Newsgroup: it.hobby.radioamatori
Titolo: REQ: generatore di rumore

Salve, 
avrei necessità di realizzare un generatore di rumore calibrato in grado di
lavorare dalle hf ad almeno 5GHz.
Sapete aiutarmi ???
Grazie anticipate a tutti coloro che sapranno dirmi qualcosa !!!
Andrea 
andre...@hotmail.com

 Sapete aiutarmi ???
Ciao Andrea, prima delle ferie volevo costruirmi un noise bridge ed avevo
cominciato a farele tue stesse considerazione. Mi sono scambiato un po di
E-mail con Giorgio Montaguti che sicuramente
leggi sul newsgroup ed erano venute fuori alcune soluzioni, nessuna nelle
quali però l'ho potuta
provare, avendo recentemente traslocato e quindi .... tutto il laboratorio è
negli scatoloni....
L'idea centrale era quella di utilizzare la giunzione BE di un transistor ad
alta frequenza di taglio come ad
esempio il BFR91 o BFR92 (smd) polarizzandola inversamente in modo profondo e
successivamente amplificando, sempre con un BFR91 il segnale prelevato dalla
base, sulla quale per effetto sia dell'agitazione termica sia della
polarizzazione
dovrebbe esserci una discreta quantità di rumore. Questo rumore nella fase di
amplificazione dovrebbe essere chopperato, in pratica dovrebbe essere
realizzato un interruttore elettronico che diciamo a frequenza 1 Khz impedisce
o fa passare il rumore. Con tale metodo in corrispondenza ai tagli netti del
segnale di rumore operati dal chopper, dovrebbe aumentare la ricchezza delle
armoniche prodotte per ciascuna componente spettrale, in quanto una
discontinuita nel tempo corrisponde matematicamente ad uno spettro continuo
nel dominio della frequenza.
Non so se potrebbe arrivare a 5 Ghz, comunque vale la pena di provare. Per la
calibrazione l'unica cosa che mi viene in
mente è una rete di attenuazione non induttiva calibrata in DB, cioè in
pratica metti delle celle resistive ciascuna con impedenza di ingresso 50 Ohm
ed uscita 50 Ohm che attenuino a passi fissi (1dB 5dB 10dB 20dB 40dB) e che
siano inseribili. In questo modo puoi scegliere di attenuare il rumore di una
quantità predefinita (35db = 1dB + 10dB +20dB).
L'unica cosa da rispettare se vuoi lavorare a 5Ghz è sicuramente la assoluta
non induttività dei chip resistivi ed il mantenimento dell'impedenza 50Ohm
(ammesso che voglia scegliere 50 Ohm).
Non so se ti ho aiutato, comunque spero almeno di averti dato qualche buona
idea. Salutoni. Fabio.

Ciao Fabio, 
tutto ciò che mi hai detto è ok, ma sono un pò perplesso sull'uso della
modulazione a 1 KHz. 
Modulando in ampiezza (on/off) il rumore ottieni uno spettro circa bianco
(generato dalla Jne) con sommato un pettine (segnale coerente, non rumore)
che non è costante, ma varia secondo una legge coniosciuta. Questo effetto
da una parte incrementa l'energia del rumore, ma dall'altra trasforma
l'uscita da rumore a segnale rumoroso... e non saprei proprio cosa farci.
Per avere un rumore "forte" (nel senso di alta potenza) si può usare una
Jne polarizzata in modo inverso con in cascata un bell'amplificatore
monolitico tipo MAR e un attenuatore da 10 - 20 dB prima del'uscita. La Jne
crea il rumore, il mar lo amplifica a dismsura e l'attenuatore assicura una
impedenza di uscita molto vicina a 50 Ohm. 
Con questo sistema il rumore generato non è bianco... diciamo che è
arcobaleno con tante sfumature, ma a banda stretta si può assumere che lo
spettro sia sufficientemente piatto da poter considerare il rumore bianco.
Per un ponte di misura fino al GHz penso possa andare bene.
Ma questo non è quello che serve a me.
A me serve un generatore calibrato, cioè io ho bisogno di sapere la densità
spettrale di potenza del rumore generato. Si possono usare appositi diodi
generatori (effetto shot) ma costano una fortuna e non sono facili da
trovare, in alternativa si scalda e diaccia (diaccia := ghiaccia nel
dialetto locale 8-) ) una resistenza. Ho trovato altri sistemi, ma per
adesso nulla di semplicemente fattibile.
Rimango a disposizione per scambi di idee e schemi, ciao
andre...@hotrmail.com

Rimango a disposizione per scambi di idee e schemi, ciao
Non so se la mia idea sia "semplicemente fattibile". 
Di solito non lo sono mai.
Sentite: invece di puntare a generare da 0 a 5 GHz con un solo 
stadio, perchè non dividere il generatore in + stadi, ciascuno 
dei quali progettato per "imbiancare" una certa banda di frequenze?
Magari già con 3-4 stadi si riesce a coprire l'intero intervallo
0-5GHz.
Poi basterebbe equalizzare in fase di taratura e miscelare per
ottenere un bello spettro continuo.
Inoltre so che in BF si possono generare senquenze casuali di bit.
I fronti di commutazione introducono già di per se una varietà di
armoniche ben nutrita. Non si potrebbe ricavare qlcs da questo?
Seeya!

 l'uscita da rumore a segnale rumoroso... e non saprei proprio cosa farci.
Ciao, la chopperazione a 1 Khz non è una mia idea, leggendo il libro
"Secrets of RF circuit design" second edition di Joseph J. Carr edito dalla
Mc Graw Hill a pag 380, fa vedere delle fotografie di due noise bridge, uno
della Omega e l'altro della Palomar engineering e dice testualmente
"... A reverse-biased zener diode (zener normally operate in the reverse bias
mode)
produces a large amount of noise because of the avalanche process inherent in
zener
operation. Although this noise is a problem in many application, in a noise
bridge it is
highly desiderable: the richier the noise spectrum, the better. The spectrum
is enhanced
somewhat in some models because of a 1 Khz square wave modulator that chops
the noise
signal. An amplifier boosts the noise signal to the level needed in the bridge
circuit. ...... "
Non avendo provato il circuito non ho potuto rendermi conto se l'effetto che
dici (pettine)
abbia o meno una influenza sulle prestazioni complessive. Mi sembra però che
se ti trovi diciamo
a 500 Mhz sei talmente lontano da 1 Khz che gli effetti del segnale coerente
dovrebbero essere
piuttosto modesti. Credo comunque che generare uno spettro bianco da 0 a 5 Ghz
non sia proprio
fattibile, in quanto comunque realizzi il circuito generatore di rumore la
realizzazione meccanica
circuitale farà si che sicuramente esistono delle particolari frequenze o
intervalli di frequenze che
si comportano come celle risonanti o in serie o in parallelo e di conseguenza
esaltano o attenuano
alcune componenti. Sono d'accordo che forse risulta più agevole dividere lo
spettro di interesse in
più parti e cercare di ottenere l'uniformità all'interno di questo intervallo
più piccolo. Il principio di generazione
del rumore rimane comunque invariato, sfruttare l'effetto valanga che avviene
attraverso una giunzione
oppure, come dici tu prendere una resistenza e scaldarla ad una temperatura T.
In questo modo la tensione
di rumore come noto vale Vn = sqrt(4KTBR) dove Vn è la tensione di rumore in
volt, K è la costante di
Boltzman (1.38x10E-23 J/K) T è la temperatura in gradi Kelvin, R la resistenza
in Ohm, e B è la larghezza di
banda in Hz. Calcolando le cose in questo modo per una larghezza di banda di 5
Ghz una resistenza di 50 Ohm
scaldata a 290 gradi kelvin produce una tensione di rumore pari a 63.26
microvolt e quindi una potenza di rumore complessiva pari a 0.8 pW. Il fatto
però è che tu non lavorerai mai con una larghezza di banda di 5Ghz, ma
l'apparato
da misurare o il circuito da sottoporre a misura avrà una larghezza di banda
utile molto più piccola.
Pertanto quello che a te serve non è tanto un generatore Dash da 0 a 5Ghz
(Dash--- più bianco non si può)
ma un generatore che pur non essendo bianco, lo sia in modo approssimato in un
range di interesse e che in questo
range abbia una tensione di rumore nota o che è lo stesso una potenza
determinata su una certa impedenza.
Il thread mi sembra interessante... aspetto eventuali considerazioni.

>modulazione a 1 KHz. 
Ciao a tutti
Visto l'interesse e le discussioni suscitate dal generatoredi rumore,
vorrei precisare qualcosa.
Quello che uso io,e del quale inviai lo schema a Fabio ,comparve
sul VHF Handbook come parte di uno strumento per valutare il
rapporto segnale disturbo dei ricevitori.
A questo scopo ha la possibilita' di essere modulato on/off da una
onda quadra a 20 Hz (venti ); lo strumento misura l'uscita in bf del
ricevitore,sia nel semiperiodo positivo dell'onda quadra 
(generatore di rumore on,quindi rumore iniettato, piu' rumore di fondo
del ricevitore) 
sia in quello negativo (generatore di rumore off ;quindi solo rumore 
di fondo del ricevitore).
lo strumento,facendo poi il rapporto fra queste due potenze, ne ricava
una indicazione utile per valutare la figura di rumore del ricevitore.
Anche senza tutto lo strumento,la modulazione a 20 Hz permette di
sentire in bassa frequenza un suono simile a quello di un motorino
al minimo ,e gia' dal livello di rumore iniettato necessario per
sentire questo suono sopra il rumore di fondo,si ha una idea della
figura di rumore del ricevitore.(almeno come confronto).
Nessuna amplificazione del rumore generato e' necessaria;ad esempio 
e' sufficente anche per il ricevitore/scanner IC 7100 ,che a 1.7 Ghz
non e' particolarmente sensibile.
L'aggiunta di un MAR6 migliorerebbe anche l'impedenza di uscita,a
scapito della semplicita'(un BNC,un attenuatore con  3 R SMD ,un
condensatore senza reofori,un BFR91 e un potenziometro per variare la
corrente di zener,e quindi il livello di uscita, e una R ,il tutto
attaccato strettissimo al connettore.) 
la giunzione e-b deve essere alimentata inversa, per funzionare come
Zener,e la tensione necessaria deve essere superiore a quella di
zener.
                   Ciao  Giorgio

 in  zener operation. 
	Ciao Fabio
Vedo che studi come un negro !!!!
Complimenti.
Io purtroppo ho subito un intervento di ernia del disco
e saro' praticamente fermo per parecchio tempo, quindi niente Hardware
e poco Eudora e Free Agent.
Quando anche tu ripartirai con l'hardware, tienimi informato di come
procede il bridge.
	Ciao Giorgio

 procede il bridge.
Ciao Giorgio, sembra impossibile ma quei libri li leggo per "hobby". Il tempo
dello studio è ormai lontano nel senso che ho teminato l'università da circa
dieci anni. Oggi lavoro nelle telecomunicazioni ma essendo radioamatore, nel
cuore sono rimasto un appassionato di circuiti. Per questo compro libri di
questo tipo e li leggo per diletto, facendo anche moltiesperimenti e progetti.
Sono fuori casa ed ho tutto negli scatoloni,non sai che dispiacere... comunque
spero entro Natale
di rientrare. Sto facendo l'impianto elettrico di casa e sto facendo passare
il cavedio per le discese delle antenne. Ho fatto equipaggiare i muri con
cavedi per passare fino a 6 coassiali. I muratori mi stanno prendendo per
matto (e la moglie pure).
Mi spiace per la tua operazione, ma vedo che ormai è tutto risolto ed è solo
una questione di tempo prima di rimetterti alla piena funzionalità. Appena
riprendi pienamente a frequentare il newsgroup ricordati che mi avevi promesso
di insegnarmi ad utilizzare i paramtri S per progettare circuiti a microstrip.
Attendo...
Salutoni. a presto.
Fabio Capozzi

 con cavedi per passare fino a 6 coassiali.
Finalmente uno che se ne intende!
Seeya!

Fabio Capozzi
Ottimo Fabio
Saluto te e i tuoi CAVEDII.
Molto volentieri provo a raccontarti il metodo di
progetto di amplificatori con microstriscie.
Il concetto e' il solito:adattare le impedenze del
transistor ossia trasformare il 50 Ohm esterno,in una
impedenza con parte reale uguale a quella del transistor
e parte immaginaria uguale alla sua, ma  di segno opposto.
E' poi la stessa cosa che si fa a frequenze piu' basse,
facendo risuonare la capacita' di ingresso del transistor 
con una induttanza e portando l'impedenza reale che resta,
a 50 Ohm con un rapporto spire  sulla induttanza.
In effetti il metodo che ho trovato su una buona rivista,
gira la frittata :parte dalla impedenza del transistor
e la trasforma in 50 Ohm puramente resistivi ;questo sia per
l'ingresso che per l'uscita.e' un modo diverso di dire la stessa cosa,
ma rende piu' facile il progetto.
le impedenze di ingresso e uscita di transistor (o gasfet) sono
fornite per ogni frequenza ,dal costruttore, come  parametri S.
S11 e' l'impedenza di ingresso e S22 quella di ucita, date pero'
nella forma : modulo del coefficente di riflessione,rispetto a 50 
Ohm, e angolo di fase.
Finora ho raccontato banalita' ,pero' a questo punto devo  chiederti 
se hai dinestichezza con la carta di Smith.
personalmente ho dovuto rinfrescarmi le nozioni apprese negli anni
57-58 (quando tu non eri ancora nato !!) ; a seconda della tua
risposta 
..... la prossima puntata sara' diversa.
        Ciao per ora    Giorgio

 risposta
Bene, la risposta è si, conosco la carta di Smith e in quel libro che citavo
l'altra volta c'èun intero capitolo dedicato ad essa. Da internet mi sono
scaricato il prototipo della carta e me
ne sono stampate un centinaio ed ho provato a fare gli esercizi del libro....
mi tornano.... ovviamente
usarla davvero è tutta un altra cosa ... comunque ti seguo... vai avanti....
Salutoni. Fabio

Bene, la risposta =E8 si, conosco la carta di Smith e in quel libro che c=
dato per scontato che la carta di Smith la maneggi con grande
disinvoltura...
ecco la seconda puntata !!!
occorre pima progettare la microstrip con 50 Ohm di impedenza e
trovarne la lunghezza d'onda .
(esempio:per la solita vetronite a doppio rame da 1.6 mm, la larghezza
della microstriscia e' 2.74 mm ,e la lunghezza d'onda a 1.7 Ghz e'
90.9  mm (c'e' il programmino )
dai dati :(Z11) modulo della riflessione e angolo,si trova il punto 
sulla carta di Smith ,in termini di R + JX.
Conviene lavorare nel piano delle ammettenze,semplicemente spostandoci
in un punto simmetrico rispetto al centro della carta.
da questo punto si aggiunge un pezzo di microstrip a 50 Ohn ,fino
ad intersecare il cerchio di conduttanza unitaria.( arco di cerchio
con centro sul centro carta,dal punto trovato, al cerchio di
conduttanza unitaria)
la lunghezza di questa  microstrip e'indicata,in frazioni di lunghezza
d'onda,dalla carta e trasformabile  in mm .(chiamo L1 questa
microstriscia che parte dalla base del transistor verso l'ingresso
dell'amplificatore.)
quel che si vede all'ingresso di questa linea e' una conduttanza
unitaria 
(equivalente a 50 Ohm) ma con in parallelo una scuscettanza ,indicata
in valore e segno dalla carta, nel punto di intersezione.
(curve delle reattanze o scuscettanze costanti)
basta ora mettere in parallelo una scuscettanza di segno contrario,
e ci restera' un bel 50 ohm, puramente resitivo, come impedenxa di
ingresso dell'amplficatore. come volevamo !!
Avendo il sospetto che la cosa cominci a diventare pesantina .....
rimando il resto alla prossima puntata ,ammesso che ti interessi
ancora.
Se trovi qualcosa di poco chiaro ...... fischia.
        Ciao  Giorgio
Sei ancora sveglio ????
Abbi fede ... poi ti mandero' un programma che fa tutto quasi da
solo!!!

 ingresso dell'amplficatore. come volevamo !!
  Vediamo se ho capito.... allora mi sono procurato il data sheet del
transistor BFR92 e suppongo di voler realizzare un preamlificatore per una
frequenza pari a 450 Mhz.
Dal data sheet vedo che c'è una figura con una carta di smith che riporta S11
(common emitter input reflection coefficient)
in cui è plottata una curva che parte da 200 Mhz fino ad arrivare a 1000Mhz...
per 450 Mhz stimo il valore pari a
1-j0.4 Poichè il data sheet dice che l'impedenza caratteristica del plot è
normalizzata su 50Ohm ne consegue che 1-j0.4 sono 50-j20 di resistenza
complessa. Calcolo l'ammettenza come inverso di questo valore utilizzando la
carta di smith prendendo il simmetrico rispetto al centro della carta ed il
valore viene 0.85+j0.46 pari a 42.5+j17.5. Il prolungamento sul cerchio
esterno della carta (toward generator) riporta il valore 0.1080 lambda. Prendo
il compasso e lo centro nell'origine della carta di smith, e come punto di
partenza 0.85+j0.46. Traccio un arco di cerchio fino ad incontrare il cerchio
unitario e trovo il valore 1+j0.4, il prolungamento della congiungente il
centro con questo punto incontra il cerchio esterno (toward generator) in
0.1420. Faccio la differenza tra 0.1420 e 0.1080 trovando 0.034. Alla
frequenza di 450 Mhz la lunghezza d'onda nel vuoto è pari a 300/450 = 0.6666
metri. Moltiplico tale valore per 0.034 e trovo 0.0226666 metri pari a 2.26
cm.
La lunghezza della microstrip è pari a 2.26 cm dal morsetto di ingresso fino
alla base del transistor. Poichè avevamo detto che il valore del punto di
intersezione con il cerchio unitario è pari a 1+j0.4 allora la suscettanza di
segno contrario è pari a -j0.4. Poichè l'impedenza complessa di un
condensatore vale in regime stazionario 1/(j2*pi*f*C) portando l'operatore
complesso al numeratore ottengo -j 1/(2*pi*f*c). Devo allora mettere un
condensatore che alla freq di 450 Mhz valga 20 Ohm, ricordando che -j0.4
normalizzato è pari a -j 20. Fatti i dovuti calcoli ottengo che C risulta pari
a 17.683  pF che
approssimo a 18 pF.
Nel fare il circuito stampato metto il transistor in una posizione a me comoda
e tiro una riga di lunghezza pari a 2.26 cm
partendo dalla base al punto di ingresso del preampli. Nel punto di ingresso
metto tra questa riga (acc. non mi so calcolare lo spessore) e la massa un
condensatore da 18 pF ed ho adattato l'ingresso.
Professore.... ho fatto bene....
Fammi Sapere.

 wrote:
        Ottimo Fabio (e ache Renato che incredibilmente e' interessato
                      a queste cose forse troppo specialistiche!)
 
        Ho controllato il tuo esercizio :    8+ per la buona volonta'.
        Dato che ho progettato e costruito un ampli a 432 Mhz a strip,
        e ho dovuto fare le strip a greca ,per ridurre le dimensioni,
        i tuoi 22 mm mi suonavano male !!
 
        1)innanzitutto occorre sintetizzare una microstrip a 50 Ohm
          su vetronite da 1.6 mm. si trova una larghezza di 2.74 mm
          e sopratutto una lunghezza d'onda di 343 mm (non siamo nel
          vuoto ma su un dielettrico con costante dielettrica relativa
          di 5.). sara' parte del programma.
        2)non capisco bene i valori trovati,se sono coefficenti di
        riflessione o impedenze .
        dal Data Handbook wide band transistor, con 5 V VCE  e 10 mA 
        a 500 Mhz risulta : 
          S11 =    modulo riflessione 0.30  angolo -132 gradi,
        (se vuoi proprio passare alle Z  risulta  30.46 -j14.85).
        trovato sulla carta questo punto ,non devi piu' fare conti;
        passi nel piano delle ammettenze trovando il simmetrico. 
 
        sei stato un po' sfortunato!!        
        il punto risulta interno al cerchio unitario con landa =0.183
        e bisogna girare in senso orario fino al primo punto con
landa=0.35,     
    0.35-0.183= 0.167  per 343 =57 mm.  (L1 da ingresso a base)
       l'altro punto ha landa=0.148
        per arrivare all'altro punto devi fare il giro quasi completo 
        la differenza diventa 0.183-0.148+0.5=0.465 per 343=  159 mm
        nei due punti la scuscettanza residua risulta -0.62 cioe'
        0.62*0.02(scuscettanza pari a 50 ohm (1/50= 0.02) =0.125e-2
 
                   159 mm con scuscettanza da conpensare di 1.25 e-2
                  e 57 mm  ""                  ""          -1,25 e-2
        nel primo caso serve una induttanza da   2.3 nH
        nel secondo serve una capacita'     da   12.3 pF
        (ma poi si fara' con uno stub a microstrip, come vedremo) 
        comunque mi sembra che il concetto tu lo abbia capito
benissimo.
        ho gia' preparato la prossima puntata ,ma aspetto che tu
        rifaccia i conti per capire bene questa prima parte.
 
        dello stampato ne parliamo in una successiva puntata .
        Ciao   Giorgio

cm.
no, devi conoscere le caratteristiche della ustrip;
di solito ci sono grafici che permettono di passare dalla lunghezza
d' onda nel vuoto a quella nella ustrip, in base a questi correggi il
valore di lunghezza ottenuto con quello effettivo riferito all'
effettiva lunghezza d'onda nella linea
ciao
Manfry
- 
Marina di Carrara
Italy

         dello stampato ne parliamo in una successiva puntata .
lo spero bene .... altrimenti sono fritto
Ciao, Fabio.

  Comunque mi sembra che il concetto tu lo abbia capito  benissimo.
          E i conti tuoi sono perfetti  !!!!!!!
 
. se rifaccio i calcoli per= l'esempio del messaggio precedente
tenendo contodella lunghezza d'onda
nella microstrip ottengo....
1. nel mio datasheet S11 a 450 Mhz =E8 sempre 1-j0.4
 
        ok  dato che S11 di solito e' dato come riflessione risulta:
        modulo del coefficente di riflessione  0.196
        angolo di fase                          -79 gradi.
        sulla carta si trova il punto facendo un cerchio, centrato
        sul centro e con raggio pari a 0.196 volte il raggio della
carta,
        (in basso nella carta vi e' il grafico per evitare il
calcoletto)
        poi intersecandolo con una retta che parte dal centro e fa un 
        angolo di - 79 gradi con l'asse orizzontale della carta.
        prova e vedrai che arrivi allo stesso punto 1,-j0.4.
        per il programma che ti mandero' e' meglio usare la
riflessione.
 
In definitiva ho due soluzioni
A. metto una linea di 11.662 mm ed un'induttanza da 44.2 nH
B. metto una linea di 85.75 mm ed una capacit=E0 di 2.83 pF
        E' tutto perfetto !!!!!
        QUANDO IL MAESTRO E' SUPERATO DALL'ALLIEVO E'
                GAUDIUM MAGNUM !!!!!!!
Sei maturo per la nuova puntata !!  e te la invio domani.
Come e-mail ti invio il grafico che fa un altro programma, 
piu' lungo e meno facile da usare ,(non calcola la microstrip)
ma con bella grafica.
Ciao e complimenti    Giorgio

 wrote:
Caro Fabio
Continuo con la terza puntata.
Eravamo arrivati ad avere una impedenza di ingresso
dell'amplificatore,
corretta come parte resistiva,ma affetta da una parte reattiva
indesiderata.
Occorre mettervi un parallelo una scuscettanza uguale ed opposta. 
Si potrebbe fare con condensatori o induttanze discrete,ma e' piu'
comodo realizzarle con microstrip.
Una microstrip chiusa in corto (o aperta)mostra una induttanza o una 
capacita'che dipende dalla sua lunghezza.Cosi' fatte vengon chiamate
Stub.
Nel punto di incontro fra la L1 e il cerchio a conduttanza unitaria,
passa una cerchio  a suscettanza costante (quella da compensare).
Occorre trovare sulla carta la curva di valore uguale ma di segno
opposto.Questa curva tagliera' il cerchio esterno della carta,e qui
sara' indicata una lunghezza (in frazioni di lunghezza d'onda) .
Se  e' maggiore di 0,25 landa,si toglie 0.25 landa ,e lo stub sara' 
chiuso in corto e della lunghezza differenza,da trasformare in
millimetri.
Fisicamente e' una microstriscia,lunga quanto calcolato, che parte 
dalla fine di L1 e va a massa attraverso un C senza reofori (by pass);
(non a massa secca, per via della tensione continua di polarizzazione
della base).
Il collegamento da fine L1 al BNC di ingresso sara'fatto con una 
altra microstriscia a 50 ohm, di lunghezza arbitraria,(e'chiusa 
sulla sua impedenza caratteristica )e un C senza reofori.
Pesantina anche questa puntata !!!!!!
Il resto alle prossime.... (comunque il programma che ti mandero',ti
permettera' di buttare le 100 copie della carta di Smith)
                Ciao Giorgio

 riflessione.
Si, guardando in basso sulle scale chiamate "radially scaled parameter" trovo i
seguenti dati ......
VSWR  = 1.5:1
Return Loss   =  -13.9 dB
Reflection Loss  =  -0.19 dB
Coefficiente di riflessione in potenza = 0.042
Coefficiente di riflessione in tensione o corrente = 0.2           .........
sarebbe il tuo 0.196
Coefficiente di perdita in trasmissione (TLC)  = 0.95
Angolo del coefficiente di riflessione = -79
li ho trovato facendo il cerchio VSWR passante per 1-j0.4 ed abbassando le
perpendicolari all'asse centrale della carta
e passanti per l'intersezione con l'asse reale del cerchio VSWR.
Quindi qualora avessi il valore del parametro S11 espresso in modulo e fase...
per trovare il punto equivalente basta fare
cosi'.... mettere il valore del modulo del coefficiente nella scala
corrispondente dei "radially scaled parameters".
Alzare la perpendicolare a tale punto ed intersecare l'asse centrale della
carta. Trovare sul cerchio esterno "angolo del
coefficiente di riflessione" il valore dato e segnarlo. Tracciare un cerchio
con centro nel centro della carta e passante
per il punto trovato con la perpendicolare. Tracciare una retta passante per il
centro e per il valore dell'angolo del
coefficiente di riflessione. Il punto di intersezione tra il cerchio e la retta
è il punto cercato....
Un esempio per capire meglio ..........
Suppongo  come in un tuo precedente messaggio che il valore di S11 sia : modulo
0.30  ed angolo -132, faccio la costruzione
ed ottengo 0.61 - j 0.29 e cioè 30.5 - j 14.5 ..... tu avevi detto 30.46 - j
14.85 quindi nell'ambito delle approssimazioni
grafiche torna...
Ok, mi sento meglio .... sono pronto per la prossima puntata.
Ciao, Fabio.

 calcoletto)
Si, guardando in basso sulle scale chiamate "radially scaled
parameter" t=
rovo i
seguenti dati ......
VSWR  =3D 1.5:1
Return Loss   =3D  -13.9 dB
Reflection Loss  =3D  -0.19 dB
Coefficiente di riflessione in potenza =3D 0.042
Coefficiente di riflessione in tensione o corrente =3D 0.2
...=
=2E....
sarebbe il tuo 0.196
Coefficiente di perdita in trasmissione (TLC)  =3D 0.95
Angolo del coefficiente di riflessione =3D -79
li ho trovato facendo il cerchio VSWR passante per 1-j0.4 ed
abbassando l=
e
perpendicolari all'asse centrale della carta
e passanti per l'intersezione con l'asse reale del cerchio VSWR.
             Ottimo    (salvo tutti quei =3D  al posto di e' o a') 
        Ormai sei un mago sulla carta di Smith !!!!!!
        E' quasi un peccato che col programma Microstr ,la carta
        non ti servira' piu'.
        Pero' era necessario partire dalla carta per capire
        bene tutto il progetto dell'amplificatore.
        Se ora ti sembrera' che ti abbia raccontato tutte
        cose ovvie , banali, e che sapevi gia'  .....
        (cosa che succede spesso ),
        significa che  ...hai capito veramente ... e io
        mi sono spiegato piuttosto bene!!!
        Ciao Giorgio