РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ С КОГЕРЕНТНЫМ ПРИЕМОМ ОТРАЖЕННОГО СИГНАЛА ПРИ НЕКОГЕРЕНТНОМ ИЗЛУЧЕНИИ ЗОНДИРУЮЩЕГО СИГНАЛА

Предполагаемое изобретение относится к импульсным радиолокационным системам (РЛС), работающим с некогерентным передатчиком на неподвижных и подвижных носителях и может быть использовано как для повышения потенциала связи, так и для разрешения целей по доплеровской частоте.
Известны некогерентные по излучению РЛС, но обеспечивающие доплеровскую фильтрацию сигнала. В [1] описана РЛС, где зондирующий импульсный сигнал после смешения с частотой местного гетеродина переносится на промежуточную частоту, используемую для фазирования когерентного гетеродина. Отраженный сигнал после смешивания с частотой местного гетеродина и усиления поступает на смеситель (фазовый детектор), где смешивается с сигналом когерентного гетеродина. В результате получается когерентный отраженный сигнал на видеочастоте, который далее может быть отфильтрован по доплеровской частоте для разрешения подвижных целей.
Недостатком этого устройства является сложность обеспечения временной стабильности фазы и частоты когерентного гетеродина при больших задержках отраженного сигнала, а так же необходимость стабилизации несущей частоты передатчика.
В [2] для запоминания фазы зондирующего сигнала и обеспечения когерентного приема сигналов на интервале между зондирующими импульсами задающему генератору, работающему на несущей частоте излучаемого сигнала, навязывалась начальная фаза колебаний каждого сигнала некогерентного передатчика. Задающий генератор построен на объемном резонаторе. Интервал когерентного приема в эксперименте достигал 2-х мс.
Недостатком устройства [2], также как и в [1], являются жесткие требования к частотной и фазовой стабильности несущей частоты внутри излучаемого импульса.
В устройстве [3], принятом в качестве прототипа, при излучении некогерентного сигнала передатчика производится перенос зондирующего сигнала на промежуточную частоту и прецизионное фазирование устройства синхронизации выборки сигнала к фазе зондирующего сигнала на промежуточной частоте.
Принимаемый отраженный сигнал после преобразования и усиления на промежуточной частоте оцифровывается на анализируемой дальности с помощью АЦП. Особенностью получения квадратур отраженного сигнала на анализируемой дальности является то, что они получаются с помощью одного АЦП путем выборки отраженного сигнала на промежуточной частоте в двух соседних точках, разделенных по времени на четверть периода промежуточной частоты. Далее сигнал квадратур обрабатывается в доплеровских фильтрах для селекции сигналов подвижной цели.
Недостатком устройства является повышенные требования к быстродействию схемы привязки синхронизатора выборки отраженного сигнала к фазе зондирующего сигнала и к стабильности частоты передатчика. Предполагается, что внутриимпульсная частота некогерентного передатчика постоянна, однако, на практике несущая частота одиночного зондирующего сигнала может изменяться, что приводит к тому, что когерентность приема с фазированным гетеродином обеспечивается для части зондирующего импульса, соответственно это приводит к потерям в потенциале связи.
Целью предполагаемого изобретения является устранение необходимости фазирования каких-либо генераторов, снижение требований к стабильности частоты передатчика как внутри импульса, так и от периода к периоду зондирования.
Поставленная цель достигается тем, что в радиолокационной станции, содержащей последовательно соединенные синхронизатор, передатчик, направленный ответвитель, антенный коммутатор, первый смеситель, усилитель промежуточной частоты, аналого-цифровой преобразователь, антенну, подключенную к входу-выходу антенного коммутатора, гетеродин, подключенный ко второму входу смесителя, второй вход аналого-цифрового преобразователя, подключенный ко второму выходу синхронизатора, согласно изобретению, дополнительно введены первое запоминающее устройство, первый вход которого подключен к выходу аналого-цифрового преобразователя, второй вход соединен с третьим выходом синхронизатора, а выход - с первым входом дополнительно введенного сигнального процессора, дополнительно введены последовательно соединенные второй смеситель, второй усилитель промежуточной частоты, второй аналого-цифровой преобразователь, второе запоминающее устройство, причем второй вход второго смесителя подключен к выходу гетеродина, а первый вход ко второму выходу направленного ответвителя, второй вход второго аналого-цифрового преобразователя подключен ко второму выходу синхронизатора, второй вход второго запоминающего устройства подключен к четвертому выходу синхронизатора, а выход ко второму
входу сигнального процессора, третий вход-выход сигнального процессора подключен к пятому входу-выходу синхронизатора.
Сущность предполагаемого изобретения поясняется дальнейшим описанием и чертежами, на которых представлены:
фиг.1 - структурная схема РЛС,
фиг.2 -  временные диаграммы сигналов на выходах блока управления;
фиг.3 - алгоритм работы РЛС.
На фиг.1 приняты следующие обозначения:
1 - антенна (А);
2 - антенный коммутатор (АК);
3 - направленный ответвитель (НО);
4 - передатчик (ПРД);
5 - синхронизатор (С);
6 - первый смеситель (СМ1);
7 - первый УПЧ (УПЧ1);
8 - первый аналого-цифровой преобразователь (АЦП1);
9 - первое запоминающее устройство (ЗУ1);
10 - сигнальный процессор (СП);
11 - гетеродин (Г);
12 - второй смеситель (СМ2);
13 - второй УПЧ (УПЧ2);
14 - второй аналого-цифровой преобразователь (АЦП2);
15 - второе запоминающее устройство (ЗУ2).
На схеме фиг.1 первый выход синхронизатора 5 через последовательно соединенные передатчик 4, направленный ответвитель 3, антенный коммутатор 2, первый смеситель 6, первый усилитель промежуточной частоты 7, первый аналого-цифровой преобразователь 8, первое запоминающее устройство 9 подключен к первому входу сигнального процессора 10, второй выход направленного ответвителя 3 через последовательно соединенные второй смеситель 12, второй усилитель промежуточной частоты 13, второй аналого-цифровой преобразователь 14, второе запоминающее устройство 15 подключено ко второму входу сигнального процессора 10, выход гетеродина 11 подключен ко вторым входам первого 6 и второго 12 смесителей, второй выход синхронизатора 5 подключен ко вторым входам первого 8 и второго 14 аналого-цифрового преобразователя, третий и четвертый выходы синхронизатора 5 подключены ко вторым входам соответственно первого 9 и второго
15 запоминающего устройства, вход-выход антенны 1 подключен ко второму выходу антенного коммутатора 2, пятый вход-выход синхронизатора 5 соединен с третьим входом-выходом сигнального процессора 10.
На фиг.2 представлены временные диаграммы сигналов на выходах синхронизатора 5, а именно:
п
з
16 - импульсы с периодом равным периоду зондирования Т и длительностью τ, на выходе 1 синхронизатора, предназначенные для запуска передатчика, число зондирующих импульсов (объем пачки) равно М;
в
17 - импульсы с периодом Т на выходе 2 синхронизатора, предназначенные для тактирования первого и второго аналого-цифрового преобразователя;
П
1
1
в
18 - импульсы с периодом Т и длительностью τ на выходе 3 синхронизатора, предназначенные для селекции запоминаемых отсчетов зондирующего сигнала, причем τ/Т=К;
П
0
0
в
19 - импульсы с периодом Т и длительностью равной длительности обрабатываемого интервала Т на выходе 4 синхронизатора, предназначенные для селекции отсчетов принятого сигнала, причем T/T=N.
Все элементы схемы фиг.1 традиционны и многократно описаны, следует только уточнить, что гетеродин 11 должен обеспечивать когерентность на интервале периода повторения импульсов, а полоса первого 7 и второго 13 УПЧ должна выбираться с учетом нестабильности частоты передатчика 4.
Результат согласованной фильтрации (распределение мощности отраженного сигнала в заданном диапазоне доплеровской частоты и времени запаздывания) матрица Р вычисляется следующим образом:
где  - комплекснозначная матрица размерностью L×N;
L - количество выделяемых доплеровских частот (доплеровских фильтров);
⊗ - операция почленного умножения элементов матриц;
*
W - матрица размерностью L×N, элементы которой являются комплексно сопряженными элементами матрицы W,
Q - матрица межпериодной доплеровской фильтрации размерностью L×M;
J - матрица дискретного преобразования Фурье (ДПФ) с элементами , размерностью N×N;
H
J - матрица обратного ДПФ размерностью N×N с элементами ;
D - матрица коррекции боковых лепестков и квадратурного преобразования размерностью M×N с элементами ;
U - матрица размерностью M×N, элементами которой являются действительные отсчеты отраженного сигнала после усиления на промежуточной частоте;
S - матрица размерностью M×N, элементами которой являются действительные отсчеты опорного сигнала после усиления на промежуточной частоте.
Вычисление по формуле (1) выполняется сигнальным процессором 10, работа которого состоит в последовательном решении задач по алгоритму, блок-схема которого представлена на фиг.3.
20 - Сигнальный процессор выдает на синхронизатор команду сформировать пачку из М зондирующих импульсов. После окончания зондирования, когда отсчеты зондирующего и принятого сигналов будут записаны в ЗУ2 и ЗУ1, сигнальный процессор начинает обработку сигналов.
21 - Производится вычисление комплексносопряженных спектров опорных сигналов для каждого периода, для чего формируется матрица S и производится быстрое преобразование Фурье (БПФ) каждой ее строки. Матрица S формируется следующим образом:
1
1
в
где  - отсчеты зондирующего сигнала записанные в ЗУ2 в течение интервала τ, n=1...К, K=τ/Т.
H
В матричной символике выполняемые операции представляется в виде S·J.
22 - Производится вычисление спектров принятых сигналов путем БПФ строк матрицы U, которая формируется в ЗУ1 при записи N отсчетов принятого сигнала каждый из М периодов повторения. В матричной символике выполняемые операции представляется в виде U·J.
H
23 - Находятся спектры принятых сигналов после согласованной фильтрации, для чего почленно перемножаются матрицы спектров зондирующего и принятого сигналов (U·J)⊗(S·J).
H
24 - Находятся спектры аналитических сигналов, для чего матрица спектров принятых сигналов после согласованной обработки почленно умножается на матрицу D с получением (U·J)⊗(S·J)⊗D.
H
H
25 - Вычисляется матрица аналитических (комплексных) сигналов, для чего каждая строка матрицы их спектров подвергается обратному БПФ [(U·J)⊗(S·J)⊗D]·J.
26 - Вычисляется матрица комплексного РЛИ, для чего каждый столбец матрицы аналитических сигналов подвергается многоканальной доплеровской фильтрации путем умножения на матрицу Q.
27 - Вычисляется матрица РЛИ распределения мощности отраженного сигнала, для чего матрица комплексного РЛИ почленно умножается на комплексно-сопряженную матрицу.
Поясним подробнее сущность предлагаемого технического решения.
В заявляемом техническом решении оптимальный прием отраженных сигналов осуществляется с использованием запоминаемых зондирующих импульсов, т.е. каждый период зондирования производится свертка принимаемого сигнала с комплексно сопряженным зондирующим. В формуле (1) эта свертка производится в частотной области путем почленного перемножения соответствующих спектров. Согласно (1) оцифрованный в заданном интервале из N отсчетов принимаемый сигнал каждый период повергается ДПФ. Оцифрованный опорный сигнал при этом преобразуется обратным ДПФ. В результате почленного перемножения полученных спектров образуется спектр оптимально принятого сигнала. Матрица D при почленном перемножении обнуляет каждый период половину полученного спектра, преобразуя его тем самым в спектр аналитического сигнала [4, стр.128]. Эта операция эквивалентна разложению принятого сигнала по квадратурным составляющим, которое, в свою очередь, необходимо для однозначного определения доплеровской частоты в случае, когда эта частота больше половины частоты повторения зондирующих импульсов. Для успешного разделения квадратурных составляющих промежуточная частота должна быть в 1,5-2 раза больше ширины спектра зондирующего сигнала. Кроме того, отличные от нуля элементы матрицы D при соответствующих значениях позволяют снизить уровень боковых лепестков при использовании сложных (шумоподобных) сигналов. В случае постоянного периода повторения импульсов в пачке межпериодная фильтрация доплеровских частот может быть выполнена путем БПФ комплексных отсчетов аналитического сигнала 25 для
каждого отсчета дальности по всем периодам повторения. При изменении периода повторения в течение пачки спектр доплеровских частот для каждого элемента дальности может быть получен путем умножения матрицы Q на соответствующий вектор-столбец матрицы аналитического сигнала. Элементы матрицы Q определяются выражением
l
Пg
где l=1...L; m=1...M; F - 1-ая доплеровская частота; T - g-ый период повторения.
Для реализации предлагаемого решения не требуется фазирования каких-либо генераторов и точной привязки выборки отраженного сигнала к фазе зондирующего. Дискретизация опорного и отраженного сигналов тактируется одним и тем же генератором, который должен обеспечивать когерентность на интервале максимального времени запаздывания. Однако, ввиду сравнительно небольшой частоты, особых требований к его стабильности не предъявляется. Требования к стабильности гетеродина гораздо более жесткие, но и они легко могут быть обеспечены путем стабилизации частоты кварцевым генератором через систему фазовой автоподстройки. Можно сказать, что в заявляемом решении сложности, связанные с обеспечением когерентной обработки отраженных сигналов, переносятся из области конструирования специальных СВЧ устройств в область цифровой обработки сигналов, быстродействие элементной базы которой постоянно растет, а стоимость падает.
Эффект применения этого устройства заключается в том, что за счет когерентного приема обеспечивается повышение потенциала связи, возможность селекции подвижных целей, работающих на фоне подстилающей поверхности, возможность синтезирования апертуры раскрыва диаграммы направленности. По сравнению с прототипом за счет оцифровки зондирующего сигнала на всей длительности и использования его в качестве опорного при согласованной фильтрации обеспечивается когерентность приема на всей длине зондирующего сигнала, снижаются требования к стабильности частоты передатчика как внутри импульса, так и от периода к периоду зондирования.
Предлагаемая РЛС позволяет использовать сложные (шумоподобные) сигналы без предъявления требований к точности их формирования со случайным периодом их повторения.
На основании приведенного описания и чертежей предлагаемое устройство может быть изготовлено при использовании известных комплектующих изделий, известного в радиоэлектронной промышленности технологического оборудования и использовано на подвижных носителях, на которых установлена некогерентная РЛС.
В соответствии с материалами заявки был изготовлен опытный образец устройства и проведены испытания, которые подтвердили указанный в материалах заявки технический эффект.
Литература
1. Радиоэлектронные системы. Основы построения и теория. Справочник под ред. Я.Д.Ширмана. М: изд. ЗАО МакВис 1998 г (с.488 рис.19.20).
2. А.И.Астафьев, И.П.Журавлев. Экспериментальные исследования по обеспечению квазикогерентного приема сигнала при некогерентном излучении передатчика. Вопросы специальной электроники, сер. Радиолокационная техника, вып.1, 1976 г.
3. Патент США №4768035 от 30.08.1988 г, кл. G 01 S 7/40. Coherent radar data collector and sampling technique for noncoherent transmitter radars.
4. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Высш. Шк., 1988, с.448.