МОСТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ
BRIDGE VOLTAGE CONVERTER

Предлагаемое устройство относится к силовой преобразовательной технике и является устройством, реализующим энергетически-эффективный импульсный способ регулирования мощности, передаваемой в нагрузку.
Двухтактный мостовой преобразователь напряжения, рассматриваемый в качестве прототипа [1, стр. 255, рис. 13], содержит транзисторы (силовые управляемые ключи), образующие транзисторный мост, и двухполюсник нагрузки транзисторного моста.
A
B
Первый и второй силовые транзисторы соединены последовательно и образуют первую транзисторную цепь, включенную между первой и второй шинами питания. Транзисторы управляются первой последовательностью парафазных сигналов [1, стр. 255, рис.15: Оut, Out].
C
D
Третий и четвертый силовые транзисторы, соединенные последовательно, образуют вторую транзисторную цепь, включенную между указанными шинами питания. Транзисторы управляются второй последовательностью парафазных сигналов, которая сдвинута по времени относительно первой последовательности [1, стр. 255, рис.15: Out, Out]. Регулированием сдвига по времени между первой и второй последовательностями парафазных сигналов обеспечивается регулирование потока энергии, передаваемого в нагрузку.
Средние точки первой и второй транзисторных цепей являются соответственно первым и вторым выводами выходной цепи транзисторного моста и с ними соединены первый и второй выводы двухполюсника нагрузки транзисторного моста.
В устройстве, рассматриваемом в качестве прототипа, двухполюсник нагрузки транзисторного моста выполнен в виде обмотки дросселя и первичной обмотки трансформатора, которые соединены последовательно. Первичная обмотка трансформатора связана магнитно с цепью приеника энергии, преобразуемой устройством, т.е. с цепью нагрузки преобразователя. Магнитная связь первичной обмотки трансформатора с цепью нагрузки преобразователя обеспечивается тем, что нагрузка гальванически связана с вторичными обмотками трансформатора через выходной LC-фильтр и вентильные элементы выпрямителя [1, стр. 255, рис. 13].
В известной схеме энергия, которая в каждом цикле запасается в дросселе, присутствующем в двухполюснике нагрузки транзисторной мостовой схемы, используется для того, чтобы до момента поступления очередного отпирающего сигнала во входную цепь транзистора обеспечить его переход в состояние инверсной проводимости. Тем самым снижаются практически до нуля коммутационные потери в транзисторе при отпирании, связанные с выделением энергии в его выходной цепи, которая запасена в емкостях этого полупроводникового прибора. Этот способ коммутации, получивший название "Zero Voltage Switch - ZVS" (переключение при нулевом напряжении), можно реализовать только при условии, если энергия, запасенная в магнитном накопителе, больше той, которую необходимо вывести из екости прибора, разрядив до нуля этот емкостной накопитель [1, стр.258-260].
Энергия в емкостном накопителе определяется величиной напряжения, до которого он заряжен (в рассматриваемой схеме оно равно напряжению питания). Энергия, запасаемая в магнитном накопителе, определяется током его обмотки. Поэтому при снижении выходной мощности, когда этот ток уменьшается, а также при возрастании напряжения питания, когда увеличивается энергия емкостных накопителей, магнитная энергия оказывается недостаточной для реализации режима ZVS.
Индуктивный характер проводимости цепи, которая включена между средними точками первой и второй транзисторных цепей, способствует быстрому нарастанию напряжения на транзисторе в процессе его запирании и, как следствие, возникновению значительных коммутационных потерь.
Высокие коммутационные потери в транзисторах снижают надежность их работы и, соответственно, надежность устройства в целом, а также понижают эффективность преобразования электрической энергии.
Целью предложения, содержащегося в данной заявке, является повышение энергетической эффективности и надежности устройства.
Предлагаемое устройство представлено на фиг. 1, а диаграммы изменения во времени импульсных сигналов управления транзисторами этого устройства изображены на фиг. 2.
Существенные признаки предлагаемого устройства, совпадающие с аналогичными признаками прототипа, состоят в том, что:
- Силовые транзисторы 1, 2, 3 и 4 образуют транзисторный мост.
- Шины питания 5 и 6 подключены к источнику энергии 7, преобразуемой предлагаемым устройством. Этим источником создается напряжение между щинами питания.
- Первый силовой транзистор 1 и второй силовой транзистор 2, соединенные последовательно, образуют первую транзисторную цепь, которая включена между шинами питания.
- Третий силовой транзистор 3 и четвертый силовой транзистор 4, соединенные последовательно, образуют вторую транзисторную цепь, которая включена между шинами питания.
- Средние точки первой и второй транзисторных цепей являются соответственно первым и вторым выводами выходной цепи транзисторного моста.
- К выходной цепи транзисторного моста подключен двухполюсник 8 нагрузки транзисторного моста. Первый и второй выводы выходной цепи транзисторного моста соединены соответственно с первым и вторым выводами 9 и 10 двухполюсника 8.
A
B
- Силовые транзисторы 1 и 2 управляются первой последовательностью двух парафазных импульсных сигналов, которые на фиг. 2 представлены как U и U соответственно.
Они сдвинуты по времени относительно друг друга на половину периода и одинаковы по длительности, которая близка к половине периода.
С
D
- Силовые транзисторы 3 и 4 управляются второй последовательностью двух парафазных импульсных сигналов, которые на фиг. 2 представлены как U и U соответственно. Они сдвинуты по времени относительно друг друга на половину периода и одинаковы по длительности, которая близка к половине периода.
- Вторая последовательность импульсных сигналов сдвинута по времени (задержана) относительно первой последовательности, как показано на фиг. 2. Благодаря изменению времени задержки, в каждом такте работы изменяется длительность подключения двухполюсника 8 нагрузки транзисторного моста к источнику питания 7.
Существенные отличительные признаки предлагаемого устройства состоят в том, что:
- В устройство введены дополнительно дроссели 11 и 12, первый и второй конденсаторы 13 и 14, а также первая диодная цепь, содержащие диоды 15 и 16, и вторая диодная цепь, содержащая диоды 17 и 18.
- Первый вывод обмотки первого дросселя 11 непосредственно соединен с первым выводом выходной цепи транзисторного моста, а второй вывод обмотки дросселя 11 подключен к одной из шин питания (например, к шине 6) через конденсатор 13. Кроме того, второй вывод обмотки дросселя 11 подключен к шинам 5 и 6 через соответственно первый и второй диоды 15 и 16 первой диодной цепи.
- Первый вывод обмотки второго дросселя 12 непосредственно соединен с первым выводом выходной цепи транзисторного моста, а второй вывод обмотки дросселя 12 подключен к одной из шин питания (например, к шине 6) через конденсатор 14. Кроме того, второй вывод обмотки дросселя 12 подключен к шинам 5 и 6 через соответственно первый и второй диоды 17 и 18 второй диодной цепи.
- Конкретное выполнение (топология) двухполюсника 8 не является существенным признаком. Функция, которую выполняет двухполюсник 8, состоит в передаче энергии, поступающей в него при подключении выводов к шинам питания через транзисторы мостовой схемы, потребителю преобразуемой энергии, т.е. в нагрузку преобразователя. В простейшем варианте схемы, изображенном на фиг.1, двухполюсник 8 представлен в виде нагрузки 19.
На фиг. 3 приведен вариант схемы предлагаемого устройства, который отличается от варианта схемы на фиг. 1 тем, что введена дополнительная конденсаторная цепь 20, которая включена между первым и вторым выводами выходной цепи транзисторного моста. В варианте схемы, приведенном на фиг. 3, дополнительная конденсаторная цепь 20 содержит один конденсатор 21, включенный между первым и вторым выводами выходной цепи транзисторного моста.
На фиг. 4 приведен вариант схемы предлагаемого устройства, который отличается от вариантов схемы на фиг. 1 и 3 тем, что дополнительная конденсаторная цепь 20 выполнена в виде первого, второго, третьего и четвертого конденсаторов 22, 23, 24 и 25. Они шунтируют выходные цепи соответственно первого, второго, третьего и четвертого силовых транзисторов 1, 2, 3 и 4.
В устройстве на фиг. 4 двухполюсник 8 представлен в виде цепи, содержащей соединенные последовательно обмотку дросселя 26 и первичную обмотку 27 трансформатора 28. Вторичная обмотка 29 этого трансформатора связана гальванически с нагрузкой преобразователя.
Конкретной выполнение этой связи не показано на фиг. 4, поскольку не является существенным признаком. В частности, например, связь вторичной обмотки 29 трансформатора 28 с нагрузкой преобразователя может быть выполнена подобно тому, как в устройстве, принятом за прототип.
Цели технического решения, предлагаемого в данной заявке, достигаются благодаря взаимодействию существенных известных и отличительных признаков устройства.
A
D
В первой части первых (нечетных) тактов работы устройства под действием сигналов управления U и U (фиг. 2) в состоянии высокой проводимости находятся первый и четвертый транзисторы 1 и 4 мостовой схемы. Через транзистор 1 к шине питания 5, которая находится под положительным потенциалом по отношению к шине 6, создаваемым источником питания 7, подключен первый вывод 9 двухполюсника 8. Через транзистор 4 к шине питания 6 подключен второй вывод 10 двухполюсника 8. Соответственно в первой части первых (нечетных) тактов работы устройства к выводам 9 и 10 двухполюсника 8 оказывается приложенным напряжение положительной полярности. Его абсолютное значение равно напряжению источника питания 7.
A
C
Во второй части первых (нечетных) тактов работы устройства под действием сигналов управления U и U (фиг. 2) в состоянии высокой проводимости находятся первый и третий транзисторы 1 и 3 мостовой схемы. Через транзистор 1 к шине питания 5 оказывается подключенным вывод 9 двухполюсника 8, а через транзистор 3 - вывод 10. Из-за высокой проводимости транзисторов 1 и 3 цепь между выводами 9 и 10 оказывается закороченной, что означает равенство нулю напряжения между этими выводами.
B
C
В первой части вторых (четных) тактов работы устройства под действием сигналов управления U и U (фиг. 2) в состоянии высокой проводимости находятся второй и третий транзисторы 2 и 3 мостовой схемы. Через транзистор 3 к шине питания 5, которая находится под положительным потенциалом по отношению к шине 6, создаваемым источником питания 7, подключен второй вывод 10 двухполюсника 8. Через транзистор 2 к шине питания 6 подключен первый вывод 9 двухполюсника 8. Соответственно в первой части вторых (четных) тактов работы устройства к выводам 9 и 10 двухполюсника 8 оказывается приложенным напряжение отрицательной полярности. Его абсолютное значение равно напряжению источника питания 7.
A
D
Во второй части первых (нечетных) тактов работы устройства под действием сигналов управления U и U (фиг. 2) в состоянии высокой проводимости находятся второй и четвертый транзисторы 2 и 4 мостовой схемы. Через транзистор 2 к шине питания 6 оказывается подключенным вывод 9 двухполюсника 8, а через транзистор 4 - вывод 10. Из-за высокой проводимости транзисторов 2 и 4 цепь между выводами 9 и 10 оказывается закороченной, что означает равенство нулю напряжения между этими выводами.
Таким образом, если пренебречь короткими интервалами коммутационных процессов в транзисторах мостовой схемы, напряжение между выводами 9 и 10 двухполюсника 8 представляется в виде последовательности прямоугольных импульсов положительной и отрицательной полярности, амплитуда которых равна напряжению питания. Импульсы чередующейся полярности разделены интервалами, во время которых напряжение между выводами 9 и 10 двухполюсника 8 равно нулю.
A
B
C
D
Путем регулирования времени задержки между первой последовательностью парафазных импульсных сигналов (U и U на фиг. 2) и второй последовательностью (U и U) обеспечивается изменение длительности двуполярных импульсов напряжения между выводами 9 и 10 двухполюсника 8. Тем самым изменяется мощность, подводимая к двухполюснику 8, которая с его помощью передается в нагрузку преобразователя.
Алгоритм управления транзисторами мостовой схемы таков, что в первой транзисторной цепи, образованной соединенными последовательно первым и вторым транзисторами 1 и 2, одинаковы длительности состояния проводимости первого и второго транзисторов, близкие к половине периода работы. Мгновенное значение потенциала общей точки этих транзисторов, являющейся первым выводом выходной цепи транзисторной мостовой схемы, равно напряжению питания, когда в состоянии проводимости находится транзистор 1, и равно нулю, когда в состоянии проводимости находится транзистор 2.
При отпирании первого силового транзистора 1 заряжается конденсатор 14. Заряд конденсатора 14 осуществляется током обмотки дросселя 11, а сам процесс заряда имеет колебательный характер. При этом в момент, когда напряжение на конденсаторе 14 достигнет уровня напряжения питания, равного Е, ток обмотки дросселя дорастет до амплитудного значения. Его величина определяется параметрами резонансной LС-цепи, образованной дросселем 11 и конденсатором 13. Амплитудное значение тока резонансной LС-цепи пропорционально напряжению питания Е.
После того как напряжение на конденсаторе 13 незначительно превысит уровень напряжения питания, отпирается диод 15. При этом ток обмотки дросселя 11 начинает циркулировать по короткозамкнутому контуру. Он образован диодом 26 и выходной цепью первого транзистора 1, которая находится в состоянии высокой проводимости под действием управляющего сигнала. Поэтому дальнейший рост тока резонансной LС-цепи не происходит, и значение этого тока, достигнутое к моменту отпирания диода 15, действительно является амплитудным значением тока обмотки дросселя 11 резонансной LС-цепи. Благодаря незначительности потерь энергии в короткозамкнутом контуре, циркуляция тока обмотки дросселя 11 практически без снижения его величины происходит до конца интервала высокой проводимости выходной цепи транзистора 1.
A
После запирания транзистора 1 сигналом управления U происходит быстрое понижение потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы, к которому подключен вывод 9 двухполюсника 8. Понижение потенциала обеспечивается благодаря перезаряду емкостей силовых транзисторов 1 и 2. Перезаряд осуществляется током обмотки дросселя 11. Если имеется магнитный накопитель энергии в двухполюснике 8, как это имеет место в варианте схемы, представленной на фиг. 4, то перезаряд емкостей силовых транзисторов осуществляется суммарным током. Он включает в себя как ток обмотки дросселя 11, так и ток, который циркулирует в двухполюснике 8 и обусловлен энергией, запасенной в магнитном накопителе этого двухполюсника.
B
Снижение потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы завершается переходом второго транзистора 2 в режим инверсной проводимости. Это происходит до поступления отпирающего сигнала U во входную цепь транзистора 2. Тем самым отпирание этого транзистора осуществляется в режиме ZVS.
B
После перехода транзистора 2 в состояние высокой проводимости (при этом не имеет значение, каков характер этой проводимости, т.е. является ли она инверсной, или проводимость прямая, и она обусловлена действием сигнала управления U) обмотка дросселя 11 оказывается включенной между шинами питания 5 и 6. Такое включение обмотки имеет место, пока по обмотке дросселя 11 ток протекает в прежнем направлении, т.е. от первого вывода этой обмотки (он обозначен точкой) к ее второму выводу. При этом первый вывод обмотки дросселя 11 подключен к шине питания 6 через выходную цепь транзистора 2, а второй вывод этой обмотки подключен к шине питания 5 через диод 15, пока ток по нему продолжает протекать в прямом направлении. Этим током в источник питания 7 выводится энергия, запасенная в дросселе 11, а сам спад тока происходит практически линейно во времени.
Благодаря соответствующему выбору параметров резонансной LC-цепи, образованной дросселем 11 и конденсатором 13, интервал вывода энергии из дросселя 11 в источник питания делается коротким. Этот интервал завершается в начале второго такта спадом до нуля тока обмотки дросселя и запиранием диода 15.
После того как запирается диод 15, начинается процесс разряда конденсатора 13 током обмотки дросселя 11. Этот ток замыкается через силовой транзистор 2, а сам процесс имеет колебательный характер. Конденсатор 11 разряжается до нуля в пределах второго такта, что обеспечивается соответствующим выбором параметров резонансной LC-цепи, образованной дросселем 11 и конденсатором 13.
Практически сразу после момента, когда конденсатор 13 разряжается до нуля, отпирается диод 16, и ток обмотки дросселя 11 начинает циркулировать по короткозамкнутому контуру, который включает в себя эту обмотку, выходную цепь силового транзистора 2 и диод 16.
Величина тока обмотки дросселя 11 определяется тем фактом, что во время колебательного процесса разряда конденсатора 13 запасенная в нем энергия, которая пропорциональна квадрату величины напряжения питания, практически без потерь передается в дроссель. Таким образом, величина тока, циркулирующего практически без потерь по короткозамкнутому контуру, равна  ,
где L - индуктивность обмотки дросселя 11, а С - емкость конденсатора 13.
B
После запирания транзистора 2 сигналом управления U происходит быстрое повышение потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы, к которому подключен вывод 9 двухполюсника 8. Повышение потенциала обеспечивается, благодаря перезаряду емкостей силовых транзисторов 1 и 2. Перезаряд осуществляется током обмотки дросселя 11. Если присутствует магнитный накопитель энергии в двухполюснике 8, как это имеет место в варианте схемы, представленной на фиг. 4, то перезаряд емкостей силовых транзисторов осуществляется суммарным током. Он включает в себя ток обмотки дросселя 11 и ток, который циркулирует в двухполюснике 8 и обусловлен энергией, запасенной в магнитном накопителе этого двухполюсника.
A
Повышение потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы завершается переходом первого транзистора 1 в режим инверсной проводимости. Это происходит до поступления отпирающего сигнала U во входную цепь транзистора 1. Тем самым отпирание этого транзистора осуществляется в режиме ZVS.
A
После перехода транзистора 1 в состояние высокой проводимости (при этом не имеет значение, каков характер этой проводимости, т.е. является ли она инверсной, или проводимость прямая, и она обусловлена действием сигнала управления U) обмотка дросселя 11 оказывается включенной между шинами питания 5 и 6. Такое включение обмотки имеет место, пока по обмотке дросселя 11 ток протекает в прежнем направлении, т.е. от второго вывода этой обмотки к ее первому выводу. При этом первый вывод обмотки дросселя 11 подключен к шине питания 5 через выходную цепь транзистора 1, а второй вывод этой обмотки подключен к шине питания 6 через диод 16, пока ток по нему продолжает протекать в прямом направлении. Этим током в источник питания 7 выводится энергия, запасенная в дросселе 11, а сам спад тока происходит практически линейно во времени.
Уже отмечалось, что, благодаря соответствующему выбору параметров резонансной LC-цепи, образованной дросселем 11 и конденсатором 13, интервал вывода энергии из дросселя 11 в источник питания краток. Этот интервал завершается в начале второго такта спадом до нуля тока обмотки дросселя и запиранием диода 16.
После того как запирается диод 16, начинается процесс заряда конденсатора 13 током обмотки дросселя 11. Ток заряда замыкается через силовой транзистор 2 и источник питания 7, а сам процесс имеет колебательный характер. Конденсатор 11 заряжается до напряжения питания в пределах второго такта, что обеспечивается соответствующим выбором параметров резонансной LС-цепи, образованной дросселем 11 и конденсатором 13.
Практически сразу после момента, когда конденсатор 13 заряжается до напряжения питания, отпирается диод 15, и ток обмотки дросселя 11 начинает циркулировать по короткозамкнутому контуру, который включает в себя эту обмотку, выходную цепь силового транзистора 1 и диод 15.
Величина тока обмотки дросселя 11 определяется тем фактом, что во время колебательного процесса заряда конденсатора 13 запасенная в нем энергия, которая пропорциональна квадрату величины напряжения питания, равна переданной от источника питания 7 в дроссель 11. Таким образом, величина тока, циркулирующего практически без потерь по короткозамкнутому контуру, равна ,
где L - индуктивность обмотки дросселя 11, а С - емкость конденсатора 13.
Далее рассмотренные процессы повторяются во всех последующих циклах работы преобразователя напряжения. Таким образом, уже начиная с первого такта, во всех последующих циклах работы устройства к моменту завершения каждого из тактов в дросселе 11 запасается стандартная порция энергии. При любом уровне питающего напряжения и тока, передаваемого в нагрузку преобразователя, порция энергии, запасаемая в дросселе 11, пропорциональна той энергии, которая должна быть передана в емкостные накопители силовых транзисторов 1 и 2, чтобы обеспечить благоприятный режим их коммутации, т.е. режим ZVS.
Выбор параметров резонансной LC-цепи производится так, чтобы порция энергии, запасаемая в дросселе 11, была бы выше того значения, которое должно быть передано в емкостные накопители силовых транзисторов 1 и 2, чтобы обеспечить благоприятный режим их коммутации, т.е. режим ZVS. Соответственно этот режим обеспечивается, начиная с первого цикла работы преобразователя, причем реализация благоприятного режима коммутации силовых транзисторов не зависит от уровня питающего напряжения и тока нагрузки. Таким образом, при использовании рассмотренного технического решения достигается сформулированная выше цель предложения.
Процессы коммутации другой пары силовых транзисторов 3 и 4 подобны процессам, рассмотренным применительно к силовым транзисторам 1 и 2. Разница состоит только в том, что в этих процессах участвуют транзисторы другой пары, т.е. 3 и 4, а также дроссель 12, конденсатор 14 и диоды 17, 18.
Соответствующим выбором параметров первой и второй LC-цепей можно обеспечить любой (достаточно высокий) уровень энергии, запасаемой в дросселях 11 и 12. Это обстоятельство позволяет уменьшить коммутационные потери при запирании транзисторов мостовой схемы путем применения дополнительной конденсаторной цепи 20. Она подключается к выводам выходной цепи транзисторного моста (фиг. 3 и 4). Роль конденсаторной цепи 20 состоит в уменьшении скорости нарастания напряжения на силовых транзисторах в процессе их запирания. Этим обеспечивается "эффект разнесения во времени" спада тока транзистора и нарастания напряжения на нем. Следствием такого эффекта является уменьшения мощности, выделяющейся в силовом транзисторе на интервале коммутационного процесса запирания прибора. При этом энергия, запасенная в дросселях 11 и 12, может быть сделана достаточной для обеспечения режима ZVS при отпирании силовых транзисторов, учитывая даже то, что необходимо перезаряжать "лишние" конденсаторы, которые входят в дополнительную конденсаторную цепь 20.
В простейшем варианте схемы, изображенном на фиг.3, дополнительная конденсаторная цепь 20 выполнена в виде конденсатора 21, который включен между выводами выходной цепи транзисторного моста.
В варианте схемы, изображенном на фиг. 4, дополнительная конденсаторная цепь 20 выполнена в виде конденсаторов 22, 23, 24 и 25, которые шунтируют выходные цепи силовых транзисторов 1, 2, 3 и 4 соответственно. Шунтирование каждого силового транзистора мостовой схемы конденсатором позволяет минимизировать расстояние между выводами выходной цени транзистора и выводами конденсатора, включаемого параллельно этой цепи. Такая минимизация желательна для уменьшения паразитных индуктивностей проводников, связывающих транзистор и шунтирующий конденсатор. Импульсы напряжения, возникающие на этих индуктивностях, мешают понижению скорости нарастания напряжения на транзисторе при его запирании.
Возможна комбинация топологий двух рассмотренных конструкций дополнительной конденсаторной цепи 20.
Источники информации
1. Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. 2-е изд., испр. и доп. - Издательский дом «Додэка -XXI», 2001. - 608 с.