METHOD FOR ELEVATION MEASUREMENT OF A LOW-ALTITUDE TARGET IN A MONOPULSE RADAR RECEIVER, AND MONOPULSE RADAR RECEIVER USING SUCH A METHOD

Abstract: 1. A method for measuring the elevation of a low altitude target in a monopulse radar receiver associated to an antenna presenting sum S(x) and difference diagrams D(x), x being the adjusted elevation with respect to the axis of the antenna, this method comprising successively : - a first step of elaborating first elevation sum and difference signals on the basis of the signals received from the radar antenna, the axis of which is aligned along a first direction ; - a second step of calculating the complex ratio m1 between the first elevation difference signal and the first sum signal ; characterized in that the method further comprises : - a third step during which the axis of the radar antenna is dislocated to a second direction including with the first direction an angle theta while conserving its ground angle ; - a fourth step of elaborating second elevation sum and difference signals on the basis of the signals received from the radar antenna which is aligned along the second direction ; - a fifth step of calculating the complex ratio m2 between the second elevation difference signal and the second sum signal ; - and a sixth step of calculating the elevation angle alpha of the target and the elevation angle alpha' of its image expressed in relation to the 3 dB beam width of the radar antenna with respect to the first direction of the radar antenna axis by solving the following complex equation : A(alpha, alpha')m1 m2 + B(alpha, alpha')m1 + C(alpha, alpha')m2 + E(alpha, alpha') = 0 in which A, B, C, E are known real and symmetrical functions in alpha and alpha' of the radar antenna radiation on the sum channel S(x) and the difference channel D(x) in the elevation direction x with respect to the antenna axis, such that (alpha - alpha') . A(alpha, alpha') = S(alpha)S(alpha' + theta) - S(alpha + theta)S(alpha') (alpha - alpha') . B(alpha, alpha') = D(alpha + theta)S(alpha') - S(alpha)D(alpha' + theta) (alpha - alpha') . C(alpha, alpha') = S(alpha + theta)D(alpha') - D(alpha)S(alpha' + theta) (alpha - alpha') . E(alpha, alpha') = D(alpha)D(alpha' + theta) - D(alpha + theta)D(alpha').

Description: PROCEDE DE MESURE DU SITE D'UNE CIBLE A BASSE ALTITUDE DANS UN RECEPTEUR RADAR MONOPULSE ET RECEPTEUR RADAR MONOPULSE METTANT EN OEUVRE UN TEL PROCEDE La présente invention concerne un procédé de mesure du site d'une cible à base altitude dans un radar monopulse et un recepteur radar monopulse mettant en oeuvre un tei procédé. La mesure du site d'une cible a basse altitude est rendue difficile par les perturbations engendrées par la réflexion des échos de cible sur Je sol ou la surface de la mer. Les échos reçus par l'antenne radar semblent alors venir de deux sources distinctes, la cible et son "image" par rapport à la surface du sol ou de la mer. Or ces deux sources sont pratiquement cohérentes, leur phase relative variant Jentement. De plus les trajets parcourus par l'écho de cible et l'écho issu de J'image de la cible sont a peu pres égaux. Plusieurs solutions ont été envisagées pour tenter de s'affran chir de l'effet d'image, la plupart de ces solutions étant analysées dans l'article de D. K. BARTON "Low-Angle Radar Tracking" paru dans "Proceedings of the IEEE", vol. 62, N" 6, 3une 1974, pages 687 704. Ces solutions ont une efficacité plus ou moins contestable et en tout cas une difficulté certaine de mise en oeuvre. En plus des solutions faisant appel à la résolution en distance et en vitesse ou a la diversité de fréquence, on peut mentionner les possibilités sui vantes: - augmentation du pouvoir séparateur par étrécissement du faisceau radar. Mais cette solution est limitée par l'augmentation correspondante du diamètre de l'antenne a une fréquence donnée ou de la frequence à diamètre d'antenne donne. - attenuation du signal parasite image par depointage du faisceau vers le ciel d'environ (),8 largeur à 3 dB. - utilisation de diagrammes speciaux : la principale difficulte des procédés correspondants residant dans la réalisation des dia grammes. De plus, dans la technique dite de la "voie ecart", décrite dans le brevet français de Serge DRABOWITCH FR-A-I 366 82Y, il est indispensable de disposer de récepteurs aussi identiques que possible sur chacune des voies "somme", "différence" et "encart". - methode de "l'angle complexe" où l'on compare la mesure du rapport complexe "différence site/somme" à un ensemble de valeurs prédéterminées dans le plan complexe. Outre des problemes d'ambiguité délicats, cette méthode présente J'inconvénient de nécessiter des courbes de calibration dépendant fortement de l'environnement. - procédés d'estimation des cibles multiples fondés sur le principe de la vraisemblance maximale. Ce type de procédé essentiellement théorique, ne semble pas avoir donné lieu à des réalisa- tions pratiques intéressantes. Une autre technique a été décrite dans l'article de MM. D. GIULI et R. TIBERIO "A Modified Monopulse Technique for Radar Tracking with Low-Angle Multipath" paru dans IEEE trans. on AES, vol. 11, N" 5, Sept. 75, pages 741448. Ce procédé exploite les informations obtenues simultanément par deux antennes à des hauteurs differentes, en supposant égaux les coefficients-de - ré-- flexion des deux antennes. Cette technique présente donc l'incon- vénient d'un système d'antenne complexe. Le procédé, selon l'invention, pour la mesure du site d'une cible évoluant a basse altitude ne présente pas Jes inconvénients précités puisqu'il n'utilise qu'une antenne monopulse et n'exige aucune courbe de calibration liée à J'environnement. La présente invention a pour objet un procédé de mesure qui utilise les diagrammes somme et différence site d'un radar crecar- tométrie monopulse classique. Le procédé selon l'invention pour la mesure du site d'une cible à basse altitude par un récepteur radar monopulse associe a une antenne qui présente des diagrammes de rayonnement somme S (x) et différence site D (x) dans une direction de site x par rapport a l'axe de l'antenne est caractérisé en ce qu'il comprend successivement: : - une première étape d'elaboration par le récepteur radar d'un signal somme et d'un signai différence site a partir des signaux reçus par l'antenne radar pointée dans une première direction; - une deuxième étape de calcul du rapport complexe m1 du signal différence site au signal somme; - une troisième étape dans laquelle l'axe de l'antenne radar est dépointée dans une deuxieme direction faisant un angle O avec la première direction; - une quatrième étape d'élaboration d'un signal somme et d'un signal différence site a partir des signaux reçus par l'antenne radar pointée dans la deuxième direction; - une cinquième étape de calcul du rapport complexe m2 du signal difference site au signal somme; et - une sixième étape de calcul des sites OC de la cible et O(' de son image exprimés en fonction de la largeur du faisceau d'antenne radar à 3 dB, par rapport à la première direction de pointage de l'antenne radar, et solutions de l'équation complexe: EMI3.1 où A, B, C,¯E sont des fonctions connues, réelles, symétriques en etlN' du rayonnement de l'antenne radar sur la voie somme S(x) et Ja voie différence site D(x) dans la direction de site x par rapport a l'axe de l'antenne, telles que EMI3.2 La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée faite ci-après avec référence aux figures ciannexées qui représentent: : - la figure 1, un schéma synoptique du récepteur radar monopulse selon l'invention; - la figure 2, un schéma montrant la definition des angles de site ; et - la figure 3, un mode de réalisation detaillé d'une partie du récepteur radar monopulse de la figure 1. Dans la suite de la description on suppose que les diagrammes voies somme et différence site de l'antenne monopulse utilisée sont parfaitement connus et que le récepteur fournit de façon parfaite les composantes en phase et en quadrature du rapport du signal différence site/signal somme. Ces deux hypothèses sont valables pour deux pointages successifs en site de l'antenne monopulse. Le problème à résoudre est le suivant : On désire, à partir de deux pointages successifs en site de J1 antenne monopulse dépointés en site d'un angle Q et fournissant deux mesures successives m1 et m2 du rapport complexe du signal différence site/signal somme, calculer le site d de la cible et le siteo!' de son image, de meme gisement par rapport a une référence telle que l'axe de )'antenne en supposant les diagrammes d'antenne parfaitement connus. Dans un premier temps, J'étude est faite en l'absence de bruit afin d'aboutir à une formulation générale et est ensuite complétée par J'étude de JlinfJuence du bruit thermique et de la réflexion diffuse, ainsi que de l'effet des variations, de phase essentieilement, du coefficient de réflexion spéculaire et des défauts de l'antenne et du récepteur sur la solution obtenue avec les simplifications mentionnées ci-dessus. Dans l'étude ci-après, on désigne par EMI4.1 Je site de la cible et de son image respectivement exprimés en largeur à 3dB par rapport à Iraxe de l'antenne au premier pointage, le gisement commun étant supposé connu; -- Z et Z' les amplitudes complexes des signaux échos, renvoyés par la cible et son image respectivement, que recevrait une antenne de référence, par exemple isotrope, et z leur rapport Z - S(x) le champ rayonné par l'antenne, pour la voie somme, dans la direction définie par un site x par rapport à l'axe d'antenne; - D(x) le champ rayonné par l'antenne, pour la voie différence site, dans la direction définie par un site x par rapport à l'axe d'antenne; ; - 9 la différence des sites des deux directions de pointage successives A1, A2 de l'antenne ( t3 positif ou négatif) - Y1 et y2, respectivement y3 et y4, les signaux reçus sur la voie somme et la voie différence site pour la premiere, respectivement deuxième, direction de pointage de l'antenne monopulse; - m1 et m2 les rapportes EMI5.1 respectivement du signal reçu sur la voie différence site au signal reçu sur la voie somme pour les deux directions de pointage A1 et A2. On.suppose dans la suite de la description que le rapport z est invariant d'une mesure à J'autre. Dans l'hypothèse où le champs re-rayonné par la cible est le même dans la direction du radar et dans la direction de son image, ce rapport représente le coefficient de réflexion speculaire complexe de la mer. Les variations de ce coefficient de reflexion résultent essentiellement de celles de la différence de marche entre les rayons direct et réfléchi. La vitesse de variation de cette différence de marche est liée à la trajectoire et à la vitesse de la cible ainsi qu'à la hauteur de l'antenne du radar au dessus de la mer. L'étude de ces variations ne fait pas l'objet de l'invention et n'est pas décrite ici. Les signaux reçus yi (i = 1...4) s'écrivent, en fonction des diagrammes de l'antenne, fonctions des sites EMI5.2 de la cible et de son image par rapport à la première direction de pointage de l'axe de l'antenne: EMI5.3 <tb> Y1 <SEP> = <SEP> ZS(Ot) <SEP> + <SEP> Z'S') <SEP> ') <SEP> = <SEP> Z5S(X) <SEP> + <SEP> z <SEP> s(93 <SEP> (I) <tb> y2 <SEP> = <SEP> ZD( < X) <SEP> + <SEP> Z'D(C < ') <SEP> = <SEP> ZLD() <SEP> + <SEP> z <SEP> D(') <SEP> (2) <tb> (3) <tb> y4 <SEP> = <SEP> ZD((X+ <SEP> O) <SEP> + <SEP> Z'D(Ol' <SEP> + <SEP> O) <SEP> = <SEP> ZD(+ <SEP> 0) <SEP> + <SEP> z <SEP> D(Ot' <SEP> + <SEP> O)1 <SEP> (4)y <tb> <SEP> Par <SEP> conséquent <SEP> les <SEP> mesures <SEP> m1 <SEP> et <SEP> m2 <SEP> des <SEP> rapports <SEP> y <SEP> et <tb> y4 <SEP> y1 <tb> respectivement <SEP> s'écrivent <tb> !)M) <SEP> 3(0()+ <SEP> ZD(O(') <SEP> (5) <SEP> m2 <SEP> - <SEP> D(+ <SEP> c)+ <SEP> .o(rrl+ <SEP> Q) <SEP> (6) <tb> m1 <SEP> = <SEP> S(C > <SEP> + <SEP> zS(') <SEP> (5) <SEP> m2 <SEP> S( <SEP> n <SEP> ) <SEP> + <SEP> zS(' <SEP> + <SEP> ( > ) <tb> L'élimination de 4 entre ces deux équations (5) et (6) fournit la relation (7) suivante entre ml, m2 EMI5.4 EMI5.5 EMI6.1 <tb> m2 <SEP> + <SEP> t <SEP> ) <SEP> = <SEP> o <SEP> (7) <tb> oùa <SEP> (tex, <SEP> a <SEP> t) <SEP> (o < , <SEP> '), <SEP> ( <SEP> (0 < , <SEP> ') <SEP> sont <SEP> des <SEP> fonctions <tb> connues <SEP> des <SEP> sites <SEP> 01, <SEP> , <SEP> telles <SEP> que: <tb> <SEP> a <SEP> (N, <SEP> ') <SEP> = <SEP> S(Ot)- <SEP> S( ' <SEP> + <SEP> o) <SEP> - <SEP> S( + <SEP> o). <SEP> SN <SEP> ) <SEP> (11) <tb> <SEP> cn <SEP> (oc,M') <SEP> = <SEP> Dt <SEP> CX+ <SEP> Q). <SEP> Sa') <SEP> - <SEP> StE). <SEP> DWw' <SEP> + <SEP> Q) <SEP> (12) <tb> <SEP> (o( > <SEP> 0k') <SEP> = <SEP> S(CX+ <SEP> (1). <SEP> D(%')- <SEP> D <SEP> (O(). <SEP> (0 < ). <SEP> S(Ot' <SEP> + <SEP> 0) <SEP> (13) <tb> <SEP> t <SEP> ') <SEP> = <SEP> D(b < > . <SEP> D('+ <SEP> - <SEP> D(b(+ <SEP> 0). <SEP> D(M <SEP> ') <SEP> (14) <tb> si l'on suppose connus les diagrammes somme et différence site de l'antenne monopulse. On peut constater que EMI6.2 Par conséquent on peut mettre EMI6.3 I en facteur dans EMI6.4 EMI6.5 II en est de même pour EMI6.6 Si bien qu'en éliminant Je facteur commun EMI6.7 réquation à résoudre s'écrit: EMI6.8 où les quatre fonctions A, B, C, E sont des fonctions réelles connues, symétriques en EMI6.9 et peuvent s'exprimer au moyen de la somme EMI6.10 et du produit EMI6.11 Le couple EMI6.12 solution de la relation homographique complexe (10) ci-dessus, est solution du système des deux équations correspondant respectivement à l'annulation de la partie réelle Re(g) et de partie imaginaire Im(g) de cette relation (10). EMI6.13 en l'absence de perturbations (bruit thermique, reflexion diffuse, défauts d'antenne et de récepteur). L'une des hypothèses posées à la base de l'étude théorique cidessus concerne la connaissance des diagrammes d'antenne qui en réalité ne peut être qu'imparfaite. Les diagrammes somme et différence site peuvent être approximes de façon grossière par des polynômes. On peut montrer que dans ce cas l'expression du diagramme somme S(x) doit comporter en plus du terme constant un terme quadratique afin que la relation homographique (10) puisse fournir une indication sur EMI7.1 De même une approximation linéaire du diagramme différence site n'est valable que dans un domaine angulaire réduit. On est donc amené à introduire un terme cubique dans Je diagramme différence site D (x) et à envisager les approximations suivantes où K, p1 et p2 sont des paramètres réels: S (x) = l-K.x2 3 D (x) = p1 x + p2 x pour les diagrammes somme et différence site correspondant à un site x. Le calcul des deux équations (8) et (9) mentionnées ci-dessus: Re(g) = O (8) Im(g)= 0 (9) conduit à l'annulation d'un polynôme du second degré en p et s (p étant le produit et s la somme des deux inconnues EMI7.2 dont les coefficients sont des fonctions compliquées des paramètres K, P10 P2, Q et des mesures complexes m1 et m2. Les inconnues auxiliaires p et s peuvent s'interpréter comme les coordonnées dans Je plan complexe C x ° d'un point réel sur une conique. Ce point est défini dans le plan réel fur xlR comme faisant partie de l'intersection de deux coniques. II y a donc a priori quatre couples de solutions possibles. Compte tenu de la complexité des expressions en jeu, ii est nécessaire d'utiliser un ordinateur pour effectuer tous les calculs. Dans ce cas, on peut envisager sans inconvénient toute modélisation des diagrammes d'antenne, utilisant ou non un polynôme et suffisamment proche des diagrammes réeJs. L'approximation des diagrammes d'antenne par un polynôme ne peut s'appliquer que dans le cas d'une cible dont le site, par rapport à l'hor;zon, est notablement inférieur à la limite étroite de validité de l'approximation alinéaire du diagramme différence site. Le domaine d'application est donc lirnité au voisinage de l'horizon, c'est-à-dire à une région où J'estimation du site est très perturbée. Si par conséquent on veut disposer pour le dépointage Q d'une plage de variation suffisante pour réduire l'effet du bruit thermique il faut étendre la zone de validité des modèles de diagrammes d'antenne et abandonner l'approximation par un polynôme. On peut, selon un exemple non limitatif, représenter le diagramme différence site D(x), sur un domaine angulaire relativement large, par une fonction de Rayleigh: EMI8.1 Par souci d'homogeneité le diagramme somme S(x) peut être représenté par la fonction gaussienne 2 S(x) = e - 1,4 x où x est mesuré en largeur à 3 dB par rapport à J'axe d'antenne. Les paramètres k et (3 qui définissent Je modèle difference site sont liés de façon simple au rayonnement maximum absolu M du diagramme différence correspondant à un site & EMI8.2 Reconsidérons la relation homographique (10) en l'absence de perturbations (bruit thermique, réflexion diffuse, défauts d'antenne et de récepteur) EMI8.3 où A, B, C, D sont des fonctions réelles, connues, symétriques en CK et%'. Comme on l'a déjà mentionné, en annulant la partie réelle Re(g) et la partie imaginaire Im(g) de la relation homographique g(10), on obtient un système de deux équations transcendantes pour EMI9.1 L'ensemble des solutions de ce système peut s'interpréter dans le plan EMI9.2 comme l'ensemble des points d'intersection des deux courbes d'équation U = 0 et V = 0. Cet ensemble n'est pas vide car le coupe EMI9.3 induisant m1 et m2 pour z donné est solution par construction. Lorsque z varie Jes courbes se déforment mais passent toutes par le point fixe EMI9.4 Le calcul du site 01 , et éventuellement des', peut être réalisé par un calculateur spécialisé ou par un calculateur existant préalablement. L'antenne monopulse utilisée peut être à balayage mécanique (telle qu'antenne du type à réflecteur, Cassegrain ou lentille), a balayage électronique ou bien à balayage mixte. Le faisceau monopulse site de cette antenne peut prendre deux positions prédéterminées dépointées l'une de l'autre de 0. Dans le cas d'une antenne à balayage électronique, la commande des deux pointages successifs est du ressort du calculateur-pointeur usuel. Dans Je cas du balayage mécanique, les deux positions du faisceau peuvent être obtenues commodément par commutation électronique entre deux sources primaires monopulse étagées en site dans le plan de l'antenne et correspondant chacune à un pointage du faisceau. D'après l'étude théorique du principe de l'invention exposée cidessus, le procédé de mesure du site d'une cible à basse altitude dans un récepteur radar monopulse équipé d'un calculateur de site se compose des phases successives suivantes: - élaboration de premiers signaux hyperfréquence somme et différence site à partir des signaux reçus par l'antenne monopulse dont J'axe est pointé dans une premiere direction prédéterminee; - changements de fréquence et amplification conventionnels des signaux somme et différence site - calcul de la partie réelle Re(m ) et de la partie imaginaire lm(m1) du rapport complexe m1 du signal difference site au signal somme pour la première position de pointage d'antenne, données fournies ensuite au calculateur de site; ; - dé pointage de l'axe de l'antenne monopulse d'un angle Odepuis la première position; - élaboration des deuxièmes signaux hyperfréquence somme et différence site à partir des signaux reçus par l'antenne monopulse dont l'axe est pointé dans la deuxième direction prédéterminée; - changement de fréquence et amplification conventionnels des signaux somme et différence site; - calcul de la partie réelle Re (m2) et de la partie imaginaire lm (m) du rapport complexe m2 du signai différence site au signal somme pour la deuxième position de pointage d'antenne données fournies ensuite au calculateur de site; ; - calcul par le calculateur de site du couple EMI10.1 de sites cible et image par résolution du système des deux équations (8) et (9)à cieux inconnues. Le calculateur de site reçoit en effet non seulement les mesures complexes m1 et m2 constituées par leur partie réelle et leur partie imaginaire mais également les modèles S (x) et D (x) choisis pour les diagramme d'antenne monopulse en voie somme et en voie différence site. La figure I représente le schéma synoptique d'un récepteur radar monopulse pour la mesure de site d'une cible à basse altitude conformément à l'invention. L'axe de l'antenne monopulse 1 à balayage électronique ou mécanique prend successivement une première puis une deuxième direction Al puis A2 dépointées de q la commutation entre ces deux pointages étant commandée par un circuit de commutation 3. Les signaux hyperfréquence reçus par l'antenne 1 pointée dans la premié:t direction A sont traités dans le circuit de récepteur 2 qui délivre un signal y1 sur la voie somme L et un signal y2 sur la voie différence sites. Ces deux signaux alimentent un circuit 4 de calcul délivant en sortie les données numériques R1 et 11 correspondant respectivement à la partie réelle et à la partie imaginaire du rapport complexe ml du signal y2 sur la voie différence site A au signal y1 sur la voie somme # L Un mode de réalisation détaillé du circuit de calcul 4 est représenté a titre d'exemple non limitatif sur la figure 3. Les données numériques R1 et 11, élaborées par le premier circuit de calcul 4 sont introduites dans un deuxième circuit de calcul 5 qui peut être spécialisé ou utiliser un calculateur déjà existant ( calculateur de site par exemple). Le commutateur 3 pointe alors l'axe d'antenne dans la deuxième direction de pointage A2. Le même processus se répete et aboutit à l'élaboration de deux données numérique R2 et 12 correspondant également à la partie réelle et à la partie imaginaire respectivement du rapport complexe m2 du signal y4 sur la voie différence site b au signal y3 sur la voie somme 2 générés par le circuit de réception 2 pour la deuxième direction de pointage A2 de l'antenne monopulse 1. Ces deux nouvelles données R2, 12 sont également introduites dans le deuxième circuit de calcul 5 qui reçoit egalement les diagrammes somme S (x) et différence site D (x) de l'antenne monopulse 1"'angle x de site étant repéré par rapport à l'axe de l'antenne. Le deuxième circuit de calcul 5 effectue le calcul exposé dans l'étude théorique ci-dessus, à savoir la résolution de l'équation complexe (10): EMI11.1 avec: - m1 et m7, les deux mesures complexes du rapport des signaux reçus sur les voies EMI11.2 ayant donc comme partie réelle R1 et R2 et cornme partie imaginaire 11 et 12 respectivement. - A, B, C, E des fonctions connues, réelles et symétriques enOd et XX', sites de la cible et de son image par rapport a la même référence, choisie dans le mode de réalisation des figures 1 et 2 comme l'axe de l'antenne pointée dans la première direction Al, telles que: EMI12.1 La figure 2 précise la définition des angles de site et de pointage de l'antenne par rapport à la référence absolue choisie Ax. Cette référence absolue peut être l'horizon par exemple. On appelle W0 le site de J'axe de J'antenne 1 pointée dans la première o direction Al. Cette direction AI connue sert de référence relative pour les sites b( de la cible C et > ' de son image CI calculés par le deuxième circuit de calcul 5 de la figure 1, ainsi que pour l'angle Q dont est dépointé l'axe d'antenne lorsqu'il est commuté dans la direction A2. La cible a donc un site CK par rapport à la référence relative Al et EMI12.2 par rapport à la référence absolue Ax, en )'occurrence l'horizon. L'image de la cible a un site ' par rapport à la référence relative Al et EMI12.3 Lors de la résolution de l'équation complexe (10) Jtambigulté entre EMI12.4 est levée si on convient de mesurer positivement dans le sens des sites croissants est alors algébriquement la plus grande des deux racines de l'équation. La figure 3 représente un mode de réalisation détaillé non limitatif du premier circuit de calcul 4 de la figure 1, correspondant à un circuit de réception à traitement linéaire. Le circuit de réception 2 de la figure 1, non représenté sur la figure 3, comprend alors un premier sous-ensemble et un deuxième sous-ensemble de circuits conventionnels effectuant les changements de fréquence et l'amplification qui permettent de transposer les signaux hyperfréquence sur la voie somme EMI12.5 et sur la voie différence site EMI12.6 respectivement en signaux à fréquence intermédiaire. Les deux signaux voie somme EMI12.7 et voie difference site EMI12.8 a fréquence intermédiaire ainsi obtenus sont ensuite appliqués à l'entrée du démodulateur d'amplitude 43 qui génere un premier signal analogique correspondant à la partie réelle du rapport des deux signaux. Le signal somme et le signal différence site, dephasé n de 2 par le circuit 40, alimentent le démodulateur d'amplitude 44 qui génère un deuxième signal analogique correspondant a la partie imaginaire du rapport des deux signaux somme et différence site. Un convertisseur analogique/numérique 45, respectivement 46, transforme les premier et deuxième signaux analogiques respectivement en données numériques R1 ou R2, respectivement Il ou 12, selon le pointage Al ou A2 de l'axe d'antenne. Selon un autre mode de réalisation (non représenté) on peut également utiliser un circuit de calcul 4 correspondant à un circuit de réception 2 dit à traitement de phase qui présente toutefois l'inconvénient d'introduire un bruit supplémentaire et de détériorer les performances du procédé décrit. On a ainsi décrit un procédé de mesure du site d'une cible à basse altitude dans un récepteur radar monopulse et un récepteur radar monopulse mettant en oeuvre un tel procédé.

Claims: REVENDICATIONS 1. Procédé de mesure du site d'une cible à basse altitude par un récepteur radar monopulse associé à une antenne qui présente des diagrammes somme S(x) et différence site D(x), x étant le site repéré par rapport à l'axe de l'antenne, caractérisé en ce qu'il comprend successivement: : - une première étape d'élaboration de premiers signaux somme et différence site a partir des signaux reçus par l'antenne radar pointée dans une première direction; - une deuxième étape de calcul du rapport complexe m1 du premier signal différence site au premier signal somme; - une troisième étape dans Jaquelle l'axe de l'antenne radar est dépointée dans une deuxième direction faisant un angle e avec la première direction; - une quatrième étape délaboration de deuxièmes signaux somme et différence site à partir des signaux reçus par l'antenne radar pointée dans la deuxième direction; - une cinquième étape de calcul du rapport complexe m2 du deuxième signal différence site au deuxième signal voie somme; et - une sixième étape de calcul des sites b de la cible et tX' de son image exprimés en fonction de la largeur du faisceau d'antenne radar à 3dB par rapport à la première direction de pointage de l'axe de l'antenne radar, et solutions de l'équation complexe: EMI14.1 ou A, B, C, E sont des fonctions connues, réelles, symétriques en et O & du rayonnement de l'antenne radar sur la voie somme S (x) et la voie différence site D (x) dans la direction de site x par rapport a l'axe de Pantenne, telles que: EMI14.2 2. Récepteur radar monopulse pour la mesure du site d'une cible à basse altitude, associé à une antenne qui rayonne dans une direction de site x par rapport à l'axe d'antenne, un champ S(x) pour la voie somme et D(x) pour la voie différence comprenant un circuit de réception (2) qui génère à partir des signaux hyperfréquence reçus par l'antenne des signaux somme et différence site, carac térisé en ce qu'il comprend: : - un moyen (3) de dépointage de l'antenne radar (1) pour pointer successivement l'axe de ladite antenne (1) dans une premiere direction (Al) puis dans une deuxième direction (A2) dépointée de la première (Al) d'un angle 4 - un premier moyen (4) de calcul de la partie réelle et de la partie imaginaire du rapport complexe m1 puis m2 du signal différence site au signal somme pour la première (Al) puis pour la deuxième (A2) direction de pointage de J'axe de l'antenne radar (1) et - un deuxième moyen (5) de calcul du site (0() de la cible et (bic') de son image à partir des premier et deuxième rapports complexes m1 et m2 correspondant aux première et deuxième directions de pointage (Al et A2 respectivement) de J'axe de J'an- tenne, et des diagrammes de rayonnement somme S(x) et différence site D(x) de l'antenne radar. 3. Récepteur radar monopulse selon la revendication 2, caractérisé en ce que le deuxième moyen de calcul (5) résoud l'équation A ml.m2 + Bm1 + Cm2 + E = O A, B, C, E étant des fonctions réelles, connues, symétriques, des diagrammes de rayonnement de l'antenne monopulse, et délivre un couple EMI15.1 d'angles de site, solutions de J'équation. 4. Récepteur radar monopulse selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que le circuit de réception (2) étant à traitement linéaire t délivrant des signaux somme et difference site transposés à fréquence intermédiaire et amplifiés, le premier moyen de calcul comprend: : - un premier démodulateur d'amplitude (43) recevant sur ses premiere et deuxième entrées les signaux somme et différence site à fréquence intermédiaire en sortie du circuit de réception (2); - un deuxième modulateur d'amplitude (44) recevant sur une première entrée Je signal somme à fréquence intermédiaire délivré par le circuit de réception (2) et sur une deuxième entrée le signal différence site à fréquence intermédiaire délivré par le circuit de réception (2) et déphasé de/2 par un circuit (40); et - un premier et un deuxième convertisseurs anaJogique-numérique (45, 46) codant le signal de sortie des premier et deuxième démodulateurs d'amplitude (43, 44) respectivement. 5. Réception radar monopulse selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que, l'antenne radar (1) étant une antenne monopulse à balayage mecanique comprenant une première source primaire, une deuxième source primaire est disposée étagée en site avec la première source primaire dans le plan de ladite antenne (1), Je moyen de dépointage (3) étant constitué par un circuit de commutation de la première source primaire à la deuxième. 6. Récepteur radar monopulse selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que l'antenne radar (1) etant une antenne monopulse à balayage électronique associée à un calculateur-pointeur, Je moyen de dépointage (3) et Je deuxième moyen de calcul (5) sont constitués par le calculateur-pointeur de l'antenne radar.

Inventors: AUBRY, CLAUDE, CASSEAU, DANIEL, ROGER, JOSEPH, VERGNORY-MION, ROBERT
Applicants: THOMSON-CSF
Application year: 1983
Main classification: G01S13
IPC codes: G01S13