리플 (전기)

**리플**(ripple, 특히 **리플 전압**)은 일렉트로닉스에서 교류 (AC) 전원으로부터 얻은 전원 공급 장치 내의 직류 (DC 전압)의 잔류 주기적 변동이다. 이 리플은 정류 후 파형의 불완전한 억제 때문에 발생한다. 리플 전압은 정류기의 출력으로 또는 DC 전력의 생성 및 정류에서 발생한다.

리플(특히 **리플 전류** 또는 **서지 전류**)은 커패시터 입력 정류기와 같은 비선형 장치의 펄스형 전류 소비를 의미할 수도 있다.

이러한 시간 변화 현상 외에도, 일부 필터 및 기타 신호 처리 네트워크에서 발생하는 **[[주파수 영역]] 리플**이 있다. 이 경우 주기적인 변화는 증가하는 진동수에 대한 네트워크의 삽입 손실의 변화이다. 변화가 엄격하게 선형적으로 주기적이지 않을 수 있다. 이 의미에서도 리플은 일반적으로 부수적인 효과로 간주되며, 그 존재는 리플의 양과 다른 설계 매개변수 간의 타협이다.

리플은 낭비되는 전력이며, DC 회로에서 많은 바람직하지 않은 효과를 초래한다. 즉, 부품을 가열하고, 노이즈와 왜곡을 유발하며, 디지털 회로가 부적절하게 작동하게 할 수 있다. 리플은 전자 필터에 의해 감소될 수 있으며, 전압 조정기에 의해 제거될 수 있다.

## 전압 리플
비이상적인 DC 전압 파형은 직류 성분 (오프셋)에 리플 전압이라는 교류 (AC) 전압이 중첩된 복합체로 볼 수 있다. 리플 성분은 종종 직류 성분에 비해 크기가 작지만, 절대적인 측면에서 리플은 (HVDC 송전 시스템의 경우처럼) 수천 볼트가 될 수 있다. 리플 자체는 일반적으로 원래의 AC 라인 주파수이지만, 스위치 모드 전원 공급 장치의 경우에는 수십 킬로헤르츠에서 메가헤르츠에 이르는 기본 주파수의 고조파로 구성된 복합적인 (비정현파) 파형이다. 리플의 특성과 구성 요소는 그 출처에 따라 달라진다. 단상 반파 및 전파 정류, 그리고 삼상 반파 및 전파 정류가 있다. 정류는 제어될 수도 있고 (실리콘 제어 정류기(SCR) 사용), 제어되지 않을 수도 있다 (다이오드 사용). 또한, 트랜지스터를 사용하는 능동 정류도 있다.

리플 전압의 다양한 특성은 적용 분야에 따라 중요할 수 있다. 구성 고조파를 결정하기 위한 푸리에 분석을 위한 리플 방정식, 전압의 피크(보통 피크-투-피크) 값, 전달되는 전력의 구성 요소인 전압의 제곱평균제곱근 (RMS) 값, RMS 값 대 DC 전압 출력의 비율인 리플 계수 γ, DC 출력 전력 대 AC 입력 전력의 비율인 변환율 (정류율 또는 "효율성"이라고도 함) η, 출력 전압의 RMS 값 대 출력 전압의 평균 값의 비율인 파형 계수. 출력 리플 전류에 대한 유사한 비율도 계산할 수 있다.

리플 주파수에서 고 임피던스를 갖는 전자 필터는 리플 전압을 줄이고 DC 출력을 증가 또는 감소시키는 데 사용될 수 있다. 이러한 필터는 종종 평활 필터라고 불린다.

AC-DC 변환의 초기 단계는 AC 전류를 정류기를 통해 보내는 것이다. 이 상황에서 리플 전압 출력은 매우 크다. 피크-투-피크 리플 전압은 피크 AC 전압에서 정류기 다이오드의 순방향 전압을 뺀 것과 같다. SS 실리콘 다이오드의 경우 순방향 전압은 0.7V이다. 진공관 정류기의 경우 순방향 전압은 일반적으로 25에서 67V (5R4) 범위이다. 출력 전압은 음의 반주기가 반전된 사인파이다. 방정식은 다음과 같다.

::V_\mathrm{L}(t) = V_\mathrm{AC_p}\cdot |\sin(t)|

함수의 푸리에 전개는 다음과 같다.

::V_\mathrm{L}(t) = \frac {2 V_\mathrm{AC_p}}{\pi} + \frac{4 V_\mathrm{AC_p}}{\pi} \cdot \sum_{n=1}^\infty \frac{\cos(n\pi)}{1-4n^2}\cdot \cos(2 n \omega t)

푸리에 급수를 검사하면 몇 가지 관련 속성이 나타난다.
* 상수 (가장 큰) 항 \frac {2 V_\mathrm{AC_p}}{\pi}는 DC 전압이어야 한다.
* 기본 (선 주파수)은 존재하지 않는다.
* 전개는 기본의 짝수 고조파만으로 구성된다.
* 고조파의 진폭은 \frac {1}{n^2}에 비례하며, 여기서 n은 고조파의 차수이다.
* 2차 고조파 항  \frac {4 V_\mathrm{AC_p}}{3 \pi}\cos(2 \omega t)는 종종 계산을 단순화하기 위해 전체 리플 전압을 나타내는 데 사용된다.

출력 전압은 다음과 같다.

:
\begin{align}
V_\mathrm{L} = {} & V_\mathrm{AC} = \frac{V_\mathrm{AC_p}}{\sqrt 2} \quad \text{(다이오드 강하 및 손실 무시)} \\[6pt]
V_\mathrm{DC} = {} & \frac {1}{T} \int_0^T \! V_\mathrm{L}(t)\,dt = \frac{V_\mathrm{AC_p}}{\pi} \Big[ -\cos(t) \Big]_0^\pi = \frac{V_\mathrm{AC_p}}{\pi} \left ( -\cos(\pi) - -\cos(0) \right) \, = \frac{2 V_\mathrm{AC_p}}{\pi} \\[6pt]
V_\mathrm{ripple-rms} = {} & \sqrt{ \frac {1}{T} \int_0^T \! (V_\mathrm{L}(t)\, - K)^2 dt} = \sqrt{ \frac {1}{T} \int_0^T \! (V_\mathrm{L}(t)^2\, - 2 K V_\mathrm{L}(t) + K^2) dt} \\[6pt]
= {} & \sqrt {\frac {1}{\pi} \left [ \frac {V_\mathrm{AC_p}^2}{2}t - \frac {V_\mathrm{AC_p}^2}{4}\sin(2t) +2 V_\mathrm{AC_p} K\cos(t) +K^2t\right ]_0^\pi} = \sqrt {\frac {1}{\pi}\left ( \frac {V_\mathrm{AC_p}^2\pi}{2} -4KV_\mathrm{AC_p}+K^2\pi\right)} \\[6pt]
& \text{let } K = V_\mathrm{DC}, \text{ and substitute in terms of } V_\mathrm{AC_p}, \text{ so} \\
= {} & \sqrt {\frac {V_\mathrm{AC_p}^2}{2} - \frac {8}{\pi^2}V_\mathrm{AC_p}^2 + \frac {4}{\pi^2}V_\mathrm{AC_p}^2} = \sqrt {\left (\frac {V_\mathrm{AC_p}}{\sqrt 2} \right)^2 - \left ( \frac{2 V_\mathrm{AC_p}}{\pi}\right)^2}
\end{align}


{\pi} \sqrt {\frac{\pi^2}{8} - 1}}}

여기서
:*V_\mathrm{L}은 부하에 걸리는 시간 변화 전압으로, 0에서 T 주기 동안 |\sin(t)|이다.
:*T는 V_\mathrm{L}의 주기로, \pi 라디안으로 취할 수 있다.

리플 계수는 다음과 같다.

::\gamma = \frac {V_\mathrm{ripple-rms}}{V_\mathrm{DC}} = \sqrt {\frac {\pi^2}{8} - 1} 

형태 인수는 다음과 같다.

:: FF = \frac {V_\mathrm{L}}{V_\mathrm{DC}} = \frac {\frac{V_\mathrm{AC_p}}{\sqrt 2}}{\frac {2 V_\mathrm{AC_p}}{\pi}}

피크 계수는 다음과 같다.
::PF = \frac {V_\mathrm{AC_p}}{\frac {V_\mathrm{AC_p}}{\sqrt 2}}

변환율은 다음과 같다.

변압기 이용률은 다음과 같다.

### 필터링

섬네일|300px|커패시터 필터가 있는 전파 중앙 탭 정류기
리플 감소는 전원 공급 장치 필터 설계의 여러 주요 고려 사항 중 하나에 불과하다. 리플 전압의 필터링은 다른 종류의 신호를 필터링하는 것과 유사하다. 그러나 AC/DC 전력 변환뿐만 아니라 DC 전력 생성에서도 높은 전압 및 전류가 리플로 출력될 수 있다. 따라서 고 리플 전류 정격 전해 커패시터, 대형 철심 초크 및 권선형 전력 저항과 같은 대형 개별 부품이 전압 조정기와 같은 IC 부품 또는 부하로 전류를 통과시키기 전에 리플을 관리 가능한 수준으로 줄이는 데 가장 적합하다. 필요한 필터링 종류는 리플의 다양한 고조파의 진폭과 부하의 요구 사항에 따라 달라진다. 예를 들어, 포노 프리 앰프의 움직이는 코일 (MC) 입력 회로는 리플이 수백 나노볼트 (10−9V) 이하로 감소되어야 할 수 있다. 반대로, 완전히 저항성 회로인 충전기는 어떤 리플 필터링도 필요하지 않다. 원하는 출력이 직류 (본질적으로 0Hz)이므로, 리플 필터는 일반적으로 션트 커패시터와 직렬 초크로 특징지어지는 저역 통과 필터로 구성된다. 직렬 저항은 출력 DC 전압을 줄이기 위해 초크를 대체할 수 있으며, 션트 저항은 전압 조정을 위해 사용될 수 있다.

## 전원 공급 장치의 필터링
대부분의 전원 공급 장치는 현재 스위치 모드 설계이다. 이러한 전원 공급 장치의 필터링 요구 사항은 리플 파형의 높은 주파수 덕분에 훨씬 더 쉽게 충족된다. 스위치 모드 전원 공급 장치의 리플 주파수는 선 주파수와 관련이 없으며, 대신 일반적으로 50kHz에서 1MHz 범위에 있는 초퍼 회로 주파수의 배수이다.

## 커패시터 대 초크 입력 필터
커패시터 입력 필터 (첫 번째 구성 요소가 션트 커패시터인 필터)와 초크 입력 필터 (첫 번째 구성 요소가 직렬 초크인 필터)는 모두 리플을 줄일 수 있지만, 전압과 전류에 상반되는 영향을 미치며, 이들 사이의 선택은 부하의 특성에 따라 달라진다. 커패시터 입력 필터는 전압 조절이 좋지 않으므로 안정적인 부하와 낮은 전류를 사용하는 회로에서 선호된다 (낮은 전류는 여기서 리플을 줄이기 때문). 초크 입력 필터는 가변 부하와 높은 전류를 사용하는 회로에서 선호된다 (초크는 안정적인 전압을 출력하고 높은 전류는 이 경우 리플을 줄이기 때문).

필터에 있는 리액티브 부품의 수를 차수라고 한다. 각 리액티브 부품은 필터의 코너 주파수 이상(또는 고역 통과 필터의 경우 이하)에서 신호 강도를 6dB/옥타브만큼 감소시키므로, 예를 들어 2차 저역 통과 필터는 코너 주파수 이상에서 신호 강도를 12dB/옥타브만큼 감소시킨다. 저항성 부품(저항 및 초크의 직류 저항 및 커패시터의 등가 직렬 저항과 같은 기생 요소 포함)도 신호 강도를 감소시키지만, 그 효과는 선형적이며 주파수에 따라 변하지 않는다.

일반적인 배열은 정류기가 큰 평활 커패시터로 작동하도록 하는 것이다. 평활 커패시터는 저장소 역할을 한다. 출력 전압이 최고조에 달한 후 커패시터는 부하에 전류를 공급하며, 커패시터 전압이 상승하는 다음 정류 전압의 반주기 값으로 떨어질 때까지 계속해서 전류를 공급한다. 이 시점에서 정류기는 다시 전도하여 최고 전압에 다시 도달할 때까지 저장소에 전류를 전달한다.

### 부하 저항의 함수로
RC 시정수가 AC 파형의 주기에 비해 크다면, 커패시터 전압이 선형적으로 떨어진다고 가정하여 상당히 정확한 근사를 할 수 있다. 리플이 DC 전압에 비해 작다면 또 다른 유용한 가정을 할 수 있다. 이 경우 정류기가 전도하는 위상각은 작을 것이며, 커패시터가 한 피크에서 다음 피크까지 거의 정확도 손실 없이 방전된다고 가정할 수 있다.
섬네일|400px|평활 커패시터 적용 전후의 전파 정류기에서 발생하는 리플 전압
위의 가정 하에 피크-투-피크 리플 전압은 다음과 같이 계산할 수 있다.

전기 용량 C와 전류 I의 정의는 다음과 같다.

:  \begin{align} & Q = CV_\text{pp} \\ & Q=I_\text{ave}t_\text{ave}, \end{align}

여기서 Q는 전하량이다. 전류와 시간 t는 오른쪽 그림과 같이 커패시터 방전이 시작될 때부터 전파 정류 신호의 최소 전압까지이다. 시간 t_\text{ave}는 전파 입력 주기의 절반과 같을 것이다.

:t_\text{ave}=\frac{t_\text{fullwave}}{2}=\frac{1}{2f}

위의 세 방정식을 결합하여 V_\text{pp}를 결정하면 다음과 같다.

:V_\text{pp}=\frac{Q}{C}=\frac{I_\text{ave}t_\text{ave}}{C}

따라서 전파 정류기의 경우:

여기서
:*V_\mathrm{pp}는 피크-투-피크 리플 전압
:*I는 회로의 전류
:*f는 AC 전원의 소스 (선) 주파수
:*C는 전기 용량

리플 전압의 RMS 값의 경우, 리플 파형의 모양이 결과에 영향을 미치므로 계산이 더 복잡하다. 톱니파 파형을 가정하는 것은 위와 유사한 가정이다. 톱니파의 RMS 값은 \frac {V_\mathrm{p}}{\sqrt 3}이며, 여기서 V_\mathrm{p}는 피크 전압이다. V_\mathrm{p}가 \frac {V_\mathrm{pp}}{2}라는 추가 근사를 사용하면 다음 결과가 나온다.

::V_\mathrm{rms} = \frac{V_\mathrm{pp}}{2 \sqrt 3} = \frac{I}{4 \sqrt 3 fC} = \frac{V_\mathrm{DC}}{4 \sqrt 3 fCR} 여기서 V_\mathrm{DC} = IR
{V_\mathrm{DC}} = \frac{1}{4\sqrt 3 fCR} \approx 0.453 \frac {X_\mathrm{C}}{R}}}

여기서

:*\gamma는 리플 계수
:*R은 부하 저항
:*근사 공식의 경우, XC ≪ R이라고 가정한다. 이는 톱니파가 정류 전압에 존재하지 않는 홀수 고조파를 포함하므로 실제 값보다 약간 크다.

### 직렬 초크의 함수로
리플을 줄이는 또 다른 방법은 직렬 초크를 사용하는 것이다. 초크는 필터링 작용을 하며 결과적으로 고차 고조파가 적은 더 부드러운 파형을 생성한다. 이에 비해 DC 출력은 평활 커패시터를 사용한 전압이 피크 입력 전압에 가까운 것과 달리 평균 입력 전압에 가깝다. 2차 고조파에 대한 푸리에 항부터 시작하여 고차 고조파를 무시하면 다음과 같다.

::V_\mathrm{2f}(t) = \frac {4 V_\mathrm{AC_p}}{3 \pi}\cos(2 \omega t)

리플 계수는 다음과 같다.

: 
\begin{align}
V_\mathrm{rms} = {} & \sqrt {\frac {1}{T}\int_0^T \left ( \frac {4 V_\mathrm{AC_p}}{3 \pi}\cos(2 \omega t) \right )^2 dt} \cdot Z_\mathrm {RL} \\
& \text{여기서 } Z_\mathrm{RL} \text{은 초크와 부하로 형성된 RL 필터의 임피던스이다.} \\[8pt]
= {} & \frac {4 V_\mathrm{AC_p}}{3 \pi}\sqrt { \frac {1}{\pi}\left [ \frac {t}{2} + \frac {\sin 2\omega t}{4\omega}\right]_0^\pi} \cdot \frac {R}{\sqrt {R^2 + X_\mathrm{L}^2} } = \frac {4 V_\mathrm{AC_p}}{3 \pi} \sqrt {\frac {1}{2}} \cdot \frac {R}{\sqrt {R^2 + X_\mathrm{L}^2} } = \frac {4 V_\mathrm{AC_p}}{3 \sqrt 2 \pi} \cdot \frac {R}{X_\mathrm{L}}.
\end{align}

 R \ll X_L, 의 경우
: 
\begin{align}
V_\mathrm{DC} = {} & \sqrt {\left (\frac{2 V_\mathrm{AC_p}}{\pi}\right )^2 - V_\mathrm{rms}^2} = \frac{2 V_\mathrm{AC_p}}{\pi} \quad
\text{왜냐하면 } V_\mathrm{rms}^2 = K \frac{R^2}{X_\mathrm{L}^2} \text{는 } R \ll X_L \text{에 대해 무시할 수 있기 때문이다.} \\[8pt]
\gamma = {} & \frac {V_\mathrm{rms}}{V_\mathrm{DC}} = \left. \frac {4 V_\mathrm{AC_p}}{3 \sqrt 2 \pi} \cdot \frac {R}{2 \omega L} \right/ \frac{2 V_\mathrm{AC_p}}{\pi} = \frac{R}{3 \sqrt 2 \omega L}. \\[8pt]
& \text{더 익숙한 형태로 대체하면 } X_\mathrm{L} = 2 \omega L, \text{여기서 } L \text{은 초크의 유도계수이다.} \\
\approx {} & 0.471 \frac {R}{X_\mathrm{L}}, \text{ for } R \ll X_L.
\end{align}

이는 고려 대상에서 고차 고조파를 생략했기 때문에 0.483보다 약간 작다. ( 유도계수 참조)

직렬 초크가 지속적으로 전류를 전달하기 위해 필요한 최소 유도계수 (부하 저항에 상대적인)가 있다. 유도계수가 그 값 이하로 떨어지면 전류가 간헐적으로 흐르고 출력 DC 전압은 평균 입력 전압에서 피크 입력 전압으로 상승한다. 사실상 인덕터는 커패시터처럼 동작한다. 임계 유도계수라고 불리는 그 최소 유도계수는  L = \frac {R}{2 \pi (3f)}이며, 여기서 R은 부하 저항이고 f는 선 주파수이다. 이는 60Hz 전력 정류의 경우 L = R/1131 (종종 R/1130으로 언급됨) 값을, 50Hz 전력 정류의 경우 L = R/942 값을 제공한다. 또한, 인덕터로의 전류를 차단하면 자기장이 기하급수적으로 붕괴된다. 전류가 떨어지면 매우 높은 고조파로 구성된 전압 스파이크가 발생하여 전원 공급 장치 또는 회로의 다른 구성 요소를 손상시킬 수 있다. 이 현상을 플라이백 전압이라고 한다.

직렬 초크의 복소 임피던스는 효과적으로 부하 임피던스의 일부이므로, 가볍게 부하된 회로는 리플이 증가한다 (커패시터 입력 필터와는 정반대이다). 이러한 이유로 초크 입력 필터는 거의 항상 LC 필터 섹션의 일부이며, LC 필터 섹션의 리플 감소는 부하 전류와 무관하다. 리플 계수는 다음과 같다.

::\gamma = \frac {V_\mathrm{rms}}{V_\mathrm{DC}} = \frac {\sqrt 2}{3} \cdot \frac{1}{4 \omega^2 CL} \approx 0.471 \frac {X_\mathrm{C}}{X_\mathrm{L}}

여기서
:*\omega  = 2 \pi f

고전압/저전류 회로에서는 LC 필터 섹션의 직렬 초크를 저항으로 대체할 수 있다 (RC 필터 섹션 생성). 이는 리플뿐만 아니라 DC 출력도 줄이는 효과가 있다. 리플 계수는 다음과 같다.

::\gamma = \frac {V_\mathrm{rms}}{V_\mathrm{DC}} = \frac {\left( 1 + \frac {R}{R_\mathrm L} \right)}{3 \sqrt 2 \omega C R} = \frac {1}{3 \sqrt 2 \omega C R}\approx 0.471 \frac{X_\mathrm{C}}{R} RL >> R인 경우, RC 필터 섹션은 부하와 거의 독립적이다.

여기서
:*\omega  = 2 \pi f
:*R은 필터 저항의 저항

마찬가지로 LC 필터 섹션이 부하와 독립적이기 때문에 저장 커패시터 뒤에 저역 통과 필터Π-필터를 추가하는 것이 일반적이다. Π-필터는 커패시터 또는 초크 입력 필터 단독보다 훨씬 낮은 리플 계수를 제공한다. 추가 LC 또는 RC 필터 섹션을 뒤에 배치하여 리플을 부하가 허용할 수 있는 수준으로 더 줄일 수 있다. 그러나 초크의 사용은 경제적인 이유로 현대 설계에서는 권장되지 않는다.

### 전압 조정

좋은 리플 제거가 필요한 더 일반적인 해결책은 저장 커패시터를 사용하여 리플을 관리 가능한 수준으로 줄인 다음 전류를 전압 조정기 회로를 통해 통과시키는 것이다. 조정기 회로는 안정적인 출력 전압을 제공할 뿐만 아니라, 리플 파형의 최소 수준이 조정되는 전압 아래로 떨어지지 않는 한 거의 모든 리플을 제거한다. 스위치 모드 전원 공급 장치에는 일반적으로 전압 조정기가 회로의 일부로 포함되어 있다.

전압 조정은 필터링과 다른 원리에 기반한다. 이는 다이오드 또는 일련의 다이오드의 피크 역전압에 의존하여 최대 출력 전압을 설정한다. 또한 트랜지스터와 같은 하나 이상의 전압 증폭 장치를 사용하여 전압 강하 시 전압을 증폭할 수도 있다. 이러한 장치의 비선형 특성 때문에 조정기의 출력은 리플이 없다. 간단한 전압 조정기는 전압 강하를 위한 직렬 저항과 그 뒤에 피크 역전압(PIV)이 최대 출력 전압을 설정하는 션트 제너 다이오드로 만들 수 있다. 전압이 상승하면 다이오드가 전류를 션트하여 조정을 유지한다.

### 리플의 영향
리플은 다양한 이유로 많은 전자 애플리케이션에서 바람직하지 않다.
* 리플은 직류를 필요로 하는 회로에서 활용될 수 없는 낭비된 전력을 나타낸다.
* 리플은 커패시터의 ESR과 같은 기생 요소에 전류가 흐르기 때문에 DC 회로 부품에서 발열을 유발한다.
* 전원 공급 장치에서 리플 전압은 부품의 피크 전압을 더 높게 요구한다. 리플 전류는 부품의 기생 요소를 더 낮게 하고 소산 용량을 더 높게 요구한다 (부품이 더 커지고 품질이 더 높아야 한다).
* 커패시티브 입력 회로에 리플 전류를 공급하는 변압기는 부하 (와트) 정격을 초과하는 VA 정격을 가져야 한다.
* 리플 주파수와 그 고조파는 오디오 대역 내에 있으므로 라디오 수신기, 녹음 재생 장비 및 전문 스튜디오 장비와 같은 장비에서 들릴 수 있다.
* 리플 주파수는 텔레비전 비디오 대역폭 내에 있다. 너무 많은 리플이 존재하면 아날로그 TV 수신기는 움직이는 물결선 패턴을 나타낸다.
* 리플의 존재는 전자 테스트 및 측정 기기의 해상도를 감소시킬 수 있다. 오실로스코프에서는 화면에 보이는 패턴으로 나타난다.
* 디지털 회로 내에서, 리플은 어떤 형태의 전원 레일 노이즈와 마찬가지로 논리 회로가 잘못된 출력을 제공하고 데이터가 손상되는 임계값을 감소시킨다.

## 리플 전류
리플 전류는 높은 진폭의 좁은 대역폭 펄스로 특징지어지는 AC 전원에서 파생된 주기적인 비정현파 파형이다.
펄스는 수반되는 정현파 전압 파형의 피크 또는 피크 근처 진폭과 일치한다.

리플 전류는 커패시터의 ESR, 변압기 및 인덕터의 DCR, 축전지의 내부 저항과 같은 회로의 기생 저항 부분에서 증가된 소산을 초래한다. 소산은 전류 제곱 곱하기 저항 (I2R)에 비례한다. 리플 전류의 RMS 값은 부하 전류의 RMS 값의 여러 배가 될 수 있다.

## 주파수 영역 리플

[섬네일|5차 [프로토타입 필터|원형 체비쇼프 필터의 리플]]
주파수 영역에서의 리플은 필터 또는 다른 사단자 회로망의 삽입 손실이 주파수에 따라 주기적으로 변하는 것을 의미한다. 모든 필터가 리플을 나타내는 것은 아니며, 일부는 버터워스 필터처럼 주파수에 따라 단조적으로 증가하는 삽입 손실을 가진다. 리플을 나타내는 일반적인 필터 클래스는 체비쇼프 필터, 역 체비쇼프 필터 및 타원 필터이다. 예시 플롯에서 볼 수 있듯이 리플은 일반적으로 엄격하게 선형적으로 주기적이지 않다. 리플을 나타내는 다른 네트워크의 예로는 체비쇼프 다항식을 사용하여 설계된 임피던스 매칭 네트워크가 있다. 이러한 네트워크의 리플은 일반 필터와 달리 통과대역 전체에 걸쳐 최적의 전송을 위해 설계된 경우 최소 손실에서 0&nbsp;dB에 도달하지 않는다.

리플의 양은 필터 설계의 다른 매개변수와 교환될 수 있다. 예를 들어, 필터의 차수(즉, 구성 요소의 수가 동일하게 유지됨)를 증가시키지 않고 리플을 증가시키는 대신 통과대역에서 저지대역으로의 롤오프율을 증가시킬 수 있다. 반면에, 동일한 롤오프율을 유지하면서 필터의 차수를 증가시켜 리플을 줄일 수 있다.

## 같이 보기
* 정류기, 리플의 주요 원천인 비선형 장치
* 다이너모, DC 전력 생성 기기이며, 그 출력에는 큰 리플 성분이 포함된다.
* 링잉 (신호), 주파수 영역 리플의 시간 영역 아날로그인 자연 응답

## 내용주

## 각주

*Ryder, J D, Electronic Fundamentals & Applications, Pitman Publishing, 1970.
*Millman-Halkias, Integrated Electronics, McGraw-Hill Kogakusha, 1972.
*Matthaei, Young, Jones, Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures McGraw-Hill 1964.

분류:전력
분류:필터 이론