СПОСОБ РАДИОЛОКАЦИИ НЕЛИНЕЙНО-ИНЕРЦИОННЫХ ОБЪЕКТОВ
METHOD FOR RADIOLOCATION OF NON-LINEAR-INERTIAL OBJECTS

Изобретение относится к технике ближней радиолокации, а именно к методам и средствам поиска, обнаружения и распознавания нелинейно-рассеивающих объектов (НРО).
Известны способы нелинейной радиолокации [1; 2], в которых осуществляется облучение НРО зондирующим сигналом (ЗС) в виде одного или двух гармонических колебаний и регистрация в приемнике радиолокатора энергии отраженного сигнала на кратных и/или комбинационных частотах.
Множество НРО можно разбить на две группы, различающиеся электрофизическими свойствами НРО:
- RLC-объекты, модель которых в виде эквивалентной электрической цепей содержат нелинейные резисторные (R) элементы и инерционные элементы - индуктивные (L) и/или емкостные (С). Типичным представителем RLC-объектов являются мобильные телефоны, электронные подслушивающие устройства, приемные устройства радиоуправляемых взрывателей и т.п.;
- R-объекты, электрическая модель которых содержат лишь нелинейные резисторные элементы. Типичными представителями R-объектов являются элементы стальных конструкций, сварные или клепаные, подверженных коррозии и ржавчине [3].
Предполагается, что в рассматриваемом способе именно RLC-объекты представляют собой интересующие нас НРО.
Недостаток аналогов состоит в низкой эффективности процедуры обнаружения RLC-объектов. Это объясняется присутствием в районе поиска большого количества R-объектов, поток сигналов от которых на входе нелинейного радиолокатора существенно повышает уровень ложных тревог и снижает тем самым эффективность поиска и обнаружения RLC-объектов. Вместе с тем, выделяемая в аналогах энергия отраженного от HPO сигнала не обладает достаточной информативностью для вскрытия надежных признаков распознавания RLC-объектов и R-объектов.
1
2
1
Наиболее близким среди аналогов является способ нелинейной радиолокации [1; 2], заключающийся в излучении гармонического колебания G(t) частоты f в направлении НРО, приеме отраженного сигнала R(t), выделении из него колебания на двойной частоте f=2f и вынесении решения об обнаружении НРО путем сравнения энергии принятого сигнала с порогом. Чтобы максимально приблизить прототип к предложенному способу, введем следующие уточнения его модели:
- обозначим через Т время, отводимое для обнаружения НРО в заданной точке пространства;
n
n
- ЗС прототипа представим как последовательность гармонических колебаний G, n=1, 2, …, N, излучаемых поочередно, в соответствии с индексом «n», в течение соответствующих временных периодов T:
n
n
n
n
n
каждый длительностью τ=T/N. Все G обладают собственной когерентностью в течение временных интервалов T (1), которые можно назвать периодами когерентности ЗС. Между собой колебания G не обязательно должны быть когерентными. Мощности p всех колебаний Gпредполагаются одинаковыми, не зависящими от «n»;
n
n
n
n
- аналогично отраженный от НРО сигнал R(t) может быть представлен в виде последовательности сигналов R, n=1, 2, …, N, поступающих в приемник нелинейного радиолокатора также поочередно, в соответствии с индексом «n». Учитывая малые размеры искомых НРО, длительность каждого из R совпадает с τ. Кроме того, предполагая малую дальность до искомого НРО, а следовательно, малую задержку отраженного сигнала по сравнению с длительностью τ=T/N, интервалы существования R можно выбрать совпадающими с периодами когерентности T(1);
2
1
n
n
- выделение колебания на двойной частоте f=2f осуществляется методом синхронного детектирования каждого из R в течение соответствующего периода когерентности T, т.е. весь временной интервал 0≤t≤T состоит N периодов синхронного детектирования, каждый длительностью τ.
Недостаток прототипа состоит в низкой эффективности обнаружения RLC-объектов на фоне потока «ложных» сигналов от R-объектов.
Целью изобретения является повышение эффективности обнаружения RLC-объектов.
n
1
n
n
2
1
n
n
Σ
n
n
n
n
n
2
n
n
Z,n
n+1
n
W,n
n+1
n
n
n
n
Z,n
W,n
n
Σ
n
Σ
Σ
Для достижения поставленной цели в способе-прототипе, заключающемся в генерации последовательности гармонических колебаний G, n=1, 2, …, N, частоты f, поочередном, в соответствии с индексом «n», излучении G в направлении искомого объекта, приеме соответствующих отраженных сигналов R, n=1, 2, …, N с выделением в них сигналов удвоенной частоты f=2f, определении комплексных огибающих Z принятых сигналов R, измерении суммарной мощности принятых сигналов P=ΣZZ* и принятии решения об обнаружении нелинейно-рассеивающего объекта путем сравнения выходной величины устройства обработки с порогом, согласно изобретению дополнительно осуществляется изменение мощности генерируемых колебаний G, формирование последовательности опорных сигналов S, n=1, 2, …, N путем ограничения G и выделения в них колебаний удвоенной частоты f, определение комплексных огибающих W опорных сигналов S, вычисление комплексных коэффициентов межпериодной корреляции K=ZZ* и K=WW* огибающих Z и W соответственно, вычисление коэффициентов взаимной межпериодной корреляции K=Im(KK*) и их модульных значений [K], вычисление результирующего коэффициента корреляции K=Σ[K], причем в качестве выходной величины устройства обработки используется К, а в качестве порога используется величина, пропорциональная Р.
1
2
1
2
1
На фиг.1 изображена возможная схема нелинейного радиолокатора, реализующая предложенный способ, элементы 1-11 которой несут следующее техническое содержание: 1 - синтезатор частот f и f=2f; 2 - усилитель мощности; 3 - блок управления мощностью излучаемого сигнала; 4 - приемник отраженных сигналов; 5 - устройство формирования опорных сигналов двойной частоты f=2f; 6 - синхронный детектор приемника; 7 - синхронный детектор передатчика; 8 - арифметическое устройство; 9 - первая пороговая схема; 10 - ключевая схема; 11 - вторая пороговая схема. Элементы 1, 2 и 3 образуют передатчик радиолокатора.
1
n
2
1
Функционирование предложенного способа удобно рассматривать, обращаясь к схеме нелинейного радиолокатора, фиг.1. Предварительно сделаем следующее замечание. Среди различных моделей RLC-объектов нас будут интересовать лишь те из них, нелинейные резисторные элементы (R) которых обладают следующей отличительной особенностью: их вольт-амперная характеристика обязана содержать квадратичную парциальную составляющую, удваивающую частоту f ЗС, в результате чего в отраженных сигналах R будет присутствовать составляющая на двойной частоте f=2f.
1
n
n
Синтезатор 1 вырабатывает непрерывное гармоническое колебание частоты f, которое с его первого выхода поступает на основной вход усилителя 2, на вспомогательный вход которого поступает сигнал от блока 3, управляющего выходной мощностью усилителя 2 с таким расчетом, чтобы мощность p парциального гармонического колебания G на выходе передатчика зависела от «n», например изменялась по ступенчатому закону
с постоянным шагом Δр.
В предложенном способе не исключается ситуация, когда вариации мощности ЗС могут сопровождаться искажениями фазы ЗС
n
n
1
n
где ψ - случайная фаза, меняющаяся от одного периода когерентности Tк другому. Даже если колебание частоты f с выхода синтезатора 1 сохраняет свою когерентность в течение всего времени обнаружения Т, колебания G перестают быть когерентными между собой после вариации мощности ЗС.
n
2
n
n
n
Сигналы R принимаются приемной антенной и, пройдя приемник 4, в котором осуществляется их предварительная фильтрация на двойной частоте f, поступают на основной вход синхронного детектора 6. Комплексные огибающие Z принятых сигналов R, соответствующие колебаниям G ЗС
n
имеют амплитуду A и фазу, состоящую из двух слагаемых:
n
- φ, фаза НРО, характеризующая электрофизические свойства НРО;
n
- 2ψ, случайная фаза, «навязанная» фазой ЗС (3).
n
n
n
1
1
1
2
1
n
2
n
n
n
n
Устройство 5 формирует опорные сигналы S в каждый n-й период когерентности T. Для этого выходные колебания передатчика G частоты fограничиваются по амплитуде с последующей их фильтровой обработкой, которая подавляет частоту f и все кратные f частоты, кроме составляющей на частоте f=2f, в результате чего на выходе 5 формируется последовательность опорных гармонических сигналов S, n=1, 2, …, N, на двойной частоте f, с постоянной - не зависящей от «n» - амплитудой и с фазой, меняющейся от одного периода когерентности T к другому по случайному закону и равной удвоенной фазе колебания G. Комплексные огибающие W опорных сигналов S имеют вид:
n
При этом предполагается, что постоянная времени фильтра устройства 5 значительно меньше длительности T/N. По существу, устройство 5 имитирует процесс умножения частоты, происходящий в резисторном элементе HPO. Сигналы S поступают на основной вход синхронного детектора 7.
2
2
2
n
n
n
n
На двойные вспомогательные входы синхронных детекторов 6 и 7 подаются квадратурные колебания Cos2πft и Sin2πft частоты f со второго выхода синтезатора 1, в результате чего на двойных выходах синхронного детектора 6 получаем квадратурные составляющие X и Yкомплексных огибающих Z принятых сигналов R:
n
n
n
n
а на двойных выходах синхронного детектора 7 - квадратурные составляющие U и V комплексных огибающих W опорных сигналов S:
n
n
n
n
n
В конце каждого из T квадратурные составляющие X, Y, U, Vпреобразуются в цифровую форму и поступают на входы арифметического устройства 8, где вычисляются:
n
- отсчеты мощности принятых сигналов R:
n
- комплексные коэффициенты межпериодной корреляции огибающих Z:
n
- комплексные коэффициенты межпериодной корреляции огибающих W:
- коэффициенты взаимной межпериодной корреляции
n
- суммарная мощность принятых сигналов R:
- результирующий коэффициент корреляции:
n
n
где «*» - знак комплексного сопряжения, «Im» - оператор выделения мнимой части комплексного числа, [K] - модульные значения K.
n
n
Сущность проводимых в устройстве 8 вычислений вытекает из амплитудно-фазовых представлений (4), (5) комплексных огибающих Z и W после подстановки их в (8), (9) и с последующей подстановкой (8), (9) в (10), (11):
n
n+1
n
Согласно (15) коэффициенты K пропорциональны взвешенным значениям синуса разности фаз НРО (φ-φ) в соседних периодах излучения ЗС. Предполагая в (15) малость между периодных приращений фаз НРО:
n
n
алгоритм (11) можно рассматривать как подавление коррелированных составляющих в последовательности фаз HPO {φ} и выделения в ней слабо коррелированных величин. Кроме того, алгоритм (11) позволяет нейтрализовать отрицательное влияния фазовой неопределенности ЗС на эффективность нелинейного радиолокатора, что следует из того, что в (15) отсутствуют случайные фазы ψ ЗС.
Σ
Σ
Σ
Σ
Σ
Величина Р сравнивается в первой пороговой схеме 9 с мощностью внутренних шумов радиолокатора, где принимается положительное или отрицательное решение об обнаружении НРО, независимо от того, является он R-объектом или RLC-объектом. Заметим, что вычисление Р и сравнение P c порогом выполняются также и в прототипе. В случае положительного решения ключевая схема 10 дает разрешение на сравнение во второй пороговой схеме 11 коэффициента К с порогом, пропорциональным величине Р. В случае превышения этого порога принимается решение об обнаружении именно RLC-объекта.
Σ
Σ
Дадим физическую интерпретацию всего алгоритма обнаружения RLC-объекта. Функцию, выполняемую пороговой схемой 11, можно рассматривать как измерение отношения К/Р и сравнения его с порогом. С учетом того, что:
весь алгоритм обнаружения RLC-объекта можно интерпретировать как сравнение с порогом среднего значения модуля приращения фазы HPO:
n+1
n
где усреднение осуществляется с весовыми коэффициентами AA.
n+1
n
Σ
Σ
Σ
Σ
Σ
Σ
Перейдем к обоснованию эффективности предложенного способа. Исходной предпосылкой к созданию предложенного способа является известное свойство токов в нелинейно-инерционных электрических цепях [4, 5], заключающееся в том, что не только амплитуды, но и фазы токов функционально зависят от амплитуды гармонического источника электродвижущей силы в этих цепях. Применительно к рассматриваемой ситуации это означает зависимость не только амплитуды А отраженного от RLC-объекта сигнала, но и его фазы φ от мощности ЗС. Вместе с тем, при наблюдении R-объектов фаза φ отраженного сигнала не зависит от мощности ЗС, хотя зависимость его амплитуды А от мощности ЗС сохраняется. Поэтому входящие в (15) приращения фазы (φ-φ), определяющие величину К, будут иметь заметные отклонения от нулевого значения лишь при наблюдении RLC-объектов, а при наблюдении R-объектов эти приращения, а следовательно, и величина К будут близки к нулевым значениям. В результате отношение К/Р будет значительно больше в случае наблюдения RLC-объектов, чем в случае наблюдения R-объекта, что позволяет рассматривать отношение К/Р в качестве параметра, по которому можно осуществить распознавание RLC-объектов и R-объектов.
Выше неявно предполагалось, что относительное расположение искомого RLC-объекта и радиолокатора в течение времени обнаружения Т остается неизменным. Очевидно, что при смене предполагаемого места нахождения искомого RLC-объекта рассмотренный выше процесс излучения ЗС и обработки отраженного сигнала повторяется.
0
Величина Т лежит приблизительно пределах от долей до нескольких секунд, N≈5-10, а величины начальной мощности ЗС р и шага Δр определяются по результатам эталонных испытаний по обнаружению типовых RLC-объектов.
В заключение отметим, что предложенный способ может быть использован в различных нелинейных радиолокаторах, выделяющих из отраженного сигнала не только вторую, но и любую другую кратную гармонику при облучении НРО одним гармоническим колебанием или комбинационные частоты в случае облучения HPO двумя и более гармоническими колебаниями.
Необходимые для этого изменения в схеме предложенного устройства очевидны.
Источники информации
1. Мусабеков П.М., Панычев С.Н. Нелинейная радиолокация: методы, техника и область применения. Зарубежная радиоэлектроника. Успехи современной радиоэлектроники, 2000 г., №5, с.54-61.
2. Беляев В.В., Маюнов А.Т., Разиньков С.Н. Состояние и перспективы развития «нелинейной» радиолокации. Успехи современной радиолокации, 2002 г., №6, с.59-78.
3. Штейншлейгер В.Б. Нелинейное рассеяние радиоволн металлическими объектами. Успехи физических наук, 1984 г., том 142, вып.1, с.131-145.
4. Бессонов Л.А. Нелинейные электрические цепи. Высшая школа, 1977 г.
5. Данилов Л.В., Матханов П.Н., Филиппов Е.С. Теория нелинейных электрических цепей. Энергоатомиздат, 1990 г.