ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОСНОВЕ НЕИНВЕРТИРУЮЩЕГО УСИЛИТЕЛЯ ТОКА
NON-INVERTING CURRENT AMPLIFIER-BASED SELECTIVE AMPLIFIER

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.
В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.
в
н
в
н
Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f-f [3-20]. Причем их верхняя граничная частота f иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f определяется корректирующим конденсатором.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 5304946, фиг.24. Он содержит источник входного напряжения 1, связанный с преобразователем «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, а коллектор через первый 5 частотозадающий резистор соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 корректирующие конденсаторы, второй 9 частотозадающий резистор.
<mrow><mi>Q</mi><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>f</mi><mi>в</mi></msub><mo>−</mo><msub><mi>f</mi><mi>н</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
0
0
Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность
амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K>1 на частоте квазирезонанса (f).
0
0
Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (К) на частоте квазирезонанса f. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.
Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе, фиг.1, содержащем источник входного напряжения 1, связанный с преобразователем «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, а коллектор через первый 5 частотозадающий резистор соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 корректирующие конденсаторы, второй 9 частотозадающий резистор, предусмотрены новые элементы и связи - выход преобразователя «напряжение-ток» 2 подключен к коллектору выходного транзистора 3 и связан по переменному току с общей шиной источников питания 10 через первый 7 корректирующий конденсатор, а также через второй 8 корректирующий конденсатор подключен ко входу дополнительного токового зеркала 11, причем неинвертирующий выход 12 дополнительного токового зеркала 11 соединен с эмиттером выходного транзистора 3 и выходом устройства 13 через второй 9 частотозадающий резистор, а эмиттер выходного транзистора 3 подключен к первому дополнительному токостабилизирующему двухполюснику 14.
Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1.
На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1, п.2 и п.3 формулы изобретения.
На фиг.3 показана схема ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов (техпроцесс SG25Hl).
На фиг.4 приведены логарифмическая амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазочастотная (ФЧХ) характеристики ИУ фиг.3 в широком диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при Rvar=R1=70 Ом, Cvar=C6=C7=250 фФ.
На фиг.5 показаны ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.3 в более узком диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц при Rvar=R1=70 Ом, Cvar=C6=C7=250 фФ.
На фиг.6 представлена зависимость добротности Q от сопротивления Rvar ИУ фиг.3.
0
На фиг.7 показана зависимость добротности Q и резонансной частоты f ИУ фиг.3 от параметра Cvar.
Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного напряжения 1, связанный с преобразователем «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, а коллектор через первый 5 частотозадающий резистор соединен с первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 корректирующие конденсаторы, второй 9 частотозадающий резистор. Выход преобразователя «напряжение-ток» 2 подключен к коллектору выходного транзистора 3 и связан по переменному току с общей шиной источников питания 10 через первый 7 корректирующий конденсатор, а также через второй 8 корректирующий конденсатор подключен ко входу дополнительного токового зеркала 11, причем неинвертирующий выход 12 дополнительного токового зеркала 11 соединен с эмиттером выходного транзистора 3 и выходом устройства 13 через второй 9 частотозадающий резистор, а эмиттер выходного транзистора 3 подключен к первому дополнительному токостабилизирующему двухполюснику 14.
На фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, между входом дополнительного токового зеркала 11 и первой 6 шиной источника питания включен второй 15 дополнительный токостабилизирующий двухполюсник.
Кроме того, на фиг.2, в соответствии с п.3 формулы изобретения, инвертирующий выход 16 дополнительного токового зеркала 11 связан с дополнительным выходом устройства 17 и через вспомогательный резистор 18 подключен к первой 6 шине источника питания. Токовое зеркало 11 выполнено на основе транзистора 19 и p-n-перехода 20.
Рассмотрим работу схемы фиг.2.
вх
0
0
0
Источник входного сигнала (u) 1 через преобразователь напряжение-ток 2 изменяет ток цепи нагрузки, образованной резисторами 5, 9 и конденсаторами 8, 10. В силу емкостного делителя, реализованного на конденсаторах 10 и 8, ток, протекающий через резистор 9, имеет частотную характеристику, совпадающую с частотной характеристикой резонансного ИУ. При этом его максимальное значение достигается на частоте квазирезонанса f, определяемой соотношением только пассивных элементов указанной цепи. Выходной ток вышеназванной частотно-зависимой цепи (ток через резистор 9) определяет изменение тока эмиттера и коллектора выходного транзистора 3 и тока дополнительного токового зеркала 11, обеспечивающих реализацию контура комплексной обратной связи. В силу указанных выше свойств цепи нагрузки выходного транзистора 3 эта обратная связь является вещественной на частоте квазирезонанса ИУ f и, следовательно, ее действие направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления K. Глубина контура указанной обратной связи определяется количеством m эмиттеров транзистора 19 токового зеркала 11.
вх
Комплексный коэффициент передачи ИУ (фиг.2) как отношение выходного напряжения (выход устройства 13) к входному напряжению uопределяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем:
<mrow><mi>K</mi><mrow><mo>(</mo><mrow><mi>j</mi><mi>f</mi></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mn>13</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mfrac><mrow><mi>j</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></mfrac></mrow><mrow><msubsup><mi>f</mi><mn>0</mn><mn>2</mn></msubsup><mo>−</mo><msup><mi>f</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mi>j</mi><mi>f</mi><mfrac><mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mi>Q</mi></mfrac></mrow></mfrac><mtext> </mtext><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
где f - частота сигнала;
0
f - частота квазирезонанса;
Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;
0
0
K - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f.
Причем
<mrow><msub><mi>f</mi><mn>0</mn></msub><mo>≈</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><msqrt><mrow><msub><mi>C</mi><mn>8</mn></msub><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.20</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow></msqrt></mrow></mfrac><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
8
10,
5,
9
где C, CRR - параметры элементов схемы 8, 10, 5 и 9;
11.i
h - входное сопротивление i-го транзистора в схеме с общей базой.
Добротность ИУ определяется формулой
<mrow><msup><mi>Q</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>=</mo><msub><mi>D</mi><mn>0</mn></msub><mo>+</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mn>8</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.20</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mrow><mo>[</mo><mrow><mn>1</mn><mo>−</mo><msub><mi>α</mi><mn>3</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mo>+</mo><mi>m</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>3</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
i
где α - коэффициент передачи по току эмиттера i-го транзистора;
m - число р-n-переходов многоэмиттерного транзистора 19 в токовом зеркале 11;
<mrow><msub><mi>D</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mn>8</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>+</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mn>8</mn></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow><mo>)</mo></mrow><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.20</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt></mrow>
- эквивалентное затухание пассивной цепи.
За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.
0
Формула для коэффициента усиления К в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид
<mrow><msub><mi>K</mi><mn>0</mn></msub><mo>=</mo><mo>−</mo><mi>Q</mi><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mo>−</mo><msub><mi>S</mi><mn>2</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><msqrt><mrow><mfrac><mrow><msub><mi>C</mi><mn>8</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>C</mi><mrow><mn>10</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>5</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>9</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.19</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow></msqrt><mo>,</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>4</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
2
где S - крутизна преобразователя «напряжение-ток» 2.
5
9
8
10
Важной особенностью схемы является возможность оптимизации использования равноминимальных элементов пассивной цепи. Действительно, как это следует из соотношения (3) при выполнении условий R=R=R, C=C=C:
<mrow><msup><mi>Q</mi><mrow><mo>−</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>=</mo><mrow><mo>[</mo><mrow><mn>3</mn><mo>−</mo><msub><mi>α</mi><mn>3</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mo>+</mo><mi>m</mi></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.20</mn></mrow></msub></mrow><mi>R</mi></mfrac><mrow><mo>[</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><msub><mi>α</mi><mn>3</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mi>m</mi><mo>/</mo><mn>2</mn></mrow><mo>)</mo></mrow></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>.</mo><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mrow><mo>(</mo><mn>5</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
14
<mrow><msubsup><mi>I</mi><mn>0</mn><mo>*</mo></msubsup></mrow>
Необходимое значение Q можно задавать структурно путем выбора числа эмиттерных переходов m транзистора 19 и параметрическим выбором режимных токов I и
Действительно,
<mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.3</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>т</mi></msub><mo>/</mo><mi>I</mi><mmultiscripts><mo>,</mo><mprescripts /><mn>0</mn><none /></mmultiscripts><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><msub><mi>h</mi><mrow><mn>11.20</mn></mrow></msub><mo>≈</mo><msub><mi>ϕ</mi><mi>т</mi></msub><mo>/</mo><msubsup><mi>I</mi><mrow><mn>0.</mn><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext><mtext> </mtext></mrow><mo>*</mo></msubsup><mrow><mo>(</mo><mn>6</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>
<mrow><msubsup><mi>I</mi><mn>0</mn><mo>*</mo></msubsup></mrow>
0
Изменением сопротивления токозадающего резистора 15 контролируется ток
, а изменением тока источника тока 14 - ток I.
Представленные на фиг.4-7 результаты моделирования предлагаемого ИУ, фиг.3, подтверждают указанные свойства.
0
0
Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К на частоте квазирезонанса f, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC′08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.
2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем- 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.
3. Ежков Ю.С.Справочник по схемотехнике усилителей. - 2-е изд., перераб. - М., ИП РадиоСофт, 2002. - С.21, рис.1.10в.
4. Волгин Л.И. Синтез и схемотехника аналоговых электронных средств в элементном базисе усилителей и повторителей тока / Л.И.Волгин, А.И.Зарукин; под.общ.ред. Л.И.Волгина. - Ульяновск: УлГТУ, 2005. - С.33, рис.27.
5. Патент US 5304946 fig. 22.
6. Патент US 7113043.
7. Патент US 7598810.
8. Патентная заявка US 2005/0146389, fig.3.
9. Патентная заявка US 2008/0231369, fig.2.
10. Патент US 7110742, fig.5.
11. Патент US 6515547, fig.4a.
12. Патент US 7633344, fig.7.
13. Патент US 7847636, fig.4a.
14. Патент US 7786807.
15. Патентная заявка US 2007/0296501.
16. Патентная заявка US 2008/0018403.
17. US 3351865.
18. Патент US 7737790.
19. Патент US 4151483, fig.2.
20. Патентная заявка JP 2003011396.