НОВАЯ СТРУКТУРА ФРЕЙМА И ПЕРЕДАЧА СИГНАЛОВ ДЛЯ СИСТЕМ С МНОЖЕСТВОМ НЕСУЩИХ
NEW STRUCTURE OF FRAME AND TRANSMISSION OF SIGNALS WITH MULTIPLE CARRIERS

Настоящее изобретение направлено на новую структуру фрейма и передачи сигналов для систем с множеством несущих.
Настоящее изобретение, таким образом, в основном, направлено (но не ограничивается этим) на системы широковещательной передачи, такие, как, например, кабельные системы, основанные на наземных цифровых системах широковещательной передачи, в которых данные содержания, данные сигналов, пилотные сигналы и т.д. отображают на множество несущих частот, которые затем передают в заданной общей или полной полосе пропускания передачи. Приемник обычно настраивают на частичный канал (часть общей полосы пропускания передачи) из всей полосы пропускания передачи (иногда называется сегментированным приемом), для того, чтобы принимать только данные содержания, которые необходимы или желательны для соответствующего приемника. Например, в стандарте ISDB-T (КСЦВ-Н, комплексная служба наземного цифрового вещания), общую полосу пропускания канала, таким образом, разделяют на 13 фиксированных сегментов равной длины (равное количество несущих частот).
Цель настоящего изобретения, таким образом, состоит в том, чтобы обеспечить устройство и способ передачи, а также структуру сигнала для системы с множеством несущих, которая обеспечивает для приемника возможность гибкой настройки на любую требуемую часть общей полосы пропускания передачи.
Описанная выше цель достигается с помощью устройства передачи по п.1. Устройство передачи в соответствии с настоящим изобретением выполнено с возможностью передавать сигналы в системе с множеством несущих, на основе структуры фрейма, причем каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две структуры сигналов, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, и, по меньшей мере, две структуры данных, упомянутое устройство передачи содержит
средство отображения сигналов, выполненное с возможностью отображения данных сигналов на несущие частоты каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух структур сигналов во фрейме, причем каждая структура сигналов имеет одинаковую длину,
средство отображения данных, выполненное с возможностью отображения данных на несущие частоты упомянутых, по меньшей мере, двух структур данных во фрейме,
средство преобразования, выполненное с возможностью преобразования упомянутых структур сигналов и упомянутых структур данных из области частоты в область времени для того, чтобы генерировать сигнал передачи в области времени, и
средство передачи, выполненное с возможностью передачи упомянутого сигнала передачи в области времени.
Описанная выше цель дополнительно достигается с помощью способа передачи по п.9. Способ передачи в соответствии с настоящим изобретением выполнен с возможностью передавать сигналы в системе с множеством несущих, на основе структуры фрейма, причем каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две структуры сигналов, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты и, по меньшей мере, две структуры данных, таким образом, что способ содержит следующие этапы:
отображают данные сигналов на несущие частоты каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух структур сигналов во фрейме, причем каждая структура сигналов имеет одинаковую длину,
отображают данные на несущие частоты упомянутых, по меньшей мере, двух структур данных во фрейме,
преобразуют упомянутые структуры сигналов и упомянутые структуры данных из области частоты в область времени для того, чтобы сгенерировать сигнал передачи в области времени, и
передают упомянутый сигнал передачи в области времени.
Описанная выше цель дополнительно достигается с помощью структуры фрейма по п.10. Структура фрейма в соответствии с настоящим изобретением адаптирована для системы с множеством несущих и содержит, по меньшей мере, две структуры сигналов, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, и, по меньшей мере, две структуры данных, в которой данные сигналов отображают на несущие частоты каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух структур сигналов во фрейме, причем каждая структура сигналов имеет одинаковую длину, и в которой данные отображают на несущие частоты упомянутых, по меньшей мере, двух структур данных во фрейме.
Цель настоящего изобретения дополнительно состоит в том, чтобы предоставить устройство и способ приема, а также систему и способ для передачи и приема сигналов в системе с множеством несущих, которые обеспечивают возможность гибкой настройки на любую требуемую часть полосы пропускания передачи.
Описанная выше цель достигается с помощью устройства приема по п.11. Устройство приема в соответствии с настоящим изобретением выполнено с возможностью принимать сигналы в системе с множеством несущих на основе структуры фрейма в полосе пропускания передачи, причем каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две структуры сигналов, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, каждые из данных сигналов отображают на несущие частоты и, по меньшей мере, две структуры данных с данными отображают на несущие частоты, причем каждая из упомянутых, по меньшей мере, двух структур сигналов имеет одинаковую длину, упомянутое устройство приема содержит средство приема, выполненное с возможностью его настройки на и приема выбранной части упомянутой полосы пропускания передачи, упомянутая выбранная часть упомянутой полосы пропускания передачи имеет, по меньшей мере, длину одной из упомянутых структур сигналов и охватывает, по меньшей мере, одну структуру данных, предназначенную для приема, и средство оценки выполнено с возможностью оценки данных сигналов, содержащихся в принятой структуре сигналов, для того, чтобы обеспечить возможность приема упомянутых, по меньшей мере, двух структур данных.
Упомянутая выше цель дополнительно достигается с помощью способа приема по п.22. Способ приема в соответствии с настоящим изобретением выполнен с возможностью приема сигналов, передаваемых в системе с множеством несущих, на основе структуры фрейма, в полосе пропускания передачи, причем каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две структуры сигналов, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, каждые из данных сигналов отображают на несущие частоты и, по меньшей мере, две структуры данных с данными отображают на несущие частоты, причем каждая из упомянутых, по меньшей мере, двух структур сигналов имеет одинаковую длину, содержащий следующие этапы:
принимают выбранную часть упомянутой полосы пропускания передачи, причем упомянутая выбранная часть упомянутой полосы пропускания передачи имеет, по меньшей мере, длину одной из упомянутых структур сигналов и охватывает, по меньшей мере, одну структуру данных, предназначенную для приема, и
выполняют оценку данных сигналов, содержащихся в принятой структуре сигналов, для того, чтобы обеспечить возможность приема упомянутых, по меньшей мере, двух структур данных.
Описанная выше цель дополнительно достигается с помощью системы передачи и приема сигналов по п.23, содержащей устройство передачи, предназначенное для передачи сигналов в системе с множеством несущих на основе структуры фрейма, каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две структуры сигналов, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, и, по меньшей мере, две структуры данных, причем упомянутое устройство передачи содержит
средство отображения сигналов, выполненное с возможностью отображения данных сигналов на несущие частоты каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух структур сигналов во фрейме, причем каждая структура сигналов имеет одинаковую длину,
средство отображения данных, выполненное с возможностью отображать данные на несущие частоты упомянутых, по меньшей мере, двух структур данных во фрейме,
средство преобразования, выполненное с возможностью преобразования упомянутых структур сигналов и упомянутых структур данных из области частоты в область времени для того, чтобы генерировать сигнал передачи в области времени, и
средство передачи, выполненное с возможностью передачи упомянутого сигнала передачи в области времени, причем упомянутая система дополнительно содержит устройство приема в соответствии с настоящим изобретением, выполненное с возможностью принимать упомянутый сигнал передачи в области времени из упомянутого устройства передачи.
Описанная выше цель дополнительно достигается с помощью способа передачи и приема сигналов по п.24, содержащего способ передачи, предназначенный для передачи сигналов в системе с множеством несущих на основе структуры фрейма, причем каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две структуры сигналов, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, и, по меньшей мере, две структуры данных, упомянутый способ передачи содержит следующие этапы:
отображают данные сигналов на несущие частоты в каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух структурах сигналов во фрейме, причем каждая структура сигналов имеет одинаковую длину,
отображают данные на несущие частоты упомянутых, по меньшей мере, двух структур данных во фрейме,
преобразуют упомянутые структуры сигналов и упомянутые структуры данных из области частоты в область времени, для того, чтобы сгенерировать сигнал передачи в области времени, и
передают упомянутый сигнал в области времени,
упомянутый способ дополнительно содержит способ приема в соответствии с настоящим изобретением, выполненный с возможностью приема упомянутого сигнала передачи в области времени.
В настоящем изобретении, таким образом, предложена система с множеством несущих, в которой используется структура фрейма или последовательность фрейма в области частоты, а также в области времени. В области частоты каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две структуры сигналов, которые, соответственно, переносят данные сигналов или информацию на несущих частотах и, соответственно, имеют одинаковую длину (или полосу пропускания). После преобразования в область времени полученного в результате сигнале в области времени, каждый фрейм затем содержит соответствующий символ сигнала, а также символы данных. Каждая структура фрейма охватывает всю или общую полосу пропускания передачи в направлении частоты, таким образом, что общая полоса пропускания передачи, поэтому, равномерно разделена на структуры сигналов, имеющие одинаковую соответствующую длину. Структуры данных каждого фрейма затем следуют после структур сигналов по времени. Устройство приема может свободно и гибко настраиваться на любую требуемую часть полосы пропускания передачи при условии, что часть полосы пропускания передачи, на которую может быть настроено устройство приема, имеет, по меньшей мере, длину одной из структур сигналов. Таким образом, устройство приема всегда выполнено с возможность приема данных сигналов всей структуры сигналов так, что на основе и используя данные сигналов, содержащие информацию физического уровня, необходимую для приема следующих структур данных, структуры данных могут быть приняты в устройстве приема.
Предпочтительно, каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две дополнительные структуры сигналов, следующие после упомянутых, по меньшей мере, двух структур сигналов в измерении времени, причем каждая из упомянутых дополнительных структур сигналов имеет, соответственно, ту же длину, что и соответствующая одна из упомянутых, по меньшей мере, двух предыдущих структур сигналов. Таким образом, даже если длина (или полоса пропускания) каждой структуры сигналов будет недостаточно велика для содержания всех необходимых данных сигналов, возможно передать необходимые оставшиеся данные сигналов в дополнительных данных сигналов. Даже если устройство приема имеет относительно малую (эффективную) полосу пропускания приема, таким образом, возможно передавать и принимать все необходимые данные сигналов.
Кроме того, предпочтительно, каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две тренировочные структуры, в которых пилотные сигналы отображают на несущие частоты каждой тренировочной структуры во фрейме, и в котором структуры сигналов выравнивают по тренировочным структурам в направлении частоты. Таким образом, с помощью тренировочных структур, которые предшествуют структурам сигналов в направлении времени, устройство приема, которое вначале принимает тренировочную структуру, получает возможность выполнения синхронизации по времени, расчета смещения частоты и/или оценки канала, после чего данные сигналов в принятых структурах сигналов могут быть приняты и могут использоваться для приема последующих структур данных, независимо от положения настройки устройства приема. Например, каждая тренировочная структура имеет одинаковую длину, и длина каждой структуры сигналов такая же, как и длина каждой из упомянутых тренировочных структур. В качестве альтернативы, каждая тренировочная структура имеет одинаковую длину, и длина каждой структуры сигналов меньше, чем длина каждой из упомянутых тренировочных структур. Таким образом, длина каждой структуры сигналов может составлять половину длины каждой из упомянутых тренировочных структур. Возможны варианты воплощения, в которых структуры сигналов не выровнены с тренировочными структурами.
Предпочтительно, каждая структура сигналов содержит, по меньшей мере, одну защитную полосу. Таким образом, обеспечивается то, что устройство приема может принимать все данные сигналов в структуре сигналов даже в случае, когда эффективная полоса приема меньше, чем полоса пропускания настройки, например, из-за характеристик фильтра или тому подобное. Таким образом, каждая структура сигналов может содержать защитную полосу в ее начале и защитную полосу в ее конце.
Предпочтительно, каждая структура сигналов каждого фрейма содержит местоположение структуры сигналов во фрейме, который выделяют и оценивают на стороне приема. В этом случае, кроме того, предпочтительно, каждая структура сигналов в каждом фрейме может содержать идентичные данные сигналов, за исключением местоположения соответствующей структуры сигналов во фрейме, которая отличается, по меньшей мере, в некоторых структурах сигналов во фрейме. Таким образом, устройство приема выполнено с возможностью определения своего положения в общей полосе пропускания передачи (в каждом фрейме), например, во время периода инициализации, в котором устройство приема настраивают на произвольное положение во фрейме, и затем настраивают на полосу пропускания, обеспечивающую возможность приема желаемых данных, на основе данных сигналов в принятой структуре сигналов.
Кроме того, предпочтительно, структуры сигналов каждого фрейма содержат данные сигналов, обозначающие количество структур данных, содержащихся во фрейме. Кроме того, предпочтительно, структура данных сигналов в структурах сигналов поддерживает ограниченное максимальное количество структур данных в направлении частоты каждого фрейма. Кроме того, структуры сигналов каждого фрейма могут содержать отдельные данные сигналов для каждой структуры данных, содержащихся во фрейме.
Кроме того, предпочтительно, данные сигналов структур сигналов содержат кодирование и детектирования и/или коррекцию ошибки. Таким образом, даже если устройство приема не может принять всю структуру сигналов, устройство приема все еще может иметь возможность получать всю информацию сигналов, содержащуюся в структуре сигналов.
Хотя приемник может быть гибко настроен на любую желательную часть полосы пропускания передачи, всегда возможно принимать данные сигналов всей структуры сигналов, благодаря новой структуре фрейма, предложенной в настоящем изобретении.
Предпочтительно, устройство приема содержит средство реконструирования, выполненное с возможностью реконструирования исходной структуры сигналов из упомянутой принятой выбранной части упомянутой полосы пропускания передачи. Таким образом, упомянутое средство реконструирования может быть выполнено с возможностью изменения компоновки принимаемых сигналов в исходную структуру сигналов, в случае, когда выбранная часть упомянутой полосы пропускания передачи, на которую настроено средство приема, не соответствует структуре последовательности структуры сигналов. Таким образом, даже если выбранная часть полосы пропускания передачи, на которую настроен приемник, не полностью и не правильно соответствует одной из структур сигналов (в направлении частоты), приемник может в таких случаях принимать последнюю часть (по частоте) предыдущей структуры сигналов и первую часть (по частоте) следующей структуры сигналов. Например, в случае, когда в устройстве приема известно его (в измерении частоты) смещение от структуры последовательности структуры сигналов в каждом фрейме, упомянутое средство реконструирования может быть выполнено с возможностью изменения компоновки принимаемых сигналов в исходную структуру сигналов. В качестве альтернативы, каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две дополнительные структуры сигналов, следующие после упомянутых, по меньшей мере, двух структур сигналов в измерении времени, причем каждая из упомянутых дополнительных структур сигналов имеет соответствующую такую же длину, что и соответствующая длина упомянутых, по меньшей мере, двух предыдущих структур сигналов, в котором упомянутое средство реконструирования выполнено с возможностью изменения компоновки принимаемых двух или больше структур сигналов, следующих друг за другом в измерении времени, в исходную структуру сигналов. Таким образом, предыдущая структура сигналов и следующая структура сигналов вместе могут содержать необходимые данные сигналов, даже если длина структур сигналов в направлении частоты короче, чем в случае, когда все необходимые данные сигналов содержатся в одной структуре сигналов.
В качестве альтернативы или дополнительно, данные сигналов структур сигналов содержат кодирование и детектирование, и/или коррекцию ошибок, в которых упомянутое средство реконструирования выполнено с возможностью выполнения детектирования и/или коррекции ошибок в упомянутых принятых сигналах для того, чтобы реконструировать исходную структуру сигналов.
Таким образом, переданные структуры сигналов могут содержать дополнительное кодирование ошибки, избыточности или тому подобное, обеспечивающие для приемника возможность реконструировать исходную структуру сигналов, даже если только часть структуры сигналов может быть принята.
Предпочтительно, каждая структура сигналов каждого фрейма содержит местоположение структуры сигналов во фрейме, которое выделено и оценено на стороне приема. В таком случае, дополнительно предпочтительно, чтобы каждая структура сигналов в каждом фрейме могла содержать идентичные данные сигналов, за исключением местоположения соответствующей структуры сигналов во фрейме, которая отличается, по меньшей мере, в некоторых структурах сигналов во фрейме. Таким образом, устройство приема выполнено с возможностью определения его положения в общей полосе пропускания передачи (в каждом фрейме), например, во время периода инициализации, в котором устройство приема настроено на произвольное положение во фрейме, и затем настраивается на полосу пропускания, обеспечивающую возможность приема желаемых данных на основе данных сигналов в принимаемой структуре сигналов.
Предпочтительно, структуры сигналов каждого фрейма содержат данные сигналов с множеством структур данных, содержащихся во фрейме, в котором упомянутое средство оценки выполнено с возможностью выделения упомянутых данных сигналов с множеством структур данных из принятой структуры сигналов. Кроме того, предпочтительно, структуры сигналов каждого фрейма содержат индивидуальные данные сигналов, и каждая структура данных содержится во фрейме, в которой упомянутое средство оценки выполнено с возможностью выделять упомянутые индивидуальные данные сигналов с каждой структурой данных из принятой структуры сигналов.
Предпочтительно, приемник выполнен с возможностью настройки на выбранную часть упомянутой полосы пропускания передачи и ее приема таким образом, что обеспечивается оптимизированный прием структуры сигналов в выбранной части полосы пропускания передачи. В частности, если структура в измерении частоты для структур данных и структур сигналов во фрейме не соответствуют друг другу, и если выбранная часть полосы пропускания передачи, предназначенная для приема в приемнике, больше (в измерении частоты), чем структура (структуры) данных, предназначенных для приема, становится возможным оптимизировать настройку таким образом, чтобы получить наилучший возможный прием структуры сигналов, например, путем регулирования настройки так, чтобы была принята максимальная часть всей структуры сигналов, в то время как все еще происходит прием всей желательной структуры (структур) данных.
Обычно может быть предпочтительным настраивать приемник таким образом, чтобы избираемая часть полосы пропускания передачи была принята так, чтобы, по меньшей мере, одна структура данных, которая будет принята, была установлена по центру относительно избираемой части полосы пропускания передачи.
Кроме того, предпочтительно, приемник может быть настроен для приема избираемой части упомянутой полосы пропускания передачи на основе информации сигналов, принимаемых в структуре сигналов предыдущего фрейма.
Кроме того, предпочтительно, каждый фрейм содержит дополнительные структуры данных, следующие после упомянутых, по меньшей мере, двух структур данных в измерении времени, причем каждая из упомянутых структур данных дополнительно имеет соответствующую такую же длину, как и соответствующая одна из упомянутых предыдущих, по меньшей мере, двух структур данных. Другими словами, структура последовательностей данных в каждом фрейме, предпочтительно, установлена таким образом, что, по меньшей мере, две структуры данных скомпонованы рядом друг с другом в измерении частоты так, что охватывается вся полоса пропускания передачи. Дополнительные структуры данных затем компонуют в том же фрейме, но так, что они следуют после, по меньшей мере, двух структур данных в направлении времени, в результате чего каждая дополнительная или следующая структура данных имеет такую же длину (в измерении или в направлении частоты), что и предыдущая структура данных в том же положении частоты. Таким образом, если устройство приема будет настроено на определенную часть полосы пропускания передачи, будут приняты, по меньшей мере, две структуры данных на фрейм, причем каждая из упомянутых структур данных имеет одинаковую длину, но следует одна за другой в измерении времени. Таким образом, длину каждой из структур данных в устройстве передачи можно регулировать динамически. В качестве альтернативы или в дополнение, количество дополнительных структур данных в измерении времени можно регулировать динамически. Любые динамические изменения в отношении структур данных затем будут переданы в виде сигналов в структурах сигналов. Система с множеством несущих со структурой фрейма, такая, как предложена в настоящем изобретении, таким образом, обеспечивает очень гибкую передачу содержания данных, в которых длина структур данных, и, таким образом, количество данных на структуру данных могут динамически изменяться, например, от фрейма к фрейму или любым другим требуемым способом. В качестве альтернативы, длина и/или количество структур данных могут быть фиксированными или постоянными.
Следует понимать, что настоящее изобретение можно применять в любом виде системы с множеством несущих, в которой устройство передачи выполнено с возможностью передавать данные во всей полосе пропускания передачи, и устройство приема выполнено с возможностью избирательно принимать только часть упомянутой всей полосы пропускания передачи. Не ограничительные примеры таких систем могут представлять собой существующие или будущие однонаправленные или двунаправленные системы широковещательной передачи, такие как кабельные или беспроводные (например, на основе кабеля, наземные системы на основе кабеля и т.д.) цифровые системы широковещательной передачи видеоданных. Не ограничительный пример систем с множеством несущих может представлять собой систему мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM, МОЧР), однако, можно использовать любую другую из соответствующих систем, в которых данные сигналов, пилотные сигналы данные других типов отображают на множество несущих частот. Несущие частоты, таким образом, могут быть эквидистантными и, соответственно, иметь одинаковую длину (полосу пропускания). Однако настоящее изобретение также можно использовать в системах с множеством несущих частот, в которых несущие частоты не эквидистантны и/или не имеют одинаковую соответствующую длину. Кроме того, следует понимать, что настоящее изобретение не ограничивается каким-либо видом конкретного диапазона частот ни общей полосы пропускания передачи, применяемой на стороне передачи, ни выбранной частью полосы пропускания передачи, на которую настраивается сторона приема. Однако настоящее изобретение также можно использовать в системах с множеством несущих частот, в которых несущие частоты не эквидистантны и/или не имеют одинаковую соответствующую длину. Кроме того, следует понимать, что настоящее изобретение не ограничивается каким-либо видом конкретного диапазона частот ни общей полосы пропускания передачи, применяемой на стороне передачи, ни выбранной частью полосы пропускания передачи, на которую настраивается сторона приема. Однако в некоторых вариантах применения может быть предпочтительным использовать принимаемую полосу пропускания на стороне приема, то есть, полосу пропускания для части полосы пропускания передачи, на которую может быть настроен приемник, которая соответствует полосе пропускания приемных устройств существующих систем (цифровой широковещательной передачи видеоданных или других) систем. Не ограничительный пример полосы пропускания приемника может составлять 8 МГц, то есть, сторона приема может быть настроена на любую желаемую полосу пропускания шириной 8 МГц из общей полосы пропускания передачи. Таким образом, общая полоса пропускания передачи может составлять значение, кратное 8 МГц, например, 8 МГц, 16 МГц, 24 МГц, 32 МГц и т.д., так, что сегментация общей полосы пропускания передачи, то есть, длина каждой тренировочной структуры может составлять 8 МГц. Однако, возможны другие размеры сегментации, например, (но без ограничений) длина каждой тренировочной структуры может быть равна 6 МГц.
Обычно, в случае не ограничительного примера 8 МГц для полосы пропускания приемника, длина каждой из тренировочных структур, используемых в структуре фрейма в соответствии с настоящим изобретением, также может быть 8 МГц (или меньше).
Настоящее изобретение более подробно поясняется в следующем описании предпочтительных вариантов воплощения со ссылкой на приложенные чертежи, на которых:
на фиг.1 показана схема всей полосы пропускания передачи, из которой избираемая часть может быть избирательно и гибко приниматься приемником,
на фиг.2 показан пример сегментации общей полосы пропускания передачи,
на фиг.3 показано схематичное представление в области времени структуры фрейма в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.4A показан пример тренировочной структуры в области частот,
на фиг.4B показано представление в области времени тренировочной структуры по фиг.4A,
на фиг.5A показано представление в области частот дополнительного примера тренировочной структуры,
на фиг.5B показано представление в области времени тренировочной структуры по фиг.5A,
на фиг.6 показано схематичное представление в области частот общей полосы пропускания передачи с повторяющимися тренировочными структурами в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.7 представлен результат моделирования автокорреляции системы с множеством несущих, в которой полоса пропускания передачи равна полосе пропускания приема,
на фиг.8 показан результат моделирования для автокорреляции, в которой полоса пропускания приема совпадает с тренировочной структурой в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.9 показан результат моделирования автокорреляции в случае, когда полоса пропускания приема не совпадает с тренировочной структурой в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.10 показан схематичный пример структуры или последовательности фрейма в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.11 представлена часть структуры фрейма по фиг.10 с пояснением реконструирования структуры сигналов,
на фиг.12 представлен схематичный пример характеристики фильтра приемника,
на фиг.13 показан дополнительный пример структуры последовательности фрейма в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.14 показана часть дополнительного примера структуры или последовательности фрейма в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.15 показано схематичное представление структур сигналов с защитными полосами,
на фиг.16 схематично показан пример структуры фрейма в соответствии с настоящим изобретением в измерении времени,
на фиг.17 схематично показана блок-схема примера устройства передачи в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.18 схематично показана блок-схема примера устройства приема в соответствии с настоящим изобретением,
на фиг.19 показан пример полос пропускания предложенных каналов ЦВТ-К2 МОЧР,
на фиг.20 показан частичный прием более широкого сигнала передачи МОЧР,
на фиг.21 показана блок-схема верхнего уровня предложенной системы С2,
на фиг.22 показаны срезы данных по всей полосе пропускания канала (в примере канала шириной 32 МГц),
на фиг.23 показано транскодирование ЦВТ-S (2): Интерфейс представляет собой уровень ТП, включающий в себя обработку СПИ/ИУ,
на фиг.24 показана блок-схема головного узла СТВКА: пакеты основной полосы услуг ЦВТ-С2 используют как входные данные,
на фиг.25 показана адаптация режима для ЦВТ-К2, с поддержкой одиночного и множественных входных потоков (ТП или ОП),
на фиг.26 показана схема перемежения битов,
на фиг.27 показан перемежитель по времени,
на фиг.28 показан перемежитель частоты относится к схеме генерирования для режима 4 k,
на фиг.29 показана структура фрейма С2,
на фиг.30 показан пример пилотной структуры (длина ЗИ=1/64), на фиг.31 показана структура фрейма предложенной системы ЦВТ-К2, области времени,
на фиг.32 структура фрейма и совмещение преамбулы и части данных (пример для 32 МГц),
на фиг.33 показана структура тренировочного символа с повторяемыми последовательностями для каждого принимаемого сегмента,
на фиг.34 показаны используемые диапазоны частот символов сигналов L1, на фиг.35 показано построение общего сигнала МОЧР,
на фиг.36 показан пример спектра С2 МОЧР с вырезом (красная кривая) и наземных служб (например, службы обеспечения безопасности полетов, синяя кривая), которые совместно используют один и тот же диапазон частот,
на фиг.37 показан С2 как нисходящий канал для данных СИКСПД,
на фиг.38 показана передача данных СИКСПД в предложенной системе С2,
на фиг.39 показано соотношение перекрытия спектра МОЧР между соседними каналами,
на фиг.40 показана установка окна для символов МОЧР в области времени,
на фиг.41 показан прирост пропускной способности для n=1 (8 МГц), ЗИ=1/64 (% сравнение с ЦВТ-К 256КАМ),
на фиг.42 показан прирост пропускной способности для n=1 (8 МГц), ЗИ=1/128 (% сравнение с ЦВТ-К 256КАМ),
на фиг.43 показан прирост пропускной способности для n=4 (32 МГц), ЗИ=1/64 (% сравнение с ЦВТ-К 256КАМ),
на фиг.44 показан прирост пропускной способности для n=4 (32 МГц), ЗИ=1/128 (% сравнение с ЦВТ-К 256КАМ), и
на фиг.45 показаны характеристики системы (канал АБГШ).
На фиг.1 схематично показано представление всей полосы пропускания 1 передачи, в которой устройство передачи в соответствии с настоящим изобретением, например устройство 54 передачи, схематично показанное на фиг.16, передает сигналы в системе с множеством несущих, в соответствии с настоящим изобретением. На фиг.1, кроме того, схематично показана блок-схема устройства 3 приема в соответствии с настоящим изобретением, которая выполнена с возможностью его настройки и избирательного приема выбранной части 2 полосы 1 пропускания передачи. Таким образом, устройство 3 приема содержит тюнер 4, который выполнен с возможностью его настройки на и избирательного приема желательной части 2 полосы 1 пропускания передачи, а также средство 5 дополнительной обработки, которое выполняет дополнительную необходимую обработку принимаемых сигналов в соответствии с соответствующей системой передачи данных, такую как демодуляцию, декодирование канала и т.п. Более проработанный пример устройства приема в соответствии с настоящим изобретением показан в виде блок-схемы на фиг.18, на которой представлено устройство 63 приема, содержащее интерфейс 64 приема, который может, например, представлять собой антенну, антенную структуру, кабельный или на основе кабеля приемный интерфейс, или любой другой соответствующий интерфейс, выполненный с возможностью принимать сигналы в соответствующей системе передачи или системе передачи данных. Приемный интерфейс 64 устройства 63 приема соединен со средством 65 приема, которое содержит средство настройки, такое как средство 4 настройки, показанное на фиг.1, а также элементы дополнительной необходимой обработки, в зависимости от соответствующей системы передачи или передачи данных, такие как средство преобразования с понижением частоты, выполненное с возможностью преобразования с понижением частоты принимаемого сигнала до промежуточной частоты или основной полосы пропускания.
Как отмечено выше, настоящее изобретение обеспечивает возможность гибкого и изменяемого приема желательной части 2 полосы 1 пропускания передачи в приемнике, благодаря тому, что предусматривается специфичная и новая структура фрейма для системы с множеством несущих. На фиг.2 схематично представлена общая полоса 1 пропускания передачи, в которой устройство 54 передачи в соответствии с настоящим изобретением выполнено с возможностью передавать содержание данных, таких как видеоданные, аудиоданные или данные любого другого вида, в разных сегментах или частях 6, 7, 8, 9 и 10. Например, части 6, 7, 8, 9 и 10 могут использоваться устройством 54 передачи для передачи различных частей данных, данных из разных источников, данных, предназначенных для различных получателей и т.д. Части 6 и 9 имеют, например, максимальную полосу пропускания, то есть, максимальную полосу пропускания, которая может быть принята соответствующим устройством 63 приема. Части 7, 8 и 10 имеют меньшие полосы пропускания. В настоящем изобретении теперь предлагается применять структуру фрейма или последовательность фрейма ко всей полосе 1 пропускания передачи, в результате чего каждый фрейм содержит, по меньшей мере, две тренировочных структуры, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, и множество структур данных. Каждая тренировочная структура фрейма будет иметь одинаковую длину и идентичные пилотные сигналы. Другими словами, общую полосу 1 пропускания передачи разделяют на равные части для тренировочных структур, в результате чего максимальная полоса пропускания, на которую может быть настроен приемник, например, полоса пропускания, показанная для частей 6 и 9 на фиг.2, должна быть равна или больше, чем длина каждой тренировочной структуры. Таким образом, путем правильного приема всей тренировочной структуры, устройство 63 приема в соответствии с настоящим изобретением может корректно синхронизироваться с устройством 54 передачи и настраиваться на и принимать желательные данные гибко и без ограничений. Кроме того, на основе такой принимаемой тренировочной структуры в устройстве 63 приема возможны расчет смещения частоты и/или оценка канала. Кроме того, понятно, что длина различных частей данных в полосе пропускания передачи не может превышать длину (количество несущих частот) тренировочных структур в соответствующем фрейме, как дополнительно более подробно поясняется ниже.
На фиг.3 показано схематичное представление структуры в области времени фреймов 11, 11', 11'' в соответствии с настоящим изобретением. Каждый фрейм 11, 11', 11'' содержит символ 12, 12', 12'' преамбулы (или тренировочный символ), один или больше символов 13, 13' сигналов и несколько символов 14, 14' данных. Таким образом, в области времени, символы преамбулы или тренировочные символы следуют перед символами сигналов, которые следуют перед символами данных. Каждый фрейм 11, 11', 11" может иметь множество символов данных, при этом возможны системы, в которых изменяется количество символов данных в каждом фрейме 11, 11', 11''. Символы преамбулы используют в устройстве 63 приема для выполнения синхронизации по времени и, в конечном итоге, для выполнения дополнительных задач, таких как оценка канала и/или расчет смещения частоты. Символы 13, 13' сигналов содержат информацию сигналов, например, всю информацию физического уровня, которая необходима для устройства 63 приема, для декодирования принимаемых сигналов, такую как, но без ограничений, данные сигналов L1. Данные сигналов могут, например, содержать распределение содержания данных для различных структур данных, то есть, например, какие услуги, потоки данных, модуляция, установки коррекции ошибок и т.д. расположены и на каких несущих частотах, так, что устройство 63 приема может получать информацию, на какую часть всей полосы пропускания передачи оно должно быть настроено. Кроме того, символы сигналов могут содержать данные сигналов, обозначающие смещение соответствующей структуры данных от преамбулы или тренировочной структуры, и/или структуры сигналов таким образом, что устройство 63 приема может оптимизировать настройку в желательной части частоты передачи таким способом, что будет оптимизирован прием тренировочных структур и/или структур сигналов. Использование структуры фрейма в соответствии с настоящим изобретением имеет дополнительное преимущество, состоящее в том, что в результате разделения потока данных на логические блоки, изменения структуры фрейма могут быть переданы в виде сигналов от фрейма к фрейму, таким образом, что предыдущий фрейм содержит сигналы об измененной структуре фрейма для следующего или одного из следующих фреймов. Например, структура фрейма позволяет без стыков изменять параметры модуляции, без образования ошибок.
На фигурах 4A, 4B, 5A и 5B показаны не ограничительные примеры структур преамбулы, которые можно использовать в настоящем изобретении. Следует, однако, понимать, что другие возможные структуры преамбулы также можно использовать. На фиг.4A показано представление в области частот структуры 15 преамбулы или тренировочной структуры, в которой множество несущих 16 частот (в представленном примере 2048 несущих), соответственно, переносят пилотный сигнал. Другими словами, все несущие частота тренировочной структуры 15 переносят пилотный сигнал. На фиг.4B показана тренировочная структура по фиг.4A после преобразования в области времени. Тренировочный символ в области времени содержит множество выборок 17 в области времени (в представленном примере 2048 выборок) за одно повторение. Другими словами, тренировочный символ в области времени не имеет каких-либо повторений в выборках в области времени. На фиг.5A показан дополнительный, не ограничительный пример структуры 18 преамбулы в области частоты, содержащий множество несущих частот (в представленном примере 512 несущих). В показанном примере только каждая четвертая поднесущая переносит пилотный сигнал 19, все другие поднесущие 20 не переносят пилотные сигналы. После преобразования в область времени, преамбула в области времени или тренировочный символ 21, показанный на фиг.5B, представляет четыре повторения 22, каждое повторение 22 имеет идентичные выборки 23 (одинаковое значение и количество). В представленном примере тренировочный символ в области времени имеет длину 2048 временных выборок, и каждое повторение 22 содержит 512 выборок. Общее правило состоит в том, что количество повторений в области времени соответствует частоте повторений пилотных сигналов в области частот. В случае, когда расстояние пилотных сигналов в области частот велико, количество повторений в области времени увеличивается. Повторения в преамбуле или тренировочном символе в области времени иногда называют "сокращенными" тренировочными символами. В примере по фиг.5B символ в области времени, таким образом, содержит четыре сокращенных тренировочных символа. В некоторых вариантах применения может быть предпочтительным использовать псевдошумовые последовательности пилотного сигнала, для того, чтобы получать структуры сигнала, аналогичные псевдошумовым последовательностям в области времени. Кроме того, можно использовать, так называемую, последовательность CAZAC (ПАНАК, постоянная амплитуда нулевая автокорреляция) для пилотных сигналов, или любую другую соответствующую последовательность, получаемую в структурах сигнала, аналогичных псевдошумовым и имеющих хорошие свойства корреляции, как в области частот, так и в области времени. Такие последовательности обеспечивают возможность синхронизации по времени в устройстве 63 приема в соответствии с настоящим изобретением. В дополнение к этому, такие последовательности позволяют выполнять надежную оценку канала в устройстве 63 приема, в случае выполнения критерия Найквиста в измерении частоты. Кроме того, такие последовательности позволяют рассчитывать смещения по частоте и/или выполнять оценку канала в устройстве 63 приема.
Как отмечено выше, в настоящем изобретении предлагается структура или последовательность фрейма в области частоты для всей полосы пропускания передачи устройства 54 передачи, в которой идентичные тренировочные структуры повторяются по всей полосе пропускания передачи, то есть, в непосредственной близости друг к другу в направлении частоты. На фиг.6 схематично представлена такая последовательность идентичных и расположенных рядом друг с другом тренировочных структур 25, 26, 27, 28 во всей полосе 24 пропускания передачи. Другими словами, одну и ту же последовательность пилотных сигналов отображают на несущую частоту каждой тренировочной структуры 25, 26, 27, 28, таким образом, что каждая тренировочная структура имеет одинаковую длину (или полосу пропускания) и одинаковое количество несущих частот (если предполагать, что поднесущие частоты расположены эквидистантно и, соответственно, имеют одинаковую длину или полосу пропускания). Предпочтительно, как показано на фиг.6, общая полоса 24 пропускания передачи равномерно разделена на тренировочные структуры 25, 26, 27, 28, имеющие, соответственно, одинаковую длину. Длина тренировочных структур 25, 26, 27 и 28 также соответствует минимальной полосе пропускания настройки, на которую может быть настроено устройство 63 приема в соответствии с настоящим изобретением для приема сигналов, для того, чтобы обеспечить постоянную возможность приема устройством 63 приема всей тренировочной структуры для синхронизации (и оценки канала, и/или расчета смещения по частоте).
Настоящее изобретение, поэтому, обеспечивает возможность настройки устройства 63 приема на любое положение в общей полосе 24 пропускания канала весьма гибким образом, сохраняя при этом возможность выполнять надежную синхронизацию путем корреляции принимаемых пилотных сигналов, например, в средстве 67 корреляции устройства 63 приема, как показано на фиг.18. И снова, в изобретении предлагается разделять всю полосу 24 пропускания частоты передачи на расположенные рядом друг с другом подблоки или сегменты, каждый из которых имеет тренировочную структуру, содержащую повторение идентичной последовательности пилотного сигнала и, таким образом, имеет одинаковую длину. Длина каждой из тренировочных структур, таким образом, предпочтительно соответствует полосе пропускания, на которую может быть настроено устройство 63 приема. Например, как показано на фиг.18, устройство 63 приема содержит интерфейс 64 приема, такой как антенна, кабельный интерфейс приема или тому подобное, в котором принимают сигналы в средстве 65 приема, который содержит тюнер. Если устройство 63 приема настроено на часть полосы пропускания передачи, которая соответствует или совпадает к одной из тренировочных структур, последовательность пилотного сигнала принимают в первоначальном порядке. Если устройство 63 приема настроено на произвольную часть полосы пропускания передачи или, например, между двумя тренировочными структурами, все пилотные сигналы тренировочной структуры все еще принимают, однако, не в первоначальной последовательности. Однако, учитывая циклическое поведение последовательностей пилотной последовательности, все еще существуют очень хорошие свойства корреляции, в частности, если используют псевдошумовые последовательности для пилотных сигналов в каждой тренировочной структуре, и средство 67 корреляции устройства 63 приема в соответствии с настоящим изобретением все еще получает хорошие результаты при выполнении автокорреляции, то есть, корреляции принимаемых пилотных сигналов с самими собой. В частности, в проводных системах, таких как кабельные системы, ожидается, что автокорреляция позволяет получать хорошие результаты из-за высокого отношения сигнал/шум. Кроме того, такие последовательности обеспечивают возможность расчета смещения по частоте и/или оценки канала в устройстве 63 приема.
На фиг.7 показан пример результата моделирования для псевдошумовой последовательности из 64 выборок для системы с множеством несущих без сегментации тренировочной структуры, то есть, когда полоса пропускания передачи идентична полосе пропускания приема. Пик корреляции явно виден. На фиг.8 показан дополнительный пример результата моделирования для системы в соответствии с настоящим изобретением, в которой вся полоса пропускания передачи содержит идентичные тренировочные структуры, и приемник настроен на часть полосы пропускания передачи. В ситуации, показанной на фиг.8, приемник был настроен и идентично сопряжен с первым сегментом, то есть, с первой тренировочной структурой всей полосы пропускания передачи. Другими словами, моделирование показывает результат автокорреляции для ситуации, в которой приемник принимает пилотные сигналы тренировочной структуры в первоначальной последовательности. И снова, явно виден пик корреляции. На фиг.9 теперь показан результат моделирования для системы по фиг.8, когда приемник был настроен на положение между двумя тренировочными структурами так, что приемник не принимает пилотные сигналы в оригинальной последовательности, но принимает последнюю часть предыдущей тренировочной структуры перед первой частью следующей тренировочной структуры. Однако, учитывая циклическое поведение пилотных последовательностей и тренировочных структур, все еще возможно получить пик автокорреляции, который показан на фиг.9.
В случае, когда в устройстве 63 приема известно его местоположение настройки, то есть, известна величина смещения от начала фрейма или от соответствующего начала каждой тренировочной структуры, предусматриваемое в случае необходимости средство 66 изменения компоновки может изменять компоновку принимаемых пилотных сигналов на оригинальную последовательность и выполнять взаимную корреляцию на основе сравнения с сохраненной версией ожидаемой тренировочной структуры, для того, чтобы получить результат взаимной корреляции. Такой результат взаимной корреляции обычно имеет лучшее качество, чем результат автокорреляции, поскольку на него в меньшей степени влияют шумы. Таким образом, для систем с низким отношением сигнал - шум взаимная корреляция была бы лучшим выбором.
На фиг.10 показана схема примера представления в области частот структуры или последовательности 29 фрейма в соответствии с настоящим изобретением. Структура 29 фрейма охватывает всю полосу пропускания 24 передачи в направлении частоты и, содержит, по меньшей мере, две тренировочные структуры 30, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, по каждой из которой передают идентичную последовательность пилотных сигналов на соответствующих несущих частотах, и которые имеют одинаковую длину. В примере, показанном на фиг.4, вся полоса 24 пропускания передачи дополнительно разделена на четыре тренировочных структуры 30, но может быть соответствующим образом разделена на любое другое большее или меньшее количество тренировочных структур. В устройстве 54 передачи в соответствии с настоящим изобретением, как показано на фиг.16, средство 55 отображения пилотного сигнала выполнено с возможностью отображать пилотные сигналы на несущие частоты каждой тренировочной структуры. Предпочтительно, используют псевдошумовая последовательность или последовательность ПАНАК для пилотных сигналов, но можно применять любую другую последовательность с хорошими свойствами псевдошумовой последовательности и/или корреляции. Кроме того, средство 55 отображение пилотного сигнала может быть выполнено с возможностью отображать пилотный сигнал на каждую несущую частоту в тренировочных структурах, как пояснялось со ссылкой на фиг.4. В качестве альтернативы, средство 55 отображения пилотного сигнала может быть выполнено с возможностью отображать пилотный сигнал на каждую m-ую несущую частоту (т представляет собой натуральное число больше 1), как для примера, пояснявшегося со ссылкой на фиг.5. Длина или полоса пропускания 39 каждой тренировочной структуры 30 совпадает с полосой пропускания 38, на которую может быть настроен тюнер устройства 63 приема. Однако часть полосы пропускания передачи, на которую может быть настроен тюнер устройства 63 приема, может быть большей, чем длина тренировочной структуры 30. Кроме того, для корреляции, выполняемой в средстве 67 корреляции для устройства 63 приема, принимаемые пилотные сигналы можно дополнительно (после преобразования в области частоты в средстве 68 преобразования) использовать для оценки канала, для несущих частот во фрейме, в средстве 69 оценки канала, что обеспечивает для средства 70 обратного отображения необходимую информацию оценки канала, обеспечивающую возможность правильного обратного отображения данных в принятых сигналах данных. Кроме того, принимаемые пилотные сигналы можно использовать в устройстве 63 приема для расчета смещения частоты в соответствующем средстве, которое не показано на фиг.18.
Структура или последовательность 29 фрейма дополнительно содержит, по меньшей мере, две структуры 31 сигналов, расположенные рядом друг с другом в направлении частоты, которые соответствуют тренировочным структурам 30 в направлении времени. Каждая структура 31 сигналов имеет такую же длину и полосу пропускания, как и соответствующая предыдущая тренировочная структура 30, и начало и конец каждой структуры 31 сигналов в направлении частоты идентичны началу и концу соответствующей (в области времени) предыдущей тренировочной структуре 30, таким образом, что структура частоты структур 31 сигналов идентична структуре частоты тренировочных структур 30. Другими словами, структуры 31 сигналов выровнены с тренировочными структурами 30. Передающее устройство 54 в соответствии с настоящим изобретением, представленное на фиг.16, содержит средство 57 отображения данных сигналов, которое выполнено с возможностью отображать данные сигналы на несущие частоты каждой структуры 31 сигналов. Таким образом, каждая структура 31 сигналов содержит, например, местоположение структуры 31 сигналов во фрейме. Например, каждая структура 31 сигналов в каждом фрейме имеет и переносит идентичные данные сигнала, за исключением местоположения соответствующей структуры сигналов во фрейме, которая отличается в каждой структуре 31 сигналов во фрейме. Данные сигналов представляют собой, например, данные сигналов L1, которые содержат всю информацию о физическом уровне, которая необходима для устройства 63 приема, для декодирования принимаемых сигналов. Однако любые другие соответствующие данные сигналов могут содержаться в структурах 31 сигналов. Структуры 31 сигналов могут, например, содержать местоположение соответствующих сегментов 32, 33, 34, 35, 36 данных таким образом, что устройство 63 приема имеет информацию о том, где расположены желаемые сегменты данных так, что тюнер устройства 63 приема может настраиваться на соответствующее местоположение для приема желаемых сегментов данных. Как показано на фиг.17, устройство 63 приема, после средства 65 приема с тюнером содержит средство 68 преобразования, предназначенное для преобразования принимаемых сигналов из области времени в область частот, где после того, как данные сигнала (после необязательной реконструкции в средстве 71 реконструирования), будут обратно отображены в средстве 72 обратного отображения, затем будет выполнена их оценка в средстве 73 оценки. Средство 73 оценки выполнено с возможностью извлечения необходимой и требуемой информации сигналов из принятых данных сигналов. В случае необходимости, могут быть предусмотрены дополнительные структуры сигналов в направлении времени, непосредственно после структур 31 сигналов.
Структура или последовательность 29 фрейма дополнительно содержит, по меньшей мере, два сегмента данных, продолжающихся по всей полосе 24 пропускания частоты в направлении частоты и после структур 31 сигналов в направлении времени. Во временном интервале, следующем непосредственно после временного интервала, в котором расположены структуры 31 сигналов, структура 29 фрейма представляет несколько сегментов 32, 33, 34, 35, 36 и 37 данных с различными длинами, то есть, с различным количеством соответствующих несущих частот, на которые отображают данные. Структура 29 фрейма дополнительно содержит дополнительные сегменты данных в последовательных временных интервалах, в результате чего дополнительные структуры данных, соответственно, имеют такую же длину и количество несущих частот, как и в соответствующей предыдущей структуре данных. Например, структуры 32', 32'' и 32''' данных имеют ту же длину, как и в первой структуре 32 данных. Структуры 33', 33'' и 33''' данных имеют ту же длину, как и у сегмента 33 данных. Другими словами, дополнительные структуры данных имеют ту же структуру в измерении частот, как у нескольких структур 32, 33, 34, 35, 36 и 37 данных в первом временном интервале после структур 31 сигналов. Таким образом, если устройство 63 приема, например, настроится на часть 38 полосы пропускания передачи, для того, чтобы принять структуру 35 данных, все последовательные в области времени структуры 35', 35'' и 35''' данных, которые имеют такую же длину, что и у структуры 35 данных, могут быть правильно приняты.
Гибкая и переменная структура последовательности данных для структуры или последовательности 29 фрейма, как предлагается в соответствии с настоящим изобретением, может быть, например, воплощена в устройстве 54 передачи в соответствии с настоящим изобретением, как показано на фиг.17, путем отображения различных потоков данных, например, различного вида данных и/или данных из различных источников, как представлено ответвлениями данные 1, данные 2 и данные 3 на фиг.17. Соответствующие данные затем отображают на несущие частоты в соответствующих структурах данных, используя соответствующие средства 58, 58' и 58'' отображения данных. Как упомянуто, по меньшей мере, некоторые из различных структур данных могут иметь различную длину, то есть, различное количество несущих частот, в случае, когда несущие частоты расположены эквидистантно и имеют одинаковую полосу пропускания, соответственно. В качестве альтернативы, количество структур данных в направлении частоты может быть таким же, как и количество тренировочных структур, при этом длина (или полоса пропускания) каждой из структур данных могут быть идентичны длине каждой из тренировочных структур, и структуры могут быть выровнены друг с другом (могут иметь одинаковую структуру в направлении частоты). В качестве альтернативы, каждая структура данных может иметь одинаковую длину, и количество структур данных может быть кратно количеству тренировочных структур, в то время как они все еще имеют одинаковую структуру частоты и выровнены. Таким образом, например, 2, 3, 4 или больше структур данных могут быть выровнены с каждой из тренировочных структур. В общем случае, длина структур данных должна быть меньше или максимум равна эффективной полосе пропускания приемника таким образом, чтобы структуры данных можно было принимать в устройстве 63 приема. Кроме того, устройство 54 передачи может быть выполнено с возможностью динамического изменения последовательности структуры данных, например, длины и/или количества структур данных. В качестве альтернативы, структура последовательностей данных может быть фиксированной или постоянной.
Кроме того, следует отметить, что структуры данных, предпочтительно, содержат пилотные сигналы, отображенные на некоторые из несущих частот, для того, чтобы обеспечить возможность тонкой оценки канала на стороне приема. Таким образом, пилотный сигнал может быть рассеян среди несущих с данными в виде регулярной или не регулярной структуры.
В устройстве 54 передачи несущие частоты с пилотными сигналами из средства 55 отображения пилотного сигнала, несущие частоты с данными сигналов из средства 57 отображения сигналов, и несущие частоты с данными из различных средств 58, 58', 58'' отображения данных затем комбинируют в виде структуры или последовательности 29 фрейма в соответствии с настоящим изобретением в средстве 59 формирования фрейма.
Обычно структура фрейма в соответствии с настоящим изобретением может быть фиксированной или постоянной, то есть, общая полоса пропускания, так же, как и расширение каждого фрейма в направлении времени, должны быть фиксированными и всегда одинаковыми. В качестве альтернативы, структура фрейма также может быть гибкой, то есть, общая полная полоса пропускания и/или расширение каждого фрейма в направлении времени может быть гибкой и изменяться время от времени в зависимости от требуемого применения. Например, количество временных интервалов со структурами данных может гибко изменяться. Таким образом, изменения могут быть переданы в виде сигналов в устройство приема в данных сигналов, размещенных в структурах сигналов.
На фиг.10 можно видеть, что часть 38, на которую настроено устройство 63 приема, не соответствует структуре частоты тренировочных структур 30 и структур 31 сигналов. Однако, как пояснялось выше, благодаря циклической природе последовательностей пилотного сигнала в тренировочных структурах 30, средство 67 корреляции устройства 63 приема все еще может иметь возможность выполнить авто- (или взаимную) корреляцию. Кроме того, в этой ситуации, показанной на фиг.10, для устройства 63 приема требуется информация о смещении части 38 относительно структуры частоты структуры 29 фрейма, для того, чтобы обеспечить возможность изменения компоновки принимаемых несущих сигналов с получением исходной последовательности сигналов для структур 31 сигналов, которое выполняется в средстве 71 реконструирования. Это связано с тем фактом, что структуры сигналов 31 имеют ту же структуру длины и частоты, что и тренировочные структуры 30.
Во время фазы запуска или фазы инициирования устройства 63 приема, устройство 63 приема настраивается на произвольную часть частоты в общей полосе пропускания частот. В не ограничительном примере кабельной системы широковещательной передачи тренировочная структура 30 может иметь, например, полосу пропускания 8 МГц. Таким образом, во время фазы запуска устройство 63 приема может принимать всю тренировочную структуру 30 в оригинальной последовательности или с повторно измененным порядком, а также полную структуру 31 сигналов в оригинальной последовательности или в последовательности с измененным порядком из принятой тренировочной структуры 30. Устройство 63 приема выполнено с возможностью выполнения корреляции в средстве 67 корреляции, для того, чтобы получать синхронизацию по времени, а также выполнить оценку канала (обычно грубую оценку канала) в средстве 69 оценки канала и/или выполнить расчет смещения частоты после преобразования принятых сигналов в области времени в область частот в средстве 68 преобразования. В средстве 73 оценки устройства 63 приема принятые данные сигналов оценивают, например, получают местоположение принятой структуры сигналов во фрейме таким образом, что приемник может свободно и гибко настраиваться на соответствующее желаемое положение частоты, такое как часть 38, показанная на фиг.10. В новом положении настройки, которое обычно не обязательно должно соответствовать структуре частоты тренировочных структур 30 и структур 31 сигналов, устройство 63 приема все еще может выполнять синхронизацию, оценку канала и расчет смещения частоты на основе пилотных сигналов тренировочных структур 30, благодаря их циклическое природе. Однако для того, чтобы обеспечить возможность правильной оценки данных сигналов структур 31 сигналов, порядок принятых сигналов должен быть повторно изменен, что выполняют с помощью средства 71 реконструирования, как описано выше. На фиг.11 представлено такое изменение порядка в виде схематичного примера. Последнюю часть 31' предыдущей структуры сигналов принимают до того, как будет принята первая часть 31'' последующей структуры сигналов, после чего средство 71 реконструирования помещает часть 31' после части 31'', для того, чтобы реконструировать оригинальную последовательность данных сигналов, после чего структуру сигналов с измененным порядком оценивают в средстве 73 оценки, после соответствующего обратного отображения данных сигналов из несущих частот в средстве 72 обратного отображения. Следует помнить, что содержание каждой структуры 31 сигналов одинаково, поэтому возможно такое изменение порядка.
Часто устройство приема не обеспечивает одинаковый частотный отклик по всей полосе пропускания приема, на которую настроен приемник. Кроме того, в системе передачи обычно возникает повышенное затухание на границах окна полосы пропускания приема. На фиг.12 схематично показано представление типичного примера формы фильтра. Можно видеть, что фильтр не является прямоугольным, поэтому, например, вместо полосы пропускания 8 МГц, устройство приема выполнено с возможностью эффективно принимать только в полосе пропускания 7,4 МГц. Вследствие этого, устройство 63 приема может не иметь возможности выполнять изменение порядка данных сигналов, как описано со ссылкой на фиг.11, в случае, когда структуры 31 сигналов имеют такую же длину и полосу пропускания, как и полоса пропускания приема устройства 63 приема, поэтому некоторые сигналы будут потеряны и не могут быть приняты на границе полосы пропускания приема. Для того, чтобы преодолеть эту проблему и другие проблемы, и для того, чтобы обеспечить для устройства 63 приема постоянную возможность приема одной полной структуры сигналов в оригинальной последовательности и без необходимости выполнять изменение порядка или повторно изменять компоновку принимаемых сигналов, в настоящем изобретении в качестве альтернативы или дополнительно предложено использовать структуры 31а сигналов, которые имеют уменьшенную длину по сравнению с тренировочными структурами 30. В примере, показанном на фиг.13, предложено использовать структуры 31а сигналов, которые имеют ровно половину длины тренировочной структуры 30, но, тем не менее, имеют ту же структуру частоты, что и тренировочные структуры 30. Другими словами, соответствующие две (то есть, пара) структуры 31а сигналов половинной длины сопрягают и выравнивают друг с другом для тренировочных структур 30, как показано в фиг.13. Таким образом, каждая пара структур 31а сигналов будет иметь идентичные данные сигналов, включающие в себя местоположение структур 31а сигналов в соответствующем фрейме. Однако, что касается других пар структур сигналов, в этих других парах, поскольку они имеют соответствующее другие места положения во фрейме, данные сигналов могли бы быть идентичными, за исключением информации о местоположении. В описанном выше примере каждой тренировочной структуры 30, имеющей полосу пропускания или длину 8 МГц, структура 31а сигналов могла бы иметь длину или полосу пропускания 4 МГц. В результате, для того, чтобы обеспечить передачу такого же количества данных сигналов, как ранее, может потребоваться добавить дополнительные структуры 31b сигналов половинной длины во временном интервале, который следует после структур 31а сигналов и перед структурами 32, 34, 35, 36 и 37 данных. Дополнительные структуры 31b сигналов имеют такую же компоновку/выравнивание по времени и частоте, что и структуры 31а сигналов, но содержат дополнительную и отличающуюся информацию сигналов от информации сигналов, содержащейся в структурах 31а сигналов. Таким образом, устройство 63 приема получает возможность принимать структуры 31а и 31b сигналов полностью, и средство 71 реконструирования устройства выполнено с возможностью комбинировать данные сигналов структур 31а и 31b сигналов для получения первоначальной последовательности. В этом случае средство 71 реконструирования может быть исключено из устройства 63 приема. Также возможно предусмотреть только структуры 31а сигналов в одном временном интервале с половиной длины, если все необходимые данные сигналов могут быть переданы в половине длины, и дополнительные структуры 31b сигналов не нужны. В качестве альтернативы, еще большее количество структур сигналов половинной длины можно использовать в следующем временном интервале после структур 31b сигналов.
В общем, можно отметить (для всех вариантов воплощения настоящего изобретения), что длина (или полоса пропускания) тренировочных структур, структуры данных и/или структуры сигналов может быть адаптирована к, например, может быть меньше чем или, самое большее, может быть равна эффективной полосе пропускания приема устройства 63 приема, например, в выходной полосе пропускания полосового фильтра приема, как описано выше.
Кроме того, в общем, следует отметить, что тренировочные структуры, структуры сигналов и/или структуры данных для структуры фрейма, описанной в соответствии с настоящим изобретением, могут содержать дополнительные защитные полосы, то есть, не используемые несущие в начале и/или в конце соответствующей структуры или фрейма. Например, каждая тренировочная структура может содержать защитную полосу вначале и в конце каждой структуры. В качестве альтернативы, в некоторых вариантах применения может быть предпочтительным, чтобы только первая тренировочная структура в каждом фрейме, в примере, показанном на фиг.10, тренировочная структура в положении 39, могла содержать защитную полосу только в начале структуры, и последняя тренировочная структура в каждом фрейме может содержать защитную полосу только в конце структуры. В качестве альтернативы, в некоторых вариантах применения, только первая тренировочная структура в каждом фрейме, в примере по фиг.10 тренировочная структура в положении 39 может содержать защитную полосу вначале, а также в конце структуры, и последняя тренировочная структура в каждом фрейме может содержать защитную полосу вначале, а также в конце структуры. Длина защитной полосы, содержащейся в некоторых или во всех тренировочных структурах, может быть, например, меньшей, или самое большее, может быть равна максимальному смещению частоты, с которым может работать устройство приема. В упомянутом примере полосы пропускания 8 МГц для каждой тренировочной структуры защитная полоса может иметь, например, длину 250-500 кГц или любую другую соответствующую длину. Кроме того, длина каждой из защитных полос, содержащихся в тренировочных структурах, может составлять, по меньшей мере, длину несущих частот, которые не принимают в устройстве приема из-за характеристик фильтра, как описано со ссылкой на фиг.12. Кроме того, в случае, когда структуры сигналов имеют защитные полосы, длина каждой из защитных полос, содержащейся в тренировочных структурах, может составлять, по меньшей мере, длину каждой из защитных полос структуры сигналов.
Кроме того, или в качестве альтернативы, каждая структура сигналов, то есть, структура 30, 31а и/или 31b сигналов, может содержать защитную полосу с неиспользуемыми несущими вначале и в конце каждой структуры. Пример такой ситуации показан на фиг.15, на которой схематично представлено несколько структур 31а сигналов, расположенных последовательно друг за другом в измерении частоты, каждая из которых имеет защитную полосу 31а' в ее начале и, кроме того, защитную полосу 31а'' в ее конце. Например, в системе МОЧР, в которой общая полоса пропускания передачи представляет собой кратное длины тренировочной структуры, равной 8 МГц (режим 4nk: к представляет собой размер окна Фурье из 1024 несущих/выборок, n=1, 2, 3,4). И каждая структура сигналов имеет длину 4 МГц, если предположить, что длина каждой защитной полосы вначале и в конце каждой структуры сигналов составляет 343 несущих частоты (что представляет собой количество не используемых несущих в структурах данных вначале и в конце каждого фрейма в каждом режиме 4nk). Полученное число используемых несущих в каждой структуре сигналов могло бы составить 3584/2-2×343=1106 несущих. Следует, однако, понимать, что эти числа используются только как примеры и не означают какое-либо ограничение в любом смысле. Таким образом, длина каждой из защитных полос, содержащихся в структурах сигналов, может представлять собой, по меньшей мере, длину несущих, которые не принимают в устройстве приема из-за характеристик фильтра, как описано со ссылкой на фиг.12, таким образом, что длина данных сигналов в каждой структуре сигналов равна (или может быть меньшей, чем), эффективная ширина полосы пропускания приемника. Следует отметить, что, если дополнительные структуры 31b сигналов присутствуют, как пояснялось со ссылкой на фиг.13, они будут иметь те же защитные полосы 31а' и 31а'', что и структуры 31а сигналов. Кроме того, структуры 30 сигналов, как описано со ссылкой на фиг.13, могут иметь защитные полосы 31а' и 31а'', как описано выше.
Кроме того, или в качестве альтернативы, каждая структура данных может содержать защитную полосу с не используемыми несущими вначале и в конце каждой структуры. В качестве альтернативы, в некоторых вариантах применения, только соответствующие первые структуры данных в каждом фрейме в направлении частоты, в примере, показанном на фигурах 10 и 13, структуры 32, 32', 32'', 32''' данных могут содержать защитную полосу только в начале структуры данных, и последние структуры данных в каждом фрейме в направлении частоты, в примере, показанном на фигурах 10 и 13, структуры 37, 37', 37'', 37''' данных, могут содержать защитную полосу в конце структуры данных. Таким образом, длина защитных полос структур данных могла бы, например, быть такой же как длина защитных полос структур сигналов, если структуры сигналов содержат защитные полосы, и/или защитные полосы тренировочных структур, если тренировочные структуры содержат защитные полосы.
Как отмечено выше, данные сигналов, содержащиеся в структурах 31, 31а и/или 31b сигналов (или других структурах сигналов в соответствии с настоящим изобретением), содержат информацию физического уровня, которая обеспечивает для устройства 63 приема в соответствии с настоящим изобретением возможность получать информацию о структуре фрейма и принимать и декодировать желаемые структуры данных. В соответствии с не ограничительным примером, данные сигналов могут содержать такие параметры, как общая или полная полоса пропускания передачи, длина защитной полосы для тренировочных структур, местоположения соответствующих структур сигналов во фрейме, длина защитной полосы для структур сигналов, длина защитной полосы для структур данных, количество фреймов, которые составляют суперфрейм, количество присутствующих фреймов в суперфрейме, количество структур данных в измерении частоты общей полосы пропускания фрейма, количество дополнительных структур данных в измерении времени фрейма и/или отдельных данных сигналов для каждой структуры данных в каждом фрейме. Таким образом, местоположение соответствующей структуры сигналов во фрейме может, например, обозначать положение структуры сигналов в отношении тренировочных структур или в отношении сегментации общей полосы пропускания. Например, в случае по фиг.10, в котором структуры сигналов имеют ту же длину, что и тренировочные структуры и выровнены с тренировочными структурами, данные сигналов содержат индикацию, если структура сигналов расположена в первом сегменте (например, в первом сегменте размером 8 МГц), или во втором сегменте и т.д. В случае, когда структуры сигналов имеют половину длины тренировочных структур, как, например, пояснялось со ссылкой на фиг.13, каждая пара соседних структур сигналов затем имеет одну и ту же информацию о местоположении. В любом случае, устройство приема будет выполнено с возможностью настраиваться на желаемую полосу частот в последующем фрейме, используя такую информацию о местоположении. Отдельные данные сигналов представляют собой отдельный блок данных, индивидуально предусмотренный для каждой структуры сигналов, присутствующей во фрейме, и могут содержать такие параметры, как первая несущая частота структуры данных, количество несущих частот, выделенных для структуры данных, модуляция, используемая для структуры данных, код защиты от ошибок, используемый для структуры данных, использование перемежителя по времени для структуры данных, количество вырезов частоты (несущие частоты, которые не используются для передачи данных в структуре данных) в структуре данных, положение вырезов частоты и/или значения ширины вырезов частоты. Средство 57 отображения сигналов устройства 54 передачи выполнено с возможностью отображения соответствующих сигналов данных на несущие частоты каждой структуры сигналов. Средство 67 оценки устройства 63 приема выполнено с возможностью оценки принимаемых данных сигналов и использования или перенаправления информации, содержащейся в данных сигналов, для дальнейшей обработки в пределах устройства 63 приема.
В случае, когда данные сигналов содержат упомянутую выше информацию отдельных сигналов для каждой структуры данных, присутствующей во фрейме, структура последовательности сигналов поддерживает максимальное ограниченное число структур данных в направлении частоты на фрейм, для того, чтобы ограничить размер каждой структуры сигналов до максимального размера. Таким образом, хотя количество структур данных в направлении частоты каждого фрейма может динамически и гибко изменяться, это могло бы быть справедливо только в пределах некоторого максимального количества структур данных. Дополнительные структуры данных в направлении времени каждого фрейма соответствующим образом выровнены с предыдущими структурами данных, как пояснялось выше. Таким образом, каждая дополнительная последующая структура данных имеет то же самое положение, длину, модуляцию и т.д., что и предыдущая структура данных таким образом, что данные сигналов для предыдущей структуры данных также действительны для последующей структуры данных. Таким образом, количество дополнительных структур данных в направлении времени каждого фрейма может быть фиксированным или гибким, и эта информация также может содержаться в данных сигналов. Аналогично, структура последовательности сигналов может поддерживать только максимальное ограниченное количество вырезанных частот в каждой структуре данных.
В качестве альтернативы или в дополнение, для того, чтобы преодолеть проблему, состоящую в том, что части структур 31 сигналов не могут быть приняты устройстве 63 приема, устройство 54 передачи может, в случае необходимости, содержать средство 56 кодирования ошибки, выполненное с возможностью добавления определенного вида кодирования ошибки, избыточности, такого как кодирование повторения, циклическое кодирование с избыточностью или тому подобное для данных сигналов, которые отображают на несущие частоты структур сигналов, используя средство 57 отображения сигналов. Дополнительное кодирование ошибки может обеспечить возможность для устройства 54 передачи использовать структуры 31 сигналов той же длины, что и тренировочные структуры 30, как показано на фиг.10, поскольку устройство 63 приема выполнено с возможностью, например, с помощью средства 71 реконструирования, выполнять определенного рода детектирование и/или коррекцию ошибок для реконструирования первоначальной структуры сигналов.
Для упомянутого выше примера структур сигналов, имеющих длину 4 МГц и выровненных с тренировочными структурами (сегментами) 8 МГц в системе МОЧР, следующая таблица представляет конкретный (не ограничительный) пример структуры сигнала:
Таблица 1
Структура сигналов
n из n4k
4 бита
Текущее значение n из n4k
4 бита
Длина защитного интервала
2 бита
Длина суперфрейма
16 битов
Номер фрейма
16 битов
Номер структур данных
5 битов (или 4 или 6 битов)
Цикл по структурам данных с индивидуальной информацией о каждой структуре данных {
n - номер сегмента
4 бита
Начальный номер несущей
12 битов
Ширина структуры данных (количество несущих)
12 битов
QAM (КАМ, квадратурная амплитудная модуляция) модуляция структуры данных
3 бита
LDPC (ПЧНП, проверка на четность низкой плотности) blocksize
1 бит
ПЧНП coderate
3 бита
Разрешение перемежения по времени
1 бит
Количество вырезов
2 бита
Цикл по вырезам {
Начальный номер несущей
12 битов
Ширина выреза(количество несущих)
12 бит
} Конец цикла по вырезам
повторная обработка PSI/SI (СПИ/ИУ, специфичная для программы информация/информация услуги)
1 бит
} Конец цикла по структурам данных
Зарезервировано
1 бит (или 0 или 2 бита)
CRC_32MIP
32 бита
Предпочтительно, структура фрейма может иметь максимум 32 структуры данных на фрейм в измерении частоты, таким образом, что в системе с общей полосой пропускания 32 МГц (четыре длины тренировочной структуры 8 МГц), каждая структура данных имеет минимальную длину 1 МГц. Полученный в результате максимальный размер структуры сигналов составляет
(48+32+32(36+4*24))=48+32+4224=4304 бита. Соответствующее сокращенное кодирование Рида-Соломона можно применять для данных сигналов. Кодированные данные, например, можно отображать на два последовательных символа QPSK (КФМН, квадратурная фазовая манипуляция), или можно использовать любую другую соответствующую модуляцию.
В качестве альтернативы, структура фрейма может иметь максимум 64 структуры данных на фрейм в измерении частоты, таким образом, что в системе с общей полосой пропускания 32 МГц (четыре длины тренировочной структуры 8 МГц), каждая структура данных имеет минимальную длину 0,5 МГц. Полученный в результате максимальный размер структуры сигналов составляет (48+32+64(36+4*24))=48+32+8448=8528 бита. Соответствующее сокращенное кодирование Рида-Соломона можно применять к данным сигналов. Кодированные данные могут, например, быть отображены на два последовательных символа с 16-КАМ, или можно использовать любую другую соответствующую модуляцию.
В качестве альтернативы, структура фрейма может иметь максимум 16 структур данных на фрейм в измерении частоты, таким образом, что в системе с общей полосой пропускания 32 МГц (четыре длины тренировочной структуры 8 МГц), каждая структура данных имеет минимальную длину 2 МГц. Полученный в результате максимальный размер структуры сигналов составляет (48+32+16 (36+4*24))=48+32+2112=2192 битов. Соответствующее сокращенное кодирование Рида-Соломона можно применять к данным сигналов. Кодированные данные могут, например, быть отображены на один символ КФМН, или можно использовать любую другую соответствующую модуляцию.
Далее параметры данных сигналов, представленные выше в таблице 1, будут описаны более подробно:
а) n из n4k:
Определяет общую полосу пропускания передачи предложенной системы 4nk, как значение, кратное 8 МГц
n=1: 8 МГц
n=2: 16 МГц
n=3: 24 МГц
n=4: 32 МГц
………
b) Текущее значение n из n4k:
Обозначает местоположение декодированной структуры сигналов в полном канале n4k (фрейм)
0000
зарезервировано
0001
0…8МГц (n=1)
0010
8…16МГц (n=2)
0011
16…24МГц (n=3)
0100
24…32МГц (n=4)
с) Длина защитного интервала:
Определяет длину защитных интервалов (или полос) для всех структур данных, а также для структур сигналов
00
GI=1/64
01
GI=1/128
10
GI=1/256
11
зарезервировано
d) Длина суперфрейма:
Этот параметр описывает количество фреймов, из которых построен один суперфрейм
е) Номер фрейма:
Позволяет подсчитывать фрейм в одном суперфрейме. В начале каждого суперфрейма такой счетчик сбрасывают.
f) Количество структур данных:
Определяет количество структур частот в общей полосе пропускания канала
g) Номер n-сегмента:
Этот параметр сигнализирует местоположение первой несущей структуры данных (то есть, какой сегмент размером 8 МГц)
h) Номер начальной несущей:
Определяет первую несущую структуры данных. Нумерацию выполняют относительно фрейма соответствующего сегмента 8 МГц
i) Ширина структуры данных:
Определяет количество выделенных несущих для структуры данных
j) КАМ структуры данных:
Этот параметр обозначает модуляцию КАМ для структуры данных
000
16-КАМ
001
64-КАМ
010
256-КАМ
011
1024-КАМ
100
4096-КАМ
101
16384-КАМ
110
65536-КАМ
111
зарезервировано
к) ПЧНП blocksize:
Определение ПЧНП blocksize:
0
16 k blocksize
1
64 k blocksize
1) ПЧНП coderate:
Определение скорости кода выбранного ПЧНП (проверка на четность низкой плотности) для структуры данных
0000
2/3
0001
3/4
0010
4/5
0011
5/6
0100
8/9
0101
9/10
0110-1111
зарезервировано
m) Разрешен перемежитель по времени:
Передает сигналы об использовании перемежителя по времени для этой структуры данных
h) Количество вырезов:
Определение присутствия или количества вырезов в этой структуре данных
00
вырез в этой структуре данных отсутствует
01
1 вырез в этой структуре данных
10
2 выреза в этой структуре данных
11
3 выреза в этой структуре данных
о) Начало выреза:
Определяет первую несущую структуры данных
р) Номер несущей:
Нумерацию выполняют относительно фрейма соответствующего сегмента размером 8 МГц
q) Ширина выреза:
Определяет количество выделенных несущих для выреза
г) Повторная обработка СПИ/ИУ:
Передает сигналы о том, выполняется ли повторная
обработка СПИ/ИУ в головном узле
0
повторная обработка СПИ/ИУ запрещена
1
повторная обработка СПИ/ИУ разрешена
s) CRC _32 МЕР:
32-битное кодирование CRC для блока сигналов L1
Для того чтобы обеспечить еще лучший прием структур сигналов в устройстве 63 приема, в настоящем изобретении дополнительно предложено оптимизировать положение настройки устройства 63 приема. В примерах, показанных на фиг.10 и 13, приемник настроен на часть 38 полосы пропускания передачи путем установки по центру части 38 вокруг полосы пропускания частот в структурах данных, предназначенных для приема. В качестве альтернативы, устройство 63 приема может быть настроено таким образом, чтобы прием структуры 31 сигналов был оптимизирован, благодаря размещению части 38 таким образом, чтобы максимальная часть структуры 31 сигналов была принята, в то время как желательная структура данных при этом будет полностью принята. В качестве альтернативы, в настоящем изобретении предложено, чтобы длина соответствующих структур данных не отличалась от длины соответствующих структур 30 преамбулы и структур 31 сигналов больше, чем на определенный процент, например, на 10%. Пример такого решения можно найти на фиг.14. Границы между структурами 42, 43, 44 и 45 данных не отклоняются (в направлении частоты) от границ между структурами 30 преамбулы и структурами 31 сигналов более, чем на определенный процент, например (но без ограничения) на 10%. Такой небольшой процент может затем быть скорректирован с использованием описанного выше дополнительного кодирования ошибки в структурах 31 сигналов.
На фиг.16 показано представление в области времени примера фрейма 47 в соответствии с настоящим изобретением. В устройстве 54 передачи, после того, как структура или последовательность фрейма будет сгенерирована в средстве 59 формирования фрейма, структуру фрейма в области частоты преобразуют в область времени с помощью средства 60 преобразования. Пример полученного в результате фрейма в области времени теперь показан на фиг.15. Фрейм 47 содержит множество сокращенных тренировочных символов 48, полученных в результате отображения пилотных сигналов только на каждую m-ую несущую частоту (m представляет собой натуральное число, большее или равное 2) с помощью средства 55 отображения пилотного сигнала, после чего следует защитный интервал 49, символ 50 сигналов, дополнительный защитный интервал 51 и множество символов 52 данных, которые, соответственно, разделены защитными интервалами 53. Хотя ситуация, в которой только один символ сигнала присутствует в области времени, соответствует примеру, показанному на фиг.10, в котором только один временной интервал со структурами сигналов присутствует в структуре фрейма в области частот, пример, показанный на фиг.13 с двумя временными интервалами, со структурами 31а и 31b сигналов, соответственно, мог бы привести к присутствию двух структур сигналов в области времени, которые, в конечном итоге разделены защитным интервалом. Защитные интервалы могут представлять собой, например, циклические расширения полезных частей соответствующих символов. Надежность синхронизации может быть, в общем, улучшена путем инвертирования последнего тренировочного символа, то есть, инвертирования фазы последнего тренировочного символа относительно предыдущих тренировочных символов (которые все имеют одинаковую фазу). В примере системы МОЧР символы сигналов и символы данных, включающие в себя свои предусмотренные, в конечном итоге, защитные полосы, могут, соответственно, иметь длину одного символа МОЧР. Фреймы в области времени затем пересылают в средство 61 передачи, которое обрабатывает сигнал в области времени, в зависимости от используемой системы с множеством несущих, например, применяя преобразование сигнала с повышением частоты до желаемой частоты передачи. Сигналы передачи затем передают через интерфейс 62 передачи, который может представлять собой кабельный интерфейс или беспроводный интерфейс, такой как антенна или тому подобное.
Количество сокращенных тренировочных символов 48 во фрейме 47 зависит от желаемого варианта воплощения и используемой системы передачи. В не ограничительном примере количество сокращенных тренировочных символов 48 может составлять 8, что представляет собой хороший компромисс между сложностью корреляции и надежностью синхронизации.
На фиг.16 дополнительно показано, что соответствующее количество фреймов может быть скомбинировано в суперфреймы. Количество фреймов на суперфрейм, то есть, длина каждого суперфрейма в направлении времени может быть фиксированной или может изменяться. Таким образом, может быть установлена максимальная длина, до которой суперфреймы могут быть установлены динамически. Кроме того, может быть предпочтительным, чтобы данные сигналов в структурах сигналов для каждого фрейма в суперфрейме были одинаковы и, чтобы изменения в данных сигналов происходили только от суперфрейма к суперфрейму. Другими словами, модуляция, кодирование, количество структур данных и т.д. могли бы быть одинаковыми в каждом фрейме суперфрейма, но могли бы затем отличаться в последующем суперфрейме. Например, длина суперфреймов в системах широковещательной передачи может быть больше, поскольку данные сигналов могут не меняться так часто, и в интерактивной системе длина суперфрейма может быть короче, поскольку оптимизация параметров передачи и приема может быть выполнена на основе обратной связи от приемника к передатчику.
Элементы и функции устройства 54 передачи, блок-схема которого показана на фиг.17, пояснялись выше. Следует понимать, что фактическое воплощение устройства 54 передачи будет содержать дополнительные элементы и функции, необходимые для фактической работы устройства передачи в соответствующей системе. На фиг.17 показаны только элементы и средства, необходимые для пояснения и понимания настоящего изобретения. То же относится к устройству 63 приема, блок-схема которого показана на фиг.18. На фиг.18 показаны только элементы и функции, необходимые для понимания настоящего изобретения. Дополнительные элементы будут необходимы для фактической работы устройства 63 приема. Кроме того, следует понимать, что элементы и функции устройства 54 передачи, а также устройство 63 приема, могут быть воплощены в устройстве, системе и т.д. любого типа, адаптированных для выполнения функций, описанных и заявленных в настоящем изобретении.
Настоящее изобретение, кроме того, направлено на структуру фрейма (и соответственно, на адаптированное устройство передачи и приема, и на способ, как описано выше), которое, в качестве альтернативы к описанным выше вариантам воплощения, имеет множество (две или больше) структур данных, в которых, по меньшей мере, одна структура данных имеет длину, отличающуюся от длины другой структуры (структур) данных. Такая структура последовательностей данных с переменной длиной может быть скомбинирована, либо в виде последовательностей тренировочных структур с идентичной длиной и содержанием, как описано выше, или в виде последовательности тренировочных структур, в которых, по меньшей мере, одна тренировочная структура имеет длину и/или содержание, отличающееся от других тренировочных структур, то есть, переменную длину тренировочной структуры. В обоих случаях, для устройства 63 приема потребуется некоторая информация об изменяющейся длине структуры данных, которая может быть передана с помощью отдельного канала передачи данных сигналов или с использованием данных сигналов, содержащихся в структурах данных сигналов, содержащихся в структуре фрейма, как описано выше. В последнем случае возможно такое воплощение, если первая тренировочная структура и первая структура сигналов в каждом фрейме всегда имеет одинаковую длину, в котором устройство приема всегда может получать информацию о переменных структурах данных путем приема первой тренировочной структуры и структуры сигналов в каждом или в необходимых фреймах. Конечно, возможны другие варианты воплощения. В остальном, все еще применима остальная часть приведенного выше описания в отношении тренировочных структур, структур данных и структур сигналов, а также возможных вариантов воплощения устройства 54 передачи и устройства 63 приема.
1. Основные положения
Следующее описание представляет собой предложение для предпочтительного варианта воплощения настоящего изобретения в будущей цифровой системе широковещательной передачи видеоданных на основе кабельной связи, такой как (но без ограничений), DVB-C2 (ЦВТ-К2, цифровое видео- и телевещание - кабельное 2). Последнее развитие стандартов физического уровня второго поколения для спутниковой передачи (DVB-S2, ЦВТ-С2, цифровое видео- и телевещание - спутниковое 2)) и наземной (DVB-T2, ЦВТ-Н2, цифровое видео- и телевещание - наземное 2)) передачи привело к необходимости, для операторов кабельных сетей обеспечивать улучшенные и конкурентоспособные технические характеристики и гибкость для цифровой широковещательной передачи и интерактивных услуг, чем могут быть получены с использованием текущего стандарта ЦВТ-К первого поколения.
Цель такого предложения состоит в том, чтобы обеспечить полное решение системы в соответствии с текущими и ожидаемыми будущими требованиями кабельных сетей, но которые можно было бы применять также к наземным сетям.
Такое предложение обеспечивает существенное улучшение пропускной способности и гибкости системы, благодаря множеству новых и улучшенных свойств:
• Гибкая и чрезвычайно эффективная схема модуляции МОЧР:
- Использование не только существующего растра частот 8 МГц, но также и больших полос пропускания с определенными значениями, кратными 8 МГц, позволяет реализовать спектрально чрезвычайно эффективную систему передачи
- Прием, на основе интервала частоты, обеспечивающий возможность воплощения приемника с эффективным использованием затрат и увеличенной гибкостью системы.
- Вырез поднесущих МОЧР для поддержки эффективной защиты (в отношении безопасности) наземных услуг (Накопленное излучение кабельных сетей нарушает работу наземных услуг)
• Модуляция более высокого порядка поднесущих МОЧР обеспечивает существенное увеличение пропускной способности по текущим системам ЦВТ-К
- Вплоть до 69,8 Мбит/с, используя модуляцию поднесущих 1024QAM (в полосе пропускания приема 8 МГц)
- Вплоть до 83,7 Мбит/с, используя модуляцию поднесущих 4096QAM (в полосе пропускания приема 8 МГц)
• Кодек ПЧНП, повторно используемый из ЦВТ-С2 и ЦВТ-Н2, со скоростями кода, оптимизированными для кабельной системы, обеспечивает усиление больше чем 3 дБ по сравнению с текущим кодированием и способствует обеспечению совместимости с системами ЦВТ второго поколения
• Поддержка транскодирования спутниковых и наземных услуг для кабельных систем
• Поддержка для нескольких форматов входных потоков (одиночный и/или множество транспортных потоков (TS, ТП) информации и Обобщенная инкапсуляции потоков (GSE, ОИП))
• Оптимизация пропускной способности, в случае доступных возвратных каналов
- Малая задержка в системе, для поддержки интерактивных услуг
- Адаптация поднесущих МОЧР, для оптимизации пропускной способности в зависимости от местоположения и конкретных условий SNR (ОСП, отношение сигнал/помеха в данном интервале частоты.
Такое предложение представляет собой предложение по полной системе и относится ко всем аспектам требований. Детальное сравнение требований, относящихся к С2 (К2), приведено вместе с описанием технологии в параграфе 5.
Используются следующие сокращения:
АСМ
(АКМ)
Адаптивное кодирование и модуляция
AWGN
(АБГШ)
Аддитивный белый гауссов шум
код ВСН
(БЧХ)
Двоичный блок коррекции множества ошибок Бозе-Чаудхури-Хохквенгема
CAZAC
(ПАНАК)
Форма колебаний нулевой автокорреляции с постоянной
амплитудой
ССМ
(ПКМ)
Постоянное кодирование и модуляция
CRC
(ПЦИ)
Проверка циклической избыточности
FEC
(ПКО)
Прямая коррекция ошибки
GI
(ЗИ)
Защитный интервал
GS
(ОП)
Обобщенный поток
(ОИП)
Инкапсуляция обобщенного потока
GSM
(ОПМ)
Глобальная система мобильной связи
LDPC
(ПЧНП)
Код проверки на четность малой плотности
OFDM
(МОЧР)
Ортогональное мультиплексирование с частотным разделением каналов
PAPR
(УОПС)
Уменьшение отношения пикового к среднему значению
PSI/SI
(СПИ/ИУ)
Специфичная для Программы Информация/Информация
услуги
QAM
(КАМ)
Квадратурная амплитудная модуляция
QoS
(КУ)
Качество услуги
RF
(РЧ)
Радиочастота
SMATV
(СТВКА)
Спутниковое телевидение с приемом на коллективную антенну
SNR
(ОСП)
Отношение сигнал/помеха
TS
(ТП)
Транспортный поток информации
VCM
(ПКМ)
Переменное кодирование и модуляция
VoD
(ВПТ)
Видео по требованию
Следует понимать, что все функции и требования, описанные ниже, могут быть воплощены в соответствующим образом установленном средстве и элементах устройства 54 передачи, показанного и описанного со ссылкой на фиг.17 и/или устройства 63 приема, показанного и описанного со ссылкой на фиг.18. Кроме того, следует понимать, что представленное ниже подробное описание предпочтительных вариантов воплощения не предназначено для ограничения объема настоящего изобретения, как определено в формуле изобретения.
2. Обзор системы
2.1. Гибкая система n4k
Предложенная система включает в себя высокий уровень гибкости в отношении отображения различных входных форматов (одиночный/множественный ТП и ОИП) на поднесущие МОЧР.
Основная концепция состоит в том, чтобы связать и мультиплексировать как можно большее количество входных потоков данных на соответствующее количество поднесущих МОЧР, которые, в общем, не превышают максимальную полосу пропускания тюнера на стороне приемника (например, 8 МГц, включая в себя соответствующие защитные полосы). Это определено как частотный срез данных.
Подканал обозначает один блок полосы пропускания 8 МГц существующего растра кабельного канала. Существующую полосу пропускания ЦВТ-К (то есть, 8 МГц) можно использовать как одиночный канал. Однако, для того, чтобы дополнительно увеличить эффективность спектра n подканалов МОЧР шириной 8 МГц можно комбинировать или "связывать" вместе, для формирования большего канала. Несколько частотных срезов данных могут быть скомбинированы в канале. При этом не существует фиксированное назначение полосы пропускания для частотных срезов, они не обязательно выровнены по подканалам размером 8 МГц.
Спектральная эффективность увеличивается, поскольку защитные полосы спектра МОЧР используются только однажды на каждой стороне среди общей полосы пропускания канала. Формование спектра защитной полосы не меняется при разных значениях полосы пропускания канала. На фиг.19 иллюстрируются различные примеры полосы пропускания канала с соответствующими защитными полосами.
Очевидно, что чем больше общая полоса пропускания канала, тем меньше спектральные издержки, связанные с защитными полосами. Верхний предел общей полосы пропускания канала зависит от доступной технологии (Ц/А преобразователь) на стороне головного узла. В Таблице 22 иллюстрируется процент издержек для различных полос пропускания спектра МОЧР, если применяют одну и ту же форму защитной полосы:
Таблица 2
Издержки в связи с защитной полосой для различных полос пропускания спектра МОЧР
Полоса пропускания канала МОЧР
Издержки в связи с защитной полосой
8 МГц
5,1%
16 МГц
2,5%
24 МГц
1,7%
32 МГц
1,2%
…
…
Полоса пропускания частотного среза данных не связана с каким-либо фиксированным частотным растром, и ее можно регулировать прямым способом в соответствии с требованиями полосы пропускания входных потоков. Единственное требование состоит в том, чтобы количество выделенных поднесущих не превышало полосу пропускания тюнера на стороне приемника. Статистическое мультиплексирование применяют для среза данных и получают пользу из этих полос пропускания, которые делают как можно большими.
Общая полоса пропускания канала должна составлять собой кратное n растра подканала (8 МГц). Это позволяет сделать простым планирование работы сети, а также достаточно большие размеры шага настройки тюнера приемника.
Модуляцию МОЧР выводят из режима работы 4 k, используемого в ЦВТ-Н/Т2, который расширяют на множество растров подканала. Система поэтому называется системой n4k (n обозначает количество связанных блоков модуляции 4 k).
2.2. Частичный прием МОЧР
Для того чтобы обеспечить возможность воплощения приемника с эффективными минимальными затратами, предложен прием МОЧР на основе срезов частоты.
Сегментированный прием МОЧР с фиксированными размерами сегмента в настоящее время уже успешно развернут в ISDB-T (КСЦВ-Н, комплексная служба цифрового вещания - наземная). В этих системах возможен прием отдельных сегментов или комбинированных сегментов. Основное применение КСЦВ-Н состоит в том, чтобы обеспечить мобильный прием, а также фиксированный наземный прием в пределах одного РЧ канала.
Предложенная система С2 содержит произвольное регулируемое назначение блоков поднесущей, как показано на фиг.20. Предложенный головной узел С2 выполнен с возможностью расчета для каждого суперфрейма сборки удельного распределения входного потока и среза частоты всех поднесущих МОЧР. В идеале каждый входной поток или каждую группу входных потоков отображают на соответствующую подгруппу поднесущих МОЧР. Количество выделенных поднесущих может быть выведено непосредственно из скорости входных данных. Это включает в себя комбинированные издержки, связанные с адаптацией режима, адаптацией потока и кодированием ПКО, и прирост, благодаря модуляции КАМ.
Разделение общего канала МОЧР на различные частотные срезы (также называемые частотными структурами или сегментами) определено по сигналам L1 (секция 3.7.2). Приемник настраивается на частоту, которая содержит желаемый частотный срез данных. Частичную демодуляцию МОЧР применяют к выбранному принимаемому спектру 8 МГц.
Примечание: ширина частотного среза данных может быть меньшей, чем полоса пропускания приема приемника. В этом случае приемник выбирает после демодуляции МОЧР только информацию соответствующих поднесущих и передает их в следующие секции декодирования.
2.3. Обзор системы С2
На следующей фиг.21 иллюстрируется блок-схема верхнего уровня предложенной системы С2.
На первом этапе в предложенной системе передачи различные входные потоки (одиночные или множественные ТП, или ОП) объединяют, и формируют из них пакеты с получением пакетов в основной полосе пропускания, аналогично ЦВТ-С2. Такой вид адаптации режима обеспечивает возможность специфичной для потока (то есть, ТП или ОП) регулировки требуемого уровня надежности. При этом возможно подавать одиночный ТП или ОП на относительно небольшое количество поднесущих МОЧР. Однако для увеличения разноса подканала (то есть, применяя перемежитель частоты по большему количеству поднесущих) предпочтительно связывать как можно большее количество входных потоков, для того, чтобы приблизиться к максимальной возможной полосе пропускания (то есть, полосе пропускания тюнера на стороне приемника).
Следующий этап представляет собой этап адаптации потока, на котором выполняют заполнение (если требуется) и применяет скремблирование в основной полосе, перед применением кодирования ПКО.
Этап кодирования ПКО содержит кодер БЧХ, кодер ПЧНП, а также модуль перемежителя битов, аналогично тому, что используется в ЦВТ-Н2. Нормальный размер выходного блока кодера ПЧНП составляет 64800 битов. Однако, для того, чтобы поддержать малую задержку (например, как требуется, например, в интерактивных услугах), также поддерживаются более короткие размеры блока ПЧНП (то есть, 16200 бит, как известно из ЦВТ-Н2).
Для того, чтобы удалить нижний уровень, связанный с ошибками для высоких совокупностей КАМ (1024 КАМ и выше), используют регулируемый БЧХ с коррекций Т ошибки 12 битов.
Затем фреймы ПКО, кодированные ПЧНП, поступают на этап BICM (КМПБ, кодированная модуляция с перемежением битов). Здесь выход кодера ПЧНП подвергают перемежению битов, как в ЦВТ-Н2, с конкатенацией перемежения четности, после чего выполняют перемежение со скручиванием колонок и обработку в демультиплексоре. Расширение перемежения битов для новых, высокого порядка совокупностей КАМ включены в этот документ.
После отображения кодером КАМ входящих битов на сложные символы КАМ, отображение КАМ основано на кодировании Грея, и предложено расширение отображения Т2 для 1024 КАМ и 4096 КАМ.
Для обеспечения гибких установок, для того, чтобы соответствовать различным требованиям и средам, модуляция и параметры ПКО могут быть модифицированы. В предложенной системе обеспечивается два разных режима работы:
- Для широковещательных потоков данных установку модуляции и кодирования для каждого среза данных (то есть, соответствующего количества поднесущих МОЧР) регулируют исключительно на стороне передатчика. Установки выбирают так, чтобы гарантировать требуемый уровень качества обслуживания в пределах всей сети. Модуляцию и кодирование для каждого среза данных можно изменять от суперфрейма к суперфрейму. Каждый суперфрейм в пределах среза данных (также называется структурой или сегментом данных) имеет одну и ту модуляцию и кодирование.
- Если в кабельной сети предусмотрен обратный канал, приемник может информировать передатчик о его состояниях ОСП, для того, чтобы оптимизировать выбранную модуляцию и кодирование. Это особенно важно для оптимизации пропускной способности для интерактивных услуг, обеспечиваемых от точки к точке (на основе IР (ПИ, протокол Интернет), например, трафик Интернет DOCSIS (СИКСПД, Спецификация интерфейса кабельной службы системы передачи данных) или передача видео по требованию - ВПТ). Меньшие многоадресные соединения также могут получать преимущество из информации об ОСП, если передатчик выбирает модуляцию и кодирование в соответствии с приемником с самым худшим ОСП для соответствующего среза данных.
Следующий этап представляет собой обработку перемежителя по времени, которая позволяет уменьшить влияние импульсивных шумов и других шумовых пакетов. Перемежитель по времени совмещают с общей длиной фрейма, и его можно выключать для критичных по времени услуг, таких как интерактивные услуги, для которых требуется малая задержка.
Перемежение по частоте используют для усреднения пульсации ОСП по всей ширине среза частоты. Хотя основная архитектура основана на перемежителе по частоте из ЦВТ-Н и ЦВТ-Н2, ширина перемежителя по частоте изменяется, и ее согласуют с количеством поднесущих, которые выделяют для данного конкретного среза данных. Во время работы может быть легко выполнено специфичное для перемежителя частоты отображение памяти и обратное отображение памяти на стороне передатчика, а также на стороне приемника.
Выходной сигнал каждого перемежителя символа затем отображают на один срез данных (также называется структурой данных).
Построитель символа МОЧР комбинирует все различные входящие потоки путем отображения всех их на соответствующее необходимое количество поднесущих, включающее в себя вставку соответствующей пилотной структуры.
Общее количество поднесущих в одном символе МОЧР увеличивается при увеличении количества связанных каналов шириной 8 МГц (система n4k). Совмещения этих срезов данных не имеют каких-либо ограничений по сегментации, как показано на фиг.22. Единственное требование состоит в том, чтобы ширина одного среза данных (то есть, количество выделенных поднесущих) не превышала ширину полосы пропускания приемника (то есть, 8 МГц, соответственно, для того, чтобы пройти через полосу пропускания входных каскадов приемника).
Предложенное выполнение срезов по частоте обеспечивает очень эффективное отображение накопления совокупности потребности в полосе пропускания всех входных потоков различных данных на общую большую полосу пропускания без каких-либо существенных издержек, связанных с заполнением.
После этого защитный интервал заранее прикрепляют к каждому символу МОЧР. В этом документе предложены три разных значения длины защитного интервала для обеспечения возможности оптимизации защитного интервала в соответствии с конкретной сетевой средой (то есть, максимальной длиной эхо-сигнала).
В конечном блоке формирования фрейма каждые 320 символов данных МОЧР разделяют с помощью преамбулы, состоящей из фазы тренировочной последовательности (обеспечивают всю важную синхронизацию, а также функции исходной оценки канала), и два символа сигналов L1, модулированные 16-КАМ (содержащие всю важную информацию о физическом уровне для поступающего фрейма).
2.4. Транскодирование услуги ЦВТ-С/ЦВТ-С2
Для транскодирования спутниковых потоков в кабельные сети С2 обычно используют блок-схему, показанную на фиг.21: уровень ТП используют как интерфейс между декодированием спутника и кодированием, относящимся к С2. Выходные потоки на основе ТП системы ЦВТ-S, поэтому кодированы в соответствии с верхней цепочкой сигнала.
Для того чтобы выполнить правильную адаптацию всей поступающей информации СПИ/ИУ в пределах всех транспортных потоков информации, все дополнительные блоки повторной обработки СПИ/ИУ включены в начало предложенного кодирования С2.
Примечание: такая же обработка на основе ТП может быть применима для транскодирования транспортных потоков ЦВТ-Т или ЦВТ-Н2 в кабельной сети.
Для головных узлов СТВКА, которые транскодируют услуги ЦВТ-С2 в меньшие кабельные сети, обработка СПИ/ИУ может не применяться (аналогично системам ЦВТ-К СТВКА). В этом случае нет необходимости выполнять в обратном порядке все этапы кодирования для ввода сигналов в кабельную сеть. Кроме того, сигналы ЦВТ-С2 декодируют только до уровня пакета основной полосы. Такие пакеты основной полосы затем непосредственно вводят предложенную систему С2. На фиг.24 показана соответствующая блок-схема.
3. Описание системы
3.1. Адаптация режима
Адаптацию режима повторно используют в максимально возможной степени из ЦВТ-С2. Система работает с входом транспортного потока или входом обобщенного потока (протокол ЦВТ ОИП, для адаптации потока ПИ в обобщенный поток). Оба формата поддерживают одиночный и множественный режимы входного потока, как показано на фиг.25.
Этот вид адаптации режима обеспечивает возможность специфичной для потока регулировки (то есть, ТП или ОП) требуемого уровня надежности. Чем выше ОСП, тем выше режим "ModCod" используют (то есть, комбинацию схемы модуляции и выбранного ПКО).
На уровне кабельного канала пульсацию ОСП ограничивают по сравнению с наземными системами. Поэтому основной упор в данном предложении направлен на простоту и уменьшение издержек при передаче сигналов.
Аналогично ЦВТ-С2, различные конфигурации потоков поддерживают для обеспечения требуемой гибкости системы:
• Одиночный вход транспортного потока (ПКM): Все услуги входного потока защищены на одном и том же уровне ПКО с помощью системы. ПКМ не доступен непосредственно на уровне одиночного транспортного потока.
• Ввод множества транспортных потоков (ПКМ и ПерКМ):
- Каждый транспортный поток может быть защищен отдельно с помощью уровня одиночного ПКО
- Защита может быть разделена по разным транспортным потокам (ПерКМ).
3.2. Кодирование ПКО
3.2.1. БЧХ
Кодирование БЧХ выполняют в соответствии с ЦВТ-С2. Использование БЧХ с коррекцией 12 ошибок предложено для всех скоростей кодов, для того, чтобы исключить высокий уровень, связанный с ошибками, который можно наблюдать для модуляций более высокого порядка (1024QAM, 4096QAM), предложенных для ЦВТ-С2.
Таблица 3
Параметры кодирования (для нормального FECFRAME n<sub>1dpc</sub>=64 800)
Кодек ПЧНП
Блок К<sub>БЧХ</sub> раскодированный БЧХ
Блок N<sub>БЧХ</sub> кодированный БЧХ и блок k<sub>ПЧНП </sub>раскодированный ПЧНП
Коррекция t-ошибки БЧХ
N<sub>БЧХ</sub>-K<sub>БЧХ</sub>
2/3
43008
43 200
12
192
3/4
48408
48 600
12
192
4/5
51648
51 840
12
192
5/6
53808
54 000
12
192
8/9
57408
57 600
12
192
9/10
58128
58 320
12
192
Таблица 4
Кодирование параметров (для короткого FECFRAME n<sub>1dpc</sub>=16 200)
Идентификатор кода ПЧНП
Блок К<sub>БЧХ</sub> раскодированный БЧХ
Блок N<sub>БЧХ</sub> кодированный БЧХ и блок k<sub>ПЧНП</sub> раскодированный ПЧНП
Коррекция t-ошибки БЧХ
N<sub>БЧХ</sub>-K<sub>БЧХ</sub>
2/3
10632
10 800
12
168
3/4
11712
11 880
12
168
4/5
12432
12 600
12
168
5/6
13152
13 320
12
168
8/9
14232
14 400
12
168
3.2.2. ПЧНП
1dpc
Кодирование ПЧНП выполняют в соответствии с ЦВТ-С2. Размер блока кодека ПЧНП составляет N=16200 или 64800.
3.2.3. Перемежитель
3.2.3.1. Перемежитель битов
Перемежитель битов следует использовать для оптимизации назначения между битами кода ПЧНП и кода Грея, отображенных на биты символов КАМ. Так же, как и в ЦВТ-Н2, он должен состоять из перемежителя блоков и демультиплексора.
c
r
c
В части перемежителя блоков, как показано на фиг.26, для выхода кодера ПЧНП вначале требуется выполнить перемежение по четности, и затем его требуется сохранить в запоминающем устройстве из N колонок и N строк. Данные записывают колонка за колонкой со смещением t для скручивания колонок, и считывают ряд за рядом.
c
0,r
1,r
2,r
Nc-1,r
0,r
1,r
2,r
Nc-1,r
m
N-тый выход {b, b, b,…,b} в отношении r-ого ряда переставляют в {y, y, y,…,y} в части демультиплексора, где каждые m битов принадлежат символу 2-КАМ.
В дополнение к совокупностям ЦВТ-Н2, 1024КАМ и 4096КАМ предложены для услуг широкого вещания. Необходимые параметры показаны в Таблице 5, 6 и 7.
Таблица 5
Структура перемежителя битов (1024КАМ, 4096КАМ)
N<sub>ПЧНП</sub>=64800
N<sub>ПЧНП</sub>=16200
Колонки N<sub>c</sub>
1024КАМ
6480
1620
10
4096КАМ
5400
1350
12
Таблица 6
Параметр t<sub>c</sub> скручивания колонок (1024КАМ, 4096КАМ)
Модуляция
Колонки Nc
N<sub>ПЧНП</sub>
Параметр t<sub>c</sub> скручивания
Кол. 0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
1024КАМ
10
64800
0
3
6
8
11
13
15
17
18
20
-
-
16200
0
1
2
2
3
3
4
4
5
7
4096КАМ
12
64800
0
0
2
2
3
4
4
5
5
7
8
9
16200
0
0
0
2
2
2
3
3
3
6
7
7
Таблица 7
Параметры для демультиплексирования битов по ячейкам для скорости 2/3, 8/9 и 9/10
Формат модуляции
1024-КАМ
Номер входного бита, i для b<sub>i,r</sub>
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
Номер выходного бита, j y<sub>j,r</sub>
8
0
1
2
3
4
6
5
9
7
Формат модуляции
4096-КАМ
Номер входного бита, i для b<sub>i,r</sub>
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
Номер выходного бита, j для y<sub>j,r</sub>
10
0
1
2
3
4
5
6
8
7
11
9
Таблица 8
Параметры для демультиплексирования битов в ячейках для скоростей 3/4, 4/5 и 5/6
Формат модуляции
1024-КАМ
Номер входного бита, i для b<sub>i,r</sub>
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
Номер выходного бита, j для y<sub>j,r</sub>
6
4
8
5
0
2
1
3
9
7
Формат модуляции
4096-КАМ
Номер входного бита, i для b<sub>i,r</sub>
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
Номер выходного бита, j для y<sub>j,r</sub>
8
0
6
1
4
5
2
3
7
10
11
9
3.2.3.2. Перемежитель по времени
Для устранения влияния импульсных или пакетных шумов предложен перемежитель по времени для услуг широковещательной передачи. Длина перемежения перемежителя по времени поддерживается короткой по сравнению с ЦВТ-Н2.
На фиг.27 показана работа перемежителя по времени. Перемежитель по времени принимает выходные сигналы из кодера КАМ и записывает данные в колонки. Выходы передают в перемежитель по частоте, путем считывания ячеек перемежителя в рядах.
- Количество рядов R представляет собой фиксированное значение 40. Это значение принимает частоту стирания 2,5%, то есть, приблизительно один из каждых 40 символов теряется, в результате взаимных помех.
- Длина перемежителя по времени совмещена с длиной фрейма (секция 7.5) для простоты.
L
- Количество колонок N в перемежителе по времени соответствует количеству поднесущих в требуемой услуге.
- Использование перемежителя по времени для каждого блока сегментированной системы МОЧР передают в виде сигналов в пакетах L1.
- Требования к памяти передатчика: 4096*12*40=1966080=1,97 Мбит.
Типичный перемежитель можно рассматривать как приемник пакетов 577 мкс из мобильного телефона GSM (ГМС, глобальная мобильная связь). Такая длительность соответствует приблизительно одному периоду символа n4k. В зависимости от степени стирания можно использовать скорость кода 9/10 или более надежную скорость кода для кодера ПЧНП.
Перемежение по времени должно быть необязательным для интерактивных услуг (использующих адаптивное МОЧР):
- Услуги с требованиями высокого КУ и малой задержки (например, ВПТ), должны использовать перемежение по времени
- Услуги, в которых требуется малая задержка (например, игровые услуги на основе TCP (ПУП, протокол управления передачей,)/ПИ), не должны использовать перемежение по времени.
3.2.3.3. Перемежитель частоты
В общем, перемежитель частоты следует использовать аналогично ЦВТ-Н2. Поскольку переменные срезы частоты разрешены для приема МОЧР, передатчик, а также приемник должны динамически рассчитывать размер перемежителя (то есть, размер перемежителя изменяется в зависимости от количества выделенных поднесущих).
data
Назначение перемежителя частоты, работающего по ячейкам данных одного символа МОЧР, состоит в том, чтобы отображать ячейки данных на N доступных несущих данных в каждом символе.
m,1
m,1,0
m,1,1
<mrow><msub><mi>x</mi><mrow><mi>m</mi><mo>,</mo><mtext> </mtext><mn>1,</mn><msub><mi>N</mi><mrow><mi>d</mi><mi>a</mi><mi>t</mi><mi>a</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msub></mrow></msub></mrow>
Перемежитель частоты должен обрабатывать ячейки данных X=(x, x,…,
) символа 1 МОЧР С2 фрейма m.
max
Параметр M затем определяют в соответствии с Таблицей 8.
Таблица 8
Значение M<sub>max</sub> для перемежителя частоты
Размер FFT
M<sub>max</sub>
4К
4 096
m,1
m,1,0
m,1,1
m,1,2
<mrow><msub><mi>a</mi><mrow><mi>m</mi><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mn>1,</mn><msub><mi>N</mi><mrow><mi>d</mi><mi>a</mi><mi>t</mi><mi>a</mi><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msub></mrow></msub></mrow>
Вектор перемежителя A=(a, a, a…,
) определен по:
m,1,H(q)
m,1,q
data
a=x для четных символов фрейма (1 модуль 2=0) для q=0,…, N-1
m,1,q
m,1,q,H(q
data
a=x, для нечетных символов фрейма (1 модуль 2=1) q=0,…,N-1
i
Н(q) представляет собой функцию перестановки на основе последовательностей R', определенных следующим образом.
i
r
r
2
max
i
Бинарное слово R'. размером (N-1) бит определено с N=log M, где R' принимает следующие значения:
i
r
r
i=0,1: R'[N-2,N-3,…,1,0]=0,0,…,0,0
i
r
r
i=2: R'[N-2,N-3,…,1,0]=0,0,…,0,1
max
i
r*
r
i-1
r
r
2<i<M: {R'[N-3,N-4,…,l,0]=R'[N-2,N-3,…,2,1];
i
i-1
i-1
в режиме 4 k:R'[10]=R'[0]⊕R'[2]
i
I
Вектор R выводят из вектора R' используя перестановку битов, представленную в таблице 9.
Таблица 9
Перестановки битов
Положения бита R'<sub>i</sub>
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
0
Положения бита (H) R<sub>i</sub>
7
10
5
8
1
2
4
9
0
3
6
(q)
Функция H перестановки определена следующим алгоритмом:
q=0;
max
for(i=0;i<M;i=i+1)
<mtable columnalign="left"><mtr><mtd><mrow><mo>{</mo><mrow><mi>H</mi><mrow><mo>(</mo><mi>q</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>i</mi><mi>mod</mi><mn>2</mn></mrow><mo>)</mo></mrow><msup><mrow><mn>.2</mn></mrow><mrow><msub><mi>N</mi><mi>r</mi></msub><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>+</mo><mstyle displaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>j</mi><mo>=</mo><mn>0</mn></mrow><mrow><msub><mi>N</mi><mi>r</mi></msub><mo>−</mo><mn>2</mn></mrow></munderover><mrow><msub><mi>R</mi><mi>i</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>j</mi><mo>)</mo></mrow><msup><mrow><mn>.2</mn></mrow><mi>j</mi></msup><mo>;</mo></mrow></mstyle></mrow></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mrow><mi>i</mi><mi>f</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>H</mi><mrow><mo>(</mo><mi>q</mi><mo>)</mo></mrow><mo><</mo><msub><mi>N</mi><mrow><mi>d</mi><mi>a</mi><mi>t</mi><mi>a</mi></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mi>q</mi><mo>=</mo><mi>q</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>;</mo></mrow><mo>}</mo></mrow></mtd></mtr></mtable>
Схематичная блок-схема алгоритма, используемого для генерирования функции перестановки, представлена на фиг.28: Перемежитель частоты относится к схеме генерирования для режима 4 k.
m,l
m,l,0
m,l,1
m,l,2
<mrow><msub><mi>a</mi><mrow><mi>m</mi><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mn>1,</mn><msub><mi>N</mi><mrow><mi>d</mi><mi>a</mi><mi>t</mi><mi>a</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msub></mrow>
Выход перемежителя частоты представляет собой вектор перемежителя ячеек данных A=(a, a, a,…,
) символа 1 фрейма m.
Ndata передают в виде сигналов в символах L1.
3.3. КАМ Модуляция поднесущей
Модуляция поднесущих МОЧР должна представлять собой регулярную квадратурную амплитудную манипуляцию
(КАМ): Использование следующих совокупностей предложено на основе определений ЦВТ-Н2.
- 16-КАМ
- 64-КАМ
- 256-КАМ
Для того чтобы увеличить степень пропускной способности предложенной системы С2, были предложены следующие более высокие совокупности для широковещательных услуг
- 1024-КАМ (используя отображения Грея)
- 4096-КАМ (используя отображение Грея)
Кроме того, еще более высокие совокупности КАМ могут быть применимы для интерактивных услуг, в которых можно использовать преимущества АКМ (адаптивное кодирование и модуляция), то есть, передатчик и приемник обмениваются тоновыми картами МОЧР, которые передают сигнал о выбранной совокупности КАМ для каждого среза данных. Возможна регулировка, зависимая от ОСП выбранной совокупности и кодирования.
3.4. Параметры МОЧР
F
F
В данном разделе предложена структура МОЧР, предназначенная для использования для каждого режима передачи. Передаваемый сигнал организуют в фреймы, как описано в секции 3.5. Каждый фрейм имеет длительность T и состоит из символов L МОЧР.
U
U
Каждый символ составлен из набора K несущих, передаваемых с длительностью ТП. Он состоит из двух частей: полезная часть с длительностью T и защитный интервал с длительностью Δ. Защитный интервал состоит из циклического продолжения полезной части, T, и его вставляют перед нею.
F
Символы во фрейме МОЧР пронумерованы от 1 до L. Все символы содержат данные и/или информацию ссылки.
Поскольку сигнал МОЧР содержит множество отдельно модулированных несущих, каждый символ, в свою очередь, можно рассматривать как разделенный на ячейки, каждая из которых соответствует модуляции, переносимой по одной несущей во время одного символа.
Символы МОЧР содержат пилотные символы, которые можно использовать для синхронизации фрейма, синхронизации частоты, синхронизации по времени, оценки канала, и также их можно использовать для отслеживания шумов фазы.
min
max
min
max
U
min
max
U
Несущие проиндексированы как k∈[K; K] и определены как K и K. Промежуток между соседними несущими составляет 1/T в то время как промежуток между несущими K и K определяют как (K-1)/T.
Параметры МОЧР сведены в Таблице 10. Значения для различных параметров, относящихся ко времени, приведены как кратные элементарного периода Т и в микросекундах.
Режим работы n4k предложен как хороший компромисс между длиной символа, чувствительностью к шумам фазы, а также к степени наклона стороны спектра. Он основан на режиме ЦВТ-Н/Т2 4 k, в пределах канала размером 8 МГц. Полоса пропускания системы может быть расширена до n кратное 8 МГц.
Следующая таблица иллюстрирует установки для нескольких полос пропускания канала, где n изменяется от 1 до 4.
Таблица 10
Модуляция МОЧР 4nk для разных полос пропускания канала
Полоса пропускания канала 8 МГц
Полоса пропускания канала 16 МГц
Полоса пропускания канала 24 МГц
Полоса пропускания канала 32 МГц
…
Элементарный период T
7/64 мкс
7/128 мкс
7/192 мкс
7/256 мкс
Промежуток между несущими (кГц)
2,232
2,232
2,232
2,232
2,232
Длительность Tu
4096Т
8192Т
12288Т
16384Т
(448 мкс)
(448 мкс)
(448 мкс)
(448 мкс)
Количество активных несущих
3409
6993
10577
14161
…
Длины защитного интервала
1/256
1/256
1/256
1/256
1/256
(1,75 мкс)
(1,75 мкс)
(1,75 мкс)
(1,75 мкс)
(1,75 мкс)
1/128
1/128
1/128
1/128
1/128
(3,5 мкс)
(3,5 мкс)
(3,5 мкс)
(3,5 мкс)
(3,5 мкс)
1/64
1/64
1/64
1/64
1/64
(7 мкс)
(7 мкс)
(7 мкс)
(7 мкс)
(7 мкс)
С дополнительным преимуществом связывания канала предложенные значения МОЧР очень похожи на основные параметры режима ЦВТ-Н/Н2 4 k, включающего в себя промежутки между несущими, а также длительность символов.
Примечание:
Другие значения полосы пропускания канала могут быть получены путем регулирования элементарного периода Т. Например, полоса пропускания канала 6 МГц может быть выведена из канала шириной 8 МГц, путем изменения элементарного периода с 7/64 мкс до 7/48 мкс.
3.5. Составление фрейма
F
На фиг.29 показана структура фрейма, которая аналогична описанной выше со ссылекой на фиг.16. Суперфрейм разделен на С2 фреймы, которые, в свою очередь, разделены на символы МОЧР. Фрейм С2 всегда начинается с одного символа преамбулы, затем следуют два символа сигналов уровня 1 и, наконец, L-3 символа данных.
ЗИ
За исключением символа преамбулы, который имеет длительность Tu (отсутствует защитный интервал), длительность каждого символа во фрейме имеет один и тот же период ТП. Период ТП символа состоит из суммы длительности Т защитного интервала и длительности Tu полезного символа.
F
Количество символов данных фиксировано в 8 * Перемежителе по времени (см. 3.2.3.2) длина символа = 8*40=320 символов. Фрейм С2 имеет всего L=323 символа, состоящих из 320 символов данных, одного символа преамбулы (без защитного интервала) и двух символов сигналов L1. Издержки, связанные с передачей сигналов, поэтому, составляют 3/323 (приблизительно 0,9%) для преамбулы и символов сигналов L1.
F
U
ЗИ
u
Предложенный период фрейма С2 составляет: T=T+322*(Т+T)
Таблица 11
Периоды фреймов для системы 4nk для различных значений длины защитного интервала
Длина защитного интервала
Период фрейма
1/64
147,0 мс
1/128
145,8 мс
1/256
145,3 мс
F
F
F
16
Период суперфрейма С2 находится в диапазоне: 1*T⇐ТП⇐(2-1)*T
16
F
Данные сигналов L1 могут быть изменены только на границах суперфреймов. Период суперфрейма в услугах, предназначенных только для широковещательной передачи, может быть установлен равным его максимальному значению (2-1)*T, что составляет приблизительно 2 часа 37 минут, поскольку не предусмотрены частые изменения параметров сигналов L1. Затем либо для случая использования только интерактивных услуг, или для смешанных широковещательных/интерактивных услуг, длина суперфрейма может быть сокращена в соответствии с необходимостью. Период суперфрейма предусмотрен как параметр сигнала L1.
Время переключения между каналами без знания местоположения частотного среза данных, как ожидается, потребует, вплоть до двух полных периодов фрейма С2 (288 мс), в зависимости от относительного времени начала изменения каналов до начала фрейма С2.
3.6. Пилотные несущие в символах данных
Плотность рассеянных пилотных символов получают из
- Максимальной длительности задержки многолучевого канала для определения скорости приема в направлении частоты
- Максимальной частоты Доплера в кабельном канал, для определения скорости повторения в направлении времени
Поскольку кабельный канал рассматривают как квазистатический в направлении времени, скорость повторения может поддерживаться на низком уровне.
Для того, чтобы оптимизировать издержки, связанные с применением пилотной структуры, плотность рассеянной пилотной структуры зависит от размера защитного интервала.
Таблица 12
Рассеянные пилотные структуры для предложенной системы С2
Режим МОЧР
Длина Защитного интервала
Разделение пилотных несущих (x)
Количество символов, формирующих одну рассеянную пилотную последовательность (y)
n4k
1/64
4
12
n4k
1/128
4
24
n4k
1/256
4
48
В Таблице 12 показано, что сдвиг по частоте положения пилотного символа после одного символа составляет четыре несущие. Частота повторения в направлении частоты составляет x, y (например, расстояние 48 несущих для ЗИ=1/64).
На фиг.30 иллюстрируется пилотная структура (черные точки) для длины защитного интервала 1/64.
Первая, а также последняя несущая каждого символа МОЧР всегда содержит пилотные несущие.
В соответствии с критерием Найквиста интерполяция отдельной частоты возможна для каждого самого символа МОЧР. Однако возможно улучшение качества оценки канала путем применения дополнительной интерполяции по времени.
Поскольку интерполяция по времени обычно не требуется, непрерывные пилотные (CP, НП) символы также не требуются. Для расчета общей ошибки фазы (НПЕ), достаточно учесть только оценку канала, интерполированную по частоте.
3.7. Преамбула
Преамбула определяет начало нового фрейма С2. Преамбула должна обеспечить возможность следующих функций:
• Синхронизация фрейма и исходного символа МОЧР
• Коррекция исходного смещения (смещение по частоте и частоте выборки)
• Исходная оценка канала
• Информация об основном параметре физического уровня для следующего фрейма:
○ Защитный интервал
○ Выделение поднесущей МОЧР
 Основная структура различных сегментов поднесущей
• Несущая запуска/остановки, ширина блока,…
 Схема модуляции поднесущей, специфичная для сегмента
 Установки ПКО поднесущей, специфичной для сегмента
○ Индикация выреза частоты
Преамбула разделена на фазу тренировочной последовательности и фазу сигналов L1. Тренировочная фаза состоит из 8 сокращенных тренировочных символов; общая длина составляет один символ МОЧР (4096 выборок). Следующие два символа МОЧР содержит сигналы L1 (включающие в себя соответствующий защитный интервал).
На фиг.31 иллюстрируется основная структура одного фрейма С2 (в области времени), и на фиг.32, которая аналогична пояснявшейся выше фиг.13, показана основная структура одного фрейма С2 в области частот:
Предложенная преамбула обеспечивает все типичные важные функции, независимо от положения настройки.
- Синхронизация времени/фрейма
- Грубая/точная оценка смещения по частоте
- Исходная оценка канала
- Сигналы L1
Способность выполнения всех функций преамбулы, независимо от положения настройки, обеспечивает возможность использования произвольного выполнения среза данных в области частот. В частности, ширина (полоса пропускания) среза данных не должна быть выровнена с каким-либо фиксированным размером сегмента. Функции различных блоков описаны ниже.
3.7.1. Сокращенные тренировочные символы
Полоса пропускания последовательности преамбулы ограничена полосой пропускания приема сегментированного приемника (то есть, 8 МГц). Общая полоса пропускания канала для передаваемого сигнала равна кратному такой полосы пропускания приемника (то есть, полосы пропускания тюнера).
Плотность пилотных несущих в тренировочных символах регулируют для выполнения, по меньшей мере, критерия Найквиста. Для режима n4k предложена следующая преамбула:
- 8 сокращенных тренировочных символов (промежуток пилотных несущих = 8)
- частота повторения сокращенного тренировочного символа: 512 выборок
Каждый подблок тренировочной последовательности равен исходной полосе пропускания приемника и содержит повторение основной псевдошумовой последовательности с оптимизированными свойствами корреляции, что обеспечивает несколько преимуществ:
- Если тюнер приемника выбирает окно, которое соответствует одному из эквидистантных сегментов более широкой полосы пропускания канала передачи, тренировочную последовательность разворачивают полностью и оптимизированным образом.
- Если тюнер выбирает произвольную частоту настройки в пределах полосы пропускания канала передачи, свойство оптимизированной корреляции все еще справедливо, благодаря циклическому поведению последовательностей автокорреляции: В приемнике получаемая последовательность преамбулы будет соответствовать версии с круговым сдвигом исходной последовательности в области частот. Поэтому основное свойство автокорреляции все еще применяется, если только все еще выполняется условие плотности пилотной последовательности. Таким образом, такое псевдошумовое поведение, свойство низкого УОПС и характеристики оптимальной автокорреляции справедливы для любого положения настройки. Кроме того, все еще возможен грубый расчет смещения частоты (типично выполняемый в области частоты).
На фиг.33, которая аналогична описанной выше фиг.6, показано предложенное повторение базовой псевдошумовой последовательности.
Как упомянуто выше, повторение 8 тренировочных последовательностей предложено как разумный компромисс между сложностью корреляции и надежностью синхронизации. При этом pn-последовательность имеет хорошую общую автокорреляцию (то есть, хорошие свойства пика корреляции), а также соответствующие свойства скользящей корреляции (то есть, вывод пологого участка корреляции, например, последовательностей ПАНАК, таких как используются в преамбулах WLAN (БЛВС, беспроводная локальная вычислительная сеть)). Кроме того, надежность синхронизации дополнительно повышается путем инвертирования последней из восьми тренировочных последовательностей.
Для тренировочной последовательности в ее совмещении с растром 8 МГц не выделяют полную полосу пропускания: В пределах каждого повторения несколько несущих исключают для удовлетворения характеристикам спектра и для обеспечения возможности соответствующей компенсации смещения частоты. Например, для того, чтобы обеспечить диапазон захвата 250 кГц, такая же полоса пропускания остается без использования с обеих сторон спектра тренировочной последовательности.
3.7.2. Сигналы L1
Сигналы L1 предоставляют информацию о всех соответствующих специфичных параметрах физического уровня.
Как показано на фиг.32, сигналы L1 следуют фазе тренировочной последовательности в каждом фрейме. Длительность сигналов L1 составляет два символа МОЧР. Полоса пропускания сигналов L1 составляет 4 МГц, каждые два блока L1 (также называемые структурами сигналов) выровнены по исходному растру 8 МГц.
Поведение частоты сигналов L1 должно отражать характеристики типичного фильтра приемника, а также общей маски спектра.
Для того, чтобы обеспечить правильное декодирование L1 для каждого произвольного положения настройки, блок L1 не использует все поднесущие в его блоке шириной 4 МГц. Кроме того, характеристики защитной полосы из всей полосы пропускания канала используют повторно. В любом режиме п4к 343 поднесущие на каждой границе не используют для передачи данных (защитная полоса). То же количество не используемых несущих используют для сигнала L1, поэтому доступное количество несущих на блок L1 составляет:
3584/2-2*343=1106 несущих
На фиг.34, которая аналогична фиг.15, пояснявшейся выше, иллюстрируется выделение несущей для символов L1 (структур сигналов).
Предложена следующая структура сигналов L1 (структуры сигналов).
Таблица 13
Структура сигналов L1
n из n4k
4 бита
Текущее n из n4k
4 бита
Длина защитного интервала
2 бита
Длина суперфрейма
16 битов
Номер фрейма
16 битов
Количество срезов данных
5 битов
Цикл по срезам данных {
Номер n сегмента
4 бита
Номер поднесущей
12 битов
Ширина среза данных (количество несущих)
12 битов
КАМ модуляция среза данных
3 бита
ПЧНП blocksize
1 бит
ПЧНП coderate
3 бита
Разрешено использовать перемежитель по времени
1 бит
Количество вырезов
2 бита
Цикл по вырезам {
Номер начальной несущей
12 битов
Ширина выреза (количество несущих)
12 битов
} Конец цикла по вырезам
повторная обработка СПИ/ИУ
1 бит
} Конец цикла по срезам данных
Зарезервировано
1 бит
ПЦИ 32 МПИ
32 бита
В Таблице 13 показано, что поддерживаются вплоть до 32 разных частотных срезов в одном канале n4k.
Расчет остального полученного в результате максимального количества битов сигналов L1 приводит к общему количеству, которое соответствует двум последовательным (в направлении времени) КАМ модулированным символам L1 с полосой пропускания на 4 МГц, включающим в себя служебные сигналы по соответствующей схеме ПКО.
Описание параметра:
n из n4k
Определяет общую полосу пропускания канала
предложенной системы 4nk как кратное 8 МГц
0000
зарезервировано
0001
8 МГц (n=1)
0010
16 МГц (n=2)
0011
24 МГц (n=3)
0100
32 МГц (n=4)
… …
Текущее значение n из n4k
Обозначает местоположение декодированного блока сигналов L1 в полном канале n4k
0000
зарезервировано
0001
0…8 МГц (n=1)
0010
8…16 МГц (n=2)
0011
16…24 МГц (n=3)
0100
24…32МГц (n=4)
Длина защитного интервала
Определяет длину защитного интервала для всех символов данных, а также для символов L1
00
ЗИ=1/64
01
ЗИ=1/128
10
ЗИ=1/256
11
зарезервировано
Длина суперфрейма
Этот параметр описывает количество фреймов, которые составляют один суперфрейм
Номер фрейма
Обеспечивает возможность подсчета фрейма в пределах одного суперфрейма. В начале каждого суперфрейма этот счетчик сбрасывают.
Номер срезов данных
Определяет количество срезов частоты в общей полосе пропускания канала
Номер N-сегмента
Этот параметр сигнализирует о местоположении первой поднесущей среза данных (то есть, какой сегмент размером 8 МГц)
Номер начальной несущей
Определяет первую несущую среза данных. Нумерация относится к фрейму соответствующего сегмента 8 МГц
Ширина среза данных
Определяет количество выделенных поднесущих для среза данных
КАМ модуляция среза данных
Этот параметр обозначает модуляцию КАМ для сегмента данных:
000
16-КАМ
001
64-КАМ
010
256-КАМ
011
1024-КАМ
100
4096-КАМ
101
16384-КАМ
110
65536-КАМ
111
зарезервировано
ПЧНП blocksize
Определяет ПЧНП blocksize:
0
16k blocksize
1
64k blocksize
ПЧНП coderate
Определяет выбранную скорость кода ПЧНП для
среза данных:
000
2/3
001
3/4
010
4/5
011
5/6
100
8/9
101
9/10
110-111
зарезервировано
Разрешено использовать перемежитель по времени Сигнализирует об использовании перемежителя по времени для
Количество вырезов
этого среза данных
Определение наличия или количества вырезов в этом срезе данных
00
нет вырезов в этом срезе данных
01
1 вырез в этом сегменте данных
10
2 выреза в этом сегменте данных
11
3 выреза в этом сегменте данных
Начало выреза
Определяет первую несущую среза данных
Номер несущей
Нумерация выполняется относительно фрейма соответствующего сегмента размером 8 МГц
Ширина выреза
Определяет количество выделенных поднесущих для выреза
Повторная обработка
СПИ/ИУ Сигнализируют, выполняется ли повторная обработка СПИ/ИУ в головном узле
0
обработка СПИ/ИУ не выполняется
1
обработка СПИ/ИУ выполняется
ПЦИ_32 МПИ
32 - битное кодирование ПЦИ для блока сигналов L1
3.7.3. Процедура запуска
Этот короткий раздел предназначен для иллюстрации обработки преамбулы на стороне приемника.
Первоначально тюнер приемника, например, принимающий тюнер устройства 63 приема, представленного и пояснявшегося со ссылкой на фиг.18, настроен на произвольную полосу частот, которая либо совмещена, или не совмещена с растром 8 МГц кабельных сетей. В этом положении окно настройки охватывает полную последовательность преамбулы и два полных блока сигналов L1. Поэтому приемник может синхронизироваться, выполнить исходную оценку канала и выделить сигналы L1.
Из сигналов L1, например, текущего значения n информации n4k, приемник определяет местоположение принимаемой и декодированной структуры (структур) сигналов относительно текущего фрейма и затем может настроиться на частоту желаемого среза данных (срез данных типично не совмещен с растром 8 МГц), и может принимать и декодировать все желаемые срезы данных во всех последующих фреймах этого суперфрейма в этом положении настройки.
3.8. Выполнение среза данных
Как пояснялось в предыдущих разделах, преамбула разработана таким образом, что обеспечивается возможность выполнения всех соответствующих важных функций фреймов (то есть, синхронизация приемника, оценка канала и декодирование L1) в любом положении настройки.
Поэтому срезы данных, то есть, структуры данных, как пояснялось со ссылкой на фигуру 10, не обязательно должны следовать какому-либо фиксированному выделению сегмента. Может быть выделено соответствующее количество поднесущих МОЧР. Единственное условие, относящееся к ширине одного среза данных, состоит в том, чтобы он не превышал полосу пропускания приема (то есть, 8 МГц минус 2* защитных полосы (например, 7,6 МГц)).
Каждый срез данных имеет постоянное количество битов данных (то есть, несущих данных) на срез частоты на суперфрейм. Такое количество битов данных на срез данных может изменяться от суперфрейма к суперфрейму.
На фиг.35 иллюстрируется построение общего сигнала МОЧР, как комбинация нескольких подблоков МОЧР (срезов данных). Каждую цепочку кодированного сигнала отображают на согласованное количество поднесущих.
Чем меньше полоса пропускания сегмента данных, тем меньше прирост из-за перемежения, получаемый в перемежителе частоты. Связывание нескольких потоков с одними и теми же требованиями КУ при адаптации режима представляет собой один из способов разворачивания частотного разнесения наилучшим возможным образом.
3.9. Вырезание
Наземные услуги и кабельная система ЦВТ часто совместно используют один и тот же диапазон частот. Взаимные помехи между обеими услугами уменьшают ОСП соответствующей услуги. Излучение кабельных сетей нарушает работу наземных услуг. Аналогично, качество передачи кабельных услуг страдает из-за доступа наземных услуг, которые создают дополнительный шум в среде внутри кабеля. Пример показан на фиг.36. Вырезание несущих МОЧР используют для защиты различных систем передачи данных друг от друга: несущие МОЧР, выделенные для того же диапазона (диапазонов) частоты, исключают из процесса передачи данных.
Пример системы, описанной выше на наземной стороне представляет услуги службы безопасности полетов и значительно больше.
Для того, чтобы привести к максимуму пропускную способность, ширина выреза должна быть как можно более узкой, то есть, исключают только те поднесущие МОЧР, которые непосредственно перекрываются наземными службами, которые требуется исключить (см. фиг.36).
Местоположение вырезов представляет собой часть сигналов L1: Например, первая вырезанная несущая и ширина выреза представляют собой часть сигналов L1.
3.10. Возможность адаптации МОЧР для интерактивных услуг
Если кабельная сеть может быть выполнена с обратным каналом, то предложенная система С2 должна иметь возможность ее использования как нисходящая среда для служб интерактивных данных, как показано на фиг.37.
Аналогично существующей системе ЦВТ-К, система С2 должна иметь возможность интеграции с последующим трафиком данных СИКСПД. Обратный канал предусмотрен как соответствующий нисходящий канал СИКСПД, и находится за пределами объеа данного документа.
Примеры такого рода интерактивных услуг представляют собой передачу всех данных на основе СИКСПД, включающую в себя услуги на основе ПИ или видео по требованию (ВПТ).
В этом сценарии предложенная система выполнена с возможностью использования преимущества адаптивного МОЧР (АКМ адаптивное кодирование и модуляция): Для интерактивных услуг передачи данных из точки в точку модем и передатчик могут выполнять обмен своими условиями ОСП в своем назначенном срезе частоты, для того, чтобы оптимизировать свою пропускную способность по данным. Такая технология обеспечивает точную защиту среза данных, а также динамическую адаптацию канала для распространения условий, путем нацеливания каждого отдельного терминала (модем С2/приемник).
На фиг.38 показан пример кабельной сети с головным узлом С2 и множеством подключенных приемников/модемов С2. В зависимости от влияния канала, такого как затухание или пульсации, связанные с многолучевым распространением, доступный ОСП в каждом местоположении изменяется. Например, модем/приемник 1 С2 расположен достаточно близко к головному узлу, и, поэтому, любое затухание в спектре нисходящего канала передачи будет малым: Модем будет информировать головной узел о хороших условиях канала, головной узел выбирает соответствующую комбинацию модуляции и кодирования с очень высокой пропускной способностью. В отличие от этого, расстояние между головным узлом С2 и модемом/приемником 2 С2, как предполагается, очень большое, в результате чего происходит большое затухание в спектре приема. Доступный диапазон ОСП, поэтому, будет существенно меньше, модем/приемник 2 С2 информирует головной узел С2 о том, что необходимо использовать более устойчивую комбинацию модуляции и кодирования.
Теоретически было бы возможно передавать условия ОСП о каждой отдельной поднесущей МОЧР обратно в головной узел С2. Другая альтернатива, которая широко используется в других системах передачи данных, таких как PLC (СПЛЭ, система передачи по линиям электропередач) состоит в том, что передают одно значение ОСП на интервал когерентной полосы пропускания.
Однако в данном документе предложено использовать только одну общую комбинацию модуляции и кодирования для каждого среза данных, который используют для интерактивных услуг. Основные причины представляют собой следующие:
- Сигналы L1/МОЧР сложность тоновой карты: Если каждую поднесущую или интервал когерентной полосы пропускания необходимо обрабатывать по отдельности, общее количество данных сигналов L1, а также данных тоновой карты МОЧР (то есть, данных обратной связи, содержащих информацию, содержащую условия ОСП, специфичные для несущей), значительно увеличатся.
- Ограниченное колебание пульсация ОСП: В результате относительно низких уровней амплитуды эхо-сигналов, получающиеся в результате вариации ОСП в соответствующем срезе частоты спектра приема не будут слишком большими (например, общие колебания в интервале частоты ниже 3 дБ). Специфичную для несущей обработку ОСП обычно нацеливают с использованием различных схем модуляции для различных поднесущих МОЧР, в то время как полный срез данных кодируют с теми же установками ПКО (то есть, кодирование ПЧНП). Общий малый уровень колебания амплитуды не может быть эффективно охвачен относительно высокими шагами ОСП между различными совокупностями (например, приблизительно 6 дБ между соседними квадратными совокупностями).
- Если срезы данных интерактивных услуг выбирают только одну общую модуляцию и установку кодирования, они очень хорошо подходят к общей предложенной архитектуре С2, в которой каждый различный поток широковещательной передачи также может использовать специфичную установку "модуляция кодирования". Несмотря на дополнительный обмен условиями ОСП между передатчиком и приемником, система использует точно такой же срез данных, как и механизмы сигналов L1.
Примечание: форматы сообщений обмена условиями ОСП или соответствующими комбинациями сигналов модуляции и кодирования представляют собой предмета решения более высоких уровней и находятся за пределами объема данного предложения.
3.11. Придание формы спектру
Для того, чтобы свести к минимуму влияние помех от соседних каналов, спектр передачи ЦВТ-К2 должен соответствовать определенным критериям маски спектра. Поскольку в предложенной системе С2 используется модуляция n4k МОЧР с очень высокими КАМ совокупностями поднесущих, уровень наклона кривой на границе канала должен быть ниже требуемого значения ОСП, оцененного для режима физического уровня, для которого требуется наивысшее значение ОСП для QEF (КОО, квазиотсутствие ошибок) приема в среде AWGN (АБГШ, аддитивный белый гауссов шум).
Для улучшения характеристик, получаемых из спектра полосы МОЧР и для получения требуемой изоляции между каналами на граничных частотах между двумя каналами, требуется фильтрация. В принципе, применимы два способа.
- Установка окна: Обеспечивает плавный переход амплитуды к нулю на границах символа (области времени). Установка окна в области времени означает, что получаемый в результате спектр представляет собой свертку спектра функции окна с набором импульсов на частотах поднесущих.
- Обычные технологии фильтрации (цифровой и/или аналоговой).
Установка окна и фильтрация представляют собой две технологии, обеспечивающие возможность уменьшения уровня сигнала за пределами полосового спектра.
Поведение среза обычной фильтрации оказывает потенциальное влияние на характеристики режимов модуляции высоких поднесущих. В отличие от этого, установка окна в области времени не приводит к деградации системы. Недостаток установки окна состоит в частичном перекрытии между последовательными символами и соответствующей деградации используемой функции защитного интервала. На фиг.40 показан основной принцип установки окна.
TR
TR
Перекрытие между последовательными символами МОЧР имеет длительность T. Чем больше значение T, тем больше степень уменьшения уровня сигналов за пределами полосы спектра.
Конечная степень изоляции канала, а также соответствующее затухание бокового наклона кривой требуется исследовать при моделировании системы соседнего канала.
3.12. УОПС
Решения с низкой сложностью для уменьшения УОПС на стороне передатчика требуется исследовать. Значительные общие размеры FFT (БПФ, быстрое преобразование Фурье) в результате связывания канала, как ожидается, должны немного увеличить вероятностный пик-фактор системы МОЧР. Например, использование 32К IБПФ на стороне передатчика, как ожидается, увеличивает вероятностный пик-фактор системы МОЧР менее чем на 0,5 дБ по сравнению с решением на основе 8 К БПФ.
Кроме того, известно, что увеличение порядка модуляции КАМ не оказывает отрицательного влияния на вероятностный пик-фактор для систем МОЧР с размерами БПФ 1К или больше. Поэтому проблема оптимизации для уменьшения пик-фактора предложенной системы МОЧР аналогична проблеме для ЦВТ-Н2.
Следует отметить, что способ обеспечения активного расширения совокупности будет менее эффективным, чем в ЦВТ -T2d, из-за очень высокого порядка КАМ совокупностей, обычно используемых для передачи по кабелю.
4. Характеристика /пропускная способность системы
4.1. Пропускная способность
В следующих таблицах представлены различные значения пропускной способности для предложенной системы С2 n4k для полос пропускания канала 8 МГц и 32 МГц. Кроме того, приведено сравнение с текущей максимальной пропускной способностью ЦВТ-К (ЦВТ-К, 256-КАМ).
Расчеты учитывают следующие издержки системы:
- Защитный интервал (1/64, 128, 1/256)
- Кодек ПЧНП
- Кодек БЧХ
- Издержки на пилотную структуру
- Издержки на формирование кадров (3 символа преамбулы/сигналов из 323 символов)
Примечание: Потенциальные издержки, связанные с формированием окна, для увеличения придания формы спектру МОЧР (еще) не были учтены.
4.1.1. Канал 8 МГц (n=1)
4.1.1.1. Длина защитного интервала = 1/64
Таблица 14
Пропускная способность для n=1 (8 МГц), ЗИ=1/64
КАМ
ПЧНП
Длина ЗИ
Пропускная способность (Мбит/с) (относится к полосе пропускания 8 МГц)
Спектральная эффективность (бит/Гц)
Увеличение пропускной способности по сравнению с ЦВТ-К 256-КАМ (в %)
16-КАМ
2/3
1/64
19,37
2,42
-62,2
3/4
1/64
21,78
2,72
-57,5
4/5
1/64
23,24
2,91
-54,7
5/6
1/64
24,23
3,03
-52,8
8/9
1/64
25,83
3,23
-49,6
9/10
1/64
26,16
3,27
-49,0
64-КАМ
2/3
1/64
29,05
3,63
-43,4
3/4
1/64
32,68
4,08
-36,3
4/5
1/64
34,86
4,36
-32,0
5/6
1/64
36,34
4,54
-29,1
8/9
1/64
38,75
4,84
-24,4
9/10
1/64
39,24
4,90
-23,5
256-КАМ
2/3
1/64
38,74
4,84
-24,5
3/4
1/64
43,57
5,45
-15,0
4/5
1/64
46,49
5,81
-9,4
5/6
1/64
48,46
6,06
-5,5
8/9
1/64
51,67
6,46
0,7
9/10
1/64
52,32
6,54
2,0
1024-КАМ
2/3
1/64
48,42
6,05
-5,6
3/4
1/64
54,46
6,81
6,2
4/5
1/64
58,11
7,26
13,3
5/6
1/64
60,57
7,57
18,1
8/9
1/64
64,59
8,07
25,9
9/10
1/64
65,40
8,17
27,5
4096-КАМ
2/3
1/64
58,11
7,26
13,3
3/4
1/64
65,35
8,17
27,4
4/5
1/64
69,73
8,72
36,0
5/6
1/64
72,69
9,09
41,7
8/9
1/64
77,50
9,69
51,1
9/10
1/64
78,48
9,81
53,0
4.1.1.2. Длина защитного интервала = 1/128
Таблица 15
Пропускная способность для n=1 (8 МГц), ЗИ=1/128
КАМ
ПЧНП
Длина ЗИ
Пропускная способность (Мбит/с) (относится к полосе пропускания 8 МГц)
Спектральная эффективность (бит/Гц)
Увеличение пропускной способности по сравнению с ЦВТ-К 256-КАМ (в %)
16-КАМ
2/3
1/128
19,73
2,47
-61,5
3/4
1/128
22,19
2,77
-56,7
4/5
1/128
23,67
2,96
-53,8
5/6
1/128
24,68
3,08
-51,9
8/9
1/128
26,31
3,29
-48,7
9/10
1/128
26,64
3,33
-48,1
64-КАМ
2/3
1/128
29,59
3,70
-42,3
3/4
1/128
33,28
4,16
-35,1
4/5
1/128
35,51
4,44
-30,8
5/6
1/128
37,02
4,63
-27,8
8/9
1/128
39,47
4,93
-23,0
9/10
1/128
39,96
5,00
-22,1
256-КАМ
2/3
1/128
39,45
4,93
-23,1
3/4
1/128
44,37
5,55
-13,5
4/5
1/128
47,34
5,92
-7,7
5/6
1/128
49,35
6,17
-3,8
8/9
1/128
52,62
6,58
2,6
9/10
1/128
53,28
6,66
3,9
1024-КАМ
2/3
1/128
49,32
6,16
-3,8
3/4
1/128
55,47
6,93
8,1
4/5
1/128
59,18
7,40
15,4
5/6
1/128
61,69
7,71
20,3
8/9
1/128
65,78
8,22
28,3
9/10
1/128
66,61
8,33
29,9
4096-КАМ
2/3
1/128
59,18
7,40
15,4
3/4
1/128
66,56
8,32
29,8
4/5
1/128
71,02
8,88
38,5
5/6
1/128
74,03
9,25
44,3
8/9
1/128
78,94
9,87
53,9
9/10 1
1/128
79,93
9,99
55,8
4.1.1.3. Длина защитного интервала = 1/256
Таблица 16
Пропускная способность для n=1 (8 МГц), ЗИ=1/256
КАМ
ПЧНП
Длина ЗИ
Пропускная способность (Мбит/с) (относится к полосе пропускания 8МГц)
Спектральная эффективность (бит/Гц)
Увеличение пропускной способности по сравнению с ЦВТ-К 256-КАМ (в %)
16-КАМ
2/3
1/256
19,91
2,49
-61,2
3/4
1/256
22,39
2,80
-56,3
4/5
1/256
23,89
2,99
-53,4
5/6
1/256
24,90
3,11
-51,4
8/9
1/256
26,55
3,32
-48,2
9/10
1/256
26,89
3,36
-47,6
64-КАМ
2/3
1/256
29,86
3,73
-41,8
3/4
1/256
33,59
4,20
-34,5
4/5
1/256
35,83
4,48
-30,1
5/6
1/256
37,35
4,67
-27,2
8/9
1/256
39,83
4,98
-22,3
9/10
1/256
40,33
5,04
-21,4
256-КАМ
2/3
1/256
39,82
4,98
-22,4
3/4
1/256
44,78
5,60
-12,7
4/5
1/256
47,78
5,97
-6,8
5/6
1/256
49,81
6,23
-2,9
8/9
1/256
53,11
6,64
3,5
9/10
1/256
53,77
6,72
4,8
1024-КАМ
2/3
1/256
49,77
6,22
-3,0
3/4
1/256
55,98
7,00
9,1
4/5
1/256
59,72
7,47
16,4
5/6
1/256
62,26
7,78
21,4
8/9
1/256
66,38
8,30
29,4
9/10
1/256
67,22
8,40
31,1
4096-КАМ
2/3
1/256
59,72
7,47
16,4
3/4
1/256
67,17
8,40
31,0
4/5
1/256
71,67
8,96
39,7
5/6
1/256
74,71
9,34
45,7
8/9
1/256
79,66
9,96
55,3
9/10
1/256
80,66
10,08
57,3
4.1.2. Канал 32 МГц (n=4)
4.1.2.1. Длина защитного интервала = 1/64
Таблица 17
Пропускная способность для n=4 (32 МГц), ЗИ=1/64
КАМ
ПЧНП
Длина ЗИ
Пропускная способность (Мбит/с) (относится к полосе пропускания 8 МГц)
Спектральная эффективность (бит/Гц)
Увеличение пропускной способности по сравнению с ЦВТ-К 256-КАМ (в %)
16-КАМ
2/3
1/64
20,11
2,51
-60,8
3/4
1/64
22,62
2,83
-55,9
4/5
1/64
24,14
3,02
-52,9
5/6
1/64
25,16
3,15
-50,9
8/9
1/64
26,83
3,35
-47,7
9/10
1/64
27,17
3,40
-47,0
64-КАМ
2/3
1/64
30,17
3,77
-41,2
3/4
1/64
33,94
4,24
-33,8
4/5
1/64
36,21
4,53
-29,4
5/6
1/64
37,74
4,72
-26,4
8/9
1/64
40,24
5,03
-21,5
9/10
1/64
40,75
5,09
-20,5
256-КАМ
2/3
1/64
40,23
5,03
-21,6
3/4
1/64
45,25
5,66
-11,8
4/5
1/64
48,28
6,03
-5,9
5/6
1/64
50,32
6,29
-1,9
8/9
1/64
53,66
6,71
4,6
9/10
1/64
54,33
6,79
5,9
1024-КАМ
2/3
1/64
50,29
6,29
-2,0
3/4
1/64
56,56
7,07
10,3
4/5
1/64
60,34
7,54
17,7
5/6
1/64
62,91
7,86
22,7
8/9
1/64
67,07
8,38
30,8
9/10
1/64
67,92
8,49
32,4
4096-КАМ
2/3
1/64
60,34
7,54
17,7
3/4
1/64
67,87
8,48
32,3
4/5
1/64
72,41
9,05
41,2
5/6
1/64
75,49
9,44
47,2
8/9
1/64
80,49
10,06
56,9
9/10
1/64
81,50
10,19
58,9
4.1.2.2. Длина защитного интервала = 1/128
Таблица 18
Пропускная способность для n=4 (32 МГц), ЗИ=1/128
КАМ
ПЧНП
Длина ЗИ
Пропускная способность (Мбит/с)(относится к полосе пропускания 8 МГц)
Спектральная эффективность (бит/Гц)
Увеличение пропускной способности по сравнению с ЦВТ-К 256-КАМ (в %)
16-КАМ
2/3
1/128
20,49
2,56
-60,1
3/4
1/128
23,04
2,88
-55,1
4/5
1/128
24,58
3,07
-52,1
5/6
1/128
25,63
3,20
-50,0
8/9
1/128
27,33
3,42
-46,7
9/10
1/128
27,67
3,46
-46,1
64-КАМ
2/3
1/128
30,73
3,84
-40,1
3/4
1/128
34,56
4,32
-32,6
4/5
1/128
36,88
4,61
-28,1
5/6
1/128
38,44
4,81
-25,1
8/9
1/128
40,99
5,12
-20,1
9/10
1/128
41,50
5,19
-19,1
256-КАМ
2/3
1/128
40,97
5,12
-20,1
3/4
1/128
46,08
5,76
-10,1
4/5
1/128
49,17
6,15
-4,1
5/6
1/128
51,25
6,41
-0,1
8/9
1/128
54,65
6,83
6,6
9/10
1/128
55,34
6,92
7,9
1024-КАМ
2/3
1/128
51,22
6,40
-од
3/4
1/128
57,60
7,20
12,3
4/5
1/128
61,46
7,68
19,8
5/6
1/128
64,07
8,01
24,9
8/9
1/128
68,31
8,54
33,2
9/10
1/128
69,17
8,65
34,9
4096-КАМ
2/3
1/128
61,46
7,68
19,8
3/4
1/128
69,12
8,64
34,8
4/5
1/128
73,75
9,22
43,8
5/6
1/128
76,88
9,61
49,9
8/9
1/128
81,98
10,25
59,8
9/10
1/128
83,00
10,38
61,8
4.1.2.3. Длина защитного интервала = 1/256
Таблица 19
Пропускная способность для n=4 (32 МГц), ЗИ=1/256
КАМ
ПЧНП
Длина ЗИ
Пропускная способность (Мбит/с)(относится к полосе пропускания 8 МГц)
Спектральная эффективность (бит/Гц)
Увеличение пропускной способности по сравнению с ЦВТ-К 256-КАМ (в %)
16-КАМ
2/3
1/256
20,67
2,58
-59,7
3/4.
1/256
23,25
2,91
-54,7
4/5
1/256
24,81
3,10
-51,6
5/6
1/256
25,86
3,23
-49,6
8/9
1/256
27,58
3,45
-46,2
9/10
1/256
27,92
3,49
-45,6
64-КАМ
2/3
1/256
31,01
3,88
-39,5
3/4
1/256
34,88
4,36
-32,0
4/5
1/256
37,21
4,65
-27,4
5/6
1/256
38,79
4,85
-24,4
8/9
1/256
41,36
5,17
-19,3
9/10
1/256
41,88
5,24
-18,3
256-КАМ
2/3
1/256
41,35
5,17
-19,4
3/4
1/256
46,51
5,81
-9,3
4/5
1/256
49,62
6,20
-3,3
5/6
1/256
51,72
6,47
0,9
8/9
1/256
55,15
6,89
7,5
9/10
1/256
55,84
6,98
8,9
1024-КАМ
2/3
1/256
51,69
6,46
0,8
3/4
1/256
58,13
7,27
13,3
4/5
1/256
62,02
7,75
20,9
5/6
1/256
64,65
8,08
26,1
8/9
1/256
68,94
8,62
34,4
9/10
1/256
69,80
8,73
36,1
4096-КАМ
2/3
1/256
62,02
7,75
20,9
3/4
1/256
69,76
8,72
36,0
4/5
1/256
74,43
9,30
45,1
5/6
1/256
77,59
9,70
51,3
8/9
1/256
82,73
10,34
61,3
9/10
1/256
83,77
10,47
63,3
4.2. Характеристики системы в канале АБГШ
На фиг.45 показаны основные характеристики для различных установок модуляции и кодирования в канале АБГШ (целевое значение BER=1E-6).
В настоящее время издержки, специфичные для МОЧР (ЗИ, пилотные сигналы, защитные полосы, формирование кадра), не включены, общее их значение, как ожидается, должно быть ниже 5,5% для самого длинного защитного интервала 1/64 и общей полосы пропускания канала 32 МГц (3,7% для ЗИ=1/128).
Теоретически, для ЦВТ-К 256 КАМ требуется ОСП 29,5 дБ для работы КОО. В соответствии с фигурой 45, 1024-КАМ со скоростью кода 9/10, требует приблизительно такого же отношения сигнал/шум.
Спектральная эффективность для этого режима составляет 9 бит/Гц. Если сравнить это значение со спектральной эффективностью ЦВТ-К, 256-КАМ (6,875*188/204=6,34 бит/Гц), общий прирост пропускной способности предложенной системы находится в диапазоне 42% (соответственно, 34,1%, если будут включены наихудший случай 32 МГц и специфичные для МОЧР издержки).
5. Сравнение предложения с требованиями (из СМ-903)
Общие требования
Предлагаемая система
1
№
Модуляция МОЧР вплоть до 4K КАМ по поднесущим, канал 32МГц, кодек ПЧНП и много других свойств
2
ЦВТ-К2 не должен прежде всего быть направлен на соответствие ЦВТ-С2 и/или ЦВТ-Н2, но должен полностью эксплуатировать свои отличительные свойства для того, чтобы выдержать конкуренцию на рынке доставки содержания. Поэтому требуется оценить технологии передачи по нисходящему каналу, которые получают максимальное преимущество из доступности обратного канала. Однако спецификация DCB-C2 не должна быть зависима от доступности обратного канала.
Адаптивная модуляция для интерактивных услуг
3
Набор инструментальных средств для системных параметров может быть доступным для того, чтобы обеспечивать возможность применения в задачах потребителя и бизнеса, с учетом различного уровня рабочих характеристик в сети CATV (КАТВ, кабельное телевидение).
Различные параметры системы предусмотрены для оптимизации рабочих характеристик сети
4
Спецификация должна обеспечивать для провайдеров услуги по кабельным сетям возможность получения отдельных целевых значений качества обслуживания, даже для услуг с тем же значением объединения каналов.
Частично удовлетворена -Специфичная для услуги защита в пределах одного объединения каналов не поддерживается для того, чтобы ограничить сложность передачи сигналов
5
Соответствующие уже существующие технологии должны быть приняты везде, где это возможно.
Множество функциональных блоков повторно используются из ЦВТ-С2 и ЦВТ-Н2
6
Необходимо соответствующим образом учесть ожидаемые характеристики кабельной сети (например, при прокладке оптоволоконного кабеля до бордюра, при строительстве дома, везде, где это применимо).
Использование модуляции 4K КАМ для более высоких скоростей передачи данных в сетях HFC (ОВК, оптоволоконно-коаксиальный кабель) более высокого качества
7
Новые технические спецификации должны быть направлены только на функции передачи, но должны учитывать вопросы стоимости различных устройств, таких как приемники или оборудование головного узла.
Сложность конструкции, требования к памяти и т.д. учитываются в предложении
8
Стандарт ЦВТ-К не должен быть модифицирован, и не должен требовать изменения других спецификаций (например, SI) или не должен привести к отмене какого-либо существующего свойства.
Не требуются какие-либо модификации существующих стандартов/спецификаций
9
Спецификации должны быть нейтральными в отношении частоты передачи в типичных кабельных полосах частот.
Отсутствие ограничений.
10
Подход к семейству ЦВТ: ЦВТ-К2 должен повторно использовать существующие решения для взаимодействия кодирования и модуляции везде, где это соответствует.
Решения UBT-H2/S2 повторно используются везде, где это возможно
Требования к характеристикам и эффективности
Предложенная система
11
ЦВТ-К2 должна быть выполнена с возможностью эффективной поддержки миграции от смешанной аналогово/цифровой к полной цифровой сети, для обеспечения возможности предложения максимальной характеристики /пропускной способности в обеих сетях.
Снижение мощности от пиковой до средней используют для снижения до минимума помех для других каналов
12
ЦВТ-К2 должна обеспечивать, по меньшей мере, 30% увеличение пропускной способности в существующих кабельных установках и в сетях внутри дома по сравнению с 256-КАМ (ЦВТ-К).
Использованием 1024КАМ и более высоких схем модуляции
13
ЦВТ-К2 должна обеспечивать достижение максимального преимущества из способа статистического мультиплексирования. Например, текущий фиксированный растр канала должен быть разрегулирован.
Полоса пропускания канала остается гибкой при выборе ширины каналов, кратной 8МГц от 8-32МГц
14
Кабельные сети должны характеризоваться и должны быть смоделированы на глобальном уровне (например, США, Азия и Европа), (включая в себя сети, проложенные внутри дома) и лучшие схемы модуляции/ПКО требуется выбирать с учетом реальной модели кабельного канала, включающей в себя:
Архитектура системы обеспечивает меры по преодолению специфичных для кабеля искажений. Во всем мире может быть обеспечена поддержка частот, как 8 МГц, так и 6 МГц.
- Развертывание аналоговых телевизионных каналов PAL/SECAM/NTSC.
- Развертывание других цифровых сигналов (таких как ЦВТ, СИКСПД, Davic (Совет по цифровым аудиовизуальным проектам)) при соответствующих соотношениях возврата к аналоговым сигналам
Соответствующая модуляция и скорости кодирования могут быть выбраны на основе различных требований канала
- Различные шумы (белый, пакетный, импульсный), не линейность и другие взаимные помехи, присутствующие в текущих и будущих сетях
15
Характеристики, связанные с защитой от ошибок системы, должны быть соответствующими для всех типов услуг, которые могут быть выполнены.
Различные уровни защиты по уровню ТП или ОП
16
Система передачи ЦВТ-К2 должна быть выполнена с возможностью поддержки режимов с низким потреблением энергии для максимального снижения потребления энергии в приемниках в соответствии с кодексом поведения по потреблению энергии Европейского Союза.
Сегментированный прием снижает сложность
17
Повторная передача без стыков (например, из ЦВТ-С2 в ЦВТ-К2, или из ЦВТ-Н2 в ЦВТ-К2) должна полностью поддерживаться.
Поддерживается транскодирование из ЦВТ-С2/Т2 в С2
18
Стандарт ЦВТ-К2 должен обеспечивать полный прозрачный канал передачи данных для транспортного потока, ПИ-пакетов и других соответствующих протоколов между входом модулятора и выходом демодулятора.
Поддерживается гибкое отображение различных входных форматов
19
Время переключения каналов (время для настройки приемника при переходе с одной услуги на другую услугу) не должно значительно увеличиваться из-за ввода ЦВТ-К2 (относительно современного опыта пользователя цифровых телевизионных услуг с ЦВТ-К). Для любого изменения РЧ канала, входной интерфейс ЦВТ-К2 должен передавать сигнал, квазисвободный от ошибок, в пределах 300 мс.
Удовлетворяется благодаря оптимизации длины фрейма С2 МОЧР
Требования по обратной совместимости
Предложенная система
20
ЦВТ-К2 не должна обеспечивать обратную совместимость с ЦВТ-К (в том смысле, что приемник ЦВТ-К будет иметь возможность обработки сигнала ЦВТ-К2). Возможность для приемника ЦВТ-К2 включать в себя функции ЦВТ-К должна рассматриваться как необязательное требование в технической спецификации таким образом, что
Полоса пропускания тюнера в приемнике остается настроенной на 8МГц, как используется в текущих системах ЦВТ-К. Это обеспечивает возможность одновременного существования демодуляторов ЦВТ-К и ЦВТ-К2 в одном приемнике.
- Если представители промышленности требуют включить функции ЦВТ-К в оборудование ЦВТ-К2, производители на уровне микросхем могут обеспечивать соответствующие решения.
- Если долгосрочные сети полностью перейдут на ЦВТ-К2, эти наборы микросхем также могут быть произведены.
21
Для передач ЦВТ-К2, не должно быть установлено требование какого-либо изменения существующих приемников ЦВТ-К. Это предполагает возможность продолжения использования той же архитектуры кабельной сети и тех же характеристик кабельного канала.
Это требование удовлетворяется
22
Для того, чтобы обеспечить возможность самоустановки, стандарт ЦВТ-К2 должен быть не чувствительным, насколько это возможно, к типичным характеристикам сетей, установленных внутри дома, с использованием систем на основе коаксиального кабеля.
Такое предложение поддерживает различные варианты кодирования и перемежения для снижения неидеальных характеристик кабельных систем, проложенных внутри дома
Требования к интерактивным системам
22
Спецификация должна быть доступной для рассмотрения как альтернативное кодирование по нисходящему каналу и схема модуляции для систем СИКСПД, использующих в настоящее время ЦВТ-К для варианта Европейской технологии системы СИКСПД (ЕвроСИКСПД).
Это требование удовлетворяется.
23
ЦВТ-К2 должна включать в себя технологии для улучшения эффективности переноса ПИ данных.
Это требование удовлетворяется.
24
ЦВТ-К2 должна обеспечивать эффективную по затратам интеграцию ЦВТ-К2 в решения Edge КАМ для оборудования модуляции.
Это требование удовлетворяется.
25
Спецификация должна обеспечивать режим с малой задержкой, удовлетворяющий требованиям интерактивных услуг, для которых требуется такой режим.
Перемежитель по времени может быть выключен для услуг, в которых требуется малая задержка