DEVICE FOR SWITCHING ON A MAGNETRON POWER SUPPLY, ESPECIALLY FOR A MICROWAVE OVEN

Abstract: 1. A device for energizing a power supply of a magnetron (M) through a step-up voltage transformer (11) having elevated leakage inductances, the very high voltage secondary winding (14) of which feeds, via a capacitor (4), a magnetron (M) and a diode (5) or another magnetron respectively connected for being conductive in opposite directions the primary winding (10) of the transformer (11) being connected in series with a bidirectionally conductive static interruptor, such as a triac (20), this device being conceived in such a way that the first energizing of the primary winding (10) is synchronized, at least approximately, with the first occurrence of a peak value of the alternating feed voltage after the connection of the serial circuit including this primary winding (10) and the static interruptor (20) to the mains, characterized in that the device comprises an integrated circuit (30) for triggering synchronously with zero cross-overs, the synchronization input (33) of which receives, prior to the first triggering of the static interruptor (20), the mains voltage which is phase shifted substantially in quadrature by means of a phase shifter (27), the integrated trigger circuit controlling at least the first triggering of said static interruptor (20).

Description: DISPOSITIF DE MISE SOUS TENSION D'UN CIRCUIT D'ALIMENTATION POUR MAGNETRON NOTAMMENT POUR FOUR A MICROONDE La présente invention concerne un dispositif de mise sous tension, c'est-à-dire de démarrage en mode de fonctionnement continu et de redémarrage en mode de fonctionnement intermittent, d'un circuit d'alimentation d'un ou plusieurs magnétrons. Un circuit d'alimentation pour magnétron, utilisable notamment dans les fours ou enceintes à microondes, a été décrit dans la publication FR-A- 1 477 092 et l'un de ses modes de réalisation a été reproduit schématiquement sur la figure 1 du dessin annexé. Le circuit de la figure 1 comprend deux bornes d'entrée 1 et 2, dont la première 1 est reliée à une phase (# et dont la seconde 2, au neutre (N) du réseau alternatif de distribution (secteur). La borne 1 est reliée, par l'intermédiaire d'un interrupteur 3 de mise sous tension, à l'une des bornes d'un enroulement primaire 10 d'un transformateur 11 élévateur de tension, à inductance de fuite élevée, tandis que la borne 2 est reliée à l'autre borne de cet enroulement 10. Cette inductance de fuite élevée est obtenue, par exemple, en ajoutant au circuit magnétique feuilleté et fermé 12 du transfor- mateur 11, un shunt magnétique 13 disposé de telle sorte qu'une partie du flux magnétique engendré par le courant alternatif dans l'enroulement primaire 10 se referme sur lui-même, ce qui équivaut à un couplage très lache. Le transformateur il comporte en outre un premier enroulement secondaire 14 de très haute tension (T.H.T.) dont une première borne 15 est reliée à une première armature d'un condensateur 4. La seconde armature de ce condensateur 4 est reliée, d'une part, à l'anode A du magnétron M qui est à la masse et d'autre part, à la cathode d'une diode de redressement 5 dont l'anode est reliée, d'une part, à l'autre borne 16 de l'enroulement T.H.T. et d'autre part, à la cathode K du magnétron M. Un second enroulement secondaire 17, dit de chauffage, dont les bornes sont respecti vement reliées à celles du filament F du magnétron M, est relié par l'une d'elles à l'autre borne 16 de l'enroulement T.H.T. 14 de sorte que la cathode K et le filament F sont au meme potentiel. Le magnétron M peut, du fait qu'il ne conduit le courant que dans le sens anode-cathode, être assimilé à une diode qui est connectée à l'envers par rapport à la diode 5, avec une charge résistive en série. Lors d'une première alternance négative de la tension entre les bornes 15 et 16 de l'enroulement T.H.T. I4, la diode 5 conduit et charge le condensateur 4 de telle sorte que son armature reliée à la borne 15 devient négative par rapport à son autre armature qui est reliée à la masse. Au cours de l'alternance positive suivante de la tension entre les bornes 15 et 16, la diode 5 se bloque et le magnétron M devient conducteur dans le sens opposé en déchargeant, au moins en partie, le condensateur 4. Si la capacité de ce condensateur 4 est choisie suffisamment élevée pour qu'il ne devienne pas entièrement déchargé à la fin de chaque intervalle de conduction du magnétron M, le rapport de transformation entre l'enroulement primaire 10 et l'enroulement T.H.T. 14 peut être choisi de façon à tenir compte de la charge résiduelle de ce condensateur 4 qui présente alors un effet analogue à celui dun doubleur de tension. L'effet conjugué de l'inductance de fuite élevée et du condensateur 4 permet d'obtenir une stabilisation du courant anodique du magnétron M, qui est décrite dans la publication précitée. La diode 5 qui a, en outre, pour fonction de faire débiter l'enroulement secondaire 14 au cours des deux alternances, peut être remplacée par un autre magnétron connecté à l'envers par rapport à celui M représenté sur la figure I (voir la figure 7 de la publication précitée), qui fonctionne en alternance avec l'autre et qui peut alimenter la même (ou une autre) enceinte à microondes. On a constaté qu'un tel circuit d'alimentation pour magnétron présente un inconvénient majeur lors de sa mise sous tension: un surcroît initial du courant consommé dont la pointe (valeur crête) peut atteindre jusqu'à vingt fois la valeur efficace du courant en régime établi. Ces transitoires de courant à la mise sous tension par un interrupteur à contacts, à commande mécanique ou électromagnétique, sont de forme et d'amplitude imprévisibles et peuvent rendre inopérante la plupart des dispositifs de sécurité pour installations domestiques, tels que des fusibles lents (temporisés) ou rapides, ou des disjoncteurs électromagnétiques réenclenchables, par exemple, qui ne sont généralement pas prévus pour absorber des appels de courant de plusieurs dizaines, jusqu'à une centaine, d'ampères. En outre, de tels appels de courant se répercutent sur le secteur sous la forme de baisses de tension temporaires et de parasites. Ces phénomènes déjà connus, notamment de la technique de commutation de puissance pour le chauffage électrique résistif ou par induction à l'aide de convertisseurs statiques (onduleurs, par exemple), ont conduit à des circuits de démarrage "doux" utilisant des interrupteurs statiques du type thyristor ou triac, qui sont déclenchés en synchronisme avec les passages par zéro de la tension alternative d'alimentation, afin que le courant de démarrage ne puisse croître que graduellement. Du fait que le magnétron M n'entre en oscillation stable dans un mode déterminé qu'à partir d'une certaine tension minimale, qui ne doit varier que de dix à vingt pour cent environ, il n'est pas possible d'obtenir une régulation de la puissance moyenne fournie à l'enceinte par la variation de la tension d'alimentation. Pour un fonctionnement régulier et fiable, il faut que le magnétron fournisse une puissance proche de sa valeur maximale. Ceci conduit à un type de réglage de la puissance moyenne fournie par le rapport cyclique de son fonctionnement qui, par conséquent, doit être intermittent. Plus précisément, un tel réglage signifie que durant l'opération de chauffage par microondes à l'aide du magnétron, celui-ci est soumis à de multiples périodes de fonctionnement et d'arrêt alternées, dont les durées respectives varient en sens inverse, la somme des durées d'une période de fonctionnement et d'une période d'arrêt consécutives étant constante et appelée dans ce qui suit une période de référence (ou découpage). La puissance maximale est fournie lorsque la période de fonctionnement égale celle de référence, c'est-à-dire pour un rapport cyclique unitaire indiquant un fonctionnement ininterrompu. Le réglage de la puissance par le rapport cyclique implique, hors le premier démarrage à la mise en route, de multiples redémarrages périodiques, dont chacun peut engendrer un transitoire ou appel de courant d'amplitude aléatoire. Il est également connu d'utiliser au démarrage des résistances de protection initialement connectées en série avec l'enroulement primaire 10 du transformateur 11, qui sont ensuite court-circuitées à l'aide par exemple de relais temporisés ou non, ou de thermistances à coefficient de température négatif. On a constaté que l'amplitude de ces appels de courant est fonction de la phase de la tension d'alimentation alternative a l'instant de la fermeture de l'interrupteur 3 et que, du fait des déphasages complexes respectivement occasionnés par les inductances de fuite élevées du transformateur 11 et la présence du condensateur 4 dans le circuit de son enroulement secondaire T.H.T. 14, les amplitudes minimales du transitoire de courant connu cidaient sensiblement avec les maxima et minima de la tension du réseau. On sait (par exemple brevet Japonais 5 317 202 ou brevet US 4 358 729) qu'en synchronisant l'instant de la première mise sous tension de l'enroulement primaire du transformateur d'alimentation avec une valeur de crête de la tension du réseau alternatif, consécutivement à chaque arrêt, on réduit l'amplitude des appels de courant de démarrage sensiblement à leur valeur minimale. On peut également, de ce fait, utiliser un réglage de la puissance par le rapport cyclique. L'invention part de la constatation que les circuits connus, qui permettent d'assurer une telle synchronisation de la première mise sous tension du primaire du transformateur avec une valeur de crête de la tension du réseau, sont d'un prix élevé car ils ne sont utilisables pratiquement que pour l'alimentation d'un magnétron. L'invention remédie à cet inconvénient, c'est-à-dire qu'elle fournit un circuit de commande particulièrement économique. Elle est caractérisée en ce que pour la mise sous tension du circuit d'alimentation d'un magnétron comprenant un transformateur-élévateur, notamment à inductances de fuite élevées, et dont l'enroulement secondaire est réuni aux électrodes du magnétron et un circuit de redressement, le circuit primaire comportant un interrupteur statique tel qu'un triac en série avec l'enroulement primaire ainsi qu'avec un interrupteur à commande manuelle, on fait appel à un circuit de déclenchement de l'interrupteur statique qui comporte un circuit intégré détecteur de passages par zéro dont l'entrée de synchronisation est réunie à un point du circuit primaire fournissant une tension pratiquement en phase avec celle du réseau par l'intermédiaire d'un élément déphaseur, notamment de ra radians, 2 de sorte qu'un passage par zéro du signal appliqué sur l'entrée de synchronisation avant un premier déclenchement de l'interrupteur statique corresponde à une valeur de crête de la tension du réseau. On fait ainsi appel à un circuit intégré classique de détection de passage par zéro et fabriqué en très grande série et donc à bon marché. Un déphaseur est également un élément économique. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses objets, caractéristiques et avantages ressortiront de la description qui suit et des dessins annexés s'y rapportant, donnés à titre d'exemple, sur lesquels: - la figure 1 reproduit schématiquement un circuit d'alimentation pour magnétron connu, qui a été décrit précédemment; - la figure 2 est un schéma de principe partiel, en partie synoptique, d'un mode de réalisation du dispositif de mise sous tension du circuit d'alimentation pour magnétron suivant l'invention; - les figures 3A à 3E sont des diagrammes de diverses formes d'onde de tensions etlou de courants à divers endroits du circuit de la figure 2; ; - la figure 4 est un schéma de principe partiellement synoptique du mode de réalisation du dispositif de la figure 2 complété d'un circuit permettant le réglage de la puissance fournie, par le rapport cyclique ; et - les figures SA et 5B sont des diagrammes de diverses formes d'onde de tension à deux endroits du circuit de la figure 4. Sur toutes les figures, les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références. Sur la figure 2, on a représenté schématiquement le circuit de l'enroulement primaire 10 du transformateur Il d'alimentation du magnétron M (de la fig.l) comprenant un mode de réalisation du dispositif de mise sous tension contrôlée conforme à l'invention. Ce dispositif comprend, réuni entre la seconde borne 19 de l'enroulement primaire 10 et celle 2 (neutre) du réseau, un interrupteur statique bidirectionnel du type triac 20 et, en série, une résistance de mesure du courant 24 circulant dans ce triac. Plus précisément, la seconde borne 19 de l'enroulement primaire 10 dont la première borne 18 est reliée à l'un des contacts de l'interrupteur de mise sous tension à commande manuelle 3, est reliée à la seconde borne 22 du triac 20"'autre contact de cet interrupteur 3 étant relié à la première borne I (phase) du réseau. La première borne 21 du triac 20 est reliée à l'une des bornes de la résistance de mesure 24 de faible valeur (de quelques dizaines à quelques centaines de milliohms, par exemple), choisie de façon à fournir en réponse à un courant de 6 ampères efficaces, une tension d'au moins une centaine de millivolts par exemple, l'autre borne de la résistance 24 étant reliée à la seconde borne 2 (neutre) du réseau. Le triac 20 assurant la mise sous tension de l'enroulement primaire 10 est commandé sur sa gâchette 23 à l'aide d'impulsions récurrentes qui le déclenchent pour le rendre conducteur dans l'un ou dans l'autre sens. Ces impulsions de déclenchement sont fournies au moyen d'un circuit de commande 30 de type connu en soi, comprenant deux entrées d'alimentation 31,32 dont la première 31 est reliée à la borne 1 ((ss) du réseau à travers l'interrupteur 3 et dont la seconde 32 est directement reliée à la borne 2 (N). Le circuit de commande 30 comporte, de préférence, un circuit intégré monolithique 50 appelé circuit de commande de triac pour tension nulle qui permet de déclencher le triac 20 sensiblement en synchronisme avec les passages par zéro d'une tension ou d'un courant alternatif, en fournissant des impulsions à chaque demipériode de celle ou de celui-ci, appliqué à une entrée de synchronisation. De nombreux circuits intégrés de ce genre sont disponibles sur le marché, tels que ceux du type GEL 300 ou PA 424 de GENERAI: ELECTRIC, A 742 de FAIRCHILD SEMICONDUCTOR, CA 3059 ou CA 3079 de RCA CORPORATION ou ECG 776 de GTE SYLVANIA, par exemple. Ces circuits intégrés sont généralement conçus de façon à pouvoir être alimentés soit directement par le réseau alternatif à travers une résistance en série, au moyen d'un circuit d'alimentation incorporé, soit au moyen d'un montage redresseur, abaisseur de tension, extérieur. Il est à remarquer qu'il est également possible de réaliser des circuits de déclenchement sur des passages par zéro au moyen d'un ou de plusieurs circuits intégrés du type comparateur de tension et/ou à l'aide de circuits à composants discrets avec des résultats comparables. Dans l'exemple de réalisation décrit et représenté ici, on utilise un circuit intégré monolithique 50 du type TEA 1511 de la société française THOItlSON-EFCIS, qui comprend, notamment, un circuit d'échantillonnage et de mémorisation 51 qu'alimente entrée de synchronisation P3, un comparateur de tension 52 commandé par le circuit 51 et comprenant des entrées inverseuse P1 et non-inverseuse P8, un générateur d'impulsions 53 couplé respectivement à l'entrée de synchronisation P3, à une entrée d'alimentation secteur (pour le mode S) P4 ainsi qu'au circuit 51, une porte d'inhibition 54 dont une entrée complémentée est reliée à la sortie du comparateur 52 et dont l'autre entrée est reliée à la sortie du générateur d'impulsions 53. La sortie de la porte 54 est reliée à la base d'un transistor bipolaire de type NPN 55 dont l'émetteur est relié à l'entrée d'alimentation négative (VEE) P5 du circuit 50 et dont le collecteur est relié à la sortie de commande P6 du circuit 50, qui fournit des impulsions de déclenchement à la gâchette 23 du triac 20. Le circuit intégré 50 comporte en outre une entrée d'alimentation positive#(V P7 qui est réunie à celle d'alimentation négative (VEE) P5, d'une part, au moyen d'un régulateur de tension 56 et d'autre part, au moyen d'un diviseur de tension résistif 57 dont le point milieu est relié à une sortie de tension de référence P2. Dans le cas présent, le circuit de commande 30 comprend ici, outre le circuit intégré 50, un circuit d'alimentation continue ou montage redresseur 40 comprenant en série une diode de redressement 41 dont l'anode est reliée à l'entrée d'alimentation 31, une résistance 42 d'abaissement de la tension, de forte valeur (27 kiloohms, par exemple), dont une borne est reliée à l'armature positive d'un condensateur électrochimique 43 de forte capacité (d'au moins 100 microfarads, par exemple), qui constitue la sortie positive 45 du circuit d'alimentation 40. L'armature négative de ce condensateur 43 qui constitue la sortie négative 46 du circuit 40, est reliée à l'entrée d'alimentation 32, ainsi qu'à l'entrée d'alimentation négative PS (TEE) du circuit intégré 50, tandis que son armature ou sortie positive 45 est reliée à l'entrée d'alimentation positive (VCC) P7, de telle sorte qu'il est shunté par la résistance du diviseur 57 et par le régulateur de tension 56 incorporés dans le circuit intégré 50, qui coopèrent avec la résistance d'alimentation 42 en série avec la diode 41 pour faire chuter la tension maximale appliquée à l'entrée P7 (VCC) à une valeur compatible avec le circuit intégré 50 (9 volts environ). Sur les figures 3A à 3E on a respectivement représenté des variations de potentiels en fonction du temps par rapport à celui de la borne 2 (neutre) qui constitue également le potentiel de référence continu, la figure 3D représentant également le courant alternatif à travers le triac 20 (120), pour illustrer le fonctionnement du dispositif de la figure 2. La figure 3A représente la tension alternative V1 du réseau (de 220 V eff. à 50Hz) qui alimente le circuit de la figure 2. Lorsque l'interrupteur 3 est fermé à l'instant t0, cette tension apparaît sur la première borne 18 de l'enroulement primaire 10 du transformateur 11 et sur la borne d'alimentation 31 du circuit de commande 30. Elle (V18) est également transmise, par l'intermédiaire de l'enroulement primaire 10, à l'autre borne 19 de celui-ci pratiquement sans déphasage, puisque le triac 20 est bloqué (en circuit ouvert), et de là, par l'intermédiaire d'un circuit déphaseur en quadrature 27, à l'entrée 33 du circuit de commande 30. Cette entrée 33 qui est reliée à l'entrée inverseuse P1 du comparateur 52, reçoit une ten 7 < sion V33illustrée sur la figure 3C, qui est déphasée de 2 radians (ou 90 ) par rapport à la tension V18, V19 ou V22 qui est alors présente en amont du déphaseur 27. Ce déphaseur 27 est composé d'une résistance 25 et d'un condensateur 26 connectés en série, dont les valeurs respectives ont été choisies de manière à fournir à l'entrée 33 de commande de la première mise sous tension, une tension en quadrature de phase avec celle du réseau (V1 ou V18) et à former une impédance Z27 dont la valeur absolue à 50 Hz soit notablement supérieure à la résistance de synchronisation utilisée pour synchroniser les déclenchements ultérieurs du triac 20 avec les passages par zéro de son courant 120, comme expliqué plus loin. Lorsque l'instant t0 est situé, comme illustré sur les figures 3A à 3C, à proximité d'un extrémum négatif de la tension du réseau V1, la tension V33 démarre avec une alternance négative. Lorsque la tension du réseau appliquée a l'entrée d'alimentation 31 devient positive, elle commence à charger le condensateur de filtrage 43 de sorte que celui-ci alimente le circuit intégré 50 sur son entrée d'alimentation positive (P7) pour le mettre en service. Ensuite, lorsque la tension en quadrature V33 appliquée à l'entrée inverseuse P1 du comparateur 52 atteint la tension continue de référence VREF, prélevée sur la sortie P2 et appliquée à son entrée non-inverseuse P8, la sortie du comparateur 52 fournira un niveau "bas" qui après complémentation autorise la transmission par la porte 54 d'une impulsion engendrée par le générateur 53. Cette impulsion polarise la base du transistor 55 de telle sorte qu'à l'instant tl, il fournisse sur son collecteur P6 relié à la sortie de commande 35 du circuit de commande 30, une première impulsion de tension V35 (figure 3E). La sortie de commande 35 est reliée, au moyen d'une résistance de gâchette 29 permettant de limiter le courant, à la gâchette 23 du triac 20 de telle sorte que cette impulsion à l'instant tl le rende conducteur de manière sensiblement synchrone avec un extrémum de la tension du réseau V1, quelle que soit sa polarité, grâce à la présence du montage déphaseur 27. Si l'instant t0 de fermeture se produit au cours d'une demipériode positive de la tension du réseau V1, et s'il est suffisamment éloigné du passage par zéro, à la fin de cette période, pour charger le condensateur d'alimentation 43 à une tension d'alimentation adéquate, l'instant tl de la première mise sous tension de l'enroulement primaire 10, par le déclenchement du triac 20, se produit sensiblement aux alentours de l'extremum de la demi-période négative suivante qui correspondra alors pratiquement au premier passage par zéro de la tension déphasée V33 en quadrature, consécutif à l'instant to. Lorsque le triac 20 a été déclenché une première fois, il continue à conduire jusqu'à la fin de la demi-période de son courant de polarité déterminée. Pour qu'il conduise en sens inverse, il faut le redéclencher lors de chaque coupure. A cette fin, on a inséré entre sa première borne (anode) 21 (proche de la gâchette 23) et la seconde borne 2 du réseau (N), une résistance de mesure 24, aux bornes de laquelle se produit une chute de tension composée sensiblement de demi-sinusoldes alternativement de polarités opposées (figure 3D). Sur la figure 3D, qui représente également le courant qui parcourt l'enroulement primaire 10, on peut observer un déphasage sensiblement en quadrature par rapport à la tension V18 aux bornes de celui-ci, qui est dû, notamment, à l'inductance de fuite élevée et à la présence du condensateur (4, figure 1) chargeant le circuit de l'enroulement secondaire (14, figure 1). Pour permettre le redéclenchement du triac 20 à la fin de chaque demi-période de courant I20, la chute de tension qui apparaît à la jonction de la première borne 21 du triac 20 avec la tance 24 est appliquée, par l'intermédiaire d'une autre résistance de synchronisation ou de redéclenchement 28 qui, dans l'exemple, est de valeur notablement inférieure à celle de l'impédance Z27 du circuit déphaseur RC 27, à l'entrée de sychronisation 34 du circuit de commande 30. Cette entrée 34 de synchronisation du redéclenchement est reliée à l'entrée P3 du circuit intégré 50 de telle sorte que celui-ci fournit, sensiblement à chaque passage par zéro du courant du triac 20, une impulsion de redéclenchement à sa gâchette 23 par l'intermédiaire de la sortie de commande 35 et de la résistance de gâchette 29, afin que le triac 20 soit, après son premier déclenchement à l'instant tl, redéclenché à chaque EMI11.1 aux instants ou n est un nom bre entier positif, supérieur à 1, jusqu'a l'ouverture de l'interrupteur "marche-arrêt" 3. On remarquera que dès le premier déclenchement du triac 20, l'amplitude de la tension présente à la jonction de sa seconde borne (anode) 22 avec celle 19 de l'enroulement primaire 10 et, par conséquent, la tension V33 transmise de ce point par le montage déphaseur RC 27 à l'entrée 33, est notablement réduite, de telle sorte qu'elle n'atteigne pratiquement plus la tension de référence VREF fournie par la broche P2 et mette hors circuit le comparateur de tension 52 qui n'est utilisé ici que pour la première mise sous tension. Il est à noter qu'il est également possible de réunir la borne 19 de l'enroulement 10, par l'intermédiaire du montage déphaseur 27, à la même entrée de synchronisation 34 que la résistance de redéclenchement 29, en choisissant les valeurs respectives de l'impédance Z27 et de la résistance R28, de telle sorte qu'en présence d'un courant I20 dans le triac 20, l'amplitude du courant de sortie du montage déphaseur 27 soit négligeable par rapport à celle de la résistance 28. Le comparateur 52 qu'il soit utilisé ou non pour le premier déclenchement du triac 20 après un arrêt, peut être avantageu- se ment utilisé pour le réglage de la puissance microonde fournie, par le rapport cyclique du fonctionnement du magnétron (M, figure I), à l'aide d'un signal rectangulaire recurrent de durée variable. Sur la figure 4, on a représenté schématiquement un dispositif de la figure 2 complété d'un tel circuit de réglage de puissance par le rapport cyclique d'un signal périodique. Le circuit de réglage du rapport cyclique 60 est composé en cascade d'un générateur de signaux de rampe 70 en forme de dents de scie récurrentes, illustrés sur la figure 5A, dont la période de récurrence est de 20 secondes (1000 périodes du secteur) environ, et d'un comparateur de tensions analogiques à seuil de comparaison réglable 80. Le générateur de dents de scie 70 et le comparateur 80 comportent respectivement des entrées d'alimentation positives 71 et 81 et négatives 72 et 82 qui sont respectivement reliées aux sorties d'alimentation positive 45 et négative 46 du montage redresseur-abaisseur 40 alimentant également le circuit intégré 50 de déclenchement aux passages par zéro, représenté ici par un bloc. Le générateur de dents de scie 70 est composé d'un comparateur de tension (ou amplificateur opérationnel à gain élevé) 74 connecté au moyen de résistances, d'un condensateur et dune diode, pour former un circuit auto-oscillant engendrant des formes d'onde en dents de scie récurrentes, à période de répétition constante, de manière connue. La sortie 73 reliée à l'entrée inverseuse du comparateur 74, au condensateur d'intégration 75, à la résistance 76 et à la diode 77 de contre-réaction, fournit une tension linéairement croissante (ou décroissante suivant la polarité de la diode 77), avec, grâce à la diode 77, un retour brusque à une tension nulle, après que la tension aux bornes du condensateur 75 ait atteint celle appliquée à l'entrée non-inverseuse du comparateur 70. Cette tension en dents de scie V73 qui est illustrée sur la figure 5A, est appliquée à l'entrée inverseuse d'un autre comparateur de tensions analogiques 85 dont l'entrée non-inverseuse reçoit une tension de comparaison variable VCOMP à l'aide d'un potentiomètre 86, qui permet de faire varier le niveau de tension auquel commute le comparateur 80. Lorscue la tension V73 de rampe est inférieure à la tension de seuil de comparaison VCOvlp, la sortie 84 du comparateur 80 fournit un état "haut" représenté par une tension positive, et lorsqu'elle atteint ou dépasse cette valeur, la sortie 84 fournit une tension nulle, jusqu'a la fin de la dent de scie, où il rebascule vers l'état "haut". On obtient ainsi un signal rectangulaire V84 à deux niveaux, illustré par la figure 5B, dont la durée de l'état haut TH est une fonction linéaire de la tension VCOMF fournie par le curseur du potentiomètre 86 de réglage de la puissance moyenne PM et elle peut varier entre H et - (c'est-à-dire R TR pour VCOMF supé peut varier entre0 et TR (c'est-à-dire TH=TR rieure à V83 MAX=). La durée de l'état bas TB varie donc en sens inverse, puisque TR = TH +Tb. Lorsque le signal rectangulaire récurrent VS4 est appliqué à travers une résistance 87 à l'entrée non-inverseuse P8 du comparateur (52, figure 2) incorporé au circuit intégré 50, l'état haut du signal V84 provoque la fourniture d'un état analogue à l'entrée complémentée de la porte d'inhibition (54, figure 4) de ce dernier de façon à bloquer la fourniture d'impulsions de déclenchement (d'amorçage au triac) à condition que l'amplitude de la tension V33 déphasée en quadrature et atténuée par le montage déphaseur RC 27 soit inférieure à celle correspondant à cet état haut. On obtient ainsi une inhibition de tout déclenchement du triac 20 au cours de la durée T H Par contre, lorsque le comparateur 80 fournit un état bas, c'est-à-dire une tension nulle, l'entrée non-inverseuse P8 reçoit une faible tension de référence VREF qui sert de seuil pour détecter le premier passage par zéro du signal déphasé V 33 consécutif au passage du signal rectangulaire V84 à l'état bas, afin de provoquer une première impulsion de déclenchement à la gâchette du triac 20. Pendant toute la durée TB de l'état bas, les impulsions de déclenchement suivantes seront provoquées par les passages à zéro successifs du courant 120 du triac 20. Lorsque le signal V84 repasse à l'état haut, le triac 20 ne sera plus redéclenché et cessera de conduire à la fin de la demi-période du secteur qui suit sa dernière impulsion de déclenchement précédant ce changement d'état. La puissance moyenne PM fournie sera alors égale au produit de la puissance maximale par le rapport cyclique TB/TR. On notera ici que, si le signal rectangulaire V84 est appliqué à l'entrée inverseuse PI du comparateur (52, figure 2) incorporé, c'est le passage à l'état haut de ce signal qui autorisera la fourniture des impulsions de déclenchement à la gâchette du triac 20 et l'inhibition sera commandée par son état bas. Le rapport cyclique est alors égal a THITR et peut être commandé par la variation de la position du curseur du potentiomètre 86 fournissant VCOMP Pour la réalisation du circuit de commande du rapport cyclique on peut utiliser un double comparateur intégré, par exemple, du type A 711 de FAIRCHILD SEMICONDUCTOR, LM 711 ou LM 358 de NATIONAL SEMICONDUCTOR ou TDB 0119 de la DIVISION SESCOSEM de THOMSON-CSF, qui peut, par exemple, également être connecté selon la publication FR - A - 2 448 833, où l'on utilise un signal triangulaire à la place de la dent de scie. Si le circuit intégré 50 destiné au déclenchement du triac 20 lors des passages par zéro ne comporte pas de porte d'inhibition incorporée, il est possible d'utiliser un circuit de porte analogique inséré, par exemple, entre la sortie du déphaseur en quadrature 27 et celle des entrées du circuit intégré 50 qui permet d'assurer l'élaboration de la première impulsion de déclenchement du triac 20.

Claims: REVENDICATIONS 1. Dispositif de mise sous tension d'un circuit d'alimentation pour magnétron (M) à l'aide d'un transformateur (Il) élévateur de tension à inductances de fuite élevées, dont l'enroulement secondaire (14) de très haute tension alimente un magnétron (\1) et une diode (5) ou un autre magnétron respectivement connectés pour conduire dans des sens opposes, à travers un condensateur (4), l'enroulement primaire (10) du transformateur (11) étant en série avec un interrupteur statique à conduction bidirectionnelle, tel qu'un triac (20), ce dispositif étant tel que la première mise sous tension de l'enroulement primaire (10) est synchronisée, au moins approximativement, avec le premier passage par une valeur de crête de la tension alternative d'alimentation consécutif à la connexion au réseau du montage-série de cet enroulement primaire (10) et de l'interrupteur statique (20), caractérisé en ce qu'il comporte un circuit intégré de déclenchement (30) synchrone avec des passages à zéro, dont l'entrée de synchronisation (33) reçoit, avant le premier déclenchement de l'interrupteur statique (20), la tension du réseau déphasée sensiblement en quadrature, à l'aide d'un déphaseur (27) 2. Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit intégré (30) présente une seconde entrée (34) de synchronisation connectée de façon telle que les déclenchements de l'interrupteur statique (20) qui sont postérieurs au premier déclenchement sont synchronisés avec les passages par zéro du courant de celui-ci. 3. Dispositif suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que, le réglage de la puissance moyenne fournie par le ou les magnétrons (M) étant assurée à l'aide d'un signal rectangulaire périodique, à fréquence de récurrence constante et à durée variable, de façon à commander le rapport cyclique de l'alimentation du ou des magnétrons, ce signal rectangulaire est appliqué à l'une des entrées (P8) du circuit intégré de déclenchement (50) de manière à inhiber la fourniture des impulsions à la gâchette de l'interrupteur statique (20), lorsqu'il correspond à un état logique prédéterminé, et à autoriser un premier déclenchement de l'interrupteur statique (20) synchrone avec une valeur crête de la tension du réseau, consécutivement au passage du signal rectangulaire dans un état logique complémentaire, ainsi que les redéclenchements successifs lors des passages par zéro de son courant, pendant la durée de cet état complémentaire. 4. Dispositif suivant l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'entrée du circuit déphaseur (27) dont la sortie est reliée à la première entrée (33) de synchrorisation du circuit intégré (30), reçoit le signal provenant de la jonction entre l'enroulement primaire (10) du transformateur (11) et l'interrupteur statique (20). 5. Dispositif suivant les revendications 2 et 4, caractérisé en ce que la jonction (21) de l'interrupteur statique (20) avec une résistance de mesure (24) du courant dans cet interrupteur statique est réunie, au moyen d'une résistance (28) de connexion, à l'autre entrée de synchronisation (34) du circuit intégré de déclenchement (30), afin d'engendrer des impulsions de déclenchement postérieurement à la première, en synchronisme avec les passages par zéro du courant (I20) de l'interrupteur statique (20). 6. Dispositif suivant les revendications 4 et 5, caractérisé en ce que l'impédance du circuit déphaseur (27) est notablement supérieure à la valeur de la résistance (28) de connexion. 7. Dispositif suivant la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit déphaseur (27) et la résistance de connexion (28) sont reliées à une même entrée de synchronisation (33 ou 34). 8. Dispositif suivant l'une des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que le circuit intégré de déclenchement (30) comporte une porte d'inhibition commandée à l'aide d'un signal rectangulaire récurrent de durée variable, destiné à commander le rapport cyclique d'alimentation du magnétron, cette porte étant agencée de façon à bloquer le passage des signaux appliqués aux entrées de synchronisation (33 ou 34) ou des impulsions engendrées en réponse à ceux-ci, lorsque le signal rectangulaire correspond à un état logique déterminé, et à autoriser ce passage, lorsqu'il correspond à un état logique complémentaire.

Inventors: DIDIER, LAURENT, GEAY, JEAN-CLAUDE
Applicants: ESSWEIN S.A.
Application year: 1984
Main classification: H03B9
IPC codes: H05B6, H03B9