FREQUENCY SYNTHESIZER FOR A TELEVISION RECEIVER

Abstract: 1. A frequency synthesizer for synthesizing a frequency (FO) which is determined on the basis of two reference frequencies (FR and FH) and which is determined such that ¦FR-FO¦ = n . FH, n being N1/N2 and N1 and N2 being positive integers, comprising a controlled oscillator, the free frequency F of which is close to FO, a first multiplier (3) receiving FR and F and supplying the frequency FR-F, a first divider (6), whose return to zero input receives the frequency FR-F and which supplies the frequency FR-F/N1, a second divider (8) whose return to zero input receives the frequency FH and which supplies the frequency FH/N2, a first coincidence detector (7) receiving the output signals of the first and second dividers and supplying to the controlled oscillator (1) a control signal of positive or negative polarity according to whether the output signal of the first divider proceeds the output signal of the second divider or vice versa, characterized in that it further comprises validation means (20 to 24) acting on the return to zero inputs of both dividers in order to validate them whenever two pulses of the signals at the frequencies ¦FR-F¦ and FH appear substantially at the same moment, the validation lasting until the outputs of the two dividers show simultaneously a high level.

Description: SYNTHETISEUR DE FREQUENCE POUR TELEVISEUR. La présente invention concerne le domaine des générateurs de fréquence asservie et elle concerne plus particulièrement un synthétiseur de fréquence utilisable dans un téléviseur. Dans un téléviseur, on a souvent besoin de plusieurs fréquences bien définies et qui correspondent généralement à des fréquences émises par l'émetteur correspondant. Ce problème se pose plus particulièrement quand on désire fabriquer un téléviseur couleur susceptible de recevoir des signaux télévisés émis selon des normes ou standards distincts. Actuellement, les standards les plus utilises de télévision couleur ont en commun que le contenu de chaque ligne de télévision comprend la superposition d'informations de luminance et d'informations de chrominance, ces dernières étant portées par une sous-porteuse de chrominance. Ce contenu d'informations est précédé par un top de synchronisation et une salve de quelques oscillations du signal de la sous-porteuse de chrominance. Les différents systèmes de télévision couleur different par la fréquence de la sous-porteuse de chrominance, la façon dont cette sous-porteuse de chrominance est modulée par les informations de chrominance (modulation d'amplitude ou modulation de phase), et la façon dont la phase ou la fréquence de la sousporteuse de chrominance varie d'une ligne à la suivante. Dans le système NTSC, la sous-porteuse de chrominance est la même pour toutes les lignes. Sa fréquence est de 3,57 MHz selon les normes américaines. Certains pays européens ont adopté le système NTSC, mais avec une fréquence de sous-porteuse égale à 4,43 MHz. Dans le système PAL, la fréquence de la sous-porteuse de chrominance est la même pour toutes les lignes, mais la phase d'un des vecteurs de modulation varie de + ou - 9 d'une ligne à l'autre. Usuellement, la fréquence de la sous-porteuse de chromi nance est normalisée à 4,43 MHz. Dans ce système, le signal de salve est également déphasé de + ou - 9 d'une ligne à la suivante. Dans le système SECAM, c'est la fréquence centrale de la scus-porteuse de chrominance qui varie d'une ligne à l'autre, respectivement 4,25 MHz et 4,40 MHz. En SECAM, les sous-porteuses de chrominance sont modulées en fréquence, alors que dans les systèmes NTSC et PAL, la sous-porteuse de chrominance est modulée en amplitude et en phase. Ainsi, un téléviseur susceptible de recevoir les signaux selon les diverses normes mentionnées précédemment doit contenir des oscillateurs permettant de fournir des fréquences de 3,57 MHz, 4,43 MHz, 4,25 MHz et 4,40 MHz. Ces signaux fournis de façon interne par le téléviseur sont ensuite asservis en phase avec les signaux correspondants de l'émission. Classiquement, pour fournir des signaux d'horloge, on utilise des oscillateurs dont la fréquence peut être ajustée par une tension, mais qui, dé i au repos, doivent avoir une fréquence très proche de la fréquence recherchée. Dans la pratique, ceci conduit à utiliser des oscillateurs à quartz. Ainsi, si l'on cherche I disposer sur une même puce de circuit intégré un nombre important d'oscillateurs, il sera nécessaire de prévoir un nombre relativement important de bornes d'accès à ce circuit pour y connecter les divers circuits résonnateurs à quartz ou circuits LC qui, eux, ne peuvent être intégrés. Or, chacun sait que le prix d'un circuit intégré augmente très rapidement avec le nombre de ses bornes d'accès. Ainsi, pour éviter cet inconvénient, la présente invention prévoit de synthétiser plusieurs fréquences élevées voisines d'une fréquence de référence élevée à partir de cette fréquence de référence et d'un deuxième signal de référence de fréquence plus faible éventuellement obtenu par division de la fréquence de référence élevée, ce synthétiseur étant formé sans utiliser de quartz pour fixer les diverses fréquences synthétisées et prenant en compte le fait que la synthèse de fréquence se fait non pas en permanence mais périodiquement (pendant le retour de trame du balayage du téléviseur), ce qui pose des problèmes particuliers. La fréquence synthétisée est utilisée ensuite pendant toute la durée de la trame gracie à une mémorisation de la tension de commande de l'oscillateur contrôlé. Ce synthétiseur utilise une référence de fréquence stable et précise, extérieure au circuit. Dans un téléviseur, il existe par ailleurs des circuits qui exigent la présence d'un oscillateur à quartz, par exemple une horloge, un microprocesseur ou des circuits de synthèse de fréquence du tuner (sélection des canaux). L'invention permet d'utiliser simplement cette fréquence de référence pour générer diverses fréquences synthétisées de valeurs également stables. Pour atteindre cet objet ainsi que d'autres, la présente invention prévoit un synthétiseur d'une fréquence déterminée FO à partir de deux fréquences de référence (FR et FH), cette fréquence déterminée étant telle que I FR-Ft - n FH avec n = N1/N2, N1 et N2 étant des entiers. Ce synthétiseur comprend un oscillateur commandé dont la fréquence libre est voisine de FO ; un premier multiplieur recevant la fréquence de référence FR et la fréquence F fournie par l'oscillateur et fournissant un signal à la fréquence FR-F ; un premier diviseur muni d'une entrée de remise à zéro recevant le signal FR-F et fournissant un signal (FR-F)/N1 ; un deuxième diviseur muni d'une entrée de remise à zéro recevant la deuxième fréquence de référence FH et fournissant un signal à la fréquence FH/N2 ; un circuit recevant les sorties des premier et second diviseurs et fournissant vers l'oscillateur commandé un signal de commande positif ou négatif selon que le signal du premier diviseur est en avance ou en retard sur celui du second et des moyens de validation agissant sur les entrées de remise à zéro des deux diviseurs pour les valider dès que deux impulsions des signaux aux fréquences ( FR-# et FH apparaissent sensiblement simultanément et jusqu'à ce que les deux sorties des diviseurs soient simultanément I haut niveau. La deuxième fréquence de référence FH peut être obtenue par division de la premier. Néanmoins, dans un téléviseur, elle correspondra de préférence à la fréquence de balayage de lignes. D'autres aspects de la présente invention ainsi qu'une description détaillée des moyens de validation apparattront dans la description suivante faite en relation avec les figures jointes parmi lesquelles - la figure 1 représente un schéma sous forme de blocs d'un synthétiseur selon la présente invention, - la figure 2 représente les allures des signaux en divers points du circuit de la figure 1, - la figure 3 représente une première application de la présente invention, - la figure 4 représente une deuxième application de la présente invention. Le circuit selon la présente invention illustré en figure 1 comprend un oscillateur commandé par une tension 1 (du type couramment désigné dans la littérature anglo-saxone par le sigle VCO). Selon une caractéristique importante de la présente invention, cet oscillateur, qui doit fournir avec l'assistance de l'ensemble du circuit selon 11 invention la fréquence que l'on cherche à synthétiser, n'est pas un oscillateur de haute précision sa quartz. Cet oscillateur fournit au repos une fréquence F qui tend vers la fréquence FO que l'on cherche I synthétiser et qui est disponible sur une borne 2. Cette borne 2 est connectée l'entrée d'un multiplieur 3 dont une autre entrée, 4, reçoit un signal de référence à une fréquence FR. Ce multiplieur est suivi d'un filtre passe-bas 5 à la sortie duquel on obtient donc un signal à la fréquence de j FR- . Ce signal est transmis à l'entrée d'un premier diviseur 6 effectuant une division par un entier N1 à la sortie A duquel on obtient donc un signal de fréquence | I FR-d/ N1. La borne A est connectée à la premier entrée d'un détecteur de coIncidence 7. L'autre entrée de ce détecteur 7 reçoit la sortie B d'un diviseur 8 effectuant une division par un entier N2 d'un signal à une fréquence de référence FH apparaissant sur la borne d'entrée de ce diviseur. La sortie du détecteur 7 est transmise à l'entrée de l'oscillateur commandé 1 auquel elle sert de signal d'erreur mémorisé sur un moyen de mémorisation tel qu'un condensateur 10. Eventuellement, la sortie du détecteur 7 passe par l'intermédiaire d'un moyen de validation 11. D'autre part, un ensemble logique permet le fonctionnement satisfaisant du circuit. Cet ensemble comprend une porte ET 20 dont les entrées sont respectivement connectées aux bornes A et B. La sortie de cette porte ET est transmise ,d'une part, à l'entrée S d'une bascule RS 21 et, d'autre part, par l'lntermé- diaire d'un inverseur logique 22 à la première entrée d'une porte ET 23 dont la sortie est connectée à la borne R de la bascule 21. Une deuxième entrée de la porte ET 23 reçoit un signal de validation RT et la troisième entrée de la porte ET 23 reçoit un signal d'initialisation I provenant d'un détecteur de coIncidence à fenêtre 24 dont la première entrée reçoit le signal I FR- disponible à l'entrée du diviseur 6 et dont l'autre entrée reçoit le signal à la fréquence FH disponible à l'entrée de l'autre diviseur 8. On va décrire ce circuit plus particulièrement dans une application à un téléviseur couleur ob la premiere fréquence de référence FR est la fréquence de la sous-porteuse de chrominance selon les normes PAL de 4,433 MHz, dù la fréquence que l'on cherche à synthétiser est la fréquence de la sous-porteuse de chrominance FOB du système SECAM égale à 4,250 MHz et òù la deuxième fréquence de référence FH est la fréquence de balayage horizontal ou fréquence de ligne d'un téléviseur 625 lignes qui est égale à 15,625 kHz. En ce cas, FR-FO = 183,6 kHz, ce qui correspond à une période TR-O = 5,45 microsecondes. On a alors FR-FO s 4147 FH, c'est-à-dire que le système fournit la fréquence FO recherchée quand (FR-F)/47 - FH/4. Dans cette application, le signal de validation appliqué aux portes ET 11 et 23 et désigné dans la figure 1 par la référence RT est le signal de retour de trame. En effet, on ne synthétise la sous porteuse de chrominance que pendant ce retour de trame. Pour expliquer le fonctionnement du circuit de la figure 1, on supposera que l'on part d'un état initial òù la bascule 21 a sa sortie Q à l'état 1, c'est-8-dire que le dernier signal quelle a reçu est un signal sur son entrée S. Dans ce cas, les entrées de remise 8 zéro des diviseurs 6 et 8 qui reçoivent le signal de sortie de cette bascule inhibent le fonctionnement de ces diviseurs. Ceux-ci ne peuvent fonctionner que si un signal est appliqué B l'entrée R de la bascule 21, ce qui place la sortie Q au niveau 0. Pour que cette entrée R recoive un signal, il faut que les trois entrées de la porte ET 23 se trouvent simultanément à haut niveau. On doit d'sbord être dans une période de retour trame pendant laquelle un signal RT I haut niveau est reçu. Comme on a supposé que les diviseurs 6 et 8 étaient inhibés, les sorties A et B de ces diviseurs sont à bas niveau et la sortie de la porte ET 20 est à bas niveau. L'entrée correspondant à la sortie de l'inverseur 22 vers la porte 23 est donc à haut niveau. I1 reste donc à recevoir un signal d'initialisation I à haut niveau. Ceci se produit quand le détecteur de colncidence à fenêtre 24 détecte des impulsions, par exemple des fronts montants des signaux FR-F et F11 situés à l'intérieur d'un écart temporel déterminé. A partir de ce moment, les diviseurs N1 et N2 commencent à fonctionner. Un front montant apparat alors à la borne A au bout de 47 périodes du signal FR-F, c'est-b-dire après une durée égale à 47 TR-O tandis qu'un front montant apparatt à la borne B après une durée de 4 TH ; le détecteur de coIncidence 7 fournit alors un signal de sortie pendant la durée qui sépare l'apparition de ces deux fronts montants. Des que le deuxième front montant est apparu, la sortie de la porte ET 20 agit sur l'entrée S de la bascule 21 et les diviseurs 6 et 8 sont à nouveau inhibés jusqu'à ce qu'un signal I suivant apparaisse, du moment que l'on se trouve encore à l'intérieur de la période de retour de trame. On notera que sur l'apparition d'un niveau haut en sortie de la porte ET 20 on vient inhiber tout rétablissement (Reset) de la bascule 21 par l'intermédiaire de la porte 23. On suprime ainsi toute ambiguïté sur la fin du comptage. On notera également que le signal de com- mande fourni par le détecteur 7 est positif ou négatif selon que la sortie du diviseur 6 est en retard ou en avance par rapport à la sortie du diviseur 8. La figure 2 illustre des formes d'ondes en divers points du circuit de la figure 1. En haut de la figure, est représenté le signal de retour de trame RT d'un téléviseur, ce signal est à zéro pendant le balayage de l'image et à haut niveau pendant le retour de trame. Rappelons que le période de balayage est classiquement de 20 ms en Europe et que la durée du retour de trame est de l'ordre de 1,4 ms. A partir de l'instant tO, le système selon l'invention peut fonctionner, les portes ET 11 et 23 recevant un signal de validation. La deuxième courbe de la figure 2 représente le train d'impulsions FH à l'entrée du diviseur 8 et la troisième courbe le train d'impulsions FR-F à l'entrée du diviseur 6. Dans le cas de l'exemple numérique illustré précédemment, rappelons que FH est égal à 15,625 KHz alors que FR-F0 est égal à 183,6 KHz. Ainsi, un nombre important, supérieur à 10, d'impulsions FR-F apparatt dans l'intervalle entre deux impulsions FH. A l'instant tl, lors de l'apparition de la premier impulsion FH après l'instant tO, le détecteur de coTncidence 24 indique que l'écart | tl-tt entre le front montant de 11 impulsion du signal FH et le front montant de l'impulsion la plus proche du signal FR-F est supérieur à la fenêtre déterminée par le détecteur de coincidence 24. Aucun signal I n'est donc transmis par ce détecteur de coincidence 24. Supposons qu'b l'instant t3 d'apparition de l'impulsion de signal FH suivante, l'intervalle de temps t3-t4 entre cette impulsion et l'impulsion la plus proche du signal à la fréquence FR-F est inférieur à la fenêtre déterminée par le détecteur de colncidence 24. Alors, apparaît un signal d'initialisation I comme cela est représenté dans la figure. La porte ET 23 valide alors la bascule 21 et les diviseurs 6 et 8 fonctionnent. Le diviseur 8 fournit un signal à haut niveau à partir d'un instant t5 (voir courbe B1) distant de l'instant t3 d'une distance égale à quatre périodes du signal à la fréquence FH, soit 4TH. Le diviseur 6 fournit lui à sa sortie A un signal à haut niveau à un instant t6 (voir courbe Al) distant de 47 périodes du signal à la fréquence FR-F, soit 47TR,O. A partir de l'instant t6, la porte ET 20 reçoit deux entrées à haut niveau et la bascule 21 commute à l'état 1 ce qui inhibe le fonctionnement des diviseurs 6 et 8 et ramène très rapidement, à un instant t7 très voisin de l'instant t6 les signaux A et B à bas niveau. Pendant la durée s'étendant des instants t5 à t7, le détecteur de coIncidence 7 fournit un signal de commande IC (voir courbe ICî) vers l'oscillateur commandé 1, ce signal étant sensiblement nul entre les instants t6 et t7 puisque le détecteur 7 effectue la différence entre les deux signaux incidents. On notera que la durée d'intervalle t5-t6 est d'autant plus grande que le désaccord de la fréquence F de l'oscillateur commandé 1 est important par rapport à la fréquence FO recherchée. Après l'instant t7, le détecteur de coTncidence 24 recherche la coincidence ou quasi-coIncidence suivante des signaux aux fréquences FH et FR-F, quasi-coincidence qui apparat t pour les instants t8 et t9 indiqués sur la figure. On notera que si des coIncidences avaient été détectées par hasard entre les instants t3 et t8, une impulsion I non représentée sur la figure pourrait apparaître mais cette impulsion n'aurait aucun effet sur le déroulement des opérations indiquées précédemment. L'ensemble de courbes B2, A2, 1C2 indique le cas où le décalage de fréquence de l'oscillateur commandé par rapport à la fréquence souhaitée est en sens inverse du cas illustré précéde2ment, c'est-b-dire que la durée 47TR,O est inférieure à 4TB au lieu d'être supérieure à 4TH. Alors, apparait une impulsion de commande IC2 de polarité inverse de celle indiquée précédemment. Enfin, 11 ensemble de courbes B3, A3, IC3 indique le cas ob la fréquence de l'oscillateur commandé se rapproche de la fréquence FO souhaitée. En ce cas, la largeur des impulsions de commande est sensiblement nulle du fait que 4TH - 47TR-0. Il apparat néanmoins un petit signal d'erreur, aléatoirement positif ou négatif selon que, comme cela apparat t sur la figure, les décalages t3-t4 et t8-t9 sont positifs ou négatifs. CALCUL D'ERREURS. On peut apprécier la précision obtenue pour la fréquence FO en effectuant un calcul d'erreurs basé sur des valeurs numériques réalistes. Une première erreur est celle due au temps de propagation dans les diviseurs. On peut rendre ces temps de propagation sensiblement égaux en introduisant des retards appropriés et, si le diviseur par 47 comprend par exemple 18 opérateurs élémentaires présentant chacun une erreur aléatoire de 10 nanosecondes, l'erreur d'ensemble sera de 180 nanosecondes et une erreur équivalente existe pour l'autre diviseur et son système de compensation. On aura donc une erreur possible dT de l'ordre de + ou -400 nanosecondes. L'erreur de fréquence sera alors de l'ordre de: dF1 - (FR-FO) x dT/2T11, soit 183,6 kHz x 0,4/128 - + ou - 0,6 kHz. Une deuxième erreur est due à la largeur de la fenêtre de détection du détecteur de coIncidence 24. Si l'on choisit une fenêtre d'une largeur égale au quart de la période TR-O, soit environ 5,45/4 = 1,4 ms, l'erreur dF correspondante sera dF2 = (FR-FO) x 1,4 ns / (2 x 64 ms) - 2 irez. Cette erreur variera de O à + 2 kHz, mais, contrairement à ce qui a été exposé dans la description précédente, elle peut être choisie pour être toujours dans le même sens. D'autre part, elle peut être partiellement compensée pour arriver à une valeur de + ou - 200 Hz. Une troisième erreur est celle due à l'oscillateur commandé lui-même et aux pertes dans le condensateur de mémorisation 10. En supposant que le courant de fuite dans ce condensateur soit de 0,5 microampère et que le courant de commande IC puisse avoir une valeur maximale de 10 milliampères, si l'on considère qu'il peut y avoir trois échantillonnages par période de retour trame qui est de 1,4 ms pour une durée de trame de 20 ms, la largeur d'impulsions T sera telle que (20 - 1,4) IE w 3 . Tx IC, soit T = 0,32 ms, ce qui nous donne une erreur de fréquence dF3 ^ 220 Hz. L'erreur totale sera donc de 600 + 200 + 220 Hz, soit environ 1000 Hz (lkHz). I1 s'agit là d'une erreur tout à fait minime pour un signal recherché d'une fréquence de 4,250 MHz. On peut donc même élargir la fenêtre du détecteur de colncidence pour la porter à une valeur égale à celle de la période de FR-F0, ce qui quadruple l'erreur liée à l'impulsion d'initialisation et augmente seulement de 600 Hz l'erreur totale. EXEMPLES D'APPLICATION. La figure 3 représente une application de la présente invention dans laquelle on génère toute une série de fréquences de référence à partir de la fréquence de référence fournie par un oscillateur à quartz asservi sur la fréquence de référence du système PAL égal à 4,43 MHz. Comme cela est représenté sur la figure, on peut ainsi générer la fréquence de base du système NTSC qui est de 3,57 MHz ou les fréquences de base du système SECAM de 4,25 et 4,406 MHz. Des valeurs numériques ont été indiquées précédemment pour obtenir la valeur de référence de 4,25 MHz. Pour obtenir la valeur de référence de 3,57 MHz, il convient de prévoir pour le diviseur 6 une valeur N1 - 55 et pour le diviseur 8 une valeur N2 - 1. Pour la fréquence de 4,406 MHz, il convient de prévoir pour le diviseur 6 une valeur N1 = 7 et pour le diviseur 8 la même valeur N2 = 4 que pour le cas de l'autre fréquence de référence du système SECAM. Comme l'indique la figure 3, étant donné que l'on n'a pas besoin simultanement des fréquences de référence NTSC et SECAM, il est possible d'utiliser un seul ensemble de diviseurs par exemple pour la fréquence de référence à 4,25 MHz du SECAM et la fréquence de référence à 3,57 MHz du NTSC. Des moyens de conditionnement sont prévus pour modifier le facteur de division de ce diviseur. De même, le facteur de division du diviseur 8 sera modifié pour passer de 4 à 1 selon que l'on cherche à obtenir la fréquence de référence du SECAM ou du NTSC. La figure 4 indique de même comment à partir d'une fréquence de référence arbitraire de 4 MHz, on peut générer toutes les fréquences souhaitées à condition de choisir des valeurs convenables pour les facteurs de division N1 et N2. Pour obtenir la fréquence de référence du PAL à 4,43 MHz, le diviseur par N1 (6A) effectue une division par 111 et le diviseur par N2 (8) une division par 4. Pour fournir un signal de référence NTSC à 3,57 MHz, le diviseur par N1 (6A) effectue une division par 27 tandis que le diviseur par N2 effectue une division par l'unité. Pour fournir la fréquence de référence SECAM du bleu à 4,25 MHz, le diviseur par N1 (6A) effectue une division par 16 tandis que le diviseur par N2 (8) effectue une division par l'unité. Enfin, pour obtenir la fréquence de référence SECAM I 4,406 HHz, le diviseur par N1 (6B) (distinct du diviseur 6A puisque les deux signaux SECAM doivent être disponibles simultanément) effectue une division par 26 alors que le diviseur par N2 (8) effectue toujours une division par l'unité. Bien entendu, des moyens de commutation sont prévus pour modifier l'oscillateur commandé 1A et le diviseur par N1 6A selon que l'on souhaite obtenir un signal de fréquence de référence à 4,43, 3,57 ou 4,25 MHz. De même, en figures 3 et 4, on n'a pas représenté les ensembles de circuits logiques destinés à assurer le bon fonctionnement du système, ces ensembles étant analogues à ceux décrits précédemment en relation avec la figure 1.

Claims: REVENDICATIONS. 1. Synthétiseur d'une fréquence déterminée (FO) à partir de deux fréquences de référence (FR et FH), cette fréquence déterminée étant telle que j FR-FO (I j = n FH avec n t N1/N2, N1 et N2 étant des entiers positifs, comprenant un oscillateur commandé dont la fréquence libre F est voisine de FO, caractérisé en ce qu'il comprend en outre - un premier multiplieur (3) recevant FR et F et fournissant la fréquence FR-F, - un premier diviseur (6) muni d'une entrée de remise à zéro recevant la fréquence FR-F et fournissant la fréquence FR-F/N1, - un deuxième diviseur (8) muni d'une entrée de remise à zéro recevant la fréquence FH et fournissant la fréquence FH/N2, - un premier détecteur de coïncidence (7) recevant les sorties des premier et deuxième diviseurs et fournissant vers l'oscillateur commandé (1) un signal de commande positif ou négatif selon que le signal du premier diviseur est en avance ou en retard sur celui du second, - des moyens de validation (20 à 24) agissant sur les entrées de remise à zéro des deux diviseurs pour les valider dès que deux impulsions des signaux aux fréquences j FR-F j et FH apparaissent sensiblement simultanément et jusqu a ce que les sorties des deux diviseurs soient simultanément B haut niveau. 2. Synthétiseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de validation comprennent un second détecteur de coTncidence (24) fournissant un signal quand l'écart entre des fronts déterminés, de montée ou de descente, des signaux d'entrée des diviseurs est inférieur à un seuil déterminé. 3. Synthétiseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la deuxième fréquence de référence est obtenue par division de la première. 4. Synthétiseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de validation valident les diviseurs pendant les retours de trame du balayage du téléviseur.

Inventors: IMBERT, MICHEL, VAN DEN DRIESSCHE, MICHEL
Applicants: THOMSON-CSF
Application year: 1984
Main classification: H03L7
IPC codes: H04N9, H03L7