ELECTRONIC SWITCHING POWER SUPPLY

Abstract: 1. An electronic switching power supply for supplying power to a load (6) from an input voltage source (20) of variable voltage level, with a primary switched-mode blocking oscillator-type converter including a transformer (5) whose primary coil (51) is connected in series with the collector-emitter circuit of a first transistor (1) in parallel arrangement with the input voltage source (20) and whose secondary coil (52) is connected in series with the load (6) and a first diode (7), with the emitter of the first transistor (1) being connected to ground or reference potential via a first resistor (8), with the base of the first transistor (1) being connected via a feedback capacitor (9) and a feedback resistor (10) in series arrangement, to the end of the secondary coil (52) of the transformer (5) connected to ground or reference potential via the first diode (7), said base being further connected to the primary coil (51) of the transformer (5) via a second resistor (12) and to the collector of a second transistor (2) whose emitter is connected to ground or reference potential and whose base is connected, via a first reference element (11), to the junction of the secondary coil (52) of the transformer (5) and the load (6), characterized in that the base of the second transistor (2) is additionally connected via a second reference element (22) to the junction of the emitter of the first transistor (1) and the first resistor (8), and in that a diode (15) polarized in the direction of a a current controlling the first transistor is connected in parallel with the feed-back capacitor (9), said diode applying the output voltage residing at the secondary coil (52) of the transformer (5) directly to the base of the first transistor (1) as the second transistor (2) is placed in its non-conductive state.

Description: Beschreibung Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Schaltnetzteil zur Speisung eines Verbrauchers aus einer Eingangsspannungsquelle veränderbarer bzw. ver änderlicher Spannungshöhe mit einem primär getakteten Sperrwandler mit einem Übertrager, dessen primärwick- lung in Reihe zur Laststrecke eines ersten Transistors parallel zur Eingangsspannungsquelle und dessen Sekundärwicklung in Reihe zum Verbraucher und einer ersten Diode geschaltet ist, wobei die Basis des ersten Transistors über die Reihenschaltung eines Rückkopplungskondensators und eines Rückkopplungswiderstandes an das eine Wicklungsende der Sekundärwicklung des Übertragers über einen zweiten Widerstand an die Primärwicklung des Übertragers und an einen Lastanschluss eines zweiten Transistors angeschlossen ist, dessen anderer Lastanschluss mit der Eingangsspannungsquelle verbunden ist. Elektronische Schaltnetzteile dienen zur Konstantspannungs- und/oder Konstantstromversorgung elektrischer oder elektronischer Geräte und sind in vielen Fällen als primär oder sekundär getaktete Sperr- oder Durchflusswandler bzw. Gegentaktwandler aufgebaut. Sie weisen in der Regel eine Gleichrichterschaltung mit nachgeschalteter Sieb- und Glättungs anordnung auf, an die ein Ubertrager angeschlossen ist. In Reihe zur Primärwicklung des Ubertragers ist ein elektronischer Schalter vorgesehen, der in Abhängigkeit von einer oder mehreren Regelgrössen einund ausgeschaltet wird, wobei die in dem Ubertrager gespeicherte Energie beim Sperrwandler in der Sperrphase, beim Durchlasswandler in der Durchlassphase bzw. beim Gegentaktwandler sowohl in der Sperr- als auch in der Durchlassphase über eine entsprechend gepolte Diode an einen elektrischen Verbraucher abgegeben wird. Um bei der Verwendung eines Ubertragers die Baugrösse des Ubertragers gering zu halten, wird der elektronische Schalter mit einer Frequenz von ca. 20 kflz betrieben. Die wahlweise netzabhängig oder netzunabhängig von dem elektronischen Schaltnetzteil gespeisten elektrischen Geräte sollen in einem möglichst weiten Spannungsbereich von beispielsweise 90 bis 240 Volt Gleich- oder Wechselspannung betrieben werden können, ohne dass eine Umschaltung zur Anpassung an die jeweilige Spannungshöhe erforderlich ist. Darüber hinaus ist zum netzunabhängigen Betrieb eines elektrischen Kleingerätes wie beispielsweise eines elektrischen Trockenrasierapparates, eines Elektronenblitzgerätes, eines Pundfunk- oder Fernsehgerätes od.dgl. ein Akkumulator erforderlich, der in vielen Anwendungsfällen als Nickel-Kadmium-Akkumulator ausgebildet ist. Die Lebensdauer eines derartigen Akkumulators hängt im wesentlichen von der Art und Weise des Ladebetriebes und der Höhe der in ihm gespeicherten Ladung ab. Dies macht es erforderlich, dass auch bei unterschiedlichen Eingangsspannungen im obengenannten Bereich ein konstanter Ausgangsstrom zur Ladung des Akkumulators gewährleistet sein muss. Aus der DE-OS 24 30 481 ist ein Sperrwandler mit einem Übertrager bekannt, in Reihe zu dessen Primärwicklung die Schaltstrecke eines Transistors geschaltet ist. Die Basis des Transistors ist über eine Steuerwicklung mit der Reihenschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators, parallel zu dem eine Diode angeordnet ist, verbunden. Diese Anordnung dient dazu, einen Blitzkondensator zur Zündung der Blitzlampe eines Elektronenblitzgerätes in kürzestmöglicher Zeit aufzuladen. Durch die Anordnung der Reihenschaltung des Widerstandes und des parallel zu der Diode geschalteten Kondensators wird sichergestellt, dass die Einschaltphase des Sperrwandlers eingeleitet wird, bevor die in dem Übertrager gespeicherte Energie in der Sperrphase des Sperrwandlers vollständig an den Verbraucher bzw. Blitzkondensator abgegeben wurde. Aufgrund der geteilten Primärwicklung des Übertragers des bekannten Sperrwandlers wird beim Wiedereinschalten des Transistors die Ausgangsspannung nicht unmittelbar über die dem Rückkopp lungskondensator parallelgeschaltete Diode sowie dem in Reihe dazu geschalteten Widerstand an die Basis des Schalttransistors gelegt, sondern gelangt über die zweite Hälfte der Primärwicklung auf die Basis des Transistors. Aus der DE-OS 31 01 375 ist eine Schaltungsanordnung zur geregelten Speisung eines Verbrauchers bekannt, die an verschiedenen Gleich- oder Wechselspannungen sowie an verschiedenen Wechselstromfre grenzen ohne Umschaltung betrieben werden kann. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung ist ein Sperrwandler vorgesehen, der mittels zweier steuerbarer Halbleiterschalter abhängig von dem durch die Primärwicklung eines Ubertragers fliessenden Stromes von der zugeführten Eingangsspannung und vom Ladezustand eines als Verbraucher dienenden Akkumulators, der parallel zu einem Gleichstrommotor geschaltet ist, so gesteuert wird, dass die Ausgangsspannung beim Betrieb des Gleichstrommotors bzw. der abgegebene Ladestrom beim Ladebetrieb des Akkumulators konstant ist. Dadurch wird gewährleistet, dass beim Netzbetrieb entweder die volle Motorleistung oder bei ausgeschaltetem Motor ein konstanter Lade strom für den Akkumulator gewährleistet ist.Beim netzunabhängigen Betrieb wird der Gleichstrommotor aus dem Akkumulator gespeist. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung ist parallel zur Eingangsspannungsquelle die Reihenschaltung der Primärwicklung des Ubertragers mit der Schaltstrecke eines ersten Transistors und eines ersten Widerstandes geschaltet. Parallel zur Reihenschaltung der Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors und des ersten Widerstandes ist sowohl ein erstes Referenzelement als auch die Laststrecke eines zweiten Transistors geschaltet. Die Basis des ersten Transistors ist sowohl über einen Widerstand mit der Primärwicklung des Übertragers als auch über einen Rückkopplungskondensator und einen Rückkopplungswiderstand mit dem einen Wicklungsende der Sekundärwicklung des Ubertragers verbunden, während die Basis des zweiten Transistors über ein zweites Referenzelement mit dem anderen Wicklungsende der Sekundärwicklung des Ubertragers verbunden ist. Der aus der Parallelschaltung des Akkumulators mit dem Gleichstrommotor bestehende Verbraucher ist über eine entsprechend gepolte Diode parallel zur Sekundärwicklung des Ubertragers geschaltet, so dass die über den Ubertrager übertragene Energie in der Sperrphase des ersten Transistors an den Verbraucher abgegeben wird. Die wahlweise Speisung des Akkumulators bzw. des Gleichstrommotors hängt von der Schaltstellung zweier den Akkumulator und den Gleichstrommotor verbindender Schalter ab, so dass im geschlossenen Zustand der Schalter der Gleichstrommotor betrieben wird, während im geöffneten Zustand der Schalter eine Ladung des Akkumulators mit konstantem Strom stattfindet. Wird bei dieser bekannten Schaltungsanordnung eine Eingangsspannung an den Sperrwandler bzw. an die Reihenschaltung aus der Primärwicklung des Über- tragers, des ersten Transistors und des ersten Widerstandes angelegt, so wird der Rückkopplungskondensator über den an die Primärwicklung angeschlossenen Widerstand aufgeladen, bis die Spannung an der Basis des ersten Transistors so weit angestiegen ist, dass der erste Transistor leitend wird. Mit dem Einschalten des ersten Transistors steigt der durch die Primärwicklung des Übertragers fliessende Strom linear an ¯bis am ersten Widerstand eine den Emitterstrom des ersten Transistors proportionale Spannung abfällt, die der Zenerspannung des ersten Referenzelementes entspricht, so dass der Strom durch den ersten Transistor nicht weiter ansteigen kann. Dadurch bricht das magnetische Feld im Übertrager zusammen, so dass in der Sperrphase des ersten Transistors die im Kern des Übertragers gespeicherte magnetische Energie über die Sekundärwicklung abfliesst, wobei über die im Verbraucherstromkreis angeordnete Diode ein Ladestrom in einen parallel zum Verbraucher geschalteten Glättungs- bzw. Speicherkondensator fliesst, von dem auch der Akkumulator mit konstantem Strom bzw. der Gleichstrommotor mit konstanter Spannung versorgt wird. Übersteigt die Spannung die Zenerspannung des an die Basis des zweiten Transistors angeschlossenen Referenzelementes, so wird der zweite Transistor leitend und legt die Basis des ersten Transistors an Massepotential, wodurch der erste Transistor bzw. der Sperrwandler unabhängig von der Eingangsspannung seinen Betrieb einstellt. Erst wenn die Spannung an dem Akkumulator infolge des Stromverbrauchs durch den Gleichstrommotor bzw. durch sonstige Ladeverluste so niedrig geworden ist, dass das zweite Referenzelement und damit der zweite Transistor wieder sperren, kann der Sperrwandler wieder anschwingen. In Fig. 1 ist die am parallel zum Verbraucher geschalteten Kondensator anliegende Spannung dargestellt. Da der bekannte Sperrwandler nach dem Abschalten erst dann wieder einschaltet, wenn der Rückkopplungskondensator über den zwischen der Basis des ersten Transistors und dem einen Wicklungsende der Primärwicklung des Über- tragers geschalteten Widerstand aufgeladen worden ist, ergibt sich eine am Ausgangskondensator anliegende sägezahnförmige Spannung, wobei die Frequenz der säge zahn- förmigen Spannung durch die aus dem Produkt des Widerstandswertes des zwischen Primärwicklung und Basis des ersten Transistors geschalteten Widerstandes und der Kapazität des Rückkopplungskondensators bildenden Zeitkonstante bestimmt wird. Um diese Zeitkonstante möglichst klein zu halten, muss die Kapazität des Rückkopplungskondensators möglichst gering und die Kapazität des Ausgangskondensators ganz erheblich vergrössert werden, um die Ausgangsspannung entsprechend zu glätten. Eine Verringerung des Widerstandswertes des zwischen Primärwicklung des Übertragers und Basis des ersten Schalttransistors geschalteten Widerstandes ist nur in engen Grenzen möglich, da bei gesperrtem Sperrwand 1er der Primärstrom über diesen Widerstand und den im Sperrzustand leitenden zweiten Widerstand fliesst und ein zu geringer Widerstand einen zu grossen Strom und damit zu grossen Verlust der Schaltung zur Folge hätte. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Spannungsschwankungen am Ausgangskondensator zur Abgabe einer möglichst konstanten Ausgangsspannung an einem Gleichstrommotor zu verringern bzw. auszuschalten. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass die Basis des zweiten Transistors über ein erstes Referenzelement an das andere Wicklungsende der Sekundärwicklung des Übertragers und über ein zweites Referenzelement an die Verbindung des einen Lastanschlusses des ersten Transistors mit einem in Reihe zur Laststrecke des ersten Transistors geschalteten ersten Widerstand angeschlossen ist und dass parallel zum Rück- kopplungskondensator eine Diode mit anodenseitigem Anschluss an die Sekundärwicklung des Übertragers geschaltet ist, die mit dem Umschalten des zweiten Transistors in den Sperrzustand die an der Sekundärwicklung des Übertragers anstehende Ansgangsspannung unmittelbar an die Basis des ersten Transistors legt. Die erfindungsgemässe Lösung stellt eine bis auf die Schaltfrequenz des Sperrwandlers konstante Ausgangsspannung am Ausgangskondensator und damit eine konstante Betriebsspannung für den angeschlossenen Gleichstrommotor sicher. Dabei stellt die parallel zum Rückkopplungskondensator geschaltete Diode sicher, dass der Sperrwandler sofort nach dem Abschalten des zweiten Transistors wieder anschwingt, da der Rückkopplungskondensator von der an der Sekundärwicklung des Übertragers anliegenden Ausgangsspannung über die Diode, d.h. mit extrem kleiner Zeitkonstante aufgela den wird. Zusätzlich ist eine freie Wahl des Rückkopplungskondensators, d. h. keine Beschränkung des Rück- kopplungskondensators auf eine bestimmte Mindestgüte und Toleranz erforderlich. Darüber hinaus kann der der Glättung dienende Ausgangskondensator bei gleicher Glättungswirkung mit erheblich geringerer Kapazität ausgelegt werden. Eine vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemässen Lösung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Sperrphase des ersten Transistors so bemessen ist, dass die in dem Übertrager gespeicherte Energie vollständig an den Ausgangskondensator abgegeben wird, dass bei einer die Zenerspannung des ersten Referenzelementes übersteigenden Spannung am Ausgangskondensator der erste Transistor gesperrt bleibt und dass bei Unterschreiten der am Ausgangskondensator anliegenden Spannung unter die Zenerspannung des ersten Referenzelementes der Sperrbzw. der Leitzustand des ersten Transistors von der am ersten Widerstand abfallenden Spannung in bezug auf die Zenerspannung des zweiten Referenzelementes abhängt. Diese Ausgestaltung der erfindungsgemässen Lösung stellt eine optimale Leistungsübertragung bei vorgegebener Baugrösse des Schaltnetzteiles sowie eine exakte Regelung der zu übertragenden Leistung sicher. Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispieles soll der der Erfindung zugrundeliegende Gedanke näher erläutert werden. Es zeigen: Fig. 1 eine zeitliche Darstellung der Spannung am Ausgangskondensator, Fig. 2 die Schaltungsanordnung eines elek tronischen Schaltnetzteiles und Fig. 3 den Spannungsverlauf am Ausgangskon densator beim Betrieb des elektro nischen Schaltnetzteiles gemäss Fig. 2. Das in Fig. 2 dargestellte elektronische Schaltnetzteil besteht aus einem über eine Gleichrichter-Brückenschaltung 3 und einen Eingangswiderstand 21 aus einem Gleich- oder Wechselspannungsnetz 20 gespeisten Sperrwandler. Die Spannung des speisenden Gleich- oder Wechselspannungsnetzes 20 kann im Bereich zwischen 90 bis 250 Volt und die Frequenz im Falle eines speisenden Wechselspannungsnetzes nahezu beliebig sein. Parallel zu den Eingangs-Gleichspannungsklemmen der Gleichrichter-Brückenschaltung 3 ist ein Eingangskondensator 4 zum Sieben und Glätten der Eingangsspannung geschaltet. Parallel zum Eingangskondensator 4 ist die Reihenschaltung der Primärwicklung 51 eines Übertragers 5 mit der Laststrecke eines ersten Transistors 1 und eines ersten Widerstandes 8 geschaltet. Die Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5, deren Wickelsinn dem der Primärwicklung 51 entgegengerichtet ist, ist in Reihe zu einer Diode 7 und einer Parallelschaltung eines Kondensators 16 und eines Gleichstrom motors 6 als Verbraucher geschaltet. Die Basis des ersten Transistors 1 ist über einen zweiten Widerstand 12 mit dem einen Wicklungsende der Primärwicklung 51 des Übertragers 5, über die Reihenschaltung eines Rückkopplungskondensators 9 und eines Rückkopplungswiderstandes 10 mit dem einen Wicklungsende der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 und mit dem Kollektor eines zweiten Transistors 2 verbunden, dessen Emitter über einen Schalter 17 an die eine Gleichspannungsklemme der Gleichrichter Brückenschaltung 3 angeschlossen ist. Die Basis des zweiten Transistors 2 ist über ein erstes Referenzelement in Form einer Zenerdiode 11 mit dem anderen Wicklungsende der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 bzw. mit dem Ausgangskondensator 16 oder dem Gleichstrommotor 6 und über ein zweites Referenzelement in Form einer zweiten Zenerdiode 22 mit dem Emitter des ersten Transistors 1 verbunden. Parallel zur Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors 2 ist ein dritter Widerstand 13 und parallel zum ersten Widerstand 8 ein Kondensator 14 vorgesehen. Die parallel zur Primärwicklung 51 des Übertragers 5 geschaltete Reihenschaltung einer Zenerdiode 18 und einer in entgegengesetzter Durchlassrichtung gepolten Diode 19 mit gemeinsamer kathodenseitiger Verbindung dient der Aufgabe, die sich aufgrund der Streuinduktivität bildenden Spitzen der Spannungs-Rückschlagimpulse zu beseitigen bzw. zu begrenzen. Parallel zum Rückkopplungskondensator 9 ist eine Diode 15 mit anodenseitigem Anschluss an das eine Wicklungs ende der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 geschaltet. Selbstverständlich kann analog zur eingangs dargestellten bekannten Schaltungsanordnung parallel zum Gleichstrommotor 6 über eine entsprechende Schalteranordnung ein Akkumulator vorgesehen werden, der zum netzunabhängigen Betrieb des Gleichstrommotors 6 herangezogen wird, wobei vorzugsweise eine in Reihe zum Akkumulator vorgesehene und entsprechend gepolte Diode ein Entladen des Akkumulators verhindert, wenn die Schaltung nicht vom Netz gespeist wird. Analog zur eingangs beschriebenen Funktionsweise der bekannten Schaltungsanordnung wird bei Anlegen einer Netz-Wechselspannung an die Gleichrichter-Brücken- schaltung 3 die gleichgerichtete Wechselspannung an den Glättungs- und Siebkondensator 4 gegeben, so dass der über die Primärwicklung 51 des Übertragers 5 und den zweiten Widerstand 12 fliessende Strom über den Rückkopplungswiderstand 10 den Rückkopplungskondensator 9 auflädt,bis die Spannung an der Basis des ersten Transistors 1 soweit angestiegen ist, dass der erste Transistor 1 leitend wird. Der dadurch bedingte Kollektorstrom fliesst durch die Primärwicklung 51 des Übertragers 5 und induziert in der Sekundärwicklung 52 eine positive Spannung, die über den Rückkopplungskondensator 9 und den Rückkopplungswiderstand 10 an die Basis des ersten Transistors 1 geführt wird und einen grösseren Basisstrom hervorruft. Mit dem Einschalten des ersten Transistors 1 steigt der durch die Primärwicklung 51 des Übertragers 5 fliessende Strom infolge der Induktivität der Primärwicklung 51 linear an,bis über dem ersten Widerstand 8 eine dem linear ansteigenden Strom proportionale Spannung abfällt, die von einer bestimmten Höhe an im zweiten Transistor 2 einen Basisstrom fliessen Lässt1 wodurch der zweite Transistor 2 eingeschaltet und darnit das Potential an der Basis des ersten Transistors 1 auf Bezugspotential gezogen wird und somit der erste Transistor 1 abschaltet. Während der Sperrphase des ersten Transistors 1 fliesst die im Kern des Übertra- gers 5 gespeicherte magnetische Energie über die Sekundärwicklung 52 und die Diode 7 in den Ausgangskondensator 16 ab. Übersteigt die am Ausgangskondensator 16 anstehende Spannung infolge des Ladezustandes des Ausgangskondensators 16 die Zenerspannung des ersten Referenzelementes 11, so wird unabhängig von der am ersten Widerstand 8 abfallenden Spannung der zweite Transistor 2 ständig leitend gehalten, so dass die Basis des ersten Transistors 1 ständig an Masse bzw. Bezugspotential anliegt, wodurch der Sperrwandler seinen Betrieb einstellt. Erst wenn die Spannung am Ausgangskondensator 16 infolge des Stromverbrauchs durch den parallel geschalteten Gleichstrommotor 6 so niedrig geworden ist, dass die Zenerspannung des ersten Referenzelementes 11 unterschritten wird, hängt der Sperrbzw. Leitzustand des zweiten Transistors 2 und damit des ersten Transistors 1 wieder von der an dem ersten Widerstand 8 abfallenden Spannung in Bezug auf die Zenerspannung des zweiten Referenzelementes 22 ab und der Sperrwandler kann wieder anschwingen. Das zweite Referenzelement dient dabei dazu, den zweiten Transistor 2 dann einzuschalten, wenn die Zenerspanung des zweiten Referenzelementes 22 infolge der am Emitterwiderstand 8 ansteigenden Spannung überschritten wird. Durch die Parallelschaltung der Diode 15 parallel zum Rückkopplungskondensator 9 kann der Sperrwandler bei Unterschreiten der Zenerspannung des ersten Referenzelementes 11 sofort wieder anschwingen, da der Rückkopplungskondensator 9 von der an der Sekundärwick lung 52 des Übertragers 5 anstehenden Ausgangsspannung über die Diode 15 sofort auf eine entsprechende Polarität aufgeladen wird. Dies geschieht mit so kleiner Zeitkonstante, dass der Basisstrom des ersten Transistors 1 in minimaler Zeit so stark ansteigt, dass ein vollständiges Durchschalten des ersten Transistors 1 ohne eine durch die Kapazität des Rückkopplungskondensators 9 und den Widerstandswert des Rückkopplungswiderstandes 10 bestimmte Zeitkonstante leitend wird und somit der Sperrwandler seinen Betrieb aufnimmt. Wie der zeitlichen Darstellung der Spannung am Ausgangskondensator 16 gemäss Fig. 3 zu entnehmen ist, ergibt sich im Gegensatz zur sägezahnförmigen Spannung am Ausgangskondensator 16 eine nahezu konstante Spannung, deren Schwankungen nur noch von der Schaltfrequenz des Sperrwandlers abhängen, wenn die Spannung am Ausgangskondensator 16 noch nicht die Zenerspannung des ersten Referenzelementes überschreitet. Die erfindungsgemässe Lösung ermöglicht eine freie Wahl des Rückkopplungskondensators, d. h. keine Beschränkung des Rückkopplungskondensators auf eine bestimmte Mindestgüte. Dadurch ist beispielsweise auch die Verwendung eines billigen Rückkopplungskondensators möglich. Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemässen Lösung besteht darin, dass der zur Glättung dienende Ausgangskondensator bei gleicher Glättungswirkung eine erheblich kleinere Kapazität aufweisen kann als es bei der Anwendung bekannter Schaltungen ohne die Diode erforderlich wäre. Bei gleicher Glättungswirkung wie bei der bekannten Schaltung ist es daher möglich, anstelle eines Ausgangskondensators mit einer Kapazität von 2200 #F einen Ausgangskondensator mit einer Kapazität von 220 FF auszuwählen.

Claims: Patentansprüche 1. Elektronisches ¯Schaltnetzteil zur Speisung eines Verbrauchers aus einer Eingangs spannungs- quelle veränderbarer bzw. veränderlicher Span nungshöhe mit einem primär getakteten Sperr wandler mit einem Übertrager, dessen Primär wicklung in Reihe zur Laststrecke eines ersten Transistors parallel zur Eingangsspannungsquelle und dessen Sekundärwicklung in Reihe zum Verbraucher und einer ersten Diode geschaltet ist, wobei die Basis des ersten Transistors über die Reihen schaltung eines Rückkopplungskondensators und eines Rückkopplungswiderstandes an das eine Wicklungs ende der Sekundärwicklung des Vbertragers, über einen zweiten Widerstand an die Primärwicklung des Ubertragers und an einen Lastanschluss eines zweiten Transistors angeschlossen ist, dessen anderer Last anschluss mit der Eingangsspannungsquelle verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis des zweiten Transistors (2) über ein erstes Referenzelement (11) an das andere Wicklungsende der Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) und über ein zweites Referenz element (22) an die Verbindung des einen Lastan schlusses des ersten Transistors (1) mit einem in Reihe zur Laststrecke des ersten Transistors (1) geschalteten ersten Widerstand (8) angeschlossen ist und dass parallel zum Rückkopplungskondensator (9) eine Diode (15) mit anodenseitigem Anschluss an die Sekundärwicklung (52) des Ubertragers (5) geschaltet ist, die mit dem Umschalten des zweiten Transistors (2) in den Sperrzustand die an der Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) an stehende Ausgangsspannung unmittelbar an die Basis des ersten Transistors (1) legt. 2. Elektronisches Schaltnetzteil nach Anspruch l, dadurch gekennzeichnet, dass die Sperrphase des ersten Transistors (l) so bemessen ist, dass die in dem Übertrager (5) gespeicherte Energie vollstän dig an den Ausgangskondensator (16) abgegeben wird, dass bei einer die Zenerspannung des ersten Referenzelementes (all) übersteigenden Spannung am Ausgangskondensator (16) der erste Transistor (l) ge-sperrt bleibt und dass bei Unterschreiten der am Ausgangskondensator (16) anliegenden Spannung unter die Zenerspannung des ersten Referenzele mentes (all) der Sperr- bzw. der Leitzustand des ersten Transistors (l) von der am ersten Wider stand (8) abfallenden Spannung in bezug auf die Zenerspannung des zweiten Referenzelementes (22) abhängt.

Inventors: SCHWARZ, GERHARD
Applicants: BRAUN AKTIENGESELLSCHAFT
Application year: 1984
Main classification: H02M3
IPC codes: H02M3