Построение тракта приведения активного синтезатора частот

УДК 621.396

Ю. А. Никитин

ПОСТРОЕНИЕ ТРАКТА ПРИВЕДЕНИЯ АКТИВНОГО СИНТЕЗАТОРА ЧАСТОТ

Рассмотрены различные варианты построения тракта приведения кольца им-пульсно-фазовой автоподстройки частоты. Определены коэффициенты умножения помех, приходящих с опорным колебанием и попадающих в полосу прозрачности кольца, и предложены способы их уменьшения.

Ключевые слова: импульсно-фазовая автоподстройка частоты, тракт приведения, конечный автомат, дискретные побочные спектральные составляющие.

Построение широкополосных синтезаторов в СВЧ-диапазоне связано с необходимостью синтеза качественного сигнала с минимальным уровнем побочных спектральных составляющих при заданном шаге сетки частот [1—6].

Глобальную задачу синтеза СВЧ-колебаний с заданным качеством целесообразно разделить на локальные, подчиненные общей идеологии построения системы синтеза частот (ССЧ). Для синтеза сетки частот с малым и сверхмалым шагом можно использовать специализированный синтезатор, например многокольцевой активный синтезатор на основе колец импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАП) или пассивный цифровой синтезатор (ПЦС); перенос полученного колебания в требуемый СВЧ-диапазон можно возложить на тракт переноса (приведения) — ТП — на основе умножающего или синтезаторного кольца ИФАП.

При проектировании ТП умножающего кольца ИФАП следует учитывать, что он вносит существенный вклад в преобразование и усиление шумов ССЧ [2,7].

Цель настоящей статьи — сравнительный анализ трактов приведения активных цифровых синтезаторов частот.

Отметим, что на качество синтезируемого (умножаемого) колебания значительное влияние оказывают низкочастотные флуктуации и шумы, т.е. приходящие с опорным колебанием побочные спектральные составляющие (ПСС), формируемые операционными узлами синтезатора.

Прямое умножение с большой кратностью низкочастотного опорного колебания (выходной частоты ПЦС) ^опНЧ нежелательно вследствие значительного ухудшения спектрального состава выходного колебания ССЧ с частотой _/выхВЧ, поскольку в N раз возрастают помехи (шумовые и дискретные ПСС) исходного колебания ^опНЧ; здесь N — параметр тракта приведения умножающего кольца ИФАП. Как правило [7, 8], под дискретными ПСС (ДПСС) понимают помехи, отличающиеся от выходного колебания _/выхВЧ на частоту, кратную шагу сетки к ДПСС относят и комбинационные составляющие на выходе смесителей (сумматоров частот).

Рассмотрим варианты построения трактов приведения цифровой ССЧ на основе кольца ИФАП. Будем считать, что ТП входит в структуру кольца ИФАП, которая имеет один (сигнальный) вход для частоты опорного колебания _/опВЧ и один (сигнальный) выход для частоты синтезируемого колебания ,/выхш (рис. 1). Дополнительные сигналы, например колебание с частотой в рассматриваемых далее ТП когерентны величинам _/опВЧ и ,/выхш.

На рис.1 приняты следующие обозначения: ПГ — перестраиваемый генератор (генератор, управляемый либо напряжением, либо током); ЧФД — частотно-фазовый детектор; петлевой ФНЧ — фильтр нижних частот (предназначен для фильтрации помех, приходящих с

частотой РопНЧ, и фильтрации гармоник частот — и РопНЧ); КА — конечный автомат (цифровое устройство, переключающееся в дискретные моменты времени и имеющее конечное число устойчивых состояний, т.е. обладающее конечной памятью); РКА — тактовая частота на входе КА; РТП — частота на выходе тракта приведения (входе ЧФД); Я — параметр КА, коэффициент передачи по частоте тракта опорного колебания; Упр.1, 2 — цифровые входы (шины) управления операционными узлами синтезатора (являются служебными и на общность рассмотрения схемы не влияют).

/вь

Тракт приведения

ПГ

От ПГ

±

РКА ~/вы

Г ± ^Я

КА1

Упр.1

Петлевой ФНЧ

-тп = -КА^

ЧФД

ропНЧ = /опВЧ/Я

/от.

КА2

Упр. 2

Рис. 1

Введем дополнительные параметры, используемые в дальнейшем для сравнения различных вариантов ТП колец ИФАП:

N = /выхВЧ/р8 (эквивалентный коэффициент умножения ТП);

Nш = /в^1хВЧ/РопНЧ (коэффициент умножения помех (шумов));

Кк = N3/(коэффициент, характеризующий качество ТП).

При активном цифровом синтезе частот кольцо ИФАП с помощью конечного автомата приводит частоту

/выхВЧ £ {

к частоте РопНЧ таким образом, чтобы выполнялось условие когерентности. Условие (ква-зи)когерентности для синтезаторной системы ИФАП можно записать в виде

(Д/выхВч)/(АРопНч) = (/выхВч)/(РопНч) = N

(в статистическом смысле — на интервале наблюдения), где АРопНЧ и А/выхВЧ — отклонение частот соответственно опорного и выходного колебания от номинального значения.

В качестве КА обычно используют счетчики импульсов — делители с переменным (целочисленным) коэффициентом деления (ДПКД) или делители с дробно-переменным коэффициентом деления (ДДПКД). Иногда в качестве КА применяют пассивные цифровые синтезаторы частот [6, 7]. При этом коэффициент Я = P/Q, где Р — емкость накапливающего сумматора (НС), его модуль, а Q — число, записанное на его вход. Используют также ПЦС, построенные на основе ДДПКД.

Выражение для выходной частоты умножающего (синтезаторного) кольца ИФАП можно записать в виде

/выхВЧ = fопВчN/Я = FопНчN.

Возможны три варианта построения тракта приведения частоты ПГ к частоте сравнения — аналоговый, цифровой или цифроаналоговый.

В первом случае ТП реализуется в виде аналогового перемножителя — сумматора частот

в рамках структуры ССЧ, а также для переноса колебания синтезируемой частоты в требуемый диапазон [9]. Действительно, /выхвч = Fka ± F = ^шнч^ ± Fa; если Fд > Fka, то на выходе кольца ИФАП наблюдается инверсия спектра.

Во втором случае ТП реализуется в виде конечного автомата. Кольцо ИФАП с цифровым ТП является синтезаторным, что позволяет перестраивать выходную частоту с требуемым шагом. КА может быть составным: в начале тракта — быстродействующий счетчик импульсов с небольшим постоянным коэффициентом деления (например, в H раз), а далее — основной КА с коэффициентом деления N. Тогда шаг сетки синтезируемых частот Fs увеличивается в H раз, а эквивалентный коэффициент деления N = HN. Подчеркнем, что такое решение вынужденное и связано с недостаточным быстродействием основного КА.

В третьем случае частота Fka понижается с помощью аналогового смесителя. Построение цифроаналоговых ТП осуществляется в СВЧ-диапазонах в тех случаях, когда быстродействие цифровой элементной базы ДПКД недостаточно для приведения частоты,/выхш к частоте FOTH4 [1, 6]. Кроме того, такое построение ТП позволяет уменьшить коэффициент умножения помех, приходящих с опорным колебанием, что существенно при формировании прецизионных колебаний.

Введение дробности в ДПКД тракта приведения при изначальном значении FS уменьшает требуемый коэффициент деления N + Q/Р, что обеспечивает снижение уровня шума выходного колебания синтезатора.

Отметим следующий важный факт: элементы кольца ИФАП — формирователи импульсов, накапливающие сумматоры, ДПКД (ДДПКД), ЧФД — генерируют собственные, как правило, низкочастотные шумы; эти шумы попадают в полосу прозрачности кольцаf и в полосе расстроек от 0 до f ухудшают форму спектральной линии выходного колебания. Поэтому уровень собственных шумов синтезатора необходимо учитывать при расчете любого кольца ИФАП.

Проанализируем механизм передачи помех, приходящих с опорным колебанием, на выход кольца ИФАП. Запишем в операторной форме выражение для коэффициента передачи разомкнутого астатического синтезаторного кольца [9]:

Gn (5) = KDKvKm (s) Кф (s) -L = 9N1,

где G1(s) — операторный коэффициент передачи разомкнутого кольца с единичной обратной связью (N=1); KD = 1/2п — статический коэффициент передачи ЧФД; Kv=,/выхш тах - ,/выхш min = = Snr E — полоса перестройки ПГ, здесь Snr — крутизна управляющей характеристики ПГ,

1 + ST

E — размах управляющего напряжения на входе ПГ; KH (s) =-и — операторный коэф-

sTD

фициент передачи изодромного (дифференцирующего) звена, здесь Ти — постоянная времени изодромного звена, TD — постоянная времени ЧФД; Kф (s) — операторный коэффициент передачи петлевого фильтра нижних частот.

Для предварительного (качественного) анализа фильтрующих свойств кольца ИФАП принято считать, что петлевой ФНЧ отсутствует и ^(s)=1. Характеристики бесфильтрового кольца с единичной обратной связью наиболее просты в построении и наглядны при анализе.

Коэффициент передачи фазовых шумов v опорного сигнала на выход замкнутой системы ИФАП с единичной обратной связью (ОС) можно представить в следующем виде:

, ч 0 Gi

°1v

v 1 + G1

где 0 — фазовые шумы на выходе замкнутого кольца ИФАП.

Логарифмические амплитудно-частотные характеристики (ЛАХ) С^) и Ф1у^) приведены на рис. 2, где /и =1/Ти — частота изодромного звена; /ф — частота среза петлевого ФНЧ. Цифрами обозначены нормированные к единичной крутизне (единичная крутизна равна 6 дБ/окт или, что то же самое, 20 дБ/дек) участки асимптотических ЛАХ [10, 11].

С1/)

Рис. 2

Анализ рис. 2 и формулы (2) показывает, что для помех, приходящих с опорным колебанием, кольцо ИФАП является фильтром нижних частот с частотой/ и коэффициентом передачи в полосе прозрачности кольца, равным единице. Иными словами, кольцо ИФАП с единичной ОС не усиливает помехи, приходящие с опорным колебанием. Крутизну следящего фильтра на основе кольца ИФАП можно увеличивать, повышая порядок петлевого ФНЧ, обеспечивая при этом необходимый запас по фазе на частоте /и.

Для умножающего кольца формула (2) изменится:

_ С1

+СМ 1+Сы

Соответствующий формуле (3) график показан на рис. 3, здесь же для сравнения пунктиром приведен график С/ для кольца с единичной обратной связью. \ *

СМ \

1

Сх

Фм,/)

20 ^ Мш «

' ^ = ^^

.....Ь-ч, 1 \ | **

РопНч/2

20 1§! N

/п

м

/п1

Рис. 3

Представленные графики (рис. 2, 3) и формулы (2), (3) показывают, как изменяются фильтрующие свойства кольца при неединичной обратной связи. Вывод заключается в том, что кольцо ИФАП в Мш раз умножает низкочастотные флуктуации опорного колебания [7, 8],

попадающие в полосу его прозрачности fn; поэтому необходимо стремиться к минимизации коэффициента деления N в цепи обратной связи кольца ИФАП.

Рассмотрим способы уменьшения коэффициента умножения помех Nm при обеспечении требуемого значения Fs в диапазоне выходных частот.

Задача минимизации уровня помех, приходящих с опорным колебанием, сводится не только к выбору элементной базы, но, прежде всего, к оптимизации построения ТП.

Тракт приведения синтезаторного кольца ИФАП (см. рис. 1) реализуется в виде делителя частоты (ДПКД или ДДПКД) в цепи обратной связи. В кольце с ДПКД шаг FS = const и N - N - Nm, Кк = 1.

Уменьшения Nm можно достигнуть введением дробности в ДПКД, т.е. применением ДДПКД. В этом случае Fs = Лпвч/(РЩ , где Р — значение модуля дробности (емкость НС). Ограничением величины Fs (числа разрядов дробности) служит значение полосы прозрачности кольца ИФАП, т.е. Fs > f.

Уменьшить коэффициент деления ТП умножающего кольца ИФАП можно не только введением дробности, но и введением дополнительного колебания — частоты FR, что позволяет уменьшить требуемое значение Nm при сохранении N3. Рассмотрим данный подход подробнее.

Формулу (1) можно переписать в виде Ne(Nmax ••• Nmin), что позволяет сделать вполне определенный вывод: коэффициент деления N в синтезаторном кольце ИФАП можно уменьшить лишь до Ne{(Nmax- Nmin) •.. 1}. Для этого необходимо ввести в ТП синтезаторного кольца частоту FR, когерентную выходному колебанию (рис. 4).

Fо,

Петлевой ФНЧ

ЧФД КА1

и

Тракт приведения

^КА2 =fвы

Упр.1

± F„

ПГ

1ъъ

Упр. доп

± ка2

<Jnh Упр. 2

F„

F,

опНЧ доп

ССЧд

Рис. 4

Частоту можно сформировать либо умножением частоты Уопвч, либо с помощью алгебраических преобразований частот, формируемых внутри структуры ССЧ. При больших кратностях умножения, что характерно для СВЧ-синтеза, наилучшим решением является использование дополнительной петли синтезаторной ИФАП. Однако при широкополосном синтезе выигрыш от введения частоты Рд уменьшается. Поэтому для ее формирования применяют дополнительный синтезатор с крупным шагом и перекрытием по частоте, таким же, как и в основном кольце. В рассматриваемых синтезаторных кольцах значение Ыш можно минимизировать применительно к конкретным задачам и требованиям.

Возможен другой — нониусный целочисленный — вариант построения тракта приведения цифрового синтезатора частоты (рис. 5) [12]. В этом случае частоту _/выхВЧ путем деления уменьшают в Ь и М раз, а затем вычитают, получая на выходе смесителя разностную частоту ^опНЧ.. Коэффициент становится меньше коэффициента Ыэ. В этом случае частота опорного колебания умножается в ЬМ раз, а помехи, приходящие с опорным колебанием, — в М раз (М>Ь). Одновременно величина ^ возрастает в Кк раз и становится неравномерной по диапазону. При

нониусном целочисленном варианте построения ТП коэффициент шума по верхней оценке практически не изменяется по сравнению с классическим ТП на основе ДПКД (ДДПКД), но эквивалентный коэффициент деления N3 увеличивается в соответствии с выражением

N3 = . ; Nm = max {L,M}; Кк = min {L,M}.

L - M

Наибольший практический интерес представляет случай M = L + A. Тогда N3 =

LM

L

. При A = 1 N3 = LM = L(L +1), Nm = L +1, Кк = L.

Тракт приведения

/ъъ

К ЧФД

Рис. 5

Следует отметить, что уровень шума на выходе нониусного целочисленного ТП (см. рис. 5) будет выше на 3 дБ, чем шумы на выходе обычного ТП (см. рис. 1), если шумы на выходе делителя Ь и делителя М статистически независимы, а амплитуды их сигналов равны.

В табл. 1 приведены значения Ыэ, Ыш и Кк для некоторых пар значений Ь и Ь+1 при но-ниусном целочисленном варианте построения тракта приведения.

_Таблица 1

L L+1 N3 Nm Кк

2 3 6 3 2

3 4 12 4 3

4 5 20 5 4

5 6 30 6 5

6 7 42 7 6

7 8 56 8 7

8 9 72 9 8

9 10 90 10 9

10 11 110 11 10

16 17 272 17 16

32 33 1056 33 32

Во всех вариантах нониусного ТП между выходом смесителя и входом ЧФД можно включать пассивный цифровой синтезатор (КА1) с коэффициентом деления Р^, а коэффициенты Ми N зафиксировать (рис. 6). Значение Ыш увеличится в P/Q раз, но коэффициент Кк останется прежним. Шаг сетки синтезируемых частот и его неравномерность будут практически полностью определяться возможностями ПЦС.

Возможен и другой вариант построения тракта. Делитель опорного колебания Я заменяют на ПЦС при постоянных значениях М и N. В этом случае кольцо выполняет функцию высокократного умножителя выходной частоты ПЦС, а требуемый шаг сетки реализуют с помощью ПЦС в Я-тракте (КА2): см. рис. 6.

Нониусный ТП можно видоизменить путем введения дробности в одну из его ветвей (см. рис. 6). Суть метода заключается в параллельном делении частоты _/выхВч и взаимном вычитании полученных результатов:

^ТП - /выхВЧ I — —

N M + A/В,

Примем коэффициент деления первого нониусного делителя равным N, а коэффициент второго (дробного) нониусного делителя — равным M + А В. В общем случае эквивалентный коэффициент деления нониусного тракта

MB + A - т

N =-.

э N

Наиболее интересен частный случай: M=N=B, A=l. Тогда

Nэ = NN +1), ^ = N + N - N, Кк =

В результате выходная частота синтезатора

N21 N + —

N+1

N

Е1 = N2.

2

ЛыхВЧ = /опНЧNэ = ЛпНЧN(N + 1) .

ПГ

/ъъ

: N

Fо,

/оп

±

М+А/В

Fт

КА1

ТГ

ЧФД

Fт

Упр. 1

КА2

Fо,

Т

Упр. 2

Петлевой ФНЧ

Рис. 6

Заметим, что шаг сетки частот Fs при изменении N увеличивается по квадратичному закону по сравнению с „классическим" синтезом. Преимущество данного метода заключается, во-первых, в практически одинаковом умножении фазовых шумов (в N раз) по сравнению с целочисленным нониусным ТП и, во-вторых, в N раз увеличенном N3. Это обстоятельство существенно при широкополосном синтезе частот. Использование в качестве КА пассивного синтезатора ПЦС (см. рис. 6) позволяет не только дополнительно минимизировать коэффициент умножения помех, но и синтезировать выходную частоту с практически любым шагом сетки. Результаты расчета основных параметров нониусного дробного ТП для различных коэффициентов N приведены в табл. 2.

Таблица 2

N N. Кк

3 30 3 9

4 68 4 16

5 130 5 25

6 222 6 36

7 350 7 49

8 520 8 64

9 738 9 81

10 1010 10 100

32 32 800 32 1024

64 262 208 64 4096

Возможен еще один вариант построения нониусного дробного ТП, который предпочтителен при СВЧ-синтезе (рис. 7). Такое решение целесообразно при недостаточном быстродействии двухмодульных прескалеров, требуемых для построения дробных делителей нониуса.

Делитель H может отсутствовать. Наибольший интерес представляет вариант ТП с N = PS, тогда N3 = HMN (S + 1/M) и Nm = HN ~ HPS.

Выход ТП

Рис. 7

Результаты анализа рассмотренных вариантов построения тракта приведения кольца ИФАП позволяют сделать следующие выводы:

— все дополнительные колебания, вводимые в синтезаторное кольцо ИФАП, должны быть когерентны опорному колебанию;

— введение частоты в тракт приведения позволяет уменьшить коэффициент умножения помех, приходящих с опорным колебанием, в пределе до величины Ытак - при этом Ыэ = Ыш;

— использование нониусного целочисленного преобразования в ТП позволяет уменьшить коэффициент умножения помех, приходящих с опорным колебанием, при сохранении заданного коэффициента деления, при этом Ыэ > Ыш;

— применение нониусного дробного ТП позволяет значительно уменьшить коэффициент умножения помех, попадающих в полосу прозрачности кольца ИФАП.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Галин А. С. Диапазонно-кварцевая стабилизация СВЧ. М.: Связь, 1976. 256 с.

2. Левин В. А., Малиновский В. Н., Романов С. К. Синтезаторы частот с системой импульсно-фазовой автоподстройки частоты. М.: Радио и связь, 1989. 232 с.

3. Шахгильдян В. В., Пестряков А. В. Тенденции развития техники синтеза частот для телекоммуникационных систем и устройств // Электросвязь. 2003. № 11. С. 74—78.

4. Григорьев В. В. и др. Импульсные системы фазовой автоподстройки частоты. Л.: Энергоатомиздат, 1982. 88 с.

5. Леонов Г. А., Селеджи С. М. Системы фазовой синхронизации в аналоговой и цифровой схемотехнике. СПб: Невский Диалект, 2002. 112 с.

6. Рыжков А. В., Попов В. Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи. М.: Радио и связь, 1991. 264 с.

7. Шапиро Д. Н., Паин А. А. Основы теории синтеза частот. М.: Радио и связь, 1981. 264 с.

8. ЗарецкийМ. М., МовшовичМ. Е. Синтезаторы частоты с кольцом фазовой автоподстройки. Л.: Энергия, 1974. 256 с.

9. Никитин Ю. А. Частотный метод анализа синтезаторной системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты. Часть 3 // Современная электроника. 2007. № 9. С. 68—73.

10. Макаров И. М., Менский Б. М. Линейные автоматические системы. М.: Машиностроение, 1977. 464 с.

11. Кузовков Н. Т. Теория автоматического регулирования, основанная на частотных методах. М.: Оборонгиз, 1960. 447 с.

12. Sadowski B. A Self-offset phase-locked loop // Microwave J. 2008. Vol. 51, N 4. P. 116—124.

Сведения об авторе

Юрий Александрович Никитин — канд. техн. наук; Филиал ФГУП НИИ радио — Ленинградский отраслевой

НИИР, Санкт-Петербург; ст. науч. сотрудник; E-mail: yuriyan@list.ru

Рекомендована Институтом Поступила в редакцию

01.02.11 г.