БИПОЛЯРНЫЙ КЛЮЧЕВОЙ КАСКАД
BIPOLAR KEY CASCADE

Предлагаемое устройство относится к конвертерам напряжения с индуктивной нагрузкой и предназначено, в основном, для построения импульсных источников питания с высоким входным напряжением, например, выпрямленным напряжением промышленной сети переменного тока.
В настоящее время считается, что наиболее эффективные конвертеры такого типа можно реализовать только на полевых транзисторах, поскольку эти полупроводниковые приборы обладают исключительно высокой скоростью коммутации. Кроме этого, в ключевых каскадах такого типа очень малы потери мощности на управление. Однако конструкция мощного полевого транзистора такова, что его выходная емкость, шунтирующая разомкнутый ключ, имеет большую величину. Поэтому потери мощности на полевых ключевых элементах в сетевых конвертерах, входное напряжение в которых составляет несколько сотен вольт, оказываются слишком большими, поскольку мощность динамических потерь зависит от квадрата переключаемого напряжения. Если же емкость уменьшается за счет изменения конструкции полевого транзистора (уменьшения ширины канала), то возрастает его сопротивление в замкнутом состоянии, вследствие чего основную часть потерь создает падение напряжения на замкнутом ключе, при этом суммарная мощность потерь остается практически прежней. Кроме этого, для полевых транзисторов характерна недостаточно высокая крутизна прямой передачи, из-за чего преобразователи с полевым транзистором в качестве выходного в ключевом каскаде имеют обычно относительно сложную структуру.
От этих недостатков свободны биполярные транзисторы, обладающие одновременно очень низким напряжением насыщения и относительно малой выходной емкостью, а их высокая крутизна позволяет создавать преобразователи на единственном транзисторе. Кроме этого, при использовании индуктивных цепей управления потери мощности в этих цепях могут быть соизмеримы с потерями на управление полевых транзисторов. Однако у биполярных транзисторов существует недостаток, связанный с медленным переключением из насыщенного режима и большой вследствие этого рассеиваемой на транзисторе мощностью, наличие которого сводит на нет все имеющиеся преимущества.
Известно [1], что для устранения этого недостатка при выключении насыщенного биполярного ключевого транзистора следует смещать его базу в область отрицательных напряжений с помощью достаточно мощного драйвера, что существенно повышает быстродействие транзистора, при этом считается, что выделяемая на нем мощность становится минимально возможной. Устройства, предназначенные для реализации указанного способа, представлены, например, в [2, 3]. Однако проведенные исследования показали, что такой способ выключения ключевых транзисторов, находящихся в режиме насыщения, позволяет получить лишь весьма ограниченный выигрыш как в скорости переключения, так и в рассеиваемой на транзисторе мощности. Это вероятно объясняется тем, что при выключении биполярного транзистора из насыщенного состояния существует избыточный заряд как в области базы, так и в коллекторной области. Причем оба заряда имеют противоположную полярность. Поэтому хотя избыточный заряд из области базы с помощью обратного смещения удаляется достаточно эффективно, что увеличивает скорость переключения, одновременно удалить коллекторный заряд, имеющий другую полярность, с помощью такого способа невозможно. Поэтому этот заряд нейтрализуется во время переключения и полностью или частично преобразуется в мощность потерь, проявляющуюся в виде нагрева ключевого транзистора.
Другим известным способом увеличения быстродействия биполярных ключевых транзисторов является использование диодов Шоттки, включаемых между коллектором и базой ключевого транзистора [1]. При использовании такого решения транзистор вообще не входит в режим насыщения, поэтому переключение осуществляется из ненасыщенного режима, что значительно увеличивает быстродействие. Однако такой прием в конвертерах с высоким входным напряжением неприменим по нескольким причинам. Во-первых, не существует диодов Шоттки с достаточно малым прямым падением при допустимом обратном напряжении 500 В и более. Во-вторых, мощность, выделяемая на ключевом транзисторе в случае использования диода Шоттки, оказывается относительно большой, поскольку в течение всего времени замкнутого состояния ключевого транзистора напряжение коллектор-эмиттер должно поддерживаться на уровне выше 0,5 B, и даже при этом никогда нет гарантии, что транзистор уже не насыщен. И, наконец, при использовании диода Шоттки для поддержания ненасыщенного состояния ключевого транзистора существенно возрастает влияние эффекта Миллера, поскольку емкость диода добавляется к собственной емкости коллектор-база ключевого транзистора. Поэтому такой способ на практике в конвертерах напряжения не применяется.
Известен также способ увеличения быстродействия ключевых транзисторов, конкретная схемная реализация которого предложена в [4]. В соответствии с этим способом выключение ключевого транзистора производится замыканием его базо-эмиттерного перехода в момент, когда напряжение между коллектором и эмиттером в результате увеличения коллекторного тока начинает быстро нарастать, что соответствует моменту выхода транзистора из состояния насыщения. Использование этого способа позволило существенно улучшить скоростные показатели биполярных транзисторов и сделать их не только конкурентоспособными по сравнению с полевыми транзисторами при большой величине коммутируемого напряжения (300 и более Вольт), но даже позволило в таких условиях обеспечить меньшее тепловыделение биполярного ключевого каскада по сравнению с выполненными на полевых транзисторах. Однако и в этом случае скорость переключения не превышает 70-120 нс, хотя тепловыделение уменьшается в несколько раз по сравнению с рассмотренным выше первым способом вследствие выключения транзистора из ненасыщенного состояния, когда избыточный заряд в коллекторной области отсутствует, а по сравнению со вторым - поскольку при использовании способа, используемого в [4] ненасыщенное состояние устанавливается только непосредственно перед переключением, а все остальное время транзистор удерживается в состоянии глубокого насыщения при напряжении на коллекторе не выше 0,1-0,3 B. Кроме того, в этом варианте полностью устраняется эффект Миллера.
Однако несмотря на то, что данный способ позволяет по сравнению с другими известными способами получить существенный выигрыш в мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе, тем не менее скоростные характеристики биполярных транзисторов при его использовании оказываются все же не предельными, а мощность потерь не минимальной, что установлено в результате экспериментальных исследований.
Поскольку устройство, описанное в [4], обеспечивает наименьшее тепловыделение и к тому же содержит большинство общих признаков, оно является наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству.
В состав известного устройства входит биполярный ключевой каскад, содержащий ключевой и управляющий транзисторы одинакового типа проводимости, включенные по схеме с общим эмиттером, причем коллектор управляющего и база ключевого транзисторов соединены, коллектор ключевого транзистора через последовательно включенные диод и первый токозадающий элемент подключен к источнику управления, к которому через второй токозадающий элемент также подключена его база, причем диод включен встречно по отношению к переходу коллектор-база ключевого транзистора. Эмиттеры обоих транзисторов соединены с общей шиной, а первый токозадающий элемент через прямосмещенный диод подключен к базе управляющего транзистора.
Задачей настоящего изобретения является увеличение скорости коммутации в биполярном ключевом каскаде и снижение мощности, рассеиваемой на биполярном ключевом транзисторе.
С этой целью в биполярный ключевой каскад, содержащий ключевой и управляющий транзисторы одинакового типа проводимости, включенные по схеме с общим эмиттером, причем коллектор управляющего и база ключевого транзисторов соединены, коллектор ключевого транзистора через последовательно включенные диод и первый токозадающий элемент подключен к источнику управления, к которому через второй токозадающий элемент также подключена его база, причем диод включен встречно по отношению к переходу коллектор-база ключевого транзистора, введен дополнительный транзистор противоположного типа проводимости, база которого соединена с базой ключевого транзистора, соединенные выводы диода и первого токозадающего элемента подключены к базе управляющего транзистора через промежуток эмиттер-коллектор дополнительного транзистора, а эмиттер управляющего транзистора подключен к источнику смещения противоположной полярности по отношению к рабочему напряжению ключевого транзистора.
Кроме этого, в известное устройство введен дополнительно конденсатор, который включен между общей шиной и эмиттером дополнительного транзистора.
Принципиальная схема заявляемого биполярного ключевого каскада, которая использовалась для испытаний, представлена на фиг.1, на фиг.2а, б представлены осциллограммы напряжений на коллекторе и эмиттере ключевого транзистора, а на фиг.3 для примера приведена принципиальная схема первичной секции трансформаторного автоколебательного конвертера с косвенной стабилизацией выходного тока, использующего такой каскад.
Биполярный ключевой каскад содержит ключевой транзистор 1, коллектор которого через трансформаторную нагрузку подключен к источнику входного напряжения, управляющий транзистор 2, последовательно включенные диод 3 и первый токозадающий элемент 4, второй токозадающий элемент 5, источник управления 6, дополнительный транзистор 7 противоположного типа проводимости, источник смещения 8 отрицательной полярности и конденсатор 9.
Заявляемое устройство работает следующим образом.
В результате исследований установлено, что подача отрицательного смещения на базу ненасыщенного транзистора также полезна для увеличения скорости переключения, как и при выходе из насыщения. Следовательно, используя такой прием, можно дополнительно улучшить характеристики прототипа, поскольку в этом устройстве переключение производится из ненасыщенного режима, однако база ключевого транзистора перед переключением замыкается на общую шину. Поэтому способ выключения биполярного ключевого транзистора, реализованный в заявляемом устройстве, заключается в том, что вначале обеспечивается контролируемый вывод ключевого транзистора из насыщения, используемый в прототипе, после чего базовый электрод уже ненасыщенного транзистора смещается большим током в область отрицательных напряжений. Причем последняя операция выполняется настолько быстро, что процесс разряда успевает закончиться при минимальном напряжении на коллекторе ключевого транзистора.
При таком способе выключения избыточный заряд в коллекторе отсутствует, поскольку к моменту подачи отрицательного смещения на базу транзистор уже не насыщен, а поскольку базовый переход смещается большим током в обратном направлении, быстро ликвидируется заряд в базовой области. Причем если эта ликвидация произведена быстрее, чем значительно увеличится напряжение на коллекторе, активная мощность, выделяемая на ключевом транзисторе при выключении, может теоретически стать равной нулю.
Соответственно, рабочий цикл биполярного ключевого каскада в заявляемом устройстве выглядит следующим образом. Сначала обеспечивается достаточный ток базы для глубокого насыщения ключевого транзистора. Затем за счет увеличения коллекторного тока, обусловленного индуктивной нагрузкой, обеспечивается выход из насыщенного состояния, контролируемый по величине напряжения на коллекторе ключевого транзистора. Момент выхода из насыщенного состояния можно регулировать, изменяя ток базы. Возможный вариант такого регулирования использован в схеме конвертера, представленного на фиг.3. И, наконец, когда установлено, что ключевой транзистор вышел из состояния насыщения и напряжение на его коллекторе сравнялось с напряжением на базе или превысило его, обеспечивается ликвидация базового заряда путем обратного смещения перехода база-эмиттер. Причем поскольку скорость разряда определяется величиной разрядного тока, его величина должна быть максимально возможной.
Поэтому в заявляемом устройстве величина тока со стороны коллектора управляющего транзистора не ограничивается, при этом величина разрядного тока достигает максимально возможного значения, равного коллекторному току ключевого транзистора 1 в момент разряда. Здесь следует отметить, что по результатам экспериментов ток разряда ограничивается объемным сопротивлением базы ключевого транзистора, поэтому для обеспечения максимального эффекта напряжение обратного смещения следует увеличивать при увеличении максимального эмиттерного тока ключевого транзистора.
Изложенный механизм функционирования реализован в заявляемом устройстве следующим образом.
Одновременно с положительным фронтом импульса на выходе источника управления 6 через оба токозадающих элемента 4, 5 появляются токи, один из которых втекает в базу ключевого транзистора 1, а второй - в эмиттер дополнительного транзистора 7. Однако в базу управляющего транзистора 2 этот ток не поступает, поскольку между эмиттером дополнительного транзистора 7 и общей шиной включен конденсатор 9. Поэтому ток базы ключевого транзистора 1 не шунтируется управляющим транзистором 2, вследствие чего ключевой транзистор 1 насыщается.
В результате насыщения напряжение на коллекторе ключевого транзистора 1 становится близким к нулю, вследствие чего открывается диод 3 и ток токозадающего элемента 4 отводится через него на коллектор насыщенного ключевого транзистора 1. Соответственно, управляющий транзистор 2 остается выключенным в течение всего времени, пока ключевой транзистор 1 насыщен.
Однако коллекторный ток ключевого транзистора 1, обусловленного индуктивным характером нагрузки, линейно возрастает. При этом коэффициент его усиления по току нелинейно уменьшается. Вследствие этого через некоторое время ток базы становится недостаточным для удержания ключевого транзистора 1 в насыщении и напряжение на его коллекторе начинает увеличиваться, что соответствует моменту выхода из насыщенного состояния. Как только это происходит, диод 3 начинает запираться и ток токозадающего элемента 4 через промежуток эмиттер-коллектор дополнительного транзистора 7 начинает поступать в базу управляющего транзистора 2. Управляющий транзистор 2 открывается и замыкает базу ключевого транзистора 1 на шину отрицательного источника 8. Однако этот процесс относительно медленный, поскольку совокупность управляющего 2 и дополнительного транзисторов 7 совместно с токозадающим элементом 4 эквивалентны линейному усилителю. Поэтому существенную роль в увеличении скорости переключения управляющего транзистора 2 играет конденсатор 9. При наличии этого конденсатора эмиттер дополнительного транзистора 7 в момент переключения оказывается подключенным к источнику напряжения, который образован заряженным конденсатором 9. Вследствие этого дополнительный транзистор 7 и управляющий транзистор 2 оказываются охваченными положительной обратной связью, образуя эквивалент тиристора, выходной ток которого может многократно превышать ток разряда конденсатора 9, причем выход этого тиристора подключен к базе ключевого транзистора 1. Вследствие такого включения заряд, образованный током базы этого транзистора, удаляется с настолько высокой скоростью, что практически перестает влиять на переключение ключевого транзистора 1. В результате скорость переключения индуктивной нагрузки определяется практически только паразитными емкостями, а мощность, рассеиваемая на ключевом транзисторе, определяется в основном только динамическими потерями и падением напряжения в режиме насыщения.
При описании работы заявляемого устройства предполагалось, что импульсы источника управления 6 имеют несколько большую длительность, чем длительность удержания низкого уровня на коллекторе ключевого транзистора 1, т.к. устройство самостоятельно выходит из включенного состояния. Кроме этого, напряжение на выходе источника управления 6 обязательно должно быть двухполярным. В автоколебательном конвертере, который для примера использования заявляемого технического решения показан на фиг.3, такие условия выполняются автоматически. Кроме этого, в представленном на фиг.3 конвертере показан способ стабилизации максимального тока через индуктивность нагрузки, что позволяет наиболее простыми средствами обеспечить относительную стабильность его выходного тока. Аналогично (при использовании еще нескольких пассивных элементов) может осуществляться ограничение выходного напряжения при отсутствии нагрузки. Обе эти особенности могут быть полезны при использовании конвертера в качестве зарядного устройства.
Стабилизация тока при использовании заявляемого технического решения обеспечивается за счет введения всего одного транзистора VT3, при участии которого конвертер работает следующим образом. В течение зарядного цикла за счет возрастания тока нагрузки возрастает напряжение на резисторе R6, и когда падение напряжения на этом резисторе превышает напряжение открывания перехода эмиттер-база транзистора VT3, коллекторный ток этого транзистора начинает втекать в базу управляющего транзистора VT2. Коллекторный ток последнего возрастает и начинает вычитаться из тока базы ключевого транзистора, причем все три транзистора оказываются охваченными обратной отрицательной связью по току. В результате ключевой транзистор VT4 оказывается выходным транзистором токостабилизатора, выходной ток которого постоянен. Однако ток через индуктивную нагрузку продолжает нарастать, вследствие чего напряжение на коллекторе VT4 увеличивается, диод VD2 запирается и в дальнейшем устройство функционирует так, как это описано выше.
Данный пример показывает, что использование биполярных транзисторов позволяет создавать существенно более простые и более эффективные импульсные преобразователи напряжения по сравнению с выполненными на полевых транзисторах.
В заключение следует отметить, что увеличение скорости переключения зафиксировано при использовании в качестве ключевого относительно высокочастотного транзистора, каким является, например, 2SC3973. При его замене на более низкочастотный транзистор типа MJE18004 скорость переключения остается практически такой же, как в прототипе (примерно 100 нс). Тем не менее рассеиваемая на транзисторе мощность, определяемая по температуре корпуса, при подаче отрицательного смещения уменьшается примерно вдвое.
Следует также отметить, что управляющий транзистор 2 может быть заменен без изменения принципа работы устройства на любой усилительный элемент с однофазным выходом - компаратор с мощным выходом, мощный драйвер с двухтактным выходом, последовательно с которым включен диод, и т.д.
Источники информации
1. С. Соклоф. «Аналоговые интегральные схемы». М.: «Мир». 1988 г., с.490-506.
2. Motorola. Semiconductor technical data. MJE18004 - MJF18004, p.7.
3. Motorola. Semiconductor technical data. MJE13002, pp.4.
4. Заявка на изобретение РФ №2011146219.