CONVERTER CIRCUIT WITH A TRANSFORMER

Abstract: 1. A converter circuit with a transformer (20), wherein a primary winding (19) leads via an electronic switch to an input (E) for a supply d.c. voltage (U1) and wherein at least one secondary winding (21) leads via a rectifier (22, 22') to an ouput (A1, A2), a control input of the electronic switch being connected via a drive circuit to a control device which emits pulse-breadth controlled control pulses having a turn-on potential (+UH ) with pulse pauses having a blocking potential (-UH ), characterized in that the electronic switch is a pouwer-MOS-transistor (17) whose source-drain path is arranged in series with the primary winding (19), and whose gate electrode (G) is connected via a series gate resistor (16) to the drive circuit, and that the drive cicuit contains an RC-component which precedes the series gate resistor (16) and comprises a resistor (15), arranged in series with the series gate resistor (16), and a capacitor (18) arranged in parallel to the series arrangement of the gate-source path of the MOS-transistor (17) and the series gate resistor (16), and that the capacitor (18) is arranged in parallel to a discharging circuit which can be controlled such that the discharging circuit is switched off when the drive circuit emits turn-on potential (+UH ) and is switched on when the drive circuit emits blocking potential (-Uh).

Description: Umrichterschaltung mit einem Übertrager Die Erfindung bezieht sich auf eine Umrichterschaltung mit einem Ubertrager, bei dem eine Primärwicklung über einen elektronischen Schalter an einen Eingang für eine Speisegleichspannung geführt ist und bei dem wenigstens eine Sekundärwicklung über einen Gleichrichter an einen Ausgang geführt ist, wobei ein Steuereingang des elektronischen Schalters über eine Ansteuerschaltung an eine Steuereinrichtung angeschlossen ist, die, insbesondere impulsbreitengesteuerte, Steuerimpulse abgibt, wobei die Steuerimpulse Einschaltpotential und die Impulspausen Sperrpotential haben. Die Steuereinrichtung kann ein Taktgeber oder ein Taktgeber mit Regler sein, der für Takt impulse bzw. Steuerimpulse hinsichtlich ihrer Dauer modu liert. Die Umrichterschaltung ist insbesondere ein Sperrwandler. Ein derartiger Sperrwandler ist bereits aus dem Buch von Hans Gumhalter: "Stromversorgungssysteme der Kommunikationstechnik" Teil 1, Grundlagen, 1983, Berlin; München: Siemens AG, Seiten 215 und 219 bekannt. Der bekannte Sperrwandler enthält als elektronisc#hen Schalter einen bipolaren Transistor, der durch eine Anordnung zur Rege lung und Steuerung angesteuert wird. Ersetzt man bei einem derartigen Sperrwandler den bipola ren Transistor durch einen Leistungs-MOS-Feldeffekttran sistor, so ergibt sich eine praktisch leistungslose An steuerung. Ausserdem werden durch die hohe Schaltgeschwin digkeit besonders geringe Umschaltverluste erzielt. Allerdings haben übertrager von Stromversorgungsgeräten nach dem Sperrwandlerprinzip, und zwar wickeltechnisch bedingt, Streuinduktivität und Wickelkapaität. Wie Untersuchungen im Rahmen der Erfindung gezeigt haben, kann auch bei einem Wicklungsaufbau mit optimal gekoppelten Wicklungen die Schwingfrequenz bei etlichen MHz liegen, so dass bei einer Verwendung sehr schneller elektronischer Schalter Schwingungen angeregt werden können, die den oder die auf der Sekundärseite des übertragers liegenden Gleichrichter spannungsmässig zusätzlich belasten und eine hochfrequente Störquelle darstellen. Aufgabe der Erfindung ist es daher, die Umrichterschaltung derart auszubilden, dass bei Verwendung eines schnellen elektronischen Schalters die Einschaltzeit definiert verlangsamt wird, um hochfrequente Schwingungen wirksam zu vermindern. Man kann zur Lösung dieser Aufgabe versuchen, Leistungs MOS-Transistoren zu verwenden und die Schaltzeiten dieser Transistoren durch Vergrössern der Gate-Kapazität bzw. des Gate-Widerstandes zu beeinflussen. Eine Erkenntnis im Rahmen der Erfindung besteht jedoch darin, dass eine derartige Beeinflussung der Schaltzeiten nur in einem unwesentlichen Ausmass möglich ist. Ausgehend von dieser Erkenntnis wird die Umrichterschaltung zur Losung der gestellten Aufgabe derart ausgebildet, dass der elektronische Schalter ein mit seiner Source Drain-Strecke in Serie zur Primärwicklung angeordneter Leistungs-MOS-Transistor ist, dessen Gate-Elektrode über einen Gate-Vorwiderstand an die Ansteuerschaltung angeschlossen ist und dass die Ansteuerschaltung ein dem Gate Vorwiderstand vorgeschaltetes RC-Glied mit einem in Serie zum Gate-Vorwiderstand angeordneten Widerstand und mit einem Kondensator enthält, der parallel zur Serienschaltung aus Gate-Source-Strecke des MOS-Iransistors und Gate-Vorwiderstand liegt und dass parallel zum Kondensator ein derart steuerbarer Entladestromkreis angeordnet ist, dass der Entladestromkreis bei Einschaltpotential abgebender Ansteuerschaltung ausgeschaltet und bei Sperrpotential abgebender Ansteuerschaltung eingeschaltet ist. Durch diese Massnahmen ergibt sich der Vorteil, dass bei vergleichsweise geringen zusätzlichen Einschaltverlusten im Feldeffekttransistor die Spannungsbelastung der Gleichrichter wesentlich herabgesetzt ist und somit Gleichrichter mit angemessener Sperrspannung verwendet werden können. Ferner spart man Leistungswiderstände und Kondensatoren, mit denen die Schwingungen sonst gedämpft werden könnten. In Weiterbildung der Erfindung wird die Umrichterschaltung derart ausgebildet, dass der Entladestromkreis durch die Emitter-Kollektor-Strecke eines bipolaren Transistors gebildet ist. Dabei ergibt sich, dass der Anstieg der Gate-Spannung während des Einschaltvorganges durch die Zeitkonstante des RC-Gliedes definiert wird, der Abfall der Gate-Spannung während des Ausschaltvorganges dagegen fast unverzögert erfolgt, wodurch die Ausschaltverluste konstant bleiben. In weiterer Ausgestaltung der Erfindung ist die Zeitkonstante des RC-Gliedes nur so gross bemessen, dass ein vorgegebener Grenzwert der Sperrspannund des Gleichrichters eingehalten wird. Durch diese Massnahmen ergibt sich der Vorteil, dass die in Hinsicht auf eine niedrige Verlustleistung an sich vorteilhafte kurze Schaltzeit der Leistungs-MOS-Transistoren nur in einem Ausmass verringert wird. das zur Lösung der gestellten Aufgabe erforderlich ist. Zweckmässigerweise wird die Umrichterschaltung derart aus gebildet, dass der Gate-Vorwiderstand einerseits über den Widerstand und die dazu in Serie liegende Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors an eine Quelle für das Einschaltpotential und andererseits über die Emitter Kollektor-Strecke eines zweiten Transistors an eine Quelle für das Sperrpotential geführt ist und dass der parallel zum Kondensator des RC-Gliedes angeordnete Entladestromkreis durch die Emitter-Kollektor-Strecke des zweiten Transistors gebildet ist und dass der erste und der zweite Transistor der Ansteuerschaltung durch die Steuereinrichtung derart steuerbar sind, dass jeweils der eine Transf- stor leitend und der andere gesperrt ist. Hat der Übertrager mehrere Ausgangswicklungen, so fällt der erfindungsgemäss erzielte Vorteil besonders ins Gewicht, da die verringerten Anforderungen an die Sperrs.pan- nung der Gleichrichter für mehrere Gleichrichter gelten, wegen der grösseren Zahl von übertragerwicklungen die Streuinduktivitäten schwieriger klein zu halten sind und Schaltmittel zur Dämpfung von Schwingungen an den Ausgängen der Umrichterschaltung mehrfach vorgesehen werden müssten, was mit einem besonders grossen Aufwand und Leistungsverlust verbunden wäre. Verwendet man in Weiterbildung der Erfindung die Umrichterschaltung in einer Einrichtung zur Fernspeisung von Nachrichten-Ubertragungsstrecken, so werden wegen der grossen Potentialdifferenz zwischen Eingang und Ausgang an die Spannungsfestigkeit des Ubertragers besonders hohe Anforderungen gestellt. In vorteilhafter Weise werden die Auswirkungen der hieraus resultierenden unvermeidlichen Streuinduktivitäten auf ein Mass reduziert, das praktisch nicht mehr ins Gewicht fällt. Die Erfindung wird anhand des in der Figur gezeigten Ausführungsbeispieles näher erläutert. Die Figur zeigt eine als Sperrwandler ausgebildete Umrichterschaltung mit Leistungs-MOS-Transistor. Bei dem in der Figur gezeigten Sperrwandler ist die Gleichspannungsquelle 1, an der die Eingangsgleichspannung U1 anliegt, über die Source-Drain-Strecke des Leistungs-MOS-Feldeffekttransistors 17 an die Primärwicklung 19 des übertragers 20 geführt. Der Minuspol der Spannungsquelle 1 bildet das Bezugspotential des Eingangskreises und ist mit dem Source-Anschluss des Feldeffekttransistors 17 verbunden. Ausserdem sind der Minuspol der Hilfsspannungsquelle 3 und der Pluspol der Hilfsspannungsquelle 4 an den Minuspol der Gleichspannungsquelle 1 angeschlossen. An der Sekundärwicklung 21 des Ubertragers 20 liegt eine Serienschaltung aus dem Gleichrichter 22 und dem Kondensator 23. Parallel zum Kondensator 23 liegt der Ausgang Al, an den der Lastwiderstand 24 angeschlossen ist. An der weiteren Sekundärwicklung 22 liegt ein gleichartig ausgebildeter Ausgangskreis für eine weitere Ausgangsspannung. Die Serienschaltung aus dem Gleichrichter 22' und dem Kondensator 23' liegt an der Sekundärwicklung 22. Parallel zum Kondensator 23' liegt der zweite Ausgang A2, an den der weitere Lastwiderstand 24' angeschlossen ist. Werden weitere Ausgangsspannungen gewünscht, so können in gleicher# Weise beschaltete weitere Sekundärwicklungen vorgesehen sein. Dem Gate des Feldeffekttransistors 17 ist der Gate-Vorwiderstand 16 vorgeschaltet. Der dem Gate abgewandte Anschluss des Vorwiderstandes 16 liegt am Verbindungspunkt des Widerstandes 15 mit dem Kondensator 18. Der Widerstand 15 und der Kondensator 18 sind zueinander in Serie geschaltet und bilden ein RC-Glied, das über die Emitter Kollektor-Strecke des Transistors 10 an die Serienschaltung der beiden Hilfsspannungsquellen 3 und 4 angeschlossen ist. Parallel zum Kondensator liegt die Emitter-Kollektor- Strecke des bipolaren Transistors 12. Parallel zur Basis Kollektor-Strecke des Transistors 12 liegt die Emitter Kollektor-Strecke des Transistors 13. Die Basis des Transistors 13 ist über den Widerstand 14 an den Minuspol der Hilfsspannungsquelle 4 bzw. an das Potential -UH und über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 11 an die Basis des Transistors 10 geführt. Die Basis des Transistors 11 ist über den Widerstand 7 an den Pluspol der Hilfsspannungsquelle 3 bzw. an das Potential +UH geführt. Die Basis des Transistors 11 ist ferner über die Diode 8 an einen Schaltungspunkt geführt, der einerseits über die Diode 9 an den Kollektor des Transistors 11 und andererseits über den Widerstand 6 und den Ausgang des Reglers 5 an das Potential +UH geführt ist. Der Ubertrager 20 hat eine Streuinduktivität und eine Wickelkapazität. Auch bei einem Wicklungsaufbau mit optimal gekoppelten Wicklungen kann die Schwingfrequenz bei etlichen MHz liegen. Wird ein derartiger übertrager primär mit einem sehr schnellen Schalter an eine Spannungsquelle geschaltet, so fliesst entsprechend dem Wellenwiderstand des aus Streuinduktivität L und Wicklungska pazität Cw bestehenden Schwingkreises ein Strom und regt den Schwingkreis an. Die Spannung schwingt dabei auf den doppelten Wert der Spannungsquelle und klingt dann periodisch, durch die Eisenverluste des Ubertragers 20 gedämpft, ab. Dieser Schwingungsvorgang belastet den oder die Gleichrichter auf der Sekundärseite spannungsmässig und bildet eine hochfrequente Störquelle. Der in der Figur gezeigte Sperrwandler enthält ebenfalls einen - jedenfalls für sich allein betrachtet - sehr schnellen elektronischen Schalter, nämlich den Leistungs MOS-Feldeffekttransistor 17. Dem Gate des Feldeffekttransistors 17 ist jedoch eine in besonderer Weise ausgebildete Ansteuerschaltung vorgeschaltet. Diese Ansteuerschaltung gewährleistet, dass die effektive Spannungsbelastung der Gleichrichter 22 und 22' auf den Nennwert herabgesetzt wird und somit Gleichrichter mit angemessener Sperrspannung verwendet werden können. Kommt vom Regler 5, der einen Taktgeber und einen Impulsbreitenmodulator enthält, das Einschaltsignal für den Feldeffekttransistor 17, so werden die Transistoren 11 und 10 leitend. Durch den Spannungsabfall am Widerstand 14 werden die Transistoren 13 und 14 gesperrt. über den Widerstand 15 wird der Kondensator 18 verzögert von der Spannung UH auf die Spannung +UH aufgeladen. Dadurch wird die Gate-Schwellenspannung des Leistungs-MOS-Feldeffekttransistors 17 langsam durchlaufen, was zu einem definiert verzöterten Einschalten führt. Da der Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor 17 dabei Spannung aufnimmt, wird der Spannungsanstieg du/dt an der Primärwicklung 19 so verlangsamt, dass der Schwingkreis praktisch nicht angeregt wird. Nach dem Ausschaltsignal, gegeben durch die Abstiegsflanke des vom Regler 5 abgegebenen Einschaltimpulses, werden die Transistoren 11 und 10 gesperrt und die Transistoren 13 und 12 leitend. über den Transistor 12 wird der Kondensator 18 nahezu unverzögert auf die Spannung -UH entladen, wodurch der Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor unverzögert sperrt. Auch für den Fall, dass in Serie zur Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 12 ein Schutzwiderstand angeordnet wird, findet die Sperrung des Feldeffekttransistors 17 praktisch unverzögert statt. Eine gute Kopplung der übertragerwicklung wird dadurch erreicht, dass Primär- und Sekundärwicklung bzw. Primärund Sekundärwicklungen möglichst oft ineinander geschaltet werden. Werden die Primärwicklung und die Sekundär- wicklung des übertragers mehrmals ineinandergeschachtelt angeordnet, so wird eine besonders gute Kopplung der übertragerwicklungen erreicht. Um vorgegebene Anforderungen hinsichtlich der Dioden-Sperrspannung und/oder Störungssicherheit zu erfüllen, braucht der Anstieg der Gate-Spannung des Leistungs-MOS-Transistors in diesem Fall nur in einem besonders geringen Masse verringert zu werden Man kann anstelle der beiden Hilfsspannungsquellen 3 und 4 nur eine einzige Kilfsspannungsquelle vorsehen. Um mit dieser einen Hilfsspannungsquelle auszukommen, wird die Hilfsspannungsquelle 4 durch eine elektrische Verbindung ersetzt. Der Schaltungsaufbau als solcher bleibt in diesem Fall im übrigen unverändert. Wird ein L-C Schwingkreis durch einen unendlich schnellen Schalter an eine Gleichspannungsquelle geschaltet, fliesst, begrenzt durch den Wellenwiderstand izi : I X ein Strom. Die Spannung am Kondensator schwingt auf den doppelten Wert der Spannungsquelle und klingt je nach Dämpfungsgrad ab. Die einfachste Methode einen solchen Schwingkreis aperiodisch zu bedämpfen ist, einen Serienwiderstand R 2 Izl in den Kreis einzuführen, an dem die Energie des Schwingkreises vernichtet wird Dies ist aber bei Ubertragern nicht möglich. Man kann aber R Dämpfungsglieder zur Wicklung schalten. Dabei muss die Kapazität C etwa 10 x Cw, d.h. gleich dem Zehnfachen der Wicklungskapazität gewählt werden, wodurch der Wellenwiderstand etwa um den Faktor 3 verkleinert und der im Schwingkreis fliessende Strom entsprechend vergrössert wird. Dies führt zu etwa dreimal grösseren Verlusten in dem dann benötigten Dämpfungswiderstand R. Wird ein Schwingkreis mit der Periodendauer T an eine Gleichspannungsquelle geschaltet, deren Spannung nach einer e-Funktion mit einer Zeitkonstante . T von 0 bis U ansteigt, wird der in den Schwingkreis fliessende Strom derart begrenzt, dass die Spannung am Kondensator nur noch unwesentlich überschwingt. Das gleiche Ergebnis wird erreicht, wenn der Schalter definiert langsam einschaltet. Die dabei auftretenden Schaltverluste sind so gering wie bei einem Serienwiderstand Rd, also nur etwa 1/3 der Leistung eines externen Widerstandes R. Bei einer bevorzugten Ausführungsform dient der Sperrwandler als Speisestromquelle in einem Fernspeisegerät zur Fernspeisung von Nachrichten-Ubertragungsstrecken. Bei einer bevorzugten- Ausführungsform wird für den über- trager eine Prüfwechselspannung in der Grösse von 4kV gefordert. Der übertrager hat in diesem Fall sechs Sekundär- und sieben Primärwicklungen. Fast der halbe Wickelraum ist für Isolation verloren. Die Resonanzfrequenz des Ubertragers liegt bei etwa 5 MHz. Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Umrichterschaltung nach der Figur wurde die Einschaltzeit von 200 ns auf 400 ns erhöht. Dadurch werden die Schwingungen auf einen vernachlässigbaren Wert gedämpft. Die Einschaltzeit und damit die Einschaltverluste sind nach wie vor wesentlich geringer als bei einem bipolaren Transistor, dessen Einschaltzeit z.B. 1,5 /u sec beträgt. 6 Patentansprüche 1 Figur

Claims: Patentansprüche 1. Umrichterschaltung mit einem Ubertrager (20), bei dem eine Primärwicklung (19) über einen elektronischen Schalter an einen Eingang (E) für eine Speisegleichspannung (U1) geführt ist und bei dem wenigstens eine Sekundärwicklung (21,22) über einen Gleichrichter (22,22') an einen Ausgang (A1,A2) geführt ist, wobei ein Steuereingang des elektronischen Schalters über eine Ansteuerschaltung an eine Steuereinrichtung angeschlossen ist, die, insbesondere impulsbreitengesteuerte, Steuerimpulse abgibt, wobei die Steuerimpulse Einschaltpotential (+UH) und die Impulspausen Sperrpotential (-UH) haben, dadurch gekennzeichnet, dass der elektronische Schalter ein mit seiner Source Drain-Strecke in Serie zur Primärwicklung (19) angeordneter Leistungs-MOS-Transistor (17) ist, dessen Gate-Elektrode (G) über einen Gate-Vorwiderstand (16) an die Ansteuerschaltung angeschlossen ist und dass die Ansteuerschaltung ein dem Gate-Vorwiderstand (16) vorgeschaltetes RC-Glied mit einem in Serie zum Gate-Vorwiderstand (16) angeordneten Widerstand (15) und mit einem Kondensator (18) enthält, der parallel zur Serienschaltung aus Gate Source-Strecke des MOS-Transistors (17) und Gate-Vorwiderstand (16) liegt und dass parallel zum Kondensator (18) ein derart steuerbarer Entladestromkreis angeordnet ist, dass der Entladestromkreis bei Einschaltpotential (+UH) abgebender Ansteuerschaltung ausgeschaltet und bei Sperrpotential (-UH ) abgebender Ansteuerschaltung eingeschaltet ist. 2. Umrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Entladestromkreis durch die Emitter-Kollektor Strecke eines bipolaren Transistors, insbesondere mit einem in Serie geschalteten Schutzwiderstand, gebildet ist. 3. Umrichterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante des RC-Gliedes (15, 18; 15', 18') nur so gross bemessen ist, dass ein vorgegebener Grenzwert der Sperrspannung des Gleichrichters (22, 22') eingehalten wird. 4. Umrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Gate-Vorwiderstand (16) einerseits über den Widerstand (15) und die dazu in Serie liegende Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors (10, 10') an eine Quelle (3) für das Einschaltpotential (+UH) und andererseits über die Emitter-Kollektor-Strecke eines zweiten Transistors (12) an eine Quelle für das Sperrpotential (-UH) geführt ist und dass der parallel zum Kondensator (18, 18') des RC-Gliedes (15,18; 15',18') angeordnete Entladestromkreis durch die Emitter-Kollektor-Strecke des zweiten Transistors (12, 12') gebildet ist und dass der erste und der zweite Transistor (10,12: 10',12') der Ansteuerschaltung durch die Steuereinrichtung derart steuerbar sind, dass jeweils der eine Transistor (10,12, 10',12') leitend und der andere (12,10; 12',10') gesperrt ist. 5. Umrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der übertrager (20) mehrere Ausgangswicklungen (21,22) hat. 6. Umrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch eine Verwendung des Sperrwandlers in einer Einrichtung zur Fernspeisung von Nachrichten-Ubertragungsstrecken.

Inventors: KUPKA, DETLEF, DIPL.-ING. (FH)
Applicants: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT BERLIN UND MUNCHEN
Application year: 1985
Main classification: H02M3
IPC codes: H02M3, H02M7