APPARATUS FOR TESTING THE SURFACES OF METALLIC OBJECTS

Abstract: It is intended to compensate for changes in the complex error signal from an eddy current test probe (10) and, in particular, an increase in the interference level, this being done in both cases as a function of changes in the distance h of the test probe from the surface of the test object. For this purpose, an analogue control signal is derived from the distance h, digitised in an analogue/digital converter (74) and fed to the address input of at least two programmable data memories (94, 96). The suitably programmed data memories (94, 96) control separate control units (104, 106; 120) for the magnitude and phase of the complex test signal with their data. <IMAGE>

Description: Einrichtung zum Prüfen der Oberfläche eines metallischen Prüfteiles Die vorliegende Erfindung betrifft eine Einrichtung zum Prüfen der Oberfläche eines metallischen Prüfteiles mittels Wirbelströmen gemäss dem Oberbegriff von Patentanspruch 1. Sie betrifft ferner ein Verfahren zum Betreiben der Einrichtung. Aus DE-A 17 73 501 ist ein Wirbelstromprüfgerät bekannt, bei dem der Abhängigkeit des Prüfsignales vom Abstand der Sonde zur Prüfteiloberfläche dadurch entgegengewirkt wird, dass bei der Verarbeitung des Prüfsignales ein steuerbarer Verstärker benutzt wird, der durch ein ebenfalls vom o.g. Abstand abhängiges Steuersignal gesteuert wird. Dabei erwies es sich als schwierig, innerhalb des gewünschten Regelbereiches drei gegebene nichtlineare Funktionen aufeinander abzustimmen: die Funktion der Steuerspannung vom Prüfteilabstand, die Funktion der Prüfsignalhöhe vom Prüfteilabstand und die Funktion der Verstärkung des steuerbaren Verstärkers von der Steuerspannung. Obwohl dies in der Praxis nur innerhalb eines kleinen Bereiches gelang, konnten Geräte dieser Art während eines längeren Zeitraums erfolgreich eingesetzt werden. In DE-A 25 30 816 ist ein Wirbelstromprüfgerät beschrieben, bei dem die genannte Schwierigkeit dadurch umgangen wurde, dass man beim steuerbaren Verstärker eine Anzahl durch Widerstände fest eingestellter Verstärkungsabstufungen vorsah, die entsprechend dem Verlauf der oben genannten ersten beiden Funktionen dimensioniert waren und von der sich ändernden Steuerspannung ausgewählt wurden. Die dazu notwendige Digitalisierung der Steuerspannung wurde durch eine Kette von Schaltstufen mit gleichförmig abgestuften Schwellspannungen realisiert, an deren Eingänge die Steuerspannung gelegt wurde. Ober elektronische Schalter konnten die Widerstände gewählt werden, die die Verstärkung des steuerbaren Verstärkers bestimmen. Auch das zuletzt behandelte Prinzip hat sich in der Praxis bewährt, insbesondere in seiner Anwendung auf ein Rotierkopfprüfgerät. Es bleiben ihm jedoch die Anwendungen verschlossen, bei denen das Prüfsignal zerlegt in zwei aufeinander senkrecht stehende Komponenten x und y weiterbehandelt und analysiert wird. Das ergibt sich aus den folgenden Umständen. Je nach wilikürlich durch Einstellglieder vorgewählter Phasenlage ergeben sich unterschiedliche Komponentenwerte x und y. Andert sich, was im aligemeinen der Fall ist, mit der Anderung des Prüfteilabstandes auch der Phasenwinkel, so wirkt sich dies auch auf die Grösse der x und y - Werte aus und würde, auch wenn keine gleichzeitige änderungen der Vektoramplitu- de stattfände, zu neuen Werten x' und y' führen. Dabei hängen die beiden neuen Werte x' und y' sowohl von der Winkeländerung als auch vom ursprünglichen Wert x und vom ursprünglichen Wert y, also von drei verschiedenen Grössen ab. Daher können änderungen des Prüfteilabstandes sich je nach der ursprünglichen Phasenlage ganz unterschiedlich auswirken. Während normalerweise die Prufsignalgrösse mit zunehmendem Prüfteilabstand kleiner wird, kann z.B. die x oder y - Komponente für sich allein mit steigendem Abstand auch grösser werden. Bei Wirbelstromprüfung mit nur einer Frequenz stellt marl zur auswertung von x, y - Koordinaten die Phasenlage häufig so ein, dass bekannte Störsignale in eine bestimmte Richtung, z.B. die x Richtung fallen, und wertet nur das y-Signal weiter aus, das dadurch von Störanteilen weitgehend frei geworden ist. Muss man jedoch auf eine Steuerung des Prüfsignales duch ein abstandsabhängiges Steuersignal verzichten und treten nennenswerte Schwankungen des Prüfteilabstandes auf, so verursachen diese auf Grund der damit verbundenen Phasendrehungen der Störsignale ein unverhältnismässig starkes Ansteigen der Störsignale. Oft wird eine sinnvolle Prüfung dadurch unmöglich gemacht oder zumindest erschwert. Bei der WirbelstromprUfung mit mehreren Frequenzen fn können die erhaltenen Parameter, also die Werte x(fn) und y(fn) bei den verschiedenen Frequenzen durch Koeffizienten Km so miteinander verknüpft werden, dass ein neues Signal "S" entsteht, das von Störanteilen weitgehend frei ist, so z.B. bei zwei Frequenzen nach folgender Formel 5= x(fl) . K1 + y(fl) . K2 + x(f2) . K3 +y(f2) . K4 Bei unkompensierter änderung des Prüfteilabstandes und der dadurch bewirkten Phasendrehung, ändern sich auch die Verhältnisse der Grö ssen x(fl(; y(fl); x(f2); y(f2) untereinander, so dass mit den gegebenen Koeffizienten K1 bis K4 keine optimale Störunterdrückung mehr möglich ist. Ein starkes Ansteigen der Störanteile wird demnach bei nennenswerten Schwankungen des Prüfteilabstandes unausweichlich. Wird für die Regelung des Prüfsignales eine grössere Auflösung gefordert, so steigt der Aufwand des beschriebenen Wirbelstromprüfgerätes stark an. Soll z.B. eine Auflösung von 6 bit realisiert werden, so werden 64 Schaltstufen mit unterschiedlichen Schwellwerten nötig. Dabei wird auch der Abgleich der die Verstärkung bestimmenden Widerstandswerte zunehmend aufwendiger. Die Erfindung macht sich demgegenüber zur Aufgabe, eine Einrichtung der im Oberbegriff von Anspruch 1 definierten Art zu schaffen, die geeignet ist, auch solche Prüfsignale zu verarbeiten, die in zwei aufeinander senkrecht stehende Komponenten zerlegt sind, und bei der andererseits auch bei geforderter höherer Auflösung der Regelung des Prüfsignales der notwendige Aufwand im Rahmen bleibt. Ein anderer Teil der Aufgabe betrifft die Erstellung eines Verfahrens zum Betreiben dieser Ebinrichtung. Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Einrichtung, die gemäss Anspruch 1 gekennzeichnet ist und durch ein Verfahren gemäss Anspruch 7. Durch die erfindungsgemässe Lösung wird es möglich, sowohl in x, y - Koordinaten als auch in Polarkoordinaten zerlegte Prüfsignale unabhängig von der vorliegenden Phasenlage in Abhängigkeit vom Abstand der Sonde zur Prüfteiloberfläche zu steuern und so über einen weiten Abstandsbereich konstant zu halten. Dabei gelingt es - abgesehen von der gewünschten Konstanthaltung des Verhältnisses von Fehlertiefe zu Fehlersignalgrösse, ohne die keine sinnvolle Fehlersignalauswertung möglich ist - den Nutz/Störsignalabstand in vielen Fällen entscheidend zu verbessern, insbesondere bei der Anwendung mehrerer Frequenzen. Die Auflösung der Regelung kann im Rahmen des Wünschenswerten praktisch beliebig vergrössert werden. Dabei steigt der Aufwand wesentlich weniger an, als den gegebenen Verhältnissen entspricht. Es wird ferner möglich, die Einstellung der entsprechenden Abgleichparameter für eine beliebige Sonde automatisch undin kürzester Zeit durchzuführen. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen. Im folgenden ist die Erfindung an Hand einiger Figuren und vermittels von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen im einzelnen: Figur 1 eine Wirbelstromprüfsonde über einer Prüfteilober fläche Figur 2,3,4 Diagramme Figur 5 Blockschaltbild einer Prüfeinrichtung Figur 6 Amplitudensteuerglied Figur 7 Phasensteuerglied Figur 8 Phasensteuerglied,Detailausführung Fgur 9 alternative Prüfeinrichtung, Teildarstellung In Figur 1 ist eine Wirbelstromprüfsonde 10, wie sie bei der Ausführung der vorliegenden Erfindung unter anderen Verwendung finden kann, oberhalb der Oberfläche 12 eines metallischen Prüfteiles 14, z.B. einer Bramme, dargestellt. Die Sonde 10 besitzt eine Erregerwicklung 16, eine Empfängerwicklung 18 und einen zylindrischen Kern 20 aus ferritischem Material. Die Erregerwicklung 16 wird von einem Wechselstrom einer bestimmten oder auch mehrerer Frequenzen durchflossen. Das hierdurch erregte magnetische Wechsehfeld durchsetzt die Oberfläche 12 und erzeugt Wirbelströme unter der Oberfläche, die ihrerseits ein magnetisches Gegenfeld aufbauen und mit diesem auf die Sonde zurückwirken. Die Empfängerwicklung 18 besitzt zwei gegenläufig gewickelte Teilwicklungen 22, 24, von denen die eine unterhalb, die andere oberhalb der Erregerwicklung 16 auf den Kern 20'aufgebracht ist. Naturgemäss werden die Wirbelstromrückwirkungen von der näher gelegenen Teilwicklung 22 stärker erfasst. Die Anordnung der Sonde 10 ist bewusst nicht so ausgelegt, dass sich bei gänzlich abgehobener Sonde, d.h. bei unendlich grossem Abstand h zwischen Sonde 10 und Oberfläche 12, die Spannungen in den Teilwicklungen 22, 24 voll herausheben, vielmehr soll die Spannung an den Klemmen der Empfängerwicklung 18 in Abhängigkeit vom Abstand h etwa einen Verlauf gemäss Figur 2 haben. Auch bei aufsitzender Sonde 10, d.h. bei Abstand h=O, soll noch eine Restspannung vorhanden sein. Damit ist ein Steuersignal SA gegeben, dass zur eindeutigen Abstandssteuerung, d.h. zur Steuerung in Abhängigkeit vom Abstand h geeignet ist. Das eigentliche Fehlersignal, das dazu dienen soll einen Fehler, z.B. eine Spalte 26, durch eine der Fehlergrösse proportionale Fehlersignalhöhe anzuzeigen, wird im vorliegenden Beispiel der gleichen Empfängerwicklung 18 entnommen. Man gewinnt das Fehlersignal, wie weiter unten noch näher erläutert, durch Abtrennen der Trägerrestspannung, d.h. indem man die Signalspannung demoduliert und durch ein Hochpassfilter schickt, das nur die steile Anderung der Signalspannung durchlässt, die beim schnellen Oberlaufen des Fehlers 26 durch Sonde 10 entsteht. Langsame Anderungen des Abstandes h, die etwa durch Führungsungenauigkeiten hervorgerufen werden, haben so zwar kein eigenes Signal zur Folge, beeinflussen aber in starkem Masse die Empfindlichkeit der Fehlersignalanzeige und damit die Proportionalität zwischen Fehlergrösse und Fehlersignal höhe. Figur 3 zeigt wie in Abhängigkeit vom Abstand h die Fehl ersignal höhe rasch abnimmt. Gestalt und Beschaffenheit der Oberfläche 12 des Prüfteiles 14 üben jedoch noch einen weiteren EinfluB auf das Prüfergebnis aus, indem sie nämlich Ursache für die Entstehung von Störsignalen sind. So bewirken beispielsweise sogenannte Oszillationsmarken 28, wie sie beim Stranggiessen an der Oberfläche einer Bramme entstehen können, Störsignale, deren Höhe häufig in der gleichen Grössenanordnung wie der von nicht mehr zulässigen Fehlern liegt. Zum Glück unterscheiden sich diese Störsignale meist in der Phasenlage von den Fehlersignalen. Ihre Unterdrückung wird daher möglich, wenn Betrag und Phase oder zwei aufeinander senkrecht stehende Komponenten des Prüfsignales für eine weitere Signalanalyse zur Verfügung stehen. Es lassen sich sogar mehrere voneinander unabhängige Störgrössen unterdrücken, wenn man mit mehreren Frequenzen arbeitet und die dabei erhältlichen Parameter in zweckdienlicher Weise miteinander verknüpft. Hier soll der Einfachheit halber an Hand von Figur 4a der Fall der Unterdrückung nur einer Störgrösse bei Einsatz einer Prüffrequenz betrachtet werden. Zu diesem Zweck ist in einer Karthesischen Ebene mit den Koordinaten x, y eine erste Kurve 30 dargestellt, die den Weg beschreibt, den die Spitze des Fehlersignalvektors zurücklegt, während die Sonde 10 über den Fehler 26 gleitet. Demgegenüber entspricht Kurve 32 einem Störsignal, z.B. hervorgerufen durch eine der Marken 28. Man dreht nun vermittels eines Phasenschiebers alle Prüfsignale um einen Winkel 9 und erhält ein Bild gemäss Figur 4b mit neuen Kurven 34, 36 für Fehler- und Störsignal, bei dem das Störsignal im wesentlichen in die x-Richtung fällt. Wertet man jetzt nur die in y-Richtung fallenden Signale aus, so ergibt sich weitgehende Störfreiheit. Die Figuren 4a und 4b gelten für einen bestimmten Prüfteilabstand hl. Figur 4c zeigt die Verhältnisse für einen veränderten, grösseren Abstand h2. Die Signal kurven 38,40 von Fehler und Störer haben sich nicht nur dem Betrag nach geändert. Zwar bleibt der WinkelaSzwischen den beiden Signal kurven 38,40 im wesentlichen unverändert, doch haben sich die beiden Signalkurven gemeinsam um einen Winkel 2 gegenüber dem vorherigen Zustand gedreht. Das bedeutet zum einen, dass die Störsignalkurve 40 aus der x-Richtung heraus gedreht wurde, mithin in der y-Richtung wieder ein Störsignal vorhanden ist, zum anderen, dass das Fehlersignal in der y-Richtung überproportional geschwächt worden ist. Hieraus resultiert ein starker Abfall des Nutz/Störsignalabstandes, der durch die bisher bekannte Art der Nachsteuerung nicht wieder wettgemacht werden kann. Figur 5 zeigt das Blockschaltbild einer erfindungsgemä Ben Wirbelstromprüfeinrichtung, die auch für den zuvor beschriebenen Fall eine Steuerung der Fehlersignale ermöglicht, mit dem Ziel, innerhalb eines weiten Bereiches die Höhe und den Störabstand der Fehlersignale unabhängig vom Abstand h konstant zu halten. Ein Wechselstromgenerator 42 speist die Erregerwicklung 16 der bereits weiter oben beschriebenen Wirbelstromprüfsonde 10. Aus der Empfängerspule 18 mit den gegeneinander geschalteten Teilwicklungen 22, 24 werden sowohl die Fehler - , als auch die Abstandssteuersignale abgeleitet. Selbstverständlich ist es jederzeit auch möglich, die Abstandssteuersignale aus eigenen Empfängerwicklungen oder aus separaten Schaltmitteln abzuleiten. Der Ausgang der Empfängerwicklung 18 ist über einen Vorverstärker 44 mit dem Eingang 46 einer phasenselektiven Demodulatorschaltung 48 verbunden. Diese besitzt Steuereingänge 50, 52, die über Leitungen 54, 56 vom Generator 42 mit Steuersignalen der Phasenlage 0" und 90" des Erregersignales versorgt werden. An den Ausgängen 58, 60 der Demodulatorschaltung 48 stehen zwei aufeinander senkrecht stehende Komponenten x und y des komplexen Fehl ersignal es zur Verfügung. Diese werden in einer Tief passfilteranordnung 62 geglättet und gelangen über eine Schalteranordnung 64, die zur Einstellung der jeweils gewünschten Empfindlichkeit dient, zu einer Hochpassfilteranordnung 66. Durch die Letztere werden die gleichgerichteten Trägerrestspannungen abgetrennt und lediglich die Teile der Komponenten x, y weitergeleitet, die auf von Fehlern verursachte schnelle änderungen des Prüfsignales in der Sonde 10 zurückgehen. Auf Hochpassfilteranordnung 66 folgt eine Phasenschieberanordnung 68, in der die verbliebenen Komponenten x, y um den für die Signalanalyse notwendigen Winkel gedreht werden können. Das Signal aus Empfängerwicklung 18 der Sonde 10, in dem wie oben erläutert ja auch die Information gemäss Figur 2 über den Abstand h steckt, wird dem Eingang einer Demodulatorschaltung 70 zugeführt. Von deren Ausgang gelangt das erhaltene Steuersignal an einem Anpassungsglied 72, von dort zu einem Analog-Digital-Wandler 74.Das Anpassungsglied 72 dient dazu, die Steuersignale in Amplitude und Bandbreite an die geforderten Eingangswerte des nachfolgenden Wandlers 74 anzupassen. Die im Anpassungsglied 72 zu diesem Zweck enthaltenen Filterglieder unterdrücken gleichzeitig auch Trägerrest- und Fehlersignalanteile. Der Wandler 74 liefert an seinem Informationsausgang 76 in Zeitschritten Digitalwerte, die der jeweils vorliegenden analogen Information am Informationseingang 78 entsprechen. Ein Zeitschrittgeber 80 steuert diese Zeitschritte und ist zu diesem Zweck mit dem Wandler 74 durch eine erste Steuerleitung 82 verbunden. Ober eine zweite Steuerleitung 84 erfährt er vom Wandler 74, wann die Bildung eines neuen Digitalwertes abgeschlossen ist. Selbstverständlich kann die Analog-Digital-Umsetz ung auch in einem festen Takt erfolgen. Ein Datenbus 86 übermittelt die Digitalwerte auf den Eingang eines Zwischenspeichers 88, an dessen Ausgang die Digital information, gesteuert wiederum über eine Steuerleitung 90, in den gegebenen Zeitschritten angeboten wird. Datenbus 92 führt diese Information an die Adresseneingänge zweier programmierbarer Datenspeicher 94 und 96, bei denen es sich z.B. um sogenannte EPROM's (erasably programmable read only memory) handeln kann. Der Datenausgang des Datenspeichers 94 ist über einen Datenbus 98 mit den Steuereingängen 100, 102 zweier digital steuerbarer Amplitudensteuerglieder 104, 106 verbunden, an deren Signaleingängen 108, 110 die x, y - Signale aus Phasenschieber 68 liegen. An den Signalausgängen 112, 114 der Glieder 104, 106 ergeben sich x', y' - Signale, die nach Massgabe der Informationen an den Steuereingängen 100, 102 im Betrag abSgeändert sind. Der Datenausgang des Datenspeichers 96 ist über einen Datenbus 116 mit dem Steuereingang 118 eines digital steuerbaren Phasensteuergliedes 120 verbunden, an dessen Signaleingängen 122, 124 die x', y' - Signale der Ausgänge 112, 114 liegen. An den Signalausgängen 126, 128 des Gliedes 120 ergeben sich x", y11 - Signale, die nach Massgabe der Informationen am Steuereingang 118 im Phasenwinkel abgeändert sind. Die x", yll - Signale an den Ausgängen 126, 128 stehen für die weitere Analyse und Auswertung in der bekannten Weise zur Verfügung. Die Amplitudensteuerglieder 104, 106 können im Prinzip etwa gemäss Figur 6 aufgebaut sein. Ein Schaltglied 130 mit sechs elektronischen Schaltern 132 wird von einem 6-bit Datenbus 98 in der Weise gesteuert, dass je nach Informationsinhalt auf dem Datenbus eine entsprechende Kombination von Schaltern betätigt ist. Sechs in Kette geschaltete Widerstände R1 bis R6 sind mit den Kontakten der Schalter 132 verbunden und können durch Uffnen der Kontakte einzeln oder in beliebiger Kombination eingeschalttet werden Die Widerstände R1 bis R6 bilden in Serie mit dem Widerstand Ro un mit dem Widerstand R den Gegenkopplungsteiler eines Rechenverstärkers 134 und bestimmen dessen Verstärkung: EMI10.1 Dabei bedeutet Z Rn jede beliebige Summe aus Widerständen R1 bis R6. Die Werte x', y' ergeben sich aus den Werten x, y durch eine entsprechende Steuerung des Schaltgliedes 130. In der Praxis wird man als Amplitudensteuerglieder 104, 106 im Handel erhältliche multiplizierende Digital/Analog-Wandler einsetzen. Diese enthalten fertig verschaltet neben einer Widerstands kette bereits einen zugehörigen Satz binär kodierter Schalter. In ähnlicher Weise wie bei den Amplitudensteuergliedern sollen sich durch das Phasensteuerglied 120 aus den Werten x', y' die Werte x", y ergeben, deren Vektor bei gleichbleibendem Betrag um einen Winkel gedreht ist. Rechnerisch findet eine derartige Koordinatentransformation nach den folgenden Funktionen statt: x" = x cosz - y' sincc y" = x' sinkt - y' cos&alpha; Figur 7 zeigt, wie sich diese Funktionen in der Praxis realisieren lassen. Man benutzt dazu zwei gleiche Funktionspotentiometer 136, 138 mit jeweils zwei gegenläufig drehenden, einstellbaren Abgriffen 140, 142, 144, 146. Am Abgriff 140 ergibt sich gegenüber dem Eingang des Potentiometers 136 ein Teilungsverhältnis, das dem Cosinus des eingestellten Winkels entspricht. Am Abgriff 142 ergibt sich ein Teilungsverhältnis, das dem Sinus des eingestellten Win kels &alpha; entspricht. Speist man nun die beiden Potentiometer 136, 138 mit den Werten x' und y', so erhält man an den vier Abgriffen 140, 142, 144, 146 die Produkte x'cost , x'sinx , y'cos&alpha; und y'sinoc Setzt man diese Produkte unter Einsatz eines Invertiergliedes 148 und zweier Summierglieder 150, 152 vorzeichenrichtig zusammen, so stellen sich an den Ausgängen der Summenglieder die gewünschten Werte x", y" ein. Nach Figur 8 sind die Potentiometer 136, 138 durch eine Teilerkette 154 mit Widerständen 156 ersetzt, die Abgriffe 140, 142, 144, 146 durch ein Schaltglied 158 mit einer Vielzahl von elektronischen Einzel schaltern 160, das von dem Datenbus 116 gesteuert wird. An jede Widerstandsklemme der Teilerkette 154 sind jeweils zwei Schalter 160 angeschlossen. Die Ausgänge der Schalter 160 sind in zwei Gruppen zusammengeschaltet, von denen, bei entsprechender Steuerung des Schaltgliedes 158, die eine Cosinus-Werte, die andere Sinus-Werte ausgibt. Hat man zwei Teilerketten 154 mit zugehörigem Schaltglied 158 vorgesehen und speist man die Eingänge der beiden Teilerketten mit x' und y'-Werten, so ergeben sich wiederum die Produkte x'cosoc , x' sinoc , y' cos&alpha;, y sint die in Analogie zu Figur 7 zu den Werten x" und y" zusammengesetzt werden. Auch hier bietet es sich an, im Handel erhältliche multiplizierende Digital/Analog-Wandler anstelle von Teilerketten und Schaltgliedern einzusezten. Die Arbeisweise der Figuren 5 - 8 kann man sich wie folgt vorstellen. Die Prüfsignale werden in bekannter Weise vorverstärkt, demoduliert und gefiltert. Danach durchlaufen sie die auf die erforderlichen Werte eingestellten Stellglieder 64, 66, 68. Das Abstandssignal wird im Demodulator 70 demoduliert, nach Anpassung durch Anpassungsstufe 72 vom Wandler 74 digitalisiert und im Zwischenspeicher 88 gespeichert. aber den Datenbus 92 werden die Adressen der Datenspeicher 94, 96 gemäss den Informationen des Zwischenspeichers 88, die ja dem Abstand h entsprechen, ausgewählt. Die Datenspeicher 94, 96 steuern nach einprogrammierten Werten die Steuerglieder 104, 106 und 120. Sie halten damit Betrag und Phase der Fehlersignalkom ponenten x, y auf von Abstand h unabhängigen Werten x'l, y. Die Programmierung kann im einfachsten Fall so erfolgen, dass man zunächst im in Frage kommenden Bereich die den verschiedenen Abstandswerten h entsprechenden Digitalgrössen feststellt, dass man ferner feststellt, welche Digital grössen an den Steuereingängen 100, 102 und 118 notwendig sind, um bei den verschiedenen Abstandswerten h die Komponenten x", y" in Betrag und Phase auf den gleichen Wert zu halten. Die gefundenen Werte brauchen dann nur noch in der vom Hersteller vorgeschriebenen Weise in die Datenspeicher 94, 96 einprogrammiert zu werden. Es ist jedoch auch ohne weiteres möglich, die Programmierung durch einen Tischrechner vornehmen zu lassen. Dieser erhält dann direkt die genannten Informationen und gibt entsprechende Informationen an ein Programmiergerät ab, das an die beiden Datenspeicher 94, 96 angeschlossen ist. Auf diese Weise lässt sich jede Programmierung schnell und einfach durchführen. Für unterschiedlich konstruierte Sonden ist auf jeden Fall eine individuelle Programmierung erforderlich. Sonden der gleichen Bauart lassen im allgemeinen eine so gute Reproduzierung ihrer Eigenschaften zu, dass die Verwendung einer einheitlichen Programmierung möglich ist. Wenn jedoch entsprechend hohe Ansprüche gestellt werden, so ist es denkbar, dass für jede einzelne Sondenausführung eine besondere Programmierung nötig wird. Es kann in diesem Fall zweckmässig sein, schon bei der Herstellung der Sonde je einen Datenspeicher 94 und 96, z.B. in Form eines PROM, mit der erforderlichen Programmierung zu versehen und zusammen mit der Sonde zu lagern. Beim Einbau einer solchen Sonde als Ersatz für eine andere, können dann ohne weiteres die beiden PROM s mit ausgetauscht werden, so dass kein neuer Abgleich erforderlich wird. Figur 9 zeigt eine alternative Einrichtung für den Fall, dass das Fehlersignal statt in Karthesischen Koordinaten in Polarkoordinaten angeboten wird. Es liegen dann Fehlersignale für den Betrag /A/ und für den Winkelgvor. In diesem Fall ist nur ein AnF plitudensteuerglied 160 neben dem Phasensteuerglied 162 nötig. Da im vorliegenden Fall das Phasensignal ! als einfache Analoggrösse gegeben ist, kann das Phasensteuerglied 162 in seinem Aufbau dem Aufbau eines Amplitudensteuergliedes, z.B. desjenigen nach Figur 6, entsprechen. Die Datenspeicher 164 und 166, wie auch Zwischenspeicher 88, Wandler 74, Zeitschrittgeber 80 und die übrigen in Figur 9 nicht mehr dargestellen Glieder können ohne weiteres von Figur 5 übernommen werden.

Claims: apparatus for testing the surface (12) of a metallic test piece (14) for inhomogeneities (26), with at least one test probe (10) which establishes eddy currents in the surface (12) to be tested and at the output of which a test signal results in dependence on the inhomogeneities, on account of the feedback effect of the eddy currents on the test probe (10), which test signal is modulated by the spacing (h) of the test probe (10) from the surface (12) to be tested, with means for resolving the test signal into a real part (x) and an Imaginary part (y) or into a magnitude (/A/) and an angle ( ), with a digital control device (104, 106, 120; 160, 162) for controlling the test signal, with means for deriving a digital control signal (74, 80, 88) whose level depends on the spacing (h) of the test probe from the surface to be tested, characterized in that the means for deriving the digital control signal (74, 80, 88) makes this control signal available at its output at fixed or variable intervals of time, in that this output is connected to the address input of at least two programmable data memories (94, 96), the digital control signal having programmed values allocated thereto, in that the digital control device (104, 106, 120; 160, 162) is so constructed that respective individual digital control elements are provided for real part (x), imaginary part (y) and the corresponding phase angle, or for magnitude (/A/) and angle () of the test signal, in that the data outputs of the programmable data memories (94, 96) are connected to the control inputs (100, 102, 118) of the respective control devices (104, 106, 120; 160, 162) and control these In such a manner that the test signal is independent of the spacing (h) in magnitude and phase. Apparatus according to claim 1, characterized in that, the digital control device (104, 106, 120; 160, 162) comprises two components (104, 106) for digital control of the magnitudes of the real part (x) and imaginary part (y) of the test signal, which are controlled from a common data memory (94), and In that the digital control device (104, 106, 120; 160, 162) further comprises a component (120) for phase control of the test signal, which is connected after or before the first said components (104, 106), and which is controlled from its own data memory (96). Apparatus according to claim 2, characterized in that, the components (104, 106) for the digital control of the magnitudes of the real part (x) and imaginary part (y) of the test signal are implemented by multiplying digital-analog converters available in the trade. Apparatus according to claim 1, characterized in that, with the test signal in polar coordinates as magnitude (/A/) and angle ( ) there are provided a digitally controllable component (160) for control of the magnitude (/A/) and a further digitally controllable component (162) for control of the angle ( ), which are each controlled from a separate data memory (164, 166). Apparatus according to one of the preceding claims, characterized in that, PROMs or EPROMs are employed as data memories (94, 96; 164, 166). Apparatus according to one of the preceding claims, characterized in that, the digital control signal whose height depends on the spacing (h) from the surface to be tested is derived from the same winding (18) of the test probe (10) as the test signal.

Inventors: NEUMAIER, PETER, SELIG, KLAUS PETER, DR.
Applicants: INSTITUT DR. FRIEDRICH FOERSTER PRUEFGERAETEBAU GMBH & CO. KG
Application year: 1984
Main classification: G01N27
IPC codes: G01N27