АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ ОДНОТАКТНЫЙ КОНВЕРТЕР
ASTABLE SINGLE-PHASE CONVERTER

Предлагаемое устройство относится к области импульсной техники, а именно к преобразователям постоянного напряжения или тока.
Существуют преобразователи постоянного тока с независимым тактированием, содержащие блок тактирования, модулятор с усилителем сигнала обратной связи и выходной ключ, коммутирующий нагрузочную индуктивность, см., например [1],[2]. Основным недостатком таких устройств является отсутствие прямой зависимости между рабочей частотой преобразования и параметрами используемых индуктивных элементов-трансформаторов или дросселей. В таких конвертерах с любыми видами модуляции индуктивность работает либо в прерывистом режиме, т.е. в таком, когда в течение части такта преобразования ток через нее отсутствует, либо в непрерывном с укороченными циклами заряда-разряда, когда ток через индуктивность в течение всего периода преобразования может содержать значительную постоянную составляющую. Такие режимы являются следствием отсутствия контроля над процессами заряда и разряда индуктивности со стороны независимого блока тактирования. При этом в первом случае из-за увеличения скважности зарядный ток может в несколько раз превышать минимально необходимое значение, а это обуславливает как высокий уровень пульсаций выходного напряжения, так и увеличивает стоимость конвертеров из-за необходимости применения индуктивностей с большим допустимым рабочим током и ключей с очень низким сопротивлением во включенном состоянии для обеспечения приемлемого КПД. Существенным недостатком прерывистого режима преобразования является также неопределенность момента замыкания выходного ключа относительно колебательного процесса на разомкнутой индуктивности, вследствие чего в момент коммутации напряжение на паразитной емкости, шунтирующей индуктивность, может быть больше или равно напряжению первичного источника, что является источником дополнительных потерь мощности.
Во втором случае, который относится к преобразователям с укороченным разрядным циклом [2], через индуктивность кроме переменной составляющей протекает постоянный ток и из-за этого существенно возрастают потери на внутреннем сопротивлении индуктивности и на внутреннем сопротивлении первичного источника. Это обусловлено тем, что среднее значение постоянного тока в три раза больше среднего значения треугольного тока. Следует отметить, что поскольку при испытаниях в качестве первичных источников используются лабораторные источники питания, выходное сопротивление которых практически равно нулю, потери этого вида обычно не выявляются при лабораторных испытаниях микросхем и соответствующие данные не приводятся в технической документации. Поэтому параметры конвертеров с укороченным разрядным циклом в реальных условиях, например, при использовании батарей в качестве первичного источника, могут оказаться существенно худшими, чем это дается в справочных материалах. Кроме этого, поскольку в режиме с укороченным разрядным циклом в нагрузку отдается лишь часть запасенной в индуктивности энергии, зарядный ток так же, как и в преобразователях первого типа, может существенно превышать минимально необходимое значение. Вдобавок, поскольку при больших выходных токах индуктивность в таких конвертерах никогда не разряжается до нуля, частота преобразования получается существенно более высокой, чем в преобразователях первого типа, в результате чего возникают дополнительные потери. В том числе связанные с замыканием ключа в момент, когда на индуктивности и на параллельно подключенной к ней паразитной емкости максимальное напряжение, примерно равное выходному напряжению конвертера, что является наихудшим вариантом коммутации.
Таким образом, при отсутствии прямой связи между тактовой частотой конвертера и режимами заряда-разряда индуктивности не удается получить оптимальные характеристики конвертеров постоянного тока. Кроме этого, рассматриваемые конвертеры имеют неоправданно сложную структуру, а их работоспособность обычно обеспечивается лишь в узком диапазоне значений индуктивности.
Недостатком известных конвертеров является также невозможность прямой регулировки выходного тока без использования петли обратной связи, наличие которой приводит не только к увеличению потерь преобразования, но и к существенному увеличению объема преобразователя и его усложнению, хотя для многих применений, например питания светодиодных нагрузок, в чрезмерно высокой стабильности тока нет никакой необходимости, зато необходим максимально возможный КПД преобразования.
Наиболее близким к предлагаемому устройству по принципу функционирования является автоколебательный однотактный конвертер [3], в котором используется принцип блокинг-генератора.
Он содержит устройство сравнения, подключенное выходом к входу управления коммутирующего ключа, включенного последовательно с индуктивностью между клеммами первичного источника, инвертор напряжения и токозадающий резистор, подключенный к источнику смещения. В качестве инвертора напряжения в данном устройстве используется нагрузочный трансформатор.
Такой преобразователь работает в режиме автоколебаний, причем одна времязадающая цепь представлена индуктивностью первичной обмотки нагрузочного трансформатора, а другая - RC цепью. Продолжительность одного полупериода генерируемого напряжения в этом конвертере определяется временем нарастания тока через индуктивность первичной обмотки трансформатора, а второго - временем разряда заряженной в первом полу периоде емкости. Автоколебания в таких устройствах возникают за счет наличия положительной обратной связи, которая обеспечивается за счет соответствующего включения вторичной обмотки нагрузочного трансформатора на входе сравнивающего устройства.
В конвертерах этого типа мощность преобразования определяется током управления, который одновременно определяет скорость перезаряда RC цепи и величину максимального тока через индуктивность. Единственный усилительный элемент в этом устройстве выполняет функции как элемента сравнения, так и коммутирующего ключа. Поэтому основным недостатком таких устройств является низкий КПД, обусловленный невозможностью глубокого насыщения коммутирующего ключа в момент, когда он должен выполнять функции сравнивающего устройства, т.е. перед размыканием ключа. Однако преимуществом такого конвертера по сравнению с рассмотренными выше устройствами является то, что режим его работы автоматически подстраивается под величину используемой индуктивности, поскольку само устройство определяет необходимую продолжительность зарядного цикла в соответствии с величиной индуктивности и величиной выходного тока. Поэтому блокинг-генератры могут работать с индуктивностями произвольной величины. К сожалению, время разрядного цикла в таких конвертерах зависит от состояния индуктивности только частично, а в основном определяется временем разряда RC цепи, что является причиной прерывистого режима работы индуктивности со всеми его недостатками, изложенными выше. Недостатком является также необходимость использования в качестве нагрузочной индуктивности не дросселя, а трансформатора. Однако положительной особенностью конвертеров такого типа является возможность их работы без петли ООС, что позволяет обеспечить с их помощью достаточно стабильное питание активных нагрузок без дополнительных элементов типа датчиков тока и усилителей в цепи обратной связи и соответственно без дополнительных потерь.
Задачей настоящего изобретения является увеличение КПД автоколебательного однотактного конвертера при одновременном расширении его функциональных возможностей.
С этой целью в автоколебательном однотактном конвертере, содержащем устройство сравнения, подключенное выходом к входу управления коммутирующего ключа, включенного последовательно с индуктивностью между клеммами первичного источника, инвертор напряжения и токозадающий резистор, подключенный к источнику смещения, отличающийся тем, что в него введены дополнительно два резисторных делителя, в качестве инвертора напряжения использован КМОП инвертор, а в качестве устройства сравнения применен двухвходовый компаратор, причем выход сравнивающего устройства соединен с входом КМОП инвертора, а его инвертирующий и неинвертирующий входы подключены соответственно к выходу первого делителя, включенного параллельно коммутирующему ключу, и к выходу второго делителя, включенного между выходом КМОП инвертора и источником смещения, причем токозадающий резистор используется в качестве верхнего плеча этого делителя.
Выводы питания КМОП инвертора подключены к первичному источнику.
Принципиальная схема устройства представлена на фиг.1.
см
Устройство содержит коммутирующий ключ VT1, устройство сравнения DA1, КМОП инвертор DD1, первый делитель R3, R4 и второй делитель R1, R2. Резистор R2 является токозадающим. Коммутирующий ключ через индуктивность L1 включен между клеммами первичного источника GB, а вход второго делителя подключен к источнику смещения U, в качестве которого может быть использован первичный источник GB.
см
Устройство работает следующим образом. После подключения первичного источника напряжение на выходе первого делителя R3, R4 оказывается равным нулю, а на выходе второго делителя R1, R2 устанавливается некоторое положительное напряжение, определяемое коэффициентом деления этого делителя и величиной напряжения источника смещения U. Поэтому на выходе компаратора DA1 устанавливается высокий потенциал, открывающий транзисторный ключ VT1.
см
Поскольку индуктивность L1 оказывается включенной между клеммами первичного источника, ток через нее увеличивается, а поэтому возрастает напряжение на внутреннем сопротивлении замкнутого ключа VT1. Это продолжается до тех пор, пока напряжение на инвертирующем входе компаратора DA1 не превысит напряжение на его неинвертирующем входе, задаваемое источником смещения U и вторым делителем Rl, R2. В этот момент на выходе компаратора DA1 устанавливается низкий потенциал, ключ VT1 запирается, а на выходе КМОП инвертора DD1 устанавливается напряжение, практически равное напряжению первичного источника GB, от которого он питается. Соответственно на неинвертирующем входе компаратора DA1 также установится приблизительно такое напряжение. А на разомкнутой индуктивности L1 устанавливается напряжение, определяемое внешней нагрузкой и существенно большее, чем напряжение первичного источника GB, т.к. конвертер является повышающим. При этом на инвертирующем входе компаратора DA1 поддерживается положительное напряжение относительно неинвертирующего входа все время, пока индуктивность L1 не разрядится полностью на внешнюю нагрузку. Соответственно все это время на выходе компаратора DA1 удерживается низкий потенциал, запирающий коммутирующий ключ VT1. В течение этого интервала индуктивность L1 разряжается на нагрузку. После полного разряда напряжение на индуктивности L1 начинает падать и за счет резонансных явлений полярность его изменяется на противоположную. Соответственно на инвертирующем входе компаратора DA1 напряжение становится меньше, чем напряжение первичного источника GB, примерно равное напряжению на выходе КМОП инвертора DD1. Поскольку полярность напряжения между входами компаратора DA1 изменяется на противоположную, на его выходе устанавливается высокий потенциал, замыкающий ключ VT1. С учетом задержек распространения в используемых элементах и при значениях индуктивности в несколько десятков микрогенри замыкание ключа VT1 именно в этот момент приводит к тому, что энергия, затрачиваемая на перезаряд паразитной емкости, включенной параллельно индуктивности L1, оказывается минимальной, поскольку напряжение на ней в момент коммутации вследствие колебательного процесса может быть существенно меньше напряжения первичного источника GB. Далее весь процесс повторяется, причем время зарядного и разрядного циклов в заявляемом устройстве определяется самой индуктивностью, что придает ему уникальные свойства.
<mrow><msub><mi>P</mi><mrow><mi>В</mi><mi>Ы</mi><mi>Х</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>I</mi><mrow><mi>L</mi><mi>max</mi></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>U</mi><mn>0</mn></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>⋅</mo></mrow>
Например, теоретически предлагаемый конвертер может работать с индуктивностью любой величины без изменения других элементов схемы. При этом изменяется только частота преобразования, а мощность, отдаваемая в нагрузку, остается постоянной и равной
Q,
0
Lmax
где U - это напряжение первичного источника, Q - отношение периода колебаний на выходе конвертера к времени зарядного цикла (скважность), определяемая сопротивлением нагрузки конвертера. Уменьшение величины индуктивности ограничивается только быстродействием используемых элементов схемы. Важным достоинством рассматриваемых конвертеров является то, что величина I при любой выходной мощности имеет в заявляемом устройстве минимальное значение по сравнению с конвертерами любого другого типа, что позволяет при равном КПД использовать наиболее высокоомные, а значит и наиболее дешевые ключевые элементы, а также индуктивности минимальных габаритов.
Кроме этого, особенностью предлагаемого устройства является то, что ток нагрузки находится в прямой зависимости от тока управления в соответствии с соотношением
<mrow><msub><mi>P</mi><mrow><mi>в</mi><mi>ы</mi><mi>х</mi><mo>.</mo><mi>с</mi><mi>р</mi></mrow></msub><mo>≈</mo><mfrac><mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mn>2</mn></msub></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><mi>R</mi><mmultiscripts><mrow /><mprescripts /><mi>Т</mi><none /></mmultiscripts></mrow></mfrac><mo>=</mo><msub><mi>I</mi><mrow><mi>В</mi><mi>Х</mi></mrow></msub><mo>⋅</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mn>1</mn></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mi>Т</mi></msub></mrow></mfrac></mrow>
,
вых.ср
см
2
вх
1
т
где I - среднее значение тока через нагрузку, U - напряжение источника смещения; R - сопротивление токозадающего резистора; I - ток через второй делитель, R - сопротивление нижнего плеча второго делителя, определяющего величину первого порога, R - суммарное сопротивление, включенное последовательно с коммутирующим ключом, состоящее из суммы собственного внутреннего сопротивления замкнутого ключа VT1 и сопротивления резистора R5. Следует отметить, что использование этого резистора необязательно, поскольку он устанавливается исключительно для уменьшения температурной зависимости выходного тока, определяемой температурной зависимостью сопротивления замкнутого полупроводникового ключа, или для увеличения порогового напряжения на входе компаратора при малых токах через ключ.
вх
0
Представленное соотношение позволяет считать предлагаемое устройство токовым конвертером. При этом обеспечивается замечательное свойство - для поддержания достаточно стабильного тока через нагрузку в данном устройстве нет необходимости в петле ООС. Это исключает необходимость как в выходном выпрямителе, так и в датчиках обратной связи, включенных последовательно с нагрузкой. Поэтому предлагаемое устройство не только обладает предельно простой структурой, но и позволяет получить предельно возможный КПД по сравнению с любым другим преобразователем. Обеспечив обратно пропорциональную зависимость между I и U, что осуществляется достаточно простыми средствами, можно обеспечить независимость мощности в нагрузке и от напряжения первичного источника и тем самым реализовать стабилизированный источник тока без цепи ООС.
Это свойство делает предлагаемое устройство наиболее эффективным конвертером для питания светодиодных устройств, а также для импульсного питания других пассивных нагрузок с КПД, близким к 100%, т.к. в отличие от известных устройств такого типа здесь во вторичной цепи нет ни выпрямительных диодов, ни фильтров, ни датчиков обратной связи и нет соответствующих потерь мощности. Однако это не исключает возможности использования предлагаемого устройства в качестве высокоэффективного преобразователя напряжения общего назначения при дополнении его выходным выпрямителем и цепью ООС с усилителем-преобразователем проводимости. Возможно также стабилизировать выходную мощность конвертера при изменении первичного питающего напряжения путем использования импульсного напряжения на нагрузке после его усреднения, т.е. без выпрямления.
Уникальной особенностью предлагаемого конвертера является также то, что его выходная мощность напрямую определяется сопротивлением замкнутого ключа (при отсутствии резистора R5). Поэтому при фиксированном выходном напряжении второго делителя R1, R2 выходную мощность можно регулировать, изменяя амплитуду открывающего напряжения управления на затворе ключа VT1. Наиболее просто это реализуется путем использования КМОП драйвера, в качестве напряжения питания которого используется напряжение управления, поскольку в таком случае это напряжение определяет амплитуду напряжения на затворе ключевого транзистора VT1, его сопротивление во включенном состоянии и соответственно выходную мощность конвертера.
В заключение следует отметить, что заявляемое устройство может иметь различные модификации. Например, можно поменять местами входы компаратора, но при этом управляющий вход ключа соединить с выходом КМОП инвертора, а резистор R1 подключить к выходу компаратора. Можно реализовать заявленный конвертер, используя только один компаратор, выполненный по КМОП технологии и с двумя противофазными выходами. Можно заменить КМОП инвертор двумя МОП ключами с противофазным управлением и т.д.
Источники информации
1. ON Semicondactor. Fixed frequency PWM Step-Up micropower switching regulator NCP1400A-D. Datasheet.
2. Sipex. Ultra-low quiescent current, high efficiency boost regulator SP6648. Datasheet.
3. Р.Граф. Электронные схемы. 1300 примеров. М.: Мир. 1989. Стр.330, фиг.45, 18.