Yüksek güçlü IGBT'ler için kapı sürme devresi
Gate drive circuit for high power IGBTs
Yazar: OSMAN TANRIVERDİ
Danışman: DR. ÖĞR. ÜYESİ DENİZ YILDIRIM
İstanbul Teknik Üniversitesi / Lisansüstü Eğitim Enstitüsü / Elektrik Mühendisliği Ana Bilim Dalı / Elektrik Mühendisliği Bilim Dalı
Derece: Doktora, 2023
Konu: Elektrik ve Elektronik Mühendisliği = Electrical and Electronics Engineering
Dizin: Anahtarlama = Switching ; Güç elektroniği = Power electronics ; Güç çeviriciler = Power converters ; IGBT = IGBT

Özet:
IGBT anahtarlama elemanlarının SOA (Emniyetli çalışma bölgesi İng: Safe Operating Area) bölgesi içerisinde çalışması, sistemdeki di_C/dt'den (kollektör akım değişim hızı) kaynaklı gürültülerin azaltılması, anahtarlama kayıplarının ve bunun sonucu oluşan IGBT'lerin sıcaklık değişimlerinin kontrolünün yapılabilmesi için kapı sürme devrelerinin tasarımı büyük önem taşımaktadır.
IGBT anahtarlama geçişlere bakıldığında iki önemli elektriksel stres görülmektedir: Bunlardan birincisi, iletime geçiş esnasında IGBT paralel diyotundan dolayı oluşan yüksek akım aşımlarıdır. İkincisi ise kesime geçiş esnasında sistemdeki kaçak endüktanslardan dolayı IGBT uçlarında oluşan gerilim aşımlarıdır. IGBT'lerin anahtarlandığı çevirici sistemini etkileyen diğer önemli bir etken olan elektromanyetik yayınım durumu bu iki problemden kaynaklanmaktadır. 
Sürekli çalışmada ise jonksiyon sıcaklığı ve sıcaklıktaki değişimler sistem güvenliğini etkilemektedir. Yüksek ve çok fazla aralıkta değişen sıcaklıklar IGBT'lerde ömür problemine neden olmaktadır. Sıcaklık artışlarında IGBT'nin anahtarlama kayıplarını azaltmak sıcaklık değişimini azaltmak için gerekli bir durumdur.
Bu tez çalışması IGBT'lerde aktif kapı sürme algoritması ile yukarıda bahsedilen elektriksel ve termal etkenleri iyileştirmektedir. Akım ve gerilim değişimlerinin kontrolünü birbirinden bağımsız yapmak suretiyle IGBT anahtarlama kayıplarını yalnızca gerilim değişimini değiştirerek düşürmek bu tez çalışmasının temel algoritmasını oluşturmaktadır. Yalnızca gerilim hızını değiştirmek IGBT kesime geçiş sırasında gerilim ve akım aşımlarını ve sistemdeki EMI (Elektromanyetik Girişim İng: Electromagnetic Interference) problemlerini değiştirmez. Çünkü bu hususlar akım değişim hızının değişimiyle alakalıdırlar. 
Tez çalışması kapsamında IGBT iletime ve kesime geçiş aralıkları kollektör akımı ve kollektör-emiter gerilimi ve kapı gerilimi açısından incelenmiştir. Anahtarlama geçişlerinin her bir aralığına etkiyen faktörler incelenmiş ve formülleriyle verilmiştir. IGBT aktif sürme algoritması IGBT kapı gerilimini uygun anahtarlama aralıklarında istenilen seviyeye getirmeye dayalı çalışmaktadır. Bu davranışı görmek adına öncelikle ANSYS Simplorer ortamında benzetim çalışması yapılmıştır. Benzetim çalışması ile IGBT'nin anahtarlama geçişleri örnek bir modül için nominal akım ve gerilim değerlerinde incelenmiştir. Bunun için de örnek modülün benzetim ortamında modellemesi gerçeklenmiştir. Çalışmada IGBT'nin geçişleri inceleneceği için yapılan modelleme dinamik modellemedir. Modellemenin doğruluğunu analiz etmek için gerçek ortamda IGBT tetiklenmiş, dalga şekilleri çıkartılmıştır. Aynı elektriksel değerlerde benzetim ortamında dalga şekilleri çıkartılmış, gerçek verilerle karşılaştırılmıştır. 
Tez çalışması kapsamında tamamıyla analog köntrollü bir aktif sürüş tekniği geliştirilmiş ve bir donanım üzerinde gerçeklenmiştir. Algoritma sıcaklığa bağlı olarak dv_{CE}/dt'nin değiştirilmesini, bu esnada di_C/dt'nin sabit kalmasını sağlamaktadır. Geliştirilen bu tekniğin uygulamada yüksek güçlü çeviricilerde, özellikle sistemler için en az 30 yıl ömür isteyen raylı araç uygulamalarında IGBT ömür gelişiminde etkili olacağı gösterilmiştir. Algoritmanın geliştirme aşamaları şu şekildedir:
Birinci aşamada dv_{CE}/dt ve di_C/dt'nin bölgesel olarak birbirinden bağımsız değiştirilme uygulaması gerçeklenmiştir. Bunun için IGBT'nin endüktif yük altında anahtarlanması esnasında akım ve gerilim değişim bölgelerinin birbirinden farklı zamanda oluşması durumu kullanılmıştır. Yani dv_{CE}/dt değişiminde di_C/dt sabit kalmakta, di_C/dt değişiminde ise dv_{CE}/dt sabit kalmaktadır. v_{CE} kollektör-emiter gerilim değişimi ve i_C kollektör akım değişimlerinin kullanıldığı geri besleme devre yapılarında gerilim büyüklüğü bir kazanç ile değiştirilebilmektedir. Geri besleme gerilimleri akım ve gerilimin d/dt değişimi olduğu için yalnızca akım ve gerilimin değiştiği bölgelerde gerilimler oluşmaktadır. Oluşan bu geri besleme gerilimleri IGBT kapısını süren PWM gerilime negatif olarak eklenmektedir. Bu gerilimlerin büyüklükleri kazançları ile değiştirildiğinde dv_{CE}/dt ve di_C/dt gerilim ve akım değişim hızları artmakta ya da azalmaktadır. Fakat burada kritik nokta, kollektör-emiter gerilim kazancı değiştirildiğinde yalnızca dv_{CE}/dt'nin değişip di_C/dt'nin sabit kalması, kollektör akım kazancının değiştirildiğinde yalnızca di_C/dt'nin değişip dv_{CE}/dt'nin sabit kalmasıdır. Bu durum geliştirilen kapı sürme devresinde gerçeklenmiştir. Bu aşamada IGBT iletime geçiş esnasında dv_{CE}/dt değişiminden oluşan geri besleme geriliminin di_C/dt'yi etkilediği görülmüştür. Bu etki kollektör-emiter geriliminin düştüğü ana bölgede değil kollektör akımının yükseldiği bölgede oluşan dv_{CE}/dt geri besleme geriliminden dolayı oluşur. di_C/dt yükselme bölgesinde dv_{CE}/dt'den kaynaklı gerilimin oluşma nedeni şöyledir:\par
IGBT'nin iletime geçişin ilk aşaması v_{GE} kapı geriliminin v_{GEth} gerilimine ulaşmasıdır. Bu gerilim seviyesi IGBT içerisindeki MOSFET'in iletime geçmesini tetiklemektedir. Bunun devamında, IGBT kollektör akımı (i_C) hızla yükselmeye başlar. Akımın hızla yükselmesi sistemdeki L_S kaçak endüktans üzerinde back EMF oluşmasına neden olur. Bu da kollektör geriliminin (v_{CE}) bir basamak düşmesinin nedenidir. Kollektör akımının tepe değerine ulaşmasının ardından v_{CE} gerilimi doyma gerilimine hızla düşer. 
v_{CE} geriliminin ilk basamak düşüşü ile kollektör-emiter geri besleme v_{CE,FB} geriliminde bir yükseliş meydana gelmektedir. Bu ilk gerilim yükselişi de v_{GE} geriliminde küçük de olsa bir gerilim düşüşüne neden olur. Bu da tam olarak i_C akımının yükselme zamanına denk gelmektedir. i_C kollektör akımının değişim hızında (di_C/dt) değişme olmasının nedeni v_{GE} gerilimindeki değişimdir. IGBT'nin iletime geçişi esnasında dv_{CE}/dt gerilim kazancının değişiminde di_C/dt'nin de bu şekilde değişmesini ortadan kaldırmak için tez çalışmasında tamamen analog yapıda bir devre algoritması geliştirilmiş ve gerçeklenmiştir. Burada algoritma v_{CE,FB} geriliminin ilk yükseliş basamağının sıfırlanmasına dayanmaktadır. Bunun için IGBT'nin iletime geçişi esnasında çekilen kapı akımı diferansiyel olarak okunup bir karşılaştırma devresine sokulmaktadır. Karşılaştırma devresi çıkışı bir tranzistörü tetikleyerek v_{CEFB} devresi çıkışını sıfırlamaktadır. 
Tez çalışmasının ikinci aşamasında IGBT jonksiyon sıcaklığı algoritmaya eklenmiştir. Sıcaklık bilgisi v_{CE,FB} geri besleme gerilimini değiştirmekte, bu da dv_{CE}/dt değerini artırıp azaltmaktadır. IGBT anahtarlama hızı IGBT jonksiyon sıcaklığı ile birlikte dinamik bir şekilde değiştirilmektedir. Burada amaç, yüksek sıcaklıklarda dv_{CE}/dt'yi artırarak IGBT kayıplarını düşürmektir. Kayıpların düşmesi jonksiyon sıcaklığını azaltıcı yönde etki etmektedir. Nominal güçlerde sıcaklığın IGBT'lerin jonksiyon bölgesinde daha düşük olması IGBT ömrü açısından iyileşmedir. Ömür konusunda bir diğer parametre ise sıcaklık dalgalılığıdır. Özellikle bir raylı araç olan manevra lokomotifi uygulamalarında kısa süreli değişken yükler çekilmektedir. Bu da IGBT üzerinden geçen akımın nominal akım seviyesinden düşük akım seviyesi aralığında kısa süreli oynadığı bir durumdur. Bu yük çevriminde IGBT jonksiyon sıcaklığı da belirli bir sıcaklık bandında oynamaktadır. Geliştirilen algoritma ile bu sıcaklık bant aralığı da azalmaktadır. Sıcaklık geri beslemesi devrede v_{CEFB} geri besleme gerilimi ile analog olarak çarpılmaktadır. Yaklaşık 25 derecelerde ''1V'' olan NTC gerilim bilgisi 150 derece sıfıra çok yakındır. Dolayısıyla, sıcaklık geri beslemesinin etkisi IGBT üzerinden geçen akım düştükçe yani sistemden çekilen güç düştükçe azalmaktadır. 
Tez çalışmasında deneysel çalışmaların yapılması için bir düzenek kurulmuştur. Anahtarlama analizlerinin yapılabildiği çift darbe test düzeneği üzerinde IGBT kapı sürme devresi geliştirilmiştir. 2500VDC gerilimin üretilebildiği deney düzeneği üzerinde kısa süreli 1500A akım akıtılabilmektedir.

Abstract:
Gate drive circuit design has become increasingly significant for the operation of IGBT switching elements within the SOA (Safe Operating Area) region, reducing the noise caused by di_C/dt (collector current change rate) in the system, controlling the switching losses and therefore the management of the junction temperature change of IGBTs. When we analyze the changes in IGBT switching, two significant issues come up: The first one is the high current overshoots due to the IGBT parallel diode during the turn-on transition. The second is the voltage overshoots that occur at the IGBT terminals due to the leakage inductances in the system during the fast turn-off. These two issues together result in electromagnetic emission to the system, which is another significant issue. 
The issue in continuous operation is variations in junction temperature. Temperatures that vary in a wide range cause life problems in IGBTs. Reducing the switching losses of the IGBT at temperature increases was necessary to reduce the heating variation. The main goal of this thesis is to reduce the IGBT switching losses by adjusting only the voltage change by independently controlling the current and voltage change rates. Changing the voltage rate alone does not change the voltage and current overshoots and EMI (Electromagnetic Interference) issues in the system during the IGBT switching transitions. Because these situations are related to the rate of change of current.
Within the scope of the thesis, the IGBT turn-on and turn-off transition intervals were examined in terms of collector current, collector-emitter voltage and gate voltage. The factors affecting each interval of switching transitions are examined and given with their formulas. Maintaining the IGBT gate voltage to the desired level at suitable switching intervals is the basis of the IGBT active driving algorithm's operation. In order to see this behavior, firstly, a simulation study was carried out in the ANSYS Simplorer environment. The switching transitions of the IGBT are analyzed for a sample module at nominal current and voltage values. Firstly, the modeling of the sample module in the simulation environment has been implemented in simulation. Since the transitions of the IGBT has to be examined in the study, the modeling is done with dynamic modeling. In order to analyze the accuracy of the modeling, IGBT was switched in the real environment and waveforms were extracted. Waveforms were extracted in the simulation environment also at the same electrical and environmental conditions and the data were compared with the real data. 
Within the scope of the thesis, a fully analog controlled active driving technique has been developed and implemented on a hardware. The method makes sure that di_C/dt stays constant while dv_{CE}/dt changes based on the temperature. It has been shown that this newly developed technique will be successful in extending IGBT life in high-power inverters, particularly in traction systems for rail vehicles. The development stages of the algorithm are as follows: 
In the first stage, independent control of dv_{CE}/dtand di_C/dt has been realized. This case is used when the current and voltage change zones are formed in different zones during the switching of the IGBT under inductive load. That is, di_C/dt remains constant in the dv_{CE}/dt change, and dv_{CE}/dt remains constant in the di_C/dt change. For this, v_{CE} collector-emitter voltage and i_C collector current are taken as feedback to the circuit. In feedback circuit structures, the voltage magnitude can be changed with a gain. Since the feedback voltages are the d/dt change of current and voltage, only voltages occur in the regions where current and voltage change. These feedback voltages are added negatively to the PWM voltage driving the IGBT gate. When the magnitudes of these voltages are changed with their gains, the voltage and current change rates of dv_{CE}/dt and di_C/dt increase or decrease. But the critical point here is that when the collector-emitter voltage gain is changed, only dv_{CE}/dtchanges and di_C/dt remains constant, when the collector current gain is changed, only di_C/dt changes and dv_{CE}/dt remains constant. This technique has been realized in the developed gate drive hardware. At this stage, it has been observed that the feedback voltage formed by the dv_{CE}/dt change during the IGBT turn-on transition affects di_C/dt. This effect is caused by the feedback voltage dv_{CE}/dt, which occurs in the region where the collector current increases, not in the main region where the collector-emitter voltage decrease rapidly from DC bus voltage to saturation voltage. The reason of the voltage occuring from dv_{CE}/dt in the rise region of di_C/dt is:
The first step of the IGBT to turn on is the gate voltage v_{GE} to reach v_{GE,th}. This voltage level triggers the MOSFET in the IGBT to turn-on. Following this, the IGBT collector current (i_C) starts to rise rapidly. The rapid increase of the current causes a back-EMF on the leakage inductance L_S in the system. This is the reason why the collector voltage (v_{CE}) decrase one step. After the collector current reaches its peak value, the v_{CE} voltage drops rapidly to the saturation voltage. 
With the first step drop of the v_{CE} voltage, an increase occurs in the collector-emitter feedback voltage v_{CE,FB} voltage. This initial voltage spike also causes a small voltage drop in voltage v_{GE}. This corresponds exactly to the rise time of the current i_C. The change in the rate of change of the collector current i_C (di_C/dt) is due to the change in the voltage v_{GE} at this time. In order to eliminate the variation of di_C/dt in the change of the voltage gain of dv_{CE}/dt during the turn-on transition of the IGBT, a completely analog circuit algorithm was developed and implemented in the thesis study. The algorithm used in this case is based on resetting the v_{CE,FB} voltage's first increasing step. For this, the gate current drawn during the turn-on transition of the IGBT is differentially read and inserted into a comparison circuit. The comparison circuit output triggers a transistor, resetting the v_{CE,FB} circuit output. This algorithm is named as hold at zero algorithm.
In the second stage of the thesis, the IGBT junction temperature was added to the algorithm. Temperature signal changes the feedback voltage v_{CE,FB}, which increases or decreases dv_{CE}/dt. The IGBT switching characteristic is dynamically changed with the IGBT junction temperature. The aim here is to reduce IGBT losses by increasing dv_{CE}/dt at high temperatures. The junction temperature decreases in response to the reduction in losses. IGBT life is improved when the junction temperature is lower at rated power. Another parameter regarding lifetime is temperature fluctuation. Especially in applications of shunting locomotive, which is a rail vehicle, short-term variable loads are drawn. This is a situation where the current flows through the IGBT at current levels lower than the rated current for a short time. In this operating cycle, the IGBT junction temperature also changes in a certain temperature band. This temperature fluctuation also has a great impact on lifespan. With the developed algorithm, this temperature band gap also decreases. When the temperature feedback is enabled, it is multiplied by the feedback voltage $v_{CEFB}$ analogously. NTC voltage information, which is "1V" at 25 degrees, is very close to zero at 150degrees. Therefore, the effect of temperature feedback decreases as the current flowing through the IGBT decreases, that is, the power drawn from the system decreases. 
In order to verify the temperature feedback concept algorithm for continuous operation, IGBT driver circuit was built and simulated in Ansys Simplorer program. The double pulse test structure is not a circuit structure used for continuous operation. It is therefore not designed and sized for continuous operation. Therefore, besides examining the effect of the developed temperature algorithm with double pulse test, driver circuit simulations were carried out to see the effect on the temperature in continuous operation at full load. But before simulation of the proposed algorithm, IGBT had to be modelled. The dynamic model of the IGBT was built in Ansys Simplorer. The degree of closeness of the model to itself was checked with the double-pulse test circuit established in both environments. For this, the actual switching graphs and the switching energies calculated with the data obtained from these graphs are compared with the graph data taken from the simulation circuit in which the created model is used. The results are given in a chart as percentage deviation. In addition, the amount of voltage spike reflected to the DC bus because of the leakage inductance in the system, especially during the IGBT turn-off was compared with the graphs obtained. The module is MBM450FS33F. Since it is the reference module for the study, the modeling of this module in the analysis program has been made. From the simulation results, the effect of temperature feedback on the system was compared with the situation when the system was not activated. It was observed that the junction temperature decreased by about 7-8 degrees in the period of increasing load, while the temperature decrease in the regions where the load is decreased, remained similar as expected. This difference will increase as the temperature approaches the maximum junction temperature levels.
Electronic prototype hardware was designed and implemented to experiments to verify the new type of analog-controlled active gate driver circuit algorithm. The prototype IGBT gate driver consists of two electronic boards: "Gate Driver Control Board" and "Gate Driver Module Board". The PWM signal required for the double pulse tests of the gate drive circuit is provided by the DSP development environment with a 50Mhz crystal. In the control software, the number of PWM pulses and the pulse rate (duty cycle) can be entered as parameters in the software development interface of the processor. The output of the door driver control card is directly connected to the module card with a 20P flat cable. There are PWM, feedbacks, NTC information and power supply signals between the two boards. The IGBT module board is placed directly on the IGBT module, and the module is connected to all signal terminals. The IGBT module is connected to the double pulse power stage with the help of power connectors and busbars.
Experimental results are given in Chapter 4 in order to verify the proposed algorithm. Firstly, the waveforms of independent control of di_C/dt and dv_{CE}/dt is given. It has been verified that the collector-emitter voltage drop rate (dv_{CE}/dt) at the on transition can be controlled without changing the collector current rise rate (di_C/dt). As the collector voltage feedback gain increases, the v_{CE,FB} feedback voltage increases in the negative direction, and the v_{GE} gate voltage decreases with the addition of this voltage with the PWM signal. The decrease of the gate voltage in the drop range of collector-emitter voltage v_{CE} causes dv_{CE}/dt to decrease. That is, the higher the feedback gain, the slower the IGBT transmits. Meanwhile, di_C/dt remains constant with the rate of rise. This is the reason why the current exceedance during the transition to conduction remains constant. The levels at which the current waveforms fall after their overshoot are different. This is because feedback gain changes affect di_C/dt at these points. It is verified that the decrease rate of the collector current (di_C/dt) in the transition to conduction can be controlled without changing the rate of rise of the collector-emitter voltage (dv_{CE}/dt). As the current feedback gain increases, the v_{IC,FB} feedback voltage increases in the negative direction, and the v_{GE} gate voltage decreases with the addition of this voltage with the PWM signal. The decrease of the gate voltage in the drop range of the collector current i_C causes the di_C/dt to decrease. IGBT conducts more slowly as the collector current feedback gain increases. Meanwhile, dv_{CE}/dt remains constant. Since the times when the current reaches its peak change in every case, the collector-emitter voltage starts to decrease, waiting for these peak moments of the current. Therefore, the voltage waveforms fall at different times but with the same slope. 
Secondly, the algorithm of hold at zero algorithm was verified experimentally. First of all, the results are obtained at different feedback gain values when the hold at zero circuit structure is not activated. As can be seen from the measurement results taken at two different values of the gains, the current changes at different rise rates at turn-on transition. The increase of di_C/dt in the turn-on of the IGBT also increased the current peak due to the reverse recovery of the upper IGBT diode. In this case where the algorithm is not run, it has been shown experimentally that the collector current change rate and the resulting current overshoot change. Overcurrent may cause the system to go out of the SOA region on the IGBT. At the same time, di_C/dt change can increase the EMI effect in the system. Secondly, the situation in which the hold at zero algorithm activated was examined. The measurement results of the gains in the v_{CE} feedback structure were taken at the same gain values. In this case, it has been verified that the current rise rate at the turn-on transition does not change in both cases. Collector current overshoots also remained constant.
The square wave voltage signal at the output of the comparator operational amplifier, which triggers the transistor that pulls the collector-emitter feedback voltage to zero, is formed by comparing the voltage occurring on the IGBT turn-on gate resistor with a reference voltage. Safety operation of this algorithm is possible by the fact that the region of the voltage formed on the turn-on gate resistor of the IGBT compared to the reference voltage does not change in any way under every operating condition. The reference voltage used in the comparator structure should also not change. Since the reference voltage is provided with a special reference integrated circuit component in the gate driver hardware, it will not change under any circumstances. In this case, it was deemed necessary to examine the waveform of the voltage formed on the resistor. v_{RGon} voltage waveforms were measured at minimum and maximum gain values of collector-emiter feedback voltage, collector current values of 100A and 450A i_C and operating temperatures of 25 degrees and 125 degrees. It is seen that the collector current completes its rise during the transition period and the collector-emitter voltage changes in the range where the v_{RGon} voltage changes, thus the gate current during the turn-on transition changes under different conditions. However, since the reference voltage is not in this range at +2.5V, these changes in the v_{RGon} voltage have no effect on the comparison process. In this region, voltage waveforms overlap each other under all conditions.
In the thesis study, the experimental results in which the effect of the IGBT junction temperature change on the dv_{CE}/dt are shown. Temperature information is received over the NTC inside the IGBT module and converted to voltage. The resistance value of the NTC element decreases depending on the temperature rise. Since the resistance value decreases exponentially as the temperature increases, the rate of change of the resistance decreases significantly after approximately 50-60 degrees. The effect of junction temperature change on dv_{CE}/dt has been experimentally realized and waveforms have been extracted. Data were taken at four different temperature values: 25 degrees, 65degrees, 100 degrees and 125 degrees. According to these data, as the temperature increases, the amplitude of the v_{CE,dv_{CE}/dt} collector-emitter change rate feedback multiplied by the NTC voltage in the driver circuit structure decreases. Since this reduces the amplitude of the collector-emitter feedback voltage added in the negative direction to the reference voltage v_{PWM}, it accelerates the turn-on speed of the IGBT.
As a result, within the scope of this thesis, a new type of active driving technique has been developed for high power IGBTs. This technique can actively change the switching dynamics of IGBTs while driving under high voltage and current. It can reduce IGBT losses at critical operating levels, thus increasing the efficiency and life of the system. While doing this, it does not increase the electrical stress on the IGBT and does not have a negative effect on the operation of the system in the reliable region. In the normal driving technique, the switching transition speeds, which can only be changed by changing the R_G gate resistance, could be controlled separately with the new type of driving technique developed within the scope of this thesis. When di_C/dt remains constant at the optimum point, increasing dv_{CE}/dt reduces the sum of the switching losses. This feature is the superiority of the developed new type driving algorithm over industrial door driver circuits of high power IGBTs.