hotchpotch/wikipedia-multilingual-ir-pairs huggingface dataset:
링 발진기 지터
링 발진기의 주기는 T+T'로 무작위로 변하며 여기서 T'는 무작위 값이다. 고품질 회로에서는 T'의 범위가 평균 주기 T에 비해 상대적으로 작다. 발진기 주기의 이러한 변화를 지터라고 한다.
국부 온도 효과는 링 발진기의 주기가 장기 평균 주기보다 높거나 낮게 변동하게 한다.
국부 실리콘이 차가우면 전파 지연이 약간 짧아져 링 발진기가 약간 더 높은 주파수에서 작동하게 되며, 이는 결국 국부 온도를 높인다. 국부 실리콘이 뜨거우면 전파 지연이 약간 길어져 링 발진기가 약간 더 낮은 주파수에서 작동하게 되며, 이는 결국 국부 온도를 낮춘다. 따라서 실리콘 링 발진기의 주파수는 주변 온도가 일정하고 장치에서 주변 환경으로의 열 전달 요인이 변하지 않을 때 일반적으로 안정적이다.
3GPP2
3GPP2(3rd Generation Partnership Project 2)는 ITU의 IMT-2000 프로젝트 범위 내에서 전 세계적으로 적용 가능한 3세대 이동 통신 (3G) 휴대폰 시스템 사양을 만들기 위한 통신 협회 간의 협력이었다. 실제로 3GPP2는 이전 IS-95 2세대 이동 통신 코드분할다중접속 기술을 기반으로 하는 3G 표준인 CDMA2000을 위한 표준화 그룹이었다.
참여 협회는 ARIB/TTC (일본), 중국 통신 표준 협회, 미국 전기통신공업회 (북미) 및 한국정보통신기술협회 (대한민국)였다.
이 협정은 1998년 12월에 체결되었다.
울트라 모바일 브로드밴드(Ultra Mobile Broadband, UMB)는 CDMA2000의 4세대 이동 통신 후속 기술을 개발하기 위한 3GPP2 프로젝트였다. 2008년 11월, UMB의 주요 후원자인 퀄컴은 LTE를 선호하여 기술 개발을 중단한다고 발표했다.
3GPP2
3GPP2는 3GPP와 혼동해서는 안 된다. 3GPP는 GSM 네트워크의 3G 업그레이드인 UMTS를 지원하는 표준화 기구인 반면, 3GPP2는 주로 미국 (그리고 어느 정도는 일본, 중국, 캐나다, 대한민국, 인도에서도)에서 사용되었던 IS-95 네트워크의 3G 업그레이드인 경쟁 3G 표준 CDMA2000을 지원하는 표준화 기구였다.
GSM/UMTS는 전 세계적으로 가장 널리 퍼진 2G/3G 무선 표준이었다. 대부분의 국가에서는 GSM 계열만 사용했다. 중국, 미국, 캐나다, 우크라이나, 트리니다드 토바고, 인도, 대한민국, 일본을 포함한 일부 국가에서는 두 표준을 모두 사용했다.
3GPP2는 2013년에 마지막 활동을 했으며 그 이후로 활동이 중단되었다. 3GPP2 웹사이트는 2023년에 오프라인 상태가 되었는데, 이는 주로 CDMA 사업자들이 10년 전에 UMB 대신 3GPP의 LTE를 배포하고 나중에 CDMA 네트워크를 폐쇄하여 3GPP2가 불필요하고 필요 없게 되었기 때문이다. 그러나 2024년 현재 3GPP2 웹사이트는 다시 온라인 상태가 되었다.
텔레다인 르크로이
텔레다인 르크로이(Teledyne LeCroy)는 오실로스코프, 프로토콜 분석기 및 기타 테스트 장비를 제조하는 미국의 기업이다. 르크로이는 2012년 텔레다인 테크놀로지스의 자회사가 되었다.
텔레다인 르크로이 역사
르크로이 코퍼레이션은 1964년 월터 르크로이가 (르크로이 리서치 시스템즈로) 설립했다.
이 회사는 1995년 기업공개 전까지 비상장 회사였다.
2004년 9월, 르크로이는 CATC(Computer Access Technology Corporation)를 인수했다.
2012년 5월 29일, 텔레다인 테크놀로지스 인코퍼레이티드와 르크로이 코퍼레이션은 텔레다인에 의한 르크로이 코퍼레이션 인수 및 텔레다인 르크로이의 완전 소유 자회사 설립에 대한 최종 계약을 체결을 공동으로 발표했다.
2016년 4월 7일, 텔레다인 르크로이는 무선 프로토콜 분석 테스트 도구 제공업체인 프런트라인 테스트 장비를 인수했다고 발표했다.
2016년 4월 13일, 텔레다인 르크로이는 비디오 테스트 도구, 신호 발생기 및 프로토콜 분석기 제조업체인 퀀텀 데이터(Quantum Data, Inc.)를 인수하기 위한 계약을 체결했다고 발표했다.
서울외교포럼
서울외교포럼(Seoul Diplomacy Forum, SDF), 이전 명칭 외교안보연구소 국제문제회의(IFANS Conference on Global Affairs)는 국립외교원이 개최하고 있는 연례 국제회의이다.
서울외교포럼 개요
서울외교포럼은 대한민국 외교부 산하 국책연구기관인 국립외교원에서 매년 개최하고 있는 국제정치 회의로, 국립외교원장 개회사, 기조연설, 패널토론 세션 순으로 행사가 진행된다. 국내외 학계 주요인사들과 주한 대사, 전직 외교관 등 외교·안보·통상 분야별 전문가들이 참석한다.
2023년 회의부터는 '외교안보연구소 국제문제회의'에서 지금의 명칭으로 변경하여 개최하고 있다.
전역 통과 필터
전역 통과 필터, 전대역 통과 필터, 올 패스 필터(all-pass filter)는 신호 처리 필터로, 진동수를 이득에서 균등하게 통과시키지만, 다양한 진동수 간의 위상 관계를 변경한다. 대부분의 필터 유형은 특정 진동수 값에 대해 신호의 진폭(즉, 크기)을 감소시키지만, 전역 통과 필터는 모든 진동수를 수준 변화 없이 통과시킨다.
전역 통과 필터 일반적인 적용
전자 음악 제작에서 흔한 적용은 "페이저"로 알려진 효과 장치 설계에 있으며, 여기서는 여러 개의 전역 통과 필터가 순서대로 연결되고 출력이 원 신호와 혼합된다.
이는 위상 편이를 진동수의 함수로 변화시킴으로써 이루어진다. 일반적으로 필터는 위상 편이가 90°를 교차하는 진동수(즉, 입력 및 출력 신호가 구상에 들어갈 때 – 이들 사이에 1/4 파장 지연이 있을 때)로 설명된다.
이 필터는 일반적으로 시스템에서 발생하는 다른 원치 않는 위상 편이를 보상하거나, 원본의 시프트되지 않은 버전과 혼합하여 노치 콤 필터를 구현하는 데 사용된다.
이 필터는 또한 혼합 위상 필터를 등가 크기 응답을 갖는 최소 위상 필터로 또는 불안정한 필터를 등가 크기 응답을 갖는 안정적인 필터로 변환하는 데 사용될 수 있다.
전역 통과 필터 능동 아날로그 구현
인접 그림에 표시된 연산 증폭기 회로는 연산 증폭기의 비반전 입력에 로우패스 필터를 특징으로 하는 단일 극성 능동 전역 통과 필터를 구현한다. 필터의 전달 함수는 다음과 같다.
여기에는 -1/RC에 하나의 극점과 1/RC에 하나의 영점이 있다 (즉, 복소평면의 허수 축을 기준으로 서로 반사된다). 일부 각진동수 ω에 대한 H(iω)의 크기 및 위상은 다음과 같다.
이 필터는 모든 ω에 대해 단위-이득 크기를 갖는다. 이 필터는 각 주파수에서 다른 지연을 도입하고 ω=1/RC에서 입력-출력 직각 위상에 도달한다 (즉, 위상 편이 90°).
이 구현은 비반전 입력에서 저역 통과 필터를 사용하여 위상 편이 및 음성 되먹임을 생성한다.
실제로 전역 통과 필터의 위상 편이는 비반전 입력에서 저역 통과 필터의 위상 편이의 두 배이다.
순수 지연의 라플라스 변환은 다음과 같다.
여기서 는 지연 (초 단위)이고 는 복소 주파수이다. 이것은 다음과 같이 파데 근사를 사용하여 근사할 수 있다.
마지막 단계는 분자와 분모의 1차 테일러 급수 전개를 통해 얻어졌다. 를 설정하여 위의 를 복구한다.
전역 통과 필터 능동 아날로그 구현
인접 그림에 표시된 연산 증폭기 회로는 연산 증폭기의 비반전 입력에 하이패스 필터를 특징으로 하는 단일 극성 능동 전역 통과 필터를 구현한다. 필터의 전달 함수는 다음과 같다.
여기에는 -1/RC에 하나의 극점과 1/RC에 하나의 영점이 있다 (즉, 복소평면의 허수 축을 기준으로 서로 반사된다). 일부 각진동수 ω에 대한 H(iω)의 크기 및 위상은 다음과 같다.
이 필터는 모든 ω에 대해 단위-이득 크기를 갖는다. 이 필터는 각 주파수에서 다른 지연을 도입하고 ω=1/RC에서 입력-출력 직각 위상에 도달한다 (즉, 위상 선행 90°).
이 구현은 하이패스 필터를 비반전 입력에 사용하여 위상 편이 및 음성 되먹임을 생성한다.
실제로 전역 통과 필터의 위상 편이는 비반전 입력에서 고역 통과 필터의 위상 편이의 두 배이다.
저항은 옴 모드에서 FET로 대체하여 전압 제어 위상 변환기를 구현할 수 있다. 게이트의 전압은 위상 편이를 조정한다. 전자 음악에서는 일반적으로 페이저가 직렬로 연결된 두, 네 또는 여섯 개의 위상 편이 섹션으로 구성되며 원본과 합산된다. 저주파 발진기 (LFO)는 제어 전압을 기울여 특징적인 휘파람 소리를 생성한다.
전역 통과 필터 수동 아날로그 구현
연산 증폭기와 같은 능동 부품으로 전역 통과 필터를 구현하는 이점은 유도자를 필요로 하지 않는다는 것이다. 유도자는 집적 회로 설계에서 부피가 크고 비용이 많이 든다. 유도자를 쉽게 사용할 수 있는 다른 응용 분야에서는
전역 통과 필터를 능동 부품 없이 완전히 구현할 수 있다. 이를 위해 사용할 수 있는 여러 회로 토폴로지가 있다. 다음은 가장 일반적으로 사용되는 회로이다.
격자 위상 등화기 또는 필터는 격자 또는 X-섹션으로 구성된 필터이다. 단일 요소 브랜치로 최대 180°의 위상 편이를 생성할 수 있으며, 공진 브랜치로 최대 360°의 위상 편이를 생성할 수 있다. 이 필터는 정저항 회로망의 한 예이다 (즉, 영상 임피던스는 모든 주파수에서 일정하다).
전역 통과 필터 수동 아날로그 구현
T 토폴로지를 기반으로 한 위상 등화기는 격자 필터의 비대칭 등가이며 동일한 위상 응답을 갖는다. 회로도는
저역 통과 필터처럼 보일 수 있지만, 두 인덕터 브랜치가 상호 결합되어 있다는 점에서 다르다. 이로 인해 두 인덕터 사이에 변압기 작용이 발생하고 고주파에서도 전역 통과 응답이 나타난다.
브리지드 T 토폴로지는 지연 등화, 특히 스테레오 방송에 사용되는 두 유선전화 사이의 차동 지연에 사용된다. 이 응용 분야에서는 필터가 넓은 대역폭에서 주파수에 대해 선형 위상 응답 (즉, 일정한 군지연)을 가져야 하며, 이것이 이 토폴로지를 선택하는 이유이다.
전역 통과 필터 디지털 구현
에 복소 극점을 갖는 전역 통과 필터의 Z변환 구현은 다음과 같다.
여기에는 에 영점이 있으며, 여기서 는 켤레 복소수를 나타낸다. 극점과 영점은 같은 각도에 있지만 서로 역수 크기를 갖는다 (즉, 복소 단위원의 경계를 기준으로 서로 반사된다). 주어진 에 대한 이 극점-영점 쌍의 배치는 복소평면에서 어떤 각도로든 회전할 수 있으며 전역 통과 크기 특성을 유지한다. 전역 통과 필터의 복소 극점-영점 쌍은 위상 편이가 발생하는 주파수를 제어하는 데 도움이 된다.
실수 계수를 갖는 전역 통과 구현을 생성하기 위해 복소 전역 통과 필터를  대신 를 대체하는 전역 통과 필터와 캐스케이드할 수 있으며, 이는 Z변환 구현으로 이어진다.
이는 다음 차분 방정식과 동등하다.
여기서 는 출력이고 는 이산 시간 단계 에서의 입력이다.
위와 같은 필터는 불안정한 또는 혼합 위상 필터와 캐스케이드하여 시스템의 크기 응답을 변경하지 않고 안정적이거나 최소 위상 필터를 생성할 수 있다. 예를 들어, 의 적절한 선택을 통해 단위원 밖에 있는 불안정한 시스템의 극점을 상쇄하고 단위원 안으로 반사할 수 있다.
공통 이미터
일렉트로닉스에서 공통 이미터 또는 커먼 이미터(common emitter) 증폭기는 세 가지 기본 단일 스테이지 접합형 트랜지스터 (BJT) 증폭기 토폴로지 중 하나이며, 일반적으로 전압 증폭기로 사용된다. 이는 높은 전류 이득 (일반적으로 200), 중간 입력 저항 및 높은 출력 저항을 제공한다. 공통 이미터 증폭기의 출력은 반전된다. 즉, 사인파 입력 신호의 경우 출력 신호는 입력에 대해 180도 위상차를 갖는다.
이 회로에서 트랜지스터의 베이스 단자는 입력으로, 컬렉터는 출력으로 사용되며 이미터는 둘 다에 공통이다 (예를 들어, 접지 기준 또는 전원 공급 레일에 연결될 수 있음). 따라서 이름이 붙여졌다. 유사한 FET 회로는 공통 소스 증폭기이고, 유사한 진공관 회로는 공통 캐소드 증폭기이다.
공통 이미터 이미터 감쇠
공통 이미터 증폭기는 증폭기에 반전된 출력을 제공하며, 트랜지스터마다 크게 달라질 수 있는 매우 높은 이득을 가질 수 있다. 이득은 온도와 바이어스 전류 모두에 강하게 의존하므로 실제 이득은 다소 예측 불가능하다. BIBO 안정성은 존재할 수 있는 의도하지 않은 양성 되먹임으로 인해 이러한 고이득 회로와 관련된 또 다른 문제이다.
회로와 관련된 다른 문제점은 소신호 모델 한계로 인해 부과되는 낮은 입력 동적 범위이다. 이 한계를 초과하면 디스토션이 높고 트랜지스터가 소신호 모델처럼 작동하지 않게 된다. 이러한 문제를 완화하는 일반적인 방법 중 하나는 이미터 감쇠이다. 이는 이미터와 공통 신호원 (예: 접지 기준 또는 전원 공급 레일) 사이에 작은 저항기를 추가하는 것을 말한다. 이 임피던스 는 회로의 전체 트랜스컨덕턴스 를  요인만큼 감소시켜 전압 이득을
공통 이미터 이미터 감쇠
로 만든다. 여기서 이다.
전압 이득은 트랜지스터의 고유하고 예측 불가능한 특성보다는 거의 전적으로 저항 의 비율에 따라 달라진다. 따라서 이득 감소의 대가로 회로의 디스토션 및 안정성 특성이 향상된다.
(이것은 이득을 줄이고, 입력 임피던스를 높이며, 디스토션을 줄이기 때문에 종종 "음성 되먹임"으로 설명되지만, 음성 되먹임 증폭기 발명보다 앞서며, 진정한 음성 되먹임 증폭기가 하는 것처럼 출력 임피던스를 줄이거나 대역폭을 증가시키지 않는다.)
공통 이미터 특성
낮은 주파수에서 단순화된 하이브리드-파이 모델을 사용하여 다음 소신호 특성을 도출할 수 있다.
이미터 감쇠 저항이 없으면 이고, 표현식은 오른쪽 열에 주어진 것으로 효과적으로 단순화된다 (전압 이득은 이상적인 값이며 실제 이득은 다소 예측 불가능하다는 점에 유의한다). 예상대로 가 증가하면 입력 임피던스가 증가하고 전압 이득 가 감소한다.
공통 이미터 증폭기의 대역폭은 밀러 효과로 인한 높은 커패시턴스 때문에 낮은 경향이 있다. 기생 용량인 베이스-컬렉터 커패시턴스 는 베이스에서 접지까지 더 큰 기생 커패시터  (여기서 는 음수이다)처럼 보인다. 이 큰 커패시터는 기생 입력 RC 필터의 시간 상수를 로 만들어 증폭기의 대역폭을 크게 감소시킨다. 여기서 는 이상적인 베이스에 연결된 신호원의 출력 임피던스이다.
이 문제는 다음과 같은 여러 가지 방법으로 완화할 수 있다.
공통 이미터 특성
밀러 효과는 유사한 방식으로 공통 소스 증폭기의 성능에 부정적인 영향을 미친다 (그리고 유사한 해결책을 갖는다). AC 신호가 트랜지스터 증폭기에 인가되면 베이스 전압 VB가 AC 신호의 값으로 변동하게 된다. 인가된 신호의 양의 절반은 VB 값의 증가를 유발하고, 이는 베이스 전류 IB를 증가시켜 이미터 전류 IE 및 컬렉터 전류 IC의 해당 증가를 유발한다. 결과적으로 RL을 가로지르는 전압 강하가 증가하기 때문에 컬렉터-이미터 전압은 감소할 것이다. AC 신호의 음의 교대는 IB의 감소를 유발하고, 이 동작은 RL을 통해 IE의 해당 감소를 유발한다.
또한 트랜지스터의 이미터가 입력 회로와 출력 회로 모두에 공통으로 연결되어 있기 때문에 공통 이미터 증폭기라고도 불린다. 입력 신호는 접지와 트랜지스터의 베이스 회로에 걸쳐 인가된다. 출력 신호는 접지와 트랜지스터의 컬렉터에 걸쳐 나타난다. 이미터가 접지에 연결되어 있으므로 입력 및 출력 신호에 공통적이다.
공통 이미터 특성
공통 이미터 회로는 접합 트랜지스터 증폭기 중 가장 널리 사용되는 회로이다. 공통 베이스 연결과 비교하여 더 높은 입력 임피던스와 낮은 출력 임피던스를 갖는다. 단일 전원 공급 장치를 바이어싱에 쉽게 사용할 수 있다. 또한 공통 이미터 (CE) 작동 시 일반적으로 더 높은 전압 및 전력 이득이 얻어진다.
공통 이미터 회로의 전류 이득은 베이스 및 컬렉터 회로 전류에서 얻어진다. 베이스 전류의 매우 작은 변화가 컬렉터 전류에 큰 변화를 일으키기 때문에 공통 이미터 회로의 전류 이득 (β)은 항상 1보다 크며, 일반적인 값은 약 50이다.
공통 이미터 응용 분야
공통 이미터 증폭기 사용의 일반적인 예는 그림 3에 나와 있다.
입력 커패시터 C는 입력의 모든 DC 성분을 제거하고, 저항 R1 및 R2는 트랜지스터가 입력의 전체 범위에 대해 활성 모드를 유지하도록 바이어스한다. 출력은 입력의 AC 성분을 RC/RE 비율로 증폭하고 네 개의 저항에 의해 결정되는 양만큼 시프트된 반전된 사본이다. RC가 종종 크기 때문에 이 회로의 출력 임피던스는 지나치게 높을 수 있다. 이 문제를 완화하기 위해 RC를 가능한 한 낮게 유지하고 증폭기 뒤에 이미터 팔로워와 같은 전압 버퍼 증폭기를 연결한다.
공통 이미터 증폭기는 안테나에 의해 수신된 미약한 신호를 증폭하는 등 무선 주파수 회로에서도 사용된다. 이 경우 부하 저항을 동조 회로로 대체하는 것이 일반적이다. 이는 의도한 작동 주파수를 중심으로 하는 좁은 대역으로 대역폭을 제한하기 위해 수행될 수 있다. 더 중요하게는, 동조 회로를 사용하여 일반적으로 주파수 응답을 제한하는 모든 전극간 및 부유 커패시턴스를 공진시킬 수 있으므로 회로가 더 높은 주파수에서 작동할 수 있도록 한다. 공통 이미터는 또한 일반적으로 저잡음 증폭기로 사용된다.
공통 이미터 응용 분야
공통 이미터 증폭기는 오디오 앰프에도 사용된다. 예를 들어, 공통 이미터 증폭기의 DIY 또는 취미용 응용 프로그램은 다음을 참조한다.
공통 컬렉터
일렉트로닉스에서 공통 컬렉터(common collector) 증폭기 (이미터 팔로워라고도 함)는 세 가지 기본적인 단일 스테이지 접합형 트랜지스터 (BJT) 증폭기 토폴로지 중 하나로, 일반적으로 전압 버퍼로 사용된다.
이 회로에서 트랜지스터의 베이스 단자는 입력 역할을 하고, 이미터는 출력이며, 컬렉터는 둘 다에 공통이다(예를 들어, 접지 기준 또는 전원 레일에 연결될 수 있음). 이로 인해 이름이 붙여졌다. 유사한 장효과 트랜지스터 회로는 공통 드레인 증폭기이며 유사한 진공관 회로는 캐소드 팔로워이다.
공통 컬렉터 기본 회로
이 회로는 트랜지스터를 음성 되먹임의 제어 하에 있는 것으로 봄으로써 설명할 수 있다. 이 관점에서 공통 컬렉터 스테이지(그림 1)는 전체 직렬 음성 되먹임이 있는 증폭기이다. 이 구성(β = 1인 그림 2)에서는 전체 출력 전압 Vout이 입력 전압 Vin과 반대 방향으로 직렬로 연결된다. 따라서 두 전압은 키르히호프의 전압 법칙 (KVL)에 따라 감산되며(함수 블록 다이어그램의 감산기는 입력 루프에 의해 구현됨), 그 차이 Vdiff = Vin − Vout은 베이스-이미터 접합부에 인가된다. 트랜지스터는 Vdiff를 지속적으로 모니터링하고 이미터 저항기 RE를 통해 컬렉터 전류를 흘려보내 Vin에서 거의 일정한 VBE(대략 다이오드 순방향 전압 강하 하나)를 뺀 값과 같도록 이미터 전압을 조정한다. 결과적으로 출력 전압은 VBE부터 V+까지 입력 전압 변화를 따라간다. 따라서 "이미터 팔로워"라는 이름이 붙여졌다.
공통 컬렉터 기본 회로
직관적으로, 이 동작은 VBE가 바이어스 변화에 매우 둔감하다는 것을 깨달음으로써 이해될 수도 있다. 따라서 베이스 전압의 어떤 변화도 (좋은 근사치로) 이미터로 직접 전달된다. 이는 트랜지스터가 이러한 교란에 반응하고 평형을 회복하기 때문에 다양한 교란(트랜지스터 공차, 온도 변화, 부하 저항, 추가되는 경우 컬렉터 저항 등)에 약간 의존한다. 입력 전압이 양의 레일에 도달하더라도 절대 포화되지 않는다.
공통 컬렉터 회로는 수학적으로 거의 단위에 가까운 전압 이득을 갖는 것으로 나타낼 수 있다:
입력 단자의 작은 전압 변화는 출력에서 복제될 것이다(트랜지스터의 이득과 부하 저항 값에 따라 약간 달라진다. 아래 이득 공식을 참조). 이 회로는 큰 입력 임피던스를 갖기 때문에 유용하다.
따라서 이전 회로에 부하를 주지 않으며, 작은 출력 임피던스를 갖는다.
따라서 낮은 저항 부하를 구동할 수 있다.
일반적으로 이미터 저항은 훨씬 커서 방정식에서 제거될 수 있다.
공통 컬렉터 응용 분야
공통 컬렉터 증폭기의 낮은 출력 임피던스는 큰 출력 임피던스를 가진 소스가 전압을 변경하지 않고 작은 부하 임피던스를 구동할 수 있도록 한다. 따라서 이 회로는 전압 버퍼로 응용된다. 다시 말해, 이 회로는 전압 이득 대신 전류 이득(트랜지스터의 hFE에 크게 의존함)을 갖는다. 입력 전류의 작은 변화는 출력 부하에 공급되는 출력 전류의 훨씬 더 큰 변화를 초래한다.
버퍼 동작의 한 측면은 임피던스 변환이다. 예를 들어, 높은 테브난 저항을 가진 전압원에 의해 구동되는 전압 팔로워 조합의 테브난 저항은 전압 팔로워의 출력 저항(작은 저항)으로만 감소된다. 이러한 저항 감소는 조합을 더 이상적인 전압원으로 만든다. 반대로, 작은 부하 저항과 구동 스테이지 사이에 삽입된 전압 팔로워는 구동 스테이지에 큰 부하를 제공한다. 이는 전압 신호를 작은 부하에 결합하는 데 이점이다.
이 구성은 일반적으로 B급 및 AB급 증폭기의 출력 스테이지에 사용된다. 베이스 회로는 B급 또는 AB급 모드에서 트랜지스터를 작동하도록 수정된다. A급 모드에서는 선형성과 효율성을 향상시키기 위해 때때로 RE 대신 능동 전류원이 사용된다(그림 4).
공통 컬렉터 특성
저주파에서 단순화된 하이브리드 파이 모델을 사용하여 다음 소신호 특성을 유도할 수 있다. (매개변수  및 평행선은 병렬 연결된 구성 요소를 나타낸다.)
여기서 는 테브난 등가 소스 저항이다.
그림 5는 그림 3 회로의 저주파 하이브리드-파이 모델을 보여준다. 옴의 법칙을 사용하여 다양한 전류가 결정되었으며, 이 결과는 다이어그램에 표시되어 있다. 이미터에서 키르히호프의 전류 법칙을 적용하면 다음과 같다:
다음 저항 값을 정의한다:
그런 다음 항을 모으면 전압 이득이 다음과 같이 구해진다:
이 결과에서 분모의 저항 비율이 작으면 이득은 (버퍼 증폭기에 예상되는 것처럼) 1에 가까워진다. 이 비율은 전류 이득 β 값이 클수록, 그리고  값이 클수록 감소한다.
입력 저항은 다음과 같이 구해진다:
트랜지스터 출력 저항 은 일반적으로 부하 에 비해 크므로, 이 를 지배한다. 이 결과에서 증폭기의 입력 저항은 큰 전류 이득 에 대해 출력 부하 저항 보다 훨씬 크다. 즉, 부하와 소스 사이에 증폭기를 배치하면 에 직접 결합하는 것보다 소스에 더 큰(고저항) 부하가 제공되며, 이는 전압 분배의 결과로 소스 임피던스 에서 신호 감쇠를 줄인다.
공통 컬렉터 특성
그림 6은 입력이 단락되고 출력에 테스트 전류가 배치된 그림 5의 소신호 회로를 보여준다. 출력 저항은 이 회로를 사용하여 다음과 같이 구해진다:
옴의 법칙을 사용하여 다양한 전류가 결정되었으며, 이는 다이어그램에 표시되어 있다. 베이스 전류에 대한 항을 모으면 베이스 전류는 다음과 같이 구해진다:
여기서 는 위에서 정의되었다. 이 베이스 전류 값을 사용하여 옴의 법칙은 다음을 제공한다:
베이스 전류를 대입하고 항을 모으면 다음과 같다:
여기서 ||는 병렬 연결을 나타내며, 은 위에서 정의되었다. 전류 이득 가 클 때 은 일반적으로 작은 저항이므로, 이 출력 임피던스를 지배하며, 따라서 출력 임피던스도 작다. 작은 출력 임피던스는 원래의 전압원과 전압 팔로워의 직렬 조합이 출력 노드에서 더 낮은 테브난 저항을 가진 테브난 전압원을 제공한다는 것을 의미한다. 즉, 전압 팔로워가 있는 전압원 조합은 원래의 것보다 더 이상적인 전압원을 만든다.
공통 베이스
일렉트로닉스에서 공통 베이스, 커먼 베이스(common base), 접지 베이스는 증폭기는 세 가지 기본적인 단일 스테이지 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT) 증폭기 토폴로지 중 하나이며, 일반적으로 전류 버퍼 또는 전압 앰프로 사용된다.
이 회로에서 트랜지스터의 이미터 단자는 입력으로, 컬렉터는 출력으로 사용되며, 베이스는 접지에 연결되거나 "공통"이 되므로 이러한 이름이 붙었다. 유사한 장효과 트랜지스터 회로는 공통 게이트 증폭기이다.
공통 베이스 응용
이 배열은 저주파 개별 회로에서는 그다지 일반적이지 않으며, 일반적으로 비정상적으로 낮은 입력 임피던스를 요구하는 증폭기, 예를 들어 무빙 코일 마이크로폰용 프리 앰프로 사용된다.
그러나 VHF 및 극초단파와 같은 집적 회로 및 고주파 증폭기에서는 입력 용량이 밀러 효과의 영향을 받지 않아 공통 이미터 구성의 대역폭을 저하시키지 않고, 입력과 출력 간의 비교적 높은 절연성 때문에 널리 사용된다. 이 높은 절연성은 출력에서 입력으로의 피드백이 거의 없어 높은 안정성을 제공한다는 것을 의미한다.
이 구성은 전류 이득이 대략 단위에 가깝기 때문에(아래 공식 참조) 전류 버퍼로도 유용하다. 종종 공통 베이스는 이러한 방식으로 사용되며, 그 앞에는 공통 이미터 스테이지가 온다. 이 두 가지의 조합은 캐스코드 구성을 형성하며, 이는 높은 입력 임피던스와 절연과 같은 각 구성의 여러 이점을 가진다.
공통 베이스 저주파 특성
저주파 및 소신호 조건에서 그림 1의 회로는 그림 2의 회로로 나타낼 수 있으며, BJT용 하이브리드-파이 모델이 사용되었다. 입력 신호는 직렬 저항 Rs를 가진 테브난 전압원 vs로 표현되며, 부하는 저항 RL이다.
이 회로는 공통 베이스 증폭기의 다음 특성을 도출하는 데 사용될 수 있다.
참고: 병렬선(||)은 병렬 연결된 구성 요소를 나타낸다.
일반적으로 전체 전압/전류 이득은 (소스 및 부하 저항에 따라) 부하 효과로 인해 위에 나열된 개방/단락 회로 이득보다 상당히 작을 수 있다.
공통 베이스 저주파 특성
전압 증폭의 경우, 그림 1과 같이 저항 부하 RC를 사용할 때 이 증폭기에서 허용되는 출력 전압 스윙 범위는 전압 이득에 묶여 있다. 즉, 큰 전압 이득은 큰 RC를 요구하며, 이는 다시 RC에 걸리는 큰 DC 전압 강하를 의미한다. 주어진 공급 전압에 대해 이 강하가 클수록 트랜지스터 VCB는 작아지고, 트랜지스터 포화가 발생하기 전에 허용되는 출력 스윙은 줄어들어 결과적으로 출력 신호의 왜곡이 발생한다. 이 상황을 피하기 위해 능동 부하, 예를 들어 전류 미러를 사용할 수 있다. 이 선택을 하면 위 표의 RC 값은 능동 부하의 소신호 출력 저항으로 대체되는데, 이는 일반적으로 그림 1의 능동 트랜지스터의 rO보다 작지 않다. 반면에 능동 부하에 걸리는 DC 전압 강하는 고정된 낮은 값(능동 부하의 컴플라이언스 전압)을 가지며, 저항 RC를 사용하여 유사한 이득을 얻을 때 발생하는 DC 전압 강하보다 훨씬 작다. 즉, 능동 부하는 출력 전압 스윙에 대한 제한을 덜 가한다. 능동 부하 여부에 관계없이 큰 AC 이득은 여전히 큰 AC 출력 저항과 관련되어 있으며, 이는 큰 부하 RL ≫ Rout을 제외하고는 출력에서 좋지 않은 전압 분배를 초래한다.
전류 버퍼로 사용할 경우 이득은 RC의 영향을 받지 않지만, 출력 저항은 영향을 받는다. 출력에서의 전류 분배 때문에, 부하에 큰 신호 전류를 전달할 수 있도록 버퍼의 출력 저항이 구동되는 부하 RL보다 훨씬 커야 한다. 그림 1과 같이 저항 RC를 사용하면 큰 출력 저항이 큰 RC와 결합되어 출력 신호 스윙의 진폭을 다시 제한한다. (부하에 전류가 전달되더라도 일반적으로 부하에 큰 전류 신호가 흐르면 부하에 걸리는 전압 스윙도 크다.) 능동 부하는 출력 신호 스윙의 진폭에 훨씬 덜 심각한 영향을 미치면서 높은 AC 출력 저항을 제공한다.
공통 베이스 특성 개요
몇 가지 응용 예시가 아래에 자세히 설명되어 있다. 간략한 개요는 다음과 같다.
여기서 VT는 열 전압이고, IE는 DC 이미터 전류이다.
예를 들어, VT = 26 mV, IE = 10 mA(매우 일반적인 값)일 때 Rin = 2.6 Ω이다. Rin을 증가시키기 위해 IE를 줄이면 트랜스컨덕턴스 감소, 출력 저항 증가, β 감소와 같은 다른 결과도 고려해야 한다. 이 낮은 입력 임피던스 문제에 대한 실용적인 해결책은 입력에 공통 이미터 스테이지를 배치하여 캐스코드 증폭기를 형성하는 것이다.
공통 베이스 특성 개요
입력 임피던스가 매우 낮기 때문에 대부분의 신호 소스는 공통 베이스 증폭기 Rin보다 큰 소스 임피던스를 갖는다. 결과적으로, 전압 소스임에도 불구하고 소스는 전압이 아닌 전류를 입력에 전달한다. (노턴의 정리에 따르면 이 전류는 대략 iin = vS / RS이다.) 출력 신호 또한 전류인 경우, 증폭기는 전류 버퍼이며 입력과 동일한 전류를 전달한다. 출력이 전압으로 취해지면 증폭기는 트랜스저항 증폭기이며 부하 임피던스에 따라 전압을 전달한다. 예를 들어, 증폭기 출력 저항 Rout보다 훨씬 작은 값의 저항 부하 RL에 대해 vout = iin RL이다. 즉, 이 경우의 전압 이득(아래에 더 자세히 설명됨)은 다음과 같다.
RS ≫ rE인 소스 임피던스의 경우 출력 임피던스는 Rout = RC || [gm (rπ || RS) rO]에 접근한다.
여기서 gm = IC / VT는 트랜스컨덕턴스이다. 낮은 소스 임피던스의 경우 Rout = rO || RC이다.
공통 베이스 특성 개요
하이브리드-파이 모델에 rO를 포함하는 것은 증폭기 출력에서 입력으로의 역방향 전송을 예측한다. 즉, 증폭기는 양방향이다. 이로 인한 한 가지 결과는 입력/출력 온저항이 부하/소스 종단 임피던스의 영향을 받으므로, 예를 들어 출력 저항 Rout은 소스 저항 RS에 따라 rO || RC ≤ Rout ≤ (β + 1) rO || RC 범위 내에서 달라질 수 있다는 것이다. rO를 무시하는 것이 정확할 때(낮은 이득 및 낮은-중간 부하 저항에 유효), 증폭기는 단방향으로 근사화될 수 있어 분석을 단순화한다. 이 근사화는 개별 설계에서 자주 이루어지지만, RF 회로 및 능동 부하가 일반적으로 사용되는 집적 회로 설계에서는 정확도가 떨어질 수 있다.
공통 베이스 회로가 전압 증폭기로 사용되는 경우의 회로는 그림 2에 나와 있다.
공통 베이스 특성 개요
출력 저항은 크며, 최소한 RC || rO이다. 이 값은 낮은 소스 임피던스(RS ≪ rE)에서 발생한다. 큰 출력 저항은 출력에서 좋지 않은 전압 분배를 유발하므로 전압 증폭기에서는 바람직하지 않다. 그럼에도 불구하고 작은 부하에서도 전압 이득은 상당하다. 표에 따르면 RS = rE일 때 이득은 Av = gm RL / 2이다. 더 큰 소스 임피던스의 경우 이득은 저항비 RL / RS에 의해 결정되며, 트랜지스터 특성에 의해 결정되지 않는다. 이는 온도 또는 트랜지스터 변화에 대한 둔감성이 중요한 경우 장점이 될 수 있다.
이러한 계산에 하이브리드-파이 모델을 사용하는 것 외에 사단자 회로망을 기반으로 하는 일반적인 기술도 있다. 예를 들어, 전압이 출력인 이러한 응용 프로그램에서는 출력 포트에 전압 증폭기를 사용하므로 g-등가 사단자 회로망을 단순성을 위해 선택할 수 있다.
RS 값이 rE 부근에 있을 때 증폭기는 전압 증폭기와 전류 버퍼 사이의 과도기적 특성을 보인다. RS ≫ rE일 때 드라이버 표현은 테브난 소스 대신 노턴 소스로 대체되어야 한다. 공통 베이스 회로는 전압 증폭기처럼 작동하지 않고 다음에서 논의하는 바와 같이 전류 팔로워처럼 작동한다.
그림 3은 전류 팔로워로 사용되는 공통 베이스 증폭기를 보여준다. 회로 신호는 입력에서 AC 노턴 소스(전류 IS, 노턴 저항 RS)에 의해 제공되며, 회로는 출력에서 저항 부하 RL을 갖는다.
앞서 언급했듯이, 이 증폭기는 출력을 입력에 연결하는 출력 저항 rO의 결과로 양방향이다. 이 경우 출력 저항은 최악의 경우에도 크다(최소 rO || RC이며 큰 RS에 대해 (β + 1) rO || RC가 될 수 있다). 큰 출력 저항은 전류 소스의 바람직한 특성인데, 유리한 전류 분배가 대부분의 전류를 부하로 보내기 때문이다. 전류 이득은 RS ≫ rE인 한 거의 1이다.
대안적인 분석 기술은 사단자 회로망을 기반으로 한다. 예를 들어, 전류가 출력인 이러한 응용 프로그램에서는 출력 포트에 전류 증폭기를 사용하므로 h-등가 사단자 회로망이 선택된다.
공통 소스
일렉트로닉스에서 공통 소스(common source) 증폭기는 세 가지 기본적인 단일 스테이지 장효과 트랜지스터 (FET) 증폭기 토폴로지 중 하나이며, 일반적으로 전압 또는 전달 컨덕턴스 앰프로 사용된다. FET가 공통 소스, 공통 드레인 또는 공통 게이트인지 가장 쉽게 알 수 있는 방법은 신호가 들어오고 나가는 곳을 확인하는 것이다. 나머지 단자는 "공통"으로 알려져 있다. 이 예에서는 신호가 게이트로 들어오고 드레인으로 나간다. 남은 유일한 단자는 소스이다. 이것은 공통 소스 FET 회로이다. 유사한 접합형 트랜지스터 회로는 전달 컨덕턴스 증폭기 또는 전압 증폭기로 볼 수 있다. (증폭기 분류 참조). 전달 컨덕턴스 증폭기로서 입력 전압은 부하로 가는 전류를 변조하는 것으로 보인다. 전압 증폭기로서 입력 전압은 FET를 통해 흐르는 전류를 변조하여 옴의 법칙에 따라 출력 저항 전체의 전압을 변경한다. 그러나 FET 소자의 출력 저항은 합리적인 전달 컨덕턴스 증폭기(이상적으로 무한대)에 비해 충분히 높지 않으며, 괜찮은 전압 증폭기(이상적으로 0)에 비해 충분히 낮지 않다. 아래 공식에서 볼 수 있듯이 전압 이득은 부하 저항에 따라 달라지므로 스피커(저항 8옴)와 같은 저저항 장치를 구동하는 데 적용할 수 없다. 또 다른 주요 단점은 증폭기의 제한된 고주파 응답이다. 따라서 실제로는 더 유리한 출력 및 주파수 특성을 얻기 위해 출력이 종종 전압 팔로워(공통 드레인 또는 CD 스테이지) 또는 전류 팔로워(공통 게이트 또는 CG 스테이지)를 통해 라우팅된다. CS-CG 조합을 캐스코드 증폭기라고 한다.
공통 소스 특성
낮은 주파수에서 단순화된 하이브리드-파이 모델 (채널 길이 변조로 인한 출력 저항은 고려하지 않음)을 사용하면 다음 폐루프 소신호 특성을 유도할 수 있다.
공통 소스 증폭기의 대역폭은 밀러 효과로 인한 높은 커패시턴스로 인해 낮은 경향이 있다. 게이트-드레인 커패시턴스는 효과적으로  배로 곱해져 전체 입력 커패시턴스를 증가시키고 전체 대역폭을 낮춘다.
그림 3은 활성 부하가 있는 MOSFET 공통 소스 증폭기를 보여준다. 그림 4는 출력 노드에 부하 저항 RL이 추가되고 입력 노드에 인가 전압 VA와 직렬 저항 RA의 테브난 구동기가 추가되었을 때의 해당 소신호 회로를 보여준다. 이 회로의 대역폭 제한은 게이트와 드레인 사이의 기생 트랜지스터 커패시턴스 Cgd와 소스 RA의 직렬 저항의 결합에서 비롯된다. (다른 기생 커패시턴스가 있지만 대역폭에 이차적인 영향만 미치므로 여기서는 무시한다.)
밀러 효과를 사용하면 그림 4의 회로가 그림 5의 회로로 변환되며, 이 그림은 회로 입력 측의 밀러 커패시턴스 CM을 보여준다. CM의 크기는 그림 5의 입력 회로에서 밀러 커패시턴스를 통해 흐르는 전류, 즉 iM을 다음과 같이 같게 하여 결정된다.
공통 소스 특성
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그림 4의 커패시터 Cgd에 의해 입력에서 끌어오는 전류, 즉 jωCgd vGD와 같게 한다. 이 두 전류는 같으며, 밀러 커패시턴스가 다음과 같이 주어지면 두 회로가 동일한 입력 동작을 갖는다.
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일반적으로 이득 vD / vG의 주파수 의존성은 증폭기의 코너 주파수보다 다소 높은 주파수에서도 중요하지 않으며, 이는 밀러 커패시턴스를 결정하는 데 저주파 하이브리드-파이 모델이 정확하다는 것을 의미한다. 이 평가는 밀러 근사치이며 다음과 같은 추정치를 제공한다(그림 5에서 커패시턴스를 0으로 설정하기만 하면 된다).
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따라서 밀러 커패시턴스는 다음과 같다.
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공통 소스 특성
이득 gm (rO || RL)은 RL이 크면 크므로, 작은 기생 커패시턴스 Cgd도 증폭기의 주파수 응답에 큰 영향을 미칠 수 있으며, 이 효과를 상쇄하기 위해 많은 회로 트릭이 사용된다. 한 가지 트릭은 캐스코드 회로를 만들기 위해 공통 게이트 (전류 팔로워) 스테이지를 추가하는 것이다. 전류 팔로워 스테이지는 공통 소스 스테이지에 매우 작은 부하, 즉 전류 팔로워의 입력 저항(RL ≈ 1 / gm ≈ Vov / (2ID); 공통 게이트 참조)을 제공한다. 작은 RL은 CM을 감소시킨다. 공통 이미터 증폭기에 대한 문서에서는 이 문제에 대한 다른 해결책을 다룬다.
그림 5로 돌아가서, 게이트 전압은 전압 분배에 의해 입력 신호와 다음과 같이 관련된다.
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대역폭 (3 dB 주파수라고도 함)은 신호가 저주파 값의 1/ √2로 떨어지는 주파수이다. (데시벨에서 dB(√2) = 3.01 dB). 1/ √2로 감소하는 것은 ωCM RA = 1일 때 발생하며, 이 ω 값 (이 값을 ω3 dB라고 하자)에서 입력 신호 vG = VA / (1+j)가 된다. (1+j)의 크기는 √2이다. 결과적으로 3 dB 주파수 f3 dB = ω3 dB / (2π)는 다음과 같다.
공통 소스 특성
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기생 게이트-소스 커패시턴스 Cgs를 분석에 포함하면 단순히 CM과 병렬로 연결되므로
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소스 저항 RA가 작으면 f3 dB가 커지므로, 커패시턴스의 밀러 증폭은 작은 RA에 대해 대역폭에 거의 영향을 미치지 않는다는 점에 유의한다. 이 관찰은 대역폭을 늘리기 위한 또 다른 회로 트릭을 제안한다. 드라이버와 공통 소스 스테이지 사이에 공통 드레인 (전압 팔로워) 스테이지를 추가하여 결합된 드라이버와 전압 팔로워의 테브난 저항이 원래 드라이버의 RA보다 작게 만드는 것이다.
그림 2의 회로 출력 측을 조사하면 이득 vD / vG의 주파수 의존성을 찾을 수 있으며, 밀러 커패시턴스의 저주파 평가가 f3 dB보다 큰 주파수 f에도 적절한지 확인할 수 있다. (극점 분할에 대한 문서를 참조하여 회로의 출력 측이 어떻게 처리되는지 확인한다.)
영양재개증후군
영양재개증후군(Refeeding syndrome, RFS)은 장기간의 기아 상태 이후 영양 공급을 재개하면서 발생할 수 있는 상태이다. 또한 완전비경구영양법의 요법으로 영양을 공급하며 발생할 수 있다. 이는 인산염, 마그네슘, 칼륨, 티아민의 부족으로 이어질 수 있다. 이에 따라 쇠약, 호흡 저하, 부조화, 혼란, 발작 및 심장 부정맥이 발생할 수 있다.
위험 요인은 섭식 장애, 알코올 중독, 수술 후, 만성 영양실조, 비만 수술, 염증성 장 질환이 있다. 혈당 상승에 의한 인슐린 수치의 증가로 인해 세포가 칼륨과 인산염을 흡수하게 되는 과정이 기본 메커니즘에 나타난다. 인산염, 칼륨, 마그네슘의 혈중 수치 감소 정도를 기반으로 진단한다. 경증 질환은 10~20% 감소, 중등도 질환은 20~30% 감소, 중증 질환은 30% 이상 감소한다.
영양재개증후군
치료는 칼로리를 점진적으로 공급 재개하여 이루어진다. 첫 24시간 동안은 10~20kcal/kg 또는 개인의 에너지 필요량 절반 이하가 권장된다. 티아민 보충제는 조기 투여해야 한다. 칼륨, 인산염, 칼슘, 마그네슘 보충제도 종종 권장된다. 처음 12시간마다 전해질 측정이 필요하다.
영양재개증후군의 발생 빈도는 불분명하다. 한 연구에서는 입원한 사람들 중 0.5%~18%의 비율을 확인했다. 이 상태에 대한 현대적 설명은 2차 세계 대전에서 시작되었다. 그럼에도 그 이전인 기근 이후 음식 섭취 후 사망한 사람들에 대한 다수의 설명이 역사 전반에 걸쳐 나타난다.
캐스코드
캐스코드(cascode)는 접합형 트랜지스터 (BJT)를 사용하는 경우 공통 이미터단에서 공통 베이스단으로 공급되는 앰프로 구성된 2단 앰프이다. 또는 장효과 트랜지스터 (FET)를 사용하는 경우 공통 소스단에서 공통 게이트단으로 공급되는 앰프이다.
출력에서 입력으로 직접적인 결합이 없기 때문에 밀러 효과가 제거되어 훨씬 더 높은 대역폭에 기여한다. 단일 앰프 스테이지와 비교하여 이 조합은 더 높은 입출력 격리, 더 높은 입력 임피던스, 높은 출력 임피던스, 더 높은 대역폭 중 하나 이상을 가질 수 있다.
캐스코드 역사
캐스코드(때로는 캐스코드화로 동사화)의 사용은 진공관과 트랜지스터 모두에 적용할 수 있는 아날로그 회로 성능을 향상시키는 일반적인 기술이다. "캐스코드"라는 이름은 전압 안정기 적용에 대한 논의에서 프레더릭 빈튼 헌트와 로저 웨인 히크먼이 1939년에 쓴 기사에서 만들어졌다. 그들은 5극 진공관의 대체품으로 두 개의 3극 진공관의 캐스케이드를 (첫 번째는 공통 캐소드 구성, 두 번째는 공통 그리드) 제안했으며, 따라서 이 이름은 "casc(aded triode amplifier having characteristics similar to, but less noisy than, a single pent)ode"의 약어로 추정될 수 있다. 캐스코드 회로는 초기 텔레비전 세트에서 낮은 노이즈와 넓은 대역폭 때문에 '프런트 엔드' 또는 튜너에 사용되었다.
캐스코드 역사
접합형 트랜지스터는 낮은 피코패럿에서 부분 피코패럿 범위의 컬렉터-베이스 기생 용량을 가지고 있다. 밀러 효과는 이 용량이 피드백 경로에 있을 때 스테이지 이득에 의해 곱해지는 유효 입력 용량을 초래한다는 것을 의미한다. 전압 이득이 50인 회로에서 1.0 pF의 피드백 용량은 51 pF의 유효 입력 용량을 초래한다. 이는 무선 주파수 회로/동조 회로에서 반대되는 피드백을 "중화"하여 극복할 수 있지만, 아날로그 텔레비전(PAL의 경우 약 5 MHz)에서 구형 VGA 형식(UXGA, 1600 × 1200, 60 Hz 주사율)에서 최소 86 MHz까지 대역폭이 넓은 비디오 앰프와 같은 광대역 회로에서는 극복하기가 더 어렵다. 비디오 앰프는 상당한 컬렉터-베이스 피드백으로 이러한 고주파수에서 작동할 수 없으므로, 매우 낮은 유효 피드백 용량을 가진 캐스코드는 CRT 기반 모니터의 비디오 앰프를 위한 설계 선택 사항이다.
캐스코드 작동
그림 1은 신호 소스 Vin에 의해 구동되는 입력 단으로 공통 소스 앰프와 출력 신호 Vout을 가진 출력 단으로 공통 게이트 앰프를 가진 캐스코드 앰프의 예를 보여준다.
하단 FET가 전도되면 상단 FET의 소스 전압이 변경되고, 게이트와 소스 사이의 전위 변화로 인해 상단 FET가 전도된다.
이 회로 배열의 주요 장점은 입력(하단) FET의 출력 단자(드레인)의 부하로 상단 장효과 트랜지스터 (FET)를 배치하는 데 있다. 작동 주파수에서 상단 FET의 게이트가 효과적으로 접지되어 있기 때문에, 상단 FET의 소스 전압(따라서 입력 트랜지스터의 드레인)은 작동 중에 거의 일정한 전압으로 유지된다. 즉, 상단 FET는 하단 FET에 낮은 입력 저항을 보여주므로 하단 FET의 전압 이득이 매우 작아져 하단 FET의 드레인에서 게이트로의 밀러 효과 피드백 용량이 극적으로 감소한다. 이 전압 이득 손실은 상단 FET에 의해 복구된다. 따라서 상단 트랜지스터는 하단 FET가 최소한의 음의(밀러) 피드백으로 작동하게 하여 대역폭을 향상시킨다.
캐스코드 작동
상단 FET 게이트는 전기적으로 접지되어 있으므로, 드레인과 게이트 사이의 부유 커패시턴스 Cdg의 충방전은 단순히 RD와 출력 부하(예: Rout)를 통해 이루어지며, 주파수 응답은 관련 RC 시정수 τ = Cdg RD//Rout 이상의 주파수에만 영향을 받는다. 즉, f = 1/(2πτ)는 Cdg가 작기 때문에 상당히 높은 주파수이다. 즉, 상단 FET 게이트는 Cdg의 밀러 증폭에 영향을 받지 않는다.
상단 FET 스테이지가 소스를 입력 노드로 사용하여 단독으로 작동했다면(즉, 공통 게이트(CG) 구성), 좋은 전압 이득과 넓은 대역폭을 가졌을 것이다. 그러나 낮은 입력 임피던스는 매우 낮은 임피던스 전압 드라이버에 유용성을 제한할 것이다. 하단 FET를 추가하면 높은 입력 임피던스를 제공하여 캐스코드 스테이지를 고임피던스 소스로 구동할 수 있다.
상단 FET를 일반적인 유도성/저항성 부하로 교체하고 입력 트랜지스터의 드레인에서 출력을 취한다면(즉, 공통 소스(CS) 구성), CS 구성은 캐스코드와 동일한 입력 임피던스를 제공하지만, 캐스코드 구성은 잠재적으로 더 큰 이득과 훨씬 더 큰 대역폭을 제공한다.
캐스코드 작동
캐스코드 배열 또한 매우 안정적이다. 출력은 전기적으로나 물리적으로 입력으로부터 효과적으로 격리된다. 하단 트랜지스터는 드레인과 소스 모두에서 거의 일정한 전압을 가지므로 게이트로 다시 피드백할 "것"이 본질적으로 없다. 상단 트랜지스터는 게이트와 소스에서 거의 일정한 전압을 가진다. 따라서 중요한 전압을 가진 노드는 입력과 출력뿐이며, 이들은 거의 일정한 전압의 중앙 연결과 두 트랜지스터의 물리적 거리에 의해 분리된다. 따라서 실제로 출력에서 입력으로의 피드백은 거의 없다. 금속 차폐는 필요할 때 더 큰 격리를 위해 두 트랜지스터 사이에 효과적이고 쉽게 제공될 수 있다. 이는 고주파에서 중화를 필요로 하는 단일 트랜지스터 앰프 회로에서는 어려울 것이다.
표시된 바와 같이, 두 개의 "스택된" FET를 사용하는 캐스코드 회로는 두 FET에 일부 제한을 가한다. 즉, 상단 FET는 소스 전압이 충분히 높게 바이어스되어야 한다(하단 FET 드레인 전압이 너무 낮게 스윙하여 포화 상태가 될 수 있음). FET에 대한 이 조건을 보장하려면 쌍에 대한 신중한 선택 또는 상단 FET 게이트의 특수 바이어싱이 필요하며 비용이 증가한다.
캐스코드 작동
캐스코드 회로는 접합형 트랜지스터, MOSFET, 또는 심지어 하나의 FET(또는 MOSFET)와 하나의 BJT를 사용하여 구축할 수도 있다. 이 회로 배열은 초단파 텔레비전 튜너가 진공관을 사용했을 때 매우 흔했다.
캐스코드 배열은 높은 이득, 높은 대역폭, 높은 슬루율, 높은 안정성, 높은 입력 임피던스를 제공한다. 2개의 트랜지스터 회로로서 부품 수가 매우 적다.
캐스코드 회로는 두 개의 트랜지스터와 비교적 높은 공급 전압이 필요하다. 2-FET 캐스코드의 경우, 두 트랜지스터 모두 작동 시 충분한 VDS로 바이어스되어야 하며, 이는 공급 전압에 대한 하한을 부과한다.
캐스코드 작동
이중 게이트 MOSFET은 종종 "단일 트랜지스터" 캐스코드 역할을 한다. 민감한 초단파 수신기의 프런트 엔드에서 흔히 사용되며, 이중 게이트 MOSFET은 주 게이트(MOSFET 제조업체에서는 일반적으로 "게이트 1"로 지정됨)가 입력에 연결되고 두 번째 게이트가 접지(바이패스)된 상태에서 공통 소스 앰프로 작동한다. 내부적으로 두 개의 인접한 게이트로 덮인 하나의 채널이 있으며, 따라서 결과 회로는 전기적으로 두 개의 FET로 구성된 캐스코드이며, 공통 하단 드레인-상단 소스 연결은 단순히 두 게이트 사이의 경계에 물리적으로 인접한 단일 채널의 해당 부분이다.
캐스코드 회로는 슈퍼헤테로다인 수신기에서 믹서 회로를 곱하는 데 매우 유용하다. 하단 게이트에는 RF 신호가 믹서로 공급되고, 상단 게이트에는 국부 발진기 신호가 믹서로 공급된다. 두 신호는 믹서에 의해 곱해지고, 차이 주파수인 중간 주파수는 캐스코드 믹서의 상단 드레인에서 취해진다.
이는 전체 차동 증폭기 단을 캐스코드하여 평형 믹서를 형성하고, 이어서 길버트 셀 이중 평형 믹서로 더욱 발전되었다.
캐스코드 기타 응용
집적 회로의 등장으로 트랜지스터는 실리콘 다이 면적 측면에서 저렴해졌다. 특히 MOSFET 기술에서는 캐스코드 연결이 전류 미러에 사용되어 출력 전류원의 출력 임피던스를 증가시킬 수 있다.
변형된 캐스코드 버전은 변조기로도 사용될 수 있으며, 특히 진폭 변조에 적합하다. 상단 소자는 오디오 신호를 공급하고, 하단 소자는 RF 증폭기 소자이다.
캐스코드는 전압 레더와 결합하여 고전압 트랜지스터를 형성할 수도 있다. 입력 트랜지스터는 낮은 UCEO 유형일 수 있으며, 다른 트랜지스터는 쌓인 선형 직렬 전압 조정기 역할을 하여 상당한 공급 전압 분량을 견딜 수 있어야 한다. 큰 출력 전압 스윙의 경우, 베이스 전압이 커패시터에 의해 접지로 바이패스되어서는 안 되며, 가장 위쪽의 레더 저항은 전체 공급 전압을 견딜 수 있어야 한다는 점에 유의해야 한다.
이는 선형 직렬 전압 조정기가 실제로는 입력 및 출력 지정이 바뀐 전류 버퍼임을 보여준다.
캐스코드 2-포트 파라미터
캐스코드 구성은 입력 임피던스, 출력 임피던스, 전압 이득을 사용하여 간단한 전압 앰프(또는 더 정확하게는 g-파라미터 사단자 회로망)로 나타낼 수 있다. 이러한 파라미터는 아래의 해당 g-파라미터와 관련이 있다. 여기서 고려되지 않은 다른 유용한 속성은 회로 대역폭과 동적 범위이다.
이상화된 소신호 등가 회로는 그림 2의 회로에 대해 전류원을 개방 회로로, 커패시터를 단락 회로로 대체하여 구성할 수 있다. 이는 해당 커패시터가 관심 주파수에서 단락 회로 역할을 할 만큼 충분히 크다고 가정한다. BJT는 소신호 회로에서 하이브리드-파이 모델로 나타낼 수 있다.
유사하게, 소신호 파라미터는 MOSFET 버전에 대해서도 유도될 수 있으며, MOSFET을 하이브리드-π 모델 등가로 대체한다. 이 유도는 MOSFET 게이트 전류가 0이므로 BJT의 소신호 모델이 제로 베이스 전류의 극한에서 MOSFET의 소신호 모델이 된다는 점을 통해 단순화될 수 있다:
여기서 VT는 열 전압이다.
요인 gmrO의 조합은 위 공식에서 자주 나타나며, 추가 검토를 요한다. 접합형 트랜지스터의 경우 이 곱은 ( 하이브리드-파이 모델 참조):
캐스코드 2-포트 파라미터
일반적인 개별 접합형 트랜지스터 장치에서 얼리 전압 VA ≈ 100 V이고 실온 근처의 열 전압은 VT ≈ 25 mV이므로 gmrO ≈ 4000이 되어 상당히 큰 숫자이다.
하이브리드-파이 모델 문서에서 활성 모드의 MOSFET에 대해 다음을 찾을 수 있다.
65 나노미터 기술 노드에서 ID ≈ 폭 1.2 mA/μ, 공급 전압은 VDD = 1.1 V; Vth ≈ 165 mV, Vov = VGS − Vth ≈ 5%VDD ≈ 55 mV이다. 일반적인 길이를 최소 길이의 두 배로 취하면 L = 2 Lmin = 0.130 μm이고 λ ≈ 1/(4 V/μm L)의 일반적인 값을 취하면 1/λ ≈ 2 V, gmrO ≈ 110을 얻으며, 여전히 큰 값이다. 요점은 gmrO가 기술에 관계없이 거의 크기 때문에 MOSFET 및 바이폴라 캐스코드 모두에 대해 표로 작성된 이득과 출력 저항이 매우 크다는 것이다. 이 사실은 이어지는 논의에 영향을 미친다.