ОДНОТАКТНЫЙ АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНВЕРТЕР
SINGLE-PHASE ASTABLE CONVERTER

Предлагаемое устройство относится к области импульсной техники, а именно к преобразователям постоянного напряжения или тока. Основной областью применения конвертера является преобразование выпрямленного напряжения сети в более низкие напряжения или в постоянный ток, однако устройства предлагаемого типа могут применяться в любых трансформаторных конвертерах, а также в любых повышающих и понижающих конвертерах с индуктивной нагрузкой.
Известны аналогичные устройства, см., например, техническое описание интегральных конвертеров типа МС33363, ТОР221-227, LM2577 и т.д.
Упомянутые устройства относятся к категории преобразователей с принудительным тактированием и имеют ряд недостатков, связанных с независимостью тактовой частоты от величины используемой индуктивности и режима работы конвертера.
0
2
Известно, что энергия, передаваемая в нагрузку, за один период работы повышающих и трансформаторных преобразователей определяется соотношением Е=L·I/(2·Q), где Q - скважность, т.е. отношение длительности всего цикла преобразования к длительности интервала накопления энергии от внешнего источника. Очевидно, что если период тактовой частоты конвертера превышает оптимальное значение, при котором он равен времени заряда и полного разряда индуктивности, на которую он нагружен, то это сопровождается увеличением скважности выходного тока. В таком случае для сохранения заданной выходной мощности приходится увеличивать через индуктивность максимальный рабочий ток, который должен возрастать примерно пропорционально квадратному корню из скважности. Кроме увеличения потерь при этом на ключевом элементе, увеличение скважности отрицательно сказывается на размерах используемой индуктивности. Вдобавок возрастают перегрузочные токи через конденсаторы фильтра или через элементы нагрузки в схемах, где фильтрующие конденсаторы не используются.
Поэтому идеальный конвертер должен быть устроен таким образом, чтобы скважность по крайней мере при максимальной выходной мощности была бы минимальной вне зависимости от уровня преобразуемого напряжения и величины используемой индуктивности. При реализации такого условия обеспечиваются наиболее легкие условия работы всех узлов конвертера и, соответственно, его наивысшая надежность и наиболее высокий КПД.
Однако недопустимо, чтобы уменьшение скважности производилось за счет сокращения длительности разрядного цикла, что соответствует ситуации, когда тактовая частота конвертера превышает оптимальное значение. Поскольку в таком случае индуктивность не успевает разрядиться полностью, через нее начинает протекать постоянный ток и это также приводит к отрицательным эффектам. Известно, что среднее значение мощности треугольного тока, изменяющегося от нуля до максимума, равно одной трети от мощности постоянного тока, равного максимальному значению треугольного. Поэтому, как только через индуктивность конвертера начинает протекать постоянный ток из-за сокращения длительности циклов разряда по сравнению с минимально допустимым значением, существенно возрастают потери на внутреннем сопротивлении индуктивности и внутреннем сопротивлении первичного источника. При этом часть энергии первичного источника не передается в нагрузку.
Кроме этого, возрастают потери на ключевом элементе, который в момент замыкания коммутирует не разряженную индуктивность, а источник напряжения с выходным током, равным постоянному току через индуктивность в момент коммутации, что сопровождается его дополнительным нагревом и в конечном итоге отражается на КПД устройства.
Следовательно, скважность в идеальном конвертере должна быть минимальной, а общая продолжительность рабочего цикла должна быть равна сумме зарядного и разрядного циклов для используемой индуктивности от нуля до максимума и обратно.
Выполнить условия, характерные для идеального конвертера, в известных устройствах, использующих принудительное тактирование от встроенного или внешнего независимого генератора, в условиях их использования при разной выходной мощности, при использовании разных индуктивностей или в условиях меняющегося первичного напряжения практически невозможно. Кроме этого, известные устройства с принудительным тактированием сложны, дороги и недостаточно эффективны.
В то же время такие условия элементарно просто реализуются в автоколебательных конвертерах, рабочая частота которых напрямую определяется используемой индуктивностью, см., например, [1].
Однако несмотря на то что структура упомянутого известного устройства позволяет обеспечить все перечисленные требования к оптимальному конвертеру, у него есть существенный недостаток, заключающийся в недостаточной универсальности, поскольку это устройство неспособно работать с ключевыми полевыми транзисторами.
Наиболее близким по числу общих признаков к предлагаемому является устройство, описанное в [2] и широко используемое в качестве маломощного сетевого зарядного устройства.
Это устройство содержит ключевой транзистор с трансформаторной нагрузкой и с резистором-датчиком тока, включенным между общим электродом ключевого транзистора и общей шиной, пороговый элемент, вход которого через цепь отрицательной обратной связи по току подключен к выходному электроду ключевого транзистора, а также цепь обратной связи по напряжению, первый вывод которой соединен с выходным электродом ключевого транзистора. Соединение с выходом ключевого транзистора выполнено с помощью трансформаторной связи между основной обмоткой трансформатора нагрузки и обмоткой обратной связи, причем второй вывод этой цепи подключен к входу управления ключевого транзистора. В качестве порогового элемента используется транзисторный каскад, выполненный по схеме с ОЭ.
Основным недостатком этого устройства является его низкая эффективность, что связано как с использованием биполярного ключевого транзистора, так и с наличием внутренней отрицательной обратной связи, которой охвачены оба транзистора устройства при отключении индуктивной нагрузки. Из-за этой связи выключение ключевого транзистора существенно замедляется, причем в течение всего времени выключения его коллекторный ток имеет значительную величину. В результате на нем выделяется большая мощность, что ограничивает эффективность конвертера на уровне 70-75%.
Другим недостатком является использование биполярного транзистора в качестве устройства, коммутирующего вход управления ключевого транзистора, поскольку такой каскад имеет несимметричную выходную характеристику и может эффективно лишь отводить ток базы ключевого транзистора на общую шину. В такой конфигурации нельзя заменить биполярный ключевой транзистор полевым как вследствие большой суммарной входной емкости у транзисторов такого типа, так и из-за их существенно меньшей крутизны прямой передачи по сравнению с биполярными транзисторами.
Недостатком устройства является также обязательное использование трансформаторной развязки между входом и выходом ключевого транзистора, что неудобно при использовании трансформаторов малых габаритов в маломощных преобразователях и может способствовать уменьшению их выходной мощности или увеличению размеров.
Задачей настоящего изобретения является повышение эффективности однотактного автоколебательного конвертера при одновременном расширении его функциональных возможностей.
С этой целью в однотактный автоколебательный конвертер, содержащий ключевой транзистор с трансформаторной нагрузкой и с резистором-датчиком тока, включенным между общим электродом ключевого транзистора и общей шиной, пороговый элемент, вход которого через цепь отрицательной обратной связи по току подключен к общему электроду ключевого транзистора, а также цепь положительной обратной связи по напряжению, один вывод которой соединен с выходным электродом ключевого транзистора, введен дополнительно усилитель напряжения с двухтактным выходом, включенный между выходом порогового элемента и входом управления ключевого транзистора, при этом другой вывод цепи обратной связи по напряжению соединен с входом порогового элемента.
Упрощенные электрические принципиальные схемы вариантов заявляемого конвертера представлены на фиг.1-3.
Конвертер содержит ключевой транзистор 1, выход которого через трансформатор подключен к нагрузке, резистор-датчик тока 2, цепь отрицательной обратной связи 3, пороговый элемент 4, цепь обратной связи по напряжению 5, усилитель напряжения 6 с двухтактным выходом, а также источник питания 7. В состав заявляемого устройства может также входить обмотка обратной связи (ОС) 8, размещенная на нагрузочном трансформаторе.
Устройство, показанное на фиг.1, работает следующим образом. При подаче питания конденсатор цепи ОС по напряжению 5 начинает заряжаться через первичную обмотку нагрузочного трансформатора. При этом на входе порогового элемента 4 поддерживается высокий уровень напряжения, превышающий порог переключения, вследствие чего на его выходе устанавливается низкий уровень напряжения, который без инверсии передается усилителем напряжения 6 к входу ключевого транзистора 1. Поэтому сразу после подачи напряжения ключевой транзистор 1 находится в выключенном состоянии.
Одновременно с зарядом конденсатора положительной ОС 5 устанавливается напряжение питания порогового элемента 4 и усилителя напряжения 6, создаваемое источником питания 7.
По мере заряда конденсатора цепи положительной ОС по напряжению 5 потенциал на входе порогового элемента 4 снижается и в конечном итоге становится ниже его порога переключения. Как только это происходит, на выходе порогового элемента 4 и на выходе усилителя напряжения 6 устанавливается высокий уровень напряжения, который переводит ключевой транзистор 1 в состояние насыщения. Ток через ключевой транзистор 1 начинает возрастать, в результате чего возрастает напряжение на резисторе-датчике тока 2. Когда это напряжение достигает уровня переключения порогового элемента 4, напряжение на его выходе и на выходе усилителя напряжения 6 переключается в низкий уровень, в результате чего ключевой транзистор 1 выключается.
Однако в отличие от прототипа совокупность порогового элемента 4, усилителя напряжения 6 и ключевого транзистора 1 при этом не остается охваченной отрицательной обратной связью, поскольку на выходном электроде ключевого транзистора 1 напряжение мгновенно возрастает, и возрастающий ток через цепь положительной обратной связи по напряжению 5 нейтрализует уменьшение тока отрицательной обратной связи 3. Т.е. хотя напряжение на резисторе-датчике тока становится равным нулю, на выходе усилителя напряжения 6 продолжает удерживаться низкий уровень напряжения. Этому способствуют наличие гистерезиса у усилителя напряжения 6, задержка распространения от входа порогового элемента 4 до входа управления ключевым транзистором 1 и конденсатор в цепи отрицательной ОС по току 3, необходимый также для подавления выброса напряжения на резисторе-датчике тока 2, обусловленного входной емкостью ключевого транзистора 1.
С этого момента индуктивность трансформатора начинает разряжаться на нагрузку, при этом напряжение на выходном электроде ключевого транзистора 1 становится более высоким, нежели напряжение первичного источника питания. При условии, что постоянная времени цепи положительной ОС по напряжению 5 существенно больше постоянной времени разряда индуктивности трансформаторной нагрузки, в течение всего периода разряда энергии, запасенной в индуктивности, на входе порогового элемента 4 поддерживается высокий потенциал, превышающий порог переключения, а на выходе усилителя напряжения 6 - низкое напряжение, удерживающее ключевой транзистор 1 в запертом состоянии. Следующий цикл начинается сразу же после снижения напряжения на выходном электроде ключевого транзистора 1 до уровня напряжения первичного источника питания, поскольку одновременно с этим напряжение на входе порогового элемента 4 становится более низким, чем порог его переключения.
Таким образом, все временные параметры конвертера определяются индуктивностью трансформаторной нагрузки.
Теперь следует обратить внимание на то, что совокупность порогового элемента 4 и усилителя напряжения 6 с двухтактным выходом является точным аналогом стандартных драйверов нижнего плеча типа, например, IR4426 фирмы International Rectifier, MIC4416 фирмы Micrel, TC4427 фирмы Microchip и т.д. Единственное отличие заключается в том, что входной каскад драйверов выполнен не на биполярном, а на полевом транзисторе, что несущественно. Причем все устройства подобного типа не только имеют необходимую структуру, включающую входной транзистор с определенным порогом срабатывания, усилитель напряжения и двухтактный выходной каскад, но и обладают гистерезисом, что делает их идеальным устройством для реализации заявляемого конвертера. При этом в совокупности с ключевым транзистором любого типа можно реализовывать высокоэффективные конвертеры, которые существенно превосходят интегральные конвертеры с принудительным тактированием не только по цене и параметрам, но и по значительно меньшему количеству активных транзисторов, а следовательно, и по надежности. И при этом не требуется никаких новых интегральных разработок.
В связи с этим на фиг.1 показан переход от порогового элемента 4 и усилителя напряжения 6 к стандартному драйверу, который отображается в дальнейшем единым узлом с номерами 4, 6.
Преимуществами конвертера, представленного на фиг.1, являются не только уникальная простота самого конвертера, но и наиболее простая конструкция трансформатора нагрузки, содержащего всего две обмотки. Однако при этом не исключается возможность трансформаторной связи положительной ОС 5 с выходом ключевого транзистора 1 с помощью дополнительной обмотки на трансформаторе нагрузки. В таком случае конденсатор из состава этой цепи можно исключить.
Устройство, показанное на фиг.2, отличается от предыдущего тем, что здесь используется обмотка обратной связи 8, а драйвер 4, 6 выполнен неинвертирующим. Вследствие этого цепь обратной отрицательной связи 3 по току создана путем подключения общего электрода ключевого транзистора к общему электроду драйвера 4, 6, выполняющему функцию инвертирующего входа. Такое подключение допустимо, поскольку напряжение на резисторе-датчике тока 2 к моменту переключения не превышает 1-1,5 В и оно никак не отражается на работоспособности драйвера 4, 6 с напряжением питания, например, 10 В. Однако свободный вывод цепи ОС по напряжению 5 к этому же входу подключить нельзя, поскольку ее эффективность оказалась бы близкой к нулю. Поэтому этот вывод цепи ОС по напряжению 5 подключен к основному входу драйвера 4, 6. Однако чтобы при таком подключении эта обратная связь оказалась положительной, напряжение, присутствующее на выходном электроде ключевого транзистора 1, необходимо инвертировать. Потому в данном варианте в нагрузочном трансформаторе необходима обмотка обратной связи 8, позволяющая одновременно получить необходимую фазу передачи сигнала в цепи обратной связи 5 и обеспечить гальваническую развязку между высоким напряжением на выходном электроде ключевого транзистора 1 и входом драйвера 4, 6. При этом, невзирая на некоторое усложнение принципиальной схемы, данное устройство обладает преимуществами по сравнению с первым рассмотренным конвертером.
Во-первых, режим автоколебаний в этом варианте конвертера устанавливается только тогда, когда напряжение первичного источника превысит определенный уровень. Это обусловлено тем, что для запуска автоколебаний в этом устройстве напряжение источника питания 7 должно стать достаточным, чтобы напряжение с делителя положительной обратной связи 5 превысило порог включения драйвера 4, 6. Следовательно, в этом устройстве без всяких дополнительных узлов имеется защита от недонапряжения (UVLO - Undervoltage lockout). В первом рассмотренном устройстве такую защиту необходимо реализовывать дополнительно.
Во-вторых, наличие обмотки обратной связи позволяет после включения автоколебательного режима существенно увеличить выходную мощность источника питания 7 либо уменьшить мощность, потребляемую этим источником от первичного источника питания. С этой целью используются включенные последовательно резистор и диод между незаземленным выводом обмотки обратной связи 8 и выходом источника питания 7.
И наконец, наличие обмотки обратной связи позволяет обеспечить эффективное управление ключевыми биполярными транзисторами. Упрощенный вариант такого конвертера представлен на фиг.3. Особенностью этого устройства является то, что включенное состояние ключевого транзистора 1 инициируется коротким импульсом через емкость с выхода драйвера 4, 6, а в течение всего интервала заряда индуктивности базовый ток создается обмоткой 8 обратной связи через низкоомный токоограничивающий резистор. Такое решение позволяет минимизировать постоянное значение тока с выхода драйвера 4, 6 и тем самым упростить схему его питания.
Принцип работы конвертера, показанного на фиг.2, следующий.
После подачи входного напряжения питания напряжение на выходе источника питания 7 возрастает. До тех пор, пока это напряжение с учетом делителя обратной связи 5 не превысит пороговое напряжение драйвера 4, 6, генерация отсутствует и весь конвертер находится в отключенном состоянии. Такая особенность гарантирует, что работа конвертера начинается при первичном напряжении, не меньшем некоторого значения, достаточного для надежной коммутации ключевого транзистора 1, который в ином случае просто перегрелся бы из-за недостаточного напряжения управления на затворе.
Как только напряжение на входе драйвера 4, 6 становится выше порогового уровня, положительный потенциал на выходе драйвера включает ключевой транзистор 1. Напряжение на стоке ключевого транзистора мгновенно становится равным нулю, что приводит к появлению положительного напряжения на незаземленном выводе обмотки обратной связи.
С этого момента режим работы конвертера становится автоколебательным, поскольку напряжение на входе драйвера 4, 6 скачком увеличивается и сохраняется на этом уровне до тех пор, пока напряжение на управляющей обмотке не изменит полярность. Т.к. напряжение на входе драйвера 4, 6 превышает его порог переключения, на его выходе продолжает удерживаться высокий уровень напряжения. Вследствие этого ключевой транзистор 1 удерживается в насыщенном состоянии и ток его стока начинает возрастать, а это приводит к возрастанию напряжения на резисторе-датчике тока 2 и общем выводе драйвера 4, 6. Через интервал времени, определяемый индуктивностью первичной обмотки трансформатора, сумма порогового напряжения и напряжения на резисторе-датчике тока 2 становится большей, чем напряжение, создаваемое делителем обратной связи 5. Напряжение на выходе драйвера 4, 6 скачком становится равным нулю и ключевой транзистор 1 мгновенно запирается. Однако напряжение на резисторе-датчике тока 2 из-за перезаряда внутренних емкостей ключевого транзистора 1 начинает уменьшаться лишь через некоторое время. Экспериментально установлено, что этого времени достаточно, чтобы на входе драйвера 4, 6 напряжение успело уменьшиться за счет изменения полярности напряжения на базовой обмотке. Кроме этого, драйвер обладает свойствами триггера Шмидта, что также способствует предотвращению высокочастотной генерации. Однако при необходимости может быть реализована дополнительная задержка, которая обеспечивается с помощью конденсатора, который включается между входом и выходом драйвера 4, 6. После переключения нулевое состояние на выходе драйвера 4, 6 удерживается за счет изменения полярности на входе цепи обратной связи 5.
По окончании разряда индуктивности на нагрузку напряжение на обмотке управления становится равным нулю, при этом ток через цепь ОС 5 уменьшается и состояние драйвера меняется на обратное. Таким образом, все временные параметры рабочего режима конвертера определяются индуктивностью первичной обмотки трансформатора.
Следует отметить, что в первых двух вариантах заявляемого конвертера величина максимального тока через первичную обмотку нагрузочного трансформатора нестабильна и напрямую зависит от напряжения первичного источника или напряжения на выходе конвертера. Для исключения такой зависимости можно использовать любые схемотехнические решения, с помощью которых цепь ОС по напряжению 5 отключается на время, пока ключевой транзистор 1 насыщен. Например, в устройстве, показанном на фиг.1, с этой целью можно использовать два диода, один из которых следует включить в обратном направлении между выходом цепи положительной ОС 5 и отрицательной шиной питания, а второй - в прямом направлении между выходом цепи положительной ОС 5 и входом драйвера 4, 6. В варианте, показанном на фиг.2, стабилизацию максимального тока через индуктивность можно обеспечить, заменив нижний по схеме резистор положительной ОС 5 стабилитроном. Для этой же цели можно включить диод между незаземленным концом обмотки обратной связи и входом цепи обратной связи 5 катодом в сторону обмотки. В варианте, показанном на фиг.3, стабильность максимального тока через первичную обмотку трансформатора нагрузки обеспечена диодами, включенными встречно между выводами обмотки обратной связи 8.
В заключение следует остановиться на способе регулировки выходной мощности в заявляемом конвертере. Такая регулировка осуществляется за счет изменения длительности зарядного цикла известным способом - путем компенсации части порогового напряжения за счет управляемого источника тока так же, как это реализовано, например, в прототипе. В качестве такого источника обычно используется транзисторный оптрон. В варианте заявляемого конвертера, показанном на фиг.1, транзистор оптрона включается между выходом источника питания 7 и входом драйвера 4, 6.
В двух других вариантах заявляемого устройства транзистор оптрона включается между основным входом драйвера и отрицательной шиной первичного источника (см. фиг.3).
Таким образом, предлагаемое техническое решение позволяет не только существенно улучшить эффективность конвертеров по сравнению с прототипом, но и обеспечивает значительное превосходство по функциональным возможностям, позволяя реализовывать конвертеры с ключевыми транзисторами любого типа, с различными вариантами трансформаторов или индуктивных нагрузок в соответствии с решаемой задачей.
Источники информации
1. Заявка РФ на изобретение №2011137714 (056223).
2. Грошев В.Я. «Модернизация маломощного зарядного устройства». Электронный журнал «Радиолоцман», №9, 2011, стр.50. URL www.rlocman.ru/book/book.html - прототип.