ЦИФРОВОЙ ПРИЕМНИК ДИСКРЕТНО-НЕПРЕРЫВНЫХ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ С АДАПТАЦИЕЙ ЧАСТОТЫ ДИСКРЕТИЗАЦИИ
DIGITAL RECEIVER OF DISCRETE-CONTINUOUS PHASE-SHIFT KEYED SIGNALS WITH ADAPTATION OF DISCRETE SAMPLING FREQUENCY

Изобретение относится к области передачи информации посредством электромагнитных волн и может быть использовано в системах спутниковой связи, телеметрии, в системах управления по радио, в системах измерения параметров движения объектов радиолокационными методами.
В рассматриваемом прототипе [1] обеспечивается повышение устойчивости работы приемного устройства и снижение вероятности ошибки приема дискретных символов сообщения за счет выравнивания границы квазипериодической турбулентности коррекцией частоты тактового генератора в зависимости от коэффициента усиления приемника. Одновременно с этим снижается возмущающее влияние переходных процессов, возникающих с приходом очередного информационного символа. Однако в соответствии с расширенной формулировкой теоремы Котельникова [2] существуют области частот дискретизации, использование которых приводит к наложению спектров восстановленных сигналов, а последнее, в свою очередь, приводит к снижению помехоустойчивости приемного устройства.
Прототипом [1] является квазиоптимальный приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов многоканальной системы связи с кодовым разделением каналов, в состав которого входят последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ), вход которого является входом приемника, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), первый перемножитель (П), второй П, третий П, фильтр низкой частоты (ФНЧ), управляемый генератор (УГ), четвертый П, ко второму входу второго П подключен выход УГ, причем второй П, третий П, ФНЧ и УГ образуют схему фазовой автоподстройки частоты, к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные седьмой и восьмой П, причем выход восьмого П подключен к инверсному входу сумматора (С), к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные пятый и шестой П, прямой вход С, управляемый тактовый генератор (УТГ), регистр сдвига (PC), первый и третий выходы которого соединены с пятым П и седьмым П соответственно, второй выход PC последовательно соединен с первым П, девятым П, интегратором (И), функциональным элементом гиперболического тангенса (ГТ), выход которого подключен к корректору частоты дискретизации (КЧД), ко вторым входам третьего П, шестого П и восьмого П, причем пятый П, шестой П, седьмой П, восьмой П, С, УТГ и PC образуют схему слежения за задержкой, выход КЧД подключен ко второму входу АЦП, ко второму входу девятого П подключен выход УГ, выход И подключен к пороговому устройству (ПУ), выход которого является выходом квазиоптимального приемника.
Основным недостатком приемника является значительное снижение помехоустойчивости при попадании корректируемой частоты дискретизации в области, в которых происходит наложение спектра восстановленного сигнала.
Целью настоящего изобретения является создание приемника дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с исключением снижения помехоустойчивости при попадании частоты дискретизации в запрещенные интервалы, определяемые параметрами фильтра и условиями приема. При этом обеспечивается выход за границы развитой и квазипериодической турбулентности в область колмогоровской турбулентности дополнительной коррекцией частоты тактового генератора. Указанная цель достигается тем, что в известном приемнике псевдослучайных сигналов, включающем последовательно соединенные первый ПФ, вход которого является входом приемника, АЦП, первый П, второй П, третий П, ФНЧ, УГ, четвертый П, ко второму входу второго П подключен выход УГ, причем второй П, третий П, ФНЧ и УГ образуют схему фазовой автоподстройки частоты, к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные седьмой и восьмой П, причем выход восьмого П подключен к инверсному входу первого сумматора (С), к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные пятый и шестой П, прямой вход первого С, УТГ, PC, первый и третий выходы которого соединены с пятым П и седьмым П соответственно, второй выход PC последовательно соединен с первым П, девятым П, И, ГТ, выход которого подключен к КЧД, ко вторым входам третьего П, шестого П и восьмого П, причем пятый П, шестой П, седьмой П, восьмой П, первый С, УТГ и PC образуют схему слежения за задержкой, выход КЧД подключен ко второму входу АЦП, ко второму входу девятого П подключен выход УГ, выход И подключен к первому ПУ, выход которого является выходом квазиоптимального приемника, разорвана связь между ГТ и КЧД, введен новый элемент второй С, вход которого подключен к ГТ, а выход подключен к КЧД, введены новые последовательно соединенные элементы второй ПФ, вход которого подключен к выходу КЧД, второе ПУ, выход которого подключен ко второму входу второго С.
Отличительными признаками предлагаемого устройства являются введенные в схему приемника дополнительные элементы, а именно:
второй С, второй ПФ, второе ПУ и соответствующие связи между ними, благодаря чему удается обеспечить повышение помехоустойчивости работы приемника путем дополнительного изменения частоты дискретизации при ее попадании в запрещенную область и выводу режима работы приемника из области квазипериодической турбулентности в рабочую область колмогоровской турбулентности.
Поскольку совокупность введенных элементов и их связей до даты подачи заявки в патентной и научной литературе не обнаружена, то предлагаемое техническое решение соответствует «изобретательскому уровню».
Структурная схема устройства представлена на фиг.1. Цифрами на фиг.1 обозначены:
1, 22 - полосовые фильтры (ПФ);
2 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);
3, 4, 5, 8, 10, 11, 13, 14, 18 - перемножители (П);
6 - фильтр низкой частоты (ФНЧ);
7 - управляемый генератор (УГ);
9 - корректор частоты дискретизации (КЧД);
12, 21 - сумматоры (С);
15 - функциональный элемент гиперболического тангенса (ГТ);
16 - регистр сдвига (PC);
17 - управляемый тактовый генератор(УТГ);
19 - интегратор (И);
20, 23 - пороговые устройства (ПУ).
Порядок работы приемника рассмотрим по структурной схеме, которая изображена на фиг.1, и при условии, что приемник находится в состоянии захвата принимаемого сигнала. Захват осуществлен устройством первоначальной синхронизации, которое в заявляемом устройстве не рассматривается.
k
Пусть на вход приемника 1 в момент времени t поступает сигнал вида
0
s(t, x(t), y(t))=A(t) g[t-τ(t)]cos[ωt+φ(t)+ψy(t)],
t
и
0
где x (t)=(φ(t), ω(t), τ(t), ν(t)) - вектор непрерывных оцениваемых параметров сигнала; y(t) - дискретный оцениваемый параметр; ψ - угол манипуляции; A(t) - амплитуда сигнала; φ(t) - случайная составляющая фазы сигнала; g(t) - псевдослучайная последовательность (ПСП) длиной L и длительностью элементарного символа τ; ω - несущая частота сигнала; τ(t) - случайная составляющая задержки сигнала; ω(t) - скорость изменения φ(t); ν(t) - скорость изменения τ(t).
Этот сигнал в выделенной для канала полосе частот, обеспеченной 2, после аналого-цифрового преобразования в 2 перемножается на 3 с опорным кодом псевдослучайной последовательности (ПСП), поступающим с выхода схемы слежения за задержкой (ССЗ) с 16 и на 4 с гармонической составляющей сигнала, поступающей с выходов схемы фазовой автоподстройки частоты 7. Схема ФАПЧ представлена элементами вторым 4 и третьим 5 П, ФНЧ 6 и УГ 7. ССЗ представлена пятым 10, шестым 11, седьмым 13, восьмым 14 П, первым С 12, УТГ 17 и PC 16.
Схема ФАПЧ в соответствии с [3-5] осуществляет фильтрацию фазы и частоты, а ССЗ осуществляет фильтрацию задержки и скорости изменения задержки ПСП.
н
в
В соответствии с [2] для сигнала с финитным спектром, когда известны его нижняя и верхняя границы ω≤ω≤ω, дискретизация может проводиться со следующими частотами
max
d
min
2ω/q≤2πf≤2ω/(q-1),
max
max
min
где q=1,2,…int[ω/(ω-ω)],
int(·) - операция взятия целой части.
Полагается, что вектор x(t) и дискретный параметр y(t) независимы. Оценка значения дискретного параметра осуществляется девятым П 18, И 19, ПУ 20. С выхода И 19 через ГТ 15 сигнал поступает на ФАПЧ и СС3. На основании [4, 5] могут быть получены следующие оценки информационного параметра при независимости его значений для различных отсчетов n:
где
k
k
0
z(k)=z(t), t=t+kΔt, Δt - шаг дискретизации.
Выражение для оценки информационного параметра примет вид
В отличие от алгоритма фильтрации только непрерывных параметров x(t) при отсутствии дискретного параметра y(t) в приводимом случае появляется обратная связь от оценок дискретного параметра на оценки непрерывного параметра, которая реализуется посредством гиперболического тангенса th R(k\k-1) в 15, где
А на оценку дискретного параметра, в свою очередь, окажут влияние получаемые текущие значения оценки вектора непрерывных параметров.
Значение th R(k\k-1) через сумматор поступает на первый вход сумматора 21, КЧД 9, осуществляя сглаживание пульсаций элементов ковариационной матрицы погрешностей [1]. С выхода КЧД сигнал поступает на второй вход АЦП 2, для коррекции частоты дискретизации, а также на полосовой фильтр 22, настроенный на запрещенную частоту. В случае если происходит попадание в указанную область, срабатывает пороговое устройство 23, приводящее к увеличению частоты дискретизации, увеличивая управляющее воздействие через второй вход сумматора 21 до тех пор, пока приемник не выйдет из области квазипериодической турбулентности.
u
Проведено исследование турбулентности в координатах частота дискретизации - отношение сигнал/шум. При этом четко выявлены области колмогоровской (КТ), квазипериодической (КПТ) и развитой турбулентности (РТ) (см. фиг.2), на которых четко видны пульсации режимов приема в запрещенных (заштрихованных) областях дискретизации. Эти области рассчитаны для приемника с полосой пропускания по Сифорову Δf=1,37/τ.
Результаты экспериментального исследования показали, что в запрещенных областях дискретизации возрастание элементов ковариационной матрицы погрешностей (КМП) достигало значения 10-15% в зависимости от отношения сигнал-шум, что эквивалентно падению коэффициента усиления фильтра или снижению отношения сигнал-шум. Но устойчивость по сбою работы на зеркальный канал, т.е. возникновению устойчивой ошибки схемы ФАПЧ на π, значительно снижается, что связано с возникающими фазовыми искажениями за счет наложения спектра восстановленного сигнала.
d
t
d
t
d
t
d
t
d
t
d
t
Вероятность ошибки ФАПЧ (сбой на π радиан) при отношении сигнал-шум 12 дБ и отношении частот f/f=7,0 по сравнению со значением f/f=6,5 возросла на 3 дБ (примерно, в два раза), значения элементов КМП также возросли примерно на 5-10%. Включение предлагаемого устройства привело к увеличению частоты дискретизации f/f=7,7 в автоматическом режиме и позволило устранить указанный отрицательный эффект. На фиг.3 представлены изменения значений элементов КМП (СКО фазы) при моделировании работы приемника. Тонкая линия характеризует неустойчивую работу при f/f=7,0. В районе 130-го шага приемник срывается на обратную работу - это видно по резкому возрастанию графика. Пунктирная линия характеризует работу при f/f=6,5 а жирная - при выравнивании режима, когда f/f=7,7.
Техническая реализация квазиоптимального приемника дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с корректором коэффициента усиления может быть выполнена на микросхеме ПЛИС Altera IPM 7192SQC160-5 [6].
Источники информации
1. Сухов А.В., Сухов П.А., Звягинцев М.А. Квазиоптимальный приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов. Патент на изобретение №2300173, 27.05.2007 г.
2. Гольденберг Л.М. и др. Цифровая обработка сигналов: Справочник / Л.М.Гольденберг, Б.Д.Матюшкин, М.Н.Поляк. М.: Радио и связь, 1985. - 312 с.
3. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. М.: Радио и связь, 1983.320 с.
4. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. / Г.И.Тузов, В.А.Сивов, В.И.Прытков и др.; Пор ред. Г.И.Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с., (рис.4.11, с.125)
5. Сухов А.В. Методы и технологии выработки управленческих решений. М.: ВА РВСН им. Петра Великого, 2003. 283 с.
6. Стешенко В.Б. ПЛИС фирмы Альтера.: Элементная база, система проектирования и языки описания алгоритмов. М.: Додэка, 2002 г. (стр.46, п.1.3).