СПОСОБ КОРРЕКЦИИ АМПЛИТУДНО-ФАЗОВОГО РАСПРЕДЕЛЕНИЯ РАСКРЫВАЕМОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ
METHOD OF CORRECTION OF THE AMPLITUDE-PHASE DISTRIBUTION OF OPENED ANTENNA ARRAY

Изобретение относится к антенной технике и может использоваться для коррекции амплитудно-фазового распределения в раскрываемых антенных решетках (АР), функционирующих после развертывания на борту космических аппаратов (КА), летательных аппаратов (ЛА) в составе бортовых радиолокационных станций (РЛС) дистанционного зондирования земной поверхности (ДЗЗ), а также устанавливаемых на мачтах и подвергающихся ветровым нагрузкам. Для достижения высокой разрешающей способности, точности определения геометрических размеров и положения разрешаемых участков в зоне обзора широкое применение в комплексах ДЗЗ находят АР. В зависимости от решаемых задач такие АР могут иметь большие геометрические размеры, вследствие чего до установки на носитель РЛС (либо на мачту) антенна находится в сложенном состоянии. Как правило, конструктивно это реализуется путем разделения апертуры АР на несколько секций, которые тем или иным способом размещаются вдоль внешних конструкций или корпуса носителя РЛС. Здесь и далее под носителем РЛС и входящей в ее состав АР понимается КА, ЛА или высотное наземное сооружение (мачта), позволяющее поднять АР на максимально возможную высоту для обеспечения прямой видимости по наземным и маловысотным целям.
Достижение близких к предельно возможным значениям указанных выше целевых характеристик РЛС при проведении дистанционного зондирования земной поверхности возможно только при наиболее точном соответствии формируемой диаграммы направленности (ДН) расчетной как в режиме излучения, так и режиме приема сигналов. Однако в процессе эксплуатации на антенну воздействуют различные факторы, такие как высокие механические нагрузки и вибрация, изменение температуры, изменение параметров элементов в процессе функционирования. Это может приводить к отклонению параметров излучающего раскрыва (элекродинамических и геометрических) от расчетных значений. Результатом указанных изменений является изменение формы ДН как в передающем, так и приемном режимах, и, как следствие, снижение разрешающей способности РЛС, а также снижение точности определения координат разрешаемых участков земной поверхности и объектов на ней [1-3].
Влияние указанных факторов может быть учтено и в последующем скомпенсировано при коррекции амплитудно-фазовых распределений в АР, формируемых в режимах приема и передачи, на основе проведения следующей совокупности операций:
- калибровки приемно-передающих модулей (ППМ) каждой секции АР, формирующих амплитудно-фазовые распределения в режимах приема и передачи, выполняемой после установки АР на носитель;
- юстировки развертывания секций АР относительно секции, жестко закрепленной на носителе и не меняющей своего положения;
- коррекции параметров ППМ каждой секции АР, формирующих амплитудно-фазовые распределения в режимах приема и передачи, выполняемой по результатам калибровки и юстировки.
Известен ряд технических решений, направленных на проведение калибровки ППМ антенных решеток. Например, в техническом решении, описанном в [4], контрольный сигнал последовательно обходит все антенные элементы. Недостаток такого решения определен самими авторами: возможность применения «в цифровой приемной решетке, в которой не предъявляются жесткие требования к длине трактов контрольного сигнала». Таким образом, вариант [4] для калибровки крупно апертурных АР не пригоден.
В еще в большей степени такой недостаток присущ устройству для калибровки АР по патенту [5], где под калибровочной сетью понимается зигзагообразный прямоугольный волновод, который последовательно обходит все излучатели АР. К тому же волноводная конструкция предполагает работу антенны в сантиметровом или миллиметровом диапазоне волн, что ограничивает область применения реализованного в устройстве [5] способа.
В бортовых РЛС применяются не отдельные приемные и передающие АР, а комбинированные приемно-передающие АР, в состав модулей которых входят передающий и приемный каналы, развязка между которыми осуществляется с помощью ферритового Y-циркулятора. В этом случае калибровка передающих и приемных каналов осуществляется раздельно и независимо одна от другой [6J.
p
Однако имеются публикации, в которых калибровка обоих каналов производится совместно. Например, в работе [7] предложен вариант устройства для калибровки антенной системы, состоящей из передающей и приемной части АР. Авторы статьи утверждают, что в этом случае «разумно использовать не два тракта калибровочных сигналов, раздельно для передающей и приемной части, а объединить обе АР одним трактом калибровочного сигнала». С этим утверждением трудно согласиться, поскольку калибровочный сигнал проходит сначала через передающие каналы, а затем через приемные, при этом фазовращатель калибруемого канала (сначала передающего, а затем приемного) поочередно переключается в каждое из L=2 состояний (р - число разрядов фазовращателя). На основе измерений уровня сигнала на выходе приемного канала при каждом состоянии фазовращателя вычисляется код управления комплексным коэффициентом передачи калибруемого канала. При этом параметры передающего канала оказывают влияние на результаты калибровки приемного канала и наоборот - параметры приемного канала оказывают влияние на результаты калибровки передающего канала. Кроме того, необходимо иметь в виду, что уровни сигналов в передающем и приемном каналах при работе РЛС в штатном режиме существенно различаются, что в данном устройстве необходимо учитывать.
Еще в большей степени указанные недостатки для способа [7] характерны для способа калибровки АР по патенту [6], в соответствии с которым сначала калибруется приемный канал ППМ, а затем передающий. При этом утверждается, что поскольку приемный канал уже откалиброван, его параметры не оказывают влияние на результаты калибровки передающего канала. Чтобы убедится, что это не так, достаточно проанализировать схему на фиг. 1 в описании к патенту[6], из которой видно, что контрольный сигнал при калибровке передающего канала минует малошумящий усилитель (МШУ) приемного канала, а аттенюатор и фазовращатель приемного канала уже были установлены в состояния, компенсирующие отличие комплексного коэффициента передачи МШУ калибруемого приемного канала от соответствующего коэффициента опорного приемного канала. Поэтому, на наш взгляд, совершенно правильно сделан вывод автором [8] о необходимости раздельной калибровки приемных и передающих каналов.
Общий недостаток известных способов калибровки приемных каналов приемно-передающих модулей (ППМ) АР состоит в том, что на их входы подаются сигналы, мощность которых значительно выше мощности сигналов, поступающих на них при работе бортовой РЛС дистанционного зондирования земной поверхности в штатном режиме. Это, безусловно, удобно с точки зрения измерения комплексных амплитуд сигналов и формирования калибровочных коэффициентов, поэтому именно так поступают разработчики антенных решеток. Например, автор статьи [9] со ссылкой на статью [10] утверждает: «Уровень калибровочного сигнала должен определяться все-таки не рабочим уровнем радиолокационного сигнала, а диапазоном линейности приемного тракта. В большинстве систем линейность нарушается только при уровнях сигнал/шум в десятки децибел, что позволяет использовать относительно мощные калибровочные сигналы». Однако достаточно произвести элементарный энергетический анализ любой радиолокационной системы, чтобы убедиться в том, что отношение сигнал-шум на входе приемного канала любого ППМ на несколько порядков меньше единицы.
Проиллюстрируем изложенное двумя примерами.
Первый пример: мощность сигнала на входе приемного канала ППМ определяется известным соотношением
и
где P - импульсная мощность излучения зондирующего сигнала;
пер
G - коэффициент усиления антенной решетки РЛС в режиме передачи;
эф.пр
S - эффективная площадь излучателя ППМ в режиме приема;
R - дальность до цели;
ц
ц1
ц2
4
σ - ЭПР наземной цели, в качестве которой примем два значения: минимальное σ = 10 кв. м (танк, автомобиль, истребитель на стоянке) и максимальное σ = 4,5⋅10 кв. м (авианосец).
и
Численные значения входящих в формулу (1) параметров примем по характеристикам бортовой РЛС космического аппарата «Алмаз-1А». В соответствии с источником [11] импульсная мощность зондирующего сигнала Р=190 Вт. Дальность обнаружения наземных целей с учетом высоты орбиты Н=280 км и шириной полосы захвата ΔR=350 км составляет R=300…650 км. При расчетах примем ее равной 300 км.
пер
r
эф
Коэффициент усиления АР в режиме передачи G определим, исходя из следующих условий [11]: линейные размеры АР 1,5×15 м, геометрическая площадь апертуры S=1,5⋅15=22,5 кв. м, эффективная площадь S=18 кв.м. Тогда коэффициент усиления АР
где λ - длина волны: λ=0,1 м.
изл
Б качестве антенны ППМ используется достаточно широкоугольный однонаправленный излучатель, коэффициент усиления которого G=3. Тогда эффективная площадь излучателя в режиме приема
ц
Подставив в формулу (1) определенные таким образом параметры РЛС и значение ЭПР цели σ=10 кв.м
получим значение мощности сигнала на входе приемного канала ППМ
ц2
4
Путем аналогичных расчетов получим значение мощности на входе приемного канала ППМ при ЭПР цели σ=4,5⋅10 равное
пр.ар
эф
ц
пр.ар
-16
По второму примеру оценим мощность принимаемого одним приемным каналом ППМ сигнала путем определения мощности сигнала, принимаемого полной апертурой антенной решетки Р, и делением ее на количество ППМ N. Мощность принимаемого сигнала рассчитаем по той же формуле (1), подставив в нее вместо эффективной площади излучателя значение определенной в первом примере эффективной площади антенной решетки S=18 кв. м. Тогда при σ = 10 кв. м получаем Р=6⋅10 Вт.
Количество излучателей на апертуре антенной решетки с размерами 1,5×15 м при шаге решетки d=0,6⋅λ=0 06 м составляет N=5760. В результате получаем
ц2
-4
Аналогично при ЭПР цели σ=4,5⋅10 кв. м получаем
Сравнение полученных результатов по обоим примерам показывает, что они практически совпадают. Именно в таких пределах должна находиться мощность калибровочного сигнала, подаваемого на вход калибруемого приемного канала. Однако в этом случае отношение сигнал-шум по одному калибровочному импульсу определяется соотношением
и
о
-23
где длительность калибровочного импульса τ = 0,1 мкс [11], К=1,38⋅10 Дж/К - постоянная Больцмана, Т = 300 К-шумовая температура приемного канала.
1
1
-6
-2
Тогда p=2⋅10 при минимальной ЭПР и p=1,2⋅10 - при максимальной.
Ясно, что при таком отношении сигнал-шум практически невозможно оценить соотношение между комплексными амплитудами напряжений на выходах приемного канала калибруемого ППМ и приемного канала опорного ППМ, что необходимо для формирования калибровочных коэффициентов. Поэтому для получения требуемого отношения сигнал-шум необходимо в качестве калибровочного сигнала использовать последовательность когерентных радиоимпульсов, мощность каждого из которых лежит в диапазоне значений, определяемых соотношением (1), с последующим когерентным суммированием выходных напряжений приемных каналов калибруемого и опорного ППМ. При этом необходимое число калибровочных импульсов в когерентной последовательности определяется соотношением
B
где р - отношение сигнал-шум, необходимое для формирования калибровочных коэффициентов.
Именно такой подход применен в способе калибровки АР по патенту [12]. Однако данный способ не может быть принят в качестве прототипа по отношению к предлагаемому техническому решению, поскольку он не предусматривает процедуру юстировки развертываемых секций антенной решетки на носителе. Поэтому в качестве прототипа принят способ коррекции амплитудно-фазового распределения раскрываемой антенной решетки на носителе РЛС по патенту [13], включающий выполнение следующих операций:
- внутренней калибровки каждого из N ППМ в передающем и приемном режимах в составе каждой из M секций антенной решетки (АР), выполняемой при штатном развертывании АР перед запуском носителя РЛС (т.е. на земной поверхности) для установки амплитудно-фазового распределения (АФР), обеспечивающего формирование диаграммы направленности (ДН) с заданными параметрами;
- внутренней калибровки каждого из N ППМ в передающем и приемном режимах в составе каждой из М секций АР после развертывания АР на носителе, по результатам которой определяются отклонения АФР в каждой секции в передающем и приемном режимах от значений, найденных на этапе наземной калибровки и обеспечивающих формирование ДН с заданными параметрами при штатном развертывании излучающего раскрыва АР;
- измерении фаз сигналов, принимаемых каждым из N ППМ в составе каждой из M секций АР от внешнего источника (наземного пункта контроля и управления);
- юстировки секций АР, т.е. определении взаимного положения секций АР после развертывания антенны на носителе РЛС на основе результатов измерений фаз сигналов, принимаемых каждым из N ППМ в составе каждой из M секций АР от внешнего источника;
- коррекции АФР - изменении в случае отклонения положения секций от штатного варианта развертывания комплексных коэффициентов передачи всех каналов, формирующих АФР в режимах приема и передачи таким образом, чтобы минимизировать отклонение формируемой ДН в режимах передачи и приема от заданной ДН с заданными параметрами.
Недостаток известного способа - прототипа состоит в том, что при внутренней калибровке приемных каналов каждого из N ППМ в составе каждой из M секций АР, выполняемой при штатном развертывании АР перед запуском носителя РЛС, т.е. в наземном положении, на их входы подаются калибровочные сигналы, уровень которых значительно превышает уровень сигналов, поступающих на их входы при работе РЛС в штатном режиме при приеме сигналов от внешнего источника (наземного пункта контроля и управления или отраженных от земли и наземных объектов). Другими словами, принимаемый сигнал при работе в штатном режиме изменяется в пределах одного участка амплитудной характеристики приемного канала, который значительно ниже уровня внутренних шумов, а в процессе калибровки - в пределах другого участка, который значительно выше этого уровня. В результате такой калибровки на апертуре АР в режиме приема формируется искаженное АФР, а именно это распределение является опорным для проведения юстировки раскрываемых секций АР на носителе РЛС, которая имеет целью компенсировать искажения АФР, вызванные нештатным расположением секций АР после их развертывания на носителе РЛС. Действительно, по результатам внутренней калибровки приемных каналов ППМ до запуска носителя аппарата формируют массив фаз принимаемых сигналов на выходах калибруемых приемных каналов каждого ППМ
Аналогично по результатам внутренней калибровки приемных каналов на носителе путем приема сигналов от наземной станции формируют массив значений фаз на выходах приемных каналов каждого ППМ
При штатном развертывании секций АР на носителе распределения фаз сигналов на выходах приемных каналов (3) и (4) будут совпадать, т.е. разность фаз
где m=1,M; n=1,N.
min
При нештатном развертывании секций АР разность фаз Δϕ≠0.
min
В результате калибровки на носителе стремятся обеспечить равенство Δϕ=0.
В этом случае результирующее АФР на носителе повторяет АФР, полученное при калибровке на земле, а оно, как показано выше, получено с ошибками. В результате после калибровки на носителе на апертуре антенной решетки устанавливается искаженное АФР, т.е. по сути дела юстировка развертываемых секций АР не достигает поставленной перед ней цели.
Таким образом, способ коррекции АФР по прототипу не обеспечивает формирование заданной диаграммы направленности антенны бортовой радиолокационной станции на носителе с заданными параметрами.
Чтобы обеспечить достоверную юстировку развертываемых секций АР необходимо прежде всего обеспечить требуемое АФР на основе калибровки в наземных условиях путем применения калибровочных сигналов, уровень которых соответствует уровню сигналов, поступающих на входы приемных каналов ППМ при работе бортовой РЛС в штатном режиме.
В соответствии с изложенным, целью предлагаемого изобретения является обеспечение достоверности юстировки секций раскрываемой антенной решетки бортовой радиолокационной станции дистанционного зондирования земной поверхности на основе повышения точности внутренней калибровки комплексных коэффициентов передачи приемных каналов каждого из ППМ в составе каждой из секций антенной решетки, выполняемой при штатном развертывании антенной решетки перед запуском носителя в наземных условиях, путем применения в качестве калибровочного сигнала когерентной последовательности радиоимпульсов, мощность каждого из которых лежит в интервале мощностей сигналов, поступающих на входы калибруемых приемных каналов при работе бортовой радиолокационной станции на носителе в штатном режиме.
Поставленная цель достигается тем, что для коррекции амплитудно-фазового распределения поля на апертуре раскрываемой антенной решетки в соответствии с известным способом проводят двухэтапную процедуру внутренней калибровки передающего и приемного каналов антенной решетки, при которой по результатам первого этапа, выполняемого при ее штатном развертывании в наземном положении, формируют амплитудно-фазовое распределение поля на апертуре антенной решетки, соответствующее штатному положению раскрываемых секций антенной решетки, по результатам второго этапа, выполняемого на носителе радиолокационной станции, проводят измерения комплексных амплитуд сигналов, излучаемых наземной станцией, на выходах приемных каналов всех приемно-передающих модулей раскрываемых секций антенной решетки, по результатам которого и найденным при внутренней калибровке на первом этапе относительных фазовых задержек сигналов на выходах приемных каналов приемно-передающих модулей формируют калибровочные коэффициенты и выполняют коррекцию амплитудно-фазового распределения поля на апертуре каждой раскрываемой секции антенной решетки. В отличие от прототипа для проведения внутренней калибровки приемных каналов всех приемно-передающих модулей при штатном развертывании антенной решетки в наземном положении формируют калибровочный сигнал в виде когерентной последовательности В радиоимпульсов, значение мощности каждого из которых не превышает уровень сигнала, поступающего на вход приемного канала каждого приемно-передающего модуля при работе бортовой радиолокационной станции в штатных условиях, которые подают на вход калибруемого приемного канала каждого приемно-передающего модуля и после их усиления, последовательного когерентного суммирования до получения необходимого значения отношения сигнал-шум и аналого-цифрового преобразования с выделением квадратурных составляющих комплексных амплитуд выходных сигналов, вычисляют калибровочные коэффициенты для приемных каналов каждого калибруемого приемно-передающего модуля путем сравнения комплексной амплитуды накопленного на первом этапе калибровки выходного сигнала приемного канала нулевого приемно-передающего модуля, принятого за опорный, с комплексными амплитудами накопленных на втором этапе калибровки выходных сигналов приемных каналов калибруемых приемно-передающих модулей, которые используют для управления комплексными коэффициентами передачи приемных каналов калибруемых приемно-передающих модулей раскрываемых секций антенной решетки.
Техническим результатом изобретения является повышение точности формирования диаграммы направленности антенной решетки с заданными параметрами в режимах излучения и приема на основе обеспечения достоверности юстировки положения секций антенной решетки при их развертывании на носителе РЛС.
Сочетание отличительных признаков и свойств предлагаемого способа коррекции амплитудно-фазового распределения на апертуре антенной решетки бортового радиолокационного комплекса на носителе из современною уровня техники неизвестно, поэтому он соответствует критериям «новизны» и «изобретательского уровня».
На фигурах представлены варианты технической реализации предлагаемого способа.
Сущность изобретения иллюстрируется следующими фигурами: на фиг. 1 приведена структурная схема устройства для калибровки приемного канала ППМ АР; на фиг. 2 - структурная схема приемного канала ППМ; на фиг. 3 - структурная схема блока калибровки; на фиг. 4 - структурная схема генератора калибровочных сигналов.
Устройство, реализующее предлагаемый способ калибровки приемных каналов ППМ АР, содержит (фиг. 1) N калибруемых приемных каналов 1 с излучателями 2, выходы квадратурных составляющих комплексных амплитуд выходных сигналов каждого приемного канала  и  (i∈0, N-1) соединены с соответствующими входами блока 3 калибровки, выходы калибровочных сигналов «КС» с номерами 0, 1, … i … (N-1) соединены с калибровочными входами соответствующих соответствующих приемных каналов ППМ АР, а выходы квадратурных составляющих комплексных амплитуд выходных сигналов калибруемы приемных каналов  а также выходы квадратурных составляющих комплексной амплитуды выходного сигнала опорного приемного канала  и  подключены к соответствующим водам системы 4 цифрового формирования диаграммы направленности АР. Каждый приемный канал i-го ППМ АР (i∈0, N-1) содержит: (фиг. 2) входной малошумящий усилитель 5 и аналого-цифровой квадратурный преобразователь 6. Дополнительно в схему каждого приемного канала включен коммутатор 7 первый вход которого соединен с излучателем 2, второй вход соединен с i-м выходом блока 3 калибровки, управляющий вход коммутатора 7 соединен с пультом управления РЛС для подачи команды «ПУСК», а выход соединен со входом малошумящего усилителя 5, выход которого подключен ко входу аналого-цифрового квадратурного преобразователя 6. Квадратурные выходы аналого-цифрового квадратурного преобразователя 6  и  (i∈0, N-1) являются выходами приемного канала i-го ППМ и соединены с соответствующими входами блока 3 калибровки.
Блок 3 калибровки (фиг. 3) содержит генератор 8 калибровочных сигналов, выход калибровочных сигналов «КС» которого соединен со входом СВЧ-делителя мощности 9, выходы 0, …, i, …, (N-1) которого подключены к i калибровочным входам коммутаторов 7 соответствующих приемных каналов i-х ППМ (фиг. 2). Выход тактовых импульсов «ТИ» генератора 8 калибровочных сигналов подключен ко входам синхронизации i-х накапливающих сумматоров - 10, 11, (i∈0, N-1) квадратурных составляющих комплексных амплитуд выходных сигналов приемных каналов, информационные входы указанных накапливающих сумматоров соединены с соответствующими выходами квадратурных составляющих комплексных амплитуд выходных сигналов приемных каналов ППМ  и  (i∈0, N-1), а выходы накапливающих сумматоров подключены ко входам соответствующих i-х вычислителей модуля - 12, и аргумента - 13 (i∈0, N-1). Выходы вычислителей модуля 12 и аргумента 13, подключены ко входам вычислителя 14 комплексных коэффициентов калибровки, выходы действительной части  и мнимой части  (i∈0, N-1) комплексных коэффициентов калибровки  (i∈0, N-1) которого подключены к первым входам i-х комплексных перемножителей 15, (i∈0, N-1), а ко вторым входам указанных комплексных перемножителей подсоединены выходы соответствующих i-х калибруемых приемных модулей ППМ АР. Выходы всех i-х комплексных перемножителей 15 являются выходами калиброванных амплитуд выходных сигналов приемных каналов ППМ  и соединены с i-ми входами системы 4 цифрового формирования диаграммы направленности АР (фиг. 1).
Генератор 8 калибровочных сигналов (фиг. 4) содержит кварцевый генератор 16, выход которого подключен ко входам модулятора 23 и делителя 17 частоты, выход которого соединен с первым входом схемы «И» - 18, второй вход который соединен с выходом триггера 19, а выход соединен со входом генератора 20 тактовых импульсов, выход которого является выходом тактовых импульсов («ТИ») генератора 8 калибровочных сигналов и, кроме того, подключен ко входу генератора 21 модулирующих импульсов и ко входу реверсивного счетчика 22, выход которого подключен к первому входу триггера 19. Выход генератора 21 модулирующих импульсов подключен ко второму входу модулятора 23, выход которого является выходом калибровочных сигналов «КС» генератора 8.
ти
i
Калибровку приемных каналов ППМ АР осуществляют следующим образом. Для начала работы на вход генератора 8 (фиг. 3) и на соответствующие входы коммутаторов 7 приемных каналов всех i-х ППМ (фиг. 2) подают сигнал «ПУСК». При этом триггер 19 (фиг. 4) переводится в состояние «1», открывается схема «И» 18 (фиг. 4), коммутаторы 7 всех приемных каналов ППМ (фиг. 2) подключают входы малошумящих усилителей 5 приемных каналов 1 всех i-х ППМ к выходам калибровочных сигналов «КС» генератора 8 калибровочных сигналов (фиг. 3). Кварцевый генератор 16 (фиг. 4) вырабатывает гармоническое напряжение с частотой  которое в делителе частоты 17 (фиг. 4) после ограничения по амплитуде преобразуется в импульсное напряжение типа «меандр». На выходе делителя 17 частоты формируется последовательность импульсов, частота повторения которых  где n - коэффициент деления частоты. Эти импульсы проходят через открытую схему «И» 18 (фиг. 4) и запускают генератор 20 тактовых импульсов, где они преобразуются в прямоугольные импульсы заданной длительности τ и поступают на выход «ТИ» генератора 8 калибровочных сигналов (фиг. 3). Кроме того, импульсы с выхода генератора 20 тактовых импульсов (фиг. 4) поступают на вход реверсивного счетчика 22 импульсов, который после поступления на него В тактовых импульсов обнуляется и формирует сигнал, переводящий триггер 19 в нулевое состояние, в результате чего схема «И» 18 закрывается и прекращается формирование тактовых импульсов «ТИ» и импульсов калибровочного сигнала «КС». Сформированные таким образом В когерентных радиоимпульсов через делитель мощности 9 (фиг. 3) и через коммутаторы 7 (фиг. 2) поступают на входы всех приемных каналов ППМ, где предварительно усиливаются малошумящим усилителем 5, преобразуются в цифровую форму аналого-цифровым квадратурным преобразователем 6 (фиг. 2) с выделением квадратурных составляющих  и  комплексной амплитуды  выходного сигнала приемного канала i-го ППМ (i∈0, N-1), которые поступают на соответствующие накапливающие сумматоры 11, 12, (фиг. 3), на выходе которых в результате B - кратного когерентного суммирования формируются суммарные комплексные сигналы с действительной  и  частями. Результаты суммирования и поступают на соответствующие i-е вычислители модуля 14 и аргумента 15 (фиг. 3).
Σi
Результаты вычислений модуля комплексной суммарной амплитуды  и аргумента ϕ поступают на входы вычислителя 14 комплексных калибровочных коэффициентов (фиг. 3), которые для каждого калибруемого приемного канала 1 i-го ППМ АР определяются как отношение комплексной амплитуды накопленного выходного сигнала приемного канала нулевого (опорного) ППМ  к комплексной амплитуде накопленного выходного сигнала калибруемого приемного канала i-го ППМ
Действительную  и  части комплексного калибровочного
коэффициента каждого калибруемого приемного канала ППМ АР с номерами i∈0, N-1 подают на первые входы соответствующих i-х комплексных перемножителей 15 (фиг. 3), на вторые входы которых подают выходные сигналы калибруемых приемных каналов соответствующих ППМ, в результате чего на выходах i-х перемножителей 15 получают калиброванные значения комплексных амплитуд выходных сигналов калибруемых приемных каналов ППМ  квадратурные составляющие которых в точности равны квадратурным составляющим комплексной амплитуды выходного сигнала нулевого (опорного) приемного канала, т.е. выходные сигналы приемных каналов всех ППМ оказываются одинаковыми как по амплитуде, так и по фазе. Непосредственно с выхода нулевого (опорного) канала и с выходов соответствующих комплексных перемножителей 17 (фиг. 3) на вход схемы 4 цифрового формирования диаграммы направленности (фиг. 1) поступают равноамплитудные и синфазные сигналы, путем взвешенного суммирования которых формируется диаграмма направленности (ДН) АР [6].
Данный способ коррекции амплитудно-фазового распределения раскрываемой АР позволяет повысить точность калибровки приемных каналов ППМ АР при одновременном существенном упрощении его технической реализации за счет исключения из состава всех приемных каналов ППМ управляемых аттенюаторов и фазовращателей.
Источники информации
1. Гарбук С.В., Гешензон В.Е. Космические системы дистанционного зондирования Земли. - М.: Издательство «А и Б». - 1997. - 296 с.
2. Голик A.M., Илюхин А.Н., Габдулин М.А. Методика оценки технического состояния многофункциональной радиолокационной станции в условиях воздействия дестабилизирующих факторов./ Вопросы оборонной техники». Серия 16: Технические средства противодействия терроризму №9-10 (99-100), 2016. - С-Пб.: НПО «Специальных материалов», С. 58-62.
3. Санталов А.А. Голик A.M. и др. Определение средних квадратических отклонений установки луча многофункциональной радиолокационной станции на воздушном носителе, функционирующей в условиях воздействия дестабилизирующих факторов. Свидетельство №2018611209 об официальной государственной регистрации программы для ЭВМ. - М.: Федеральная служба по интеллектуальной собственности, патентам и товарным знакам, от 25.01.2018.
4 Урюпин С.А., Даниленко А.И. Калибровка коэффициентов передачи цифровой приемной решетки. // Наукоемкие технологии. 2014. - Т. 15 - №4 - С. 14-19.
5. Фишер X. Фазированная антенная решетка с калибровочной сетью. Патент РФ №2131160, H01Q 21/08. Заявлено 13.03.1969. Опубликовано 278.05.1999. / Фишер X., Кляйн Б., Антониус М.
6. Задорожный В.В. Способ калибровки активной фазированной решетки. Патент РФ №2467346, G01S 7/40/ Заявлено 04.07.2011. Опубликовано 20.11.2012. / Задорожный В.В., Ларин А.Ю., Марущак Н.Г., Оводов О.В.
7. Россельс Н.А. Активные фазированные антенные решетки. Некоторые вопросы настройки и обслуживания. / Н.А. Россельс, А.В. Шишлов, А.М. Шитиков // Радиотехника. 2009. - №4. С. 64-70.
8. Базин И.Б. Способ встроенной калибровки активной фазированной антенной решетки. Патент РФ №2568968, U01S 7/40. Заявлено 16.05.2014. Опубликовано 20.11.2015.
9. Шитиков А.М. Сравнение методов обработки сигнала при калибровке цифровых приемных ФАР // Радиотехника, 2019, - т. 83, №4 - с. 40-46.
10. Шишов Ю.А., Вахлов М.Г. Калибровка приемных модулей крупноапертурных антенных фазированных антенных решеток РЛС.//Радиотехника, 2017, №2, с. 85-92.
11. Шпенст В.А. Радиолокационные станции дистанционного зондирования Земли космического базирования // Компоненты и технологии, 2013, - №3, с. 154-158.
12. Шишов Ю.А. Способ и устройство для калибровки приемной фазированной антенной решетки. Патент РФ №2641615, H01Q 21/00. Заявлено 04.05.2016. Опубликовано 10.11.2017. // Шишов Ю.А., Подольцев В.В., Подъячев В.В., Губанов Д.В., Вахлов М.Г., Луценко И.С.
13. Габриэльян Д.Д. Способ коррекции амплитудно-фазового распределения раскрываемой антенной решетки. Патент РФ №2655655, C01S 7/40. Заявлено 13.07.2017. Опубликовано 30.05.2017. // Габриэльян Д.Д., Демченко В.И., Кузнецов Ю.В., Петин В.О., Федоров Д.С., Шлаферов А.Л.