SLOWLY MOVING TARGET-CANCELLING CIRCUIT FOR A DOPPLER RADAR

Abstract: 1. An elimination circuit for slow mobile echoes in a doppler radar system possessing a predetermined number of different recurrent frequencies and a predetermined passage time of the antenna beam to a target, said radar system comprising antenna receiving circuits (E1), said elimination circuit comprising - at least two doppler filters (FSx and FDy ) arranged to be connected with the receiving circuit, providing the values of two quadrature components of a detected signal, said doppler filters being followed by an envelope detector (DC) supplying, at an output connection (10), the digital value of the detected signal ; - a first switch (C1) possessing an input connected with the connection (10) of the envelope detector (DC) and a plurality of outputs (11 through 14) equal to the number of the different recurrent frequencies of the doppler radar system, said switch (C1) making it possible to connect its input with the output (11 through 14) corresponding to the instant recurrent frequency ; - summating registers (F1 through F4) functioning in a serial mode, connected with the outputs (11 through 14), each summating register having a length equal to that of the number of quanta distances of the radar system, and possessing an output at which it furnishes a value of the summating signal ; - a summating circuit (CS) connected at each output of the summating registers (F1 through F4) effecting a post-integration, during the passage time of the antenna beam to the target, of the detected signals in order to furnish an integration signal at one output, said output being connected with the first input of this output circuit (INH) ; - a coincidence circuit (ET and ET1) possessing as many inputs as there are recurrent frequency values, each of these inputs being connected with the output of one of the said summating registers (F1 through F4) in such a manner that the said coincidence circuit (ET1) furnishes a first incubation signal at an inhibition output when each summating register delivers a signal with a level above a predetermined threshold (S2) ; - an output circuit (INH) possessing at least one first input connected with the output of the summating circuit (CS) and a second input connected with the inhibition output of a logical gate of the AND type (ET2), said output circuit (INH) permitting, in the absence of a signal at its second input, the retransmission of every received signal at the second input, at one output to the display circuits, said circuit (INH) also permitting the disenablement of retransmission of any signal coming from the summating registers (F1 through F4) in the event of a signal being present at its second input ; - a control circuit (UC) furnishing signals to the switch (C1) and to the summating registers (F1 through F4) ; - devices for measuring the phase differences (vphi ni and DELTA vphi i ) of the detected signal between two recurrences, connected to the two doppler filters (FDx and FDy ) and furnishing at the input of a second switch (C3) a digital signal with the value of the said phase differences, the said switch (C3) possessing as many outputs (31 through 34) as there are values of the frequency of recurrence, each of the outputs being connected with a summating register (G1 through G4) of the said difference in phase, the outputs of the said summating registers (G1 through G4) further-more being connected with a maximum phase variation seek circuit (delta DELTA vphi ij ) whose output is connected with a threshold circuit (A3) furnishing at its output a second inhibition signal when the value of the signal at the output of the said maximum seek circuit is below a predetermined value, the said output of this threshold circuit (A3) being connected with a first input of the said logical gate of the AND type (ET2) of which a second input is connected with the inhibition output of the coincidence circuit (ET2) furnishing the first inhibition signal.

Description: CIRCUIT D'ELIMJNATlON D'ECHOS DE MOBILES LENTS POUR RADAR DOPPLER L'invention concerne un circuit d'élimination d'échos de mobiles lents pour radar DOPPLER applicable notamment aux radars aéroportés. Dans les radars ambigus en fréquence utilisant l'effet Doppler pour éliminer les échos de sol, les échos de véhicules terrestres peuvent se confondre, par repliement de fréquence, avec les échos utiles d'aéronefs. L'objet du circuit de l'invention est d'éliminer ces échos de véhicules terrestres. Dans les radars non ambigus en fréquence, I'élimination des échos de véhicules terrestres s'effectue directement par élimination d'une zone Doppler couvrant le spectre des échos de sol et des échos de véhicules terrestres. Cette zone, déjà importante pour les radars non ambigus en fréquence, devient prohibitive pour les radars ambigus en fréquence. Une solution classique consiste Åa pister ces échos, c'est-b-dire à effectuer la poursuite de ces échos de tour d'antenne à tour d'antenne, ce qui nécessite des moyens de calcul très importants, compte tenu du nombre très élevé d'échos de véhicules terrestres reçus par un radar en veille, notamment pour un radar aéroporté cherchant à détecter des cibles aériennes volant à basse altitude. D'autre part, ce pistage est rendu difficile par la proximité de ces échos entre eux (routes) et par les nombreux masques naturels rencontrés au niveau du 901. C'est pourquoi l'invention concerne un circuit permettant d'éliminer les échos de véhicules terrestres pendant un seul balayage (sans corrélation de balayaoe Åa balaya@e) tout en préservant les échos d'aéronefs ambigus en vitesse. Accessoirement, ce dispositif permet d'éliminer des échos de second (ou noème) balayage. L'invention concerne donc un circuit d'élimination d'échos de mobiles lents pour radar Doppler comprenant des circuits de réception d'antenne fournissant sur une liaison la valeur numérique du signal détecté, caractérisé en ce qu'il comporte: - un premier commutateur possédant une entrée connectée à la liaison de sortie des circuits de réception et un nombre de sorties égal au nombre des fréquences de récurrence différentes du radar Doppler, ledit commutateur permettant de connecter son entrée à la sortie correspondant à la fréquence de récurrence en cours; - un registre de sommation connecté à chaque sortie et fournissant sur une sortie une valeur de siqnal détecté; ; - un circuit de sommation connecté aux différentes sorties des registres de sommation effectuant une post-intégration, sur le temps de passaqe du faisceau d'antenne sur la cible des siqnaux détectés pour fournir sur une sortie un signal d'intégration; - un circuit de coincidence possédant autant d'entrées qu'il y a de valeurs de la fréquence de récurrence chacune de ces entrées étant connectée è une sortie d'un registre de sommation de telle sorte que le circuit de coincidence fournisse un signal d'inhibition sur une sortie d'inhibition lorsque chaque reaistre de sommation délivre un siqnal de niveau supérieur à un seuil déterminé; ; - un circuit de sortie possédant une première entrée connectée à la sortie du circuit de sommation, une deuxième entrée connectée à la sortie dlinhibition du circuit de coincidence, ce circuit de sortie permettant, en l'absence de signal dtinhibition sur la deuxième entrée, de retransmettre tout signal d'intégration reçu sur la première entrée, sur une sortie vers des circuits d'affichage, ce circuit permettant également d'interdire la retransmission du signal d'intégration en cas de présence d'un signal d'inhibition sur la deuxième entrée; -et un circuit de commande fournissant des signaux de commande au commutateur aux registres de sommation et au circuit de sommation. Les différents objets et caractéristiques de l'invention apparaîtront plus clairement dans la description qui va suivre faite en se référant aux figures annexées qui représentent: - la figure 1, un exemple de réalisation du circuit de l'invention permettant de faire une discrimination par variations d'amplitude - la figure 2, un exemple de réalisation du circuit de l'invention permettant de faire une discrimination par variations de phase et une discrimination par variations d'amplitude - la figure 3, un exemple de réalisation d'une variante du circuit de la fiqure ]. - la figure 4, un exemple de gabarit de filtre Doppler. Un des problèmes fondamentaux des radars VCM (visualisation des cibles mobiles) ou MTI (bovins Taret Indicator en terminologie anglosaxonne) aéroportés est l'élimination des véhicules terrestres lents dont la fréquence Doppler se superpose à la fréquence Doppler ambigüe des cibles aériennes rapides et qui ne peuvent donc pas être éliminés par filtrage Doppler. Les solutions consistant à lever l'ambiguité de vitesse par un procédé type "bipulse" entraînent un accroissement de complexité du matériel considérable au niveau de l'émission et du traitement du signal. Un procédé plus simple consiste à effectuer une corrélation de balayage à balayage de la carte radar : l'écart de positions entre deux balayages successifs est plus importent pour les véhicules rapides que pour les véhicules lents d'où une discrimination possible. Toutefois, ceci suppose que ces échos apparaissent régulièrement à chaque balayage, ce qui est rarement le cas pour des échos au niveau du sol (problème de masquage par les arbres, les constructions, le relief, etc ...). Cette solution est donc insuffisante et il est nécessaire d'éliminer les échos lents au cours d'un seul passade d'antenne. Dans un radar PFR (Rasse fréquence de répétition), la fréquence de récurrence relativement basse (par exemple 3000 Hz) implique d'avoir un gabarit de filtre Doppler, tel que représenté en figure 4, dont le rapport entre la zone de réjection et la zone passante est élevé (40 9ó). Pour éviter qu'un nombre important (40 %) des cibles voit sa fréquence ambigüe tomber dans la zone aveugle et soit réjecté, on fait varier la fréquence de récurrence FR pendant le temps d'éclairement de la cible, ce qui déplace les fréquences ambigus et permet la détection de chaque cible aérienne pour au moins une valeur de FR. Les fréquences Doppler non ambinües étant ramenées autour de la fréquence Doppler des échos de sol, il sera possible de distinguer deux groupes de cibles: - les cibles dont la fréquence Doppler non ambigu est inférieure à FR qui ne seront pas perturbées par les variations de FR ; ces cibles lentes (vitesses < 40 m/s par rapport aux échos de sol) seront présumées être des véhicules terrestres - les cibles rapides dont le Doppler non ambigu est supérieur à FR et dont la fréquence ambigu e dépendra de FR. Cette discrimination ne sera possible que s'il y a au plus une cible dans chaque cellule de résolution, ce qui est pratiquement le cas après élimination des échos fixes par le filtre Doppler. Cette discrimination se fait, au cours d'un passage sur la cible - par mesures des variations d'amplitude en sortie du filtre Doppler, - et par mesures des variations de phase pour les différentes fréquences de récurrence. La discrimination par mesures des variations d'amplitude permet de supprimer environ 90 % des véhicules lents, (si leur puissance est au moins 5 dB au-dessus du seuil de détection) avec un risque inférieur è quelques pour cents d'éliminer une cible utile. La discrimination par mesures des variations de phase permet de supprimer le risque d'une élimination intempestive d'écho utile (pour les échos dont la puissance est au moins 3 dB au-dessus du seuil de détection), tout en améliorant l'élimination des véhicules lents. Les radars Doppler ambigus en fréquence (en vitesse) utilisent l'agilité de fréquence de récurrence pendant le temps de passage de l'antenne sur la cible pour supprimer les trous de détection dOs aux vitesses "aveugles" (zones de fréquences correspondant, par repliement, à la zone de réjection du filtre Doppler). Il s'en suit qu'un écho ambigu en fréquence a une fréquence ambigüe qui peut se trouver dans la zone de réjection du filtre Doppler ou au contraire dans la zone passante du filtre, suivant la valeur de la fréquence de récurrence (FR) On peut choisir convenablement les N différentes fréquences de récurrence pour qu'un écho ambigu soit dans la bande passante du filtre Doppler pour au moins deux et au maximum N-l valeurs de la fréquence de récurrence. Un écho non ambigü se trouve soit dans la zone de réjection, soit dans la zone passante quelle que soit la fréquence de récurrence (donc pour les N valeurs de fréquence). Un écho de second balayage chanqe de cellules de distance à chaque commutation de FR, Il se trouve donc présent, pour une case distance donnée, pour au maximum une valeur de FR. En éliminant les échos présents pour 1 valeur de F R ou N valeurs de FR, on élimine les échos non ambigus qui correspondent à la plage de fréquence des véhicules terrestres et les échos de nième balayage. Ce dispositif est complété par une mesure de la rotation de phase de l'écho de récurrence à récurrence. Lorsque l'écho est non ambigu en fréquence, cette rotation est quasiment indépendante de FR. Par contre, pour un écho ambiqu, cette rotation dépend beaucoup de FR. En comparant cette rotation pour les différentes valeurs de FR, il est possible de discriminer les échos ambigus et les échos non ambigus. Pratiquement, pour combler les trous de vitesse, nous avons été amenés à choisir par exemple les fréquences de récurrence suivantes F1 = 3000 Hz F2 = 3200 Hz F3 = 3400 Hz F4 = 3600 Hz. Mais il est bien évident que ces valeurs ne sont fournies qu'à titre d'exemple tout comme les autres valeurs numériques que nous fournissons dans la suite de la description. Dans un radar Doppler, la fréquence réduite f. à la fréquence FR = F. est obtenue à partir de la fréquence Doppler fd (mesurée par rapport aux échos de sol) et par la formule: fd fd modulo Fi fi = partie décimale () = Fi Fi La fréquence ambigüe est alors fdi = fi X Fi Un écho à la fréquence f@ sera vu pour les fréquences de récurrence telles que fi soit dans la zone passante du filtre, nous dirons alors que le nombre a. vaut 1 (et zéro dans le cas contraire). Pour chaque fréquence, on peut calculer les nombres al, a2, a3, aq qui indiquent les fréquences de récurrence où il y aura détection possible. On sait établir une relation entre fd et les ai pour les cibles utiles, c'est-à-dire pratiquement jusqu'à 750 m/s ou Mach 2,5 en basse altitude: (O < fd < 47,5 KHz). Cette vitesse est la vitesse de la cible par rapport au sol, la vitesse du porteur est éliminée par une boucle de vitesse sol. On constate que: - tous les trous de vitesse, supérieurs à FR, sont comblés (au moins 1 a. non nul) sauf les zones suivantes 2880 à 3600 Hz soit 720 Hz 6480 à 6600 Hz soit 320 Hz 47400 à 47520 Hz soit 120 Hz Toutefois, les flancs du filtre Doppler n'étant pas raides, les trous que l'on constate sont partiellement comblés; il n'a pas été jugé utile de rajouter une 5ème fréquence pour compler les zones aveuales résiduelles. Les zones pour lesquelles tous les a. sont à 1 se trouvent principalement concentrées aux fréquences basses. En particulier, les véhicules terrestres tels que fd < 2400 Hz, correspondent ii: - tous les a. = O de 0 à 600 Hz - tous les a. = 1 de 720 à 2400 Hz. La figure 1 représente un circuit de discrimination par mesures des variations d'amplitude. Sur cette figure, on trouve des circuits El de réception d'antenne comprenant notamment un filtre Doppler FD et un circuit de détection d'enveloppe et de normalisation destiné à réguler la fausse alarme. Ce détecteur fournit sur une liaison de sortie 10 des valeurs de niveaux de signaux sous forme de signaux numériques. Un commutateur dont l'entrée est connectée à la liaison 10, permet de connecter celle-ci à une sortie 11 à 14 correspondant chacune à une fréquence de récurrence. A chacune de ces sorties est connecté un registre sommateur dont la longueur est celle du nombre de quante distance fonctionnant en mode série. Ces registres sont commandés par un circuit de commande central UC et plus précisément par des signaux UC1 correspondant aux quanta distances. Les sorties des registres Fl à F4 sont connectées aux entrées d'un circuit de sommation CS qui effectue l'addition des informations reçues sur ses entrées et fournit un résultat à un circuit à seuil Ai. Celui-ci reçoit par ailleurs un signal de seuil Si d'une valeur déterminée. Le circuit à seuil Al (ou comparateur) retransmet, vers un circuit d'inhibition INH, les signaux reçus du circuit de sommation CS, si leur valeur est supérieure à la valeur du signal de seuil S1. Par ailleurs, le circuit de la figure 1 comporte un circuit d'élaboration de niveau de seuil S2 connecté aux sorties des registres F1 à F4. Ce circuit détecte la valeur du signal fournit par F1 à F4 ayant la plus forte valeur. A partir de cette valeur, il fabrique un siqnal de niveau de seuil (S2) dont la valeur est inférieure dune valeur connue, 6 dB par exemple, à celle détectée. Quatre circuits à seuil All à Ai4, tels que des comparateurs, sont connectés aux sorties des registres F1 à F4. Ils reçoivent chacun le signal de niveau de seuil (52) et retransmettent sur les entrées d'une porte ET, un signal de niveau logique "i", lorsque la valeur du signal reçu du reqistre F1 à F4 est supérieure 8 la valeur du signal de niveau seuil (52). Dans le cas contraire, les circuits à seuil All à A14 fournissent un signal de niveau logique "0". Lorsque toutes les entrées de la porte ET sont au niveau loqique "1", cette porte fournit un signal d'inhibition au circuit d'inhibition INH. Si la porte ET fournit un signal de niveau logique "0", le circuit d'inhibition autorise la transmission des signaux reçus du circuit à seuil Al, sur la liaison MEM, vers des circuits d'utilisation. Par contre, si la porte ET fournit un signal de niveau logique "1", le circuit d'inhibition interdit cette retransmission de signaux sur la liaison MEM. Dans ces conditions, on prend comme hypothèse de base que la puissance d'une cible est constante pendant le temps de passage T d'un faisceau radar sur la cible. A titre d'exemple pratique, on suppose que durant le temps d'illumina- tion T (environ 80 ms), la fréquence de récurrence est commutée quatre fois soit tous les T/4 secondes (ou toutes les N/4 récurrences où N est le nombre de récurrences par plot). Les circuits classiques effectuent, après filtrage Doppler, détection normalisation, une post intégration adaptée au temps de passage T. Selon l'invention, la postintégration est remplacée par 4 postintégra Lions successives de N/4 récurrences, chaque registre de sommation Fi à F4 étant affecté è une fréquence de récurrence particulière. Les résultats de ces quatre sommations élémentaires sont, d'une part, sommés dans le circuit CS afin de réaliser l'équivalent de la postintégration globale sur le temps T et le résultat est présenté au seuil S1 de détection. D'autre part, chaque sortie des registres de sommation est comparée à un seuil S2 permettant d'élaborer les ai. Lorsque tous les a. sont à 1, I'écho est Inhibé. En raison des pointes transitoires dues à la commutation de la fréquence de récurrrence FR, le seuil 52 doit être asservi au niveau de l'écho: on détecte donc le plus fort des 4 niveaux et on place le seuil à 6 dR sous cette valeur, avec un talon SO2 lorsque l'écho est faible. Dans ces conditions, le gabarit équivalent du filtre est celui correspondant à - 6 db. Pour les échos faibles (proches du seuil de détection), le seuil S2 calculé précédemment se trouverait sous le bruit thermique. On place donc une butée basse à l'évolution de S2. La valeur de cette butée doit être telle qu'elle minimise la probabilité d'erreurs. Deux types d'erreurs peuvent être faites: 1@/Elimination erronée d'une cible utile due à une fausse alarme entratnant le passage à 1 d'un a. qui serait à zéro sans bruit thermique. Cette probabilité d'erreur est maintenue inférieure à quelques pour cents. 2@/Non élimination d'une cible lente due à une non détection entrat nant le maintien à zéro d'un a. qui aurait dû être à 1. Le seuil S2 étant fixé par le critère précédent, on a calculé la probabilité de non éliminaton d'une cible lente en fonction de la puissance de cet écho rapportée à la puissance minimale de détection. On constate que pour les échos dont le rapport signal à bruit est supérieur à 4 dB, l'élimination est meilleure que 90%. Ces probabilités sont calculées à partir de la puissance instantanée en un passage. Les probabilités globales devraient tenir compte de la fluctuation de puissance d'un balayage au suivant. Pour améliorer les performances du système de l'invention, un circuit de discrimination par variations de phase est combiné au circuit de discrimination par variations d'amplitude comme cela est représenté en figure 2. Ce circuit est conçu de façon analogue au circuit de discrimination par variations d'amplitude. Appelons ## i = # ni - #ni -1 la différence de phase du signal recu entre les récurrences n et n - 1, la fréquence de récurrence étant F:. 2 #f Nous avons ## i = d où fd est la fréquence Doppler de la Fi cible non ambioüe. I Pour FR = Fj, nous avons de même : ##j = 2# f d Fj soit ###ij = ## i - ## j = 2#fd (1/Fi - 1/Fj) la différence entre les écarts de phases mesurés aux fréquences F. et F.. On constate que le maximum des ### ij, permet de discriminer, sans sucune ambiguité, les échos dont le Doppler est inférieur à 3000 Hz (échos lents) des échos dont le Doppler est supérieur à 3000 Hz en plaçant un seuil à environ #/3 Toutefois, cette discrimination ne sera possible que si on peut calculer les ### ij, ce qui suppose qu'il n'y ait qu'un écho par cellule de résolution du radar: il faut donc se placer derrière le filtre Doppler pour éliminer d'abord les échos de sol. Dans ces conditions, les 6 ij ne pourront être calculés que si on a ai et aj = 1. Ceci limite la portée du dispositif, aux zones dans lesquelles le calcul est possible. Toutefois, le circuit de discrimination par variation de phase joint au circuit de discrimination par variation d'amplitude permet de lever le doute sur les zones où tous les ai sont à 1 et donc de supprimer certains trous de vitesses créés lors de l'élimination des cibles lentes. En plaçant un seuil à 670, on dispose d'une qarde de 20b pour le calcul du maximum de ### 4. Par le calcul on démontre que la précision exigée est obtenue dès que le rapport signal sur bruit (@/B) est supérieur à 3 d@. Comme il a été dit précédemment, la fonction discrimination par la phase est un perfectionnement au dispositif de la figure 1 et nécessite donc les circuits correspondants. Un tel dispositif suppose de plus que l'on puisse calculer la phase du signal, après filtre Doppler, dans chaque quantum de distance. II est donc nécessaire de disposer de deux filtres Doppler (un sur chaque composante du signal et un extracteur de phase. Moyennant ces conditions, le circuit de discrimination par variations de phase, comme représenté sur la figure 2, comporte: - deux filtres Doppler FDx et F pour les deux composantes EX et #y de signal ; - deux circuits de calcul de phases # ni et ## i connectés aux deux filtres Doppler FDx et FDy - un commutateur C3 dont l'entrée est connectée au circuit ## cet et permettant de connecter cette entrée à l'une de ses parties 31 à 34 ; - les registres de sommation (Gl à G4) des phases ## i connectés aux sorties 31 à 34 du commutateur C3 ; ; - un circuit de recherche du maximum de variation de phase ### connecté aux sorties des registres de sommation et fournissant la valeur de ce maximum sur une sortie; - un circuit à seuil connecté à la sortie du circuit ### ij précédent, comparant la valeur du signal présent sur cette sortie à un seuil 53 et fournissant un signal dtinhibition lorsque la valeur du signal est inférieure au seuil S 3. La valeur de seuil peut être selon l'exemple pris précédemment de 67 ; - une porte à coincidence ET2 dont une première entrée est connectée à la sortie du circuit à seuil précédent et la deuxième entrée est connectée à la sortie d'une porte ET1 correspondant à la porte ET du circuit de la fiqure 1. On retrouve sur la figure 2, le circuit de discrimination par variations d'amplitudes de la figure 1. Les résultats des discriminations par variations d'amplitudes et de phases sont réunis par la porte ET2 qui fournit un siqnal d'inhibition au circuit de sortie INH si un mobile lent est détecté dans les conditions décrites précédemment. En se reportant è le figure 3, on va maintenant décrire une variante d'un exemple de réalisation du circuit de discrimination par variations d'amplitudes de l'invention. Ces circuits se décomposent en deux groupes: - un groupe qui fonctionne à la cadence du quantum distance et pour chaque récurrence sous la commande de signaux UC1 fournit par l'unité de commande UC. - un qroupe qui ne fonctionne qu'à la récurrence correspondant à un changement de fréquence, sous la commande de signaux UC2 fournis par l'unité de commande UC. Le premier groupe de circuits comprend principalement 4 registres à décalage F1 à F4 de n cases et p bits où n est le nombre de cases distances du domaine (limité par exemple à 254) et p le nombre de bits nécessaires pour effectuer l'intégration de la sortie du détecteur d'enveloppe sur 20 récurrences représentant le quart du temps de passage du faisceau sur la cible. Deux multiplexeurs ou commutateurs C3 et C2 branchent l'entrée et la sortie d'un registre (Fl à F4) sur un sommateur CS3 pendant les récurrences pour lesquelles FR = Fi. Pour la première récurrence du cycle FR = Fi, L'entrée est mise à zéro par 13, ce qui vide le contenu du registre (i). Ensuite les informations Incidentes sont sommées dans ce registre, jusqu'à ce que FR = Fi + 1 (modulo 4). A cet instant, les informations des 4 registres, correspondant aux quatre dernières séquences Fi - 3, Fi - 2, Fi - 1, Fi, sont transférées dans le deuxième groupe de circuits (en même temps que le registre (i + 1) = (i - 3) est remis à zéro). Ce deuxième qroupe de circuits est constitué essentiellement par les circuits connectés en sortie des registres F1 à F4. Les informations que l'on appellera #i - 3, # i - 2, # i - 1, #i, fournies par les registres F1 à F4 sont combinées dans un circuit représenté par un circuit de sommation CS1. Pour la compréhension du présent dispositif, on considère qu'il s'agit d'une somme, adaptant la postintégration au temps de passage sur la cible. Ensuite, les informations ainsi sommées sont comparées à un seuil (circuit Al) fixé par les conditions désirées de fausse alarme et le résultat est mémorisé, après passage dans une porte, dans un reqistre à décalaae R1 de n cases de 1 bit. Trois autres reqistres identiques R2 à R4, placés en série, maintiennent en mémoire les 3 derniers trains d'information correspondant aux séquences: i - 1, i - 2, i - 3, i - 4 (Fi - 1,Fi - 2, Fi - 3, Fi) i - 2, i - 3, i - 4, i - 5 (Fi @, 2,Fi - Fi Fi, Fi- @@ @ @ @ @ @ @ @ @ @ @ i - 3, i - 4, i - 5, i - 6 (Fi - 3, Fi, Fi - 1, Fi - 2) Les informations #i, #i - 1, #i - 2, #i - 3 sont d'autre part orien- tées vers le circuit élaborant le seuil 52 Ce circuit prend le maximum des # j (soit z p), le divise par 2 (6 dB # p soit un décalage de 1 bit) et la valeur est comparée au seuil S2. Si > SO2 alors S2 = sinon S2 = SO2. 2 2' Les #j sont comparés à S2 dans les circuits All à A14, pour fournir les a. dont le produit logique, inversé par une porte NAND, commande la circulation des informations dans les registres précédents. Lorsque tous les a. sont à 1, toute l'information correspondant à cette cible (qui est présente dans les séquences, I, i - 1, i - 2, i - 3) est effacée. Sinon, l'information se retrouve à I sortie du 4ème registre avec un retard correspondant à une largeur de faisceau. Il est à remarquer qu'en cas de présence d'une cible lente, les séquences i - 4, i - 5, i - 6 correspondant à 3/4 de faisceau supplémentaire sont également effacées, et l'on verra alors une "ombre" à côté des échos de véhicules.

Claims: REVENDICATIONS 1. Circuit d'élimination d'échos de mobiles lents pour radar Doppler comprenant des circuits de réception (El) d'antenne fournissant sur une liaison de sortie (10) la valeur numérique du signal détecté, caractérisé en ce qu'il comporte : - un premier commutateur (ci) possédant une entrée connectée à la liaison (10) des circuits de réception El et un nombre de sorties (i) à 14) égal au nombre de fréquences de récurrence différentes du radar Doppler, ledit commutateur (C1) permettant de connecter son entrée à la sortie (13 à 14) correspondant à la fréquence de récurrence en cours ; - un registre de sommation (F1 à F4) connecté à chaque sortie (13 à 14) et fournissant sur une sortie une valeur de signal détecté ; ; - un circuit de sommation (CS) connecté aux différentes sorties des registres de sommation (F1 à F4) effectuant une post-intégration sur le temps de passage du faisceau d'antenne sur la cible des signaux détectés pour fournir sur une sortie un signal d'inté@ration ; - un circuit de coincidence (ET) possédant autant d'entrées qu'il y a de valeurs de la fréquence de récurrence, chacune de ces entrées étant connectée à une sortie d'un registre de sommation (Fl à F4), de telle sorte que le circuit de coincidence (ET) fournisse un signal d'inhibition sur une sortie d'inhibition lorsque chaque registre de sommation délivre un signal de niveau supérieur à un seuil déterminé (52); ; - un circuit de sortie (INH) possédant une première entrée connectée à la sortie du circuit de sommation, une deuxième entrée connectée à la sortie d'inhibition du circuit de coincidence (ET), ce circuit de sortie (INH) permettant, en l'absence de siqnal d'inhibition sur la deuxième entrée, de retransmettre tout siqnal d'intégration reçu sur la première entrée, sur une sortie vers des circuits d'affichage, ce circuit (INH) permettant également d'interdire la retransmission du signal d'intégration en cas de présence d'un signal dtinhibition sur la deuxième entrée - et un circuit de commande (Uc) fournissant des signaux de commande au commutateur, aux registres de sommation et au circuit de sommation. 2. Circuit d'élimination déchos mobiles lents pour radar Doppler, selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un deuxième commutateur (C2) possédant autant d'entrées (21 à 24) qu'il y a de valeurs de la fréquence de récurrence, connectées chacune è une sortie d'un registre de sommation (91 à F4), ainsi qu'une sortie connectée à une première entrée dun circuit d'addition (CS3), lequel possède une deuxième entrée connectée à la sortie des circuits de réception (El) et une sortie connectée à l'entrée du premier commutateur (Cl). 3. Circuit d'élimination déchos mobiles lents pour radar Doppler selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque sortie de registre de sommation (Fl à F4) est connectée à un circuit de coïncidence par l'intermédiaire d'un circuit à seuil (Al@ à A14). 4. Circuit d'élimination d'échos mobiles lents pour radar Doppler selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'élaboration de niveau de seuil (52) connecté par ses entrées à chaque sortie des registres de sommation (F1 à F4) et fournissant, sur une sortie connectée aux circuits à seuil (All à A14), un signal de seuil dont le niveau est déterminé à partir du signal ayant le niveau maximum sur ses entrées. 5. Circuit d'élimination échos mobiles lents pour radar Doppler selon la revendication 1, caractérisé en ce que les circuits de réception (El) comportent deux filtres Doppler (FDx, FDy) donnant les valeurs de deux composants du signal reçu, des dispositifs de mesure de déphasage (#ni, ## i) connectés aux deux filtres Doppler (FD@, FDy) et fournissant 9 l'entrée d'un troisième commutateur (C3) un signal numérique de valeur de déphasage, ledit commutateur (C3) possédant autant de sorties (31 à 34) qu'il y de valeurs de la fréquence de récurrence, chacune de ces sorties étant connectée à un registre de sommation (Gl à G4) de phase, les sorties des registres de sommation (Gl à G4) de phase étant par ailleurs connectés à un circuit de recherche de maximum de variation de phase (d # # #ij) dont une sortie est connectée à un circuit à seuil (A3) fournissant sur une sortie un signal d'inhibition lorsque la valeur du signal reçu (déphasage) est inférieure à une valeur déterminée, ladite sortie de ce circuit à seuil étant connectée à une entrée d'une porte logique du type ET (ET2) à deux entrées et une sortie dont l'autre entrée est connectée à la sortie d'inhibition du circuit de coîncidence (ET) fournissant un signal d'inhibition au circuit de sortie INH lorsqu'il reçoit un signal sur chacune de ces entrées.

Inventors: LACOMME, PHILIPPE
Applicants: THOMSON-CSF
Application year: 1985
Main classification: G01S13
IPC codes: G01S13