УСТРОЙСТВО ЦИФРО-АНАЛОГОВОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ, СПОСОБ, НОСИТЕЛЬ ДАННЫХ, ЭЛЕКТРОННЫЙ МУЗЫКАЛЬНЫЙ ИНСТРУМЕНТ И УСТРОЙСТВО ОБРАБОТКИ ИНФОРМАЦИИ
DIGITAL-TO-ANALOGUE CONVERSION DEVICE, METHOD, DATA MEDIUM, ELECTRONIC MUSICAL INSTRUMENT AND INFORMATION PROCESSING DEVICE

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
[0001] Настоящее изобретение относится к устройству D/A (цифро-аналогового) преобразования, которое выполняет обработку модуляцией ширины импульса (широтно-импульсная модуляция), способу D/A преобразования, носителю данных, электронному музыкальному инструменту, и к устройству обработки информации.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
[0002] Хорошо известно устройство D/A преобразования, которое использует модулятор дельта-сигма (далее обозначаемый как "ΔΣ модулятор"), который производит эффект модуляции шума для сдвига шума квантования в сторону высоких частот, так, чтобы улучшить отношение S/N (сигнал-шум) в полосе слышимых частот (например, Патентный документ 1).
[0003] На Фиг.10 показан пример структурной схемы обычного устройства D/A преобразования, использующего ΔΣ модулятор, в котором вычитающее устройство 1004 и Σ интегратор 1001 выполняют обработку модуляцией дельта-сигма. Кроме того, квантизатор 1002 квантует выходное значение, выводимое из Σ интегратора 1001, и секция 1003 задержки задерживает значение квантования, выводимое из квантизатора 1002, на величину, равную периоду осуществления выборки при дополнительной выборке. Вычитающее устройство 1004 вычитает значение, выводимое секцией 1003 задержки, из цифрового входного значения 1006, и вводит результирующее значение вычитания в Σ интегратор 1001. Симметричная секция 1005 модуляции ширины импульса (далее обозначаемая как "симметричная секция PWM") выполняет при этом PWM (Модуляция Ширины Импульса), обработку модуляции значения квантования, выводимого квантизатором 1002, как импульсный сигнал, имеющий коэффициент заполнения, соответствующий значению квантования.
ДОКУМЕНТ ТЕХНИКИ ПРЕДШЕСТВУЮЩЕГО УРОВНЯ
ПАТЕНТНЫЙ ДОКУМЕНТ
[0004]
Патентный документ 1: JP 2015-185900 A
[0005] Здесь, в вышеописанной обычной методике, обработка модуляции дельта-сигма вычитающим устройством 1004 и Σ интегратором 1001, и PWM обработка симметричной PWM секцией 1005 на Фиг.10, выполняются в периоды дополнительной выборки, которые в десятки или более раз больше, чем периоды осуществления выборки для исходного сигнала. Здесь, значения импульсных сигналов, созданных PWM, то есть, напряжения, должны быть точными в отношении временной последовательности. Соответственно, в течение каждого периода дополнительной выборки, форма импульса импульсного сигнала, созданного симметричной PWM секцией 1005, должна быть симметричной относительно временной центральной точки периода дополнительной выборки. Иначе, желаемое значение напряжения нельзя получить в произвольной точке в период дополнительной выборки, и при этом не поддерживается целостность относительно квантизатора 1002, и предполагаемые рабочие параметры не достигаются. На Фиг.11 показана диаграмма примерной формы сигнала после PWM обработки симметричной PWM секцией 1005. Период T, показанный на Фиг.11, - это период дополнительной выборки, полученный делением периода Fs выборки для исходного сигнала примерно на 128. В случае Фиг.11, могут быть взяты пять значений, например, -1,0, -0,5, 0,0, 0,5, и 1,0, как значения квантования, выводимые квантизатором 1002 на Фиг.10, и каждое из них подвергается широтно-импульсной модуляции, так, чтобы получался импульсный сигнал, имеющий один из пяти типов коэффициентов заполнения, показанных на Фиг.11. Для этой модуляции, период T дополнительной выборки синхронизирован с генератором синхронизации CLK, имеющим периоды колебаний, получаемые дополнительным делением периода T дополнительной выборки на 8, и коэффициент заполнения каждого импульсного сигнала контролируется в соответствии с каждым значением квантования. Как описано выше, в обычной методике, форма импульса импульсного сигнала должна быть симметричной относительно центральной точки T/2 периода T дополнительной выборки, как показано на Фиг.11. То есть, разрешение импульсного сигнала (число квантования) обычным PWM ограничено половиной числа тактов рабочего генератора синхронизации в пределах периода T дополнительной выборки. В показанном на Фиг.11 примере, число тактов (число циклов) рабочего генератора синхронизации в пределах периода T дополнительной выборки составляет восемь и, поэтому, значения квантования, которые могут быть модулированы, составляют пять значений.
Разрешающая способность, то есть, число квантований импульсного сигнала посредством PWM непосредственно влияет на динамический диапазон устройства D/A преобразования, или подобного устройства. Поэтому, когда динамический диапазон должен быть увеличен, частота рабочего тактового генератора должна быть увеличена. Однако, имеется проблема в том, что для увеличения динамического диапазона требуется схема PLL (фазовая автоподстройка частоты), поддерживающая более высокую частоту, что увеличивает потребляемую мощность.
[0007] В случае, когда используется этот тип устройства D/A преобразования для вывода аналогового музыкального звукового сигнала электронного музыкального инструмента, увеличение стоимости и потребляемой мощности устройства D/A преобразования непосредственно влияет на рабочие параметры электронного музыкального инструмента и, поэтому здесь возникает проблема.
[0008] Цель настоящего изобретения заключается в предоставлении устройства, посредством которого может быть увеличен динамический диапазон без увеличения частоты рабочего тактового генератора и, когда динамический диапазон не изменяется, частота рабочего тактового генератора уменьшается так, чтобы уменьшить потребляемую мощность.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
[0009] В соответствии с одним объектом настоящего изобретения, предоставляется цифро-аналоговое устройство преобразования, которое выполняет: обработку интегрирования для интегрирования разности между входным сигналом и первым возвратным сигналом, создаваемым на основе входного сигнала, и вывод результата интегрирования; первую обработку квантования для квантования результата интегрирования, выводимого обработкой интегрирования, и вывод сигнала первого квантования; выходную обработку первого возвратного сигнала для вывода первого возвратного сигнала, добавляя к сигналу первого квантования сигнал задержки коррекционного значения, полученного сигналом коррекционного значения, выводимым на основе результата интегрирования, выводимого задержанной обработкой интегрирования; и выходную обработку для вывода выходных сигналов, включая сигнал, ширина импульса которого асимметрична относительно центра периода обработки, на основе сигнала первого квантования, полученного квантованием первой обработки квантования, причем сигнал коррекционного значения включает в себя сигнал, указывающий коррекционное значение для коррекции разности между центром ширины импульса, асимметричным относительно центра периода обработки, и центром периода обработки.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
[0010] Настоящее изобретение может быть яснее понято посредством нижеприведенного подробного описания с сопровождающими чертежами.
Фиг.1 изображает блок-схему, показывающую пример аппаратной структуры варианта реализации системы управления для устройства электронной клавиатуры;
Фиг.2 - блок-схема, показывающая структурный пример варианта реализации устройства D/A преобразования;
Фиг.3 - диаграмма примера, показывающего заданные уровни квантования устройства D/A преобразования в варианте реализации;
Фиг.4 - диаграмма, показывающая примеры формы сигнала после PWM обработки симметричной секцией PWM в варианте реализации;
Фиг.5 - диаграмма для описания управления делением напряжения для асимметричных сигналов PWM;
Фиг.6 - диаграмма, показывающая примеры соотношения между заданным значением квантования, первым сигналом квантования, сигналом коррекционного значения, и формой импульса;
Фиг.7 - блок-схема, показывающая структурный пример варианта реализации Σ интегратора;
Фиг.8 - диаграмма, сравнивающая шумовую характеристику варианта реализации с таковой для обычной методики;
Фиг.9 - блок-схема, показывающая структурный пример другого варианта реализации устройства D/A преобразования;
Фиг.10 - диаграмма, показывающая структурный пример обычного устройства D/A преобразования, использующего ΔΣ модулятор; и
Фиг.11 - диаграмма, показывающая примеры формы сигнала после PWM обработки симметричной секцией PWM.
ОПИСАНИЕ ВАРИАНТОВ РЕАЛИЗАЦИИ
[0011] Варианты реализации настоящего изобретения описываются ниже в связи с чертежами. В настоящем варианте реализации, в случае девятиступенчатого квантования, PWM обработка устройством D/A преобразования или устройством обработки информации, включающим в себя устройство D/A преобразования, выводит сигналы PWM (пять ступеней, где заданные значения квантования указывают -1,0,-0,5, 0,0, 0,5, и 1,0, соответственно), имеющие симметричные формы импульсов относительно центра (T/2) периода (T) дополнительной выборки, и сигналы PWM (четыре ступени, где заданные значения квантования указывают -0,75,-0,25, 0,25, и 0,75, соответственно), имеющие асимметричные формы импульсов относительно центра этого периода обработки. То есть, для каждого периода обработки, выходная секция 208, на которую сигнал первого квантования был выведен от первого квантизатора 202, выводит выходной сигнал PWM, имеющий коэффициент заполнения, соответствующий введенному сигналу первого квантования, как показано на Фиг.2. Этот выходной сигнал PWM имеет форму импульса, симметричную относительно центра периода обработки, или асимметричную форму импульса относительно центра периода обработки.
[0012] В этой обработке, второй квантизатор 203 выводит сигнал 214 коррекционного значения для коррекции разности между центральной точкой периода обработки и центральной точкой цикла (период ON) PWM, на основе результата 212 интегрирования, выводимого Σ интегратором 201. Например, когда выходной сигнал 211 PWM является симметричным (его форма импульса симметрична) относительно центра периода обработки, и заданное значение квантования составляет 1,00, выводится сигнал 214 коррекционного значения, указывающий значение 0, как показано на Фиг.6. Кроме того, например, когда выходной сигнал 211 PWM асимметричен (его форма импульса асимметрична) относительно центра периода обработки, и заданное значение квантования составляет 0,75, выводится сигнал 214 коррекционного значения, указывающий значение 0,046875.
[0013] Посредством вышеописанной обработки, когда выводятся PWM сигналы, каждый из которых имеет симметричную форму импульса относительно центра периода обработки, и PWM сигналы, каждый из которых имеет форму импульса, асимметричную относительно центра периода обработки, ступени квантования при обработке могут быть увеличены. В результате этой конфигурации, реализуется устройство, посредством которого может быть увеличен динамический диапазон без увеличения рабочей тактовой частоты и, когда динамический диапазон не изменяется, рабочая тактовая частота уменьшается так, что потребляемая мощность снижается.
[0014] На Фиг.1 показан пример структурной блок-схемы аппаратных средств варианта реализации системы 100 управления для электронной клавиатуры, которая является вариантом реализации настоящего изобретения. На Фиг.1 система 100 управления для электронной клавиатуры имеет структуру, где CPU (центральный процессор) 101, RAM (оперативная память) 102, ROM (постоянное запоминающее устройство) 103, звуковой генератор LSI (большая интегральная схема) 104, GPIO (универсальный вход-выход) 11, где клавиатура 109 и секция 110 переключателя соединены, контроллер 113 LCD (жидкокристаллический дисплей), где LCD 112 соединен, и т.п., связан с системной шиной 114. Цифровой музыкальный звуковой сигнал, выводимый из звукового генератора LSI 104, преобразуется в аналоговый музыкальный звуковой сигнал фильтрующей секцией, составленной устройством 105 D/A преобразования, резистором 106, и конденсатором 107, усиливается усилителем 108, и затем выводится из динамика или выходной клеммы, не показанной.
[0015] Центральный процессор 101 выполняет управляющую программу, сохраняемую в ROM 103, используя оперативную память 102, как рабочую память и, тем самым, управляет всем устройством электронной клавиатуры. Блок ROM 103 сохраняет различные фиксированные данные в дополнение к управляющей программе.
[0016] Звуковой генератор LSI 104 считывает сигнал от сигнальной ROM 103, и выводит его на устройство D 105/A преобразования. Этот звуковой генератор LSI 104 имеет возможность одновременной генерации как максимум 256 голосов.
[0017] Блок GPIO 111 непрерывно сканирует рабочие состояния клавиатуры 109 и секции 110 переключения, и информирует центральный процессор 101 об изменении состояния, генерируя прерывание для центрального процессора 101.
[0018] Контроллер LCD 113 - это IC (интегральная схема) для управления LCD 112.
[0019] На Фиг.2 показана блок-схема структурного примера варианта реализации устройства 105 D/A преобразования, показанного на Фиг.1.
[0020] Вычитающее устройство 207 и вышеописанный Σ интегратор 201 выполняет обработку ΔΣ (дельта-сигма) модуляции.
[0021] Первый квантизатор 202 и второй квантизатор 203 раздельно квантуют результат 212 интегрирования, выводимый Σ интегратором 201 на основе значения результата 212 интегрирования, и выводит первый сигнал 213 квантования и сигнал 214 коррекционного значения.
[0022] Первая секция 204 задержки на Фиг.2 задерживает сигнал 214 коррекционного значения, выводимый вторым квантизатором 203, на время, равное периоду дополнительной выборки, и выводит сигнал 215 задержки коррекционного значения.
[0023] Сумматор 205 на Фиг.2 добавляет первый сигнал 213 квантования, выводимый первым квантизатором 202, к сигналу 215 задержки коррекционного значения выводимому первой секцией задержки 204, и выводит сигнал 216 добавления коррекционного значения.
[0024] Вторая секция 206 задержки на Фиг.2 задерживает сигнал 216 добавления коррекционного значения, выводимый сумматором 205, на время, равное периоду дополнительной выборки, и выводит первый возвратный сигнал 217.
[0025] Вычитающее устройство 207 вычитает первый возвратный сигнал 217, выводимый второй секцией 206 задержки, из значения 210 цифрового звукового сигнала, выводимого звуковым генератором LCI 104 на Фиг.1, и вводит значение, полученное этим вычитанием, в Σ интегратор 201.
[0026] Выходная секция 208 создает, в течение каждого периода дополнительной выборки, импульсный сигнал, имеющий коэффициент заполнения, соответствующий сигналу 213 первого квантования, выводимому первым квантизатором 202, и форму импульса, которая является асимметричной относительно центра периода дополнительной выборки и соответствующий сигналу 213 первого квантования и, таким образом, выводит выходной сигнал 211 PWM.
[0027] Этот выходной сигнал 211 PWM сглаживается низкочастотным полосовым фильтром (выходной элемент), составленным резистором 106 и конденсатором 107 на Фиг.1, и выводится на усилитель 108 на Фиг.1 как аналоговый звуковой сигнал.
[0028] На Фиг.3 показана диаграмма примера заданных уровней квантования устройства D/A преобразования на Фиг.2. В настоящем варианте реализации, выходные значения из Σ интегратора 201 квантуются в девять значений, которые составляют -1,0,-0,75,-0,50,-0,25, 0,00, 0,25, 0,50, 0,75, и 1,0.
[0029] Затем, создаются импульсные сигналы, соответствующие этим значениям квантования. В настоящем варианте реализации, выходная секция 208 создает импульсные сигналы, каждый из которых имеет коэффициент заполнения, соответствующий значению квантования и форма импульса асимметрична относительно центра периода дополнительной выборки.
[0030] На Фиг.4 показана диаграмма примеров формы сигнала после PWM обработки в выходной секции 208. Как и в случае обычной методики, показанной на Фиг.11, период T показанный на Фиг.4 - это период дополнительной выборки, получаемый делением периода Fs осуществления выборки для исходного сигнала примерно на 128. В случае Фиг.4, вышеописанные девять значений - это возможные заданные значения квантования, и каждый из них подвергается широтно-импульсной модуляции, так, чтобы импульсный сигнал имел один из девяти типов коэффициентов заполнения, показанных на Фиг.4. Для этой модуляции, период T дополнительной выборки синхронизирован с рабочим тактовым генератором CLK, имеющим циклы, полученные дополнительным делением периода T дополнительной выборки на 8, и коэффициент заполнения каждого импульсного сигнала контролируется в соответствии с каждым значением квантования, как и в случае обычной методики, показанной на Фиг.11.
[0031] В отличие от обычной методики, показанной на Фиг.11, в настоящем варианте реализации принята асимметричная форма в качестве формы импульса импульсного сигнала, в дополнение к форме, симметричной относительно центральной точки T/2 периода T дополнительной выборки, как показано на Фиг.4.
[0032] Это управление модуляции дает возможность ступеням модуляции составлять "9" ступеней, что эквивалентно "8" рабочим тактовым циклам для PWM в период дополнительной выборки+"1". Соответственно, даже с тем же самым рабочим тактовым генератором CLK, как тот, что на Фиг.11, девять ступеней, показанных на Фиг.3, могут быть достигнуты как ступени квантования в период дополнительной выборки. То есть, по сравнению со случаем на Фиг.11, ступени модуляции которого и ступени квантования составляют пять ступеней, по существу в настоящем варианте реализации может быть выполнено удвоенное квантование.
[0033] Это означает, что в настоящем варианте реализации динамический диапазон может быть увеличен, приблизительно до удвоенного, без увеличения рабочей тактовой частоты и, когда динамический диапазон не изменяется, рабочая тактовая частота может быть уменьшена примерно до половины, так, что снижается потребляемая мощность по сравнению с обычной методикой.
[0034] На Фиг.5 показана диаграмма для описания управление делением напряжения для асимметричных форм сигнала PWM. В случае симметричной формы сигнала PWM, показанной на чертеже (a) Фиг.5, центральная точка усредненного напряжения совпадает с временной центральной точкой b периода T. В нормальных ситуациях, в любом из случаев коэффициентов заполнения в PWM, истинные значения квантования не выражены, если центральная точка усредненного напряжения каждой формы сигнала не совпадает с центральной точкой периода дополнительной выборки. Однако, в случае асимметричной формы сигнала PWM, показанной на чертеже (b) Фиг.5, три цикла рабочего тактового генератора соответствуют секциям напряжения высокого уровня. То есть, точка "a" - это центральная точка усредненного напряжения сигнала асимметричной формы PWM на чертеже (b) Фиг.5, которая не совпадает с центральной точкой b периода T дополнительной выборки.
[0035] Здесь, если значение напряжения в точке "a" векторно разложить, то его можно рассматривать как составленное значением напряжения в точке "b" и значением напряжения в точке "c". Точка "b" представляет центральную точку текущего периода дополнительной выборки, и точка "c" представляет центральную точку следующего периода дополнительной выборки. То есть, асимметричная форма сигнала PWM может рассматриваться как эквивалентная значению напряжения, разделенному на таковое в центральной точке "b" текущего периода дополнительной выборки и на таковое в центральной точке "c" следующего периода дополнительной выборки.
[0036] Также, посредством процесса, когда асимметричная форма сигнала PWM векторно разложена для двух периодов дополнительной выборки и значение напряжения, соответствующее точке "c", добавлено к значению, возникающему в следующий период дополнительной выборки, точность квантования может быть улучшена.
[0037] Структурный пример устройства 105 D/A преобразования, показанного на Фиг.2, реализует вышеописанное управление делением напряжения. Первый квантизатор 202 создает первый сигнал 213 квантования, соответствующий точке "b" на Фиг.5, и второй квантизатор 203 создает сигнал 214 коррекционного значения, соответствующий точке "c" на Фиг.5. Сигнал 214 коррекционного значения задерживается на один период дополнительной выборки первой секцией 204 задержки и добавляется к первому сигналу 213 квантования в сумматоре 205. Дополнительный сигнал 216 коррекционного значения, получаемый тем самым, дополнительно задерживается на один период дополнительной выборки второй секцией задержки, так, чтобы создать первый возвратный сигнал 217. Первый возвратный сигнал 217 вычитается из входного сигнала 210, введенного в следующий период дополнительной выборки, и результирующее значение, полученное тем самым, вводится в Σ интегратор 201. В результате, реализуется управление делением напряжения, описанное с использованием Фиг.5.
[0038] Посредством вышеописанной операцией управления, позиционное различие центра напряжения сигнала PWM, являющегося при этом асимметричным, правильно отражается в Σ интеграторе 201, и асимметричная форма сигнала PWM может быть использована без увеличения частоты рабочего тактового генератора. В результате динамический диапазон устройства 105 D/A преобразования может быть расширен.
[0039] На Фиг.6 показана диаграмма примеров соотношения между заданным значением квантования относительно выходного значения Σ интегратора 201, значением сигнала 213 первого квантования, выводимым первым квантизатором 202, значением сигнала 214 коррекционного значения, выводимым вторым квантизатором 203, формой импульса импульсного сигнала, создаваемого выходной секцией 208, в девятиступенчатом квантовании.
[0040] Когда заданные значения квантования составляют -1,00,-0,50, 0,00, 0,50, и 1,00, формы импульса сигналов PWM устанавливаются симметричными относительно центральной точки периода дополнительной выборки, значения сигналов 213 первого квантования, выводимые первым квантизатором 202, устанавливаются такими же, что и заданные значения квантования, и значения сигналов 214 коррекционного значения, выводимые вторым квантизатором 203, устанавливаются нулевыми, как показано на Фиг.4.
[0041] Когда заданные значения квантования составляют -0,75,-0,25, 0,25, и 0,75, формы импульса сигналов PWM устанавливаются асимметричными относительно центральной точки периода дополнительной выборки, значение каждого первого сигнала 213 квантования, выводимого квантизатором 202, и значение каждого сигнала 214 коррекционного значения, выводимого вторым квантизатором 203, устанавливаются как имеющие соотношение, основанное на временном соотношении между центральной точкой напряжения (которая соответствует точке "а" на Фиг.4) каждой формы сигнала и центральной точкой (которая соответствует точке "b" на Фиг.4) периода дополнительной выборки, как показано на Фиг.4. В этом случае, значения, полученные каждым первым сигналом 213 квантования, добавляемым к соответствующему сигналу 214 коррекционного значения, равны заданным значениям квантования.
[0042] На Фиг.7 показана блок-схема структурного примера варианта реализации Σ интегратора, показанного на Фиг.2. В этом структурном примере, операция формирования шума третьего порядка реализуется тремя соединенными сумматорами 701, 704, и 706, и умножением на множительные коэффициенты a0 и a1, выполняемым в умножителе 702 и умножителе 707 последовательно.
[0043] На Фиг.7, входное значение 709 (выходное значение от вычитающего устройства 207 на Фиг.2) вводится в накопитель 701, и выходное значение от сумматора 701 умножается на множительный коэффициент a0 умножителем 702 и затем вводится в накопитель 704 через сумматор 703. Выходное значение от накопителя 704 умножается на множительный коэффициент a1 умножителем 705, и затем вводится в накопитель 706. Выходное значение от накопителя 706 умножается на множительный коэффициент k0 умножителем 707 и затем добавляется к выходному значению от умножителя 702 в сумматоре 703. Значение, полученное этим добавлением, подается назад на накопитель 704. Каждое выходное значение от накопителей 701, 704, и 706 добавляется в сумматоре 708, и значение, полученное этим добавлением, выводится как выходное значение 710.
[0044] Посредством секции ΔΣ модуляции, составленной Σ интегратором 201, имеющим вышеописанную конфигурацию, и вычитающего устройства 207, показанного на Фиг.2, частотная характеристика шума может быть выведена за слышимый диапазон.
[0045] На Фиг.8 показана диаграмма, сравнивающая характеристику формирования шума варианта реализации с таковой для обычной методики. Цифровое обозначение 801 на Фиг.8 обозначает характеристику формирования шума при трехступенчатом квантовании, используя симметричные PWM обычной методики. Цифровое обозначение 802 на Фиг.8 обозначает характеристику формирования шума при пятиступенчатом квантовании, используя симметричные PWM и асимметричную PWM настоящего варианта реализации с рабочим тактовым генератором, имеющим ту же самую частоту, что и с цифровым обозначением 801. Цифровое обозначение 803 на Фиг.8 обозначает характеристику формирования шума при пятиэтапном квантовании, используя симметричную PWM обычной методики (где рабочая тактовая частота была увеличена, до большей, чем таковая для 801).
[0046] Как можно видеть из диаграммы сравнения, если сравнивать квантование обычной методики и квантование настоящего варианта реализации на той же самой ступени, характеристика 802 формирования шума настоящего варианта реализации по существу та же самая, что и как характеристика 803 формирования шума обычной методики.
[0047] На Фиг.9 показана блок-схема структурного примера другого варианта реализации устройства D/A преобразования, показанного на Фиг.1. Следует отметить, что на Фиг.9, секции, имеющие те же самые цифровые обозначения, что и таковые для вышеописанного варианта реализации, показанного на Фиг.2, выполняют те же самые операции, что и таковые из Фиг.2. В варианте реализации, показанном на Фиг.2, сигнал 215 задержки коррекционного значения, который получен сигналом 214 коррекционного значения, задерживаемым первой секцией 204 задержки, добавляемый к сигналу 213 первого квантования сумматором 205, задерживается второй секцией 206 задержки, и возвращается на входную сторону из вычитающего устройства 207 как часть первого возвратного сигнала 217. Однако, в варианте реализации, показанном на Фиг.9, сигнал 213 первого квантования и сигнал 214 коррекционного значения независимо возвращаются на входную сторону.
[0048] Более конкретно, сигнал 213 первого квантования задерживается второй секцией 903 задержки, и затем возвращается на входную сторону из вычитающего устройства 901 как первый возвратный сигнал 904. С другой стороны, сигнал 215 задержки коррекционного значения, который получен посредством сигнала 214 коррекционного значения, задерживаемым первой секцией 204 задержки, дополнительно задерживается третьей секцией 905 задержки, и затем возвращается на входную сторону из вычитающего устройства 902 как второй возвратный сигнал 906.
[0049] С этим вариантом реализации, может быть реализовано устройство, посредством которого динамический диапазон может быть увеличен без увеличения частоты рабочего тактового генератора и, когда динамический диапазон не должен изменяться, рабочая тактовая частота уменьшается так, что снижается потребляемая мощность.
[0050] В вышеописанных вариантах реализации показан пример, в котором число ступеней заданного квантования равно девяти ступеням. Однако, в фактических устройствах D/A преобразования в электрических музыкальных инструментах и т.п., выполняется квантование с большим количеством ступеней. Вышеописанные варианты реализации могут также быть применены к такому квантованию с множественными ступенями.
[0051] Кроме того, конфигурация Σ интегратора 201, показанного на Фиг.2 и используемого для вышеописанных вариантов реализации, не ограничена показанной на Фиг.7, и другие конфигурации могут быть приняты.
[0052] Кроме того, в вышеописанных вариантах реализации, был описан пример, в котором настоящее изобретение применено к устройству D/A преобразования. Однако, настоящее изобретение может быть применено в случаях, когда выполняется асимметричная PWM с заданными значениями квантования. Например, настоящее изобретение может быть применено в устройстве A/D (аналого-цифрового) преобразования и т.п.
[0053] Эта заявка и формула испрашивает приоритет относительно Японской патентной заявки No. 2017-005427, поданной 16 января 2017, все содержание которой включено здесь посредством ссылки.
[0054] Хотя настоящее изобретение было описано в отношении предпочтительных вариантов реализации, предполагается, что изобретение не ограничивается какими-либо деталями описания, но включает в себя все варианты реализации, которые находятся в пределах объема притязаний приложенной формулы.