PICK-UP CIRCUIT

Abstract: 1. An output coupling circuit for an audio-frequency ripple control receiver with a capacitive mains supply circuit in a full-wave rectifier design comprising a series capacitor (C1), where, on the mains input side, a protective impedance (R1 , R2 ) and a surge arrester (VDR) can be provided, where a Zener diode can be provided on the rectifier output side or in the full-wave rectifier (D1-D4) itself, and with a storage capacitor (C2 ) connected to the output of the capacitive mains supply circuit, where the storage capacitor (C2 ) is connected to an output coupling stage consisting of a differential amplifier (O1 , T1 ) directly connected to the storage capacitor (C2 ) for supply current, and having a first input connected to the tapping of a first potential divider whose first divider resistor (R3 ) is connected to the live mains terminal (R) and whose second divider resistor (R4 ) is connected to an earth potential point together with the storage capacitor (C2 ) where the second input of the differential amplifier (O1 , T1 ) is connected to the tapping of a second potential divider whose first divider resistor (R7 ) is connected to the earth potential point and storage capacitor (C2 ) and where the output of the differential amplifier (O1 , T1 ) serves as output (A) for the audio-frequency signal from the output coupling stage, characterised in that the second divider resistor (R6 ) of the second potential divider is connected to the neutral mains terminal (N), that the divider ratios of the first and second potential dividers are equal for an optimum compensation and that the output coupling stage is independent of frequency in the operating range.

Description: Auskoppelschaltung (es wird die Priorität aus den österreichischen Patentanmeldungen A 1127/82 vom 23.03.1982 und A 1128/82 vom 23.03.1982 beansprucht) Die Erfindung betrifft eine Auskoppelschaltung für einen Tonfrequenz-Rundsteuer-Empfänger mit einem Kondensatornetzgerät in Vollweg-Gleichrichterausführung mit Vorschaltkondensator, wobei netzeingangsseitig eine Schutzimpedanzbeschaltung sowie eine Uberspannungsableiterbeschaltung vorsehbar ist und wobei gleichrichterausgangsseitig bzw. im Voliweg-Gleichrichter selbst eine Zenerdiodenschaltung vorsehbar ist, sowie mit einem an den Ausgang des Kondensatornetzgerätes angeschlossenen Ladekondensator. Bei einem Kondensatornetzteil mit Vollweg-Gleichrichtung treten bei Verwendung in einem Rundsteuerempfänger Schwie rigkeiten durch Mischung im Vollweg-Gleichrichter und im Filtereingang auf. Bei der Gleichrichter-Brückenschaltung treten an den Wechselspannungsanschlüssen gegen über den Gleichspannungsanschlüssen abgekappte Sinusschwingungen auf, wobei durch eine Zenerdiodenbeschaltung die Spannung begrenzt ist. Wird nun ein Gleichspannungsanschluss als Masse genommen und die Tonfrequenz beispielsweise vor dem Vorschaltkondensator abgenommen, so ist die das Filter aussteuernde Spannung von der oben erwähnten abgekappten Sinusschwingung mit erheblicher Amplitude überlagert bzw. gestört. Nachteilig ist, dass es durch die Verwendung von nichtlinearen Bauelementen im Netzgleichrichter sowie in Verstärkerstufen zu nichtlinearen Verzerrungen und somit zum Auftreten von Mischfrequenzen kommt. Tritt -nun eine Tonfrequenz auf, die mit einer zweiten Frequenz, z.B. der Netzfrequenz oder auch Oberwellen der Netzfrequenz gemischt, die Durchlassfrequenz des nachgeschalteten Filters ergibt, so ist eine Mehrdeutigkeit des Ansprechverhaltens bezüglich der Frequenz gegeben, was wiederum zu Störungen Anlass gibt und insbesondere ein unerwünschtes Fehlschalten des Rundsteuerempfängers zur Folge haben kann. In der AT-PS 326.756 wird ein Stromversorgungsteil für einen elektronischen Rundsteuerempfänger mit einem über einen Kondensator an das Wechselstromnetz angeschlossenen Gleichrichter, dem ein Spannungsstabilisator zugeordnet ist, beschrieben, bei dem dem Kondensator eine Spannungsschutzimpedanz, z.B. ein stossspannungsfester Widerstand, eine stossspannungsfeste Induktivität oder eine Serienschaltung einer stossspannungsfesten Induktivität und eines Widerstandes vorgeschaltet ist. In der AT-PS 352.209 wird eine Schaltungsanordnung für einen an ein Starkstromnetz anXeschlossenen Fernsteuerempfänger beschrieben, dem Fernsteuersignale über das Starkstromnetz zugeführt werden, insbesondere einen Rundsteuerempfänger, mit einem frequenzselektiven Empfangsteil, einem diesem zugeordneten Auswerteteil und einem diesen nachgeschalteten Schaltorgan, wobei der Fernsteuerempfänger einen mit dem Eingangskreis des frequenzselektiven Empfangsteiles gekoppelten, mit einem nichtlinearen Schaltelement versehenen Stromversorgungsteil aufweist, der von Strömen mehrerer Frequenzen durchflossen ist, wobei zwischen dem Empfängereingang und dem Eingang des selektiven Empfangs teiles mindestens ein Schaltkreis zur Kompensation der durch das nichtlineare Schaltelement im Stromversorgungsteil verurs acht Nisch- produkte aus der Netzfrequenz, ihren Harmonischen und vom Starkstromnetz dem Empfänger zugeführten Fernsteuersignalschwingungen angeordnet ist. Nachteilig ist hierbei, dass der frequenzselektive Schaltungsteil mit einem Differenzeingang ausgeführt werden muss und dass die Ausge staltung des Eingangsgliedes abhängig von der Auslegung der frequenzselektiven Schaltung ist. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Steuerspannung für das nachgeschaltete Filter von einer Stelle abzugreifen, an der sie unverzerrt und überdies durch keine Bauelemente mit nichtlinearer Kennlinie, insbesondere durch Gleichrichter, von der Spannungsquelle getrennt ist. Dabei soll die Auslegung der frequenzselektiven Schaltung unabhängig von der Auslegung des Eingangsgliedes sein. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass an den Ladekondensator eine im Arbeitsbereich frequenzunabhängige Auskoppelstufe, bestehend aus einem stromversorgungsmässig direkt mit dem Ladekondensator verbundenen Differenzverstärker angeschlossen ist, dessen erster Eingang an den Teilerpunkt eines ersten Spannungsteilers angeschlossen ist, dessen erster Teilerwiderstand an die phasenseitige Netzklemme angeschlossen ist und dessen zweiter Teilerwiderstand an das Massepotential des Ladekondensators angeschlossen ist, dass der zweite Eingang des Differenzverstärkers an den Teilerpunkt eines zweiten Spannungsteilers angeschlossen ist, dessen erster Teilerwiderstand an die mittelpunkts- bzw. nulleiterseitige Netzklemme angeschlossen ist und dessen zweiter Teilerwiderstand an das Massepotential des Ladekondensators angeschlossen ist, dass die Teilerverhältnisse des ersten Spannungsteilers und des zweiten Spannungsteilers für eine optimale Kompensation gleich gross sind und dass als Ausgang für das tonfrequente Signal aus der Auskoppelstufe der Ausgang des Differenzverstärkers dient. Vorteilhaft ist, dass durch die Verwendung der Auskoppelstufe eine Eindeutigkeit des Frequenzverhaltens erzielbar ist, dass die Verwendung eines nachgeschalteten Filters mit nur einem Eingang möglich ist und ein Differenzeingang dort nicht erforderlich ist, wobei ausserdem der Bauteileaufwand gering bleibt. Die Dimensionierung eines der Auskoppelschaltung nachzuschaltenden Filters ist unabhängig von der Auskoppelschaltung und kann somit für die Filterfunktion optimiert werden. Es erfolgt keine Beeinflussung durch die abgekappte Sinusschwingung vom Gleichrichter als steuernde Spannung des Filters, wobei Mischungen, die durch einen Potentialunterschied zwischen Nulleiter und Masse entstehen, zu kompensieren sind. Die Kompensation erfolgt vorteilhafterweise dadurch, dass die am einen Eingang des Differenzverstärkers anstehende Störspannung über den zweiten Eingang des Differenzverstärkers kompensiert wird und nicht mehr als steuernde Spannung für den Differenzverstärker in Erscheinung tritt. Der Tonfrequenz-Rundsteuer-Empfänger arbeitet nicht mit dem Nulleiter, sondern mit Masse als Versorgungspol. In einer vorteilhaften Ausführungsform kann der Differenzverstärker ein gegengekopptlter Operationsverstärker sein, dessen nichtinvertierender Eingang der zweite Eingang des Differenzverstärkers ist und dessen invertierender Eingang über einen Vorwiderstand mit dem ersten Eingang des Differenzverstärkers und über einen Gegenkopplungswiderstand mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist, wobei der Vorwiderstand bei der Bemessung des Teilerverhältnisses des ersten Spannungsteilers mit berücksichtigt ist. Dabei ist vorteilhaft, dass durch den Operationsverstärker eine weitgehende Unabhängigkeit von Halbleitertoleranzen gegeben ist und dass im Znsammenhang mit einer weiteren Gesamtschaltung durch Verwendung von Mehrfach-Operationsverstärkern eine wirtschaftliche und kompakte Ausführungsform zu erzielen ist. In einer alternativen Ausführungsform kann der Differenzverstärker auch ein basisgesteuerter Transistor sein, wobei die Basis des Transistors mit dem Teilerpunkt des ersten Spannungsteilers und über einen Basis-Vorwiderstand mit dem Versorgungsspannungspotential des Ladekondensators verbunden ist, wobei der Emitter des Transistors an den Teilerpunkt des zweiten Spannungsteilers angeschlossen ist und wobei der Kollektor des Transistors über einen Kollektorwiderstand mit dem Massepotential des Ladekondensators verbunden ist, wobei der Kollektor des Transistors den Ausgang des Differenzverstärkers darstellt und wobei bei der Bemessung der Teilerverhältnisse der Basis-Vorwiderstand und die Widerstände der jeweiligen Transistorstrecken mit berücksichtigt werden. Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung ist der erste Spannungsteiler an den vorschaltkondensatorseitigen Eingang des Vollweg-Gleichrichters angeschlossen. Vorteilhaft ist hierbei die Trennung vom Netz durch den Vorschaltkondensator. Der erste Spannungsteiler kannvüber einen Schutzwiderstand der Schutzimpedanzbeschaltung an die phasenseitige Netzklemme angeschlossen sein. Auch der zweite Spannungsteiler kann über einen Schutzwiderstand der Schutzimpedanzbeschaltung mit der mittelpunkt- bzw. nulleiterseitigen Netzklemme verbunden sein. Damit wird auch die Auskoppelschaltung durch die Schutzjmpedanzbeschaltung geschützt. Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Figuren 1 und 2 näher erläutert. In Fig. 1 ist ein an die Netzklemmen R (Phase) bzw. N (Mittelpunkt- oder Nulleiter) angeschlossenes Kondensatornetzgerät samt der Auskoppelstufe dargestellt. An die Netzklemmen R und N ist jeweils eine Schutzimpedanz R1 bzw. R2 angeschaltet, die die Schutzimpedanzbeschaltung bilden, deren jeweiliges Vorhandensein jedoch nicht zwingend ist. Ebenso nur fakultativ vorgesehen ist eine Uberspannungsableiterbeschaltung VOR, die an die Schutz impedanzen R1 und R2 angeschlossen ist, und zu der eine Serienschaltung aus einem Vorschaltkondensator C1 und einer Gleichrichterbrücke D1, D2, D3, D4 parallel ge schaltet ist. Der Vorschaltkondensator C1 ist dabei phasenseitig angeschlossen. An den Brückenausgang der Gleichrichterbrücke D1, D2, D3, D4 ist eine Parallel schaltung aus einer Zenderdiode D5 und einem Ladekonden sator C2 angeschlossen, wobei die Zenerdiode D5 durch eine entsprechende Beschaltung der Gleichrichterbrücke D1, D2, D3, D4 mittels Zenerdioden ersetzbar ist. Erfin dungsgemäss ist dem Ladekondensator C2 stromversorgungs mässig ein Operationsverstärker Ol parallel geschaltet. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers ist über einen Vorwiderstand R5 an den Teilerpunkt eines Spannungsteilers angeschlossen, wobei für die Steuer signalzuführung der eine Teilerwiderstand R3 im weiteren an die phasenseitige Schutzimpedanz R1 der Schutzimpedanz beschaltung angeschlossen ist mnd wobei der zweite Teiler widerstand R4 an die masseseitige Klemme des Ladekonden sators C2 angeschlossen ist. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 01 ist an den Teilerpunkt eines weiteren Spannungsteilers angeschlossen, wobei der eine weitere Teilerwiderstand R6 an die niittelpunkts bzw. nulleiterseitige Schutzimpedanz R2 der Schutzimpedanz beschaltung angeschlossen ist, und wobei der zweite wei tere Teilerwiderstand R7 an die masseseitige Klemme des Ladekondensators C2 angeschlossen ist. Als Gegenkopplung für den Operationsverstärker 01 ist zwischen Ausgang und invertierendem Eingang des Operationsverstärkers 01 ein Gegenkopplungswiderstand R8 geschaltet. Weitere An schlussmöglichkeiten (strichliert gezeichnet) für die Steuerung bestehen direkt an der Netzklemme R, wobei zu berücksichtigen wäre, dass bei Fehlen der Schutzimpedanz R1 ein Stosswellenschutz des nachgeschalteten Filters vor liegt, sowie direkt am Gleichrichtereingang D1, D2, D3, D4 nach dem Vorschaltkondensator C1. Dabei sind jedoch er höhte Störungseinflüsse von Modulationsstörungen durch den Netzgleichrichter in Kauf zu nehmen. Der Steuersignalabgriff für die Auskoppelstufe als möglichst direkter Anschluss an den Netzabgriff hat den Vorteil, dass die Tonfrequenz dort am unverfälschtesten auftritt. Die ein- oder beidphasig vorgesehenen Schutzimpedanzen Ri, R2 dienen als Schutz gegen Stosswellen. Als Signalausgang A der Auskoppelschaltung dient der Ausgang des Operationsverstärkers Oi. An den Netzklemmen R, N, werden die Netzspannung und die dieser überlagerte Tonfrequenzspannung eingespeist. Das nachgeschaltete Kondensatornetzgerät dient der Versorgung des Tonfrequenz-Rundsteuer-Empfängers. Dabei tritt durch die Wirkung der Gleichrichterbrücke D1, D2, D3, D4 am Gleichrichter D3 dieser Brücke eine abgekappte Sinusschwingung auf, dlg auf Masse bezogen der an den Netzklemmen R, N, angelegten Spannung überlagert ist. Diese Spannung tritt entsprechend dem Teilerverhältnis des einen Spannungsteilers R3, R4 und R5 am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 1 auf. Erfindungsgemäss wird die am Gleichrichter D3 auftretende störende Spannung bezogen auf Masse über den weiteren Spannungsteiler R6, R7 dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 0i zugeführt. Somit tritt die störende Spannung am Gleichrichter D3 nicht mehr als steuernde Spannung auf und kann dort auch keine Mischprodukte zur Folge haben. Am Ausgang des Operationsverstärkers ist deshalb das Tonfrequenzsignal in unverzerrter bzw. in eindeutiger Form abnehmbar. Optimale Signalverhältnisse gemäss der Erfindung sind erzielbar, wenn die Teilerverhältnisse des an den invertierenden Eingang angeschlossenen einen Spannungsteilers unter Einbeziehung des Vorwiderstandes R5 und des an den nichtinvertierenden Eingang angeschlossenen weiteren Spannungsteilers gleich gross sind. Aufgrund der erfindungsgemässen Lösung ergibt sich, dass die steuernde Spannung des Operationsverstärkers 0i in erster Näherung unabhängig von der Spannung des Nullbzw. Mittelpunktsleiteisbezogen auf den zweiten Pol der Versorgung für den Ladekondensator (im allgemeinen Masse) ist und bei geeigneter Auslegung der Auskopplung deshalb auch von der Störung durch Mischung nicht beeinflusst wird. Die ausgangsseitigen Klemmen plus und minus sind auch für die Stromversorgung der weiteren Elektronik, beispielsweise eines Filters F vorgesehen. Beim Ausführungsbeispiel nach Figur 2 ist der Operationsverstärker 01 durch einen Transistor T1 ersetzt. Dabei ist dem Ladekondensator C2 die=Rethenschaltung eines Kollektorwiderstands , eines Transistors T1 und eines Emitterwiderstands R8 parallel geschaltet. Ausserdem ist dem Ladekondensator C2 ein Basisspannungsteiler, bestehend aus einem Widerstand R5 und einem weiteren Widerstand R6 parallel geschaltet. Der Emitter des Transistors T1 ist über einen Widerstand R4 an die nulleiter-bzw. mittelpunktsleiterseitige Schutzimpedanz R2 angeschlossen. Die Basissteuerung des Transistors erfolgt über einen Vorwiderstand R3, der an die phasenseitige Schutz impedanz R1 angeschlossen ist. Der Vorwiderstand R3 kann auch direkt an die Netzklemme R angeschlossen werden, wobei zu berücksichtigen wäre, dass bei Fehlen der Schutzimpedanz R1 kein Stosswellenschutz des nachgeschalteten Filters vorliegt. Der Vorwiderstand R3 könnte ferner direkt am Gleichrichtereingang D1, D2, DD, D4 nach dem Vorschaltkondensator C1 angeschlossen werden, wobei hier erhöhte Störungseinflüsse von Modulationsstörungen durch den Netzgleichrichter in Kauf zu nehmen sind. Der Steuersignalabgriff für die Auskoppelstufe als möglichst direkter Anschluss an den Netzabgriff hat den Vorteil, dass die Tonfrequenz dort am unverfälschtesten auftritt. Die ein- oder beidphasig vorgesehenen Schutzimpedanzen R1, R2 dienen als Schutz gegen Stosswellen. Der Signalausgang A der Auskoppelschaltung ist an den Kollektor des Transistors D1 angeschlossen. Auch bei dieser Schaltung tritt durch die Wirkung der Gleichrichterbrücke am Gleichrichter D3 eine abgekappte Sinus schwingung auf, die auf Masse bezogen, der an die Netzklemmen R und N angelegten Spannung überlagert ist. Diese Spannung tritt entsprechend dem Teilerverhältnis der Widerstände RD, R5 und R6 am Basiseingang auf. Die am Gleichrichter D3 auftretende störende Spannung bezogen auf Masse wird über den Spannungsteiler aus den Widerständen R4, R8 dem Emitter zugeführt. Wie beim Ausführungsbeispiel nach Figur 1 tritt somit die störende Spannung am Gleichrichter D3 nicht mehr als steuernde Spannung an der Basis-Emitter-Diode des Transistors T1 auf und kann dort keine Mischprodukte zur Folge haben. Am Kollektor ist deshalb das Tonfrequenzsignal in unver zerrter bzw. in eindeutiger Form abnehmbar. Optimale !Signalverhältnisse sind erzielbar, wenn die Teilerverhältnisse aus den Spannungsteilern Emitterwiderstand R8 zu Spannungsteilerwiderstand R4 sowie aus den Widerständen R5, R6 des Basisspannungsteilers zum Vorwiderstand R3 jeweils unter Berücksichtigung der Transistoreingangswiderstände gleich gross sind. Eine entsprechende Ausführung der Auskoppelschaltung ist auch mit einem Transistor vom Typ pnp in analoger Weise möglich.

Claims: Patentansprüche 1. Auskoppelschaltung für einen Tonfrequeni-Rundsteuer Empfänger mit einem Kondensatornetzgerät in Vollweg GleichrichterausfUhrung mit Vorschaltkondensator, wobei netzeingangsseitig eine: Schutzimpedanzbeschaltung sowie eine Überspannungsableiterbeschaltung vorsehbar ist, und wobei gleichrichterausgangsseitig bzw. im Vollweg- Gleichrichter selbst eine Zenerdiodenbeschaltung vor- sehbar ist, sowie mit einem an den Ausgang des Konden- satornetzgerätes angeschlossenen Ladekondensator, d a d u r c h g e k-e n n z e i c h n e t , dass-an den Ladekondensator (c2) -eine im Arbeitsbereich frequenzunabhängige Auskoppelstufe, bestehend aus einem stromversorgungsmässig direkt mit dem Ladekondensator (c2) verbundenen Differenzverstärker ( 1 T1) angeschlossen ist, dessen erster Eingang an den Teilerpunkt eines ersten Spannungsteilers angeschlossen ist, dessen erster Teilerwiderstand (R3) an die phasenseitige Netzklemme (R) angeschlossen ist und dessen zweiter Teilerwiderstand (R4, R6) an das Massepotential des Ladekondensators (C2) angeschlossen ist, dass der zweite Eingang des Differenz verstärkers (0i, T1) ) an den Teilerpunkt eines zweiten Spannungsteilers angeschlossen ist, dessen erster Teilerwiderstand (R6, R4) an die mittelpunkts- bzw. nulleiterseitige Netzklemme (N) angeschlossen ist und dessen zweiter Teilerwiderstand (R7, R8) an das Massepotential des Ladekondensators (C2) angeschlossen ist, dass die Teilerverhältnisse des ersten Spannungsteilers und des zweiten Spannungsteilers für eine optimale Kompensation gleich gross sind, und dass als Ausgang (A) für das tonfrequente Signal aus der Auskoppelstufe der Ausgang des Differenzverstärkers (T1) dient. 2. Auskoppelschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Differenzverstärker ein gegengekoppelter Operations verstärker (01) ist, dessen nichtinvertierender Eingang der zweite Eingang des Differenzverstärkers ist und dessen invertierender Eingang über einen Vorwiderstand (R5) mit dem ersten Eingang des Differenzverstärkers und über einen Gegenkopplungswiderstand (R8) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (O1) verbunden ist, wobeider-Vorwiderstand (R5) bei der Bemessung des Teilerverhältnisses des ersten Spannungsteilers mit berücksichtigt ist. 3. Auskoppelschaltung nach Anspruch 1, d a du r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Differenzverstärker ein basis gesteuerter Transistor (T1) ist, dass die Basis des Transistors (T1) mit dem Teilerpunkt des ersten Spannungsteilers (R3, R6) und über einen Basis-Vorwiderstand (R5) mit dem Versorgungsspannungs potential des Ladekondensators (C. ) verbunden ist, dass 2 der Emitter des Transistors (T1) an den Teilerpunkt des zweiten Spannungsteilers (R4, as, angeschlossen ist, dass der Kollektor des Transistors (T1) über einen Kollektorwiderstand (R7) mit dem Versorgungspotential des Ladekonder sators (C2) verbunden ist, dass der Kollektor des Transistors den Ausgang des Differenzverstärkers darstellt und dass bei der Bemessung der Teilerverhältnisse der Basis-Vorwiderstand (R5) und die Widerstände der jewei ligen Transistorstrecken mit berücksichtigt werden. 4. Auskoppelschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der erste Spannungsteiler (RD, R4; R3, R6) an den vorschalt kondensatorseitigen Eingang des Vollweg-Gleichrichters (D1, D2, D3, D4) angeschlossen ist. 5. Auskoppelschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der erste Spannungsteiler (R3, R4; R3, R6) über einen Schutz widerstand (R1) der Schutzimpedanzbeschaltung an die phasenseitige Netzklemme (R) angeschlossen ist. 6. Auskoppelschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der zweite Spannungsteiler (R6, R7, R4, R8) über einen Schutzwiderstand (R2) der Schutzimpedanzbeschaltung mit der mittelpunkts- bzw. nulleiterseitigen Netzklemme (N) verbunden ist.

Inventors: ROHN, KLAUS, DIPL.-ING.
Applicants: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT BERLIN UND MUNCHEN
Application year: 1983
Main classification: H02J13
IPC codes: H04B3, H02J13