INVERTER FOR FEEDING DISCHARGE LAMPS

Abstract: 1. An inverter comprising two switches (T1, T2) which can be alternately rendered conductive, and comprising a load circuit arranged parallel to the first switch (T1) and connected via the second switch (T2) to a d. c. voltage source (Q), and consisting of the series arrangement of a reversible oscillatory capacitor (C10), a series resonant circuit composed of a choke (L1) and a capacitor (C9), and a discharge lamp (LP) equipped with heatable electrodes, where these electrodes are arranged in the load circuit and are connected to one another via the capacitor (C9) of the series resonant circuit, and comprising a control set (S) which supplies control voltages which alternately render the switches conductive, characterised by a burning voltage sensor (B) which monitors the burning voltage of the lamp (LP) and supplies an output signal dependent upon the burning voltage and fed to the control set (S) to determine the frequency of the control voltages which it supplies.

Description: Wechselrichter zur Speisung von Entladungslampen Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter gemäss Oberbegriff von Anspruch 1. Der Wechselrichter ist dabei einer bestimmten Lampenleistung angepasst, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters und die Induktivität der Drossel des Serienresonanzkreises bei dieser Betriebsfrequenz so bemessen sind, dass die Entladungslampe gerade den für ihre Nennleistung erforderlichen Strom erhält; dabei wird von einer ganz bestimmten Brennspannung ausgegangen. Seit einiger Zeit sind nun Entladungslampen gleicher Nennleistung auf dem Markt, die sich durch ihre Gasfüllung (früher nur Krypton, jetzt auch Argon) und damit auch durch ihre Brennspannung unterscheiden: Entladungslampen mit Argon-Füllung haben eine deutlich höhere Brennspannung. Sie würden daher mit einem für eine Krypton-Lampe ausgelegten Wechsel richter eine unzulässig hohe Leistung aufnehmen. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den Wech selrichter so auszulegen, dass er zur Speisung von Lampen gleicher Nennleistung unabhängig von ihrer Gasfüllung und damit von ihrer Brennspannung brauchbar ist. Die erfindungsgemässe Lösung dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 gekennzeichnet. Sie sorgt abhängig von der jeweils festgestellten Brennspannung für eine solche Be triebsfrequgnz des Wechselrichters, dass sich in Verbindung mit der konstanten Induktivität der Drossel des Se rienresonanzkreises gerade der erforderliche Lampenstrom einstellt. Der Steuersatz kann dabei einen Impulsgenerator haben, dessen Frequenz mit einer von der Brennspannung der Entladungslampe abgeleiteten Eingangsgrösse ansteigt: Bei entsprechender Auslegung dieser Kennlinie stellt sich dann automatisch die zur jeweiligen Brennspannung passende Frequenz und damit der erforderliche Lampenstrom ein. Abweichend davon kann aber auch die Frequenz des Impulsgenerators umschaltbar sein, abhängig von dem Erreichen bzw. Unterschreiten bestimmter Schwellwerte der Brennspannung. Meist ist vor Zündung der Entladungslampe eine ausreichende Vorheizung ihrer Elektroden erwünscht. Zu diesem Zweck ist es bekannt, die Betriebsfrequenz des Wechselrichters während einer Vorheizzeit soweit heraufzusetzen, dass sie einen genügenden Abstand von der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises hat, so dass die Spannung an der Lampe zur Zündung nicht ausreicht. Nach Ablauf dieser Vorheizzeit wird dann die Betriebsfrequenz herabgesetzt und soweit an die Resonanzfrequenz angenähert, bis die Spannung an der Lampe zur Zündung ausreicht. Zur Verbindung dieser bekannten Funktionen mit der Erfindung ist gemäss einer vorteilhaften Weiterbildung vorgesehen, zwischen dem Steuersatz und dem Brennspannungsfühler einen Auswerter anzuordnen, dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes zugeführt wird und der während einer mit der Einschaltung des Wechselrichters beginnenden Vorheizzeit und einer daran anschlie Senden Zündzeit die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers für den Steuersatz wirksam werden lässt. Während der durch das Zeitglied bestimmten Yorheiz- und Zündphase ist somit die Betriebsfrequenz des Wechselrichters nicht durch die Brennspannung sondern durch das Zeitglied bestimmt, das im einfachsten Fall ein RC-Glied oder eine monostabile Kippstufe ist. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Die Erfindung wird anhand der Figuren näher erläutert; es zeigen FIG 1 ein Blockschaltbild der Erfindung, FIG 2 die Abhängigkeit der Betriebsfrequenz des Wech selrichters während der einzelnen Betriebsphasen, FIG 3 ein besonders einfaches Ausführungsbeispiel der Erfindung und FIG 4 den Verlauf der Sägezahnspannung und die davon abhängige Verkürzung der Durchsteuerzeit Erhöhung der Frequenz - abhängig von der Bezugs spannung. Bei dem Ausführungsbeispiel nach FIG 1 sind die Schalter des Wechselrichters Feldeffektleistungstransistoren T1, T2, die in Reihe an der Gleichspannungsquelle Q liegen. Der Lastkreis mit einem Umschwingkondensator C10, der Entladungslampe LP und dem Serienresonanzkreis mit dem Kondensator C9 und der Drossel L1 liegt parallel zu T1, wobei der Kondensator C9 des Serienresonanzkreises zwischen den heizbaren Elektroden der Lampe liegt. Bei durchgesteuertem T2 liegt der Lastkreis an der Quelle Q und lädt sich in der folgenden Halbwelle über den durchgesteuerten T1 um. Zur abwechselnden Durchsteuerung der Transistoren T1 und T2 dient ein Steuersatz S mit einem Impulsgenerator g, der Steuerimpulse mit einstellbarer Frequenz erzeugt; diese werden über einen Impulsverteiler i abwechselnd auf die beiden Transistoren gegeben. Die Frequenz der Impulse des Generators g ist abhängig von dem Ausgangssignal des Auswerters A, der eingangsseitig an einen Brennspannunghfühler B und an ein Zeitglied Z mit zwei Ausgängen z1, 22 angeschlossen ist, und der im wesentlichen die Funktion hat, je nach Betriebsphase einen dieser Eingänge auf den Impulsgenerator g durchzuschalten. Nach dem Einschalten der Cleichspannungsquelle Q macht der Auswerter A den ersten Ausgang zl des Zeitgliedes Z wirksam, dessen Spannung zwischen den Zeitpunkt tu und t1 (Vorheizzeit) für die maximale Betriebsfrequenz fV sorgt: Siehe FIG 2. Bei dieser Frequenz kann die Lampe nicht zünden. Im Zeitpunkt t1 schaltet dann der Auswerter A gesteuert durch Z - auf den zweiten Ausgang z2 des Zeitgliedes um, der eine kleinere oder eine bis zum Zeitpunkt t2 stetig sinkende Spannung liefert: Die damit verbundene Absenkung der Betriebsfrequenz führt in die Nähe der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises und damit zur Zündung der Lampe. Nach dem Zeitpunkt t2 schliesslich schaltet der Auswerter auf den Brennspannungsfühler B um, so dass dann ein von der Brennspannung der Lampe abhängiges Ausgangssignal am Impulsgenerator liegt, das bei einer Argon-Lampe eine höhere Betriebsfrequenz fBA und bei einer Krypton-Lampe eine niedrigere Betriebsfrequenz FBK (punktierte Linie in FIG 2) zur Folge hat. Bei dem detaillierten Ausführungsbeispiel nach FIG 3 dient als Steuersatz im wesentlichen ein Sättigungstransformator L2, dessen Primärwicklung L21 in dem Lastkreis angeordnet ist und dessen Sekundärwicklungen L22, L23 an die Steuerstrecken der Transistoren Tl, T2 angeschlossen sind. Der Lastkreis und der Sättigungstransformator sind so bemessen, dass sich ohne die nachfolgend beschriebenen erfindungsgemässen Eingriffe die niedrigste in Betracht kommende Betriebsfrequenz, also die zur Speisung einer Krypton-Lampe, einstellt. Bei Betrieb dieses Wechselrichters mit einer Argon-Lampe (mit einer höheren Brennspannung) wird die Durchsteuerzeit von T2 mit Hilfe von Sperrtransistoren T3, T4 verkürzt, durch die die Steuerstrecke von T2 kurzgeschlossen wird. Hierzu liegt der Emitter von T4 an einem Synchronisierkondensator C3, der über einen Vorwiderstand R2 an die Gleichspannungsquelle Q und über einen Vorschaltkondensator C2 an die Schaltstrecke des vorzeitig zu sperrenden Transistors T2 angeschlossen ist. Der Verlauf der Sägezahnspannung Uc3 am Emitter des Sperrtransistors T4 ist in FIG 4 dargestellt. Die Basis von T4 liegt an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R3, R4 und einem Vergleichskondensator C4, an dem eine in ihrer Grösse steuerbare Bezugsspannung auftritt. Hierzu ist C4 einem Steuertransistor T5 parallel geschaltet und ferner über R5 an eine Hilfsspannungsquelle angeschlossen, die von einem Kondensator C5 gebildet wird, der über eine Ladediode D4 dem Synchronisierkondensator C3 parallel liegt. Sperrtransistor T4 wird immer durchgesteuert, wenn die Sägezahnspannung UC3 grösser als die Bezugsspannung Uc4 wird (FIG 2): Bis zum Zeitpunkt t2 ist Transistor T2 gesperrt und T1 leitend; letzterer wird zu diesem Zeitpukt durch den Sät- tigungstransformator L2 zugesteuert. Die Induktivitäten des Lastkreises treiben dann den Laststrom in gleicher Richtung weiter über die Gleichspannungsquelle Q und die beiden Kondensatoren C3 und C2, die damit umgeladen werden. Dabei wird der Emitter von T4 negativer als seine Basis und dieser Transistor und damit T3 gesperrt: Infolge dessen kann der von L23 gelieferte Steuerimpuls an T2 wirksam werden und diesen Transistor im Zeitpunkt t4 durchsteuern. Von da an werden die Kondensatoren C2 und C3 in Parallelschaltung (C2 über T2) über den Yorwiderstand R2 aufgeladen bis die Sägezahnspannung am Emitter von T4 grösser als die Bezugsspannung an dessen Basis geworden ist. Dann werden T3 und T4 durchgesteuert und Transistor T2 vorzeitig gesperrt. Der Strom des Lastkreises fliesst jedoch noch in gleicher Richtung weiter und zwar über die Rückstromdiode des Transistors T1 (bei MCS-FET-Transistoren integriert). Beim Nulldurchgang des Laststromes erzeugt dann der Sät tigungstransformator an L22 eine Durchsteuerspannung für Tl, über den dann der Entladestrom des Ueschwingkondensa- tors C10 in entgegengesetzter Richtung durch den Lastkreis fliessen kann. Die Zeitdauer dieser Halbwelle ist dabei von dem Sättigungstransformator abhängig und K - konstant; die Änderung der resultierenden Betriebsfrequenz wird in diesem Fall also nur durch Verkürzen der einen durch T2 bestimmten.Halbwelle erreicht. Für diese Verkürzung ist die Grösse der Bezugs spannung Uc4 an dem Vergleichskondensator C4 durch den parallel geschalteten Steuertransistor T5 unterschiedlich einstellbar. Die Steuerstrecke dieses Transistorsliegt hierzu einerseits an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R6 und R7 und über eine Zenerdiode D8 und einen Spannungsteiler R8, R9 an einem Kondensator C8, der sich über D9 bzw. DIG, C7 und R12 auf einenvon der Lampenspannung abhängigen Wert auflädt. R6 und R7 liegen parallel zu einem Kondensator C6, der über eine Entkopplungsdiode D6 an ein RC-Glied R1, Cl EMI6.1 angeschlossen ist und mit diesem über Widerstände R11, R10 und eine Elektrode der Lampe LP von der Gleichspan- nungsquelle Q aufgeladen wird. Die Spannung an C1 steuert dabei über die Schaltdiode D2 den Transistor T2 beim Einschalten des Wechselrichters an, verschwindet dann aber, da Cl über D1 und T2 entladen wird. Daher ist die Entkopplungsdiode D6 nach dem Anschwingen des Wechselrichters gesperrt: Der Steuertransistor T5 ist daher nach dem Anschwingen des Wechselrichters nur während einer kurzen Entladezeit des Kondensators C6 durchgesteuert, der mit den Widerständen R6 und R7 die Vorheizzeit bestimmt. Solange T5 auf diesem Wege durchgesteuert ist wird der Sperrtransistor T4 infolge der niedrigen Bezugs spannung UC4V in jeder Periode bereits im Zeitpunkt t51 (FIG 4) leitend und damit die über T2 fliessende Halbwelle verkürzt. Die daraus resultierende Erhöhung der Betriebsfrequenz hat eine entsprechend niedrige Spannung am Kondensator C4 parallel zu der Entladungslampe LP zur Folge, so dass diese nicht zünden kann. Im Zeitpunkt t1 in FIG 2 wird T5 zunehmend zugesteuert und damit steigt die Bezugs spannung an C4, so dass die über T2 fliessenden Halbwellen stetig länger werden, bis sich die resultierende Betriebs frequenz soweit der Resonanzfrequenz des Lastkreises genähert hat, dass die Lampe zündet. T3, T4 und T5 sind dann gesperrt und es stellt sich eine Betrieb-sfrequenz mit gleich langen Halbwellen ein, die ausschliesslich durch den Sättigungstransformator bestimmt ist und für den Betrieb einer Krypton-Lampe bemessen ist. In diesem Fall ist die an dem Kondensator C8 auftretende Spannung zu klein; um über die Zenerdiode D8 den Steuertransistor T5 wieder leitend steuern zu können. Wird dagegen an dem so bemessenen Wechselrichter eine Lampe gleicher Nennleistung mit Argon-Füllung angeschlos sen, so stellt sich - nach gleichartigem Ablauf der Vorheiz- und Zündphase - im Brennbetrieb eine höhere Brennspannung ein, die den Steuertransistor T5 über Zenerdiode D8 definiert aufsteuert, so dass sich an dem Vergleichskondensator C4 (infolge der Gegenkopplungsdiode D7 > eine für diesen Betriebsfall charakteristische Bezugsspannung UC4A einstellt, bei der die Sperrtransistoren T3, T4 bereits im Zeitpunkt t52 (FIG 4) durchgesteuert werden, was zu einer entsprechenden Verkürzung der über T2 fliessenden Halbwelle und damit zu einer Erhöhung der resultierenden Betriebsfrequenz führt. Diese¯Erhöhung ist so bemessen, dass die Lampe mit Argon-Füllung gerade den richtigen Betriebsstrom erhält. Die Spannung an dem Kondensator C8 wird zugleich zur Abschaltung des Wechselrichters bei dauernd zündunwilliger Lampe herangezogen: Erreicht diese Spannung einen durch die Überwachungseinrichtung U vorgegebenen Grenzwert, dann spricht diese an und schliesst den Anschwingkondensator C1 und die Steuerelektrode von Tl über D5 kurz. Die Ansprechschwelle dieser Überwachungseinrichtung liegt über der Spannung, die sich an C8 bei Betrieb des Wechselrichters mit einer Argon-Lampe einstellt. Ferner ist die Ladezeitkonstante von C8 so gross, dass die Uberwa- chungseinrichtung auch nicht während der Vorheiz- und der Zündphase ansprechen kann, es sei denn, die Lampe würde in der vorgegebenen Zeit (t1/t2) nicht zünden.

Claims: Patentansprüche 1. Wechselrichter mit zwei abwechselnd leitenden steuerbaren Schaltern (T1, T2), mit einem Lastkreis parallel zu dem ersten Schalter (T1), der über den zweiten Schalter (T2) an einer Gleichspannungsquelle (Q) liegt und aus der Reihenschaltung eines Umschwingkondensators (C10), eines Reihenresonanzkreises mit einer Drossel (los) und einem Kondensator (C9) und einer Entladungslampe (LP) mit heizbaren Elektroden besteht, wobei diese Elektroden in dem Lastkreis liegen und über den Kondensator (C9) des Reihenresonanzkreises miteinander verbunden sind, mit einem Steuersatz (S), der die Schalter abwechselnd durchsteuernde Steuerspannungen liefert, g e k e n n z e i c h n e t durch einen Brennspannungsfühler (B), der die Brennspannung der Lampe (LP) überwacht und ein von der Brennspannung abhängiges Ausgangssignal liefert, das dem Steuersatz (S) zugeführt wird und die Frequenz der von ihm gelieferten Steuerspannungen bestimmt. 2. Wechselrichter nach Anspruch 1, g e k e n n z e i c h n e t durch einen zwischen dem Steuersatz (S) und dem Brennspannungsfühler (B) angeordneten Auswerter (A), dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang (PN) des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes (Z) zugeführt wird, und der während einer mit der Einschaltung der Gleichspannungsquelle beginnenden Vorheizzeit (to/t1) und einer daran anschliessenden Zündzeit (t1/t2) die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers (B) für den steuer satz (S) wirksam werden lässt. 3. Wecheselrichter nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Auswerter (A) eine Sägezahnspannung (Vc3) mit einer Bezugsspannung (VC4') vergleicht und davon abhängig einen Sperrtransistor (T3, T4) steuert, der die Steuerspannung eines der Schalter (T2) des Wechselrichters beendet, wobei die Sägezahnspan- nung von einem Synchronisierkondensator (C3) abgegriffen wird, der über einen Vorwiderstand (R2) an der Gleichspannungsquelle (Q) liegt und über einen Vorschaltkondensator (C2) dem zu sperrenden Schalter (T2) parallel geschaltet ist. 4. Wechselrichter nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Bezugsspannung (Vc4) von einem Vergleichskondensator (C4) abgegriffen wird, dem ein Steuertransistor (T5) parallel liegt, dessen Steuerstrecke über eine Zenerdiode (D8) an einer Spannungsquelle (R8, R9, C8) liegt, die eine der Spannung an der Lampe (LP) proportionale Spannung liefert. 5. Wechselrichter nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e'i c h n e t , dass die Steuerstrecke des Steuertransistors (T5) an einem RC-Glied (R6, R7, C6) liegt, das über eine nur zwischen Einschalten des Wechselrichters und seinem Anschwingen leitende Entkopplungsdiode (D6) aufgeladen wird. 6. Wechsel richter nach Anspruch 5, mit einer Überwachungseinrichtung, die den Wechselrichter bei dauernd zundunwilliger Lampe abschaltet, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Überwachungseinrichtung (Ü) eingangsseitig ebenfalls an die Spannungsquelle (C8) angeschlossen ist, die als RC-Glied (R8, R9, C8) ausgebildet ist, und dessen Zeitkonstante so gross ist, dass die Spannung an dem Kondensator (C8) die Ansprechschwelle der Überwachungseinrichtung nicht erreicht, wenn die Lampe in einer vorgegebenen Zeit zündet.

Inventors: KRUMMEL, PETER, ING. GRAD.
Applicants: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT BERLIN UND MUNCHEN
Application year: 1984
Main classification: H05B41
IPC codes: H05B41