MODULATOR CIRCUIT REALIZED AS A SWITCHED CAPACITOR FILTER

Abstract: 1. Modulator circuit realized as a switched capacitor (SC) filter, which is driven by a modulation clock (vphi M , ~v~p~h~i M ), comprising switches, capacitors and at least one operational amplifier (3) whose non-inverting input (5) is connected to a reference potential (1'), and in which an SC integrator driven by two different clock phases (vphi, ~v~p~h~i) is formed with the operational amplifier (3), and in which there is furthermore upstream of the inverting input (5) of the operational amplifier (3) an SC network which consists of a capacitor (6) which is charged during the integrator or network clock phase (vphi), and which delivers its charge during the modulation clock phases (vphi M or ~v~p~h~i M ) with opposite signs to the integration capacitor (7) associated with the operational amplifier (3), characterized in that the capacitor (6) to be charged during the integrator or network clock phase (vphi) is connected downstream of the input terminal (1, 1'), with intermediate connection of series arm and shunt arm switches (13, 14), in that following this capacitor (6) is a switch network (15, 16, 17, 18) which delivers the network clock phases (vphi and ~v~p~h~i) in an alternating manner in the rhythm of the modulation clock (vphi M and ~v~p~h~i M ) to a shunt arm switch (9) and series arm switch (10) respectively, and in that the series arm switch (10) is connected to the inverting input of the operational amplifier, in that provided in the filter output is a switch (11) which is followed by the output terminals (2, 1'), and in that the integration capacitor (7) and an attenuation capacitor (8) are switched between the output (23) and the inverting input (5) of the operational amplifier (3).

Description: Als Schalter-Kondensator- (sc )-Filter' ausgebildete Modulatorschaltung Die Erfindung betrifft eine als Schalter-Kondensator (SC)-Filter ausgebildete Modulatorschaltung, die mit einem Modulationstakt betrieben wird, bestehend aus Schaltern, Kondensatoren und wenigstens einem Operationsverstärker, dessen nichtinvertierender Eingang auf einem Bezugspotential liegt. Schalter-Kondensator-Filter sind unter anderem aus dem Aufsatz "Bilinear SC-Ladder Filters" in der Zeitschrift IEEE Trans. Cas Vol 28, Seiten 811 bis 822, August 1981, von den Autoren M.S. Lee, G.C. Temes, C. Chang und M.B. Ghaderi beschrieben worden. Auch sind spezielle Schalter-Kondensator-Filter aus der DE-PS 30 01 969 bekannt. In dieser Patentschrift sind Beispiele dafür angegeben, z.B. Spulen und Pärallelresonanzkreise durch Schalter-Kondensator-Anordnungen zu realisieren. Es handelt sich also bei diesen SC-Schaltungen um solche Schaltungen, die nicht zeit kontinuierliche Analogsignale im eigentlichen Sinne verarbeiten, sondern zeitdiskrete Signale, die in Form von Abtastproben vorliegen, wobei die Abtastproben im Rhythmus einer Taktfrequenz fs erzeugt werden und über die Beziehung T = 1/fs wird dementsprechend T die Taktperiode genannt. Schaltungen zur Erzeugung solcher Abtastproben sind für sich bekannt, so dass sie an dieser Stelle nicht im einzelnen erläutert werden müssen. Es ist Jedoch auch im folgenden davon auszugehen, dass der dargestellten Schaltung solche Abtastschaltungen Jeweils vor- bzw. nachgeschaltet sein können, so dass es also einerseits gelingt, aus einem Analogsignal entnommene Abtastproben der Filterschaltung eingangsseitig zuzuführen und die ausgangsseitig zur Verfügung stehenden Signale wieder in zeitkontinuierliche Analogsignale umzuwandeln. Der wesentliche technische Vorteil solcher Filter ist darin zu sehen, dass Spulen durch aktive Schaltelemente und Kondensatoren nachgebildet werden, so dass sie sich zur monolithischen Integration von grösseren Filterschaltungen eignen. Als Verstärker werden dabei überwiegend die bekannten Operationsverstärker eingesetzt und es wird dabei angestrebt, einerseits eine möglichst geringe Anzahl von Schaltelementen anwenden zu müssen und andererseits auch die Stabilität solcher Schaltungen zu gewährleisten. Die Realisierung der Kondensatoren erfolgt in der Regel nach Art der sogenannten MOS-Technologie (Metall-Oxids iliz ium-Te chno- logie) und auch die Realisierung von Schaltern mit Hilfe von integrierten Schaltungen, denen zu vorgebbaren Taktphasen Schaltspannungen zugeführt werden, ist für sich bekannt. Wegen der Möglichkeit, die Schaltungen in integrierter Form aufzubauen, wird man auch daran denken, Modulatorschaltungen in einer solchen Weise mit dem Filter zu verschalten, dass auch derartige Cesamtschaltungen einem integrierten Aufbau zugänglich sind. Die Modulatorschaltungen müssen dabei ebenfalls in einem bestimmten SchalttaktCTrägerfrea#enz > geschaltet, also getaktet werden, wodurch wiederum Störspannungen entstehen, die das zu verarbeitende Wechselsignal in nachteiliger Weise beeinflussen. Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, Filterschaltungen anzugeben, bei denen einerseits die Modulatoranordnung unmittelbar in die integrierbare Filterschaltung einbezogen ist, und bei denen die bekannte an sich störende Offsetspannung des Operationsverstärkers am Ausgang der Modulatorschaltung nur als Gleichspannung erscheint, und somit nicht mehr als Trägerrest das Wechselsignal stört. Für die einleitend genannten SC-Filterschaltungen wird diese Aufgabe erfindungsgemäss in der Weise gelöst, dass mit dem Operationsverstärker ein mit zwei unterschiedlichen Taktphasen betriebener SC-Integrator gebildet ist, und dass dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ein SC-Netzwerk vorgeschaltet ist, das aus einem während der Integrator bzw. Netzwerk-Taktphase geladenen Kondensaotr besteht, der seine Ladung während der Modulationstaktphasen mit entgegengesetztem Vorzeichen an den dem Operationsverstärker zugeordneten Integrationskondensator abgibt. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben. Anhand der Figuren 1 und 2 wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert. Es zeigen in der Zeichnung Fig. 1 ein Taktschema für Netzwerk- und Modulations taktphasen (#, 7 und aMsW sowie deren zeitliche Zuordnung; Fig. 2 ein Schaltungsbeispiel. In der beigefügten Figur 2 ist das Bezugspotential mit der Bezugsziffer 1 t versehen und man wählt in der Regel hierfür Massepotential, wie dies durch das zugehörige Massesymbol ebenfalls kenntlich gemacht wird. Eine Eingangsklemme ist mit 1 bezeichnet und es liegt also die Eingangs spannung U1 zwischen der Klemme 1 und Massepotential. Die Ausgangsspannung U2 kann zwischen der Ausgangsklemme 2 und Massepotential 1' abgenommen werden. In der Schaltung ist ferner ein Operationsverstärker 3 zu erkennen, dessen nichtinvertierender Eingang (n+n) mit der Bezugsziffer 4 und dessen invertierender Eingang ("-") mit der Bezugsziffer 5 bezeichnet sind. Zwischen dem nichtinvertierenden Eingang 4 und Massepotential ist symbolisch auch eine Spannungsquelle eingetragen, die die bei 0#erationsverstärkern bekanntlich auftretende Offset spannung "UOffn darstellt. Auf die Eingangsklemme 1 folgt ein Schalter 13 im Längszweig, dem ein weiterer Schalter 14 im Querzweig folgt. Es schliesst sich im Längs zweig dann ein Kondensator 6 an, der die Kapazität C hat. ufer einen weiteren Schalter 10 wird der invertierende Eingang 5 des Operationsverstärkers 3 und Der einen Schalter 9 Bezugspotential 1' erreicht. Am Ausgang 23 des Operationsverstärkers 3 liegt ein Schalter 11, dem die Ausgangsklemme 2 folgt. Zwischen dem Ausgang 23 des Operationsverstärkers 3 und dem nichtinvertierenden Eingang 5 liegt ein Integrationskondensatcr 7, der die Kapazität aC hat, also in einem zu bemessenden Verhältnis zum Kondensator C steht. Auf Bezugspotential geschaltet sind in diesem Zweig noch die Schalter 21 und 22. Dort liegt auch ein sogenannter Bedämpfungskondensator 8, dessen Kapazitätswert mit BC bezeichnet ist und der gewissermassen parallel zum Kondensator 7 geschaltet ist, wobei Jeweils die in der gleichen Taktphase 7 (siehe Fig. 1) geschalteten Schalter 19 und 20 dazwischen liegen. Die Schalter 21 und 22 werden während der Taktphase > geschlossen. Zwischen dem Kondensator 6 und dem Schalter 10 liegt ein nach Bezugspotential führender Schalter 9, dessen Schaltrhythmus wiederum über die Schalter 15 und 16 im Modulationstakt Nbzw. 7 gesteuert wird. Die Modulationstaktphasen #M bzw. #M liegen auch über die Schalter 17 und 18 am Schalter 10. Die Schalter 15, 16, 17 und 18 schalten in abwechselnder Reihenfolge die Taktphase #. bzw. 7 durch. Während der einen Netzwerktaktphase # schliessen im Ausführungsbeispiel also die Schalter 13, 21 und 22. Wahrend der Netzwerktaktphase w schliessen die Schalter 14, 11, 19 und 20. Die Schalter 9 bzw. 10 können während der Netzwerktaktphasen ¯ oder # geschlossen sein. Weiterhin werden die Netzwerktaktphasen > noch den Schaltern 15 und 17, die Taktphasen 7 den Schaltern 16 und 18 zugeführt. Diese Schalter werden mit der Modulatortaktphase aM bzw. BM gesteuert. Durch diese Art der Schaltung wird somit eine Modulation erreicht und die Ausgangsspannung U2 enthält in an sich bekannter Weise alle bei einer Modulation entstehenden Seitenbänder, von denen Jeweils das für die Weiterverarbeitung gewünschte Band durch Filterschaltungen ausgesiebt werden muss. Bezüglich der Wahl der Taktphasen sei auf folgendes hingewiesen. Die Taktphasen ¯ und 7 müssen selbstverständlich so gewählt sein, dass sie sich nicht überlappen. Entsprechend gilt das auch für die Modulatortaktphasen bzw. Bei der dargestellten Schaltung wird also gewissermassen folgendes erreicht. Ein Schalterkondensatorfilter und ein Modulator sind miteinander so verschaltet, dass mit dem zugehörigen Operationsverstärker ein Integratornetzwerk gebildet wird. Weiterhin ist dem Operationsverstärker ein SC-Netzwerk vorgeschaltet, in dem ein Ladekondensator vorhanden ist, der im Beispiel mit der Bezugsziffer 6 bezeichnet ist, und der während der Integrator- bzw. Netzwerktaktphase ¯ geladen wird. Durch die Modulatortaktphasen aM bzw. BM wird der SC-Integrator zwischen nichtinvertierendem und invertierendem Betrieb umgeschaltet. Dabei wird entweder die Ladung des Kondensators 6 während der Taktphase 7 auf den Integrationskondensator 7 übertragen bzw. während der Taktphase ¯ unmittelbar der Ladestrom des Kondensators 6 auch über den Kondensator 7 geleitet. Vorteilhaft ist es, wenn die Integrator- bzw. Netzwerktaktfrequenz fs ein geradzahliges Vielfaches der Modulationstaktfrequenz 9 ist. Der Kondensator 8 mit der Kapazität BC und die zugehörigen Schalter haben die Eigenschaft, dass der Kondensator 8 gewissermassen als Bedämpfungsnetzwerk wirkt und der Integrationskondensator 7 teilweise entladen wird. In der beschriebenen Anordnung sind also wie bereits erwal: Modulator und SC-Filter aufeinander abgestimmt und auch der Integrator miteinbezogen, so dass nur noch ein Operationsverstärker benötigt wird. Für eine sehr hohe Leerlaufverstärkung des Operationsverstärkers erhält man: EMI6.1 + off (1+1/ss) Hierbei ist z die Funktionsvariable und a und ss die mit den Kondensatoren 6, 7 und 8 bereits erläuterten Kapazitätsverhältnisse. Das vom abgetasteten Eingangssignal herrührende Ausgangssignal wechselt, wie gewünscht, das Vorzeichen. Die Offsetspannung des Operationsverstärkers 3 erscheint Jedoch unabhängig von der Modulationstaktphase als Gleichsignal am Ausgang. Die angegebene Formel zeigt auch, dass sich eine ideale Basisbandunterdrückung ergibt und dass keine Trägerreste in der Ausgangsspannung UZ enthalten sind. Bezüglich der gewählten Taktphasen sei noch folgendes erwa¯hnt. Beim analogen Modulator tritt an dessen Ausgang eine unbegrenzte Zahl von umgesetzten Frequenzbändern auf, deren Amplitude mit 1 /n abnimmt Der mit der Frequenz fs getaktete zeitdiskrete Modulator hat dagegen - als zeitdiskretes System - ein mit f5 periodisches Spektrum. Es kann aus der Uberlagerung (aliasing) der Jeweils fs/2 breiten Teilbänder des Spektrums vom analogen modulierten Signal gewonnen werden. Wählt man für fs ein gerades, ganz zahliges Vielfaches der Modulatorfrequenz fM, dsh. fs = 2K fM, K ganzzahlig, dann werden die Teilbänder frequenzrichtig überlagert. Ein weiterer Vorteil bei dieser Wahl liegt darin, dass die Differenztöne n1fs+n2fM Vielfache von fM sind und deshalb nicht ins umgesetzte Nutzband fallen können. Darüber hinaus lässt sich die Zusammenfassung von Modulator und SC-Filter für beliebige Filtergrade durchführen, derart dass die beschriebene Schaltung (Fig.2) den Eingangsintegrator des höhergradigen SC-Filters darstellt. 5 Patentansprüche 2 Figuren

Claims: Paterst;ansnrtiche 1. Als Schalter-Kondensator-(SC)-Filter ausgebildete Modulatorschaltung, die mit einem Modulationstakt (#M, #M) betrieben wird, bestehend aus Schaltern, Kondensatoren und wenigstens einem Operationsverstärker (3), dessen nichtinvertierender Eingang (5) auf einem Bezugspotential (1') liegt, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass mit dem Operationsverstärker (3) ein mit zwei unterschiedlichen Taktphasen (# #) betriebener SC Integrator gebildet ist, und dass dem invertierenden Eingang (5) des Operationsverstärkers (3) ein SC-Netzwerk vorgeschaltet ist, das aus einem während der Integratorbzw. Netzwerk-Taktphase (¯) geladenen Kondensator (6) besteht, der seine Ladung während der Modulationstaktphasen (#Mbzw. #M) mit entgegengesetztem Vorzeichen an den dem Operationsverstärker (3) zugeordneten Integrationskondensator (7) abgibt. 2. Schalter-Kondensator-Filter nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Integrator- bzw. Netzwerktaktfrequenzen (fs) ein geradzahliges Vielfaches der Modulationstaktfrequenz tfM) ist. 3. Schalter-Kondensator-Filter nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e je e n n z e i c h n e t , dass dem Operationsverstärker (3) ein Bedämpfungsnetzwe rk (8, 21, 22) zugeordnet ist. 4. Schalter-Kondensator-Filter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der während der Integrator-bzw. Netzwerktaktphase (¯) zu ladende Kondensator (6) unter zu ladende Zwischenschaltung von Längszweig- bzw. Querzweig Schaltern (13, 14) der Eingangsklemme (1, 1') nachgeschaltet ist, dass diesem Kondensator (6) ein Schalternetzwerk (15, 16, 17, 18) folgt, das im Rhythmus des Modulationstaktes t > M bzw. die Netzwerktaktphasen (# bzw. 7) dem Querzweigschalter (9) bzw. Längszweigschalter (10) alternierend zuführt, und dass der Längszweigschalter (10) an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers angeschaltet ist, dass im Filterausgang ein Schalter (11) vorgesehen ist, dem die Ausgangsklemmen (2, 1') folgen, und dass der Integrationskondensator (7) und der Bedämpfungskondensator (8) zwischen den Ausgang (23) und den invertierenden Eingang (5) des Operationsverstärkers (3) geschaltet sind. 5. Schalter-Kondensator-Filter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der SC-Integrator die Eingangs stufe eine Schalter-Kondensator-Filters höheren Grades bildet.

Inventors: BETZL, HERMANN, DIPL.-ING., NOSSEK, JOSEF A., DR.
Applicants: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT
Application year: 1984
Main classification: H03H19
IPC codes: H03C1, H03C5, H03H19