ДИОД СИНХРОННОГО ВЫПРЯМЛЕНИЯ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ С ЕГО ПРИМЕНЕНИЕМ
DIODE OF SYNCHRONOUS RECTIFICATION AND VOLTAGE CONVERTER WITH ITS APPLICATION

Данная группа изобретений относится к электротехнике и преобразовательной технике, которые имеют в своем составе выпрямители, и может быть использована в современных источниках вторичного электропитания, в устройствах для дуговой и контактной сварки, в устройствах электрохимии и в других устройствах, использующих выпрямители на большие токи и малые напряжения. Еще один вариант использования предлагаемого изобретения - это замена обычного сильноточного диода на предлагаемую схему диода с синхронным управлением в устройствах, которые уже используется в технологических процессах на частотах от 50 Гц до сотен килогерц.
Известно множество классических схем выпрямителей, в которых замена обычных диодов, имеющих всего 2 вывода, на полевые транзисторы, имеющие 3 вывода, дает богатую фантазию для изобретательской деятельности [1], [2], [3].
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому изобретению является конвертер с синхронным выпрямителем [4], содержащий силовой трансформатор T1, часть схемы конвертера, содержащаяся в его первичной обмотке, - блок первичных ключей, выпрямляющие транзисторы Q2 и Q3, индуктивность фильтра L0, которая еще выполняет и функцию трансформатора управления транзистором Q3, конденсатор фильтра C0 и нагрузку R0. При этом блок первичных ключей своими выходами подключен параллельно выводам первичной обмотки Np трансформатора T1, а первая вторичная обмотка Ns этого же трансформатора T1 своим первым выводом подключена к стоку (D) транзистора Q3 и через первичную обмотку трансформатора L0 к положительному выводу конденсатора фильтра C0 и первому выводу нагрузки R0. Вторичная обмотка трансформатора L0 одним выводом соединена с затвором (G) транзистора Q3, а вторым выводом - с отрицательным выводом конденсатора фильтра С0, вторым выводом нагрузки R0, истоком (S) транзистора Q2 и через вторую вторичную обмотку Na силового трансформатора T1 с затвором (G) транзистора Q2. Сток (D) транзистора Q2 в свою очередь соединен со вторым выводом первой вторичной обмотки Ns силового трансформатора T1.
Недостатком всех упомянутых выше выпрямителей с синхронным выпрямлением является уникальность каждой схемы, что не позволяет выделить из схемы отдельный выпрямительный элемент для синхронного выпрямления таким образом, чтобы можно было использовать его в новой схеме, поскольку остальные части каждой схемы являются неотъемлемой составной частью выпрямителя. Поэтому если нам потребуется создать новый выпрямитель синхронного выпрямления, например создать выпрямитель с синхронным выпрямлением в виде схемы умножения напряжения, то потребуется снова изобретать.
Второй недостаток аналога заключается в том, что первичные силовые ключи, находящиеся со стороны первичной обмотки силового трансформатора, могут работать на частотах более 200 кГц только при питающем напряжении всего несколько десятков вольт. Это связано с коммутационными потерями в этих ключах, которые возникают при их выключении. В данной схеме эти ключи всегда включаются при нулевом токе, который обеспечивается, прежде всего, индуктивностью фильтра, находящейся в цепи вторичной обмотки того же силового трансформатора. Зато выключаются они уже не при нулевом токе. Этим ключам приходится разрывать ток, накопленный в индуктивности фильтра. Именно коммутационные потери в первичных ключах первичной обмотки силового трансформатора исключают возможность их использования на частотах более 200 кГц при питающем напряжении несколько сот вольт и в то же время снижают КПД всего устройства [5], [6].
Задачей, на решение которой направлены заявляемые технические решения, является упростить процесс разработки преобразователя напряжения и различных устройств, использующих синхронное выпрямление, повысить КПД этих устройств и сделать практически возможным использование синхронного выпрямления в диапазоне частот от 50 Гц до мегагерц.
Техническим результатом использования данной группы изобретений является обеспечение более понятного подхода к созданию новых устройств с синхронным выпрямлением и повышение КПД уже работающих в промышленных установках выпрямителей, выполненных на обычных диодах и работающих на частотах от 50 Гц до сотен килогерц. Это достигается за счет использования предлагаемой схемы диода для синхронного выпрямления, не требующей никакого дополнительного источника питания и имеющей всего два внешних вывода «Анод» и «Катод». А для повышения КПД уже работающих в промышленных установках выпрямителей, выполненных на обычных диодах и работающих на частотах от 50 Гц до сотен килогерц, необходимо просто заменить эти обычные диоды предлагаемой схемой диода для синхронного выпрямления. Уже сейчас появились полевые транзисторы, которые при токе 200 А имеют сопротивление в открытом состоянии всего 1,5 mΩ [7]. Поэтому использование подобных полевых транзисторов вместо обычных диодов позволит примерно в 5 раз уменьшить статические потери в сильноточном выпрямителе.
Другим техническим результатом использования предлагаемой группы изобретений является повышение КПД первичных ключей преобразователей напряжения, которые находятся в цепи первичной обмотки силового трансформатора. Это позволит использовать первичные ключи при напряжении питания несколько сот вольт и рабочей частоте более 200 кГц [5], [6]. Достигается этот результат за счет добавления в схему преобразователя резонансной индуктивности и резонансной емкости, которые позволят организовать квазирезонансный режим работы схемы, при котором эти ключи и включаются, и выключаются при нулевом токе.
Для решения первой поставленной задачи мы предлагаем схему диода для синхронного выпрямления, которую легко использовать, как законченный элемент схемы при создании новых устройств с синхронным выпрямлением и для замены обычных диодов в уже работающих на частотах от 50 Гц до сотен килогерц промышленных установках. Для этого в схему синхронного выпрямителя, содержащую полевой транзистор Q1 и малогабаритный управляющий трансформатор T1 с одновитковой первичной обмоткой W1 и вторичной обмоткой W2, согласно изобретению добавлены шесть вентильных элементов D1÷D6, из которых D1, D2, D4 и D6 являются диодами, D3 - двунаправленный ограничитель напряжения, а D5 - выпрямительный мост, три сопротивления R1÷R3, один биполярный транзистор VT1 проводимости npn, накопительный и второй конденсаторы C1 и C2, вторая вторичная обмотка W3 и третья вторичная обмотка W4 трансформатора T1. При этом один вывод первичной обмотки W1 трансформатора T1, обозначенный буквой «К», является одновременно и внешним выводом схемы, и катодом схемы диода. Другой вывод этой же первичной обмотки W1 трансформатора T1 соединен с истоком S полевого транзистора Q1, с первым выводом двунаправленного ограничителя напряжения D3, с положительным выводом накопительного конденсатора C1, с положительным выходным выводом выпрямительного моста D5 и с катодом шестого диода D6. Анод шестого диода D6 соединен со стоком D полевого транзистора Q1, с катодом четвертого диода D4 и с внешним выводом схемы, обозначенным буквой «А», который является анодом схемы диода. Входные выводы моста D5 подключены параллельно третьей вторичной обмотке W4 трансформатора T1, а его отрицательный выходной вывод подключен к первому выводу второй вторичной обмотки W3 трансформатора T1, к первому выводу первой вторичной обмотки W2 того же трансформатора, к первому выводу сопротивления R3, к эмиттеру биполярного транзистора VT1, к отрицательному выводу накопительного конденсатора C1, к первому выводу конденсатора C2 и к аноду четвертого диода D4. Второй диод D2 анодом соединен со вторым выводом второй вторичной обмотки W3, а катодом - с первым выводом сопротивления R2 и со вторым выводом второго конденсатора C2. Вторые выводы второго сопротивления R2 и третьего сопротивления R3 соединены между собой и подключены к базе биполярного транзистора VT1. Первый диод D1 своим анодом подключен ко второму выводу первой вторичной обмотки W2, а катодом соединен с коллектором биполярного транзистора VT1 и через первое сопротивление R1 соединен с затвором G полевого транзистора Q1 и вторым выводом двунаправленного ограничителя напряжения D3.
Схема диода для синхронного выпрямления приведена на фиг.1. Данная схема диода синхронного выпрямления имеет всего два устойчивых состояния. Первое устойчивое состояние схемы диода синхронного выпрямления образуется каждый раз в самом начале «прямого тока», протекающего через нее от анода «А» к катоду «К». В этот момент между затвором G и истоком S транзистора Q1 появляется открывающее входное напряжение +Ugs, обеспечивающее минимальное его сопротивление не только в течение последующего протекания «прямого тока», но и после его окончания. Второе устойчивое состояние схемы диода образуется каждый раз в самом начале появления «обратного тока» через схему диода синхронного выпрямления, когда скачком образуется надежное запирающее входное напряжение -Ugs, которое делает сопротивление полевого транзистора Q1 бесконечно большим и тем самым прекращает этот кратковременный «обратный ток». Схема диода синхронного выпрямления работает следующим образом. Когда к схеме диода прикладывается нарастающая разность потенциалов «в прямом направлении» (к аноду «А» положительная полярность, а к катоду «К» - отрицательная), через диод D6 и первичную обмотку W1 трансформатора T1 от анода «А» к катоду «К» начинает протекать ток. Ток первичной обмотки W1 наводит во всех трех вторичных обмотках трансформатора электродвижущую силу (ЭДС) указанного на схеме направления, назовем эти направления ЭДС «прямыми». При этом первая вторичная обмотка W2 через первый диод D1, через первый резистор R1 и накопительный конденсатор C1 заряжает входную емкость Cgs полевого транзистора Q1 таким образом, что полевой транзистор Q1 открывается и начинает проводить ток в прямом направлении схемы диода. Потенциалы базы и эмиттера биполярного транзистора VT1 равны между собой, поэтому он остается закрытым. Вторая вторичная обмотка W3 отключена от схемы запертым вторым диодом D2. А третья вторичная обмотка W4 через выпрямительный мост D5 заряжает накопительный конденсатор C1, который затем остается постоянно заряженным. Емкость этого конденсатора должна быть такой, чтобы выполнялось условие C1≈100·Cgs. ЭДС первой вторичной обмотки W2 должна быть равна сумме Uw2=|Uc1|+|Ugs|. При этом |Uc1|≥|Ugs|. Вольт-секундный интеграл трансформатора T1 рассчитывается таким образом, чтобы в момент достижения необходимого открывающего напряжения +Ugs между затвором G и истоком S полевого транзистора Q1 происходило насыщение сердечника этого трансформатора [8]. Это позволяет нам сделать управляющий трансформатор на маленьком ферритовом сердечнике. За счет насыщения сердечника трансформатор выполняет еще и функцию ключевого элемента схемы. После насыщения сердечника трансформатора связь между обмотками теряется, но запертые диод D1 и выпрямительный мост D5 продолжают удерживать напряжения +Ugs и Uc1 соответственно. Основной силовой ток при этом продолжает протекать через параллельно включенные диод D6 и открытый полевой транзистор Q1 от анода «А» схемы к катоду «К» схемы. Так как диод D6 имеет нелинейную, параболическую вольт-амперную характеристику, то после открывания полевого транзистора Q1 практически весь силовой ток будет протекать через него. Этот ток может продолжаться до тех пор, пока остается заряженной до +Ugs входная емкость Cgs транзистора Q1, при этом его сопротивление остается очень маленьким и после прекращения «прямого тока», пока не начнет протекать «обратный ток».
2
Когда к схеме диода прикладывается нарастающее напряжение в обратном направлении (к аноду «А» отрицательная полярность, а к катоду «К» - положительная), через по-прежнему открытый полевой транзистор Q1 начинает протекать «обратный ток». При этом первичная обмотка W1 трансформатора Т1 наводит во всех трех вторичных обмотках «обратные» ЭДС. Первая вторичная обмотка W2 остается отключенной от схемы запертым диодом D1, а третья вторичная обмотка W4 через выпрямительный мост D5 подзаряжает накопительный конденсатор C1. Вторая вторичная обмотка W3 через диод D2 начинает заряжать конденсатор C2, а затем через сопротивление R2 создает ток в переходе база-эмиттер, открывающий биполярный транзистор VT1. В результате напряжение Uc1 конденсатора C1 через открытый транзистор VT1 и сопротивление R1 прикладывается ко входной емкости Cgs полевого транзистора Q1, создавая тем самым запирающее напряжение -Ugs. Поскольку обратный ток очень короткий по времени и этого времени может не хватить, чтобы создать между затвором G и истоком S надежное запирающее напряжение -Ugs, в схему добавлен конденсатор C2, который совместно с сопротивлениями R1 и R2 обеспечивает необходимое время для создания надежного запирающего напряжения -Ugs. В процессе настройки конденсатор C2 может быть исключен из схемы, если желаемое запирающее напряжение -Ugs достигается без него. Если амплитуда обратного напряжения, приложенного к выводам «А»-«К», оказывается больше напряжения Uc1, то происходит дополнительная подзарядка накопительного конденсатора C1 по цепи: вывод «К», первичная обмотка W1 трансформатора Т1, конденсатор C1, диод D4, вывод «А» - до амплитудной величины приложенного к схеме диода синхронного выпрямления обратного напряжения. Если амплитуда обратного напряжения меньше Uc1, то диод D4 остается заперт и напряжение Uc1 не меняется. Описанная выше цепь «А», W1, C1, D4, «К» позволяет схеме диода удерживать Uc1 бесконечно долго, поскольку накопительный конденсатор C1 оказывается постоянно подпертым обратным для схемы диода синхронного выпрямления напряжением. «Обратное напряжение» для схемы диода синхронного выпрямления удерживается до тех пор, пока остается заряженной емкость -Ugs полевого транзистора 01 и пока к схеме диода снова не будет приложено прямое напряжение. Следует особо подчеркнуть, что при работе схемы диода насыщение сердечника трансформатора T1 происходит только в одном направлении, когда схема диода проводит ток «в прямом направлении». Однако не смотря на то что сердечник трансформатора работает практически на частной петле намагничивания, на больших частотах он может перегреваться. Учитывая, что рассеиваемая в нем мощность обратно пропорциональна времени его перемагничивания τ, пропорциональна частоте его перемагничивания f и квадрату рабочего перепада индукции (ΔВ) в нем, можно всегда рассчитать желаемый режим работы трансформатора практически для любой частоты [8]. Если быть точнее, схема диода синхронного выпрямления рассчитывается не на какую-то рабочую частоту, а на диапазон частот. Нами был рассчитан диод синхронного выпрямления, который без перегрева сердечника может работать на частотах от 50 Гц до килогерц, но практически мы его не изготавливали. На больших частотах следует отказаться от режима насыщения сердечника трансформатора T1 и подобрать подходящий ферритовый сердечник [9].
Для решения второй поставленной задачи в схему преобразователя напряжения, содержащего силовой трансформатор T1, блок первичных ключей 1, индуктивность фильтра LF, конденсатор фильтра CF и нагрузку RL, согласно изобретению добавлены четыре диода синхронного выпрямления (ДСВ) D1÷D4, два резонансных конденсатора CR1 и CR2 и две резонансные индуктивности LR1 и LR2. При этом первый выходной вывод блока первичных ключей 1 соединен с его вторым выходным выводом через последовательно соединенные первичную обмотку силового трансформатора T1 и первую резонансную индуктивность LR1. Первый вывод вторичной обмотки силового трансформатора T1 через вторую резонансную индуктивность LR2 соединен с анодом ДСВ D1 и катодом ДСВ D2, катод ДСВ D1 соединен с первым выводом резонансного конденсатора CR1, катодом ДСВ D3 и через индуктивность фильтра LF соединен с положительным выводом конденсатора фильтра CF и первым выводом нагрузки RL. Анод ДСВ D2 соединен со вторым выводом нагрузки RL, с отрицательным выводом конденсатора фильтра CF, анодом ДСВ D4 и через резонансный конденсатор CR2 со вторым выводом резонансного конденсатора CR1, катодом ДСВ D4, анодом ДСВ D3 и вторым выводом вторичной обмотки трансформатора T1. Как видно из схемы, выпрямитель, собранный из четырех ДСВ D1÷D4, представляет собой схему удвоения напряжения. Схема предлагаемого преобразователя напряжения приведена на фиг.2.
Преобразователь напряжения работает следующим образом. При включении нечетных первичных ключей (ключа) блока 1 этот блок через резонансные индуктивности LR1, LR2, трансформатор T1 и ДСВ D1 резонансно зарядит конденсатор CR1. Причем включение нечетных первичных ключей происходит при нулевом токе в резонансных индуктивностях LR1 и LR2, а значит, и в самих первичных ключах. Когда закончится колебательный процесс зарядки конденсатора CR1, токи в индуктивностях LR1, LR2 и нечетных первичных ключах (ключе) снова станут нулевыми. Следовательно, выключаются нечетные первичные ключи при нулевом токе. Одновременно с описанным выше процессом зарядки CR1 происходит и его разряд через индуктивность фильтра LF и ДСВ D4 в конденсатор фильтра CF и в нагрузку RL. При включении четных первичных ключей (ключа) блока 1 этот блок через резонансные индуктивности LR1, LR2, трансформатор T1 и ДСВ D2 резонансно зарядит конденсатор CR2. Причем включение четных первичных ключей также происходит при нулевом токе в резонансных индуктивностях LR1 и LR2, а значит, и в самих первичных ключах. Когда закончится колебательный процесс зарядки конденсатора CR2, ток в индуктивностях LR1, LR2 и четных первичных ключах (ключе) снова станет нулевым, следовательно, четные первичные ключи также выключаются при нулевом токе. В установившемся режиме работы преобразователя резонансные конденсаторы CR1 и CR2 будут поочередно заряжаться. Одновременно с этим процессом последовательно включенные CR1 и CR2 или один из них будут разряжаться и поддерживать постоянный ток в индуктивности фильтра LF и постоянное напряжение в конденсаторе фильтра CF. Процесс зарядки конденсаторов CR1 и CR2 будет резонансным, если амплитуда тока их зарядки через LR1 и LR2 будет больше тока его разрядки через LF. Другими словами, если процесс зарядки CR1 и CR2 будет происходить быстрее их разрядки. Это условие можно записать в виде формулы LF>>LR, где LR=LR1'+LR2, где LR1' - это пересчитанная во вторичную обмотку индуктивность LR1. В заключение хотелось бы сказать, что резонансный режим можно организовать и в том случае, когда резонансный конденсатор находится в цепи первичной обмотки трансформатора T1 [10]. Вместо резонансных индуктивностей LR1 и LR2 можно использовать одну из них. Можно их обе вообще исключить из схемы, а в качестве резонансной индуктивности использовать индуктивность рассеяния самого силового трансформатора T1. Поскольку в данном преобразователе используются диоды с синхронным выпрямлением, мы имеем минимальные потери в выпрямителе D1÷D4. А добавленные в схему резонансные индуктивности LR1, LR2 и резонансные конденсаторы CR1 и CR2 позволили практически до нуля уменьшить коммутационные потери в первичных ключах блока 1. Используя эти две технологии, можно получить максимально возможный на сегодняшний день КПД преобразователя, а за счет высокой частоты преобразования - минимальные его размеры.
Источники информации
1. United States Patent №6370044. Synchronous rectifier circuit.
2. United States Patent №7525822. DC converter including a tertiary winding for driving synchronous rectifiers.
3. United States Patent №6288920. Driver compensation circuit for synchronous rectifier and method of operating the same.
4. United States Patent №7589982. Synchronous rectifier forward converter with reverse current suppressor. Fig. 1.
5. Параметры транзистора IRG4PH40UD, стр.1.
http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/irf/irg4ph40ud.pdf.
6. Параметры транзистора IRG4PH50UD, стр.1.
http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/irf/irg4ph50ud.pdf.
7. Параметры транзистора IRFP4004PBF.
http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfp4004pbf.pdf.
8. Магнитные генераторы импульсов. Л.А.Меерович, И.М.Ватин и др. Под редакцией Л.А.Мееровича. - Москва, «Советское радио», 1968.
9. Ферриты от производителя. http://www.rusgates.ru/soft.php?pg=0&sub=2.
10. Патент Российской федерации №2325755. Способ рекуперации емкостной энергии и устройства для его реализации (варианты).