Способ пространственного подавления помех, действующих на частотах основного и зеркального каналов приёма антенных решёток
METHOD OF SPATIAL SUPPRESSION OF INTERFERENCE ACTING AT THE FREQUENCY OF THE MAIN AND MIRROR APAA RECEIVING CHANNELS

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для пространственного подавления помех, действующих на частотах основного и зеркального каналов приема активных фазированных антенных решеток (АФАР), путем формирования провалов в диаграмме направленности (ДН) в направлениях действия источников помех.
Известен способ [1 - Cheng D.K. Optimization techniques for antenna arrays // IEEE Proc. 1971. v.59. №12. p. 1664-1674] пространственного подавления помех путем формирования провалов в ДН АФАР, сущность которого заключается во взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью комплексных весовых коэффициентов (КВК), в соответствии с которым весовые коэффициенты находят как вектор, максимизирующий отношение мощности сигнала, принимаемого с заданного направления, к сумме мощностей шумов и помех (ОСПШ), принимаемых антенной. При этом предполагается, что помехи действуют в относительно узкой полосе частот сигнала.
Недостатком данного способа пространственного подавления помех является то, что способ не обеспечивает подавление помех, действующих на частоте зеркального канала приема АФАР.
в
н
в
н
Известен способ максимизации ОСПШ широкополосных антенных решеток [2 - Патент №2471271 РФ. Способ оптимизации широкополосных антенных решеток / Башлы П.Н., Мануилов Б.Д., Помысов А.С., Дротенко А.А.], основанный на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью КВК. Полученные таким образом сигналы суммируют, в результате чего формируют оптимизированную ДН. КВК определяют на основе теоремы об экстремальных свойствах характеристических чисел пучка эрмитовых форм [3 - Гантмахер Ф.Р. Теория матриц. 4-изд. М.: Наука. Гл. ред. физ. - мат. лит., 1988] с учетом информации о направлении на источник сигнала  о распределении источников помех и их относительных уровнях. При определении КВК для каждого излучателя используют несколько, например М, парциальных диаграмм системы, соответствующих его возбуждению волной единичной амплитуды и нулевой фазы на М частотах в пределах рабочего диапазона частот Δω=ω-ω, ω и ω - крайние частоты диапазона, в связи с чем в качестве первой эрмитовой формы выбирают среднее для М частот значение ДН по мощности в направлении прихода сигнала  а в качестве второй эрмитовой формы выбирают усредненное по всему пространству на М частотах значение мощности шумов и помех.
Рассмотренный способ не обеспечивает подавление помех, действующих на частоте зеркального канала приема АФАР, что и является его недостатком.
Близким по технической сущности к заявленному способу является принятый в качестве прототипа способ синтеза широкополосных антенных решеток по полю [4 - Башлы П.Н., Мануилов Б.Д., Помысов А.С., Шерстобитов А.И. Параметрический синтез широкополосных антенных решеток в условиях воздействия помех // Успехи современной радиоэлектроники. 2011 г. №9. стр. 46-50], который основан на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью КВК и последующим суммированием этих сигналов.
в
н
в
н
Вектор КВК определяют при решении задачи оптимизации на основе частного случая теоремы об экстремальных свойствах характеристических чисел пучка эрмитовых форм [1]. При определении КВК для каждого излучателя используют несколько, например М, парциальных диаграмм системы, соответствующих возбуждению излучателя волной единичной амплитуды и нулевой фазы на М частотах в пределах диапазона частот Δω=ω-ω, ω и ω - крайние частоты диапазона, в связи с чем в качестве первой эрмитовой формы выбирают квадрат среднего для М частот значения ненормированной ДН по полю в направлении прихода сигнала  а в качестве второй эрмитовой формы выбирают усредненное по всему пространству на М частотах значение мощности шумов и помех.
Существо способа синтеза широкополосных антенных решеток по полю заключается в определении оптимального вектора КВК путем преобразования к виду отношения эрмитовых форм функционала, характеризующего ОСПШ:
где  - функция распределения шумов и помех в диапазоне частот
Δω;
- ненормированная ДН АФАР на частоте ω, определяемая выражением:
где
- ДН элемента в составе N-элементной АФАР на частоте ω;
n
n
J - комплексная амплитуда тока в -м элементе АФАР;
и  - обозначение вектора-строки и вектора-столбца, соответственно.
Числитель (1) представляет собой квадрат среднего значения ДН по полю в диапазоне частот Δω при приеме сигнала с направления  и, с учетом (2), может быть представлен в виде:
где [А] - эрмитова матрица порядка N, элементы которой описываются выражением:
* - знак эрмитова сопряжения матрицы или комплексного сопряжения скалярной величины.
Знаменатель (1) характеризует среднее значение суммарной мощности шумов и помех в диапазоне частот Δω по всему пространству действительных углов и, с учетом (2), может быть представлен в виде:
N
где [В] - эрмитова матрица -го порядка с элементами
Функционал (1) с учетом (3) и (5) принимает вид:
Отношению эрмитовых форм (7) соответствует пучок эрмитовых форм
Так как матрица [А] первого ранга, то оптимальный вектор  определяется на основе частного случая теоремы об экстремальных свойствах характеристических чисел пучка эрмитовых форм [1]:
N
где  - вектор-строка -го порядка с элементами
Недостатком способа синтеза широкополосных антенных решеток по полю является то, что он также не обеспечивает подавление помех, действующих на частоте зеркального канала приема АФАР.
Задачей, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является устранение общего недостатка известных способов, то есть обеспечение пространственного подавления помех, действующих на частотах основного и зеркального каналов приема АФАР.
Для решения указанной задачи предлагается способ пространственного подавления помех, действующих на частотах основного и зеркального каналов приема АФАР, который, как и прототип [4], основан на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью КВК с последующим суммированием этих сигналов и формированием оптимизированной ДН. КВК определяют при решении задачи оптимизации как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала, его спектре, пространственном и частотном распределении источников помех и их относительных уровнях, а при определении КВК в качестве первой эрмитовой формы выбирают квадрат среднего значения ДН в направлении прихода сигнала  в полосе частот основного канала приема.
Однако, в отличие от прототипа, при определении КВК в качестве второй эрмитовой формы выбирают сумму средних мощностей шумов и помех в полосах частот основного и зеркального каналов приема по всему пространству действительных углов.
Проведенный сравнительный анализ заявленного способа и прототипа показывает, что в заявленном способе изменены условия операции взвешивания, так как при определении КВК в качестве второй эрмитовой формы выбирают сумму средних мощностей шумов и помех в полосах частот основного и зеркального каналов приема по всему пространству действительных углов.
Техническим результатом является возможность подавления помех, действующих на частотах основного и зеркального каналов приема АФАР, алгоритмическим путем без изменения аппаратной части АФАР, а именно за счет взвешивания сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью КВК.
Сочетание отличительных признаков и свойства предлагаемого способа из литературы не известны, поэтому он соответствует критериям новизны и изобретательского уровня.
Возможности предлагаемого способа иллюстрируют фигуры 1-4.
На фигуре 1 показаны сечения исходной ДН и сформированной предложенным способом ДН зеркального канала с провалом в направлении действия источника помехи на частоте зеркального канала приема.
На фигуре 2 приведены сечения исходной ДН и сформированной предложенным способом ДН основного канала при подавлении помехи, действующей на частоте зеркального канала приема.
На фигуре 3 представлены сечения исходной ДН и сформированной предложенным способом ДН основного канала при одновременном действии помех на частотах основного и зеркального каналов приема.
На фигуре 4 представлены сечения исходной ДН и сформированной предложенным способом ДН зеркального канала при одновременном действии помех на частотах основного и зеркального каналов.
В соответствии с предлагаемым способом, на основе информации о направлении на источник сигнала, его спектре, пространственном и частотном распределении источников помех и их относительных уровнях, выполняется следующая последовательность действий:
- определяется первая эрмитова форма - 1;
- определяется вторая эрмитова форма - 2;
- определяется вектор КВК - 3;
- выполняется операция взвешивания сигналов - 4.
Рассмотрим предлагаемый способ пространственного подавления помех, действующих на частотах основного и зеркального каналов приема АФАР, полагая, что направление на источник сигнала  его спектр, пространственное и частотное распределение источников помех в пределах диапазона частот основного  и зеркального  каналов приема, а также их уровни известны.
Функционал, характеризующий ОСПШ, адаптированный для случая подавления помех, действующих на частотах основного и зеркального каналов приема? имеет вид:
В
Н
ЗК
ВЗК
НЗК
В (11) числитель характеризует квадрат среднего значения ДН в направлении прихода сигнала  в полосе частот основного канала приема Δω=ω-ω, а знаменатель - сумму средних мощностей шумов и помех в полосах частот основного Δω и зеркального Δω=ω-ω каналов приема по всему пространству действительных углов.
Представим функционал (11) в матричном виде. Для этого аналогично прототипу преобразуем числитель (11) к виду (3), элементы матрицы [А] имеют вид
а также знаменатель
где [В] - эрмитова матрица N-го порядка с элементами
С учетом (3) и (13) функционал (11) может быть представлен отношением эрмитовых форм (7), которому соответствует пучок форм (8).
Так как матрица [А] первого ранга, оптимальный вектор  определяется как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка и характеризуется выражением (9).
При этом максимум функционала (11) определяется выражением
в котором Т - знак транспонирования.
В
В
в
ω
1
Оценку эффективности предлагаемого способа выполним на примере линейной АФАР, содержащей 100 элементов с расстоянием между излучателями 0.5λ, где λ - длина волны на частоте Распределение амплитуд - косинусоидальное с пьедесталом 0.3. Главный максимум ДН ориентирован в направлении (Направлению нормали к раскрыву соответствует угол 90°)  Частота зеркального канала выше частоты основного канала на 8%, а полоса рабочих частот составляет 1%. Расчет произведем для средних частот полос основного и зеркального каналов приема. Вначале будем считать, что на частотах основного канала помех нет, а для учета шумов приемной системы примем Для частоты зеркального канала примем:
5
На фигуре 1 представлены исходная ДН на частоте основного канала приема и ДН, сформированная предлагаемым способом на частоте зеркального канала приема. На фигуре 1 и далее штриховой линией обозначена исходная ДН, непрерывной линией обозначены ДН, синтезированные предлагаемым способом, а вертикальными штриховыми линиями указана область действия помехи. При расчете задавалась интенсивность помехи Р=10. Из фигуры 1 следует, что в направлении действия помехи в ДН формируется провал глубиною ниже минус 60 дБ, что соответствует ослаблению уровня помех, действующих на частоте зеркального канала приема на 30 дБ. Следует отметить, что с ростом интенсивности Р помех возрастает глубина формируемых провалов. Формируемая при этом на частоте основного канала ДН приведена на фигуре 2, в ней также формируется глубокий (ниже минус 60 дБ) провал (не в направлении помехи).
Р1
Р
5
На фигурах 3 и 4 представлены сечения ДН на частотах основного и зеркального каналов, соответствующие случаю одновременного воздействия помех одинаковой интенсивности ==10 в полосах частот основного и зеркального каналов приема. Помеховую обстановку определим для зеркального канала выражением (16), а для основного - выражением (17):
Р1
На фигуре 3 представлены исходная ДН и оптимизированная предложенным способом ДН на частоте основного канала приема АФАР. Как видно из фигуры, в направлении действия помехи  формируется провал глубиною ниже минус 60 дБ, что соответствует ослаблению помех, действующих на частоте основного канала приема, более чем на 30 дБ.
Р
Фигура 4 иллюстрирует исходную ДН на частоте основного канала приема, а также ДН на частоте зеркального канала приема, сформированную предложенным способом. Из фигуры 4 также следует, что в направлении действия помехи  формируется провал глубиною ниже минус 60 дБ, что соответствует ослаблению помехи на частоте зеркального канала приема более чем на 30 дБ.
Также следует отметить, что при подавлении помех в ДН на частоте основного канала приема, в ДН на частоте зеркального канала приема также формируется глубокий (ниже минус 60 дБ) провал (не в направлении помехи). При подавлении помехи на частоте зеркального канала приема в ДН, соответствующей частоте основного канала приема? также происходит формирование глубокого (ниже минус 60 дБ) провала в направлении, не соответствующем направлению действия помехи на частоте зеркального канала.
Приведенные примеры свидетельствуют о том, что выбор при определении КВК в качестве второй эрмитовой формы суммы средних мощностей шумов и помех в полосах частот основного и зеркального каналов приема по всему пространству действительных углов обеспечивает формирование глубоких провалов в ДН на этих частотах в направлениях источников помех.
Предложенный способ пригоден для применения как в АФАР с комплексным (амплитудно-фазовым) управлением, так и в цифровых АФАР.
Таким образом, в результате достигается следующий технический результат: возможность подавления помех, действующих на частотах основного и зеркального каналов приема АФАР, алгоритмическим путем без изменения аппаратной части АФАР, а именно за счет взвешивания сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью КВК.