СПОСОБ АДАПТАЦИИ ПИЛОТ СТРУКТУРЫ И ДЛИНЫ ЗАЩИТНОГО ИНТЕРВАЛА В МНОГОЧАСТОТНЫХ СИСТЕМАХ РАДИОСВЯЗИ
METHOD OF ADAPTING PILOT STRUCTURE AND PROTECTION INTERVAL LENGTH IN MULTI-FREQUENCY RADIO COMMUNICATION SYSTEMS

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам адаптации пилот структуры и длины защитного интервала к изменяющимся канальным условиям в многочастотной системе радиосвязи.
В последнее время для высокоскоростной беспроводной передачи данных широкое распространение получили многочастотные системы радиосвязи - OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). В OFDM системах входной поток данных разделяется на несколько низкоскоростных потоков, которые передаются на различных поднесущих. При этом можно увеличивать скорость передачи данных, не уменьшая длительность символа и сохраняя межсимвольную помеху на приемлемо низком уровне. OFDM системы имеют также и другие преимущества по сравнению с традиционными одночастотными системами: устойчивость к многолучевому распространению радиосигнала, простота цифровой реализации, возможность адаптивной модуляции на различных поднесущих (тонах) и др.
CP
CP
OFDM сигнал представляет собой последовательность многочастотных (OFDM) символов. Каждый многочастотный символ состоит из N отсчетов данных и L отсчетов защитного интервала (префикса). Отсчеты данных представляют собой сумму модулированных поднесущих. Обычно используются многоуровневые фазовые или амплитудно-фазовые виды модуляции. Защитный интервал служит для устранения межсимвольных помех (Прокис Дж. Цифровая связь. М., Радио и связь, 2000 г., с.593). Отсчеты префикса располагаются перед отсчетами данных и представляют собой L последних отсчетов данных. Как правило, длительность префикса больше длительности импульсного отклика канала h(t) (интервала многолучевости). Если длина защитного интервала меньше длительности импульсного отклика канала, появляются межсимвольные помехи, снижающие качество приема; если существенно больше - необоснованно увеличивается доля неинформационной части сигнала. Обычно при проектировании OFDM системы величина защитного интервала фиксируется в соответствии с максимально ожидаемой длиной импульсного отклика канала. При этом она может достигать 1/8 или даже 1/4 длительности OFDM символа. То есть непроизводительный ресурс системы из-за защитного интервала может быть достаточно большим.
В OFDM системах передаваемое сообщение представляет собой последовательность информационных символов, модулирующих поднесущие сигнала. В эту последовательность периодически вставляют известные (пилот) символы, предназначенные для оценки канала (частотного отклика канала распространения). Качество оценки канала в значительной степени определяется структурой пилот сигнала (числом пилот символов и их расположением в частотно-временной области) и является ключевым фактором эффективной работы OFDM системы. Поэтому оптимизация структуры пилот сигнала в зависимости от скорости изменений во времени и частотно-селективных свойств канала распространения является важной задачей при проектировании OFDM систем. С увеличением числа пилот символов улучшается качество оценки канала, однако увеличивается также непроизводительный ресурс системы. Оптимальная пилот структура OFDM системы представляет собой компромисс между этими факторами.
OFDM системы могут функционировать в различных канальных условиях. Для достижения высокой пропускной способности и надежности передачи данных они должны адаптивно подстраиваться к состоянию канала. Традиционными адаптивно подстраиваемыми параметрами являются способ модуляции, скорость кодирования, а также мощность сигнала. Кроме того, основываясь на информации о частоте фединга и длине канала, передатчик может устанавливать также такие пилот структуру и длину защитного интервала, которые максимизируют спектральную эффективность системы. Информацию о частоте фединга и длине канала в режиме частотного дуплекса передатчик получает с приемной стороны.
Известен метод оптимизации пилот структуры в частотной области для частотно-селективных федингующих каналов [S.Ohno and G.В.Giannakis "Capacity maximizing MMSE-optimal pilots for wireless OFDM over frequency-selective block Rayleigh-fading channels", IEEE Trans. Inf. Theory, vol.50, pp.2138-2145, Sept. 2004]. В результате максимизации пропускной способности OFDM системы получено оптимальное число пилот поднесущих, определяемое профилем многолучевости канала распространения. Однако, поскольку используемый в работе алгоритм оценки канала учитывает изменения канала лишь в одном измерении, полученные результаты не могут быть использованы в случае применения более совершенных алгоритмов двумерной частотно-временной интерполяции.
В работе J.Choi and Y.Lee "Optimum pilot pattern for channel estimation in OFDM systems", IEEE Trans. on Wireless Communications, vol.4, no.5, pp.2083-2088, Sept. 2005 выполнена оптимизация пилот структуры в частотно-временной области при условии фиксированной плотности пилот символов. Оптимизация производилась в соответствии с критерием минимума среднего квадрата ошибки оценки канала для изменяющегося во времени частотно-селективного канала. При быстрых изменениях канала во временном и частотном направлениях такой подход приводит к существенному ухудшению точности оценки канала и, как следствие, значительному снижению пропускной способности OFDM системы. Кроме того, требуется точное знание моментов Доплеровского спектра и профиля многолучевости. Получение такой информации часто бывает затруднительным.
В упомянутых работах отсутствует процедура адаптации пилот структуры к изменяющемуся каналу распространения и не рассмотрена адаптация длины защитного интервала.
Известны работы Heidi Steendam, Marc Moeneclaey "Analysis and Optimization of the Performance of OFDM on Frequency-Selective Time-Selective Fading Channels", IEEE Transactions on Communications, vol.47, no.12, December 1999, pp.1811-1819, Heidi Steendam "Parameter optimization for OFDM systems in doubly-selective fading channels with line-of-sight components", IEEE Transactions on Wireless Communications, vol.6, no.5, May 2007, pp.1626-1630, посвященные оптимальному выбору длины защитного интервала и количества поднесущих OFDM системы. Оптимизация производилась в соответствии с критерием максимума отношения средней мощности полезного сигнала к средней мощности помех и шума (для сигнала после преобразования Фурье) для изменяющегося во времени частотно-селективного канала в отсутствие прямого луча и при его наличии. Оптимизация проводилась при фиксированной ширине полосы частот. В этих работах не учитывалась возможная ошибка оценки частотного сдвига, которая приводит к неработоспособности системы в случае, когда оптимальное значение количества поднесущих очень велико. Кроме того, большинство систем не обладают возможностью изменения количества поднесущих. Не учтено также влияние ошибок оценки канала, которые зависят не только от отношения сигнал / (помеха + шум), но и от пилот структуры и скорости изменения канала в частотно-временной области.
Наиболее близким к предлагаемому решению является алгоритм адаптации пилот структуры OFDM системы радиосвязи [О.Simeone, U.Spagnolini "Adaptive pilot pattern for OFDM systems," ICC 2004 - IEEE International Conference on Communications, no.1, June 2004, pp.978-982]. Алгоритм выбирает такую пилот структуру, которая при минимальном количестве пилот символов обеспечивает достаточное качество оценки канала.
Этот алгоритм-прототип адаптации пилот структуры заключается в следующем:
- задают множество возможных значений числа пилот тонов OFDM символа, известное на передающей и приемной стороне,
на приемной стороне периодически
- определяют частоту Доплера, профиль многолучевости канала распространения и среднее отношение сигнал-шум,
- полученные оценки передаются на передающую сторону,
на передающей стороне
- принимают оценки частоты Доплера, профиля многолучевости канала распространения и среднего отношения сигнал-шум,
- для первого передаваемого OFDM символа из множества возможных значений числа пилот тонов находят минимальный элемент этого множества, обеспечивающий достаточное качество оценки канала с учетом принятой оценки профиля многолучевости канала распространения,
- для каждого последующего передаваемого OFDM символа из множества значений числа пилот тонов находят минимальный элемент этого множества, обеспечивающий достаточное качество оценки канала с учетом принятых оценок частоты Доплера, профиля многолучевости канала распространения и среднего отношения сигнал-шум, а также с учетом рассчитанного качества оценки канала предыдущего OFDM символа,
- для каждого передаваемого OFDM символа пилот тона в частотной области устанавливают равномерно, а их количество выбирают равным соответствующим найденным элементам множества значений числа пилот тонов,
- для каждого передаваемого OFDM символа установленное число пилот тонов передается на приемную сторону.
В соответствии с этим алгоритмом пилот структура является нерегулярной, а следовательно, возникает необходимость сообщения на приемную сторону числа пилот тонов каждого OFDM символа. Передача этих данных повышает объем служебной информации. На приемной стороне требуется знание профиля многолучевости и отношения сигнал/шум, точное измерение которых часто бывает затруднительным. Кроме того, передача этой информации на передающую сторону повышает объем служебной информации обратного канала. В прототипе предполагается использование алгоритма оценки канала, не учитывающего временную корреляцию частотного отклика канала оцениваемого OFDM символа и следующих за ним символов, что является существенным недостатком прототипа. Применение более совершенных алгоритмов частотно-временной интерполяции могло бы уменьшить количество пилот тонов в OFDM символах и, как следствие, повысить спектральную эффективность системы радиосвязи. Кроме того, в алгоритме прототипа не предусмотрена адаптация длины защитного интервала.
Задача, которую решает заявляемое изобретение, - повышение спектральной эффективности OFDM системы радиосвязи, функционирующей в изменяющихся во времени частотно-селективных каналах.
Для решения этой задачи предлагается способ адаптации пилот структуры и длины защитного интервала в многочастотных системах радиосвязи, заключающийся в следующем:
L
- задают множество возможных значений длины защитного интервала , , известное на передающей и приемной стороне, p - число возможных значений длины защитного интервала,
q
- задают множество возможных значений расстояния (в количестве поднесущих) между соседними тонами пилот символов в частотной области , , известное на передающей и приемной стороне, p - число возможных значений расстояния между соседними тонами пилот символов в частотной области,
d
- задают множество возможных значений расстояния (в количестве символов) между соседними пилот символами во временной области , , известное на передающей и приемной стороне, p - число возможных значений расстояния между соседними пилот символами во временной области,
на приемной стороне периодически
D
- определяют частоту Доплера f и длину импульсного отклика канала τ,
- находят нормированную длину канала θ, как произведение длины импульсного отклика канала τ на ширину полосы сигнала F(θ=τF),
- из множества возможных значений длины защитного интервала находят элемент , , наиболее близкий к величине нормированной длины канала θ,
F
F
- определяют расчетное расстояние между тонами пилот символов в частотной области k, как произведение оптимального коэффициента частотной области β, длины дискретного преобразования Фурье многочастотной системы N и величины 1/θ, обратной нормированной длине канала (k=βN/θ),
(K)
- из множества возможных значений расстояния между тонами пилот символов в частотной области находят элемент q, наиболее близкий к значению расчетного расстояния между тонами пилот символов в частотной области k,
- рассчитывают длительность многочастотного символа Т, как отношение суммы длины дискретного преобразования Фурье многочастотной системы N и найденного числа отсчетов защитного интервала , к ширине полосы сигнала ,
D
D
- находят нормированную частоту Доплера Ω, как произведение частоты Доплера f и длительности многочастотного символа Т(Ω=fT),
T
T
- определяют расчетное расстояние между пилот символами во временной области m, как отношение оптимального коэффициента временной области β к нормированной частоте Доплера (m=β/Ω),
(M)
- из множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области находят элемент d, наиболее близкий к значению расчетного расстояния между пилот символами во временной области m,
- номера J, K, М найденных элементов множеств возможных значений длины защитного интервала, расстояния между соседними тонами пилот символов в частотной области и расстояния между соседними пилот символами во временной области передаются на передающую сторону,
на передающей стороне
- принимают эти номера J, K и М,
- длину защитного интервала устанавливают равной элементу множества возможных значений длины защитного интервала с принятым номером J этого множества ,
(K)
- расстояние между тонами пилот символов в частотной области многочастотного сигнала устанавливают равным элементу множества возможных значений расстояния между тонами пилот символов в частотной области с принятым номером K этого множества (q=q),
(M)
- расстояние между пилот символами во временном направлении многочастотного сигнала устанавливают равным элементу множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области с принятым номером М этого множества (d=d).
F
F
Оптимальный коэффициент частотной области β устанавливают из диапазона 0.2÷0.4 в соответствии с результатами оптимизации пилот структуры, например β=0.3.
T
T
Оптимальный коэффициент временной области β устанавливают в соответствии с результатами оптимизации пилот структуры из диапазона 0.2÷0.4, например β=0.3.
max
L
max
Элементы ,  множества возможных значений длины защитного интервала задают, например, как степень числа два , ; степень максимального элемента множества устанавливают в соответствии с максимальной длиной импульсного отклика канала распространения τ, при которой многочастотная система должна функционировать, например, как ближайшее целое от логарифма по основанию два нормированной максимальной длины канала ; число возможных значений длины защитного интервала выбирают таким образом, чтобы степень минимального элемента множества возможных значений длины защитного интервала была неотрицательной (p≤n+1).
max
F
max
min
2
F
max
min
q
Элементы ,  множества возможных значений расстояния между тонами пилот символов в частотной области задают, например, как степень числа два , ; степень минимального элемента множества устанавливают в соответствии с максимальной длиной импульсного отклика канала распространения τ, при которой многочастотная система должна функционировать, например, как ближайшее целое от логарифма по основанию два произведения оптимального коэффициента частотной области β, длины дискретного преобразования Фурье многочастотной системы N и величины 1/Fτ, обратной максимальной нормированной длине канала k=round[log(βN/Fτ)], но не менее нуля (k≥0); число элементов множества возможных значений расстояния между пилот символами в частотной области выбирают, например, равным четырем (p=4).
T
min
d
Элементы ,  множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области задают, например, как степень числа два , , степень минимального элемента множества устанавливают в соответствии с максимальной частотой Доплера , при которой многочастотная система должна функционировать, например, как ближайшее целое от логарифма по основанию два произведения оптимального коэффициента временной области β и величины , обратной произведению максимальной частоты Доплера на максимально возможную длину многочастотного символа , но не менее единицы (m≥1); число элементов множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области выбирают, например, равным четырем (p=4).
Сопоставительный анализ предлагаемого решения с прототипом показывает, что операции предлагаемого способа отличаются от операций прототипа следующим.
В прототипе используют фиксированную длину защитного интервала. В предлагаемом способе используют различные значения длины защитного интервала. Причем устанавливают длину защитного интервала адаптивно к длине импульсного отклика канала. Соответственно все операции, связанные с адаптацией длины защитного интервала, в прототипе отсутствуют. За счет адаптации длины защитного интервала обеспечивается повышение спектральной эффективности системы радиосвязи, функционирующей в различных каналах распространения.
В прототипе число пилот тонов находят для каждого передаваемого OFDM символа и установленное число пилот тонов передают на приемную сторону. В предлагаемом способе находят расстояние между пилот символами в частотной и временной областях, используя при этом регулярную структуру пилот символов. За счет этого отсутствует необходимость сообщения на приемную сторону большого объема служебной информации, а следовательно, повышается спектральная эффективность системы радиосвязи.
В прототипе число пилот тонов находят на передающей стороне по принятым оценкам частоты Доплера, профиля многолучевости канала распространения и среднего отношение сигнал-шум. В предлагаемом способе расстояние между пилот символами в частотной и временной областях находят на приемной стороне и передают номера элементов соответствующих множеств. За счет этого резко снижается объем передаваемой служебной информации, а следовательно, повышается эффективность системы радиосвязи.
Сопоставительный анализ заявляемого решения с другими техническими решениями в данной области техники не позволил выявить отличительные признаки, заявленные в формуле изобретения. Следовательно, заявляемый способ отвечает критериям "новизна", "существенные отличия", "промышленная применимость" и обладает неочевидностью решения.
Графические материалы, представленные в материалах заявки:
Фиг.1 - структурная схема устройства передающей стороны заявляемого способа,
Фиг.2 - структурная схема устройства приемной стороны заявляемого способа,
Фиг.3 - пример пилот структуры в частотно-временной области многочастотного сигнала,
Фиг.4 - сравнительные результаты моделирования.
Предлагаемый способ заключается в следующем.
Способ адаптации пилот структуры и длины защитного интервала многочастотной системы радиосвязи к канальных условиям заключается в следующем:
L
- задают множество возможных значений длины защитного интервала , , известное на передающей и приемной стороне, p - число возможных значений длины защитного интервала,
q
- задают множество возможных значений расстояния (в количестве поднесущих) между соседними тонами пилот символов в частотной области , , известное на передающей и приемной стороне, p - число возможных значений расстояния между соседними тонами пилот символов в частотной области,
d
- задают множество возможных значений расстояния (в количестве символов) между соседними пилот символами во временной области , , известное на передающей и приемной стороне, p - число возможных значений расстояния между соседними пилот символами во временной области,
на приемной стороне периодически
D
- определяют частоту Доплера f и длину импульсного отклика канала τ,
- находят нормированную длину канала θ, как произведение длины импульсного отклика канала τ на ширину полосы сигнала F(θ=τF),
- из множества возможных значений длины защитного интервала находят элемент , наиболее близкий к величине нормированной длины канала θ,
F
F
- определяют расчетное расстояние между тонами пилот символов в частотной области k, как произведение оптимального коэффициента частотной области β, длины дискретного преобразования Фурье многочастотной системы N и величины 1/θ, обратной нормированной длине канала (k=βN/θ),
(K)
- из множества возможных значений расстояния между тонами пилот символов в частотной области находят элемент q, наиболее близкий к значению расчетного расстояния между тонами пилот символов в частотной области k,
- рассчитывают длительность многочастотного символа Т, как отношение суммы длины дискретного преобразования Фурье многочастотной системы N и найденного числа отсчетов защитного интервала  к ширине полосы сигнала ,
D
D
- находят нормированную частоту Доплера Ω, как произведение частоты Доплера f и длительности многочастотного символа Т (Ω=/fT),
T
T
- определяют расчетное расстояние между пилот символами во временной области m, как отношение оптимального коэффициента временной области β к нормированной частоте Доплера (m=β/Ω),
(M)
- из множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области находят элемент d, наиболее близкий к значению расчетного расстояния между пилот символами во временной области m,
- номера J, K, М найденных элементов множеств возможных значений длины защитного интервала, расстояния между соседними тонами пилот символов в частотной области и расстояния между соседними пилот символами во временной области передаются на передающую сторону,
на передающей стороне
- принимают эти номера J, K и М,
- длину защитного интервала устанавливают равной элементу множества возможных значений длины защитного интервала с принятым номером J этого множества ,
(K)
- расстояние между тонами пилот символов в частотной области многочастотного сигнала устанавливают равным элементу множества возможных значений расстояния между тонами пилот символов в частотной области с принятым номером K этого множества (q=q),
(M)
- расстояние между пилот символами во временном направлении многочастотного сигнала устанавливают равным элементу множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области с принятым номером М этого множества (d=d).
F
F
Оптимальный коэффициент частотной области β устанавливают из диапазона 0.2÷0.4 в соответствии с результатами оптимизации пилот структуры, например β=0.3.
T
Т
Оптимальный коэффициент временной области β устанавливают в соответствии с результатами оптимизации пилот структуры из диапазона 0.2÷0.4, например, β=0.3.
max
Элементы ,  множества возможных значений длины защитного интервала задают, например, как степень числа два , , степень максимального элемента множества устанавливают в соответствии с максимальной длиной импульсного отклика канала распространения τ, при которой многочастотная система должна функционировать, например, как ближайшее целое от логарифма по основанию два нормированной максимальной длины
max
2
max
L
max
канала (n=round[log(Fτ)]); число возможных значений длины защитного интервала выбирают таким образом, чтобы степень минимального элемента множества возможных значений длины защитного интервала была неотрицательной (p≤n+1).
max
F
max
min
2
F
max
min
q
Элементы ,  множества возможных значений расстояния между тонами пилот символов в частотной области задают, например, как степень числа два , ; степень минимального элемента множества устанавливают в соответствии с максимальной длиной импульсного отклика канала распространения τ, при которой многочастотная система должна функционировать, например, как ближайшее целое от логарифма по основанию два произведения оптимального коэффициента частотной области β, длины дискретного преобразования Фурье многочастотной системы N и величины 1/Fτ, обратной максимальной нормированной длине канала k=round[log(βN/Fτ)], но не менее нуля (k≥0); число элементов множества возможных значений расстояния между пилот символами в частотной области выбирают, например, равным четырем (p=4).
T
min
d
Элементы ,  множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области задают, например, как степень числа два , , степень минимального элемента множества устанавливают в соответствии с максимальной частотой Доплера , при которой многочастотная система должна функционировать, например, как ближайшее целое от логарифма по основанию два произведения оптимального коэффициента временной области β и величины , обратной произведению максимальной частоты Доплера на максимально возможную длину многочастотного символа , но не менее единицы (m≥1); число элементов множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области выбирают, например, равным четырем (p=4).
Заявляемый способ реализуют на устройстве, структурная схема передающей стороны которого представлена на фиг.1, а структурная схема приемной стороны - на фиг.2. Под передающей стороной понимаем сторону, с которой осуществляется передача информационных данных, а под приемной стороной - сторону, которая эти информационные данные должна принять. При этом не исключается передача некоторых служебных данных с приемной стороны на передающую. Для удобства описания введем понятия «прямой» и «обратный» каналы. Прямым каналом назовем канал передачи данных от передающей стороны к приемной. Обратным каналом назовем канал передача данных от приемной стороны к передающей.
Устройство передающей стороны (фиг.1) работает следующим образом.
L
На передающей стороне поток информационных бит, предназначенных для передачи в прямом канале, поступает на первый вход передатчика OFDM сигнала 1. На второй вход передатчика OFDM сигнала 1 с выхода блока значений длины защитного интервала 2 поступает устанавливаемое значение длины защитного интервала OFDM символа (число отсчетов защитного интервала). Блок значений длины защитного интервала 2 хранит множество возможных значений длины защитного интервала , , p - их число. Элементы ,
mах
max
2
max
L
max
задаются в блоке 2, как степень числа два , ; степень максимального элемента множества устанавливается в соответствии с максимальной длиной импульсного отклика канала распространения τ, при которой OFDM система должна функционировать как ближайшее целое от логарифма по основанию два нормированной максимальной длины канала (n=round[log(Fτ)]); число возможных значений длины защитного интервала выбирается таким образом, чтобы степень минимального элемента множества возможных значений длины защитного интервала была неотрицательной (p≤n+1). На выход блока значений длины защитного интервала 2 поступает элемент хранимого множества возможных значений длины защитного интервала с принятым номером J . В начальный момент времени, когда номер J не принят, на выход блока 2 подается максимальный элемент .
На третий вход передатчика OFDM сигнала 1 с выхода блока значений расстояния между тонами пилот символов 3 поступает устанавливаемое значение расстояния между тонами пилот символов в частотной области. Блок 3 хранит множество возможных значений расстояния (в количестве поднесущих) между тонами пилот символов в частотной области , ,
q
max
F
mах
min
2
F
max
min
q
(K)
(1)
P - их число. Элементы этого множества задаются в блоке значений расстояния между тонами пилот символов 3, как степень числа два , ; степень минимального элемента множества устанавливают в соответствии с максимальной длиной импульсного отклика канала распространения τ, при которой OFDM система должна функционировать, как ближайшее целое от логарифма по основанию два произведения оптимального коэффициента частотной области β, длины дискретного преобразования Фурье OFDM системы N и величины 1/Fτ, обратной максимальной нормированной длине каналам k=round[log(βN/Fτ)], но не менее нуля (k≥0); число элементов множества возможных значений расстояния между пилот символами в частотной области выбирают равным четырем (p=4). На выход блока значений расстояния между тонами пилот символов 3 поступает элемент хранимого множества возможных расстояния между тонами пилот символов в частотной области с принятым номером K (q=q). В начальный момент времени, когда номер K не принят, на выход блока 3 подается минимальный элемент q.
d
T
min
d
(M)
(1)
На четвертый вход передатчика OFDM сигнала 1 с выхода блока значений расстояния между пилот символами 4 поступает устанавливаемое значение расстояния между пилот символами во временной области. Блок 4 хранит множество возможных значений расстояния (в количестве символов) между пилот символами во временной области , , p - их число. Элементы ,  множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области задаются в блоке значений расстояния между пилот символами 4, как степень числа два , , степень минимального элемента множества устанавливают в соответствии с максимальной частотой Доплера , при которой OFDM система должна функционировать, как ближайшее целое от логарифма по основанию два произведения оптимального коэффициента временной области β и величины , обратной произведению максимальной частоты Доплера на максимально возможную длину OFDM символа , но не менее единицы (m≥1); число элементов множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области выбирается равным четырем (p=4). На выход блока значений расстояния между пилот символами 4 поступает элемент хранимого множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области с принятым номером М (d=d). В начальный момент времени, когда номер K не принят, на выход блока 4 подается минимальный элемент d.
Передатчик OFDM сигнала 1 осуществляет кодирование входных информационных бит, модуляцию, добавление пилот символов, формирование OFDM видеосигнала, добавление защитного интервала, цифроаналоговое преобразование, перенос сигнала на радиочастоту, фильтрацию и другие необходимые операции. Пример реализации передатчика OFDM сигнала приведен в книгах J.G.Proakis "Digital Communications", NY: McGraw-Hill, 1995 и Richard van Nee, Ramjee Prasad "OFDM Wireless Multimedia Communications", Artech House, Boston-London, 2000. С выхода передатчика OFDM сигнала 1 модулированный высокочастотный сигнал излучается в эфир.
Число отсчетов защитного интервала в передатчике OFDM сигнала 1 устанавливается равным значению, поступающему на его второй вход. Передатчик OFDM сигнала 1 располагает пилот символы в частотно-временной области равномерно, как показано на фиг.3. При этом расстояние между тонами пилот символов в частотной области OFDM сигнала устанавливается равным величине, поступающей на его третий вход, а расстояние между пилот символами во временном направлении OFDM сигнала устанавливается равным величине, поступающей на его четвертый вход.
Входной высокочастотный сигнал обратного канала поступает на вход приемника служебных данных 5, где его фильтруют, усиливают, переносят на видеочастоту, осуществляют его аналогово-цифровое преобразование, децимацию, демодуляцию, декодирование и т.д. В результате формируются номера элементов множеств J, K и М. Приемник служебных данных реализует прием OFDM сигнала, передаваемого с приемной стороны. Пример реализации приемника OFDM сигнала приведен в книгах J.G.Proakis "Digital Communications", NY: McGraw-Hill, 1995 и Richard van Nee, Ramjee Prasad "OFDM Wireless Multimedia Communications", Artech House, Boston-London, 2000.
С первого выхода приемника служебных данных 5 принятый номер J элемента множества возможных значений длины защитного интервала поступает на вход блока 2. Со второго выхода приемника служебных данных 5 принятый номер К элемента множества возможных значений расстояния между тонами пилот символов в частотной области поступает на вход блока 3. С третьего выхода приемника служебных данных 5 принятый номер М элемента множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области поступает на вход блока 4.
Устройство приемной стороны (фиг.2) работает следующим образом.
На приемной стороне входной высокочастотный сигнал прямого канала поступает на вход приемника OFDM сигнала 6, где его фильтруют, усиливают, переносят на видеочастоту, осуществляют его аналогово-цифровое преобразование, децимацию, демодуляцию, декодирование и т.д. В результате формируются оценки информационных бит данных, а также корреляционные отклики пилот символов или однозначно связанные с ними оценки частотного отклика канала пилот символов. Пример реализации приемника OFDM сигнала приведен в книгах J.G.Proakis "Digital Communications", NY: McGraw-Hill, 1995 и Richard van Nee, Ramjee Prasad "OFDM Wireless Multimedia Communications", Artech House, Boston-London, 2000.
С первого выхода приемника OFDM сигнала 6 оценки информационных бит данных поступают на выход устройства приемной стороны. Со второго выхода приемника OFDM сигнала корреляционные отклики пилот символов или оценки частотного отклика канала пилот символов поступают на входы блока определения частоты Доплера 7 и блока определения длины импульсного отклика канала 8.
Пример реализации блока определения частоты Доплера 7 приведен в Kaioukov I.V., Manelis V.В., Cleveland J.R. Channel Estimation for MIMO-OFDM Systems in Rapid Time-Variant Environments Based On Channel Statistics Estimation, GLOBECOM 2006 - IEEE Global Telecommunications Conference, vol.25, no.1, November 2006, pp.2752-2756 или Патент 2298286 RU, Способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами // Гармонов А.В., Манелис В.Б., Каюков И.В., Кливленд Джозеф Роберт (US) / Опубл. 2007.04.27 // Бюл. 2007, №12. Блок определения длины импульсного отклика канала 8 формирует оценку профиля многолучевости канала распространения, пример получения которой описан в Kaioukov I.V., Manelis V.В., Cleveland J.R. Channel Estimation for MIMO-OFDM Systems in Rapid Time-Variant Environments Based On Channel Statistics Estimation, GLOBECOM 2006 - IEEE Global Telecommunications Conference, vol.25, no.1, November 2006, pp.2752-2756 или Патент 2298286 RU, Способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами // Гармонов А.В., Манелис В.Б., Каюков И.В., Кливленд Джозеф Роберт (US) / Опубл. 2007.04.27 // Бюл. 2007, №12. В блоке 8 оценка длины импульсного отклика канала формируется по положению многолучевой компоненты оценки профиля многолучевости с максимальной задержкой. С выхода блока 8 оценка длины импульсного отклика канала τ поступает на вход блока нахождения нормированной длины канала 11, где формируется произведение длины импульсного отклика канала τ на ширину полосы OFDM сигнала F(θ=τF). С выхода блока 11 нормированная длина канала θ поступает на вход блока расчета расстояния между тонами пилот символов 13 и вход блока выбора длины защитного интервала 15.
В блоке выбора длины защитного интервала 15 хранится множество возможных значений длины защитного интервала , , которые рассчитываются, как и в блоке значений длины защитного интервала 2 передающей стороны. В блоке выбора длины защитного интервала 15 из множества возможных значений длины защитного интервала находится элемент  наиболее близкий к величине нормированной длины канала θ. Номер этого элемента J поступает с первого выхода блока 15 на первый вход передатчика служебных данных 17. Со второго выхода блока 15 значение найденного элемента  поступает на вход блока расчета длительности OFDM символа 10.
F
F
(K)
Блок расчета расстояния между тонами пилот символов 13 формирует расчетное расстояние между тонами пилот символов k как произведение оптимального коэффициента частотной области β=0.3, длины дискретного преобразования Фурье OFDM системы N и величины 1/θ, обратной нормированной длине канала {k=βN/θ). С выхода блока 13 расчетное расстояние между тонами пилот символов k поступает на вход блока выбора значения расстояния между тонами пилот символов 16. В блоке 16 хранится множество возможных значений расстояния (в количестве поднесущих) между тонами пилот символов в блоке значений расстояния между тонами пилот символов 3 частотной области , , которые рассчитываются, как и в блоке значений расстояния между тонами пилот символов 3 передающей стороны. Блок 16 из множества возможных значений расстояния между тонами пилот символов в частотной области находит элемент q наиболее близкий к входному значению расчетного расстояния между тонами пилот символов в частотной области k. Номер этого элемента К поступает с выхода блока 16 на второй вход передатчика служебных данных 17.
D
D
D
T
Т
Блок расчета длительности OFDM символа 10 формирует на своем выходе отношение суммы длины дискретного преобразования Фурье OFDM системы N и входного числа отсчетов защитного интервала  к ширине полосы сигнала . С выхода блока 10 длительность OFDM символа Т поступает на второй вход блока нахождения нормированной частоты Доплера 9, на первый вход которого с выхода блока 7 поступает оценка частоты Доплера f. В блоке нахождения нормированной частоты Доплера 9 вычисляется нормированная частота Доплера Ω, как произведение частоты Доплера f и длительности OFDM символа Т (Ω=fT). С выхода блока 9 нормированная частота Доплера Ω поступает на вход блока расчета расстояния между пилот символами 12, где определяется расчетное расстояние между пилот символами во временной области m, как отношение оптимального коэффициента временной области β=0.3 к нормированной частоте Доплера m=β/Ω. С выхода блока 12 расчетное расстояние между пилот символами во временной области m поступает на вход блока выбора значения расстояния между пилот символами 14.
(M)
В блоке 14 хранится множество возможных значений расстояния (в количестве символов) между пилот символами во временной области , , которые рассчитываются, как и в блоке значений расстояния между пилот символами 4 передающей стороны. Блок 14 из множества возможных значений расстояния между пилот символами во временной области находит элемент d, наиболее близкий к значению расчетного расстояния между пилот символами во временной области m. Номер этого элемента М поступает с выхода блока 14 на третий вход передатчика служебных данных 17.
Передатчик служебных данных 17 осуществляет кодирование служебной информации (величины J, K, M), поступившей на его входы, модуляцию, формирование OFDM видеосигнала, добавление защитного интервала, цифроаналоговое преобразование, перенос сигнала на радиочастоту, фильтрацию и другие операции. С выхода передатчика служебных данных 17 модулированный высокочастотный сигнал излучается в эфир. Передатчик служебных данных 17 реализует передачу OFDM сигнала, который принимается передающей стороной. Пример реализации передатчика OFDM сигнала приведен в книгах J.G.Proakis "Digital Communications", NY: McGraw-Hill, 1995 и Richard van Nee, Ramjee Prasad "OFDM Wireless Multimedia Communications", Artech House, Boston-London, 2000.
Данное изобретение может применяться в любых OFDM системах, функционирующих в изменяющихся во времени частотно-селективных каналах, например в системах связи UMTS LTE, WiMAX и др.
max
D
На фиг.4 приведена зависимость спектральной эффективности предложенного адаптивного алгоритма от отношения сигнал-шум при τF=32, . Моделировалась OFDM система со следующими основными параметрами: размерность ДПФ N=128, скорость кодирования R=1/2, модуляция - QPSK (K=2) и 16-QAM (K=4), размер пакета - 128 и 256 бит для каждого вида модуляции соответственно. Принимаемый сигнал представлял собой федингующий четырехлучевый OFDM сигнал, наблюдаемый на фоне гауссовского шума. Замирания сигналов лучей - независимые и соответствуют широко используемой модели Джейкса. Они расположены на интервале [0, τ] эквидистантно, их относительная мощность убывает по линейному закону, так что сигнал четвертого луча слабее сигнала первого луча на 3 дБ. При моделировании предполагалось, что параметры канала τ, f известны точно.
Была выбрана усеченно экспоненциальная модель плотности распределения длины канала и плотности распределения частоты Доплера
С≈3.157 - нормировочный множитель.
Из двух рассмотренных видов модуляции (QPSK, 16QAM) выбиралась та модуляция, которая обеспечивает более высокую спектральную эффективность. QPSK модуляция предпочтительнее при отношении сигнал-шум приблизительно Z≤10 дБ, a 16QAM - при Z>10 дБ.
cp
(max)
Для сравнения на фиг.4 приведены также кривая спектральной эффективности алгоритма прототипа и кривая спектральной эффективности при фиксировано выбранных параметрах L, q, d. Эти параметры фиксировались в соответствии с максимальными величинами τ,
(max)
Видно, что предлагаемый алгоритм адаптации длины защитного интервала и пилот структуры позволяет существенно повысить спектральную эффективность OFDM системы связи. По сравнению с фиксированным заданием этих параметров выигрыш может достигать 50%, а по сравнению с алгоритмом прототипа - 20%. Он растет с увеличением области возможных для OFDM системы значений длины канала и частоты Доплера, т.е. величин τ, .
При этом необходимый для передачи объем служебной информации по сравнению со случаем фиксации длины защитного интервала и пилот структуры возрастает несущественно. Для сообщения об используемом наборе адаптируемых параметров требуется всего 6 бит (по два бита на каждый адаптивный параметр).