Method for demodulating D2-MAC signals or similar time division multiplexed frequency modulated signals and device for implementing the same

Abstract: For demodulating D2-MAC signals or similar time-division multiplex FM signals which do not have a symmetric spectrum and in which the RF band widths taken up by them change periodically in accordance with the modulating baseband time-division multiplex signal, the received band width is switched over in the rhythm of the time intervals of the baseband time-division multiplex signal during demodulation. This measure leads to an improvement in the FM threshold of the D2 signal component without distorting the MAC component (Fig. 3). <IMAGE>

Description: Verfahren zum Demodulieren von D2-MAC- oder ähnlichen Signalen, deren eingenommene HF-Bandbreiten sich periodisch, entsprechend dem modulieren den Basisband-Zeitmultiplexsignol ändern, sowie Anordnungen zum Durchführen Die Erfindung betrifft ein Verfahren gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie Anordnungen zum Durchführen dieses Verfahrens. Aus "Rundfunktechnische Mitteilungen", Jahrgang 29 (1985), Heft 5, Seiten 229 bis 246, ist es bekannt FM-modulierte Signale, deren eingenommene HF Bandbreiten sich periodisch, entsprechend dem modulierenden Basisbond-Zeitmultiplexsignal, ändern, insbesondere D2-Signaie, bei der Demodulation in der ZF-Bandbreite an das Übertragungssignal anzupossen, um eine Verbesserung der Bitfehlerrate zu erreichen. Das Umschaltkriterium ist dort der hochfrequente Störabstond. Übersteigt die Rauschleistung im demodulierten Basisbandsignal einen bestimmten Wert, der z.B. 10 dB C/N entspricht, so wird die Bandbreite des ZF-Filters für das gesamte Signal reduziert. Diese Art der Umschaltung führt zu Verzerrungen des Videosignals. Aus Radio Fernsehen Elektronik, 33., 1984, S. 663 bis 666, ist es bekannt, zur Demodulation von FM-Signalen einen Phase-Lock-Demodulator zu verwenden, der zusätzlich in Abhängigkeit vom Modulationshub geregelt wird. Damit ist eine Qualitätsverbesserung bezüglich des Rauschverhaltens erzielbar. Diese Anordnung ist jedoch nicht zur Demodulation von D2-MAC- oder ähnlichen Signalen verwendbar. Aufgabe der Erfindung ist es, das Verfahren gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 so auszubilden, dass wenig Verzerrungen auftreten. Ausserdem sollen Anordnungen zum Durchführen des Verfahrens aufgezeigt werden. Diese Aufgabe wird bezüglich des Verfahrens durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Die Ansprüche 2 bis 12 beinhalten Anordnungen zum Durchführen des Verfahrens bzw. deren Weiterbildungen. Die Erfindung führt zu einer Vereinfachung der FM-Demodulation bei Ein gangssignalen unterschiedlicher HF-Bandbreite oder ZF-Bandbreite verursacht durch ein Basisband-Zeitmultiplexsignal. Auf die Verwendung zweier Demodulatoren unterschiedlicher Bandbreite kann verzichtet werden. Das Verfahren lässt sich ohne grossen Zusatzaufwand für verschiedene Arten von Demodulatoren einsetzen, die Massnahmen zur Verbesserung der Empfangsqualität aufweisen. Einschwingzeiten von ZF( NF) -Filtern beim Umschalten spielen keine Rolle mehr. Das erfindungsgemässe Verfahren führt zu einer Verbesserung der FM-Schwelle des D2-Anteils im D2-MAC-Signal, ohne den MAC Signolanteil zu verzerren, Zusätzlich wird die FM-Schwelle für beide Signalanteile bei Verwendung von schwellwertverbessernden Demodulatoren verbessert. Die Kombination der Verfahrensschritte " Umschalten der Empfangsbandbreite im Takt der Zeitintervalle des D2-MAC-Signals" und "Verringerung der Empfangsbandbreite in Abhängigkeit von CIN" bedeutet eine nochmalige Verbesserung der FM-Schwelle für den MAC-Anteil und in geringerem Mass für den D2-Anteil, insbesondere bei einem ClN-Verhältnis Z 8 dB Anhand der Zeichnungen wird die Erfindung nun näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines D2-MAC-Signass, Fig. 2 die Multiplexstruktur des D2-MAC-Paket-Signals, Fig. 3 den prinzipiellen Aufbau eines Demodulators zum Durchführen des Verfahrens, Fig. 4 eine Schaltung zur Aufbereitung der Umschaltimpulse, Fig. 5 den zeitlichen Verlauf der Synchron-, Klemm- und Taktimpulse, Fig. 6 a und b Schaltungsanordnungen zur Umschaltung der Eingongsfilter bandbreite, Fig. 7 eine Anordnung zur Umschaltung der Loopfilterbandbreite, Fig. 8 eine weitere Anordnung zur Umschaltung der Loopfilterband breite, Fig. 9 eine Anordnung zur Umschaltung der Basisbandverstärkung, Fig. 10 die Umschaltung der Loopverstärkung durch ein Pindioden Dämp fungsg lied, Fig. 11 die Umschaltung der Loopverstärkung durch einen schaltbaren Spannungsteiler, Fig. 12 das Prinzip der Verringerung der Empfangsbandbreite des De modulator-Eingangsfilters, Fig. 13 das Prinzip der Verringerung der Empfangsbandbreite des De modu lator-Eingangsfilters in Verbindung mit einer Verringerung der Schleifenbandbreite des Demodulators und Fig. 14 zeigt die HF-Bandbreitenumschaltung in Abhängigkeit von CIN. Wie Fig. 1 zeigt, besteht ein D2-MAC/Paket prinzipiell ous einem D2-Signal paket (Ton, Daten) mit duobinärer Codierung, welches eine Dauer von T1 10,5 tjs aufweist, und einem MAC-Signol (Videosignal) von einer Dauer von T2 #53,5 s. Das so zusammengesetzte D2-MAC-Signal moduliert dann einen FM-Träger. Während der Dauer T1 verursacht das D2-MAC-Signol eine HF-Bandbreite Bl t;13 MHz und während der Dauer T2 eine HF-Bandbreite B2 b27 MHz. Bei anderen Bandbreiten muss auf den entsprechenden Hub des jeweiligen Systems abgestimmt werden. Die Multiplexstruktur des D2-MACl- Paket-Signais zeigt Fig. 2 in detaillierter Darstellung (val. auch Rundfunktechn. Mitteilungen, Jahrgang 29 (1985), Heft 5, Seite 233). In einem Rahmen wird zuerst ein Zeilensynchronwort von 6 Bit übertragen. Daran schliessen sich 99 Bits für das Ton-Daten-Paket an. Das Videosignal (MAC) wird durch eine Klemmperiode eingeleitet. Am Ende des MAC-Signals befinden sich Bitl und 2 des Zeilensynchronwortes. Die Ton-Daten-Pakete werden zeilenweise übergreifend übertragen, so dass das 82. Paket in der Zeile 623 endet und in dieser Zeile noch 95 Reservebits zur Verfügung stehen. Die Zeile 624 beinhaltet bezüglich der Breite des Ton-Daten-Pakets von 99 Bit 67 Reserve-Bits und 32 Klemm-Marker Bits. Die Zeile 625 umfasst 32 Clock-Bits, 64 Bits für das Bild-Synchronwort und 546 Bits zur Service-ldentifikation, wobei die letzere Information auch den für das MAC-Signal reservierten Bereich umfasst. Die Auswertung dieser Multip lexstruktur für die Umschaltzeiten wird ausführlich im Zusammenhang mit den Figuren 4 und 5 beschrieben. An Stelle des D2-MAC-Signals kann mit dem Verfahren gemäss der Erfindung auch eine Demodulation von B-MAC modulierten FM-Signalen vorgenommen werden. Bei B-MAC-Signalen muss die Generierung der Umschaltzeiten T7, 72, T3, ... entsprechend angepasst werden. Den prinzipiellen Aufbau eines Demodulators zum Durchführen des Verfahrens zeigt Fig. 3. Als Beispiel für einen Demodulator mit Massnahmen zur Verbesserung der Empfangsqualität ist in dieser Figur ein PLL-FM-Demodulator dargestellt. Dieser PLL-FM-Demodulator besteht aus einem eingangsseitigen Band filter BHF für das zu demodulierende HF-Signal. Daran schliesst sich ein Dämpfungsglied DG und der Phasendiskriminator PD an. Das Ausgangssignal des Phasendiskriminators wird über den Basisbandverstärker BV und das Loopfilter LF geführt. Das demodulierte Basisbandsignal ist am Ausgang des Loopfilters LF verfügbar. Vom Loopfilter LF wird ein Signal abgenommen zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) der PLL-Schleife. Das Ausgangssignal des VCO steuert in üblicher Weise den Phasendiskriminator PD. Das demodulierte D2-MA ClPaket-Signal wird einem handelsüblichen D2-De koder DEC zugeführt. Ein solcher D2-Dekoder DEC dient zur Dekodierung des D2-Datensignals im D2-MAC-Signal. Er liefert ausgangsseitig unter anderem Zeilensynchronrahmenimpulse 5H' Klemmimpulse CL sowie Taktimpulse CLK. Aus diesen Impulsen werden unter Verwendung eines Verzögerungsgliedes VZ und eines R-S-Flip-Flops FF (Fig. 4) Umschaltimpulse T1 ,.. T zur Um n schaltung der Schleifenbandbreite der PLL-Schleife im Takt der Zeitintervalle des Zeitmultip lexsignals 1 Basisband-Zeitintervalle des D2 -MA C-Signals abgeleitet. Der zeitliche Verlauf der Impulse SH, CL und CLK, der sich aus der Zeitmultiplexstruktur des D2-MAC-Signals gemäss Fig. 2 ergibt, ist in Fig. 5 dargestellt. Die 5H und CLK-lmpulse werden über das Verzögerungsglied VZ mit der Verzögerungszeittan den Set-Eingang des Flip-Flops FF geführt. Die CL-lmpulse gelangen direkt auf den Reset-Eingang von FF. Die sich am Ausgang des Flip-Flops FF ergebenden Umschaltimpulse T1, T2, T3, ... Tn sind ebenfalls in Fig. 5 dargestellt. Die Umscholtimpulse T1 bis Tn werden durch Verknüpfung von SH und CL-lmpulsen mittels des Flip-Flops FF erzeugt und bilden Steuersignale, derart, dass durch einen SH-lmpuls bei Beginn des D2 -Datensignals die Schleifenbandbreite, d.h. die Emp fangsbandbreite des Demodulators, reduziert wird und durch einen Klemmimpuls CL am Ende des D2 -Signals wieder auf die nichtreduzierte Schleifenbandbreite zurückgeschaltet wird. Das Verzögerungsglied VZ ist so bemessen, dass die Schaltflonke eines SH-lmpulses ca. eine Clockperiode von CLK vor dem ersten Bit des D2 Signals (Zeilensynchronwort) liegt. Das Verzögerungsglied VZ kann durch Zählen von n Clockperioden mit TCLK = 49,38 ns realisiert werden. Die Umschaltimpulse T1 und T2 haben eine Länge von T7 = 106 Bit und T2 = 542 Bit. Für die Zeilen 624, 625, 1, 2 ... wird ein zusätzlicher Umscholtimpuls mit T3 = 754 Bit erzeugt (Fig. 5, letzte Zeile) als Steuersignal für eine ebenfalls reduzierte Schleifenbandbreite. Die Umschaltung der Empfangsbandbreite - Schleifenbandbreite des PLL-Demodulators - konn an verschiedenen Stellen vorgenommen werden. Die ver schiedenen Möglichkeiten zeigt Fig. 3 durch gestrichelte Wirkungslinien. Eine Möglichkeit - Wirkungslinie I - ist die Umschaltung des Loopfilters LF und zwar während des Auftretens der Umschaltimpulse T1 bzw. T3 auf eine Bandbreite entsprechend von B1 S 13 MHz und während des Auftretens von T2 auf eine Bandbreite entsprechend von B2 Z 27 MHz, d.h. B2/B1 9M2. Bei anderen Hüben ergeben sich natürlich andere tlF-Bandbreiten. Eine andere Möglichkeit zur Beeinflussung der Schleifenbandbreite - Wirkungslinie II - ist die Umschaltung der Loopverstärkung, beispielsweise durch Schalten der Verstärkung des Basisband-Verstärkers BV in Abhängigkeit der Umschaltsi gnale T1, ... Tn, und damit Veränderung der Basisband-Verstärkung von einem Wert V1 auf einen Wert V2. Falls der Basisbandverstärker BV ein Dämpfungsglied am Ausgang aufweist, kann die Schleifenverstärkung auch durch Umschalten diese Dämpfungsgliedes im Takt von T1 bis T - Wirkungslinie n llf - erfolgen. Eine weitere Möglichkeit zur Umschaltung der Schleifenbandbreite besteht in der Umschaltung der Steilheit des Phasendetektors PD von einem Wert K auf einen Wert K D2 - Wirkungslinie IV. Falls dem Phasen detektor PD ein Dämpfungsglied DG vorgeschaltet ist, konn auch dieses Wirkungslinie V - in seiner Dämpfung stufenweise in Abhängigkeit von T T geschaltet werden. Das eingangsseitige Band filter BHF kann ebenfalls in n seiner Bandbreite in Abhängigkeit von Tal, ... T geschaltet werden - Wir n kungslinie Vl. Diese Möglichkeit ist insbesondere sinnvoll bei Verwendung eines herkömmlichen FM -Dem odu Iators ohne FM -Schwe llwertverbesserung. Es ist grundsätzlich möglich, mehr als eine der Wirkungslinien I bis Vl gleichzeitig wirksam werden zu lassen. Da der Ort der Verstärkung innerhalb der PLL-Schleife sekundär ist, kann der Basisbandverstärker BV auch anders wo angeordnet sein, beispielsweise zwischen Laapfilter LF und VCO. Bei Verwendung eines VCO mit hoher Steilheit ist gegebenenfalls gar keine Basisbandverstärkung nötig. Ebenso können Dämpfungsglieder anderswo ange ordnet sein oder entfallen. Wird anstelle eines FM-schwe Ilwertverbessernden PLL -Dem odu lators ein schwellwertverbessernder FM-Gegenkopp Iungsdemodulator verwendet, gelten die vorstehenden Betrachtungen sinngemäss. Im Takt der Umschaltsignale Tl, T / Basisband-Zeitinterval le werden dann entsprechend Schleifenverstärkung n und/oder Loopfilter umgeschaltet. Bei Verwendung eines Trackingfilter-Demodulators wird entsprechend die Filterbandbreite und/oder Schleifenverstärkung im Takt von T1, T2 " Tn umgeschaltet. Bei Anwendung des Verfahrens nach der Erfindung verbessert sich die FM Schwelle für die Bitfehlerrate des D2-Signals um ca. 3 dB bzw. entsprechend 10 log B2/B1 zu niedrigeren C/N-Werten, d.h. das D2-Signal (Ton, Daten) fällt erst nach dem Bildsignal (MAC) aus. Nachfolgend werden einige Scholtungsrealisierungen vorgestellt zur Umscholtung der Loopfi Iterbandbreite, Loopverstärkung und Ph asendiskrimina tors teil- heit. Diese Schaltungsrealisierungen werden für die Verwendung in einem PLL-Demodulotor beschrieben. Sie lassen sich jedoch auf die entsprechenden zuvor aufgezeigten Verwendungen leicht übertragen. Die Umschaltung der Bandbreite des Eingangs filters BHF zeigt Fig. 6a bzw. 6b. In Fig. 6a sind die Filtereingänge der beiden Filter F1 mit der Bandbreite B7 und F2 mit der Bandbreite B2 jeweils über den Umscholter S1 mit dem Signaleingang E verbindbor. Die beiden Ausgänge der Filter sind zusammengeschaltet und führen zum Phasendiskriminator PD. Nachteilig ist das Einschwingverhalten des ZF(HF)-Filters bei Umschaltung. Beim Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 6b sind beide Filtereingänge mit dem Signoleingang E verbunden. Die Filterausgänge sind jeweils mittels des Umschalters U mit dem Phasendiskriminator PD der PLL-Schleife verbindbar. Sowohl der Umchalter S7 wie auch der Umschalter U wird von den Umschalt signalen T T1, T2, Tn gesteuert. Die Anordnung gemäss Fig. 6b besitzt den Vorteil, dass auf eingeschwungene Filter umgeschaltet werden kann, was bezüglich des Auftretens von Verzerrungen günstiger ist. Die Umschaltung muss unterbrechungsfrei erfolgen. In Abweichung zu den Ausführungsbeispielen gemäss Fig. 6a und b kann auch ein einziges durchstimmbares Filter verwendet werden. Die Durchstimmung der HF-Bandbreite lässt sich vorteilhaft mittels Kapazitätsdioden reolisieren, die durch zwei abrufbare Steuerspannungen entsprechend der Umscholtsignale T1, T Tn für die jeweilige Bandbreite ,gesteuert werden. Die abrufbaren Steuerspannungen lassen sich an geladenen Kondensatoren abnehmen, die beispielsweise über ein PROM zuschaltbar sind. Zur Umschaltung der Loopfilterbandbreite ist die Schaltung gemäss Fig. 7 geeignet. Im Längszweig, d.h im Schleifenweg, befindet sich der Widerstand R 1 und im Querzweig die Serienschaltung aus Widerstand R2 und Kondensator C7. Parallel zum Kondensator Cl befindet sich eine Serienschaltung, gebildet aus Kondensator C2 und Drain-Source-Strecke eines Feldeffekttransistorschalters FS1. Das Gate von FS1 wird durch die Umschaltsignale T1, T27 T3 gesteuert. Für den Kondensator C2 muss während T2 die Spannung Uc2 gehalten werden, damit beim Einschalten von FSl keine Fehlerspannung in die Schleife eingespeist wird. Der Vorteil dieser Realisierung besteht darin, dass keine Einschwingvorgänge und keine Spikes auftreten. Eine andere Möglichkeit zur Umschaltung der Loopfilterbandbreite zeigt Fig. 8. Im Längszweig liegt wieder der Widerstand Rt. Im Querzweig liegt die Serienschaltung gebildet aus dem Widerstand R2, einem Koppelkondensator CK sowie einer ersten Brückendiagonale der Brückenschaltung von vier Kapazitötsdioden CD. Der Kondensator C1 ist abstimmbar ausgebildet und liegt parallel zur ersten Brückendiagonale und Koppelkondensator CK. In die Endpunkte der zweiten Brückendiagonale werden jeweils über Widerstönde RD die Umschaltsignale T7 ... Tn einmal invertiert und einmal nichtinvertiert eingespeist. Die Umschaltung der Basisbandverstärkung lässt sich durch eine Anordnung gemäss Fig. 9 realisieren. Als Basisbandverstärker dient hier eine Brücke mit zwei DC-Verstärkern. In der gemeinsamen Emitterleitung der beiden Tran sistorstufen oder zwischen den Kollektoranschlüssen befindet sich ein durch die Umschaltsignale T1, T T steuerbarer Schalter SB1, bzw. SB2. n Die Loopverstärkung lässt sich auch sehr einfach durch ein schaltbares Pindioden-Dämpfungsglied DG zur Umschaltung der Amplitude des HF-Eingangspegels vor dem Phasendiskriminator PD im Takt der Umschaltsignafe T Tn verändern (Fig.102. Fig. 11 zeigt eine weitere Möglichkeit zur Umschaltung der Loopverstärkung. Im Längszweig und im Querzweig des Dämpfungsgliedes DG am Eingang des Phasendiskriminators PD (Fig. 3) befindet sich jeweils ein Spannungsteilerwiderstand RT1; RT2. Der Widerstand RT2 ist über den von den Umschaltsignalen T1, ... Tn gesteuerten Schalter S2 mit Mosse verbindbor. Für den Schalter S2 eignet sich ein Pindiodenschalter, ein FET oder ein anderer schneller Schalter mit tan c 50 ns und toff L 750 ns. Der Phasendiskriminator PD kann beispielsweise mit einem Dual-Gate-FET aufgebaut sein, wobei sich durch geeignete Gatesteuerung in Abhängigkeit der Umschaltsignale T1, T Tn die Steilheit umschalten lässt, wobei dorauf zu achten ist, dass sich der Arbeitspunkt an der Drain-Elektrode des FET nicht ändert. Bisher wurde nur die Umschaltung der Empfangsbandbreite im Takt der Zeitintervalle des D2-MAC-Signals vorgestellt. Zur Verbesserung der FM-Schwelle konn die Empfangsbandbreite zusätzlich in Abhängigkeit des ClN-Verhältnisses verringert werden. Es lassen sich folgende Fälle unterscheiden: 1. Bei CIN 710 dss - keine Umschaltung der Empfangsbandbreite 2. Bei 8 d8' CIN < , 10 dB - Umschaltung der Empfangsbandbreite im Takt der Zeitintervolle des D2-MAC-Signols 3. Bei CIN # 8 dss a) Verringerung der Bandbreite eines Ein- gangsfilters in Abhängigkeit des CIN-Ver hältnisses bei gleicher Schleifenbandbreite wie unter 2. b) Verringerung der Bandbreite eines Ein gangsfilters in Abhängigkeit des CIN-Ver hältnisses bei gleichzeitiger Verringerung der Schleifenbandbreite des Demodulators. Für den Fall 3 a) lässt sich die Prinzipschaltung gemäss Fig. 12 verwenden. Mit einem Pegeldetektor LD vor dem eingangsseitigen Bandfilter BHF wird der Nutzempfangspegel gemessen. In einer Auswerteeinrichtung AE werden hieraus Steuersignale zur kontinuierlichen oder gestuften Verringerung der t,l,dtrerte des Band filters BHF in Abhängigkeit des Nutzempfangspegels gebildet. Bei sinkendem Nutzempfangspegel wird die Durchlassbandbreite des Band filters BHF verringert. Die Grenze des Variationsbereiches wird dabei von der eingenommenen HF-Bandbreite des D2-Anteiles bestimmt - hier°573 MHz. Im MAC-Signal treten dabei Verzerrungen auf, die jedoch visuell weniger stören als die an der FM-Schwelle ouftretenden Spikes. Das Kriterium zur Verringerung der Durchlassbandbreite kann nicht nur vom Nutzempfangspegel sondern auch aus den folgenden gemessenen Parometern abgeleitet werden: - SlN-Verhältnis in einem Ausserbandkanal, beispielsweise oberholb 8,4 MHz, - Höhe der Rausch impu lssp itzen (Impulsive -Noise"), - SlN-Verhältnis einer Testzeile des MAC-Anteils, z.B. der Schwarz- oder Weisswert der 624. Zeile, - Aussertrittfalfen der nachgeschalteten PLL-Schleife d.h. bei Ausser tritt fallen der PLL-Schleife wird das Bandfilter BHF auf kleinste Durchlassbereiche gesteuert. Die Baugruppen und Wirkungslinien I bis V gemäss Fig. 3 können für den Fall 3 a) wie zuvor angewendet werden. Für den Fall 3 b) eignet sich beispielsweise die Prinzipschaltung gemäss Fig. 13. Das eingangsseitige Band filter BHF besteht hier aus zwei Teilfiltern BE1 und BE2. Das Teilfilter BEl befindet sich immer im Signalweg. Es weist vorzugsweise eine feste Durchlassbandbreite ouf, die der Bandbreite B2 m 27 MHz entspricht. Das Teilfilter BE2, dessen Durchlossbandbreite steuerbar ist, ist über den Umschalter SU in Kette zum Teil filter BE7 in den Signolweg schaltbar. Die Steuerung des Umschalters SU erfolgt über einen der zuvor genannten gemessenen Parameter, wie Nutzempfangspegel, SlN-Verhältnis für Ausserbondkanal, Rouschimpulsspitzen, SlN-Verhältnis einer Testzeile oder Aussertrittfallen der PLL-Schleife. In Fig. 13 ist die Steuerung in Abhängigkeit des Nutzsignalpegels dargestellt. Über einen Nutzsignalpegeldetektor LD' und einen nachgeschalteten Schmitt-Trigger ST wird der Umschalter SU bei sehr kleinen Nutzempfongspegeln in Stellung x gebracht; d.h. Durchlassbandbreite zwischen 13 und 27 MHz. Bei einem Nutzsignalempfongspegel, der einem ClN-Verhöltnis von > 8 dB entspricht, wird der Umschalter SU in Stellung y gebracht; d.h. Durchlassbondbreite °527 MHz. Der mittels Detektor LD' gemessene Nutzempfongspegel wird der Auswerteeinheit AE' zugeführt, die ein Steuersignal St7 zur Verringerung der Bandbreite des Teilfilters BE2 bei zu geringem Nutzempfangspegel zur Verfügung stellt. Es wird jedoch nicht nur dos Steuersignal St1 zur Verringerung der Bandbreite des Teilfilters BE2 herangezogen sondern ouch ein vom Ausgangssignal des Dekoders DEC (Fig. 3) abgeleitetes Steuersignal St2. Beide Steuersignale St7 und St2 wirken über einen Addierer ADD auf den Steuereingang SE des Teilfilters BE2. Das aus St7 und St2 zusammengesetzte Steuersignal kann die Wirkungslinien I bis V zu den Bougruppen in Fig. 3 ersetzen. Die Wirkungslinien I bis VJ die zu den jeweiligen Stellgliedern führen, müssen dann für eine nochmalige Reduzierung der Schleifenbandbreite in Schritten oder kontinuierlich einstellbar ausgelegt sein. Damit wird die Schleifenbandbreite der PLL-Schleife für alle Umschaltimpulszeiten T1 ... Tn im gleichen Masse verringert wie die Durchlossbondbreite des Teilfilters BE2. Bei Inbetriebnahme des Demodulators oder bei fehlendem Scholtsignol ist es vorteilhaft, den Demodulotor zuerst auf kleinste Empfangsbandbreite zu schalten. In Fig. 14 ist die HF-Bandbreitenumschaltung über ClN dargestellt gemäss den drei zuvor behondelten Fällen. Die Schleifenbandbreite kann entsprechend veröndert werden, wobei die HF-Bandbreiten gemäss Fig. 14 um einen Faktor x < 1 reduziert werden; d.h. im Bereich CIN =8 dB ändert sich die Schleifenbondbreite proportional zur Bandbreite BHF.

Claims: Method for the demodulation of time multiplex signals with digital components and analog components in the form of frequency-modulated signals with measures for improving the quality of reception during the demodulation by bandwidth-switching, wherein the high-frequency bandwidths taken up by analog and digital components periodically vary according to a modulating baseband time multiplex signal, wherein the duration of the time intervals (T2) of the analog components within a period is different from the duration of the time intervals (T1) of the digital components and wherein the reception bandwidth is switched over during demodulation each time in the rhythm of the analog and the digital components, characterised thereby, that no switching-over of the reception bandwidth is undertaken for a high signal-to-noise ratio C/N, such as for example C/N at least equal to 10 decibels, and that the switching over of the reception bandwidth is undertaken in the rhythm of both the time intervals for the analog and the digital components for a medium CN, for example between 8 and 10 decibels, and for a low C/N, for example at most equal to 8 decibels, that the reception bandwidth for a medium C/N is switched over to a value which corresponds approximately to the high-frequency bandwidth of the components in the respective time interval and that the reception bandwidth for a low C/N is reduced still further in dependence on the measured C/N. Method according to claim 1, characterised thereby, that for reduction of the reception bandwidth, a demodulator input filter (B HF ) is reset in its bandwidth and that when the bandwidth of the demodulator input filter (B HF ) is reduced, the loop bandwidth during demodulating is likewise reduced. Method according to one of the claims 1 and 2, characterised thereby, that the criterion for the reduction of the bandwidth of the demodulator input filter (B HF )loop bandwidth during demodulating is derived from the C/N ratio in an out-of-band channel. Method according to one of the claims 1 to 3, characterised thereby, that the criterion for the reduction of the bandwidth of the demodulator input filter (B HF )/loop bandwidth during demodulating is derived from measured useful reception level. Method according to one of the claims 1 to 3, characterised thereby, that the criterion for the reduction of the bandwidth of the demodulator input filter (B HF )/loop bandwidth during demodulating is derived from the measurement of noise pulse peaks. Method according to one of the claims 1 to 3, characterised thereby, that the criterion for the reduction of the bandwidth of the demodulator input filter (B HF )/loop bandwidth during demodulating is derived from the measurement of the C/N ratio of a test line of the analog component/MAC component. Arrangement for the demodulation of time multiplex signals with digital components and analog components in the form of frequency modulated signals, wherein the high-frequency bandwidths taken up by analog and digital components periodically vary according to a modulating baseband time multiplex signal and wherein the duration of the time intervals (T2) of the analog components within a period is different from the duration of the time intervals (T1) of the digital components, characterised thereby, that a PLL-demodulator is provided for demodulation and has a loop bandwidth switched over under the control of a decoder (DEC), which from the output signals of the PLL-demodulator generates the time intervals for the analog and the digital components of the baseband time multiplex signal, and is switched over in the rhythm of these time intervals and that means are provided for the switching-over of the reception bandwidth at a medium signal-to-noise ratio C/N, for example between 8 and 10 decibels, to a value which corresponds approximately to the high-frequency bandwidth of the components in the respective time interval and that further means are provided for further reduction of the reception bandwidth at a low C/N, for example at most equal to 8 decibels, in dependence on the measured C/N and that no switching-over of the reception bandwidth is undertaken for a high signal-to-noise ratio C/N, such as for example C/N at least equal to 10 decibels. Arrangement for the demodulation of time multiplex signals with digital components and analog components in the form of frequency modulated signals, wherein the high-frequency bandwidths taken up by analog and digital components periodically vary according to a modulating baseband time multiplex signal and wherein the duration of the time intervals (T2) of the analog components within a period is different from the duration of the time intervals (T1) of the digital components, characterised thereby, that a frequency modulation feedback demodulator is provided for demodulation and has a loop amplification and loop filter switched over under the control of a decoder (DEC), which from the output signal of the frequency modulation feedback demodulator generates the time intervals for the digital and the analog components of the baseband time multiplex signal, and in the rhythm of these time intervals, that means are provided for the switching-over of the reception bandwidth at a medium signal-to-noise ratio C/N, for example between 8 and 10 decibels, to a value which corresponds approximately to the high-frequency bandwidth of the components in the respective time interval and that further means are provided for further reduction of the reception bandwidth at a low C/N, for example at most equal to 8 decibels, in dependence on the measured C/N and that no switching over of the reception bandwidth is undertaken for a high signal-to-noise ratio C/N, such as for example C/N at least equal to 10 decibels. Arrangement for the demodulation of time multiplex signals with digital components and analog components in the form of frequency modulated signals, wherein the high-frequency bandwidths taken up by analog and digital components periodically vary according to a modulating baseband time multiplex signal and wherein the duration of the time intervals (T2) of the analog components within a period is different from the duration of the time intervals (T1) of the digital components, characterised thereby, that a tracking filter demodulator is provided for demodulation and has a loop amplification and loop filter switched over under the control of a decoder (DEC), which from the output signal of the tracking filter demodulator generates the time intervals for the digital and the analog components of the baseband time multiplex signal, and in the rhythm of these time intervals, that means are provided for the switching-over of the reception bandwidth at a medium signal-to-noise ratio C/N, for example between 8 and 10 decibels, to a value which corresponds approximately to the high-frequency bandwidth of the components in the respective time interval and that further means are provided for further reduction of the reception bandwidth at a low C/N, for example at most equal to 8 decibels, in dependence on the measured C/N and that no switching-over of the reception bandwidth is undertaken for a high signal-to-noise ratio C/N, such as for example C/N at least equal to 10 decibels. Arrangement according to one of the claims 7 to 9, characterised thereby, that the decoder (DEC), which in the case of a D2-MAC time multiplex signal supplies line-synchronous frame pulses (S H ), clamping pulses (CL) as well as a timing signal (CLK), is associated with the following component groups: a flip-flop (FF), which interlinks the line-synchronous frame pulses (S H ) and the clamping pulses (CL) in such a manner that a control signal belonging to a reduced reception bandwidth is produced at the beginning of a D2 data signal and that a control signal belonging to a not reduced reception bandwidth is produced at the end of the D2 data signal and a delay member (VZ), which so delays the line-synchronous frame pulses (S H ) and the timing signal (CLK) that the switching edge of a line-synchronous frame pulse (S H ) lies about one period of the timing signal (CLK) before the first bit of the D2 data signal. Arrangement according to claim 7 or 10, characterised thereby, that the loop filter (LF) is switched over for the switching-over of the loop bandwidth. Arrangement according to claim 7 or 10, characterised thereby, that the baseband amplification (V1, V2) within the phase-locked loop is switched over for the changing of the loop bandwidth. Arrangement according to claim 7 or 10, characterised thereby, that the slope of the phase detector (PD) of the phase-locked loop is switched over for the changing of the loop bandwidth. Arrangement according to claim 7 or 10, characterised thereby, that the baseband amplification (V1, V2) within the phase-locked loop as well as the loop filter (LF) are switched over for the switching-over of the loop bandwidth. Arrangement according to one of the claims 7 to 10, characterised thereby, that the height of the amplitude of the demodulator input signal is switched over. Arrangement according to one of the claims 7 to 10, characterised thereby, that the demodulator input filter (B HF ) is switched over in its bandwidth in the rhythm of the time intervals of the analog and the digital components of the baseband time multiplex signal.

Inventors: DRINDA KLAUS DIPL-ING, DRINDA, KLAUS, DIPL.-ING.
Applicants: ANT NACHRICHTENTECH, ANT NACHRICHTENTECHNIK GMBH
Application year: 1987
Main classification: H04N7
IPC codes: H04N7