ПРЕЦИЗИОННЫЙ ОГРАНИЧИТЕЛЬ СПЕКТРА
PRECISION SPECTRUM LIMITER

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в прецизионных аналогово-цифровых интерфейсах, системах связи и телекоммуникаций.
Создание современных смешанных систем на кристалле (СнК), ориентированных на техническую диагностику, предполагает разработку входных СФ блоков, обеспечивающих взаимодействие с внешними источниками первичной информации. Одним из базовых устройств таких интерфейсов являются прецизионные ограничители спектра (ПОС или ФНЧ), повышающие потенциальную точность аналогово-цифрового преобразования (АЦ-преобразования). Основной задачей создания таких ПОС является минимизация дрейфа нуля. Именно ее величина в основном ограничивает минимальное значение опорного напряжения и непосредственно влияет на допустимые технологические нормы производства СнК в целом. Кроме этого, высокие требования к стабильности (неравномерности) амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) такого фильтра в полосе пропускания предопределяют целесообразность использования лестничных структур ФНЧ. Параметрические чувствительности таких структур в широком диапазоне частот показывают, что влияние пассивных (частотозадающих) элементов приводит (в основном) только к смещению граничной частоты полосы пропускания, а доминирующими факторами, определяющими точность преобразования сигнала в полосе пропускания, являются активные элементы, в частности, используемые операционные усилителя (ОУ). Для существующих технологий эта проблема является доминирующей и определяет конечную эффективность лестничных ПОС (ФНЧ) в соответствующих СФ блоках.
Известны схемы ФНЧ на основе операционных усилителей [1-22]. Особое место в этом классе устройств частотной селекции занимают ФНЧ [8-22], реализованные на основе так называемых частотно-зависимых резисторов с отрицательным сопротивлением (frequency dependent negative resistor). На базе данных функциональных узлов реализуются прецизионные ограничители спектра (ФНЧ) с малым дрейфом нуля. Заявляемое устройство относится к данному классу ФНЧ.
Наиболее близким прототипом заявляемого НОС из известных аналогов [8-22] является так называемая схема Антонио (фиг.1), реализуемая на базе двух операционных усилителей (ОУ) и набора пассивных элементов, которая представлена в патенте US 7.088.985 fig.3. Эта схема содержит источник входного напряжения 1, связанный со входом устройства 2, первый 3 частотозадающий резистор, включенный между входом устройства 2 и выходом устройства 4, первый 5 операционный усилитель, выход которого 6 связан с выходом устройства 4 через первый 7 корректирующий конденсатор, второй 8 частотозадающий резистор, включенный между выходом 6 первого 5 операционного усилителя и его инвертирующим входом 9, причем неинвертирующий вход 10 первого 5 операционного усилителя связан по переменному току с общей шиной источника питания 11 через второй 12 корректирующий конденсатор и соединен с выходом 13 второго 14 операционного усилителя через третий 15 частотозадающий резистор, между инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, связанным с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя, и его выходом 13 включен четвертый 17 частотозадающий резистор, а неинвертирущий вход 18 второго 14 операционного усилителя связан с выходом устройства 4.
Существенным недостатком известного устройства является достаточно большое влияние частоты единичного усиления fi используемых ОУ на неравномерность АЧХ в полосе пропускания, что ограничивает потенциальную точность АЦ-преобразования. Именно поэтому в практических схемах ФНЧ используются широкополосные ОУ, потребляющие относительно большую мощность от шины питания, которые, в конечном итоге, уменьшают потенциальный уровень интеграции систем на кристалле.
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в уменьшении влияния частоты единичного усиления используемых активных элементов (ОУ) на неравномерность АЧХ ограничителя спектра в полосе пропускания.
Поставленная задача достигается тем, что в прецизионном ограничителе спектра фиг.2, содержащем источник входного напряжения 1, связанный со входом устройства 2, первый 3 частотозадающий резистор, включенный между входом устройства 2 и выходом устройства 4, первый 5 операционный усилитель, выход которого 6 связан с выходом устройства 4 через первый 7 частотозадающий конденсатор, второй 8 частотозадающий резистор, включенный между выходом 6 первого 5 операционного усилителя и его инвертирующим входом 9, причем неинвертирующий вход 10 первого 5 операционного усилителя связан по переменному току с общей шиной источника питания 11 через второй 12 частотозадающий конденсатор и соединен с выходом 13 второго 14 операционного усилителя через третий 15 частотозадающий резистор, между инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, связанным с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя и его выходом 13 включен четвертый 17 частотозадающий резистор, а неинвертирущий вход 18 второго 14 операционного усилителя связан с выходом устройства 4, предусмотрены новые элементы и связи - первый 5 операционный усилитель содержит первый 19 преобразователь «напряжение-ток» с первым 20 и вторым 21 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 22 и вторым 23 противофазными входами первого 24 буферного каскада, выход которого является выходом 6 первого 5 операционного усилителя, второй 25 преобразователь «напряжение-ток» с первым 26 и вторым 27 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 22 и вторым 23 противофазными входами первого 24 буферного каскада, инвертирующий вход 28 второго 25 преобразователя «напряжение-ток» связан с выходом устройства 4, а неинвертирующий вход 29 соединен с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя, связанным с неинвертирующим входом первого 19 преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход первого 19 преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом 10 первого 5 операционного усилителя, второй 14 операционный усилитель содержит третий 30 преобразователь «напряжение-ток» с первым 31 и вторым 32 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 33 и вторым 34 противофазными входами второго 35 буферного каскада, выход которого является выходом второго 13 операционного усилителя, четвертый 36 преобразователь «напряжение-ток» с первым 37 и вторым 38 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 33 и вторым 34 противофазными входами второго 35 буферного каскада, инвертирующий вход третьего 30 преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом 18 второго 14 операционного усилителя, неинвертирующий вход третьего 30 преобразователя «напряжение-ток» является инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, неинвертирующий вход 39 четвертого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с инвертирующим входом первого 19 преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход 40 четвертого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с неинвертирующим входом третьего 30 преобразователя «напряжение-ток».
На чертеже фиг.1 показана схема ограничителя спектра-прототипа.
На чертеже фиг.2 приведена схема заявляемого устройства.
На чертеже фиг.3 показана схема ФНЧ третьего порядка с малым дрейфом нуля, реализованная на базе известного устройства фиг.1.
41
7
12
4
3
15
8
17
На чертеже фиг.4 приведены результаты моделирования АЧХ оптимального (Чебышевского) ФНЧ фиг.3 при следующих параметрах элементов: R=475 Ом, C=C=C=1 нФ, R=R=1 кОм, R=R=2 кОм.
Схема ФНЧ фиг.5 реализована на основе заявляемого устройства фиг.2 добавлением (так же как и в схеме фиг.3) выходного RC фильтра (резистор 43, конденсатор 44).
1
43
44
7
12
3
15
8
17
На чертеже фиг.6 показана АЧХ оптимального (Чебышевского) ФНЧ третьего порядка фиг.5 на базе заявляемого устройства фиг.2 при разных значениях частоты единичного усиления f используемых активных элементов и следующих параметрах элементов: R=475 Ом, C=C=C=1 нФ, R=R=1 кОм, R=R=2 кОм.
Графики фиг.7 характеризуют АЧХ сравниваемых ФНЧ фиг.3 и фиг.5 в широком диапазоне частот.
Прецизионный ограничитель спектра (ПОС) фиг.2 содержит источник входного напряжения 1, связанный со входом устройства 2, первый 3 частотозадающий резистор, включенный между входом устройства 2 и выходом устройства 4, первый 5 операционный усилитель, выход которого 6 связан с выходом устройства 4 через первый 7 корректирующий конденсатор, второй 8 частотозадающий резистор, включенный между выходом 6 первого 5 операционного усилителя и его инвертирующим входом 9, причем неинвертирующий вход 10 первого 5 операционного усилителя связан по переменному току с общей шиной источника питания 11 через второй 12 корректирующий конденсатор и соединен с выходом 13 второго 14 операционного усилителя через третий 15 частотозадающий резистор, между инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, связанным с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя, и его выходом 13 включен четвертый 17 частотозадающий резистор, а неинвертирущий вход 18 второго 14 операционного усилителя связан с выходом устройства 4. Первый 5 операционный усилитель содержит первый 19 преобразователь «напряжение-ток» с первым 20 и вторым 21 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 22 и вторым 23 противофазными входами первого 24 буферного каскада, выход которого является выходом 6 первого 5 операционного усилителя, второй 25 преобразователь «напряжение-ток» с первым 26 и вторым 27 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 22 и вторым 23 противофазными входами первого 24 буферного каскада, инвертирующий вход 28 второго 25 преобразователя «напряжение-ток» связан с выходом устройства 4, а неинвертирующий вход 29 соединен с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя, связанным с неинвертирующим входом первого 19 преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход первого 19 преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом 10 первого 5 операционного усилителя, второй 14 операционный усилитель содержит третий 30 преобразователь «напряжение-ток» с первым 31 и вторым 32 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 33 и вторым 34 противофазными входами второго 35 буферного каскада, выход которого является выходом второго 13 операционного усилителя, четвертый 36 преобразователь «напряжение-ток» с первым 37 и вторым 38 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 33 и вторым 34 противофазными входами второго 35 буферного каскада, инвертирующий вход третьего 30 преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом 18 второго 14 операционного усилителя, неинвертирующий вход третьего 30 преобразователя «напряжение-ток» является инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, неинвертирующий вход 39 четвертого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с инвертирующим входом первого 19 преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход 40 четвертого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с неинвертирующим входом третьего 30 преобразователя «напряжение-ток».
В схеме фиг.3 для получения придаточных функций третьего порядка на базе известного ФНЧ введены дополнительный резистор 41 и дополнительный конденсатор 42.
В схеме фиг.5 для получения передаточных функций третьего порядка на базе заявляемого ПОС фиг.2 введены вспомогательный резистор 43 и вспомогательный конденсатор 44.
Рассмотрим вначале работу ограничителя спектра-прототипа фиг.1.
Для идеализированных ОУ 5 и 14 (бесконечно большие статический коэффициент усиления и частота единичного усиления) характеристический полином схемы фиг.1 определяется следующим соотношением:
1
7
3
2
12
15
где τ=CR, τ=CR,
1
Влияние частотных свойств ОУ 5 и 14 приводит к изменению характеристического полинома и искажениям (в основном в полосе пропускания) амплитудно-частотных характеристик фильтра. Анализ схемы фиг.1 показывает, что относительное изменение под действием f характеристического полинома определяется следующим соотношением
1
1.5
2
1.14
где П=2πf, П=2πf - площади усиления ОУ5 и ОУ14.
1
Подтверждением этого анализа являются результаты моделирования фиг.4 простейшего ограничителя спектра (фиг.3), реализующего оптимальный (Чебышевский) фильтр третьего порядка. Как видно из результатов моделирования схемы в среде SPISE (фиг.4), даже при оптимальном предварительном увеличении полосы пропускания ФНЧ на 8% погрешность АЧХ в полосе пропускания фильтра превышает 0,6 дБ. Это на 0,5 дБ больше оптимального значения для АЧХ идеального фильтра. Причем изменение частоты единичного усиления f на 40% (характерные для современной технологии погрешности изготовления ОУ) приводит к неконтролируемому изменению неравномерности АЧХ на 0,2 дБ и, следовательно, превышает ожидаемое значение погрешности.
1
Существенное уменьшение влияния частот единичного усиления f активных элементов 5 и 14 достигается применением в схеме фиг.2 дополнительных компенсирующих обратных связей, которые реализуются изменением структуры входных цепей ОУ и их оригинальным подключением в соответствии с формулой изобретения.
Покажем аналитически, что заявляемый эффект реализуется в предлагаемой схеме фиг.2.
При использовании идеальных ОУ 5 и 14 характеристический полином схемы фиг.2 не изменяется и описывается соотношением (2). Учет влияния частот единичного усиления этих ОУ приводит к следующему относительному изменению характеристического полинома:
1
36
30
2
19
25
36
30
19
25
где K=K/K, K=K/K; K, K (K, K) - коэффициенты передачи входных преобразователей «напряжение-ток» 36, 30 (19, 25) операционного усилителя 5 (14).
1
2
Из (4) следует, что при выполнении параметрических условий K=K=1 влияние площадей усиления операционных усилителей 5 и 14 минимизируется и поэтому доминирующими факторами, ограничивающими реализуемые параметры ограничителя спектра фиг.2 являются параметры неучтенных полюсов их передаточных функций.
Подтверждением полученных аналитических результатов является моделирование Чебышевского фильтра третьего порядка фиг.5, показанное на чертеже фиг.6.
1
гр
Как видно из результатов моделирования схемы ПОС (ФНЧ) (фиг.6), погрешность АЧХ в полосе пропускания при изменении частоты единичного усиления f ОУ на 40% (от 6 МГц до 4 МГц) равна 0,05 дБ, что точно соответствует погрешности идеализированного Чебышевского фильтра. Далее, только на границе полосы пропускания (f=160 кГц) эта погрешность достигает уровня 0,075 дБ, что практически легко устраняется предварительным увеличением полосы пропускания фильтра на 3,5%.
На фиг.7 показаны результаты сопоставительного моделирования сравниваемых схем в широком диапазоне частот, которые показывают, что в случае применения заявляемого ПОС наблюдается также и увеличение селективности фильтра, которое при необходимости можно использовать для дальнейшего уменьшения неравномерности АЧХ за счет предварительного (целенаправленного) увеличения его полосы пропускания.
Таким образом, заявляемый прецизионный ограничитель спектра характеризуется слабой зависимостью неравномерности АЧХ от частоты единичного усиления применяемых активных элементов.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Патент US 4.001.735, fig.4.
2. Патент US 6.344.773, fig.4.
3. Патент US 4.132.966, fig.3.
4. Патент US 6.008.691, fig.3.
5. Патент US 4.253.069.
6. Патент US 5.489.873, fig.3.
7. Патент US 4.860.839.
8. Патент US 4.737.725, fig.3.
9. Патентная заявка US 2006/0068749, fig.5.
10. Патент US 7.619.472, fig.3
11. Патентная заявка US 2001/0038309, fig.2.
12. Патент US 4.686.486, fig.8.
13. Патентная заявка US 2004/0222871, fig.6.
14. Патент US 4.185.250, fig.1.
15. Патент US 3.984.639, fig.5.
16. Патент WO 9602975, fig.3.
17. Патентная заявка US 2008/0297239, fig.3а.
18. Патент US 4.229.716.
19. Патент US 4.091.340, fig.5-7.
20. Патент US 7.088.985, fig.3.
21. Патент US 7.005.950, fig.6.
22. Патентная заявка US 2010/0001803, fig.7.