ФАЗОКОМПЕНСАЦИОННЫЙ ПРЕСЕЛЕКТОР-СМЕСИТЕЛЬ ПРИЕМНИКА РАДИОСИГНАЛОВ
PHASE-COMPENSATION PRESELECTOR-MIXER FOR RADIO SIGNAL RECEIVER

Изобретение относится к области приема радиосигналов.
Известны фазокомпенсационные преселекторы-смесители (преобразователи частоты) приемника радиосигналов, описанные в литературе, например, в:
1. Горелов Г.В., Фомин А.Ф., Волков А.А., Котов В.К. Теория передача сигналов на железнодорожном транспорте. - М:. Транспорт, 2001, с.304-306.
2. Верзунов М.В. и др. Однпополосная модуляция. - М.: Воениздат, 1962, с.95-101.
3. Момот Е.Г. Проблемы и техника синхронного радиоприема. - М.: Наука, 1961, с.59-60.
По технической сущности наиболее близким к изобретению является устройство, описанное в первом источнике, которое по этой причине и принимается за его прототип. Во втором и третьем источниках описаны аналоги изобретения.
Прототип состоит из двух смесителей, гетеродина, фазовращателя на 90°, полосового фазовращателя на 90°, фазоинвертора, сумматора, фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), причем входы обоих смесителей соединены между собой накоротко и подключены к выходу усилителя радиочастоты (УРЧ) приемника; выход первого смесителя подключен к одному входу сумматора непосредственно, а выход другого смесителя подключен ко второму входу сумматора через последовательно соединенные полосовой фазовращатель на 90° и фазоинвертор; выход сумматора подключен к входу ФСС; выход гетеродина соединен со вторым вводом первого смесителя непосредственно и со вторым входом второго смесителя - через фазовращатель на 90°.
З
Основным недостатком прототипа является относительно низкая степень подавления зеркального канала σ=30 дБ из-за большой погрешности Δφ=2°-3° фазового сдвига на угол φ=90° в полосовом фазовращателе, что приводит к существенному снижению качества радиоприема.
З
Техническим результатом изобретения является повышение качества радиоприема за счет повышения степени подавления зеркального канала до требуемого значения σ=80 дБ.
Сущность изобретения состоит в том, что в фазокомпенсационный преселектор-смеситель приемника радиосигналов, состоящий из усилителя радиочастоты (УРЧ), первого и второго смесителей, гетеродина, фазовращателя на 90°; фазоинвертора, сумматора, фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), причем сигнальные входы обоих смесителей соединены между собой накоротко и подключены к выходу УРЧ приемника, а гетеродин своим выходом подключен по второму входу первого смесителя непосредственно и ко второму входу второго смесителя - через фазовращатель на 90°; выход сумматора соединен со входом ФСС, введены дополнительно третий и четвертый смесители, второй гетеродин и второй фазовращатель на 90°; причем выход первого смесителя соединен с первым входом сумматора через третий смеситель, а выход второго смесителя соединен со вторым входом сумматора через последовательно включенные четвертый смеситель и второй фазоинвертор; выход второго гетеродина подключен ко второму входу третьего смесителя непосредственно и ко второму входу четвертого смесителя сигнала - через второй фазовращатель на 90°.
Изобретение иллюстрируется чертежами.
с
г
з
пр
На фиг.1 представлена структурная схема предлагаемого фазокомпенсационного преселектора-смесителя, а на фиг.2 - частоты полезного сигнала ω, гетеродина ω зеркального канала ω, промежуточной частоты ω.
На фиг.1 обозначено:
1 - усилитель радиочастоты (УРЧ);
2, 5, 6, 9 - смесители (преобразователи частоты сигналов);
3, 7 - гетеродины;
4, 8 - фазовращатели на 90°;
10 - сумматор;
11 - фазоинвертор;
12 - фильтр сосредоточенной селекции (ФСС);
13 - усилитель радиочастоты (УРЧ);
14 - детектор.
В целом - это схема радиоприемника. Блоки фазокомпенсационного преселектора-смесителя обведены пунктирной линией, а введенные элементы обведены точками.
Работа схемы происходит следующим образом:
c
c
c
c
0
u(t)=Usin[ωt+θ(λ,t)].
с
с
с
с
с
1
c
з
С выхода УРЧ 1 сумма сигналов основного и зеркального u(t)=Usin[ωt+θ(λ,t)] каналов, т.е. u(t)=u(t)+u(t),
поступает на одни входы первого 2 и второго 5 смесителей. Здесь θ(λ,t) - составляющая фаза сигнала, несущая информацию о передаваемом сообщении λ(t).
г
г
г
Колебания гетеродина 3 u(t)=Usinωt подаются на второй вход первого смесителя 2 непосредственно и на второй вход второго смесителя 5 - через фазовращатель 4 на 90°, т.е.
,
г
с
где выбрано ω>ω, как показано на фиг.2. На выходе смесителей 2, 5, представляющих собой в эквиваленте перемножители сигналов с активной нагрузкой, образуются колебания:
2
1
г
1
2
г
с
c
c
з
г
з
з
u(t)=u(t)·u(t)=0,5UU{cos[(ω-ω)t-θ(λ,t)]+cos[ω-ω)t+θ(λ,t)]+в.ч.},
5
1
4
1
г
г
с
c
c
з
г
з
з
u(t)=u(t)·u(t)=0,5UU{-sin[(ω-ω)t-θ(λ,t)]+sin[ω-ω)t+θ(λ,t)]+в.ч.}.
Здесь высокочастотные (в.ч.) составляющие представляют собой не разницу, а сумму частот, которые затем отображаются в ФСС.
Разница частот в обоих случаях равна первой промежуточной частоте
пр1
г
с
з
г
ω=ω-ω=ω-ω.
2
5
5
5
2
Видно, что колебания u(t) и u(t) находятся в квадратуре между собой и поэтому, невзирая на разные знаки сигналов основного и зеркального каналов в u(t), исключить зеркальный канал путем вычитания u(t) из u(t) невозможно.
Для такого исключения зеркального канала и введены указанные выше дополнительные элементы, обведенные точками на фиг.1.
2
5
7
7
7
Далее колебание u(t) поступает на один вход третьего перемножителя 6, а колебание u(t) - на один вход четвертого перемножителя 9. Колебания второго гетеродина 7 u(t)=Usinωt поступают на второй вход перемножителя 6 непосредственно и на второй вход перемножителя 9 - через второй фазовращатель на 90° 8, т.е.
7
пр1
Частота колебания гетеродина 7 ω<ω. Например, для стандартных промежуточных частот, используемых в железнодорожных радиостанциях системы ЖР-У,
пр2
г2
f=1,59 МГц, частота второго гетеродина f=24-1,59=22,41 МГц.
Поэтому на выходе перемножителей 6, 9 с активной нагрузкой будут колебания:
6
2
7
1
г
7
пр1
7
с
с
пр1
7
з
з
u(t)=u(t)u(t)=0,25UUU{sin[(ω-ω)t-θ(λ,t)]+sin[(ω-ω)t+θ(λ,t)]+В.Ч.},
9
5
8
1
г
7
пр1
7
с
с
пр1
7
з
з
u(t)=u(t)u(t)=0,25UUU{-sin[(ω-ω)t-θ(λ,t)]+sin[(ω-ω)t+θ(λ,t)]+В.Ч.}.
пp2
пр1
7
Здесь в В.Ч. входит предыдущие в.ч. и суммарные частоты второго преобразования, которые много больше второй промежуточной частоты ω=ω-ω.
пр1
7
пр2
Для приведенного выше примера сумма f+f=24+22,41=46,4 МГц>>1,59 МГц и поэтому ФСС, настроенный на f=1,59 МГц, не пропускает на свой выход частоту 46,4 МГц.
9
6
В результате второго преобразования частоты сигналы основного канала на выходе блоков 6 и 9 находятся в противофазе, а сигналы зеркального канала - в фазе. Теперь можно исключить зеркальный канал путем вычитания u(t) из u(t).
6
9
Для этого колебания u(t) подаются на один вход сумматора 10 непосредственно, а колебания u(t) - на другой его вход через аналоговый фазоинвертор 11, в результате чего на выходе сумматора 10 имеется только колебание основного канала:
10
6
9
1
Г
7
пр2
c
c
u(t)=u(t)-u(t)=0,59UUUsin[ωt-θ(λ,t)]+В.Ч.
10
пр
Далее сигнал u(t) поступает на вход ФСС 12, пропускающий на свой выход только основной сигнал второй промежуточной частоты ω и не пропускающий В.Ч. составляющие.
σ
9
здб
Так фазокомпенсационным способом с помощью введенных элементов подавляется зеркальный канал. Степень этого подавления при одинаковых уровнях сигналов u(t) и u(t) определяется выражением: σ=lgsin0,5Δφ.
Так как фазовому сдвигу на 90° подвергается колебание гетеродина только одной частоты, то Δφ можно обеспечить очень малым, вплоть до 7 минут.
з
пр2
пр1
пр1
пр2
В этом случае σ=80 дБ вместо 35, как в прототипе. Так как вторая промежуточная частота низкая (ω<ω), то существенно упрощается ФСС на выходе сумматора. Но при втором преобразовании частоты появляется второй зеркальный канал, отстоящий от частоты ω полезного сигнала на 2ω.
пр1
7
пр2
Второй зеркальный канал автоматически устраняется, как и первый, фазокомпенсационно, что можно показать аналитически, выделив из u(t) составляющую, частота которой ниже частоты второго гетеродина ω на ω.
Технико-экономическим эффектом изобретения является повышение качества речевых сообщений за счет подавления побочных каналов приема фазокомпенсационным способом с высокой степенью 80 дБ вместо 35 дБ и упрощения и удешевления приемника.