DEVICE FOR COMPENSATING A LOCAL CLOCK AND RADIO NAVIGATION APPARATUS, IN PARTICULAR OF THE OMEGA TYPE INCORPORATING THE SAME

Abstract: 1. Compensation method for a local clock, consisting in : - by means of a reception circuit (2) at least one transmission (F0 , F1 of F2 ) is received in the form of a rectangular signal from at least one transmitter piloted by a high precision clock ; - by means of a synchronization circuit (4) an at least approximate synchronization with the rectangular transmission signals from the transmitter is produced ; - by means of a comparing circuit (1) said transmission is sampled with a sampling frequency (FE ) which is an integral divisor of the frequency (F) of the local clock (3) and a comparison between the frequency of the local clock and that of said transmission is deduced therefrom ; - by means of a correction circuit (5) the frequency of the local clock (3) is corrected as a function of the result of said comparison, the sampling frequency (FE ) being defined in this method by dividing that of the clock and being nominally equal to that of said transmission or to an integer divisor thereof, and wherein a plurality of transmissions of different frequency are received in the form of rectangular signals from at least one transmitter and wherein said sampling frequency (FE ) is an integer common divisor of said transmission frequencies (F0 , F1 , F2 ), characterized in that at the end of the sampling operation pulse couples (a0 , b0 ; a1 , b1 ; a2 , b2 ) are obtained the recurrence of which correspond to said sampling frequency (F) in order to produce a sampling (a0 , a1 , a2 ) and a quadrature sampling (b0 , b1 , b2 ) for a given frequency (F0 , F1 or F2 , respectively), and in that the time shift between said sampling frequency (FE ) and at least one frequency of at least one transmission (F0 , F1 or F2 ) is periodically calculated.

Description: DISPOSITIF DE COMPENSATION D'UNE HORLOGE LOCALE ET DISPOSITIF DE RADIO-NAVIGATION, NOTAMMENT OMEGA, LE COMPRENANT La présente invention a pour objet un dispositif de compensation d'une horloge et un dispositif de radio-navigation, notamment OMEGA, le comprenant. Les horloges locales des dispositifs électroniques sont généralement réalisées à l'aide d'oscillateurs à quartz de différents types selon la précision désirée. Les quartz de qualité courante présentent une bonne stabilité à court terme, mais une dérive en température assez importante (typiquement 10-5 pour une variation de température de 40 C), ainsi qu'une dérive à très long terme due au vieillissement (environ 10-6 à 1o-f). Les dérives thermiques sont relativement lentes, par exemple 10-6 en une heure, mais par contre, à un instant donné, la fréquence produite à partir du quartz présente une précision de l'ordre de 10'5. Des quartz de meilleure qualité sont disponibles, par exemple des quartz compensés en température, dont la précision est de 10-6. Certains systèmes de radio-navigation mettent en oeuvre des émissions par créneaux, de fréquences normalisées qui sont produites à partir d'une horloge de très haute stabilité, généralement une horloge atomique dont la précision est de l'ordre de 10-12 La fréquence reçue par les récepteurs de radio-navigation correspondants a une stabilité moindre à cause des phénomènes de propagation des signaux radio-électriques, lesquels correspondent à des variations de l'ordre de 10 9 à 10 8, et de l'effet Doppler, lequel correspond pour un bateau à des variations de l'ordre de 10 8 à 10-7. Dans le fonctionnement en navigation suivant le mode hyperbolique, les récepteurs réalisent une comparaison entre les phases des signaux de différentes émissions, par comparaison avec une horloge locale de référence assez précise, sans toutefois qu'une précision aussi grande que celle des émissions reçues soit exigible. Par exemple, le système de navigation hyperbolique OMEGA met ainsi en oeuvre huit stations émettrices A à H qui suffisent à réaliser une couverture à l'échelle de la planète, avec une précision de localisation de l'ordre du mile nautique. La réception s'opère géné ralement par détection des émissions de trois, et parfois quatre, émetteurs et par traitement de trois des fréquences émises tour à tour par chacun des émetteurs à savoir 10,2, 11,33 et 13,6 KHz. Les émissions OMEGA sont réalisées sous la forme de formats de durée 10 secondes, chaque format comprenant une série de s créneaux de durée 1,25 s pendant lesquels chaque station émet sur une fréquence et une durée différente des autres dont les valeurs sont données par la définition du système OMEGA. Deux stations n'émettant donc jamais simultanément sur la même fréquence, un récepteur OMEGA doit classiquement être capable de recevoir les trois fréquences précitées et d'assurer le traitement des informations contenues dans les créneaux, à savoir: - la durée des émissions dans chaque créneau, qui permet d'identifier les stations émettrices et de situer le début des formats; - la phase des émissions, par comparaison avec une horloge locale, de manière à retrouver la position du mobile portant le récepteur, en déterminant les phases relatives des différentes émissions. Les récepteurs de navigation de l'art antérieur et notamment les récepteurs OMEGA utilisent une horloge locale comprenant un oscillateur compensé en température (par exemple TCXO), permettant d'assurer une précision meilleure que 10 6. I1 s'agit d'un dispositif coûteux (quartz de haute qualité et/ou quartz thermostaté). La présente invention a pour objet un dispositif compensateur de dérive d'horloge permettant d'accroître la précision d'une horloge locale, notamment dans le cas d'un dispositif de radio-navigation. L'invention concerne ainsi un dispositif de compensation de la dérive d'une horloge locale, caractérisé en ce qulil comporte: - un circuit de réception d'au moins une émission en créneaux d'un émetteur piloté par une horloge de haute précision; - un circuit de synchronisation pour produire une synchronisation au moins approximative sur les créneaux d'émission dudit émetteur; - un circuit de comparaison pour échantillonner ladite émission à une fréquence d'échantillonnage sous multiple de la fréquence de l'horloge locale et de ladite émission; - un circuit de correction pour corriger la fréquence de lthorloge locale, en fonction du résultat de ladite comparaison. Le circuit de comparaison peut comprendre un circuit d'échantillonnage de ladite émission à une fréquence d'échantillonnage définie par division de celle de l'horloge et égale nominalement à celle de ladite émission ou à un sous-multiple de celle-ci. Le circuit de réception peut être agencé pour recevoir plusieurs émissions de fréquences différentes d'au moins un émetteur, la fréquence d'échantillonnage étant alors un sous-multiple commun desdites fréquences d'émission. Selon un mode de réalisation, le circuit d'échantillonnage délivre des couples d'impulsions dont la récurrence correspond à ladite fréquence d'échantillonnage pour produire un échantillonnage et un échantillonnage en quadrature, au moins pour une fréquence donnée. Le circuit de comparaison peut être agencé pour calculer le décalage temporel entre ladite fréquence d'échantillonnage et au moins une fréquence d'au moins une émission. Ainsi, le circuit de comparaison peut être agencé de manière à produire au moins un calcul de pente de décalage temporel moyenné sur une durée donnée pour au moins une fréquence donnée et un émetteur donné. Selon un mode préféré, le circuit de réception est agencé pour recevoir les émissions du système OMEGA et l'unité de calcul effectue lesdits calculs sur les plages utiles des créneaux des formats OMEGA. Le circuit de comparaison est alors avantageusement agencé de manière à produire au moins un calcul de pente de décalage moyenné sur une durée donnée pour une fréquence donnée et plusieurs émetteurs par compensation des décalages relatifs entre les émissions reçues des différents émetteurs. Le circuit de comparaison peut être alors avantageusement agencé pour produire plusieurs dits calculs de pente de décalage temporel moyennés sur une durée donnée, chacune pour une fréquence donnée et plusieurs émetteurs et pour calculer la moyenne desdites pentes, ceci constituant ladite comparaison. Selon un mode de réalisation, le circuit de synchronisation est agencé pour calculer avec un pas donné la qualité (qij) sommée sur un intervalle précédent de l'ordre de 625 ms et la cumulant modulo 1,25 s et déterminant en outre l'instant où ladite qualité cumulée est maximale de manière à produire une synchronisation sur lesdites plages utiles. Le circuit de correction peut comporter un régulateur à action intégrale recevant un signal du circuit de comparaison et agissant sur la tension de commande du circuit de commande de l'horloge à compenser. Le circuit de comparaison peut recevoir les signaux du circuit d'échantillonnage après numérisation, et le circuit d'échantillonnage recevoir des signaux d'une base de temps qui divise dans un rapport donné les impulsions de l'horloge à compenser, le circuit de comparaison étant alors agencé pour modifier le rapport de division de la base de temps de manière à compenser ledit décalage. Selon un mode de réalisation du dispositif de radio-navigation, le circuit de correction est agencé pour calculer périodiquement par récurrence le temps absolu T écoulé depuis une origine donnée, à partir de calculs des phases relatives entre des émissions d'au moins une fréquence provenant de stations différentes et de la fréquence de l'horloge locale et pour compenser en conséquence la phase de l'horloge locale compensée en fréquence. Le calcul périodique peut ainsi être réalisé selon les opérations suivantes imbriquées avec la correction en fréquence de l'horloge locale, pour au moins une fréquence d'une station: a) acquisition d'échantillons des signaux reçus b) calcul des phases des signaux reçus par rapport à l'horloge locale compensée c) calcul des pentes de phase des signaux reçus d) calcul du nombre de cycles reçus des stations par rapport à une station barycentrique fictive e) calcul de la fréquence de l'horloge locale non compensée f) calcul du temps absolu. Le circuit de correction peut être avantageusement agencé pour effectuer ledit calcul du temps absolu avec pondération desdites phases des émissions d'une même fréquence et provenant de stations différentes, par exemple en faisant intervenir la qualité des émissions reçues. Dans ce cas, l'étape b) définie ci-dessus comporte également pour au moins une fréquence donnée le calcul des variances correspondant chacune à une émission de fréquence donnée des différents émetteurs moyennée sur le créneau correspondant, et l'étape c) le calcul des qualités correspondant auxdites variances ainsi que de la somme des variances correspondant à une fréquence donnée, de manière à réaliser ladite pondération. L'invention concerne également un dispositif de radio-navigation comprenant un tel dispositif de compensation. L'invention sera mieux comprise dans la description qui va suivre donnée, à titre d'exemple non limitatif, en prenant en considération le système de navigation OMEGA, en se reportant aux dessins ci-annexés où - la figure 1 représente un diagramme selon l'invention; - la figure 2 est un schéma associant les trois fréquences utiles d'un système OMEGA aux 8 émetteurs assurant la couverture radio; - la figure 3 correspond à l'émission de la fréquence Fg par 3 des émetteurs OMEGA; - les figures 4 et 5 illustrent deux mises en oeuvre d'une comparaison de phase selon l'invention; ; - les figures 6 et 7 sont des diagrammes d'un échantillonnage selon le mode de réalisation de la figure 4 - la figure 8 illustre un mode de réalisation de l'invention où on associe les différents émetteurs d'une même fréquence OMEGA pour retrouver la dérive de l'horloge à compenser; - les figures 9 et 10 sont deux variantes de l'action compensatrice sur l'horloge; - la figure 11 est un mode de réalisation de l'invention avec un microprocesseur. Selon la figure 1, un circuit de comparaison 1 échantillonne à une fréquence d'échantillonnage FE sous-multiple de la fréquence d'une horloge locale 3, au moins une émission pilotée par une horloge de haute précision et reçue par un circuit 2 de réception pour en déduire une comparaison entre la fréquence F de l'horloge locale (3) et celle de ladite émission. Un circuit de synchronisation 4 permet à cet effet au circuit de comparaison 1 de se centrer sur les créneaux d'émission de la station, c'est-à-dire les instants où la station émet un signal de fréquence donnée et d'amplitude sensiblement constante. Le circuit 5 élabore une correction à partir du résultat de la comparaison. Cette correction est utilisée pour compenser l'horloge locale 3 dont la précision intrinsèque est bien inférieure à celle de l'émission reçue. Une telle extraction du temps à partir d'émissions, en général de radio-navigation, nécessite non seulement que les émissions soient pilotées du sol avec une précision suffisante, mais aussi que la durée d'un créneau d'émission ou de la somme des créneaux des stations utilisées, fournisse une information suffisante pour entamer une procédure initiale de recherche de synchronisation et de vers rouillage des boucles de phase. Par exemple, si une synchronisation est possible avec le système OMEGA avec une horloge non compensée, ceci est très difficile dans le système LORAN, en raison de la brièveté des émissions, qui correspondent plus à des impulsions qu'à des créneaux. Enfin, et dernière condition, les émissions ne doivent pas être l'objet de perturbations de propagation excessives. Selon la figure 2, les 8 émetteurs OMEGA A à H émettent chacun entre autres trois fréquences Fg = 10,2 KHz, F1 = 11,33 KHz, et F2 = 13,6 KHz à des intervalles de 10 secondes, chaque créneau d'émission proprement dit pouvant durer de 0,9 à 1,2 s et les différents créneaux étant séparés par des intervalles donnés. Un format OMEGA consiste en 8 créneaux de 1,25 s, les émissions des émetteurs OMEGA étant centrées sur lesdits créneaux. Les séquences d'émission des diverses fréquences par chaque émetteur sont décalées de la valeur d'un créneau, de telle sorte que deux fréquences identiques ne sont jamais émises simultanément par deux émetteurs différents. On se bornera dans ce qui suit à la description d'un récepteur utilisant trois fréquences de navigation. L'utilisation de la quatrième fréquence commune (11,05 KHz) et des fréquences uniques permet de perfectionner le dispositif et est évidemment possible de manière connue en soi. Sur la figure 3, on a représenté en fonction du temps la fréquence Fo émise par les émetteurs A B et D qui peuvent être reçus dans une région donnée, suivant sa répartition dans un format OMEGA. Les trois fréquences F,, F1 et F2 sont celles généralement utilisées pour la mesure de position du mobile portant le récepteur. Le système OMEGA est en effet essentiellement fondé sur la reconnaissance des différences de phase entre des couples choisis de créneaux d'émission de fréquence 10,2 KHz. Les deux autres fréquences servent essentiellement à la résolution des ambiguités, étant donné que des signaux de même phase sont obtenus en des points de l'espace distants d'une longueur d'onde de l'émetteur considéré. Si on considère maintenant que la phase de chacune des trois fréquences Fo F1 et F2 est mesurée par rapport à une horloge locale qui présente une certaine précision à un instant donné, mais qui fluctue par dérive lente, la phase de chacune des fréquences telle qu'elle est donc vue par l'horloge locale va fluctuer avec une pente représentée par les traits inclinés de la figure 3 et correspondant à la précision de l'horloge locale à l'instant donné, mais en sens inverse. Les valeurs de ces trois pentes vont varier très lentement dans le temps car la dérive de l'horloge locale est ellemême très lente. Ces pentes sont représentées par des traits inclinés, car pendant des temps assez courts, elles sont assimilables à des droites. Selon la figure 4, pour chaque créneau OMEGA de 1,25 s, on définit une zone utile de largeur 0,625 s environ centrée sur celui-ci et qui correspond à la fraction utile commune des émissions OMEGA de tous les créneaux, lesquelles durent comme on l'a dit en tout entre 0,9 et 1,2 s autrement dit, les créneaux de 625 ms vont toujours rester compris dans les créneaux émis de 0,9 à 1,2 s. C'est pendant cet intervalle que l'on va réaliser par échantillonnage la mesure de la phase pour les trois fréquences Fg, F1 et F2 et pour les 8 émetteurs de manière à en déduire les phases moyennes t. Selon la figure 5, en variante, on réalise deux mesures de phase pendant la zone utile de 0,625 s en séparant celle en deux zones de largeur 0,3 s environ, de manière à obtenir deux mesures et 2 de la phase moyenne pour chaque fréquence. On montrera plus loin quel intérêt cela présente. Le fonctionnement d'un récepteur OMEGA commence par une phase de synchronisation qui a pour but de centrer la réception sur les créneaux d'émission et de retrouver le début des formats OMEGA. I1 est clair que toute boucle de synchronisation classique peut convenir dans le cadre de la présente invention. Dans la description qui va suivre toutefois, on va décrire une synchronisation particulière qu'il est avantageux d'utiliser avec le dispositif de compensation suivant l'invention. L'horloge locale produit donc (voir figure 6) des impulsions à une fréquence d'échantillonnage FE de 188,88 Hz obtenue par division et qui a pour avantage d'être nominalement un sous-multiple commun des trois fréquences Fg, F1 et F2 (mais qui ne l'est bien entendu qu'à la précision de l'horloge locale près). Ce choix permet de simplifier le traitement des informations. Elle n'est par contre pas un sous-multiple des autres fréquences OMEGA, par exemple 11,05 KHz, ce qui permet de les éliminer par moyenne. L'échantillonnage correspond à des cycles successifs récurrents à la fréquence de 188,88 Hz, impliquant chacun 6 opérations élémentaires d'échantillonnage (voir également figure 7), la première pour mémoriser l'échantillonnage aO de la fréquence F0' la deuxième pour mémoriser l'échantillonnage b0 de celle-ci en quadrature avec aO, et ainsi de suite respectivement al et b1, et a2 et b2, pour les fréquences F1 et F2. Posons T0 o l/Fo, T1 = 1/F1 et T2 = 1/F2. Les filtres OMEGA étant commutés successivement sur les trois fréquences Fg, F1 et F2 avec une fréquence de 3FE, chaque échantillonnage aO a lieu au début de chaque période d'échantillonnage TE, et est suivi d'un échantillonnage b0 en quadrature, séparé de aO par (0,25 + K0) T0 avec K0 entier positif ou nul. Quelque soit Kg, les conditions de l'échantillonnage ne sont pas modifiées. Chaque échantillonnage al a lieu après l'échantillonnage aO précédent et est suivi d'un échantillonnage bl en quadrature, séparé de al par (0,25 + K1) T1 avec K1 entier positif ou nul. Chaque échantillonnage a2 a lieu après l'échantillonnage al précédent et est suivi d'un échantillonnage b2 en quadrature, séparé de a2 par (0,25 + K2) T2 avec K2 entier positif ou nul. D'autre part, al est espacé de aO par un intervalle A, a2 est espacé de b1 par un intervalle B et le aO suivant est espacé de b2 par un intervalle C. On choisit de préférence Kg, K1, K2, A, B et C de manière à répartir uniformément les échantillonnages dans l'intervalle TE = 1/FE. Sur la figure 7, on a choisi K0 = K1 = 8, K2 = 10, A = 809 ps, B = 729 jus, C = 1467 us. On détermine avec un pas de 25,6 Hz la variance normalisée. Comme représenté figure 6, étant donné que 25,6 n'est pas un sousmultiple de 188,88, à chaque pas à la fréquence de 25,6 Hz correspondent 7 ou bien 8 échantillonnages à 188,88 Hz. Par contre, 32 pas à 25,6 Hz correspondent à un créneau OMEGA (1,25 s). Pour une eme I impulsion d'un signal à 25,6 Hz intervenant à l'instant t, la variance normalisée ri est calculée à partir des échantillonnages précédents pour les trois fréquences F., j variant de 0 à 2. On pose alors: EMI10.1 Le numérateur est ainsi constitué de la somme des carrés de tous les échantillonnages a. et b. réalisés entre l'instant t-625 ms et J J l'instant t. Le dénominateur est constitué de la somme de deux termes. Le premier est la somme, élevée au carré, des résultats de tous les échantillonnages a réalisés entre l'instant t-625 ms et l'instant t. Le second est la somme, élevée au carré, des résultats de tous les échantillonnages en quadrature b. réalisés entre l'instant t625 ms et l'instant t. Pour simplifier les calculs, la variance normalisée pourra être calculée à partir de totalisations partielles effectuées au pas de lème 25,6 Hz. Pour la k impulsion du signal à 25,6 Hz on posera: ak} = a1 moyenné sur tous les échantillonnages réalisés depuis la (kî)ieme impulsion du signal à 25,6 Hz bk. = b. moyenné sur tous les échantillonnages réalisés depuis K) J la (k-l)leme impulsion du signal à 25,6 Hz. Il vient alors: EMI10.2 Cette sommation a bien lieu sur 625 ms puisque c'est l'intervalle qui sépare 16 impulsions de cadence de répétition 25,6 Hz. En première approximation, pour des signaux non excessivement bruités, l'inverse qij (ou bien q'ij) de la variance normalisée respectivement rij (ou bien r'ij) est la qualité qui est d'autant plus élevée que les émissions reçues sont plus fortes. La variance est une grandeur physique immédiatement mesurable par la formule statistique indiquée ci-dessus. La qualité est par contre une grandeur sans signification physique qui est commode pour la recherche de syn chronisation. Elle correspond, quoique de manière non mathématiquement rigoureuse, à un rapport signal/bruit. Elle peut par contre être définie autrement que par l'inverse de la variance, mais de telle sorte qu'un bruit aléatoire corresponde à une qualité nulle, et un signal à une fréquence multiple de la fréquence d'échantillonnage, à une qualité non nulle. Cette qualité est calculée à partir donc des variances, à la même fréquence de 25,6 Hz et ses valeurs sont additionnées au pas de 1,25 s qui correspond au pas des émissions du format OMEGA. Un intervalle de 1,25 s correspond à un nombre entier 32 d'impulsions de 25,6 Hz. On effectue donc des sommations de qualité, modulo 1,25 s, de manière à rechercher la position des créneaux OMEGA qui est obtenue à partir du maximum de la qualité, en mettant ainsi à profit par sommation les trois fréquences Fg, F1 et F2 et l'ensemble des émetteurs qui peuvent être reçus. On notera que la mesure n'est pas perturbée par les émetteurs non reçus qui correspondent à un bruit aléatoire à la réception et donc à une qualité nulle. Etant donné le mode de calcul mis en oeuvre ci-dessus, le maximum de qualité sera obtenu à la fin de la plage commune utile des émissions OMEGA, ce qui permet donc de positionner la plage de 625 ms utilisée pour la compensation d'horloge. Lors de la mise en route du dispositif, on réalise les sommations sur un certain nombre de formats OMEGA de manière à avoir une statistique suffisante pour la synchronisation. On remarquera que cette synchronisation n'est qu'un verrouillage grossier sur le'format OMEGA, lequel est suffisant pour la compensation de dérive d'horloge, explicitée dans la suite de la description, mais n'est pas aussi élaborée que la synchronisation fine utilisée habituellement pour le traitement de l'information de position reçue par un récepteur OMEGA. La mise en oeuvre d'une telle procédure de synchronisation grossière apporte l'avantage d'une acquisition plus rapide que dans le cas d'une synchronisation fine. La comparaison entre les phases des émissions OMEGA et celle de l'horloge à compenser est réalisée en utilisant les informa tions échantillonnées dans l'intervalle défini par 16 impulsions à la fréquence 25,6 Hz constituant la zone utile de 625 ms. Cette mesure de phase est réalisée de préférence pour chacune des fréquences Fg, F1 et F2 et pour chacun des émetteurs reçus (en pratique 3 ou 4). Comme on l'a dit précédemment (voir figure 4), on peut réaliser une moyenne unique sur chaque créneau OMEGA pour les fréquences reçues. Si on suppose par exemple (voir figure 3) que les fréquences F0' F1 et F2 sont reçues à partir des émetteurs A, B et D, on calculera lors de leur apparition dans chaque format les phases #AF0' #AF1' #AF2' #BF0' #BF1' #BF2' #DF0' #DF1' #DF2' Pour expliciter la notation, #AF0 par exemple signifie la différence de phase exprimée en radians entre le signal F0 émis par l'émetteur A et l'horloge locale telle qu'elle est mesurée par moyenne sur la zone utile de 650 ms du créneau correspondant. On a donc: #AF0 = Arctg # moyenné pendant la durée de la zone utile d'un créneau d'un format OMEGA correspondant à l'émission de Fn par l'émetteur A. 1 On en déduit le décalage temporel TAFO=#AFO 2#F0 I1 en est bien entendu de même pour les autres phases. On notera que dans le cadre du dispositif de compensation, il n'est pas nécessaire d'identifier en tant que tels les émetteurs A, B ou D, puisque leurs émissions ont une récurrence de 10 secondes. Suivant la figure 5, on peut de manière avantageuse réaliser deux moyennes, l'une correspondant à la première moitié de lapone utile, et l'autre à la deuxième moitié de celle-ci. On obtiendra ainsi pour chaque format les 18 phases moyennées: #1AF0' P2AF0' P1AF1, #2AF1' #1AF2' #2AF2' #1BFO' #2BF0' #1BF1' #2BF1' #1BF2' #2BF2' #1DF0' #2DF0' #1DF1' #2DF1' #1DF2' #2DF2' #1AFO est la différence de phase entre le signal F0 émis par l'émetteur A et l'horloge locale telle qu'elle est mesurée par moyenne sur la première moitié de la zone utile du créneau correspondant. Donc: b @ #1AFO = Arctg moyenné pendant la première moitié de la ao zone utile d'un créneau d'un format OMEGA correspondant à l'émis sion de F0 par l'émetteur A. On aura également T1AF0 = ### #AF0 . Cette double mesure de phase dans un créneau OMEGA présente l'avantage d'améliorer la résolution du système, ctest-à- dire qu'une extrapolation linéaire correcte peut être obtenue à l'aide d'un calcul de prédiction tant que #2-#1 correspond à une rotation de phase pouvant aller jusqu'à 2# pendant 0,3 s. L'intérêt d'une telle extrapolation apparaîtra mieux dans la suite de la description. Par référence à la figure 8, on va indiquer comment on peut avantageusement traiter ensemble les différentes mesures de décalage temporel obtenues à partir des émetteurs A, B et D pour la fréquence Fg. La variation de AF0 ou de TAF entre deux formats successifs est assimilable à une droite, du fait que les dérives de l'horloge locale sont très lentes et que l'on est bien entendu dans des conditions où l'effet Doppler est négligeable. I1 en est de même pour la variation de #BFo ou de TBFo . Comme A et B sont deux stations qui émettent en des lieux très éloignés l'une de l'autre, le mobile qui les reçoit les détecte avec une phase relative, donc un décalage relatif qui est fonction de sa position. C'est pourquoi les droites qui joignent les phases #AFo ou les décalages temporels TAF. et les phases #BFo ou les décalages temporels TBFo des formats successifs sont dans le cas général parallèles, mais non confondues. Soit TBA = TAFo-TBFo pour le premier format représenté à la figure 8, et TBA = TAFo-TBFo pour le format suivant. On aura: ssTBA = T BA - TBA Comme une mesure donnée de TAFo est affectée par le bruit, l'extrapolation linéaire ne conduit pas forcément à un #TBA nul, c'est-à-dire que le point P correspondant à cette extrapolation au niveau du créneau où l'émetteur B émet Fo doit être corrigé de d TBA pour devenir un point P' qui correspond ainsi à une mesure de phase directement exploitable, ce qui permet de compenser le décalage relatif entre les émissions reçues des émetteurs A et B. I1 en va bien entendu de même pour l'émetteur D. On réitère pour chaque format cette opération, ce qui donne une succession de points de mesure ramenés à l'émetteur A qui sert d'émetteur de référence. On choisira avantageusement comme émetteur de référence celui qui est le mieux reçu, à savoir le plus proche du lieu où se trouve le mobile. On effectue avantageusement ces opérations, avec de préférence le même émetteur comme référence, également pour les fréquences F1 et F2, ce qui permet d'accumuler le maximum de statistique. Il va de soi qu'un traitement similaire peut être réalisé à partir des décalages T1 et T2 (figure 5). Lors de la mise en service du dispositif, on réalise pendant un temps donné, par exemple 5 minutes, un filtrage par moyenne des pentes de phase, par exemple en traitant les mesures de phases décalages temporels T relatives à Fg, F1 et F2, corrigées par rapport à un émetteur de référence, par la méthode des moindres carrés pour obtenir des valeurs de pente moyenne de décalage par rapport au temps t, correspondant à la précision de l'horloge locale à corriger. La dérive de l'horloge locale à corriger doit pendant ce temps être négligeable. Comme on l'a dit plus haut, les horloges à quartz de qualité courante présentent des dérives d'origine essentiellement thermique, donc lentes. Des dérives rapides ne se produisent en pratique que lorsque l'alimentation du quartz est défectueuse. I1 faut donc utiliser une horloge pourvue d'une alimentation correctement stabilisée. On obtient donc trois pentes moyennes calculées pour F,, F1 et F9, respectivement EMI14.1 On calculera, afin de tenir compte de la statistique accumulée sur les trois fréquences Fg, F1 et F2, une pente moyenne cumulée, à savoir: EMI15.1 Cette pente, calculée au départ, est utilisée pour appliquer une correction de départ à l'horloge locale. Son calcul sera poursuivi à des intervalles donnés pour réaliser la compensation des dérives. Selon un premier mode de réalisation représenté à la figure 9, l'horloge locale est corrigée par action sur une tension de commande, par exemple de manière connue en soi à l'aide d'une capacité commandée en tension (Varicap). Une unité de traitement U.T. reçoit les fréquences Fg, F1 et F2 ainsi que la fréquence F de l'oscillateur à compenser, après division par un diviseur D selon un rapport n et produit à sa sortie un signal ## introduit dans un régulateur analogique R à action intégrale. Ce régulateur pilote la tension de commande du quartz du circuit CO de commande d'oscillateur. Lors de la mise en service, c'est donc le signal EMI15.2 F0'F1'F2 qui est introduit à l'entrée du régulateur R. Le signal EMI15.3 est ensuite périodiquement remplacé par des signaux élaborés dans des conditions analogues, par exemple la statistique cumulée pendant les cinq minutes précédentes. A des intervalles donnés, le régulateur R reçoit à son entrée ### corres- pondant à une pente moyenne cumulée pendant un temps donné, par exemple les cinq demières minutes. Pendant toute la durée d'un intervalle, le régulateur R reçoit la même valeur. Selon un mode de réalisation préféré représenté à la figure 10, l'horloge locale est corrigée par action sur les impulsions qu'elle délivre. Pour ce faire, l'unité de traitement U.T. délivre, dans les mêmes conditions que pour le mode de réalisation de la figure 8, les signaux ### , cette fois à un régulateur numérique R' à action #tTM intégrale. Le régulateur R' va intégrer jusqu'à ce que cette #t valeur corresponde à un déphasage de ## pour une fréquence choisie, par exemple Fg. Le régulateur R' agit alors sur le circuit de division D qui divise selon un rapport de division n les signaux d'horloge délivrés par le circuit CO de commande d'horloge, de manière à modifier pour un cycle son rapport de division, c'est-àdire qu'il devient n-1 ou n+l suivant le sens de la variation de phase. Supposons que le quartz utilisé ait une fréquence propre nominale de I,8888 MHz et que le rapport de division n soit égal à 1000, pour produire l'échantillonnage à 188,88 Hz. Lorsque le EMI16.1 intégré aura atteint une valeur correspondant à une variation de phase t donnée pour la fréquence Fg, c'est-à-dire que la fréquence Fg aura acquis une avance temporelle de Åa/Fo par rapport à l'horloge locale, le rapport de division du diviseur D sera, pour une seule opération de division, établi à une valeur égale à n-i = 9999 de manière à recaler L'horloge locale. Dans le cas d'un retard, on prendra n+l = 10.001. La compensation est alors obtenue (voir figure 7) en modulant l'un des intervalles A, B ou C, et de préférence l'intervalle C. En l'absence de correction à appliquer, cet intervalle vaut un nombre donné d'impulsions de l'horloge locale, dans l'exemple donné, 2771 correspondant à 1467 5. Ce nombre sera incrémenté d'une unité en plus ou en moins suivant la correction à appliquer, à savoir dans l'exemple donné 2770 ou 2772. La mesure des phases des stations issues également des échantillonnages en phase et en quadrature de I'horloge locale, n'est pas sensible aux corrections très faibles (+ 10-5) introduites statistiquement. La figure 11 décrit un mode de réalisation de l'invention suivant la variante de la figure 9. Un circuit de réception J2 reçoit les signaux des émissions OMEGA et les introduit dans un circuit CF de commutation de filtres OMEGA aux fréquences Fg, F1 et F2. Un circuit CAG de contrôle automatique de gain transmet les fréquences reçues à un circuit d'échantillonnage CE dont les signaux, numérisés par un convertisseur analogique-numérique NUM, sont introduits dans un micro-processeur uP. Le micro-processeur JUP envoie des ordres d'échantillonnage à une base de temps BT qui reçoit les impulsions du circuit CO de commande d'oscillateur et produit vers le circuit d'échantillonnage CE des couples d'impulsions destinées aux échantillonnages a0' b0' a1' b1' a2 et b2. Le rapport de division qu'applique la base de temps BT aux impulsions périodiques est commandé par les ordres du micro-processeur qui effectue en temps réel les calculs de synchronisation sur les formats ainsi que les calculs de phase suivant la procédure décrite plus haut en détail. Un dispositif selon la figure 10 ne constitue un dispositif de radio-navigation OMEGA que dans la mesure où le micro-pro cesseuruP effectue également les calculs de localisation proprement dits. Lorsque la boucle de phase permettant de corriger l'horloge locale est verrouillée depuis un temps assez long et que les émissions OMEGA sont reçues dans des conditions normales, l'hor- loge locale corrigée a une précision qui tend vers celle des émissions OMEGA aux phénomènes de propagation près, à savoir 10 9-10 8. D'autre part, la compensation statistique de l'horloge (figures 10 et 11) ne présente pas d'inconvénient pour le traitement des signaux OMEGA en vue de la détermination de la position du mobile, car cette approximation correspond à un bruit de phase en pratique assez faible et qui n'obère donc pas la précision de cette détermination. Le dispositif de compensation décrit ci-dessus n'est qu'une approximation. En effet, les déplacements du mobile introduisent des variations au niveau de la phase des émissions reçues, la phase relative entre ces émissions étant utilisée pour calculer la position du mobile. Il en résulte que l'horloge locale est compensée quant à sa fréquence, mais non quant à sa phase. I1 est à noter que, dans la reconstitution de la position du mobile dans le cadre du système OMEGA, l'horloge locale doit être stable en fréquence (typiquement meilleure que 10 ), mais elle n'a pas besoir d'être verrouillée en phase. Le dispositif de compensation décrit ci-dessus est donc satisfaisant pour ce genre d'utilisation. Selon un mode de réalisation plus élaboré, on tient compte de la position du mobile pour la compensation de l'horloge locale. L'architecture générale de cette opération est la suivante: - on réalise une première compensation de l'horloge locale comme on l'a décrit plus haut, ce qui permet de calculer les phases relatives entre les émissions de même fréquence et la position du mobile; - on utilise les informations de phase ainsi calculées pour verrouiller en phase l'horloge locale, ce qui permet dans tous les cas d'assurer à celle-ci après convergence des algorithmes, une stabilité comparable à celle de l'horloge du temps universel, au Doppler et aux irrégularités de propagation près. On va maintenant décrire plus en détail une telle opération: Soit X@j (t) le nombre de cycles reçus par le dispositif depuis la station k pour la fréquence F., entre sa mise en service et l'instant t, k variant de 1 à 8 et correspondant aux stations A à H dans le système OMEGA. Soit Skj (t) le nombre de cycles émis par la station k pour la fréquence Fj entre la mise en service du dispositif et l'instant t. Soit ; < i la longueur d'onde d'un signal de fréquence F.. Soit # k la distance du mobile à la station A. Il vient: #k Skj(t) = Xkj(t) + (le nombre de cycles émis est égal au nombre de #j cycles reçus auquel s'ajoute le nombre de cycles sur le trajet. On en déduit le temps absolu: EMI18.1 La première étape est le comptage des cycles reçus. Soit E(x) la partie entière de x. Soit R(x) = x - E(x) la partie fractionnaire de x. On pose Quelque EMI18.2 <tb> :(x)= <SEP> (x)=R(x--2b--21. <tb> soit <SEP> x <SEP> réel, <SEP> on <SEP> aura <SEP> (x) <SEP> g <tb> On a également # (n) = 0 quelque soit n entier. #(x) sera dénommé phase résiduelle de x. L'utilisation d'une telle phase résiduelle variant entre - ¸ et + ¸ est de nature, par sa symétrie, à simplifier les opérations de calcul. On pourrait bien entendu choisir une autre fonction représentative, puisque les calculs d'itération se font sur des différences. Pour un échantillonnage donné, de la fréquence Aj, on aura 1 1 k - 2# @KF; - 2 @@@@ @ @ @@@ @ @@@ @@ j j = 0,1,2 On pose: EMI19.1 En outre : b j (p) et Xkj(p) correspondent aux résultats des échantil- lonages réalisés pour le pieme format OMEGA. On tient à jour toutes les 10 secondes pour toutes les stations k et pour la fréquence Fj, le nombre Xj de cycles reçus des stations par rapport à une station barycentrique fictive g. Cette récurrence ne fait pas intervenir l'horloge locale. Soit et &alpha;kj respectivement la variance et la qualité de l'émission reçue de la station k pour la fréquence F. et cumulée sur le créneau correspondant du p ième format OMEGA. Pour Pour le pième forrnat OMEGA, on aura: EMI19.2 Au Doppler et aux irrégularités de propagation prés, on a : Xkkj,(p-1) = #kkj,(p-1). Le terme Xgj(p) correspondant au nombre de cycle reçu par la station barycentrique fictive ne peut être obtenu valablement que lorsque la fréquence de l'horloge H est connue. On aura EMI19.3 et s(p) = nombre de cycles du quartz local de fréquence H à un moment moment choisi du @ format OMEGA. Ce moment choisi est quelconque dans le format OMEGA, mais ne varie pas d'un format à l'autre. Il est obtenu à partir de l'horloge locale corrigée en fréquence. D'autre part, alpha; j sert de coefficient de pondération pour rendre la convergence plus lente, mais plus sûre. EMI20.1 <tb> <SEP> On <SEP> a <SEP> d'autre <SEP> part: <tb> 8 <SEP> J <SEP> = <SEP> 2 <SEP> 9tk <SEP> 6Xgk(p) <SEP> + <SEP> (s(p) <SEP> - <SEP> s(p-1) <SEP> -kJ <tb> Pour chaque format OMEGA, la suite des opérations de traitement est donc imbriquée de la manière suivante: a) acquisition d'échantillons des signaux b) calcul des #kjet des c) calcul des d # k/dt, et calcul des ql kj et des µ à partir des @ k d) calcul de Xgkj e) calcul de H et de Xg f) calcul du temps absolu T L'exemple d'algorithme donné ci-dessus est bien entendu un mode de calcul particulier qui a pour avantage de définir la station barycentrique fictive en faisant intervenir les qualités des différentes émissions reçues à partir des différentes fréquences et des différentes stations. I1 est clair que le mode de pondération utilisé pourrait être différent. Ainsi, on peut prendre par convention tous les 0 < kj(p) égaux à 1, ou bien les choisir inférieurs à 1, mais en les pondérant par des facteurs en 1/ k, qui peuvent n'évoluer que tous les n formats OMEGA. Dans le cas d'une pondération fixée une fois pour toute, la suite des opérations de traitement est alors sensiblement plus courte: a) acquisition des échantillons des signaux b) calcul des c) calcul des d) calcul de gk e) calcul de H et de X g f) calcul du temps absolu T. De la même façon, l'opération de traitement qui conduit au calcul du temps absolu et qui va être maintenant explicitée fait intervenir, dans les mêmes conditions que précédemment, une pondération. Pour les mêmes raisons, cette pondération est exemplifiée sous une forme préférée tenant compte de la qualité des émissions reçues à partir des différentes fréquences et des différentes stations. Le calcul du temps T peut être réalisé à partir d'une seule ième fréquence j. Pour le p format OMEGA, il vient: EMI21.1 On réalisera de préférence le calcul du temps en se servant des trois fréquences Fg, F1, F2 par exemple par moyenne. On peut également définir un temps dit barycentrique Tg(p) qui tienne compte de la qualité. Ce temps sera défini par l'itération suivante: EMI21.2 On en déduit le temps absolu T par la formule suivante qui est valable auelaue soit j et k EMI21.3 avec < k = distance du mobile à la source k, telle que calculée par le dispositif de radio-navigation. Le temps absolu permet comme on l'a fait pour la fréquence, de recaler la phase de l'horloge locale pour la synchroniser avec le temps absolu calculé. Il apparaîtra clairement à l'homme du métier que les formules d'itération convergentes données ci-dessus donnent des résultats qui sont liés aux conditions d'initialisation choisies au départ. Pour le format OMEGA référencé 0 par convention, on peut par exemple prendre, quelque soit k et j: Xi = O j = 1 s(o) = O En plus du fait que l'horloge locale corrigée est utilisable dans le cadre du système de radio-navigation, par exemple OMEGA, dont les signaux ont contribué à la corriger, celle-ci peut être également utilisée pour le décodage d'autres émissions de radio-navigation dans le cadre d'un dispositif de radio-navigation combiné, par exemple OMEGA et LORAN C. En particulier, le système LORAN C exige une horloge locale de grande précision que le dispositif de compensation suivant l'invention est à même de fournir. L'horloge locale corrigée suivant l'invention peut également servi d'horloge de référence pour des récepteurs de radio-navigation par satellite en particulier du système TRANSIT ou NAVSTAR/GPS.

Claims: REVENDICATIONS 1. Dispositif de compensation d'une horloge locale, caractérisé en ce qu'il comporte : - un circuit de réception (2) d'au moins une émission sous forme de créneaux d'au moins un émetteur piloté par une horloge de haute précision; - un circuit (4) de synchronisation pour produire une synchronisation au moins approximative sur les créneaux d'émission dudit émetteur; - un circuit de comparaison (1) pour échantillonner ladite émission à une fréquence d'échantillonnage (FE) sous-multiple de la fréquence de l'horloge locale (3) et pour en déduire une comparaison entre la fréquence de l'horloge locale et celle de ladite émission; - un circuit de correction (5) pour corriger la fréquence de l'horloge locale (3), en fonction du résultat de ladite comparaison. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de comparaison comprend un circuit d'échantillonnage (CE) de ladite émission à une fréquence d'échantillonnage définie par divi sion de celle de l'horloge et égale nominalement à celle de ladite émission ou à un sous-multiple de celle-ci. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de réception (2) est agencé pour recevoir plusieurs émissions de fréquence différente sous forme de créneaux d'au moins un émetteur et en ce que ladite fréquence d'échantillonnage est un sous-multiple commun desdites fréquences d'émission. 4. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que le circuit d'échantillonnage (CE) délivre des couples d'impulsions (aO, bo, al, bl, a2, b2) dont la récurrence correspond à ladite fréquence d'échantillonnage pour produire un échantillonnage et un échantillonnage en quadrature, au moins pour une fréquence donnée. 5. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que le circuit de comparaison (1) est agencé pour calculer périodiquement le décalage temporel entre ladite fréquence d'échantillonnage (FE) et au moins une fréquence d'au moins une émission. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de comparaison (1) est agencé de manière à produire au moins un calcul de pente de décalage temporel moyenné sur une durée donnée pour au moins une fréquence donnée et un émetteur donné. 7. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de réception (2) est agencé pour recevoir les émissions du système OMEGA et en ce que le circuit de comparaison (4) est agencé pour effectuer lesdits calculs sur les plages utiles d'émission des créneaux des formats OMEGA. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de comparaison (1) est agencé de manière à produire au moins un calcul de pente de décalage temporel moyenné sur une durée donnée pour une fréquence donnée et plusieurs émetteurs par compensation des décalages relatifs entre les émissions reçues des différents émetteurs. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de comparaison (4) est agencé de manière à produire plusieurs dits calculs de pente de décalage temporel moyennés sur une durée donnée, chacune pour une fréquence donnée et plusieurs émetteurs, et à calculer la moyenne desdites pentes, ceci constituant ladite comparaison. 10. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que le circuit de synchronisation (4) est agencé pour calculer avec un pas donné la qualité sommée sur un intervalle précédent de l'ordre de 625 ms et la cumulant modulo 1,25 s, et déterminant en outre l'instant où ladite qualité cumulée est maximale de manière à produire la synchronisation sur lesdites plages utiles. 11. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit de correction (5) comporte un régulateur (R) à action intégrale recevant un signal du circuit de comparaison et agissant sur la tension de commande d'un circuit de commande (CO) de l'horloge à compenser (3). 12. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 10, caractérisé en ce que ledit circuit de comparaison (1) reçoit les signaux du circuit d'échantillonnage (CE) après numérisation (NU M), en ce que le circuit d'échantillonnage (CE) reçoit des signaux (F) d'une base de temps (BT) qui divise dans un rapport donné les impulsions de horloge à compenser (CO), et en ce que le circuit de comparaison est agencé pour modifier le rapport de division de la base de temps de manière à compenser ledit décalage. 13. Dispositif de radio-navigation destiné à déterminer la position d'un mobile, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de compensation selon l'une des revendications précédentes. 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que le circuit de correction (5) est agencé pour calculer périodiquement par récurrence le temps absolu (T) écoulé depuis une origine donnée, à partir de calculs des phases relatives entre des émissions d'au moins une fréquence provenant de stations différentes et de la fréquence de l'horloge locale, et pour compenser en conséquence la phase de lthorloge locale compensée en fréquence. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le calcul périodique du temps absolu est réalisé selon les opérations suivantes imbriquées arvec la correction en fréquence de l'horloge locale pour au moins une fréquence et plusieurs stations: a) acquisition d'échantillons des signaux reçus, b) calcul des phases (t k) des signaux reçus par rapport à l'horloge locale compensée, c) calcul des pentes de phase des signaux reçus (d gldt d) calcul du nombre de cycles reçus des stations par rapport à une station barycentrique fictive e) calcul de la fréquence (H) de l'horloge locale locale et du nombre de cycle de la station barycentrique (Xgj) f) calcul du temps absolu (T). 16. Dispositif selon l'une des revendications 14 ou 15, carac térisé en ce que ledit circuit de correction (5) est agencé pour effectuer ledit calcul périodique du temps absolu avec pondération desdites phases des émissions d'une même fréquence (Fj) provenant de stations différentes (k). 17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que ladite pondération fait intervenir la qualité des émissions reçues. 18. Dispositif selon les revendications 15 à 17 prises ensemble, caractérisé en ce que: - l'étape b) comporte également pour au moins une fréquence donnée le calcul des variances (ru) des émissions correspondant chacune à une fréquence (F.) des différents émetteurs (k) moyennée sur le créneau correspondant, - l'étape c) comporte également le calcul des qualités ( {k) correspondant auxdites variances (rkj) ainsi que la somme (&alpha;@) sur les différents émetteurs (k) des variances (alpha;kj) correspondant à une fréquence (F.) de manière à réaliser ladite pondération.

Inventors: BEC, DANIEL, COLLOMBY, MICHEL
Applicants: THOMSON-CSF
Application year: 1982
Main classification: G01S1
IPC codes: G01S1, H03L7