УСТРОЙСТВО УПРАВЛЕНИЯ ВЕКТОРОМ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ, СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ВЕКТОРОМ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ И УСТРОЙСТВО УПРАВЛЕНИЯ ПРИВОДОМ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ
DEVICE FOR CONTROL OF ASYNCHRONOUS MOTOR VECTOR, METHOD FOR CONTROL OF ASYNCHRONOUS MOTOR VECTOR AND DEVICE FOR CONTROL OF ASYNCHRONOUS MOTOR DRIVE

Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к устройству управления вектором асинхронного двигателя, подключенного к обратному преобразователю, который преобразует постоянное напряжение в переменное напряжение с произвольной частотой для вывода переменного напряжения, способу управления вектором асинхронного двигателя и устройству управления приводом асинхронного двигателя.
Уровень техники
Основная технология управления вектором асинхронного двигателя с использованием обратного преобразователя представляет собой предмет предшествующего уровня техники, который широко используется в отрасли промышленности. Эта технология состоит в мгновенном управлении крутящим моментом двигателя с высокой скоростью, управляя током компонента крутящего момента, ортогонального к вторичному магнитному потоку внутри двигателя, путем регулирования, по отдельности, величины и фазы выходного напряжения обратного преобразователя.
Управление вектором асинхронного двигателя представляет собой технологию, которую также используют в последние годы на электрических железных дорогах.
Обратный преобразователь привода электрического транспортного средства характеризуется тем, что режим переключения обратного преобразователя переключают таким образом, что многоимпульсный PWM (ШИМ, широтно-импульсная модуляция) режим, который обычно используют во многих случаях, применяют в диапазоне низких скоростей, и одноимпульсный режим используют в диапазоне средних и высоких скоростей, в котором выходное напряжение обратного преобразователя насыщается и фиксируется на максимальном значении.
Многоимпульсный ШИМ (широтно-импульсная модуляция) режим, упомянутый здесь, в общем, представляет собой хорошо известный способ ШИМ, и представляет собой режим генерирования сигнала ШИМ путем сравнения треугольного колебания, имеющего частоту приблизительно 1 кГц, с командой напряжения.
Одноимпульсный режим, упомянутый здесь, относится к форме выходного линейного междуфазного напряжения обратного преобразователя для формы колебаний с прямоугольной волной проводимости 120°. Поскольку эффективное значение основной волны выходного напряжения обратного преобразователя может быть повышено до максимума, и количество импульсов в половине цикла выходного напряжения основной волны может быть уменьшено до одного, что представляет собой минимум, он характеризуется тем, что может быть получен компактный и легкий обратный преобразователь в результате минимизации потерь на переключения обратного преобразователя и благодаря исполнению устройства охлаждения с меньшими размерами.
Форма колебаний с прямоугольной волной проводимости 120°, упомянутая здесь, представляет собой форму колебаний напряжения, которая представляет собой линейное междуфазное напряжение, при котором обратный преобразователь имеет один импульс в половине цикла, и ширина проводимости составляет 120° электрического угла.
Для обратного преобразователя в электрическом транспортном средстве важно обеспечить возможность обеспечения стабильного управления вектором во всем диапазоне от многоимпульсного ШИМ режима в диапазоне малых скоростей до одноимпульсного режима в диапазоне средних и высоких скоростей, при котором выходное напряжение обратного преобразователя входит в режим насыщения и фиксируется на максимальном значении, и при этом методика управления вектором в диапазоне насыщения выходного напряжения обратного преобразователя и технология переключения импульсного режима представляют собой ключевые элементы.
В частности, величина выходного напряжения обратного преобразователя фиксирована на максимальном напряжении, соответствующем входному напряжению обратного преобразователя в диапазоне насыщения выходного напряжения обратного преобразователя. Поэтому необходимо разработать технологию установления управления вектором.
В диапазоне насыщения выходного напряжения обратного преобразователя, в случае когда команда выходного напряжения обратного преобразователя, рассчитанная устройством управления вектором, превышает максимальное напряжение, которое фактически может выводит обратный преобразователь, обратный преобразователь не способен выводить напряжение в соответствии с командой выходного напряжения обратного преобразователя.
В соответствии с этим, существует несоответствие между командой вторичного магнитного потока для асинхронного двигателя и вторичным магнитным потоком внутри двигателя, что затрудняет выполнение соответствующего управления вектором.
Для исключения такого явления необходимо регулировать команду вторичного магнитного потока таким образом, чтобы команда выходного напряжения обратного преобразователя не превышала максимальное напряжение, которое фактически может выдавать на выходе обратный преобразователь.
Более конкретно, в случае когда команда выходного напряжения обратного преобразователя превышает максимальное напряжение, которое обратный преобразователь может фактически выводить, команда выходного напряжения обратного преобразователя должна быть уменьшена путем уменьшения команды вторичного магнитного потока.
В непатентном документе 1, упомянутом ниже, раскрыт способ управления вектором, который решает описанные выше проблемы.
В непатентном документе 1 раскрыто, что команда выходного напряжения обратного преобразователя может быть скорректирована так, чтобы она совпадала с максимальным выходным напряжением, которое обратный преобразователь может фактически выводить, и, следовательно, обеспечивается возможность управления вектором даже в диапазоне насыщения выходного напряжения обратного преобразователя благодаря изменению конфигурации таким образом, что, когда команда выходного напряжения обратного преобразователя, рассчитанная устройством управления вектором, превышает максимальное напряжение, которое может выводить обратный преобразователь, разность между командой выходного напряжения обратного преобразователя и напряжением, которое может фактически выводить обратный преобразователь, вводят в контроллер коррекции магнитного потока, таким образом, что команда вторичного магнитного потока уменьшается на выходе контроллера коррекции магнитного потока.
Непатентный документ 1: "Denatsu kotei moudo deno yuuden dendouki no bekutoro seigyo", Journal of IEEJ, Vol.118-D No. 9, 1998.
Раскрытие изобретения
Проблемы, решаемые изобретением
Однако в соответствии со способом управления вектором асинхронного двигателя, раскрытого в Непатентном документе 1, после того, как команда выходного напряжения обратного преобразователя отклоняется от напряжения, которое фактически может выводить обратный преобразователь, контроллер коррекции магнитного потока выполняет операции регулировки команды вторичного магнитного потока таким образом, чтобы уменьшить команду выходного напряжения обратного преобразователя, и выполняет операции для уравнивания команды выходного напряжения обратного преобразователя с максимальным напряжением, которое фактически может выводить обратный преобразователь.
Вкратце, управление вектором асинхронного двигателя, раскрытое в непатентном документе 1, выполнено с возможностью коррекции команды выходного напряжения обратного преобразователя с использованием так называемого контура обратной связи.
В соответствии с этим, существует несоответствие между командой выходного напряжения обратного преобразователя и выходным напряжением обратного преобразователя до тех пор, пока команда выходного напряжения обратного преобразователя не будет соответствующим образом скорректирована, в результате чего возникает проблема, состоящая в том, что нельзя выполнять стабильное управление вектором.
Кроме того, необходимо добавить контур обратной связи и добавить контроллер коррекции магнитного потока как компонент контура обратной связи. Поэтому необходимо разработать константы управления, в результате чего возникает другая проблема, состоящая в необходимости затрат времени и труда.
Изобретение разработано для решения описанных выше проблем, и его цель состоит в создании устройства управления вектором асинхронного двигателя, способа управления вектором асинхронного двигателя и устройства управления приводом асинхронного двигателя, которые позволяют выполнять стабильное управление вектором во всем диапазоне от диапазона низких скоростей до диапазона высоких скоростей работы асинхронного двигателя, без использования контура обратной связи.
Средство решения проблем
Устройство управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением представляет собой устройство управления вектором, которое управляет приводом асинхронного двигателя через обратный преобразователь, включающее в себя средство расчета команды вторичного магнитного потока, предназначенное для расчета команды вторичного магнитного потока асинхронного двигателя, учитывая максимальное напряжение, которое может генерировать обратный преобразователь, на основе команды крутящего момента, поступающей извне, постоянного напряжения, подаваемого в обратный преобразователь, и угловой частоты обратного преобразователя, которая представляет собой угловую частоту переменного напряжения, выводимого обратным преобразователем; средство генерирования команды тока оси q/оси d, предназначенное для генерирования команды тока оси q и команды тока оси d во вращающейся системе координат осей d-q, относительно вторичного магнитного потока асинхронного двигателя, на основе команды крутящего момента и команды вторичного магнитного потока; средство расчета выходного напряжения, предназначенное для расчета выходного напряжения, которое должен выводить обратный преобразователь, на основе команды тока оси q, команды тока оси d и постоянной цепи асинхронного двигателя; и средство генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ, предназначенное для управления обратным преобразователем, для вывода обратным преобразователем выходного напряжения.
Кроме того, способ управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением представляет собой способ управления вектором, состоящий в управлении приводом асинхронного двигателя через обратный преобразователь, характеризующийся тем, что рассчитывают команду вторичного магнитного потока для асинхронного двигателя, учитывая максимальное напряжение, которое может генерировать обратный преобразователь, на основе команды крутящего момента, поступающей извне, постоянного напряжения, подаваемого в обратный преобразователь, и угловой частоты обратного преобразователя, которая представляет собой угловую частоту переменного напряжения, выводимого из обратного преобразователя; генерируют команду тока оси q и команду тока оси d во вращающейся системе координат осей d-q, относительно вторичного магнитного потока асинхронного двигателя на основе команды крутящего момента и команды вторичного магнитного потока; рассчитывают выходное напряжение, которое должен выводить обратный преобразователь, на основе команды тока оси q, команды тока оси d и постоянной цепи асинхронного двигателя; и управляют обратным преобразователем для вывода обратным преобразователем выходного напряжения.
Устройство управления приводом асинхронного двигателя в соответствии с изобретением включает в себя: обратный преобразователь, выполненный с возможностью управления приводом асинхронного двигателя; средство расчета команды вторичного магнитного потока, предназначенное для расчета команды вторичного магнитного потока асинхронного двигателя с учетом максимального напряжения, которое может генерировать обратный преобразователь, на основе команды крутящего момента, поступающей извне, постоянного напряжения, подаваемого в обратный преобразователь, и угловой частоты обратного преобразователя, которая представляет собой угловую частоту переменного напряжения, выводимого из обратного преобразователя; средство генерирования команды тока оси q/оси d, предназначенное для генерирования команды тока оси q и команды тока оси d во вращающейся системе координат осей d-q относительно вторичного магнитного потока асинхронного двигателя, на основе команды крутящего момента и команды вторичного магнитного потока; средство расчета выходного напряжения, предназначенное для расчета выходного напряжения, которое должен выводить обратный преобразователь, на основе команды тока оси q, команды тока оси d и постоянной цепи асинхронного двигателя; и средство генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ для управления обратным преобразователем, для вывода обратным преобразователем выходного напряжения.
Эффекты изобретения
В соответствии с изобретением команду вторичного магнитного потока в асинхронном двигателе генерируют по схеме упреждения, независимо от состояния насыщенности выходного напряжения обратного преобразователя. Таким образом, становится возможным выполнять стабильное управление вектором во всем диапазоне от диапазона низких скоростей до диапазона высокой скорости асинхронного двигателя, без использования контура обратной связи для генерирования команды вторичного магнитного потока.
Краткое описание чертежей
На фиг.1 показана блок-схема, представляющая конфигурацию устройства управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с первым вариантом воплощения изобретения.
На фиг.2 показана блок-схема, представляющая пример конфигурации участка расчета команды вторичного магнитного потока в первом варианте воплощения.
На фиг.3 показан вид, используемый для описания поведения внутреннего сигнала участка расчета команды вторичного магнитного потока в первом варианте воплощения.
На фиг.4 показана блок-схема, представляющая пример конфигурации участка генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ в первом варианте воплощения.
На фиг.5 показан вид, используемый для описания операций устройства управления вектором асинхронного двигателя в первом варианте воплощения.
На фиг.6 показан вид, представляющий смоделированную форму колебаний в первом варианте воплощения.
На фиг.7 показан вид, представляющий смоделированную форму колебания отклика крутящего момента в первом варианте воплощения.
Описание позиций и обозначений
1: источник постоянного тока
2: дроссель
3: конденсатор
4: обратный преобразователь
5а-5с: детекторы тока
6: двигатель
7: детектор скорости
8: участок генерирования команды тока оси q
9: участок генерирования команды тока оси d
10 и 11: вычитатели
12: контроллер тока оси q
13: контроллер тока оси d
14: участок расчета отсутствия взаимной помехи по напряжению
17 и 18: сумматоры
19: участок генерирования команды угловой частоты проскальзывания
20: участок коррекции вторичного сопротивления
21: сумматор
22: интегратор
23: преобразователь трехфазного напряжения/координаты d-q
40: участок расчета команды вторичного магнитного потока
41: участок расчета максимального значения выходного напряжения
42: участок расчета команды вторичного магнитного потока для максимального напряжения
43: переключатель
44: участок предпочтений младшего порядка
50: участок генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ
51: участок расчета коэффициента модуляции
52: участок расчета угла фазы напряжения
53: умножитель
54: таблица приращения регулирования
55: участок расчета команды напряжения
56: сумматор
57: участок генерирования многоимпульсного несущего сигнала
58: участок генерирования синхронного трехимпульсного несущего сигнала
59: переключатель
60: участок обработки переключения импульсного режима
61-63: компараторы
64-66: инвертирующие цепи
100: устройство управления вектором
Подробное описание изобретения
Ниже на основе чертежей будет описан один вариант воплощения изобретения.
Одинаковыми номерами позиций и знаками на соответствующих чертежах обозначены одинаковые или эквивалентные компоненты.
Первый вариант воплощения
На фиг.1 показана блок-схема, представляющая пример конфигурации устройства управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с первым вариантом воплощения изобретения.
Как показано на чертеже, основная цепь имеет источник 1 питания постоянного тока, цепь LC фильтра, сформированную из дросселя 2 и конденсатора 3, для подавления протекания гармонического тока на сторону источника питания, обратный преобразователь 4, который преобразует постоянное напряжение Efc конденсатора 3 в переменное напряжение с произвольной частотой, и устройство 100 управления вектором, которое выполняет управление вектором асинхронного двигателя (ниже называется просто двигателем) 6.
Можно считать, что обратный преобразователь 4 и устройство 100 управления вектором вместе составляют устройство управления приводом, которое управляет приводом двигателя 6 с помощью управления вектором.
Устройство 100 управления вектором выполнено таким образом, что сигнал от детектора 7 скорости, который детектирует скорость вращения двигателя 6, сигналы от детекторов 5а-5с тока, которые детектируют токи, напряжение Efc конденсатора 3 (более конкретно, постоянное напряжение, которое представляет собой напряжение, прикладываемое от источника 1 питания постоянного тока, к обратному преобразователю 4, после его сглаживания конденсатором 3) подают в него, а также команду Tm* крутящего момента из не представленного на иллюстрации внешнего устройства управления (например, участка управления системой) вводят в него, управляя, таким образом, крутящим моментом Tm, генерируемым двигателем 6, так, чтобы он совпадал с командой Tm* крутящего момента.
Благодаря предоставлению детекторов тока, по меньшей мере, для двух фаз, ток в оставшейся одной фазе можно рассчитывать путем вычислений.
Кроме того, в настоящее время вводят в практическое использование "способа управления вектором без использования датчика скорости", в котором скорость вращения двигателя 6 рассчитывают путем вычислений без предоставления детектора 7 скорости. В таком случае детектор скорости 7 будет исключен.
Устройство 100 управления вектором управляет двигателем во вращающейся системе координат осей d-q путем определения оси, совпадающей с осью вторичного магнитного потока двигателя 6 как оси d, и оси, ортогональной оси d, как оси q, и которое выполнено с возможностью выполнения, так называемого управления вектором.
Ниже будут описаны конфигурации и работа соответствующих компонентов, формирующих устройство 100 управления вектором.
Как показано на фиг.1, участок 8 генерирования команды тока оси q и участок 9 генерирования команды тока оси d рассчитывают соответственно команду Id* тока оси d (возбуждение) и команду Iq* тока оси q (крутящий момент) соответственно, в соответствии с Уравнениями (1) и (2), приведенными ниже, используя команду Tm* крутящего момента, вводимую из внешнего устройства управления (не показано), команду φ2* вторичного магнитного потока, генерируемую участком 40 расчета вторичного магнитного потока, и постоянные цепи двигателя 6:
Здесь в Уравнениях (1) и (2), приведенных выше, L2 представляет собой вторичную самоиндукцию двигателя и выражено как L2=М+12. Кроме того, М представляет собой взаимную индуктивность, 12 представляет собой вторичную индуктивность рассеяния, s представляет собой оператор дифференциала, РР представляет собой пары полюсов двигателя 6 и R2 представляет собой вторичное сопротивление двигателя 6.
Участок 40 расчета команды вторичного магнитного потока представляет собой участок, формирующий центральную часть изобретения, и ниже будет описана его подробная конфигурация и работа.
Таким образом, участок 19 генерирования команды частоты углового проскальзывания рассчитывает команду ωs* частоты углового проскальзывания, которую передают в двигатель 6 в соответствии с Уравнением (3), приведенным ниже, используя команду Id* тока оси d, команду Iq* тока оси q и постоянные цепи двигателя 6:
В Уравнении (3), приведенном выше, R2 представляет собой вторичное сопротивление двигателя.
Участок 20 коррекции вторичного сопротивления выполнен с возможностью получения значения PFS коррекции вторичного сопротивления, в соответствии с приведенным ниже Уравнением (4), выполняя пропорционально-интегральное управление разностью между командой Iq* тока оси q и тока Iq оси q.
Эта конфигурация направлена на компенсацию для постоянных двигателя 6 "изменения вторичного сопротивления R2 с температурой", которое оказывает существенное влияние на характеристики управления крутящим моментом.
Значение PFS коррекции вторичного сопротивления выводят в соответствии с Уравнением (4), представленным ниже, только в режиме 2 управления, описанном ниже, и его устанавливают равным 0 в режиме 1 управления, описанном ниже.
В Уравнении (4), приведенном выше, s представляет собой оператор дифференциала, К3 представляет собой пропорциональный прирост и К4 представляет собой интегральный прирост. Пропорциональный прирост К3 представляет собой коэффициент, на который умножают отклонение между Iq* и Iq и интегральный прирост К4 представляет собой коэффициент, который умножают на интегральный член девиации между Iq* и Iq.
Команду ωs* угловой частоты проскальзывания рассчитывают в соответствии с Уравнением (3), приведенным выше, угловую частоту ωr вращения как выход детектора 7 скорости, закрепленного на осевом конце двигателя 6, и корректирующее значение PFS вторичного сопротивления как выход участка 20 коррекции вторичного сопротивления, суммируют с помощью сумматора 21 и представляют эту сумму как угловую частоту ω обратного преобразователя, которая должна быть выведена из обратного преобразователя 4. Затем угловую частоту ω обратного преобразователя интегрируют с помощью интегратора 22, и результат интегрирования, описанный ниже, как основной фазовый угол 6 преобразования координаты, вводят в участок 50 генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ и преобразователь 23 трехфазного напряжения/координаты по осям d-q.
Преобразователь 23 трехфазного напряжения/координаты по осям d-q преобразует ток Iu фазы U, ток Iv фазы V, ток Iw фазы W, детектируемые детекторами тока 5а-5с, соответственно, в ток Id оси d и ток Iq оси q координат d-q, рассчитанных в соответствии с Уравнением (5), приведенным ниже.
Следовательно, вычитатель 10 получает разность между командой Iq* тока оси q и током Iq оси q и выводит результат (то есть разность между Iq* и Iq) в контроллер 12 тока оси q на следующем этапе.
Контроллер 12 тока оси q выполняет пропорционально-интегральное управление для входного значения (то есть разности между Iq* и Iq) и выводит компенсированное значение qe напряжения по оси q.
Кроме того, другой вычитатель 11 находит разность между командой Id* тока оси d и током Id оси d и выводит результат (то есть разность между Id* и Id) в контроллер 13 тока оси d на следующем этапе.
Контроллер 13 тока оси d выполняет пропорционально-интегральное управление входным значением (то есть разности между Id* и Id), и выводит значение de компенсации напряжения оси d.
Значение компенсации qe тока оси q и текущее значение компенсации de тока оси d выражены соответственно, Уравнениями (6) и (7), приведенными ниже:
В Уравнениях (6) и (7), приведенных выше, s представляет собой оператор дифференциала, K1 представляет собой пропорциональный прирост и К2 представляет собой интегральный прирост.
Как будет описано ниже, после переключения режима 1 управления (описанного ниже) в режим 2 управления (описан ниже) значения qe и de постепенно уменьшаются до 0.
Вследствие этого участок 14 расчета отсутствия взаимных помех напряжения рассчитывает прямое напряжение Ed* питания оси d и прямое напряжение Eq* питания оси q, соответственно, в соответствии с Уравнениями (8) и (9), приведенными ниже, используя команду Id* тока оси d, команду Iq* тока оси q и постоянные цепи двигателя 6:
2
В Уравнениях (8) и (9), приведенных выше, σ представляет собой коэффициент рассеяния, определенный как σ=1-М/(L1·L2).
Кроме того, R1 представляет собой первичное сопротивление двигателя 6, и L1 представляет собой первичную собственную индуктивность двигателя 6, рассчитанную как L1=М+11.
L2 представляет собой вторичную собственную индуктивность двигателя 6, рассчитанную как L2=М+12.
Здесь 11 представляет собой первичную индуктивность рассеяния, и 12 представляет собой вторичную индуктивность рассеяния.
Ed* и Eq*, выраженные соответственно Уравнениями (8) и (9), приведенными выше, состоят из постоянных двигателя и команд (Iq* и Id*) тока, причем обе известны заранее и не включают в себя какие-либо элементы обратной связи. Следовательно, они называются напряжениями прямой связи.
Следовательно, значение qe компенсации напряжения оси q и значение Eq* напряжения упреждения по оси q суммируют с помощью сумматора 17, а значение de компенсации напряжения оси d и напряжение Ed* упреждения питания по оси d суммируют с помощью другого сумматора 18. Сумму первых и сумму последних вводят в участок 50 генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ в качестве команды Vq* напряжения оси q и команды Vd* напряжения оси d соответственно.
Команда Vq* напряжения оси q и команда Vd* напряжения оси d выражены, соответственно, с помощью Уравнений (10) и (11), приведенных ниже:
Команда VM* выходного напряжения обратного преобразователя в этом случае выражена Уравнением (12), приведенным ниже:
Здесь VM* представляет величину вектора команды выходного напряжения обратного преобразователя.
Следует отметить, что участок 14 расчета отсутствия взаимных помех напряжения и сумматоры 17 и 18 вместе составляют средство расчета выходного напряжения для расчета выходного напряжения, которое выводит обратный преобразователь 4.
Наконец, сигналы шлюза в переключающие элементы U-Z (не показаны) обратного преобразователя 4 выводят из участка 50 генерирования напряжения команды/сигнала ШИМ.
Поскольку обратный преобразователь 4 представляет собой известный преобразователь ШИМ - источник напряжения, подробная конфигурация его здесь не приведена. Переключающие элементы U, V и W представляют собой переключающие элементы, расположенные соответственно в фазе U, фазе V и фазе W по верхнему плечу обратного преобразователя 4, и переключающие элементы X, Y и Z представляют собой переключающие элементы, расположенные соответственно в фазе U, фазе V и фазе W нижнего плеча обратного преобразователя 4.
Конфигурации участка 40 расчета команды вторичного магнитного потока и участка 50 генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ, которые представляют собой важные компоненты изобретения, будут описаны ниже.
На фиг.2 показан вид, представляющий пример конфигурации участка 40 расчета команды вторичного магнитного потока в соответствии с данным вариантом воплощения.
Как показано на фиг.2, напряжение Efc конденсатора, команду Tm* крутящего момента, угловую частоту ω обратного преобразователя, команду φ2Р* включения вторичного магнитного потока и команду φ2В* вторичного магнитного потока торможения вводят в участок 40 расчета команды вторичного магнитного потока.
Участок 41 расчета максимального выходного напряжения рассчитывает максимальное значение VMmax выходного напряжения VM обратного преобразователя в соответствии с Уравнением (13), приведенным ниже, используя напряжение Efc конденсатора.
Здесь VMmax представляет собой максимальное напряжение, которое обратный преобразователь может выводить из напряжения Efc конденсатора, и оно представляет собой значение, когда обратный преобразователь 4 работает в одноимпульсном режиме, в котором форма колебаний выходного линейного межфазного напряжения представляет собой колебания с прямоугольной волной проводимости 120°.
Уравнение (13), показанное выше, представляет собой уравнение, также раскрытое в Непатентном документе 1, указанном выше, и оно было получено как компонент основной волны, когда колебания с прямоугольной волной проводимости 120° разлагают с помощью ряда Фурье.
Команда φ2Н* вторичного магнитного потока, которая требуется как раз для того, чтобы уравнять выходное напряжение VM обратного преобразователя так, чтобы оно совпало с максимальным значением VMmax, рассчитывают с помощью участка 42 расчета команды вторичного магнитного потока максимального напряжения, в соответствии с Уравнением (14), приведенным ниже, используя максимальное значение VMmax выходного напряжения VM обратного преобразователя, рассчитанного в соответствии с Уравнением (13), приведенным выше, команду Tm* крутящего момента, угловую частоту ω обратного преобразователя и постоянные двигателя 6.
где определены
Поскольку Уравнение (14), приведенное выше, представляет собой важное уравнение для построения изобретения, ниже будет кратко описан процесс его вывода.
При условии, что изменение времени вторичного магнитного потока оси d является умеренным, переходным членом из уравнения цепи (известно) двигателя 6 пренебрегают в состоянии, когда управление вектором устанавливают по осям d-q, затем напряжение Vd оси d двигателя 6 может быть получено в соответствии с Уравнением (15), приведенным ниже, и напряжение Vq оси q двигателя 6 может быть получено в соответствии с Уравнением (16), приведенным ниже:
где Vd представляет собой напряжение оси d двигателя 6, и Vq представляет собой напряжение оси q двигателя 6.
Кроме того, находим приведенное ниже Уравнение (17) из уравнения цепи (известно) двигателя 6:
Здесь, в Уравнении (17), приведенном выше, ϕ2 представляет собой вторичный магнитный поток по оси d двигателя 6.
Здесь, пренебрегая переходным членом Уравнения (17), приведенным выше, при условии, что изменение вторичного магнитного потока ϕ2 по оси d умеренное, получаем Уравнение (18), приведенное ниже, которое представляет собой реляционное выражение тока Id оси d и вторичного магнитного потока ϕ2 оси d:
В случае когда управление вектором установлено, определяем Уравнение (19), приведенное ниже (известно), которое представляет собой реляционное выражение тока Iq оси q и крутящего момента Tm:
В результате модификации приведенного выше Уравнения (19) получаем Уравнение (20), приведенное ниже:
Путем подстановки Уравнения (18), приведенного выше, которое представляет собой реляционное выражение тока Id оси d и вторичного магнитного потока ϕ2 оси d, в Уравнение (20), приведенное выше, которое представляет собой реляционное выражение тока Iq оси q и крутящего момента Tm, в Уравнение (15) и Уравнение (16), получаем Уравнение (21) и Уравнение (22), приведенные ниже, как напряжение осей d-q двигателя 6:
2
Здесь пусть VM представляет собой значение суммы квадрата Уравнения (21), приведенного выше, и квадрата Уравнения (22), приведенного выше, тогда получаем приведенное ниже Уравнение (23).
Следует отметить, что VM представляет собой напряжение двигателя 6 и, поскольку напряжение двигателя 6 равно выходному напряжению обратного преобразователя 4, в следующем описании используется термин "выходное напряжение VM обратного преобразователя".
2
Путем умножения обеих сторон Уравнения (23), приведенного выше, на ϕ2 для преобразования получаем квадратное уравнение в отношении вторичного магнитного потока ϕ2 оси d двигателя 6.
При поиске решения получаем Уравнение (24), приведенное ниже.
где определяем
Следует понимать, что Уравнение (24) выражает взаимосвязь между вторичным магнитным потоком ϕ2 оси d двигателя 6, выходным напряжением VM обратного преобразователя и угловой частотой ω обратного преобразователя, крутящим моментом Tm двигателя 6 и постоянными (R1, L1, L2 и М) двигателя 6.
Путем подстановки максимального значения VMmax, как выходного напряжения VM обратного преобразователя, в Уравнение (24), приведенное выше, выражают взаимосвязь между генерируемым крутящим моментом Tm двигателя 6 при VMmax, вторичным магнитным потоком ϕ2 по оси d и угловой частотой ω обратного преобразователя.
Для применения этой взаимосвязи в конце управления путем замены вторичного магнитного потока ϕ2 оси d в Уравнении (24), приведенном выше, командой ϕ2Н* вторичного магнитного потока максимальным напряжением и замены крутящего момента Tm командой Tm* крутящего момента получаем Уравнение (14), приведенное выше.
Как можно понять из приведенного выше, команда ϕ2Н* вторичного магнитного потока максимального напряжения, полученная в соответствии с Уравнением (14), приведенным выше, представляет собой команду вторичного магнитного потока, которая требуется как раз для того, чтобы уравнять выходное напряжение VM обратного преобразователя с максимальным значением VMmax, которое может выводить обратный преобразователь, при условии, что двигатель 6 работает с командой Tm* крутящего момента при угловой частоте ω обратного преобразователя.
Другими словами, команда VM* выходного напряжения обратного преобразователя, рассчитываемая устройством 100 управления вектором, с использованием команды ϕ2Н* вторичного магнитного потока максимального напряжения принимает значение, которое необходимо как раз для того, чтобы уравнять выходное напряжение VM обратного преобразователя с максимальным значением VMmax, которое может выводить обратный преобразователь, и команда VM* выходного напряжения обратного преобразователя никогда не будет отклоняться от максимального значения VMmax, которое может выводить обратный преобразователь.
Обычно применяют определенное номинальное значение вторичного магнитного потока в двигателе 6 с момента включения двигателя 6 до тех пор, пока не произойдет насыщение выходного напряжения обратного преобразователя.
Обычно гарантируют, чтобы номинальный вторичный магнитный поток был наибольшим возможным при условии, когда в центральном сердечнике двигателя 6 не происходит магнитное насыщение.
Оптимальное значение отличается во время подачи питания и во время регенерации двигателя 6. В соответствии с этим, как показано на фиг.2, команду ϕ2Р* номинального вторичного магнитного потока при включенном питании используют во время работы с подачей питания, а команду ϕ2В* номинального вторичного магнитного потока в режиме регенерации используют во время регенерации путем переключения с одного режима на другой с помощью переключателя 43, а вывод переключателя 43 определен как команда ϕ2С* номинального вторичного магнитного потока.
Команда ϕ2Р* номинального вторичного магнитного потока во время подачи питания и команда ϕ2В* номинального вторичного магнитного потока в режиме регенерации могут быть определены произвольно при условиях, определенных выше. Однако они могут быть рассчитаны отдельно, путем подстановки максимального значения VMmax выходного напряжения VM обратного преобразователя, рассчитанного путем подстановки вместо Efc в Уравнении (13), приведенном выше, номинального напряжения постоянного тока (например, 1500 В для типичной железной дороги), номинального значения Tm* команды крутящего момента угловой частоты ω обратного преобразователя, равной основной частоте двигателя, регулируемой по рабочим характеристикам транспортного средства в электрическом транспортном средстве, и постоянных двигателя 6 в Уравнение (14), приведенное выше, так, что они могут быть установлены заранее в устройстве 100 управления вектором. При выполнении такой конфигурации становится проще конструировать постоянные устройства 100 управления вектором.
После этого участок 44 предпочтений младшего порядка выбирает либо команду ϕ2Н* вторичного магнитного потока максимального напряжения, или команду ϕ2С* номинального вторичного магнитного потока в зависимости от того, какое из этих значений меньше, и генерирует команду ϕ2* вторичного магнитного потока для использования, в конечном итоге, для управления вектором.
Поведение внутреннего сигнала участка 40 расчета команды вторичного магнитного потока, выполненного как представлено выше, будет описано ниже.
На фиг.3 показан вид, используемый для описания поведения внутреннего сигнала участка 40 расчета команды вторичного магнитного потока в соответствии с данным вариантом воплощения изобретения.
Как показано на фиг.3, в качестве команды ϕ2* вторичного магнитного потока, используемой для управления вектором, выбирают команду ϕ2С* номинального вторичного магнитного потока до тех пор, пока выходное напряжение обратного преобразователя не насытится (диапазон слева от заглавной буквы S на фиг.3), и команду ϕ2Н* вторичного магнитного потока максимального напряжения выбирают в диапазоне насыщения выходного напряжения обратного преобразователя (диапазон справа от заглавной буквы S на фиг.3).
Благодаря этим операциям становится возможным получить команду ϕ2* вторичного магнитного потока, которая требуется как раз для уравнивания выходного напряжения VM обратного преобразователя с максимальным значением VMmax в диапазоне насыщения выходного напряжения обратного преобразователя в режиме реального времени.
То есть, поскольку команду ϕ2* вторичного магнитного потока определяют мгновенно без какой-либо задержки времени в соответствии с уравнением расчета, выраженным Уравнением (14), приведенным выше, в котором отсутствует элемент обратной связи, используя постоянные двигателя и известные величины, необходимая команда ϕ2* вторичного магнитного потока может быть получена в режиме реального времени с использованием способа упреждения при расчетах.
Конфигурация участка 50 генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ будет описана ниже.
На фиг.4 показан вид, представляющий пример конфигурации участка 50 генерирования команды напряжения/сигнала PMF в соответствии с данным вариантом воплощения.
Как показано на фиг.4, участок 51 расчета индекса модуляции и участок 52 расчета фазового угла напряжения рассчитывают коэффициент модуляции ШИМ и угла фазы напряжения THV, соответственно, используя команду VM* выходного напряжения обратного преобразователя, выраженную приведенным выше Уравнением (12), максимальное значение VMmax выходного напряжения VM обратного преобразователя, выраженное Уравнением (13), приведенным выше, команду Vd* напряжения оси d и команду Vq* напряжения оси q.
Участок 51 расчета индекса модуляции и участок 52 расчета угла фазы напряжения, соответственно, рассчитывают по Уравнениям (25) и (26), приведенным ниже.
Угол фазы напряжения THV добавляют к базовому углу фазы с помощью сумматора 56, и сумму вводят в участок 55 расчета команды напряжения и участок 58 генерирования синхронного трехимпульсного сигнала несущей в качестве угла θ1 фазы управления.
Коэффициент модуляции PMF представляет собой отношение команды VM* выходного напряжения обратного преобразователя относительно максимального напряжения VMmax (определенного с помощью приведенного выше Уравнения (13)), которое может выводить обратный преобразователь. Это обозначает, что команда VM* выходного напряжения становится равной максимальному значению VMmax выходного напряжения обратного преобразователя в случае, когда PMF=1,0.
Значение, найденное путем умножения коэффициента модуляции PMF на выход таблицы 54 прироста регулировки с помощью умножителя 53, вводят в участок 55 расчета команды напряжения как амплитуду PMFM команды напряжения.
Таблица 54 прироста регулировки предназначена для коррекции степени изменения взаимосвязи выходного напряжения VM обратного преобразователя относительно коэффициента модуляции PMF в многоимпульсном режиме ШИМ и синхронном трехимпульсном режиме ШИМ, и краткое их описание приведено ниже.
Максимальное напряжение (эффективное значение), которое может выводить обратный преобразователь 4 без каких-либо искажений, составляет 0,612·Efc в многоимпульсном режиме ШИМ, и 0,7797·Efc в синхронном трехимпульсном режиме ШИМ.
Вкратце, выходное напряжение обратного преобразователя относительно коэффициента модуляции PMF в многоимпульсном режиме ШИМ составляет 1/1,274 или напряжение в синхронном трехимпульсном режиме ШИМ.
Для устранения этой разницы коэффициент модуляции PMF увеличивают в 1,274 раза в многоимпульсном режиме ШИМ и затем вводят в участок 55 расчета команды напряжения в качестве амплитуды PMFM команды напряжения.
Участок 55 расчета команды напряжения генерирует команду Vu* U-фазного напряжения, команду Vv* напряжения V фазы и команду Vw* напряжения фазы W, в соответствии с расчетными уравнениями, выраженными Уравнениями (27)-(29), приведенными ниже, соответственно, используя коэффициент модуляции PMF и угол θ1 фазы управления.
Команду Vu* напряжения фазы U, команду Vv* напряжения фазы V и команду Vw* напряжения фазы W сравнивают с сигналом CAR несущей по величине с помощью компараторов 61-63, соответственно, и генерируют сигналы U, V и W шлюза, в то время как сигналы X, Y и Z шлюза генерируют, соответственно, через схемы 64-66 инвертирования.
Сигнал CAR несущей представляет собой сигнал, выбираемый участком 60 обработки переключения импульсного режима с помощью переключателя 59 из многоимпульсного (обычно, рядом с частотой 1 кГц) сигнала несущей, генерируемого участком 57 генерирования многоимпульсного сигнала несущей, синхронного трехимульсного сигнала V несущей, генерируемого участком 58 генерирования синхронного трехимпульсного сигнала несущей, и нулевого значения С, выбранного в одноимпульсном режиме.
Участок 60 обработки переключения импульсного режима работает так, что он обеспечивает переключение с помощью переключателя 59 стороны асинхронной несущей А в диапазоне, в котором коэффициент модуляции PMF мал (0,785 или ниже), до стороны синхронной трехимпульсной несущей В в диапазоне, в котором коэффициент PMF модуляции составляет от 0,785 до 1,0, исключая оба эти значения, и до стороны нулевого значения С, когда коэффициент PMF модуляции достигает 1,0, в зависимости от коэффициента PMF модуляции и угла фазы θ1 управления.
Благодаря использованию такой конфигурации становится возможным переключать импульсный режим работы на одноимпульсный режим в тот же момент времени, в который коэффициент PMF модуляции достигает значения 1,0, то есть когда выходное напряжение VM обратного преобразователя становится равным максимальному значению VMmax.
Каждое из расчетных уравнений, указанных выше, обычно обрабатывают, используя программную обработку в микрокомпьютере. В случае когда точность расчета (количество битов) уменьшают с целью уменьшения нагрузки при расчетах на микрокомпьютер или с какой-то другой обоснованной целью, коэффициент PMF модуляции не достигает точно значения 1,0 в момент времени, при котором выходное напряжение VМ обратного преобразователя становится равным максимальному значению VMmax и, возможно, может принимать меньшее значение, например, 0,999... .
Однако в этом случае изобретение также может быть выполнено на практике, когда коэффициент PMF модуляции равен 0,95 или выше, хотя малый скачок напряжения происходит, даже когда импульсный режим переключают в одноимпульсный режим.
На фиг.5 показан вид, используемый для описания перехода угловой частоты ω обратного преобразователя, коэффициента PMF модуляции и импульсного режима, операций переключателя 59 для переключения импульсного режима управления и перехода режима управления в этом варианте воплощения.
Как показано на фиг.5, когда электрическое транспортное средство движется с малой скоростью, то есть когда угловая частота ω обратного преобразователя низкая, коэффициент PMF модуляции мал, и импульсный режим представляет собой многоимпульсный ШИМ режим, и переключатель 59 выбирает положение А (см. фиг.4).
Кроме того, режим управления представляет собой режим 1 управления, и контроллер 12 тока оси q, и контроллер 13 тока оси d работают в соответствии с Уравнениями (6) и (7), приведенными выше, соответственно.
Когда скорость электрического транспортного средства повышается и коэффициент PMF модуляции достигает или превышает значение 0,785, поскольку происходит насыщение выходного напряжения в многоимпульсном ШИМ режиме, переключатель 59 переключают в положение В, и импульсный режим переключают в синхронный трехимпульсный ШИМ режим.
Здесь синхронный трехимпульсный режим представляет собой режим, необходимый для вывода напряжения с коэффициентом PMF модуляции 0,785 или больше.
В многоимпульсном ШИМ режиме невозможно выводить напряжение с коэффициентом модуляции PMF 0,785 или больше, до тех пор, пока не будет использована другая модуляция (известный уровень техники).
Кроме того, режим 2 управления выбирают как режим управления, и контроллер 12 тока оси q и контроллер 13 тока оси d прекращают расчеты и уменьшают сигнал на выходе до 0.
Выход снижается до 0 по следующей причине. Таким образом, поскольку количество импульсов в половине цикла выходного напряжения обратного преобразователя в синхронном трехимульсном ШИМ режиме уменьшается до трех с десяти или больше, в многоимпульсном ШИМ режиме повышается задержка управления, и когда расчеты, выполняемые контроллером 12 тока оси q и контроллером 13 тока оси d, продолжаются в этом состоянии, возникает риск, что эти контроллеры станут нестабильными. Расчеты контроллера 12 тока оси q и контроллера 13 тока оси d прекращают для исключения такого риска.
В режиме 2 управления участок 20 коррекции вторичного сопротивления начинает работать и рассчитывает корректирующее значение PFS вторичного сопротивления в соответствии с приведенным выше Уравнением (4).
Когда скорость электрического транспортного средства повышается дальше и коэффициент PMF модуляции достигает значения 1,0, переключатель 59 переключают в положение С, и импульсный режим переключают в одноимпульсный режим. Режим управления остается в режиме 2 управления.
Случай, когда электрическое транспортное средство понижает скорость, включая регенеративное торможение, не показан на чертеже. Однако импульсный режим переключают из одноимпульсного режима в синхронный трехимпульсный ШИМ режим в многоимпульсный ШИМ режим, переключатель 59 переключают из положения С в положение В и в положение А (см. фиг.4), и режим управления переключается из режима 2 управления в режим 1 управления в порядке, обратном порядку, описанному выше.
На фиг.6 показан вид, представляющий имитируемую форму колебаний для данного варианта воплощения.
На фиг.6 показан случай, в котором двигатель 6 ускоряют путем подачи питания, в результате подачи команды Tm* крутящего момента в момент времени приблизительно 0,8 (с) при условии, что напряжение конденсатора Efc=1500 В.
Многоимпульсный ШИМ режим и режим 1 управления выбирают в интервале от момента времени приблизительно 0,8 (с) до момента 3,5 (с), и номинальный вторичный магнитный поток ϕ2С* выбирают как команду ϕ2* вторичного магнитного потока. Двигатель 6, таким образом, возбуждают с некоторым магнитным потоком.
В соответствии с этим команда Vq* напряжения оси q и команда Vd* напряжения оси d увеличиваются по величине в пропорции ускорения двигателя, а также команда VM* выходного напряжения обратного преобразователя. Коэффициент PMF модуляции также увеличивается в соответствии с увеличением команды VM* выходного напряжения обратного преобразователя, в результате чего увеличивается команда Vu* напряжения фазы U. Крутящий момент Tm двигателя 6 стабильно ускоряется, следуя команде Tm*.
Затем переключают импульсный режим на синхронный трехимпульсный режим в момент времени приблизительно 3,5 (с) и режим управления переключают на режим 2 управления.
Команда ϕ2* вторичного магнитного потока остается на значении номинального вторичного магнитного потока ϕ2С* и двигатель 6 возбуждается определенным магнитным потоком.
В соответствии с этим команда Vq* напряжения оси q и команда Vd* напряжения оси d продолжают увеличиваться по величине пропорционально ускорению двигателя 6, а также команда VM* выходного напряжения обратного преобразователя. Коэффициент PMF модуляции увеличивается в связи с увеличением команды VM* выходного напряжения обратного преобразователя, в результате чего повышается команда Vu* напряжения фазы U.
Амплитуда команды Vu* напряжения фазы U уменьшается немедленно после переключения в синхронный трехимпульсный ШИМ режим. Это связано с тем, что амплитуду PMFM команды напряжения, которая была увеличена в 1,274 раза с использованием таблицы 54 регулировочного приращения, в многоимпульсном ШИМ режиме, как описано выше, переключают, и коэффициент масштабирования устанавливают равным 1,0.
Крутящий момент Tm двигателя 6 стабильно ускоряется, следуя значению Tm*.
Пульсации крутящего момента Tm наблюдают в течение некоторого времени, после момента времени приблизительно 3,5 (с). Это связано с тем, что количество импульсов настолько мало в синхронном трехимпульсном ШИМ режиме, что увеличиваются пульсации тока двигателя 6. Однако такими пульсациями можно пренебречь, когда осуществляют привод электрического транспортного средства, обладающего большой инерцией. Среднее значение крутящего момента Tm совпадает с командой Tm* крутящего момента, и поэтому крутящим моментом Tm стабильно управляют.
После этого происходит насыщение выходного напряжения обратного преобразователя в момент времени приблизительно 4,6 (с), и одновременно с этим рассчитывают команду ϕ2Н* вторичного магнитного потока максимального напряжения, в соответствии с Уравнением (14), приведенным выше, выбирают как команду ϕ2* вторичного магнитного потока с помощью участка 40 расчета команды вторичного магнитного потока (см. фиг.1).
В соответствии с этим коэффициент PMF модуляции фиксируют на значении 1,0 и команду VM* выходного напряжения обратного преобразователя фиксируют на максимальном напряжении VMmax, которое может выводить обратный преобразователь (в данном случае VMmax определяют равным приблизительно 1170 В, путем подстановки Efc=1500 В в Уравнение (13), приведенное выше).
Команда Tm* крутящего момента уменьшается обратно пропорционально количеству оборотов для обеспечения работы двигателя 6 с постоянным выходом. При этом, однако, следует понимать, что крутящий момент Tm двигателя 6 стабильно ускоряется, следуя значению Tm*.
На фиг.7 показан вид, представляющий имитируемую форму колебаний отклика крутящего момента в данном варианте воплощения.
На фиг.7 показана форма колебаний отклика крутящего момента Tm двигателя 6, когда команда Tm* крутящего момента пошагового уменьшается и увеличивается в диапазоне одноимпульсного режима (интервал от момента времени 5,3 (с) до 5,9 (с)) фиг.6.
Следует понимать, что, как показано на фиг.7, отклик при высокой скорости при постоянной времени 10 миллисекунд или меньше получают, и управления крутящим моментом на высокой скорости при управлении вектором достигают, даже в одноимпульсном режиме, в диапазоне насыщения напряжения обратного преобразователя.
Кроме того, даже в случае когда напряжение Efc конденсатора изменяется, из Уравнения (13) и Уравнения (14), приведенных выше, очевидно следует, что рассчитывают команду ϕ2* вторичного магнитного потока, отвечающую на такое изменение, и в этом случае также может быть обеспечено стабильное управление.
Как было описано выше, в соответствии с данным вариантом воплощения возможно рассчитать команду ϕ2* вторичного магнитного потока, которая может уравнять команду VM* выходного напряжения обратного преобразователя с максимальным напряжением VMmax, которое может выводить обратный преобразователь в соответствии с расчетными уравнениями в режиме реального времени, в режиме с упреждением в диапазоне насыщения напряжения обратного преобразователя, независимо от изменения команды Tm* крутящего момента и напряжения Efc конденсатора.
В соответствии с этим становится возможным получить способ управления вектором для диапазона насыщения напряжения, который, в принципе, позволяет устранить случай, в котором команда VM* выходного напряжения обратного преобразователя отклоняется от максимального напряжения VMmax, которое может выводить обратный преобразователь, и устранить необходимость устанавливать постоянные управления, благодаря тому, что становится ненужным добавлять контур обратной связи, например, контроллер коррекции магнитного потока.
Кроме того, возможно переключать импульсный режим на одноимпульсный режим в момент времени, в который коэффициент PMF модуляция достигает значения 1,0, по мере того, как импульсный режим переключают из многоимпульсного ШИМ режима в синхронный трехимпульсный ШИМ режим, то есть в момент времени, в который выходное напряжение обратного преобразователя становится равным максимальному значению VMmax.
Таким образом, становится возможным получить устройство управления вектором асинхронного двигателя, которое позволяет выполнять стабильное управление вектором во всем диапазоне от многоимпульсного ШИМ режима в диапазоне низкой скорости до одноимпульсного режима в диапазоне средней и высокой скоростей, который представляет собой диапазон насыщения выходного напряжения обратного преобразователя.
Конфигурации, описанные в приведенном выше варианте воплощения, представляют собой всего лишь примеры содержания изобретения. Само собой разумеется, что изобретение может быть скомбинировано с другими известными технологиями и может быть модифицировано без выхода за пределы объема изобретения путем исключения части конфигурации.
В этом варианте воплощения участок коррекции вторичного сопротивления, который корректирует угловую частоту обратного преобразователя, устраняя отклонение между командой тока оси q и током оси q, работает на основе работы контроллера тока оси q и контроллера тока оси d в многоимпульсном режиме и останавливает контроллер тока оси q и контроллер тока оси d в режиме с тремя импульсами или меньше.
Таким образом может быть достигнут эффект, состоящий в том, что команда вторичного магнитного потока, превышающая максимальное напряжение, которое может выводить обратный преобразователь, не будет выработана без использования управления по цепи обратной связи, такого как управление с коррекцией магнитного потока, для определения команды вторичного магнитного потока путем конфигурирования таким образом, чтобы контроллер тока оси q и контроллер тока оси d работали независимо от импульсного режима для обеспечения работы участка коррекции вторичного сопротивления независимо от импульсного режима, без предоставления контроллера тока оси q и контроллера тока оси d или без предоставления контроллера тока оси q, контроллера тока оси d и участка коррекции вторичного сопротивления.
Кроме того, изобретение было описано в настоящем описании на примере устройства преобразования энергии в области железнодорожного транспорта. Следует, однако, понимать, что применение изобретения не ограничивается этой областью. Само собой разумеется, что изобретение можно применять в различных родственных областях, таких как автомобильный транспорт, устройства-подъемники и электроэнергетические системы.
Как было описано выше, устройство управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением представляет собой устройство управления вектором, которое управляет приводом асинхронного двигателя (6) через обратный преобразователь (4), и включает в себя средство (40) расчета команды вторичного магнитного потока, предназначенное для расчета команды вторичного магнитного потока для асинхронного двигателя (6), учитывая максимальное напряжение, которое обратный преобразователь (4) может генерировать на основе команды крутящего момента, поступающей извне, постоянное напряжение, подаваемое к обратному преобразователю, и угловую частоту обратного преобразователя, которая представляет собой угловую частоту переменного напряжения, выводимого обратным преобразователем; средство (8 и 9) генерирования команды тока оси q/оси d, предназначенное для генерирования команды тока оси q и команды тока оси d во вращающейся системе координат осей d-q относительно вторичного магнитного потока асинхронного двигателя (6), на основе команды крутящего момента и команды вторичного магнитного потока; средство расчета выходного напряжения (участка 14 расчета напряжения без помехи, сумматор 17 и сумматор 18), для расчета выходного напряжения, которое может выводить обратный преобразователь (4), на основе команды тока оси q, команды тока оси d и постоянной цепи асинхронного двигателя (6); и средство (50) генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ для управления обратным преобразователем (4) для вывода обратным преобразователем (4) выходного напряжения.
В соответствии с этим команду вторичного магнитного потока в асинхронный двигатель генерируют с упреждением, независимо от состояния насыщения выходного напряжения обратного преобразователя. При этом становится возможным выполнять стабильное управление вектором во всем диапазоне от диапазона низкой скорости до диапазона высокой скорости асинхронного двигателя без использования контура обратной связи.
Кроме того, средство (40) расчета команды вторичного магнитного потока в устройстве управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением имеет участок (42) расчета команды вторичного магнитного потока максимального напряжения, выполненный с возможностью расчета команды вторичного магнитного потока максимального напряжения, которая представляет собой команду вторичного магнитного потока, которая уравнивает максимальное напряжение, которое может генерировать обратный преобразователь (4), и выходное напряжение так, что их величина совпадает, и участок (44) предпочтений младшего порядка, выполненный с возможностью вывода либо команды вторичного магнитного потока максимального напряжения, или заранее установленной команды номинального вторичного магнитного потока, в зависимости от того, какая из них является меньшей, в качестве команды вторичного магнитного потока.
В соответствии с этим, даже в случае когда обратный преобразователь находится в диапазоне насыщения напряжения, становится возможным не только генерировать команду выходного напряжения обратного преобразователя, которая совпадает с максимальным напряжением, которое может выводить обратный преобразователь в результате команды вторичного магнитного потока максимального напряжения, но также становится возможным автоматически переключать команду номинального вторичного магнитного потока и команду вторичного магнитного потока максимального напряжения в соответствии с командой выходного напряжения обратного преобразователя.
Кроме того, участок (42) расчета команды вторичного магнитного потока максимального напряжения в устройстве управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением рассчитывает команду вторичного магнитного потока максимального напряжения на основе команды крутящего момента и угловой частоты обратного преобразователя.
Поскольку команда крутящего момента и угловая частота обратного преобразователя известны и не включают в себя элементы обратной связи, становится возможным легко и мгновенно рассчитать команду вторичного магнитного потока максимального напряжения.
Кроме того, в устройстве управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением команду вторичного магнитного потока максимального напряжения рассчитывают в соответствии с Уравнением (14), приведенным выше.
Поскольку команду вторичного магнитного потока максимального напряжения уникально определяют в соответствии с расчетным уравнением, выраженным Уравнением (14), приведенным выше, не включающим в себя элементы обратной связи, нет необходимости регулировать постоянные управления в пределах контура обратной связи, и команда вторичного магнитного потока максимального напряжения может быть легко и мгновенно рассчитана при сравнении со случаем, когда в схему включен контур обратной связи.
Кроме того, в устройстве управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением команда номинального вторичного магнитного потока имеет, по меньшей мере, два вида значений, включающих в себя значение, прикладываемое во время подачи питания в асинхронный двигатель (6), и значение, прикладываемое во время регенерации, и выполнена так, что она имеет возможность переключения значений в соответствии с режимом работы асинхронного двигателя (6).
В соответствии с этим, даже в случае когда оптимальная команда номинального вторичного магнитного потока для асинхронного двигателя отличается во время режима подачи питания и во время режима регенерации, становится возможным управлять асинхронным двигателем, используя команду оптимального номинального вторичного магнитного потока.
Кроме того, в устройстве управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением команда номинального вторичного магнитного потока представляет собой значения, установленные в результате предварительных расчетов, с использованием расчетного уравнения, выраженного Уравнением (14), приведенным выше. В соответствии с этим становится возможным легко рассчитать команду оптимального номинального вторичного магнитного потока, используя постоянную двигателя.
Кроме того, в устройстве управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением импульсный режим обратного преобразователя (4) переключают в соответствии с коэффициентом модуляции обратного преобразователя (4), рассчитываемым на основе команды вторичного магнитного потока и команды крутящего момента.
В соответствии с этим становится возможным постоянно менять компоненты основной волны фактического выходного напряжения обратного преобразователя в соответствии с командой выходного напряжения обратного преобразователя, которая изменяется вместе с командой вторичного магнитного потока и частотой обратного преобразователя.
Кроме того, в устройстве управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением обратный преобразователь (4) работает в одноимпульсном режиме, когда коэффициент модуляции обратного преобразователя (4), рассчитанный на основе команды вторичного магнитного потока, равен 0,95 или выше.
Таким образом, становится возможным постоянно выполнять сдвиг выходного напряжения обратного преобразователя на максимальное значение.
Кроме того, устройство управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением дополнительно включает в себя детектор (5а-5с) тока, выполненный с возможностью измерения тока, протекающего через асинхронный двигатель (6); преобразователь (23) трехфазного напряжения/координаты по осям d-q, выполненный с возможностью преобразования тока, детектируемого детектором (5а-5с) тока в ток оси q и ток оси d, которые представляют собой значения вращающейся системы координат осей d-q; средство (12) управления током оси q, предназначенное для уменьшения отклонения между командой тока оси q и током оси q; и средство (13) управления током оси d, предназначенное для уменьшения отклонения между командой тока оси d и током оси d, в котором средство расчета выходного напряжения (сформированное из участка 14 расчета напряжения без помех, сумматора 17 и сумматора 18) рассчитывает выходное напряжение, используя выходы средства (12) управления током оси q и средства (13) управления током оси d, и вычисления средства (12) управления током оси q и средства (13) управления током оси d останавливают в случае, когда количество импульсов в половине цикла, генерируемых обратным преобразователем (4), становится равным трем или меньше. Поэтому становится возможным обеспечить стабильность управления вектором.
Кроме того, в устройстве управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением угловую частоту обратного преобразователя корректируют, используя отклонение между командой тока оси q и током оси q, в случае когда количество импульсов в половине цикла, генерируемое обратным преобразователем (4), равно трем или меньше. Поэтому становится возможным обеспечить точность управления крутящим моментом (то есть свести к минимуму ошибку между командой крутящего момента и фактическим крутящим моментом).
Кроме того, устройство управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением применяют в устройстве управления двигателем электрического транспортного средства. В соответствии с этим становится возможным получить систему управления вектором, позволяющую обеспечить стабильный привод электрического транспортного средства в диапазоне от низкой скорости до высокой скорости, когда происходит насыщение выходного напряжения обратного преобразователя. Кроме того, становится возможным получить устройство управления вектором асинхронного двигателя, которое позволяет свести к минимуму потери обратного преобразователя и позволяет выполнить обратный преобразователь для электрического транспортного средства с меньшими размерами и с меньшим весом, чем было возможно до настоящего времени.
Кроме того, способ управления вектором асинхронного двигателя в соответствии с изобретением представляет собой способ управления вектором, который состоит в управлении приводом асинхронного двигателя (6) через обратный преобразователь (4), включающий в себя операции, на которых рассчитывают команду вторичного магнитного потока для асинхронного двигателя (6), учитывая максимальное напряжение, которое может генерировать обратный преобразователь (4), на основе команды крутящего момента, поступающей извне, постоянного напряжения, подаваемого в обратный преобразователь (4), и угловой частоты обратного преобразователя, которая представляет собой угловую частоту переменного напряжения, выводимого из обратного преобразователя (4); генерируют команду тока оси q и команду тока оси d во вращающейся системе координат осей d-q относительно вторичного магнитного потока асинхронного двигателя (6), на основе команды крутящего момента и команды вторичного магнитного потока; рассчитывают выходное напряжение, которое может выводить обратный преобразователь (4) на основе команды тока оси q, команды тока оси d и постоянной цепи асинхронного двигателя; и управляют обратным преобразователем (4) для вывода выходного напряжения обратным преобразователем (4).
В соответствии с этим команду вторичного магнитного потока генерируют с упреждением, независимо от состояния насыщения выходного напряжения обратного преобразователя. Таким образом, становится возможным обеспечить способ управления, позволяющий выполнять стабильное управление вектором во всем диапазоне от диапазона низких скоростей до диапазона высоких скоростей асинхронного двигателя без использования контура обратной связи для генерирования команды вторичного магнитного потока.
Кроме того, устройство управления приводом асинхронного двигателя в соответствии с изобретением включает в себя обратный преобразователь (4), выполненный с возможностью управления приводом асинхронного двигателя (6); средство (40) расчета команды вторичного магнитного потока для расчета команды вторичного магнитного потока для асинхронного двигателя (6), учитывая максимальное напряжение, которое может генерировать обратный преобразователь (4) на основе поступающей извне команды крутящего момента, постоянного напряжения, подаваемого к обратному преобразователю (4), и угловой частоты обратного преобразователя, которая представляет собой угловую частоту переменного напряжения, выводимого обратным преобразователем (4); средство (8 и 9) генерирования команды тока оси q/оси d, предназначенное для генерирования команды тока оси q и команды тока оси d во вращающейся системе координат осей d-q, относительно вторичного магнитного потока асинхронного двигателя (6), на основе команды крутящего момента и команды вторичного магнитного потока; средство расчета выходного напряжения (участок 14 расчета напряжения без помех) для расчета выходного напряжения, которое может выводить обратный преобразователь (4), на основе команды тока оси q, команды тока оси d и постоянной цепи асинхронного двигателя (6); и средство (50) генерирования команды напряжения/сигнала ШИМ для управления обратным преобразователем (4), для вывода обратным преобразователем (4) выходного напряжения.
Таким образом, становится возможным получить устройство управления приводом, выполненное с возможностью стабильного управления приводом асинхронного двигателя во всем диапазоне от диапазона низких скоростей до диапазона высоких скоростей без использования контура обратной связи для генерирования команды вторичного магнитного потока.
Промышленная применимость
Изобретение полезно для получения устройства управления вектором асинхронного двигателя, которое позволяет выполнять стабильное управление вектором во всем диапазоне, от диапазона низких скоростей до диапазона высоких скоростей асинхронного двигателя, без использования контура обратной связи для генерирования команды вторичного магнитного потока.