СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНОЙ ИНФОРМАЦИИ ДЛЯ БЫСТРОДВИЖУЩИХСЯ ОБЪЕКТОВ
METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING DISCRETE INFORMATION FOR FAST-MOVING OBJECTS

Предлагаемое изобретение относится к области специальной радиотехники и может быть использовано в системах связи для обмена информацией между быстродвижущимися объектами.
Известны устройства и системы, основанные на фазовой модуляции сигналов.[Стейн С., Джонс Дж. Принципы современной теории связи и их применение к передаче дискретных сообщений, М., Связь, 1971, с. 154-177, Гурвиц Е.А. Синтез составных дискретных каналов связи, М.. Связь. 1974. с. 25-38, Пахомов С. Анатомия беспроводных сетей, КомпьютерПресс 2002 №7, с. 167-175]. Система передачи информации [Жалнин А. Новая схема передачи информации на основе фазовой модуляции несущего хаотического сигнала. Саратовский филиал Института радиотехники и электроники им. В.А. Котельникова РАН Изд.вузов ПНД, т. 22, №5, 2014] может быть применена в устройствах широкополосной беспроводной аналоговой связи, функционирующих на малых дистанциях и не требующих выделения специальных частот в силу малой плотности спектральной мощности.
Фазовая модуляция находит также применение в условиях узкополосных помех. Известно, например [Борисов В.И. и др. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты. - М.: Радио и связь, 2000 г.], что для затруднения постановки прицельных по частоте и времени помех средствами РЭБ противника, применяются сигналы с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ). При медленной ППРЧ на одной частотной позиции передается один или несколько информационных символов. Однако если эта позиция искажена узкополосной помехой, правильная демодуляция информационных символов будет невозможна. Известны системы, в которых используются когерентные частотно-манипулированные сигналы (КЧМнС или ДЧМ-сигналы), предусматривающие когерентное накопление временных отрезков сигнала с разных частотных позиций. В этом случае из-за резкого расширения общей полосы частот при передаче одного информационного символа когерентное накопление временных отрезков сигнала может оказаться невозможным.
Рассматривается [Адаптивная система связи с повышенной помехозащищенностью по патенту РФ №2226037, 7Н04В15/00, 25.07.2002], соответствующая случаю когерентных частотно-манипулированных сигналов с использованием схемы, представленной в книге [Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. Под ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1985]. Система имеет недостаток, который заключается в значительном расширении спектра сигнала на каждой частотной позиции и увеличении общей полосы. В результате повышается вероятность поражения узкополосными помехами значительного числа частотных позиций сигнала и затрудняется когерентное накопление в широкой полосе частот.
В патенте РФ 2427969 реализован демодулятор системы связи с двукратной фазовой модуляцией. Система обеспечивает возможность работы устройства в условиях больших неопределенностей по частоте и очень малых входных отношений сигнал/шум за счет быстрого вычисления и компенсации расстройки между частотой входного и опорного сигналов.
В помехозащищенной системе связи [патент РФ 2285344 от 10.10.2006] осуществляется развитие системы по патенту РФ №2226037, когда частично устраняется недостаток, связанный со значительным расширении спектра сигнала каждой частотной позиции и увеличении общей полосы, что повышает вероятность поражения узкополосными помехами значительного числа частотных позиций сигнала и затрудняет когерентное накопление в широкой полосе частот.
В гидролокационном способе обнаружения подводных объектов, движущихся с малой радиальной скоростью в контролируемой акватории [Кокорин Ю.Я и др. патент РФ №2422021 С2 12.10.2004], рассматривается задача повышения достоверности обнаружения подводных объектов движущихся с малой радиальной скоростью, в условиях малых соотношений сигнал/помеха при воздействии шумовых и реверберационных помех. Способ основан на последовательном облучении водного пространства гидроакустическими сигналами по различным направлениям, приеме эхосигналов от неподвижных и движущихся с малой радиальной скоростью объектов, демодуляции, фильтрации и отображения на экране индикатора принятых эхосигналов. Полученный результат основывается на том, что неподвижные объекты в водном слое и элементы дна, образующие водную реверберацию, формируют стационарное изображение на экране индикатора в виде горизонтальных трасс, в то время как движущиеся объекты образуют наклонные трассы.
В патенте US 7110432 В2 [Orthogonal chirp modulation in multipath enviroments. Thomas R. Hooton, 17.08.2003], реализована система связи, использующая ЛЧМ-сигналы. Система включает базовую станцию, которая генерирует собственный сигнал в соответствии с собственной частотой и частотой несущей. Форма и параметры волны радиосигнала могут быть определены из моделирования и сохранены в памяти для будущего использования или считаны из памяти. Принимающая станция удаляет шум из входящего сигнала, а так же удаляет многолучевые сигналы, которые содержат задержанные версии ЛЧМ-сигнала из входящего сигнала. Таким образом, полезный ЛЧМ-сигнал выделяется из входящего сигнала. Предложенный способ позволяет бороться с многолучевыми сигналами, которые образуются вследствие отражений и интерференции полезного сигнала.
Задача повышения точности определения скорости рассматривается в патенте РФ 79187U1 [Многоуровненвая импульсная доплеровская навигационная система, Волощенко В.Ю. и др. 02.07.2008]. В техническом решении измерение сдвига частоты принятой рассеянной волны по отношению к частоте излученной предлагается осуществлять на нескольких акустических сигналах кратных частот (2f, 3f, …, nf), формирующихся в нелинейной среде при распространении сигнала конечной амплитуды с частотой ƒ, что позволит выбирать необходимую скоростную чувствительность устройства, увеличить точность определения скорости судна-носителя как на мелководье относительно дна, так и в глубоководных районах относительно водной среды, причем, сопоставление доплеровских сдвигов для различных глубин на рабочих сигналах кратных частот между собой дает возможность дополнительно получать уточненные данные о распределении направлений и величин скоростей морских течений в звукорассеивающих слоях водной среды по глубине.
В патенте US 7139221 B1 [Close range sonar system and method. G.Clifford Carter. 21.11.2006], предложена система гидролокатора ближнего действия. Система обеспечивает достаточное предупреждение, чтобы разрешить маневрирование. Система использует установленную на корпусе гидролокаторную решетку и буксируемую гидролокаторную решетку, которыми можно управлять на месте, чтобы обеспечить достаточное разделение шума, принимаемого обеими сонарными решетками, так что шум в значительной степени не коррелирует. Система использует формирователи луча для каждого массива, чтобы обеспечить секцию кросс-коррелятора, которая способна минимизировать собственный шум и максимизировать сигнал, тем самым обеспечивая больше времени для маневрирования.
В патенте РФ 2549188 С1 [Способ передачи информации в системе связи с шумомоподобными сигналами. Голубев А.Г. 09.01.2014] предложено изобретение, которое относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи с шумоподобными сигналами (ШПС). Технический результат - повышение скорости передачи цифровой информации. Указанный результат достигается за счет разделения потока передаваемых символов на фрагменты, маркировки каждого из символов по его временному положению внутри фрагмента, передаче всех символов одного и того же фрагмента одновременно и последующего (при приеме) восстановления порядка их следования во фрагменте на основе указанной маркировки.
В устройстве согласованной фильтрации произвольных отраженных ЛЧМ сигналов в реальном масштабе времени [Патент РФ 2699828 С1 Славянский О.Е. и др. 24.07.2018] технический результат заключается в обеспечении согласованной фильтрации ЛЧМ сигналов с изменяемыми параметрами, такими как девиация и длительность импульса. Устройство работает в реальном масштабе времени, на базе ПЛИС за счет использования в свертке с входными сигналами опорной функции, полученной бинарным преобразованием зондирующего ЛЧМ сигнала. Использование бинарной опорной функции позволяет повысить контрастность изображения для протяженных объектов в предметной области, что позволяет лучше выявлять области, представляющие интерес для последующей идентификации, и улучшает численный анализ дальности до них.
В патенте РФ 2681242 С1 [Интеллектуальная система обнаружения и классификации морских целей. Пятакович В.А. 21.05.2018] обнаружение целей производится по признакам амплитудно-фазовой модуляции низкочастотных сигналов накачки морской среды излучениями и полями объектов. Интеллектуальная система обнаружения и классификации морских целей содержит сформированную в морской среде рабочую зону нелинейного взаимодействия и параметрического преобразования волн накачки и информационных волн. Дополнительно в систему введен тракт нейросетевого распознавания и классификации, содержащий блок распознавания класса цели по амплитудно-частотным характеристикам. Техническим результатом изобретения является автоматизация процесса распознавания классов морских целей, обнаруженных по признакам амплитудно-фазовой модуляции низкочастотных сигналов накачки морской среды излучениями и полями объектов.
Наиболее близким по технической сущности к предполагаемому изобретению является способ и устройство передачи дискретной информации для быстродвижущихся объектов [патент РФ 2658649 по заявке от 10.01.2017].
m
sin
cos
m
0
1
Μ-1
Сущность способа состоит в следующем производится фазовая модуляция несущих сигналов в соответствии с передаваемым сообщением и излучение их в среду, прием входной реализации, поступившей из канала связи, обнаружение переданных сигналов и фазовой демодуляции для восстановления исходного сообщения, в качестве несущих сигналов выбирают импульсы с гиперболической ЧМ вида , где Ω - начальная круговая частота импульса, ; модулирование фазы , в соответствии со значениями отсчетов A передаваемого сообщения, для излучения в среду формируют пачку импульсов  с заданным интервалом следования L, при приеме производят взаимно-корреляционную обработку принятой входной реализации с каждым из двух ортогональных эталонов  и ; возводят полученные отклики R и R в квадрат и суммируют; сравнивают с порогом вычисленные значения модуля взаимно-корреляционной функции; обнаруживают моменты превышения порога τ, производят интерполяцию отсчетов, рассчитывают фактические моменты появления сигналов , измеряют интервалы между найденными моментами , находят доплеровский параметр ; находят фазу сигналов , компенсируют доплеровское искажение фазы сигнала по найденному доплеровскому параметру , получают переданное сообщение A=(A, A, …, A).
Использование сигналов с ГЧМ обеспечивает устойчивость системы к влиянию доплеровской дисперсии, что особенно важно при передаче информации на быстродвижущиеся объекты. Тем не менее, рассматриваемый способ не является оптимальным с точки зрения использования занимаемой полосы пропускания. Кроме того ГЧМ сигналы являются детерминированными, что в определенной степени снижает скрытность работы системы.
Целью предполагаемого изобретения является повышение пропускной способности системы.
Поставленная цель достигается тем, что способ передачи дискретной информации для быстродвижущихся объектов, основанный на излучении в среду сигналов, закодированных в соответствии с передаваемым сообщением, приеме входных реализаций, взаимно-корреляционной обработке принятых и эталонных сигналов, дополнительно используют шумоподобные сигналы, закодированные в соответствии с передаваемым сообщением, при приеме осуществляют временное преобразование принятых реализаций по логарифмическому закону, многоканальную корреляционную обработку с каждым сигналом-эталоном, соответствующим определенному сообщению, отклики корреляционной обработки сравнивают с порогом, при превышении порога принимается решение о приеме соответствующего сообщения.
Суть предлагаемого способа состоит в следующем.
Обычно доплеровское преобразование узкополосного сигнала аппроксимируется постоянным сдвигом частотных составляющих спектра и технически реализуется с помощью гребенки доплеровских фильтров. Однако такая аппроксимация допустима только при выполнении условия , где T - длительность сигнала, W - ширина полосы сигнала, V - радиальная относительная скорость объекта, с - скорость распространения колебаний. [Бовбель Е. Некоторые свойства широкополосной функции неопределенности для детерминированных и случайных сигналов (обзор) Зарубежная радиоэлектроника №6, 1977, с. 26-30].
4
Известно, что пропускная способность канала зависит от занимаемой полосы частот, но ее расширение наталкивается на сложности с реализацией компенсации доплеровского эффекта [Ремли В. Влияние доплеровской дисперсии на обнаружение и разрешающую способность согласованных фильтров, ТИИЭР т 54, №1, с. 39-46]. Там же указывается, что величина допустимой расстройки по скорости V для широкополосных систем может быть достаточно малой. Например, для корреляционного гидролокатора характеризующегося отношением центральной частоты к ширине полосы равной 5 и базы сигнала 2WT=10 реально допустимая расстройка составляет примерно  узл.(0.9 км/ч).
С учетом изложенного, в среду излучают шумоподобные сигналы, выбираемые из набора сигналов эталонов, определяемого алфавитом используемых символов, в соответствие с переданным сообщением. При приеме осуществляют временное логарифмическое масштабирование сигнала, что соответствует его экспонированию во времени. Представим принимаемый сигнал как s(α(t-τ)), где τ - задержка, обусловленная конечной скоростью акустических колебаний в среде. При корреляционной обработке осуществляется непрерывный перебор входной реализации по времени, поэтому сигнал можно рассматривать в момент компенсации задержки τ=0.
При экспонировании сигнала получаем
Таким образом, влияние эффекта Доплера сводится к линейному сдвигу по логарифмической оси ln t. Далее производится многоканальная взаимно корреляционная обработка принятого сигнала с каждым из эталонов сигнала экспонированных во времени, компенсирующая сдвиг τ'. Выходные отклики функции взаимной корреляции в каждом канале обработки сравниваются с порогом. При превышении порога принимается решение, что поступило сообщение, соответствующее номеру канала обработки.
Пример выполнения устройства для реализации предлагаемого способа показан на фиг. 1, 2.
Устройство содержит: 1 - блок БЗУ (буферное запоминающее устройство, куда поступает передаваемое сообщение); 2 - дешифратор; 3 - блок ППЗУ (программируемое постоянное запоминающее устройство) хранения параметров шумовых сигналов; 4 - блок хранения параметров пачки импульсов; 5 - блок формирования пачки импульсов; 6 - блок излучения пачки в среду; 7 - блок приема; 8 - блок предварительной обработки сигналов; 9 - АЦП (аналого-цифровой преобразователь); 10 - набор мультипликативных корреляторов (МК); 11 - ППЗУ (программируемое постоянное запоминающее устройство) для хранения шумовых сигналов-эталонов в логарифмическом масштабе времени; 12 - набор пороговых блоков; 13 - блок анализа и принятия решения.
Мультипликативный коррелятор из набора 10 включает в себя (Фиг. 3): 14 - элемент задержки; 15 - блок памяти; 16 - блок записи; 17 - блок считывания; 18 - коррелятор. Блок записи 16 работает по линейному закону t→at, блок считывания 17 - по экспоненциальному закону t→aexpt, где а - масштабный множитель. Блок 18 коррелятор известен в цифровой технике [Бурдик B.C. Анализ гидроакустических систем. Л. Судостроение, 1988, с. 185-189].
n
Число входов n и выходов m=2 дешифратора 2 определяется количеством символов. Входящих в используемый алфавит [Опадчий Ю. и др. Аналоговая и цифровая электроника, М., Горячая линия-Телеком, 2017, с. 545-546].
Блоки 3,4,11 ППЗУ представляют собой задающие генераторы зондирующих импульсов и пачек импульсов [Найт У. Цифровая обработка сигналов в гидролокационных системах. ТИИЭР т. 69 N 11, 1981, с. 127].
Элемент задержки 14 может быть выполнен на основе рециркулирующих линий задержки (РЛЗ) [Применение цифровой обработки сигналов по ред. Оппенгейма Э. М. Мир, 1980 с. 417-418].
В блоке принятия решения об обнаружении импульса 13 при превышении порога принимается решение об обнаружении сигнала, а по номеру порогового устройства 12 идентифицируется переданное сообщение.
m
в
в
Устройство в целом функционирует следующим образом. Числовой двоичный вектор передаваемого сообщения A из БЗУ 1 поступает на дешифратор 2, который определяет адрес необходимый для передачи шумоподобного сигнала, соответствующего передаваемому сообщению. В блоке 5 формируется пачка импульсов, содержащих необходимую информацию для передачи. С помощью блока 6 сформированная пачка импульсов передается в среду. В блоке 7 осуществляется прием, в блоке 8 предварительная фильтрация и усиление сигнала. В блоке 9 производится преобразование аналогового сигнала в цифровую форму. Выделение полезного сигнала осуществляется с помощью набора мультипликативных корреляторов 10. Приведение полезного сигнала и сигнала-эталона к одному моменту времени (компенсация задержки τ=0) осуществляется следующим образом. Элемент задержки 14 предназначен для обеспечения обработки сигнала в реальном масштабе времени. При использовании в качестве элемента задержки РЛЗ на нее поступают отсчеты входного сигнала с интервалом дискретизации , где ƒ - верхняя частота среза спектра сигнала. Допустим сигнал имеет f=5 кГц и содержит N=1024 отсчета, длительность его при этом составит . В поступающей с выхода АЦП реализации необходимо выявить отсчеты соответствующие полезному сигналу. Общее время задержки РЛЗ выбирается как (N-1)ΔT[c], где AT - время задержки между соседними отводами.
d
-4
Интервал дискретизации входного сигнала равен общему времени задержки РЛЗ T≈10 c. .
Полученный очередной отсчет входного процесса замещает самый «старый» отсчет реализации и рециркулирует таким образом, что оказывается на выходе второго отвода РЛЗ к моменту взятия следующего входного отсчета. Генератор синхронизирующих импульсов (ГСИ) вырабатывает стандартные импульсы со стабильным периодом следования .
Таким образом, в элементе задержки производится непрерывное входной реализации и в момент компенсации временной задержки τ=0, на отводах РЛЗ будет располагаться полезный сигнал, преобразованный эффектом Доплера, а также искаженный наличием помеховой составляющей n(t). s(αt)+n(t), где.
Блок памяти 15 совместно с блоком записи 16 и считывания 17 обеспечивают поступление сигнала по линейному закону и считывание по экспоненциальному закону. Данная операция может быть выполнена цифровым процессором или устройством оптической обработки сигналов [Кочемасов В. и др. Акустоэлектронные Фурье-процессоры. М. Радио и связь, 1987, с. 110]. Это обеспечивает временное экспонирование сигнала по формуле (1). Для компенсации сдвига τ' можно использовать известные корреляторы 18 [Бурдик В., Анализ гидроакустических систем, Л., Судостроение, 1988, с. 185-211].
При превышении отклика взаимно корреляционной функции одного из корреляторов набора 10 срабатывает соответствующий пороговый блок набора 12. По номеру сработавшего порогового блока в блоке принятия решения 13 определяется переданный символ. Обработка пачки импульсов обеспечивает прием всего сообщения.
Проведем сравнительный анализ пропускных способностей систем передачи дискретной информации в системе, соответствующей прототипу, и в предлагаемом техническом решении. На фиг 4, 5 показаны пример временной реализации ГЧМ-сигнала и соответствующего ему спектра. На фиг 6, 7 реализация шумоподобного сигнала и его спектра.
Известно [Емельянов Г., Шварцман В. Передача дискретной информации и основы телеграфии, изд. Связь, М., 1971, с. 16], что пропускная способность канала при оптимальном выборе сигнала относительно помех оценивается по формуле Шеннона:
где ΔF - полоса частот применяемых сигналов, Ps - мощность сигнала [Вт], Pn - мощность помехи [Вт].
Примем условие равности отношения Ps/Pn для сравниваемых систем, тогда различие будет только в ширине применяемых полос. В методе, основанном на ГЧМ-сигнале полоса и длительность связаны соотношением:
где Fverh - верхняя граничная частота, М - коэффициент модуляции, K - число волн.
Например, при Fverh=90 кГц, M=50 и K=70 получим T=0.002 с и полосу:
ΔF=67806
Так как, в предлагаемом способе полоса сигнала не связана с длительностью и может быть выбрана шире, то и пропускная способность потенциально увеличивается в:
Визуально видно, что спектр шумоподобного сигнала (фиг. 7) шире спектра ГЧМ сигнала (фиг. 5).
Но это потенциальный максимум, а для реальных условий эта величина несколько уменьшится, поскольку необходимо будет выбрать нижнюю граничную частоту, соответствующую характеристикам используемой аппаратуры, например:
Таким образом, предлагаемый способ обеспечивает выигрыш в пропускной способности более 30% по сравнению с техническим решением прототипа.