ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
SELECTIVE AMPLIFIER

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.
0
В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей (ИУ) на нескольких транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f=1÷5 ГГц.
в
н
в
н
Известны схемы усилителей подкласса dual-input-stage [3-12] с низкоомным входом, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f [3-12]. Причем их верхняя граничная частота f иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f определяется корректирующим конденсатором.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель (ИУ), представленный в патенте US 4.636.743, fig.1. Он содержит первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, второй 4 входной транзистор, база которого подключена к базе первого 1 входного транзистора, а эмиттер через второй 5 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания, первое 7 токовое зеркало, согласованное со второй 6 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора, второе 8 токовое зеркало, согласованное с первой 3 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 4 входного транзистора, а токовый выход подключен к токовому выходу первого 7 токового зеркала и выходу устройства 9.
0
0
в
н
Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность  амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К>1 на частоте квазирезонанса (f), где f, f - верхняя и нижняя граничные частоты АЧХ по уровню
- 3 дБ.
0
0
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя Q и его коэффициента усиления по напряжению К на частоте квазирезонанса f. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ-диапазона с f=1÷5 ГГц.
Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, второй 4 входной транзистор, база которого подключена к базе первого 1 входного транзистора, а эмиттер через второй 5 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания, первое 7 токовое зеркало, согласованное со второй 6 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора, второе 8 токовое зеркало, согласованное с первой 3 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 4 входного транзистора, а токовый выход подключен к токовому выходу первого 7 токового зеркала и выходу устройства 9, предусмотрены новые элементы и связи - между входом устройства 10 и эмиттером второго 4 входного транзистора включены последовательно соединенные первый 11 дополнительный резистор и первый 12 корректирующий конденсатор, между входом устройства 10 и эмиттером первого 1 входного транзистора включены последовательно соединенные второй 13 дополнительный резистор и второй 14 корректирующий конденсатор, базы первого 1 и второго 4 входных транзисторов подключены к выходу 9 устройства, а между выходом 9 устройства и общей шиной источников питания включены по переменному току параллельно соединенные третий 15 дополнительный резистор и третий 16 корректирующий конденсатор.
Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.
На фиг.3 приведена схема ИУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.
На фиг.4 показана частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.3 (укрупненный масштаб), а на фиг.5 - частотные зависимости коэффициента усиления по напряжению и фазового сдвига ИУ фиг.3 (мелкий масштаб).
На фиг.6 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.2 формулы изобретения.
На схеме фиг.7, которая соответствует фиг.6, показан ИУ по п.3 с конкретным выполнением первого 17 и второго 18 дополнительных эмиттерных повторителей, которые реализованы на транзисторах 19, 21 и источниках тока 20 и 22.
На фиг.8 представлена схема ИУ фиг.7 в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.
На график фиг.9 показана частотная зависимость коэффициентов усиления по напряжению ИУ фиг.8 (укрупненный масштаб), а на фиг.10 - частотные зависимости коэффициента усиления по напряжению и фазового сдвига ИУ фиг.8 (мелкий масштаб).
Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, второй 4 входной транзистор, база которого подключена к базе первого 1 входного транзистора, а эмиттер через второй 5 токостабилизирующий двухполюсник связан со второй 6 шиной источника питания, первое 7 токовое зеркало, согласованное со второй 6 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора, второе 8 токовое зеркало, согласованное с первой 3 шиной источника питания, вход которого соединен с коллектором первого 4 входного транзистора, а токовый выход подключен к токовому выходу первого 7 токового зеркала и выходу устройства 9. Между входом устройства 10 и эмиттером второго 4 входного транзистора включены последовательно соединенные первый 11 дополнительный резистор и первый 12 корректирующий конденсатор, между входом устройства 10 и эмиттером первого 1 входного транзистора включены последовательно соединенные второй 13 дополнительный резистор и второй 14 корректирующий конденсатор, базы первого 1 и второго 4 входных транзисторов подключены к выходу 9 устройства, а между выходом 9 устройства и общей шиной источников питания включены по переменному току параллельно соединенные третий 15 дополнительный резистор и третий 16 корректирующий конденсатор. В качестве первого 7 и второго 8 токовых зеркал могут использоваться типовые схемотехнические решения.
На фиг.6, в соответствии с п.2 формулы изобретения, между входом устройства 10 и эмиттером второго 4 входного транзистора включены последовательно соединенные первый 17 дополнительный эмиттерный повторитель, первый 11 дополнительный резистор и первый 12 корректирующий конденсатор, а между входом устройства 10 и эмиттером первого 1 входного транзистора включены последовательно соединенные второй 18 дополнительный эмиттерный повторитель, второй 13 дополнительный резистор и второй 14 корректирующий конденсатор.
Кроме этого, на фиг.6, в соответствии с п.3 формулы изобретения, коэффициенты передачи по току первого 7 и второго 8 токовых зеркал лежат в пределах 1-2.
На схеме фиг.7, которая соответствует фиг.6, показан ИУ с конкретным выполнением первого 17 и второго 18 дополнительных эмиттерных повторителей - на транзисторах 19, 21 и источниках тока 20, 22.
В качестве токовых зеркал 7 и 8 авторы рекомендуют применять классические схемы, широко представленные в технической литературе по микроэлектронике.
Рассмотрим работу ИУ фиг.2.
вх
R
0
0
R
0
Источник входного сигнала u (10) изменяет токи эмиттеров (i) первого 1 и второго 4 входных транзисторов, причем комплексный характер проводимости эмиттерных цепей, образованных первым 11 и вторым 13 дополнительными резисторами, первым 12 и вторым 14 корректирующими конденсаторами обеспечивает в диапазоне нижних частот ИУ (f<f) увеличение этого тока с ростом частоты входного сигнала f. Посредством передачи этих токов через коллекторы упомянутых транзисторов во входные цепи первого 7 и второго 8 токовых зеркал осуществляется противофазное изменение тока нагрузки ИУ. Характер комплексной проводимости этой нагрузки, образованной третьим 15 дополнительным резистором и третьим 16 корректирующим конденсатором, приводит к уменьшению выходного напряжения (выход устройства 9) ИУ в диапазоне верхних частот (f>f). Взаимосвязь характера изменения тока i от частоты входного сигнала и указанное влияние этого параметра на выходное напряжение ИУ обеспечивает резонансный вид амплитудно-частотной характеристики схемы ИУ фиг.2, которая имеет максимум на частоте квазирезонанса f.
0
Покажем аналитически, что более высокие значения K и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.
12
14
11
13
Действительно, комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 при C=C, R=R определяется по формуле:
где  - частота квазирезонанса; (2)
1
12
11
11.4
τ=C(R+h);
2
15
16
τ=RC,
i∑
1
i12.7
4
i12.8
i
i12.7
i12.8
11.i
где K=αK+αK; α - коэффициент передачи эмиттерного тока i-го транзистора; К и K - коэффициенты передачи первого 7 и второго 8 токовых зеркал; h - входное сопротивление i-го транзистора в схеме с общей базой.
i12.7
i12.8
0
0
При равенстве проводимостей входных цепей ИУ целенаправленный выбор коэффициентов передачи тока К и K позволяет реализовать практически любое значение добротности АЧХ Q (3) и коэффициента усиления K (4) на частоте квазирезонанса f (2), численное значение которой не зависит от реализуемой добротности Q.
1
2
11
15
з
з
Действительно, из (3) следует, что при τ=τ, R=R для получения заданной добротности Q, например, Q=10, необходимо, чтобы параметр схемы
0
При подключении ко входу ИУ 10 дополнительных эмиттерных повторителей 17 и 18 в схеме фиг.6 сохраняется частота квазирезонанса f (2) и добротность (3), причем коэффициент усиления ИУ принимает значение
17
18
где K≈1, K≈1 - коэффициенты передачи по напряжению эмиттерных повторителей 17 и 18.
С точки зрения системной интеграции ИУ в РЭА нового поколения в качестве эмиттерных повторителей 17 и 18 целесообразно использовать традиционные схемотехнические решения (фиг.7), реализованные на базе транзисторов 19 и 21 и дополнительных источников тока 20 и 22.
Если соблюдаются режимные условия, показанные на фиг.7, то параметры ИУ фиг.7 определяются следующими соотношениями:
1
12
11
11.4
τ=C(R+2h);
2
15
16
τ=RC,
i
11.i
где α, h - статический коэффициент передачи эмиттерного тока i-го биполярного транзистора и его входное дифференциальное сопротивление в схеме с общей базой.
0
11
13
15
i12.7
i12.8
Таким образом, конкретная схемотехническая реализация токовых зеркал 7 и 8 позволяет реализовать желаемые значения Q (7) и К (8) при заданных соотношениях частотозадающих резисторов R=R и R. Например, в ИУ на базе токовых зеркал (при К=К=1) не изменяются условия его системной интеграции в СФ блоке.
Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.4, фиг.5, фиг.9 и фиг.10.
0
0
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К на частоте квазирезонанса f и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей. \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt. \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем. - 2010. Сборник трудов. / Под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.
3. Патент US №4.636.743 fig.1.
4. Патент US №5.291.149 fig.3.
5. Патент US №5.479.133 fig.1.
6. Патент US №4.636.743 fig.1.
7. Патент US №5.515.005 fig.12, fig.21.
8. Патент US №4.783.637 fig.1.
9. Патент US №3.974.455 fig.9.
10. Патент JP №53-25232 98(5)A332.
11. Патент JP №2008/235963.
12. Патент JP №7050528.