THERMALLY ACTIVATED ELECTRIC SWITCHING CIRCUIT

Abstract: The switch regulates an electrical load with the aid of a bridge circuit and a temperature-dependent sensor. The thermally activated switch embodies an integrated circuit (IC1), which forms one half of the bridge, is the evaluating logic and directly controls a power switch (T1). The integrated circuit (IC1) embodies three resistors (R5, R6, R7), two comparators (K1, K2), a flipflop (FF1) connected to the output of the latter and a transistor (T2) whose collector forms one terminal (7) of the integrated circuit (IC1). The invention can be used, in particular, in the on-board power supply system of a motor vehicle, especially for regulating electrical heating systems. <IMAGE>

Description: Elektrischer Temperaturschalter für eine elektrische Last und seine Verwendung. Die Erfindung betrifft einen elektrischen Temperaturschal- ter für eine elektrische Last mit Hilfe einer Brückenschaltung und eines temperaturabhängigen SensorsuE seine Verwendung. Derartige Schalter sind bekannt. Bekannt ist es auch, die Heizung eines Aussenspiegels am kraftfahrzeug durch Verwendung eines PTC-Widerstandes zu regeln, vergl. z.B. DE-B- 29 27 954. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Temperaturschalter nach dem Oberbegriff zu schaffen, der kompakt und billig ist und eine leicht , insbesondere den Bedingungen im Kraftfahrzeug, anpassbare Schaltung bildet. Die Erfindung löst diese Aufgabe durch die in den Ansprüchen gekennzeichnete Erfindung. Der erfindungsgemässe Schalter ist raumsparend, durch die Verwendung von serienmässigen Bauteilen leicht und billig herstellbar und für die Anwendung im Kraftfahrzeug sehr gut geeignet, da er robust und variabel ist. Die Erfindung findet Anwendung bei der Uberwachung oder Regelung einer beliebigen elektrischen Last, z.B. eines Motors cder einer Heizung. Insbesondere hat sich der Schalter bei der Regelung von elektrischen Heizungen im Kraftfahrzeug bewährt, z.B. bei elektrisch beheizbaren Aussenspiegeln und Lenkrädern. In der Zeichnung sind zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt, die im nachfolgenden näher beschrieben werden. Figur 1 zeigt den Temperaturschalter bei einem einfachen Anwendungsfall zur Überwachung einer elektrischen Last. Figur 2 zeigt den Teniperaturschalter bei einem Anwendungsfall in einem Kraftfahrzeug, und zwar zur Regelung einer elektrischen Heizung. Gemäss Figur 1 liegt eine Integrierte Schaltung IC1 mit Pin 4 und Pin 8 an einer positiven Spannung und mit Pin 1 an Masse. Ein Sensor in Form eines NTC-;Wider#tandes und die WiderEtände R2 und R3 liegen in Reihe, wobei der NTC Widerstand mit der positiven Spannung verbunden ist und der Widerstand R3 mit Masse. Der NTC-Widerstand und der Widerstand R2 sind ausserdem mit ihrem Verbindungspunkt an die gebrückten Eingänge Pin 2 und Pin 6 der Schaltung IC1 angeschlossen, und die Widerstände R2 und R3 liegen mit ihrem Verknupfungspunkt an Pin 7 des IC1 an. Der Ausgang Pin 3 des 101 geht auf das Gate des N-Kanal MOSFET Ti Der MOSFET T1 liegt mit seinem Source-Anschluss auf Masse, und der Drain-Pnschluss ist mit einer elektrischen Last verbunden, wobei die Last in einer pcsitiven Spannung angeschlossen ist. Die Last kann ein Motor, eine Heizung oder dergleichen sein. Funktion: Die Schaltung in Figur 1 zeigt einen sehr einfachen und platzsparenden Zweipunktregler mit einem Timer-IC 555 (=IC1). Für die Ist-Wert-Erfassung (z.B. Temperaturerfassung) wird ein Senscrin Form eines NTC-Widerstandes ver#en- det, der seinen Widerstandswert in Abhängigkeit von der Regelgrösse (Temperatur) ändert. Der Widerstandswert des NTC-Widerstandes wird in einer Brückenschaltung ausgewertet, wobei ein Brückenzweig durch den NTC-Widerstand und die Widerstände Rs und R3 gebildet wird und der andere Brückenzweig durch die Widerstände R5 ,R6 und R7, die auf dem IC1 integriert sind. Da der auf dem IC1 integrierte Brückenzweig aus drei Widerständen R5 bis R7 besteht, deren Verknüpfungspunkt jeweils an einem Komparator liegen, kann durch die unsere Beschaltung von IC1 sehr einfach eine Brücke mit zwei verschiedenen Brtskendialgonalen erzeugt und ausgewertet werden. Zur Auswertung wird jeweils der Nullabgleich der beiden Brückendiagonalen herangezogen, weil die Abgleichbedingung einer Brücke unabhängig von der Versorgungsspannung ist. Die auf dem IV1 integrierten Widerstände R5 bis R7 sind gleich, d.h. R5=R6=R7=R. Der Verknüpfungspunkt von R6 und R7 geht auf den invertierenden Eingang des Komparators K2 und legt damit die Umschaltschwelle von K2 auf 1/3 der Versorgungsspannung fest. Der nicht-invertierende Eingang des Kcmpararors K1 liegt auf dem Verknu..pfungspunkt von R5 und R6,und damit liegt die Umschaltschwelle von K1 bei 2/3 der Versorgungsspannung. Geht man nun davon aus, dass die Spannung am Pin 2 bzw. Pin 6 von IC1 beim Einschalten der Versorgungsspannung kleiner als 1/3 der Versorgungsspannung ist, liegt der Ausgang des Komparators K2 und damit der S-Eingang des RS-Flip-Flops FF1 auf LOW und der Ausgang des Komparators Kl unddaait der F-Eangang des RS-Flip-Flops FF1 auf HIGH. Am Q-Ausgang von FF1 steht also ein HIGH-Signal zur Verfügung, um den MOSFET T1 durchzusteuern. > Wird nun z.B. ein KFZ-Spiegel elektrisch aufgeheizt, wobei der NTC-Widerstand thermisch mit dem Spiegel gekoppelt ist, verringert sich durch den Temperaturanstieg der Widerstandswert des NTC-Widerstandes, und die Spannung am Pin 2 bzw. Pin 6 von IC1 steigt an. Ist die Spannung am Pin 6 auf 1/3 der Versorgungsspannung gestiegen, schaltet der Komparator K2 seinen Ausgang HIGH, der Ausgangspegel des RS-Flip-Flops FF1 bleibt jedoch unbeeinflusst, da nun beide Eingänge von FF1 HIGH sind. Erreicht der NTC-Widerstand die E#edingung NTC=1/2(R2+R3), ist die Spannung an Pin 2 von IGZ auf 2/3 der Versorgungsspannung angestiegen.Daher kippt der Ausgang des Komparators Kl auf LOW und der Ausgang des Komparators K2 bleibt HIGH. Der S-Eingang des RS-Flip-Flops FF1 bleibt also auf HIGH, und der R-Eingang von FF1 geht auf LOW, d.h. der Q Ausgang des RS-Flip-Flops FF1 schaltet auf LOW und sperrt den Transistor T1, um die Last auszuschalten. Das LOW-Signal am Q-Ausgang von FF1 hat ein HIGH-Signal am Q-Ausgang vor FF1 zur Folge; der Transistor T2 wird dauer durch-esteuert und überbrückt den Widerstand R3, wenn die Heizung ausschaltet. Durch das Überbrücken des Widerstandes R3 sinkt die Spannung am Pin 6 von IC1 und der Komparator K1 schaltet am Ausgang wider auf HIGH. Das RS-Flip-Flop FF1 ändert jedoch nicht sein Ausgangssignal, dadnun beide Eingänge von FF1 auf HIGH liegen. Nimmt man an, dass nach dem Ausschalten der Last die Tempe raturwiedewr fällt, steigt der Widerstandswert des NTC- Widerstandes, was ein weiteres Sinken der Spannung am Pin 1 bzw. Pin 6 zur Folge hat. Erreicht der NTC-Widerstandswert die Bedingung NTC=2R2, ist die Spannung am Pin 2 bzw. Pin 6 von IC1 auf 1/3 der Versorgungsspannung gesunken , und der Komparator R2 schaltet seinen Ausgang auf LOW., während der Komparator K1 mit seinem Ausgang auf HIGH bleibt. Der Ausgangspegel am RS-Flip-Flop FF1 geht dadurch seinerseits wieder auf HIGH und steuert den Transistor T1 durch, d.h. die Last wird eingeschaltet. Das oben beschriebere Ein- und Ausschalten der Last wiederholt sich, solange der NTC-Widerstand durch den Einfluss der Umgebungstemperatur die Bedirgung NTC=2R2 erreichen kann; ist die UmgeEungstemperatur so hoch, dass die Bedingung nicht erreicht wird, bleibt die Last aus geschaltet. Wie aus der Funktionsbeschreibung zu entnehmen ist, werden die beiden Schaltpunkte des Zweipunktreglers durch die Widerstände R2 , R3 und den Widerstand des Sensors (NTC-Widerstand) festgelegt. Es gilt: NTC = 2R2 : EINSCHALTPUNKT NTC = 1/2 (R2 + R3): AUSSCHALTPUNKT Die Schaltpunkte können ausserdem über den Pin 5 von IC1 beeinflusst werden. Ohne eine von aussen einteprägte Spannung liegt der Pin 5 von IC1 und damit der nichtinvertie rende Eingang des Komparartors K1 auf 2/3 der Versorgungs Spannung. Wird die Spannung an Pin 5 von aussen verändert, legt nun die äussere Spannung die Umschaltschwelle der Komparatoren KA und K2 fest, wobei die Umschaltschwelle des Komparators K2 bei der Hälfte der an Pin 5 von IC1 angeschlossenen Spannung liegt. Werden die Schaltschwellen über den Pin 5 von IC1 beeinflusst, ändern sich die oben angegebenen Bedingungen für den Einschaltpunkt bzw. den Ausschaltpunkt. Figur 2 zeigt eine Erweiterung der bereits in Fig. 1 vorgestellten Schaltung. Die Schaltung gemäss Figur 2 ist auf die Bedingungen in einem Kraftfahrzeug abgestimmt, wobei die Bauelemente D1, D2, Rl, R4, C1, C2 und C3 hinzugekcm- men sind. Es ist die gleiche integrierte Schaltung IC1 verwendet. Gemäss Figur 1 liegt die Diode D1 mit der Anode an einer positiven Spannung und mit der Kathode an dem Widerstand R1. Der Widerstand R1 ist auf der anderen Seite mit der Kathode der Zenerdiode D2 verbunden, und die Anode von D2 liegt über den Widerstand R4 an Masse. Parallel zur Zenerdiode D2 ist noch der Kondensator C1 geschaltet. Der Kondensator C2 liegt zwischen Pin 5 und Pin 7 von IC1 und der Kondensator C3 zwischen Pin 5 und Pin 2 Von IC1. Der MOSFET Tl liegt mit seinem Source-Anschluss auf Masse, und der Drain-Anschluss ist mit der Heizung verbunden, wobei die Heizung an eine positive Spannung angeschlossen ist. Die weiteren Bauelemente in Figur 2 sind gemäss der Beschreibung zu Figur 1 angeordnet, wobei der Verknüpfungspunkt von R 1 und D2 bzw. Cl der positiven Spannung und der Verbindungspunkt von D2 bzw. C1 und R4 der Masse in Figur 1 entspricht. Funktion: Die Schaltung in Figur 2 benötigt im Gegensatz zu der Schaltung in Figur 1 keine konstante Gleichspannung, sondern kann z.B. an den bordnetzspezifischen Spannungsschwankungen eines Kraftfahrzeugs betrieben werden, arbeitet aber ansonsten wie die anhand von Figur 1 beschriebene Schaltung. Der Widerstand R1 und die Zenerdiode D2 sorgen bei Spannungserhöhungen für eine annähernd konstante Spannungsversorgung der Elektronik. Der Kondensator C1 hält die Spannungsversorgung der Elektronik bei Spannungseinbrchen aufrecht, und die Diode D1 schützt die Elektronik vor negativen Spannungen und hält die Kondensatorladung bei negativen Spannungsspitzen. Der Widerstand R4 schützt den MOSFET T1 vor Überspannungen, denn der Spannungsabfall über den Widerstand R4 steigt bei positiven Spannungsspitzen an und hebt damit das GND-Potential der Elektronik, und die Spannung am Pin 3 von IC1 steigt gegenüber Masse, auch wenn am Pin 3 von IC1 ein LOW-Signal ist. Durch die Spannungserhöhung am Pin 3 von IC1 wird der MOSFET T1 ä durchgesteuert, und es können daher keine unzulässig hohen Spannungen an T1 auftreten. Die Kondensatoren C2 und C3 sorgen dafür, dass auch bei einer stark mit Störimpulsen behafteten Versorgungsspannung die Schaltpunkte des ICi unbeeinflusst bleiben. Weiterhin wird durch die Kondensatoren C2 und C3 sichergestellt, dass beim Einschalten der Versorgungsspannung die Heizung nicht einschaltet, solange die Temperatur oberhalb der Einschaltschwelle liegt.

Claims: Temperature-dependent electrical circuit arrangement having an electrical load, a bridge circuit formed from two branches, a temperature-dependent sensor (NTC), an evaluation logic containing two comparators (K1, K2), and a power switch (T1) directly controlling the electrical load, with the first branch being formed from a series arrangement of the temperature-dependent sensor (NTC) as the first resistor, a second resistor (R2) and a third resistor (R3), and the second branch being formed from a series arrangement comprising a fourth resistor (R5), a fifth resistor (R6) and a sixth resistor (R7), with the first comparator (K1) being joined by its positive input (+) to the connection point between the fourth resistor (R5) and the fifth resistor (R6) and by its negative input (-) to the connection point between the temperature-dependent sensor (NTC) and the second resistor (R2), with the second comparator (K2) being joined by its positive input (+) to the connection point between the temperature-dependent sensor (NTC) and the second resistor (W2) and by its negative input (-) to the connection point between the fifth resistor (R6) and the sixth resistor (R7), with there being downstream of the two comparators (K1, K2) a flip-flop (FF1) whereof one output (3) controls the power switch (T1) and whereof the other output is connected to the base of a transistor (T2) whereof the collector (7) is connected to the connection point between the second resistor (R2) and the third resistor (R3) and whereof the emitter (1) forms together with the other end of the third resistor (R3) a common point which is connected to the ground connection (GND) of the positive supply voltage of the circuit arrangement, and with the second branch (R5, R6, R7) forming together with the comparators (K1, K2), the flip-flop (FF1) and the transistor (T2) an integrated circuit (IC1) in accordance with circuit technology. Circuit arrangement according to Claim 1, characterized in that a capacitor (C3) is connected in parallel with the first comparator (K1) and a capacitor (C2) is connected to the positive input (+) of the comparator (K1) and the connection point between the second resistor (R2) and the third resistor (R3) (Fig. 2). Circuit arrangement according to Claim 1 or 2, characterized in that the emitter (1) of the transistor (T2) is joined via a resistor (R4) to a ground connection (GND) (Fig. 2).

Inventors: VOGT, FRIEDRICH, DIPL.-ING.
Applicants: KABELWERKE REINSHAGEN GMBH
Application year: 1986
Main classification: G05D23
IPC codes: B60R1, B60H1, B62D1, B60S1, H05B3, G05D23