CIRCUIT FOR REDUCING THE RISE-TIME OF THE FLANKS OF A VIDEO SIGNAL, IN PARTICULAR FOR A VIDEO RECORDER

Abstract: 1. Circuit for steepening the flanks of a video signal (1) in which a correcting signal (21) is derived from the video signal (1) by double differentiation and is added to the video signal (1) in an adding stage (7), characterized in that an amplitude limitation (13, 18) is provided in the correcting signal path after each differentiation (12, 17), which limitation is so determined that upon the occurrence of large signal jumps of the video signal it suppresses disturbing impulse spikes (33) in the corrected video signal (1') at the output (10) of the adding stage (7).

Description: Schaltung zur Versteilerung der Flanken eines Videosignals, insbesondere für einen Videorecorder Videosignale für eine einwandfreie Bildwiedergabe in einem Fernsehempfänger haben im allgemeinen eine Videobandbreite von etwa 5 MHz. In der Praxis kommt es vor1 dass ein Videosignal eine verringerte Bandbreite Von 2-3 MHz aufweist, z.B. bei der Abtastung schlechter Filme, bei einfachen Kame ras, bei der Wiedergabe von Aufzeichnungsgeräten mit verringerter Bandbreite oder bei bandbegrenzten Übertragungsstrecken. Eine derartig verringerte Bandbreite bedeutet bei der Wiedergabe eine verringerte Bildschärfe, insbesondere bei senkrechten Kanten im Bild. Es ist bekannt, bei einem derartigen Signal die Bildschärfe durch eine Aufbereitung des Videosignals zu verbessern. Bei den hierfür verwendeten Differenzierentzerrern wird dem Videosignal ein Korrektursignal hinzugefügt, das durch zweifache Differentiation aus dem Videosignal gewonnen ist. Dadurch werden Flanken im Videosignal, die wegen der Bandbegrenzung zu flach verlaufen, versteilert Bei einer derartigen Schaltung hat sich folgender Nachteil ergeben. Wenn die Amplitude des oretursignals fur kleine Signalspl-ünge im Videosignal optimal bemessen ist, ergeben sich bei grösseren Signal sprüngen, z.B. einen Schwarz/Weiss- Sprung im korrigierten Video signal extrem hohe Spannungsspitzen an den Sprüngen. Diese hohen Spannungsspitzen, die ausserdem noch unsymmetrisch zum eigentlichen Wert des Videosignals sein können, bewirken wieder eine subjektive Bildverschlechterung. Die Spannungsspitzen können ausserdem den Synchronboden der Zeilensynchronimpulse in Richtung Ultra schwarz überschreiten und in der Zeilenablenkschaltung zu Ablenkstörungen führen. Dieser Nachteil kann zwar dadurch vermieden werden, dass die Amplitude des Korrektursignals kleiner gewählt wird. Dann wird aber andererseits die Bildverbesserung bei kleinen Signalsprüngen im Videosignal wieder geringer oder kaum noch merkbar. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der beschriebenen Art zu schaffen, die bei kleinen Signaisprün gen im Video signal eine optimale Bildverbesserung bewirkt, ohne dass bei grösseren Signal sprüngen störende Spannungsspitzen im Video signal auftreten. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 beschriebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben. Die Erfindung beruht auf folgender Uberlegung. Für eine subjektive Bildverbesserung ist insbesondere eine Versteilerung der Flanken im Videosignal bei kleinen Signal sprüngen wichtig, zumal kleine Signal sprünge statistisch gesehen im Bild häufiger auftreten. Bei grösseren Signal sprüngen ist es nicht notwendig und auch nicht zweckmässig, ein entsprechend proportional grösseres Korrektursignal hinzuzufügen. Vielmehr ist es vorteilhaft, die Amplitude des Korrektursignals zu begrenzen. Die Wirkung der erfindungsgemässen Korrekturschaltung wird also in vorteilhafter Weise unter Berücksichtigung der eintretenden subjektiven Bildverbesserung an die Amplitude der Signalsprünge im Videosignal angepasst. In einem Videorecorder erfolgt die erfindungsgemässe Korrektur des Videosignals vorzugsweise im Aufnahmeweg. Wenn dann für die Aufnahme ein weniger gutes Videosignal, e.B. durch eine schlechte Sendung, ankommt, so wird das Video signal bereits vor der Aufnahme verbessert. Dieses ist wichtig, da nach der Aufnahme eines schlechten Videosignals und der hinzukommenden weiteren Verschlechterung durch den Videorecorder das Signal letztlich nicht wieder in dem Masse verbessert werden kann. Die Korrektur des Videosignals bei der Aufnahme hat den Vorteil; dass dann ein hinsichtlich der Bildschärfe verbessertes Videosignal aufgezeichnet wird. Der Vorteil der besseren Bildschärfe ergibt sich somit auch dann, enn dieses Band auf einem beliebigen anderen Videorecorder wieder abgespielt wird. Bei einem Videorecorder wird im allgemeinen das Video signal auch bei der Aufnahme durch die Aufnahmeschaltung etwas verschlechtert. Diese Verschlechterung des Videosignals kann durch die erfindungsgemässe Schaltung bei der Aufnahme ebenfalls ausgeglichen werden, so dass die Qualität des auf dem Band aufgezeichneten Videosignals nicht von der des dem Recorder zugeführten Videosignals abweicht. Durch die doppelte Differentiation enthält das Korrektursignal beträchtliche Rauschanteile bei hohen Frequenzen, die an sich die Bildwiedergabe wieder verschlechtern können. Deshalb ist gemäss einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung in den Weg des korrigierten Videosignals ein Tiefpass eingeschaltet, dessen Durchlassbereich etwa gleich der Bandbreite des ursprünglichen Videosignals ist. Die Grenzfrequenz des Tiefpasses kann je nach Bandbreite des ankommenden Videosignals z.B. bei 3 }erz, 4 MHZ oder 5 NHz Liegen. Durch diesen Tiefpass, der alle Rauschanteile oberEslb der oberen Bandgrenze des Videosignals beseitigt,- wird die Bildwiedergabe beträchtlich verbessert. Ein Ausführungsbeiapjel der Erfindung wird anhand der Zeichnung erläutert. Darin zeigen Fig. 1 ein Blockshclatbild der erfindungsgemäBen Schaltung, Fig. 2 ein nicht kürrigiertes Videosignal, Fig. 3 ein in bekannter Weise korrigiertes Videosignal mit zu hohen Spannungsspitzen, Fig. 4 ein durch die erfindungsgemässe Schaltung korrigiertes Videosignal, Fig. 51 6 Weiterbildungen der Erfindung zur Realisierung der Amplitudenbegrenzung, Fig. 7, 8 ein Ausführungsbeispiel für eine andere Weiter bildung der Erfindung, Fig. 9, 10 ein Ausführungsbeispiel für eine weitere Weiter bildung der Erfindung und Fig. 11 eine praktisch erprobte, erfindungsgemässe Schaltung. In Fig. 1 gelangt das nicht korrigierte Videosignal 1 von der Klemme 2 über den Verstärker 3, das Laufzeitglied 4 und den Verstärker 5 an die Addierstufe 7. Von dort gelangt das Videosignal über den Verstärker 8 und den Tiefpass 9 mit einer Grenzfrequenz von 3,0 NHz an die Ausgangsklemme 10, an der das korrigierte Videosignal 1' zur Verfügung steht. Vom Ausgang des Verstärkers 3 gelangt das Videosignal 1 ausserdem über den Verstärker 11 an die Differenzierstufe 12. Am Ausgang der Differenzierstufe 12 liegt der Amplitudenbegrenzer 13, der die Signalamplituden des differenzierten Signales in positiver und negativer Richtung begrenzt. Das derart differenzierte und in der Amplitude begrenzte Signal gelangt über den Verstärker 16 auf die zweite Differenzierstufe 17. Dieser ist ebenfalls ein Begrenzer 18 nachge schaltet, der so wirkt wie der Begrenzer 13. Dadurch entsteht an der Leitung 20 das durch zweifache Differentiation und anschliessende Amplitudenbegrenzung gewonnene Korrektursignal 21. Dieses wird in der Addierstufe 7 dem Videosignal 1 im Sinne einer Korrektur, d.h. Flankenversteilerung, hinzugefügt. Die Amplitude des Korrektursignals 21 und die Begrenzerwerte der Begrenzer 13, 18 sind so gewählt, das bei kleinen Signalsprüngen im Videosignal 1 die Amplitudenbegrenzer 13, 18 praktisch unwirksam sind, das Korrektursignal 21 nicht begrenzt wird und eine er wünschte Versteilerung der Flanken im Videosignal auftritt, dass aber-bei grösseren Signalsprüngen im Videosignal 1 im korrigierten Videosignal 1' keine zu grossen Spannungsspitzen auftreten, die die Bildwiedergabe oder die Synchronisierung stören können. Fig. 2 zeigt das nicht korrigierte Videosignal 1 an der Klemme 2. Das Videosignal enthält einen relativ breiten Schwarz/Weiss-Sprung, einen sogenannten 20T-Impuls und fünf kleine Signalsprünge. Durch die Schaltung werden insbesondere diese kleinen Signalsprünge versteilert. Figur 3 zeigt ein korrigiertes Videosignal, wie es in bekannter Weise mit einer Schaltung nach Figur 1 ohne die Begrenzer an der Klemme 10 stehen wurde. Die fünf kleinen Signalsprünge erfahren eine erwunechte, eine subjektiv bessere Bildwiedergabe bewirkende Versteilerung. Bei den grösseren Signalsprüngen treten jedoch extrem hohe Spannungsspitzen 33 auf, die den dreifachen Wert der an sich im Video signal enthaltenden Signalsprünge erreichen. Diese extrem hohen Signal sprünge führen zu einer subjektiven Bildverschlechterung. Da sie den Synchronboden der Zeilensynchronimpulse überschreiten, können sie bei der Bildwiedergabe auch die amplitudenabhängig arbeitende Zeilenablenkschaltung stören. Figur 4 zeigt das korrigierte Videosignal 1' an der Klemme 10, das bei Einsatz der Begrenzer 13, 18 in Figur 1 entsteht. Die fünf kleinen Signalsprünge erfahren etwa dieselbe Versteilerung wie in Figur 3, weil bei diesen AmpBtudensprspn die Begrenzer 13, 18 unwirksam bleiben. Die unerwünschten grossen Signalsprünge 33 gemäss Figur 3 sind jedoch durch die Begrenzer 13, 14 stark reduziert. Die kombinierte Anwendung von Germanium- und Siliziumdioden beruht auf folgender Erkenntnis. Die Germaniumdiode ist im durchgeschalteten Zustand niederohmiger als eine Siliziumdiode, hat aber einen dynamischen Innenwiderstand im Durch lassbereich, der bei grossen Strömen in unereunnschter Weise grösser wird. Die Siliziumdiode ist zwar nicht so nieder- ohmig wie eine Germaniumdiode, behält aber auch bei grossen Signal strömen annähernd einen konstanten dynamischen Innenwiderstand innerhalb des Durchlassbereiches. Bei der Erfindung werden nun die Vorteile der beiden verschiedenen Diodenarten in vorteilhafter Weise kombiniert. Durch diese Kombination ergibt sich insgesamt ein besonders kleiner Innenwiderstand im durchgeschalteten Bereich, der sowohl bei kleinen als auch bei grösseren Signalströmen wirksam ist. Durch diese Massnahme wird die Schaltereigenschaft der Dioden bei dem durch die Flussspannung gegebenen Schwellwert und damit die Wirkung des Begrenzers deutlich verbessert. Bei einem praktisch erprobten Ausführungsbeispiel wurden für die in Figur 11 dargestellten Halbleiterbauteile folgende Typen verwendet. Transistoren 11,16: Typ 2N2218 alle anderen Transistoren: Typ BC237B Siliziumdioden: 13,14,18,19: Typ BAY95 Germaniumdioden: 13',14',18',19': Typ AAZlO. In der Praxis hat sich gezeigt, dass Dioden mit den gevmnsch- ten Eigenschaften nicht immer mit ausreichender Stückzahl verfügbar sind. Es ist dann notwendig, für eine einwandfreie Funktion der Schaltung Dioden mit bestimmten Eigenschaften aus einer grossen Menge herauszusuchen. Eine derartige Lösung ist jedoch für die Serienfertigung ungeeignet. Wenn die Dioden nicht die gewünschten Eigenschaften haben, ist das angestrebte Schalterverhalten der Dioden zur Amplitudenbegrenzung nicht optimal. Gemäss einer Weiterbildung der Erfindung wird daher die notwendige Begenzung ohne Dioden realisiert, indem die Dioden durch die Kollektor-Emitter-Strecken von zwei gegensinnig gepolten Transistoren gleichen Typs gebildet sind1 deren Kollektor jeweils mit der Basis verbunden ist. Durch die Anwendung von Transistoren als Dioden für die Begrenzung steht eine erhöhte Vielfalt von Halbleiterbauteilen zur Verfügung. Die Transistoren können in an sich bekannter Weise so geschaltet werden, dass sie die Aufgabe einer Diode erfüllen. Dabei besteht noch der Vorteil, dass ein als Diode geschalteter Transistor im Durchlassbereich niederohmiger ist als eine Diode. Durch eine besondere Schaltung des Transistors gemäss einer Weiterbildung der Erfindung kann der Durch lasswiderstand des als Diode arbeitenden Transistors beeinflusst, z.B. absichtlich vergrössert werden. Das kann zweckmässig sein, um die gesamte Schaltung nicht durch einen zu niederohmig gesteuerten Transistor unerkunscht stark zu belasten und zu dämpfen. Ein Ausführungsbeispiel für diese Weiterbildung wird anhand der Figuren 5 und 6 erläutert. In Figur 5 wird das Video signal 1 über den Kondensator 60 dem Transistor 11 zugeführt, dessen Basis-Vorspannung durch den Spannungsteiler 61,62 bestimmt ist. Der Emitter des Transistors 11 ist über das RC-Glied mit dem Kondensator 63 und dem Widerstand 64 sowie über den Widerstand 65 geerdet. An der Klemme 66 steht das einmal differenzierte Korrektur signal, das gemäss Figur 1 der Hauptanmeldung einer weiteren Differenzierstufe zugeführt wird. Die Diffentiation erfolgt mit der Induktivität 12 im Kollektorkreis des Transistors 11. Parallel zur Induktivität 12 sind die beiden Siliziumtransistoren 13,14 antiparallel geschaltet, wobei jeweils der Kollektor mit der Basis verbunden ist. Die Transistoren 13,14 wirken in dieser Schaltung wie zwei antiparallel geschaltete Dioden im Sinne der Hauptanmeldung. Ihr Durchlasswiderstand ist jedoch in erwünschter Weise wesentlich geringer. Bei bestimmten Bemessungen der gesamten Schaltung zur Verarbeitung des Videosignals kann durch die Schaltung nach Figur 1 der Durchlasswiderstand der Transistoren 13,14 unerwünscht niedrig werden und den Verstärker mit dem Transistor 11 unerwünscht stark bedämpfen. In der Schaltung gemäss Figur 6 ist der Durchlasswiderstand der Transistoren 13,14 dadurch absichtlich erhöht, dass jeweils der Kollektor mit der Basis über eine Diode 67,68 verbunden ist. Durch die Dioden 67,68 wird das Schalterverhalten der Transistoren 13, 14 weicher und der Durchlasswiderstand in erwünschter Weise erhöht. Dadurch kann eine geringere Belastung und Bedämpfung des Verstärkers mit dem Transistor 11 erreicht erden. Bei Siliziumtransistoren 13,14 werden vorzugsweise Germaniumdioden 67,68 verwendet, weil sie einen kleineren DurchlaBviderstand bei kleinen Signalamptituden haben als Siliziumdioden. Bei grossen Signalamplituden wächst der dynamische Innenwiderstand der Germaniumdioden, während er bei Siliziumdioden annähernd konstant bleibt. Die Paarung aus den Germaniumdioden 67,68 und den Siliziumtransistoren 13,14 zur Erhaltung eines schalterähnlichen Begrenzers mit definiertem Innenwiderstand ist daher vorteilhaft. Bei einem praktisch erprobten Ausführungsbeispiel hatten die Bauteile folgende Werte. Transistor 11: Typ 2 N 2218 TR 13,14 : Typ BC237B R61 : 10 KOhm R62 : 10 KOhm C63 : 50,tf R64 :100 Ohm R65 : 10 Ohm Dioden 67,68: AA143. In einem Videorecorder erfolgt bekanntlich die Aufzeichnung des Videosignals in Form eines mit dem Videosignal frequenzmodulierten Trägers Die gesamte Übertragungskennlinie hat, bedingt durch den Frequenzgang des Aufzeichnungskopfes und des Magnetbandes, einen Abfall zu hohen Frequenzen hin. Gerade Signalanteile hoher Frequenz haben statistisch gesehen jedoch eine relativ kleine Amplitude. Zur Verbesserung der Wiedergabe bei feinen Bilddetails ist es daher bekannt, das Videosignal vor dem FM-Modulator über eine sogenannte Preemphasis zu führen, in der die hohen-Frequenzen angehoben werden. Bei der Wiedergabe erfolgt in einer Deemphasis Schaltung wieder eine entsprechende Absenkung der hohen Frequenzen. Dadurch wird für diese hohen Frequenzanteile auch der Störabstand verbessert. Wenn die Schaltung nach der Hauptanmeldung in einem Videorecorder bei der Aufnahme vor der Preemphasisschaltung eingesetzt wird, liegen im Weg des Videosignals zwei Schaltungen1 die etwa die gleiche Wirkung haben, namlich eine Anhebung hoher Frequenzanteile. Durch das Zusammenwirken dieser beiden Schaltungen kann es bei Signal sprüngen zu uneriinscht hohen Amplituden des Videosignals kommen. Da die Maximalamplitude des Videosignals durch die-Betriebsspannung begrenzt ist, kann dadurch eine Verfälschung des Verlaufs des Videosignals eintreten. Die Qualität des wiedergegebenen Bildes wird dadurch beeinträchtigt. Andererseits ist jedoch die genannte Preemphasis Schaltung wegen der angewendeten Frequenzmodulation nicht entbehrlich. Bei einer Weiterbildung der Erfindung wird mit einfachen Schaltungsmitteln die durch die Preemphasis hervorgerufene Signalverfälschung vermieden. Das wird dadurch erreicht, dass ein im Aufnahmeweg des Recorders vor einem Frequenzmodulator liegender, zur Preemphasis des Videosignals dienender Verstärker mit einem Gegenkopplungsnetzwerk mit zu hohen Frequenzen hin zunehmender Gegenkopplung versehen ist. Diese Lösung beruht auf folgender Erkenntnis. Die bekannte Preemphasis-Schaltung hat eine Verstärkung, die mit steigender Frequenz ständig zunimmt. Das ist zwar für ein nicht gemäss der Hauptanmeldung aufbereitetes Video signal im Sinne einer einwandfreien Signalübertragung vorteilhaft. Wenn jedoch das Videosignal bereits gemäss der Hauptanmeldung aufbereitet ist, ist die bei der Preemphasis-Schaltung wirksame, zu hohen Frequenzen hin zunehmende Verstärkung nachteilig, weil dann die hohe Frequenzen enthaltenden Signal sprünge zu stark überbetont werden. Erfindungsgemäss wird dieser Nachteil dadurch beseitigt, dass die Preemphasis-Schaltung eine definierte, zu hohen Frequenzen hin zunehmende Gegenkopplung aufweist. Diese wirkt der in der Preemphasis-Schaltung an sich vorhandenen Verstärkungserhöhung zu hohen Frequenzen hin in vorteilhafter Weise entgegen. Die Preemphasis-Schaltung hat also zwei unabhängig voneinander wirkende frequenzabhängige Netzv-erke. Das eine dient unverändert im Sinne der Preemphasis zur Erhöhung der Verstärkung zu hohen Frequenzen hin. Das andere dient zu einer definierten Verringerung der Verstärkung in einem bestimmten Frequenzbereich. Ein Ausführungsbeispiel für diese Lösung wird anhand der Figuren 7 und 8 beschrieben. Figur 7 zeigt entsprechend Figur 1 das Videosignal 1 an der Klemme 2, den Verstärker 3, das Laufzeitglied 4, den Verstärker 5, die Addierstufe 7, den Verstär- ker 8, den Tiefpass 9 und die Klemme 10, an der das gemäss der Hauptanmeldung im Sinne einer Erhöhung der Bildschärfe aufbereitete Videosignal 1' steht. In der Addierstufe 7 wird dem Videosignal das Korrektursignal 21 hinzugefügt. Dieses wird in dem Weg mit dem Verstärker 1t, der Differenzierstufe 12, dem Amplitudenbegrenzer 13, dem zweiten Verstärker 16, der zweiten Differenzierstufe 17 und dem zwei- ten Amplitudenbegrenzer 18 aus dem Video signal 1 gewonnen. Das Video signal 1' wird über die Leitung 30 und den Kondensator 31 der Preemphasis-Schaltung 32 zugeführt. Diese liefert an ihrem Ausgang das Videosignal über den Xondensator 33 an den FM-Modulator 34. Dieser erzeugt einen mit dem Videosignal frequenzmodulierten Träger, der mit dem Xopf 35 auf dem Magnetband 36 aufgezeichnet wird. Die Schaltung 32 enthält in bekannter Weise die zur Erzeugung der Basis-Vorspannung dienenden Widerständen 37,38, den Transistor 39 mit dem Kollektor-Arbeitswiderstand 40, dem Emitterwiderstand 41 und dem frequenzabhängigen Gegenkopplungs-Netz werk mit den Widerständen42, 43 43 und den Kondensatoren 44, 85. Das Signal vom Ausgang des Transistors 39 gelangt über die Emitter-Folgerstufe mit dem Transistor 46 und demAr- beitswiderstand 47 an den Ausgang der Schaltung 32. Das Netzwerk 42-45 bewirkt eine zu hohen Frequenzen hin abnehmende Gegenkopplung und damit ansteigende Verstärkung des Videosignals 1' fur die Preemphasis. Die Schaltung 32 enthält zusätzlich das Gegenkopplungs-Netzwerk mit dem Widerstand 48 und dem Kondensator 49. Dieses Netzwerk bewirkt eine zu hohen Frequenzen hin zunehmende Gegenkopplung und damit eine abnehmende Verstärkung des Transistors-39. Die Zeitkonstante des Netzwerkes 48,49 liegt in der Grössenanordnung von 200 ns, was einer Grenzfrequenz von etwa 0,9 NHz entspricht. Figur 8a zeigt die Impulsform eines Rechteckimpulses, der durch eine bekannte Preemphasis-Schaltung, also ohne das Netzwerk 48,49 und ohne Aufbereitung des Videosignals gemäss Figur 1 aus einem Eingangsimpuls gemäss Figur 2b entsteht. Dieser Impuls hat die für die Aufzeichnung mit Frequenz dulation notwendige Form. Bei Kombination der bekannten Preemphasis-Schaltung mit der Schaltung 2-18 in Figur 7 würde am Ausgang der Preemphasis-Schaltung ein Impuls gemäss Figur 8c entstehen. Die dargestellten Spannungsspitzen sind durch die Wirkung der Anhebung bei hohen Frequenzen an sich höher als dargestellt. Sie werden durch die Betriebsspannung in der Amplitude begrenzt. Durch diese Begrenzung tritt unabhängig von der Amplitudenänderung die unerwünschte' Kurvenverformung von Figur 8a nach Figur 8c ein. Bei der Aufzeichnung dieses Signals würde sich bei der Wiedergabe ein verfälschter Impuls gemäss Figur 8d ergeben. Durch die Anwendung des Netzwerkes 48,49 in der Schaltung 32 wird am Ausgang der Schaltung 32 ein Impuls gemäss Figur 8e erzeugt. Dieser Impuls hat etwa die gleiche Amplitude wie der Impuls gemäss Figur 8c, jedoch wieder die richtige Kurvenform gemäss Figur 8a. Bei der Aufzeichnung und anschliessenden Demodulation und Deemphasis entsteht daraus ein Impuls gemäss Figur 8f. Dieser hat wieder die gewünschte Kurvenform ähnlich wie in Figur 8b, jedoch durch die Anwendung der Schaltung 2-18 gemäss Figur 1 eine gewünschte Überbetonung der Sprünge, wie durch die Überschwinger 50 dargestellt ist. Diese Überbetonung bewirkt bei der Bildwiedergabe eine Bildverbesserung in Form einer schärferen Darstellung feiner Bilddetails bei hohen Frequenzen. Die Schaltung 32 wird von der klemme 10 an ihren Eingang mit einem aufbereiteten Video signal 1' mit einer Spitze Spitze-Amplitude von etwa 1 V gespeist. In Figur 7 erfolgen die Preemphasis und die erfindungsge mäuse frequenzabhängige Gegenkopplung in derselben Verstärkerstufe mit dem Transistor 39. Das ist nicht unbedingt notwendig. Die Preemphasis und die genannte Gegenkopplung können auch in getrennten, im Signalweg aufeinanderfolgenden Stufen liegen. Bei einem praktisch erprobten Ausführungsbeispiel hatten die Bauteile in der Schaltung 32 die folgenden Werte. C31: 47/uF C33: 471um R37: 15 KOhm R38: 10 KOhm Tr39: Typ BC 237B R40: 1 KOhm R41: 1 KOhm R42: 470 Ohm R43: 1 KOhm C44: 580 pF C45: 1,2 nF Tr46: BC237B R47: 1 KOhm R48: 2,2 KOhm C49: 82 pF Bei Anwendung der erfindungsgemässen Schaltung in einem Fernsehempfänger kann folgende Störung auftreten. Wenn der Empfänger nicht optimal abgestimmt ist, kann bei Anwendung der Schaltung das wiedergegebene Bild durch eine Bildplastik und Rauschen beeinträchtigt werden. Unter bestimmten Bedingungen kann dann die Bildwiedergabe subjektiv schlechter sein als ohne Anwendung der Schaltung nach der Hauptanmeldung. Gemäss einer Weiterbildung der Erfindung wird die bei nicht optimaler Abstimmung genannte Störung dadurch vermieden, dass die Amplitude des Korrektursignals mit steigender Amplitude der Signalanteile im oberen Frequenzbereich des nichtkorrigierten Videosignals verringert wird. Diese Lösung beruht auf folgender Erkenntnis. Die nach subjektiven Empfinden vorgenommene nicht optimale Abstimmung erfolgt meist in dem Sinne, dass die hohen Frequenzanteile im Videosignal angehoben werden was oft subjektiv als schärferes Bild empfunden und allgemein als "Anspitzung" bezeichnet wird. Die Schaltung nach der Hauptanmeldung wirkt nun ebenfalls in dem Sinne, dass hohe Frequenzanteile angehoben werden. Durch die gleichzeitige Fehl abstimmung im Sinne einer Anspitzung und die Wirkung der Schaltung nach der Hauptanmeldung kommt es dann insgesamt zu einer zu starken Anhebung der hohen Frequenzanteile, wodurch sich die Bildplastik und das Rauschen erklären lassen. Bei der Erfindung wird die nicht optimale Abstimmung durch frequenzselektive Auswertung des Videosignals automatisch ermittelt und in Abhängigkeit davon selbsttätig die Wirkung der Schaltung nach der Hauptanmeldung verringert. Hierzu kann die Korrekturspannung kontinuierlich bei steigender Amplitude der Signalanteile hoher Frequenz im Video signal verringert werden. Eine andere Ausführung besteht darin, das Korrektursignal vollständig abzuschalten, wenn die Signalanteile höherer Frequenz im Videosignal einen bestimmten Schwellwert überschreiten. Bei einer Fehl abstimmung ist dann zwar die Schaltung nach der Hauptanmeldung wirkungslos und trägt somit zur Bildverbesserung nicht bei. Es wird jedoch verhindert, dass für die Fälle einer Fehl abstimmung die Schaltung nach der Hauptanmeldung in unerwünschter Weise die Bildqualität beeinträchtigt. Ein Ausführungsbeispiel für diese Lösung wird anhand der Figuren 9,10 beschrieben. In Figur 9 gelangt das Videosignal 1 von der Klemme 2 über den Verstärker 31 das Laufzeitglied 4, den Verstärker 5, die Addierstufe 7, den Verstärker 8 und den Tiefpass 9 an die Klemme 10, an der das gemäss der Hauptanmeldung im Sinne einer Erhöhung der Bildschärfe aufbereitete Video signal 1' steht. In der Addierstufe 7 wird dem Video signal das Korrektursignal 21 hinzugefügt. Dieses wird in dem Weg mit dem Verstärker 11, der Differenzierstufe 12, dem Amplitudenbegrenzer 13, dem zweiten Verstärker 16, der zweiten Differenzierstufe 17 und dem zweiten Amplitudenbegrenzer 18 aus dem Video signal 1 gewonnen. Die dargestellte Schaltung ist mit ihren Klemmen 2,10 in den Leuchtdichtesignalweg eines Farbfernsehempfängers eingebaut. In den Weg der Korrekturspannung 21 vom Ausgang des Begrenzers i8 zum Eingang der Addierstufe 7 ist zusätzlich das Tor 70 eingefügt, das bei optimal abgestimmtem Fernsehempfänger durchlässig ist. Das Videosignal vom Ausgang des Verstärkers 5 gelangt zu dem Filter 71, das einen Durchlassbereich bei etwa 2-3 MHz aufweist. Bei einer Fehl abstimmung des Empfängers sind die Signalanteile in diesem Frequenzbereich stark angehoben, so dass am Ausgang des Filters 7i eine überhöhte Spannung auftritt. Diese Spannung wird in dem Gleichrichter 72 gleichgerichtet. Wenn die gleichgerichtete Spannung einen bestimmten Schwellwert übersteigt, entsteht in einer nicht näher dargestellten Schwellwertschaltung die Schaltspannung 73. Diese Schaltspannung steuert das Tor 70 undurchlässig, so dass die Korrekturspannung 21 nicht mehr zur Addierstufe 7 gelangt. Die Sorrek- turschaltung 11-13, 16-i8 ist dann in erwünschter Weise wirkungslos. Wenn der Empfänger wieder richtig abgestimmt ist, sinkt die Amplitude der Signalanteile im oberen Frequenzbereich des Videosignals am Ausgang des Verstärkers 5 wieder ab. Die Schaltspannung 73 verschwindet dann, und das Tor 70 wird wieder durchlässig gesteuert. Die Korrekturspannung 21 gelangt dann wieder in erwünschter Weise auf die Addierstufe 7. In Figur 10 gelangt das Video signal vom Ausgang des Verstärkers 5 über den Kondensator 74 auf die Basis des Transistors 75, dessen Basisvorspannung mit dem Spannungsteiler 76,77 erzeugt wird und dessen Emitter über den Widerstand 78 geerdet ist. Im Kollektorkreis des Transistors 75 liegt das auf 2-3 MHz abgestimmte Filter 71, das mit dem Widerstand 79 bedämpft ist. Durch die mit der Induktivität des Filters 71 gekoppelte Spule 80 werden die Signalanteile im Frequenzbereich von 2-3 MHz ausgekoppelt und über den Gleichrichter 72 der Basis des Transistors 81 zugeführt. Die Basis ist über den Widerstand 82 geerdet. Der Kollektor ist an die Basis des Transistors 16a angeschlossen, der den Verstärker 16 in Figur 1 darstellt. Die Basisvorspannung für den Transistor 16a wird mit den Widerständen 83,84 erzeugt. Der Emitter des Transistors 16a ist über den Widerstand 85 und den Kondensator 86 geerdet. Die Differenzierstufe ist durch die Induktivität 17a gebildet und der Amplitudenbegrenzer 18 durch zwei antiparallel geschaltete Dioden 18a. Das Videosignal gelangt von dem Begrenzer 13 über den Kondensator 87 auf die Basis des Transistors 16a. Bei optimal abgestimmtem Fernsehempfänger sind die am Filter 71 entstehenden Signalanteile und die daraus gewonnene Gleichspannung an der Basis des Transistors 81 so gering, dass der Transistor 81 gesperrt bleibt und auf die Funktion des Transistors 16a keinen Einfluss hat. Die Korrekturspannung 21 gelangt dann zwecks Schärfeerhöhung auf den Eingang der Addierstufe 7. Bei nicht optimaler Abstimmung wird die Gleichspannung an der Basis des Transistors 81 so gross, dass der Transistor 81 leitet und die Basis des Transistors 16a erdet. Dadurch verschwindet die Korrekturspannung 21 am Eingang der Addierstufe 7. Der Transistor 81 wirkt also als Amplitudenschwellwert Schaltung und der Transistor 16a als Tor 70 in Figur 1. Der Tiefpass 9 hat vorzugsweise in einem Farbfernsehempfänger die Grenzfrequenz von 3,5 MHz. Ein Tiefpass mit der gleichen Grenzfrequenz ist vorzugsweise in Reihe zum Verstärker 3 vorgesehen. Bei einem praktisch erprobten Ausführungsbeispiel hatten die Bauteile in Figur 10 die folgenden Werte: Gleichrichter 72: Diode AA 143 Tr75 R76 : Typ 22 kOhm R77 : 10 k0hm R78 : 47 Ohm R79 : 2,2 kOhm Tr81 . Typ BjC237B R82 : 10 kOhm R83 : 22 kOhm P84 : 10 kOhm R 85 : 390 Ohm C86 : 4,7 /uF C 87 : 10 nF c 74 : 10 nF Fig. 11 zeigt eine praktisch erprobt Schaltung gemäss dem Blockschaltbild nach Fig. 1, wobei einander entsprechende Teile mit gleichenBezugsziffern versehen sind. Im Weg des Videosignals 1 liegen der Transistor 30, der Tiefpass 31 mit einer Grenzfrequenz von 3,0 MHz, der Transistor 32 und der als Emitterfolger betriebene Transistor 3. Der Schaltungspunkt 6 an der Basis des Transistors 7 ist der Punkt, an dem das Videosignal und das Korrektursignal 21 addiert werden. Die Spule 12 im Kollektorkreis des Transistors 11 wirkt als Differenzierglied. Parallel zur Spule 12 liegen antiparallel geschaltete Siliziumdioden 13, 14. Durch die Dioden 13, 14 tritt eine Begrenzerwirkung bei einer Spannung von etwa 0,2 Volt ein. Der Transistor 16 bildet die zweite Verstärkerstufe und die Spule 17 das zweite Differenzierglied. Die Dioden 18, 19 bewirken wieder die Amplitudenbegrenzung. Das Korrektursignal gelangt vom Kollektor des Transistors 16 auf die Schaltung 15, die nur Signale oberhalb eines bestimmten Schwellwertes durchlässt und dadurch Rauschen unterhalb dieses Schwellwertes unterdrückt. Das am Ausgang der Schaltung 15 stehende Korrektursignal gelangt dann auf die beiden Begrenzer 90, 91, die zusätzlich das Korrektursignal in positiver und negativer Richtung begrenzen, so dass das Korrektursignal 21 an dem Schaltungspunkt 6 die optimale maximale Amplitude relativ zum Videosignal 1 hat.

Claims: Patentansprüche 1. Schaltung zur Versteilerung der Flanken eines Video signals (1), insbesondere für einen Videorecorder, bei der das Videosignal (1) über zwei in Reihe geschal tete Differenzierstufen (12, 17) geführt und als Korrektursignal (21) in einer Addierstufe (7) dem Video signal hinzugefügt wird, dadurch gekennzeichnet, dass jede der beiden Differenzierstufen (12, 17) einen so bemessenen Amplitudenbegrenzer (13, 18) aufweist, dass bei grossen Signalsprüngen im Videosignal (1) im korrigierten Videosignal (1') am Ausgang (10) der Addier stufe (7) keine die Bildwiedergabe verschlechternden oder die Synchronisierung störenden Impulsspitzen auftreten. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu einem das Eorrektursignal (21) fuhrenden Bauteil (12, 17) antiparallel geschaltete Dioden ( 14, 18, 19) liegen. 3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer Differenzierstufe mit einer Induk tivität (12, 17) die Dioden (13, 14, 18, 19) parallel zur Induktivität liegen. 4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass im Weg des korrigierten Videosignals (1') ein Tiefpass (9) mit einer der Bandbreite des Videosignals (1') ent sprechenden Durchlassbandbreite liegt. 5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass dem Bauteil (12, 17) zwei antiparallel geschaltete Silizium-Dioden und zwei antiparallel geschaltete Germanium-Dioden parallel geschaltet sind, 6. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Dioden durch die Kollektor-Emitter-Strecken von zwei gegensinnig gepolten Transistoren (13, 14) gleichen Typs (npn) gebildet sind, deren Kollektor jeweils mit der Basis verbunden ist (Fig. 5, 6). 7. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass jeweils der Kollektor mit der Basis über eine g hsimug mit der Basis-Emitter-Strecke gepolte Diode (67, 68) verbunden ist (Fig. 6). 8. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei Anwendung der Schaltung im Aufnahmeweg eines Video recorders ein im Aufnahmeweg des Recorders vor einem Frequenzmodulator (34) liegender, zur Preemphasis des Videosignals (1') dienender Verstärker (32) mit einem Gegenkopplungs-Netzwerk (48, 49) mit zu hohen Fre quenzen hin zunehmender Gegenkopplung versehen ist (Fig. 7, 8). 9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Netzwerk durch eine RC-Reihenschaltung (48, 49) zwischen Kollektor und Basis eines im Verstärker (32) enthaltenden Transistors (39) gebildet ist (Fig. 7, 8). 10. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitude des Korrektursignals (21) mit steigender Amplitude der Signalanteile im oberen Frequenzbereich des nicht korrigierten Videosignals (1) verringert wird (Fig. 9, 10).

Inventors: KLUTH, HANS-JURGEN, Kluth, Hans-Jürgen
Applicants: TELEFUNKEN FERNSEH UND RUNDFUNK GMBH
Application year: 1982
Main classification: H04N5
IPC codes: H04N5