Способ управления импульсным стабилизатором напряжения
METHOD FOR CONTROLLING A SWITCHING VOLTAGE REGULATOR

Изобретение относится к области электротехники, в частности к преобразовательной технике, и может быть использовано для управления импульсными стабилизаторами постоянного напряжения (ИСН) с силовой цепью, позволяющей обеспечить стабильность выходного напряжения при входном напряжении, как больше, так и меньше выходного, в которых применяется дискретная обработка информационных сигналов и достигается малые длительность переходных процессов и статическая ошибка стабилизации выходного напряжения.
вых
вх
0
1
2
3
0
зад
1
зад
2
зад
3
зад
0
1
2
3
0
1
2
3
вых
вх
вх
вых
вх
вх
1
2
3
вых
вх
вх
1
2
3
Известен [1] способ управления импульсным преобразователем напряжения, силовая цепь которого выполнена в виде первой пары из соединенных последовательно первого и второго транзисторов MOSFET типа и подключенных стоком первого транзистора ко входу, а истоком второго транзистора к общему проводу преобразователя, второй пары из соединенных последовательно третьего и четвертого транзисторов MOSFET типа и подключенных стоком третьего транзистора к выходу, а истоком четвертого транзистора к общему проводу преобразователя, дросселя L с индуктивностью L, включенного между точкой соединения истока первого и стока второго транзисторов MOSFET типа и точкой соединения истока третьего и стока четвертого транзисторов MOSFET типа, конденсатора С с емкостью С, подключенного между выходом и общим проводом преобразователя, заключающийся в том, что измеряют напряжения U на выходе и U на входе преобразователя. Далее посредством устройства управления обеспечивают работу всех транзисторов в ключевом режиме, причем на каждом периоде преобразования задают четыре момента коммутации транзисторов t, t, t и t. В момент времени t, совпадающий с началом периода преобразования Т, производят выключение второго транзистора и с задержкой на малое время t<<T, производят включение первого транзистора, в момент времени t, производят выключение четвертого транзистора и, с задержкой на малое время t<<T, производят включение третьего транзистора, в момент времени t, производят выключение первого транзистора и, с задержкой на малое время t<<T, производят включение второго транзистора, в момент времени t производят выключение третьего транзистора и, с задержкой на малое время t<<T, производят включение четвертого транзистора. Моменты времени t приравнивается к началу каждого m-того периода преобразования, а моменты времени t, t и t заранее вычисляются по математическим выражениям [1] с учетом индуктивности L дросселя L преобразователя и принятого периода преобразования Т. Вычисления моментов времени t, t, t и t производят для различных значений напряжений U на выходе и U на входе преобразователя, и мощности Р, потребляемой преобразователем со стороны входа, причем для вычислений различные значения напряжений U, U и мощности Р выбирают с некоторым шагом из всего рабочего диапазона их изменений. Результаты вычисления моментов времени t, t и t заносят в систему таблиц, названную в [1] 3-D справочной таблицей. Для значений напряжений U, U и мощности Р, отличающихся от занесенных в 3-D справочную таблицу с использованием линейной интерполяции вычисляются промежуточные значения моментов времени t, t и t.
си.сум
вых
вх
вх
вых
0
зад
вх
0
1
2
Этот преобразователь разработан для применения в составе системы электропитания электромобиля [1]. Его достоинством является высокий КПД, превышающий 98%, возможность работы в режимах понижения и повышения напряжения на выходе относительно входного напряжения и возможность реверса потока энергии в режиме рекуперации энергии при торможении автомобиля. Высокий КПД преобразователя достигается за счет переключения транзисторов преобразователя при близких к нулю напряжениях между стоком и истоком. Для достижения высокого КПД преобразования согласно алгоритма работы, описанного в [1], в дросселе L к моменту времени t0 обеспечивается некоторый ток , где С - емкость, равная сумме паразитных емкостей сток исток первой пары транзисторов, если напряжение U > U, или второй пары транзисторов, если напряжение U > U. Этот ток I имеет направление, противоположное тому, при котором происходит передача энергии со входа преобразователя на его выход. Переключение транзисторов при напряжении, близком к нулю, объясняется тем, что при выключении второго транзистора первой пары близкое к нулю напряжение между его стоком и истоком обеспечивается разряженной паразитной емкостью сток исток второго транзистора [1]. В течение малого времени t<<T, на которое задерживается включение первого транзистора, происходит разряд паразитной емкости сток исток первого транзистора и заряд до напряжения U паразитной емкости сток исток второго транзистора, затем происходит смена знака напряжения на паразитной емкости сток исток первого транзистора с последующим отпиранием антипараллельного диода, который, согласно схеме замещения транзисторов MOSFET типа, включен между его стоком и истоком. Этот антипараллельный диод, находящийся в проводящем состоянии, обеспечивает в момент включения первого транзистора близкое к нулю напряжение между его стоком и истоком. Аналогичным образом за счет перезаряда паразитных емкостей сток исток остальных транзисторов током дросселя и, в дальнейшем, за счет перехода в проводящие состояния антипараллельных диодов обеспечивается включение транзисторов при близком к нулю напряжении. Длительность малого времени задержки tзад выбирается из условия полного перезаряда паразитной емкости сток исток первого транзистора и перехода его антипараллельного диода в проводящее состояние при начальном токе I дросселя L. Длительность малого времени задержки в окрестности моментов времени t и t из-за большей абсолютной величины тока дросселя L может быть уменьшена.
вых
вх
1
2
3
При работе этого преобразователя в составе системы электропитания автомобиля для каждого нового желаемого значения мощности на выходе преобразователя, с учетом КПД преобразователя производится расчет входной мощности и с учетом текущих значений напряжений U и U из 3-D справочной таблицы выбираются значения моментов времени t, t и t.
Недостаток рассмотренного способа управления преобразователем состоит в том, что он не позволяет обеспечить малую статическую ошибку стабилизации выходного напряжения и малую длительность переходных процессов стабилизации выходного напряжения при изменении сопротивления нагрузки по причине отсутствия обратной связи по напряжению.
ПИ
ВЫХ
P
X
ВЫХ
ВЫХ.Д
ВЫХ
1
1
1
ВЫХ.Д
А
A
X
ОПТ
C
C
В качестве прототипа выбран способ управления [2] импульсным стабилизатором напряжения, выполненным в виде дросселя L и диода, включенных последовательно между входом и выходом стабилизатора, управляемого электрического ключа (УЭК), включенного между общим проводом стабилизатора и точкой соединения дросселя и диода, конденсатора с емкостью С, включенного между выходом и общим проводом стабилизатора, и подключенным к первичному источнику, обладающему свойствами источника тока и силой тока I, заключающийся в том, что измеряют напряжение U на выходе стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент K<<K, интегрируют первый сигнал, при этом ограничивая, путем прерывания интегрирования, диапазон изменения интеграла по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции, формируют результирующий сигнал, суммируя третий и четвертый сигналы, результирующим сигналом формируют импульсы управления УЭК по принципу широтно-импульсной модуляции с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса. При этом дополнительно из выходного напряжения U выделяют динамическую составляющую U посредством частотной коррекции выходного напряжения U реальным дифференцирующим звеном с передаточной функцией W(p) = Tp/(Tp + 1), где Т>>Т, получают второй и третий сигналы, запоминая в моменты времени mТ, где m = 1, 2, 3, соответственно, значения интеграла первого сигнала и значения динамической составляющей U выходного сигнала, получают четвертый сигнал, умножая третий сигнал на коэффициент , где U - амплитудное значение линейно нарастающий сигнала. При положительных значениях результирующего сигнала в моменты времени mТ производят включение управляемого силового ключа, а в моменты равенства результирующего сигнала и линейно нарастающего сигнала производят выключение УЭК, причем линейно нарастающий сигнал равен нулю в момент времени mТ и увеличивается линейно до значения U в момент времени mТ + τ, где τ меньше периода Т на бесконечно малую величину, а коэффициент K = 4K/(2rC + Т), где r - внутреннее активное сопротивление конденсатора.
Этот способ позволяет обеспечить в ИСН малую длительность переходных процессов в динамических режимах работы и малую величину статической ошибки стабилизации выходного напряжения.
Однако он непосредственно не может быть использован для обеспечения стабилизации напряжения на выходе импульсного преобразователя, обладающего высоким КПД, возможностью работы в режиме понижения и повышения напряжения, силовая цепь которого описана в [1] по причине существенной разницы устройства силовых цепей и процессов в них.
В основу изобретения положена задача разработки способа управления импульсным стабилизатором напряжения, силовая цепь которого выполненная по схеме, приведенной в [1], имеет высокий КПД и может работать в режимах повышения и понижения напряжения. Применение этого способа управления должно обеспечивать малую длительность переходных процессов стабилизации выходного напряжения при возмущающих воздействиях со стороны нагрузки и малую статическую ошибку стабилизации выходного напряжения.
ВЫХ
P
ВЫХ
ВЫХ.Д
ВЫХ
1
1
1
1
ВЫХ.Д
ОПТ
ШИМ
0
1
ШИМ
3.1
ШИМ
З.2
ВХ
2
2
px
1
ВЫХ
ВХ
0
0
2
З.3
К
L
3
3
К
0
ВЫХ
3
З.4
Поставленная задача решается тем, что в способе управления испульсным стабилизатором напряжения, который выполнен в виде первой пары соединенных последовательно первого и второго УЭК и подключенных между входом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, причем параллельно каждому из управляемых электрических ключей первой пары подключен диод, в той полярности, которая обеспечивает его непроводящее состояние под действием напряжения на входе импульсного стабилизатора напряжения, второй пары соединенных последовательно третьего и четвертого УЭК и подключенных между входом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, причем параллельно каждому из управляемых электрических ключей второй пары подключен диод, в той полярности, которая обеспечивает его непроводящее состояние под действием напряжения на выходе импульсного стабилизатора напряжения, дросселя L с индуктивностью L (Гн), включенного между точкой соединения первого и второго УЭК и точкой соединения третьего и четвертого УЭК, конденсатора С с емкостью С (Ф), подключенного между выходом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, заключающегося в том, что измеряют напряжение U (В) на выходе стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент K, интегрируют первый сигнал, из выходного напряжения U выделяют динамическую составляющую U посредством частотной коррекции выходного напряжения U реальным дифференцирующим звеном с передаточной функцией W(p) = Tp/(Tp + 1), где Т - постоянная времени (с), причем T>>T, р - оператор Лапласа, а Т - период преобразования (с), получают второй и третий сигналы, запоминая в моменты времени mТ, где m = 1, 2, 3,…, соответственно, значения интеграла первого сигнала и значения динамической составляющей U выходного сигнала, получают четвертый сигнал, умножая третий сигнал на коэффициент K, формируют результирующий сигнал, суммируя второй и четвертый сигналы, при положительных значениях результирующего сигнала самим результирующим сигналом по принципу широтно-импульсной модуляции формируют импульсы U управления, причем на каждом m-том периоде преобразования передний фронт импульса управления соответствует началу периода преобразования и моменту времени t = 0, а задний - моменту времени t, в который наступает равенство результирующего сигнала и опорного пилообразного напряжения, дополнительно для каждого из управляемых электрических ключей формируют сигналы управления, причем на каждом m-том периоде преобразования по переднему фронту импульса U управления производят выключение второго УЭК и, с задержкой на время t<<T, включение первого УЭК, по заднему фронту импульса U управления производят выключение четвертого УЭК и, с задержкой на время t<<T, включение третьего УЭК, измеряют напряжение U на входе стабилизатора, вычисляют момент времени t по выражению 1: t = (KТ - t)U/U, где Kpx<1 - некоторый коэффициент, численно равный части периода Т, в течение которой ток дросселя больше обратного тока I дросселя (А), обратный ток I дросселя - некоторый ток дросселя, имеющий направление, противоположное тому, при котором происходит передача энергии со входа на выход стабилизатора и имеющий величину достаточную для переключения первого УЭК при нуле напряжения, в момент времени t производят выключение второго УЭК и, с задержкой на время t<<T, включение первого УЭК, определяют момент времени t, в который ток i дросселя L меняет свое направление, вычисляют момент времени t по выражению 2: t = t - L I/U и в момент времени t производят выключение третьего УЭК и, с задержкой на время t<<T, включение четвертого УЭК.
На фиг. 1 приведена схема силовой цепи преобразователя, выбранного в качестве аналога [1]. На фиг. 2 приведена функциональная схема ИСН с устройством управления, обеспечивающим реализацию предложенного способа управления. На фиг. 3 приведены временные диаграммы тока дросселя ИСН и сигналов управления УЭК стабилизатора напряжения. На фиг. 4 приведены временные диаграммы напряжений и токов элементов силовой цепи ИСН и тока нагрузки, полученные при моделировании на ЦВМ процессов в ИСН с предложенным способом управления при ступенчатом изменении тока нагрузки. На фиг. 5 приведены временные диаграммы напряжений и токов элементов силовой цепи ИСН и тока нагрузки, полученные при экспериментальных исследованиях физического макета ИСН с предложенным способом управления при ступенчатом изменении тока нагрузки.
В состав силовой цепи преобразователя, выбранного в качестве аналога (фиг. 1) входит силовая цепь, содержащая первый 1, второй 2, третий 3 и четвертый 4 транзисторы MOSFET типа, первый 5, второй 6 третий 7 и четвертый 8 антипараллельные диоды, выходной конденсатор 9, дроссель 10, вход 11, выход 12, общий провод 13. При этом первый 1 и второй 2 транзисторы MOSFET типа соединены последовательно и подключены стоком первого транзистора ко входу 11, а истоком второго транзистора к общему проводу 13 преобразователя, третий 3 и четвертый 4 транзисторы MOSFET типа соединены последовательно и подключены стоком третьего 3 транзистора к выходу 12, а истоком четвертого транзистора к общему проводу 13, дроссель 10 включен между точкой соединения истока первого 1 и стока второго 2 транзисторов MOSFET типа и точкой соединения истока третьего 3 и стока четвертого 4 транзисторов MOSFET типа, выходной конденсатор 9 подключен между выходом 12 и общим проводом 13 преобразователя. Антипараллельный диод 5 подключен катодом ко входу 11, а анодом к точке соединения первого 1 и второго 2 транзисторов MOSFET типа, антипараллельный диод 6 подключен катодом к точке соединения первого 1 и второго 2 транзисторов MOSFET типа, а анодом к общему проводу 13, третий 7 антипараллельный диод подключен катодом ко выходу 12, а анодом к точке соединения третьего 3 и четвертого 4 транзисторов MOSFET типа, четвертый 8 антипараллельный диод подключен катодом к точке соединения третьего 3 и четвертого 4 транзисторов MOSFET типа, а анодом к общему проводу 13 преобразователя.
Приведенная схема силовой цепи преобразователя, выбранного в качестве аналога (фиг. 1) необходима для понимания процессов преобразования энергии, и в частности процессов при переключении транзисторов при нуле напряжения, которые рассмотрены ранее при описании аналога.
p
В состав ИСН (фиг. 2) с устройством управления (УУ), обеспечивающим реализацию предложенного способа управления, входит силовая цепь, содержащая первый 1, второй 2 третий 3 и четвертый 4 управляемые электрические ключи, диоды 5-8, выходной конденсатор 9, дроссель 10, вход 11, выход 12, общий провод 13, первый 14, второй 15, третий 16 и четвертый 17 коммутирующие конденсаторы 14 - 17. В состав УУ входит дифференцирующая цепь 18, источник эталонного напряжения 19, сумматор 20, усилитель 21 с коэффициентом передачи K, интегратор 22, первое 23, второе 24, третье 25 и четвертое 26 устройства выборки и хранения (УВХ), вычислительное устройство (ВУ) 27 с пятью входами и пятью выходами, компаратор 28, диод 29 и резистор 30.
При этом первый 1 и второй 2 УЭК силовыми выводами соединены последовательно и подключены между входом 11 и общим проводом 13 ИСН, третьий 3 и четвертый 4 УЭК силовыми выводами соединены последовательно и подключены между выходом 12, и общим проводом 13 ИСН, дроссель 10 включен между точкой соединения первого 1 и второго 2 УЭК и точкой соединения третьего 3 и четвертого 4 УЭК, выходной конденсатор 9 подключен между выходом 12 и общим проводом 13 ИСН. Диод 5 подключен катодом ко входу 11, а анодом к точке соединения первого 1 и второго 2 УЭК, диод 6 подключен катодом к точке соединения первого 1 и второго 2 УЭК, а анодом к общему проводу 13 ИСН, диод 7 подключен катодом ко выходу 12, а анодом к точке соединения третьего 3 и четвертого 4 УЭК, диод 8 подключен катодом к точке соединения третьего 3 и четвертого 4 УЭК, а анодом к общему проводу 13 ИСН. Каждый из коммутирующих конденсаторов 14 - 17 по отдельности подключен, соответственно, к параллельно диодам 5-8.
Дифференцирующая цепь 18 своим входом подключена к выходу 12 ИСН, а выходом - к информационному входу первого УВХ 23, сумматор 20 подключен первым входом к выходу 12 ИСН, вторым вычитающим входом -к источнику эталонного напряжения 19, а выходом - ко входу усилителя 21. Интегратор 22 входом подключен к выходу усилителя 21, а выходом - к информационному входу второго УВХ 24. Компаратор 28 подключен неинвертирующим входом к общему проводу 13 ИСН, а инвертирующим входом - к аноду диода 29 и первому выводу резистора 30. Катод диода 29 соединен с общим проводом 13 ИСН, а второй вывод резистора 30 - с точкой соединения УЭК 1 и 2. ВУ 27 подключено первым, вторым, третьим, четвертым и пятым входами соответственно к выходам первого 23, второго 24, третьего 25 четвертого 26 УВХ и выходу компаратора 28. ВУ 27 своими первым - четвертым выходами соединено, соответственно, с управляющими входами первого 1 - четвертого 4 УЭК, а пятым выходом ВУ 27 подключено к управляющим входам первого 23, второго 24, третьего 25 четвертого 26 УВХ. Информационный вход третьего 25 УВХ подключен ко входу ИСН, а информационный вход четвертого 26 УВХ подключен ко выходу ИСН.
ВХ
ВЫХ
p
ВЫХ
1
1
1
ВЫХ.Д
ВХ
ВЫХ
Для осуществления предлагаемого способа управления, в ИСН, выполненном согласно функциональной схеме (фиг. 2) измеряют напряжение U на входе 11 и напряжение U на выходе 12 стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая посредством сумматора 20 неизменное эталонное напряжение U0, задаваемое источником эталонного напряжения 19. Выходной сигнал сумматора 20 - сигнал рассогласования по напряжению, усиливают в K раз посредством усилителя 21, далее интегрируют интегратором 22 и полученный интеграл усиленного сигнала рассогласования подают на информационный вход второго УВХ 24. Напряжение U на выходе 12 стабилизатора подают на вход реального дифференцирующего звена с передаточной функцией W(p) = Tp/(Tp+1), где T>>T, а Т - период преобразования стабилизатора и получают на его выходе динамическую составляющую U выходного напряжения, которая далее поступает на информационный вход первого УВХ 23. На информационные входы третьего 25 и четвертого 26 УВХ поступают, соответственно входное U выходное U напряжения ИСН.
И
ВЫХ.Д
P
ВХ
ВЫХ
ОПТ
ШИМ
0
1
0
Вычислительное устройство 27 на основании информации, полученной по своим 1-5 входам, формирует на своих 1 - 4 выходах сигналы управления ИСН. ВУ 27 на своем выходе 5 формирует короткие импульсы с периодом Т и длительностью t<<T, поступающие на управляющие входы первого 23 и второго 24 УВХ. Задний фронт этого короткого импульса соответствует моменту времени t0, совпадающему с началом очередного m-того периода преобразования в ИСН. По заднему фронту короткого импульса первое 23, второе 24, третье 25 и четвертое 26 УВХ осуществляют запоминание сигналов, поступающих на их информационные входы. Таким образом в начале каждого m-того периода Т преобразования первое УВХ 23 запоминает значение динамической составляющей U выходного напряжения, а второе УВХ 24 - интеграл усиленного в K раз сигнала рассогласования по напряжению, третье УВХ 25 - входное U, а четвертое УВХ 26 - выходное U напряжения ИСН. Сигналы с выходов первого 23, второго 24, третьего 25 четвертого 26 УВХ поступают, соответственно, на первый, второй, третий и четвертый второй входы ВУ 27 и оцифровываются ВУ 27. Далее в ВУ 27 полученное цифровое значение сигнала, поступающего на первый вход, умножается на коэффициент K, полученный результат суммируется с полученным цифровым значением сигнала, поступающего на собственный второй вход, а результатом суммирования цифровых сигналов формируют, по принципу широтно-импульсной модуляции, импульсный сигнал U, У которого передний фронт совпадает с моментом времени t, а задний фронт - совпадает с моментом времени t, в который происходит равенство, результата суммирования цифровых сигналов и постепенно возрастающего, в течение периода Т, цифрового сигнала, в момент времени t начинающего свой рост от нулевого значения.
0
0
L
0
y.2
0
L
З.1
0
y.1
a
0
L
1
ШИМ
y.4
З.2
y.3
З.2
1
З.2
1
L
L
L
На фиг. 3 приведены временные диаграммы тока дросселя и сигналов управления УЭК импульсного стабилизатора напряжения, поясняющие рассматриваемые процессы. Момент времени t совпадает с началом очередного m-того периода преобразования в ИСН. На интервале времени, непосредственно предшествующем моменту времени t в проводящем состоянии находятся УЭК 2 и 4. Ток i дросселя L имеет направление, противоположное указанному стрелкой на фиг. 2, т.е. является отрицательным и замыкается по контуру - УЭК2, общий провод 13, УЭК 4 и дроссель 10. В момент времени t ВУ25 формирует на своем выходе 2 задний фронт сигнала U, что переводит УЭК 2 в непроводящее состояние. После момента времени t, ток i дросселя L, не изменяя направление, начинает заряжать конденсатор 15 и разряжать конденсатор 14. При этом энергия, накопленная в дросселе, расходуется, его ток уменьшается. Спустя некоторое время напряжение на конденсаторе 15 изменяет свой знак, что приводит к переходу диода 5 в проводящее состояние. Далее, спустя некоторое время t<<T относительно момента времени t ВУ 27 на своем выходе 1 формирует передний фронт сигнала управления U, что переводит УЭК 1 в проводящее состояние. Поскольку переход УЭК 1 в проводящее состояние происходит при напряжении, равном напряжению на диоде в проводящем состоянии, то динамические потери энергии на УЭК 1 минимальны. Далее спустя некоторое малое время t - t, ток i дросселя 10, изменяет свое направление и начинает возрастать, проходя по цепи: вход 11, УЭК 1, дроссель 10, УЭК 4, общий провод 13. В момент времени t, совпадающий с задним фронтом импульсного сигнала U, сформированного по принципу широтно-импульсной модуляции, ВУ27 формирует на своем выходе 4 задний фронт сигнала U, что переводит УЭК 4 в непроводящее состояние. С задержкой некоторое время t<<T, ВУ 27 на своем выходе 3 формирует передний фронт сигнала управления U, что переводит УЭК 3 в проводящее состояние. Задержка включения УЭК 3 на время t относительно момента времени t обеспечивает его переход в проводящее состояние при близком к нулю напряжении. Интервал времени t должен иметь длительность, достаточную для смены полярности напряжения на конденсаторе 16 и перехода диода 7 в проводящее состояние. После наступления момента времени t ток i дросселя 10, проходит по цепи: вход 11, УЭК 1, дроссель 10, УЭК 3, выход 12, замыкаясь через нагрузку и общий провод 13. Если напряжение на выходе 12 больше напряжения на входе 11, то ток i дросселя 10 уменьшается (см. фиг. 3), а если напряжение на выходе 12 меньше напряжения на входе 11, то ток i дросселя 10 увеличивается.
2
px
1
ВЫХ
ВХ
px
L
0
2
2
y.1
З.3
y.2
З.3
2
З.3
2
L
ВУ 27 по выражению t = (KT - t)U/U, где K<1 - некоторый коэффициент, численно равный части периода Т, в течение которой ток i дросселя 10 больше обратного тока I [1], вычисляет момент времени t. В момент времени t ВУ27 формирует на своем выходе 1 задний фронт сигнала U, что переводит УЭК 1 в непроводящее состояние. С задержкой некоторое время t<<T, ВУ 27 на своем выходе 2 формирует передний фронт сигнала управления U, что переводит УЭК 2 в проводящее состояние. Задержка включения УЭК 2 на время t относительно момента времени t обеспечивает его переход в проводящее состояние при близком к нулю напряжении. Интервал времени t должен иметь длительность достаточную для смены полярности напряжения на конденсаторе 15 и перехода диода 6 в проводящее состояние. После наступления момента времени t ток i дросселя 10, проходит по цепи: общий провод 13, УЭК 2, дроссель 10, УЭК 3, выход 12, замыкаясь через нагрузку на общий провод 13. При этом расходуется энергия, накопленная в дросселе 10, и его ток уменьшается.
L
3
К
0
ВЫХ
0
3
0
0
В момент времени tК (фиг. 3) ток i дросселя 10 изменяет свое направление на противоположное, т.е. становится отрицательным. При этом изменяется полярность напряжения на УЭК 2, происходит переключение компаратора 26 и с выхода компаратора 26 на собственный вход 1 ВУ 27 поступает сигнал. ВУ 27 по выражению: t = t - LI/U, где I<0, производит вычисление момента времени t. Обратный ток I дросселя I -это некоторый ток дросселя, имеющий направление, противоположное тому, при котором происходит передача энергии со входа на выход стабилизатора и имеющий величину достаточную для переключения транзисторов при нуле напряжения.
3
px
2
0
0
0
3
3
К
0
ВЫХ
В [1] показано, что момент времени t можно принять равным KТ, принятым в выражении для расчета t2 и не вычислять его в процессе работы ИСН. Однако в этом случае, по ряду причин, а именно погрешности вычисления момента времени t, изменению величины индуктивности L дросселя 10 в зависимости от величины его тока, деградационных изменений параметров элементов ИСН возможно возрастающее, от периода к периоду работы ИСН, отклонение величины обратного ток I от желаемого значения. При недостаточной абсолютной величине обратного ток I это приведет к прекращению включения УЭК 1 при напряжении, близком к нулю или к снижению КПД ИСН по причине чрезмерно большой абсолютной величины обратного ток I. Поэтому предложено на каждом периоде вычислять момент времени t по выражению: t = t - L I/U. В этом случае ошибка формирования желаемой величины тока к моменту времени t3 не будет накапливаться.
3
y.3
З.4
y.4
З.4
3
З.4
3
L
В момент времени t ВУ27 формирует на своем выходе 3 задний фронт сигнала U, что приводит к выключению УЭК 3. С задержкой некоторое время t<<T, ВУ 27 на своем выходе 4 формирует передний фронт сигнала управления U, что приводит к включению УЭК 4. Задержка включения УЭК 4 на время t относительно момента времени t обеспечивает его переход в проводящее состояние при близком к нулю напряжении. Интервал времени t должен иметь длительность достаточную для смены полярности напряжения на конденсаторе 17 и перехода диода 8 в проводящее состояние. После наступления момента времени t и отпирания УЭК 4 ток i дросселя 10, проходит по цепи: дроссель 10, УЭК 2, общий провод 13, УЭК 4. При этом расходуется энергия, накопленная в дросселе L, и его ток уменьшается. В силу низкого омического сопротивления этого контура потери энергии в нем незначительны и ток дросселя изменяется незначительно.
P
ОПТ
ВЫХ.Д
ВЫХ
ВХ
P
ОПТ
Коэффициент K усиления сигнала рассогласования и коэффициент K, на который умножаются запомненные значения составляющей U зависят от величины напряжения U на выходе ИСН, максимального и минимального значений напряжения U на входе ИСН, индуктивности L дросселя 10, емкости С конденсатора С и периода Т преобразования. Значения коэффициентов K и K, при которых за 2 - 4 периода преобразования после момента действия возмущающего воздействия наступает режим установившихся колебаний тока дросселя и за 10 - 15 периодов устраняется статическая ошибка стабилизации выходного напряжения определяются опытным путем с использованием имитационной модели ИСН или его физического макета.
C
L
H
ВЫХ
ВХ
ВЫХ
L
H
ВЫХ
L
H
ВЫХ
L
H
На фиг. 4,а - в приведены временные диаграммы напряжения U на выходе ИСН, тока i дросселя 10 и тока нагрузки i, полученные с использованием имитационной модели ИСН. Моделирование выполнено на ЦВМ в программе PSPice Designer, входящей в состав пакета для сквозного схемотехнического проектирования OrCAD версии 16.6. Модель имеет следующие параметры силовой цепи: индуктивность дросселя L = 10 мкГн, емкость выходного конденсатора С = 1000 мкФ, период преобразования Т = 10 мкс. Напряжение на выходе ИСН U = 100 В, а на входе - U = 75 В. На фиг. 4,а показаны: напряжение U на выходе ИСН, ток i дросселя 10 и ток нагрузки i ИСН, при ступенчатом увеличении и последующем ступенчатом уменьшении тока нагрузки. На фиг. 4,б в ином масштабе времени показаны: напряжение U на выходе ИСН, ток i дросселя 10 и ток нагрузки i ИСН, при ступенчатом увеличении тока нагрузки. На фиг. 4,в в ином масштабе времени (относительно фиг. 4,а) показаны: напряжение U на выходе ИСН, ток i дросселя 10 и ток нагрузки i ИСН, при ступенчатом уменьшении тока нагрузки.
ВЫХ
L
H
ВЫХ
ВХ
ВЫХ
L
H
ВЫХ
L
H
На фиг. 5, а - в приведены временные диаграммы напряжения U на выходе ИСН, тока i дросселя L и тока нагрузки i, полученные с использованием физического макета ИСН, силовая цепь которого выполнена в соответствии с фиг. 1. Физический макет ИСН имеет следующие параметры силовой цепи: индуктивность дросселя L = 8 мкГн, емкость выходного конденсатора С = 1000 мкФ, период преобразования Т = 20 мкс. Напряжение на выходе ИСН U = 50 В, а на входе - U = 45 В. На фиг. 5,а и фиг. 5,б показаны: напряжение U на выходе ИСН, ток i дросселя L и ток нагрузки i ИСН, при ступенчатом увеличении тока нагрузки. На фиг. 5,а выбран масштаб по оси времени - 250 мкс/дел., а на фиг. 5,б - 25 мкс/дел. На фиг. 5,в показаны: напряжение U на выходе ИСН, ток i дросселя L и ток нагрузки i ИСН, при ступенчатом уменьшении тока нагрузки и масштабе по оси времени - 250 мкс/дел.
ВЫХ
L
H
На фиг. 5, а - в приняты следующие масштабы напряжение U на выходе ИСН - 500 мВ/дел., ток i дросселя L - 10 А/дел. и нагрузки i ИСН - 2 А/дел.
Исследование процессов в ИСН с предложенным способом управления, проведенные на ЦВМ с использованием имитационной модели ИСН и проведенные с использованием физического макета ИСН показали работоспособность предложенного способа управления, достижение малой длительности переходных процессов стабилизации выходного напряжения при возмущающих воздействиях со стороны нагрузки и малую статическую ошибку стабилизации выходного напряжения.
ЛИТЕРАТУРА
1. Waffler, S. and Kolar, J. W., "A novel low-loss modulation strategy for high-power bi-directional buck + boost converters," in Proc. 7th Internatonal Conference on Power Electronics ICPE '07, 22-26 Oct. 2007, pp. 889-894.
2. Патент №2621071 РФ, кл. G05F 1/56. Способ управления импульсным стабилизатором напряжения/ О.В. Непомнящий, О.А. Донцов, А.С.Правитель, Ю.В. Краснобаев. - Опубл. 31.05.2017, Бюл. №16.