Проектирование однокаскадного монолитного усилителя Ка-диапазона с использованием комплекса программ автоматизированного синтеза

УДК 621.375.4

М.В. Черкашин, А.А. Коколов, И.М. Добуш, Л.И. Бабак

Проектирование однокаскадного монолитного усилителя Ка-диапазона с использованием комплекса программ автоматизированного синтеза

Описывается проектирование однокаскадного копланарного монолитного усилителя Ка-диапазона на основе отечественной 0,13 мкм GaAs mHEMT-технологии. Демонстрируется применение при проектировании комплекса программ автоматизированного синтеза СВЧ транзисторных усилителей и согласующих цепей.

Ключевые слова: СВЧ монолитные интегральные схемы, копланарный усилитель, Ка-диапазон, mHEMT, модели элементов, автоматизированный синтез.

Введение. В настоящее время все больший интерес представляет создание монолитных интегральных схем (МИС) усилителей миллиметрового диапазона волн. Важным этапом проектирования таких устройств является выбор (расчет) принципиальной схемы СВЧ-усилителя. В настоящее время он осуществляется, как правило, на основе опыта разработчика, многократного моделирования и оптимизации различных вариантов.

Ускорить процесс разработки и улучшить качественные показатели устройств позволяет комплекс программ автоматизированного синтеза СВЧ-усилителей, а также пассивных корректирующих (КЦ) и согласующих цепей (СЦ) [1, 2]. В статье рассматривается применение этого программного комплекса и интерактивной визуальной методики для проектирования однокаскадного копланарного монолитного усилителя Ка-диапазона.

Построение моделей элементов. Копланарный усилитель (КУ) выполняется на основе 0,13 мкм GaAs mHEMT-технологии, разработанной в Институте СВЧ полупроводниковой электроники РАН (ИСВЧПЭ РАН, г. Москва).

В КУ использован базовый mHEMT транзистор с шириной затвора 4x60 мкм. На рис. 1 приведены измеренные ВАХ транзистора, а в таблице - его основные параметры в рабочей точке Fds=4 В, Fgs = -0,8 В, IDS = 50 мА.

100

50

Параметры mHEMT-транзистора 4x60 мкм

Тип транзистора Gms @ 35 ГГц Ft /Fmax' ГГц

mHEMT 4x60 мкм 13,2 дБ 45/100

-L2 В .....-Г.б'В" -2 В

0 4 6 8 10

Г а, В

Рис. 1. ВАХ mHEMT-транзистора

Нелинейная табличная модель транзистора построена по методике [3]. Для используемой технологии была также разработана библиотека моделей пассивных копланарных элементов [4, 5]. Модели транзистора и пассивных элементов интегрированы в САПР Microwave Office (MWO) [4].

Описание процедуры проектирования. К усилителю предъявлялись следующие требования в диапазоне частот 30-38 ГГц: коэффициент усиления G не менее 9 дБ; неравномерность коэффициента усиления в полосе рабочих частот AG не более ±1,0 дБ; модули входного и выходного коэффициентов отражения mi = | 8ц | < 0,316 (-10 дБ), m2 = | 822 I < 0,316 (-10 дБ); выходная мощность PidB > 10 дБм; безусловная устойчивость во всем частотном диапазоне (k >1).

Проектирование КУ осуществлялось на основе интерактивной визуальной методики, описанной в [6-8]. Она позволяет вы-

Es

Cc

Ti

СЦ1

Rcor

СЦ2

50 Q ;

Рис. 2. Структурная схема однокаскадного КУ

полнить синтез реактивных четырехполюсных СЦ и двухполюсных цепей коррекции (обратной связи) усилительного каскада, исходя из комплекса требований к его характеристикам.

Структурная схема однокаскадного КУ показана на рис. 2. С использованием нелинейной модели транзистора в среде MWO было выполнено его load-pull-моделирование при вариации коэффициента отражения нагрузки. При этом предварительно ко входу транзистора была подключена стабилизирующая RC-цепочка, обеспечивающая безусловную устойчивость «составного» активного элемента (АЭ) - транзистора с цепочкой (рис. 3, а). Полученные контуры равной выходной мощности на плоскости коэффициента отражения нагрузки при входной мощности Pin=5 дБм приведены на рис. 3, б (частота 34 ГГц). Рабочая точка при этом соответствует режиму класса А: Vds=5 В, Vgs=-1.2 В. Результаты load-pull-моделирования показали, что транзистор в диапазоне частот 30-38 ГГц позволяет получить выходную мощность в линейном режиме около 14 дБм.

б

Рис. 3. Схема для load-pull-моделирования в MWO (а) и контуры равной выходной мощности

на частоте 34 ГГц

С помощью программы REGION [1, 8] на плоскости коэффициента отражения нагрузки Г^ «составного» АЭ (рис. 2) для ряда фиксированных частот рабочего диапазона были построены области допустимых значений (ОДЗ) при следующих требованиях к каскаду: 9 < G < 11 дБ; mi < 0,33; m2 < 0,33. Совмещение этих ОДЗ с контурами выходной мощности показало, что контуры для Pout = 14 дБм лежат внутри полученных ОДЗ, т.е. одновременно можно выполнить требования согласования входа и выхода, необходимого коэффициента усиления и выходной мощности не менее 14 дБм.

Результирующие ОДЗ, соответствующие указанному комплексу требований к характеристикам усилителя, приведены для частот 30, 34 и 38 ГГц на рис. 4, а. Далее с помощью программы визуального проектирования КЦ и СЦ LOCUS [1, 6] по полученным ОДЗ была синтезирована выходная СЦ на сосредоточенных элементах, ее схема и годограф коэффициента отражения показаны на рис. 4, а.

На следующем этапе расчета были получены ОДЗ на плоскости коэффициента отражения источника сигнала Гд «составного» АЭ с учетом того, что найденная выходная СЦ подключена к АЭ (рис. 4, б). Анализ расположения ОДЗ на плоскости Гд показывает, что построить простую цепь (с числом элементов не более 3) по ним не представляется возможным. Поэтому для расчета входной СЦ мы аппроксимировали ОДЗ некоторым идеализированным годографом Гд0(/) (выбрали точки в центре областей). Далее с помощью программы GENESYN [2], основанной на генетических алгоритмах, выполняем автоматический синтез реактивной цепи, которая в рабочей полосе частот согласует сопротивление генератора 50 Ом и нагрузку с сопряженным коэффициентом отражения [Гд°(/)]*. Схема полученной цепи и ее годограф показаны на рис. 4, б. Так как мы не смогли точно повторить желаемую зависимость Гд°(^), характеристики каскада будут несколько отличаться от заданных.

а

а б

Рис. 4. ОДЗ и годографы коэффициентов отражения: а - выходной СЦ на плоскости Г^; б - входной СЦ на плоскости rs. Требования для получения ОДЗ: Pout > 14 дБм; 9 дБ < G < 11 дБ; m1 < 0,33; m2 < 0,33

б

Рис. 5. Принципиальная схема (а) и топология (б) однокаскадного КУ

Синтезированные схемы СЦ были модифицированы в MWO для удобства реализации в копланарном исполнении. Полученная принципиальная схема однокаскадного КУ на идеальных сосредоточенных элементах приведена на рис. 5, а. Следующий шаг заключался в разработке топологии КУ и параметрической оптимизации его элементов, при этом

в схему были добавлены элементы смещения транзистора по постоянному току. Окончательная топология МИС КУ изображена на рис. 5б (размеры кристалла 0,9x1,8 мм2).

Разработанный усилитель был изготовлен на основе 0,13 мкм GaAs тНЕМТ-техно-логии ИСВЧПЭ РАН (г. Москва). На рис. 6, б приведены частотные характеристики КУ, измеренные на пластине. Следует отметить, что измерения выполнены при напряжении сток-исток транзистора Vds = 3,5 В, так как при расчетном значении Vds = 5 В транзисторы выходили из строя. Измеренная выходная мощность Р^в составила около 7 дБм.

а б

Рис. 6. Результаты моделирования (а) и измерений (б) однокаскадного КУ при y^8=3,5 В

На рис. 6, а для сравнения представлены результаты моделирования монолитного КУ (рис. 5, а) при F^s=3,5 В. Здесь Pout и Gls - соответственно выходная мощность КУ и коэффициент усиления при входной мощности, соответствующей уменьшению усиления на i дБ. Моделирование выполнялось с использованием разработанной библиотеки моделей копланарных элементов [4, 5]. Расчетное значение PidB равно 13,1 дБм. Исследования показали, что основной причиной расхождения между измеренными и рассчитанными характеристиками КУ является отличие параметров изготовленных транзисторов от значений, измеренных на предыдущей пластине и использованных при моделировании. Это обусловлено определенными изменениями технологического процесса при изготовлении усилителей.

Работа выполнялась при поддержке РФФИ в рамках проектов 08-07-99034-р_офи и 09-07-99020-р_офи, а также в рамках ФЦП «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009-2013 годы по направлениям «Нанотехнологии и нано-материалы», «Создание электронной компонентной базы», «Микроэлектроника» (мероприятия i.i, i.2.i, i.2.2, i.3.i и i.3.2, государственные контракты П1418, П1492, П2188, П669, П499, 16.740.11.0092 и I4.740.il.0l35).

Литература

1. Бабак Л.И. Комплекс программ «визуального» проектирования транзисторных СВЧ-усилителей и пассивных цепей / Л.И. Бабак, М.В. Черкашин, Д.А. Зайцев и др. // Сб. докл. междунар. науч.-практ. конф. «Электронные средства и системы управления. Опыт инновационного развития». - Томск: В-Спектр, 2007. - Ч.2. - С. 113-115.

2. Бабак Л.И. Программа синтеза согласующих цепей на основе генетического алгоритма / Л.И. Бабак, В.А. Вьюшков // Сб. трудов 16-й Междунар. Крымской конф. «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии». - Севастополь: Вебер, 2006. - Т. l. -С. 209-210.

3. Дмитриенко К.С. Построение табличной нелинейной модели pHEMT-транзистора / К.С.Дмитриенко, Л.И.Бабак // Сб. трудов 19-й Междунар. Крымской конф. «СВЧ-техни-ка и телекоммуникационные технологии». Севастополь: Вебер, 2009. - Т. l. - С. 119-120.

4. Шеерман Ф.И. Создание библиотек моделей элементов СВЧ монолитных интегральных схем для системы Microwave Office / Ф.И. Шеерман, Л.И. Бабак // Сб. трудов 19-й Междунар. Крымской конф. «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии» (КрыМиКо"2009). - Севастополь: Вебер, 2009. - Т. l. - С. l07-l08.

5. Добуш И.М. Исследование копланарных элементов монолитных интегральных схем / И.М.Добуш, А.А.Коколов, Л.И. Бабак // Доклады ТУСУРа. - 20l0. - № 2(22), ч. l. - С. 38-4l.

6. Babak L.I. Interactive «visual» design of matching and compensation networks for microwave active circuits / L.I. Babak, M.V. Cherkashin // IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig. - 200l. - Vol. 3. - P. 2095-2098.

7. Cherkashin M.V. Design of 2-l0 GHz feedback MMIC LNA using «visual» technique / M.V.Cherkashin, D. Eyllier, L.I.Babak et al. // Proc. 35th Europ. Microwave Conf. -France, Paris, 2005. - P. H53-H56.

8. Babak L.I. A new «region» technique for designing microwave transistor low-noise amplifiers with lossless equalizers / L.I. Babak, M.V.Cherkashin, A.Yu. Polyakov // Proc. 38th Europ. Microwave Conf. Proc. - Netherlands, Amsterdam, 2008. - P. l402-l405.

Черкашин Михаил Владимирович

Канд. техн. наук, доцент каф. компьютерных систем в управлении и проектировании (КСУП),

декан факультета вычислительных систем ТУСУРа

Тел.: + 7 (382-2) 73-96-48

Эл. почта: mcher@kcup.tusur.ru

Коколов Андрей Александрович

Мл. науч. сотрудник каф. КСУП ТУСУРа

Тел.: +7-923-405-93-59

Эл. почта: kokolovaa@gmail.com

Добуш Игорь Мирославович

Аспирант каф. КСУП ТУСУРа

Тел.: +7-923-402-92-86

Эл. почта: igadobush@gmail.com

Бабак Леонид Иванович

Канд. тех. Наук, зам. директора НОЦ «Нанотехнологии», доцент каф. компьютерных систем

в управлении и проектировании (КСУП) ТУСУРа

Дом. тел.: +7(382-2) 41-47-17, сот. тел. +7-960-969-91-52

Эл. почта: leonid.babak@rambler.ru

Cherkashin M.V., Kokolov A.A., Dobush I.M., Babak L.I.

Designing of Ka-band single-stage MMIC amplifier with use of CAD synthesis software tools

Designing of Ka-band single-stage coplanar MMIC amplifier based on the 0.13 |m GaAs mHEMT technology is described. The application of software tools for CAD-oriented synthesis of microwave transistor amplifiers and matching circuits is demonstrated.

Keywords: MMIC, coplanar amplifier, Ka-band, mHEMT, element models, automatically synthesis.