DELAY CIRCUIT WITH AN INTEGRATED INSULATED LAYER FIELD-EFFECT TRANSISTOR FOR DIGITAL SIGNALS

Abstract: 1. Insulated-Gate field-effect transistor integrated delay circuit for digital signals whereby a delay (v) adjustable in n equidistant steps can be produced using 2n cascaded static inverters (i1, i2) each consisting of a switching transistor and a load transistor, an odd-numbered inverter and a following even-numbered inverted forming one of at least n stages (1, 2...n) giving the delay and having their outputs coupled to the delay output (av) via a 1-out-of-n selector switch (aw), the delay (v) being adjusted and regulated by a digital measuring arrangement with a counter followed by a digital-to-analog converter (dw), characterized by the following features : - the delay circuit has n+1 stages ; - each stage further includes a transfer transistor (tt) and an integrated capacitor (c) one terminal of which is connected to the output of the odd-numbered inverter (i1), and the other terminal of which is grounded through the channel of the transfer transistor (tt), with the gate of the transfer transistor (tt) connected to the output (ad) of the digital-to-analog converter (dw) to permit the delay (v) to be adjusted ; - the outputs of the first stage (1) and the (n+1)st stage (n+1) are coupled to the inputs of a first clock-synchronizing stage (s1) and a last clock-synchronizing stage (s(n+1)), respectively, whose clock inputs are presented with a clock signal (F) of frequency fc=1/nt ; - the output of the first clock-synchronizing stage (s1) is coupled through a first delay element (v1), which is clocked by the clock signal (F) and gives a delay equal to the periode of the clock signal (F), to the first input of a first NOR gate (n1) whose second input is connected to the output of the last clock-synchronizing stage (s(n+1)) via a first additional inverter (z1), and whose third input is connected to the input (e) of the delay circuit ; - the output of the last clock-synchronizing stage (s(n+1)) is coupled to the first input of a second NOR gate (n2) whose second input is connected to the output of the first delay element (v1) via second additional inverter (z2), and whose third input is connected to the input (e) of the delay circuit, and - the outputs of the first and second NOR gates (n1, n2) are connected, respectivela, to the count up and count down inputs (ev, er) of the counter, which is an up/down counter (vz).

Description: Integrierte Isolierschicht-Feldeffekttransistor-Verzögerungsschaltung für Digitalsignale Die Erfindung betrifft eine integrierte Isolierschicht Feldeffekttransistor-Verzögerungsschaltung mit äquidistant in n Schritten stufenweise einstellbarer Verzögerung für Digitalsignale mit 2n signalflussmässig in Serie geschalteten statischen Invertern, die aus einem Schalttransistor und einem Lasttransistor bestehen und von denen jeweils ein ungeradzahliger zusammen mit dem folgenden geradzahligen Inverter eine von mindestens n Stufen mit der Stufenverzögerungszeit t bildet, wobei die Ausgänge der Stufen über einen Eins-aus-n-Auswahlschalter mit dem Verzögerungsausgang gekoppelt sind und eine digitale Messanordnung mit einem Zähler und mit einem dessen Zählerstandausgängen nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler die VerzDgerung einstellt und regelt, vergleiche den Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Verzögerungsschaltung ist aus der veröffentlichten Patentanmeldung EP 0 059 802 bekannt. Bei der dort in Fig. 1 gezeigten Anordnung wird die wegen Fertigungsstreuungen an sich schwankende Stufenverzögerungszeit dadurch konstant geregelt, dass während Verzögerungspausen durch Ringschaltung einer ungeraden Anzahl von Invertern eine Schwingung erzeugt wird und aus der gemessenen Frequenz dieser Schwingung ein Regelsignal abgeleitet wird, das über den Digital-Analog-Wandler die Vorspannung der Lasttransistoren steuert, so dass die Stufenverzögerungszeit konstant geregelt wird. Mit der bekannten Anordnung lassen sich auf Fertigungsstreuungen zurückgehende Schwankungen der Stufenverzögerungszeit nur in beschränktem Umfang ausgleichen, da aufgrund der Beeinflussung der Lasttransistoren der Ziehbereich begrenzt ist. Die Ausgangsspannung des Digital-Analog Wandlers beeinflusst nämlich über das Gate eines Lasttransistors dessen Widerstand im leitenden Zustand, den sogenannten ON-Widerstand, und dessen Variationsbereich ist für den beabsichtigten Zweck nicht ausreichend. Der in den Ansprüchen gekennzeichneten Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die bekannte Verzögerungsschaltung so abzuändern und weiterzubilden, dass der Ziehbereich wesentlich vergrössert ist, so dass der obere Wert des Ziehbereichs etwa dem Doppelten des unteren Werts entspricht. Ein Vorteil der Erfindung ergibt sich unmittelbar aus der Lösung der Aufgabe. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass keine Verzögerungspausen erforderlich sind, während derer eine Messung der tatsächlichen Stufenverzögerungszeit vorgenommen werden muss. Vielmehr erfolgt bei der Erfindung die Regelung auf konstante Stufenverzögerungszeit laufend, wobei die Taktfrequenz als Referenzfrequenz für die Regelung dient. Als weiterer Vorteil kann angesehen werden, dass mittels der in Anspruch 2 gekennzeichneten Weiterbildung der Erfindung in einfacher Weise nicht nur eine einstellbare Verzögerung eines Digitalsignals erreicht werden kann, sondern dass es auch möglich ist, eine Phasenverschiebung eines Digitalsignals gegenüber der Taktfrequenz zu messen. Die Erfindung wird nun anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert. Fig. 1 zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung, Fig. 2a zeigen zwei Möglichkeiten für den in Fig. 1 aus und 2b Vereinfachungsgründen nur schematisch angedeuteten Aufbau einer Verzögerungsstufe, Fig. 3 zeigt zur Verständniserleichterung der Funktion einer Verzögerungsstufe zwei Sätze von entsprechen den Zeitdiagrammen, Fig. 4 zeigt in Form eines schematischen Schaltbilds ein Ausführungsbeispiel eines bei der Erfindung bevorzugt verwendbaren Digital-Analog-Wandlers, und Fig. 5 zeigt ebenfalls blockschaltbildmässig ein Ausführungs beispiel der zur Phasenmessung geeigneten Weiter bildung der Erfindung. Im schematischen Schaltbild des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 besteht die eigentliche Verzögerungsschaltung aus den Stufen 1, 2 ..., n , wobei der jeweilige Ausgang dieser Stufen mit dem entsprechenden Eingang des Auswahlschalters aw verbunden ist, der über seinen Steuereingang es auf einen der Stufeneingänge eingestellt werden kann. Der angewählte Stufenausgang wird mittels des Auswahlschalters aw auf den Verzögerungsausgang av durchgeschaltet, so dass die entsprechende Anzahl von signalmässig in Serie geschalteten Verzögerungsstufen wirksam sind. Der Signaleingang e liegt dabei am Eingang der ersten Stufe 1. In Fig. 2a, 2b sind die Innenschaltungen zweier bevorzugter derartiger Stufen gezeigt. Bei Fig. 2a liegt im Signalweg der Stufe der ungeradzahlige Inverter il, der vom geradzahligen Inverter i2 gefolgt ist. Am Verbindungspunkt des Ausgangs des Inverters il mit dem Eingang des Inverters i2 liegt der Pol des Kondensators c, dessen anderer Pol über den gesteuerten Strompfad des Transfertransistors tt mit dem Schaltungsnullpunkt verbunden ist. Am Gate dieses Transfertransistors ist die die Verzögerungszeit t einstellende Spannung ua angelegt. In Fig. 2b ist zusätzlich der Hilfsinverter hi vorgesehen, dessen Eingang am Eingang der Stufe und dessen Ausgang über den Kondensator c am Ausgang des ungeradzahligen Inverters il liegt. Die zwei Inverter il, i2 (Fig. 2a) bzw. die drei Inverter il, i2, hi (Fig. 2b) sind statische Inverter, die jeweils aus einem Schalttransistor und einem Lasttransistor bestehen, deren gesteuerte Strompfade in Serie geschaltet sind, wobei der des Schalttransistors am Schaltungsnullpunkt und der des Lasttransistors an einer entsprechenden Betriebspannung liegt. Die in Fig. 1 nun zu erläuternden weiteren Schaltungsteile dienen der Regelung auf konstante Verzögerung v. Hierzu liegt der Ausgang der ersten Stufe 1 und der der letzten Stufe n am Eingang der ersten Taktsynchronisierstufe sl, deren Takteingang das Taktsignal F zugeführt ist, für dessen Frequenz fc gilt: fc = lint. Auf die Stufe n folgt noch die weitere Stufe n+1, an deren Ausgang der Eingang der letzten Taktsynchronisierstufe s(n+l) angeschlossen ist, wobei deren Takteingang wiederum das Taktsignal F zugeführt ist. Als Taktsynchronisierstufen können bekannte derartige Stufen eingesetzt werden, die das jeweilige Eingangssignal mit dem Taktsignal derart synchronisieren, dass das Ausgangssignal nur dann auftritt, wenn das Taktsignal den einen seiner beiden Binärsignalpegel H, L annimmt. Als Beispiel einer derartigen Taktsynchronisierstufe kann die Anordnung nach der Auslegeschrift DE 26 57 281 B2 dienen, wobei das Taktsignal F dann in Form eines üblichen Zwei-Phasen Taktsignals anzuwenden ist. Das Ausgangssignal der ersten Taktsynchronisierstufe sl wird mittels des ersten Verzögerungsglieds vl um eine Taktperiode des Taktsignals F verzögert. Der Ausgang des ersten Verzögerungsglieds vl liegt am ersten Eingang des ersten NOR-Gatters nl. Der Ausgang der letzten Taktsynchronisierstufe s(n+l) liegt über den ersten Zusatzinverter zl am zweiten Eingang des ersten NOR-Gatters nl, dessen dritter Eingang mit dem Eingang e der Verzögerungsschaltung verbunden ist. Der Ausgang der letzten Taktsynchronisierstufe s(n+1) liegt ferner am ersten Eingang des zweiten NOR-Gatters n2. Der Ausgang des ersten Verzögerungsglieds vl liegt über den zweiten Zusatzinverter z2 am zweiten Eingang des zweiten NOR-Gatters n2, dessen dritter Eingang mit dem Eingang e der Verzögerungsschaltung verbunden ist. Der Ausgang des ersten NOR-Gatters nl liegt am Vorwärtszähleingang ev des Vorwärts/Rückärts-Zählers vz, während der Ausgang des zweiten NOR-Gatters n2 an dessen Rückwärtszähleingang er angeschlossen ist. Schliesslich sind die Zählerstandausgänge des Zählers vz mit dem Paralleleingang des Digital-Analog-Wandlers dw verbunden, dessen Analogausgang ad, der die Spannung ua führt, an den Gates der Transfertransistoren tt der Stufen 1.. .n+1 angeschlossen ist. Die steuernde Wirkung der Spannung ua auf die Stufenverzögerungszeit t wird anhand der Fig. 3a, 3b deutlich. In die Fig. 2a, 2b sind Pfeile für (dynamische) Transient Ströme I1, I2, I3, I4 eingetragen. Je grösser der Strom I2 ist, desto kürzer ist die Verzögerungszeit t der Stufe. Der Strom I1 ist durch die Layout-Dimensionierung des ungeradzahligen Inverters il vorgegeben bzw. einstellbar. Da nach der Knotenpunktregel gilt: I2 = 13 - I1, ist die die Verzögerungszeit t bei einmal vorgebenem Layout bestimmende Grösse der Strom I3. Dieser ist von der Kapazität des Kondensators c und dem Längswiderstand des Transfer transistors tt im leitendem Zustand, dem sogenannten ON Widerstand, abhängig, wobei gilt, dass je grösser der ON Widerstand ist, desto kleiner I3 ist. Der ON-Widerstand ist aber von der Steuerspannung ua abhängig. Bei steigender Steuerspannung ua sinkt der ON-Widerstand, wodurch auch I2 kleiner wird und somit die Verzögerungszeit t zunimmt. In Fig. 3a, 3b haben die Potentiale an den Punkten w, x, y, z den gezeigten Verlauf, wobei für das Potential y die gestrichelte Linie im Falle von Fig. 2b gilt, da sich der Kondensator c langsam entlädt. Wird nach Fig. 2b der Hilfsinverter hi vorgesehen, so tritt noch der Transientstrom I4 auf, der bei niedriger Steuerspannung ua (= Transienttransistor tt fast gesperrt) und bei entsprechender Layout-Dimensionierung des Hilfsinverters hi, z.B. I4 e 2I1 bewirkt, dass der Strom I3 das Vorzeichen wechselt und 12 grösser als I1 wird. Damit wird aber das Verzögerungszeit-Minimum kleiner als ohne Hilfsinverter hi, was einen zusätzlichen Vorteil dieser Massnahme darstellt. In Fig. 3a ist angenommen, dass die Abstimmspannung ua so klein ist, dass sie den Transfertransistor tt noch nicht leitend steuert. Dann ist im Fall von Fig. 2a der Zeitverlauf der Ausgangssignale x, y am jeweiligen Ausgang des ungeradzahligen Inverters il und des Hilfsinverters hi identisch, und der Kondensator c bleibt wirkungslos. Die Verzögerung ergibt sich dadurch, dass der geradzahlige Inverter i2 erst dann anfängt durchzuschalten, wenn die Ausgangsspannung x des ungeradzahligen Inverters il die Schwellspannung des Schalttransistors des geradzahligen Inverters i2 erreicht. Im betrachteten Fall der Fig. 3a liegt somit die kleinste mögliche Stufenverzögerungszeit t vor. Im Fall der Fig. 3b ist die Ausgangsspannung ua des Digital Analog-Wandlers dw grösser als die Schwellspannung des Transfertransistors tt, so dass dieser leitet. Der Querstrom des Hilfsinverters hi steht jetzt nur noch teilweise zum Umladen der Knotenkapazität zur Verfügung, da ein Teil durch den Transfertransistor tt fliesst. Ausserdem wird die Ausgangsspannung y des Hilfsinverters hi geklemmt, d.h. sie kann nicht mehr den möglichen Maximalpegel erreichen. Durch diese beiden Effekte entsteht über dem Kondensator c eine Potentialdifferenz, so dass er wirksam ist. Die Ausgangsspannung x des geradzahligen Inverters il steigt daher zunächst solange gleichartig wie die Ausgangsspannung y des Hilfsinverters hi an, bis diese geklemmt wird. Dieser Anstieg ist jedoch flacher als in Fig. 3a.. Dann steigt die Ausgangsspannung x aufgrund der Kondensatorwirkung nur noch sehr langsam an, so dass die Trigger-Schwelle des geradzahligen Inverters i2 erst verzögert erreicht wird und dessen Durchschalten auch entsprechend später erfolgt. Daraus ergibt sich die in Fig. 3b eingezeichnete, im Vergleich zum Wert der Fig. 3a grössere Verzögerungszeit t'. Die Fig. 4 zeigt teilweise schematisch das Schaltbild eines bei der Erfindung bevorzugt verwendbaren Digital Analog-Wandlers. Er besteht aus einem pro Zählerstandausgang des Vorwärts/Rückwärts-Zählers vz mit seinem gesteuerten Strompfad zwischen dem Schaltungsnullpunkt und dem Wandlerausgang ad liegenden Wandlertransistor twl, tw2, twm, wobei der Wandlerausgang ad über das Lastelement le, das in Fig. 4 ein Depletion-Transistor ist, an der Betriebsspannung u liegt. Die Wandlertransistoren tw2 bis twm werden aus mehreren parallelgeschalteten Transistoren, die mit dem Wandlertransistor twl identisch sind, gebildet. Die Anzahl der parallelgeschalteten Transistoren wird dabei, beginnend mit dem ersten Wandlertransistor twl, entsprechend einer Zweierpotenzreihe und steigender Wertigkeit der Stellen des Zählerstandes grösser. Das Gate jedes Wandlertransistors twl...twm liegt am Ausgang der zugeordneten Gegentaktstufe gl...gm, deren gesteuerter Strompfad zwischen dem Schaltungsnullpunkt und der Referenzspannung ur liegt, die am Ausgang des Referenzinverters ri entsteht, wobei dessen Eingang mit dessen Ausgang verbunden ist. Die geometrischen Abmessungen des Referenzinverters ri, also dessen Layout, sind mit dem des ungeradzahligen Inverters il jeder Stufe l...n+1 identisch, und sie haben dieselbe Längserstreckung wie diese Stufen. Damit ist gewährleistet, dass allfällige Herstellungstoleranzen sich auf den Referenzinverter ri und die ungeradzahligen Inverter il in gleicher Weise auswirken und sich somit kompensieren. Die jeweils beiden Transistoren der Gegentaktstufen gl ...gm sind in üblicher Weise vom entsprechenden Zählerstandausgangs-Signal so angesteuert, dass das Gate des am Schaltungsnullpunkt liegenden Transistors von diesem Signal direkt und das Gate des an der Referenzspannung ur liegenden Transistors über einen entsprechenden Inverter von diesem Signal angesteuert werden. Obwohl der bevorzugt verwendete Digital-Analog-Wandler nach Fig. 4 sehr einfach aufgebaut ist, bringt seine Anwendung zusammen mit dem Referenzinverter ri als Referenzspannungsquelle den Vorteil, dass der Bereich grösster Linearität des Wandlers unabhängig von Herstellungsstreu ungen immer im Bereich der Trigger-Schwelle der ungeradzahligen Inverter il liegt. Die an sich vorhandene beträchtliche Nichtlinearität dieses Wandlertyps fällt somit praktisch nicht ins Gewicht. Dieser einfache Wandlertyp ist somit an die Verwendung zusammen mit den Stufen l...n+1 angepasst. Die Laufzahl m und somit die Anzahl der einzelnen Wandlertransistoren und -stufen entspricht der Anzahl der Zählerstandausgänge des Vorwärts/Rückwärts-Zählers vz, deren Digitalsignal digital-analog-gewandelt werden sollen. Die Laufzahl m braucht somit nicht identisch mit der Stufenzahl nezu sein. Die Fig. 5 zeigt ebenfalls teilweise schematisch nach Art eines Blockschaltbildes die bereits eingangs erwähnte Weiterbildung der Erfindung als Phasenmessschaltung zur Bestimmung der Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal und dem Taktsignal F. Hierzu ist vorgesehen, dass am jeweiligen Ausgang der zweiten bis n-ten Stufe 2...n jeweils eine weitere Taktsynchronisierstufe ..... sn angeschlossen ist, deren Takteingang das Taktsignal F zugeführt ist. Am Ausgang sämtlicher Stufen l...n+1 liegt somit eine entsprechenae Taktsynchronisierstufe sl.. s(n+1). An den Ausgängen der zweiten bis n-ten Taktsynchronisierstufe s2...sn liegt der Paralleleingang des Codewandlers cw,der den an den Ausgängen auftretenden Thermometercode in den natürlichen Dualcode umwandelt. Der Thermometercode entspricht dabei der Hälfte des bekannten Johnson-Codes, der bei den sogenannten Johnson-Zählern auftritt, vergleiche z.B. das Buch von D. Becker, H. Mäder "Hochintegrierte MOS-Schaltungen", Stuttgart 1972, Seiten 132 bis 134, insbesondere Tabelle 6.7. Die Ausgänge des Codewandlers cw liegen über das vom Taktsignal F getaktete zweite Verzögerungsglied v2, dessen Verzögerungszeit gleich der Periodendauer des Taktsignals F ist, am Paralleleingang des Speichers sp, wobei sein Enable-Eingang en mit dem Ausgang der (1+n)-ten Taktsynchronisierstufe s(n+1) verbunden ist und dessen Ausgang der Phasenmessausgang ap ist. Mittels der ersten und der letzten Taktsynchronisierstufe sl, s(n+l), vergleiche Fig. 1 und 5, wird bei der Erfindung die tatsächliche Verzögerungszeit der der Verzögerung dienenden Stufen l...n gemessen, wobei in diesem Messkreis wiederum n Stufen liegen, da die erste Taktsynchronisierstufe sl am Eingang der Stufe 2 liegt. Dies ist zulässig, da sämtliche Stufen untereinander identisch sind. Andererseits wird mittels der Taktsynchronisierstufen sl, s(n+l) diese Messung auf die Frequenz des Taktsignals F bezogen, so dass die Verknüpfung des Messergebnisses mittels des Vorwärts/Rückwärts-Zählers vz und der erfindungsgemäss beschalteten NOR-Gatter nl, n2 bereits das Regelsignal ergibt. Mit der Phasenmessschaltung nach Fig. 5 kann de Phase des Eingangssignals in Schritten der Verzögerungszeit t bezüglich des Taktsignal F gemessen werden. Wenn seine Frequenz beispielsweise der vierfachen Referenzträgerfrequenz von Farbfernsehempfängern entspricht und n =-16 ist, so lässt sich die Phase des Eingangssignals in Schritten von 3,5 ns messen und ebenso dieses Signal mit dieser Schrittweite verzögern. Die eben genannte Anwendung in Farbfernsehempfängern tritt insbesondere bei solchen mit digitaler Signalverarbeitung und -erzeugung, z.B. bei der Horizontalablenkung, auf. Die Erfindung lässt sich bevorzugt mit Enhancementtransistoren, insbesondere vom n-Kanaltyp, für die Schalttransistoren sämtlicher Inverter und Gatter realisieren, wobei dann bevorzugt Depletiontransistoren als Lastelemente verwendet werden. Die erfindungsgemässe Anordnung weist bei vergleichbarer Stufenzahl etwa 70% weniger Kristallfläche als die bekannte Anordnung und nur etwa 40% von deren Verlustleistung auf.

Claims: Patentansprüche 1. Integrierte Isolierschicht-Feldeffekttransistor-Ver zögerungsschaltung mit äquidistant in n Schritten stufenweise einstellbarer Verzögerung (v) für Digital signale mit 2n signalflussmässig in Serie geschalteten statischen Invertern (il, i2), die aus einem Schalt transistor und einem Lasttransistor bestehen und von denen jeweils ein ungeradzahliger zusammen mit dem folgenden geradzahligen Inverter eine von mindestens n Stufen (1, 2 ...n) mit der Stufenverzögerungszeit t bildet, wobei die Ausgänge der Stufen über einen Eins-aus-n-Auswahlschalter (aw) mit dem Verzögerungs ausgang (av) gekoppelt sind und eine digitale Messan ordnung mit einem Zähler und mit einem dessen Zähler standausgängen nachgeschalteten Digital-Analog-Wand- ler (dw) die Verzögerung (v) einstellt und regelt, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: - die Verzögerungsschaltung hat n+1 Stufen, - jede Stufe enthält ferner einen Transfertransistor (tt) und einen integrierten Kondensator (c), dessen einer Pol mit dem Ausgang des ungeradzahligen Inverters (il) und dessen anderen Pol über den gesteuerten Strompfad des Transfertransistors (tt) mit dem Schaltungsnull punkt verbunden ist, wobei zur Einstellung der Ver zögerung (v) das Gate des Transfertransistors (tt) am Ausgang (ad) des Digital-Analog-Wandlers (dw) liegt, - der jeweilige Ausgang der ersten bzw. (n+1)-ten Stufe (1, n+l) liegt am Eingang einer ersten bzw. letzten Taktsynchronisierstufe (sl, s(n+l)), deren jeweiligem Takteingang ein Taktsignal (F) zugeführt ist, für dessen Frequenz (fc) gilt: fc = lint, - der Ausgang der ersten Taktsynchronisierstufe (sl) ist über ein vom Taktsignal (F) getaktetes erstes Verzögerungsglied (vl), dessen Verzögerungszeit gleich der Periodendauer des Taktsignals (F) ist, mit dem ersten Eingang eines ersten NOR-Gatters (nl) verbunden, an dessen zweitem Eingang über einen ersten Zusatzinverter (zl) der Ausgang der letzten Taktsynchronisierstufe (s(n+l)) und dessen dritter Eingang am Eingang (e) der Verzögerungsschaltung liegt, - der Ausgang der letzten Taktsynchronisierstufe (s(n+1)) liegt am ersten Eingang eines zweiten NOR-Gatters (n2), an dessen zweitem Eingang über einen zweiten Zusatzinverters (z2) der Ausgang des ersten Verzögerungsglieds (vl) und dessen dritter Eingang am Eingang (e) der Verzögerungsschaltung liegt, und - der Ausgang des ersten bzw. des zweiten NOR-Gatters (nl, n2) liegt am Vorwärts- bzw. Rückwärt-szählein- gang (ev, er) des als Vorwärts/Rückwärts-Zählers (vz) ausgebildeten Zählers. 2. Verzögerungschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet dass, jede Stufe ferner einen statischen Hilfsinverter (hi) enthält, dessen Eingang am Eingang der Stufe und dessen Ausgang über den Kondensator (c) mit dem Ausgang des ungeradzahligen Inverters (il) sowie über den gesteuerten Strompfad des Transfer transistors (tt) mit dem Schaltungsnullpunkt ver bunden ist. 3. Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2 als Phasen messschaltung zur Bestimmung der Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal und dem Taktsignal (F), gekennzeichnet durch folgenden Merkmale: - am jeweiligen Ausgang der zweiten bis n-ten Stufe (2...n) ist eine zweite bis n-te Taktsynchronisier stufe (s2...sn) angeschlosssen, deren Takteingang das Taktsignal (F) zugeführt ist und an deren Aus gängen der Paralleleingang eines Codewandlers (cw) liegt, der den an ihnen auftretenden Thermometercode in den natürlichen Dualcode wandelt, und - die Ausgänge des Codewandlers (cw) liegen über ein vom Taktsignal (F) getaktetes zweites Verzögerungsglied (v2), dessen Verzögerungszeit gleich der Periodendauer des Taktsignals (F) ist, am Paralleleingang eines Speichers (sp), dessen Enable-Eingang (en) mit dem Ausgang der (n+l) ten Taktsynchronisierstufe (s(n+1)) verbunden ist und dessen Ausgang der Phasenmessausgang (ap) ist. 4. Verzögerungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass sämtliche Inverter n-Kanal Depletion-Load-Inverter sind. 5. Verzögerungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: - der Digital-Analog-Wandler (dw) besteht aus einem pro Zählerstandausgang des Vorwärts/Rückwärts-Zählers (vz) mit seinem gesteuerten Strompfad zwischen dem Schaltungsnullpunkt und dem Wandlerausgang (ad) lie genden Wandlertransistor (twl...twm), wobei der Wand lerausgang (ad) über ein Lastelement (le) an Betriebs spannung (u) liegt und die Wandlertransistoren (tw2... twm) von mehreren parallelgeschalteten, mit dem ersten Wandlertransistor (twl) identischen Transistoren gebildet sind, deren Anzahl, beginnend mit dem ersten Wandlertransistoren (twl), einer Zweierpotenzreihe entspricht1 und - das Gate jedes Wandlertransistors (twl...twm) liegt am Ausgang einer zugeordneten Gegentaktstufe (gl...gm), deren gesteuerter Strompfad zwischen dem Schaltungs nullpunkt und einer Referenzspannung (ur) liegt, die am Ausgang eines Referenzinverters (ri) entsteht, dessen Eingang mit dessen Ausgang verbunden ist und dessen Layout mit dem des ungeradzahligen Inver ters (il) jeder Stufe (l...n+1) identisch ist sowie dieselbe Längserstreckung wie dieser hat.

Inventors: BACKES, REINER, DIPL.-ING., LANGENKAMP, ULRICH, DIPL.-ING.
Applicants: DEUTSCHE ITT INDUSTRIES GMBH, ITT INDUSTRIES INC.
Application year: 1983
Main classification: H03K5
IPC codes: H03K5, H03H11