АТАКТОВЫЙ СТРОБ-ФРЕЙМ-ДИСКРЕТИЗАТОР СУБНАНОСЕКУНДНЫХ РАДИОИМПУЛЬСОВ
PERCUSSIVE STROBE-FRAME-SAMPLER OF SUBNANOSECOND RADIO PULSES

Изобретение относится к области высокоскоростной стробоскопической оцифровки сверхкоротких радиоимпульсов субнаносекундного диапазона и может быть использовано в приемных устройствах радиолокационного сканирования и электродинамического анализа сверхкороткоимпульсных волновых процессов в радиофизики.
Предлагаемый в настоящем изобретении атактовый строб-фрейм-дискретизатор (СФД) обеспечивает высокоскоростную оцифровку одного субнаносекундного радиоимпульса за серию стробоскопических радиоприемов с пикосекундным разрешением во времени и, в отличие от классических аналого-цифровых и масштабно-временных преобразователей, не требует высокочастотного тактирования.
Фундаментальные тенденции развития и модернизации современных радиотехнических решений высокоточной пикосекундной оцифровки субнаносекундных сигналов, так или иначе, основаны на применение средств масштабно-временного преобразования (МВП) [Кольцов Ю.В. Методы и средства анализа и формирования сверхкороткоимпульсных сигналов. Монография. - М.: Радиотехника, 2004. - 128 с]. Таким образом, именно в основу современных радиометрологичеких средств, реализующих высокоскоростную оцифровку сигналов, положены принципы МВП, как, например, стробоскопические осциллографы, векторные генераторы и т.д. Однако главными недостатками МВП перед СФД при оцифровке наносекундных импульсов являются необходимость высокочастотного тактирования таких устройств, а, следовательно, - повышенное энергопотребление; необходимость прецизионной стабилизации частоты, фазы, а также компенсации джиттера тактовых импульсов; предъявляют строгие требования к предельно возможному уменьшению длительности  строб-импульсов [Кольцов Ю.В. Методы и средства анализа и формирования сверхкороткоимпульсных сигналов. Монография. - М.: Радиотехника, 2004. - 128 с].
Технический результат, достигаемый настоящим изобретением, заключается в обеспечении атактовой оцифровки субнаносекундного радиоимпульса с пикосекундным разрешением и усреднением за N-циклов радиоприема идентичных сверхкоротких импульсов (СКИ).
Указанный технический результат достигается атактовым строб-фрейм-дискретизатором субнаносекундных радиоимпульсов, который характеризуется тем, что содержит на входе череспериодный корреляционный обнаружитель, субнаносекундный радиоимпульс с которого для сравнения с динамическим порогом, задаваемым генератором пилообразного сигнала, поступает на высокоскоростной компаратор, на выходе которого через нерегулярный линейный массив пикосекундных линий задержки (ЛЗ) формируется сигнал сравнения, поступающий через корректирующие ЛЗ на систему из двухступенчатых D-триггеров, переключающихся в моменты прохождения атактового импульса через регулярный линейный массив пикосекундных ЛЗ, сигнал на который поступает с глобальной ЛЗ, подключенной к ждущему генератору строб-импульсов и блоку синхронизации, связанных между собою обратной связью и запускающихся сигналом череспериодного корреляционного обнаружителя, при этом с выходов системы из двухступенчатых D-триггеров сигнал поступает на цифровые счетчики, построенные на базе программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС) и объединенные в единую шину данных.
Атактовая оцифровка, положенная в основу принципа работы предлагаемого в настоящем изобретении СФД, предполагает селективное тактирование цифровых элементов схемы устройства. Оцифровка сверхкороткого импульса (СКИ) осуществляется за серию стробоскопических циклов (радиоприемов) с частотой на порядки ниже частоты селективного тактирования (частоты дискретизации), так как, собственно, частота дискретизации СКИ формируется периодом линейной цепочки аналоговых пикосекундных линий задержки (ЛЗ), а серия атактовых импульсов в узлах ЛЗ формируется из одного строб-импульса. Таким образом, принимаемый СКИ может быть восстановлен за цикл из серии радиоприемов, что существенно упрощает стабилизацию частоты строб-импульсов в мега- или килогерцовой области.
Так, аппаратный модуль предложенного в настоящем изобретении СФД соответствует реализуемой на практике частоте выборки до 100 Гвыб/с. В то же время современные скоростные аналого-цифровые преобразователи параллельного преобразования способны обеспечивать до 3 Гвыб/с, а стробоскопические масштабно-временные - до 40…80 Гвыб/с при полосе пропускания существенно ниже предельной частоты дискретизации и сложном схемотехническом исполнении.
Принцип действия технологии атактовой оцифровки иллюстрирует структурная схема предлагаемого строб-фрейм-дискретизатора (фиг. 1). На фиг. 1 использованы следующие обозначения: 1 - высокоскоростной компаратор; 2 - двухступенчатые D-триггеры; 3 - цифровые счетчики; 4 - ПЛИС; 5 - шина данных; 6 - ждущий генератор строб-импульсов (clock pulse); 7 - генератор пилообразного сигнала; 8 - глобальная ЛЗ; 9 - регулярный линейный массив пикосекундных ЛЗ, образующих серию атактовых импульсов (aclock pulse); 10 - нерегулярный линейный массив пикосекундных ЛЗ; 11 - блок синхронизации; 12 - череспериодный корреляционный обнаружитель; 13 - корректирующие ЛЗ.
Принятый СКИ поступает в цепь корреляционного обнаружителя 12 и далее на высокоскоростной компаратор 1 (фиг. 1). Пороговое динамическое значение компаратора задается генератором пилообразного сигнала 7. При каждом текущем пороговом состоянии на выходе компаратора формируется последовательный непрерывный набор из единиц и нулей вектора вида [11001011001…]. При этом каждый элемент вектора в определенный момент времени с некоторым удержанием поступает на каскад быстродействующих D-триггеров (фиг. 1), определяющих разрешение или запрет счета массивом счетчиков 3. Причем в каждом счетчике формируется свой сэмпл - поток мгновенных значений единичных дискретов. D-триггеры работают в режиме ждущих мультивибраторов и служат в качестве элементов согласования быстродействующей логики с логикой среднего быстродействия, выполняя роль устройств скоростного захвата - «защелки».
С целью усреднения сэмпла в каждом фиксируемом интервале в систему введено три идентичных D-триггера. Это позволяет компенсировать влияние случайных флуктуаций, вызванных стохастическими процессами.
Линейный массив счетчиков в каждый цикл стробирования образует фрейм или временное окно дискретов - количество всех выборок сигнала за период сканирования. Количество задействованных счетчиков, период массива Л3,.а также шаг квантования могут регулироваться в зависимости от требуемой точности восстановления субнаносекундного радиоимпульса.
D
Формирование фрейма осуществляется так: перед началом дискретизации строб-импульс задерживается при помощи временной задержки фрейма (глобальной задержки), образуя серию атактовых импульсов в узлах соединения регулярного линейного массива пикосекундных ЛЗ с входами данных D-триггеров. По регулярному линейному массиву ЛЗ строб-импульс проходит, минуя каждый каскад D-триггер с небольшим смещением во времени, равным эффективному шагу дискретизации (T). Текущий уровень компаратора, подаваемый одновременно на вход данных (date) всех D-триггеров определяет разрешение или запрет счета в момент времени, когда счетный импульс фрейма минует i-ый каскад D-триггеров. Таким образом, когда текущее мгновенное значение радиоимпульса превышает установленный динамический порог компаратора, задаваемый пилообразным генератором, на вход данных всех D-триггеров поступает «1», передний фронт атактового импульса, бегущего по массиву регулярной ЛЗ, «опрокидывает» D-триггер и счетчик, соответствующий некоторому моменту времени, пополняется. При этом значение «0» на выходе компаратора (отсутствие превышения динамического порога) будет соответствовать запрету счета. К строб-импульсу не предъявляется строгих требований по крутизне фронтов и минимизации длительности, как это принято в методе МВП, поскольку имеется возможность подстройки его первоначального - «пускового» положения при помощи глобальной ЛЗ. Поэтому длительность строб-импульса может быть достаточно длительной относительно величины фрейма во времени и ограничивается периодом цикла стробирования.
Массив нерегулярной линии задержки 10 в схеме устройства используется с целью повышения разрешающей способности временной дискретизации. При этом абсолютная величина временной задержки каждого элемента нерегулярного массива ЛЗ в сторону возрастания порядковой нумерации уменьшается (фиг. 1), что ускоряет перемещение сигнального импульса на выходе компаратора относительно регулярно идущих фронтов атактовых импульсов. Такое техническое решение обусловлено возможностью получения высокоточного шага дискретизации СФД, как величину равную разнице элементов регулярной и нерегулярной ЛЗ.
Так, в высокоскоростном компараторе аналоговый сигнал радиоимпульса от периода к периоду стробирования последовательно сравнивается с динамическими уровневыми состояниями порогов компаратора 1 и относительно некоторого текущего уровня принимает непрерывные значения из единиц и нулей. Временные интервалы состояний удержания компаратором непрерывных значений соответствуют пересечениям эпюры СКИ с установленным пороговым уровнем. При этом совокупный временной интервал состояний равен длительности фрейма, тогда как каждый интервал состояния удержания состоит из суммы эффективных шагов дискретизации. Процесс сравнения с одним порогом соответствует единичному циклу. За N циклов в каждом счетчике формируется свой суммарный сэмпл, который далее усредняется. Усредненный объем логических единиц сэмпла, пересчитанный в весовые значения шага компаратора 1 порогового квантователя компаратора, определяет мгновенное значение сигнала во временном дискрете пикосекундного разрешения.