METHOD AND CIRCUIT FOR THE PHASE SYNCHRONIZATION OF A REGENERATED RECEPTION PULSE

Abstract: For synchronising the phase of a regenerated received bit clock, a regenerator is known which has a control loop and in which a microprocessor carries out the phase correction by means of a phase shifter. Furthermore, a circuit arrangement is known in which the entire phase range is subdivided into part bit intervals (phase windows), the number of edges of the received digital signal falling into the respective part bit interval is counted and, at the end of the measuring interval, the phase of the received bit clock is corrected by an estimated phase value corresponding to the phase value of the part bit interval having the largest number of edges. To reduce the circuit expenditure, particularly with a high resolution of the phase range and high bit rates, the phase correction is carried out in two part steps, the part bit interval (estimated phase value PSW) associated with the instantaneous phase value being determined in a first step and the relative position in this part bit interval (mean phase value PMW) being determined in a second step. <IMAGE>

Description: Verfahren und Schaltungsanordnung zur Phasen-Synchronisation eines regenerierten Empfangsbittakts Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Phasen Synchronisation eines regenerierten Empfangsbittakts gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. In digitalen Nachrichtensystemen, die mit blockweiser Übertragung arbeiten, muss die Empfangseinrichtung auf die Sendeeinrichtung sychronisiert werden1 damit ein für beide Seiten gemeinsamer Startzeitpunkt festgelegt ist. Um eine Synchronisation der Empfangseinrichtung auf die Sendeeinrichtung vorzunehmen, kann auf der Sendeseite ein bestimmtes Bitmuster erzeugt und zur Empfangseinrichtung übertragen werden. Auf der Empfangsseite wird durch Korrelation des empfangenen Digitalsignals mit einem abgespeicherten Digitalsignal ein Kriterium zur Festlegung des Startzeitpunktes abgeleitet. Treten durch Störungen auf der Übertragungsstrecke, häufig beispielsweise bei Funkübertragung oder anderen gestörten oder störbaren Übertragungswegen, Bitfehler auf, welche zu relativ hohen Bitfehlerraten führen, so kann das über- tragene Bitmuster empfangsseitig nicht immer er kannt werden, wenn ein oder mehrere Bits des Bitmusters verfalscht wurden. Ein solches Bitmuster, welches dem eigentlichen Datenblock vorangestellt ist, ist beispielsweise eine Folge z.B. von 30 Bits, innerhalb der sich 0und l-Bits abwechseln. Aus dieser Bitfolge kann der Bittakt für das empfangene Digitalsignal abgeleitet werden, indem im Empfänger ein Empfangstaktgenerator vorgesehen ist, dessen Phasenlage mit der Phasenlage diese Bitmusters verglichen wira. Abhängig vom Vergleichsergebnis wird die Phasenlage des Empfangstaktgenerators so eingeregelt, dass in einem Regenerations-Flip-Flop die Abtastung der Bits des Datenblocks zum Zeitpunkt grösster Augenöffnung erfolgt. Die Taktfrequenzen des Empfangstaktgenerators und des Sendetaktgenerators stimmen genügend genau überein, wobei in der digitalen Regelschleife nur eine Nachstellung der Phase vorgenommen wird. Aus der DE-OS 31 49 731 ist ein Regenerator für ein aigitales Nachrichtensystem bekannt, welcher eine Regel schleife aufweist und bei dem ein Mikroprozessor die Phasenkorrektur mittels eines Phasenschiebers vornimmt. Zur Ermittlung der Phasenlage des Bittakts des empfangenen Digitalsignals wird in einem Bewertungszeitraum die Phasendifferenz zum internen Bezugstakt ermittelt und der Mittelwert berechnet. Die Phasenlage des Bittakts des empfangenen Digitalsignals zur Phase des internen Bezugstakts wird ermittelt, indem die Lage der Zeichenwechsel mit einer sägezahnförmigen Bewertungskennlinie sowie einer um Bit/2 verschobe nen Sägezahnkennlinie verglichen wird. Um zu verhindern, dass durch Einwirkung von Störspannungen, Einschwingvorgänge und dergleichen der dadurch hervorgerufene Phasenjitter, d.h. die Schwankung der Kennzeitpunkte des Digitalsignals um die im Idealfall äquidistanten Zeitpunkte, sich bei der Mittelwertbildung auswirken ist für jede Bewertungskennlinie ein sogenannter Unsicherheitsbereich definiert. Zeichenwechsel, welche in den Unsicherheitsbereich fallen werden bei der weiteren Auswertung, d.h. bei der zeitlichen Mittelwertbil dung der Zeichenwechsel,nicht herangezogen. Ein solches Verfahren hat den Nachteil, dass der Aufwand zur gerätemässigen Realisierung des Regenerators relativ hoch ist und dass bei relativ hohen Bitfehlerraten die Phasensynchronisation nur relativ ungenau oder nicht innerhalb kürzester Zeit möglich ist. Dies beruht darauf, dass bei der Bitsynchronisation Zeichenwechsel, welche in den Unsicherheitsbereich fallen, nicht berücksichtigt werden und dass infolge der zweiten Bewertungskennlinie zur Auswertung und Verarbeitung der dadurch gelieferten Ergebnisse die zugehörigen Schaltungsteile doppelt vorhanden sein müssen. Weiterhin ist aus der DE-OS 30 12 075 eine Schaltungsanordnung zur Bitsychronisation bekannt, bei der der gesamte Phasenbereich von 0 bis 360 Grad in Teilbitintervalle (sogenannte Phasenfenster) unterteilt ist und während eines Messintervalls die Zahl des Auftretens von den Teilbitintervallen zuordenbaren Momentanphasenwerten gespeichert wird. Die Anzahl der Teilbitintervalle (Phasenfenster) wird von einer Teilerschaltung in Verbindung mit UND-Schaltungen bestimmt, wobei die vorgenannten Einrichtungen entsprechend dem Kehrwert der Anzahl von verschiedenen Phasenfenstern phasenverschobene Impulsfolgen erzeugen. Während des Messintervalls wird mittels diesen Einrichtungen nachgeordneten Zählern die Anzahl der Flanken des empfangenen Digitalsignals, welche in das jeweilige zugehörige Teilbitintervall (Phasenfenster) gefallen sind, gezählt. Am Ende des Messintervalls wird die Phase des Empfangsbittakts um einen Phasenschätzwert entsprechend dem Phasenwert des Teilbitintervalls mit der grössten Flankenzahl korrigiert. Hierzu wird den Zählern über eine Teilerschaltung und Umschaltern ein höherer Bittakt zugeführt, wodurch das Hochzählen der Zähler beschleunigt wird Infolge der phasenverschobenen Impulsfolgen erreicht immer nur ein Zähler zu einem bestimmten Zeitpunkt den Höchststand, wodurch mittels einer Umcodierschaltung dem Zähler eine Binärzahl zugeordnet werden kann, welche in einem Speicher abgespeichert wird.Das Umschalten und Auslesen der gespeicherten Binärzahl, welche dem Teilbitintervall mit der grössten Flankenzahl entspricht, wird von einer Steuerlogik gesteuert und der Empfangsbittakt wird entsprechend dem Phasenwert (Phasenschätzwert) korrigiert. Eine solche Schaltungsanordnung weist den Nachteil auf, dass (entsprechend der Auflösung des Phasenbereichs in Teilbitintervalle) bei einer Auflösung in beispielsweise 256 Phasenfenster jeweils 256 parallele Pfade mit Zähler, UND-Schaltung sowie Umschalter benötigt werden. Die Schaltungsanord nung erfordert somit einen hohen Schaltungsaufwand, insbesondere wenn in einem Funkübertragungssystem eine Entfernungsmessung zur Überwachung der Funkkanäle benachbarter Funkbereiche durchgeführt werden soll (DE-PS 30 12 484). Bei einer Auflösung des Phasenbereichs von 3600 Grad in 256 Teilbitintervalle und bei einer Bitrate von z.B. 5,28 kbit/s ist eine Entfernungsmessung mit einer Genauigkeit von einigen 100 m erreichbar. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Phasen-Synchronisation eines regenerierten Empfangsbittakts auf den Bittakt eines empfangenen Digitalsignals derart anzugeben, dass eine hohe Auflösung des Phasenbereichs in Teilbitintervalle mit geringem Schaltungsaufwand erreicht werden kann und welches für unterschiedlich modulierte Digitalsignale verwendbar ist. Die Lösung dieser Aufgabe geht aus der Fassung des Patentanspruchs 1 hervor. Das erfindungsgemässe Verfahren weist im Vergleich zum Regenerator gemäss DE-OS 31 49 731 bzw. zur Schaltungsanordnung gemäss DE-OS 30 12 075 den Vorteil auf, dass es unabhängig von dem Modulationsverfahren der zu übertragenden Digitalsignale ist. Die einzige Anforderung für die Anwendbarkeit des erfindungsgemässen Verfahrens ist, dass die Periodizität der erwarteten Flankenverteilung, d.h. der Zeichenwechsel, nicht kleiner als 360 Grad sein darf. Im Vergleich zur Schaltungsanordnung gemäss der DE-OS 30 12 075 erfordert das erfindungsgemässe Verfahren einen geringen Schaltungsaufwand. Infolge der Phasenmessung und Speicherung der Momentanphasenwerte stehen zur Bestimmung des Phasenmittelwertes mehr Informationen zur Verfügung und die Phasenkorrektur kann mit dem im Vergleich zum Phasenschätzwert viel genaueren Phasenmittelwert erfolgen. In den nachfolgenden Unteransprüchen sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung angegeben. Die Schaltungsanordnung gemäss Patentanspruch 5, weist einen geringen Schaltungsaufwand auf. Die Erfindung wird im folgenden anhand einer in der Zeichnung dargestellten Ausführungsform näher beschrieben und erläutert. Es zeigt: Fig. 1 verschiedene Formen von Digitalsignalen, Fig. 2 ein Blockschaltbild der beim erfindungs gemässen Verfahren verwendeten Schal tungsteile eines Regenerators und Fig. 3 die bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens im Regenerator auftretenden Signale bei unterschiedlichen Phasenjit ter. Fig. 1 zeigt verschieden codierte Datensignalr, für die, unter Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens, die Nachführung der Phase des regenerierten Empfangsbittakts auf den Bittakt des empfangenen Digitalsignals auf einfache Art und Weise möglich ist. Das empfangene Digitalsignal (Datensignal) ist ein amplitudendiskretes (binäres) zeitkontinuierliches Signal. Die Rückgewinnung der Daten erfolgt mit Hilfe des regenerierten Empfangsbittakts, wobei die Qualität der Datenregeneration, d.h. die Bitfehlerrate, vom Jitter, d.h. von einer zufälligen zeitlichen Verschiebung der Polaritätswechsel des empfangenen Digitalsignals, abhängig ist. In Fig. 1 ist das Digitalsignal D in der ersten Zeile in NRZ-Form, in der zweiten Zeile in der Manchester-Form, in der dritten und vierten Zeile in der amplituden begrenzten FFSK-Form dargestellt. Die Kennzustände des Binärsignals, d.h. log O bzw. log 1 sind als Spaltenüberschriften angegeben. Die log O bzw. log 1 Kennzustände des Binärsignals gemäss der dritten und vierten Zeile werden beim Senden phasensprungfrei aneinander gefügt (continuous-phase-FFSK). Durch Phasenjitter kann nun eine Schwankung der Kennzeitpunkte um die im Idealfall zu erwartenden Zeitpunkte beim Übergang von log 0 nach log 1 bzw. umgekehrt (Zeichenwechsel) auftreten. Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild der beim erfindungsgemässen Verfahren verwendeten Schaltungsteile des Regenerators. Zur Synchronisation der Phase eines regenerierten Empfangsbittakt RET auf den Bittakt eines empfangengen Digitalsignals RDS, wird in einer digitalen Regelschleife die Phasenlage des Bittakts zur Phase des regenerierten Empfangsbittakt RET ermittelt und in Abhängigkeit davon wird bei Phasenabweichung mittels eines Korrekturphasenwerts KPW die Phase des regenerierten Empfangsbittakt RET korrigiert. Der regenerierte Empfangsbittakt RET wird in einem Empfangstaktgenerator ETG erzeugt, wobei die Frequenz des regenerierten Empfangsbittakts RET mit der Frequenz des empfangenen Digitalsignals an- nähernd übereinstimmt. Ausserdem liefert der Empfangstaktgenerator ETG den Empfangszeitbezug EZB der mit der Phasenlage des regenerierten Empfangsbittakt RET starr gekoppelt ist. Der Empfangszeit- bezug EZB gibt beispielsweise in binär codierter Form an, wie lange der Beginn der momentanen Periode des regenerierten Empfangsbittakt RET zurückliegt. Zur Ermittlung der Phasenlage des Bittakts des empfangenen Digitalsignals RDS zur Phase des regenerierten Empfangsbittakts RET werden das Digitalsignal RDS und der Empfangszeitbezug EZB in einer Phasenmesseinrichtung PM miteinanaer verknüpft. Die Phasenmesseinrichtung PM vergleicht die zeitliche Lage der Polaritätswechsel des empfangenen Digitalsignals RDS mit dem Empfangszeitbezug EZB und ermittelt für jeden Polaritätswechsel einen Momentanphasenwert MPW. Der Momentanphasenwert MPW gibt die zeitliche Verzögerung des Polaritätswechsels des empfangenen Digitalsignals RDS gegenüber dem Beginn der Periode des regenerierten Empfangsbittakts RET an und wird einer Phasenverarbeitungseinrichtung PVE zugeführt. Akkumulierte Phasenwerte APW am Ausgang der Phasenverarbeitungseinrichtung PVE werden einer Einrichtung PME zugeführt, welche einen Phasenwert PMW ermittelt. Enthält die Phasenverarbeitungseinrichtung PVE einen Phasenakkumulator PA, so entspricht der Phasenwert APW den akkumulierten, d.h. aufsummierten Momentanphasenwerten MPW. In der Einrichtung PME kann nun aus den akkumulierten Phasenwerten APW der Phasenmittelwert PMW berechnet werden. Elne Phasenkorrektureinrichtung PK leitet aus dem Phasenmittelwert PMW den Korrekturphasenwert KPW für den Empfangstaktgenerator ETG ab, wobei an dessen Ausgängen der regenerierte Empfangsbittakt RET und der Empfangszeitbezug EZB abgegriffen werden können. In einer bevorzugten Ausführungsform (für genaue Entfernungsmessung) wird der gesamte Phasenbereich in 256 Grundtaktperioden unterteilt. Eine Grund taktperiode entspricht 3600/256 = 1,40. Jeweils 32 solcher Grundtaktperioden bilden ein Teilbitintervall. Hierbei umfasst Teilbitintervall O die Grundtaktperioden 0....31, Teilbitintervall 1 die Grundtaktperioden 32....63, usw. Im Phasenakkumulator PA sind diesen Teilbitintervallen zugehörige Speicherbereiche vorgesehen. Jeder Momentanphasenwert MPW wird im zugehörigen Speicherbereich erfasst. Die Phasenmesseinrichtung PM ermittelt bitweise die zeitliche Lage der Polaritätswechsel des empfangenen Digitalsignals RDS relativ zur zeitlichen Lage des Beginns der Phase des regenerierten Empfangsbittakts RET. Dazu wird in der Phasenmesseinrichtung PM zum Zeitpunkt des Polaritätswechsels des empfangenen Digitalsignals RDS der momentane Wert des Empfangszeitbezugs EZB abgetastet und dieser als Momentanphasenwert MPW dem Phasenakkumulator PA zugeführt. Gleichzeitig wird im zugehörigen Speicherbereich die Zahl der diesem Speicherbereich zuordenbaren Momentanphasenwerte erfasst. Die binär coaierten Phasenwerte APW bestehen pro Teilbitintervall aus zwei Werten, nämlich einem akkumulierten Phasenwert PA (i) entsprechend der Summe der in diesem Teilbitintervall erfassten Momentanphasenwerte und einem Flankenzählerstand FZ(i) entsprechend der Zahl von in diesem Teilspeicherbereich erfassten Momentanphasenwerte. Die Ermittlung der Phasenwerte APW kann anhand von absoluten oder relativen Phasenwerten erfolgen. Beim absoluten Phasenwert wird die Phasendifferenz jedes Momentanphasenwerts MPW auf den Beginn des Messintervalls, d.h. auf 0 Grad bezogen, während beim relativen Phasenwert die Phasendifferenz zwischen Momentanphasenwert MPW und Phasenbeginn des Teilbitintervalls bestimmt wird. Alle relativen Phasenabweichungen können auch in einem einzigen Phasenakkumulator PA gespeichert werden. Im Speicherbereich wird nur die Zahl der den verschiedenen Speicherbereichen zuordenbaren Momentanphasenwerte MPW gespeichert. Der Speicherbereich, in dem die Zahl der den verschiedenen Teilbitintervallen zuordenbaren Momentanphasenwerte MPW gespeichert werden, ist in Fig. 2 als Flankenzähler FI bezeichnet. Der Inhalt der Flankenzähler FI ist ein Abbild der Dichteverteilung von verschiedenen Momentanphasenwerte MPW, wobei dieses Abbild relativ grob ist. Für jede der in Fig. 1 dargestellten Signalformen existiert eine erwartete Dichteverteilung, gekennzeichnet durch eine sogenannte Muster funktion MF(j). Fig. 3 zeigt als Beispiel die Musterfunktion für ein Signal nach Fig. 1, Zeile 3 und 4. Diese Dichteverteilung zeigt, dass die Flanken des empfangenen Digitalsignals RDS, nur in eines oder einige wertige Teilbitintervalle zeigen. Die Er Ermittlung des Pasenmittelwertes PMh erfolgt in zwei Schritten und wird irr folgenden anhand Fig. 3 beschrieben uno erläutert. Der erste Schritt betrifft die Berechnung des Teilbitintervalls. Dazu wird die Musterfunktion MF(j) (erwartete Flankenverteilung) mit der Probefunktion FZ(i) (gemessene Flankenverteilung) korreliert. Aus der Lage des Maximums der Korrelationsfunktion folgt das Teilbitintervall, in dem der Phasenschä.zwert PSW mit grösster Wahrscheinlichkeit liegt. Im zweiten Schritt wird nun die relative Lage der Momentanphasenwerte KPW in diesem Teilbitintervall bestimmt. Dazu werden die akkumulierten Relativphasen aller Momentanphasenwerte MPW dieses Teil bitintervalls -summiert und durch den Flankenzäh lerstand dividiert. Infolge der zweistufigen Berechnung des Phasenmittelwertes PMW kann auch bei hoher Zeitauflosung die Zahl der Phasenakkumulatoren PA klein gehalten werden. Anhand der in Fig. 3 dargestellten Probefunktion FZ(i) und Musterfunktion MF(i) wird die Berechnung des Phasenmittelwerts PMW näher be schrieben und erläutert. 1. Bestimmung des Phasenschätzwerts PSW Um die bei bestimmten Phasenverschiebungen auftretenden Probleme der Mehrdeutigkeit der Momentanphasenwerte MPW aufzulösen, wird die Musterfunktion MF(j) ausserhalb des Phasenbereichs von 0... 3600 periodisch fortgesetzt, was einer "probe- weisen" Korrektur der Phasenwerte um +/- 3600 entspricht. Um aus einer gemessenen Probefunktion FZ(i) auf die zugrundeliegende Phasenverschiebung schliessen zu können, wird die Probefunktion FZ(i) mit der Musterfunktion MF(j) gemäss folgender Gleichung verknüpft: EMI12.1 Das Korrelationsprodukt K(n) wird für alle n = O,..., N-1 berechnet. Der Wert von n, welcher zum grössten Korrelationsprodukt K(n) führt, wird mit der Breite des Teilbitintervalls Centsprechend 3600/N) multipliziert, wodurch sich der Phasenschätzwert PSW ergibt. Wie in Fig. 3 dargestellt, wird die erwartete Flankenverteilung mit einer sehr einfachen Musterfunktion MF(j) angenährt, welche nur die Werte "O" oder "1" annimmt, wodurch sich die Berechnung des Korrelationsprodukts K(n) auf eine Addition bestimmter Flankenzählerstände reduziert. Anhand eines Zahlenbeispiels soll die Berechung des Phasenschätzwertes PSW verdeutlicht werden. EMI13.1 <tb> ,D,n <SEP> MF <SEP> (j) <SEP> FZ(i) <SEP> Fig <SEP> PAti) <SEP> K(n) <tb> <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 5 <SEP> 0+0+0+0+0+0= <SEP> 0 <tb> <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 9 <SEP> <SEP> 114 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> +15 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> +13 <SEP> = <SEP> 28 <tb> <SEP> 2 <SEP> 0 <SEP> 16 <SEP> 78 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> +15 <SEP> i17 <SEP> +13 <SEP> t <SEP> 5 <SEP> = <SEP> 50 <tb> <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> t <SEP> 0 <SEP> 117 <SEP> 0 <SEP> t <SEP> 5 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> = <SEP> 22 <tb> <SEP> 4 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> +1 <SEP> = <SEP> 1 <tb> <SEP> 5 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> A15 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 13 <SEP> + <SEP> 1 <SEP> + <SEP> 9 <SEP> = <SEP> 36 <tb> <SEP> 6 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 15 <SEP> +17 <SEP> +13 <SEP> + <SEP> 5 <SEP> + <SEP> 9 <SEP> +16 <SEP> = <SEP> 75 <SEP> 4 <SEP> <tb> <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 17 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 5 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> +16 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> = <SEP> 38 <tb> <SEP> 8 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0+0+0+1+0+0= <SEP> 1 <tb> <SEP> 9 <SEP> 0 <SEP> 15 <SEP> 207 <SEP> 0 <SEP> +13 <SEP> + <SEP> 1 <SEP> + <SEP> 9 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> = <SEP> 23 <tb> <SEP> 10 <SEP> 0 <SEP> 17 <SEP> 82 <SEP> 13 <SEP> + <SEP> 5 <SEP> + <SEP> 9 <SEP> +16 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> = <SEP> 43 <tb> <SEP> 11 <SEP> i <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 5 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> +16 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> = <SEP> 21 <tb> <SEP> 12 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> t <SEP> 1 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> = <SEP> 1 <SEP> <tb> <SEP> 13 <SEP> 0 <SEP> 13 <SEP> 172 <SEP> 1 <SEP> + <SEP> 4 <SEP> + <SEP> 9 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> +15 <SEP> = <SEP> 25 <tb> <SEP> 14 <SEP> 0 <SEP> 5 <SEP> 22 <SEP> 9 <SEP> +16 <SEP> t <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> +15 <SEP> +17 <SEP> = <SEP> 57 <tb> <SEP> 15 <SEP> 0 <SEP> G <SEP> 0 <SEP> 16 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> <RTI ID=13.22> +17 <SEP> + <SEP> 0 <SEP> = <SEP> 33 <tb> Tabelle 1 Wie aus der Tabelle 1 hervorgeht, liegt für den Wert n = 6 das grösste Korrelationsprodukt K(n) vor. Der Phasenschätzwert PSW ergibt sich bei einer Unterteilung des gesamten Phasenbereichs in 16 Teilbitintervalle zu 6 x 16 = 96. Bei der Berechnung des Phasenschätzwerts PSW wird der gesamte Phasenbereich entsprechend der Zahl von Flankenzählern (vgl. DE-OS 30 12 075) in Teilbitintervalle (Phasenfenster) unterteilt. Die ein zige Voraussetzung für die Berechnung des Phasenschätzwerts PSW ist, dass die Musterfunktion MF(j) eine Periosizität von mindestens einem Bit (entsprechend 3600) haben muss. Dadurch kann das er findungsgemässe Verfahren bei verschieden codierten Digitalsignalen verwendet werden und ist nicht auf NRZ-Signale (vgl. DE-OS 31 49 731) beschränkt. Der aufgrund der Flankenzählerstänae FZ(1) ermittelte Phaser.schätzwert PSW nähert den tatsäch lichen Phasenmlttelwert PMW nur durch ein garÄz- zahliges Vielfaches der Breite eines Teilbitintervalls an. Die genaue Lage der Datenflanken innerhalb des jeweiligen Teilbitintervalls ist dabei zunächst vernachlässigt. Eine genauere Bestimmung des Phasenmittelwertes PMW erfolgt dadurch, indem bei der Auswertung zu sätzlich die relative Lage der Datenflanken innerhalb ihres jeweiligen Teilbitintervalls gegeben durch die Inhalte PA(1) der Phasenakkumulatoren PA) mit herangezogen werden. Da die Inhalte PA(1), a.h. die Phasenwerte ApW, nur die Lage der Datenflanken innerhalb eines Teilbitintervalls berück slchtigen, wird für jedes Teilbitintervall entschieden, aus welcher Sollage (vgl. Musterfunktion MF(i)) die dort angefallenen Datenflanken wahrscheinlich entstanden sind (beim in Fig. 3 dargestellten Beispiel bei 900, 1800 oder 2700) und die Differenz ausgeglichen. Dieser Korrekturschritt lässt sich mit Hilfe einer "Korrekturfunktion KF(i-n)" vornehmen, welche für jedes Teilbitintervall (i-n) angibt, um welchen Wert jede dort angefallene Datenflanke zu korregieren ist. Falls bei der Korrektur solche Teilbitintervalle nicht berücksichtigt werden sollen, bei denen beispielsweise eine Zuordnung zu einer Sollage schwierig ist, so kann dies mittels einer "Aus- w-ahlfunktlon" AF(i-n) erfolgen. Diese Auswahlfunktion AF gibt für ein bestimmtes Teilbitintervall (i-n) an, ob dieses Teilbitintervall berücksichtigt (AF = 1) oder nicht berücksichtigt (AF = 0) werden soll. Der Phasenmittelwert PMW wird gemäss der folgenden Gleichung berechnet: (2) PMW = PSW + EMI15.1 Wle bereits ausgeführt, erfolgt die Berechnung des Phasenmittelwerts PMW nur für das Teilbitintervall mit dem grössten Korrelationsprodukt K(n). Werden Auswahl funktion AF und Musterfunktion MF gleich gewählt, so ergeben sich die in Tabelle 2 enthaltenen Werte. EMI15.2 <tb> i-n <SEP> AF <SEP> (i-n) <SEP> KF <SEP> (i-n) <tb> 0 <SEP> 0 <SEP> - <SEP> 64 <tb> 10 <SEP> - <SEP> 48 <tb> 2 <SEP> 0 <SEP> - <SEP> 32 <tb> 3 <SEP> 1 <SEP> - <SEP> 16 <tb> 4 <SEP> 1 <SEP> 0 <tb> 5 <SEP> 0 <SEP> = <SEP> '6 <SEP> <tb> 6 <SEP> 0 <SEP> - <SEP> 32 <tb> 7 <SEP> 1 <SEP> - <SEP> 16 <tb> 8 <SEP> 1 <SEP> 0 <tb> 9 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 16 <tb> 10 <SEP> 0 <SEP> - <SEP> 32 <tb> 11 <SEP> 1 <SEP> - <SEP> 16 <tb> 12 <SEP> 1 <SEP> 0 <tb> 13 <SEP> O <SEP> + <SEP> 16 <SEP> <tb> 14 <SEP> O <SEP> + <SEP> 32 <SEP> <tb> 15 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 48 <tb> Tabelle 2 In der nachfolgenden Tabelle 3 sind für das Zahlenbeispiel gemass Tabelle 1 die bei der Berechnung des Phasenmittelwerts PMW anfallenden Werte angegeben. Die Werte von FZ(i) sind in Fig. 3 eingetragen. EMI16.1 <tb> i <SEP> i-n <SEP> AF(i-n) <SEP> KF(i-n) <SEP> FZti) <SEP> PR(i1 <SEP> Z <SEP> Z(i) <SEP> 1 <SEP> N(i) <tb> 0 <SEP> - <SEP> 6 <SEP> 0 <SEP> - <SEP> 32 <SEP> 1 <SEP> 5 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> 1 <SEP> - <SEP> 5 <SEP> 1 <SEP> - <SEP> 16 <SEP> 9 <SEP> 1 <SEP> 114 <SEP> - <SEP> 30 <SEP> 9 <tb> 2 <SEP> - <SEP> 4 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 16 <SEP> 78 <SEP> + <SEP> 78 <SEP> 16 <tb> 3 <SEP> - <SEP> 3 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 16 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> 4 <SEP> - <SEP> 2 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 32 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> 5 <SEP> - <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 48 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> 6 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> - <SEP> 64 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> - <SEP> 48 <SEP> Q <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> 8 <SEP> 2 <SEP> 0 <SEP> - <SEP> 32 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> 9 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> - <SEP> 16 <SEP> 15 <SEP> 207 <SEP> - <SEP> 33 <SEP> 15 <tb> 10 <SEP> 4 <SEP> 1 <SEP> - <SEP> 0 <SEP> 17 <SEP> 82 <SEP> t <SEP> 82 <SEP> 17 <tb> 11 <SEP> 5 <SEP> 0 <SEP> + <SEP> 16 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> i2 <SEP> 6 <SEP> G <SEP> - <SEP> 32 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> 13 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> - <SEP> 16 <SEP> 13 <SEP> 172 <SEP> - <SEP> 36 <SEP> 13 <tb> 14 <SEP> 8 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 5 <SEP> 22 <SEP> + <SEP> 22 <SEP> 5 <tb> 9 <SEP> 9 <SEP> O <SEP> <SEP> + <SEP> 16 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <tb> <SEP> + <SEP> 83 <SEP> 75 <tb> Tabelle 3 Mit Z(i) und N(I) sind in Tabelle 3 Zähler- und Nennerausdruck von Gleichung (2) bezeichnet. Der Phasenmittelwert PMw ergibt sich somit zu PMW = 6 * 16 + 83/75 = 97 Grundtaktperioden = = 97 * 3600/256 = 136,4O. Durch das erfindungsgemässe Verfahren kann eine zufällige zeitliche Verschiebung der Politaritätswechsel im coaierten Binärsignal fast ausgeglichen werden, so dass die Qualität der Datenregeneration (Bitfehlerrate) erhöht werden kann. Die Kurzzeitstatistik der Momentanphasenwerte MPW kann innerhalb kurzer Messintervalle gewonnen weraen, so dass eine schnelle und genaue Phasensynchronisation erfolgen kann.

Claims: Method of synchronising the phase of a regenerated receive bit clock (RET) with the bit clock of a received digital signal (RDS), according to which the overall phase range is subdivided into N partial bit intervals and the edges of the instantaneous phase values (MPW) occurring in the N partial bit intervals are counted during a measuring interval and according to which at the end of the measuring interval the phase of the receive bit clock (RET) is corrected by an estimated phase value (PSW), characterized in that during the measuring interval the position in time of the polarity change of the received digital signal (RDS) relative to the receive bit clock (RET) is measured and these instantaneous phase values (MPW) are assigned to the N partial bit intervals and accumulated and in that at the end of the measuring interval a mean phase value (PMW) is determined with the aid of the estimated phase value (PSW) and the accumulated phase values (APW), and the phase of the receive bit clock (RET) is corrected by the mean phase value. Method as claimed in Claim 1, characterized in that the phase difference between the instantaneous phase value (MPW) and the phase of the start of the partial bit interval is determined and this relative phase difference is accumulated. Method as claimed in Claims 1 and 2, characterized in that the measured instantaneous phase values (MPW) are accumulated in each partial bit interval and in that the accumulated phase value (PA(i)) is stored. Method as claimed in Claims 1 to 3, characterized in that the mean phase value (PMW) is calculated in accordance with the equation: wherein the estimated phase value (PSW) is calculated in accordance with the equation where n max is the partial bit interval with the maximum correlation product K(n) max of a trial function FZ(i) with a sample function MF(i-n), where PA(i) is the accumulated phase value, where AF(i-n) is a selection function and where KF(i-n) is a correction function. Circuit arrangement for implementing the method as claimed in Claim 1, using the principle of a digital phase control loop, characterized in that a phase measuring arrangement (PM) is provided followed in the circuit by a phase processing arrangement (PVE) formed by at least one phase accumulator (PA) and edge counters (FI), in that the output of the phase processing arrangement (PVE) is connected to the input of an arrangement (PME) for calculating the mean phase value (PMW) and in that the output of this arrangement (PME) is connected to the input of a phase correction arrangement (PK). Circuit arrangement as claimed in Claim 5, characterized in that phase processing arrangement (PVE), the arrangement (PME) and the phase correction arrangement are realised by a microprocessor.

Inventors: GRAUEL, CHRISTOPH, DR.-ING., STAHL, WOLFGANG, DIPL.-ING., STECKMANN, HELMUT, ING. GRAD.
Applicants: N.V. PHILIPS' GLOEILAMPENFABRIEKEN, PHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH
Application year: 1986
Main classification: H04L7
IPC codes: H04L7