Высокочастотный разрядный модуль для систем накачки полупроводниковых лазеров и лазерных линеек

ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ РАЗРЯДНЫЙ МОДУЛЬ ДЛЯ СИСТЕМ НАКАЧКИ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ЛАЗЕРОВ И ЛАЗЕРНЫХ

ЛИНЕЕК

В.В. Тогатов, П.А. Гнатюк, Д.Г. Резинкин

Одним из главных достоинств полупроводниковых лазеров и лазерных линеек на их основе является высокий КПД преобразования электрической энергии накачки в энергию излучения. Вместе с тем это преимущество может быть сведено на нет при низком КПД преобразования энергии источника питания в энергию импульсов накачки. Так как напряжение на полупроводниковом лазере в период накачки составляет величину порядка 2 В, то для получения высокого КПД преобразования суммарное напряжение на всех компонентах контура накачки должно составлять доли вольта. Это условие нереализуемо при использовании в системах накачки линейных источников тока.

Помимо высокого КПД, схема накачки должна обеспечивать постоянство амплитуды тока в пределах всего импульса накачки. При этом к концу импульса практически вся запасенная в накопительном конденсаторе энергия должна быть передана в лазерный диод. В ряде применений необходимо, чтобы схема накачки выполняла функцию программируемого источника тока, например, формировала заданную последовательность импульсов тока с регулируемой амплитудой и длительностью.

Наконец, очень важно, чтобы разрядный модуль схемы обеспечивал работу

полупроводникового лазера как в непрерывном, так и в импульсном режимах.

с

Рис. 1. Принципиальная электрическая схема высокочастотного разрядного модуля

Перечисленным требованиям отвечает разработанная нами схема высокочастотного разрядного модуля, упрощенная принципиальная электрическая схема которого приведена на рис. 1. Силовая часть схемы состоит из конденсатора С, заряжаемого от источника постоянного напряжения, коммутирующего транзистора УТ1, линейного дросселя Ь, демпфирующего диода Шоттки У01, датчика тока К.ш и лазерного диода У02. Переключение транзистора УТ1 осуществляется сигналом с выхода драйвера Б1. На вход драйвера поступают два сигнала: сигнал управляющего напряжения иу, определяющий амплитуду и длительность импульса накачки, а также сигнал обратной связи по току иос. Драйвер обладает внутренним гистерезисом по входу. При возрастании напряжения на входе до 1,8 В на его выходе устанавливается высокий уровень напряжения, удерживающий транзистор во включенном состоянии. В

этот период (интервал 1вкл) происходит рост тока через индуктивность Ь и разряд накопительного конденсатора С. При снижении напряжения до 1,6 В на входе драйвера устанавливается низкий уровень напряжения, приводящий к выключению транзистора. Таким образом, драйвер поочередно подключает и отключает транзистор УТ1, обеспечивая изменение тока накачки в заданном диапазоне ¡тт-1тах .

Временные диаграммы тока ¡в через лазерный диод, равного току через индуктивность ¡ь, и напряжения на конденсаторе ис показаны на рис. 2.

Рис. 2. Временные диаграммы тока через лазерный диод и напряжения

на накопительном конденсаторе

По мере прохождения тока накачки происходит разряд накопительного конденсатора С. Однако среднее значение тока накачки ¡ср будет оставаться неизменным до тех пор, пока напряжение на конденсаторе превосходит напряжение на лазерном диоде. Снижение напряжения на конденсаторе приводит к росту времени включенного состояния транзистора ¿вкл, а значит, к увеличению периода коммутации Т. Следовательно, к концу импульса частота коммутации падает, причем тем больше, чем ближе напряжение на конденсаторе к напряжению на лазерном диоде.

Так как среднее значение тока накачки не зависит от напряжения на накопительном конденсаторе, то начальное значение этого напряжения, во-первых, некритично и, во-вторых, может быть выбрано достаточно большим, например, на порядок больше напряжения на диоде. При этом максимальная энергия, которая может быть передана за время импульса в лазерный диод без снижения тока, оказывается близкой к энергии, запасенной в накопительном конденсаторе.

При реальных частотах коммутации, имеющих порядок 200 кГц, любое изменение режима накачки осуществляется за несколько периодов коммутации. Это позволяет реализовать практически любой закон изменения тока через лазерный диод, задаваемый напряжением управления иу. Иными словами, высокочастотный разрядный модуль выполняет функцию программируемого источника тока.

Проанализируем работу схемы, полагая, что в лазерном диоде формируется импульс среднего тока, величина которого постоянна в пределах всего импульса: /ср = I = const. Ему соответствует постоянное напряжение UD, определяемое вольт-амперной характеристикой диода. Будем считать, что изменение напряжения на накопительном конденсаторе AUC за время включенного состояния транзистора ¿вкл много меньше текущего значения напряжения на индуктивности UL=Uc(t)-UD. В этом случае изменение тока через индуктивность в период включенного ¿вкл и выключенного 4ыкл состояний транзистора можно считать линейным.

Энергия, отдаваемая конденсатором за время n-го переключения транзистора, равна

CU2 CU2

AWC = CU-L - CUl,

где Un-1 и Un - напряжение на конденсаторе в момент n-го включения и выключения транзистора, соответственно. Здесь имеется в виду, что напряжение в момент включения транзистора равно напряжению в момент предшествующего выключения. Эта энергия в период включенного состояния транзистора поступает в лазерный диод и частично запасается в магнитном поле индуктивности. В период выключенного состояния транзистора энергия, запасенная в индуктивности, частично поступает в лазерный диод и частично рассеивается в демпфирующем диоде VD1. Таким образом, баланс энергии в период n-го включенного состояния транзистора можно записать в виде

CU2 CU2 TI2 TI2

b^n-L - = IU t + ^max - ^mi.

2 2 D n 2 2

Здесь tn - время n-го включенного состояния транзистора.

Энергия, запасаемая в индуктивности, одинакова при всех переключениях транзистора и может быть выражена через величину среднего тока I и амплитуду пульсации AI

2 т

Величена интервала tn определяется средним значением напряжения на конденсаторе (U^ за время tn , (Ucp ) = L ((-L + Un):

LAI 2LAI t„ =-=-.

" (Ucp )я - Ud Un-i + Un - 2Ud W

Подставляя (3) и (4) в (2), получим уравнение, связывающее напряжение на конденсаторе в начале и конце n-го цикла переключения:

Первое слагаемое в правой части (5) по той же формуле может быть выражено через (Un-2-UD)2 и т. д. В итоге уравнение (5) приводится к виду

В этом выражении U0 - начальное напряжение на конденсаторе (в начале первого переключения). Таким образом, напряжение на конденсаторе в конце n-го включения транзистора может быть представлено как функция числа переключений:

Un = Ud +

1 2 LIAI

1 - n-7 .

C(Uo - Ud )2 w

Приравнивая подкоренное выражение нулю, найдем максимальное число

переключений

п =

тах

С (и 0 - ио )2

2ЫМ

С учетом (8) выражение (7) можно представить в более простой форме:

ип = ио +

1 -

п

Выразим величину tn как функцию числа переключений. С этой целью подставим в (4) выражения ип и ип_1 в форме (9):

К =

2ЬМ

и 0 - ио

.V

п-1 1--+

п

V

1-

п

п

В реальных режимах работы схемы всегда выполняется условие птах-п>>1. При этом оба корня в (10) практически равны, и выражение (10) упрощается:

К = •

Ш

и 0 - ио

1-

п

п

тах у

Время выключенного состояния транзистора постоянно при всех переключениях

- = . С2)

В этом выражении и» - суммарное напряжение на лазерном и демпфирующем диодах, соответствующее среднему току I. Период коммутации при п-м переключении транзистора находится сложением (11) и (12):

Т = г +1' = ЬМ-

п п

1 - п/

и 0 - ио

и'

Соответствующая этому периоду частота коммутации равна уп = —.

Тп

Чтобы определить текущее значение времени, соответствующее п-му переключению транзистора, необходимо найти сумму всех периодов переключения с 1-го по п-й включительно:

п п п

t = 1 Тк = 1Ч +Х <к.

к=1 к=1 к=1

Компоненты, входящие в (14), определяются выражениями (11)—(13). Можно показать, что с погрешностью, не превышающей 6 %, искомая сумма может быть аппроксимирована следующей простой функцией:

t =

си 0

I

1 -л/1

- п +

с (и 0)2

2ио I

п.

В этом выражении введены следующие обозначения: п =

п

и0 = и 0 - ио .

Выражение энергии накачки, поступившей в лазерный диод за время t, дается очевидной формулой

ж = ,

где t определено в (15).

2

2

1

тах

тах

При проектировании схем накачки исходными данными, как правило, являются длительность импульса или энергия, передаваемая в лазерный диод. В этом случае по выражениям (15) и (16) может быть рассчитано количество циклов переключения, обеспечивающее заданную длительность импульса т или величину энергии накачки Ж:

- 2и'

п =

и 0

' ив

V и 0

-+1

21тио С (и 0)2

1

2 ги' 1т Л и° +1 - Т

п =

и

и:

и»

V и 0

+1

2Жио

сив (и0)2

V и 0 1

2 /

Си

0 у

и»

V и 0

+1 --

Ж

Сиои 0 у

I, А

20-

10

ис , в 20

15-

t, мкс

0 100 200 300 400 500

t, мкс

Рис. 3. Форма тока импульса накачки и напряжение на накопительном

конденсаторе

На рис. 3 приведена форма импульса тока накачки со средним значением 20 А и длительностью 500 мкс. На этом же рисунке показано изменение напряжения на накопительном конденсаторе в процессе формирования этого импульса. Как следует из рисунка, несмотря на значительное снижение напряжения на конденсаторе, величина среднего тока через лазерный диод оставалась строго постоянной вплоть до окончания импульса. Вместе с тем частота коммутации к концу импульса уменьшилась вдвое, причем особенно резко — в конечной стадии процесса. Все это подтверждает результат качественного анализа работы высокочастотного разрядного модуля.

Для проверки правильности полученных количественных соотношений на рис. 4 проведено сравнение временных зависимостей периода коммутации Т, одна из которых получена расчетным путем (сплошная кривая), а другая снята экспериментально (штриховая кривая). Расчет выполнялся по формулам (8), (13) и (17) при следующих значениях параметров: I = 20 А, т = 500 мкс, С = 500 мкФ, Цв = 2.5 В, и^ = 3 В, и0 = 20 В. Как следует из рисунка, расчетная и экспериментальная кривые хорошо согласуются как по форме, так и по значениям измеряемых величин.

2

Т, МКС"

50"

30 "

10"

0 100 200 300 400 500 МКС

Рис. 4. Зависимость (теоретическая и экспериментальная) периода коммутации

от длительности импульса

В ряде применений принципиально важной является величина пульсаций тока накачки. В рассмотренной схеме снижение пульсаций тока осуществляется за счет уменьшения выставляемого диапазона /шП-/тах. Однако такой способ имеет принципиальное ограничение, связанное с быстродействием прохождения сигнала обратной связи, а также с конечной скоростью переключения коммутирующего транзистора. По этой причине для снижения пульсаций нами использован пассивный ЬС-фильтр, как показано на рис. 5. При частоте коммутации 150 кГц, Ь=5 мкГн и С=20 мкФ за счет использования фильтра величина пульсаций снизилась более чем на порядок и не превысила 100 мА при среднем значении тока накачки 20 А.

к дросселю

Рис. 5. Схема пассивного Ю -фильтра