AMPLIFIER IN WHICH THE TRANSISTOR STAGES ARE DC-COUPLED

Abstract: 1. An amplifier with d.c.-coupled transistor stages, having a differential input, and as asymetrical output having one terminal connected to a reference potential, where the terminals (1, 2) of the differential input are connected to the respective base terminals of two transistors (10, 11) of the same conductivity type, and a further transistor (13) is d.c.-coupled to the transistors (10, 11) connected to the differential inputs, whose conductivity type is opposed to that of the transistors (10, 11) connected to the differential inputs, the collector of which forms the other terminal of the asymetrical output (3, G) of the amplifier, its emitter being directly connected to an output electrode of the transistor (11), connected as an emitter stage, and the base of which is connected to the connection point between a diode and a two-terminal network which represents a constant current source and leads to the reference potential, characterised in that the transistors (10, 11) connected to the differential inputs are each connected as emitter stages, with an operating resistor (22, 23) in the collector supply lines and a negative current feedback resistor (20, 21) in the emitter supply lines, and that the connection point of the negative current feedback resistors is connected to the reference potential and that the collector of the further transistor (13) leads via a resistor (24) to the reference potential (G), and that the output electrode of the transistor (11) of the first emitter stage, to which the emitter of the further transistor (13) is connected, is the collector of the transistor (11), and that the diode (12), to which the base of the further transistor (13) is connected, leads to the collector of the transistor (10) of the other emitter stage.

Description: Verstärker mit gleichspannungsgekoppelten Transistorstufen Die Erfindung bezieht sich auf einen Verstärker mit gleichspannungsgekoppelten Transistorstufen, mit einem Differenzeingang und mit einem unsymmetrischen Ausgang, wobei die Anschlüsse des Differenzeinganges mit den Basisanschlüssen von zwei jeweils als Emitterstufe mit einem Arbeitswiderstand in der Kollektorzuführung und mit einem Stromgegenkopplungswiderstand in der Emitterzufüh rung geschalteten Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps verbunden sind und der unsymmetrische Ausgang an einen zwischen dem Kollektor eines weiteren Transistors und Bezugspotential angeordneten Widerstand liegt. Ein derartiger Verstärker ist bereits aus der Zeitschrift NTZ, Jahrgang 19, Heft 2, Februar 1966, Seiten 65 bis 69 bekannt. Dabei kann man zur Erzielung einer grossen Gleichtaktunterdrückung einen Operationsverstärker vorsehen. Der Operationsverstärker wird über äussere Schaltelemente stark gegengekoppelt, so dass sich die gewünschte Verstärkung und eine grosse Gleichtaktunterdrückung, in einem gewissen Bereich, weitgehend unabhängig von Versorgungsspannungs- und Temperaturschwankungen einstellt. Hierbei ist die Verstärkung als Quotient der Spannung an den Ausgangsklemmen und der Spannungsdifferenz an den Eingangsklemmen definiert. Aufgabe der Erfindung ist es, einen Verstärker mit gleichspannungsgekoppelten Transistorstufen mit einem Differenzeingang und mit einem unsymmetrischen Ausgang derart auszubilden, dass bei weniger Bauteileaufwand und kleinerem Versorgungsstrom ein besseres Hochfrequenzverhalten des Verstärkers erreicht werden kann. Insbesondere soll der Verstärker zur Verwendung in Phasenregelkreisen geeignet sein, bei denen besonders hohe Anforderungen an die Regelsteilheit gestellt werden. Ein Phasenregelkreis, bei dem der die Frequenz des Oszillators steuernde Verstärker einen Differenzeingang und einen unsymmetrischen Ausgang erfordert, geht aus E.Stadler: "odulationsverfahren", Vogel-Verlag, 2.Aufl., 1980, Seiten 60 - 62 hervor. Gemäss der erfindung wird der Verstärker zur Lösung der gestellten Aufgabe derart ausgebildet, dass der Leitfähigkeitstyp des weiteren Transistors dem der am Differenzeingang liegenden Transistoren entgegengesetzt ist und dass der weitere Transistor mit seinem Emitter direkt an den Kollektor des Transistors der einen Emitterstufe und mit seiner Basis sowohl über eine Diode an den Kollektor des Transistors der anderen Emitterstufe als auch über einen als Konstantstromschaltung ausgebildeten Zweipol an das Bezugspotential geführt ist. Dabei ist die Diode für den Konstantstrom in Durchlassrichtung gepolt. Durch diese Massnahmen ergibt sich der Vorteil, dass sich eine grosse Gleichtaktunterdrückung und ein günstiges Hochfrequenzverhalten bei kleiner Stromaufnahme und geringem Bauteileaufwand miteinander vereinigen lassen. Ausserdem lässt sich die mittlere Ausgangsgleichspannung unabhängig von der Verstärkung wählen. Als Diode kann eine Halbleiterdiode mit geeigneter Kennlinie dienen. In Weiterbildung der Erfindung ergibt sich eine besonders weitgehende Temperaturkompensation der Ausgangsspannung dadurch, dass die Diode durch einen Transistor gebildet ist, bei dem die Basis und der Kollektor miteinander verbunden sind. Als Transistoren, die Einzeltransistoren sein können, finden vorzugsweise solche mit grosser Stromverstärkung B und hoher Transitfrequenz bei kleinem Kollektorstrom Verwendung. Eine besonders weitgehende Verringerung der Temperaturabhängigkeit und der Auswirkung von Exemplarstrennungen auf die Ausgangsspannung lässt sich dadurch erzielen, dass die Transistoren der Emitterstufen durch einen monolithisch aufgebauten Doppeltransistor gebildet sind und/oder dass der weitere, mit dem Ausgang verbundene Transistor und der die Diode bildende Transistor durch einen monolithisch ausgebildeten Doppeltransistor gebildet sind. Dabei ergibt sich eine besonders weitgehende Gleichtaktunterdruckung. Die genannten vorteilhaften Eigenschaften machen den Verstärker besonders geeignet für eine Verwendung in einem Phasenregelkreis. Dabei lässt sich eine definierte Vergrösserung der Regelsteilheit des Phasenregelkreises erzielen, was insbesondere bei einem Phasenregelkreis in einer Taktrückgewinnungsschaltung für PCM-Regeneratoren von besonderem Vorteil sein kann. Dabei wird der dem Phasenvergleicher folgende Tiefpass durch den hohen Eingangswiderstand des Verstärkers in vorteilhafter Weise nur wenig belastet. Die Erfindung wird anhand der in den Figuren'dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 einen Verstärker mit Differenzeingang und unsymme trischem Ausgang und Fig. 2 einen mit Strom- und Spannungspfeilen versehenen Stromlauf des Verstärkers nach Fig. 1 Fig. 1 zeigt den Stromlauf eines Verstärkers für eine negative Spannungsversorgung gegenüber Masse. Die Schaltung enthält zwei PNP-Eingangstransistoren, einen Transistor 10 mit nichtinvertierendem Eingang 1 sowie einen Transistor 11 mit invertierendem Eingang 2. Die Emitter dieser Transistoren 10, 11 sind über die Widerstände 20, 21 an die Massepotential-Leitung 40 gelegt, die ihrerseits auf Masse G liegt. Die Kollektoren dieser Transistoren 10, 11 sind jeweils mit den Emittern von zwei NPN-Transistoren 12 bzw. 13 verbunden und liegen über die Widerstände 22 bzw. 23 an der gegenüber Masse negativen Leitung 50 der Stromversorgung Die Basisanschiüsse der Transistoren 12, 13 sowie der Kollektoranschluss von Transistor 12 sind miteinander verbunden und liegen über eine Kostantstromquelle 30 an der Massepotential-Leitung 40. Der Kollektor von Transistor 13 ist über den Lastwiderstand 24, an dem das Ausgangssignal abgenommen werden kann, ebenfalls mit der Massepotential Leitung 40 verbunden. Der Transistor 12 ist dabei als Diode geschaltet. Das Ausgangssignal liegt zwischen dem Ausgangsanschluss 3 und Masse. Die Widerstände 22 und 23 werden zweckmässigerweise im Hinblick auf eine hohe Grenzfrequenz so gross wie möglich und so klein,wie es mit Rücksicnt auf den bei gegebener Versorgungsspannung erforderlichen Spannungshub am Ausgang nötig ist, bemessen. Fig; 2 zeigt den Stromlauf mit Strom- und Spannungspfeilen. Die Funktionsweise des Verstärkers beruht darauf, dass die Höhe der Spannungen an den Widerständen 22 und 23 bis auf minimale Unterschiede (Einfluss des Kollektor-Stromes 1C13 auf die Basis-Emitter-Spannung UBE13 von Transistor 13) übereinstimmen. Das bedeutet, dass die Summe der Einzelströme durch die Widerstände 22, 23 mit guter Näherung gleich gross sind (IC10 + IE12 1C11 + I E13), wenn die Widerstände 20 und 21 bzw. 22 und 23 den gleichen Wider standswert haben (R20 R21 = RE und R22 : R23 RC). Die Transistoren 10 und 11 bzw. 12 und 13 haben zweckmässigerweise die gleichen elektrischen Daten. Es sind vorzugswei-se monolithisch aufgebaute Doppeltransistoren mit üblichen Stromverstärkungen. In diesem Fall gilt B10 = B11 = B12 = 13 = B und ss10 = ss11 = ss12 = ss13 =ss. Die Basis-Emitter-Spannungen sind gleich gross (UBE10 = BBE11 = UBE12 = UBE13) und die Basis-Emitter-Spannungs änderungen auf Grund von Kollektor Stromänderungen sind vernachlässigbar gegenüber den wirksamen Steuerspannungs änderungen der Transistoren (#UBE10 =#UBE11 =#UBE12= #UBE13 =0). Die Stromquelle 30 ist ein Zweipol, der als Konstantstromschaltung ausgebildet ist. Derartige Zweipole sind als solche bekannt, z.B. als sogenannte Konstantstromdioden, die aus einem Feldeffekttransistor mit Widerstand bestehen. Derartige Stromquellen sind für den vorliegenden Fall praktisch als ideal zu betrachten, d.h. der Strom I30 ist praktisch kontant. Findet keine Aussteuerung des Verstärkers statt, dh. beide Eingangspegel sind gleich hoch (# UEl = #UE2 = 0, UE1 = UE2) so ist IClo = IC11 und IE13 = IE12. Da UA = ICl3#R24, IE12 = I30 - IB13 und EMI5.1 so ist EMI5.2 Bei den üblichen Gleichstromverstärkungen ist die Ausgangsspannung UA in erster Näherung nur abhängig von der Stromquelle 30 und dem Kollektorwiderstand 24 von Transistor 13: UA = R24 # I30 Findet eine Aussteuerung des Verstärkers statt, dh. ändern sich die Kollektorströme IC10 und IC11 der Eingangstransistoren 10, 11 gegenphasig auf Grund von gegenphasiger Ansteuerung der Eingang (#UE1 = - #UE2), so ändert sich der Emitterstrom des Transistors 13 wie folgt: IE13 + #IE13 = IC10 + #IC10 - (IC11 = #IC11) + IE12 + #TE12 IE13 = IC10 - IC11 + IE12 eingesetzt ergibt: : #IE13 = #IC10 - #IC11 + #IC11 + #IE12 wobei EMI6.1 #IE12 = - #IE13 und #UA = (#IE13 - #IE13) R24 damit wird EMI6.2 Durch die symmetrische Anordnung der Eingangstransistoren 10, 11 in der Schaltung, werden Einflüsse von Gleichtakt-Eingangs- Spannungsänderung (#UE1 = #UE2) und Einflüsse von gleichartigen Parameteränderungen der entsprechenden Trans:storen auf die Ausgangsspannung unterdrückt. Ebenfalls haben Spannungsänderungen der Basis-Emitter-Strecken auf Grund von Temperatureinflüssen # T an den Transistoren 10, 11, 12, 13 durch den symmetrischen Aufbau der Schaltung keinen Einfluss auf die Ausgangsspannung UA. Zusätzlich ist die Ausgangsspannung UA in weiten Grenzen unabhängig von Versorgungsspannungs-Schwankungen #UV. Die Verstärkung v bei gegenphasiger Aussteuerung beträgt unter den genannten Voraussetzungen v = #UA A UEl L UE2 R24 v = RE und ist damit nur abhängig von dem Verhältnis der Widerstände R24 und R201 R21, aber nahezu unabhängig von Temperaturschwankungen # T und Versorgungsspannungs-Schwankungen #UV. Der Eingangswiderstand REin der Schaltung kann in etwa mit REin = h11E + h21E # RE angegeben werden. Da h11E h21E # RE ist, so ist REin RE . und damit sehr hochohmig. Die gleichen Eigenschaften hat eine Schaltung für positve Spannungsversorgung mit Transistoren des anderen Leitungstyps. In diesem Fall sind die beiden Eingangstransistoren 10 und 11 vom Typ NPN und die Transistoren 12 und 13 vom Typ PNP. Die Leitung 50 führt in diesem Fall positives Potential. Anhang: Allgemeine Ableitung der Formeln. Nach Fig. 2 können folgende Gleichungen aufgestellt werden: UBE12 + R22I22 = UBE13 + R23I23 1 I22 = IC10 + IC12 (1 + 1/B12) 2 I23 = IC11 + IC13 (1 + 1/B13) 3 EMI8.1 EMI9.1 Gleichungen 2 bis 9 in Gleichung 1 eingesetzt ergibt: EMI9.2 Gleichung 10 nach UA aufgelöst ergibt: EMI9.3 Der weiteren Betrachtung wird die folgende Bemessung zugrunde gelegt: UE1 = UE2 , R20 = R21 = RE , R22 = R23 =RC , B10 = B11 = B. B 1; ss 1 Ferner ist UBE = UT ln (IC/IS + 1). Wenn IC10 = IC11 und IC12 = IC13, dann ist UBE10 = UBE11 und UBE12 = UBE13# Ferner ändert sich die Basis-Emitter-Spannung bei konstantem Basisstrom sehr wenig mit der Kollektor-@mitter-Spannung. #UBE # 10-5 . #UCE IB = konst. und damit ist auch UBE12 # UBE13 Weiterhin ändert sich die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren mit der Temperatur. EMI10.1 (U. Tietze, Ch. Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, 3. Auflage, 1974, Seiten 25, 26 und 73) Durch den symmetrischen Aufbau des Verstärkers kompensieren sich die Einflüsse der Temperatur auf die Basis-Emitter-Spannung. 1. Wird der Verstärker nicht ausgesteuert, so gilt: #UE1 = Aus Gleichung 11 wird dann R24 UA = (UE1 - UE2 + I30 # RE) 13 RE und wenn UE1 = UE2, dann ist: UA = R24 # I30 2. Wird der Verstärker ausgesteuert, so gilt: #UE1 = - #UE2 #UBE10 = - #UBE11 Bei den Eingangstransistoren 10, 11 ist die Basis Emitter Spannung UBE abhängig von dem Kollektorstrom IC und damit von der Eingangsspannung UE1 bzw. UE2. Für den Transistor 10 gilt bei Raumtemperatur: EMI11.1 k.T Bei Raumtemperatur gilt : IS # 1.10-15 A, UT = # 0,026 V eo EMI11.2 UBE10 > 10 dann gilt: Wenn UBE10/UT > 10 dann gilt : #UBE10 EMI11.3 Ist # 0,5 dann kann Gleichung 17 umgeformt UT werden in: EMI11.4 EMI11.5 und damit ist EMI11.6 Auch bei kleinen Kollektorströmen IC10 bzw. IC11 ist # UBE10 # UE1 bzw. # UBE11 # UE2 und daher vernachlässigbar in ihrem Einfluss auf die Steuerspannung der beiden Steuertransistoren, wenn die Widerstandsverhältnisse R20 bzw. R21 in R22 R23 Richtung hoher Eigengegenkopplung der Eingangstransistoren gewählt werden. EMI12.1 # UBE13 UBE13 und daher vernachlässigbar. Es ist # UBE12 # UBE13 da #IC12 #IC13 und damit kann die Gleichung 11 erweitert werden: EMI12.2 Gleichung 11 in Gleichung 22 eingesetzt ergibt: EMI12.3 EMI13.1 #UA v = 25 # UE1 - # UE2 R24 v = 26 RE Die Verstärkung hängt somit in vorteilharter Weise nur vom Verhältnis zweier Widerstände ab. 5 Patentansprüche 2 Figuren

Claims: Patentansprüche 1. Verstärker mit gleichspannungsgekoppelten Transistorstufen, mit einem Differenzeingang und mit einem unsymmetrischen Ausgang, wobei die Anschlüsse (1,2) des Differenzeinganges mit den Basisanschlüssen von zwei jeweils als Emitterstufe mit einem Arbeitswiderstand (22,23) in der Kollektorzuführung und mit einem StromgegenkoppIungswiderstand (20, 21) in der Emitterzuführung geschalteten Transistoren (10, 11) des gleichen Leitfähigkeitstyps verbunden sind und der unsymmetrische Ausgang (3, G) an einen zwischen dem Kollektor eines weiteren Transistors (13j und Bezugspotential (G) angeordneten Widerstand (24) liegt, d a du r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der teitfähigkeitstyp des weiteren Transistors (13) dem der am Differenzeingang liegenden Transistoren (10,11) entgegengesetzt ist und dass der weitere Transistor (13) mit seinem Emitter direkt an den Kollektor des Transistors (11) der einen Emitterstufe und mit seiner Basis sowohl über eine Diode an den Kollektor des Transistors (10) der anderen Emitterstufe als auch über einen als Konstantstromschaltung ausgebildeten Zweipol an das Bezugspotential (G) geführt ist 2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gek e n n z e i c h ne t, dass die Diode durch einen Transistor (12) gebildet ist, bei dem die Basis und der Kollektor miteinander verbunden sind. 3. Verstärker nach Anspruch 1, da au r c h gekennzeichnet, dass die Transistoren (10, 11) der Emitterstufen durch einen monolithisch aufgebauten Doppeltransistor gebildet sind. 4. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der weitere, mit dem Ausgang (3) verbundene Transistor (13) und der die Diode bildende Transistor (12) durch einen monolithisch ausgebildeten Doppeltransistor gebildet sind. 5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, g e k e n n z e i c h n e t durch die Verwendung des Verstärkers als Regelverstärker in einem Phasenregelkreis.

Inventors: NARJES, FERDINAND, ING. GRAD.
Applicants: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT BERLIN UND MUNCHEN
Application year: 1983
Main classification: H03F3
IPC codes: H03F3