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双极性晶体管 分析方法
集电极-发射极电流可以视为受基极-发射极电流的控制，这相当于将双极性晶体管视为一种“电流控制”的器件。还可以将它看作是受发射结电压的控制，即将它看做一种“电压控制”的器件。事实上，这两种思考方式可以通过基极-发射极结上的电流电压关系相互关联起来，而这种关系可以用PN结的电流-电压曲线表示。
从基极区域的少数载流子浓度出发，可以解释集电极的载流子流动。:12如果双极性晶体管为小注入，即通过某些物理过程（如光注入或电注入）引入的非平衡载流子（，或称“过剩载流子”）比热平衡时的多数载流子少得多，:126-127双极性扩散（即非平衡多数载流子和少数载流子以相同速率流动）速率实际上由非平衡少数载流子决定。另外，双极性晶体管处理高频信号的能力还受限于基极区域载流子的渡越时间。:12
双极性晶体管 分析方法
人们曾经建立过多种数学模型，用来描述双极性晶体管的具体工作原理。例如，古梅尔–潘模型（）提出，可以利用电荷分布来精确地解释晶体管的行为。上述有关电荷控制的观点可以处理有关光电二极管的问题，这种二极管基极区域的少数载流子是通过吸收光子（即上一段提到的光注入）产生的。电荷控制模型还能处理有关关断、恢复时间等动态问题，这些问题都与基极区域电子和空穴的复合密切相关。然而，由于基极电荷并不能轻松地在基极引脚处观察，因此，在实际的电路设计、分析中，电流、电压控制的观点应用更为普遍。
在模拟电路设计中，有时会采用电流控制的观点，这是因为在一定范围内，双极性晶体管具有近似线性的特征。在这个范围（下文将提到，这个范围叫做“放大区”）内，集电极电流近似等于基极电流的倍，这对人们分析问题、控制电路功能有极大的便利。在设计有的基本电路时，人们假定发射极-基极电压为近似恒定值（如），这时集电极电流近似等于基极电流的若干倍，晶体管起电流放大作用。
双极性晶体管 分析方法
然而，在真实的情况中，双极性晶体管是一种较为复杂的非线性器件，如果偏置电压分配不当，将使其输出信号失真。此外，即使工作在特定范围，其电流放大倍数也受到包括温度在内的因素影响。为了设计出精确、可靠的双极性晶体管电路，必须采用电压控制的观点（例如后文将讲述的艾伯斯-莫尔模型）。电压控制模型引入了一个指数函数来描述电压、电流关系，在一定范围内，函数关系为近似线性，可以将晶体管视为一个电导元件。这样，诸如差动放大器等电路的设计就简化为了线性问题，所以近似的电压控制观点也常被选用。对于跨导线性（）电路，研究其电流-电压曲线对于分析器件工作十分关键，因此通常将它视为一个跨导与集电极电流成比例的电压控制模型。
目前，晶体管级别的电路设计主要使用SPICE或其他类似的模拟电路仿真器进行，:300-302因此对于设计者来说，模型的复杂程度并不会带来太大的问题。但在以人工分析模拟电路的问题时，并不总能像处理经典的电路分析那样采取精确计算的方法，因而采用近似的方法是十分必要的。:3
双极性晶体管 主要参数
发射极扩散到基极的电子，大部分都能够漂移到集电极，剩下的电子与基极区域的空穴发生载流子复合。成功抵达集电极的电子浓度占发射极扩散出来的电子总浓度的比值，是衡量双极性晶体管效率的一项重要指标。由于发射极区域为重掺杂，基极区域为轻掺杂，所以从发射极被注入到基极的电子浓度大于从基极注入到发射极的空穴浓度。下面将讨论双极性晶体管在电路中以发射极或基极为公共端时的电流放大倍数。
如果晶体管采用共射极接法，输入电流为基极电流，输出电流为集电极电流，当发射结正向偏置、集电结不施加偏置时，晶体管的共射极直流短路电流增益可以表示为集电极电流与基极电流的比值:85
如果集电极从无偏置变为反向偏置，那么与的比值称为共射极静态电流增益，它的表达式为:85
对于小信号模型中的晶体管，的数值通在20到200之间，:36不过在一些为高功率应用设计的晶体管中，它可能会更小一点。
如果晶体管采用共基极接法，输入电流为发射电流，输出电流为集电极电流，当发射结正向偏置、集电结不施加偏置时，晶体管的共基极直流短路电流增益可以表示为集电极电流与发射极电流的比值:84-85
双极性晶体管 主要参数
如果集电极从无偏置变为反向偏置，那么与的比值称为共基极静态电流增益，它的表达式为:84-85
上述两个参数可以通过下面的公式相互转换（在NPN型晶体管中）:32
当对低频的交流小信号进行近似分析时，也可以采用上述直流参数。:34如果需要更高的精确度，就必须虑及双极性晶体管中的结电容效应带来的影响。当信号电压的频率达到一定程度后，电流的放大倍数将会下降。:35
双极性晶体管的最大集电极耗散功率是器件在一定溫度與散热条件下能正常工作的最大功率。在条件相同的情况下，如果实际功率大于这一数值，晶体管的温度将超出最大許可值，使器件性能下降，甚至造成物理损坏。:35:147
当集电极电流增大到一定数值后，虽然不会造成双极性晶体管的损坏，但是电流增益会明显降低。为了使晶体管按照设计正常工作，需要限制集电极电流的数值。除此之外，由于双极性晶体管具有两个PN结，因此它们的反向偏置电压不能够过大，防止PN结反向击穿。:35-36双极性晶体管的数据手册都会详细地列出这些参数。
双极性晶体管 主要参数
当功率双极性晶体管集电极的反向偏置电压超过一定数值，并且流经晶体管的电流超出在一定允许范围之内，使得晶体管功率大于二次击穿临界功率就会产生一种被称为“二次击穿”的危险现象。在这种情况里，超出设计范围的电流将造成器件内部不同区域的局部温度不均衡，部分区域的温度高于其他区域。因为掺杂的硅具有负的温度系数（），所以当它处于较高的温度时，其导电性能更强。这样，较热部分就能传导更多的电流，这部分电流会产生额外的热能，造成局部温度将超过正常值，以致于器件不能正常工作。二次击穿是一种热失控，一旦温度升高，电导率将进一步提升，从而造成恶性循环，最终严重损毁晶体管的结构。整个二次击穿过程只需要毫秒或微秒量级的时间就可以完成。:151
如果双极性晶体管集电结提供超出允许范围的反向偏置，并不对流经晶体管的电流进行限制，发射结将发生雪崩击穿，也会造成器件损坏。:16
双极性晶体管 主要参数
作为一种模拟的器件，双极性晶体管的所有参数都会不同程度地受温度影响，特别是电流增益。据研究，温度每升高1摄氏度，大约会增加0.5%到1%。:41
双极性晶体管对电离辐射较为敏感。如果将晶体管置于电离辐射的环境中，器件将因辐射而受到损害。产生损害是因为辐射将在基极区域产生缺陷，这种缺陷将在能带中形成复合中心（）。这将造成器件中起作用的少数载流子寿命变短，进而使晶体管的性能逐渐降低。NPN型双极性晶体管由于在辐射环境中，载流子的有效复合面积更大，受到的负面影响比PNP型晶体管更显著。在一些特殊的应用场合，如核反应堆或航天器中的电子控制系统中，必须采用特殊的手段缓解电离辐射带来的负面效应。
双极性晶体管 结构
一个双极性晶体管由三个不同的掺杂半导体区域组成，它们分别是发射极区域、基极区域和集电极区域。这些区域在NPN型晶体管中分别是N型、P型和N型半导体，而在PNP型晶体管中则分别是P型、N型和P型半导体。每一个半导体区域都有一个引脚端接出，通常用字母E、B和C来表示发射极（）、基极（）和集电极（）。
基极的物理位置在发射极和集电极之间，它由轻掺杂、高电阻率的材料制成。集电极包围着基极区域，由于集电结反向偏置，电子很难从这里被注入到基极区域，这样就造成共基极电流增益约等于1，而共射极电流增益取得较大的数值。从右边的典型NPN型双极性晶体管的截面简图可以看出，集电结的面积大于发射结。此外，发射极具有相当高的掺杂浓度。:28
双极性晶体管 结构
在通常情况下，双极性晶体管的几个区域在物理性质、几何尺寸上并不对称。假设连接在电路中的晶体管位于正向放大区，如果此时将晶体管集电极和发射极在电路中的连接互换，将使晶体管离开正向放大区，进入反向工作区。晶体管的内部结构决定了它适合在正向放大区工作，所以反向工作区的共基极电流增益和共射极电流增益比晶体管位于正向放大区时小得多。这种功能上的不对称，根本上是缘于发射极和集电极的掺杂程度不同。因此，在NPN型晶体管中，尽管集电极和发射极都为N型掺杂，但是二者的电学性质和功能完全不能互换。发射极区域的掺杂程度最高，集电极区域次之，基极区域掺杂程度最低。此外，三个区域的物理尺度也有所不同，其中基极区域很薄，并且集电极面积大于发射极面积。由于双极性晶体管具有这样的物质结构，因此可以为集电结提供一个反向偏置，不过这样做的前提是这个反向偏置不能过大，以致于晶体管损坏。对发射极进行重掺杂的目的是为了增加发射极电子注入到基极区域的效率，从而实现尽量高的电流增益。:33-34
双极性晶体管 结构
在双极性晶体管的共射极接法里，施加于基极、发射极两端电压的微小变化，都会造成发射极和集电极之间的电流发生显著变化。利用这一性质，可以放大输入的电流或电压。把双极性晶体管的基极当做输入端，集电极当做输出端，可以利用戴维南定理分析这个二端口网络。:90-97利用等效的原理，可以将双极性晶体管看成是电压控制的电流源，也可以将其视为电流控制的电压源。此外，从二端口网络的左边看进去，基极处的输入阻抗减小到基极电阻的，这样就降低了对前一级电路的负载能力的要求。:113
NPN型晶体管是两种类型双极性晶体管的其中一种，由两层N型掺杂区域和介于二者之间的一层P型掺杂半导体（基极）组成。输入到基极的微小电流将被放大，产生较大的集电极-发射极电流。当NPN型晶体管基极电压高于发射极电压，并且集电极电压高于基极电压，则晶体管处于正向放大状态。在这一状态中，晶体管集电极和发射极之间存在电流。被放大的电流，是发射极注入到基极区域的电子（在基极区域为少数载流子），在电场的推动下漂移到集电极的结果。由于电子迁移率比空穴迁移率更高，:93因此现在使用的大多数双极性晶体管为NPN型。
双极性晶体管 结构
双极性晶体管的电学符号如左图，基极和发射极之间的箭头表示发射极电流方向。:64
双极性晶体管的另一种类型为PNP型，由两层P型掺杂区域和介于二者之间的一层N型掺杂半导体组成。流经基极的微小电流可以在发射极端得到放大。也就是说，当PNP型晶体管的基极电压低于发射极时，集电极电压低于基极，晶体管处于正向放大区。
在双极性晶体管电学符号中，基极和发射极之间的箭头指向电流的方向，这里的电流为电子流动的反方向。与NPN型相反，PNP型晶体管的箭头从发射极指向基极。:102
异质结双极性晶体管（）是一种改良的双极性晶体管，它具有高速工作的能力。研究发现，这种晶体管可以处理频率高达几百GHz的超高频信号，因此它适用于射频功率放大、激光驱动等对工作速度要求苛刻的应用。
双极性晶体管 结构
异质结是PN结的一种，这种结的两端由不同的半导体材料制成。在这种双极性晶体管中，发射结通常采用异质结结构，即发射极区域采用宽禁带材料，基极区域采用窄禁带材料。常见的异质结用砷化镓（GaAs）制造基极区域，用铝-镓-砷固溶体（AlxGa1-xAs）制造发射极区域。:101采用这样的异质结，双极性晶体管的注入效率可以得到提升，电流增益也可以提高幾个数量级。
采用异质结的双极性晶体管基极区域的掺杂浓度可以大幅提升，这样就可以降低基极电极的电阻，并有利于降低基极区域的宽度。:101在传统的双极性晶体管，即同质结晶体管中，发射极到基极的载流子注入效率主要是由发射极和基极的掺杂比例决定的。在这种情况下，为了得到较高的注入效率，必须对基极区域进行轻掺杂，这样就不可避免地使增大了基极电阻。
如左边的示意图中，代表空穴从基极区域到达发射极区域跨越的势差；而则代表电子从发射极区域到达基极区域跨越的势差。由于发射结具有异质结的结构，可以使，从而提高了发射极的注入效率。在基极区域里，半导体材料的组分分布不均，造成缓变的基极区域禁带宽度，其梯度为以表示。这一缓变禁带宽度，可以为少数载流子提供一个内在电场，使它们加速通过基极区域。这个漂移运动将与扩散运动产生协同作用，减少电子通过基极区域的渡越时间，从而改善双极性晶体管的高频性能。:101-102
尽管有许多不同的半导体可用来构成异质结晶体管，硅-锗异质结晶体管和铝-砷化镓异质结晶体管更常用。制造异质结晶体管的工艺为晶体外延技术，例如金属有机物气相外延（）和分子束外延。
双极性晶体管 工作区
可以根据晶体管三个终端的偏置状态，可以定义双极性晶体管几个不同的工作区。在NPN型半导体中（注意：PNP型晶体管和NPN型晶体管的电压描述恰好相反），按发射结（基极-发射极结）、集电结（基极-集电极结）的偏置情况，工作区可以分为为
反向放大区：如果把上述处于正向放大区晶体管发射结、集电结的偏置电压互换，则双极性晶体管将工作在反向放大区。在这种工作模式中，发射极和集电极区域扮演的角色与正向放大区里正好相反，但是由于晶体管集电极的掺杂浓度低于发射极，反向放大区产生的效果与正向放大区并不相同。大多数双极性晶体管的设计目标是尽可能得到最大正向放大电流增益，因此，反向放大区中的电流增益会比正向放大区中小一些（在常规的锗晶体管中大约是2-3倍）。实际上，这种工作模式几乎不被采用，但是为了防止错误接法造成器件损坏或其他危险，设计时必须予以考虑。此外，有些类型的双极性逻辑器件也会考虑反向放大区的情况。
双极性晶体管 工作区
此外，分析、设计双极性晶体管电路时，还应当注意不能超过双极性晶体管的最大集电极耗散功率。如果晶体管的工作功率小于这一数值，这些工作状态的集合称为安全工作区。如果晶体管的工作功率超过这个限度，将造成器件温度超过正常范围，器件的性能将产生较大的变化，甚至造成损坏。:35硅晶体管允许的结温度介于150摄氏度和200摄氏度之间。可以通过降低内热阻、使用散热片和引入风冷、水冷、油冷等措施来提高最大允许耗散功率。:147
实际上，上述工作区之间并没有绝对的界限，在较小电压变化（小于几百毫伏）范围内，上面提到的不同区域之间可能有一定的重叠。
双极性晶体管 工作区
左边这幅示意图，绘出了一个由两个电压源提供偏置的NPN型晶体管，图中箭头代表电流的方向（电子流动的反方向）。为了使晶体管能够在集电极和发射极之间传导较大的电流（大约1毫安的数量级），必须超过某个的最小值，使晶体管被导通，这个最小值常被称为“导通电压”。在室温下，硅双极性晶体管的导通电压通常为650毫伏左右，不过这项参数也随着晶体管的具体类型变化。偏置电压使图中下方的PN结被导通，电子能够从发射极扩散到基极。当晶体管处于放大区，基极和集电极之间的电场（源于）可以使大部分扩散到基极的电子继续通过图中上方的PN结（发射结），以漂移作用进入集电极，这样就形成了集电极电流。剩余的电子与基极区域的多数载流子（即空穴）发生复合，从而形成基极电流。可以看出，发射极电流是流经晶体管的总电流，它是基极、集电极输入电流的总和，即。:31
晶体管工作在放大区时，集电极电流与基极电流的比值被称为直流电流增益。直流电流增益的数值可以随温度变化，不过在有的电路设计中，并不需要依赖其精确值（请参见运算放大器的例子）。直流电流增益以参数表示，而交流信号增益则以表示（参见后面的h参数模型）。如果没有特别考虑在不同频率下的电流增益，即电流变化不太大的时候，常用符号来代表电流增益。:31
另外值得注意的是，发射极电流与成指数关系。在放大器，基极电流与集电极电流近似成线性关系，所以二者的变化趋势相同。
PNP型双极性晶体管的情况与NPN型晶体管类似，不过分析时应注意，其相应的电压值恰好相反。
双极性晶体管 理论模型
下面的将以NPN型双极性晶体管为例进行探讨，PNP型晶体管的原理类似。当NPN型晶体管处于正向放大区时，它的基极-发射极电压、集电极-基极电压均为正值，即发射结为正向偏置，集电结为反向偏置。在放大区内，电子从N型掺杂的发射极区域被注入到P型的基极区域。在基极，电子一方面漂移到到N型掺杂的集电极，一方面与基极区域的多数载流子空穴发生复合。
1954年，约翰·莫尔（）、朱威尔·艾伯斯（）提出了关于晶体管电流的数学模型。当晶体管处于放大区时，发射极和集电极的直流电流可以利用近似艾伯斯-莫尔模型（简称：EM模型）来描述。假设晶体管为小注入的情况，并且忽略厄利效应，那么艾伯斯-莫尔方程可以表达为:218
基极区域内部的电流主要是由于扩散作用，且
这里
如果需要研究晶体管在任意工作区时，流经晶体管三个区域的电流，可以利用下面的严格艾伯斯-莫尔方程来求解。下列方程基于双极性晶体管的输运模型。
这里
双极性晶体管 理论模型
在理想的双极性晶体管共射极接法中，如果晶体管工作在放大区，那么集电极电流不随集电极-发射极电压改变，即曲线斜率为0（请参见双极性晶体管的输出特性曲线）。然而，实际情况是，会随着的增加而增加，这种现象是由于厄利效应（或称为基极区域宽度调制效应）。:116根据研究，电流增益也随变化。可以根据下面的公式对上述效应进行计算:317
这里
古梅尔-潘模型是一种详细描述双极性晶体管动力学的电荷控制模型，:827-852借助这个模型，可以比通常的基于终端（）模型更为详细地探究晶体管的内部动力原理。该模型还指出，晶体管的参数与流经晶体管的直流电流有关，而该参数在艾伯斯-莫尔模型中曾被认为是与电流无关。:509
古梅尔-潘模型包含的参数相当多，它的直流模型包括多达18个参数，并且参数之间常常具有非线性的关系，因此研究中常常需要借助计算机。:228
混合模型是小信号情况下对双极性晶体管的线性二端口网络近似，这个模型考虑了晶体管中发射结、集电结的结电容在相对高频情况下的影响，它使用小信号基极-发射极电压和集电极-发射极电压作为自变量，小信号基极电流和集电极电流作为因变量。:13.5, 13.19
双极性晶体管 理论模型
右图所示为双极性晶体管的一个基本的低频混合模型示意图，在图中
这里
为晶体管的静态集电极电流（也被称为集电极偏置或直流集电极电流）
为热电压，它通过波尔兹曼常数、基本电荷以及晶体管的温度（以开尔文为单位）求得。
这里
为低频电流增益（通常以表示。这里，为静态基极电流。每个晶体管都有对应的，它与集电极电流大小有关。这项参数可以在数据手册中查阅。
在低频小信号的情况里，还可以用参数模型来分析双极性晶体管电路，它也是将晶体管看做一个二端口网络。该模型以输入电流和输出电压为自变量，从而得出等效电路模型。:96利用这种方法，可以较容易地分析双极性晶体管在电路中的行为。在右图中，符号代表不同的晶体管引脚，需要根据晶体管不同的接法来确定。对于共射极接法，
对应的一组h参数为
参数模型中采用小写字母下标的电学量表示它们为交流的，这意味着模型完全可以用来分析双极性晶体管在较高频率时的性质。对于直流的情况，则采用大写字母来标示这些参数。
双极性晶体管 参考文献
引用
書目
施敏; 伍國珏; 譯者：張鼎張、劉柏村. . 臺灣: 國立交通大學. 2008-08-01 [2008]. ISBN 978-986-843-951-1 （中文）.  引文使用过时参数coauthors (帮助)（繁體中文）
施敏; 伍國珏; 譯者：張鼎張、劉柏村. . 臺灣: 國立交通大學. 2009-04-14 [2009]. ISBN 978-986-843-954-2 （中文）.  引文使用过时参数coauthors (帮助)（繁體中文）
邏輯閘
邏輯閘或邏輯門是集成電路的基本概念組件。简单邏輯閘可由晶体管组成。這些晶體管的組合可以使代表兩種信號的高低电平在通过它们之后产生高电平或者低电平的信号。高、低电平可以分别代表邏輯上的“真”（T；true）與“假”（F；false）或二进制的1和0，从而实现邏輯运算。常见的邏輯閘包括與閘，或閘，非閘，異或閘（也稱互斥或）。
邏輯閘是組成數字系統的基本結構，通常组合使用運算更複雜的邏輯。一些廠商通過組合邏輯閘生產實用、小型、集成的產品，如可程式邏輯裝置。
邏輯閘 符號表
常用的邏輯閘有兩種常用表示法，皆由ANSI（美國國家標準協會）／IEEE（電機電子工程師學會）Std 91-1984跟作為其補充的ANSI／IEEE Std 91a-1991。 「特殊形狀符號」是用過去電路簡圖為基礎以及50年代、60年代MIL-STD-806作衍生；有時也描述成「軍事」，而這個也反映了它的起源。「IEC矩形國標符號」是以ANSI Y32.14跟一些早期工業用的符號為基礎，再重新由IEEE跟IEC（國際電工委員會）做微調而成；在每個符號中皆可以發現有矩形的外框圍著所代表的字，且相較於舊的表示法，他可以涵蓋更多的邏輯閘。ICE的標準也被轉換成其他表示法，像是歐洲的EN（歐洲標準委員會）60617-12:1999、英國的BS（由英國標準學會制定） EN 60617-12:1999跟德國的DIN EN 60617-12:1998。
IEEE Std 91-1984跟IEC 60617-12的共同目標是提供一套有系統符號來描述複雜的邏輯功能跟數位電路。這些邏輯的功能相較於AND閘和OR閘更加的複雜，例如中等大小的4位元計數器或大型的微處理器。
邏輯閘 符號表
IEC 617-12以及接替他的IEC 60617-12沒有很明確的標示出「特殊形狀符號」，但是不可能不使用他們。然而在ANSI／IEEE 91和ANSI／IEEE 91a有提到：「根據IEC刊物第617期的第12部分指出特殊形狀符號不會優先使用，但也沒有和特殊形狀符號有衝突」。IEC 60617-12則包含了相應說明（在第2.1節）：「即使非優先使用，使用其他由國家標準認可的符號－特殊形狀符號，不應被認為和這個標準有衝突。在使用其他特殊形狀符號，以形成複數符號（例如使用如嵌入的符號）不應鼓勵」。這項妥協方案使IEEE跟IEC協會遵守各自的標準。
第三種表示法較廣泛用在歐洲，尤其是歐洲的學術界；可參見"DIN 40700"的德文版條目。
在1980年代，示意圖成為主要的方式用來設計印刷電路板以及客製化IC（例如邏輯陣列）。而現在，客製化IC和現場可程式邏輯閘陣列（field-programmable gate array）通常用Verilog或VHDL等硬體描述語言（Hardware Description Language；HDL）來設計。
邏輯閘 通用邏輯閘
查爾斯·桑德斯·皮爾士（1880–81冬）指出NOR閘可單獨使用（或者NAND閘也可以）來產生其他邏輯閘的所有功能，不過他這個研究一直到1933年才發表。1913年，Henry M. Sheffer第一個發表NAND閘可以做出全部功能的證明，也因此NAND閘的邏輯運算有時候也稱為謝費爾豎線（Sheffer stroke）；NOR閘有時叫Peirce's arrow。所以這些閘有時候叫做通用邏輯閘
叶适
叶适（1150年—1223年），字正则，号水心，温州永嘉人（今属浙江）。祖籍龍泉，後遷瑞安。南宋政治人物、學者。謚文定。
叶适 生平
淳熙五年（1178年）進士第二。宋光宗紹熙五年（1194年），叶适与趙汝愚、趙彥逾等大臣在太皇太后支持下，迫光宗禪位予其子宋寧宗，史稱绍熙内禅。
官至權工部侍郎、吏部侍郎兼直學士院。与徐照、徐玑、赵师秀、翁卷等永嘉四靈學者友善，是南宋永嘉学派代表人物，与朱熹、陆九渊齐名。主要著作有《习学记言》、《水心先生文集》29卷、《别集》16卷。
叶适 思想
爱国主义、實用主义和反理学是叶适主要特点。他反对当时的“和议”，在韩侂胄伐金战败时，以宝谟阁待制知建康府兼沿江制置使，捍卫江防。他讲究“功利之学”，认为“既无功利，则道义者乃无用之虚语”、“古之人未有不善理财而为圣君贤臣者也”。他反对当时性理空谈，對于理学家所崇拜的人物如曾子、子思、孟子等进行了大胆的批判，认定《十翼》非孔子作，指出理学家糅合儒、佛、道三家思想提出“无极”、“太极”等学说的谬论。
他发出重商的言论，主张“通商惠工，以国家之力扶持商贾，流通货币”，反对传统的“重本抑末”即只重农业、轻视工商的政策。他强调“道”存在于事物本身之中，“物之所在，道则在焉”。他提倡对事物作实际考察：“夫欲折衷天下之理，必尽考详天下之事物而后不谬”。
叶适 思想
在《法度总论》中，他劝说皇帝应该以史为鉴，不应全凭惯例治理国家，亦不应刚愎自用。“出於一人之智虑不合於天下之心，则其谋愈谬，而政愈疏矣。”
其主张“必尽知天下之害，而后能尽知天下之利”，全祖望《宋元學案‧水心學案上》曰：「水心較止齋又稍晚出，其學始同而終異。永嘉功利之說，至水心始一洗之。然水心天資高，放言砭古人多過情，其自曾子、子思而下皆不免，不僅如象山之詆伊川也。要亦有卓然不經人道者，未可以方隅之見棄之。乾、淳諸老既歿，學術之會，總為朱，陸二派，而水心齗齗其閒，遂稱鼎足。」有史学家认为他是南宋最后一位著名哲学家。
叶适 延伸阅读
[在维基数据编辑]
《宋史/卷434》，出自脱脱《宋史》
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一橋大學
一橋大學（日语：／ Hitotsubashi Daigaku */?、英語：）是位于日本東京都的一所国立大学，主校區位於国立市並在小平市与千代田区設有校區。其前身為1875年由森有禮及福澤諭吉創立的商法講習所，為日本首間商学院，1920年改為舊制東京商科大學，1949年改為新制大學並易名「一橋」，1962年在日本法律上改名为一桥大学。 被譽為“亞洲的哈佛” ，文科專業堪比東大，是響當當的名校。
一橋作為專攻人文社會科學的小型大學，畢業生多任職於企業、金融商管界及政治司法行政領域。一橋是歷史最悠久的旧三商大，在日本具有较大的影响力，至今一直被視為日本菁英商管人才的搖籃。培养了多位日本政府高级官僚，其中包括前内阁总理大臣大平正芳。
一橋大學 历史
一橋大學前身為1875年於東京銀座創立的商法講習所，創始人為明治六大教育家之森有禮及福澤諭吉二人。森有禮曾在幕末時代於倫敦大學學院學習，並在之後成為日本早期的駐美大使而於華盛頓特區居住過，發現於英美兩國，企業家皆不遜於政治家及官僚而活躍著，同時作為國家獨立的要件乃是經濟的富強，因此深感培育日本國內經濟及商務人才乃刻不容緩，因此成為創立商法講習所的開端。
1920年改制為東京商科大學，作為日本第一所國立單科大學而專門於商學領域中耕耘。1949年改為新制大學並易名「一橋」，1962年在日本法律上改名为一桥大学。2004年改为国立大学法人。2019年獲選為日本政府认证的頂尖大學指定國立大學法人。2021年成為首個获得美国國際商管學院促進協會资格认证的日本公立大學。
目前的大學名稱“一桥大学”是由學生投票所決定，校長人選是由學生投票進行最後確認，所以有著「重視學生自由的校風」，現在校長與副校長人選也是以學生的參考投票為基準。
一橋大學 历史
一橋大學由於相當重視少人數教育的優勢，因此大學的人數規模一直偏小。每學年學部的總入學人數總計大約1000人，稱得上是小型大學，同時對應起來，自1875年大學設立以來，總計畢業生也大約是七萬人的程度而已。目前大學部有4000多人，一個年級（包含所有科系）大約只有950人左右。跟現在的人數先比，至1980年代以前的學生人數更加稀少，如二戰前，加上大學預科及附屬專門學校及教員養成所等附屬教學機構，整個學園全體已只不過是2400人的程度而已。戰後，相較於其他國立大學文科學部的入學人數由於團塊世代而大幅增長的入學人數，雖也增長了入學人數，但也僅是一學年總計1000人的程度。
自創校以來，就一直有著育成產業界領導者的建學理念。為了培養產業界的領導者，畢業生抱持著「要與以培育官僚為目的的舊帝國大學不同」的信念，事實上使用19世紀英國學者湯瑪斯·卡萊爾的著作《Past and present》中的一句话作為一橋大學的校訓，即“业界领袖”「Captains of Industry」。
一橋大學 学术
一橋大學的少人數教育制度之中，以完善的研討會制度最為有名。研討會制度即使在嬰兒潮時代，仍繼續維持一名教員指導十人左右的學生的規模，至今也是如此。一橋大學相當重視少人數研討會於教育上的優點，並依此循序漸進規劃自基礎到專門知識的菁英教育課程，並在學術指導以外，同時發揮全人格的指導。學生在大三、大四期間，將課程重心全部放在研討會中，接受同一教授的指導，並與同會的同學參與課外的休閒、合宿等等，大多也在畢業後仍持續維持密切的聯繫。
戰前作為東京商科大學而且是單科大學，因此各學部之間就沒有什麼隔閡。一般授課方面，原則上都能修習其他學部的課程，同時還有提供其他學部的專修學程或是副專修學程，另外還有門檻較低的轉學部制度。研討會方面也是，能夠採用副研討會制度（）來參與其他學部的研討會。
一橋大學自戰前便聘請許多外籍教師至今，現在每年超過500名留學生就讀。而文部科學省也將一橋大學列為「大學國際戰略本部強化事業校」，同時也是歐盟指定的歐盟高度教育研究機構的指定學校(EU Studies Institute in Tokyo)。
一橋大學 学术
除此之外還有英語或德語授課的一環，前往美國史丹佛大學的短期語言研修計畫、加州大學戴維斯分校的附屬外語學校等，利用暑假前往研修，皆有校方基金補助。另外還有中國北京大學、澳洲蒙納許大學、韓國西江大學、西班牙企業的研修計畫。
學業優秀學生獎學金制度以學部在學生及畢業生，不限定家庭經濟狀況，凡是成績優秀者，一年能夠得到96萬元日圓的獎學金。除此之外由於經濟狀況而無法負擔學費的學生，也具有相當的全額或是部分減免的學費減免制度。
一橋大學作為文科大學，藉由「三大學聯合」的協定，除了能在東京科學大學、東京外國語大學等修習醫學、理工科學、外文的課程並取得學分，還可能同入學籍、或是取得雙學位，同時還有校際跨領域學程。另外藉由「多摩地區大學協定」，還能修習東京農工大學及東京學藝大學的農學及教育學學分，也與御茶水女子大學有學分互換制度。
一橋大學 国际合作
留學制度方面，一橋大學則與世界眾多大學簽訂協定，擁有「一橋大學海外派遣留學制度」及「國際領導者育成海外留學制度」等交換留學推薦及支援制度。「國際領導者育成海外留學制度」(グローバルリーダー育成海外留学制度)乃是藉由校內的選考，派遣前往英國劍橋大學、牛津大學、倫敦政經學院以及美國哈佛大學，進行交換留學並提供豐厚的獎學金生活補助。「一橋大學海外派遣留學制度」則是由一橋大學校友會「如水會」及諸多畢業生創立的企業等等，全額補助學費、旅費、生活費等，每年提供超過40名學生前往留學。
一橋大學 声誉
2023年一桥大学在约700所日本大学中，70后和80后毕业生的年薪平均值和增长率都排名第一。一橋大學名列日本頂尖大學集團「舊帝一工神」、「東京一工」之一，入學難度於日本排名前二以內，與东京大学部分专业和京都大學相近。
一橋大學為日本頂尖商業人才的搖籃，於就業方面具有壓倒性的優勢。同時一橋大學以少人數的精英教育聞名，不以人數計而以比率計算的話則在就業率、國家考試通過率等於日本名列前茅，例如日本司法考試，一橋大學曾多年皆排名日本第一。就職方面則多年蟬聯週刊鑽石社的「就職有力大學排行榜」的冠軍，並以相對稀少的畢業人數卻於全世界CEO出身大學排行榜位居全球43名。根據「大學圖鑑2007」（小畠和幸等著，鑽石社出版），『在商社、金融業有著壓倒性的強勢。慶應義塾大學的學生也嘆說：如果是他們（一橋）的話我們就絕對贏不了了』。
张淑仪
张淑仪（1935年12月—），浙江温州人，中国声学家，长期从事超声物理和光声科学研究。
张淑仪 生平
曾任南京大学声学研究所所长，中国声学学会副理事长，南京大学电子科学与工程系教授、博士生导师。1991年当选为中国科学院院士(学部委员)。
英國歷史
英國歷史即聯合王國历史（英語：），其發展以英格蘭王國為核心，逐次併入威爾斯公國、蘇格蘭王國和愛爾蘭王國。目前聯合王國的領土包含英格蘭、威爾斯、蘇格蘭和北愛爾蘭。
1535年，英格蘭王國以《聯合法案公章》合併威爾斯公國成为英格兰和威尔士，再以《1707年聯合法案》合併蘇格蘭王國成為大不列顛王國，再以《1800年聯合法案》合併愛爾蘭王國成為大不列顛與愛爾蘭聯合王國。1922年，愛爾蘭自由邦（今為愛爾蘭共和國）脫離聯合王國，但北愛爾蘭留下。1927年，英國國名正式改為今日的名稱（愛爾蘭字樣改為北愛爾蘭）。
英國歷史 征服與合併
中世紀時候，威爾斯由許多地方公國分別統治，幾乎沒統一過。當英格蘭受到諾曼人侵入時，威爾斯人也南進接鄰英格蘭的邊界地區，在當地和威爾斯東部建立一些貴族統治。威爾斯北部和西部則逐漸統一在罗埃林大王等人之下。
1282年，英格蘭王愛德華一世征服最後一個威爾斯北部和西部的威爾斯公國，兩年後以《羅德蘭法令》（Statute of Rhuddlan）確立自己在該地區的統治。1301年2月7日，他為了平息當地威爾斯人，冊封其出生於威爾斯的兒子為威爾斯親王（後來繼任為愛德華二世）。此一將威爾斯親王頭銜封給英國君主長子的傳統，至今持續實行。英王室直接統治這塊地區，故稱之威爾斯公國（1284年—1536年）。該公國之外的威爾斯東部和南部地區，仍然不受英王管轄。
1535年，《聯合法案》完成英格蘭和威爾斯的統一，劃分後者為13個郡，並規定英格蘭法律通行全威爾斯，英文為其官方語言。大部分威爾斯人因此無法擔任政府公職，但可以派代表參與英國國會。
英國歷史 征服與合併
蘇格蘭原是獨立王國，不受南方鄰居英格蘭統治。蘇格蘭氣候較惡劣，相對貧窮。蘇格蘭和法國的「老同盟」關係，向來使英格蘭相當緊張，企圖離間蘇格蘭和天主教法國。蘇格蘭宗教改革派利用此一天主教新舊教派的矛盾，迫使舊教的蘇格蘭女王瑪麗一世於1567年退位，逃亡至英格蘭，最终于1587年2月8日被當時的英王伊莉莎白一世处死。詹姆士六世幼年繼位，由新教的大臣攝政至1583年。
1603年，蘇格蘭詹姆士六世繼承伊莉莎白一世，成為英格蘭王詹姆士一世，開始斯圖亞特王朝，但兩王國分立且各有議會。往後100餘年中，雙方在宗教和政治的差異仍大，時有對立競爭衝突，共通的王室也無法阻止。
1625年，查理一世繼位。他以君權神授說擴大王權，與議會氣氛緊張，進而發生戰爭。這場英國內戰從1642年開始，至1649年以國王被處死為結束，國家進入英格兰联邦時期（1649年－1653年），克倫威爾成為护国公。新政權未得到廣泛支持。克倫威爾死後，其子理查·克伦威尔受到軍官和人民逼迫，重新召開父親解散的議會。1659年，議會宣佈君主制復辟。1660年，查理二世登基。
英國歷史 征服與合併
1702年，安妮女王繼位，希望更緊密結合蘇格蘭。1706年，她公布聯合法案草案，認真協商合併。但蘇格蘭內部激烈辯論，某些地區還相當排斥。反對者認為草案缺少利益方面的協議，必然會失敗。蘇格蘭議會最後決議接受，主因是它已接近破產。
安妮女王批准《1707年聯合法案》，廢止雙方王國和議會，取代為“大不列顛聯合王國”和“大不列顛議會”，自己是首位大不列顛君王。議會設在倫敦西敏寺，內有45名蘇格蘭議員。兩地從此可以自由貿易，但原有的制度習俗依然維持、法律仍舊分開、貨幣各自發行、蘇格蘭教會與英格蘭教會也同時保留。該法案並計畫改名兩地為“北不列顛”、“南不列顛”，但由於無人使用而很快取消。
2012年10月15日，英國首相卡梅倫和苏格兰首席部長薩蒙德簽訂協議，苏格兰在2014年秋季就是否獨立進行全民公投。2014年9月18日苏格兰举行独立公投。最终投票结果是55%反对独立，45%支持独立，苏格兰继续留在英国。
英國歷史 征服與合併
英格蘭王亨利二世展開對愛爾蘭的征服，起因是諾曼人在愛爾蘭取得根據地。他們並非英格蘭人，也不聽從英格蘭王命令。諾曼人理查·費茲吉伯特·克雷是威爾斯男爵，外號「強弓手」。他協助一位被驅逐的愛爾蘭國王迪阿爾木德·麥克姆洛（Diarmuid MacMorrough）奪回其蘭斯特王國。1170年，他佔領都柏林。
亨利二世擔心「強弓手」勢力太大，就在1171年領軍攻打愛爾蘭，征服都柏林和附近地區，建成「愛爾蘭領地」，交由其四子約翰統治。1199年，約翰繼承其兄理查一世死後的王位，稱號不變。他在都柏林設立議會，但只對「佩爾」地區有律法權，自己掌控的地區也相當窄小。愛爾蘭領地從此由英王直接統治。
1541年，愛爾蘭議會決議建成愛爾蘭王國（1541年—1800年），以亨利八世為統治者。但亨利八世想得到超越議會的權力，所以拒絕這頭銜，隔年再自稱為愛爾蘭國王。兩邊的王位從此結合，類似1603年英格蘭和蘇格蘭的情形。16世紀另一現象是英格蘭大力開發殖民地，其影響力遂更加深入愛爾蘭。雙方終於在1800年合併，但愛爾蘭自由邦於1922年獨立，北愛爾蘭則留下。
英國歷史 聯合王國與大英國協
19世紀中期以後，“聯合王國”由於勢力衰退和民族主義興盛（尤其印度和埃及），逐漸放鬆對殖民地的控制。1867年－1910年間，聯合王國給予澳大利亞、加拿大、紐西蘭“自治領”的地位，相互仍有緊密關係。1920年代，英國開始考慮讓殖民地自主。1931年，《西敏寺法令》通過，大英國協正式成立，前三者成為創始會員國，大英帝國正式瓦解。
1947年，印度和巴基斯坦獨立，其餘殖民地紛紛跟隨，幾乎都成功獨立，並成為大英國協的會員國。仍有13個殖民地，包括百慕達、直布羅陀，福克蘭群島，選擇不獨立而成為英國海外領地。
英國歷史 二战后和今天
第二次世界大戰後，英國工黨迅速崛起，在歷次大選均取得佳績，於1945至1951年、1964至1970年及1974至1979年長期執政。期間工黨政府推動大力為公用事業和主要工業國有化，並設立國民保健署，推動免費醫療及教育，使英國逐漸走上福利國家的道路。保守黨最初反對這種方針，但不久以後卻又受到所有政黨支持，並為歷屆政府所沿襲，因此產生所謂的「戰後共識」。「戰後共識」的時代一直至戴卓爾夫人在1970年代成為保守黨黨魁才走上終結。
英國歷史 二战后和今天
1979年英國大選，戴卓爾夫人上台後，開始推動部分企業私有化，为了使英國经济恢复活力，摆脱“英国病”的困扰，她抛弃二战之后的所谓“共识政治”与凯恩斯主义政策，政府對经济活動的干預减少，大多数国营事业私有化，劳动力市場也变得更具彈性，在財政上採用貨幣主義政策，英国经济最终走出长期“滞胀”的局面。自1981年以后，其年实际增长率达3%以上，在當時是仅次于日本的主要西方发达国家。在社会文化领域，撒切尔夫人则致力于抨击福利制度所衍生的“不劳而获”思想，颂扬传统的中产阶级道德，鼓吹通过努力工作以创造财富，而非追求财富的再分配。然而戴卓爾夫人的政策也使得英国社会出現分裂，尤其是财政紧缩与产业转型，对于英国的传统产业造成巨大的冲击，導致大批工人失業。
1997年英國大選，英国工党成為执政党，結束保守黨18年的執政，取得執政權。其领袖托尼·布萊爾成為新任首相，他是英國185年來最年輕的首相。連任三屆後，2007年5月11日，執政十年的布萊爾在其選區宣布辭任首相並推薦英國財政大臣戈登·布朗接任，布朗於6月17日正式就任首相。
英國歷史 二战后和今天
2010年英國大選，選舉結果，出現自1974年2月以來首個懸峙國會，最後保守黨與自民黨達成協議，組建65年首個和平時期的聯合政府。保守黨黨魁大衛·卡梅倫出任首相，自民黨黨魁尼克·克萊格出任副首相。卡梅倫成為英國200年來最年輕的首相，比布萊爾當選時更年輕5個月。
2013年2月5日，英國議會舉行投票以壓倒優勢通過同性戀合法化法案。英國首相卡梅倫帶頭支持的這項法案，一直受到執政保守黨黨內部分議員的強烈反對。在下院舉行的首次投票中，這項法案以400票支持，175票反對獲得通過。絕大多數支持票來自左翼的工黨和自民黨議員，卡梅倫領導的保守黨中，有約一半議員投了反對票或者棄權票。有議員更批評卡梅倫為討民心，不惜犧牲保守黨核心價值，恐令卡梅倫黨魁地位再受動搖。
2013年5月21日，英國下議院以366票支持，161票反對，三讀通過在英格蘭和威爾士承認同性婚姻。有關法案使保守黨內部出現嚴重分歧。聯合政府另一政黨自民黨和在野工黨領袖均表示支持法案。法案下一步將移交上議院辯論，首相卡梅倫希望能盡快為同性婚姻立法。卡梅倫決意推動法案，但面對黨內的反對。反對法案的包括保守黨高官威爾士大臣戴維·瓊斯和環境大臣奧文·佩特森，還有10名初級官員，倒戈的保守黨員共133人。
2016年6月23日，英国举行脱欧公投，结果显示51.89%投票支持脱欧。随后英国国会推出《退出欧盟法案》（European Union (Withdrawal) Act 2018），计划于2019年3月29日正式退出欧盟。经过长达数年的波折，欧洲议会于2020年1月29日通过《英国脱欧协议》，正式宣布英国脱欧。
2022年9月8日，统治英国长达70年的女王伊丽莎白二世去世，享年96岁。其子查尔斯三世继位。
施立明
施立明（1939年12月18日—1994年5月22日），男，温州乐清人，中国遗传学家，中国分子进化生物学先驱，长期致力于染色体结构、细胞分类学、细胞遗传学、遗传毒理学、辐射细胞遗传学等研究。并主持建立了具有中国资源特色的野生动物细胞库。曾担任中国科学院昆明动物研究所所长，细胞与分子进化开放研究实验室主任，中国遗传学会副秘书长等职。
施立明 生平
1991年当选为中国科学院院士（学部委员）。
李启虎
李启虎（1939年—），浙江省温州市人。水声信号处理和声呐设计专家，长期从事信号处理理论和声纳设计、研制工作。
李启虎 生平
1985年撰写的《声纳信号处理引论》为中国声纳领域的第一本专著，1997年当选为中国科学院院士。1997年6月-2001年9月任中国科学院声学所所长。
陈式刚
陈式刚（1935年—），浙江温州人，中国理论物理学家，长期从事基础理论研究和核武器理论研究与设计。
陈式刚 生平
他先后培养了17位博士，现担任北京应用物理与计算数学研究所研究员。2001年当选为中国科学院院士。
交互设计
交互设计，又称設計（英語：，缩写IxD或者IaD），是指“设计交互式数字产品、环境、系统和服务的活动”。除了数字领域，交互设计在非数字领域也得到应用，比如探索用户和产品的交互方面。交互设计通常涵盖以下几个方面：设计、人机交互、資訊架構和软件开发。交互设计在于定义人造物的行为方式（the "interaction"，即人工制品在特定场景下的反应方式）相关的界面。
交互设计师首先进行用户研究相关领域，以及潜在用户，设计人造物的行为，并从有用性，可用性和情感因素（usefulness, usability and emotional）等方面来评估设计质量。
交互设计 历史
比爾·摩格理吉在20世纪80年代后期提出了交互设计的概念。初始名为"SoftFace"，后改名为交互设计。
在1989年，Gillian Crampton-Smith在伦敦的皇家艺术学院，创建了交互设计的硕士学位教育（初始名为“计算机相关的设计”，后改名为"交互设计"）。2001年，她在Ivrea创建了交互设计研究所，专门从事交互设计的研究和教育。目前，全球众多的教育机构已经开展交互设计的教育。
交互设计 交互设计解决的问题和目前发展状况
交互设计在任何的人工物的设计和制作过程中，都是不可以避免的，区别只在于显意识和无意识。然而，随着产品和用户体验日趋复杂、功能增多，新的人工物不断涌现，给用户造成的认知摩擦日益加剧的情况下，人们对交互设计的需求变得愈来愈显性，从而触发其作为单独的设计学科在理论和实践的呼声变得愈发迫切。
然而，由于交互设计的研究者和实践者来自不同领域，而且这个领域本身尚在创建阶段，因此人们往往对某些问题尚未达成共识，甚至对类似和相同的问题本身的理解以及解决方式也可能有不同方案，且相互矛盾。比如交互设计的基本元素包含什么，现在也还在讨论中。
交互设计 交互设计解决的问题和目前发展状况
但是人们依然形成了一些不相互否认的共识，比如，交互设计是设计人和物的对话(dialog)，而交互设计研究和实践的本质可能是隐藏于这个对话中的。交互设计的目的包括，有用性，易用性和吸引性的设计和改善。在這邊對話(dialog)指的是互動，人們操作給予機器傳遞訊息後，機器回饋給人的形式與資訊。
特别是进入数字时代，多媒体让交互设计的研究显得更加多元化，多学科各角度的剖析让交互设计理论的显得更加丰富。现在基于交互设计的产品已经越来越多的投入市场，而很多新的产品也大量的吸收了交互设计的理论。
交互设计 相关领域
平面設計、產品設計、藝術設計、工業設計等。
用户界面是交互设计的结果的自然体现，但是不能说交互设计就是用户界面设计。交互设计的出发点在于研究人在和物交流（dialog）时候，人的心理模式和行为模式，并在此研究基础上，设计人工物的可提供的交互方式，来满足人对使用人工物的三个层次的需求（usefulness, usability and emotionality）。从这个角度看来，交互设计是设计方法，而界面设计是交互设计的自然结果。同时界面设计不一定由显意识交互设计驱动，然而界面设计必然自然包含交互设计（人和物是如何进行交流的）
需要指出：交互性不限于技术相关的系统。人和人之间天然是需要交互的。因此，交互设计可以应用到和人相关的各种活动中，比如服务。这类交互的设计者，会以不同的名目用到交互设计的方法和原则。
交互设计 相关领域
在没有提出交互设计和体验设计以前，产品设计总是将交互设计以某种方式交给相关人员去实施。从这个意义上而言，产品的设计从来就包含交互设计来满足人们的使用需求；然而，当人们意识到简单的界面规划不能满足人的使用需求的时候，交互设计开始作为一个独立的设计阶段出现。并且有研究者和实践者提出，交互设计需要在制定初步产品的策略之后技术设计以前实施，这样可以避免低效的交互给产品的开发和发布造成过多的损失。
交互设计 交互设计的一般步骤
一般而言，交互设计师都遵循类似的步骤进行设计，为特定的设计问题提供某个解决方案（注意，没有绝对正确的方案）。设计流程的关键是快速迭代，换言之，建立快速原型，通过用户测试改进设计方案。
如下是交互设计步骤的要点：
交互式设计师需要参与方案的实现，以确保方案实现是严格忠于原来的设计的；同时，也要准备进行必要的方案修改，以确保修改不伤害原有设计的完整概念。
系统实现完毕的测试阶段，可能通过用户测试发现设计的缺陷；设计师需要根据情况对方案进行合理的修改。
交互设计 交互设计的原则
认知心理学为交互设计提供基础的设计原则。这些原则包括心智模型（mental model），感知/现实映射原理（mapping），比喻（metaphor）以及可操作暗示（affordance）。这些原则大都在The Design of Everyday Things中被提及。
交互设计 可以应用交互设计的领域
交互设计师通常在如下领域活动：软件界面设计、信息系统设计、网络设计、产品设计、环境设计、服务设计以及综合性的系统设计。上述领域各自需要自身的设计特征同时，也会用到通用的交互设计的原则和实践。
交互设计 交互设计和其他产品相关活动的关系
交互设计师通常需要参与到团队中不同的活动中，比如图形设计、程序设计、用户心理、用户测试，产品设计等等。因此，交互设计师需要对上述领域有相当理解，以便于和不同领域专家开展合作。
交互设计 人际交互设计
由于联网设备的普及催生了人际交互设计(Social interaction design, SxD)。人际交互设计关注人之间的交互以及人和设备直接的交互。人际交互的关键要素诸如:人际交流，口头交流，书面交流，交谈的语用学等等。这些相关要素已经不能完全用认知科学的原理进行描述，为此，需要引入社会学、心理学和人类学来作为设计师设计的支撑。
交互设计 参考资料
Stephanie Houde & Charles Hill, "What Do Prototypes Prototype?" in Handbook of Human-Computer Interaction (2nd ed.), M. Helander, T. Landauer, and P. Prabhu (eds.), Elsevier Science B. V, 1997.
可用性
可用性（英文：Availability）是和易用性（英文：Usability）不同的两个概念。
在电信和可靠性理论中，可用性是指：
例如，一个一周里（168小时）有100小时可用的单元的可用性为100/168。可用性的值通常用小数来表示（如0.9998）。在高可用性的应用中，使用一个被称为几个九的度量，对应小数点后9的个数。在这个系统中，“五个九”相当于0.99999（或者99.999%）的可用性。
可用性 例子
如果使用设备的MTBF（平均故障間隔）为81.5年，MDT(平均修復時間)为1小时：
MTBF in hours = 81.5*365*24=713940
Availability= MTBF/(MTBF+MDT) = 713940/713941 =99.999859%
Unavailability = 0.000141%
每年每设备的当机时间以小时计为：
U=0.01235 小时每年。
卷积
在泛函分析中，捲積（convolution），或译为疊積、積或旋積，是透過两个函数和生成第三个函数的一种数学算子，表徵函数与经过翻转和平移的的乘積函數所圍成的曲邊梯形的面積。如果将参加卷积的一个函数看作区间的指示函数，卷积还可以被看作是“滑動平均”的推廣。
卷积 定义
卷积是数学分析中一种重要的运算。设：和是实数上的两个可积函数，定义二者的卷积为如下特定形式的积分变换：
仍为可积函数，并且有着：
函数和，如果只支撑在之上，则积分界限可以截断为：
对于
对于两个得出复数值的多元实变函数，可以定义二者的卷积为如下形式的多重积分：
卷积有一个通用的工程上的符号约定：
它必须被谨慎解释以避免混淆。例如：等价于，而却实际上等价于。
卷积 历史
卷积运算的最早使用出现在达朗贝尔于1754年出版的《宇宙体系的几个要点研究》中对泰勒定理的推导之中。还有西尔维斯特·拉克鲁瓦，将类型的表达式，用在他的1797年–1800年出版的著作《微分与级数论文》中。此后不久，卷积运算出现在皮埃尔-西蒙·拉普拉斯、约瑟夫·傅里叶和西梅翁·泊松等人的著作中。这个运算以前有时叫做“Faltung”（德语中的折叠）、合成乘积、叠加积分或卡森积分。
“卷积”这个术语早在1903年就出现了，然而其定义在早期使用中是相当生僻的，直到1950年代或1960年代之前都未曾广泛使用。
卷积 简介
如果和都是在Lp 空间内的勒贝格可积函数，则二者的卷积存在，并且在这种情况下也是可积的。这是托內利定理的结论。对于在中的函数在离散卷积下，或更一般的对于在任何群的上的卷积，这也是成立的。同样的，如果而，这里的，则，并且其Lp 范数间有着不等式：
在的特殊情况下，这显示出是在卷积下的巴拿赫代数（并且如果和几乎处处非负则两边间等式成立）。
卷积与傅里叶变换有着密切的关系。例如两函数的傅里叶变换的乘积等于它们卷积后的傅里叶变换，利用此一性質，能簡化傅里叶分析中的许多问题。
由卷积得到的函数，一般要比和都光滑。特别当为具有紧支集的光滑函数，为局部可积时，它们的卷积也是光滑函数。利用这一性质，对于任意的可积函数，都可以简单地构造出一列逼近于的光滑函数列，这种方法称为函数的光滑化或正则化。
卷积 简介
函数和的互相关，等价于的共轭复数与的卷积：
这里的叫做移位（displacement）或滞后（lag）。
对于單位脈衝函数和某个函数，二者得到的捲積就是本身，此被稱為衝激響應：
在连续时间线性非时变系统中，输出信号被描述为输入信号与冲激响应的卷积：
两个独立的随机变量和，每个都有一个概率密度函数，二者之和的概率密度，是它们单独的密度函数的卷积：
卷积 周期卷积
两个周期的函数和的“周期卷积”定义为：
这里的是任意参数。
任何可积分函数，都可以通过求函数的所有整数倍的平移的总和，从而制作出具有周期的周期函数 ，这叫做周期求和：
对于无周期函数与，其周期的周期求和分别是与，与的周期卷积，可以定义为与的常规卷积，或与的常规卷积，二者都等价于与的周期积分：
圆周卷积是周期卷积的特殊情况，其中函数和二者的非零部份，都限定在区间之内，此时的周期求和称为“周期延拓”。中函数可以通过取非负余数的模除运算表达为“圆周函数”：
而积分的界限可以缩简至函数的长度范围：
卷积 离散卷积
对于定义在整數上且得出复数值的函数和，离散卷积定义为：
這裡一樣把函數定義域以外的值當成零，所以可以擴展函數到所有整數上（如果本來不是的話）。两个有限序列的卷积的定义，是将这些序列扩展成在整数集合上有限支撑的函数。在这些序列是两个多项式的系数之时，这两个多项式的普通乘积的系数，就是这两个序列的卷积。这叫做序列系数的柯西乘积。
當的支撐集為有限長度的之时，上式會變成有限求和：
类似于一维情况，使用星号表示卷积，而维度体现在星号的数量上，维卷积就写为个星号。下面是维信号的卷积的表示法：
对于离散值的信号，这个卷积可以直接如下这样计算：
结果的离散多维卷积所支撑的输出区域，基于两个输入信号所支撑的大小和区域来决定。
在两个二维信号之间的卷积的可视化
对于离散序列和一个参数，无周期函数和的“周期卷积”是为：
这个函数有周期，它有最多个唯一性的值。和的非零范围都是的特殊情况叫做圆周卷积：
离散圆周卷积可简约为矩阵乘法，这里的积分变换的核函数是循环矩阵:
圆周卷积最经常出现的快速傅里叶变换的实现算法比如雷德演算法之中。
卷积 性质
各种卷积算子都满足下列性质：
交换律
结合律
分配律
数乘结合律
其中为任意实数（或复数）。
复数共轭
微分有关
积分有关
如果，并且，则有：
如果和是可积分函数，则它们在整个空间上的卷积的积分，简单的就是它们积分的乘积：
这是富比尼定理的结果。如果和只被假定为非负可测度函数，根据托内利定理，这也是成立的。
在一元函数情况下，和的卷积的导数有着：
这里的是微分算子。更一般的说，在多元函数的情况下，对偏导数也有类似的公式：
这就有了一个特殊结论，卷积可以看作“光滑”运算：和的卷积可微分的次数，是和的总数。
这些恒等式成立的严格条件，为和是绝对可积分的，并且至少二者之一有绝对可积分（）弱导数，这是Young卷积不等式的结论。
在离散情况下，差分算子满足类似的关系：
卷积 卷积定理
卷积定理指出，在适当的条件下，两个函数（或信号）的卷积的傅里叶变换，是它们的傅里叶变换的逐点乘积。更一般的说，在一个域（比如时域）中的卷积等于在其他域（比如频域）逐点乘法。
设两个函数和，分别具有傅里叶变换和：
这里的算子指示傅里叶变换。
卷积定理声称：
应用逆傅里叶变换产生推论：
这里的算符指示逐点乘法。
这一定理对拉普拉斯变换、双边拉普拉斯变换、Z变换、梅林变换和Hartley变换等各种傅里叶变换的变体同样成立。在调和分析中还可以推广到在局部紧致的阿贝尔群上定义的傅里叶变换。
对于周期为的函数和，可以被表达为二者的周期求和：
它们的傅里叶级数系数为：
卷积 卷积定理
这里的算子指示傅里叶级数积分。
逐点乘积的周期也是，它的傅里叶级数系数为：
周期卷积的周期也是，周期卷积的卷积定理为：
对于作为两个连续函数采样的序列和，它们具有离散时间傅里叶变换和：
这里的算子指示离散时间傅里叶变换（DTFT）。
离散卷积的卷积定理为：
对于周期为的序列和：
相较于离散时间傅里叶变换和的周期是，它们是按间隔采样和，并在个采样上进行了逆离散傅里叶变换（DFT-1或IDFT）的结果。
离散周期卷积的周期也是。离散周期卷积定理为：
这里的算子指示长度的离散傅里叶变换（DFT）。
它有着推论：
对于其非零时段小于等于的和，离散圆周卷积的卷积定理为：
卷积 推广
卷积的概念还可以推广到数列、测度以及广义函数上去。函数是定義在上的可測函數（measurable function），与存在卷积并记作。如果函數不是定義在上，可以把函數定義域以外的值都規定成零，這樣就變成一個定義在上的函數。
若G是有某m 测度的群（例如豪斯多夫空间上哈尔测度下局部紧致的拓扑群），对于G上m-勒贝格可积的实数或复数函数f和g，可定义它们的卷积：
对于这些群上定义的卷积同样可以给出诸如卷积定理等性质，但是这需要对这些群的表示理论以及调和分析的彼得-外尔定理。
卷积 离散卷積的計算方法
計算卷積有三種主要的方法，分別為
方法1是直接利用定義來計算卷積，而方法2和3都是用到了FFT來快速計算卷積。也有不需要用到FFT的作法，如使用數論轉換。
因此，使用定義直接計算卷積的複雜度為。
，可以看出在頻域的計算較簡單。
，於是
，最後再將頻域信號轉回時域，就完成了卷積的計算：
總共做了2次DFT和1次IDFT。
Section 1:
Section 2:
Section r:
Section S:
，為各個section的和
。
因此，
，
每一小段作卷積則是採用方法2，先將時域信號轉到頻域相乘，再轉回時域：
。
分段卷積: Overlap-Add
欲做的分段卷積分， 長度為 ， 長度為 ,
Step 1: 將每  分成一段
Step 2: 再每段  點後面添加  個零，變成長度
Step 3: 把  添加 個零，變成長度 的
Step 4: 把每個  的小段和  做快速卷積，也就是，每小段會得到長度  的時域訊號
Step 5: 放置第  個小段的起點在位置  上,
卷积 离散卷積的計算方法
Step 6: 會發現在每一段的後面  點有重疊，將所有點都相加起來，顧名思義 Overlap-Add，最後得到結果
舉例來說:
, 長度
, 長度
令
令  切成三段，分別為 , 每段填  個零，並將  填零至長度
將每一段做
若將每小段擺在一起，可以注意到第一段的範圍是  ，第二段的範圍是 ，第三段的範圍是 ，三段的範圍是有重疊的
最後將三小段加在一起，並將結果和未分段的卷積做比較，上圖是分段的結果，下圖是沒有分段並利用快速卷積所算出的結果，驗證兩者運算結果相同。
分段卷積: Overlap-Save
欲做的分段卷積分， 長度為 ， 長度為 ,
Step 1: 將  前面填  個零
Step 2: 第一段 , 從新的  中  取到  總共  點當做一段，因此每小段會重複取到前一小段的  點，取到新的一段全為零為止
Step 3: 把  添加  個零，變成長度  的
Step 4: 把每個  的小段和  做快速卷積，也就是，每小段會得到長度  的時域訊號
Step 5: 對於每個  小段，只會保留末端的  點，因此得名 Overlap-Save