METHOD FOR PROCESSING AS A FREQUENCY SUBMITTED MEASURED VALUE

Abstract: Method for processing a measured value which is presented as a frequency and varies between mid values by forming a first electrical signal which is variable with the ratio of said frequency to a reference frequency, the signal in turn being in the same ratio to a specifiable electrical reference value. An essential feature of the invention is the use of the method in a speed regulation system for an asynchronous motor, in particular for an exhaust gas fan. The circuit for carrying out the method contains two operational amplifiers 51 and 55 connected to its various inputs, the two input pairs each being connected to a capacitor (47, 38) one of which is connected to chassis and the other to a voltage source which exhibits two extreme values for each cycle of the frequency of the actual-value sensor and is clocked between the two extreme values at the frequency of the actual-value sensor, the voltage range between the extreme values being settable but constant.

Description: Verfahren zum Verarbeiten eines' als eine Frequenz vorliegenden Messwertes; die Anwendung des Verfahrens und Schaltung zur Durchführung des Verfahrens Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Verarbeiten eines als eine Frequenz vorliegenden Messwertes, die Anwendung des Verfahrens und Schaltung zur Durchführung des Verfahrens gemäss dem '0 blerbegriff des Hauptanspruchs. Es gibt eine Vielzahl von Anwendungsfällen für Messverfahren, bei denen die Messwerte als Frequenzen vorliegen. Hierbei kämen Einrichtungen zur Wärmemengenmessung genauso in Frage wie Drehzahl steuerung oder Regelung von Elektromotoren. Wenn ein solcher Messwert lediglich als Frequenz vorliegt, besteht eine erhebliche Schwierigkeit bei einer analogen Verarbeitung im Hinblick auf das Erreichen eines analogen Spannungs- oder Stromwertes, der die Frequenz repräsentiert. Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren anzugeben, das zu einem quasi ana logen Ausgangssignal für den Frequenzwert führt. Frequenzbeziehungsweise zeitbestimmende Bauteile, an die entsprechend hohe Genauigkeitsanforderungen zu stellen wären, werden dabei nicht benötigt. Die Lösung der Aufgabe besteht in den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs. Weitere Ausgestaltungen und besonders vorteilhafte Weiterbildungen des Verfahrens sowie einer Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens sind Gegenstand der Unteransprüche. Die Erfindung wird anhand der Figuren 1 bis 6 der Zeichnung im folgenden näher erläutert, wobei die Figur 1 ein Prinzipschaltbild, die Figur 2 ein anderes Prinzipschaltbild, Figur 3 ein Diagramm und die Figuren 4 bis 6 weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung als Prinzipschaltbilder. In allen sechs Figuren bedeuten gleiche Bezugszeichen jeweils die gleichen Einzelheiten. Die Figur 1 hat ein Prinzipschaltbild einer Motordreh zahlregelung zum Inhalt. Ein Asynchron-Elektromotor 1 wird von einer Spannungsquelle 2 im Zuge einer Leitung 3 gespeist, in die ein Triac 4 eingeschleift ist. Bei dem Asynchronmotor kann es sich um einen Spaltpolmotor ebenso handeln wie um einen 3-Phasenmotor, nur sind dann in den verschiedenen Zuleitungen einzelne Triacs vorzusehen mit separater Ansteuerung. Die Zündimpulse für den Triac 4 liefert ein Umsetzer 5, der über eine Leitung 6 vom Netz synchronisiert wird, wofür eine Synchronisationseinrichtung 7 vorgesehen ist. Einen anderen Eingang des Umsetzers bildet eine Leitung 8, die den Ausgang eines Integrators 9 darstellt. Der eine Eingang 10 des Integrators ist Ausgang eines Komparators 117 der andere Einganq des Integrators 9 ist ein ergleichsspannungsgeber 12. Ein Eingang des Komparators 11 bildet eine Leitung 13, die zu einem Frequenzumsetzer 14 führt, den anderen Eingang des Komparators bildet eine Leitung 15, die zu einem Potentiometer 16 als Sollwertgeber führt. Auf den beiden Eingangen 17 und 18 des Frequenzumsetzers 14 liegen Frequenzsignale an, auf der Leitung 17 Signale einer Ist-Frequenz, die von einem Drehzahlgeber 19 kommen, der dem Motor 1 zugeordnet ist. Auf dem Eingang 18 liegt eine Referenz-Frequenz an, die beispielsweise von der Netz Frequenz über eine Leitung 20 abgeleitet ist. Das erfindungsgemässe Verfahren wird nun anhand der Schaltung der Figur 2 in Verbindung mit dem Funktionsdiagramm der Figur 3 näher erläutert. Der Umsetzer 14 weist einen ersten elektronischen Schalter 30 auf, der beispielsweise die Emitterkollektorstrecke eines Transistors sein kann und der den Stromfluss im Zuge einer Leitung 31 zulässt beziehungsweise unterbricht in Abhängigkeit von den Ist Frequenzsignalen auf der Leitung 17, die als Spannungsoder Stromwert an die Basis dieses Transistors geführt werden. Der Geber 19 kann zum Beispiel als Haltgenerator ausgeführt werden, der die Magnetpole eines Polrades abtastet, das an der Motorwelle angebracht ist. Er gibt auf seiner Leitung 17 entsprechende Signale unmittelbar ab. Im Zuge der Leitung 31 liegt ein Widerstand 32, der mit einem zweiten Widerstand 33 in Reihe liegt, der auf seiner anderen Seite an Masse liegt. An den Verbindungspunkt 34 beider Widerstände ist eine Leitung 35 angeknüpft, die zu einer Verzweigung 36 führt. An den Verzwelgungspunkt 36 ist einmal eine Leitung 37 angeschlossen, die zu einem Kondensator 38 führt, zum zweiten ein weiterer elektronischer Schalter 39, der beispielsweise wieder als Transistor ausgeführt ist. Die an den Schalter anschliessende Leitung 40 ist auf die von der Leitung 37 abgewandten Seite des Kondensators 38 geführt. Der elektronische Schalter 39 ist genauso wie ein weiterer elektronischer Schalter 41 im Takt der Referenz-Frequenz gesteuert, die auf der Wirkungsleitung 18 ansteht. Da die Referenz-Frequenz von der Netz-Frequenz abgeleitet ist, schliessen und öffnen die beiden Schalter 39 und 41 völlig synchron im Takt der Yetz-Frequenz. Beide Schalter 39 und 41 schliessen gemeinsam für eine Zeit von einigen Mikrosekunden bei jedem zweiten Nulldurchgang der Netzspannung. Der elektronische Schalter 41 liegt einerseits an Masse, andererseits an einer Leitung 42, die zu einer Verzweigung 43 führt. Von der Verzweigung 43 führt eine Leitung 44 zu einer weiteren Verzweigung 45 > von der über eine Leitung 46 ein weiterer Kondensator 47 an Masse gelegt ist. Eine weitere von der Verzweigung 45 abgehende Leitung 48 ist über eine in Sperrichtung geschaltete Diode 49 mit einem Ausgang 50 eines Operationsverstärkers 51 verbunden. Zwischen der Diode 49 und der Verzweigung 45 liegt eine weitere Verzweigung 52, von der eine Leitung einmal mit dem invertierenden Eingang 53 des Operationsverstärkers 51. zum anderen mit dem nicht invertierenden Eingang 54 eines zweiten Operationsverstärkers 55 verbunden ist, dessen Ausgang über eine Leitung 56, die eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode 57 aufweist, mit einer Verzweigung 58 verbunden ist. Von der Verzwei- gung 58 geht eine erste Leitung 59 aus, die einmal an den invertierenden Eingang des Dperationsverstarkers 55 und zum zweiten an den nicht invertierenden Eingang 60 des Operationsverstärkers 51 führt. Eine weitere Leitung 61 führt von der Verzweigung 58 zu der Verzweigung 62, an die einmal die Leitung 40 und zuin anderen der Konden sator 38 angeschlossen sind. Die Verzweigung 43 liegt im Zuge der Leitung 13, wobei in der Leitung 13 ein Spannungsfolger 63 liegt. Die Beschaltung der beiden Operationsverstärker 51 und 55 ist insoweit unvollständig, als dass sie ideale Operationsverstärker voraussetzt, bei denen die zwischen den Punkten 52 und 58 herrschende Offsetspannung Null ist. Das über die Netzimpulse auf der Leitung 18 bewirkte periodische Uffnen und Schliessen der beiden elektronischen Schalter 39 und 41 - es könnte auch ein Vielfaches der einzelnen Halb-Perioden der Netzspannung sein - bewirken ein kurzzeitiges Entladen der beiden Kondensatoren 38 und 47. Die Schliesszeit der beiden Schalter 39 und 41 betragt nur einige Mikrosekunden und ist kurz gegenüber allen anderen noch zu behandelnden Zeiten des Verfahrens. Der elektronische Schalter 30 wird im Takt der Drehzahl des Motors 1 betätigt, so dar, der Schalter 30 den Stromfluss in der Leitung 31 im Takt der Motordrehzahl unterbricht beziehungsweise freigibt. Damit wird der Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 32 und 337 periodisch an Spannung gelegt beziehungsweise von ihr abgeschaltet. Die Leitung 31 führt zu einer Spannungsquelles die die Betriebsspannungsquelle der gesamten in der Figur 2 dargestellten Schaltung sein kann oder eine sonstige Referenzspannungsquelle. Die Anzahl der Uffnungs- und Schliessvorgange des Schalters 30 soll zwischen zwei Schliessvorgangen der Schalter 39 und 41 möglichst gross sein, weil. hiervon die Genauigkeit des Verarbeitungsverfahrens stark abhängt. Um dies zu verdeutlichen, ist in der Figur 3 die Zeit T dargestellt, die zwischen den Zeitpunkten TO und T1 liegt. Die Netz Frequenz ist durch die Kurve 70 repräsentiert. Bei jedem zweiten Null-Durchgang, nämlich zu den Zeitpunkten TO, T1. .., entstehen Impulse 71, die zum Schliessen der beiden Schalter 39 und 41 führen. Die Ist-Frequenz, mit der der Schalter 30 betätigt wird, ist durch die Impulsfolge 72 dargestellt. Man erkennt hieraus, dass innerhalb einer Periode T eine Vielzahl der Impulse des Drehzahlgebers 19 einläuft. Beim Auftreten der ersten positiven Flanke 73 des ersten Impulses 72 wird der Schalter 30 geschlossen. In dem Augenblick liegt ein Spannungswert entsprechend dem Teilerverhältnis durch die Widerstände 32 und 33 am Kondensator 38 an und wird von diesem auf den Verzweigungspunkt 58 gegeben. Die Kondensatoren 47 und 38 sind im Zeitpunkt TO ungeladen gewesen, weil kurz vorher die Schalter 39 und 41 betätigt wurden, was zu einer Entladung der Kondensatoren führte. Beim Ansteigen des Span nungsvrertes im Verzweigunqspunkt 58 wird der Spannungswert des Ausganges des Operationsverstärkers 55 auf der Leitung 56 Null > womit die Diode 57 sperrt. Andererseits wird der Ausgang 50 des Operatlonsverstärkers 51 positiv, der entsprechende Spannungswert wird über die leitende Diode 49 auf den Verzweigungspunkt 52 gedrückt. Damit wird der Kondensator 47 um den entsprechenden Wert geladen, wobei der Endwert der Ladung dem Spannungswert entspricht, der währenddessen am Verzweigungspunkt 58 herrscht Damit ist nach Beendigung des Ladungsvorgangs des Kondensators 57 die Spannungsdifferenz zwischen den Verzweigungspunkten 58 und R2 Null. Wesentlich ist dabei, da der Kondensator 38 durch den Vorgang nicht geladen wird, sondern im ungeladenen Zustand verbleibt Mach Abklingen des ersten Impulses hat somit der Kondensator 47 seine erste Ladungsstufe erreicht, während der Kondensator 38 nach wie vor ungeladen bleibt. Hierbei ist für den Kondensator 47 wesentlich, dass unter dem Begriff Ladung nicht ein bestimmter Energieinhalt, sondern lediglich ein bestimmter Spannungswert verstanden wird Die Genauigkeit der Schaltung ist damit nicht abhängig von den Kapazitätswerten der Kondensatoren 47 und 38, sondern lediglich von der Genauigkeit der Operationsverstärker 51 und 55 und dem Teilerverhältnis der Widerstände 32 und 33. Die Spannung, auf die der Kondensator 38 jeweils stu fenweise aufgeladen wird beziehungsweise werden wird, hängt nur von der Teilspannung am Widerstand 33 ab und von der Genauigkeit, mit der aufgrund der Beschaltung der Operationsverstärker 51 und 55 die Beibehaltung dieses Spannungswerts verifiziert werden kann. Die Zeitkonstante des R#-Gliedes aus dem Kondensator 38 und dem Widerstand des Spannungsteilers 32, 33 muss klein gegenüber der Periodendauer der Frequenz des Istwertgebers sein. Die Schaltung verharrt nunmehr in dem Zustand bis zum Auftreten der Rückflanke 74 des ersten Impulses Hierbei öffnet der Schalter 30, der Spannungswert auf der Leitung 35 geht wieder gegen Null. Ein Absinken des Spannungsniveaus am Verzweigungspunkt 58 ist nicht möglich, da der dann aufsteuernde Operationsverstarker 55 das Spannungsniveau über die dann leitende Diode 57 aufrechterhält. Das gleiche Spannungsniveau am Verzweigungspunkt 52 bleibt erhalten, da der Kondensator 47 ein Absinken verhindert und weil andererseits der Ausgang 50 des Opera tionsverstärkers 51 Null wird, und damit sperrt die Diode 49. Beim offenen des Schalters 30 beginnt ein Ladevorgang für den Kondensator 38, da dessen erster Anschluss am gleichbleibenden Spannungswert des Verzweigungspunktes 58 verbleibt, sein anderer Anschluss aber von dem auf Nullpoten tial gehenden Spannungsteileranschluss 34 bestimmt wird. Am Ende des Ladevorgangs weist der Kondensator 38 die gleiche Spannung wie der Kondensator 47 auf. Beim Auftreten weiterer Impulse des Istwertgebers und damit bei erneutem Schliessen des Schalters 30 wiederholt sich dieser Vorgang so lange, bis der Zeitpunkt TI erreicht ist. Somit klettert die an den Kondensatoren 47 und 38 an l i egende Spannunq in Form einer Treppenspannung vom Anfangswert Null auf einen Endwert, bis der Zeitpunkt T1 erreicht ist Der Endwert ergibt sich aus der Anzahl der Stufen, das heisst der Anzahl der Impulse des Istwertgebers innerhalb der Zeitspanne T und der Stufenhöhe. Die Stufenanzahl entspricht unmittelbar dem Verhältnis der Frequenz des Istwertgebers und der Frequenz beziehungsweise ganzzahligen Teilen der doppelten Netzfrequenz der Netzspannung, Ist die Drehzahl des Asynchronmotors l niedriger geworden, so ergeben sich bei gleicher Treppenstufenhöhe weniger Impulse, das heisst weniger Stufen. Dies ist durch die Kurve 75 angedeutet, die weniger Treppenstufen als die ursprünglich betrachtete Kurve 76 aufweist. Da die Treppenstufenhöhe unabhangig uon der Treppenstufenanzahl ist, ist der erreichte Spannungsendwert kleiner. Dieser Spannunosendwert liegt auf der Leitung 13 am Ausgang der Schaltung gemäss Figur 2 an. Somit liegt am Ausgang 13 eine quasi analoge Spannung an, deren Höhe ein unmittel bares Mass für die Drehzahl des Motors ist. Die Frequenz des Istwertgebers schwankt zwischen zwei Grenzwerten entsprechend dem Stellbereich der Motordreh zahlregelung, wobei der obere Grenzwert bei Asynchronmotoren durch die synchrone Drehzahl bestimmt wird. Die synchrone Drehzahl ns ergibt sich bekanntlich aus der Netzfrequenz #N und der ganzzahligen Polpaarzahl p des Motors gemäss Gleichung (1). (1) nS = fN p Sie ist die theoretische Obergrenze der Motordrehzahl. In der Praxis liegt die maximale Drehzahl bei ca. 95 % dieses Wertes, zum Beispiel 2.850 ulmin bei fN = 50 Hz und P = 1. Es erweist sich als vorteilhafte eine Istdrehzahl durch das Verhältnis dieser Istdrehzahl zur synchronen Drehzahl zu kennzeichnen. Bei Motoren liegt dieses Verhältnis stets zwischen 0 und 100 %. Analog hierzu ist es ebenso zweckmässig, die Stufenhöhe U der Treppenspannung so festzulegen, dass bei maximaler Stufenanzahl, das heisst bei synchroner Drehzahl, die letzte Treppenstufe in ihrer Höhe einem elektrischen Referenzwert # ref entspricht, von dem gleichzeitig die Stufenhöhe U abgeleitet ist. Als Referenzwert kann beispielsweise die Betriebsspannung UB des Reglers dienen, wobei die Stufenhöhe U durch das Teilerverhältnis des aus den Widerständen 32 und 33 gebildeten Spannungsteilers bestimmt wird. Die Leitung 31 wird dazu mit der Betriebsspannung UE verbunden. Das Verhältnis zwischen der Höhe der letzten Treppenstufe und der Betriebsspannung ist dann gleich dem Verhältnis der Istdrehzahl zur synchronen Drehzahl. Schwankungen der Betriebsspannung wirken sich auf die Funktionsweise nicht aus. Aus diesen Festlegungen ergibt sich eine einfache Bemessungsregel für das Verhältnis UlUref beziehungs- weise das zu wählende Spannungstellerverhältnis (32, 33) auf der Basis konstruktionsbedingter Vorgabedaten: (2) = 2p Uref z . no ref 0 wobei p die Polpaarzahl Uref die Referenzspannung z die Anzahl der Drehzahlgeberimpulse pro Motorumdrehung n 0 die Anzahl der Netzhalbwellen zwischen dem Beginn und dem Ende der Treppenkurve bedeuten. Es versteht sich von selbst, dass auch andere Festlegungen getroffen werden können. Weil bei sehr niedrigen Drehzahlen nur wenige Impulse 72 vom Istwertgeber ankommen, ist es aus Genauigkeitsgründen zweckmässig, eine untere Drehzahl-Stellbereichsgrenze nicht zu unterschreiten. Will man einen Asynchronmotor auf relativ kleine Drehzahlbereiche regeln, so müsste man, um hier Abhilfe zu schaffen, entweder die Periodendauer T vergrössern oder die Anzahl der Istwertimpulse pro Umdrehung des Motors durch zusätzliche Mittel vergrössern. Während mit dem Verhältnis der Ist-Frequenz, bezogen auf die Referenz-Frequenz, die auf der Leitung 13 anstehende Spannung variabel ist, ist das andere Verhältnis, nämlich das Verhältnis dieser Spannung zu einem elektrischen Re- ferenzwert, durch das Verhältnis der einzelnen Stufenhöhe zu diesem Referenzwert gegeben. Für die weitere Erklärung der Funktion der Anwendung des Verfahrens bei einer Drehzahlregelung wird jetzt wieder die Figur 1 herangezogen, wobei an den Eingängen des Komparators 11 einmal die an der Leitung 13 anstehende Treppenspannung und zum anderen ein Sollwert über den Geber 16 ansteht. Der Komparator schaltet jeweils durch, wenn die Treppe den Soll-Spannungswert überschreitet. Die Ausgangsspannung des Komparators 11 wird eine Rechteck-Spannung sein. Diese Rechteck-Spannung wird ein Puls pausenverhältni s von 1 haben, wenn der Sollwert die hälfte des Treppenendwertes ausmacht. Diese Rechteck Spannunq wird im Integrator 9 integriert. Der Vergleichs- spannung sgebe r 12 dient dazu, den Integrator 9 mit der halben Betriebsspannung zu beaufschlagen. Die volle Be triebsspanung entspricht den Betriebsspannungen, an denen der Integrator 9 und der Komparator 11 liegen. Damit entspricht das maximale Ausqangssignal des Komparators 11 dieser Betriebsspannunq. Am Ausgang 8 des Integrators steht somit eine Regelspannung an. Der Umsetzer 5 setzt die Regelspannung 8 in einen Phasenwinkel um, zu dem die Zündimpulse für den Triac 4 auftreten. Diese Variation des Phasenwinkels führt dann zu einer Drehzahlveränderung des Asynchronriotors in dem Sinne, dass dessen Regelabweichung gegen Null geht. Eine ansteigende Steuerspannung auf der Leitung 8 verkleinert den Zündwinkel des Triacs 4, damit wird die Drehzahl erhöht. Ausgehend von der Tatsache, dass bei dem Schaltbild nach Figur 2 ideale Operationsverstärker 51 und 55 vorausgesetzt wurden, diese aber praktisch nicht vorhanden sind, wurde die Schaltung nach Figur 2 qemäss den in Figuren 4 und 5 dargestellten Schaltungen modifiziert. im Rahmen der Figur 4 ist in die Leitung 59 eine Reihenschaltung zweier Widerstände 80 und 81 eingeschaltet, wobei der Widerstand 81 mit dem invertierenden Eingang 82 des Operationsverstärkers 55 verbunden ist, der seinerseits über eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode 83 mit der Leitung 56 verbunden ist. Der Verbindungspunkt 84 zwischen den beiden Widerständen 80 und 81 ist mit der Kathode der Diode 57 verbunden. Der Widerstand 81 ist relativ hochohmig gegenüber dem Widerstand 80, und zwar etwa im Verhältnis von 1:102 bis 1:10 , Der Punkt 45 ist mi t dem invertierenden Eingang 53 des Operationsverstärkers 51 gleichermassen über eine Serienschaltung zweier Widerstände 85 und 86 verbunden, wobei der Verbindungspurikt 87 beider Widerstände über die in Sperrichtung geschaltete Diode 49 mit dem Ausgang 50 des Operationsverstärkers 51 verbunden ist. Der invertierende Eingang 53 dieses Operationsverstärkers ist mit dem Widerstand 85 einerseits und über eine in Durchlassrich- tung geschaltete Diode 88 mit dem Ausgang 50 verbunden. Auch hier gilt, dass der Widerstand 85 im Verhältnis von 2 3 1:10 bis 1:10 grösser ist al#s der Widerstand 86. Die Widerstände 86 und 85 beziehungsweise 80 und 81 dienen als Ladewi derstände für die Kondensatoren 47 und 38. Sie begrenzen den Ladestrom, führen andererseits aber zu einer zeitlichen VerlänyerlJng des Ladevorganges. Kleine Zeitkonstanten sind jedoch zweckmässig, weshalb man die Werte der Widerstande 80 und 86 möglichst klein wählen sollte. Eine zu kleine Wahl der Widerstandsgrössen stellt aber zu grosse Anforderungen an die Operationsverstärker und wirkt sich damit verteuernd aus. Die Ladezeitkonstante für die Kondensatoren 47 und 38 muss klein gegenüber der niedrigstmdglichen Periodendauer bei maximaler Drehzahl des Asynchronmotors sein. Um ein schnelles Kippen der Operationsverstärker 51 und 55 zu ermoglichen, sollen sie nicht in den Bereich der Sättigung gesteuert werden. Um das zu gewährleisten, sind die Dioden 88 und 83 vorgesehen, die die Operationsverstärker im aktiven Bereich halten. Um hier Ladungsabflüsse aus den Kondensatoren 38 und 47 zu vermeiden, sind die Widerstände 85 und 81 vorgesehen, die aus diesem Grunde relativ hochohmig gehalten werden. Eine zu hohe Wahl der Widerstandswerte der Widerstände 85 und 81 beeinträchtigt die Schaltgeschwindigkeit der Operations verst#rker, eine Wahl zu kleiner Werte eine zu grosse Entladung der Kondensatoren. Die Unterschiede bezüglich der Schaltungen nach Figuren 4 und 5 liegen darin, dass die Dioden 83 und 88 in eine Serienschaltung von wenigstens zwei Dioden aufgespa } a 3 sind. Zu der Diode 83 ist eine Diode 91 und zu der Diode 8# eine Diode 92 in gleicher Richtung geschaltet. Die Verbindungspunkte 93 und 94 zwischen den jeweils in Serie liegenden Dioden sind über je einen Widerstand 95 und 96 mit den nicht invertierenden Eingängen 54 und 60 der beiden Operationsverstärker 51 und 55 verbunden. In die Verbindung 97 zwischen dem Punkt 45 und dem nicht invertierenden Eingang 54 des Operationsverstärkers 55 ist ein Widerstand 98, in die Verbindung 99 zwischen dem Punkt 62 und dem invertierenden Eingang 60 des Operationsver stärkers 51 ist ein Widerstand 100 eingeschleift. Durch die Widerstände werden Spannungsteiler gebildet, die einmal aus dem Widerstand 95 in Verbindung mit dem Widerstand 98 und aus dem Widerstand 96 in Verbindung mit dem Widerstand 100 besteht, wobei der Verbindungspunkt beider Widerstände auf den jeweils nicht invertierenden Eingang des zugehörigen Operationsverstärkers gelegt ist. Hierdurch wird erreicht, dass bei einer gegenüber der Kondensatorspannung des zugehörigen Kondensators negativen Ausgangsspannung am zugehürigen Operationsverstärker die zugehörigen Dioden 88 und 92 oder 83 und 91 leiten und damit eine Mitkopplung über den Widerstand 96 bezienungsweise 95 des zugehörigen Spannungsteilers wirksam wird, die auf den nicht invertierenden Eingang des zugehörigen Operationsverstärkers einwirkt. Der Spannungsabfall an dem zugehörioen Widerstand 96 beziehungsweise 95 entspricht der Flussspannung der Diode 88 oder 83. Das Verhältnis der beiden hriderstände 96 und 100 beziehungsweise 95 und 98 ist so zu wählen, dass die am Widerstand 100 be ziehungsweise 98 abfallende Spannung gröber als die Off setspannung des zugehörigen Operationsverstärkers ist. Ausgehend von der in Figur vier dargestellten Schaltung sind in dem Ausfuhrungsbeispiel nach Figur sechs den Dioden 83 und 88 Widerstände 101 und 102 parallelgeschaltet. Die Werte dieser Widerstände sind so zu wählen, dass im Ruhezustand der Schaltung die Spannungsabfälle an den Widerständen (101, 102) kleiner als die Durchlassspan nungen der zugehörigen Dioden 49 und 57 sind. Zu niedrige Werte dürfen andererseits auch nicht gewählt werden damit die Funktion der Schaltung nicht beeinträchtigt wird. Je nach der Polarität der Summe der Offsetspannungen der beiden Operationsverstärker stellt sich im Ruhezustand, das heisst, wenn keiner der beiden Kondensatoren 38 und 47 geladen wird, eine positive oder negative Spannung an den Dioden 49 beziehungsweise 57 ein. Bei negativer Spannung fliesst der geringe Diodensperrstrom, der in aller Regel vernachlässigt werden kann Bei positiver Spannung über der Diode (49, 57) könnte ein betragsmässig grösserer Diodenstrom auftreten, der de zugehörigen Kondensator 38, 47 in unerwünschter Weise zusätzlich auflädt. Aufgabe der Widerstände 101, 102 ist es, die Diodenflussspannung auf so kleine Werte zu begrenzen, dass der verbleibende Diodenstrom vernachlässigt werden kann. Weiter wird vorausgesetzt, dass der durch die Widerstände 85 und 81 fliessende, offsetspannungsbedingte Strom ebenfalls ver nachlässigbar kleine Werte annimmt.

Claims: A method of processing a measured value which is available as a frequency and varies an upper limit and a lower limit and from which a varying voltage signal is derived, which constitutes the actual voltage and is related approximately as follows to a predeterminable reference voltage: with exact validity for discrete measuring points, characterized in that a voltage which is not necessarily constant, particularly a supply voltage, is used as a predeterminable reference voltage. A method according to claim 1, characterized in that a staircase voltage is generated having steps in a number which corresponds to the frequency ratio and the step height (ΔU) is derived from the predeterminable reference voltage. A method according to claim 2, characterized in that the step height (ΔU) has a fixed relation to the reference voltage. A method according to any of claims 1 to 3, characterized in that it is used for a speed control of a non-synchronous motor. A process according to any of claims 1 to 3, characterized in that the beginning and end of the staircase are defined by instants which are derived from the mains frequency. A method according to claim 5, characterized in that zero crossings of the mains frequency are selected as instants for the beginning and end of the staircase. A method according to any of claims 1 to 3 and 5 to 6, characterized in that the frequency of the actual signal voltage is multiplied, particularly doubled. A method according to claim 4, characterized in that the ratio of the height (ΔU) of a step of the staircase is related to the value of the predeterminable reference voltage (U ref ) like twice the number of poles of the non-synchronous motor to the product of the number of pulses of an actual value signal generator per revolution of the motor and the number of the mains half-waves between the beginning and the end of the staircase curve, provided that zero crossings of the mains voltage are selected as instants of the beginning and end of the staircase curve. A circuit for carrying out the method according to any of claims 1 to 3, comprising a reference voltage source, from which a predeterminable reference voltage can be taken, also comprising two capacitors (47, 38), one of which is grounded, and comprising circuits (39, 40, 41, 42) for discharging the capacitors, characterized by two operational amplifiers (51, 55), which are connected by those of their inputs which are inverse to each other, wherein the two pairs of inputs are connected to respective ones of the capacitors (47, 38), the other of which is connected to an alternating voltage source (30 to 34), which generates a positive peak voltage and a negative peak voltage per period of the frequency of an actual-value signal generator (19), the difference between the positive and negative voltage peaks of said alternating voltage source is a predetermined constant part of the reference voltage, and each operational amplifier (51, 55) is connected to forwardly conducting diode (57, 49), which is connected from the output (56, 50) to the inverting input (53, 64) of said operational amplifier, the discharging circuits (39, 40, 41, 42) are connected to one input (18) of the voltage, which input (18) is fed with a reference frequency, the capacitors (47, 38) are periodically discharged in step with the reference frequency, and an actual signal voltage is taken from one of the two capacitors (47, 38). A circuit according to claim 9, characterized in that a series circuit consisting of a resistor (85, 81) and a reversely conducting diode (88, 83) is connected in parallel to the forwardly conducting diode (49, 57), the inverting input (53 or 64) is connected to the junction between the resistor (85, 81) and the reversely conducting diode (88, 83). A circuit according to claim 10, characterized in that the junction between the forwardly conducting diode (49, 57) and the resistor (85, 81) is connected by respective resistors (86, 80) to the associated capacitors (47, 38). A circuit according to claim 10 or 11, characterized in that the reversely conducting diode is constituted by a series connection of two diodes (83, 91, 88, 92) and the junction (93, 94) of the two diodes (83, 91, 88, 92) is connected by a resistor (95, 96) to the non-inverting input of the associated operational amplifier (51, 55). A circuit according to claim 10, characterized in that a resistor (101, 102) is connected in parallel to the reversely conducting diode (83, 88).

Inventors: HANGAUER, WILFRIED, DR.
Applicants: JOH. VAILLANT GMBH U. CO., N.V. VAILLANT S.A., VAILLANT GES.M.B.H, VAILLANT GMBH, VAILLANT LTD., VAILLANT S.A.R.L, VAILLANT-SCHONEWELLE B.V.
Application year: 1986
Main classification: G01R23
IPC codes: H02P27, G01R23, H02P23