ФИЛЬТР СИГНАЛА С V-ОБРАЗНОЙ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
SIGNAL FILTER WITH V-FREQUENCY MODULATION

Изобретение относится к области радиолокации, в частности, к способам и технике обработки радиолокационных сигналов и может использоваться для построения радиолокационных устройств обработки сигналов.
Известны согласованные фильтры (СФ) сигналов с частотной модуляцией (ЧМ), например, [Справочник по теоретическим основам радиоэлектроники / Под ред. Б.X. Кривицкого. В 2-х т.Т. 2, М.: «Энергия», 1977. 472 с. ил., с. 153, рис. 7-39, рис. 7-40 - Оптимальный фильтр для частотно-модулированного радиоимпульса], см. также [Каринский С.С. Устройства обработки сигналов на ультразвуковых поверхностных волнах. - М.: Сов. радио, 1975. - 176 с. ил., с. 78-83, рис. 3.6 - Фильтр для ЛЧМ-сигнала].
К недостаткам известных фильтров следует отнести относительно высокий уровень боковых лепестков автокорреляционной функции (АКФ) и недостаточную помехоустойчивость в условиях действия шумов и помех, особенно при ограниченной базе сигнала.
Из известных устройств наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому (прототипом) является СФ для сигнала с V-образной ЧМ [Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.С. Кельзона. - М.: Сов. радио, 1971. - 568 с., ил., с. 115, рис. 4.17 - Блок-схема СФ для сигнала с V-образной ЧМ].
Известный фильтр-прототип содержит блок разделения сигналов, вход которого является входом фильтра, первый выход блока разделения связан с первым входом сумматора через первый фильтр сжатия и блок задержки, а второй выход блока разделения связан через второй фильтр сжатия со вторым входом сумматора, выход которого является выходом устройства.
Каждый фильтр сжатия согласован с соответствующим сегментом функции ЧМ (с соответствующей половиной сигнала).
Блок разделения сигналов выполняет функцию делителя мощности или разветвителя, разделяя входной сигнал на два канала.
Первый и второй фильтры сжатия производят временное сжатие каждый своей половины сигнала, с которой фильтр согласован. В результате на выходах фильтров сжатые сигналы оказываются разнесенными по времени на величину длительности сигнала (импульса). Блок задержки с фиксированной задержкой, равной длительности импульса, задерживает сжатый импульс с выхода первого фильтра сжатия, обеспечивая временное совпадение этого импульса со сжатым импульсом с выхода второго фильтра сжатия. Сумматор суммирует эти импульсы, удваивая амплитуду выходного сигнала.
К недостаткам известного фильтра-прототипа относятся следующие.
и
и
Прежде всего это наличие и относительно высокий уровень боковых лепестков результирующей АКФ на выходе фильтра. Этот недостаток потенциально присущ прототипу в силу двухсегментной функции ЧМ, когда сжимается только согласованная половина, а другая формирует взаимокорреляционную функцию (ВКФ) в виде некоторого равномерного пьедестала. В результате на выходе фильтра появляется на интервале удвоенной длительности импульса пьедестал примерно одинаковых боковых лепестков АКФ с уровнем  где В=Δƒ⋅τ - база сигнала,Δƒ - ширина спектра, τ - длительность сигнала.
Поскольку база всегда ограничена, наличие боковых лепестков приводит к маскированию слабых полезных сигналов. При этом, что весьма важно, ухудшается разрешение сигналов из-за наличия лепестков одинакового уровня на всем интервале существования АКФ.
Кроме того, следует отметить недостаточную помехоустойчивость известного фильтра в условиях действия шумов и помех. Это связано с тем, что значение базы сигнала B, а, следовательно, и возможности накопления полезного сигнала в СФ всегда ограничены. В то время, как реальные условия работы радиолокационной станции (РЛС) часто характеризуются сложной электромагнитной обстановкой с высокими уровнями шумов и помех при относительно слабом полезном сигнале в силу различных причин. При этом степень накопления помехи любого вида в СФ определяется коэффициентом взаимной корреляции полезного сигнала и помехи, значение которого всегда больше нуля. Поэтому необходимость снижения уровня шумов и помех при сохранении уровня полезного сигнала и повышения выходного отношения сигнал/помеха остается актуальной.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, состоит в организации структуры обработки сигнала с V-образной ЧМ, обеспечивающей ортогонализацию боковых пиков АКФ, ВКФ, шумов и помех в каналах обработки, их взаимную частичную или полную компенсацию, что приводит к повышению помехоустойчивости.
Техническим результатом изобретения является уменьшение количества и снижение уровня боковых пиков АКФ и относительного уровня шумов и помех на выходе фильтра.
Технический результат достигается тем, что в известный фильтр сигнала с V-образной частотной модуляцией, содержащий блок разделения сигналов, вход которого является входом фильтра, первый выход блока разделения соединен со входом первого фильтра сжатия, а второй выход соединен через второй фильтр сжатия со вторым входом сумматора, введены блок вычитания, соединенный входом уменьшаемого с выходом первого фильтра сжатия и первым входом сумматора, а входом вычитаемого - со вторым входом сумматора, первый и второй ограничители снизу на нулевом уровне, соединенные входами с выходами сумматора и блока вычитания соответственно, блок пересечения, соединенный первым и вторым входами с выходами первого и второго ограничителя снизу на нулевом уровне соответственно, выход блока пересечения является выходом фильтра, при этом импульсная характеристика первого фильтра сжатия согласована со всем сигналом, а одна половина импульсной характеристики второго фильтра сжатия противофазна соответствующей половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, вторая же половина синфазна второй половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия.
Сущность заявляемого изобретения состоит в использовании частотной симметрии сигнала с V-образной ЧМ с добавлением к ней фазовой асимметрии таким образом, чтобы реализовать принцип дополнительности (или парности), присущий классу фазоманипулированных сигналов, называемых D-кодами [2]. Когда половины сигналов одинаковы, а половины противоположны. В данном случае при одном входном сигнале это относится к импульсным характеристикам (ИХ) фильтров сжатия. На основе этого удается обеспечить заявляемые преимущества в обработке сигнала.
Организация согласованности ИХ первого фильтра сжатия со всем сигналом, а не с половиной сигнала, как в фильтре-прототипе, позволяет получить полную АКФ на выходе, полностью совпадающую по времени с ВКФ второго фильтра сжатия. Что исключает необходимость фиксированной задержки в первом канале и обеспечивает декорреляцию подлежащих исключению фрагментов АКФ, шумов и помех.
Организация ИХ второго фильтра сжатия в виде двух половин, соответствующих сегментам ЧМ, одна из которых противофазна соответствующей половине ИХ первого фильтра сжатия, а другая половина синфазна соответствующей половине ИХ первого фильтра сжатия, дает возможность получить на выходе ВКФ с нулевым значением в области, где у АКФ находится основной лепесток (максимум АКФ). В области же, где у АКФ боковые лепестки в виде пьедестала, ВКФ имеет такую же форму и уровень. Причем одна половина ВКФ противофазна боковым лепесткам АКФ. Это является основой их компенсации, а также уменьшения шумов и помех.
Введение блока вычитания и соответствующее его подключение, как указано в формуле изобретения, реализует совместно с сумматором суммарно-разностную обработку и формирование из выходных сигналов фильтров сжатия сигналов с максимальным количеством взаимно противофазных пиков АКФ и ВКФ, обеспечивая использование указанного свойства дополнительности.
Введение ограничителей снизу на нулевом уровне обеспечивает исключение отрицательных боковых лепестков, шумов и помех.
Введение блока пересечения обеспечивает взаимную компенсацию боковых пиков АКФ, ВКФ, шумов и помех за счет использования свойства выбора меньшего из сопоставляемых входных значений, присущего процедуре пересечения [3].
Предлагаемое изобретение поясняется фигурами графического материала. На фиг. 1 представлена структурная схема заявляемого фильтра. На фиг. 2-8 изображены полученные в результате моделирования эпюры напряжений в различных точках схемы и для различных случаев, иллюстрирующие процесс и результаты обработки сигналов.
На фиг. 1 показаны: 1 - блок разделения сигналов; 2, 3 - первый и второй фильтры сжатия; 4 - сумматор; 5 - блок вычитания; 6, 7 - первый и второй ограничители снизу на нулевом уровне; 8 - блок пересечения.
0
Сущность, работоспособность и эффективность заявляемого фильтра поясняются путем имитационного моделирования работы структурной схемы, изображенной на фиг. 1, которое проведено на частоте ƒ=8 МГц при частоте дискретизации 96 МГц.
и
Импульс с V-образной ЧМ в пределах длительности τ можно представить как сумму двух линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) импульсов в виде [1]
где слагаемые соответствуют выражениям
и
где А - амплитуда сигнала, μ=Δƒ/τ - скорость изменения частоты.
АКФ для такого сигнала состоит из четырех частей: двух автокорреляционных слагаемых, соответствующих  и двух взаимокорреляционных слагаемых, соответствующих двум взаимным произведениям
Выраженная через эти слагаемые полная АКФ имеет вид
Основной вклад в функцию (4) вносят автокорреляционные слагаемые, связанные соотношением  где
Сумма основных слагаемых быстро спадает до уровня пьедестала, определяемого взаимокорреляционными членами, относительное значение которого определяет уровень боковых лепестков и составляет [1]:
Как будет показано далее, пьедестал существует на всем интервале, равном удвоенной длительности импульса, и задача обработки будет заключаться в его практически полной компенсации в сочетании с ослаблением шумов и помех.
и
Временные и частотные параметры радиоимпульса с V-образной ЧМ, синтезированного в соответствии с (1…(3), приняты следующими: длительность импульса τ≈5,2 мкс; ширина спектра на уровне 0,1 - Δƒ≈10,8 МГц; база сигнала - В ≈ 56.
Полученные для исследования сигнал и ИХ фильтров сжатия приведены на фиг.2, где обозначены: 9 - входной импульс с V-образной ЧМ; 10 - ИХ первого фильтра сжатия, согласованная со всем сигналом; 11 - ИХ второго фильтра сжатия, половина которой противофазна соответствующей половине ИХ первого фильтра, а вторая половина синфазна второй половине ИХ первого фильтра.
Процесс обработки входного сигнала в схеме на фиг.1 иллюстрируется эпюрами в характерных точках схемы, показанными на фиг.3.
с
Сигнал с V-образной ЧМ (фиг.2, эпюра 9) u(t) поступает на вход блока разделения сигналов 1 (фиг. 1). Блок разделения, работающий как делитель мощности, обеспечивает подачу двух одинаковых сигналов на первый и второй фильтры сжатия.
с
2
и
Поскольку ИХ первого фильтра сжатия согласована с сигналом u(t), этот сигнал сжимается, и на выходе блока 2 имеет место АКФ u{t) с максимумом в момент окончания входного сигнала (фиг. 3, эпюра 12) и боковыми лепестками в виде пьедестала на протяжении 2τ.
3
и
В то же время из-за указанной рассогласованности ИХ второго фильтра сжатия относительно сигнала, на выходе блока 3 имеет место ВКФ u(t) с нулевым значением в момент окончания входного сигнала (фиг. 3, эпюра 13) и однородным уровнем, примерно равным пьедесталу АКФ на протяжении 2τ. Различаются фазы боковых пиков АКФ и пиков ВКФ. Слева от основного пика АКФ они противофазны, а справа синфазны. Принятый при моделировании масштаб не позволяет это обнаружить на эпюрах.
2
3
4
2
3
Далее сигнал АКФ u(t) поступает на первый вход сумматора 4, а сигнал ВКФ u(t) - на второй вход сумматора 4. Сумматор когерентно суммирует мгновенные значения АКФ и ВКФ, и на его выходе будет когерентная сумма: u(t)=u(t)+u(t) (фиг. 3, эпюра 14). При этом из-за противофазности боковых лепестков АКФ и ВКФ слева от максимума АКФ они взаимно компенсируются. А из-за синфазности справа от максимума АКФ - суммируясь, удваиваются.
2
3
5
2
3
Одновременно сигнал u(t) поступает на вход уменьшаемого блока вычитания 5, а сигнал u(t) - на вход вычитаемого блока 5. На выходе блока вычитания 5 будет когерентная разность поступивших сигналов в виде: u(t)=u(t)-u(t) (фиг. 3, эпюра 15). Наблюдается картина, обратная выходному сигналу сумматора. Скомпенсированными оказываются боковые лепестки АКФ справа от максимума и удвоенными - слева.
6
7
Сигнал с выхода блока 4 подвергается ограничению снизу в первом ограничителе снизу на нулевом уровне 6, и на его выходе будет сигнал u(t) (фиг. 3, эпюра 16). Одновременно сигнал с выхода блока 5 подвергается ограничению снизу во втором ограничителе снизу на нулевом уровне 7, и на его выходе будет сигнал u(t) (фиг. 3, эпюра 17). Ограничители 6 и 7 «прореживают» боковые лепестки АКФ, исключая их отрицательные значения.
6
7
Далее сигналы и(t) и u(t) с выхода первого и второго ограничителей снизу одновременно поступают на первый и второй входы блока пересечения 8, где подвергаются операции пересечения, свойства и структурная реализация которой приведены, например, в [3, с. 13-17, рис. 1] и, которая применительно к указанным сигналам имеет вид
Выражение (6) может быть представлено в ином виде:
Оба выражения эквивалентны, но физический смысл процедуры лучше выясняется из последнего соотношения (7).
Из него следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков этих значений. Применение этой операции, позволяет исключать или минимизировать боковые пики АКФ и ВКФ, а также существенно уменьшать уровень шумов и помех, что будет показано далее.
8
Сигнал u(t) с выхода блока пересечения 8 (фиг. 1), представленный на фиг. 3 эпюрой 18, и является выходным сигналом заявляемого фильтра.
Как следует из эпюры 18 (фиг. 3), боковые лепестки АКФ оказываются скомпенсированными практически на всей длительности. Имеют место «остатки» в области, непосредственно примыкающей к основному лепестку.
Для сравнения на фиг. 4 в более крупном масштабе показаны нормированные выходные сигналы первого фильтра сжатия (эпюра 19), характерного для фильтра-прототипа; и заявляемого фильтра (эпюра 20).
Необходимо заметить, что АКФ на выходе первого фильтра сжатия заявляемого фильтра, в силу согласованности ИХ этого фильтра со всем сигналом, одинакова с АКФ фильтра-прототипа, в котором каждый из фильтров сжатия согласован со своей половиной сегмента сигнала и АКФ сегментов выравниваются по задержке и суммируются. Поэтому сравнение эпюр 19 и 20, как результатов обработки в известном и заявляемом устройствах, вполне правомерно. Этот же вывод справедлив и для последующих сравнений. Правомерность такого сравнения подтверждается как теоретической оценкой АКФ на основании анализа (1)…(7), так и сопоставлением результатов моделирования, представленных в настоящем описании изобретения, и экспериментальных результатов, приведенных, например, в [1, с. 141, рис. 4.16,а] для базы сигнала В=50 (при моделировании база принята В ≈ 56).
Как следует из сравниваемых эпюр 19 и 20, на качественном уровне оценки выигрыш по боковым лепесткам АКФ для заявляемого фильтра очевиден.
Б пр
Б з
Б пр
Б з
Количественная оценка выигрыша в уровне боковых лепестков АКФ найдена в виде отношения нормированных средних уровней боковых лепестков для фильтра-прототипа  и заявляемого фильтра  а также отношения дисперсий боковых лепестков D и D соответственно:  D/D = 7,6.
Таки образом, «плохая» АКФ фильтра-прототипа (фиг. 4, эпюра 19) преобразуется в заявляемом фильтре в АКФ с уменьшенным на порядок уровнем боковых лепестков (фиг. 4, эпюра 20).
ш
c
ш
Работу схемы в шумах иллюстрируют эпюры на фиг. 5, где показаны: 21 - входной сигнал в виде смеси импульса с V-образной ЧМ и нормально распределенного шума с нулевым средним и среднеквадратическим отклонением (СКО) σ=1 В при отношении сигнал/шум U/σ=1; 22 - нормированная к полезному сигналу смесь на выходе первого фильтра сжатия, показанного на фиг. 1, блоком 2 (то же на выходе фильтра-прототипа); 23 - нормированная к полезному сигналу смесь на выходе заявляемого фильтра.
Сравнение работы в шумах на качественном уровне (фиг. 5, эпюры 22 и 23) свидетельствует о преимуществе предлагаемого фильтра по сравнению с фильтром-прототипом. Об этом также свидетельствуют эпюры на фиг. 6, где показаны более крупным планом только шумы: эпюра 24 - на входе фильтра-прототипа и заявляемого фильтра, эпюра 25 - на выходе первого фильтра сжатия заявляемого фильтра (или то же самое - на выходе прототипа), эпюра 26 - на выходе заявляемого фильтра.
ш пр
ш з
ш
пр
ш з
Количественная оценка работы в шумах найдена путем осреднения по множеству реализаций в виде отношения нормированных средних уровней шумовых выбросов для фильтра-прототипа  и заявляемого фильтра  а также отношения дисперсий шумовых выбросов D и D соответственно:  D/D=2,23.
Сравнительные результаты количественной оценки работы в шумах свидетельствуют о пятикратном снижении среднего уровня и не менее чем двукратном снижении дисперсии шумов в заявляемом фильтре относительно прототипа. Поскольку сравнивались шумы, нормированные к полезному сигналу, выигрыш в отношении дисперсий по сути представляет собой выигрыш в отношении сигнал/шум заявляемым фильтром по сравнению с прототипом. Этот выигрыш обусловлен компенсацией шума в заявляемом фильтре.
вх
c
ш
вх
c
п
Для оценки компенсации помех заявляемым фильтром входной сигнал u(t) можно сформировать в виде суммы полезного сигнала u(t), шума n(t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и СКО σ=1 В, и совокупности произвольных типовых помех   действующих на частоте полезного сигнала, в виде: u(t)=u(t)+n(t)+u(t). Помехи на полезный сигнал не накладываются и раздельны во времени.
c
ш
Вид входного сигнала иллюстрируется фиг. 7, эпюрой 27, где полезный сигнал скрыт в шуме (U/σ=1), а помехи обозначены римскими цифрами.
В качестве помех приняты: I - широкополосная импульсная помеха в виде фазокодоманипулированного импульса (ФКМ) с произвольной манипуляцией начальных фаз парциальных импульсов в виде {0, 0, π, π, 0, π} и шириной спектра примерно 3 МГц; II - помеха типа «шумовая вспышка», «накрывающая» спектр полезного сигнала; III - помеха в виде короткого радиоимпульса, примерно совпадающая по длительности со сжатым полезным сигналом; IV - помеха в виде длинного радиоимпульса.
пi
max
c
Амплитуды всех помех, как видно на фиг. 7, эпюре 27, существенно превышают полезный сигнал U>>U. Длительности помех I, II и IV примерно совпадают с длительностью полезного сигнала. По времени воздействия помехи разнесены незначительно так, что, «растягиваясь» в фильтрах сжатия, накладываются друг на друга, образуя некоторую «интегральную» помеху. Что позволяет получить приближенную обобщенную оценку помехоустойчивости сравниваемых фильтров, в целом представляя достаточно сложный вариант воздействия.
Процесс обработки входной смеси полезного сигнала, шума и помех аналогичен подробно рассмотренной ранее обработке полезного сигнала (фиг. 3). Поэтому на фиг. 7 показаны лишь результаты обработки в виде эпюр выходных напряжений 28 и 29, приведенных для возможности сравнения к единому амплитудному масштабу путем нормировки к амплитуде полезного сигнала. То есть полезный сигнал на выходах схем имеет единичную амплитуду, а помехи представляют собой отношения помеха/сигнал, шум/сигнал.
На фиг. 7 эпюра 28 представляет собой выходной сигнал фильтра-прототипа, а эпюра 29 - выходной сигнал заявляемого фильтра. Сравнение эпюр выходных сигналов на качественном уровне позволяет сделать вывод о существенном выигрыше заявляемого фильтра в помехоустойчивости в условиях воздействия «интегральной» помехи.
Эпюра 29 в сравнении с эпюрой 28 иллюстрирует на качественном уровне все преимущества заявляемого фильтра:
- исключение боковых пиков АКФ;
- снижение среднего и максимального уровня шума;
- существенная компенсация воздействующих видов помех.
п пр
п з
п пр
п з
Количественная оценка помехоустойчивости найдена в виде отношения средних уровней нормированной интегральной помехи на выходе для фильтра-прототипа  и заявляемого фильтра  а также отношения дисперсий помехи D и D соответственно:  D/D=4,9.
Имеет место шестикратный по напряжению выигрыш в помехоустойчивости заявляемого фильтра относительно известного.
Следует подчеркнуть, что все количественные оценки найдены для нормированных к полезному сигналу шумов и помех, поэтому сравнения представляются вполне корректными, а относительный характер сравнения и обобщенное представление помех в виде «интегральной помехи» позволяет считать полученные оценки помехоустойчивости достаточно общими для вывода об эффективности заявляемого фильтра.
Сравнительная оценка возможностей заявляемого и известного фильтров по разрешающей способности представлена на фиг.8, где иллюстрируется разрешение двух накладывающихся друг на друга сигналов с V-образной ЧМ указанными фильтрами.
3
и
Эпюра 30 на фиг. 8 представляет первый сигнал с V-образной ЧМ единичной амплитуды. Эпюра 31 представляет второй сигнал с V-образной ЧМ с амплитудой 0,7 относительно первого, задержанный на некоторый интервал t<<τ. Эпюра 32 представляет входной сигнал, являющийся результатом суммы сигналов 30 и 31.
Результат обработки суммарного сигнала известным фильтром представляет эпюра 33, а результат обработки суммарного сигнала заявляемым фильтром - эпюра 34.
Как следует из результатов моделирования, в обоих случаях сигналы разрешаются. Однако, исключение боковых лепестков АКФ в заявляемом фильтре на большей части их существования и уменьшение оставшихся (эпюра 34) в области, непосредственно прилегающей к основному лепестку, существенно улучшают процесс разрешения по сравнению с фильтром-прототипом (эпюра 33), особенно в случае соизмеримости амплитуды «слабого» сигнала с боковыми лепестками более «сильного» сигнала.
Таким образом, реализация заявляемого фильтра сигнала с V-образной ЧМ по сравнению с известным фильтром обеспечивает:
- уменьшение количества и снижение на порядок относительного уровня боковых пиков АКФ;
- пятикратное снижение среднего уровня и не менее чем двукратное снижении дисперсии шумов;
- шестикратный выигрыш в помехоустойчивости в условиях воздействия «интегральной» помехи.
Предлагаемое техническое решение промышленно применимо.
Блок разделения сигналов 1 может быть выполнен в виде простого трехполюсника из четырех узлов и трех ветвей, например, на основе структуры, приведенной в [4, с. 138, рис. 3.3,а].
Первый 2 и второй 3 фильтры сжатия могут быть реализованы в виде широко распространенных устройств на поверхностных акустических волнах (ПАВ), например, как согласованные фильтры ЛЧМ-сигнала на ПАВ, описанные в [5, с. 250, рис. 12.22, 12.23], либо как конвольверы на ПАВ [5, с. 251, рис. 12.26].
Сумматор 4 и блок вычитания 5 могут быть выполнены по обычной схеме усилителей на два входа или с прямым и инверсным входами по типу описанных в [6, с. 77, рис. 3.2].
Первый 6 и второй 7 ограничители снизу на нулевом уровне могут быть выполнены по простой схеме диодного детектора [7, с. 140, рис. 5.12].
Блок пересечения 8 может быть реализован на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля [3, с. 14, рис. 1; 6, с. 77, рис. 2, 3; 8, с. 211, рис. 12.4].
Анализ известных технических решений в области радиолокации показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных элементов и связей, определившим путь достижения технического результата, заключающегося в уменьшении количества и снижении уровня боковых пиков АКФ, снижении относительного уровня шумов и помех на выходе фильтра, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».
Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».
Для реализации предложенного технического решения могут быть использованы типовые радиотехнические элементы и устройства, применяемые в технике радиолокации и связи [1, 5, 7, 9].
Источники информации:
1. Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.С. Кельзона. - М.: Сов. радио, 1971. - 568 с, ил.
2. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с, ил.
3. Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, №3. - 1998. - С. 13-17.
4. Зиновьев А.Л., Филиппов Л.И. Введение в теорию сигналов и цепей. - М., Высшая школа, 1975, - 263 с, ил.
5. Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С, Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского М.: «Высшая школа», 1989. - 342 с., ил.
6. А.Г. Алексеенко. Применение прецезионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с., ил.
7. А.П. Голубков, А.Д. Далматов, А.П. Лукошкин и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высш. шк., 1984. - 335 с.
8. Боровский В.П., Костенко В.И., Михайленко В.М. и др. Справочник по схемотехнике для радиолюбителя. Под ред. Бобровского А.П. - К.: Техника, 1989. - 456 с, ил.
9. Каринский С.С. Устройства обработки сигналов на ультразвуковых поверхностных волнах. - М.: Сов. радио, 1975. - 176 с.