STATE-VARIABLE FILTER

Abstract: 1. Circuit arrangement for digitally filtering an input signal u(n) which is weighted by the N components of a first vector _b and coupled to the inputs of N (N>=1) delay members (V, V1,...), with the state signals x(n), x1(n),... of these delay members being weighted with the individual elements of a state transfer matrix apprch=A and returned, via first summing members (S1), to the inputs of the delay members and the state signals x(n), x1(n),... of the delay members are weighted with the N components of a second vector _c and are summed, together with the input signal weighted with scalar d, in a further summing member (S) to form the output signal y(n) (variable state filter of the N**th order), characterized in that the weighting of one summing member output signal is changed by the factor alpha ; and all input signals of this summing member (S1) or the signal path sections preceding it are weighted with the inverse change 1/alpha in such a manner that, along all possible signal paths between input and output of the variable state filter, the number of changes is always equal the number of inverse changes.

Description: Zustandsvariablenfilter Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur digitalen Filterung eines Eingangssignales gemäss Oberbegriff der Patentansprüche 1 oder 2 (Zustandsvariablenfilter N. Ordnung). Zustandsvariablenfilter zweiter Ordnung sind beschrieben in dem Aufsatz von Jackson "Optimal Synthesis of Second Order State-Space Structures for Digital Filters in IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-26, No. 3, März 1979, Seiten 149 bis 153, sowie Zustandsvariablenfilter erster und zweiter Ordnung in dem Aufsatz von Barnes "Roundoff Noise and Overflow in Normal Digital Fil ters" in IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-26, No. 3, März 1979, Seiten 154 bis 159. Solche Filter werden vornehmlich für schmalbandige Anwendungen realisiert, sie weisen ein geringes Eigenrauschen auf und sind Antwort- und Überlauf-stabil Bei schmalbandigen Filtern rücken die Pole nahe an z = + 1 in der Ebene der komplexen Frequenz. Das bedeutet, dass bei einem Zustandsvariablenfilter zweiter Ordnung die Komponenten bl und b2 eines ersten bewertenden Vektors b sowie die Diagonal-Elemente a12 und a21 der Zustandsübergangsmatrix A sehr kleine Werte gegenüber 1 annehmen und dass die rückkoppelnden Elemente all und a22 der Zustandsübergangsmatrix A nahezu den Wert 1 annehmen. Das bedeutet aber, dass bei Festkommaarithmetik eine grosse Koeffizienten-Wortlänge bei der digitalen Realisierung erforderlich ist. Aufgabe der vorliegenden Erfindung war es deshalb, eine Schaltungsanordnung für eine Realisierung vorgenannter Zustandsvariablenfilter anzugeben, die es erlaubt, die KoeffizientenWortlänge bei Festkommaarithmetik bei gleichbleibender Frequenzganggenauigkeit zu vermindern oder eine Verbesserung der Frequenzganggenauigkeit bei gleichbleibender Koeffizienten-Wortlänge zu erreichen. Die Lösung erfolgt mit den kennzeichnenden Merkmalen der beiden Hauptansprüche. Die Zustandsvariablenstruktur gemäss vorliegender Erfindung weist die Vorteile auf, dass die Koeffizientenwortlänge bei Festkommaarithmetik bei vorgegebener Frequenzganggenauigkeit vermindert wird und/oder, dass die Frequenzganggenauigkeit bei vorgegebener Koeffizienten-Wortlänge verbessert wird. Eine Verminderung der Koeffizienten-Wortlänge führt zu einer Hardware-Realisierung mit kleinerer Speicherplatzaufwendung. Durch die Unteransprüche ergeben sich optimale Ausgestaltungen der Erfindung. Es folgt nun die Beschreibung der Erfindung anhand der Figuren. Die Figuren 1 und 2 zeigen ein Zustandsvariablenfilter erster bzw. zweiter Ordnung, bei denen mittels Bewertungsänderungen gemäss der Unteransprüche 5 bzw. 6 vorgegangen wurde. In Figur 1 ist ein Zustandsvariablenfilter erster Ordnung mit dem Eingangssignal u(n), mit dem Ausgangssignal y(n), mit einem ersten Summierer S1, mit einem Endsummierer S, durch den das mit d bewertete Eingangs signal und das mit c bewertete Zustandssignal x(n) des Verzögerungsgliedes zum Ausgangssignal zusammengefasst werden, sowie mit einem Verteilerknoten VK1 erkennbar. Erfindungsgemäss wird der erste bewertende Vektor b, der wie eingangs erwähnt sehr klein gegen 1 ist, um p Schritte nach links geschiftet, d.h. um den Faktor = 2 u vergrössert. Entsprechend muss das zweite Eingangssignal des Summierers S1 ebenfalls um 2 verstärkt werden. Zur Kompensation wird das Ausgangssignal des Summierers S1 um 2- wieder verkleinert. Da das Zustandsübergangselement a, wie eingangs erwähnt, nahe 1 ist, wird von a ein Wert r abgezogen derart, dass durch die anschliessende Schiftung um p Schritte nach links, wodurch die signifikanten Bits wie bei der Schiftung des Koeffizienten b je weils zu höherwertigen Stellen geschoben werden, eine Verkürzung der Festkomma-Wortlänge erreicht wird. Das Zustandssignal des Verzögerungsgliedes V wird also mit (a- y ) . bewertet und über den Summierer S1 dem Eingang desselben wieder zurückgeführt. Als Ausgleichsmassnahme wird das Zustandssignal x(n) des Verzögerungsgliedes V zusätzlich mit y bewertet und über einen weiteren Summierer S1' direkt auf den Eingang des Verzögerungsgliedes zurückgekoppelt. Durch geeignete Wahl des Wertes y kann erreicht werden, dass b und a- y Werte der gleichen Grössenordnung erreichen, d.h. jeweils die gleiche Anzahl führender Nullen der Binärdarstellung aufweisen. Die Figur 2 zeigt ein Zustandsvariablenfilter zweiter Ordnung, das im Prinzip die verdoppelte, symmetrische Darstellung der Struktur nach Figur 1 darstellt, wobei die Diagonal-Elemente a12 und a21 der Zustandsübergangsmatrix A hinzukommen. Da diese Diagonal-Elemente ebenfalls kleine Werte aufweisen, werden sie in gleicher Weise wie die beiden Komponenten b1 und b2 des ersten bewertenden Vektors b um u bzw. v Schritte nach links geschiftet, wodurch sich die bei der Beschreibung der Figur 1 geschilderte Wirkung ergibt. Der einzige Unterschied zwischen den beiden Figuren besteht darin, dass die Kompensationsmassnahme des Rechtsschiftens also die Verkleinerung um a = zu > bzw. a = 2 , nicht direkt am Ausgang der ersten Summierer S1 bzw. S2 erfolgt, sondern beim Zustandssignal x1(n) bzw. x2(n) der beiden Verzögerungsglieder V1 und V2, also am Eingang des Verteilerknotens VK1 bzw. VK2. Dadurch ist die Einsparung der beiden weiteren Summierer S1' bzw. S2' möglich, wenn die genannten Ausgangssignale, mit y bzw. b bewertet, direkt in die beiden ersten Summierer S1 bzw. S2 geführt werden. Eine weitere Verminderung des Filtereigenrauschens ergibt sich, wenn die Wortlänge der Verzögerungsglieder V1 und V2 jeweils um u bzw. v Überlaufbits vergrössert wird. Die Strukturen nach Figur 1 bzw. Figur 2 machen einen weiteren Multiplizierer für y bzw. y und b erforderlich. Dies kann verhindert werden durch eine geeignete Wahl von r und b . Erstens kann y = b = 1 gewählt werden,so dass der Multiplizierer für die Bewertung mit y bzw. b entfallen kann. Zweitens kann y und b so bemessen werden, dass Y = all + 2 > und entsprechend 6 = a22 + 2 - bemessen wird, wodurch (all - Y ) . 2 = + 1 und (a22 - 6 ) 2 9 = + 1 werden, wodurch die entsprechende Bewertung mittels eines Multiplizierers entfallen kann für eine direkte Durchreichung des Signales oder erforderlichenfalls unter Zwischenschaltung eines Inverters, welcher jedoch weniger aufwendig ist als ein Multiplizierer. Es wurde aufgezeigt, dass mit Hilfe der erfindungsgemässen Zustandsvariablenstruktur eine Verminderung der Festkomma Koeffizienten-Wortlänge bei vorgegebener Frequenzganggenauigkeit und/oder eine Verbesserung der Frequenzganggenauigkeit bei vorgegebener Koeffizientenwortlänge erreicht wird, wodurch insgesamt ein geringerer Hardware-Realisierungsaufwand notwendig ist.

Claims: Patentansprüche 1. Schaltungsanordnung zur digitalen Filterung eines Ein gangssignales u(n), das durch die N Komponenten eines ersten Vektors b bewertet, auf die Eingänge von N (N grösser gleich 1) Verzögerungsgliedern (V, V1 ... ) ein gekoppelt wird, wobei die Zustandssignale x(n), xl(n) dieser Verzögerungsglieder mit den einzelnen Elementen einer Zustandsübergangsmatrix A bewertet und über erste Summierer (S1) auf die Eingänge der Verzögerungsglieder zurückgeführt werden und wobei die Zustandssignale x(n), xl(n) ... der Verzögerungsglieder mit den N Komponenten eines zweiten Vektors c bewertet und zusammen mit dem mit dem Skalar d bewerteten Eingangssignal über einen weiteren Summierer (S) zum Ausgangssignal y(n) aufsum miert werden (Zustandsvariablenfilter N. Ordnung), dadurch gekennzeichnet, dass die Bewertung eines Sum mierer-Ausgangs-Signales um den Faktor a verändert wird und dass alle Eingangssignale dieses Summierers (S1) oder der ihm vorangehenden Signalpfadabschnitte mit der entgegengesetzten Änderung 1/ at bewertet werden derart, dass entlang aller möglichen Signalpfade zwischen Ein gang und Ausgang des Zustandsvariablenfilters jeweils die Anzahl der Anderungen gleich der Anzahl der entge gengesetzten Anderungen ist. 2. Schaltungsanordnung zur digitalen Filterung eines Ein gangssignales u(n), das durch die N Komponenten eines ersten Vektors b bewertet, auf die Eingänge von N (N grösser gleich 1) Verzögerungsgliedern (V, V1 ...) einge koppelt wird, wobei die Zustandsignale x(n), xl(n) ... dieser Verzögerungsglieder mit den einzelnen Elementen einer Zustandsübergangsmatrix A bewertet und über erste Summierer (S1) auf die Eingänge der Verzögerungsglieder zurückgeführt werden und wobei die Zustandssignale x(n), xl(n) ... der Verzögerungsglieder mit den N Komponenten eines zweiten Vektors c bewertet und zusammen mit dem Skalar d bewerteten Eingangs signal über einen weiteren Summierer (S) zum Ausgangssignal y(n) aufsummiert wer den (Zustandsvariablenfilter N. Ordnung), dadurch ge kennzeichnet, dass die Bewertung eines Verteilerknoten Eingangs-Signales um den Faktor a verändert wird und dass alle Ausgangssignale dieses Verteilerknotens oder der ihm nachfolgenden Signalpfadabschnitte mit der ent gegengesetzten Anderung 1/ a bewertet werden derart, dass entlang aller möglichen Signalpfade zwischen Ein gang und Ausgang des Zustandsvariablenfilters jeweils die Anzahl der Änderungen gleich der Anzahl der entge gengesetzten Anderungen ist. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Bewertungsänderung durch Multi plikation mit dem Faktor a bzw. 1/a erfolgt. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich net, dass die Bewertungsänderung durch Verschiebung des Bewertungsfaktors um > Schritte erfolgt, wobei a = 2 ¯ > ist. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Bewertungsänderung eines mit w bewerteten Signales durch Addition eines Skalars +- a zum Bewertungsfaktor w erfolgt und dass die entgegengesetzte Anderung durch Addition des mit w + ss bewerteten und des mit + ss bewerteten Signales erfolgt. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 5 mit N = (Zustandsvariablenfilter erster Ordnung), dadurch ge kennzeichnet, dass die Bewertung mit dem ersten Vektor b durch Verschiebung um > Schritte nach links um a vergrössert wird, dass die Bewertung durch das Zustandsübergangselement a durch Subtraktion eines Skalars y verkleinert und durch Verschiebung um ebenfalls p Schritte nach links um a wiederum vergrössert wird, dass das Zustandssignal x(n) des Verzögerungsgliedes (V) oder das Ausgangssignal des ersten Summierers (S1) durch Verschiebung um p Schritte nach rechts mit bewertet wird (die vorangegangenen Vergrösserungen egali sierende Verkleinerung) und dass das Zustandssignal x(n) des Verzögerungsgliedes V mit r bewertet zusätzlich auf seinen Eingang zurückge führt wird (Fig. 1). 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 5 mit N = 2 (Zustandsvariablenfilter zweiter Ordnung), dadurch ge kennzeichnet, dass die Bewertungen mit den beiden Kom ponenten bl und b2 des ersten Vektors b durch Verschie bung um u Schritte bzw. v Schritte nach links um a = bzw. um a = 29 vergrössert werden, dass die Bewertungen mit den beiden Diagonalelementen a12 und a21 der Zustandsübergangsmatrix A durch dieselbe Operation ebenfalls um a = 2 bzw. Åa = 29 vergrössert werden, dass die Bewertungen mit den Eigenelementen all, a22 der Zustandsübergangsmatrix A durch Subtraktion eines Skalars Y bzw. b verkleinert werden und anschliessend durch Verschiebung um ebenfalls p bzw. 9 Schritte nach links um a = 22 bzw. um a = 2 v vergrössert werden, dass das Zustandssignal xl(n) des Verzögerungsgliedes (V1) oder das Ausgangssignal des ersten Summierers (S1) durch Verschiebung um u Schritte nach rechts mit 1/ a = 2- bewertet und das Ausgangssignal des zweiten Verzögerungsgliedes (V2) oder das Ausgangssignal des anderen ersten Summierers (S2) ebenfalls durch Verschie bung nach rechts um 9 Schritte mit 1/ a = 2-Y bewertet wird (die vorangegangenen Vergrösserungen egalisierende Verkleinerung) und dass die Zustandssignale xl(n) und x2(n) der Verzögerungs glieder (V1, V2) mit y bzw. a bewertet zusätzlich jeweils auf ihren Eingang zurückgeführt werden (Fig. 2). 8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass durch die Bewer tungsänderungen sich die Bewertungen jeweils nur in dem durch die Wortlänge des zu realisierenden Zustands variablenfilters vorgegebenen Wertebereich bewegen.

Inventors: GOCKLER, HEINZ, DIPL.-ING., Göckler, Heinz, Dipl.-Ing.
Applicants: ANT NACHRICHTENTECHNIK GMBH
Application year: 1983
Main classification: H03H17
IPC codes: H03H17