ソース接地回路

ソース接地回路（ソースせっちかいろ）またはソース共通回路（ソースきょうつうかいろ、英: Common source）は、電界効果トランジスタを用いた基本的な増幅回路の一つ。入力インピーダンスが高く、出力インピーダンスも比較的高い。電圧増幅に用いるのが一般的。バイポーラトランジスタを用いた同様の回路にエミッタ接地回路がある。 電界効果トランジスタのゲートは絶縁体のため、低い周波数ではソース接地回路の入力インピーダンスは非常に高い。小信号電圧利得は A v = v o v i = − g m ⋅ r o | | R D {\displaystyle A_{v}={\frac {v_{o}}{v_{i}}}=-g_{m}\cdot r_{o}||R_{D}} 、 出力インピーダンスは r o u t = r o {\displaystyle r_{out}=r_{o}} となる( r o {\displaystyle r_{o}} はトランジスタの出力抵抗)。 r o ≫ R D {\displaystyle r_{o}\gg R_{D}} の場合、 A v ≈ − g m R D {\displaystyle A_{v}\approx -g_{m}R_{D}} 、 と単純化される。 ソース接地回路自身の入力インピーダンスは非常に高いが、入力信号にバイアスをかけなければいけない場合(入力がAC結合の場合など)、バイアス回路が入力インピーダンスを決定するため注意が必要である。また、 R D {\displaystyle R_{D}} の値にもよるが、出力インピーダンスは高めなので、負荷の抵抗値が低い場合にはバッファを挿入する必要がある。 電圧利得が高く、ミラー効果によってゲート・ドレイン容量( C g d {\displaystyle C_{gd}} )を増大させたものが実質的にゲートに現れる。このため、出力インピーダンスの高い回路でソース接地回路を駆動すると著しく帯域が制限される。この問題は後述のカスコードトランジスタで解決できる。 出力のバイアス点はトランジスタのバイアス電流 I D {\displaystyle I_{D}} 、 R D {\displaystyle R_{D}} 及び電源電圧 V D D {\displaystyle {\rm {V_{DD}}}} のみで決まり、その値は V D D − I D R D {\displaystyle {\rm {V_{DD}}}-I_{D}R_{D}} である。このバイアス点を、トランジスタが飽和する最低のドレイン電圧と電源電圧( V D D {\displaystyle {\rm {V_{DD}}}} )の中間にした場合に最大の出力振幅が得られる。 ソース接地回路のトランジスタの g m {\displaystyle g_{m}} は入力電圧に依存するため、入力と出力の関係は非線形となる。しかし、ソースに抵抗を挿入すると負帰還により電圧利得の g m {\displaystyle g_{m}} への依存性が減り、線形性を向上させることができる。しかし、ソース抵抗がない場合に比べて利得が下がる。小信号電圧利得は A v = v o v i = − R D R S g m ⋅ R S | | R D + r o 1 + g m e r o {\displaystyle A_{v}={\frac {v_{o}}{v_{i}}}=-{\frac {R_{D}}{R_{S}}}g_{m}\cdot R_{S}||{\frac {R_{D}+r_{o}}{1+g_{me}r_{o}}}} 、 出力抵抗は r o u t = R D | | ( r o + R S + g m e r o R S ) {\displaystyle r_{out}=R_{D}||(r_{o}+R_{S}+g_{me}r_{o}R_{S})} となる( g m e = g m + g m b {\displaystyle g_{me}=g_{m}+g_{mb}} 、 g m b {\displaystyle g_{mb}} は基板効果による)。基板効果を無視し( g m b = 0 {\displaystyle g_{mb}=0} )、 r o ≫ R D {\displaystyle r_{o}\gg R_{D}} 、 g m r o ≫ 1 {\displaystyle g_{m}r_{o}\gg 1} で、さらに R S ≫ 1 / g m {\displaystyle R_{S}\gg 1/g_{m}} の場合、 A v ≈ − g m R D 1 + g m R S ≈ − R D R S {\displaystyle A_{v}\approx -{\frac {g_{m}R_{D}}{1+g_{m}R_{S}}}\approx -{\frac {R_{D}}{R_{S}}}} 、 r o u t ≈ R D {\displaystyle r_{out}\approx R_{D}} と単純化される。 カスコードトランジスタ(M2)を挿入すると、入力トランジスタ(M1)のドレイン間の増幅率が小さくなるためミラー効果による実質入力容量の増大を抑制することができる。この回路の小信号電圧利得は A v = v o v i = − g m 1 r o 2 ⋅ R D | | ( r o 1 + r o 2 + g m e 2 r o 1 r o 2 ) r o 1 + 1 g m e 2 | | r o 2 {\displaystyle A_{v}={\frac {v_{o}}{v_{i}}}=-{\frac {g_{m1}r_{o2}\cdot R_{D}||(r_{o1}+r_{o2}+g_{me2}r_{o1}r_{o2})}{r_{o1}+{\frac {1}{g_{me2}}}||r_{o2}}}} で、 r o = r o 1 = r o 2 {\displaystyle r_{o}=r_{o1}=r_{o2}} 、 g m = g m 1 = g m e 2 {\displaystyle g_{m}=g_{m1}=g_{me2}} 、 r o ≫ R D {\displaystyle r_{o}\gg R_{D}} 、 g m r o ≫ 1 {\displaystyle g_{m}r_{o}\gg 1} の場合、 A v ≈ − g m R D {\displaystyle A_{v}\approx -g_{m}R_{D}} と単純化され、カスコードトランジスタがない場合と利得は同じになる。また、M1のゲート・ドレイン間の小信号利得は v x v i = − g m 1 ⋅ R D + r o 2 1 + g m e 2 r o 2 | | r o 1 ≈ − 1 {\displaystyle {\frac {v_{x}}{v_{i}}}=-g_{m1}\cdot {\frac {R_{D}+r_{o2}}{1+g_{me2}r_{o2}}}||r_{o1}\approx -1} と低い値になるため、カスコードトランジスタがない場合に比べてミラー効果が大幅に抑制される。 この回路はソース接地回路とゲート接地回路の組み合わせと考えることもできる。 カスコードトランジスタのゲート( V B {\displaystyle V_{B}} )は直流電圧源に接続される。その電圧は、M1が飽和領域で動作するよう十分高く、かつM2も飽和領域で動作するよう十分低くなければならない。 無線受信機の低雑音増幅器などに広く使われている。 エミッタ接地回路 Behzad Razavi, Design of Analog CMOS Integrated Circuits, McGraw-Hill, Inc., New York, NY, 2000 松澤昭，アナログRFCMOS集積回路設計 基礎編，培風館，2010年