METHOD TO OBTAIN A SPEED-PROPORTIONAL QUANTITY BY A D.C. MOTOR

Abstract: 1. Method of obtaining a rotary speed-proportional value for regulating the rotary speed of a direct current commutator motor comprising an uneven number of commutator segments which are so disposed in relation to the brushes that a plurality of commutator segment switching operations do not take place simultaneously, characterized in that from the frequency spectrum of a signal proportional to the motor current are derived in the form of needle pulses those high frequency portions which result from the commutator segment switching operations, which are then prepared as an actual value magnitude for rotary speed adjustment.

Description: Verfahren zur Gewinnung einer drehzahlproportionalen Grösse bei einem Gleichstrommotor Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Gewinnung einer drehzahlproportionalen Grösse für die Drehzahlregelung eines Gleichstromkommutatormotors sowie einen drehzahlgeregelten Gleichstromantrieb. Bei einem elektromechanischen Antriebssystem mit einem Gleichstrommotor als Energiewandler besteht häufig die Forderung, die Drehzahl des Gleichstrommotors mittels einer elektrisch vorgegebenen Sollwertgrösse über ein Regelsystem genau festzulegen. Sowohl aus der Motorspannung als auch aus dem Motorstrom als elektrische Grössen lassen sich unmittelbar keine Informationen über die exakte Drehzahl des Motors ableiten. Daher verwendet man häufig Sensoren, die auf der Motorwelle montiert sind und eine drehzahlproportionale elektrische Grösse als Istwert-Signal abgeben. Die bisher am häufigsten verwendeten Sensoren lassen sich im wesentlichen in zwei Gruppen einteilen: 1. Optische Sensoren, die nach dem Lichtschwankungsprinzip arbeiten, wie Fotowiderstände, Fototransistoren und Fotoelemente im Zusammenwirken beispielsweise mit einer Lichtquelle und einer rotierenden Schlitzscheibe. 2. Magnetische Sensoren, in Form von Wechselstromoeneratoren, Gleichstromgeneratoren und Halleffekt-Sonden. Die Art des verwendeten Sensors orientiert sich zumeist an der, Aufgabenstellung des Antriebssystems. Alle Sensortypen für die Drehzahlerfassung weisen jedoch zwei wesentliche Nachteile auf, die ihre generelle Anwendung auch dort, wo sie wünschenswert wäre, ausschliessen: 1. Sie vergrössern das Bauvolumen des Motors, mit dem sie normalerweise eine konstruktive Einheit bilden. 2. Sie steigern die Systemkosten, insbesondere dann, wenn eine Miniaturisierung wegen einer vorgegebenen Bau grösse erforderlich ist. Ein typisches und besonders problematisches Beispiel ist das Kassettenlaufwerk eines Autoradios mit Xassettenrecorder. Ein solches Xassettenlaufwerk weist einen Motor für den Antrieb des Bandtellers und der Kapstanwelle auf. Um eine lastunabhängige konstante Bandgeschwindigkeit sicherzustellen, muss dieser Motor drehzahlgesteuert sein. Wegen der genormten Einbauabmessungen und damit Gehäuse grössen von Autoradios steht neben dem Raumbedarf für die Elektronik und Mechanik von Autoradio und Kassettenrecorder nur ein geringes Bauvolumen für das Kassettenlaufwerk zur Verfügung. Dies ist ein Hauptgrund, weswegen trotz der Forderung nach Langzeit-Gleichlaufeigenschaften der Motordrehzahl mit Gleichlaufabweichungen von höchstens 3 1 8 für Kassettenlaufwerke Regelsysteme mit Tachogenerator nur beschränkt im Einsatz sind. Hier verwendet man aus den genannten Gründen meistens indirekte Regelsysteme, bei denen der lastabhängige Motorstrom in eine Spannung umgewandelt wird und diese der von aussen zugeführten Motorspannung aufaddiert wird, wodurch sich der lastbedingte veränderliche Spannungsabfall am Motorinnenwiders tand weit gehen kompensieren lässt. Dabei sind allerdings stabile Be dingungen vorausgesetzt, die im praktischen Einsatz nicht vorhanden sind. Aufgrund von fertigungstechnischen, thermischen und alterungsbedingten Toleranzen und Veränderungen des Motorinnenwiderstandes erreicht man mit diesem Prinzip in der Praxis nur eine beschränkte Drehzahlgenauigkeit. Mit den derzeit am häufigsten verwendeten Motoren sind Langzeit-Gleichlaufeigenschaften mit Gleichlaufschwankungen von etwa + 3 % erreichbar. Diesen Werten stehen zukünftige Forderungen weit höherer Präzision gegenüber, wenn aktuelle HIFI-DIN-Normen erfüllt werden sollen. Eine weitere, bekannte Methode besteht darin, den Motor zugleich als Tachogenerator zu verwenden. Hierbei sind zwei grundsätzlich verschiedene Prinzipien bekannt: 1. Der Motorstrom wird kurzzeitig abgeschaltet und in dieser Abschaltphase wird die Motor-Gegen-EMK gemessen und als Istwertgrösse für das Regelsystem gespeichert. Dieses Prinzip ist jedoch nur bei eisenlosen Motoren mit geringer Welligkeit der Tachospannung im Generatorbe trieb möglich und bei den in Autoradio-Rassettenlauf werken verwendeten Eisenanker-Motoren nicht anwendbar. 2. Der Motor wird strommässig angesteuert. Dabei wird zu gleich die durch die Kommutierung verursachte Motor wechselspannung über eine geeignete Verst#rker-Begrenzer- Kombination hinsichtlich ihrer Frequenz ausgewertet, die synchron zur Motordrehzahl ist und somit als Istwert grösse verwendbar ist. Mit diesem Prinzip ist nur ein geringer Störabstand er reichbar, da das Motorkornmutierungssignal sehr abhängig ist vom Lastmoment, der Alterung des Motors und der Un-gebungstempe ratur. Deswegen ist dieses Prinzip bisher für die Anwendung in Kassettenlaufwerken in Autoradios nicht geeignet. Aufgabe der Erfindung ist es, die Probleme bei bekannten Dreh zahlregelungssystemen für Gleichstrommotoren zu überwinden. Die Lösung dieser Aufgabe besteht in einem Verfahren zur Gewinnung einer drehzahlproportionalen Grösse für die Drehzahlregelung eines Gleichstromkoinrnutatormotors, das dadurch gekennzeichnet ist, dass ein Gleichstromkommutatormotor verwendet wird, der eine ungerade Anzahl Kommutatorwicklungen und entsprechend eine ungerade Anzahl Kommutatorsegmente aufweist, die relativ zu den Bürsten so angeordnet sind, dass nicht mehrere Komrnutatorsegment- umschaltunsen gleichzeitig erfolgen, und dass dem Frequenzspektrum eines dem Motorstrom proportionalen Signals die oberen Frequenzanteile in Form von Nadelimpulsen entnommen und als Istwertgrösse für die Drehzahlregelung aufbereitet werden. Bei den Kommutatorsegmentumschaltungen kommt es zu Stromänderungen in den einzelnen Kommutatorwicklungen, die im Motorgesamtstrom von der Drehzahl abhängige Stromschwankungen bewirken, aus denen die Nadelimpulse gewonnen werden. Prinzipiell ist jeder Gleichstromkommutatormotor mit einer ungeraden Anzahl von Korninutatorwicklungen und Kommutatorsegmenten verwendbar. Mit zunehinender Anzahl der Kommutatorwicklungen und Kommu- tatorsesmente werden jedoch die charakteristischen Stromschwankungen bei den Kommutatorsegrnentulnschaltungen immer schwächer. Besonders bevorzugt wird daher die Verwendung eines dreipoligen Gleichstrorrkommutatorinotors. Bei einer derartigen bevorzugten Lösung mit einem dreipoligen Motor sind die Kommutator- bzw. Rotorwicklungen in einer Dreieckschaltung miteinander verbunden, und die Geschwindigkeit der Stromänderunoen im MotorstrorrJcreis wird zur Aufbereitung einer Istwerüirösse ausgewertet, indem die oberen Frequenz anteile des sich ergebenden Spektrums des Motorstroms selber oder einer dem Motorstrom proportionalen Grösse in Form von Nadelimpulsen als Istwertgrösse für die Drehzahl verwendet werden. Mit der Erfindung ist es möglich geworden, gegenüber herkömmlichen Motorregelsystemen mit Tachogenerator durch Wegfall des Tachogebers eine verringerte Baugrösse und geringere Herstellungskosten zu erreichen, und zwar unter Aufrechterhalten einer genauen Drehzahlregelung. Ausserdem ist es gelungen, indirekte, motorstromgesteuerte Systeme durch echte Sollwert-Istwert Regelungen hoher Genauigkeit zu ersetzen, ohne dass ein Tachogenerator erforderlich wäre. In bevorzugter Weise wird bei einer Weiterbildung der Erfindung mit Hilfe eines Strom-Spannungs-Wandlers ein dem Motor- strom proportionales Spannungssignal gewonnen und durch dessen Differenzierung werden die als Istwertgrösse für die DrehzaSkegelunq verwendeten Nadelimpulse gewonnen. Das differenzierte Signal kann dann in einem Komparator mit einem Schwellenwert verglichen werden, um Anteile niedrigerer Frequenzen des Spektrums der Motorstromänderungen auszuschalten. In bevorzugter Weise wird das so erhaltene Impuls signal in einer Frequenz-Spannungs-Wandlerstufe in ein Gleichspannungssignal umgewandelt, das der Frequenz der durch das Differenzieren und Vergleichen mit dem Schwellenwert erhaltenen Impulse entspricht. Dieses Gleichspannungssignal wird dann als Istwert einem Sollwert-Istwert-Vergleicher zugeführt. Als Frequenz-Spannungs-Wandler kann in besonders bevorzugter Weise eine Serienschaltung aus einer monostabilen Kippstufe und einer dieser nachgeschalteten Integrierstufe verwendet werden. Die durch das Differenzieren und Vergleichen mit dem Schwellenwert erhaltenen Impulse dienen als Triggerimpulse der monostabilen Kippstufe, die auf die Integrierstufe Impulse gibt, deren Flankensteilheit und Impulsdauer lediglich von der monostabilen Kippstufe abhängt, nicht jedoch von beispielsweise der momentanen Drehzahl. Um bei niedrigen Motordrehzahlen zu einem geeigneten Istwert Signal zu kommen, bedarf es einer relativ grossen Integrationszeitkonstante. Dadurch kommt es zu einer merkbaren Regelverzögerung. Das Verhalten der Regelung bei schnellen Drehmoment änderungen kann deswegen unbefriedigend sein. Aus diesem Grund wird bei einer besonders bevorzugten Ausführungsforin der Erfindung eine Grobregelung durch Kompensation des Motorinnenwider- standes mit einer Impedanz negativen Widerstandes vorgenommen und eine Feinregelung nach dem Prinzip der vorliegenden Erfindung durchgeführt. Dabei wird die Impedanz mit negativem Widerstand vorzugsweise zu etwa 90 % des Motorinnenwiderstandes gemacht. Für die Feinregelung bleibt daher ein relativ enger Regelbereich übrig, was eine Integrierstufe mit kurzer Regelzeit ermöglicht, da nur noch 10% des Regelvorgangs von der Integrierstufe bewältigt zu werden brauchen, und damit kommt man zu einer praktisch trägheitsfreien Regelung auf die Nenndrehzahl auch bei schnellen Lastmomentänderungen. Die Erfindung und Weiterbildungen der Erfindung werden nun anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen: Fig. 1 einen dreiphasigen Gleichstrorrtrrotor mit in Drei eckschaltung verbundenen Rotorwicklungen, wobei die Figurenteile A und B verschiedene Drehstel lungen des Rotors gegenüber den Bürsten zeigen; Fig. 2 Ersatzschaltbilder des in Fig. 1 gezeigten Motors in Drehstellung A bzw. B; Fig. 3 bei dem Motor nach Fig. 1 auftretende charakte ristische Stromkennlinien, die aus der Rotor wicklungsumschaltung resultieren; Fig. 4A eine Stromkennlinie des in Fig. 1 gezeigten Motors unter Berücksichtigung der Einflüsse der Motor-Gegen-EMK und des Lastmomentes; Fig. 4B die differenzierte Form der in Fig. 4A darge stellten Stromkennlinie; Fig. 5 eine erste Ausführungsform des neuen Regel systems; Fig. 6 eine zweite Ausführungsform des neuen Regel systems mit Grob- und Feinregelung; und Fig. 7 eine dritte Ausführungsform des neuen Regel systems, bei dem eine PLL-Schaltung (PLL = Phased Locked Loop) eingesetzt ist. Fig. 1 zeigt das Konstruktionsprinzip eines dreipoligen bzw. dreiphasigen Gleichstrommotors mit in Dreieckschaltung ver bundenen Rotorwicklungen L1, L2 und L3. An den Verbindungs punkten der Dreiecksschaltung sind jeweils zwei der drei Rotor spulen mit einem Koirjnutatorsegment K1, K2 bzw. K3 verbunden. Uber zwei Bürsten bzw. Schleifkontakte S sind jeweils zwei der drei Kommutatorsegmente mit der Motorspannung UM verbunden. Von der Gleichspannungsquelle UM zum Motor fliesst dann ein Cesamtstrom IM In der Rotorstellung A liegt die Rotorwicklung L1 an der Motor spannung UM, während die beiden anderen Rotorwicklungen L2 und L3 eine Serienschaltung bilden, die parallel zur Rotorwicklung L1 liegt. In der Rotorstellung B liegt nun die Rotorwicklung L2 an der Motorspannung UM, während die Rotorwicklungen L1 und L3 eine Serienschaltung bilden, die zu L2 parallel liegt. In Fig. 2 sind die Ersatzschaltbilder für die Rotorstellungen A und B dargestellt. Dabei ist angenommen, dass durch die Rotorwicklung L1 ein Teilstrom 1L1 fliesst, während durch L2 ein Teilstrom 1L2 und durch L3 ein Teilstrom IL3 fliesst. Wenn man von der üblichen Praxis ausgeht, dass die einzelnen Rotorwicklungen L1, L2 und L3 gleiche Impedanz aufweisen, ist der durch die jeweils in Reihe geschalteten Rotorwicklungen fliessende Teilstrom halb so gross wie der durch die jeweils dritte, an der Motorspannung liegende Rotorwicklung fliessende Teilstrom. In der Rotorstellung A fliesst daher durch die Rotorwicklung L1 ein Teilstrom IL7, der doppelt so gross ist wie der durch die beiden Rotorwicklungen L2 und L3 fliessende Teilstrom. In der Rotorstellung B dagegen ist der durch L2 fliessende Teilstrom doppelt so gross wie der durch L1 und L3 fliessende Teilstrom. Betrachtet man beispielsweise die Botorwicklung L1, ist der durch sie fliessende Teilstrom IL1 in der Rotorstellung A doppelt so gross wie in der Rotorstellung B. Der Verlauf der Teilströme ILa, IL2, IL3 und des Gesamtstroms IM in den Rotorstellungen A und B und in einer Umschaltphase t ist in Fig. 3 dargestellt. Während der Phase der Rotorstellung A fliesst durch L1 ein Strom der Grösse I und durch L2 und L3 ein gemeinsamer Strom der halben Grösse, also I/2, dadurch bedingt, dass der Spulenwiderstand der beiden in Serie liegenden Rotorwicklungen doppelt so gross ist wie der Spulenwiderstand der dazu parallel liegenden Rotorwicklung L1. Beim Über- gang auf die Ankerstellung B steigt der Strom in der nun direkt über UM liegenden Rotorwicklung L2 innerhalb der Zeit t von I/2 auf I an. Der Strom in L3 kehrt sich durch die Umschaltung von der Rotorstellung A in die Rotorstellung B zwangsläufig von + I/2 auf - I/2 um, wobei er kurzzeitig zu Null wird. Weil in der Rotorstellung B L1 mit L3 in Serie geschaltet ist, muss der Strom durch L1 kurzzeitig ebenfalls zu Null werden, bevor er sich nach dem Absinken von I auf den Wert I/2 einstellt. Für den Summenstrom IM ergibt sich somit während der Umschaltphase von Rotorstellung A nach Rotorstellung B ein kurzzeitiger Stromeinbruch von I/2. Vorraussetzung für das Entstehen eines solchen Stromeinbruchs ist eine ungeradzahlige Wicklungszahl, z.B. 5, 7, 9 usw. Dabei wird jedoch mit steigender Anzahl der Rotorwicklungen der Gesamtstromeinbruch proportional zum Sum#en- strom immer kleiner. In der Praxis werden die Wicklungs- bzw. Teilströme IL1 1L2 und 1L3 jedoch nicht allein von der Motorspannung UM und dem Motorinnenwiderstand RM bestimmt, sondern auch von der Motor Gegen-EMK und dem Lastmoment. Daher ergibt sich eine Kurvenform, wie sie in Fig. 4A gezeigt ist. Aufgrund der überlagerten Welligkeit des Motorstroms scheidet eine Selektion der Umschaltphasen durch Amplitudenauswertung wegen zu geringer Signalunterschiede gegenüber den Welligkeitsanteilen aus. Es werden daher die Anteile hoher Frequenz aus dem Spektrum des Gesamtstromverlaufs herausgegriffen, und zwar vorzugsweise durch Differenzieren des Motorgesamtstromes. Die Stroinänderungen während der Umschaltphasen weisen nämlich einen höheren Betrag der Zeitableitung auf als die Welligkeitsanteile im Motorstrom. Durch das Differenzieren werden alle Störanteile durch die Welligkeit des Motorstroms herausgefiltert, da ihre Xnderungsgeschwinuigkeit pro Zeiteinheit erheblich geringer ist als die des Stromeinbruchs nach Fig. 3. Eine Darstellung der differenzierten Form der Stromkennlinie in Fig. 4A zeigt Fig. 4B. Fig. 5 zeigt eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemässen Regelsystems, bei dem die gesamte Regelung mittels der durch Differenzieren herausgegriffenen Umschalteinbrüche des Motorstroms vorgenommen wird. Bei der Darstellung dieser Aus führungsform wurde auf ein Blockschaltbild zurückgegriffen. Der den dreiphasigen Motor 1 durchfliessende Motorgesamtstrom IN wird mit Hilfe eines Strom-Spannungs-Wandlers 2 in eine proportionale Spannung umgewandelt. Dem Strom-Spannungs-Wandler 2 ist eine Differenzierstufe 3 nachgeschaltet, die nur Signalanteile hoher Änderungsgeschwindigkeit passieren lässt. Diese werden mittels eines auf die Differenzierstufe 3 folgenden Komparators 4 in Signale definierter Amplitude und Flankensteilheit umgewandelt. Dem Komparator 4 folgt ein Frequenz Spannungsfl andler 5, dessen Ausgangssignal eine frequenzproportionale Gleichspannung abgibt, die als Drehzahl-Istwert in einem Vergleicher 6 mit einem Drehzahl-Sollwert 7 verglichen wird. Der am Ausgang des Vergleichers 6 auftretende Differenzanteil 8 steuert einen Regelfehlerverstärker 9, der den Motorstrom 12 liefert. Ein dreiphasiger Motor liefert pro Umdrehung am Ausgang der Differenzierstufe 3 sechs Impulse. Dies bedeutet bei einer Motordrehzahl von beispielsweise 2000 Um 1 eine Impulsfrequenz von 200 Hz. Wird als Freguenz-Spannungs-Wandler in der bevorzugten einfachsten Form eine monostabile Kippschaltung mit nachgeschaltetem Integrator verwendet, kann das Verhalten der Regelung bei schnellen Lastmomentsänderungen unbefriedigend sein, da bei niedrigen Tachofrequenzen die Integrationszeitkonstante zwangsläufig lang ist, wodurch sich eine merkbare Regelverzögerung ergibt. Abhilfe erreicht man mit der in Fig. 6 gezeigten weiteren Ausführungsform, bei der die erfindungsgemässe Regelmethode nur zur Feinregelung benutzt wird, die mit einer andersartigen Grobregelung kombiniert ist. Die Ausführungsform nach Fig. 6 unterscheidet sich von der nach Fig. 5 durch einen zwischen den Regelfehlerverstärker 9 und den Motor 1 geschalteten Addierer 11 und eine Verbindungsleitung 10 zwischen dem Ausgang des Strom-Spannungs-Wandler 2 und einem Eingang des Addierers 11. Die restlichen Elemente des Blockschaltbildes entsprechen denen der Ausführungsform nach Fig. 5 so dass deren Verschaltung und Funktionsweise hier nicht noch einmal beschrieben zu werden braucht. Bei der Ausführungsform nach Fig. 6 wird die dem Strom-Spannungs-Wandler 2 entnommene stromproportionale Gleichspannung 10 im Addierer 11 zu dem Ausgangssignal des Regelfehlerverstärkers 9 addiert. Hierdurch erhöht sich die Motorspannung 12 motorstromabhängig. Dadurch wird eine indirekte, mit dem Gleichspannungsanteil 10 steuerbare Grobregelung bzw. Vorregelung vorgenommen. Die Vorregelung wird vorzugsweise so dimensioniert, dass die am Ausgang des Addierers 11 entstehende negative Ausgangsimpedanz etwa 90 % des Motorinnenwiderstandes kompensiert. Mit der Feinregelung in der Regelschleife 2, 3, 4, 5, 6 und 9 brauchen dann nur noch 10% geregelt zu werden, was in einer kurzen Regelzeit bewältigt werden kann. ¯Man kommt somit zu einer nahezu trägheitslosen Regelung. Mit anderen Worten, mit der Ausführungsform nach Fig. 6 kann man den Nachteil der Regelverzögerung bei niedrigen Tachofrequenzen, wie er bei der Ausführungsform nach Fig. 5 auftreten kann, vermeiden. Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform, bei der das die Istwertfrequenz tragende Ausgangssignal 13 des Komparators 4 mit einer Sollwertfrequenz 14 mittels einer PLL-Schaltung 15 hinsichtlich Frequenz- und Phasenabweichung verglichen wird. Das der Regelabweichung proportionale Fehlersignal 16 wird in Form einer Gleichspannung 16 auf eine Verstärkerstufe 17 gegeben, die den Motor 1 steuert. Hinsichtlich der Komponenten 1 bis 4 und deren Verschaltung besteht Übereinstimmung mit der Ausführungsform nach Fig. 5. Hinsichtlich Einzelheiten der Verschaltungen der in den Fig. 5 bis 7 gezeigten Ausführungsformen wird ausdrücklich auf die Zeichnungen verwiesen.

Claims: Verfahren zur Gewinnung einer drehzahlproportionalen Grösse bei einem Gleichstrommotor Patentansprüche 1. Verfahren zur Gewinnung einer drehzahlproportionalen Grösse für die Drehzahlregelung eines Gleichstromkommütator- motors, dadurch g e k e n n z e i c h n e t dass ein Gleichstromkommutatormotor verwendet wird, der eine ungerade Anzahl Kommutatorsegmente aufweist, die relativ zu den Bürsten so angeordnet sind, dass nicht mehrere Kommutatorsegmentumschaltungen gleichzeitig erfolgen, und dass dem Frequenzspektrum eines dem Motorstrom proportionalen Signals die durch die Kommutatorsegmentumschaltungen entstehenden Anteile hoher Frequenz in Form von Nadelimpulsen entnommen und als Istwertgrösse für die Drezahlregelung aufbereitet werden. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Gleichstromkommutatormotor mit drei Kommutatorsegmenten verwendet wird. 3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung des dem Motorstrom proportionalen Signals das Motorstromsignal in ein proportionales Spannungssignal umgewandelt wird. 4. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Nadelimpulse durch Differenzieren des dem Motorstrom proportionalen Signals erzeugt werden. 5. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Nadelimpulse mit einem Schwellenwert verglichen werden. 6. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Nadelimpulse in Istwertimpulse definierter Flankensteilheit und definierter Impulslänge umgewandelt werden. 7. Verfahren nach einem oder meheren der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Nadelimpulse bzw. Istwertimpulse in ein frequenzproportionales Gleichspannungssignal umgewandelt werden und dieses als Istwertsignal verwendet wird. 8. Verfahren zur Drehzahlregelung eines Gleich stromkommutatormotors, dadurch gekennzeichnet, dass eine Grobregelung durchgeführt wird, für welche mit einem dem Motorstrom proportionalen Signal eine negative Impedanz, deren Widerstandswert kleiner ist als der Innenwiderstand des Gleichstrommotors, beeinflusst wird, und dass zur Feinregelung das Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6 verwendet wird. 9. Drehzahlgeregelter Gleichstromantrieb mit einem mehrere Kommutatorwicklungen und Bürsten aufweisenden Gleich stromkommutatormotor und mit einer Drehzahlregelschaltung, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichstromkommutatormotor (1) eine ungerade Anzahl Kommutatorsegmente aufweist, die relativ zu den Bürsten (5) derart angeordnet sind, dass eine gleichzeitige Umschaltung mehrerer Kommutatorsegmente nicht auftritt, dass in Reihe zum Gleichstromkommutatormotor (1) ein Strom Spannungs-Wandler (2) geschaltet ist, dass dem Strom-Spannungs-Wandler (2) eine Differenzierstufe (3) nachgeschaltet ist, und dass das Ausgangssignal der Differenzierstufe (3) auf den Istwerteingang eines Soilwert-Istwert-Vergleichers (6) der Drehzahlregelschaltung geführt ist. 10. Antrieb nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichstromkommutatormotor (i) drei Kommutatorsegmente (K1, K2, K3) aufweist. 11. Antrieb nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die Differenzierstufe (3) und den Sollwert-Istwert-Vergleicher (6) eine Komparatorstufe (4) geschaltet ist. 12. Antrieb nach einem oder mehreren der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass dem Sollwert-Istwert Vergleicher (6) eine Frequenz-Spännungs-Wandlerstufe (5) vorgeschaltet ist. 13. Antrieb nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz-Spannungs-Wandlerstufe (5) eine monostabile Kippstufe und eine dieser nachgeschaltete Integrierstufe aufweist. 14. Antrieb nach einem oder mehreren der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass als Sollwert-Istwert Vergleicher eine PLL-Schaltung (15) vorgesehen ist, der als Istwertsignal das Ausgangssignal der Differenzierstufe (3) bzw. der Komparatorstufe (4) und als Sollwertsignal eine Sollwertfrequenz zugeführt ist und deren Ausgangssignal ein Regelabweichungssignal für die Drehzahlregelung des Motors (1) bildet. 15. Antrieb nach einem oder mehreren der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass eine Addierstufe (11) vorgesehen ist, die mit einem Eingang mit dem Ausgang des Istwert-Sollwert-Vergleichers (6), mit einem anderen Eingang mit dem Ausgang des Strom-Spannungs-Wandlers (2) und mit ihrem Ausgang mit dem Gleichstromkoinmutatormotor (1) verbunden ist.

Inventors: SAX, HERBERT
Applicants: SGS HALBLEITER-BAUELEMENTE GMBH
Application year: 1983
Main classification: G01P3
IPC codes: H02K23, H02K11, G01P3, H02P29, H02P7