СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ КАЧЕСТВА КАНАЛА И МОДЕМ
METHOD OF DETERMINING CHANNEL QUALITY AND MODEM

Область техники, к которой относится изобретение
Изобретение относится к области передачи данных на нескольких несущих и, в частности, передаче данных посредством мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (МОЧР) (OFDM). Оно касается определения качества канала из множества подканалов при передаче данных на нескольких несущих, подверженной источникам узкополосных помех.
Уровень техники
Для передачи цифровых данных общеизвестной схемой гибкой модуляции является передача данных на нескольких несущих на основе мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (МОЧР) (OFDM), известной также как цифровая многоканальная тоновая (ЦМТ) (DMT) модуляция. МОЧР распределяет подлежащие передаче данные по большому числу поднесущих или подканалов, заключенных в полосе передачи и отделенных друг от друга четко выраженным частотным интервалом. Последнее гарантирует ортогональность поднесущих и предотвращает взаимные помехи или перекрестные помехи между поднесущими, т.е. на демодулятор для одной поднесущей не воздействует модуляция остальных поднесущих, даже если отсутствует явная фильтрация и их спектры перекрываются. Отдельные символы модуляции МОЧР на каждой из несущих представляет несколько битов, которые зависят от выбора алфавита КАМ (QAM), т.е. размещения данных или точек созвездия в квадратурной амплитудной плоскости. Например, обычно используют 2 бит/символ для квадратурной фазовой манипуляции (КФМн) (QPSK) или 4 бит/символ для 16-КАМ (квадратурной амплитудной модуляции) (QAM). Комплексные процессы модуляции и демодуляции одновременно тысяч несущих эквивалентны операциям дискретного преобразования Фурье, для которого существуют эффективные алгоритмы преобразования Фурье.
Подходящая архитектура модема МОЧР содержит кодер для мультиплексирования, синхронизации и кодирования подлежащих передаче данных, а также модулятор для формирования цифрового многоканального тонового сигнала. Кодер переводит поступающий поток битов в синфазную и квадратурную компоненты для каждого из множества подканалов, т.е. кодер выводит несколько последовательностей подсимволов, число которых равно числу доступных для системы подканалов. Линейный монитор в приемнике проверяет качество линии подканалов, к примеру, путем циклического определения уровня шума, усиления и фазового сдвига по отдельности для каждого из подканалов во время работы. Мощность фонового шума всех подканалов в полосе передачи, а также частота битовых ошибок (BER) и (или) отношение сигнал-шум (С/Ш) (SNR) каждого отдельного подканала используются затем для определения пропускной способности канала в подканалах, т.е. интенсивности потока информации и скорости передачи битов, которые может поддерживать каждый канал. Процедура построения сигнального кода оптимизации выбирает надлежащий алфавит КАМ или схему размещения битов, которые приводят к скорости передачи данных, приближающейся к пропускной способности подканала, за счет учета условий ограниченной сигнальной мощности и максимальной частоты битовых ошибок.
МОЧР пригоден, в частности, для связи по линии электропередачи (СЛЭ) (PLC). На каналы передачи данных линии электропередачи на высокое или среднее напряжение воздействуют источники помех, потому что типы кабелей, которые используются для передачи электроэнергии, являются неэкранированными, а потому восприимчивыми к проникновению электромагнитных полей. Типичный проистекающий из этого шумовой сценарий на каналах линии электропередачи содержит источники узкополосных помех, т.е. сигналы с малой шириной полосы частот, возникающие, к примеру, от радиопередач и представляющие спектральную амплитуду, возрастающую до 40 дБ над фоновым уровнем шума, не содержащим никакого вклада от источников узкополосных помех. Аналогично, традиционные аналоговые телевизионные сигналы по существу ведут себя как источники узкополосных помех по отношению к МОЧР. Таким образом, канал линии электропередачи не представляет собой среду с аддитивным бельм гауссовым шумом (АБГШ) (AWGN), но в частотном диапазоне от нескольких сотен килогерц до 20 МГц в нем главным образом господствует узкополосная помеха, вызванная проникновением широковещательных станций с принимаемым уровнем, в общем случае переменным по времени суток, и импульсный шум от переключения источников питания или иных переходных процессов.
Международная заявка WO 97/40609 раскрывает снижение высокочастотной (ВЧ) (RF) помехи из узкополосных диапазонов любительского радио между 1 МГц и 12 МГц в широкополосной системе передачи на нескольких несущих. Обнаружено, что ответвление от стандартной абонентской линии ADSL в виде неэкранированной витой пары, покрывающей последние 30 м или менее до удаленного блока, способно как принимать, так и излучать ВЧ-сигналы. В ограниченном диапазоне, содержащем подканалы, чувствительные к помехам, никакие поднесущие не используются для передачи данных.
Помимо этого, ложный тоновый сигнал может быть использован для подавления передаваемой мощности от передач боковых лепестков в этой полосе.
Заявка на патент ЕПВ 1137194 предлагает находить отдельные отношения С/Ш для подканалов в системе МОЧР и на основе этого перераспределять скорость передачи данных и (или) мощность сигнала для подканалов. Согласно же патенту США №6.456.653 полное отношение С/Ш в системах МОЧР оценивается во время нормальной работы за счет определения мощности шума неактивных поднесущих и мощности сигнал плюс шум активных поднесущих и вычитания первого из второго для получения мощности сигнала.
Сущность изобретения
Цель изобретения состоит в увеличении полной битовой скорости или скорости передачи данных при передаче данных на нескольких несущих и, в частности, при передаче данных посредством мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (МОЧР) (OFDM) по каналу передачи, на который воздействуют источники узкополосных помех. Эта цель достигается за счет способа определения качества канала, в частности пропускной способности канала, для множества подканалов в канале передачи, а также модемом по пп.1 и 8 формулы изобретения, соответственно. Предпочтительные варианты осуществления очевидны из зависимых пунктов формулы изобретения, причем зависимость пунктов формулы изобретения не следует рассматривать как исключение дальнейших значимых комбинаций пунктов формулы изобретения.
Согласно изобретению мощность чистого фонового шума оценивают для целей определения качества канала, такого как пропускная способность канала, отдельного подканала или поднесущей, на основе чего подканал может после этого назначаться по подходящей схеме размещения битов или даже маскироваться из-за воздействия со стороны источников узкополосных помех. Эта мощность чистого фонового шума основана на значениях спектрального шума по меньшей мере двух выбранных подканалов, содержащих только доли, подобные белому шуму, и исключает, в разумных пределах, шумовые доли или мощность сигнала от источников узкополосных помех. Следовательно, мощность чистого фонового шума снижается по сравнению с традиционным случаем мощности фонового шума, оцененной для всех подканалов или непрерывной полосы передачи. Соответственно, определение качества канала для отдельного подканала дает высокий и более реалистичный, или менее консервативный результат, нежели в последнем случае. На основе этого выбрана схема размещения битов или сигнальная кодовая конструкция МОЧР, которая обеспечивает оптимизированную передачу данных при скорости данных, которая приближается к более реалистичному качеству канала отдельного подканала или достигает его, что приводит к увеличенной полной битовой скорости или скорости передачи данных.
В преимущественном варианте осуществления изобретения записывают спектральную плотность шума. Значения спектрального шума, составляющие спектр, сортируют, и первую долю или часть спектра, содержащую более высокие значения спектрального шума, исключают из последующей оценки мощности чистого фонового шума. При условии, что доступен подходящий критерий для разделения спектра, этот подход менее затруднителен, нежели идентификация позиции источников узкополосных помех или подвергаемых воздействию подканалов путем циклической проверки спектра на максимальное значение спектрального шума и исключения соответствующего подканала.
В первом предпочтительном варианте отсортированный шумовой спектр нормируется относительно значения в центре или середине этого спектра, а не относительно среднего значения спектрального шума, которое будет подвергаться воздействию или смещению непредсказуемым образом за счет небольшого числа подканалов с исключительно высоким значением спектрального шума. Тем самым последующее сравнение упомянутого нормированного спектра с фиксированным, заранее заданным первым порогом представляет первый подходящий критерий в вышеупомянутом смысле.
Во втором предпочтительном варианте мощность чистого фонового шума оценивают путем отбрасывания вклада первой доли подканалов, определенной с помощью критической нормированной производной в качестве второго порога или подходящего критерия в вышеупомянутом смысле. С этой целью заблаговременно выполняют операцию сглаживания путем усреднения двух или более следующих друг за другом нормированных значений спектрального шума, т.е. значений, которые находятся рядом или по соседству, согласно отсортированному шумовому спектру.
В преимущественном варианте осуществления статистическую степень достоверности мощности чистого фонового шума улучшают далее путем отбрасывания подканалов на обоих концах второй доли или остальной части спектра, т.е. путем исключения наивысшего и наинизшего значений спектрального шума во второй доле перед оцениванием мощности чистого фонового шума.
Краткое описание чертежей
Предмет изобретения будет поясняться более подробно в нижеследующем тексте со ссылкой на предпочтительные примерные варианты осуществления, которые иллюстрируются на приложенных чертежах, где:
Фиг.1 условно показывает компоненты модема МОЧР;
Фиг.2 изображает блок-схему алгоритма процедуры оценивания чистого фонового шума; и
0,sort
Фиг.3 представляет нормированный отсортированный шумовой спектр {N'(k)} и производную {S'(l)}.
Используемые на чертежах ссылочные позиции и их значения перечислены в общем виде в перечне ссылочных позиций. В принципе, идентичные части снабжены на чертежах одними и теми же ссылочными позициями.
Подробное описание изобретения
М
М
М
k
O
I
q
Фиг.1 показывает цифровое воплощение способа модуляции посредством мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (МОЧР) (OFDM). В основном модуляторе 10 МОЧР блок 11 векторных операций КАМ генерирует вектор частотных коэффициентов в соответствии с запараллеленными цифровыми входными битами из цифрового входного сигнала D. Согласно схеме отображения, такой как 2КАМ (квадратурная амплитудная модуляция) или, в качестве ее специального случая, 2ОФМн (относительная фазовая манипуляция), частотные коэффициенты в общем случае являются комплексными 2-ичными символами D. Из этого вектора частотных коэффициентов блок 12 обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ) генерирует синфазную компоненту I и ортогональную квадратурную компоненту Q цифрового многоканального тонового сигнала. В блоке 13 каждую из этих компонент дополняют циклическим префиксом, что дает две последовательности действительных значений на частоте 1/T дискретизации, т.е. синфазную компоненту O(n) и квадратурную компоненту O(n) модулированного цифрового сигнала.
IO
IO
O
O
O
O
O
I
q
O
Чтобы подготовить сигнал МОЧР к частотному сдвигу, этим компонентам повышают частоту дискретизации в m раз в блоке 14 повышения частоты дискретизации, где m>(2f+B)T при B, представляющим собой ширину полосы частот в полосе передачи МОЧР и f, представляющим ее центр или частотный сдвиг, должно удовлетворяться для выполнения теоремы отсчетов. На следующем этапе модуляции в блоке 15 сдвига частоты в модуляторе МОЧР средние частоты спектра для O и O окончательно сдвигаются на ±f. Полученные сигналы суммируются в сумматоре 16 для создания передаваемого сигнала, который затем преобразуется в ЦАП 17 модулятора в аналоговый сигнал для усиления и передачи.
n
0,sort
WIDTH
0
Фиг.2 изображает блок-схему алгоритма в предпочтительном варианте осуществления для процедуры оценивания мощности  чистого фонового шума (квадрата дисперсии σ) согласно изобретению. На этапе 1 выполняют начальную оценку спектральной плотности шума и выделяют нормированный отсортированный шумовой спектр {N'(k)}. На этапе 2 из них вычисляют последовательность производных {S'(l)}. На этапе 3 определяют протяженность узкополосной помехи, и те поднесущие, на которые не воздействует узкополосный шум, идентифицируют и отбирают согласно некоторому критерию, такому как сравнение вышеупомянутых производных {S'(l)} с заранее заданным порогом T. Наконец, на этапе 4 находят мощность  чистого фонового шума путем усреднения значений N(i) спектрального шума для отобранных поднесущих. Отдельные этапы будут подробнее описаны ниже.
Процедура измерения канальных условий или шумовых сценариев по данному изобретению осуществляется предпочтительно при запуске модема, т.е. перед началом передачи данных, но может повторяться, если, к примеру, канальные условия значительно изменяются. Во время запуска исполняется преамбула, содержащая отправку и прием последовательности тестовых сигналов, включающей в себя немую последовательность для измерения шумового сценария, как подробно описано ниже.
0
EST
EST
0
N-1
EST
i
EST
Процедура начинается с начальной оценки в рассматриваемом канале передачи необработанного шумового спектра {N'(i)}, называемого также спектральной плотностью шума или спектром плотности фоновой мощности. С этой целью во время упомянутой немой последовательности записывают, а потом усредняют N символов МОЧР, лишенных какой бы то ни было сигнальной информации, причем, как правило, 12<N<100. За время отдельного символа МОЧР получают несколько из N отсчетов принятого сигнала, где N равно полному числу подканалов. Затем преобразование Фурье длиной N вырабатывает сигнал S=(S,…,S) в частотной области. Это повторяется для N символов МОЧР, и абсолютные квадраты значений S суммируются и усредняются делением на число N символов МОЧР:
RX
RX
0
Действие приемного фильтра представлено комплексной передаточной функцией H(i), которая является частью проекта системы связи. Эта передаточная функция приемного фильтра может быть адаптивной и зависеть от характеристик канала передачи, но в любом случае H(i) известна в приемнике. Ее влияние на первоначально оцениваемый необработанный шумовой спектр {N'(i)} затем исключается посредством следующего деления:
0
0
0
0,sort
Noise
Затем результирующий скорректированный шумовой спектр {N(i)}, содержащий множество значений N(i), сортируется, т.е. значения N(i) спектрального шума переставляются, чтобы сформировать последовательность нарастающих или убывающих значений спектрального шума. Результирующая последовательность или матрица называется отсортированным шумовым спектром {N'(k)}, причем индекс i=Index(k) сортировки сохраняется в таблице сортировки.
N
Традиционную предварительную оценку дисперсии δ шума со все еще присутствующими узкополосными помехами можно вычислить следующим образом:
0
0
0
где M есть число активных поднесущих, причем М≤N, а N есть полное число поднесущих в полосе передачи. Набор активных поднесущих содержит все поднесущие, расположенные в полосе пропускания приемного фильтра и соответственно зависит от конфигурируемого размера полосы пропускания фильтра. Набор активных поднесущих также содержит поднесущие, которые используются в качестве пилот-сигналов и которые в последующем игнорируются, оставляя набор из M≤M поднесущих, подлежащих оцениванию на узкополосные помехи.
0,sort
0,sort
На следующем этапе процедуры отсортированный шумовой спектр {N(k)} нормируется относительно его значения в центре, т.е. с индексом (сортировки) k=М/2, что дает нормированный отсортированный шумовой спектр {N(k)}:
0,sort
Из этого нормированного отсортированного шумового спектра {N'(k)} идентифицируется первая доля или подспектр, состоящая из тех подканалов, для которых значение нормированного спектрального шума превышает первый порог. Вышеуказанная нормировка относительно значения в центре, по сравнению со средним значением, исключает какое-либо непредсказуемое влияние немногих подканалов с исключительно высоким значением спектрального шума. Тем самым сравнение с фиксированным заранее заданным первым порогом оправдывается и обеспечивает разумный результат. Подканалы упомянутой первой доли или их соответствующие мощности спектрального шума рассматриваются как подвергшиеся воздействию узкополосных помех и вследствие этого исключаются из последующего оценивания мощности чистого фонового шума.
0,sort
0,sort
0,sort
Однако, несмотря на введенную выше продуманную нормировку, обращение к первому порогу для идентификации первой доли все же приводит к некоторой неоднозначности в том, что касается определения упомянутого первого порога. Таким образом, обращение к критической производной непрерывного распределения шума или, что эквивалентно, к критической разности между двумя соседними значениями цифрового отсортированного шумового спектра представляет вескую альтернативу. Ввиду подготовки и оценивания такой производной, как детализируется далее, вводится усреднение или сглаживание нормированного отсортированного шумового спектра {N'(k)}. С этой целью для каждого подканала вычисляется среднее от нескольких следующих друг за другом значений, в том числе одно от этого самого подканала. Иными словами, для конкретного подканала с индексом / усредненное значение S(l) нормированного спектрального шума вычисляется путем усреднения по меньшей мере двух следующих друг за другом значений нормированного спектрального шума, в том числе значение {N'(k(l)} нормированного спектрального шума самого этого конкретного подканала l и по меньшей мере одного значения {N'(k(l)±1} нормированного спектрального шума смежного или соседнего отсортированного подканала.
0,sort
0,sort
Преимущественно, для конкретного подканала, более низкое среднее или нормированный интеграл S(l) выделяется в качестве среднего от всех значений N'(k≥l) нормированного спектрального шума, которые равны или меньше, чем значение N'(l) нормированного спектрального шума конкретного подканала:
а производная или первая разность S'(l) этого выражения вычисляется как:
0,sort(k)
Типичный результат нормированного отсортированного шумового спектра {N'} и последовательность производных {S(l)} условно показаны на фиг.3.
0
WIDTH
WIDTH
WIDTH
WIDTH
Результирующая последовательность производных {S'(l)} оценивается теперь для классификации спектра и для идентификации первой доли или части спектра, для которой значения N(i) спектрального шума значительно выше, чем для остальной части или второй доли спектра. Для этого все индексы l при S'(l)<T, где T обозначает соответственно выбранный порог для производной, градиента или первой разности, размещены в первой доле. Порог T определен заранее, к примеру, эмпирически, чтобы найти начало более или менее плоской части шумового спектра в качестве критерия для идентификации подканалов, считающихся подвергшимися воздействию шумовой мощности, исходящей из источников узкополосных помех. Типичное значение порога T составляет - 0,05.
low
low
low
high
Соответственно, остальные элементы с индексом сортировки 1≥k', где k' представляет собой наименьший индекс сортировки второй доли или остальной части спектра, используются для получения первой оценки дисперсии чистого фонового шума. Для того чтобы еще более улучшить точность оценки, игнорируется заранее заданное число или проценты, как правило, 10%, наивысшее и наинизшее значений спектрального шума. При этом, т.е. при отбрасывании чрезмерных значений на низком и на высоком конце остальной части, статистическая достоверность оценки еще возрастает. Затем выполняется оценка мощности  чистого фонового шума по доле оценки чистого фонового шума, как указано фигурной скобкой на фиг.3, и в которой содержатся индексы сортировки между нижней границей k и верхней границей k:
Этот оцененный чистый фоновый шум  служит в качестве входа для процедуры оптимизации сигнально-кодовой конструкции, как показано в примере ниже.
0,sort
N
Наконец, применяют статистику Фишера или принцип максимального правдоподобия для генерирования спектральной маски источников узкополосных помех, т.е. для окончательной идентификации подканалов, которые не заняты передачей МОЧР. Для применения статистики Фишера отсортированный шумовой спектр {N(k)} подразделяется на два подпространства, и отношение сигнальной энергии в этих двух подпространствах вычисляется и сравнивается с порогом. Подпространство А задается перемещением окна размером W. Подпространство В равно определенной выше доле оценки чистого фонового шума. Энергия  в подпространстве В, являющееся возведенным в квадрат значением σ в уравнении (0.7), уже известно. Статистика Фишера дает:
W
Для окна размером W=1, как выбрано ниже, индекс k положения окна равен индексу k матрицы.
Noise
Теперь подканал i=Index(k), идентифицированный канальным индексом i и соответствующим шумовому индексу k, маскируется как подверженный воздействию узкополосных помех, если справедливы два нижеследующих условия:
NB
NB
1) результат статистики Фишера превышает порог F(k)>T;
0
0
Noise
2) значение N(i) спектрального шума превышает порог N(i)>T.
0
Поскольку первое условие оценивает мощность источников узкополосной помехи только по отношению к мощности чистого фонового шума, абсолютная мощность источника помехи, т.е. ее значение N(i) может быть настолько малым, что оно не будет влиять или повреждать качество передачи данных. Следовательно, второе условие предотвращает исключение из передачи данных для подканалов с высоким относительным и низким абсолютным шумовыми уровнями.
Перечень обозначений
10 - Модулятор МОЧР
11 - Блок векторных операций КАМ
12 - Обратное быстрое преобразование Фурье
13 - Циклический префикс
14 - Блок повышения частоты дискретизации
15 - Блок сдвига по частоте
16 - Сумматор
17 - Цифроаналоговый преобразователь