INTERFEROMETRIC DIRECTION-FINDING METHOD, AND DIRECTION FINDER USING THE SAME

Abstract: 1. An interferometric direction finding method consisting in receiving, by the antennae of an antenna array, the radio transmission whose direction is to be measured, in combining in a hybrid quadrature coupler the signals issued by two of the antennae of the array, which are spaced at a distance d and arranged to form an interferometric base for a phase of the direction measurement, and in connecting alternately the outputs of the coupler to the input of a first receive channel during the two half-periods of the successive switching periods in order to generate a first amplitude modulated signal, whose modulation index is a function of the direction of radio transmission, characterized in that, in order to obtain a measurement of the direction independent of the adjustment parameters of the first receive channel and of the received signal itself, a second receive channel is connected alternately to that output of the coupler which is not connected to the first receive channel, in order to generate a second amplitude modulated signal, and that an error value G depending on the phase shift DELTA phi = (2 pi d/lambda) sin alpha is computed at each switching period using the energy values measured during each half-period within each of the receive channels, with lambda being the transmission wavelength and alpha the detected transmission angle related to the orthogonal direction of said base.

Description: Procédé de radiogoniométrie interférométrique et radiogoniomètre pour la mise en oeuvre de ce procédé L'invention se rapporte à un procédé de radiogoniométrie pour mesurer la direction d'un poste radioélectrique émetteur, et à un radiogoniomètre pour la mise en oeuvre de ce procédé. De nombreux procédés de radiogoniométrie sont connus, parmi lesquels les procédés dits par interférométrie dans lesquels la mesure de l'écart de phase Aw = 2nd sin a de l'émission de longueur d'onde X reçue sur deux antennes distantes de d, avec un angle d'arrivée par rapport à la normale à la base interférométrique formée des deux antennes, donne une mesure de la direction de l'émetteur. Cette mesure de déphasage est obtenue par un traitement des signaux à fréquence intermédiaire issus de deux récepteurs, appairés en phase, placés à la sortie des antennes. Plusieurs procédés peuvent être utilisés pour la mesure de cet écart de phase parmi lesquels une discrimination de phase numérique, une transformation de Fourier sur une porteuse à fréquence intermédiaire dans une large bande de fréquences, ou un traitement par somme et différence des deux signaux à fréquence intermédiaire issus des deux récepteurs. L'inconvénient de ce type de procédé résulte de l'exigence de deux voies de réception parfaitement appairées en phase et en gain, pour obtenir une mesure précise. Dans un autre domaine, celui des radars, il existe également un procédé détourné d'interférométrie qui consiste à mesurer non pas l'écart de phase ISvP entre deux émissions reçues simultanément, mais l'écart de temps d'arrivée T = c sin a, , du même signal sur les deux antennes. Pour cela des lignes à retard variables placées en sortie des antennes sont asservies pour placer les signaux issus des antennes en coincidence temporelle à leurs sorties. Le signal d'erreur utilisé pour cet asservisse ment peut être obtenu de différentes manières, par exemple par détection de la modulation d'amplitude d'un signal, traité dans un récepteur, résultant de la combinaison des signaux issus des antennes dans un coupleur hybride à quadrature, et de la commutation à un rythme fixe des sorties du coupleur. Un tel dispositif ne permettrait pas d'obtenir une mesure précise de la direction d'un poste émetteur car le signal d'erreur ne dépend pas seulement de l'écart de temps d'arrivée mals dépend également du gain du récepteur dont les fluctuations dépendent de la commande automatique de gain, et de l'amplitude propre du signal reçu qui peut aussi être affectée par des variations dues au trajet de propagation. L'invention a pour objet un procédé de radiogoniométrie interférométrique qui ne présente pas ces inconvénients et qui, en particulier, conduit à des mesures d'angles précises, indépendantes de réglages de phase etJou de gain à la réception, et également indépendantes de la modulation du signal reçu et des variations d'amplitude qui peuvent l'affecter sur son trajet de propagation. Selon l'invention, un procédé de radiogoniométrie interférométrique consistant à recevoir, sur les antennes d'un réseau, L'émission radioélectrique dont la direction doit être mesurée, à combiner les signaux issus de deux des antennes du réseau distantes de d et formant une base interférométrique pour une phase de la mesure dans un coupleur hybride à quadrature, et à relier alternativement les sorties du coupleur à l'entrée d'une voie de réception pour créer un signal modulé en amplitude par la commutation dont l'indice de modulation est fonction de la direction de rémission radioélectrique, est caractérisé en ce que, pour obtenir une mesure de direction indépendante des autres paramètres de réglage et du signal reçu lui-même, une seconde voie de réception est reliée alternativement aux sorties du coupleur non reliées à la première pour créer un second signal modulé en amplitude, et en ce qu'une valeur d'erreur fonction du déphasage hy = 2wd sin a, où X est la longueur d'onde d'émission et a l'angle d'émission repéré par rapport à la normale à la base, est calculée à chaque période de commutation à partir de mesures d'énergie effectuées sur chaque demi-période dans chacune des voies de réception.. L'invention a également pour objet un radiogoniomètre pour la mise en oeuvre de ce procédé qui comporte à cette fin un deuxième récepteur, les entrées des deux récepteurs étant alternativement reliées aux deux sorties du coupleur hybride à quadrature. Selon l'invention, un radiogoniomètre pour la mise en oeuvre du procédé défini ci-dessus, comportant un réseau d'antennes et un commutateur d'antennes, sélectionnant deux antennes parmi les antennes du réseau pour former une base de mesure interférométrique pour chaque phase de la mesure, et dont les sorties sont couplées aux entrées d'un coupleur hybride à quadrature, est caractérisé en ce que les sorties du coupleur sont reliées alternativement à un rythme fixe aux entrées de deux récepteurs par l'intermédiaire d'un commutateur, les sorties des récepteurs étant reliées à un circuit de mesure et de gestion qui fournit, à partir des signaux issus des récepteurs modulés en amplitude par la commutation de leurs entrées respectives aux deux sorties du coupleur hybride, une mesure de la direction d'émission détectée. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques appa raieront à l'aide de la description qui suit en référence aux figures annexées. - La figure 1 est un schéma synoptique du radiogoniomètre interférométrique selon l'invention. - Les figures 2 et 3 montrent les variations de valeurs d'erreurs, respectivement G et G' utilisables dans le procédé suivant l'invention, en fonction d'un paramètre w qui suit les variations de la direction d'arrivée de l'émission radio à détecter. - La figure 4 illustre une stratégie de convergence pour la valeur d'erreur G. - La figure 5 est un schéma explicatif relatif à un exemple de réseau d'antennes utilisable dans le radiogoniomètre suivant l'invention. - La figure 6 est un schéma synoptique du circuit de gestion 20 de la figure 1. Sur la figure 1, k antennes A. , i = 1 à k, judicieusement réparties, forment un réseau utilisable en interférométrie. Pour cela un commutateur d'antennes 10 relie à chaque instant les entrées de deux voies de réception à deux des antennes du réseau formant à cet instant la base interférométrique. Par exemple, ce réseau d'antennes peut être constitué de quatre antennes disposées suivant un carré dans les directions Est: E, Ouest : W, Nord: N, et Sud: S par rapport à un centre 0, comme représenté sur la figure 5 en vue de dessus. Deux bases interférométriques Est-Ouest et Sud-Nord sont par exemple alternativement utilisées comme il sera expliqué ci-après. Les deux voles de réception comportent chacune une ligne à retard respectivement Il et 12, de retards ajustables TA et TB , dont les sorties SA et 5B sont respectivement reliées aux entrées d'un coupleur hybride à quadrature 13. Les sorties de ce coupleur Sc et 5D sont reliées aux entrées d'un commutateur 14 dont les sorties sont reliées aux entrées de deux récepteurs respectivement 15 et 16. Les sorties de ces récepteurs sont reliées aux entrées d'un circuit de gestion et de mesure 20, qui commande d'une part l'ajustement des retards T A et TB introduits par les lignes à retard Il et 12, d'autre part la commutation des sorties du coupleur hybride 13 aux entrées des récepteurs 15 et 16 par commande du commutateur 14, et enfin la commutation des sorties du réseau d'antennes par commande du commutateur d'antennes 10. Ce circuit de gestion 20 fournit une mesure de l'angle d'arrivée a de l'émission radioélectrique détectée. Ce système de radiogoniométrie interférométrique fonctionne de la manière suivante. Pour simplifier, on considère d'abord un réseau d'antennes constitué seulement de deux antennes A1 et A2 formant une base interféromé trique > - A1 et A2 étant distantes de d. L'angle d'arrivée de l'émission radioélectrique a est mesuré par rapport à la normale à cette base A1 A2. Le commutateur d'antennes relie en permanence l'antenne A1 à l'entrée de la ligne à retard 11 de retard TA et l'antenne A2 à l'entrée de la ligne à retard 12, de retard TB Le signal à la sortie SA de la ligne à retard 11, SA(t) peut être écrit de la manière suivante: SA(t) * S(t) e j(w0t+'f(fl +wo tA) où S(t) et # (t) sont respectivement l'amplitude et la phase propres du signal radioélectrique reçu, w0 la pulsation de sa porteuse. De même le signal à la sortie SB de la ligne à retard 12 est SB(t) = S(t) e j(w 0t+(t)+;0T+'P) où ## est l'écart de phase entre les deux antennes. ## = 2#d sin&alpha;, pour une émission ayant un angle de site nul. # Le calcul montre que Je module du signal Sc(t) = SA(t) + j SB(t) à l'une des sorties du coupleur hybride 13 est EMI5.1 De même, le module du signal SD(t) w Sa(t) + j SA(t) à l'autre sortie du coupleur est: EMI5.2 Les sorties du coupleur hybride à quadrature sont alternativement reliées aux entrées des premier et second récepteurs 15 et 16 à un rythme fixe fixe T. Ainsi pendant une demi période T2 s le premier récepteur 15 reçoit le signal Sc(t) tandis que l'autre reçoit le signal SD(t) et inversement pendant la demi période suivante. Si kl(t) est le gain du premier récepteur, 15, et si k2(t) est le gain du second récepteur, 16, les énergies E1 et E2 reçues par ces récepteurs pendant la première demi période sont respectivement: EMI5.3 et pendant la seconde demi période, elles sont respectivement EMI5.4 Si les gains des récepteurs sont constants sur une période de commutation, c'est-à-dire si le temps de resensibilisation T r de la commande automatique de gain des récepteurs est très supérieur à à la période de commutation T, kl(t) et k2(t) peuvent être considérés comme constants sur une période de commutation. Ces quatre valeurs d'énergie sont donc mesurées puis combinées d'une manière particulière pour obtenir une valeur d'erreur, de façon que la mesure résultant de la combinaison ne dépende ni des gains des récepteurs et de leurs constantes de commande automatique de gain, nl de la modulation d'amplitude propre du signal reçu. Une manière de combiner ces quatre valeurs pour s'affranchir de ces paramètres est la suivante: EMI6.1 Une tension d'erreur proportionnelle Åa F - 1 s'annule et change de signe pour Y = O. Cependant les variations de part et d'autre de 8) = O ne sont pas symétriques. Une autre combinaison est donc préférable dans laquelle les variations sont symétriques pour tP positif et v négatif. Cette valeur d'erreur peut être: EMI6.2 Une valeur d'erreur proportionnelle à G ou à (;' s'annule pour tp = 0 et varie symétriquement de part et d'autre de Y . 0. De plus, elle ne dépend que de v . Les variations de G et de ' en fonction de tp sont représentées respectivement sur les figures 2 et 9. L'asservissement des lignes à retard permet en faisant varier TA et TB de ramener # à la valeur 0 au moyen d'une telle valeur d'erreur. Cependant il existe une ambiguité car à une valeur d'erreur G, par exemple, correspondent deux valeurs de #, 91 et V 2 dans un intervalle de 2n, ce qui conduit à deux points de convergence possibles pour annuler G : A (# = O, G = O) et B(t' = 7r, G = O). Pour éviter cette ambiguité, un premier moyen consiste à imposer le sens de variation de vu en fonction du signe de G, par exemple, si G est positif on diminue toujours # en introduisant des décalages tels que wO (#A - TB) soit toujours positif et si G est négatif, on augmente toujours 4 en introduisant des décalages tels que wo (TA - TB) soit toujours négatif. Ainsi le point de convergence sera toujours A (#= O, G = 0) quelle que soit la valeur # de départ. (On peut choisir inversement d'augmenter # pour G > 0 et de le diminuer pour G < O le point de convergence sera alors toujours B (Y = n, G = O) ou C (#' = n, G = O) ce qui revient au même. Cette stratégie d'asservissement peut se révéler assez longue, en particulier pour des points de départ (S, G) proches de B (# = n, G = O) ou C (v = - n, G = 0) avec le premier choix, ou proches de A (T = O, G = 0) avec le second choix; la variation de phase AI = #o(#A - #B) peut en effet atteindre n. En conséquence, dans le meilleur mode de réalisation de l'invention, une stratégie d'asservissement plus rapide permettant de limiter la variation de phase ## induite par variation des retards à une valeur inférieure à #, | ## | = #o (TA - #B) < # est mise en oeuvre. Elle consiste à 2 2 introduire un déphasage de # égal à 2 par l'intermédiaire des lignes à retard. Ainsi, si à la fin d'une première période de commutation la valeur d'erreur calculée est GI associée à une phase #I, la valeur d'erreur # calculée lors de la période suivante pour #II = # I - 2 sera EMI7.1 Une valeur de #1 est alors donnée directement par EMI8.1 avec ± = 0 si G11 < o ±= +1 GII > o, GI > 0 # = -1 si GII > 0, GI < 0. Il existe une Indétermination sur la valeur de wI qui peut être levée par la connaissance du signe de G1 , et donc de sin YI et par celle de G11, inverse du signe de cos # I . Les deux valeurs d'erreurs Gi et Gll, calculées à partir des énergies dans deux périodes de commutation successives entre lesquelles est introduit un déphasage supplémentaire de au moyen des lignes à retard permettent d'obtenir une valeur de # sans ambiguité. Il ne serait donc normalement pas nécessaire de mettre en oeuvre une stratégie de convergence qui en annulant progressivement Y donnerait la valeur de l'écart de phase Axp fonction de l'angle d'arrivée par mesure des retards introduits: ## = w0 (#A - #B). En fait, dans le meilleur mode de réalisation de l'invention, une telle stratégie est mise en oeuvre car la détermination des valeurs terreurs n'est pas toujours exacte et est d'autant plus entachée d'erreur que les énergies mesurées sont grandes. L'imprécision de cette détermination est due à la commande automatique des gains des récepteurs dont le temps de resensibilisation n'est pas toujours très supérieur à la période de commutation T, et le gain du récepteur k1(t) ou k2(t) n'est donc pas toujours maintenu constant pendant la période de commutation. La distorsion introduite sur la mesure est d'autant plus grande que la modulation introduite à l'entrée de chaque récepteur du fait de la commutation est grande et que les états des récepteurs à l'instant initial sont très différents. C'est le cas lorsque # est égal à + 2 s les variations de gains kl(t) et k2(t) étant alors différentes, et des problèmes de saturation peuvent alors affecter le signal. Dans ce cas en effet, un des deux récepteurs voit à l'instant initial un signal normalement voisin de 0, Sc(t) = O et est positionné par sa CAG au gain maximum alors que l'autre récepteur régule sur l'énergi; moyenne du signal. Pendant la demi-période suivante, le premier récepteur va saturer et l'évaluation de la valeur d'erreur et donc de # est manifestement faussée. La stratégie de convergence permet, par commande des lignes à retard variables Il et 12 de ramener '+ à la valeur 0, # ou - n. En effet au voisinage de ces valeurs, les récepteurs sont dans des états pour lesquels on peut considérer que les gains des récepteurs ont des valeurs constantes et les signaux varient peu et ne peuvent conduire à la saturation. Les étapes de la stratégie de convergence mise en oeuvre sont les suivantes: ère période de commutation: mesure de (E1, E2, E'1, E'2)1 et calcul de EMI9.1 - 2ème période de commutation: décalage de phase de 2 par commande des retards des lignes 11 et 12: # II = #I - # ; mesure de 2 (E1, E2, E'1, E'2)II et calcul de EMI9.2 - 3éme période de commutation : annulation du décalage de -, et introduction d'un décalage égal à EMI9.3 c'est-à-dire égal à la valeur #I calculée à partir des deux valeurs d'erreurs successives G1 et GIl; la phase est alors Ces trois périodes ont pour effet de se positionner sur la courbe G en fonction de # au voisinage du point A(O, O) voisinage du point B(7r, O) (ou C(- n,O)) si w EMI9.4 Cette phase est schématisée sur la courbe de la figure 4 pour deux valeurs de départ respectivement (WI)l et (#I)2 dans ces deux intervalles. Dès la fin de cette phase, GIII -- > 0 - La phase suivante introduit des décalages de phase de telle façon façon que à la n période de commutation EMI9.5 Or dès la fin de la première phase G111- > 0 et EMI10.1 Le calcul montre que la stratégie optimale de convergence en présence de brult sur les valeurs d'erreurs calculées est une loi en gradient telle que kn = n qui permet d'obtenir une position d'équilibre dans des conditions de bruit défavorable. Cette position d'équilibre, obtenue à la ième période de commutation, fournit Ia valeur ## = 2# d n periode de commutation, fournit la valeur ## = 2# d sin &alpha; à partir # du calcul suivant: EMI10.2 suivant le signe de Lorsqu'une première valeur de Avp a ainsi été calculée à l'issue d'une première phase de mesure utilisant une base interférométrique formée de deux des antennes du réseau, une commutation d'antennes peut être réalisée et une deuxième phase de mesure peut commencer, cette deuxième phase mettant en oeuvre le même procédé de mesure en utilisant une autre base interférométrique. A titre d'exemple la figure 5 montre un réseau d'antennes en vue de dessus, constitué de 4 antennes disposées suivant un carré et correspondant par rapport au centre O du carré aux directions E = est, W = ouest, S = sud et N = nord. Si a est l'angle d'arrivée de l'émission radioélectrique mesurée par rapport à la base estKuest: EMI10.3 La valeur de l'angle d'arrivée a est déduite de ces deux phases de mesure de la façon suivante: EMI11.1 ou encore, en utilisant deux bases à 45 , et non plus orthogonales: EMI11.2 Ces mesures sont sans ambiguité si d < 1 dans le premier cas ou si EMI11.3 dans le second cas. Le circuit de gestion 20 de la figure 1 comporte un microprocesseur qui effectue la suite des calculs et des mesures en suivant les phases du procédé de radiogoniométrie précisées dessus. Un schéma synoptique de ce circuit des gestion est représenté sur la figure 6. Il comporte un microprocesseur 100 avec son unité de traitement 40, une mémoire de programme PROM, 41, et une mémoire RAM, 42 ; ce microprocesseur est associé à des circuits d'acquisition via un circuit d'interface type PIA, 30 relié au microprocesseur par bus 110, et un circuit séquenceur 25 qui par un séquencement programmé permet l'acquisition des énergies. Pour cela, les signaux à fréquence intermédiaire régulés Sl(t), S2(t) en sortie des récepteurs 15 et 16 sont reçus sur deux détecteurs d'enveloppe 21 et 22. Les mesures des énergies E1 (resp E'1) et E2 (resp E') se font après intégration dans deux intégrateurs 23 et 24 des enveloppes Sl(t) et S2(t) des signaux Sl(t) et S2(t). La durée d'intégration est déterminée par le circuit séquenceur, 25, qui fournit un signal de commande H z effectuant la remise à zéro RAZ simultanée des intégrateurs 23, 24. Les signaux caractéristiques des valeurs d'énergie sont échantillonnées et les valeurs numériques correspondantes sont données par les sorties de deux convertisseurs analogiques-numériques 28, 29 commandés par des signaux de commande d'échantillonnage HE1 , HE2 générés sur les sorties CA1 et CB1 du circuit d'interface 30 de type PIA. Les sorties des convertisseurs sont reliées à des mémoires tampon 31 et 32 dans lesquelles les valeurs numériques des énergies sont mémorisées sur le front montant des signaux status des convertisseurs 28 et 29. Les signaux de mise à zéro des mémoires tampons 31 et 32 sont générés sur les sorties CA2 et CB2 du circuit d'interface, 30, par le circuit APU 40, et sont suivis de la mise à zéro sur la sortie H z du séquenceur 25 des intégrateurs 23 et 24. La sortie H c du séquenceur 25 commande la commutation des sorties du coupleur hybride 13 par le commutateur 14 (figure 1). Les signaux HEl et HE2 sont synchrones et permettent l'acquisition sur la première période de H c de E1 et E2 et sur la deuxième demi période de E'1 et E'2. La mesure de l'angle d'arrivée a est effectuée à partir des mesures énergie, dans l'unité de traitement 40 et disponible sur une sortie du circuit d'interface 30. L'invention n'est pas limitée au procédé ainsi décrit, en particulier pour ce qui concerne les stratégies d'asservissement qui doivent être adaptées aux variations de la valeur d'erreur choisie.

Claims: REVENDICATIONS 1. Procédé de radiogoniométrie interférométrique consistant à recevoir, sur les antennes d'un réseau, l'émission radioélectrique dont la direction doit être mesurée, à combiner les signaux issus de deux des antennes du réseau distantes de d et formant une base interférométrique pour une phase de la mesure dans un coupleur hybride à quadrature, et à relier alternativement les sorties du coupleur à l'entrée d'une voie de réception pour créer un signal modulé en amplitude par la commutation dont l'indice de modulation est fonction de la direction de l'émission radioélectrique, caractérisé en ce que, pour obtenir une mesure de direction indépendante des autres paramètres de réglage et du signal reçu lui-même, une seconde voie de réception est reliée alternativement aux sorties du coupleur non reliées à la première pour créer un second signal modulé en amplitude, et en ce qu'une valeur d'erreur fonction du dépha 2itd sage ss tp = < sin a, où X est la longueur d'onde d'émission et a l'angle d'émission repéré par rapport à la normale à la base, est calculée à chaque période de commutation à partir de mesures d'énergie effectuées sur chaque demi-période dans chacune des voies de réception. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, de manière connue en soi, une stratégie d'asservissement est mise en oeuvre par l'introduction de retards variables commandables tA et T B appliqués aux signaux issus des antennes de la base avant leur combinaison dans le coupleur, la mesure de la direction de l'émission étant obtenue directement à partir des retards introduits pour annuler la valeur d'erreur calculée qui s'annule en même temps qu'un paramètre v = avp - W(TA - TB), où W est la pulsation de l'émission radio. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que, les énergies mesurées durant les deux demi-périodes par la première voie de réception étant E1 et E'1, correspondant respectivement aux signaux issus des première et seconde sorties du coupleur hybride, et les énergies mesurées durant les mêmes demi-périodes par la seconde voie de réception étant E2 et E'2 correspondant respectivement aux signaux issus des seconde et première sorties du coupleur hybride, la valeur d'erreur calculée est E'1 E2 - E1 E'2 G: MAX (E'1 E2 , E1 E'2) où MAX (E'1 E2 , E1 E'2) est le plus grand des deux produits E'1 E2 et E1 E'2, la direction de rémission étant obtenue à partir de cette valeur d'erreur G indépendante des caractéristiques du signal reçu et des réglages des voies de réception et liée au paramètre Y par la relation EMI14.1 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que, pour annuler la valeur d'erreur G, une phase de mesure comporte une première période de commutation durant laquelle une première valeur d'erreur G est calculée, puis une deuxième période de commutation durant laquelle, 'n après introduction d'un décalage de phase supplémentaire égal à 2 entre les signaux issus des lignes à retard, une deuxième valeur d'erreur G11 est calculée, puis une troisième période de commutation durant laquelle, après introduction d'un déphasage égal au paramètre v calculé à partir des valeurs d'erreurs G1 et G11, une troisième valeur d'erreur G111 est calculée, Glu étant proche de zéro, une phase de convergence courte étant alors mise en oeuvre pour l'annulation précise de la valeur d'erreur et donc pour la mesure précise de la direction d'émission. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la mesure est faite en plusieurs phases, chacune d'elle utilisant une base interférométrique formée de deux antennes du reseau. 6. Radiogoniomètre pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, comportant un réseau d'antennes (A.) et un commutateur d'antennes (10), sélectionnant deux antennes parmi les antennes du réseau pour former une base de mesure interférométrique pour chaque phase de la mesure, et dont les sorties sont couplées aux entrées d'un coupleur hybride à quadrature (13), caractérisé en ce que les sorties du coupleur sont reliées alternativement à un rythme fixe aux entrées de deux récepteurs (15 et 16) par l'intermédiaire d'un commutateur (14), les sorties des récepteurs étant reliées à un circuit de mesure et de gestion (20) qui fournit, à partir des signaux issus des récepteurs (15 et 16) modulés en amplitude par la commutation de leurs entrées respectives aux deux sorties du coupleur hybride, une mesure de la direction d'émission détectée. 7. Radiogoniomètre selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte entre les sorties du commutateur (10) et les entrées du coupleur (13) deux lignes à retard variable commandables, le circuit de mesure et de gestion (20) commandant les retards introduits par ces lignes à retard.

Inventors: MULTEDO, GILBERT
Applicants: THOMSON-CSF
Application year: 1985
Main classification: G01S3
IPC codes: G01S3