АДАПТИВНЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР ПО СХЕМЕ КОСТАСА

Полезная модель относится к области демодуляции фазоманипулированных сигналов (ФМС) в современных средствах связи и радиомониторинга.
В настоящее время широкое распространение получили демодуляторы с когерентной обработкой ФМС, поскольку они обеспечивают максимальную помехоустойчивость.
Известен когерентный демодулятор ФМС [1 - Окунев Ю.Б. "Теория фазоразностной модуляции". - М.: Связь, 1979, стр.43], обеспечивающий демодуляцию ФМС с известными несущей и тактовой частотами, а также начальной фазой.
Такой демодулятор состоит из перемножителя, гетеродина и фильтра нижних частот.
К недостаткам данного демодулятора следует отнести существенное снижение помехоустойчивости при наличии частотного и фазового рассогласований между ФМС и опорным напряжением, формируемым гетеродином.
Известен также демодулятор по схеме Костаса [2 - Шахтарин Б.И. "Синхронизация в радиосвязи и радионавигации". - М.: Гемос АРВ, 2007, стр.183], обеспечивающий квазикогерентную обработку ФМС с априорно неизвестными частотой и начальной фазой.
Данный демодулятор состоит из двух перемножителей, двух фильтров нижних частот, управляемого по частоте гетеродина, фазовращателя на 90°, которые обеспечивают формирование квадратурных составляющих ФМС, с последующим их перемножением в третьем перемножителе и выделении сигнала рассогласования в петлевом фильтре, с выхода которого он подается на управляемый гетеродин.
К недостаткам такого демодулятора следует отнести существующую зависимость быстродействия от величины частотного рассогласования и зависимость помехоустойчивости от априорной неопределенности о скорости передачи информации при использовании ФМС.
Из известных устройств наиболее близким по технической сущности, взятым за прототип, является демодулятор по схеме Костаса (ДК), совмещенный с устройством частотной автоподстройки [3 - IEEE Transactions on Communications, vol. com-25, no. 12, 1977, p.1454].
Вышеупомянутое устройство состоит из демодулятора по схеме Костаса и устройства частотной автоподстройки (ЧАП).
2
Демодулятор по схеме Костаса приведен в [2] и состоит из трех перемножителей, двух фильтров нижних частот, управляемого по частоте гетеродина, фазовращателя на 90°, петлевого фильтра и управляемого гетеродина. Устройство ЧАП, входящее в прототип [3] состоит из квадратурного частотного детектора, второго петлевого фильтра (ПтФ) и сумматора. Квадратурный частотный детектор состоит из двух линий задержки, двух перемножителей и вычитающего устройства. Для функционирования ЧАП на вход квадратурного частотного детектора подается напряжение с выхода квадратурных каналов демодулятора по схеме Костаса, и после выделения во втором петлевом фильтре сигнала частотного рассогласования он подается на управляемый гетеродин через второй вход сумматора.
Признаками прототипа, совпадающими с признаками заявленного устройства, являются первый, второй и третий перемножители, первый и второй фильтры нижних частот, управляемый гетеродин, петлевой фильтр.
К недостаткам прототипа следует отнести существенную зависимость помехоустойчивости от априорной неопределенности о скорости передачи информации при использовании ФМС, а также появление срывов слежения за частотой при наличии замираний ФМС.
Техническим результатом создания полезной модели является: повышение помехоустойчивости при наличии большой априорной неопределенности о скорости передачи информации в ФМС и частотном рассогласовании между частотой ФМС и управляемого гетеродина; оптимизация параметров при наличии ограничений на быстродействие и помехоустойчивость; уменьшение вероятности срыва слежения за частотой управляемого гетеродина при наличии замираний ФМС.
Для достижения указанного технического результата предлагается адаптивный демодулятор по схеме Костаса, содержащий демодулятор по схеме Костаса, включающий в себя первый, второй и третий перемножители, первый и второй фильтры нижних частот, управляемый гетеродин, петлевой фильтр, фазовращатель, который имеет два параллельно соединенных входа, причем первый вход демодулятора по схеме Костаса подключен к первому входу первого перемножителя, а второй вход демодулятора подключен к первому входу второго перемножителя, второй вход первого перемножителя подключен к выходу управляемого гетеродина, второй вход второго перемножителя подключен к выходу управляемого гетеродина через последовательно подсоединенный фазовращатель, выход первого перемножителя соединен через последовательно включенный первый фильтр нижних частот с первым входом третьего перемножителя, выход второго перемножителя соединен через последовательно включенный второй фильтр нижних частот со вторым входом третьего перемножителя, выход третьего перемножителя соединен через последовательно включенный петлевой фильтр со входом управляемого гетеродина.
Согласно полезной модели дополнительно введены линия задержки, параллельный спектроанализатор, решающее устройство и сумматор; вход линии задержки подключен к входу адаптивного демодулятора, а ее выход подключен ко входам первого и второго перемножителей, вход параллельного спектроанализатора подключен к входу адаптивного демодулятора, а его выход подключен к входу решающего устройства, первый выход которого подключен к управляющим входам первого и второго фильтров нижних частот, второй выход которого подключен к первому входу сумматора, третий выход которого подключен к управляющему входу петлевого фильтра, выход которого подключен ко второму входу сумматора, выход которого подключен к управляющему входу управляемого гетеродина.
На фигуре приведена функциональная схема заявленного устройства.
1
1
1
3
2
2
В заявленном адаптивном ДК: 1 - линия задержки ЛЗ; 2 - первый перемножитель П; 3 - первый фильтр нижних частот ФНЧ; 4 - управляемый гетеродин УГ; 5 - сумматор Сум; 6 - петлевой фильтр ПтФ; 7 - третий перемножитель П; 8 - фазовращатель Фв; 9 - второй перемножитель П; 10 - второй фильтр нижних частот ФНЧ; 11 - параллельный спектроанализатор ПСА; 12 - решающее устройство РУ.
Адаптивный ДК работает следующим образом.
1
2
1
2
1
2
1
2
1
3
2
3
1
1
1
2
1
Со входа адаптивного ДК сигнал подается параллельно на вход ЛЗ (1) и вход ПСА (11), который соединен последовательно с РУ (12). С выхода ЛЗ (1) задержанный сигнал подается параллельно на первые входы П(2) и П (9), где он перемножается с опорным напряжением УГ (4). Сигнал с выхода УГ (4) подается на второй вход П(2) на прямую, а на второй вход П (9) через Фв (8). С выходов перемножителей П(2) и П(9) сигналы подаются на входы ФНЧ(3) и ФНЧ (10) соответственно, где производится фильтрация высокочастотной составляющей сигнала. Выходной сигнал с ФНЧ(3) подается на первый вход П (7), а выходной сигнал с ФНЧ (10) подается на второй вход П (7), где сигналы перемножаются и результат подается на первый вход ПтФ(6). С выхода Пт (6) сигнал управления через Сум (5) подается на управляющий вход УГ (4), где происходит подстройка опорного напряжения. В ПСА (11) и РУ (12) осуществляется вычисление параметров входного сигнала и формирование целеуказаний, которые подаются на управляющие входы ФНЧ(3), ФНЧ (10), ПтФ(6) для подстройки их полосы пропускания и на первый вход Сум (5) для подстройки опорного напряжения УГ (4).
Принцип действия заявленного устройства состоит в следующем.
На вход ДК через ЛЗ(1) поступает аддитивная смесь
ms
s
s
где U, f, φ - амплитуда, частота, начальная фаза квазидетерминированного ФМС S(t);
0
f - частота излучения;
э
П(t) - манипулирующая функция, представляющая собой последовательность положительных и отрицательных прямоугольных импульсов с единичной амплитудой и длительностью Т;
n(t) - гауссова стационарная помеха;
p
Δf - частотное рассогласование между ФМС и УГ (4).
n
э
n
n
Дисперсия помехи n(t) на выходе ДК равна  Δf=2/Т, N, Δf - спектральная плотность и ширина спектральной помехи.
1
2
Опорные напряжения, подаваемые на П (2) и П (9), имеют следующий вид:
г
0
где U, f - амплитуда и частота УГ (4).
1
2
На выходах ФНЧ (3) и ФНЧ (10) имеем
s
0
s
0
Δφ=(φ-φ)+2π(f-f)t,
п
1
2
где К - коэффициент передачи перемножителей П (2) и П (9);
Δφ - полная разность фаз между ФМС и опорным напряжением;
c
s
n(t), n(t) - квадратурные составляющие помехи n(t).
1
2
п
Полоса пропускания ФНЧ (3), ФНЧ (10) ΔF выбирается согласованной с шириной спектра манипулирующей последовательности П(t)
1
s
c
птф1
э
На выходе ПтФ (6) после перемножения напряжений U(t) и U(t) при Т>Т,
птф1
1
где Т - постоянная времени ПтФ (6), получаем сигнал ошибки, определяемый следующим образом:
c1
s1
1
где n(t), n(t) - квадратурные составляющие помехи n(t) после фильтрации в ПтФ (6).
После завершения процесса подстройки в контуре управления сигнал ошибки приобретает следующий вид:
1
При отсутствии шумов и искажений в ФНЧ (3) с выхода ДК снимается напряжение , которое затем подвергается дальнейшей обработке в устройствах тактовой синхронизации и индикации.
2
Наличие шумов приводит к появлению в контуре управления фазовых флуктуации, дисперсия σ(δφ) которых определяется из следующих соотношений [4 - Тепляков И.М., Рощин Б.В., Фомин А.И., Вейцель В.А. "Радиосистемы передачи информации: Учебное пособие". - М.: Радио и связь, 1982. - 264 с.]:
φ
1
ш
где g - отношение сигнал-помеха по напряжению на выходе ПтФ (6), имеющего шумовую полосу Δf;
- отношение сигнал-помеха по мощности на выходе ДК;
s
P - мощность ФМС на входе ДК.
ош
Помехоустойчивость ДК характеризуется вероятностью ошибочных решений Р. При демодуляции двухпозиционных ФМС на фоне гауссовой стационарной помехи n(t) при использовании когерентного демодулятора, имеем
к
где g - отношение сигнал-помеха по напряжению на выходе когерентного демодулятора;
Ф(х) - интеграл Лапласа.
Наличие в опорном напряжении фазовых искажений за счет неидеальности подстройки УГ (4) приводит к снижению помехоустойчивости демодуляции по сравнению с когерентным демодулятором за счет наличия энергетических потерь
ош.1
1
1
где P, g - вероятность ошибочных решений и выходное отношение сигнал-помеха по напряжению на выходе ФНЧ (3);
- коэффициент энергетических потерь за счет флуктуации фазы опорного напряжения.
n
c
Время регулирования фазы определяется временем поиска t и временем вхождения в синхронизм t
0
0
где δ - остаточная разность фаз между ФМС и УГ (4) после вхождения в синхронизм. При δ≤0,1 рад получаем, что .
per
б1
Для данного варианта ДК t соответствует быстродействию Т. При небольших значениях допустимых энергетических потерь, например когда  (-0,4 дБ) минимально допустимая величина отношения сигнал-помеха по напряжению на выходе контура управления должна выбираться из соотношения
э
s
При приеме двухпозиционных ФМС скорость передачи информации R, длительность элемента Т и ширина спектра Δf имеют следующую взаимосвязь:
Для иллюстрации приведенных выше соотношений рассмотрим пример при следующих исходных данных:
при М=2,
SB
где Δf - максимально ожидаемая ширина спектра ФМС.
ош
-4
Для обеспечения минимально допустимой вероятности ошибочных решений Р=10 при демодуляции двухпозиционных ФМС с безызбыточным кодированием необходимо иметь отношение сигнал-помеха по напряжению на выходе ДК
д0
ош
g=arc Ф(1-Р)=6,9 (8,4 дБ).
1
2
n
э
н
в
пер
в
н
s
2
s
s
s
s
s
s
6
6
При проведении радиомониторинга в соответствии с минимаксным подходом полоса пропускания по входу ДК и ФНЧ (3), ФНЧ (10) выбирается равной Δf=2/Т=4,096·10 Гц; ΔF=2,048·10 Гц. Поскольку ДК должен обеспечивать демодуляцию ФМС с разными скоростями передачи информации R∈[R, R] и большим коэффициентом перекрытия К=R/R=32, то при этом, учитывая что ширина спектра ФМС определяется из соотношения Δf=R/(logM), где М=2 - позиционность ФМС, а мощность на входе ДК равна P=G(f)Δf, где G(f) - спектральная плотность ФМС на частоте f, соотношение для расчета отношения сигнал-помеха по мощности на входе ДК при априорной неизвестной ширине спектра ФМС Δf можно представить в следующем виде:
s
э1
э1
SB
s
н
в
При квазисогласованном по спектру приему ФМС, когда Δf=1/Т, Т=1/Af; имеем , а при несогласованном по спектру ФМС, например, когда Δf∈[R, R], имеем , , где  - коэффициент энергетических потерь при несогласованном приеме.
ош
-4
Для обеспечения заданной величины вероятности Р=10 требуется обеспечить одинаковую величину входного отношения сигнал-помеха как при квазисогласованном, так и несогласованном приеме, равную
s
н
Зависимость  от скорости передачи информации R принимаемого ФМС носит линейный характер, в соответствии с которым следует, что при приеме ФМС с Δf=R, =1/32, получаем , что соответствует энергетическим потерям до 15,1 дБ.
φ
э1
ш
per
6
При коэффициенте энергетических потерь за счет неидеальности опорного напряжения , т.е. когда g=3,2; а также , ΔF=1/Т=2·10 Гц шумовая полоса в контуре управления ДК Δf определяется из соотношения, приведенного для времени регулирования частоты t.
p
0
б11
ш
-5
При отсутствии частотного рассогласования (Δf=0)  (σδφ=δ=0,3 рад) имеем Т=2,4/Δf=4,8·10 с.
p
ш
б12
ш
4
-4
При частотном рассогласовании Δf=Δf=5·10 Гц имеем Е=7,4/Δf=1,4·10 с.
p
ш
б13
ш
5
-3
При частотном рассогласовании Δf=ЗΔf=1,5·10 Гц имеем Т=47,4/Δf=10  с.
p
ш
б14
ш
5
-2
При частотном рассогласовании Δf=10Δf=5·10 Гц имеем Т=502,4/Δf=10 с.
p
э1
б15
ш
6
3
При частотном рассогласовании Δf=1/Т=2·10 Гц имеем T=2·10/Δf=0,16 с.
Для обеспечения оптимизации характеристик помехоустойчивости и быстродействия ДК при приеме ФМС с большими диапазонами изменения скорости передачи информации R и входного отношения сигнал-помеха  предлагается осуществлять адаптацию параметров ДК за счет его совмещения с параллельным спектроанализатором (ПСА).
s
s
0
1
2
1
ш
В адаптивном ДК ПСА (11) с РУ (12) используется для формирования целеуказаний о частоте f, ширине спектра Δf, величине входного отношения сигнал-помеха  принимаемого ФМС с целью подстройки частоты УГ (4) f, полос пропускания ФНЧ (3), ФНЧ(10)ΔF и ПтФ(6)Δf.
a
n
э1
к
к
ПСА (11) должен иметь полосу анализа Δf, равную Δf=2/Т. Количество каналов в ПСА (11) n зависит от полосы их пропускания Δf, требования к которой будут сформулированы ниже. Каждый канал ПСА (11) состоит из полосового фильтра, детектора, фильтра нижних частот и порогового устройства.
к
к
При ΔfT>>1,
к
где Т - постоянная интегрирования ФНЧ на выходе каждого канала ПСА (11), характеристики помехоустойчивости для каждого канала определяются следующим образом [5 - Дятлов А.П., Кульбикаян Б.Х. "Радиомониторинг радиоизлучений спутниковых радионавигационных систем". - М.: Радио и связь, 2006. - 270 с.]:
пок
лтк
где Р, Р - вероятности правильного обнаружения и ложной тревоги в канале ПСА (11);
лт
s
Р - вероятность ложной тревоги при обнаружении ФМС с шириной спектра Δf;
Ф(х), arc Ф(х) - прямая и обратная функции Лапласа;
- отношение сигнал-помеха на входе канала ПСА (11);
пор1
g - нормированный порог.
ni
к
пор1
лтк
Обработка ФМС в ПСА (11) и РУ (12) осуществляется в несколько этапов. На первом этапе при отсутствии ФМС по совокупности отсчетов напряжений на выходе каналов ПСА (11) U(T) определяется оценка спектральной плотности помехи на входе ДК  и рассчитывается пороговое напряжение U в каналах ПСА (11), соответствующее заданной вероятности Р, с учетом следующих соотношений:
i
i
где h(t) - импульсная реакция полосового фильтра в i-м канале ПСА (11) со средней частотой f;
п
К - коэффициент передачи детектора в канале ПСА (11), размерностью 1/В;
к
(T) - оценка усредненного напряжения помехи в канале ПСА (11);
,  - дисперсия помехи на входе ДК и входе канала ПСА (11).
На втором этапе осуществляется обнаружение ФМС в каналах ПСА (11) и оценивание частотных границ спектрального распределения
0
где H - гипотеза обнаружения ФМС;
пор1
- оценки нижней и верхней частотных границ спектрального распределения ФМС по первому пороговому уровню U;
i
к
i+1
к
i+m
к
U(Т); U(Т); …; U(T) - напряжение на выходе , (+1), (+m) каналов ПСА (11);
н
f - нижняя граница частотного диапазона ПСА (11).
На третьем этапе определяются оценки частоты  и ширины спектра  ФМС с учетом соотношений, устанавливающих взаимосвязь между уровнем и частотой компонентов в спектральном распределении сигнала
к
где (Т) - оценка максимального значения напряжения из компонентов на выходе ПСА (11) после обнаружения;
пор2
U - пороговое напряжение, используемое при формировании оценок частотных параметров ФМС;
н
к
в
к
U(Т), U(T) - напряжения в каналах ПСА (11) с нижней  и верхней  границами спектра ФМС;
К - коэффициент отсчетного формирования.
Поскольку энергетический спектр ФМС при прямоугольных импульсах в манипулирующей последовательности имеет вид
s
s
э
s
э
2
G(f)=PTsinc[π(f-f)]Т,
sp
э
то при этом расчетное значение ширины спектра равно Δf=1/Т.
э
1
2
При этом, если полагать, что К=1/2, то измеренная оценка ширины спектра составляет =0,8/Т, что требует при формировании целеуказания для подстройки полосы пропускания ФНЧ (3), ФНЧ (10) в ДК ΔF ввести поправочный коэффициент, равный 1,25.
к
На четвертом этапе, используя оценки напряжений (T) и , рассчитывается оценка входного отношения сигнал-помеха по мощности на входе ДК при согласованном по спектру приеме ФМС на основе следующих соотношений:
p
s
1
2
1
ш
пса
к
ру
ру
После обработки ФМС в ПСА (11) с выхода РУ (12) целеуказание об оценке частоты  поступает на УГ (4) через сумматор (5) с целью уменьшения частотного рассогласования до величины Δf=Δf-, целеуказание об оценки ширины спектра  с коррекцией в 1,25 раза поступает на подстройку полосы пропускания ФНЧ (3), ФНЧ (10) в ДК ΔF с целью обеспечения квазисогласованного по спектру приема сигнала, а для подстройки полосы пропускания ПтФ(6)Δf необходимо использовать целеуказания об оценках ширины спектра  и входного отношения сигнал-помеха при квазисогласованном по спектру приему  после вычислений в РУ (12) быстродействие ПСА (11) T=Т+Т, где Т - быстродействие РУ (12).
2
пса
п
п
1
2
1
С целью устранения влияния времени обработки информации в ПСА (11) и РУ (12) на быстродействие ДК на входе ДК устанавливается ЛЗ (1) с временем запаздывания τ≥T+Т, Т - время необходимое для подстройки УГ (4), ФНЧ (3), ФНЧ (10) и ПтФ (6).
s
s
Поскольку ширина спектра ФМС Δf оценивается в ПСА (11) со среднеквадратичной погрешностью σf, то при этом коэффициент энергетических потерь в адаптивном ДК составляет .
1
При заданной величине  шумовая полоса ПтФ (6) рассчитывается следующим образом:
р
ш
дов
s
s
ш
Если положить, что при использовании целеуказания от ПСА (11) требуется обеспечить частотное рассогласование Δf=Δf, то для этого требуется, чтобы при доверительной вероятности Р=0,95 среднеквадратичная погрешность оценивания частоты ФМС σf составляла σf=Δf/2, а при этом полоса пропускания канала ПСА (11) должна выбираться из условия .
При реализации адаптивного ДК возможны различные постановки оптимизационных задач. Рассмотрим три примера оптимизации адаптивного ДК, используя вышеприведенные исходные данные.
Пример 1. Определить основные характеристики адаптивного ДК, обеспечивающего минимизацию коэффициента энергетических потерь , обусловленного отсутствием априорной информации о скорости передачи информации R принятого ФМС.
ош
-4
Как показано при анализе ДК с фиксированными параметрами, при Р=10 и  входное отношение сигнал-помеха по мощности при квазисогласованном приеме ФМС равно .
ш
шн
шв
шн
1
н
шв
1
в
После подстройки параметров в адаптивном ДК с учетом вычислений в РУ (12) получаем Δf=0,15; Δf=9,6 КГц; Δf=307,2 КГц, где Δf - шумовая полоса ПтФ (6) при приеме ФМС с R=64 Кбит/с; Δf - шумовая полоса ПтФ (6) при приеме ФМС с R=2048 Кбит/с.
p
ш
s
ш
к
к
n
к
Для того чтобы ПСА (11) формировал целеуказание, обеспечивающее подстройку частоты УГ (4), при котором Δf=Δf=9,6 КГц, необходимо, чтобы: а) среднеквадратичная погрешность оценивания частоты ФМС составляла σf=Δf/2=4,8 КГц; б) полоса пропускания канала ПСА (11) была равна Δf==16,3 КГц; в) количество каналов в ПСА (11) составило n=(Δf)/(Δf)=251.
по
лтк
пор
лтк
-6
Если полагать, что в ПСА (11) Р=0,99, Р=10, то для этого необходимо иметь нормированный порог в каналах ПСА (11) g=arcФ(1-Р)=5,16.
Отношение сигнал-помеха на выходах каналов ПСА (11) с частотами  можно рассчитать из соотношения
При этом время усреднения в каналах ПСА (11) определяется из соотношения
б3
рег
ш
Быстродействие адаптивного ДК Т соответствует времени регулирования частоты τ в ДК и при Δf=0,15 составляет
бЗ
шн
шн
3
-4
Т∈[1,5·10/Δf; 0,5/Δf]=[1,56; 5,2·10] с
в зависимости от ширины спектра принятого ФМС. Коэффициент энергетических потерь в адаптивном ДК составляет , что свидетельствует о выигрыше в 15 дБ по сравнению с ДК без адаптации.
бЗ
Пример 2. Определить основные характеристики адаптивного ДК, обеспечивающего быстродействие T, необходимое для обработки пакетных ФМС.
1
ш
Для обеспечения высокого быстродействия адаптивного ДК необходимо снизить требования к величине шумовой полосы ПтФ(6)Δf и частотного рассогласования после подстройки по целеуказаниям по ПСА (11) и РУ (12) и повысить требования к величине .
ш
Если положить, что Δf=, то для того чтобы обеспечить , необходимо иметь ≥11,5 (10,6 дБ).
p
sн
s
к
к
Для обеспечения частотного рассогласования Δf=Δf=64 КГц ПСА (11) должен иметь следующие характеристики: σf=32 КГц; Δf=54,4 КГц; n=75.
бЗ
sн
sв
э1
э2
-6
-5
При этом быстродействие адаптивного ДК определяется временем регулирования частоты УГ (4), которое находится в пределах T∈[7,4/Δf; 2,4/Δf], т.е. от 2,4T=1,2·10 с до 7,4T=1,1·10 с, что позволяет обеспечить подстройку и вхождение в синхронизм по преамбуле пакетных ФМС.
s
ср
φ
Пример 3. Определить основные характеристики адаптивного ДК, обеспечивающего отсутствие срыва сопровождения по несущей частоте f при наличии замираний ФМС. Вероятность срыва слежения в ДК определяется из соотношения Р=1-Ф(g).
ср
φ
ш
-4
Для того чтобы обеспечить Р=5·10, необходимо иметь g=3,2. При принятых исходных данных для достижения такого результата при  необходимо иметь Δf=0,15.
1
ш
-2
Если предположить, что в результате замирания ФМС имеем , то для сохранения заданной величины вероятности срыва слежения следует уменьшить шумовую полосу ПтФ (6) до Δf=3,5·10, что, однако, приведет к снижению быстродействия.
Результаты исследований могут найти применение при проектировании современных средств связи и радиомониторинга.
В настоящее время при промышленной реализации адаптивного демодулятора по схеме Костаса, функционирующего в диапазоне промежуточных частот до 500 МГц, целесообразно использовать цифровую элементную базу.
Принципы построения демодулятора по схеме Костаса на основе цифровой элементной базы изложены в работе [6 - Тяжева А.И. "Выходные устройства приемников с цифровой обработкой сигналов". - Самара.: Издательство "Самарский университет", 1992].
Принцип построения ПСА (11) и РУ (12) на основе цифровой элементной базы изложены в монографии [7 - Афонский А.А., Дьяконов В.П. "Цифровые анализаторы спектра, сигналов и логики". - М.: Солон-Пресс, 2009. - 247 с].
В РУ (12) осуществляются операции измерения импульсных напряжений, несущей частоты и ширины спектра ФМС, а также вычисление входного отношения сигнал-помеха по мощности, принципы выполнения которых описаны в работах [8 - Кузнецов В.А., Долгов В.А., Коневских В.М. и др. "Измерения в электронике: Справочник". - М.: Энергоатомиздат, 1987 и 9 - Рембовский А.М. Ашихмин А.В., Козьмин В.А. "Радиомониторинг: задачи, методы, средства". - М.: Горячая линия-Телеком, 2006].
Аппаратурная реализация адаптивного демодулятора по схеме Костаса возможна на ПЛИС Virtex-6, Virtex-7 (фирмы Xilinx), имеющих большие вычислительные ресурсы и частоты дискретизации до 500 МГц.
Таким образом, техническим результатом адаптивного демодулятора по схеме Костаса является: повышение помехоустойчивости при наличии большой априорной неопределенности о скорости передачи информации в ФМС и частотном рассогласовании между частотой ФМС и управляемого гетеродина; оптимизация параметров при наличии ограничений на быстродействие и помехоустойчивость; уменьшение вероятности срыва слежения за частотой управляемого гетеродина при наличии замираний ФМС. Адаптивный демодулятор по схеме Костаса можно использовать промышленным способом по своему назначению, что характеризует полезную модель, как промышленно применимую.