CIRCUIT ARRANGEMENT

Abstract: 1. A circuit arrangement for controlling a unipolar stepping motor with two half-windings (L1 , L2 ) per phase, in which each half-winding of each phase is in series with a controlled switch (S1 , S2 ), to which a free-wheel-diode (D2 , D3 ) is connected in parallel, is connected to the motor-supply voltage (Um ), and wherein each series-connection formed by half-winding-switch has a current sensor, more especially a series-resistor (R1 , R2 ; R281 , R282 ) for the motor current associated therewith, the outputs of the current sensors being each connected with one of the two inputs of a comparator (K; K1 ), and wherein a reference signal (Is ) is fed to one of the two inputs and the output of the comparator (K; K1 ) is connected with the control inputs of a controlled switch (S1 , S2 ) which operates in phase opposition with respect to a control signal, characterised in that parallel to the parallel-connection of the two series-connections formed respectively by the first half-winding (L1 ) - first controlled switch (S1 ) and second half-winding (L2 ) - second controlled switch (S2 ) there is disposed a capacitor (C1 , C280 ) and the latter is connected by way of a diode (D1 , D280 ) to the motor supply voltage (Um ).

Description: Schaltungsanordnung Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Unipolar-Schrittmotors mit zwei Halbwicklungen je Phase, bei welchem jede Halbwicklung jeder Phase in Serie mit einem gesteuerten Schalter an der Motor-Speisespannung liegt, sowie mit einem Strom fühler für den Motorstrom, dessen Ausgang einem Komparator zugeführt ist und das Ausgangssignal des Komparators zur Steuerung des Motorstromes herangezogen ist. Schaltungsanordnungen zur Ansteuerung der beiden Halbwicklungen eines unipolaren Schrittmotors unter Verwendung gesteuerter Schalter sind z.B. aus dem Artikel "Schrittmotoren-Aufbau, Funktionsweise und Anwendung, H. Kraus, G. Heine, Firmendruckschrift Nr. 211 der Berger, Lahr Ges.m.b.ll., 1981, bekannt. Zwar ist bei unipolaren Schrittmotoren die auf das Volumen bezogene Leistung kleiner als bei bipolaren Motoren, doch ist auch der Schaltungsaufwand zur Ansteuerung des Motors geringer, sodass besonders bei geringen Motorleistungen gerne die unipolare Bauart Verwendung findet. Schrittmotoren bieten als Stellmotoren den Vorteil, dass bei entsprechender Ansteuerung eine genau reproduzierbare Einstellung möglich ist, sodass meist auf eine Rückmeldung verzichtet werden kann. Die Grenzen der reproduzierbaren Einstellung sind durch die mechanische Last und die Schrittfrequenz gegeben. Bei zu hoher mechanischer Last und/oder zu hoher Schrittfrequenz können Schritte verlorengehen, was in den meisten Anwendungsfällen der Regelund Steuertechnik nicht zulässig ist. Man hat daher meist sehr aufwendige Steuerschaltungen entworfen, die einen gewissen Verlauf des Magnetisierungsstroms in den Motorwicklungen sicherstellen sollen. Die Problematik liegt in der Zeitkonstante der Spulen, die für einen raschen Stromanstieg eine hohe Betriebsspannung erfordert und in den hohen Selbst- bzw. Gegeninduktionsspannungen, die während der Schaltvorgänge auftreten. So wird z.B. bei Schaltungen der eingangs erwähnten Art die nach dem Abschalten einer Spule in dieser verbleibende Energie mittels Zenerdioden vernichtet. Aus den oberwähnten Gründen versucht man oft, einen möglichst sinusförmigen Verlauf des Magnetisierungsstromes zu erhalten. Die hiezu bisher bekannten Schaltungen sind -jedoch mit sehr hohem Aufwand verbunden. So ist z.B. eine Schaltung der eingangs genannten Art aus der DE-OS 29 44 355 bekannt geworden, die auf den ersten Blick der weiter unten beschriebenen Schaltung nach der Anmeldung ähnlich ist. Bei der bekannten Schaltung liegt eine gesteuerte Stromquelle vor, die im wesentlichen aus einem Komparator, einem Flipflop und einem Leistungstransistor besteht. Es wird bloss ein einziger Messwiderstand im gemeinsamen Emitterkreis der Schalttransistoren verwendet, die als Leistungsschalter den Magnetisierungsstrom umschalten. Die Stromquelle arbeitet nach dem Prinzip der Abwärtsregelung; eine Diode im Kollektorkreis des Leistungstransistors ist als Freilaufdiode eingesetzt. Im Gegensatz zur Anmeldung dienen die beiden Schalttransistoren nicht zur Steuerung des Stromes in der Phasenwicklung. Die Transistorschalter leiten dem angewählten Schritt entsprechend und schalten während der Dauer eines Schrittes nicht um. Daher ist der Schaltungs aufwand für die Endstufe sehr gross. Die Ansteuerung erfolgt quasi-analog über gewichtete Widerstände; zusätzlich ist eine digitale Stromrichtungsumschaltung vorgesehen. Ausserdem muss die in den Wicklungen gespeicherte Energie mittels eigener Begrenzer vernichtet werden. Es ist ein Ziel der Erfindung, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art dahingehend zu verbessern, dass mit geringem Aufwand ein Magnetisierungsstrom vorgegebener Kurvenform, insbesondere ein sinusförmiger Magnetisierungsstrom mit guter Annäherung erzielbar ist, wobei die Leistungsverluste möglichst gering bleiben sollen. Dieses Ziel lässt sich mit einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erreichen, bei welcher erfindungsgemäss jede Serienschaltung Halbwicklung - Schalter einen Stromfühler, insbesondere einen Serienwiderstand aufweist, die Ausgänge der Stromfühler je mit einem der beiden Eingänge des Komparators verbunden sind, wobei einem der Eingänge ein Bezugssignal zugeführt ist und der Ausgang des Komparators mit den Steuereingängen der bezüglich eines Steuersignales gegenphasig schaltenden gesteuerten Schalter verbunden ist. Die Erfindung ermöglicht eine Ansteuerung von Unipolar Schrittmotoren, bei welcher der Magnetisierungsstrom einem vorgegebenen, insbesondere sinusförmigen Bezugssignal in guter Annäherung folgt. Der Schaltungsaufwand ist ausgesprochen gering. Insbesondere bei hohen Schaltfrequenven kann die Leistungsbilanr erheblich verbessert erden, wenn parallel zu der Parallelschaltung der beiden Serienschaltungen erste Halbwicklung - erster gesteuerter Schalter bzw. zweite Halbwicklung - zweiter gesteuerter Schalter ein Kondensator liegt und dieser über eine Diode an die Speisespannung des Motors gelegt ist. Eine einfache Kopplung der Serienwiderstände an die Eingänge des Komparators ergibt sich, wenn die an den Serienwiderständen liegende, dem Wicklungsstrom proportionale Spannung über Entkopplungs- bzw. Spannungs teileriderstände den Eingängen des Komparators zugeführt ist. Das Be¯ugssignal ist am zweckmässigsten über ein Entkopplungs- bzw. Spannungsteilernetzwerk einem Eingang des Komparators zugeführt. Die dynamische Schalthysterese des Somparators kann am einfachsten durch ein in seinem Rückkopplungszweig liegendes RC-Glied festgelegt werden. Um die Endstufen der Schaltungsanordnung vor Zerstörung durch Uberspannungen zu schützen, die z.B. bei Leitungsunterbrechungen auftreten können, ist es anzuraten, dass die an den gesteuerten Schaltern liegenden Finden der Motorwicklungen über Dioden an eine gegen Masse geschaltete Serienschaltung einer Referenzspannungsqueile, vorzugsweise einer Zenerdiode und eines Messwiderstandes gelegt sind, wobei das Messsignal des Messwiderstandes einem Eingang eines Komparators zugeführt ist, an dessen anderen Eingang eine Bezugsspannung gelegt ist, und das Ausgangssignal des Komparators als Sperrsignal Sperre in gängen der Ansteuerschaltungen der Endstufenschalter zugeführt ist. Eine derartige Schaltung ermöglicht bei geringem Schaltungsaufwand ein zuverlässiges Sperren der Endstufen. Eine zweckmässige Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass ein weiter Komparator vorgesehen ist, deien einem (nicht invertierenden) Eingang die Ausgangsspannung des ersten Komparator zugeführt ist, wobei dieser Eingang über die Serienschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators an Masse liegt, sowie über einen Widerstand an die Betriebsspannung gelegt ist, wo gegen an dem anderen (invertierenden) Eingang des zweiten Komparators eine Bezugs spannung gelegt ist und die Ausgangsspannung des ersten Komparators und die Ausgangsspannung des zweiten Komparators einer ODER Schaltung zugeführt sind, deren Ausgangssignal den Ansteuerschaltungen als Sperrsignal zugeführt ist. Die Verwendung eines zweiten Komparators ermöglicht die Einführung einer längeren Zeitkonstante für den Abfall des Sperrsignales. Die Zeitkonstante des ersten Komparators kann in einfacher Weise dadurch realisiert werden, dass der erste Komparator in seinem Gegenkopplungszweig ein Serien-RC-Glied aufweist. Es trägt zur Erhöhung der Sicherheit bei, wenn die Zeitkonstante des mit der Betriebsspannung verbundenen, an dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators liegenden Widerstandcs und des Kondensators gross ist gegen die eitkonstante des ersten Komparators. ein rasches Entladen und langsames Laden des die Zeitkonstante des zweiten Komparators mitbestimmenden Ronden- sators zu ermöglichen, empfiehlt es sich, wenn der Wert des Widerstandes der Serienschaltung am nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators klein ist gegen den Wert des zur Betriebsspannung führenden Widerstandes an diesem Eingang. Ein Sperren der Endstufen bei zu grossem Abfall der Betriebsspannung lässt sich dadurch erreichen, dass die Bezugsspannung des ersten Komparatorsvon einem Spannungsteiler gebildet ist, der an Masse bzw. über eine Zenerdiode an der Betriebsspannung liegt, wobei diese Zenerdiode überdies mit einem die Bezugsspannung des zweiten Komparators bildenden Spannungsteiler und mit dem zum nicht invertierenden Eingang dieses Komparator führenden Widerstand verbunden ist. Die Erfindung samt ihren weiteren Vorteilen und Merkmalen ist im folgenden an Hand beispielsweiser Schaltungsanordnungen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen Fig. 1 das Prinzipschaltbild nach der Erfindung, Fig. 2 eine Schaltungsanordnung mit Ausnützung der in den Halbwicklungen gespeicherten Energie, Fig. 3 in einem Diagramm die prinzipielle Wirkungsweise der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung, Fig. 4 eine praktisch ausgeführte Schaltung nach der Erfindung zur Ansteuerung zweier Phasen eines Unipolar-Schrittmotors, Fig. 5 eine weitere Ausführungsform der Erfindung mit einer Schutzschaltung für die Endstufen und Fig. t eine im Detail ausgeführte Schaltung nach Fig. 5 im Zusammenhang mit einer Ansteuerschaltung für Schrittmotoren. Gemäss Fig. 1 sind die beiden Halbwichlungen L1, L2 einer Phase eines Unipolar-Schrittmotors mit dem ihnen gemein- samen Mittelpunkt der Gesamtwicklung an einen Pol der Motorbetriebsspannung angelegt. Die beiden Halbwicklungen L1, L2 sind bei den üblichen Motorbauarten magnetisch stark gekoppelt. Jede der Wicklungshälften liegt über einen gesteuerten Schalter S1 bzw. S2 und über einen Widerstand R1 bzw. R2 an Masse bzw. am zweiten Pol der Betriebsspannung. Die Widerstände R1, R2 dienen als Stromfühler; der an ihnen auftretende Spannungsabfall ist dem Strom I1 bzw. I2 durch die Halbspulen L1, L2 proportional. Die an den beiden, nicht an Masse liegenden Punkten der Widerstände R1, R2 auftretende Differezspannung# u u ergibt sich mit R1 = R2 = R zu = = R(I1 - I) = R . IM worin IM den Magnetisierungsstrom durch die Feldspule des Motors bedeutet. Die Differenspannung au wird über zwei Entkopplungswiderstände R5, R4 den beiden Eingängen eines Komparators K zugeführt, der in seinem Gegenkopplungszweig einen Widerstand R5 aufweist. Das Ausgangssignal des Komparators K ist dem Steuereingang des einen gesteuerten Schalters direkt und dem entsprechenden Eingang des zweiten Schalters S2 über ein Invertierglied INV zugeführt. Dem einen Eingang des Komparators K wird aus einer Stromquelle Qo ein Gleichstrom 10 zur Festlegung des Arbeitspunktes zugeführt, dem anderer. Eingang wird aus einer Stromquelle Q5 ein Strom Is ugeftihrt, der das bezugs- signal darstellt, dem letztlich der Magnetisierungsstrom folgen soll. Das Bezugssignal besteht im allgemeinen aus einem Gleichstromanteil sowie aus einem diesem über lagerten, vorzugsweise sinusförmigen Wechselstromsignal. Eine weitere Schaltungsanordnung nach der Erfindung, bei der auch ein Ausnutzen der in den Halbspulen nach ihrem Abschalten von der Versorgungsspannung gespeicherten Energie ermöglicht ist, zeigt Fig. 2, wobei gleiche Schaltelemente wie in Fig. 1 bezeichnet sind. Die positive Versorgungsspannung +UM wird über eine Diode D1 zugeführt, wobei - der Diode D1 nachgeschaltet - ein Kondensator C1 parallel zur Parallelschaltung der Serienzweige L1, S1, R und L2, S2, R2 liegt. weiteres sind hier Freilaufdioden D?, D3 parallel zu den Schaltern S1, S2 eingezeichnet. Derartige Dioden sind beispielsweise in Leistungstransistoren vom MOSFET Typ bereits enthalten und fallen dann nicht als zusätzliche Schaltelemente an. Das lnvertierglied in der Ansteuerung eines gesteuerten Schalters könnte natürlich bei Verwendung komplementärer Halbleiterschalter entfallen. Von den Eingängen des Komparators K gegen Masse liegt je ein Kondensator C3, C4. Die RC-Glieder Rc3 bzw R4C4 dienen zur Unterdrückung von Störspannungen, die durch die Schaltorgänge entstehen. Im Gegenkopplungszweig des Komparators K liegt ein RC-Serienglied R5, C2, durch welches die dynamische Schalthysterese bestimmt ist. ur gleichspannungsmässigen Festlegung des Potentials an den Eingängen sind diese über Widerstände R6 sowie R7 + R8 an eine Spannung U gelegt. Die Spannungsteiler R6, R3 + R2 bzw. R8 + R7, R1 + R4 bestimmen den Arbeitspunkt. Ein Wechselspannungsbezugssignal U5 wird über einen Widerstand R9 und den Widerstand R7 dem invertierenden Eingang des Komparators zugeführt, wobei es im Prinzip völlig belanglos ist, welchem der beiden Eingänge das Bezugssignal zugeführt wird. Auch ist die Einkopplung anders möglich als über ein Widerstandsnetzwerk, beispielsweise kapazitiv oder mittels bertrager. Aus dem Diagramm nach Fig. 3 geht die Funktionsweise der erfindungsgemässen Schaltung hervor. Gezeigt ist der Verlauf der Ströme I1 und 12 durch die Serienzweige L1, S1, R1 und L2, S2, R2, der Verlauf des tatsächlichen Magnetisierungsstromes Im der Feldwicklung, wobei strichliert das Bezugssignal Us eingezeichnet ist, sowie der Verlauf der Spannung c am Kondensator C1. Wie ersichtlich, schaltet der Komparator K um den Arbeitspunkt, der sich entsprechend dem Bezugssignal Us zeitlich, im vorliegenden Fall sinusförmig, ändert. Dementsprechend ist auch der Strom durch die Spulen L1, L, getaktet, der tatsächliche Magnetisierungsstrom Im verläuft um die durch Us vorgegebene Kurvenform. Die Schaltfrequenz ist nicht nur durch das Verhältnis sondern auch durch das RC-Glied R5, C2 bestimmt, welches die dynamische Schalthysterese des Komparators festlegt. Wie bereits erwähnt, ermöglicht die Verwendung der Diode D1 zusammen mit dem Kondensator C1 eine Ausnutzung der nach dem Abschalten in den Wicklungen L1, L2 gespeicherten Energie. Die k-ondensatorspitzenspannung #c bestimmt sich näherungsweise zu EMI9.1 worin bedeuten Ud ................ Durchflussspannung der Dioden D1, D2 Rs ................ ohmscher Widerstand der Feldwicklungen L ................. Induktivität der Feldwicklung EMI9.2 Umschwingze it Bei negativem Stromfluss in einer Halbwicklung wird der Kondensator C aus dieser aufgeladen und die Diode D1 trennt die Versorgung von Um ab. Es kommt, wie aus Fig. 3 hervorgeht, zu einer Spannungsüberhöhung, die im darauffolgenden Schalttakt zu einem rascheren Stromanstieg in der durchgeschalteten Halbwicklung führt. Voraussetzung für diese Arbeitsweise ist eine gute magnetische Kopplung der beiden Halbwicklungen. Das Schaltbild nach Fig. 4 zeigt eine praktische Ausführung einer Schrittmotorendstufe unter Verwendung der Erfindung. Die Schaltung ist zur sinusförmigen, um 900 verschobenen Ansteuerung der beiden, je aus zwei Halbwicklungen bestehenden Phasen eines 2-Phasen-Unipolar-Schrittmotors gedacht. Der grösste Teil der Schaltung zur Ansteuerung der zweiten Phase ist jedoch aus Gründen der Vereinfachung nicht gezeigt, da die Schaltung hinsichtlich der beiden Phasen völlig symmetrisch aufgebaut ist. Im folgenden ist die Schaltung kurz erläutert. Der Kern Jer Schaltung entspricht der Schaltung nach Fig. 2 und ist auch mit gleichen Bezugszeichen versehen. Als Schalter dienen zwei MOSFET - Transistoren S1, S2, welche die beiden Freilaufdioden D2 und DJ aus Fig. 2 bereits enthalten. Die Ansteuerung der MOSFET - Transistoren S2, S erfolgt jeweils über Inverter INV1 bzw. INV3, die zur Impulsformung dienen und deren Ausgangssignal über einen Widerstand R15 bzw. R20 einer komplementären Treiberstufe, bestehend aus den Transistoren T1, T2 bzw. T3, T4 und den Widerständen R16, R18 bzw. R21, R23 zugeführt wird. Dem Inverter lNV2 kommt die Funktion des Inverters INV aus Fig. 1 und 2 zu. Ober Widerstände R1 bzw. R) wird das Signal an das Gate der Transistoren S1, S, geführt, Die Einstellung der Schaltströme bz. deren Begrenzung erfolgt durch entsprechende Wahl der Widerstände R15 und Rli bzw. R,0 und R22. Damit die Umladeströme der Gate-Kapazitäten nicht über R1 bzw K2 fliessen, liegt das Bezugspotential der Treiberstufen direkt an Source-Anschluss der MOSFET Transistoren S2, S1, wo auch je ein Abblockkondensator C8 bzw. C9 angreift. Um ein überlappendes Schalten der Transistoren 2 > S1 zu vermeiden, wird das Einschalten mittels RC-Glieder R14, C5 bzw. R19, C6 verzögert, sodass eine ausreichend grosse Tot eit entsteht. Die Dioden D4 bik. D5 führen dabei u unterschiedlichen Zeitkonstanten beim Aufladen bw. Entladen der Nondensatoren C5 bw. Cb. Die Vorgabe des Bezugssignals erfolgt mittels eines nicht darges-tellten Mikroprozessors, der über binär gewichtete Widerstände R9, R10, R11, R12 den Arbeitspunkt am invertierenden Eingang des Komparators K einstellt. Dank der 16 möglichen Werte Wann eine quasi-analoge Ansteuerung itit beliebigen Kurvenformen erzielt werden. Der Kondensator C7 geringer Kapazität im Rückkopplungszweig des Komparators K soll einen raschen Spannungsanstieg gewähr- leisten, seine Verwendung ist in Hinblick auf die unerwünschten Eingangskapazitäten des Komparators zweckmässig. Der Widerstand R26 dient zur Festlegung des Arbeitspunktes am nicht invertierenden Eingang des Komparators , C12 ist ein Siebkondensator. Die Serienschaltung R24 + C10 bzw. R25 + C11 parallel zu den Halbwicklungen L. bzw. L1 dient zur Vernichtung von Uberschwingspitzen heim Abschaltvorgang. In der Schaltung T5, D8, C13, R27, R28, R29 ist der Transistor T5 gesperrt, solange die Betriebsspannung unterhalb eines bestimmten Wertes liegt. In diesem Fall wird über Dioden D7 erreicht, dass die Schalter S1, S2 gesperrt bleiben, die Schaltung somit unterhalb einer Mindestbetriebsspannung nicht arbeitet. Fig. 5 erläutert das Prinzip einer Ausführung der Erfindung mit einer besonderen Schutzschaitung für die Endstufen. Die Halbwicklungen L1, L7 einer Phase des Schrittmotors liegen je über einen gesteuerten Schalter S1, Sr2, z.B. über je einen Feldeffekttransistor, an der Motor-Speise- spannung +U3. Die Ansteuerung der gesteuerten Schalter er folgt über Ansteuerschaltungen A1, A2, die den weiter oben beschriebenen entsprechen. Den Ansteuerschaltungen können z.B. mittels eines nicht gezeigten Mikroprozessors dargestellte Beugssignale U @, llstn zugeführt werden. st1 st2 Die mit den Endstufenschaltern S1, S2 verbundenen Enden der Motorwicklungen L1, L2 sind je über eine Diode D9, D10 mit der gegen Masse (bzw. den anderen Pol der Motor-Speise- spannung) geschalteten Serienschaltung einer Zenerdiode D11 (UR1) und eines Messwiderstandes RM verbunden. Das an dem Messwiderstand RM gegen Masse anfallende Messsignal Up ist einem Engang, bei der gewählten Spannungspolarität dem Invertierenden Eingang, eines Komparators Es ugeführt. An dem anderen, nicht invertierenden Ei:: gang des Komparators K3 liegt eine Bezugsspannung UR2, die .1.. in einfacher Weise mittels eines Spannungsteilers von der Betriebsspannung UB abgeleitet sein kann, Das Ausgangssignal des Komparators K3 ist als Sperrsignal Usp Sperreingängen @1 bzw. E2 der Ansteuerschaltunger A1 bzw. A2 zugeführt. Die Schaltung nach Fig.5 arbeitet in folgender Weise. Im normalen Betrieb treten an den Wicklungen L1, L2 Spannungen auf, die keine Gefährdung für die Schalter S1, S2 darstellen. Die Zenerdiode D11 ist so dimensioniert, dass sie bei Vorliegen solcher Spannungen gesperrt bleibt. Anomale Betriebszustände, wie z.B. Unterbrechungen in den Wicklungen L1 oder L2, können jedoch zu Uberspannungen führen, die eine zerstörung der Endstufenschalter S1, S2 zur Folge hätten. Treten derartige überspannungen an einem der Schalter S1, S2 auf, so wird die enerdiode D11 über eine der Dioden Dg, D10 leitend und an dem Messwiderstand RM entsteht ein Spannungsabfall, hier als Messsignal Up bezeichnet, wodurch die Spannung am invertierenden Eingang des Komparators K3 steigt. Sobald an diesem Eingang die Bezugsspannung UR2 am nicht invertierenden Eingang überschritten wird, ändert sich die Ausgangsspannung des Komparators sprunghaft. Die Ausgangsspannung wird als Sperrsignal Usp den Sperreingängen E1, E2 der Ansteuerschaltungen A1, A2 zugeführt, wodurch beide Schalter S1, S2 gesperrt werden. Zu der beschriebenen Prinzipschaltung ist anzumerken, dass sie aus Gründen der Übersichtlichkeit auf die im Zusammenhang mit der Erfindung wesentlichen Schaltelemente beschränkt ist und auch nur die hälfte der Ansteuerschaltung eines zweiphasigen Unipolar-Schrittmotors darstellt. Um die Sperre der Schalter S S, genügend lange aufrecht zu erhalten, kann der Signalweg der Sperrspannung in bekannter Weise mit zeitbestimmenden RC-Gliedern versehen sein oder über ein durch ein äusseres Rückstellsignal ansteuerbares Flip-Flop od.dgl. geführt sein. Nähere Details einer praktisch ausgeführten Schaltung, die auch in besonderer Weise für eine genügend lang dauernde Aufrechterhaltung des Sperrzustandes ausgelegt ist, sind in Fig. b dargelegt. Die in Fig. U dargestellte Schaltung entspricht - abgesehen von der Schutzschaltung - im wesentlichen der in Fig. 4 beschriebenen Schaltung, die zur sinusförmigen, um 900 verschobenen Ansteuerung der beiden, je aus zwei Halbwicklungen bestehenden Phasen eines 2-Phasen-Unipolar-Schrittmotors gedacht ist. Der Schaltungsteil zur Ansteuerung der zweiten Phase ist auch hier aus Gründen der Vereinfachung nicht gezeigt, da die Schaltung hinsichtlich der beiden Phasen völlig symmetrisch aufgebaut ist. Als gesteuerte Schalter dienen zwei MOSFET-Transistoren S1, S2 Die beiden Halbwicklungen L1, L2 einer Motorphase liegen mit ihren einen Wicklungsenden über eine Diode D280 und eine Drossel L20 an der Betriebsspannung +U; die anderen Wicklungsenden sind über die Transistorschalter Sl, Si und je einen Stromfühler-Widerstand R281, R282 an Masse GND gelegt. Ein der Diode Du nachgeschalteter Kondensator C280 erhöht den Wirkungsgrad der Schaltung, er entspricht dem Kondensator C1 nach Fig. 2 und 4. Das an den Widerständen R281, R282 auftretende Differenzsignal wird über RC-Glieder R217, C210 bzw. R218, C211 und Entkopplungswiderstände $228, $229 den Eingängen eines Komparators K1 zugeführt, dessen Ausgangssignal über einen Inverter INV4 und eine komplementäre Treiberstufe T201, T202 dem Transistorschalter S1 bzw. über einen Inverter INV6, einen Inverter INV5 und eine komplementäre Treiberstufe T203, T04 dem Transistorschalter Si zugeführt wird. Wie bereits erwähnt, erfolgt die Vorgabe des Bezugssignals, dem letztlich der Magnetisierungsstrom in den Motorwicklungen folgen soll, mittels eines nicht dargestellten Mikroprozessors, der über binär gewichtete Widerstände R245 bis R248 den Arbeitspunkt an den Eingängen des Komparators K1 einstellt. Die Widerstände R241 bis R245 sind sogenannte "Pull-Up" Widerstände, die den Ausgang des Mikroprozessors entlasten. Der mit SMA bezeichnete Ausgang signalisiert dem Mikroprozessor den Status der Endstufe (ein- oder ausgeschaltet). Im folgenden wird der erfindungsgemässe Teil der Schaltung nach Fig. b näher erläutert. Das Potential an den mit den Schaltern S1, S, verbundenen Enden der Wicklungen L1, L, wird über die Trenndioden D9, D10 der gegen Masse geschalteten Serienschaltung der Zenerdiode D11 (UR1) und des Messwiderstandes RM zugeführt. Die mit a bezeichnete Leitung führt in nicht gezeigter Weise gleichfalls über Dioden zu den Wicklungsenden der zweiten Motorphase (nicht dargestellt). Bei einer Motor-Speisepannung von UB=12 V wird beispielsweise eine Diode- D11 mit einer Zenerspannung von 64 V und ein Widerstandswert für RM von 500 mOhm gewählt. Das an RM anfallende Messsignal Up wird über einen Widerstand R261 dem invertierenden Eingang eines Komparators K3 zugeführt. Dieser Eingang liegt überdies über einen Widerstand R259 an der Betriebsspannung +UB und über einen Kondensator C224 an Masse. Über einen Widerstand R260 erhält der Komparator K3 seine Speisespannung, wobei ein Siebkondensator C223 vorgesehen ist. Der nicht invertierende Eingang des Komparators liegt über den Spannungsteiler R263, R264 an der über die Zenerdiode D210 verminderten Betriebsspannung +U. Iiiedurch ist an dem nicht invertierenden Eingang des Komparators K eine Bezugsspannung UR2 vorgegeben. Als beispielsweise Dimensionierung sei angegeben: R259 = 33 kOhm, R261 = 1 kOhm, R263 = 12 kOhm, R264 = 1 kOhm, Uz (D210) = 5,6 V, C 224 = 4,7 nl, R260 = 15 Ohm, C223 = 100 nF. Im Gegenkopplungszweig des Komparators K3 liegt ein Serien-PC-Glied R262, C225 (22kOhm, 470 nF). Es ist weiters ein zweiter Komparator K4 vorgesehen, von dessen invertierenden Eingang ein Widerstand R267 eines gleichfalls über die Zenerdiode D210 an der Betriebsspannung liegenden Spannungsteilers R266, R267 gegen Masse gelegt ist. Parallel zum Widerstand R267 liegt ein Kondensator C227 Hiedurch ist an diesem Eingang eine Bezugsspannung UR3 gebildet. Der nicht invertierende Eingang des Komparators K4 liegt einerseits über einen Widerstand R265 und die Zenerdiode D210 an der Betriebsspannung +UB und andererseits über die Serienschaltung eines Widerstandes R2bs und eines Kondensators C228 an Masse. Über eine Diode D209 ist der nicht invertierende Eingang des Komparators K4 mit dem Ausgang des Komparators K3 verbunden. Im Gegenkopplungszweig des Komparators K4 liegt ein Kondensator C226. Zur beispielsweisen Dimensionierung sei angegeben: R266 = l,2 kOhm, R267 = 12 kOhm, C227 = 47 nF, R265 = 56 kOhm, R268 = 680 Ohm, C228 = 4,7 F, C226 = 47 pF Die Ausgangssignale U'sp des Komparators K3 bzw. U"sp des Komparators K4 werden über Widerstände R270 bzw. R271 der Basis eines p-n-p Transistors T209 zugeführt. Im Kollektor- kreis dieses Transistors liegen in Serie zwei Widerstände R,57 und R258, wobei der letztgenannte Widerstand von einem Kondensator C221 überbrückt ist. Zwischen Basis und Emitter liegt ein Widerstand R269. Der Kollektor ist über Dioden D202 bzw. D204 an die Eingänge der Inerter INV4 bzw. 5 gelegt. Die mit b be;eichnete Leitung führt in analoger weise zu Invertereingängen der nicht geeigten Ansteuerschaltung der zweiten Motorphase. Der Transistor T209 dient als Schaltstufe mit einer ODER-Verknüpfung der beiden Signale U'sp und U"sp am Eingang. Am Ausgang tritt das Signal Usp auf. Eine beispielsweise Dimensionierung der hier verwendeten Schaltelemente lautet: R269 = R270 = R271 = 33 kOhm, R257 = 6,2 kOhm, R258 = 3,6 kOhm, C221 = 220 pF. Die beschriebene Schutzschaltung arbeitet folgendermassen: Bei Au±treten einer Überspannung an einer der Wicklungen L1 L2, bzw. der nicht dargestellten Wicklungen der zweiten Motorphase wird die Zenerdiode D11 über eine der Trenndioden Dg, D10 leitend und an dem Messwiderstand RM tritt eine positive Messspannung Up auf, wodurch das Potential am invertierenden Eingang des Komparators N3, an dessen nicht invertierenden Eingang eine Spannung von etwa +0,5 V liegt, ansteigt und der bis dahin auf positivem Potential gelegene Ausgang des Komparators gegen Null absinkt, was dem Auftreten des Sperrsignales U'sp entspricht. Der Transistorschalter T209 wird leitend, wodurch die Eingänge aller Inverter INV4, INV5 (und der beiden nicht dargestellten Inverter der zweiten Schaltungshälfte) annähernd auf das Potential der Betriebsspannung +UB gehoben werden, wodurch alle Leistungsschalter S1, S2 etc. der Endstufen abschalten. Nach Fortfall der Überspannung nimmt der Ausgang des Komparators K in einem durch die Zeitkonstante des RC-Gliedes R,6r, C225 (etwa 25 ms) und die Schaltschwellen des Komparators (Umschwingei t etwu 10 ms) bestimmten Verlauf wieder positives Potential an. Da Dberspannungen üblicherweise nur kurzzeitig auftreten, würden nach Wegfall einer Spannungsspitze entsprechend der Zeit- konstanten R262 . C225 rasch sämtliche Schaltstufen wieder betriebsbereit sein, was aus Sicherheitsgründen jedoch unerwünscht ist. Aus diesem Grund ist der Komparator K4 vorgesehen, der zusammen mit seiner Beschaltung für eine weitere Verzögerung des Sperrsignales sorgt. Sohald der Ausgang des Komparators K gegen Null geht, wird auch der nicht invertierende Eingang des Komparators K4 gegen das Nullpotential gezogen, sodass auch der Ausgang des Komparators K4 das Nullpotential annimmt. Gleichzeitig wird der zuvor aufgeladen gewesene Kondensator C228 über R268 und die Diode D209 entladen. Wenn nach Wegfall einer Überspannung der erste Komparator K3 wieder seinen Ausgangszustand einnimmt, wird der Kondensator C228 über die Widerstände R268 + R265 wieder aufgeladen. Da der Wert des Widerstandes R265 wesentlich grösser ist als jener des Widerstandes R2 68 > erfolgt das Aufladen entsprechend langsamer als das Entladen, bis die Schaltschwelle des zweiten Komparators K4 wieder erreicht ist. Die Zeitkonstante von K4 beträgt etwa 260 ms, die ugehörige Aufladezeit etwa 600 ms. Für die Entladung wirksam ist eine Entladezeitkonstante von etwa 3 ms (ca 1/3 der Umschwingzeit von K3). Nun steigt das Potential am Ausgang des zweiten Komparators K4 wieder gegen tUB und der Transistor T209 sperrt. Die Endstufen können wieder arbeiten, solange nicht erneut eine Überspannung auftritt. Die Schaltung eist als weitere Besonderheit auch einen Schutz gegen einen unzulässigen Abfall der Betriebsspannung auf, was im folgenden erläutert wird. Am invertierenden Eingang Jes ersten Komparators K liegt, definiert durch R259 + R261 (R280 ist klein gegen R259 und R261), ein Bruchteil der Betriebsspannung tU. Die Zenerdiode D210 versorgt den Spannungsteiler R263, R264, welcher die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Komparators K3 festlegt. Bei der beispielsweisen Dimensionierung liegt am invertierenden Eingang bei normaler Betriebsspannung +UB = 12 V eine Spannung von 12/(33 + 1) # 0,35 V und am nicht invertierenden Eingang eine Spannung von (UB - UZ)/(1 + 12) = (12 - 5,6)/13 0,5 V. Daraus ergibt sich, dat bei einem Abfall von UB auf z.B. 6 V die Spannung am invertierenden Eingang auf etwa 0,18 V und jene am nicht invertierenden Eingang atif etwa 50 m absinkt, was jedoch eine Umkehr der Polarität an den beiden Eingangen des ersten Komparators K - bezogen auf normale Betriebs spannung bedeutet. Das Potential am Ausgang des Komparators K3 sinkt gegen Null und über den Schalttransistor T209 werden die Endstufen abgeschaltet. Der zweite Romparator K4 erfüllt hier die gleiche Funktion, wie im Zusammenhang mit dem Abschalten bei Überspannung beschrieben. Auf diese Weise wird bei zu starkem Absinken der Betriebsspannung ein undefiniertes Schalten des Schrittmotors vermieden.

Claims: Patentansprüche 1. Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Unipolar Schrittmotors mit zwei Halbwicklungen je Phase, bei welchem jede Halbwicklung jeder Phase in Serie mit einem gesteuerten Schalter an der Motor-Speisespannung liegt, sowie mit einem Stromfühler für den Motorstrom, dessen Ausgang einem Komparator zugeführt ist und das Ausgangssignal des Komparators zur Steuerung des Motorstromes herangezogen ist, dadurch gekennzeichnet, dass jede Serienschaltung Halbwicklung tL1, L2) - Schalter (S1, S2) einen Stromfühler, insbesondere einen Serienwiderstand (R1, R,3 aufweist, die Ausgänge der Stromfühler je mit einem der beiden Eingänge des Komparators (K) verbunden sind, wobei einem der Eingänge ein Bezugssignal (U5 > I) zugeführt ist und der Ausgang des Komparators (K, mit den Steuereingängen der bezüglich eines Steuersignales gegenphasig schaltenden gesteuerten Schalter (St, S,) verbunden ist. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu der Parallelschaltung der beiden Serienschaltungen erste Halbwicklung (L1) - erster gesteuerter Schalter (S1) bzw. zweite Halbwicklung (L2) - zweiter gesteuerter Schalter (S2) ein Kondensator (C1) liegt und dieser über eine Diode (D1) an die Speisespannung (Um) des Motors gelegt ist. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die an den Serienzçiderständen liegende, dem Wicklungsstrom proportionale Spannung über Ent kopplunos- bzw. Spannungsteilerwiderstände (R3, R4i den Eingängen des Komparators (K) zugeführt ist. 4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Bezugssignal (U@) über ein Entkopplungs- bzw. Spannungsteilernetzwerk (Rs, R6, R7) einem Eingang des Komparators (K) zugeführt ist. 5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Festlegung der Schalthysterese im Rückkopplungszweig des Komparators ein RC-Glied (R5, C2) vorgesehen ist. 6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die an den gesteuerten Schaltern (S1, S2) liegenden Enden der Motorwicklungen (L1, L2) über Dioden (D9, D10) an eine gegen Masse geschaltete Serienschaltung einer Referenzspannungsquelle (UR1), vorzugsweise einer Zenerdiode (D11), und eines Messwiderstandes (RM) gelegt sind, wobei das Messsignal (UpJ des Messwiderstandes (RM) einem Eingang eines komparators (K3) zUgeführt ist, an dessen anderen Eingang eine Bezugsspannung (UR2) gelegt ist, und dass das Ausgangssignal des Komparators (K3) als Sperrsignal (U5p) Sperreingängen (E1, E2) der Ansteuerschaltungen (Aa, A) der Endstufenschalter (S1, S2) zugeführt ist. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Komparator (K4) vorgesehen ist, dessen einem (nicht invertierendem) Eingang die Ausgangsspannung (Usp) des ersten Komparator (K3) zugeführt ist, wobei dieser Eingang über die Serienschaltung eines Widerstandes (R268) und eines Kondensators (C228) an Nlasse liegt, sowie über einen Widerstand (R265) an die Betriebsspannung (+Ub) gelegt ist, wogegen an dem anderen (invert ierenden) Eingang des zweiten Komparators (K4) eine Bezugsspannung (IIR) gelegt ist und dass die Ausgangsspannung (U'sp) des ersten Komparators (K3) und die Ausgangsspannung (U"sp) des zweiten Komparators (K4) einer ODER-Schaltung (R270, R271, T209) zugeführt sind, deren Ausgangssignal (Usp) den Ansteuerschaltungen (T201, T202, INV4, ....; T203, T204, INV5, ....) als Sperrsignal Ù ) zugeführt ist. sp 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch in oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Komparator (K3) in seinem Gegenkopplungszweig ein Serien-RC-Glied (R262, R225) aufweist. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante des mit der Betriebsspannung ernaen, an dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators (K4) liegenden Widerstandes (R265) und des Kondensators (228) gro ist gegen die Zeithonstante des ersten Komparator (K3). 10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche he - bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des Widerstandes (R268) der Serienschaltung (R268, C228) am nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparator (E ein ist gegen den Wert des -ur Betriebsspannung führenden Widerstandes (R265) an diesem Eingang. 11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Bezugsspannung (UR2) des erst.. komparators (K3) von einem Spannungsteiler (R263, R264) gebildet ist, der an Masse bzw. über eine Zenerdiode (D210) an der Betriebsspannung (+UB) liegt, wobei diese Zenerdiode (D210) übeidies mit einem die Bezugsspannung (UR3) des zweiten Komparators (K4) bildenden Spannungsteiler (R266, R267) und mit dem zum nicht invertierenden Eingang dieses Komparators führenden Widerstand (R265) verbunden ist.

Inventors: AUGESKY, CHRISTIAN, DIPL.-ING.
Applicants: VOEST-ALPINE AUTOMOTIVE GESELLSCHAFT MBH
Application year: 1985
Main classification: H02P8
IPC codes: H02P8