METHOD OF CONTROLLING THE RUNNING OF AN ELECTRICAL MACHINE, AND DEVICE USING THIS METHOD

Abstract: 1. Method of controlling one or more alternating-current machines (5) supplied by a converter group constitued by at least one frequency converter (4), the device comprising : - a control loop (25, 26, 27, 28) for the current amplitude ; - a measuring device (8) for finding the vector of the air gap flux (psi) ; - a control loop for the phase of a firing vector (theta) of the thyristors of the inverter (4) controlling the instant a firing of the thyristors and reacting to a reference signal (f(xi***)) representative of the desired phase shift between the current vector (i) and the air gap flux vector (psi) of the machine, this reference signal being modified by a reaction loop (20, 21, 23, 24) for taking into account the phase shift between the firing vector (theta) and the current vector (i) ; characterized in that the said reference signal (f(xi***)) representative of the phase shift which is desired between the current vector (i) and the air gap flux vector (psi) is combined with a correction signal (eta) emanating from an air gap flux amplitude controller (23) for giving an operation signal (f(vsigma***) ).

Description: PROCEDE POUR LE CONTROLE DE LA MARCHE D'UNE MACHINE ELECTRIQUE ET DISPOSITIF APPLIQUANT CE PROCEDE. La presente invention s'applique aux entratnements à vitesse variable de machines alternatives polyphasées, en particulier celles alimentees par des convertisseurs statiques de frequence, et concerne plus particulièrement un procédé destiné à contrôler la grandeur et la fréquence du courant statorique et des dispositifs appliquant ce procédé. De tels dispositifs comprennent généralement deux convertisseurs. Le premier convertisseur génere une tension continue de valeur réglable à partir de tensions alternatives d'amplitudes non réglables ou à partir d'une tension continue de valeur non réglable. Le second convertisseur connecté au premier à travers une inductance de lissage alimente la machine à fréquence variable. Le premier convertisseur est commandé de façon à injecter un courant d'amplitude imposée dans l'inductance de lissage et dans le second convertisseur et par là-même, dans les phases de la machine tandis que le second convertisseur commute le courant successivement d'une phase à l'autre de la machine à la fréquence imposée. Pour assurer la stabilité du dispositif, il est parfois recommandé de calculer la fréquence du second convertisseur de sorte que l'on impose un déphasage détermine entre l'onde tournante de force magnétomotrice représentée par le vecteur courant statorique et l'onde tournante du flux dans la machine. En pratique cette technique aboutit à des dispositifs de contrôle compliqués qui nécessitent la mise en place de capteur de courant dans les phases du moteur et perdent leur efficacité lorsque le courant injecté dans les phases de la machine s'annule comme par exemple en conduction intermittente, phénomène apparaissant par exemple lorsque le premier convertisseur est un convertisseur de tensions alternatives en tension continue et que la machine tourne à faible vitesse. Ces inconvénients sont évités par le procédé revendiqué selon l'invention dans lequel la génération des ordres d'allumage des semi-conducteurs du second convertisseur consiste à imposer le moment d'allumage en tenant compte de la position instantanée des ondes tournante de la machine. A partir de l'état des sF"i-conducteurs, les composantes d'un vecteur appelée par la suite vecteur d'allumage, sont déterminées dans un repère fixe par rapport au stator de la machine. Dans ce même repère les composantes du champ tournant sont également déterminées pour calculer le déphasage entre le vecteur d'allumage et le champ tournant. L'allumage des semi-conducteurs du second convertisseur est alors commandé pour que le déphasage calculé corresponde au déphasage imposé par un générateur de consigne ou par tout autre régulateur. Ce procédé de grande simplicité de réalisation, permet indépendamment de la fréquence fondamentale d'alimentation de la machine de modifier quasi instantanément, le déphasage entre le vecteur d'allumage et le champ tournant et par conséquent, permet un contrôle très performant de la machine dans une plage de fréquence très etendue. Le contrôle du champ tournant du moteur et du couple sont réalisés au moyen de dispositifs appropries en téglant d'une part la valeur du courant injecte dans les phases de la machine par le réglage de la tension continue présente aux bornes du premier convertisseur et en réglant d'autre part la valeur de l'angle de déphasage désiré à l'entrée du dispositif de contrôle de l'allumage des semi-conducteurs du second convertisseur . Ces dispositifs feront l'objet d'une description plus détaillée dans la suite. Ce procédé est applicable non seulement à la commande de convertisseurs de courant continu en courants alternatifs, mais d'une façon plus générale à la commande de convertisseurs d'une grandeur électrique continue en une grandeur électrique alternative. De même il peut être utilisé pour commander les convertisseurs de grandeurs électriques alternatives en grandeur électrique continue; par exemple, la tension continue apparaissant aux bornes d'un convertisseur de tensions alternatives en tension continue est fonction des tensions alternatives non réglables qui alimentent le convertisseur et de l'angle de déphasage entre les allumages des semi-conducteurs et les tensions alternatives, par conséquent, cette tension peut être contrôlee de manière très performante par le procédé qui fait l'objet de la présente invention. Ce procédé de contrôle de couple est applicable à toute machine électrique polyphasée. L'exemple, repris ci-après, traite une application du procédé dans le cas d'un moteur triphasé asynchrone, alimenté par l'intermédiaire d'un circuit comportant un redresseur à thyristors, une self de lissage et un onduleur. Ce procédé est basé sur la mesure et le réglage du déphasage existant entre un premier vecteur + représentant le flux magnétique dans l'entrefer du moteur et un second vecteur O représentant les ordres d'allumage de thyristors de l'onduleur. Puisque le procédé ne se réfère pas à la connaissance du vecteur i représentant le courant fourni au stator du moteur, il est possible d'assurerle contrôle de la machine, sans disposition de mesure du courant des phases de la machine. Ce procédé permet également d'assurer un contrôle correct de la machine en cas d'annulation périodique du courant dans la self de lissage. L'invention revendiquée est détaillée à l'aide des figures suivantes. La figure 1 représente les différents vecteurs considérés dans un premier système d'axes de référence. La figure 2 montre la fonction utilisée dans le dispositif. La figure 3 expose le schéma d'ensemble du dispositif donné à titre d'exemple de réalisation. La figure 4 donne les détails d'un élément repris dans le schéma d'ensemble. La figure 5 expose des diagrammes relatifs aux moteurs asynchrones La figure 6 représente dans un second système d'axes les différents vecteurs lors d'une accélération en configuration de traction. La figure 7 fait apparattre les différents modes de déplacement de certains vecteurs. La figure 8 montre le comportement des différents vecteurs lors d'un passage d'une configuration de traction à une configuration de freinage La figure 9 donne l'évolution du flux en fonction de l'angle et à courant constant dans un moteur asynchrone. La figure 10 représente les relations existantes entre certaines grandeurs de contrôle. La figure Il montre le corportement des différents vecteurs pour deux moteurs asynchrones fonctionnant en parallèle. La figure 12 représente le schéma de l'onduleur alimentant une machine asynchrone. La figure 13 montre un couple de la machine alimentée en ondes pleines. La figure 14 correspond à un couple de la machine alimentée en ondes découpées. La figure 1 montre un système de référence constitué d'axes orthogonaux occupant une position fixe par rapport au stator d'un moteur asynchrone triphasé pris comme exemple d'application du procédé revendiqué. Par simplification, on transforme le système triphasé en un système équivalent biphasé rapporté à deux axes orthogonaux. L'axe horizontal a coïncide avec l'axe magnétique de la première phase, l'axe ss est orthogonal au premier. Dans ce système sont portés: un vecteur i représentant le courant statorique du moteur, un vecteur 4 > représentant le flux dans l'entrefer et un vecteur normé O appelé vecteur d'allumage et dont la position correspond à une configuration particulière de l'onduleur. A ce système d'axes de référence a et ss se superpose un réseau de traits de repérage, fixes dans l'espace, ayant même origine, décalés l'un par rapport à l'autre de 600 et dont l'un est en coincidance avec l'axe de référence p . Ces six traits de repérage indiquent les différentes configurations de l'onduleur selon les ordres d'allumage donnés aux thyristors Thi Dans ce système de référence, le vecteur 9 représente le flux dans l'entrefer du moteur, il tourne dans le sens antihorlogique en synchronisme avec les champs statoriques; il tourne donc à la vitesse angulaire correspondant à la fréquence fondamentale d'excitation du stator. Le vecteur O , appelé vecteur d'allumage, représente l'ordre d'allumage donne à une paire de thyristors de l'onduleur. Dans le cas d'un moteur triphasé, ce vecteur progresse par bonds de 600 sautant ainsi d'un trait de repérage à un autre trait de repérage dans le sens antihorlogique. On peut comparer la progression respective des vecteurs qb et O en se référant à la figure 7. Dans cette figure on constate que le vecteur 4 > se déplace à vitesse constante. C'est le cas lorsque la machine est en régime stabilisé. Quant au vecteur O , il se déplace instantanément d'un trait de repérage à un autre trait de repérage selon la succession indiquée à la figure 7. Le vecteur i représente le courant stator du moteur. C'est un vecteur résultant produisant exactement les mêmes champs magnétiques que les courants triphases réels. Tout comme le vecteur O qui déclenche le passage du courant dans les thyristors, le vecteur i progresse également par bonds de 600, dans le cas d'un moteur triphasé. Lorsque la vitesse du rotor est faible, on peut considérer que le vecteur i coïncide avec le vecteur O , mais au fur et à mesure que la vitesse staccrott, le déphasage entre l'ordre d'allumage reçu à la gachette d'un thyristor et l'instant où le courant s'établit dans les phases du moteur augmente de plus en plus. A grande vitesse, il apparatt, entre le vecteur O et le vecteur i, un déphasage pouvant même dépasser 600. L'angle 5 repère le déphasage entre le vecteur d'allumage O et le vecteur flux 4 > L' angle repère le déphasage entre le vecteur courant i et le vecteur flux 9 La figure 1 est relative à un moteur asynchrone triphasé en configuration de traction tournant à une vitesse suffisante pour qu'un déphasage se marque entre le vecteur d'allumage O et le vecteur courant i. Puisque le principe du procédé revendiqué est basé sur le contrôle du moteur par l'intermédiaire de l'angle 5 donnant le déphasage entre le vecteur d'allumage O et le vecteur flux 4 > , il faut établir une fonction caractéristique de l'angle 5 couvrant toute la zone des déphasages possibles entre l'allumage d'un thyristor et le transfert de courant. La fonction f ( g) considérée dans cet exemple s'étale entre des angles compris entre -1800 et +180 . La valeur modulaire de cette fonction s'exprime par EMI5.1 EMI6.1 déphasage du vecteur par rapport à l'origine des phases. Le produit de l'équation (1) par l'expression conjugée de l'équation (2) traduit le déphasage ( entre les deux vecteurs unitaires EMI6.2 <tb> 8 <SEP> et <SEP> 9 <SEP> et <SEP> s'exprime <SEP> par <tb> <SEP> 14 > 1 <SEP> + <SEP> = <SEP> e}(ç9- <SEP> con((P8-(P*)Isin(9 < p) <SEP> (3) <tb> <SEP> OiI <tb> Nous considérons successivement la partie réelle et la partie imaginaire de l'expression (3) pour les exprimer en fonction des proiections des vecteur O et 0 sur les axes de référence a et EMI6.3 <tb> soit <SEP> 1=af(+O <SEP> (1---4 > i <SEP> -'Ù4 > )}= <SEP> OaW4 > aI+OAI <SEP> (4) <tb> et <SEP> ¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯ <tb> et <SEP> "pi9a <SEP> (5) <SEP> avec <SEP> I <SEP> 4 > fi <tb> <SEP> = <SEP> Oti <SEP> OaN <SEP> (5) <SEP> avec <tb> et nous pouvons écrire et EMI6.4 La fonction EMI6.5 est symétrique par rapport à l'origine des angles # . Telle quelle, elle ne peut donc convenir pour couvrir sans ambiguïté les angles -180 à + 180 . Elle est représentée par les branches 1 et 2 de la figure 2. Par contre si nous affectons la fonction Puisque # est l'angle de déphasage entre les vecteur O et # nous allons exprimer f (t) par rapport aux paramètre O et Soit l'expression exponentielle imaginaire du vecteur norme #=eJ(#1t + ##) (1) avec #1 : pulsation statorique ## : déphasage du vecteur par rapport à l'origine des phases. L'expression exponentielle imaginaire du vecteur 4 > ramené à sa valeur unitaire sera 1-cosS du signe de six pour les angles correspondants, nous obtenons 2 une fonction univoque pour des valeurs de l'angle 5 comprise entre -180 à +180 représentée par les branches 1 et 3 de la figure 2. La fonction considérée dans cet exemple sera donc EMI7.1 A l'aide des équations (6) et (7) la fonction f(5) ) peut s'exprimer à l'aide de valeurs connues. En effet, les valeur 4 > a et + , respectivement les projections du flux d'entrefer + sur les axes de référence a et p , sont connues par des moyens de mesure appropriés. Quant aux valeurs et O ,respectivement les projections du vecteur d'allumage O sur les axes de référence a et # , ce sont des valeurs discrètes reprises dans un tableau qui sera présenté ultérieurement. La figure 3 montre un schéma d'ensemble d'un exemple de réalisation du dispositif de contrôle mettant en application le procédé revendiqué. Un réseau triphasé 1 alimente un redresseur 2 qui par l'intermédiaire d'une self de lissage 3 est connecté à un onduleur 4 qui alimente un moteur asynchrone triphasé 5. Entre le moteur asynchrone 5 et l'onduleur 4 sont disposées des résistances de freinage 6 qui peuvent être court-circuitées par un dispositif approprié 7. Une unité de mesure 8 est connectée à un calculateur d'état de la machine 9. Ce calculateur d'état de la machine 9, qui sera détaille ultérieurement, reçoit par des bornes d'entrée 91 et 92 les tensions Va et VA relevées, par l'unité de mesure 8, aux bornes des bobines de mesure des composantes symétriques du flux. Remarquons que ces tensions Va et peuvent être obtenues à partir de la mesure des tensions aux borne du moteur (5). Par une autre borne d'entrée 111, le calculateur d'état de la machine 9 reçoit également des ordres logiques d'allumage des thyristors Th i venant d'un décodeur 10 qui commande l'allumage des thyristors de l'onduleur 4 par l'intermédiaire du bus de commande 11. Le calculateur d'état de la machine 9 fournit à une borne de sortie 112 la valeur modulaire du flux réel de la machine|+|et à une borne de sortie 113 la fonction f(g) représentant le signal de contrôle. Ce signaltde contrôle f( g ) est transmis à un comparateur 12 par une borne d'entrée 12.2 alors qu'un autre signal f( g ) appelé signal de commande est reçu à une autre borne d'entrée 12.1. Le rôle du comparateur 12 sera d'établir la comparaison entre le signal de contrôle f( 5 ) et le signal de commande f( *) Ce signal de commande f( #) peut être issu d'un générateur de consigne qui sera détaillé ultérieurement ou plus simplement d'un potentiomètre. Si un écart est constaté entre ces deux valeurs le comparateur 12 transmet un signal d'erreur E à un régulateur de phase 13. Ce régulateur de phase 13 possède des caractéristiques de transfert à la fois proportionnelles et intégrales. Si ce régulateur de phase 13 constate à sa borne d'entré une erreur il affichera à la borne de sortie une tension proportionnelle à EMI8.1 Le régulateur de phase 13 produit un signal de sortie sous forme d'une tension qui varie en fonction de l'écart constaté par le comparateur 12 et qui est transmise à un convertisseur de tension en frequence 14. Le rôle de ce convertisseur de tension en fréquence 14 sera de fournir à sa borne de sortie des impulsions dont la fréquence sera proportionnelle à la tension reçue à sa borne d' entrée. Par exemple. si l'écart constaté par le comparateur 12 entre le signal de commande f( g Y et le signal de contrôle f( 5*, est position, la fréquence des impulsions transmises à la sortie du convertisseur de tension en fréquence 14 sera plus élevée. Les impulsions fournies par le convertisseur de tension en fréquence 14 parviennent au décodeur 10 qui fait également office de compteur et de diviseur par six. Son rôle est donc de mettre en forme convenable les impulsions reçues pour fournir des ordres logiques qu'il transmet à la fois au calculateur d'état de la machine 9 et à l'onduleur 4. A ce stade de la description du dispositif appliquant le procédé revendiqué, on peut envisager une explication du fonctionnement des éléments déjà mentionnés. Ces différents éléments, à savoir l'unité de mesure 8. le calculateur d'état de la machine 9, le comparateur 12, le régulateur de phase 13, le convertisseur de tension en fréquence 14 et le décodeur 10, forment la boucle de verrouillage de phase du dispositif. En realité, l'élément 10, appele decodeur est constitué d'un compteur réversible en anneau et diviseur par six alimenté par des impulsions provenant du convertisseur de tension en fréquence 14. Selon que le compteur du décodeur 10 est programmé dans le sens croissant ou décroissant, ce compteur passe, à chaque impulsion reçue, de l'état initial à l'état suivant dans le sens croissant ou décroissant. Si nous convenons d'appeler E1, E2, E3, E4, E5 e t E6 les états successifs du compteur et si, par exemple, nous considérons que l'état initial est E3, au moment où le décodeur 10 reCoit une impulsion du convertisseur de tension en fréquence 14, le compteur passera à l'état E4 s'il est programmé dans le sens croissant, et passera à l'état E2 s'il est programmé dans le sens décroissant, De plus le décodeur 10 transforme les signaux d'état du compteur en signaux d'allumage des thyristors du convertisseur 4 selon la table de correspondance suivante: : Etat du compteur Signaux d'allumage E1 Thl, Th2 E2 Th3, Th2 E3 Th3, Th4 E4 Th5, Th4 E5 Th5 > Th6 E6 Thl, Th6 Le signal logique de programmation du sens de comptage est également fourni par le convertisseur de tension en fréquence 14. Considérons que le moteur 5 tourne à une vitesse suffisante pour que les temps de commutation des thyristors de l'onduleur 4 soient devenus suffisamment longs pour que, dans la figure 1, le vecteur courant i ait pris du retard par rapport au vecteur d'allumage O Le moteur 5 étant supposé tourner à vitesse stabilisée nous avons le signal de commande f( g ) et le signal de contrôle f( 5 ) qui sont égaux, en moyenne. Dès que l'opérateur demande un changement de régime dans la marche du moteur 5, il se présente à la borne d'entrée 12.1 du comparateur 12 un nouveau signal de commande f( i1) différent du précédent f < Soit par exemple f( g ) < f( g ) ce qui correspond à un ordre de réduction du couple du moteur 5. Dans un premier temps le signal de contrôle f( 5) reste à sa valeur initiale f( i0) et le comparateur 12 constate un écart moyen négatif puisque f( gt) - f(µg) < Cet écart moyen négatif est transmis au régulateur de phase 13 dont la tension de sortie se réduit, provoquant dans le convertiseur de tension en fréquencel4 une réduction de la fréquence des impulsions. Après mise en forme dans le décodeur 10, cette réduction de fréquence d'impulsions est transformée en réduction de la vitesse de balayage des thyristors de l'onduleur 4 qui à son tour va amener le moteur à réduire son couple. En effet les equations du moteur asynchrone s'écrivent EMI10.1 <tb> } <SEP> L <SEP> i <SEP> cost <SEP> (9) <SEP> L <SEP> : <SEP> inductance <SEP> mutuelle <tb> <SEP> 3 <SEP> T: <SEP> m <tb> T <SEP> = <SEP> 31+li <SEP> sin <SEP> (10) <SEP> J. <SEP> déphasage <SEP> entre <SEP> i <SEP> et <SEP> 4 > <tb> Si on suppose que le moteur travaille à flux constant, la réduction du couple s'obtiendra par une réduction du courant et une réduction de l'angle {. Cela se traduit dans la figure 1 par un rapprochement des vecteurs i et 4 > . Si en première approximation, nous considérons que les retards de commutation de thyristors n'ont pas évolués, en d'autres termes que le déphasage entre le vecteur courant i et le vecteur d'allumage O n'a pas changé, la réduction de l'angle # sera accompagnée d'une même réduction de l'angle # . De ce fait, la fonction f( g ), c'est-à-dire le signal de contrôle, va diminuer. Nous aurons donc f( #1) < f(#0). A cet instant le comparateur 12 aura donc à la borne 12.1 un signal de commande f( t1) qui n'aura plus évolué et à la borne 12.2 un signal de contrôle f( µ1) dont la valeur aura augmenté. En conséquence, l'écart moyen négatif initialement constaté par le comparateur 12 va progressivement se réduire jusqu'à annulation finale. I1 existe différents moyens pour obtenir le signal de contrôle f(#*). Le plus simple est d'utiliser une source de tension variable sur commande de l'opérateur. Une autre solution serait d'émettre ce signal de contrôle au départ d'un générateur de consignes. Dans la solution exposée dans la figure 3, le schéma fait appel à la fois à un générateur de consignes et à une boucle de réaction pour obtenir le signal de contrôle f( g Y . Un poste de commande 15 transmet ses ordres à un générateur de consignes 16 qui par des moyens connus fournit à une borne de sortie le signal i représentant la nouvelle valeur demandée pour le courant alimentant l'onduleur 4 et à une autre borne de sortie le signal + représentant la nouvelle valeur pour le flux dans l'entrefer du moteur 5. A l'entrée du générateur de consigne 16 on a une consigne d'effort fournie soit par un poste de commande 15 soit par un régulateur du couple soit par un régulateur de la vitesse du moteur. Ce même générateur de consigne 16 fournit en outre un signal représentatif de l'état de traction ou de freinage T/F de la machine. Les signaux s et i sont introduits aux bornes d'entrée d'un diviseur 17 qui. en exploitant l'équation L i cos t (9) réalise l'opération EMI11.1 pour obtenir comme signal de sortie cos #*. Ce signal est ensuite introduit à l'entrez d'un amplificateur opérationnel 18 oui après traitement fournit à sa borne de sortie le signal EMI11.2 <tb> i-cos <SEP> pour <tb> <SEP> 2 <tb> être transmis à l'entrée d'un inverseur programmable 19 qui, selon la configuration de traction ou de freinage T/F qui lui est communiquée par le générateur de consigne 16 l'affecte du signe + en traction ou du signe - en freinage avant de le transmettre. L'inverseur programmable 19 émet un signal f( 5*) appelé ultérieurement signal de première approximation. Le signal + sortant du générateur de consignes 16 est également présenté à l'entrée d'un amplificateur calculateur d'erreur 20 qui compare le signal + avec la valeur sortant du calculateur d'état de la machine 9 et qui représente le flux réellement présent dans la machine 5. Le signal d'erreur sortant de l'amplificateur calculateur d'erreur 20 est transmis à l'entrée d'un inverseur 21 lui-même commandé par un inverseur logique 22 dont le rôle est de tenir compte de l'état de traction ou de freinage en inversant les signaux convenus. L'intervention de l'inverseur logique 22 sur l'inverseur 21 conforme donc ce dernier pour qu'il affecte le signal à transmettre d'un signe - en configuration de traction et d'un signe + en configuration de freinage. A la sortie de l'inverseur 21 le signal d'erreur affecté de son signe est ensuite transmis à un amplificateur 23 dont les caractéristiques de transfert sont à la fois proprotionnelles et intégrales. L'amplificateur 23 fournit un signal sous forme d'une tension qui varie en fonction de l'écart constaté par l'amplificateur calculateur d'erreur 20 entre le flux demandé "* et le flux |#| existant dans la machine . Le signal sortant de l'amplificateur 23 est appelé signal de correction n et est transmis à un sommateur 24 par une de ses bornes d'entrée 24.1. Par l'autre borne d'entrée 24.2 le sommateur reçoit le signal de première approximation f( #*) transmis par I'inverseur programmable 19. Le rôle du sommateur 24 est de faire la somme du signal de correction # et du signal de première approximation f ( 5*, pour fournir le signal de contrôle f ( *) qui est transmis à la borne d'entrée 12.1 du comparateur 12. La fonction f( Jf) est appelé signal de première approximation car, en dehors des très basses vitesses, ce signal de commande ne permet pas, à lui seul, d'assurer une régulation suffisamment précise. En effet, lorsque le rotor du moteur tourne à basse vitesse, les temps de commutation sont, en valeurs relatives, très courtes et on peut considérer qu'il nty a pas de retard entre le moment où l'allumage du thyristor est commande et celui où le courant s'établit reellement dans la phase correspondante du moteur. Dans ce cas, le vecteur courant i et le vecteur d'allumage O coIncident, les angles 5 et g sont égaux et les fonctions f( 3 ) et f( g ) sont identiques. Par contre, au fur et à mesure que la vitesse du rotor s'élève, les temps de commutation deviennent, en valeurs relatives, de plus en plus longs et le retard entre l'ordre d'allumage et l'instant où le -courant s'établit réellement dans la phase correspondante du moteur devient de plus en plus grand. Cela se traduit par un retard du vecteur courant i sur le vecteur d'allumage de plus en plus important. Les angles 5 et5 deviennent très diffférents et la fonction f( *) n'assure plus une régulation valable. Dans le schéma de la figure 3, l'amplificateur calculateur d'erreur 20, l'inverseur 21 et l'amplificateur 23 constitue la boucle de réaction fournissant le supplément de correction, sur base de la comparaison entre le flux désiré #* et le flux constaté #, sous forme d'un signal de correction # . Le signal de correction q corrige également les éventuelles discordances entre le calcul et le fonctionnement réel du moteur. Cette boucle de réaction tient compte du déphasage entre le vecteur courant i et le vecteur d'allumage O , qui augmente avec l'accroissement de la vitesse, de la manière suivante. Lorsque le vecteur courant i prend du retard sur le vecteur d'allumage O (voir la figure 1). La composante magnétisante du courant, représentée par la projection du vecteur i sur le vecteur j , augmente. Cette augmentation du courant magnétisant a pour conséquence d'augmenter ie flux dans la machine avec le risque d'engendrer un échauffement excessif du moteur avec chute du rendement et, à vitesse élevée, des tensions excessives aux bornes du moteur. Pour illustrer le mode de fonctionnement de la boucle de réaction imaginons un moteur en train d'accélérer après avoir reçu des consignes fixant les valeurs respectives du courant i et du flux #*. Au fur et à mesure que la vitesse augmente le vecteur courant i prend du retard sur le vecteur d'allumage O et tend à engendrer un accroissement du flux 4 > . Or la valeur du flux 4 > est connue à tout instant par la mesure faite par l'unité de mesure 8 qui après transfert au calculateur d'état de la machine 9 est transmise à la borne d'entree 20.1 de l'amplificateur calculateur d'erreur 20. Dans l'exemple traité, suite à un accroissement du flux mesuré , l'amplificateur calculateur d'erreur 20 constate un écart négatif entre le flux imposé 4 > * et le flux mesuré . Par changement de signe dans le transfert de i'inverseur 21 le signal présenté à la borne d'entrée de l'amplificateur 23 est positif et le signal de réaction Il transféré par l'amplificateur 23 à la borne d'entrée 24.1 de l'amplificateur d'un vecteur 24 est également positif. Comme le signal de première approximation f ( #*) présenté à la borne * * 24.2 de l'amplificateur sommateur 24 n'a pas changé puisque i et + restent constants, le nouveau signal f (#*) - f ( #*) + # sera plus grand que le précédent. Un écart positif sera donc enregistré par le comparateur 12. Cela se traduira dans la boucle de verrouillage par une tension plus grande à la sortie du régulateur 13, une fréquence accrue à la sortie du convertisseur de tension en fréquence 14 et une fréquence de balayage plus grande des thyristors de l'onduleur 4 commandée par le décodeur 10. Cet accroissement de la vitesse de balayage va accroître l'angle # -et par consequent l'angle # permettant ainsi à la projection de i sur 4 > de reprendre sa valeur initiale et de réduire le flux 4 > à sa valeur souhaitée. * - t La figure 3 montre encore que le signal de sortie i du générateur de consigne 16 est transmis à une borne d'entrée 25.1 d'un comparateur 25 dont le role est de constater ltécart avec un autre signal i fourni à une seconde borne d'entrée 25.2 par un dispositif de mesure 26 inséré entre le redresseur 2 et l'onduleur 4 pour mesurer le courant injecté dans l'onduleur 4. L'écart mesuré par le comparateur 25 est transmis à un amplificateur 27 qui est lui-meme relié à un déphaseur 28 contrôlant la tension continue du redresseur 2 pour adapter le courant mesuré i à la valeur d'un courant commandé i Pour analyser le fonctionnement de l'ensemble du dispositif exposé à la figure 3 considérons qu'à l'instant initial to, la machine est en régime à vitesse moyenne et que par la suite l'opérateur va accélérer en demandant un couple plus grand. Pour préciser les conditions de départ les diagrammes de la figure 5 montrent respectivement: - le point A auquel correspond le flux nominal #n et la vitesse o V proche de la moitié de la vitesse nominale V o n - le point B auquel correspond le flux nominal #n et le o courant i o - le point C auquel correspond le couple Tn/2 égal à la moitié du o couple nominal T et la vitesse V proche de la moitié de la n o vitesse nominale V n Dans ces diagrammes de la figure 5 l'état final sera représenté par les points AF, Bp, CF. Pour suivre les différentes étapes intermédiaires, considérons dans la figure 6 le vecteur flux 4 > , le vecteur courant i et le vecteur d'allumage 8 dans un système d'axes de référence d et q fixe par rapport aux champs tournant de la machine et pour lequel l'axe d coricide avec le vecteur flux 4 > , l'axe q étant orthogonal à l'axe d A l'instant initial to, la machine étant stabilisée l'équation (9) 4 > - L1 i cosy donne $r : projection sur l'axe d du vecteur (Lmi)o #o: angle de déphasage entre le vecteur #o et (Lmi)o Oo: : en avance sur le vecteur (L i)o puisque la la machine tourne à une certaine vitesse çO: angle de déphasage entre O et (Lmi)o #o : angle de déphasage entre #o et #o Dès que, au départ du poste de commande 15, l'opérateur demande un couple plus important, le générateur de consignes 16 transmet d'une part la valeur demandée du courant i au diviseur 17 et au comparateur 25 et d'autre part la valeur demandée du flux #* au diviseur 17 et à l'amplificateur calculateur 20. En outre la configuration de traction est confirmée d'une part à l'inverseur programmable 19 qui maintient le signe + au signal de première approximation f( g ) et d'autre part à l'inverseur logique 22 qui transmet l'information à l'inverseur 21 pour maintenir le signe - dans la boucle de correction. Soit donc 11 instant t1 celui où l'opérateur demande une accélération de la machine en commandant un couple plus grand. Les signaux des sortie du générateur de consigne 16 de la figure 3 seront EMI15.1 puisque nous travaillons à flux constant. sur base de l'équation (10) Le signal de sortie du diviseur 17 exprimée en fonction de l'équation (9) sous la forme cos EMI15.2 <tb> * <SEP> Lm4 > 7* <SEP> ( <SEP> cos <tb> <SEP> In <tb> Après traitement l'amplificateur operationel 18 fournit le signal EMI15.3 qu'il transmet à l'inverseur programmable 19 dont le signal de sortie est f(#1*) > f(#0*) et, qui représentant le signal de première approximation, est adressé à la borne 24.2 de l'amplificateur sommateur 24. Le signal 01 , représentant le flux commandé, est également presenté à la borne d'entre 20.2 de l'amplificateur calculateur d'erreur 20 pour être comparé avec le signal 1+1 fourni par le calculateur d'état de la machine 9 à la borne 20.1 et représentant le flux dans l'entrefer du moteur asynchrone 5. Dans le calculateur dierreur 20, les signaux d'entrée n'ont pas subi de modification. En effet #1* = #0* puisque la machine travaille 3 flux constant Notons d'autre part que les valeurs mesurées par l'unité de mesure 8 et transmises au calculateur d'état de la machine 9 pour le calcul de n'ont pas change à cause de l'inertie magnetique de la machine 5. Nous aurons donc lui ol Iblrgl Le calculateur d'erreur n'enregistre donc pas d'erreur. I1 s'ensuit que le signal de correction # sortant de l'amplificateur 23 n'a pas change. Nous aurons donc #1= #0 comme signal d'entrée à la borne 24.1 de l'amplificateur sommateur 24. Remarquons que #0 a une valeur finie mémorisée par la capacité réalisant l'intégration dans le temps de l'erreur précédemment constatée. A la sortie de l'amplificateur 24 le signal f ( #1*)= f(#1*) + #1 sera donc f (#1*) > f (#0*) D'autre part, à cause de l'inertie de la boucle de verrouillage, la valeur moyenne de f (g) ne change pas nous aurons donc f(#1) = f(#0) à la borne d'entrée 12.2 du comparateur 12 et f (#1*) > f (#0*) à la borne d'entrée 12.1. Le comparateur 12 fournit donc un signal d'erreur positif qu'il transmet au régulateur de phase 13. Ce régulateur de phase 13 fournit une tension plus élevée engendrant une fréquence plus grande à la sortie du convertisseur de tension en fréquence 14. Après mise en forme dans le décodeur 10, il s'ensuit une plus grande vitesse de balayage commandée à l'onduleur 4 qui contribuera au déplacement du vecteur # suivi par celui du vecteur Lmi. Puisque i1* > i0* nous aurons (Lmi) 1 > (Lmi)o et comme le moteur 5 travaille à flux constant nous conservons 4 > 1 - 4 > o Sur la figure 6 le vecteur (L i) aura donc la même projection sur l'axe d que le vecteur (Lmi)0 En supposant que les temps de commutation des thyristors de onduleur 4 sont restés constants l'angle # donnant le déphasage entre le vecteur d'allumage O et le vecteur courant L i reste constant. Donc 1 - 0 et la figure 6 peut se complèter en portant le vecteur 01 avec #1 > #0. Mais au tur et à mesure que le temps s'écoule la machine augmente sa vitesse de plus en plus et à cette accélération correspond un temps de commutation des thyristors proportionnellement plus grand. Le déphasage entre le vecteur Oet le vecteur L i grandit progressivement. Pour simplifier la description du comportement de la machine alimenté par onduleur et de son dispositif de contrôle, décomposons le processus en deux étapes que nous décrirons successivement, mais qui, en realite, se chevauchent mutuellement. La première étape décrira le comportement de la machine alimentée par onduleur en llabsence de réaction du dispositif de contrôle et la seconde étape celui du dispositif de contrôle. Dans la première étape, caractérisée par l'absence de réaction du circuit de contrôle, on peut imaginer qu'en fin de periode d'acceleration, que nous désignerons dans cette hypothèse par le temps t2, la situation s'établirait comme suit: en l'absence de réaction, le vecteur d'allumage n'a pas modifié sa position; nous aurons donc #2 = #1. Par contre, suite à l'accélération1 2 1 le déphasage entre le vecteur d'allumage # et le vecteur L i a augmenté m et se traduit par #2 > #1 auquel correspond une nouvelle position en (Lm1)2 dont la projection sur l'axe d donne un flux plus important #2 > #1. Dans la seconde étape, décrivant la réaction du dispositif de contrôle, imaginons qu'en fin d'accélération, c'est-à-dire qu'au temps t2, le dispositif de mesure 8 constate l'accroissement du flux de la machine 5. Après transmission des informations adéquates au calculateur d'état de la machine 9, nous obtenons, après traitement, à la borne de sortie 112 du calculateur d'état de la machine 9 un signal |#| plus grand soit donc )21 > > µ qui se présente à la borne d'entrée 20.1 de l'amplificateur calculateur d'erreur 20. Puisqu'à la borne d'entrée 20.2 l'autre signal est #2*=#1* l'amplificateur calculateur d'erreur 20 constate que q - |#2| est negatif et transmet un signal négatif à l'inverseur 21. Celui-ci en modifie le signe et adresse donc un signal positif à l'amplificateur 23 qui fournit à son tour un signal de correction positif 7'2 > fI1 à la borne d'entrée 24.1 de l'amplificateur sommateur 24. Puisque l'autre borne d'entrée 24.2 de l'amplificateur sommateur 24 le signal n'a pas changé f(#2*) = f(#1*) Le signal de sortie de l'amplificateur sommateur 24 EMI17.1 sera donc transmis à la borne d'entree 12.1 du comparateur 12. Le comparateur 12 constate donc que l'écart f( #2*) - f( #2*) est positif et la boucle de verrouillage va agir en augmentant la vitesse de balayage de l'onduleur 4 pour ramener progressivement le vecteur d'allumage # à sa nouvelle position d'équilibre en #3 et stabiliser le vecteur (L i) en (L i)3, d'ailleurs identique à (L 1 Ce nouveau régime stable est obtenu en fin de deuxième étape au temps t3. En réalité dès qu'un accroissement de flux commence à se manifester dans l'entrefer de la machine 5 le disposition de mesure 8 le constate et déclenche instantanément la réaction du dispositif de contrôle pour conserver le vecteur L i à sa position représentée en (Lmi) i m La figure 8 montre un diagramme relatif à une manoeuvre de freinage. A l'instant t supposons que la machine est en traction et en o marche stabilisée . A l'instant t1, l'opérateur coni-ande le freinage en conservant les autres paramètres à leur valeur initial, à savoir EMI18.1 lies que la manoeuvre est demandée depuis le poste de commande 15, le générateur de fonction 16 envoye le signal de freinage à la fois à l'inverseur programmable 19 et à l'inverseur logique 22. L'inverseur programmable 19 affecte du signe - le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 18 pour fournir le signal de première approximation EMI18.2 Au moment du passage en freinage on peut supposer EMI18.3 et donc que E, signal d'erreur issu de l'amplificateur calculateur d'erreur 20 est égal à 0. I1 s'ensuit que l'inversion introduite à l'inverseur 21 n'en modifie pas le signal d'entrée de l'amplificateur 23: d1où ss o Le signal de sortie de l'amplificateur sommateur 24 EMI18.4 sera transmis à la borne d'entrée 12.1 du comparateur 12. Pour préciser le rôle de l'inverseur programmable 19, supposons qu'un accroissement de flux par rapport à la valeur de consigne soit constaté par I'amplificateur calculateur d'erreur 20. A la figure 9, la courbe EMI18.5 déformée sur une plage P par saturation, montre que pour recuire le fLUX, il faut augmenter la valeur de l'angle g, si cet angle est positif, ce qui correspond à l'état de traction, tandis qu'il faut en réduire la valeur, si cet angle est negatif, ce qui correspond à l'état de freinage. Le rôle de l'inverseur programmable consiste à adapter la boucle de réaction à l'état de traction ou d celui de freinage. En raison de l'inertie de la boucle de verrouillage, se présente à l'autre borne 12.2 du comparateur 12 le signal f(g ) - f(5 ) Le comparateur 12 enregistre donc un écart négatif qui, à travers la boucle de verrouillage impose une réduction de la vitesse de balayage de l'onduleur 4 jusqu'à ce que le vecteur (Lmi)1 vienne occuper une position symétrique de celle de (L i) par rapport à l'axe de référence Si nous supposons que les durées de commutation n'ont pas changé nous aurons dans la figure 8 #1 = #0 pour obtenir le positionnement du vecteur d'allumage 01 - Le dispositif peut également intervenir pour contrôler la marche en parallèle de moteurs asynchrones propulsant un véhicule circulant sur voie ferrée par exemple. Supposons que le moteur 1, identique au moteur 2 par construction, soit directement contrôlé par le dispositif revendiqué et que le moteur 2 entrain un essieu dont les roues sont légèrement plus grandes que celles de l'essieu entratné par le moteur 1. Il est evident qu'à basse vitesse la différence du diamètre des roues ne se manifeste guère. Mais lorsque la vitesse augmente les écarts deviennent plus importants. La relation suivante EMI19.1 (11) avec v: vitesse linéaire ss r: écart en rayon dw: écart en vitesse angulaire montre que le moteur 2 tourne moins vite que le moteur 1. En consequence, le glissement du moteur 2 est plus important que celui du moteur 1. En considérant la figure 9 donnant f( 5 ) en fonction du glissement, on peut voir d'une part le point 1 représentant le point de fonctionnement du moteur 1 et qui correspond à la valeur consignée du signal de première approximation f( g ) et d'autre part le point 2, représentant le point de fonctionnement du moteur 2 et qui, à cause de son glissement plus élevé définit une valeur f( g ) plus grande que f( 5 La machine équivalente aura son point de fonctionnement, symbolisé par la lettre e, situe à mi- distance entre les points 1 et 2 représentatifs de la marche des moteurs 1 et 2. Les équations suivantes donnent les relations existant entre le moteur 1, le moteur 2 et la machine équivalente e. Les indices utilisés seront 1 pour le moteur 1, 2 pour le moteur 2, i pour l'un des moteurs 1 ou 2, e pour la machine équivalente EMI20.1 <tb> L <SEP> = <SEP> Lmi <SEP> (12) <tb> <SEP> me <SEP> 2 <tb> <SEP> avec <SEP> L <SEP> : <SEP> inductance <SEP> mutuelle <tb> R <SEP> = <SEP> Rri <SEP> (13) <SEP> m <tb> <SEP> re <SEP> (13) <tb> <SEP> R <SEP> r: <SEP> résistance <SEP> rotorique <tb> Wre <SEP> = <SEP> Wr1 <SEP> +Wr2 <SEP> (14) <tb> <SEP> 2 <SEP> Wr: <SEP> la <SEP> fréquence <SEP> de <tb> <SEP> glissement <tb> <SEP> 91 <SEP> i <SEP> (15) <SEP> 1: <SEP> courant <SEP> stator <tb> e <SEP> = <SEP> i1 <SEP> + <SEP> i2 <SEP> (16) <SEP> T <SEP> : <SEP> couple <tb> Te <SEP> = <SEP> T1 <SEP> + <SEP> T2 <SEP> (17) <SEP> flux+T <tb> <SEP> e <SEP> I <SEP> 2 <SEP> (17) <SEP> 4 > <SEP> : <SEP> flux <tb> La figure 11 représente dans le système d'axes d et q le comportement du moteur 1, du moteur 2 et de la machine équivalente e. Considérons d'abord la situation idéale dans laquelle les moteurs 1 et 2 sont identiques et entraident des essieux identiques. Dans ce cas les deux vecteurs courant sont égaux et déphasés d'un même angle sur les vecteurs flux également égaux entre eux. Dans la figure 11, cette situation idéale se traduit par les deux vecteurs i1* et i2* dont la somme vectorielle est représentée par i f. Les projections des vecteurs courant sur l'axe de référence d définissent les flux correspondants. Nous aurons donc respectivement EMI20.2 pour le vecteur ie* et * * EMI20.3 pour chaque vecteur il ou i 2 Dans l'exemple tralté, le plus grand diamètre des roues de l'essieu entrarné par le moteur 2 engendre un glissement plus grand du moteur 2 qui va se repercuter par une réduction du flux à la fois dans le moteur 2 et dans le moteur 1 puisque dans la marche parallèle de ces moteurs leurs flux sont pratiquement égaux en module et en phase. Cela se traduit sur la figure 11 par les vecteurs li et 12 dont la somme vectorielle est i et dont les projections sur l'axe de référence d sont respectivement EMI21.1 En outre l'écart entre EMI21.2 est égal à la moitie de celui entre EMI21.3 Puisque la réduction du flux dans le moteur 2 entraîne la même réduction de flux dans le moteur 1, il apparat un écart dans le moteur 1 que le dispositif, repris en figure 3, constate par l1unité de mesure 8 et transmet au calculateur d'état de la machine 9. Après traitement les nouvelles valeurs de |#| et f( g ) sont respectivement transmises à l'amplificateur calculateur d'erreur 20 et au comparateur 12. La valeur mesurée du flux |+| est reçue à la borne d'entrée 20.1 de l'amplificateur calculateur d'erreur 20 qui, par comparaison avec la valeur consignée #* affichée à l'autre borne d'entrée 20.2, constate une erreur positive. Celle-ci est transmise à l'inverseur 21 qui en modifie le signe avant d'émettre son propre signal vers l'amplificateur intégrateur 23. A son tour l'amplificateur intégrateur 23 émet un signal de correction rll de valeur plus petite que le précédent. * L'amplificateur sommateur 24 reçoit à la borne 24.2 un signal f(#*) inchange et à la borne 24.1 un signal de correction ' plus petit pour fournir à sa borne de sortie un signal f( 5 )' également plus petit que le précédent. Il s'ensuit que le comparateur 12 constate un écart négatif qui à travers la boucle de verrouillage impose une réduction de la vitesse de balayage de façon à amener les vecteurs courant respectivement dans leur position i1' et 12' pour obtenir EMI21.4 La somme vectorielle des vecteurs i1' et i2' donne ie' - ie dont la projection sur l'axe de référence d est EMI21.5 La figure 4 montre en détails un exemple de calculateur d'état de la machine 9. Une paire de bornes d'entrée 91 alimentées à la tension Va représentant la projection sur l'axe a de la mesure faite par la bobine de détection placée selon l'axe de la première phase du moteur asynchrone 5 et mesurant une tension proportionnelle à la tension induite dans la première phase. Une paire de bornes d'entrez 92 alimentée à la tension mesurée par la bobine de détection placée perpendiculairement à la première bobine de détection et donnant une tension proportionnelle à EMI22.1 tension réduite Les signaux Va et V > sont respectivement introduits dans les intégrateurs 93 et 94 qui fournissent les signaux de sortie X et et Par simplification, nous suivrons le traitement de 4 > a , étant bien entendu que +ss suit le meme traitement dans une branche parallèle. Le signal $ est présenté simultanément à la borne dlentree d'un multiplieur 95 et à une borne 99.1 d'un diviseur 99. Dans le multiplieur 95 4 > a est élevé au carre pour etre transmis à un sommateur 97 qui reçoit d'une part #&alpha;ê à sa borne d'entrée 97.1 et d'autre part, à sa borne 97.2 le signal p obtenu de façon analogue dans les unités 94 et 96. Le sommateur 97 fait la somme des deux signaux reçus aux bornes d'entrée 97.1 et 97.2 et la transmet à un extracteur de racine carrée 98 EMI22.2 <tb> Un <SEP> nouveau <SEP> signal <SEP> |0| <SEP> lQI <SEP> alors <SEP> transmis <SEP> à <SEP> une <SEP> borne <tb> 99.2 <SEP> du <SEP> diviseur <SEP> 99 <SEP> qui <SEP> après <SEP> traitement <SEP> fournit <SEP> le <SEP> signal <SEP> d <SEP> et <tb> l'adresse à une entre 101.1 d'un amplificateur programmable 101 et à une autre entrée 103.1 d'un autre amplificateur programmable 103. De la mime manière le signal EMI22.3 a été obtenu dans un diviseur 100 pour etre ensuite transmis aux ampiificateurs programmables 100 et 102. Les amplificateurs à gain programmable fonctionnent comme suit: la tension d'entrée EMI22.4 est amplifiée par un gain fonction de l'état des thyristors de l'onduleur ainsi, lorsque Thl et Th2 sont allumés les tensions de sortie des amplificateurs 100, 101, 102 et 103 seront respectivement : EMI23.1 et à l'aide du tableau ci-après, on peut déterminer la valeur du gain des amplificateurs en fonction de la valeur des variables logiques contrôlant l'allumage des thyristors de l'onduleur. Comme le gain des amplificateurs prend quatre valeurs discrètes possibles également données dans le tableau ci-aprèg, deux variables logiques suffisent à programmer complètement les amplificateurs. Ces variables de programmation sont obtenues à partir d'un circuit décodeur à l'entrée duquel on trouve les variables de commande Th1, Th2 Th6. EMI23.2 <tb> Etat <SEP> de <SEP> comptage <SEP> Configuration <SEP> de <SEP> l'onduleur <SEP> 0a <SEP> O'3 <tb> <SEP> 1 <SEP> Th1, <SEP> Th2 <SEP> g <SEP> 1/2 <tb> <SEP> 2 <SEP> Th3, <SEP> Th2 <SEP> O <SEP> 1 <tb> <SEP> 3 <SEP> Thug' <SEP> Th4 <SEP> - <SEP> g <SEP> 1/2 <tb> <SEP> 4 <SEP> Th5, <SEP> Th4 <SEP> - <SEP> g <SEP> - <SEP> 1/2 <tb> <SEP> 0 <SEP> -1 <tb> <SEP> 5 <SEP> Th5, <SEP> Th6 <SEP> <SEP> - <SEP> 1 <tb> <SEP> 6 <SEP> Th1, <SEP> Th6 <tb> A la sortie de l'amplificateur programmable 101 on obtient le signal EMI23.3 <tb> <SEP> 0a <SEP> Sa <SEP> qui <SEP> est <SEP> transmis <SEP> à <SEP> la <SEP> borne <SEP> 107.1 <SEP> d'un <SEP> sommateur <SEP> 107. <SEP> De <tb> la <SEP> meme <SEP> manière <SEP> les <SEP> signaux <SEP> g <SEP> Jla <SEP> et <SEP> VIP <SEP> sont <tb> obtenus respectivement à la sortie des amplificateurs programmables 103, ln7 Pr lna EMI23.4 <tb> <SEP> a <SEP> 4 > fi <tb> <SEP> Les <SEP> signauxeatep <SEP> -sont <SEP> respectivement <SEP> présentés <SEP> aux <SEP> bornes <tb> <SEP> 141.1 <SEP> 41a <tb> 107.1 <SEP> et <SEP> 107.2 <SEP> du <SEP> sommateur <SEP> 107 <SEP> qui <SEP> réalise <SEP> cosy <SEP> - <SEP> 0a11 <SEP> 8arJ; ;I <tb> De la même manière les signaux EMI23.5 sont respectivement présentés aux bornes 106.1 et 106.2 d'un sommateur 106 qui realise EMI24.1 Le signal représentant cors lest ensuite transmis à un amplificateur opérationnel 109 qui réalise l'opération EMI24.2 et transmet le résultat obtenu à un amplificateur à gain programmable 110. Le signal de sortie du comparateur 106 est sin 5 qui selon la position du vecteur d'allumage O par rapport au vecteur + peut avoir des valeurs positives ou négatives enregistrées par un comparateur 108. Si le signal sint est positif le comparateur 108 introduit un signal dans l'amplificateur 110 pour affecter le signal d'un gain + 1. Si au contraire sin g est négatif le comparateur 108 introduit un signal dans l'amplificateur 110 qui permet à celui-ci d'affecter le signal d'un gain -1. De la sorte on obtient à la borne de sortie 113 de l'amplificateur 110 un signal correspondant à f ( 5 ) Le couple de la machine asynchrone alimentée en ondes pleines de courant (voir figure 13) presente des harmoniques à des fréquences multiples de six fois la fréquence fondamentale. Ces harmoniques sont relativement importants pour les ordres inférieurs (1,2,3) et provoquent une fatigue anormale des organes de transmission mecaniques aux très basses vitesses Pour rejeter ces couples pulsants vers des ordres supérieures où ils sont moins genants, une méthode connue consiste à injecter dans les phases du moteurs des ondes découpées de courant conformes à celles représentées à la figure 14. Ces ondes decoupées de courant sont alors mémorisées dans des mémoires mortes dont le balayage, à une fréquence proportionnelle à la fréquence fondamentale de l'onduleur, produit des signaux d'allumage de thyristors comme représentés en figure 14. Une méthode plus simple est mise en oeuvre dans le procede faisant l'objet de l'invention. Cette méthode consiste à créer des ondes découpées de courant en modifiant un des paramètres de la boucle de verrouillage de phase (9,12,13,14,10). Supposons que le moteur tourne à basse vitesse et qu'au temps to le vecteur d'allumage O progresse d'un bond de 60' pour commander l'allumage des thyristors Th1 et Th2 du convertisseur 4. Au temps t0 l'angle 5 , qui repère le déphasage entre le vecteur d'allumage et le vecteur flux augmente brusquement de 600, de sorte qu'à l'entrée du comparateur 12 le signal de contrôle f (g)twt est plus grand que le signal de commande f (g*). Le comparateur 12 transmet donc un signal d'erreur négatif ou régulateur de phase 13. Rappelons que le régulateur de phase 13 possède des caractéristiques de transfert à la fois proportionnelles et intégrales. En maintenant la caractéristique de transfert proportionnelle prépondérante par rapport à la caractéristique intégrale la tension de sortie du régulateur de phase 13 est également négative. Cette tension négative est ensuite intégrée dans le convertisseur de tension en fréquence 14 jusqu'à ce qu'un seuil -V max soit atteint au temps t1. Dès cet instant un premier comparateur sensible à ce signal négatif remet l'intégrateur du convertisseur de tension en fréquence 14 à zéro et envoie un signal au compteur du décodeur 10 pour le programme en sens décroissant. Au temps t1 le décodeur 10 ordonne donc au vecteur d'allumage de progresser d'un bond en arrière pour commander les thyristors Thl et Th6. L'angle 5 diminue donc de 60 d'où le signal de contrôle f (i )tstl est plus petit que le signal de commande f ((*) et le comparateur 12 transmet un signal d'erreur positif au régulateur de phase 13. De ce fait la tension de sortie du régulateur de phase 13 devient positive et après intégration dans le convertisseur de tension en fréquence 14 elle atteint un seuil prédétermine + Vmax au temps t2 et le second comparateur du convertisseur de tension en fréquence 14 remet l'intégrateur à zéro et envoie un signal au compteur du décodeur 10 pour le programmer en sens croissant. Au temps t2 le décodeur 10 ordonne donc le rallumage de Th et Th2 pour poursuivre le processus de découpage des ondes de courant. Pour des caractéristiques bien définies du convertisseur de tension en fréquence 14, plus le gain du comparateur 12 et du régulateur de phase 13 est élevé et plus la fréquence des découpes de l'onde de courant est élevée et plus les couples pulsants sont rejets vers des ordres plus éleves pour être moins gênants. Lorsque les fréquences de balayage sont suffisamment élevées, on maintient le gain de la boucle de verrouillage (9,12,13,14,10) et la caractéristique proportionnelle de transfert du régulateur de phase 13 à des valeurs suffisamment faibles pour que la tension de sortie du régulateur de phase 13 reste à peu près constante et que l'onduleur de courant 4 fonctionne en ondes pleines. Par contre au dessous dlun certain seuil de vitesse, on augmente le gain du comparateur 12 et celui de la caractéristique proportionnelle de transfert du régulateur de phase 13 de manière à alimenter la machine asynchrone 5 en ondes decoupées de courant comme celle représentée à la figure 14. Le bon fonctionnement de l'ensemble du système exige la présence de tensions induites Va et Vp à l'entrée du calculateur 9. Or lorsqu'au départ, le moteur est à llarret, il n'y a pas de flux dans le moteur donc pas de tensions induites Va et Vp . Il est alors nécessaire d'avoir une séquence spéciale pour le démarrage du moteur. Une méthode consiste à transformer le régulateur de phase 13 en générateur de signaux en forme de dents de scie qui fait évoluer lineairement la tension à l'entrée du convertiseur de tension en fréquence 14 et par l'intermédiaire du décodeur 10 fait varier proportionnellement la fréquence de l'onduleur 4 pour créer au sein du moteur une force magnétomotrice statorique dont la fréquence varie liniairement dans le temps. Au moment où la fréquence de cette force magnétomotrice est à peu près égale à celle du rotor du moteur, le flux augmente dans le moteur, à ce moment un comparateur non représenté détecte que l'intensité du flux |#| a dépassé un seuil prédéterminé et met l'ensemble de la boucle 12, 13, 14, 10. 9 en service.

Claims: REVENDICATIONS 1. Procédé de commande d'une ou de plusieurs machines alternatives (5) alimentées par un ensemble convertisseur constitué d'au moins un convertisseur de fréquence (4), caractérisé en ce qu'on synchronise l'allumage des thyristors du convertisseur de fréquence (4) sur des signaux dérivés de signaux alternatifs (Va , Vp ) relevés sur au moins une machine alternative (5) à l'aide d'un dispositif de mesure (8) et en ce qu'on commande le déphasage entre les signaux allumage des thyristors du convertisseur de fréquence (4) et les dits signaux de manière à obtenir l'état de charge voulu pour la ou les machine(s). 2. Procédé de commande selon la revendication précédente, caractérisé en ce que la commande de déphasage entre les signaux d'allumage des thyristors du convertisseur de fréquence (4) et les dits signaux dérivés de signaux alternatifs (Va , Vp ) relevés sur au moins une machine alternative (5) est obtenue à la sortie d'un dispositif de réglage de l'amplitude du flux de la ou des machine(s). 3. Procédé de commande selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que des premiers moyens (9,12,13,14,10) assurent la synchronisation de l'allumage des thyristors du convertisseur de fréquence (4) sur des signaux dérivés de signaux alternatifs (Va , Vp ) relevés sur au moins une machine alternative (5) à l'aide d'un dispositif de mesure (8) en contrôlant le déphasage entre un premier vecteur, appelé vecteur d'allumage8 , représentatif des ordres d'allumage des thyristors du convertisseur (4) et un second vecteur, appelé vecteur du flux d'entrefer +, représentant le champ tournant du flux d'entrefer et en ce que de seconds moyens (15-24) assurent la commande du déphasage moyen entre le dit vecteur d'allumage O et le dit vecteur flux d'entrefer 4 > de manière à maintenir l'amplitude du flux de la ou des machine(s) égal à une valeur de consigne. 4. Procédé de commande selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les dits premiers moyens (9,12,13,14,10) exercent deux fonctions pour contrôler le déphasage entre le dit vecteur d'allumage O et le dit vecteur flux d'entrefer 9 la première fonction étant le contrôle du déphasage moyen entre le vecteur d'allumage &commat; et le vecteur flux d'entrefer # pour quela valeur moyenne du déphasage soit egale à la valeur de consigne fournie par les dits seconds moyens (15-24) la seconde fonction étant le contrôle de L'écart instantané existant entre la valeur moyenne du dit déphasage et sa valeur instantanée. 5. Dispositif de commande appliquant le procédé de commande selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les dits premiers moyens appelés boucle de verrouillage de phase (9,12,13,14,10) comportent une première unité de calcul, appelé calculateur d'état de la machine 9, calculant, sur base des mesures transmises par un dispositif de mesure (8), la valeur instantanée d'une fonction d'angle f(), appelé signal de contrôle et établissant une relation angulaire du déphasage entre le vecteur d'allumage 6 et le vecteur flux d'entrefer + et une deuxieme unité de réglage (12,13,14,10) qui, alimentée à la fois par le signal de contrôle f (5)issu du calculateur d'état de la machine (9) et par un signal de commande f ( f, engendré par les dits seconds moyens (15-24), fournit les signaux d'allumage des thyristors du convertisseur de fréquence (4). 6. Dispositif de commande selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'unité de réglage de la boucle de verrouillage de phase comporte un comparateur (12), un régulateur de phase (I3), un convertisseur de tension en fréquence (14) et un décodeur (10) dont les signaux de sortie sont transmis d'une part au calculateur d'état de la machine (9) par les bornes d'entrée (111) et d'autre part aux circuits d'allumage des thyristors du convertisseur (4) par l'intermédiaire d'un bus de commande (11). 7. Dispositif de commande selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal de commande f( g ) fourni au comparateur (12) de l'unité de réglage de la boucle de verrouillage de phase est obtenu dans un amplificateur sommateur (24) par sommation d'un premier terme, appelé signal de première approximation f( , ), représentant une fonction d'angle établissant une relation angulaire théorique du déphasage entre le vecteur flux d'entrefer Qb et le vecteur i, représentant le courant stator de la machine, ce premier terme étant fourni par une unité de traitement (17,18,19) et d'un second terme, appelé signal de correction , obtenu à la sortie d'une boucle de réaction (20,21,23). 8. Dispositif de commande selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'unité de traitement se compose d'un diviseur (17) alimenté par les signaux de consigne du courant i et du flux d'entrefer 41 , d'un amplificateur opérationnel (18) et d'un inverseur programmable (19) alimenté à la fois par les signaux de l'amplificateur opérationnel (18) et par un signal représentatif de l'état de traction ou de freinage T/F. 9. Dispositif de commande selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la boucle de réaction comprend un amplificateur comparateur 20, recevant à une borne d'entrée 20.1 un signal dérivé fourni par le calculateur d'état de la machine (9) et représentant la valeur instantanée du flux d'entrefer 4 > dans la machine (5), et une autre borne d'entrée 20.2 la valeur consignée du flux d'entrefer 0 fournie par un générateur de consignes (16), un inverseur (21) alimenté à la fois par l'amplificateur comparateur (20) et par un inverseur logique (22) commandé à son tour par le signal représentatif de l'état de traction ou de freinage T/F fourni par le générateur de consignes (16), et un amplificateur (23) fournissant le signal de correction 8 . 10. Dispositif de commande selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'un poste de commande (15) transmet les ordres au générateur de consignes (16) qui fournit les signaux i, + et T/F à l'unité de traitement (17,18,19), les signaux 41 et T/F à la boucle de réaction (20-23) et le signal i à une borne (25.1) d'un comparateur (25), dont une autre borne (25.2) reçoit la valeur du courant mesuré i par un dispositif de mesure (26) et dont le signal de sortie est adressé à un amplificateur 27 qui à son tour commande la valeur de la tension continue du convertisseur 2.

Inventors: DENONCIN, LUCIEN
Applicants: ATELIERS DE CONSTRUCTIONS ELECTRIQUES DE CHARLEROI (ACEC) SOCIETE ANONYME
Application year: 1983
Main classification: H02P7
IPC codes: H02P27, H02P23