позначной синхронизации увеличения времени передачи отдельных знаков из-за включения в них дополнительных избыточных элементов, как это реализуется, например, в прототипе.
Техническим результатом изобретения является способ позначной синхронизации, позволяющий производить эту синхронизацию индивидуально при приеме каждого отдельно взятого знака без увеличения его длительности.
0
Указанный технический результат достигается тем, что на передающей стороне радиолинии при передаче первого или последнего элемента каждой передаваемой кодовой комбинации в центре этих элементов изменяется фаза несущего колебания на 180. На приемной стороне определяется этот момент времени и производится переманипуляция сигнала, после чего радиосигнал приобретает свой первоначальный вид и может быть принят обычным фазовым демодулятором.
Блок-схема фрагмента передающего устройства, реализующего заявляемый способ позначной синхронизации приведена на фиг. 1.
На фиг. 1 обозначено:
1 – вход для сигналов, поступающих от модулятора;
2 – фазовый манипулятор;
3 – формирователь импульсов, манипулирующих фазу несущего колебания на интервалах времени, соответствующих второй половине последнего и первой половине первого элемента передаваемой кодовой комбинации;
4 – выход для сигнала, поступающего на возбудитель передающего устройства;
5 – вход от кодера.
0
На вход (1) подается манипулированный сигнал, на вход (5) во время передачи первого и последнего элемента кодовой комбинации подается сигнал со стороны кодера. Формирователь импульсов (3) формирует импульсы с длительностью равной длительности элементарной посылки, которые совпадают по времени со второй половиной последних и с первой половиной первых элементов кодовых комбинаций. Эти импульсы подаются на фазовый манипулятор (2), на выходе которого несущее колебание приобретает дополнительное изменение фазы на 180 на интервалах времени, соответствующих второй половине последнего и первой половине первого элемента передаваемой кодовой комбинации.
c
На фиг. 2(а) приведена осциллограмма колебания U(t), наблюдаемая при семизначном кодировании символов и соответствующая фрагменту передаваемого сообщения, которое содержит n-ю и (n+1)-ю кодовые комбинации.
м
На фиг. 2(b) приведена осциллограмма колебания U(t), наблюдаемая на входе дополнительного фазового манипулятора (2) на фиг. 1 со стороны формирователя импульсов (3) на фиг. 1.
Длительность импульса τ равна длительности элемента сообщения.
0
Таким образом в случае колебания, изображенного на фиг. 2(b) первые и последние элементы кодовых комбинаций изменяют свою фазу в центре на 180, а остальные элементы остаются с прежними фазами.
На приемной стороне местоположения смены фаз у первых и последних элементов кодовых комбинаций легко определяются методом сравнения фаз [Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. – М.: Совецкое радио, 1965. Стр. 83].
0
На фиг. 3 изображена блок-схема возможного варианта реализации переманипулятора фазы несущего колебания на приемной стороне радиолинии на интервалах времени, соответствующих второй половине последнего и первой половине первого элемента передаваемой кодовой комбинации, у которого на передающей стороне была дополнительно изменена фаза на 180.
На фиг. 3 обозначено:
6 – вход переманипулятора фазы сигнала;
7 – фильтр предварительной избирательности;
8 – элемент памяти на время Т, где Т – длительность одиночного элемента кодовой комбинации;
9 – перемножитель;
10 – фильтр нижних частот;
11 – триггер;
12 – дискретная линия задержки;
13 – отводы линии задержки для определения местоположений середин первых и последних элементов кодовых комбинаций;
14 – отводы линии задержки для определения местоположений фронтов смены знаков в кодовых комбинациях;
15 – анализирующее устройство;
2 – фазовый манипулятор;
3 – формирователь импульсов, манипулирующих фазу несущего колебания на интервале времени, соответствующей второй половине последнего и первой половине первого элемента передаваемой кодовой комбинации;
16 – элемент задержки, время которой согласовано в с ременем линии задержки 12;
17 – фильтр основной избирательности;
18 – выход на фазовый демодулятор;
19 – выход сигнала позначной (цикловой) синхронизации.
0
0
0
Сигнал с выхода линейного тракта приемника поступает на вход (6) фильтра предварительной избирательности переманипулятора (7). Полоса пропускания этого фильтра в два раза больше полосы пропускания фильтра основной избирательности, т. к. он должен быть рассчитан на пропускание радиоимпульсов длительностью Т/2, где Т – длительность элементарных посылок кодовой комбинации. С помощью элемента памяти (8) радиосигнал задерживается на половину длительности элементарной посылки и перемножается с текущим радиосигналом на перемножителе (9), реализуя способ определения местоположения изменения значения фазы гармонического колебания методом сравнения фаз. С выхода перемножителя результат перемножения поступает на фильтр нижних частот (10), а затем на вход триггера (11). В каждый момент времени, когда происходит изменение фазы радиосигнала на 180, на выходе триггера происходит формирование отрицательного импульса длительностью Т/2.  Полученная бинарная последовательность подается на дискретную многоотводную линию задержки. Отводы дискретной линии задержки расставлены таким образом, чтобы возможно было определять как фронты бинарной последовательности, которые соответствуют местоположениям моментов дополнительной манипуляции фазы сигнала на интервалах первых и последних элементов кодовых комбинаций, так и местоположения всех смен полярностей бинарной последовательности, которые соответствуют принимаемой кодовой комбинации. Одновременно, как и в прототипе, имеется возможность оценивать качество принимаемой кодовой комбинации по отклонению фронтов элементарных посылок от их среднего местоположения. В момент времени, когда бинарная последовательность, которая соответствует длительности кодовой комбинации занимает такое положение в линии задержки, при котором момент изменения фазы на 180 в первом и последнем элементе кодовой комбинации находится в районе отводов (13), а все остальные моменты изменения фазы на 180находятся в местах, где имеют место отводы (14), с помощью анализирующего устройства (15) формируется импульс цикловой синхронизации, который подается на формирователь сигнала переманипуляции по фазе (3), сигнал которого поступает на фазовый манипулятор (2). Этот сигнал ничем не отличается от сигнала переманипуляции на передающем конце радиолинии, изображенном на фиг. 2(b).  Элемент задержки по времени (16) компенсирует расхождение во времени момента поступления на фазовый манипулятор (2) принимаемого радиосигнала и момента формирования переманипулирующего сигнала на выходе элемента (3). На выходе переманипулятора (2) радиосигнал приобретает свой обычный вид манипулированного по фазе радиосигнала. Спектр этого сигнала за счет переманипуляции сокращается в два раза и подается на вход фильтра основной избирательности (17), который в два раза уже фильтра предварительной избирательности (7). С выхода фильтра основной избирательности (18) радиосигнал поступает на вход обычного фазового демодулятора.  С выхода (19) сигнал позначной (цикловой) синхронизации поступает на декодер и определяет момент поступления на него первого элемента кодовой комбинации.
0
Заявляемый способ позначной синхронизации отличается от используемого в прототипе тем, что местоположения первого и последнего элементов в кодовой комбинации определяются не за счет включения в эту кодовую комбинацию специальных дополнительных элементов, имеющих отличия от обычных элементов по длительности, а посредством изменения фазы несущего колебания во время передачи первого и последнего элемента на 180 с последующей переманипуляцией на приемной стороне радиолинии и приведения принимаемого сигнала к обычному виду, который принимается с помощью обычного фазового демодулятора.
Заявляемый способ позначной синхронизации относительно легко реализуется как в схемо-техническом, так и в программном вариантах.