ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ ДЛЯ ПРЕЦИЗИОННОГО АНАЛОГО-ЦИФРОВОГО ИНТЕРФЕЙСА
SELECTIVE AMPLIFIER FOR PRECISION ANALOGUE-TO-DIGITAL INTERFACE

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в качестве устройства усиления аналоговых сигналов датчиков различного функционального назначения (например, в устройствах телеметрии, измерительных системах медицинской техники, автоматического управления и техники специальных измерений).
Создание аналоговых и аналого-цифровых интерфейсов смешанных систем на кристалле (СнК), ориентированных на взаимодействие с чувствительными элементами (сенсорами) мостового типа всегда предполагает применение инструментальных усилителей (ИУ) как с фиксируемыми, так и с управляемыми параметрами, выполняющих функции подавления синфазного напряжения и усиления дифференциального напряжения. Эти устройства являются основой, как для аналоговых портов, так и для целого класса сложно-функциональных блоков (СФ блоков) СнК. Достаточно большой динамический диапазон измеряемых, величин и относительно высокая точность преобразования предопредели использование в таких интерфейсах прецизионных операционных усилителей (ОУ). Большинство известных на данный момент решений связано с использованием классической структуры построения ИУ, состоящей из трех ОУ и набора прецизионных резисторов [1-16].
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является инструментальный усилитель, представленный в патенте US 2010/0259323 A1 фиг.1 автора Paul L. Bugyik. Он содержит входной прецизионный преобразователь 1 первого 2 и второго 3 источников входных напряжений с первым 4 и вторым 5 противофазными выходами, активный сумматор 6, инвертирующий вход которого 7 соединен с первым 4 выходом входного прецизионного преобразователя 1, а неинвертирующий вход 8 подключен ко второму 5 выходу входного прецизионного преобразователя 1, выход устройства 9, связанный с выходом активного сумматора 6, причем первый 2 и второй 3 источники входных напряжений подаются на входы входного прецизионного преобразователя 1 относительно общей шины источников питания 10.
Существенные недостатки известного устройства, архитектура которого присутствует также во многих других инструментальных усилителях [1-16], состоят в следующем:
сн
1. Первый недостаток. Даже при использовании строго идентичных операционных усилителей в структуре входного прецизионного преобразователя 1 предельное значение коэффициента ослабления входного синфазного сигнала (К) будет определяться следующим соотношением:
<mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>c</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>5</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>4</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>4</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>6</mn></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>5</mn></mrow></msub><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>4</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>5</mn></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>ы</mi><mi>х</mi><mo>.</mo><mi>с</mi></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>u</mi><mrow><mi>в</mi><mi>х</mi><mo>.</mo><mi>с</mi></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
23
26
где R÷R - резисторы, входящие в структуру активного сумматора (6) фиг.1.
23
26
Поэтому глубокое ослабление входного синфазного сигнала в ИУ фиг.1 возможно только при строго согласованных резисторах R÷R.
23
24
25
26
сн
Можно показать, что даже при реализации условия строгой идентичности сопротивлений резисторов (R=R=R=R=R) коэффициент К не лучше, чем
R
где Θ - погрешность сопротивлений резисторов активного сумматора (6) (фиг.1).
R
R
23
26
R
Таким образом, из приведенных соотношений (1) и (2) видно, что максимально реализуемый коэффициент ослабления входного синфазного сигнала ИУ фиг.1 ограничивается погрешностью сопротивлений резисторов активного сумматора Θ. Как следствие, даже для прецизионных технологий, у которых Θ=0,1%, коэффициент ослабления входного синфазного напряжения ИУ фиг.1 не превышает 60 дБ, что явно недостаточно для построения даже непрецизионных измерительных и датчиковых систем. Поэтому при производстве таких схем ИУ используют дорогостоящую прецизионную лазерную настройку резисторов R÷R, направленную на достижение требуемых по разбросу качественных показателей резисторов (например, Θ=0,01%), при которых коэффициент ослабления входного синфазного сигнала не превышает 75 дБ.
2. Второй недостаток. Неэффективность использования проходной характеристики первого (18) и второго (19) операционных усилителей в структуре ИУ фиг.1. Это объясняется тем, что основная часть амплитудной характеристики первого (18) и второго (19) операционных усилителей содержит составляющую входного синфазного напряжения:
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mn>1</mn><mn>8</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>0</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>2</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub></mrow>
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mn>1</mn><mn>9</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>1</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>2</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>3</mn><mtext>)</mtext></mrow>
,
18
19
сн
д
20
22
где U и U - напряжения на выходе первого (18) и второго (19) операционных усилителей соответственно, U - синфазные напряжения на входах инструментального усилителя, U - дифференциальное напряжение на входах инструментального усилителя, R÷R - резисторы цепи обратной связи, входящие в структуру входного прецизионного преобразователя 1 фиг.1.
Основные задачи предлагаемого изобретения состоят в следующем.
23
26
1. Исключить прецизионные резисторы R÷R из структуры активного сумматора 6 и, следовательно, необходимости дорогостоящей прецизионной лазерной настройки этих резисторов. Это позволит не только повысить выход годных изделий при производстве, но и получить максимально высокий коэффициент ослабления входного синфазного напряжения в структуре предлагаемого ИУ.
2. Исключить синфазную составляющую в выходных сигналах входного прецизионного преобразователя 1, что позволит дополнительно повысить эффективность использования их амплитудной характеристики.
Поставленная задача решается тем, что в инструментальном усилителе фиг.1, содержащем входной прецизионный преобразователь 1 первого 2 и второго 3 источников входных напряжений с первым 4 и вторым 5 противофазными выходами, активный сумматор 6, инвертирующий вход которого 7 соединен с первым 4 выходом входного прецизионного преобразователя 1, а неинвертирующий вход 8 подключен ко второму 5 выходу входного прецизионного преобразователя 1, выход устройства 9, связанный с выходом активного сумматора 6, причем первый 2 и второй 3 источники входных напряжений подаются на входы входного прецизионного преобразователя 1 относительно общей шины источников питания 10, предусмотрены новые элементы и связи - активный сумматор 6 содержит первый 11 преобразователь «напряжение-ток», инвертирующий вход которого соединен с выходом устройства 9, а неинвертирующий вход связан с общей шиной источников питания 10, второй 12 преобразователь «напряжение-ток», инвертирующий вход которого соединен с инвертирующим входом 7 активного сумматора 6, а неинвертирующий вход подключен к неинвертирующему входу 8 активного сумматора 6, первый 13 токовый выход первого 11 преобразователя «напряжение-ток» соединен с первым 14 токовым выходом второго 12 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к неинвертирующему токовому входу первого 15 выходного преобразователя «ток-напряжение», второй 16 токовый выход первого 11 преобразователя «напряжение-ток» соединен со вторым 17 токовым выходом второго 12 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к инвертирующему токовому входу первого 15 выходного преобразователя «ток-напряжение», причем сигнал на первом 13 токовом выходе первого 11 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 16 токовом выходе первого 11 преобразователя «напряжение-ток», а сигнал на первом 14 токовом выходе второго 12 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 17 токовом выходе второго 12 преобразователя «напряжение-ток» и синфазен сигналам на первом 13 токовом выходе первого 11 преобразователя «напряжение-ток».
Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1.
На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2, а на чертеже фиг.3 - в соответствии с п.3 формулы изобретения.
На чертеже фиг.4 представлено упрощенное графическое изображение предлагаемого активного сумматора 6.
На чертеже фиг.5 приведена макромодель заявляемого инструментального усилителя фиг.3 в среде PSpice на моделях компонентов биполярно-полевого аналогового базового матричного кристалла АБМК_1_3, которая использовалась для исследования его основных характеристик
На чертеже фиг.6 и фиг.7 приведены соответственно логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики дифференциального коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.5 при различных значениях сопротивления третьего (46) резистора обратной связи в структуре входного прецизионного преобразователя 1 фиг.3, определяющего реализуемое значение этого коэффициента.
На фиг.8 показана частотная зависимость коэффициента ослабления входного синфазного сигнала ИУ фиг.5 (фиг.3).
На чертеже фиг.9 приведены графики граничных напряжений при подаче дифференциального сигнала на входы инструментального усилителя фиг.5 (фиг.3).
На чертеже фиг.10 показаны значения напряжения дрейфа нуля на выходе инструментального усилителя фиг.5 (фиг.3) при изменении температуры от 10 до 100 градусов Цельсия.
На чертеже фиг.11 приведена гистограмма, отражающая возможные значения напряжения дрейфа нуля инструментального усилителя фиг.5 (фиг.3) в результате применения метода Monte Carlo (Гауссовское распределение, разброс сопротивлений резисторов 1,5%).
На чертеже фиг.12 приведены графики разброса коэффициента ослабления входного синфазного напряжения ИУ фиг.5 (фиг.3) с применением метода Monte Carlo (Гауссовское распределение, разброс значений резисторов 1,5%) в диапазоне частот.
На чертеже фиг.13 показана гистограмма, отражающая возможные значения коэффициента ослабления входного синфазного сигнала.
Графики фиг.11 - фиг.13 показывают, что заявляемое устройство, в отличие от ИУ фиг.1, характеризуется более высоким коэффициентом ослабления входного синфазного сигнала, слабозависящим от погрешности резистивных элементов. Это позволит избежать дорогостоящей лазерной прецизионной настройки резисторов, и, следовательно, повысить выход годных изделий при производстве. Кроме того, напряжение дрейфа нуля ИУ фиг.2, фиг.3, определяемое напряжением смещения нуля активного сумматора 6, также имеет низкую зависимость от погрешности резистивных элементов.
Схема заявляемого инструментального усилителя фиг.4 характеризуется высокой эффективностью использования амплитудной характеристики входного прецизионного преобразователя 1.
Инструментальный усилитель фиг.2 содержит входной прецизионный преобразователь 1 первого 2 и второго 3 источников входных напряжений с первым 4 и вторым 5 противофазными выходами, активный сумматор 6, инвертирующий вход которого 7 соединен с первым 4 выходом входного прецизионного преобразователя 1, а неинвертирующий вход 8 подключен ко второму 5 выходу входного прецизионного преобразователя 1, выход устройства 9, связанный с выходом активного сумматора 6, причем первый 2 и второй 3 источники входных напряжений подаются на входы входного прецизионного преобразователя 1 относительно общей шины источников питания 10. Активный сумматор 6 содержит первый 11 преобразователь «напряжение-ток», инвертирующий вход которого соединен с выходом устройства 9, а неинвертирующий вход связан с общей шиной источников питания 10, второй 12 преобразователь «напряжение-ток», инвертирующий вход которого соединен с инвертирующим входом 7 активного сумматора 6, а неинвертирующий вход подключен к неинвертирующему входу 8 активного сумматора 6, первый 13 токовый выход первого 11 преобразователя «напряжение-ток» соединен с первым 14 токовым выходом второго 12 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к неинвертирующему токовому входу первого 15 выходного преобразователя «ток-напряжение», второй 16 токовый выход первого 11 преобразователя «напряжение-ток» соединен со вторым 17 токовым выходом второго 12 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к инвертирующему токовому входу первого 15 выходного преобразователя «ток-напряжение», причем сигнал на первом 13 токовом выходе первого 11 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 16 токовом выходе первого 11 преобразователя «напряжение-ток», а сигнал на первом 14 токовом выходе второго 12 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 17 токовом выходе второго 12 преобразователя «напряжение-ток» и синфазен сигналам на первом 13 токовом выходе первого 11 преобразователя «напряжение-ток».
На чертеже фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, входной прецизионный преобразователь 1 в частном случае содержит первый 18 и второй 19 операционные усилители, неинвертирующий вход первого 18 операционного усилителя соединен с первым 2 источником входного напряжения, неинвертирующий вход второго 19 операционного усилителя соединен со вторым 3 источником входного напряжения, между выходом первого 18 операционного усилителя, связанным с первым 4 выходом входного прецизионного преобразователя 1 и инвертирующим входом первого 18 операционного усилителя, включен первый 20 резистор обратной связи, между выходом второго 19 операционного усилителя, связанным со вторым 5 выходом входного прецизионного преобразователя 1 и инвертирующим входом второго 19 операционного усилителя включен второй 21 резистор обратной связи, причем между инвертирующими входами первого 18 и второго 19 операционных усилителей включен третий 22 резистор обратной связи.
На чертеже фиг.3, в соответствии с п.3 формулы изобретения, входной прецизионный преобразователь 1 содержит третий 28 преобразователь «напряжение-ток», неинвертирующий вход которого связан с первым 2 источником входного напряжения, четвертый 29 преобразователь «напряжение-ток», неинвертирующий вход которого соединен с общей шиной источников питания 10, первый 30 токовый выход третьего 28 преобразователя «напряжение-ток» соединен с первым 31 токовым выходом четвертого 29 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к инвертирующему токовому входу второго 32 выходного преобразователя «ток-напряжение», второй 33 токовый выход третьего 28 преобразователя «напряжение-ток» соединен со вторым 34 токовым выходом четвертого 29 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к неинвертирующему токовому входу второго 32 выходного преобразователя «ток-напряжение», причем сигнал на первом 30 токовом выходе третьего 28 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 33 токовом выходе третьего 28 преобразователя «напряжение-ток», а сигнал на первом 31 токовом выходе четвертого 29 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 34 токовом выходе четвертого 29 преобразователя «напряжение-ток» и синфазен сигналам на первом 30 токовом выходе третьего 28 преобразователя «напряжение-ток», причем выход 35 второго 32 преобразователя «ток-напряжение» соединен с первым 4 выходом входного прецизионного преобразователя 1, пятый 36 преобразователь «напряжение-ток», неинвертирующий вход которого связан со вторым 3 источником входного напряжения и соединен с инвертирующим входом третьего 28 преобразователя «напряжение-ток», шестой 37 преобразователь «напряжение-ток», неинвертирующий вход которого соединен с общей шиной источников питания 10, первый 38 токовый выход шестого 37 преобразователя «напряжение-ток» соединен с первым 39 токовым выходом пятого 36 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к неинвертирующему токовому входу третьего 40 выходного преобразователя «ток-напряжение», второй 41 токовый выход шестого 37 преобразователя «напряжение-ток» соединен со вторым 42 токовым выходом пятого 36 преобразователя «напряжение-ток» и подключен к инвертирующему токовому входу третьего 35 выходного преобразователя «ток-напряжение» 1, причем сигнал на первом 38 токовом выходе шестого 37 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 41 токовом выходе шестого 37 преобразователя «напряжение-ток», а сигнал на первом 39 токовом выходе пятого 36 преобразователя «напряжение-ток» противофазен сигналу на втором 42 токовом выходе пятого 36 преобразователя «напряжение-ток» и синфазен сигналам на первом 38 токовом выходе шестого 37 преобразователя «напряжение-ток», причем выход 43 третьего 40 выходного преобразователя «ток-напряжение» соединен со вторым 5 выходом входного прецизионного преобразователя 1, инвертирующий вход пятого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с инвертирующим входом третьего 28 преобразователя «напряжение-ток», выход 35 второго 32 выходного преобразователя «ток-напряжение» связан с неинвертирующим входом четвертого 29 преобразователя «напряжение-ток» через первый 44 дополнительный резистор обратной связи, выход 43 третьего 40 выходного преобразователя «ток-напряжение» связан с инвертирующим входом шестого 37 преобразователя «напряжение-ток» через второй 45 дополнительный резистор обратной связи, а между инвертирующими входами шестого 37 и четвертого 29 преобразователей «напряжение-ток» включен третий 46 дополнительный резистор обратной связи.
Рассмотрим работу ИУ фиг.2.
Сигналы, содержащие синфазную и дифференциальную составляющие, подаются на вход 1 (Bx.1) и вход 2 (Bx.2) входного прецизионного преобразователя (1) и поступают на неинвертирующие входы первого (18) и второго (19) операционных усилителей, в соответствии с выбранным отношением первого (20) и третьего (22) резисторов цепи обратной связи и второго (21) и третьего (20) резисторов цепи обратной связи выполняется усиление амплитуды входного дифференциального сигнала, который совместно с неизменным по отношению ко входу синфазным сигналом, а также погрешностью, вносимой напряжением смещения нуля первого (18) и второго (19) операционных усилителей поступает на выход (4) и выход (5) входного двухканального прецизионного преобразователя (1) и далее на инвертирующий (7) и неинвертирующий 8 входы активного сумматора (6) и, соответственно, на инвертирующий и неинвертирующий входы второго (12) преобразователя «напряжение-ток». Как видно из структуры ИУ, в схеме выполняется вычитание поступающих сигналов по принципу «токового суммирования», что позволяет значительно уменьшить погрешность, вносимую в итоговой результат напряжением смещения нуля первого (18) и второго (19) операционных усилителей, входящих в состав входного прецизионного преобразователя (1) при условии его реализации в рамках одного кристалла. При этом выполняется подавление поступающего синфазного напряжения за счет реализации высокого коэффициента ослабления входного синфазного сигнала во входных дифференциальных каскадах второго (12) преобразователя «напряжение-ток». В итоге на выходе активного сумматора 6 и инструментального усилителя в целом появляется усиленный дифференциальный сигнал с погрешностью, вносимой напряжением смещения нуля активного сумматора 6.
Однако неэффективность использования амплитудной характеристики первого (18) и второго (19) операционных усилителей в структуре фиг.2, что связанно с наличием в их выходном сигнале синфазной составляющей, приводит к неэффективному использованию диапазона входных граничных напряжений второго (12) преобразователя «напряжение-ток». Это уменьшает реализуемый схемой динамический диапазон ИУ. Поэтому необходимо подавлять синфазную составляющую входного сигнала в структуре входного прецизионного преобразователя (1).
Рассмотрим работу ИУ фиг.3.
Сигнал, содержащий синфазную и дифференциальную составляющие подается на вход 1 (Вх.1) и вход 2 (Вх.2) входного прецизионного преобразователя (1) и поступают на неинвертирующий вход третьего (28) преобразователя «напряжение-ток», инвертирующий вход пятого (36) преобразователя «напряжение-ток» и на инвертирующий вход третьего (28) преобразователя «напряжение-ток», неинвертирующий вход пятого (36) преобразователя «напряжение-ток» соответственно, за счет реализации высокого коэффициента ослабления входного синфазного сигнала во входных дифференциальных каскадах третьего (28) и пятого (36) преобразователей «напряжение-ток» происходит подавление синфазной составляющей сигнала. Одновременно выполняется усиление амплитуды дифференциальной составляющей сигнала согласно выбранному отношению первого (44) и третьего (46) резисторов цепи обратной связи и второго (45) и третьего (46) резисторов цепи обратной связи. Усиленная дифференциальная составляющая сигнала совместно с ослабленной по отношению ко входу синфазной составляющей сигнала, а также погрешностью, вносимой напряжением дрейфа нуля на выходе (35) второго (32) преобразователя «ток-напряжение» и на выходе (43) третьего (40) преобразователя «ток-напряжение» поступает на выход (4) и выход (5) входного прецизионного преобразователя (1) и далее на инвертирующий (7) и неинвертирующий 8 входы активного сумматора (6), где и осуществляется вычитание поступающих сигналов. Это позволяет значительно уменьшить погрешность, вносимую в итоговой результат напряжением дрейфа нуля ИУ и увеличить коэффициент ослабления входного синфазного напряжения, при условии реализации входного прецизионного преобразователя (1) в рамках одного кристалла и суммирования усиленного дифференциального напряжения. В итоге на выходе активного сумматора 6 и инструментального усилителя в целом появляется усиленный дифференциальный сигнал с погрешностью, определяемой напряжением смещения нуля активного сумматора 6.
Покажем аналитически, что указанные выше свойства инструментального усилителя реализуются в заявляемой схеме фиг.3.
Действительно, используя методы анализа электронных схем, можно показать, что предлагаемый инструментальный усилитель (фиг.3) характеризуется следующими параметрами.
Коэффициент усиления дифференциального сигнала:
<mrow><mtable><mtr><mtd><mrow><msub><mi>K</mi><mi>Д</mi></msub><mo>=</mo><mn>2</mn><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>4</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>5</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>д</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>,</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>д</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>S</mi><mrow><mn>1</mn><mn>2</mn></mrow></msub><mi>K</mi></mrow><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><msub><mi>S</mi><mrow><mn>1</mn><mn>1</mn></mrow></msub><mi>K</mi></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>S</mi><mrow><mn>1</mn><mn>2</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>S</mi><mrow><mn>1</mn><mn>1</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>,</mo><mi></mi></mrow></mtd></mtr></mtable><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>4</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
д.6
12
11
12
11
д.6
и1
и2
46
44
45
д
44
45
где K - коэффициент усиления дифференциального сигнала активного сумматора (6), S - крутизна второго (12) преобразователя «напряжение-ток», S - крутизна первого (11) преобразователя «напряжение-ток» (фиг.3). Поэтому при схемотехническом проектировании входных преобразователей «напряжение-ток» активного сумматора (6) (фиг.3), необходимо предусмотреть за счет интегральной технологии высокую точность отношения S и S. В этой связи при правильной реализации режимов работы активных элементов схемы практически точно реализуется равенство K=R/R, которое при необходимости может быть равно единице. Тогда выбор номинала третьего (46) резистора дополнительной обратной связи R, с учетом сопротивления первого (44) резистора дополнительной обратной связи R и второго (45) резистора дополнительной обратной связи R, задает значение параметра К инструментального усилителя фиг.3. В частности, можно использовать равенство R=R=R. При этом коэффициент передачи синфазного напряжения инструментального усилителя:
<mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mi>R</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>c</mi><mi>c</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>2</mn><mn>8</mn></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>3</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>5</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
оссн.28
оссн.36
оссн.6
где K, K - коэффициенты ослабления входного синфазного сигнала, реализуемые во входных каскадах третьего (28) и пятого (36) преобразователей «напряжение-ток» соответственно, K - коэффициент ослабления входного синфазного сигнала активного сумматора (6). В этом случае напряжение дрейфа нуля инструментального усилителя определяется соотношением:
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>p</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>p</mi><mo>.</mo><mn>4</mn><mn>3</mn></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>p</mi><mo>.</mo><mn>3</mn><mn>5</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>p</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>6</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
др.ИУ
др.35
др.43
др.6
др.35
дp.43
где U - дрейф нуля инструментального усилителя, U, U - напряжения дрейфа нуля на выходе (35) второго (32) преобразователя «ток-напряжение» и на выходе (43) третьего (40) преобразователя «ток-напряжение» соответственно, U - напряжение дрейфа активного сумматора (6). С учетом выполнения входного прецизионного преобразователя (фиг.3) в едином технологическом процессе в рамках одного кристалла U=U, поэтому:
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>p</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>p</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>д</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>E</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mo>.</mo><mn>1</mn><mn>2</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>7</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
д.6
см.12
д.ОУЗ
где K - коэффициент усиления дифференциального сигнала активного сумматора (6), E - ЭДС смещения во входных цепях второго (12) преобразователя «напряжение-ток» (фиг.4). Так как для активного сумматора сигналов (6) K=1:
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>p</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>Е</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mo>.</mo><mn>1</mn><mn>2</mn></mrow></msub><mo>.</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>8</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Таким образом, напряжения дрейфа нуля инструментального усилителя определяется ЭДС смещения активного сумматора сигналов (6).
Напряжения на выходе (35) и выходе (43) второго (32) и третьего (40) преобразователей «ток-напряжение» определяются соответственно по формулам:
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mn>3</mn><mn>5</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mn>2</mn><mn>8</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>4</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mn>4</mn><mn>3</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mn>3</mn><mn>6</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>5</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>.</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>9</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
осснi
Таким образом, при K<<1 повышается эффективность использования амплитудной характеристики на выходе (35) и выходе (43) второго (32) и третьего (40) преобразователей «ток-напряжение» соответственно (фиг.3). Действительно, в устройстве-прототипе
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mn>1</mn><mn>8</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>−</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>0</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>2</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>,</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mn>1</mn><mn>9</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>1</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>2</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>U</mi><mi>д</mi></msub><mo>.</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mn>0</mn><mtext>)</mtext></mrow>
сн
Эти напряжения определяются синфазным напряжением на входе инструментального усилителя U.
Кроме этого, в прототипе
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>E</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mo>.</mo><mn>2</mn><mn>7</mn></mrow></msub><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>1</mn><mo>+</mo><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>4</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mn>3</mn></mrow></msub></mrow></mfrac></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mn>2</mn><msub><mi>E</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mo>.</mo><mn>2</mn><mn>7</mn></mrow></msub><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mn>1</mn><mtext>)</mtext></mrow>
см.27
где E - напряжение смещение нуля третьего (27) операционного усилителя (фиг.1), следовательно, дрейф нуля прототипа практически в 2 раза больше дрейфа нуля заявляемого устройства.
сн
осснi
Уменьшение K (5) за счет K<<1 объясняется дифференциальными свойствами входных основных и дополнительных дифференциальных каскадов.
Ri
Таким образом, влияние технологических погрешностей изготовления резисторов Θ распространяется только на дифференциальный коэффициент усиления (4) и не влияет на коэффициент передачи синфазного сигнала (5) и его дрейф нуля (8), что также видно по чертежу на фиг.11.
Действительно, как следует из соотношений (4), (5) и (8)
<mrow><mi>δ</mi><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><msub><mi>K</mi><mi>д</mi></msub></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mrow><mn>2</mn><mfrac><mrow><mi>R</mi><msub><mi>l</mi><mrow><mn>4</mn><mn>4</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>Θ</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mn>2</mn></msub></mrow></msub><mo>+</mo><mn>2</mn><mfrac><mrow><mi>R</mi><msub><mi>l</mi><mrow><mn>4</mn><mn>5</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>Θ</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mn>3</mn></msub></mrow></msub><mo>−</mo><mn>2</mn><mfrac><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>4</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>5</mn></mrow></msub></mrow><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><msub><mi>Θ</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mn>1</mn></msub></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mn>2</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><mtable><mtr><mtd><mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>K</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mi>R</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>2</mn><mn>8</mn></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>3</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>Θ</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>4</mn></mrow></msub></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>Θ</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>5</mn></mrow></msub></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>−</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mrow><mo>−</mo><mfrac><mi>R</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></mfrac><mo>⋅</mo><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>2</mn><mn>8</mn></mrow></msub><mo>−</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>3</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>Θ</mi><mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>4</mn><mn>6</mn></mrow></msub></mrow></msub></mrow></mtd></mtr></mtable><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mn>3</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mi>Δ</mi><msub><mi>E</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mo>.</mo><mi>О</mi><mi>У</mi><mi>З</mi></mrow></msub><mo>,</mo><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mn>4</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
Ri
сн
влияние Θ ослабляется вводимыми каналами в схему заявляемого устройства. При этом ΔK (13) является предельным значением коэффициента передачи входного синфазного сигнала.
В схеме инструментального усилителя фиг.2 (п.1 формулы изобретения) эти параметры определяются следующими соотношениями
<mrow><msub><mi>К</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>К</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>1</mn><mn>2</mn></mrow></msub><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mn>5</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
<mrow><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mo>.</mo><mi>И</mi><mi>У</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>д</mi><mi>р</mi><mo>.</mo><mn>6</mn></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>E</mi><mrow><mi>с</mi><mi>м</mi><mo>.</mo><mn>1</mn><mn>2</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>U</mi><mrow><mi>с</mi><mi>н</mi></mrow></msub><mo>⋅</mo><msub><mi>K</mi><mrow><mi>о</mi><mi>с</mi><mi>с</mi><mi>н</mi><mo>.</mo><mn>1</mn><mn>2</mn></mrow></msub><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mi></mi><mo stretchy="false">(</mo><mn>1</mn><mn>6</mn><mo stretchy="false">)</mo></mrow>
т.е. коэффициент передачи синфазного напряжения (соотношение 15) определяется коэффициентом ослабления входного синфазного напряжения второго (12) преобразователя «напряжение-ток», который определяет также и дрейф нуля (соотношение 16).
Таким образом, предлагаемый инструментальный усилитель выгодно отличается от прототипа и аналогов тем, что характеризуется более высоким (максимально достижимым) коэффициентом ослабления синфазного сигнала, независящим от резистивных элементов в структуре сумматора и слабозависящим от погрешности резистивных элементов в схеме вообще, что позволяет избежать дорогостоящей прецизионной лазерной настройки этих резисторов. Кроме этого, предлагаемый инструментальный усилитель характеризуется более эффективным использованием амплитудной характеристики на выходах входного прецизионного преобразователя (1) фиг.3, за счет подавления синфазной составляющей в его структуре, а также малым напряжением дрейфа нуля инструментального усилителя, имеющим низкую зависимость от погрешности резистивных элементов.
Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.6, фиг.7, фиг.8, фиг.9, фиг.10, фиг.11, фиг.12, фиг.13.
Библиографический список
1. Патент US 20100259323 A1 fig.1
2. Патент US 20110043281 A1
3. Патент US 20110043280 A1
4. Патент US 20070260150 A1
5. Патент US 20060267987 A1
6. Патент US 20050275460 A1
7. Патент US 20020163383 A1
8. Патент US 20020113651 A1
9. Патент US 00008138830 B2
10. Патент US 00007952428 B2
11. Патент US 00007880541 B1
12. Патент US 00007728947 B2
13. Патент US 00007719351 B2
14. Патент US 00004490682
15. Патент US 00004206416
16. Патент US 00003453554