DIGITAL-COMPENSATION CIRCUIT OF A KNOWN INTERFERING SIGNAL

Abstract: This interference signal (n(t)) is produced by electrical or magnetic induction by an originating interference signal (f(t)) and occurs in additive mixing with a useful signal (s(t)) in a disturbed useful signal (e(t)). <IMAGE>

Description: Beschreibung Schaltung zur digitalen Kompensation eines determinierten Störsignales Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur digitalen Kompensation eines determinierten Störsignales gemäss dem Oberbegriff des Hauptanspruchs. In analogen HiFi-Audio Anlagen, in Beschallungsanlagen und auch in digital arbeitenden Audio-Komponenten, die auf Analog/Digitalwandlung eines analogen Eingangssignales basieren, kann es Probleme durch Einstreuungen der Versorgungswechselspannung (Netzspannung) in die analogen Schaltungsteile oder durch Verkopplung der analogen Ein-/Ausgangssignale mit der Netzspannung (sogenannte Brummschleife) geben. Das Problem des im Tonsignal hörbaren oder auch des im Bild sichtbaren "Brummes" wird mit zunehmener Anzahl zusammengeschalteter Einzelkomponenten und mit steigender Qual itätsanforderung hinsichtlich Fremdspannungsabstand bzw. hinsichtlich Signaldynamik gravierend. Bei den heutigen Geräten zur Ton- und Bildübertragung im professionellen Bereich wie auch im Konsumerbereich versucht man durch geeignete Schaltungsauslegung und angepassten Geräteaufbau Brumm-Einstreuungen möglichst weitgehend zu vermeiden. In der Praxis lässt sich trotzdem das Auftreten von Brumm-Einstreuungen - insbesondere in Audioanlagen - nicht grundsätzlich vermeiden, denn der Benutzer erzeugt bei Zusammenstellung verschiedener (an sich brummfreier) Geräte zu einer Gesamtanlage häufig selbst eine Brumm-Finstreuung, insbesondere durch sogenannte Brummschleifen in der Verkabelung. Als Nichtfachmann ist der Benutzer meist weder in der Lage, die Masseschleife als Ursache der Brumm-Einstreuung zu erkennen noch selbige durch gezielte Unterbrechung oder Veränderung von Masseverbindungen zu beseitigen. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein n sich selbst entbrummendes Audiogerät" zu konzipieren. Eine entsprechende Schaltung kann insbesondere Geräte der Unterhaltungselektronik fehlertolerant gegen Brumm-erzeugende Verschaltungsfehler seitens des Benutzers machen. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 beschriebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Ausführungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben Die erfindungsgemäss arbeitende digitale Brummkompensationsschaltung ermittelt durch Signalmittelung die im Eingangssignal enthaltenen phasenund frequenzmässig mit der Netz frequenz verkoppelten Signalkomponenten. Je nach Aufwand der Schaltung, das heisst im wesentlichen abhängig von der Abtastfrequenz des gestörten Nutzsignals (e(t)), können beliebig viele Harmonische der Netzfreauenz mit erfasst werden. Das ermittelte Rompensationssignal [k(t)) wird in automatisch richtiger Betrag- und Phasenbeziehung vom gestbrtem Nutzsignal (e(t) subtrahiert, womit die darin enthaltenen Brummanteile je nach Schaltungsaufwand reduziert oder sogar vollständig eliminiert werden. Die Erfindung wird im folgenden anhand von Zeichnungen erläutert. Es zeigen: Fig. 1 eine Prinzipschaltung zur Anwendung auf analoge verbrummte Signale, Fig 2 eine Prinzipschaltung zur Anwendung auf digitale verbrummte Signale Fig. 1 zeigt den Prinzipaufbau zur Erzeugung eines Rompensationssignales (k a (t)) aus einem analogen gestörten Nutzsignal (ea (t)), welches sich aus dem Nutzsignal < 5a (t)) und dem Störsignal (na (t)) zusammensetzt. Am Ausgang des Prinzipaufbaus liegt dann das störbefreite bzw. störverminderte Ausgangssignal (aa (t)) an. Die Indizierung in der Fig. 1 mit "a" deutet auf den analogen Charakter der Signale hin. Das gestörte Nutzsignal (ea (t)) wird sowohl einem Tiefpass (1) als auch einem Differenzverstärker (9) zugeführt. An den Tiefpass (1) schliesst sich über einen von einer Steuerung (20) betägtigbarer Schalter (10) ein A/D-Wandler (2) an, dessen Ausgänge auf Eingänge eines digitalen Addierers (4) führen. Die Ausgänge des digitalen Addierers (4) sind sowohl mit den Eingängen eines Schieberegister (6) als auch mit den Eingängen einer Recheneinheit (7) verbunden. Die Ausgänge des Schieberegisters (6) führen auf weitere Eingänge des Addierers (4). Die Ausgänge der Recheneinheit (7) führen über einen D/A-Wandler (8) auf einen negativen Eingang des Differenzverstärkers (9), an dessem positiven Eingang das gestörte Nutzsignal (ea (t)) anliegt. Aus dem verursachenden Störsignal (fa(t)) wird in einem Frequenzvielfacher (3) eine n-fache Frequenz erzeugt. Ein Periodenzähler (5) zählt die Perioden des verursachenden Störsignals (f(t)) und gibt das Ergebnis an das Rechenwerk (7) weiter. Mit dem vom Frequenzvielfacher (3) erzeugten Takt (T) werden der A/D-wandler (4), das Schieberegister (6) und das Rechenwerk (7) getaktet. Die Steuerung (20) wird zu Beginn eines Durchlaufs vom Netzeinschalter (21) gestartet und gibt ein Startsignal an den Periodenzähler (5), sowie ein Enable-Signal an das Rechenwerk (7) und ein Reset-Signal an das Schieberegister (6) ab. Die Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 1 ist wie folgt: Im Kompensationszweiq (1-8) wird das gestörte Nutzsignal (ea (t)) nach Durchlaufen des Tiefpasses (1) im A/D-Wandler (2) abgetastet. Die Abtastung erfolgt mit einem ganzzahligen Vielfachen n des verursachenden Störsignals (fa(t)), das z.B. die Netzfrequenz ist, falls ein sogenannter netzinduzierter Brumm kompensiert werden soll. Jeder N-Bit lange Abtastwert wird mit einem aus dem letzten Speicherplatz des Schieberegisters (6) mit n SpeicherplEtzen ausgelesenen Wertes addiert. Der entstehende Summenwert wird wieder in den ersten Speicherplatz des ebenfalls mit Abtasttakt arbeitenden Schieberegisters (6) eingeschrieben. Durch diese Massnahme wird eine laufende Addition eines jeden N-Bit langen Abtastwertes zu der bereits aufgelaufenen Zwischensumme der vorhergehenden N-Bit langen Abtastwerte mit zugehöriger Phasenlage (relativ zum Störsignal (fa(t)) realisiert. Nach Ablauf von m Abtastperioden wird jeder einzelne im Schieberegister (6) umlaufende Summenwert dann durch die Anzahl m der schon in jedem Summenwert zusammengefassten W-Bit langen Abtastwerte im Rechenwerk (7) dividiert. Als Ergebnis erhält man dann den zu jeder Abtastphase - relativ zum verursachenden Störsignal (fa(t)) -gehörenden mittleren Signalabtastwert. Bei genügend grosser Zahl m stellt diese mittlere Abtastwertegruppe - bestehend aus n mittleren Signalabtastwerten - eine Periode der im gestörten Nutzsignal (ea (t)) enthaltenen frequenz- und phasenmässig mit dem verursachenden Störsignal (fa (fa(t)) verkoppelten Signalteile, d.h. insbesondere der stationären additiven Brummanteile, dar. Aus periodischer phasenstarr mit dem verursachenden Störsignal (fa(t)) verkoppelter Wiederholung der mittleren Abtastwertegruppe ergibt sich nach Digital-Analog Wandlung (8) ein analoges Rompensationsignal (kant)). Diese Wiederholung kann z.B. durch weiteren Umlauf der im Schieberegister (6) akkumulierten Abtastwerte geschehen. Eine Subtraktion dieses Kompensationssignales (k a (t)) vom gestörten Nutzsignal (ea (t)) ergibt das gewunschte störbefreite bzw. störreduzierte Ausgangssignal (asa (aa(t)). Fig. 2 zeigt das Prinzipschaltbild einer nach demselben Prinzip arbeitenden Schaltung für digitale Ein- und Ausgangssignale. Sämtliche Signale sind entsprechend mit "d" indiziert. Anstelle des Tiefpasses (1) und des A/D-Wandlers (2) aus Fig.l werden bei einem digitalem gestörten Nutzsignal (ed(t)) ein digitaler Tiefpass (11) und ein Abtastratenkonverter (12) eingesetzt, welcher die Abtastrate von z.B. eines digitalen Signals einer Kompaktdisk von 44,1 kflz auf die n-fache Frequenz des verursachenden Störsignals (f(t)) umsetzt. Der Schalter (10) aus Fig. 1 wird durch Schalter (22) ersetzt. Die Anzahl der Schalter (22) entspricht der Bitlänge eines Abtastwertes. Die Rückumsetzung findet dann in einem Abtastratenkonverter (18) statt. Vom digitalen gestörten Nutzsignal (e (t)) wird in einem Subtahierer (19) der ermittelte Korrekturwert (kd(t)) subtrahiert. Die anderen Schaltungsteile entsprechen denen in Fig. 1. Durch die in Fig. 1 und Fig. 2 angegebenen Kompensations- schaltungen wird mit einfachen digitalen Mitteln ein frequenz- und phasenselektives Filter realisiert, dessen Selektionsfrequenz u.a. durch das verursachende Störsignal (f(t)) bestimmt werden.

Claims: Method for the digital compensation of a predetermined interference signal (n(t)) which arises by virtue of stray electrical or magnetic pick-up caused by an interference signal (f(t)) and which occurs in a useful signal (e(t)) suffering from interference through additive mixing with a useful signal (s(t)), characterised in that, a group of n sampling values is extracted from the useful signal suffering from interference during each of a total of m periods (m an integer) of the signal (f(t)) creating the interference and at the clock pulse rate (T) of an nth multiple frequency (n an integer) generated in phase with the signal (f(t)) creating the interference, that an average sampling group having n sampling values is determined from these m groups of sampling values having respectively n sampling values by arithmetical averaging of the sampling values extracted with the same respective phase relationship to the signal (f(t)) creating the interference, that this average sampling group coupled in phase with the signal (f(t)) creating the interference is cyclically repeated with the original phase relationship, and that a thus formed compensating signal (k(t)) is continually subtracted from the useful signal (e(t)) suffering from interference. Method in accordance with Claim 1, characterised in that, the clock pulse rate (T) is obtained from the voltage of the local energy supply mains by phase coupled frequency multiplication if a mains induced hum component is to be removed. Method in accordance with Claim 1, characterised in that, the useful signal (e(t)) suffering from interference is filtered in an analogue or digital low pass filter (1) before the sampling, that the low pass frequency is selected such that an aliasing interference is not generated by the succeeding sampling, and that phase rotations of the spectral components of the interference signal (n(t)) are avoided or compensated by the filtering. Method in accordance with Claim 1, characterised in that, the periodic number m of the m groups of sampling values used for the averaging is a power of 2. Method in accordance with Claim 1, characterised in that, the m groups of sampling values are determined from the useful signal (e(t)) suffering from interference during m contiguous periods of the signal (f(t)) creating the interference. Method in accordance with Claim 1, characterised in that, the m groups of sampling values are determined from the useful signal (e(t)) suffering from interference during m non-contiguous periods of the signal (f(t)) creating the interference. Method in accordance with any one or more of the preceding Claims, characterised in that, the time interval between each two of the m sampling periods amounts to a fixed integral multiple of the periodic time of the signal (f(t)) creating the interference. Method in accordance with any one or more of the preceding Claims, characterised in that, the time interval between each two of the m sampling periods is determined by a random number generator and amounts to an integral multiple of the periodic time of the signal (f(t)) creating the interference. Method in accordance with any one or more of the preceding Claims, characterised in that, the useful signal (e(t)) suffering from interference is sampled and averaged by the formation of a moving average during each m periods of the signal (f(t)) creating the interference and the result of the respective last averaging is utilised in stages as compensating signal (k(t)) during each individual period of the signal (f(t)) creating the interference.

Inventors: PLATTE, HANS-JOACHIM, DR.-ING., WIEDENROTH, BERND, DIPL.-ING.
Applicants: DEUTSCHE THOMSON-BRANDT GMBH
Application year: 1987
Main classification: H03H17
IPC codes: H04B15, H03H17, H04B1