SINGLE-CHANNEL RADIO DIRECTION FINDER USING THE DIFFERENCE IN TIME OF ARRIVAL AND ADAPTED TO PROCESS AMPLITUDE-MODULATED SIGNALS OF THE A3J OR A1 TYPE

Abstract: 1. A radiogoniometric method utilizing a single channel radiogoniometric with a shift in the arrival time, the radiogoniometer comprising a measuring base formed by two antennas (A and B) connected with the inputs of a hybrid quadrature coupler (20) by the intermediary of controllable delay lines (10 and 11), a receiver (40), a control circuit for the delay lines (60), a managing circuit (50) and a switch (30), the said method comprising the following stages ; the outputs of the coupler are alternatively connected with the input of the receiver (40) by the intermediary of the switch (30) which is controlled by a switching signal (Hc), the managing circuit (50) generates the switching signal and acts on the signal received in the receiver in order to produce a directional error signal (Se) as a function of the difference of the energy measured for the signal received between successive switching, and the control circuit for the delay lines (60) is controlled by the said directional error signal, characterized in that the managing circuit (50) produces : a phase for the detection of the received signal suring which the switch alternatively connects the outputs of the coupler with the input of the reception channel in a fixed rhythm, a phase of analysis of the signal so detected in order to generate the said switching signal (Hc) synchronized with the detected signal, and a phase for the validation of the energy measurements in order to confirm the continuity of the detected signal conditioning the generation of the directional error signal, and in that an analysis phase follows a positive validation phase, whereas a new detection phase follows a negative validation phase.

Description: Radiogoniomètre à écart de temps d'arrivée, monocanal, adapté au traitement de signaux modulés en amplitude de type AgJ ou L'invention se rapporte au domaine de la radiogoniométrie et plus particulièrement à un radiogoniomètre à écart de temps d'arrivée, monocanal, adapté au traitement de signaux modulés en amplitude de type A35 ou A1. La mesure de l'angle d'arrivée des émissions radioélectriques du type modulation d'amplitude à BLU sans porteuse, (type A3J selon la classification internationale de ce type d'émissions), ou du type modulation d'amplitude par tout ou rien (type A1 selon cette même classification), ne peut pas être obtenue au moyen d'un radiogoniomètre à écart de temps d'arrivée monocanal classique. En général le traitement de ce type de signaux est donc réalisé dans un radiogoniomètre à plusieurs canaux de réception. En effet, dans la technique de radiogoniométrie par interférométrie, la valeur de l'angle d'arrivée d'une onde radioélectrique est déduite du déphasage entre les signaux reçus sur deux antennes proches distantes de d, mesuré par interférométrie entre deux canaux de réception. Dans un radiogoniomètre monocanal, par exemple du type décrit dans le brevet américain USP 3 806 937, qui ne dispose que d'une voie de réception, la mesure de l'angle d'arrivée est effectuée par une méthode d'interférométrie détournée en mesurant l'écart de temps d'arrivée T de l'onde sur les deux antennes, t = dc sina, où c est la vitesse de la lumière. Cette les mesure est possible pour des signaux modulant une porteuse, en amplitude ou en fréquence type A3 ou F3, de la manière suivante: Les sorties des antennes sont reliées à des lignes à retards variables, et les sorties de ces lignes sont reliées à un coupleur hybride à quadrature. Les sorties du coupleur délivrent des combinaisons des signaux de sortie des antennes et un commutateur relie alternativement, à un rythme fixe, l'entrée du récepteur à l'une et l'autre des sorties du coupleur pour créer un signal modulé en amplitude. Le signal modulé est significatif, après détection, de la différence d'énergie entre les signaux présents aux sorties du coupleur hybride. La période de commutation des sorties du coupleur est choisie, de manière à éliminer l'influence de la modulation sur l'estimation de cette différence d'énergie pour qu'elle soit seulement représentative de la différence d'énergie des porteuses. Cette fréquence de commutation est donc choisie pour éliminer jusqu'aux fréquences les plus basses du spectre de la modulation propre du signal. Le signal de sortie du détecteur est alors uniquement fonction de l'écart de temps d'arrivée sur les deux antennes et donc de l'angle ct d'arrivée de l'émission. Cet angle est repéré par rapport à la normale à la base de mesure interférométrique constituée par les deux antennes, pour une émission arrivant avec un angle de site nul. Ce signal est reçu dans le récepteur et traité, après transposition, filtrage et régulation, par une unité de gestion qui délivre un signal d'asservissement pour compenser par les lignes à retard, l'écart de temps d'arrivée entre les deux antennes de manière à obtenir un écart de phase nul entre les entrées du coupleur hybride; le réglage des lignes à retard donne alors une mesure de l'angle d'arrivée de l'émission radio. Cette solution n'est pas applicable aux signaux reçus modulés en bande latérale unique, BLU, sans porteuse, type A3J, ou modulés en amplitude par tout ou rien, type A1 , car la différence d'énergie entre les deux sorties du coupleur hybride n'est pas seulement représentative de l'écart de phase entre les entrées du coupleur, mais traduit également les variations du signal de modulation. Par exemple, en mode A33 l'absence d'énergie à la fréquence porteuse fait que l'énergie est représentative du signal de modulation lui-même et varie très différemment selon que l'on est dans une séquence du signal de parole du type période de silence, période peu voisée, ou période très voisée. De même en modulation de type A1 les messages émis sont des suites de mots binaires qui créent le découpage de l'amplitude d'une porteuse par tout ou rien suivant un rythme digital; l'énergie du signal peut donc être très variable d'une période T à la période suivante. La présente invention a pour objet un radiogoniomètre à écart de temps d'arrivée monocanal adapté pour traiter également les signaux à bande latérale unique sans porteuse type A33, ou les signaux modulés par tout ou rien, type A1. Suivant l'invention, un radiogoniomètre à écart de temps d'arrivée, monocanal, comportant une base de mesure formée de deux antennes reliées aux entrées d'un coupleur hybride à quadrature par l'intermédiaire de lignes à retard commandables, les sorties du coup leur étant alternativement reliées à l'entrée d'un canal de réception par l'intermédiaire d'un commutateur commandé par un signal de commutation, un circuit de gestion générant le signal de commutation et traitant un signal prélevé dans le canal de réception, pour élaborer un signal d'écartométrie fonction de la différence des énergies mesurées sur le signal prélevé entre commutations successives et un circuit de commande des lignes à retard commandé par le signal d'écartométrie, est caractérisé en ce que le circuit de gestion commande: : - une phase de détection de présence du signal reçu pendant laquelle le commutateur relie alternativement les sorties du coupleur à l'entrée du canal de réception à un rythme fixe, - une phase d'analyse du signal ainsi détecté pour générer un signal de commutation fonction du signal détecté, - et une phase de validation des mesures d'énergie pour confirmer la continuité du signal détecté, conditionnant la génération du signal d'écartométrie, et en ce qu'une phase d'analyse succède à une phase de validation positive, tandis qu'une nouvelle phase de détection succède à une phase de validation négative. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques appa ra'iront à l'aide de la description qui suit en référence aux figures annexees. - La figure 1 représente un schéma synoptique du radiogoniomètre suivant l'invention. - La figure 2 est un schéma synoptique du circuit de gestion représenté sur la figure 1. - La figure 3 est un exemple de signal voisé en début de parole. - La figure 4 est un chronogramme des signaux de commande dans le circuit de gestion. - La figure 5 est un exemple de signal en cours de parole, avec le signal d'horloge de commutation pour la mesure de l'angle d'arrivée sur un signal modulé en bande latérale unique. - La figure 6 est un organigramme indiquant les principales étapes du procédé de traitement mis en oeuvre dans le dispositif décrit ci-dessus. Le dispositif de radiogoniométrie suivant l'invention comporte des moyens pour synchroniser la détection de la tension d'écartométrie sur le signal modulant et en particulier, lorsque le signal BLU est un signal de parole, sur la fréquence de mélodie du signal de parole. La fréquence de mélodie est la valeur de la fréquence correspondant à la périodicité temporelle très marquée du signal de parole dans les segments voisés. Cette fréquence de mélodie, liée à la vibration des cordes vocales, varie d'un individu à l'autre et est comprise entre 60 et 300 Hz. Elle est quasi constante quel que soit le son prononcé pour un même individu, mais l'amplitude du signal de parole varie dans une période de mélodie en fonction du son prononce. Ainsi, la synchronisation de la détection de la tension d'écartométrie sur la fréquence de mélodie rend cette détection indépendante de la dynamique propre du signal de parole. Pour cela, la fréquence de commutation des sorties du coupleur hybride est choisie égale à la moitié de la fréquence de mélodie, chaque sortie du coupleur étant reliée au canal de réception pendant une période de mélodie. La tension d'écartométrie calculée à partir des énergies mesurées dans trois demi-périodes de commutation successives n'est validée qu'après confirmation de la stationnarité du signal durant ces trois demi-périodes. Le dispositif de radiogoniométrie suivant l'invention comporte donc des moyens analogues à ceux mis en oeuvre dans un radiogoniomètre à écart de temps d'arrivée adapté à la réception de signaux modulés en amplitude classique, associés à des moyens de détection de la fréquence de mélodie dans le signal de parole reçu, et à un circuit de gestion particulier prenant en compte cette fréquence de mélodie dans le cas d'une détection d'un signal de type A33 pour commander la commutation des sorties du coupleur et la mesure du signal d'écartométrie. La figure 1 représente un schéma général de l'ensemble de ces moyens. Les antennes A et B forment la base interférométrique. Ce sont deux antennes identiques distantes de d. Les sorties de ces antennes sont reliées aux entrées de deux lignes à retard 10 et Il ayant des entrées de commande de retard. Les sorties des lignes à retard 10 et 11 sont reliées aux entrées d'un coupleur hybride à quadrature, 20, dont les sorties délivrent des combinaisons des signaux présents sur ses entrées. Soient SA et SB les signaux d'antennes retardés présents à la sortie des lignes à retard 10 et 11. Soient SC et 5D les signaux de sortie du coupleur hybride à quadrature 20, ces signaux s'écrivent de la manière suivante: SC = 1S/V2-(SA + j SB) SD = 1/V2(SB + j SA). En prenant comme référence de phase le signal sur l'antenne A et en supposant les deux voies appairées en gain, les signaux SA et SB s'expriment en fonction de l'amplitude S(t) et de la phase f (t) du signal de parole de la manière suivante: EMI5.1 où tUo est la pulsation du signal porteur, TA et TB les retards introduits par les lignes à retard respectivement 10 et 11, et A vP l'écart de phase en sortie des deux antennes. Pour une émission arrivant avec un angle de site nul, l'écart de phase, directement proportionnel à l'écart de temps d'arrivée, est également fonction de sin: ## = 2#d/# sin&alpha;, où #o est la o longueur d'onde du signal porteur. Les modules des signaux de sortie du coupleur sont donc: EMI5.2 La commutation des sorties du coupleur crée donc un signal modulé en amplitude à la fréquence de commutation dont l'indice de modulation dépend de+. Le radiogoniomètre permet d'élaborer un signal d'erreur caractéristique de cette modulation qui peut être annulé en modifiant les retards TA et TB introduits par les lignes à retard pour compenser l'écart de temps d'arrivée T entre les deux antennes (et l'écart de phase ##). Pour cela les sorties du coupleur hybride à quadrature sont reliées aux entrées d'un commutateur 30 commandé par une horloge de commuta tion HC . La sortie du commutateur est reliée à l'entrée du récepteur 40 dont la sortie basse fréquence BF est le signal d'écoute. Pour la détermination de la direction dans laquelle se trouve l'émetteur, la mesure de l'angle d'arrivée de l'émission est obtenue au moyen d'un circuit de gestion 50 ayant une première entrée reliée à la sortie BF du récepteur et une seconde entrée reliée à une entrée à fréquence intermédiaire FI régulée prélevant le signal à fréquence intermédiaire dans le récepteur. En effet, le traitement du signal reçu pour l'obtention de la tension d'écartométrie peut être réalisé soit sur le signal démodulé à basse fréquence, soit sur le signal à fréquence intermédiaire régulé. Dans le premier cas il est nécessaire que l'oscillateur local de mélange utilisé dans le récepteur pour détecter le signal modulé en bande latérale unique soit parfaitement accordé sur la fréquence reçue. En réalité, cet accord est réalisé par un opérateur d'écoute, et n'est jamais parfait. Il y a donc une dérive de l'oscillateur local par rapport à la fréquence reçue. Pour les traitements ultérieurs du signal en vue de l'acquisition de la fréquence de mélodie, il est nécessaire que cette dérive reste toujours très inférieure à une dizaine de hertz. Dans le second cas, c'est-à-dire en utilisant le signal à fréquence intermédiaire régulé du récepteur, le traitement nécessaire pour la mesure de la fréquence de mélodie est réalisé sur l'enveloppe du signal à bande latérale unique, cette enveloppe présentant des caractéristiques de fréquence analogues à celles du signal de parole lui-même. Le radiogoniomètre suivant l'invention permet de réaliser l'un ou l'autre des deux traitements, au choix de l'opérateur. Le circuit de gestion 50 a une sortie reliée à l'entrée de commande de commutation HC du commutateur 30, et une sortie reliée à l'entrée d'un circuit de commande 60 dont les sorties sont reliées aux entrées de commande des lignes à retard 10 et 11 pour annuler l'écart de temps d'arrivée entre les signaux transmis par les antennes. La figure 2 représente le schéma détaillé du circuit de gestion 50. Sur cette figure, l'entrée basse fréquence BF du circuit de gestion est reliée à l'entrée d'un amplificateur 51 dont la sortie fournit le signal démodulé amplifié, b(t). La sortie de cet amplificateur est reliée à une première entrée d'un commutateur 52 ayant une entrée de commande C1. L'entrée à fréquence intermédiaire FI est reliée à l'entrée d'un détecteur d'enveloppe 53 dont la sortie fournit un signal a(t) caractéristique de l'enveloppe du signal à fréquence intermédiaire régulé. Ce signal est appliqué à l'entrée d'un amplificateur 54 dont la sortie est reliée aux entrées d'un commutateur 55, d'une part par une voie directe, d'autre part par une voie comportant une capacité 56 qui permet de centrer le signal détecté sur une composante moyenne choisie. Le choix entre le signal d'enveloppe non centré a(t) et le signal d'enveloppe centré a'(t) est réalisé par commande appliquée à l'entrée C2 du commutateur 55; le choix entre le signal d'enveloppe détecté (centré ou non centré) et le signal à basse fréquence b(t) est réalisé comme indiqué ci-dessus par l'intermédiaire du commutateur 52. Le signal à traiter est donc présent à la sortie du commutateur 52. Cette sortie est reliée à l'entrée d'un filtre passe-bas de type Bessel 57 de fréquence de coupure égale à 1 KHz. La sortie de ce filtre est reliée à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 58 dont le rôle est d'échantillonner le signal à traiter a(t), a'(t), ou b(t), à une fréquence d'échantillonnage FE appliquée au convertisseur sur l'entrée d'horloge HE. La sortie multiple de ce convertisseur analogique-numérique est reliée à la première entrée d'un circuit additionneur 59 dont la sortie multiple est reliée à l'entrée correspondante d'une mémoire tampon 61. La sortie de cette mémoire tampon est reliée d'une part à la seconde entrée multiple du circuit additionneur 59, d'autre part à une entrée, dite entrée de données, d'un circuit de commande 110. Le convertisseur 58 dispose d'une sortie d'état "STATUS" reliée à une entrée d'horloge de mise en mémoire de la mémoire tampon 61, cette mémoire ayant également une entrée de remise à zéro, CA2. Le fonctionnement de cet ensemble est commandé par un calculateur 100 comportant une unité de traitement MPU, 101, une mémoire morte RAM, 102, et une mémoire de programme PROM, 103, ces moyens étant reliés ensemble par un bus de liaison 104. Ce bus 104 transmet également les commandes au circuit de commande 110 qui comporte un circuit d'interface PIA, 111, qui reçoit des signaux d'interruptions CA1 ou CB1 et fournit les signaux de commande C1 , C2 et CA2 , un séquenceur 112 qui fournit en particulier l'horloge d'échantillonnage HE au convertisseur analogique-numérique 58, et enfin un séquenceur 113 qui délivre le signal d'horloge de commutation HC au commutateur 30 relié aux sorties du coupleur hybride 20 (voir figure 1). Le bus 104 est également relié à un circuit d'interface de sortie PIA, 114, délivrant le signal d'écartométrie au circuit de commande 60 des lignes à retard (figure 1). Le circuit de gestion comporte enfin un circuit logique 70 ayant une entrée reliée à la sortie du convertisseur analogique donnant le signe de l'échantillon prélevé dans le signal, MSB, une entrée reliée à une sortie de commande du séquenceur 112, et des sorties reliées à des entrées correspondantes du circuit d'interface PIA, 111 ie r81e de ce circuit 70 est en particulier la détection des passages à zéro du signal de parole pour la mesure de la période de mélodie en mode A33 et la détection des interruptions de signal en mode A1. Une description détaillée de ce circuit 70 ainsi qu'une description précise des signaux de commande nécessaires au fonctionnement du circuit de gestion sera donnée ci-après dans la description du fonctionnement du circuit de gestion, en liaison avec le chronogramme des signaux de commande représenté sur la figure 4. Comme indiqué ci-dessus, le radiogoniomètre suivant l'invention fonctionne en mode A33 sur la base de la mesure de la période de mélodie. Le procédé d'acquisition de la période de mélodie utilisé dans ce radiogoniomètre peut être celui décrit dans la demande de brevet français nO 80 23881 au nom de la Demanderesse. Le procédé consiste à détecter la période de mélodie dans la parole à partir d'un ensemble réduit de données mesurées sur le signal reçu. Cet ensemble de données est composé de mesures a. de l'énergie dans les alternances successives de ce signal, et de mesures t. associées des durées de ces alternances. Une procédure de test est mise en oeuvre sur ces données pour la mesure de la période de mélodie: une phase d'acquisition constituée d'une premiére série de tests confère, lorsqu'elle est vérifiée, un caractère acquis au voisement et aboutit au calcul d'une première valeur de période de mélodie, et une phase de validation constituée d'une seconde série de tests confirme, lorsqu'elle est vérifiée, le caractère acquis du voisement et aboutit à l'actualisation de la valeur de la période de mélodie. Suivant le procédé décrit dans le brevet mentionné ci-dessus, la phase d'acquisition de la fréquence de mélodie consiste à détecter dans le signal de parole trois groupes de deux alternances successives dont les énergies (ale, aln), (a2p, a2n), (a3p, a3n) représentées par des vecteurs sur le diagramme d'un exemple de signal de parole représenté sur la figure 3, et les intervalles de temps correspondant entre alternances retenues de même signe, (t12p s t12n), (t23p, t23n), également indiqués sur la figure 3, répondent à l'ensemble de critères indiqués ci-dessous: I : a,p > Sp aîn > Sn 2p > MAX(3/4 a1p; Sp);a2n > MAX(3/4ln ; Sn; EMI9.1 où Sp, Sn, tpn , #t et T M sont des valeurs de seuil fixées par le traitement. Dans le radiogoniomètre suivant l'invention cette phase d'acquisition de la période de mélodie est la même et est suivie par une phase de mesure du signal d'écartométrie et de validation qui est en même temps une phase de vérification du maintien du caractère voisé de la parole. Les figures 4, 5 et 6 permettent d'expliquer le fonctionnement du radiogoniomètre suivant l'invention. La figure 4 représente le signal traité, c'est-à-dire d'abord l'enveloppe centrée a'(t) d'un signal à fréquence intermédiaire modulé en A3j par un signal de parole puis, après la phase d'acquisition, le signal d'enveloppe non centré a(t). Comme indiqué cidessus, ce signal d'enveloppe a des caractéristiques de fréquence analogues à celles du signal de parole. Sur le diagramme de la figure 4, il est supposé qu'auprès une durée t c suivant la mesure de la dernière valeur d'énergie 3n s la première mesure de la période de mélodie a été calculée par le processeur. L'organigramme de la figure 6 permet de schématiser les différentes étapes du procédé de traitement mises en oeuvre dans le radiogoniomètre suivant lllnvention, une première branche de cet organigramme correspond au traitement effectué pour un signal de type A3J, tandis qu'une seconde branche, ayant certaines étapes communes avec la première, correspond au traitement effectué pour un signal de type A1 Dans une première phase, dite d'acquisition, la présence de signal est détectée et les caractéristiques de ce signal sont acquises. Pour cela, l'operateur détermine le mode de transmission. Si le mode de transmission est A3J, l'opérateur choisit entre un traitement du signal BF ou un traitement du signal FI, par commande du commutateur 52 par C1. En BF, ctest toujours le signal b(t) qui est sélectionné. En FI, dans cette première phase, clest le signal à fréquence intermédiaire régulé a'(t) qui est sélectionné par commande du commutateur 55 par C2. Ces sélections étant réalisées, pour obtenir les premières mesures, le processeur commande la commutation des deux sorties du coupleur hybride à quadrature à un rythme fixe, soit par exemple à une fréquence de commutation FC= 50 Hz. Les énergies entre passages à zéro a. sont alors calculées. Ce calcul est réalisé en additionnant les échantillons à la fréquence d'échantillonnage, soit 16kHz par exemple, prélevés sur le signal entre deux passages à zéro, ces passages à zéro étant détectés par le changement de signe des échantillons. Tant qu'aucune énergie mesurée n'est supérieure au seuil prédéterminé correspondant S ou Sn, aucun p signal de parole n'est considéré comme présent. Lorsque énergie dans une alternance devient supérieure au seuil correspondant, le commutateur 30 des sorties du coupleur est maintenu dans la position qu'il avait au moment du dépassement, ceci pour éviter d'effectuer l'acquisition de la période de mélodie sur la sortie du coupleur où l'énergie est réduite par la combinaison des phases dans le coupleur. La phase d'acquisition de la période de mélodie suivant le procédé décrit dans le brevet en référence ci-dessus, est alors réalisée. Lorsque la période de mélodie est acquise, ctest-à-dire qu'une valeur de cette période, T = 2 (t23p + t23n) a été calculée, le processeur commande une seconde phase du traitement dite phase d'analyse. Lorsque le traitement a lieu en BF, il n'y a pas de changement mais lorsque ce traitement a lieu en FI, le processeur commande d'abord la commutation, par l'entrée C2, du commutateur 55 pour l'analyse du signal a(t), signal d'enveloppe à fréquence intermédiaire non centré. Puis, le processeur commande la commutation des sorties du coupleur hybride à quadrature par un signal carré HC à une période double de la période de mélodie, de façon que chaque sortie soit prise en compte pendant une durée T égale à la période de mélodie. Cette commutation est réalisée sur trois demipériodes de commutation successives (voir figure 4). En effet, une mesure du signal d'écart est obtenue à partir des mesures des énergies dans trois périodes de mélodie successives, deux mesurées sur une antenne et une mesurée sur l'autre. Les énergies dans chaque période de mélodie, T. i = 1, 2, 3, sont mesurées en FI par sommation de tous les échantillons de signal prélevés dans cette période, et en BF par sommation des valeurs absolues de tous les échantillons prélevés dans cette période. Les énergies E1 et E3 sont mesurées sur la même sortie du coupleur hybride alors que E2 est mesurée sur l'autre sortie du coupleur. Une valeur E d'écartométrie est alors calculée à partir de ces trois énergies : cette valeur d'écartométrie est E = 2 ((E1 - E2) + (E3 - E2)). Dans le cas de signaux avec porteuse, l'acquisition du signal d'écartométrie était faite par rapport à une référence qui était le niveau de régulation de la porteuse. Au contraire l'acquisition du signal d'écartométrie est faite ici sans référence de niveau. I1 est donc nécessaire de normaliser la valeur calculée E en la rapportant à l'énergie réelle reçue, Er > normalisée par l'énergie maximum qui peut être reçue E max sur une période de commutation. Le signal d'écartométrie SE qui sera transmis au circuit de commande des lignes à retard sera donc la fonction de la valeur normalisée E' telle que: E max E' = E. E ,ou' où Er est donnée par E1+Er3 E='1+3+ E2 Une troisième phase, dite de validation, est alors commandée par le processeur. Pour cela, un test de validation sur les énergies E1, E2, E3 , est réalisé. La validation n'est obtenue que si E3 - E1 est inférieure à une valeur de seuil, e, et si E1 et E3 sont supérieures à un seuil S. Ces conditions traduisent Ia continuité de la périodicité de l'énergie c'est-àdire le maintien du signal et l'entretien de son caractère voisé. Le circuit de gestion fournit le signal d'écart correspondant SE au circuit de commande 60 des lignes à retard; cette commande permet de ramener à zéro la différence d'énergie entre les deux entrées du coupleur hybride, différence qui comme il a été indiqué ci-dessus est directement liée à écart de temps d'arrivée. Lorsque la position d'équilibre est obtenue, E = O et le décalage entre les deux lignes à retard 10 et 11 annule l'écart de temps d'arrivée T = d sin a Ce retard étant directement lié à l'angle c d'arrivée a de l'émission, il est possible de lire directement la direction de l'émission radioélectrique. Lorsque le test de validation est négatif, un aiguillage fonction du mode de transmission est effectué. Cet aiguillage permet d'effectuer à nouveau le test de validité sur un autre groupe de trois demi-périodes de commutation successives, sur la base de la période de mélodie acquise antérieurement et ceci tant qu'un nombre prédéterminé N de demipériodes n'a pas été testé. Si à la fin de l'analyse de ce nombre prédéterminé N de demi-périodes aucun des tests nta été positif, le processeur commande une nouvelle acquisition de la période de mélodie. Si par contre, au cours de cette analyse un test de validité est positif, la valeur d'énergie E' d'écartométrie est utilisée pour générer un signal d'écart SE . Les signaux permettant la commande des différents moyens du circuit de gestion décrits en référence à la figure 2 pour obtenir le fonctionnement décrit ci-dessus en mode A3J en référence à l'organi- gramme de la figure 6, sont représentés sur la figure 5. Le séquenceur 112 délivre le signal d'horloge d'échantillonnage HE au convertisseur analogique-numérique donnant les valeurs d'échantillons sur 8 bits. HE peut être constitué par exemple d'impulsions à la fréquence 16 KHz. La sortie binaire du convertisseur analogique-numérique est reçue sur l'additionneur 59; l'addition se fait sur 12 bits par exemple entre la sortie du convertisseur et la sortie de la mémoire tampon 61 utilisée pour mettre en mémoire le résultat de l'addition précédente. Cette méthode permet d'élaborer la somme de plusieurs échantillons successifs en sortie du convertisseur entre deux interruptions caractérisées par des impulsions CA1 sur l'entrée correspondante du PIA 111. La mémoire tampon, constituée de bascules de type D, dispose d'une entrée d'horloge reliée, comme indiqué ci-dessus, à la sortie d'état "status" du convertisseur; l'état 1 de ce signal indique les périodes durant lesquelles le convertisseur réalise une opération de conversion. Une nouvelle valeur est donc présente sur le front descendant de cette sortie "status". Le résultat d'une addition est mis en mémoire dans la mémoire tampon 61 sur le front montant du signal HE. Le circuit additionneur comporte trois additionneurs de 4 bits, ces additionneurs étant cablés pour donner le résultat de l'addition en complément à 2 et les données issues du convertisseur analogique étant également données en complément à 2 sur 8 bits. La valeur en complément à 2 sur 12 bits à l'entrée de l'additionneur est obtenue par cablage des 8 bits du convertisseur analogique-numérique sur les 8 bits de poids faible des additionneurs, les 4 bits de poids fort des additionneurs étant tous reliés à une sortie MSB donnant le signe de l'échantillon à la sortie du convertisseur. Le résultat de l'addition est ainsi obtenu en complément à 2. Pendant la phase d'acquisition de la période de mélodie la mesure de l'énergie ai(aip ou a. ) du signal entre deux passages à zéro, est obtenue en additionnant les échantillons entre deux interruptions générées par les passages à zéro du signal comme décrit dans la demande de brevet mentionnée ci-dessus. Le circuit logique 70 (figure 2) est conçu pour permettre cette mesure d'énergie du signal entre passages à zéro. La détection de passage à zéro est réalisée en comparant le signe d'un échantillon avec le signe d'un échantillon précédent, au moyen de la sortie MSB. Pour cela, le signal MSB est mis en mémoire au moyen d'une première bascule 71, sur le front montant d'une impulsion positive de durée 7 microsecondes, apparaissant 11 microsecondes après le front descendant du signal d'état status du convertisseur analogique-numérique. Ce signal de commande de mise en mémoire de la bascule 71 appliqué à l'entrée d'horloge CK1 de cette bascule est le signal 02 représenté sur la figure 5. Le signe est susceptible de changer après chaque conversion, c'est-à-dire sur les fronts descendants du signal d'état status. Le signal MSB représenté sur la figure 5 représente un exemple de changement d'état, une impulsion courte traduisant un faux changement de signe ne devant pas être pris en compte tandis qu'un changement de signe réel se traduit par un changement d'état de la sortie MSB. Pour la comparaison des signes de deux échantillons successifs, l'entrée et la sortie de la bascule 71 sont reliées aux deux entrées d'une porte OU exclusif 72 dont la sortie est elle-même reliée à l'entrée d'une seconde bascule 73. Cette bascule génère des impulsions lors des changements de signe du signal, pour cela l'entrée d'horloge CK2 de la bascule 73 est reliée à la sortie d'un inverseur 74 recevant le signal d'état. La sortie Q2 de la bascule 73 passe donc à 1 après un changement de signe, sur le front montant du signal d'état inversé Cl2, et revient à zéro sur le front montant des impulsions du signal CK1 . Le signal à la sortie Q2 est un signal d'interruption CA1 appliqué au circuit d'interface 111 qui commande la lecture de la mémoire tampon 61. Cette lecture est suivie d'une remise à zéro de la mémoire tampon par une impulsion négative fournie par la sortie CA2 du PIA 111, de durée de 1 microseconde, qui suit la lecture de la mémoire tampon. Durant cette phase d'acquisition, le séquenceur 112 génère en permanence les impulsions à la fréquence d'échantillonnage, HE et le séquenceur 113 commute les sorties du coupleur à fréquence fixe, soit 50 Hz comme indiqué ci-dessus. Pour la phase d'analyse, après l'acquisition de la période de mélodie, le nombre NE d'échantillons à additionner durant une demipériode de commutation est fonction d'une part de la fréquence d'horloge d'échantillonnage, d'autre part de la fréquence de commutation. Ce nombre est mis en mémoire par le processeur dans un compteur du séquenceur 112. Dans cette phase, chaque front descendant de l'horloge génère une conversion sur le convertisseur analogique-numérique et décrémente le compteur du séquenceur, la mise à zéro de ce compteur commandant la lecture de la valeur d'une mesure d'énergie E. ainsi réalisée et un nouveau chargement du compteur du séquenceur par la valeur NE. Ce type de comptage est réalisé pendant toute la phase de maintien du signal voisé, pour la mesure des énergies E. et le calcul du signal d'écartométrie SE Compte tenu du fait que le circuit de gestion peut travailler "en interruption", ce système est également adapté à la détermination de la direction d'une émission radioélectrique en modulation d'amplitude par tout ou rien. En effet la procédure peut être analogue, la comparaison étant faite entre les énergies recueillies sur les deux sorties du coup leur à quadrature, commutées, non plus à la fréquence de mélodie, ce qui n'aurait aucun sens dans ce type de transmission, mais à un rythme fixe tant qu'aucune interruption de présence du signal due à la modulation n'est détectée. Le traitement représenté sur l'organigramme de la figure 6 s'effectue donc, en mode A1 , en sélectionnant dans une première phase le signal a(t) qui est l'enveloppe détectée du signal à fréquence intermédiaire non centré reçu de la sortie FI du récepteur, par commande des commutateurs 52 et 55, ce signal étant filtré par le filtre de Bessel 57. Pour détecter la présence de signal, la commutation des sorties du coupleur est commandée dans cette première phase à la fréquence FC = 100 Hz. Pour cela, l'énergie sur chaque voie est calculée en additionnant les échantillons à la fréquence d'échantillonnage prélevés durant une demi période de commutation. Tant que l'énergie sur une demi période de commutation reste inférieure à un seuil, S' par exemple, le processeur en conclut que le signal est absent. Dès qu'il est en présence d'une énergie supérieure au seuil S', le processeur en conclut la présence de signal et commande le positionnement du commutateur 30 (figure 1) sur la sortie correspondante du coupleur hybride, en attente d'un signal d'interruption caractéristique d'une transition du signal. Cette interruption est fournie par un comparateur 75 prévu à cet effet dans le circuit logique 70. Pour cela, la sortie du filtre passe-bas est reliée à la première entrée de ce comparateur 75, l'autre entrée recevant une tension de référence VO . Dès que l'amplitude du signal est supérieure ou inférieure à VO, c'est-à-dire pour toutes les transitions du signal démodulé et filtré, le comparateur est déclenché. Mais seuls les fronts montants sont pris en compte par le processeur. Le signal d'interruption présent à la sortie du comparateur est appliqué à l'entrée CBî du PIA 111, ce circuit étant programmé pour déclencher une impulsion sur le front montant de CB1, qui commande par la sortie H c du séquenceur 113, la commutation des sorties du coupleur hybride à un rythme fixe, soit FC = 100 Hz. Pour la seconde phase dite phase d'analyse, le procédé est le même que celui décrit ci-dessus pour un signal modulé en bande latérale unique sans porteuse, c'est-à-dire que trois demi-périodes de commutation sont considérées. Les trois énergies correspondantes E1, E2, E3 sont mesurées alternativement sur les deux sorties du coupleur et un signal d'écartométrie caractéristique de la différence des niveaux des porteuses sur ces deux sorties est calculé. Dans la troisième phase, le même test de validation que lors du traitement d'un signal modulé de type A3J permet de vérifier la continuité du signal. Mais dès qu'un test échoue le processeur se replace en attente d'une interruption montante caractéristique de la présence du signal. L'invention n'est pas limitée au mode de réalisation décrit cidessus en référence aux figures. En particulier, la configuration particulière des circuits décrits peut être modifiée tout comme le circuit logique de commande ou la fréquence d'échantillonnage ME appliquée au conver- tisseur analogique-numérique. De plus, dans la description ci-dessus, il a été indiqué que le signal d'écart était calculé à partir des mesures d'énergie dans trois demi-périodes successives par différence de la demi E1 + E3 somme des première et troisième ( 2 > et de la deuxième E2. Il serait également possible de modifier le nombre de demi-périodes considérées en l'augmentant par exemple à 4 et en faisant la différence entre la demi-somme des première et troisième mesures -r et la demi E2 + E4 2 somme des deuxième et quatrième mesures 2 L'invention a été décrite comme particulièrement applicable à la réception de signaux de type A33 ou A1 car ces signaux ne pouvaient pas être traités dans les systèmes antérieurs. Mais le dispositif de radiogoniométrie suivant l'invention est susceptible de traiter n'importe quel type de signal modulé en amplitude (type A3), par un signal de parole selon le même procédé de traitement, c'est-à-dire en mesurant les énergies sur les sorties d'un coupleur commutées à un rythme double de la période de mélodie, le signal d'erreur n'étant validé qu'après vérification de la continuité du signal.

Claims: REVENDICATIONS 1. Radiogoniomètre à écart de temps d'arrivée, monocanal, comportant une base de mesure formée de deux antennes (A, B) reliées aux entrées d'un coupleur hybride à quadrature (20) par l'intermédiaire de lignes à retard commandables (10, 11), les sorties du coupleur étant alternativement reliées à l'entrée d'un canal de réception (40) par l'intermédiaire d'un commutateur (30) commandé par un signal de commutation, un circuit de gestion (50) générant le signal de commutation et traitant un signal prélevé dans le canal de réception pour élaborer un signal d'écartométrie fonction de la différence des énergies mesurées sur le signal prélevé entre commutations successives, et un circuit de commande des lignes à retard (60) commandé par le signal d'écartométrie, caractérisé en ce que le circuit de gestion (50) commande - une phase de détection de présence du signal reçu pendant laquelle le commutateur relie alternativement les sorties du coupleur à l'entrée du canal de réception à un rythme fixe, - une phase d'analyse du signal ainsi détecté pour générer un signal de commutation fonction du signal détecté, - et une phase de validation des mesures d'énergie pour confirmer la continuité du signal détecté conditionnant la génération du signal d'écartométrie et en ce qu'une phase d'analyse succède à une phase de validation positive, tandis qu'une nouvelle phase de détection succède à une phase de validation négative. 2. Radiogoniomètre selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour un signal BLU à porteuse supprimée modulé par un signal de parole, la détection de présence de signal reçu résulte de la mesure sur le signal prélevé dans le canal de réception d'une énergie supérieure à un seuil prédéterminé sur une demi période de commutation au rythme fixe, et de la mesure d'une période de mélodie dans ce signal détecté, et en ce que le rythme du signal de commande de commutation généré pendant la phase d'analyse est choisi égal au double de la période de mélodie précédemment mesurée, de façon que chaque signal de combinaison à la sortie du coupleur soit pris en compte pendant une période de mélodie. 3. Radiogoniomètre selon la revendication 2, caractérisé en ce que, pendant une phase d'analyse, le circuit de gestion commande la mesure des énergies E1 , E2 et E3 durant trois périodes de mélodie successives, E1 et E3 étant mesurées lorsque le commutateur relie l'une des sorties du coupleur de présence à l'entrée du canal de réception et E2 étant mesurée lorsque l'autre sortie du coupleur est reliée à ce canal, la phase de validation étant positive lorsque le test de validation suivant est vérifié: - la différence d'énergie (E3 - E1) est inférieure à un seuil e; - les énergies E3 et E1 sont supérieures à un seuil S; et caractérisé en ce que le signal d'écartométrie est proportionnel à El + E3 2 - E2. 4. Radiogoniomètre selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de gestion effectue à nouveau le même test de validation, jusqu'à un nombre maximum prédéterminé de périodes de mélodie au rythme précédemment mesuré en cas d'échec d'un test de validation, la phase de validation étant négative lorsque le nombre maximum de périodes a été testé, la phase de validation étant positive et le signal d'écartométrie étant transmis au circuit de commande des lignes à retard (60) dès qu'un test de validation est vérifié. 5. Radiogoniomètre selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que la reconnaissance d'une période de mélodie est obtenue lorsque les énergies dans trois groupes de deux alternances successives du signal prélevé (a1p, alnJ, (a2p, t a2n), (a3p, a7n) et les intervalles de temps correspondant entre alternances de même signe tl2p, t12n s t23p t2n répondent à l'ensemble de critères suivants: alp) S; aln > ; EMI18.1 EMI19.1 Sp, Sn, tpn, At et TM étant des valeurs de seuil prédéterminées, la mesure de la période de mélodie étant alors 2 (t23p + t23n). 6. Radiogoniomètre selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour un signal reçu modulé par un signal à deux niveaux, le circuit de gestion (50) décide la présence de signal reçu en comparant le niveau du signal prélevé à un niveau prédéterminé, VO, le signal de commutation généré pendant la phase d'analyse ayant une fréquence fixe et étant interrompu lors des interruptions de signal. 7. Radiogoniomètre selon la revendication 6, caractérisé en ce que pendant une phase de mesure, le circuit de gestion commande la mesure de l'énergie du signal prélevé alternativement pour chaque sortie dans trois demi périodes de commutation successives, soient E1 , E2 et E3 ces énergies mesurées, E1 et E3 étant mesurées lorsque le commutateur (30) relie l'une des sorties du coupleur à l'entrée du canal de réception et E2 étant mesurée lorsque l'autre sortie du coupleur est reliée à ce canal, la phase de validation étant positive respectivement négative selon que le test de validation suivant est, respectivement n'est pas, vérifié: : - (E3 - E1) inférieure à un seuil e; - E3 et E1 supérieures à un seuil S ; et caractérisé en ce que le signal d'écartométrie est proportionnel à E1 + E3 2 - E2 8. Radiogoniomètre selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal prélevé dans le canal de réception est choisi entre le signal démodulé et le signal à fréquence intermédiaire, les moyens de traitement comportant un détecteur (53) pour le signal à fréquence intermédiaire, des moyens d'amplification (51, 54), des moyens de centrage (56) de la composante moyenne pour le signal à fréquence intermédiaire, et un filtre passe-bas (57).

Inventors: ALBARELLO, ALAIN, MULTEDO, GILBERT, WINE, JACQUES
Applicants: THOMSON-CSF
Application year: 1984
Main classification: G01S3
IPC codes: G01S3