СПОСОБ ЦИФРОВОГО ФОРМИРОВАНИЯ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ ЛИНЕЙНОЙ ФАР ПРИ ИЗЛУЧЕНИИ ЛЧМ СИГНАЛА
METHOD OF DIGITAL GENERATION OF CO-PHASED ARRAY PATTERN WHEN RADIATING LINEAR FREQUENCY MODULATED SIGNAL

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с линейными фазированными антенными решетками (ФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности (ДН) и применением в качестве зондирующих импульсных широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов.
В настоящее время РЛС с ФАР получают все большее распространение. Способность быстро и с высокой точностью изменять положение ДН в пространстве, выполнять множество задач по пространственно-временной обработке сигналов и адаптации к помехово-целевой обстановке сделали РЛС с ФАР предпочтительнее РЛС с другими типами антенных систем. Так, в РЛС с ФАР дальность действия, разрешающая способность, точность определения угловых координат объектов, время обзора и установки луча в заданную точку пространства, помехозащищенность и другие параметры определяются в основном параметрами антенн [1, с.7, 68].
Вместе с тем для решения задач, стоящих перед современными РЛС, требуется использование сигналов с широким спектром (до десятков процентов от значения несущей частоты). К таким задачам можно отнести повышение разрешающей способности РЛС, улучшение ее помехозащищенности, распознавание образа обнаруженного объекта и др. [1, с.67; 2, с.137].
При электронном сканировании в РЛС с ФАР возникает известное противоречие, заключающееся в ограниченной ширине полосы пропускания ФАР и необходимостью применения в качестве зондирующих импульсных сигналов с широким спектром [1, с.67, 68, 72, 81; 2, с.176; 3]. Указанное противоречие приводит к тому, что при широком спектре излучаемого сигнала происходит существенное искажение ДН ФАР, проявляющееся в смещении ее максимума, расширении главного лепестка, снижении коэффициента усиления антенны в заданном направлении, а при приеме и обработке вызывает изменение частотно-временной структуры сигналов, их формы, снижение отношения сигнал-шум (ОСШ) и нарушение условий оптимального приема [1, с.68].
Известен ряд источников [2, с.175-190; 3; 4, с.118, 119], описывающих способы ослабления указанного противоречия.
Один из способов заключается в ограничении в заданных пределах ширины спектра частот, излучаемого ФАР сигнала.
Например, в РЛС, использующих ФАР с последовательным питанием со стороны края структуры, при сканировании в секторе ±60° ширина спектра частот излучаемого сигнала в процентах должна быть примерно в два раза меньше ширины луча в градусах [2, с.182].
В РЛС, использующих ФАР с параллельным питанием, при сканировании в секторе ±60° ширина спектра частот зондирующего сигнала ограничивается соотношением: ширина полосы в процентах равна ширине луча в градусах [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.177].
Другой способ заключается в том, что для расширения полосы пропускания ФАР одновременно используется два метода управления лучом - путем введения временных задержек и фазовый [3]. Решетка в этом случае разбивается на N частных подрешеток, на входах которых устанавливаются управляемые устройства временной задержки сигналов, а для управления фазой излучения всех антенных элементов используются фазовращатели. Результирующая ширина полосы частот такой ФАР определяется компромиссом между высокой стоимостью линий задержки при большом числе подрешеток и допустимым уровнем искажений ДН, а также ограничениями полосы пропускания при слишком малом числе подрешеток, на которые разбита ФАР. Например, в ФАР с N частными подрешетками, имеющая каждая устройство временной задержки, допустимая ширина спектра частот зондирующего сигнала при секторе сканирования ±60° возрастает в Т раз [2, с.179]. Однако разбиение ФАР на подрешетки приводит к резкому ухудшению результирующей ДН из-за дифракционных лепестков, уровень которых возрастает при изменении частоты излучаемого сигнала.
Существенное расширение полосы пропускания обеспечивается в ФАР, в которых для формирования ДН применяются устройства с управляемыми временными задержками [2, с.138, 179-181; 4, с.119]. Однако при больших размерах апертуры антенны устройства временной задержки становятся слишком сложны, вносят большие потери энергии, являются частотно-зависимыми, а также дорогими и не могут применяться для управления каждым излучающим элементом [2, с.138, 181].
Наиболее близким к заявляемому способу является способ цифрового формирования ДН ФАР с введением фазового сдвига в сигнал [1, с.96; 5, с.120, 121]. Он может быть использован при формирования ДН ФАР, как на передачу, так и на прием.
-Jφm(θ)
m
0
При цифровом формировании ДН линейной ФАР на передачу осуществляется введение фазового сдвига в зондирующий сигнал [5, с.151]. Способ заключается в том, что формируют квадратурные составляющие комплексной огибающей сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам ФАР, в каждом антенном элементе ФАР сигнал умножают на комплексный коэффициент e, где φ(θ) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН ФАР в направлении 6 относительно ее нормали, равный , где f - несущая частота, d - расстояние между антенными элементами ФАР, с - скорость света, осуществляют его квадратурную модуляцию, преобразуют в аналоговую форму, усиливают и излучают антенным элементом ФАР.
Недостатком способа-прототипа является то, что при формировании ДН введением фазового сдвига полоса пропускания ФАР по-прежнему остается узкой. Например, при сканировании в секторе ±60° и допустимом снижении коэффициента усиления не более чем на 1 дБ ширина спектра частот импульсного зондирующего сигнала ограничивается соотношением: ширина полосы в процентах равна удвоенной ширине луча в градусах [6, с.93]. С расширением спектра частот зондирующего сигнала возникают искажения ДН ФАР, проявляющиеся в смещение максимума ДН, расширение главного лепестка, снижение коэффициента усиления антенны в заданном направлении. Указанные искажения ДН ФАР проявляются особенно значительно при достаточно больших апертурах антенны и секторах сканирования.
Целью изобретения является расширение полосы пропускания линейной ФАР при цифровом формировании ДН и излучении ЛЧМ сигнала.
Способ заключается в том, что сигнал в каждом m-ом антенном элементе ФАР дополнительно умножают на комплексный коэффициент , где Δf - девиация частоты ЛЧМ сигнала, τ - длительность ЛЧМ сигнала,  - количество антенных элементов линейной ФАР, s - номер дискретного отсчета,  - количество дискретных отсчетов, приходящихся на длительность ЛЧМ сигнала, ΔT - период дискретизации сигнала.
Изобретение поясняется чертежами. На фиг.1 изображена структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ цифрового формирования ДН, где 1 - устройство синхронизации, 2 - цифровой синтезатор ЛЧМ сигнала, 3 - устройство управления, 4 - блок памяти, состоящий из М запоминающих устройств 4.1, 4.2,…,4.М, 5 - блок умножения, состоящий из М комплексных умножителей 5.1, 5.2,…,5.М. 6 - блок модуляторов, состоящий из М квадратурных модуляторов 6.1, 6.2,…,6.М. 7 - блок цифроаналоговых преобразователей (ЦАП) 7.1, 7.2,…,7.М, 8 - блок усилителей 8.1, 8.2,…,8.М и антенную решетку, состоящую из М антенных элементов 9.1, 9.2,…,9.М Причем выход цифрового синтезатора ЛЧМ сигнала 2 соединен со вторыми входами комплексных умножителей 5.1, 5.2,…,5.М блока умножения 5, а выходы соответствующих запоминающих устройств 4.1, 4.2,…, 4.М блока памяти 4 соединены с первыми входами соответствующих комплексных умножителей 5.1, 5.2,…, 5.М блока умножения 5. На фиг.2-7 приведены сечения ДН F(θ) 128-элементной линейной ФАР в плоскости θ при использовании способа-прототипа и предлагаемого способа формирования ДН. На фиг.2а, б представлены сечения ДН при девиации частоты ЛЧМ сигнала Δf=0,2 ГГц и направлении фазирования θ=0°, на фиг.3а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала Δf=1 ГГц и направлении фазирования θ=0°, на фиг.4а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала Δf=0,2 ГГц и направлении фазирования θ=30°, на фиг.5а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала Δf=1 ГГц и направлении фазирования θ=30°, на фиг.6а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала Δf=0,2 ГГц и направлении фазирования θ=60°, на фиг.7а, б при девиации частоты ЛЧМ сигнала Δf=1 ГГц и направлении фазирования θ=60° для способа-прототипа (фиг.2а-7а) и предлагаемого способа (фиг.2б-7б) соответственно.
Суть изобретения состоит в следующем. Пусть имеется линейная эквидистантная ФАР, содержащая М ненаправленных антенных элементов. Антенные элементы расположены относительно друг друга на расстоянии d.
Рассмотрим процесс излучения ЛЧМ сигнала в направлении θ относительно нормали ФАР. Сигнал, излучаемый антенным элементом можно записать в виде
a
0
где  - амплитуда ЛЧМ сигнала, φ(t) - закон изменения фазы ЛЧМ сигнала, f - несущая частота, τ - длительность ЛЧМ сигнала.
Из-за пространственного разнесения антенных элементов излучение сигнала каждым антенным элементом происходит со своей задержкой, обусловленной разностью хода ΔR. Разность хода ΔR между 0-м и m-м антенными элементами и соответственно задержка во времени составляют
Тогда сигнал на выходе m-го антенного элемента равен
Для ЛЧМ сигнала закон изменения фазы , поэтому выражение (3) можно записать в виде
С учетом формулы (2) выражение (4) будет иметь вид
m
Для формирования ДН необходимо скомпенсировать разность фаз сигналов u(t,θ), излучаемых разными антенными элементами, согласно выражению (5). Вместе с тем, анализ формулы (5) показывает, что множитель  не зависит ни от номера антенного элемента, ни от направления фазирования, а его показатель экспоненты является общим для всех антенных элементов законом изменения фазы ЛЧМ сигнала. Показатель экспоненты множителя  характеризует набег фазы по раскрыву ФАР между антенными элементами для выбранного направления фазирования θ. Для формирования ДН указанный набег фаз компенсируют в способе-прототипе комплексным множителем , зависящим только от номера антенного элемента m и выбранного направления фазирования θ. Показатель экспоненты множителя  характеризует изменение фазы ЛЧМ сигнала в течение его длительности τ для m-го антенного элемента и выбранного направления фазирования θ за счет девиации частоты Δf ЛЧМ сигнала.
Рассмотрим его подробнее. При отсутствии частотной девиации (Δf=0) показатель экспоненты  для любого направления фазирования равен нулю, а сам множитель единице, что соответствует излучению узкополосного сигнала. Выражение (5) при этом сводится к виду
Для формирования ДН в способе-прототипе набег фаз в показателе экспоненты  компенсируют комплексным множителем . При введении частотной девиации (Δf≠0) показатель экспоненты становится отличным от нуля при отклонении луча ФАР от нормали, что приводит к дополнительному изменению фазы излучаемого сигнала, зависящему от номера /и антенного элемента, выбранного направления фазирования θ, девиации частоты Δf, длительности импульса τ, расстояния между антенными элементами d и времени 0≤1<τ. В способе-прототипе указанный набег фаз не компенсируется, что приводит к искажению ДН. Причем искажения тем существеннее, чем больше девиация частоты Δf ЛЧМ сигнала и отклонение направления фазирования θ от нормали ФАР.
Таким образом, для формирования ДН ФАР при излучении ЛЧМ сигнала необходимо в каждом m-ом антенном элементе для выбранного направления фазирования θ скомпенсировать изменение фазы сигнала за счет девиации частоты Δf ЛЧМ сигнала, что эквивалентно умножению на комплексный коэффициент .
При цифровом формировании ДН выражение для компенсации дополнительного фазового сдвига в зондирующий сигнал будет иметь вид
,
s - номер дискретного отсчета, , S - количество дискретных отсчетов, приходящихся на длительность ЛЧМ сигнала; ΔT - период дискретизации сигнала.
Осуществить предлагаемый способ возможно в цифровой линейной ФАР. Один из возможных вариантов структурной схемы устройства, реализующего предлагаемый способ цифрового формирования ДН, представлен на фиг.1. Работа устройства начинается с приходом импульсов синхронизации от устройства синхронизации 1, следующих с периодом ΔT, на цифровой синтезатор ЛЧМ-сигнала 2 и устройство управления 3. Синтезатор ЛЧМ сигнала 2 формирует комплексный цифровой ЛЧМ сигнал с заданными параметрами девиации частоты ΔT и длительности импульса τ в соответствии с выражением
,
i
который поступает на вторые входы комплексных умножителей 5.1, 5.2,…,5.М блока умножения 5. На первые входы комплексных умножителей 5.1, 5.2,…,5.М подаются сигналы с выходов соответствующих запоминающих устройств 4.1, 4.2,…,4.М блока памяти 4. В запоминающих устройствах 4.1, 4.2,…,4.М для соответствующих антенных элементов 9.1, 9.2,…,9.М антенной решетки 9, заданных направлений фазирования θ,  - количество направлений фазирования) и номеров дискретных отсчетов s, хранятся заранее рассчитанные и записанные комплексные коэффициенты вида
,
i
i
i
позволяющие компенсировать изменение фазы ЛЧМ сигнала в зависимости от номера антенного элемента m, выбранного направления фазирования θ, а также его девиации частоты Δf. Устройство управления 3 по сигналам, поступающим от устройства синхронизации 1 с периодом ΔT, формирует управляющие сигналы для запоминающих устройств 4.1, 4.2,…,4.M с целью последовательного извлечения по времени комплексных коэффициентов ρ(s, m, θ),  для фиксированного i-го направления фазирования θ.
В блоке 5 с использованием комплексных умножителей 5.1, 5.2,…,5.М осуществляется операция комплексного умножения ЛЧМ сигнала на соответствующие коэффициенты, т.е. формируется сигнал вида
i
0
С выходов комплексных умножителей 5.1, 5.2,…,5.М ЛЧМ сигнал u(s, m, θ) поступает на соответствующие входы квадратурных модуляторов 6.1, 6.2,…,6.М блока модуляторов 6. Квадратурные модуляторы 6.1, 6.2,…,6.М осуществляют перенос спектра ЛЧМ сигнала на несущую частоту f
Затем осуществляется преобразование сигнала в аналоговую форму с помощью соответствующих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП) 7.1, 7.2,…,7.М блока 7, их усиление в усилителях 8.1, 8.2,…,8.М блока 8 и излучение в пространство с помощью соответствующих антенных элементов 9.1, 9.2,…,9.М антенной решетки 9.
В качестве цифрового синтезатора ЛЧМ сигнала 2 может быть использована микросхема 1508ПЛ8Т, комплексные умножители в блоке умножения 5 представляет собой набор стандартных микросхем PDSP16116/AIMC фирмы Zarlink Semiconductor, блоки модуляторов 6 и ЦАП 7 могут быть реализованы на микросхемах AD9773/5/7 фирмы Analog Devices.
Подтверждение возможности получения вышеуказанного технического результата при осуществлении предлагаемого способа проводилось по результатам имитационного моделирования.
0
На фиг.2-7 представлены сечения ДН 128-элементной линейной ФАР в плоскости 6, возбуждаемой ЛЧМ сигналом, при использовании способа-прототипа и предлагаемого способа формирования ДН для различных направлений фазирования и ширины спектра ЛЧМ сигнала. На фиг.2, 4, 6 представлены результаты для сигнала с параметрами: длительность τ=125 мкс, девиация частоты Δf=0,2 ГГц, несущая частота f=10 ГГц. На фиг.3, 5, 7 представлены результаты для сигнала с аналогичными параметрами, но с девиацией частоты Δf=1 ГГц. На фиг.2-7 показана динамика изменения ДН ФАР для двух характерных случаев ее формирования: в начале и конце излучения импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала.
Анализ графических зависимостей, приведенных на фиг.2а-7а, позволяет заключить, что для способа-прототипа с расширением спектра частот излучаемого сигнала и при отклонении направления фазирования от нормали ФАР происходит смещение максимума ДН, расширение главного лепестка и снижение коэффициента усиления антенны для выбранного направления фазирования. Например, при изменении девиации частоты ЛЧМ сигнала в пять раз (с 0,2 ГГц до 1 ГГц) и направления фазирования θ=30° смещение максимума ДН происходит более чем на десять градусов, расширение главного лепестка в 1,3 раза, а снижение коэффициента усиления антенны почти в 13 раз (фиг.4а и 5а соответственно). При изменении девиации частоты ЛЧМ сигнала с 0,2 ГГц до 1 ГГц и направления фазирования θ=60° искажения ДН значительно существеннее (фиг.6а и 7а соответственно). Как следует из фиг.2б-7б предлагаемый способ формирования ДН свободен от указанных недостатков.
0
Полосу пропускания ФАР для способа-прототипа можно оценить соотношением [6, с.92, 93]: при сканировании в секторе ±60° и допустимом снижении коэффициента усиления не более чем на 1 дБ, ширина полосы в процентах равна удвоенной ширине луча в градусах для направления фазирования θ=0°. Из фиг.2 видно, что ширина ДН при излучении в направлении нормали составляет примерно один градус по уровню 0,7 от максимума, что при заданных выше условиях и несущей частоте f=10 МГц ограничивает для способа-прототипа полосу пропускания ФАР величиной примерно в 200 МГц. Это подтверждается фиг.4а и 6а. Анализ данных графических зависимостей показывает, что при использовании ЛЧМ сигнала с девиацией частоты Δf=0,2 ГГц и секторе сканирования более чем ±30° в способе-прототипе электронное сканирование фактически невозможно вследствие существенного смещения максимума ДН и снижения коэффициента усиления для выбранного направления фазирования. Предлагаемый способ обеспечивает формирование ДН без смещения ее максимума и снижения коэффициента усиления для выбранного направления фазирования в секторе ±60° с использованием ЛЧМ сигнала с девиацией частоты Δf=1 ГГц, что подтверждается графиками на фиг.7б. Последнее говорит о том, что полоса пропускания ФАР для предлагаемого способа составляет величину не менее 1 ГГц, что в пять раз превышает полосу пропускания ФАР, обеспечиваемую способом-прототипом.
Использование изобретения в РЛС с линейными ФАР позволит обеспечить широкую полосу пропускания ФАР при цифровом формировании ДН с использованием импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала в широком секторе сканирования, что повысит дальность действия РЛС, ее разрешающую способность и точность измерения координат целей.
ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ
1. Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989.
2. Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977.
3. Мейлукс Р.Д. Теория и техника ФАР//ТИИЭР. 1982, т.70, №3.
4. Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник/ Я.Д.Ширман, Ю.И.Лосев, Н.Н.Минервин, С.В.Москвитин/ Под ред. Я.Д.Ширмана. М., ЗАО "МАКИС". 1988.
5. АФАР/Под. ред. Д.И.Воскресенского и А.И.Канащенкова. М., Радиотехника, 2004.
6. Воскресенский Д.И. Проектирование активных фазированных антенных решеток/Под ред. Д.И.Воскресенского. М., Радиотехника, 2003.