ЦИФРОВОЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ СДВИГА ФАЗ ГАРМОНИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
DIGITAL PHASE SHIFT METER FOR HARMONIC SIGNALS

Изобретение относится к областям радиотехники и измерительной техники и может быть использовано в устройствах измерения сдвига фаз между двумя гармоническими колебаниями в измерительной и радиотехнической аппаратуре управления и передачи информации.
Известен цифровой измеритель сдвига фаз (Чмых Н.К. Цифровой измеритель сдвига фаз // Авторское свидетельство SU 868625, МПК G01R 25/08 от 30.09.81, Бюл. №36), принцип действия которого основан на перемножении входных гармонических сигналов и выделении низкочастотной составляющей (интегрировании) произведения. Цифровой измеритель сдвига фаз содержит последовательно соединенные блок формирования, блок совпадения и счетчик импульсов, генератор импульсов, блок управления, блок перемножения, сумматор, реверсивный счетчик и блок преобразования кодов.
К его недостаткам следует отнести аналоговую обработку сигналов и приближенно реализуемые нелинейные преобразования, что приводит к погрешностям измерения, а также двузначность результата на интервале значений сдвига фаз от 0 до 2π.
Известен измеритель разности фаз радиосигналов (Перов А.И., Корогодин И.В. Измеритель разности фаз радиосигналов // Патент №2388001 С1, МПК G01R 25/00 от 27.04.2010, Бюл. №12), в котором входные гармонические сигналы преобразуются в последовательности прямоугольных импульсов. На основе полученных последовательностей формируется последовательность импульсов, длительность которых пропорциональна сдвигу сигналов во времени. Эта длительность измеряется и далее вычисляется искомый сдвиг фаз.
Недостатком такого устройства являются зависимость точности измерения от частоты сигналов, а также необходимость определения периода сигнала и пересчета временного смещения в сдвиг фаз.
Известен ортогональный измеритель фазового сдвига (Чмых М. К. Цифровая фазометрия. - М.: Радио и связь, 1993. - 184 с.), содержащий генератор опорного сигнала (ГОС), два коррелятора и вычислитель фазового сдвига.
Его недостатками являются сложность вычислительной процедуры, необходимость предварительного определения периода сигнала и невысокая точность измерения, обусловленная погрешностью умножителей.
Общим недостатком известных устройств является сложность реализации усреднения результатов измерения по большому числу периодов сигнала с целью уменьшения погрешности измерения и повышения его помехоустойчивости. Кроме того, известные устройства имеют прерывистый характер измерительной процедуры (необходим сброс интеграторов или счетчиков импульсов).
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому цифровому устройству является цифровой фазовый детектор (Чернояров О.В., Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Литвиненко Ю.В., Матвеев Б.В., Демина Т.И. Цифровой фазовый детектор // Патент №2723445 С2, МПК H04L 27/22 от 11.06.2020, Бюл. №17), содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), два канала квадратурной обработки (ККО) сигналов, нормирующее устройство (НУ), цифровой формирователь (ЦФ) арктангенса и генератор тактовых импульсов (ГТИ).
Недостатком этого фазового детектора является то, что он не позволяет измерять сдвиг фаз между двумя входными гармоническими сигналами.
Техническая задача предлагаемого решения заключается в обеспечении непрерывного цифрового измерения сдвига фаз между двумя гармоническими сигналами с высокой точностью и помехоустойчивостью при минимальном числе необходимых арифметических операций.
Техническим результатом предлагаемого решения является обеспечение измерения сдвига фаз между двумя входными гармоническими сигналами, которое производится во всем возможном диапазоне его изменения, с высокой точностью и максимальной скоростью формирования искомого результата.
Это достигается тем, что цифровой измеритель сдвига фаз, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), вход которого соединен с первым генератором гармонических колебаний, а выход соединен с входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, нечетные выходы которого соединены с входами вычитателя первого канала квадратурной обработки (ККО), а четные выходы - с входами вычитателя второго ККО, каждый ККО содержит каскадно соединенные вычитатель и n блоков накопления отсчетов (БНО), входами ККО являются входы вычитателя, а выходом - выход последнего БНО, каждый БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора, вход регистра сдвига является входом БНО и соединен с первым входом сумматора, а второй вход сумматора соединен с выходом регистра сдвига, выход сумматора является выходом БНО, выходы первого и второго ККО соединены с первым и вторым входами нормирующего устройства (НУ), выход НУ соединен с входом цифрового формирователя (ЦФ) арктангенса, дополнительно содержит регистр результата (РР), вход которого подключен к выходу ЦФ, а выход является выходом устройства, формирователь тактовых импульсов (ФТИ), вход которого соединен со вторым генератором гармонических колебаний, а выход ФТИ подключен к входу распределителя тактовых импульсов (РТИ), к выходу которого подключены тактовые входы АЦП, регистра сдвига многоразрядных кодов на 4 отсчета, всех БНО, НУ и PP.
Кроме того, формирователь тактовых импульсов ФТИ выполнен в виде устройства, содержащего первый усилитель-ограничитель УО1, вход которого является входом формирователя, на который подается сигнал от второго генератора гармонических колебаний, а выход соединен с первым дифференцирующим устройством ДУ1, умножитель У, вход которого подключен к входу формирователя тактовых импульсов, а выход соединен с входом второго усилителя-ограничителя УО2, выход которого подключен к входу второго дифференцирующего устройства ДУ2, выходы ДУ1 и ДУ2 соединены с входами формирователя импульсов ФИ, выход которого является выходом формирователя тактовых импульсов.
Кроме того, в цифровом формирователе арктангенса ЦФ, реализованным на базе постоянного запоминающего устройства, записаны двоичные коды сдвига фаз между гармоническими сигналами первого и второго генераторов, вычисляемые из выражения
лежащие в диапазоне от -π+π/4=-2,356 до π+π/4=3,927, или от -135° до 225°.
Цифровой измеритель сдвига фаз гармонических сигналов поясняется чертежами, где на фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого устройства, на фиг. 2 - временная диаграмма дискретизации входного сигнала, на фиг. 3 - временная диаграмма входного (опорного) сигнала, на фиг. 4 - временная диаграмма центрированного квадрата входного сигнала, на фиг. 5 - диаграммы формирования тактовых импульсов, на фиг. 6 - структурная схема формирователя тактовых импульсов, на фиг. 7 - фиг. 11 - результаты статистического имитационного моделирования работы измерителя сдвига фаз.
2
0
0
0
0
n
Цифровой измеритель сдвига фаз гармонических сигналов содержит АЦП 1, на вход которого поступает первый входной сигнал от генератора Г1 2, а на управляющий вход - тактовые импульсы. Выход АЦП 1 соединен с входом регистра 3 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя В 4 первого ККО 5, а четные выходы - с соответствующими входами вычитателя В 6 второго ККО 7. Каждый ККО помимо вычитателя содержит n каскадно соединенных блоков накопления отсчетов (БНО). Количество БНО n определяется двоичным логарифмом числа N периодов накопления сигнала (n=logN). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО, при этом число обрабатываемых периодов сигнала равно N=2, а длительность накопления равна NT, где T=1/ƒ - период входных сигналов с частотой ƒ.
Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БНО 8-1, …, 8-n, а второй ККО 7 - последовательно соединенные БНО 9-1, …, 9-n. Каждый из БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора. Блоки 8-1, …, 8-n накопления отсчетов содержат регистры 10-1, …, 10-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 11-1, …, 11-n соответственно, а БНО 9-1, …, 9-n - соответственно регистры 12-1, …, 12-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 13-1, …, 13-n. В каждом блоке 8 (9) накопления отсчетов первый вход регистра 10 (12) сдвига является входом блока 8 (9) накопления отсчетов и соединен с первым входом сумматора 11 (13). Второй вход сумматора 11 (13) соединен с выходом регистра 10 (12) сдвига. Выход сумматора 11 (13) является выходом блока 8 (9) накопления отсчетов, а тактовый вход регистра 10 (12) сдвига является управляющим входом блока 8 (9) накопления отсчетов.
Выход вычитателя В 4 соединен с входом блока 8-1 накопления отсчетов ККО 5, а выход блока 8-n накопления отсчетов ККО 5 - с первым входом НУ 14. Выход вычитателя В 6 соединен с входом блока 9-1 накопления отсчетов ККО 7, а выход блока 9-n накопления отсчетов ККО 7 - с вторым входом НУ 14.
Второй (опорный) входной сигнал от генератора Г2 15 подается на вход формирователя тактовых импульсов (ФТИ) 16, выход которого соединен с входом распределителя тактовых импульсов (РТИ) 19, к выходам которого подключены тактовые входы АЦП, регистра сдвига многоразрядных кодов на 4 отсчета, всех БНО, НУ и PP.
Выход НУ 14 соединен с входом ЦФ 17, выход которого подключен к входу регистра результата (РР) 18, выход РР является выходом устройства, на который выдается двоичный код сдвига фаз между первым и вторым входными сигналами.
Устройство работает следующим образом.
0
На входы измерителя от генераторов Г1 2 и Г2 15 поступают первый и второй гармонические сигналы с частотой ƒ вида
1
2
1
2
где S и S - амплитуды, ψ и ψ - начальные фазы сигналов.
0
0
0
Первый сигнал поступает на вход АЦП 1, который формирует по четыре отсчета входного сигнала на период повторения T=1/ƒ в соответствии с тактовыми импульсами от РИТ 19 с частотой 4ƒ. Процесс квантования для i-го периода показан на фиг. 2.
2
2
0
2
1
2
Второй (опорный) гармонический входной сигнал s(t) (фиг. 3) поступает на ФТИ 16, где возводится в квадрат и центрируется (фиг. 4). В результате на выходе ФТИ формируются синхронные с входным сигналом тактовые импульсы, например, как показано на фиг. 5. Вариант структурной схемы ФТИ показан на фиг. 6. Здесь сигнал s(t) (фиг. 3) поступает на вход первого усилителя-ограничителя 20, а прямоугольные импульсы на его выходе подаются на первое дифференцирующее устройство 21, на выходе которого формируются короткие импульсы с(t) (фиг. 5), соответствующие моментам «положительного» перехода через ноль входного сигнала. Сигнал s(t) параллельно подается на умножитель 22, на выходе которого формируется его вторая гармоника (сигнал удвоенной частоты, показанный на фиг. 4), поступающая без постоянной составляющей на второй усилитель-ограничитель 23 и далее на второе дифференцирующее устройство 24. На выходе устройства 24 формируются 4 коротких импульса c(t) на период входного сигнала (фиг. 5), которые управляют записью данных в регистр сдвига многоразрядных кодов на 4 отсчета (фиг. 1). Они синхронны с сигналом s(t), но сдвинуты от него по времени на 1/8 периода или отстают по фазе на π/4=45°. Эта величина корректируется в цифровом формирователе арктангенса 17 (фиг. 1). На выходе формирователя импульсов 25 формируются тактовые импульсы, поступающие на распределитель тактовых импульсов 19, показанный на фиг. 1, который подает управляющие импульсы на блоки измерителя. Достоинством предлагаемой схемы ФТИ является независимость его работы от частоты сигнала.
Второй входной сигнал, приведенный к временной сетке тактовых импульсов (фиг. 5), имеет вид
а сдвиг фаз ϕ между входными гармоническими сигналами равен
2i
4i
После обработки i-го периода (заполнения многоразрядного регистра сдвига на 4 отсчета) на вход вычитателя 4 поступают отсчеты s и s, а на его выходе формируется разность
2i
4i
1
1
1
s-s=Scos ϕ-(-S)cosϕ=2Scosϕ,
которая запоминается в многоразрядном регистре сдвига 10-1. В следующем периоде сигнала на выходе вычитателя 4 получим величину
2(i+1)
4(i+1)
1
s-s=2Scosϕ,
а на выходе сумматора 11-1 - величину
2i
4i
2(i+1)
4(i+1)
1
s-s+s-s=4Scosϕ.
n
0
После поступления N=2 периодов входного сигнала (n - число БНО в каждом ККО) в предположении, что за время NT начальная фаза входного сигнала меняется незначительно, и при отсутствии помех на выходе сумматора 11-n первого ККО 5 получим результат
1i
3i
Аналогично на вход вычитателя 6 поступают отсчеты s и s, а на выходе формируется разность
1i
3i
1
1
1
s-s=Ssinϕ-(-S)sinϕ=2Ssinϕ.
В результате после поступления N периодов входного сигнала на выходе сумматора 13-n второго ККО 7 получим результат
0i
1i
Двоичные коды величин y и y поступают в нормирующее устройство 14 (на основе регистров сдвига), обеспечивающее путем совместного сдвига кодов полное заполнение разрядной сетки наибольшего по модулю из них, и результаты поступают в цифровой формирователь арктангенса 17, в котором определяется величина
i
1
2
равная сдвигу фаз между первым и вторым сигналами, Δ=ψ-ψ. Значения сдвига фаз, полученные согласно (7), лежат в диапазоне от -π+π/4=-2,356 до π+π/4=3,927, или от -135° до 225°. Его можно сместить, добавляя или вычитая в нужных местах величину 2π или 360°.
0i
1i
i
0i
1i
i
Вычисления в (7) наиболее целесообразно реализовать аппаратно на базе постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), в котором двоичные коды величин y и y образуют адрес ячейки памяти, в которой записан двоичный код Δ. Если выбрать разрядность нормированных кодов y и y равной 10 (20-разрядная шина адреса ПЗУ) и разрядность кода Δ равной 8, то потребуется ПЗУ общей емкостью 1 Мбайт.
Технически устройство наиболее целесообразно реализовать на базе программируемых логических интегральных схем (ПЛИС). Современные ПЛИС средней сложности, например фирмы Xilinx серии Spartan-6 позволяют реализовать предлагаемое устройство при N>1000 с рабочими частотами до 50-100 МГц.
i
i
10
На фиг. 7 и фиг. 8 показана полученная в результате имитационного моделирования зависимость от номера текущего периода i измеренного сдвига фаз Δ (радиан) при амплитуде сигнала S=1, заданном значении сдвига фаз Δ, N=2=1024 и отсутствии шума. Как видно, формируются точные значения сдвига фаз. При этом, если задать Δ=5 (за границами диапазона π+π/4), то измеритель выдаст правильное значение Δ=-1,283=5-2π.
i
На фиг. 9 приведена зависимость Δ при наличии на входе первого сигнала 2 независимых отсчетов аддитивного гауссовского шума с нулевым средним и среднеквадратическим отклонением σ=1 (равном амплитуде сигнала) при Δ=2 и N=1024 (здесь же в овальной рамке показаны те же зависимости в растянутом масштабе). Как видно, при данных условиях хаотические колебания результата измерения невелики, и составляют
Δ
от Δ=2. Здесь σ - среднеквадратическое отклонение результата измерения. Если среднеквадратическое отклонение шума увеличивается до σ=5 (фиг. 10), то флуктуации результата измерения возрастают до 5,5%.
14
С ростом N шумовая погрешность δ (8) снижается (на фиг. 11 до 1% при N=2=16384); при этом наглядно проявляется низкочастотная фильтрация результата измерения.
Из полученных результатов следует, что измеритель эффективно подавляет входные широкополосные помехи на входе первого сигнала за счет накопления большого числа отсчетов. Шумовая помеха на входе второго (опорного) сигнала нежелательна, так как приведет к нарушению работы формирователя тактовых импульсов. Допустимы нарушения гармонической формы опорного сигнала.
Приведенные зависимости свидетельствуют о работоспособности и высокой эффективности предлагаемого измерителя сдвига фаз, обеспечивающего непрерывные текущие измерения при минимальных вычислительных затратах.