DEMODULATOR FOR A DIGITAL RECEIVER

Abstract: A digital receiver is proposed which has a digital demodulator. The analog/digital converter of the digital demodulator is preceded by a narrow-band filter. The phase and attenuation distortions occurring during this process are compensated by means of a digital equaliser network. This network can also be constructed in such a manner that it can be used for equalisation in the case of multi-path reception. <IMAGE>

Description: Demodulator für digitale Empfänger Stand der Technik Die Erfindung geht aus von einem Demodulator nach der Gattung des Hauptanspruchs. Aus der EP-A1-80 oib ist bereits ein digitaler Demodulator für frequenzinodulierte Signale bekannt. Der bekannte Demodulator weist einen breitbandigen analogen Bandpass auf, dem ein Analog Digital-Wandler nachgeschaltet ist. Nach den digitalen Multiplikatoren sind Tiefpassfilter geschaltet, die das eigentliche Nutzsignal ausfiltern. In einer nachfolgenden Schaltung werden die so gewonnenen digitalen Signale aufbereitet. Bei einem praktischen Einsatz dieser Struktur ergeben sich jedoch Schwierigkeiten bezüglich der Dynamikanforderungen an den Analog Digital-Wandler. Ist nämlich die Vorfilterbandbreite deutlich grösser als die eigentliche Zi-Bandbreite, so ist nicht auszuschliessen, dass in das Band neben dem Nutzsender eine Reihe von Nachbarsendern fällt, die im Pegel erheblich über dem Nutzsender liegen können. Für ein einwandfreies Arbeiten des Analog Digital-Wandlers ist jedoch der Maximalwert des Gesamtsignals zugrundezulegen, so dass der Analog-Digital Wandler diese Dynamik verkraften muss. Um nun auch schwache Sender neben einem starken Sender selektieren zu können, ist es beim Stand der Technik erforderlich, Analog-Digital-Wandler mit einer hohen Auflösung einzusetzen, was jedoch in Anbetracht des schnellen erforderlichen Zeitverhaltens Schwierigkeiten bereitet. Die bekannten digitalen Demodulatoren sind daher gegen über neben starken Sendern angeordneten schwachen Sendern unempfindlich oder aber aufgrund des zu betreibenden Aufwandes bei der Analog-Digital-Wandlung nur mit grossem Aufwand realisierbar. Vorteile der Erfindung Der erfindungsgemässe Demodulator mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, dass durch die Anwendung schmalbandiger Vorfilter verhindert wird, dass neben dem Nutzsignal weitere Nachbarsender ins Band des analogen Vorfilters fallen. Anstelle des Tiefpasses der bekannten digitalen Demodulatoren tritt nunmehr ein Entzerrernetzwerk, das die Phasen- und Dämpfungsverzerrungen des schmalbandigen Vorfilters behebt. Da nun Störungen durch starke Sender in der Nähe eines schwachen Senders nicht auftreten können, ist es möglich, die Dynamikanforderungen bezüglich des Nutzsignals zu reduzieren. Die Wortlänge des Analog-Digital-Wandlers ist daher stark reduzierbar. Als weiterer Vorteil ist anzusehen, dass aufgrund der geringeren Bandbreite des zu verarbeitenden Signales die Abtastfrequenz des Analog-Digital-Wandlers weiter zu reduzieren ist. Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Ma#nah#en sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im Hauptanspruch angegebenen Demcdulators möglich. fiisr- teilhaft ist es, die Kombination des B & dpasses mit zen nichtrekursiven Filtern so auszubilden, dass ein mini- males Fehlerquadrat auftritt. Dadurch wird erreicht, dass die verbleibenden, nur mit erheblichem Aufwand zu beseitigenden Verzerrungen minimal werden. Günstig ist es ebenfalls, die Entzerrerkoeffizienten der nichtrekursiven Filter in einem Speicher abzulegen unn diese dem verwendeten Bandpass anzupassen. Dadurch ist es möglich, beispielsweise durch Auswechseln des Speicherbausteines das Entzerrerverhalten dem verwendeten Bandpass anzupassen, wenn beispielsweise bei der Demodulatorfertigung für verschiedene Zwecke unterschiedliche Bandpässe verwendet werden. Weiterhin ist es vorteilhaft, auch bei der Verwendung gleicher Bandpässe die bei der Herstellung der Bana- pässe auftretenden Toleranzen dadurch auszugleichen, dass für jeden Bandpass individuell eine Anpassung der Filterkoeffizienten erfolgt. Dadurch ist es möglich, eine gleichbleibende hohe Qualität der so hergestellten Demodulatoren zu erzielen. Weiterhin ist es günstig, die Berechnung der Koeffizienten durch Bildung des minimalen Fehlerquadrates in regelmässigen Abständen oder beim Einschalten des Demodulators vorzunehmen und die ermittelten Koeffizienten in den Speicher einzugeben. Dadurch wird ein adaptives Verhalten des Entzerrernetzwerkes erreicht, so dass beispielsweise Alterungserscheinungen des Bandpasses und eine damit verbundene Änderung der technischen Daten durch eine entsprechende Korrektur des digitalen Entzerrernetzwerkes ausgeglichen werden. Vorteilhaft ist es auch, die nichtrekursiven Filter zur Unterdrückung des Mehrwegeempfanges einzusetzen. Hierzu sind lediglich die Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von der Phase und der Stärke der Reflexion entsprechend anzupassen. Eine wesentliche Vereinfachung der nichtrekursiven Filter ergibt sich dann, wenn lediglich einfache Reflexionen betrachtet werden. Dann wird ein Grossteil der Koeffizienten zu Null, so dass sich der Schaltungsaufwand für die nichtrekursiven Filter erheblich reduziert. Zeichnung Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Figur 1 einen digitalen Empfänger nach der Erfindung, Figur 2 den Betragsfrequenzgang und die Gruppenlaufzeit eines handelsüblichen Keramikfilters, Figur 3 ein Beispiel für die Wahl der Koeffizienten zur Entzerrung eines Filters nach Figur 2, Figur 4 ein Diagramm zur Erläuterung der Verbesserung des Übertragungsverhaltens in Abhängigkeit von der Zahl der Filterkoeffizienten, Figur 5 ein Ausführungsbeispiel eines nichtrekursiven Filters, Figur 6 ein vereinfachtes nichtrekursives Filters zur Reduzierung von empfangenen Einfachreflexionen und Figur 7 ein Beispiel für die Wahl der Koeffizienten zur Ausblendung der Mehrwegeempfangssignale. Beschreibung des Ausführungsbeispiels In der europäischen Patentanmeldung EP-A1 80 01ll wird ein digitaler Demodulator mit einer analogen Vorfilterung vorgeschlagen, um eine subharmonische Abtastung des Ausgangssignals der ZF-Stufe zu ermöglichen. Dort sind die Zusammenhänge zwischen der Vorfilterbandbreite und der erforderlichen Abtastfrequenz aufgezeIgt. Das Ziel ist dabei, einmal eine wirksame Reduktion der Abtastfrequeno durch entsprechend gering gewählte Vorfnlterbanabreiten zu erreichen, zum anderen aber von hinreichend breiten analogen Vorfiltern auszugehen, so dass das später digital herauszufilternde Signal nicht durch die ungünstigen Eigenschaften der Analogfilter In Phase und Amplitudengang verzerrt wird. Als Kcmprcm Z ist hier eine Vorfilterbandbreite vorgeschlagen, die wesentlich grösser ist als die Bandbreite des zu empfangenden Signals. Die dort niedergelegten grundsätzlichen Gedanken zur digitalen Denodulation sind in der o.g. Patentanmeldung ausführlich erläutert. Bei einem praktischen Einsatz der dort gezeigten Struktur ergeben sich Schwierigkeiten bezüglich der Dynamikanforderungen an den Analog-Digital-Umsetzer. Wird nämlich die Vorfilterbandbreite deutlich grösser als die eigentliche ZF-Bandbreite angesetzt, so ist der Fall nicht auszuschliessen, dass in dieses Band neben dem Nutzsender eine Reihe von Nachbarsendern fällt, die im Pegel erheblich über dem Nutzsender liegen können. Dies trifft insbesondere dann zu, wenn sich der Empfangsort, beispielsweise bei Fahrzeugen, ständig ändert. Vor der Verarbeitung der Signale sind daher Analog-Digital-Wandler notwendig, die eine hinreichende Dynamikreserve aufweisen und daher relativ grosse Wortlängen verarbeiten müssen. Eine schmalbandige ZF-Filterung, nun durch das analoge Vorfilter, bringt jedoch grosse Phasen- und Dämpfungsverzerrungen mit sich, die ausgeglichen werden müssen. Dies geschieht mittels eines digitalen Entzerrers, der anstelle des Tiefpasspaares des bekannten Demodulators tritt. Dieser digitale Entzerrer hat nun nicht mehr die Aufgabe der Senderselektion sondern der Kompensation der nichtidealen Eigenschaften des analogen Vorfilters. Das Blockschaltbild eines digitalen Empfängers mit Entzerrernetzwerk zeigt die Figur 1. Das analoge Zwischenfrequenzsignal kommt zu einem schmalbandigen Filter 10, das als Bandpass ausgebildet ist. Dem analogen Filter 10 folgt ein Analog-Digital-Wandler 11. An den digitalen Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 11 sind digitale Multiplikatoren 12 und 13 angeschlossen, wobei im Multiplizierer 12 die Multiplikation mit einer Kosinusfunktion mit der nach der Abtastung vorliegenden Trägerfrequenz fo, während im Multiplizierer 13 die Multiplikation mit einer Sinusfunktion gleicher Frequenz erfolgt. Dem Multiplizierer 12 folgt ein nichtrekursives Filter 14 und ein nichtrekursives Filter 17. Der Ausgang des nichtrekursiven Filters 14 führt zu einem Addierer 18, während der Ausgang des nichtrekursiven Filters 17 zu einem Addierer 19 führt. An Multiplizierer 13 sind ebenfalls zwei nichtrekursive Filter 15 und 16 angeschlossen, wobei der Ausgang des nichtrekursiven Filters 15 an den weiteren in- gang des Addierer 19 und der Ausgang des nichtrekursiven Filters 16 an einen weiteren Eingang des Addierers 18 angeschlossen ist. Die Ausgänge der digitalen Addierer 18 und 19 führen zu einer Amplitudentegelschaltung 20, die in bekannter Art und Weise aufgebaut ist und z.B. in der europäischen Patentanmeldung EP-A1 80 01h ausführlich beschrieben ist. Das Ausgangssignal der Amplituienregel- schaltung 20 führt im einen Zweig zu einem Zeitglied 21 und im anderen Zweig zu einem Zeitglied 22. Die Zei > - glieder 21 und 22 führen jeweils zu einem Multiplizierer 23 und 24, dem weiterhin das nicht verzögerte Signal des anderen Zweigs zugeführt ist. Die digitalen Ausgangssig naie der Multip'#izierer 23 und 24 führen zu einem Addierer 25, wobei das Ausgangssignal des Multiplizlerers 23 additiv und das Ausgangssignal des Multiplizierer 24 subtraktiv dem Addierer 25 zugeführt ist. Dem Addierer 25 folgt eine Arcus-Sinus-Tafel 26. Am Ausgang der Arcus-Sinus-Tafel 26 ist das niederfrequente digitale NF-Signal abgreifbar. Die Schaltungsanordnung mit den Verzögerungsgliedern 21 und 22, den Multiplizierern 23 und 24, dem Addierer 25 und der Arcus-Sinus-Tafel 26 sind in der oben erwähnten Patentanmeldung bereits ausführlich beschrieben worden, so dass ein näheres Eingehen auf diese Teile des digitalen Demodulators nicht erforderlich ist. Die Wirkungsweise der nichtrekursiven Filter 14, 15, 16 und 17 sowie ihr konkreter Aufbau sei anhand der folgenden Figuren näher erläutert. Von den nichtrekursiven Filtern besitzen die Filter 14 und 15 die Impulsantwort er (k), während die anderen beiden rekursiven Filter 16 und 17 die Impulsantwort ei(k) bzw. - ei(k) besitzen. Ausführungsbeispiele für nicht rekursive Filter finden sich beispielsweise in dem Buch H.W. Schüssler, Digitale Systeme zur Signalverarbeitung, Springer-Verlag, Berlin 1973. Auf ein Beispiel wird im übrigen im weiteren kurz eingegangen. Die Koeffizienten der digitalen Entzerrer er (k) und e. (k) müssen so entworfen werden, dass die Hintereinanderschaltung des analogen Bandpasses 10 und des Entzerrers die gleiche Wirkung hat wie das optimierte Tiefpasspaar allein, das bei dem digitalen Empfänger nach dem Stand der Technik Verwendung findet. Da bei der Aufstellung des Gleichungssystemes für die Entwicklung der Koeffizienten die Zahl der Gleichungen die Zahl der Koeffizienten üblicherweise übersteigt, ist die Lösung im Sinne eines minimalen Fehlerquadrates zu lösen, d.h. die Koeffizienten sind so zu wählen, dass die Impulsantwort des Gesamtsystems diejenige eines optimierten ZF-Tiefpasses möglichst optimal approximiert. Die Lösungsansätze im Sinne eines minimalen Fehlerquadrates sind per se bekannt und beispielsweise in dem Artikel H. Schenk, Entwurf von Sende- und Empfangsfiltern für den Einsatz in digitale Modems, Archiv für elektrische Übertragung Nr. 33, 1979, Seite 425 bis 431 beschrieben. An einem Beispiel soll die Funktion der Entzerrungs- schaltung näher erläutert werden. Figur 2a zeigt den Betragsfrequenzgang und Figur 2b die Gruppenlaufzeit eines handelsüblichen Keramik-ZF-Filters für den Ein- satz in einem Empfänger. Berechnet man aus den ermitte#ten Werten des Filters das entzerrende Netzwerk, so erhält man die Koeffizientensätze der verschiedenen Entzerrer- zweige, wobei im Ausführungsbeispiel je 24 Koeffizienten vorgesehen sind. Figur 3a zeigt dabei beispielhaft Koeffi- zienten für die nichtrekursiven Filter 14 und 15, während Figur 3b die Koeffizienten für die nichtrekursive. Filter 16 und 17 zeigt. Die sich ergebende Reduktion der n-ch-- linearen Verzerrungen ist anhand der Figur 4 ersicnti# Die dabei erzielbare Entzerrung ist davon abhängig, mit wieviel Koeffizienten die Optimierung vorgenommen wird. Figur 4a zeigt den Klirrfaktor des demodulierten Signal als Funktion der Frequenz des modulierenden Signals bei einem Frequenzhub von 75 kHz ohne Einsatz eines Entzerrers. Gegenübergestellt sind in der Figur bb die Klirrfaktorkurven bei Verwendung von Entzerrern mit verscnieaener Ar.- zahl von Koeffizienten in jedem Zweig. Beispielhaft si## die Kurven bei 32, 24 und 16 Koeffizienten abgebiide. an erkennt, dass mit steigender Anzahl von Koeffizienten eine Verbesserung zu erzielen ist, wobei jedoch die Verbesserung mit wachsender Anzahl der Koeffizienten immer geringer wiri. Figur 5 zeigt ein nichtrekursives Filter, wie es beispiels- weise für die Filter 14, 15, 16 und 17 Verwendung finden kann. Das Eingangssignal E gelangt zum N-stufigen Schiebe register 105, wobei jeder Schieberegisterplatz mit einem RAM 106 in Verbindung steht. Dieses Schieberegister dient dem Auffangen von Zwischenwerten der Eingangsfolge, wenn - wie in EP-A1-80 01h beschrieben - eine Reduktion der Abtastfrequenz vom Eingang zum Ausgang des nichtrekursiven Filters um den Faktor N stattfindet. Im folgenden wird das Beispiel N = 4 gewählt. Das Schieberegister wird durch den Eingangstakt TE getaktet. Der Ausgang von RAM 106 wird zu einem Eingang eines Multiplizierers 110 geführt. Der Ausgang eines weiteren RAM's 108 steht mit einem weiteren Eingang des Multiplizierers 110 in Verbindung. Die Adressierungen von RAM 106 und 108 werden durch ein PROM 107 gesteuert. Der Ausgang des Multiplizierers 110 führt zu einem Summierer 111, der als Akkumulator geschaltet ist, der Ausgang des Summierers 111 führt zu einem Ausgangsschalter 112tan dessen Ausgang das Ausgangssignal abgreifbar ist. Der Ausgangsschalter 112 wird mit dem Takt TA getaktet. Digitale nichtrekursive Filter sind im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, dass die aktuellen Werte sowie Vergangenheitswerte mit den vorgegebenen Koeffizienten multipliziert werden, wobei die Werte der Koeffizienten durch das gewünschte Verhalten der Filter bestimmt sind. Diese multiplizierten Werte werden addiert und stehen am Ausgang des Filters zur Verfügung. Bei den in Figur 5 dargestellten nichtrekursiven Filter ergibt sich noch die Besonderheit der Abtastreduktion. Mit jedem Taktimpuls des Taktes TE wird der am Eingang des Schieberegisters 105 anliegende Wert in das Schieberegister übernommen und der Vergangenheitswert um Eins weitergeschoben. Sind im Ausführungsbeispiel vier Werte eingelesen, so wird der gesamte Inhalt des Schieberegisters 105 in das RAM 106 übernommen und die vier Speicherwerte an vier bestimmten Speicherplätzen des RAM's 106 abgelegt, d.t. es werden die vier ältesten Vergangenheitswerte über- schrieben. Danach werden vier weitere Werte in das Schieberegister 105 eingelesen und diese ebenfalls auf anderen Speicherplätzen des RAM 106 abgeleg. Die bereits vorher eingelesenen, entsprechender Anzahl der Koeffizienten im RAM 106 abgespeIcherten Werte werner. durch die im PROM 107 abgelegte Steuerung nacheinander aufge- rufen. Gleichzeitig werden durch das PROM 107 im RAM108 die entsprechenden Koeffizienten aufgerufen Die Ergebnisse des Multiplizierers 110 werden im Akkumulator 111 awf- summiert. Sollen die Koeffizienten des Entzerrerfilters nach ihrer Speicherung nicht verändert werden, so können diese im PROM 107 abgespeichert sein. In dem Falle entfällt das RAM 108. Ist jedoch eine Veränderung der Koeffizienten zu einer adaptiven Anpassung an das Bandfilter 1C wünschenswert, so ist es zweckmässig, die Koeffizienten im RAM 108 abzulegen, da sie dort geändert werten können. Der Summenwert wird in das Ausgaberegister 112 eingelesen, wo es während einer Abtasttaktperiode zur Weiterverarbeitung zur Verfügung steht. Die Abtastreduktion ist übrigens nicht zwingend, sondern hier nur beispielhaft aufgeführt. Prinzipiell ist es möglich, den Ausgang und den Eingangstakt gleich zu wählen. Die Koeffizienten, die für das Ausführungsbeispiel der Figur 3 zu entnehmen sind, können fest in das FREON 10, eingespeichert werden, wenn die Eigenschaften des Sandpa#ses als solche bekannt sind. Ebenfalls ist eine feste Einspeicherung im PROM 107 möglich, wenn der Bandpass 10 zwar unterschiedlich ist, jedoch mit einer Änderung seiner Daten während der Lebensdauer des Demodulators nicht gerechnet wird. Werden beispielsweise unterschiedliche Bandpässe verwendet, so genügt es, wenn der Speicher 107 der nichtrekursiven Filter 14, 15, 16 und 17 ausgetauscht wird, um die gesamte Schaltungsanordnung an unterschiedliche Bandpässe anzupassen. Weiterhin ist es möglich, den Speicher 107 erst dann fest zu programmieren, wenn der Bandpass 10 bereits in den digitalen Demodulator eingebaut ist. Dadurch ist es möglich, auch bei gleichen Bandpässen individuelle Fertigungsabweichungen zu berücksichtigen und die nichtrekursiven Filter entsprechend zu optimieren. Im Rahmen des Fertigungsprozesses digitaler Empfänger werden zu diesem Zwecke die Daten der individuellen analogen Vorfilter 10, beispielsweise Betragsfrequenz und Gruppenlaufzeit oder die Impulsantwort in einen Rechner eingelesen. Die Entzerrerkoefflzienten werden nach dem oben beschriebenen Verfahren berechnet und in dem PROM 107 abgespeichert, welches im individuellen Digital empfänger als Koeffizientenspeicher zum Einsatz kommt. Das Verfahren ist in der vorliegenden Form nicht adaptiv. Es ist aber auch möglich, durch eine automatische Aufnahme der Impulsantwort des analogen Vorfilters, beispielsweise in regelmässigen Zeitabständen oder beim Einschalten des Gerätes, die Berechnung der Entzerrerdaten mit einem im Gerät befindlichen Mikroprozessor vorzunehmen und die ermittelten Koeffizienten im RAM 108 einzuspeichern. Auf diese Weise können auch langfristige Veränderungen des Bandpasses 15 ausgeglichen werden. Die beschriebene Entzerrungsschaltungsanordnung kann auch zur Reduktion der nichtlinearen Verzerrungen unter dem Einfluss von Mehrwegempfang benutzt werden. Hierzu messen lediglich die Stärken der Reflexionen sowie ihre Phasenlagen und die Laufzeitdifferenzen zwischen der direkten Welle und den Reflexionen bekannt sein. In diesem Falle ist die durch Reflexionen gestörte Übertragungsstecker ähnlich wie ein Bandpassfilter zu behandeln, dessen Amplitudengang und Phasenlaufzeit feststeht. Die Dimen sionierung der nicht rekursiven Filter erfolgt dann in der gleichen Art und Weise, wie dies zuvor beschrieben worten ist. Geht man von einer einfachen Reflexion aus, d.h. einer direkten und einer reflektierten Wolle, so ergeben sich bezüglich der Ausgestaltung der niobtrekursiven Filter wesentliche Vereinfachungen. Das vereInfacht aufgebaute nichtrekursive Filter, das für Åaie Filter 14, 15, 1c und 17 verwendbar ist, ist in Figur 6 dargestellt. Das in- gangssignai E gelangt zu den Schieberegistern 50, 51 und gegebenenfalls zu weiteren Schieberegistern. Das Eingangssignal wird weiterhin zu einem Multiplizierer 52 geinrt. Zwischen den Schieberegistern sind weitere Nultiplizierer angeschlossen, beispielsweise zwischen den Schieberegistern 50 und 51 der Multiplizierer 53, nach dem Schieberegister 51 der Multiplizierer 54 und am Ende der Schieberegisterkette der Multiplizierer 55. Als weitere Fingangsgröde der Multiplizierer dienen die Koeffizienten, die die Eigenschaften des nichtrekursiven Filters bestimmen und die im Speicher 57 niedergelegt sind. Die Ausgänge der #4ulti- plizierer 52 bis 54 sind zu jeweils einem Eingang eines Addierers 56 geführt, an dessen Ausgang das gefilterte ig- nal abgreifbar ist. Die Schieberegister 50 und 51 und weitere Schieberegister machen sich die Eigenschaft zu nutze, dass im Falle der Einfachreflexion die meisten Koeffizienten 0 sind. Verschieden von 0 sind nur die Koeffizienten, die Vielfachen der Laufzeitdifferenz zwischen direkter und reflektierender Welle dividiert durch das Abtastintervall entsprechen. Werden die Schieberegister 50 und 51 daher mit einer bestimmten Abtastrate getaktet, so muss jedes einzelne Verzögerungsglied der Schieberegisterkette so viele Speicherplätze haben, dass das Abtastintervall multipliziert mit der Zahl der Speicherplätze gerade die Laufzeitdifferenz ergeben. Ändert sich die Laufzeitdifferenz zwischen der direkten und der reflektierten Welle, so ist dies einfach dadurch zu berücksichtigen, dass bei den Schieberegistern 50 und 51 Speicherplätze zu- oder abgeschaltet werden. Die Werte der Koeffizienten selbst hängen nun nur von der Stärke der Reflexion und deren Phasenlage ab, nicht von der Laufzeitdifferenz. Diese schlägt sich ausschliesslich wie beschrieben in der Strukturierung des Zustandsspeichers des Entzerrers nieder. Ein Beispiel für die Wahl der Koeffizienten ist aus Figur 7 ersichtlich. Es ist erkennbar, dass die Koeffizienten in dem hier betrachteten Falle, in dem die Amplitude der reflektierten Welle um den Faktor 1, 11 grösser ist als diejenige der direkten Welle, eine exponentiell ansteigende Charakteristik aufweisen. Ist die Amplitude der reflektierten Welle kleiner als die der direkten Welle, so ergibt sich eine exponentiell abfallende Charakteristik. Der Fall der Gleichheit beider Amplituden ist mit dem hier beschriebenen Verfahren grundsätzlich nicht zu behandeln. In dem in Figur 7 gezeigten speziellen Beispiel sind die Koeffizienten der Filter 16 und 17 gleich 0, da zwischen der reflektierten Welle und der direkten Welle eine Phasendrehung von 0 angenommen ist.

Claims: Ansprüche 1. Demodulator für frequenzmodulierte Signale in digitaler Form mit nichtrekursiven Filtern zur Filterung der Signale, mit einem Analog-Digital-Wandler zur Digitalisierung der frequenzmodulierten Signale und mit einem analogen Bandpass vor dem Analog-Digital-Wandler, dadurch gekennzeichnet, dass der Bandpass (10) schmalbandig ausgeführt ist und dass die nichtrekursiven Filter (14, 15, 16, 17) als Entzerrernetzwerk ausgebildet sind. 2. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Bandpass (10) mit den nichtrekursiven Filtern (14, 15, 16, 17) so ausgebildet ist, dass ein minimales Fehlerquadrat in der resultierenden Impulsantwort auftritt. 3. Demodulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Entzerrerkoeffizienten der nichtrekursiven Filter (14, 15, 16, 17) in einem Speicher (107) abgelegt sind und dem verwendeten Bandpass (10) angepasst sind. 4. Demodulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Anpassung für jeden Bandpass (10) individuell erfolgt. 5. Demodulator nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Bildung des minimalen Fehlerquadrates in regelmässigen Abständen oder beim Einschalten des Demodulators erfolgt und die ermittelten Koeffizienten in den Speicher (108) eingegeben sind. 6. Demodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die nichtrekursiven Filter (14, 15, 16, 17) zur Unterdrückung des Mehrwegeempfangs dienen. 7. Demodulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die nichtrekursiven Filter aus Teilschieberegistern (50, 51) gebildet sind, deren Ausgänge in Multiplizierer (52, 53, 54, 55) mit den Koeffizienten multipliziert werden und dass die Ausgangssignale der Multiplizierer einem Addierer (56) zugeführt sind. 8. Demodulator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Zahl der Schieberegisterplätze eines jeden Verzögerungsgliedes (50, 51) der Schieberegisterkette so gewählt sind, dass ihre Zahl multipliziert mit dem Abtastintervall der Laufzeitverzögerung zwischen direkt empfangenen Signal und reflektiertem Signal entspricht.

Inventors: KAMMEYER, KARL DIRK, PROF. DR.-ING.
Applicants: BLAUPUNKT-WERKE GMBH
Application year: 1985
Main classification: H03D3
IPC codes: H03B28, H03B27, H03D3