Методы коррекции частотных характеристик управляемых усилителей и аналоговых перемножителей Гильберта на основе биполярных транзисторов техпроцесса SGB25VD

УДК 621.375

Н.Н. Прокопенко, А.И. Серебряков, П.С. Будяков

МЕТОДЫ КОРРЕКЦИИ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК УПРАВЛЯЕМЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ И АНАЛОГОВЫХ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЕЙ ГИЛЬБЕРТА НА ОСНОВЕ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ ТЕХПРОЦЕССА SGB25VD

Рассматриваются схемотехнические приемы компенсации влияния паразитных емкостей биполярных транзисторов техпроцесса SGB25VD на частотные характеристики базовых нелинейных функциональных узлов систем связи и телекоммуникаций. Проводится анализ влияния паразитных емкостей на параметры управляемых усилителей, логарифма-торов и перемножителей напряжений. Показано, что предлагаемые методы коррекции позволяют уменьшить влияние емкостей на подложку источников опорного тока в различных преобразователях сигналов и расширить их диапазон рабочих частот. Приводятся результаты моделированием в пакете Cadence Spectre на моделях SiGe-транзисторов.

Аналоговый перемножитель; управляемый усилитель; SiGe-технология.

N.N. Prokopenko, A.I. Serebryakov, P.S. Budyakov

METHODS FOR THE CORRECTION OF THE FREQUENCY CHARACTERISTICS OF THE CONTROL AMPLIFIER AND THE ANALOG

MULTIPLIERS GILBERT BASED ON THE BIPOLAR TRANSISTOR

PROCESS SGB25VD

Circuit design techniques of compensation of the influence of parasitic capacitances of bipolar transistor process technology SGB25VD on the frequency characteristics of the basic functional units of nonlinear systems and telecommunications are considered. The analysis of the influence of parasitic capacitances on parameters of the device. Methods of correction can reduce the impact of capacitor on the substrate of current sources in controlled amplifiers, converters of "voltage-current" input logarifmer of analog multiplier, classic Gilbert multipliers and extend the frequency range of these devices. Results are confirmed by simulation in Cadence Spectre package on models of SiGe-transistors.

Analog multiplyer; control amplifier; SiGe-technology.

.

координат объекта управления реальный масштаб времени обеспечивается применением аналоговых перемножителей (АПН) и управляемых усилителей (УУ) [1].

,

классические источники опорного тока на биполярных транзисторах, которые характеризуются емкостью на подложку (С) порядка C ~ 60 фФ. Данные паразитные элементы ограничивают верхнюю граничную частоту АПН и уменьшают точность соответствующей математической операции.

В настоящей статье рассматриваются схемотехнические приемы, обеспечивающие уменьшение влияние емкостей на подложку источников опорного тока в

, , смесителях и других нелинейных функциональных узлах.

Метод коррекции частотных характеристик. На рис. 1,а представлена базовая структура преобразователя «напряжение-ток». Его основной параметр - крутизна S = iBbK/UBX , зависит от численных значений сопротивления R1, ёмкости на подложку С„1 источника опорного тока ib а также сопротивления эмиттерного перехода гЭ1 транзистора VT1. Пренебрегая прямой передачей сигнала со входа на выход через ёмкость коллекторного перехода VT1 (Ск1) можно показать, что данная составляющая крутизны определяется следующим соотношением:

£ = ^ = 50(1 + «

и ' 11

г,,

'их 1 + ^ + іюг К1

где 80 = Я-1, тп = «1 = .

1 + J^a

усилителя по току эмиттера транзистора УТ1.

При т« «т* и Я1 >> гэ1 модуль функции р

комплексный коэффициент

ао8^/Г+т2т2

а/1 + Ю ( )2

и,

I 1 сі 1ГГІ 1ш

Сіііі

т

т

б

Рис. 1. Преобразователь «напряжение-ток»

Анализ показывает, что ёмкость на подложку Сп1 источника опорного тока I: при Я1 >> г1 является доминирующим фактором в частотной зависимости первой составляющей крутизны и определяет неравномерность её амплитудно-частотной .

Для второго случая, когда ёмкость на подложку значительно меньше, чем СК1, в схеме (см. рис. 1,а) на высоких частотах наблюдается прямая передача сигнала со входа на выход без изменения его фазы. При малых сопротивлениях нагрузки (Я < гй):

^ ^»сА*.

Поэтому вторая составляющая крутизны преобразования ивх в выходной ток ¿вых с повышением частоты растёт, создавая дополнительные проблемы с неравномерностью АЧХ и, особенно, ФЧХ.

Таким образом, наличие паразитных параметров Сп1 и СК1 отрицательно сказывается на работе базовых структур усилителей в области высоких частот.

На рис. 2 представлена структура преобразователя, на примере которой рассмотрим предлагаемый метод коррекции АЧХ.

При подаче на вход схемы (рис. 2) высокочастотного синусоидального сигнала небольшой амплитуды ивх во входной и выходных цепях появляются переменные токи, комплексные значения которых равны:

icl = JœCKlÙBX, Ic2 = j»CK2ÙB*.

ic3 = jœC3^ , ic4 = j“C4ÙBx .

При этом выходное дифференциальное напряжение схемы:

ÙBbK » jwr2Ù^C4^K2)-jwriÙ^3^Kl)+r2ÎR1,

где r1, r2 - дифференциальные сопротивления двухполюсников VD1, VD2; iR1 - ток через масштабирующий резистор R1.

Таким образом, в схеме (см. рис. 2) при г1=г2, Ск1=Ск2, С3=С4 реализуется широкополосная взаимная компенсация влияния паразитных параметров транзисторов на амплитудно-частотную характеристику.

Рис. 3. Широкополосный логарифматор с дифференциальным выходом

Коррекция частотных характеристик входных логарифматоров аналоговых иеремножителей (АПН) с однофазным управлением. Взаимная компенсация емкостей СП1=Сз, Сп2=С4 источников опорного тока Ib I2, классического лога-рифматора АПН при однофазном управлении по входу «In.1», реализуется в схеме (см. рис. 3) [2], которая может стать основой многих нелинейных преобразователей сигналов СВЧ-диапазона, не требующих входных фазорасщепителей. Результаты ее моделирования в среде Cadence Virtuoso на моделях SiGe-транзисторов приведены

. 4.

( . 4) , -

стей на подложку С3, С4 [2] расширяет рабочий диапазон частот до 42 ГГц.

Frequency, Hz

Рис. 4. Зависимость малосигналъного коэффициента передачи логарифматора от частоты при C3=C4=Csub=60 fF, R1 = 200 Ohm

На рис. 5 представлена схема управляемого усилителя на основе логарифма-тора (см. рис. 3), в котором изменяется ток І4=уаг, а на рис. 6 - его нормированная частотная характеристика коэффициента усиления.

Высокочастотная коррекция в классических перемножителях Гильбер-. -емкостей коллектор-база (Ск1,Ск2) входных транзисторов УТ1, УТ2 в перемножи-теле Гильберта (рис. 7) можно скомпенсировать за счет рационального выбора емкостей С3,С4 источников опорного тока І1 и І2.

Рис. 5. Управляемый усилитель с цепью взаимной компенсации емкостей на подложку С3, С4 источников тока 11у 12

Рис. 6. Нормированная амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению сравниваемых схем УУ при С3=230/Е и С4=СшЬ =60/Е

Рис. 7. Аналоговый перемножителъ сигналов с цепью взаимной компенсации емкостей Ск1=Ск2 и С3=С4=С8иЪ

Результаты исследований схемы (см. рис. 7) на моделях 810е-транзисторов приведены на рис. 8.

о ^о.о г по 15о ;по ли :*пе

СвиЬ, №

Рис. 8. Зависимость верхней граничной частоты АПН

Таким образом, рассмотренные методы позволяют расширить частотный диапазон аналоговых перемножителей, смесителей и управляемых усилителей для техпроцесса SGB25VD в 1,5^3 раза.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Красо вский А А. Адаптивный оптимальный регулятор с переменным порядком наблюдателя и временем экстраполяции //АиТ. - 1994. - № 11. - С. 97-112.

2. Пат. RU 2284646 Российская Федерация, МПК8 H03F 1/42. Широкополосный усилитель / Прокопенко Н.Н., Будяков АС.; заявл. 28.01.2005; опубл. 27.09.2006, бюл. - № 27. - 3 с.

3. Прокопенко НМ., Ковбасюк НМ. Архитектура и схемотехника аналоговых микросхем с собственной и взаимной компенсацией импедансов: Монография. - Шахты: ЮРГУЭС, 2008. - 326 с.

4. . ., . .

// : -лам Международной научно-технической конференции «Проблемы физической и биомедицинской электроники». - Киев, 1997. - № 2. - С. 274-275.

5. Gilbert B. Multiplier Circuit / US patent. - № 4 (156). - 283 c.

Статью рекомендовал к опубликованию д.т.н., профессор СТ. Крутчинский.

Будяков Петр Сергеевич - Проблемная лаборатория перспективных технологий и процессов Центра исследования проблем безопасности Российской Академии наук и Южно-Российского государственного университета экономики сервиса; e-mail: budyakovp@gmail.com; 346500, г. Шахты, ул. Шевченко, 147; тел.: +79185056136; лаборант-исследователь.

Прокопенко Николай Николаевич - e-mail: prokopenko@sssu.ru; тел.: +78636222037;

; ; .

Серебряков Александр Игоревич - e-mail: sashaag@mail.ru; тел.: +79034346279; науч.

Budyakov Peter Sergeevich - Laboratory of perspective technologies and processes of the Center of researches of problems of safety of Russian Academy of Science and South Russia State University of Economics and Service; e-mail: budyakovp@gmail.com; 147, Shevchenko street, Shakhty, 346500, Russia; phone: +79185056136; research-laborant.

Prokopenko Nikolay Nikolaevich - e-mail: prokopenko@sssu.ru; phone: +78636222037; rector of the SRSUES; the department of information systems and radioengineering; head of department.

Serebryakov Alexander Igorevich - e-mail: sashaag@mail.ru; phone: +79034346279; scientist.

УДК 621.317

Е.И. Старченко, И.В. Барилов, П.С. Кузнецов

СПОСОБ КОМПЕНСАЦИИ СОСТАВЛЯЮЩИХ ВТОРОГО ПОРЯДКА ТЕМПЕРАТУРНОЙ ПОГРЕШНОСТИ ИСТОЧНИКОВ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ НА ОСНОВЕ ШИРИНЫ ЗАПРЕЩЕННОЙ ЗОНЫ

КРЕМНИЯ

Рассматриваются вопросы проектирования интегральных источников опорного напряжения на основе ширины запрещенной зоны кремния, обладающих повышенной температурной стабичьностью выходного напряжения при изменении температуры. Повышенная стабильность выходного напряжения обусловлена параметрической компенсацией составляющих температурного дрейфа напряжения база-эмиттер как первого, так и второго порядков. Компенсация составляющих температурного дрейфа первого порядка осуществляется традиционным способом, а компенсация составляющих второго порядка — за счет использования зависимости коэффициента усиления тока базы биполярного транзистора от температуры.

Источники опорного напряжения; собственная компенсация; минимизация температурного коэффициента; ширина запрещённой зоны.