ELECTRONICALLY CONTROLLED IGNITION SYSTEM

Abstract: 1. Electronically controlled ignition system for an internal combustion engine, wherein a signal correcting the ignition is derived from a meander-shaped control signal (A) directly derived from an ignition pulse generator, with a sawtooth-shaped voltage signal (B) with a rising edge (B1) and a falling edge (B2) being generated within one respective period of the control signal (A) from only one edge (X) of this control signal by the control edge (X) of the control signal (A) triggering within one period the one edge (B2) of the sawtooth-shaped signal (B) which ends when a reference voltage (UF ) is reached, which triggers the other edge (B1) which, upon occurrence of the control edge (X) in the subsequent period of the control signal (A) is, in turn, relieved by the edge (B2) of the sawtooth-shaped signal, with the ratio of the slopes of both edges serving as a measure for the alteration of the correction signal (F) in relation to the control signal (A), characterized in that the falling edge (B2) of the sawtooth-shaped signal (B) is compared with a fixed voltage (US ) which is larger than the reference voltage (UF ), and in that the correction signal (F) is prolonged in relation to the control signal (A) by a time interval (DELTA t'), i.e., the occurrence of an edge of the correction signal is delayed in relation to the corresponding control edge (X) of the control signal, with this time interval (DELTA t') being determined by the duration of the falling edge (B2) until the fixed voltage (US ) is reached.

Description: Elektronisch geregeltes Zündsystem Die Erfindung betrifft ein elektronisch geregeltes Zündsystem für eine Brennkraftmaschine, bei dem aus einem direkt von einem Zündimpulsgeber abgeleiteten Steuersignal ein die Zündung korrigierendes Signal abgeleitet wird. Steuersignale für den Zündvorgang eines Motors, die von einem die Stellung des Rotors abfühlenden Zündimpulsgeber abgeleitet werden, müssen aus unterschiedlichen Gründen drehzahlunabhängig oder drehzahlabhängig korrigiert werden. Daher liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein elektronisch geregeltes Zündsystem anzugeben, bei dem ein Korrektursignal auf sehr einfache Weise aus dem von Zündimpulsgeber abgeleiteten Steuersignal gewonnen wird. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass innerhalb jeweils eine Periode des mäanderförmigen Steuersignals (A) aus nur einer Flanke (X) dieses Steuersignals ein sägezahnförmiges Signal (B) mit einer ansteigenden Flanke (B1) und einer abfallenden Flanke (B2) erzeugt wird, wobei das Verhältnis der Steilheiten beider Flanken ein Mass für die Veränderung des Korrektursignals (F) gegenüber dem Steuersignal (A) ist. Ein derartig elektronisch geregeltes Zündsystem hat den Vorteil, dass zur Erzeugung der Korrekturgrösse nicht beide Flanken des mäanderförmigen Steuersignals innerhalb einer Periode herangezogen werden müssen. Dagegen wird nach der erfindung zur Erzeugung dieser Korrekturgrösse nur eine Flanke des mäanderförmigen Steuersignals innerhalb einer Periodendauer dieses Steuersignals verwendet, während die jeweilige Lage der zweiten Flanke des Steuersignals keinen Einfluss auf das Mass des Korrekturwertes hat. Bei dem erfindungsgemässen elektronisch geregelten Zündsystem löst eine Flanke des mäanderförmigen Steuersignals innerhalb einer Periode vorzugsweise die abfallende Flanke des sägezahnförmigen Signals aus. Diese abfallende Flanke endet beim Erreichen eines vorgebbaren Wertes unter Auslösung der ansteigenden Flanke, die ihrerseits wiederum beint Auftreten der Steuerflanke des Steuersignals in der nachfolgenden Periode endet und von der abfallenden Flanke abgelöst wird. Die Steuerflanke des Steuersignals besteht vorzugsweise aus der High-Low-Flanke des mäanderförmigen Steuesignals. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird das Korrektursignal gegenüber dem Steuersignal um die von der abfallenden Flanke des sägezahiförmigen Signals bestimmte Zeit verlängert. Es besteht auch die Möglichkeit, das Korrektursignal im Bedarfsfall gegenüber dem Steuersignal nur durch einen sich mit der Drehzahl des Rotors ändernden Teil der durch die abfallende Flanke des sägezahlförmigen Signals bestimmten Zeit zu verlängern. Das sägezahnförmige Signal ist vorzugsweise durch den Spannungsverlauf an einem Kondensator gegeben. Dieser Kondensator wird mit den die Steilheiten der Signalsflanken bestimmenden Strömen bis zum Auftreten einer Steuerflanke des Steuersignals aufgeladen und danach bis zum Erreichen einer vorgebbaren Referenzspannung wieder entladen. Die prinzipielle neue Methode zur Erzeugung eines Korrektursignals wird an Hand der Figuren la bis ld und der Figur 2 näher erläutert. Vom Ausgangssignal eines Zündimpulsgebers, beispielsweise eines Induktionsgebers, wird ein Steuersignal A gemäss Figur la abgeleitet. Dieses Steuersignal ist mäanderförmig und hat die Periodendauer T. Innerhalb einer Periodendauer T wird die abfallende High-Low-Flanke X als Steuerflanke zur Erzeugung eines sägezahnförmigen Signals gemäss Figur lb herangezogen. Mit der Steuerflanke X wird bei einer Prinzipschaltung gemäss Figur 2 der Entladestrom IE einer Stromquelle Q1 freigegeben, so dass sich der zuvor aufgeladene Kondensator C gemäss der abfallenden Flanke B2 in der Figur lb über den Schalter S in der Stellung alall entlädt. Die Kondensatorspannung Uc wird an einem Komparator K mit der Festspannung UF verglichen. Sinkt Uc unter UF ab, dann schaltet der Ausgang des Komparators K den Schalter S in die Stellung "b", wodurch der Kondensator C mit dem Ladestrom IL der Konstantstromquelle Q2 aufgeladen wird, so dass die Spannung am Kondensator C gemäss der Anstiegsflanke B1 in Figur lb ansteigt. Die Steilheiten der Flanken B1 und B2 sind durch die Grösse des Auflade- bzw. des Entladestroms aus den Stromquellen Q1 und Q2 vorgegeben. Der Gesamtverlauf der Spannung Uc am Kondensator ist als Funktionsverlauf B in der Figur lb dargestellt. Der Steuer impuls gemäss der Figur la wird nunmehr um die Korrekturgrösse, nämlich die Zeit At verlängert, die der Dauer des Entladevorgangs des Kondensators und damit der abfallenden Flanke B2 entspricht. Das so gewonnene Korrektursignal F ist in der Figur lc dargestellt. Dieses Korrektursignal kann beispielsweise anstelle des Steuersignals A zur Steuerung des Stroms in der Primärseite der Zündspule herangezogen werden. Dann beginnt gemäss der Figur ld der Primärstrom Ipr mit der Low-High-Flanke des Korrektursignals F zu fliessen und wird mit dem Auftreten der Hig-Low-Flanke dieses Korrektursignals F abrupt abgebrochen, so dass es zur Zündung kommt, was in der Figur ld durch Zundpfeile angedeutet ist. Damit wird der Zündzeitpunkt um die Zeit ht gegenüber dem Zündzeitpunkt, der sich bei Heranziehung des Steuersignals A ergeben hätte, verzögert. Mit dem erfindungsgemässen Steuerprinzip kann beispielsweise auch der Schliesswinkel einer Motorzündung den Anfordernissen entsprechend eingestellt werden. Das elektronisch geregelte Zündsystem nach der Erfindung eignet sich insbesondere zur Erzeugung eines Korrektursignals, mit dem die durch einen Induktionsgeber bedingte Voreilung des Zündzeitpunktes gegenüber der mechanischen Stellung des Rotors bei niedrigen Drehzahlen kompensiert bzw. überkompensiert werden kann. Beim Induktionsgeber ist - wie sich aus Figur 3 ergibt der Spannungsnulldurchgang der die Zündung auslösenden Steuerflanke X des Steuersignals A gemäss Figur la nicht in Übereinstimmung mit der mechanischen Stellung des Rotors. Wird der Spannungs-Nulldurchgang bei z.B. 1000 U/min (Leerlaufdrehzahl) zu der mechanischen Stellung des Rotors justiert, dann zeigt Figur 3, dass in der Startphase bei 150 U/min der Nulldurchgang des Steuersignals um 4 % - 6 %, bezogen auf die Periodendauer, voreilt und bei der Höchst- drehzahl um ca. 2 % nacheilt. Da mit dem Spannungs-Nulldurchgang des Steuersignals der Zündfunke ausgelöst wird, verhält sich der Induktionsgeber gegensätzlich zu den Anforderungen, die ein Motor für ein gutes Laufverhalten speziell in der Startphase erfordert. Mit Hilfe der elektronisch geregelten Zündung nach der Erfinduny wird die durch den Induktionsgeber verursachte Voreilung in der Startphase eliminiert. In Destimmten Fällen ist es in einer Weiterbildung der Erfindung sinnvoll, Mittel zur Abschaltung des Korrektursignals vorzusehen. Auf diese Weise wird das Zündsystem universell für eine breite Motoren- bzw. Fahrzeugpalette verwendbar. Ein und dasselbe Zündsystem kann beispiels- weise durch wahlweise festes oder betriebsparameterab hänyiges Beschalten von aussen auf die Bedürfnisse der einzelnen Motoren bezüglich des Zündwinkels abgestimmt werden. Durch diese Vereinheitlichung des Zündsystems ergibt sich eine Kostensenkung beim Hersteller, eine Verringerung des Lageraufwands und ferner lassen sich Verwechslungen vermeiden. Die Ein- bzw. Ausschaltung des Korrektursignals kann auf unterschiedliche Weise in Abhängigkeit von den jeweiligen Betriebs- und Einsatzbedingungen erfolgen. So kann das Korrektursignal nur während des Anlassvorgangs der Brennkraftmaschine wirksam geschaltet sein. Ein für diesen Vorgang repräsentatives Signal liegt beispielsweise am Ausgang II 5011 eines Zünd-/Anlassschalters vor. Bei einem der artigen Zündsystem ergibt sich ein besonders einfacher Schaltungsaufbau, da üblicherweise vorgesehene drehzahlspezifische Schaltelemente, die das Korrektursignal bei Erreichen einer vorgegebenen Drehzahl abschalten, entfallen könnten. Alternativ oder ergänzend hierzu kann das Korrektursignal auch in Abhängigkeit von Parametern der Brennkraftmaschine schaltbar sein. Hier bietet sich die Motortemperatur an. Es hat sich nämlich gezeigt, dass das Korrektursignal gerade bei tiefen Betriebstemperaturen den Anlassvorgalç deutlich verbessert, während bei einem soyenannten Heissstart das Steuersignal allein einen zufriedenstellenden Anlassvorgany sichert. Als weiteres kann das Korrektursignal bei bestimmten Fahrzeugmodellen bzw. Motorausführungen unwirksam geschaltet sein. In diesen Fällen genügt zwar ein vereinfachtes Zündsystem, bei dem das Korrektursignal nicht erzeugt wird. Dies würde jedoch zwei verschiedene Arten des Zündsystems erforderlich machen und die Vorteile der Erfindung ins Geyentell verkehren. In Figur 4a ist die Spannung UIND aufgetragen, die ein Induktionsgber liefert. Mit T ist die Periode und mit Uv die Vergleichsspannung eines Komparators bezeichnet. Die Fig. 4b zeigt den mäanderförmigen Spannungsverlauf A am Ausgang des Komparators. Ist UIND > UV dann ist A "High", sonst. 'Low". Mit dem Ausgangssignal A des Komparators wird der Strom 1 gemäss pr Fig. 4b in der Primärseite der Zündspule bei "High" eingeschaltet und mit der "High-Low"-Flanke des Signals A abrupt abgeschaltet, so dass es zur Zündung kommt. In der Startphase soll nun erfindungsgemäss die Abschaltflanke X für den Primärspulenstrom Ipr und damit das Auslösen der Zündung um das Zeitintervall E t verlängert werden, um die durch den Induktionsgeber bedingte Voreilung des Zündzeitpunktes zu kompensieren bzw. zu überkompensieren. In Fig. 4d ist das korrigierte Signal F dargestellt, dessen High-Phasen um das gewünschte Zeitintervall Qt so verlängert sind, dass die die Zündung auslösende High-Low Flanke gegenüber der Steuerflanke X des Steuersignals A um diese Zeit At verzögert wird. Dadurch wird erreicht, dass auch der Primärstrom 1pr gemäss Fig. 4e gleichfalls um die Zeit At verzögert in der die Zündung auslösenden Weise abgeschaltet wird. Bei der Korrektur der voreilenden Zündung in der Startphase ist nun ein Verlauf erwünscht, der an Hand der Fig. 5 näher erläutert wird. In Fig. 5 ist im gegenüber der Fig. 3 vergrösserten Massstab die Startphase des Motors dargestellt. Der Kurvenverlauf N1 zeigt das Voreilen des Nulldurchganges des Steuersignales A in Abhängigkeit von der Drehzahl n zwischen 0 und 1000 Umdrehungen je Minute. Die vorgesehene elektronische Kompensation ist durch den Funktionsverlauf der Geraden NE dargestellt. Diese Gerade hat die Funktion: NE =A0 -x . n Der Wert Ag wird bei einer bevorzugten Ausführungsform vorzugsweise mit Ag = 6 % yewählt. Wenn die Gerade NE bei 1000 U/min eine Zündverstelluny von 0 % bewirken soll, so hat X den Wert 0,006 % x = Ujmin n gibt die Drehzahl des Motors pro Minute an. Bei Addition der Funktionsläufe von NI und NE erhält man den kompensierten Funktionsverlauf NK gemäss Fig. 5. Diese Funktion zeigt, dass in der Startphase eine erwünschte Nacheilung von maximal 2 % erzielt wird, die beim Erreichen von 1000 U/min auf 0 abgesunken ist. Die gewünschte elektronische Kompensation NE erhält man dann, wenn für das Korrektursignal F in der Fig. 4d gilt, NE = (%) Soll nun bei einem Signal F gemäss Fig. lc die elektronisch bewirkte Verlängerung des Steuersignales A gemäss Fig. la den Wert ost 6 % T betragen, so ist das Verhältnis des Ladestromes IL zum Entladestrom IE bei einer Schaltungsanordnung gemäss der Fig. 2 mit einem Wert IL # 0,06 IE zu wählen. Wird nun gemäss Fig. ld der Primärspulenstrom Ipr mit der Low-High-Flanke des Steuersignals A eingeschaltet und abgeschaltet, wenn das sägezahnförmige Signal B gemäss Fig. ld unter den Wert der Festspannung UF fällt, so wird der Zündzeitpunkt mit Hilfe des Korrektursignals F um 6 % gegenüber dem Zeitpunkt verschoben, der sich bei einer Zündung mit dem Steuersignal A ergeben hätte. Bei dieser sich aus den Figuren la bis ld ergebenden Kompensationsmethode ist der prozentuale Versatz At/T des Korrektursignals F gegenüber dem Steuersignal A von der kleinsten gewählten Drehzahl, beispielsweise bei 50 U/min, bis zu den höchsten Drehzahlen konstant und würde im dargelegten Beispiel 6 % betragen. Es wird jedoch gefordert, dass gemäss Fig. 5 der Prozentwert der Kompensation NE mit steigender Drehzahl abnimmt und bei ca. 1000 U/min den Wert 0 erreicht. Diese Forderung wird dadurch erfüllt, dass erfindungsgemäss die abfallende Flanke des sägezahnförmigen Signals mit einer Festspannung verglichen wird, die grösser ist als die Referenzspannung. Das Korrektursignal wird dann gegen über dem Steuersignal um ein Zeitintervall ht verlängert, das durch die Zeitdauer der abfallenden Flanke des sägezahnförmigen Signals bis zum Erreichen der neu eingefügten Festspannung gegeben ist. Der Potentialabstand zwischen der neu eingeführten Festspannung Us und der Referenzspannung UF muss so gewählt werden1 dass beim Erreichen einer bestimmten Schwelldrehzahl des Rotors - beispielsweise bei 1000 U/min - das sägezahnförmige Signal in seinem Maximum den Festspannungswert U5 gerade nicht mehr erreicht, so dass ab dieser Schwelldrehzahl das Steuersignal A nicht mehr verlängert bzw. die Steuerflanke X nicht mehr verzögert wird. Unterhalb dieser Schwelldrehzahl nimmt dagegen die Verlängerung des Korrektursignals bzw. die Verzögerung der die Zündung auslösenden Flanke mit abnehmender Drehzahl zu. Bei einem Ausführungsbeispiel betrug die Steilheit des Spannungsanstieges am Kondensator - also die Steilheit der Flanke B1 gemäss Fig. lb - S = 4,3 V/sec bei einer Referenzspannung UF = 0,4 V. Bei 50 U/min sollte die Kompensation der Zündverstellung 6 % betragen. Bei dieser Drehzahl erreichte die Spannung am Kondensator ihren maximalen Wert von beispielsweise Ucmax = 3 V. Bei diesem Ausführungsbeispiel fällt der Maximalwert des sägezahnförmigen Signals B bei 1000 U/min gerade dann mit dem Festspannungswert U5 zusammen, wenn der Potentialabstand aD ca. 130 mV zwischen der Festspannung US und der Referenzspannung UF bEträgt. Die Verhältnisse unter Einfügung der Festspannung Us sind in den Figuren 6a bis 6c und 7a bis 7b dargestellt. Bei einer sehr kleinen Drehzahl fällt gemäss der Figur 6b der Schnittpunkt zwischen der abfallenden Flanke B2 des sägezahnförmigen Signals B mit der Festspannung US fast mit dem Schnittpunkt der abfallenden Flanke B2 und der Referenzspannung UF zusammen. Dies liegt daran, dass die Potentialdifferenz AU klein ist gegenüber der Maximalspannung des sägezahnförmigen Signals B. Diese Verhältnisse gelten beispielsweise bei einer Drehzahl von 50 U/min. Der Zündzeitpunkt wird folglich mit Hilfe des sägezahnförmigen Signals B gemäss Fig. 6c bei kleinen Drehzahlen und bei den angegebenen Verhältnissen um =6% verzögert. Diese prozentuale Verzögerung des Zündzeitpunktes nimmt mit zunehmender Drehzahl ab, da der Maximalwert des Signals B bei steigender Drehzahl ständig sinkt und somit ein grösserer Anteil der abfallenden Flanke B2 des sägezahnförmigen Signals B in den Potentialbereich zwischen U5 und UF fällt. Bei den angeführten beispielhaften Verhältnissen beträgt die Verzögerung des Zündzeitpunktes bei 125 U/min etwa 5,2 %, bei 250 U/min ca. 4,5 %, bei 500 U/min ca. 3 % und bei 1000 U/min etwa 0 Prozent. Die Figuren 7a und 7b zeigen die Verhältnisse bei einer Drehzahl von ca. 1000 Umdrehungen je Minute. Gemäss Figur 7a pendelt das sägezahnförmige Signal B aufgrund der gewählten Dimensionierung bei 1000 U/min nur noch zwischen der Festspannung Us und Referenzspannung UF. Das Zeitintervall At zwischen dem maximalen Wert des sägezahnförmigen Signals B und der Festspannung Us wird somit bei der Drehzahl 1000 U/min. zu Null. Gemäss Fig. 7b ist dann das Korrektursignal F identisch mit dem vom Induktionsgeber abgeleiteten Steuersignal A. Eine Kompensation der Zündverstellung erfolgt somit nur im Drehzahlbereich zwischen 0 und 1000 U/min. Bei der schaltungstechnischen Ausführung des erfindungsgemässen elektronisch geregelten Zündsystemes sind Stromquellen vorhanden, über die der Kondensator zur Erzeugung des sägezahnförmigen Signals B in der beschriebenen Weise auf- und entladen wird. Ferner ist ein Komparator K1 vorhanden, an dem die Kondensatorspannung mit der Referenzspannung UF verglichen wird. An einem zweiten Komparator K2 wird die Kondensatorspannung mit der Festspannung Us verglichen. Ferner enthält die Schaltung eine bistabile Kippstufe FF, die über den Ausgang des ersten Komparators in den einen stabilen Zustand und von der Low High-Flanke des Steuersignales A in den anderen stabilen Zustand übergeführt wird. Das Ausgangssignal F gewinnt man dadurch, dass die Schaltung ein NOR-Gatter G enthält, dessen einem Eingang das Ausgangssignal der Kippstufe FF und dessen anderem Eingang das Aus gangssignal des zweiten Komparators K2 zugeführt wird. Eine derartige Schaltung ist in der Figur 8 dargestellt. Der Kondensator C wird mit dem Ladestrom IL geladen und mit dem Entladestrom IE entladen. Der Ladestrom IL wird mit dem Stromspiegel aus den Transistoren T1 und T2 in Verbindung mit dem Widerstand R3 im Kollek tor zweig des Transistors T1 eingestellt. Der Entladestrom wird über den Stromspiegel aus den Transistoren T3, , T4 und T5 eingestellt, wobei für das Verhältnis der aktiven Transistorflächen der Transistoren T4 und T5 gelten muss: FT5 - LE + 1. FT4 = Il + 1L Dabei wird berücksichtigt, dass der Ladestrom IL ständig fliesst, während der Entladestrom IE nur dann freigegeben wird, wenn die Transistoren T6 und T7, die der Basis-Emitterstrecke des Transistors T5 parallel geschaltet sind, gesperrt sind. Die Spannung Uc am Kondensator C wird über den Transistor T8 auf den einen Eingang des Komparators K1 gegeben. Der Komparator K1 besteht aus dem Differenzverstärker mit den Transistoren T9 und Tlo und dem Endtransistor T11. An der Basiselektrode des Transistors Tg liegt somit die um die Basisemitterspannung des Transistors 8 erhöhte Kondensatorspannung B . Am zweiten Eingang des Komparators K1, also an der Basiselektrode des Transistors Tlo, liegt die Referenzspannung UF Sie ist gegenüber der eigentlichen, mit dem Spannungsteiler R1, R2, R4 eingestellten Referenzspannung UF um die Basisemitterspannung des Transistors T19 zum Ausgleich der entsprechenden Basisemitterspannung des Transistors T8 angehoben. Das Ausgangs signal des Komparators K1 wird als Trigger signal Tx auf den Eingang der bistabilen Kippstufe FF gegeben. In der Figur 9a ist das Eingangssteuersignal A dargestellt, das gemäss Figur 8 über die Diode D4 auf den Ausgang der Schaltung ausgekoppelt und ausserdem auf die Basiselektrode des Transistors T6 und den zweiten Eingang der bistabilen Kippstufe FF gegebenwird. In der Figur 9b ist das sägezahnförmige Signal B am Eingang des Komparators K1 dargestellt. Ferner ist in die Fig. 9b die Referenzspannung UF und die Festspannung U51 eingetragen. Der Komparator K1 gibt nur dann ein Ausgangssignal Tx gemäss Fig. 9c ab, wenn das sägezahnförmige Signal B dieReferenz- spannung UF erreicht. Der Ausgang des Komparators K1 am Kollektor des Transistors T11 hat somit Low-Pegel, wenn gilt Uc + UBE > UF'- Bei UC + UBE < UFl weist das Ausgangssignal Tx den High-Pegel auf. Am Ausgang der bistabilen Kippstufe FF erscheint beim Auftreten des Impulses TX der Fig. 9c High-Potential gemäss Fig. 9d. Dieses Potential bleibt erhalten, bis die Low-High Flanke des Eingangssteuersignals A den Ausgang der bistabilen Kippstufe FF wieder auf Low zurücksetzt. Folglich stellt sich am Ausgang der bistabilen Kippstufe FF das in der Fig. 9d dargestellte mäanderförmige Signal D ein. Dieses Signal D wird auf die Basiselektrode des Transistors T7 gegeben, so dass dann, wenn D auf High-Potential liegt, der Transistor T7 durchgeschaltet ist und die Basis des Transistors T5 auf Low-Potential liegt. Dadurch kann der Entladestrom 1E während der High-Phase des Signals D nicht fliessen. Auch während der High-Phase des Eingangssteuersignals A wird der Entladestrom IE des Kondensators über den Transistor T6 auf gleiche Weise blockiert. Während der High-Phasen der Signale A und D wird folglich der Kondensator C mit Hilfe des Ladestroms 1L aufgeladen. Beim Auftreten der Steuer flanke X des Eingangssteuersignals A sind dagegen beide Transistoren T6 und T7 yesperrt, so dass der Entladestrom IE des Kondensators C bis zum Auftreten der Low-High Flanke des Signals D fliessen kann, so dass der in Fig. 9b dargestellte Funktionsverlauf B des sägezahnförmigen Signals am Kondensator C realisiert wird. Zusammengefasst gilt: A oder D = "High" C wird aufgeladen A und D = "Low" C wird entladen Die Fig. 8 enthält einen zweiten Komparator K2 aus den Transistoren T14 bis T16. Auf die eine Eingangselektrode dieses zweiten Komparators, die der Basiselektrode des Transistors T15 entspricht, wird die Festspannung Us' gegeben, für die gilt: Us' = UF + 130 mV, wenn die bereits erläuterten Dimensionierungsverhältnisse zugrunde gelegt werden. An der zweiten Eingangselektrode des Komparators K2, die der Basiselektrode des Transistors T14 entspricht, liegt wiederum das der Kondensatorspannung entsprechende sägezahnförmige Signal B Am Ausgang des Komparators K2, der dem Kollektor des Transistors T16 entspricht, wird das in der Fig. 9e dargestellte Signal E abgegriffen. Der Transistor T16 wird nur dann durchgesteuert, wenn der Transistor T15 des Komparators K2 auch leitend ist. Dies ist dann der Fall, wenn gilt: Us' > UC + UBE. Nur während dieser Zeiten hat das Signal E gemäss Fig. 9e High-Potential. Das Signal E an der Kollektorelektrode des Transistors T16 und das Ausgangssignal D der bistabilen Kippstufe FF werden nunmehr zur Erzeugung des Korrektursignals F auf ein Gatter G gegeben. Dieses Gatter G ist gemäss der Schaltung nach der Fig. 8 ein NOR-Gatter aus den Transistoren T17 und T18. Die beiden Transistoren sind an den Kollektorelektroden und an den Emitterelektroden mitein ander verbunden. Dem einen Eingang des NOR-Gatters G, der durch die Basiselektrode des Transistors T17 gebildet wird, wird das Signal E zugeführt. Dem anderen eingang des NOR-Gatters G, der duch die Basiselektrode des Transistors T18 gebildet wird, wird das Ausgangssignal D der bistabilen Kippstufe FF zugeführt. Das Ausgangssignal F wird an den Kollektorelektroden der beiden Transistoren T17 und T18 abgegriffen. F liegt nur dann auf High-Potential, wenn beide Eingangssignale des NOR-Gatters Low sind. Das Ausgangssignal F hat somit den mäanderförmigen Verlauf gemäss Fig. 9f, bei dem die Low-High-Flanke der Low High-Flanke des Einganssteuersingnals A entspricht und die High-Low-Flanke durch die Low-High-Flanke des Signals E definiert wird. Das Ausgangssignal F ist somit um die Zeit gegenüber dem Steuersignal A verlängert, wobei At der Zeit entspricht, die die abfallende Flanke des sägezahnförmigen Signals B bis zum Erreichen der Spannung Us benötigt. Das Ausgangssignal F wird über eine Diode D3 auf den Ausgang der in der Fig. 8 dargestellten Schaltung geyeben. Der Verlauf des Stromflusses in der Primarspule bei vorhandenem Korrektursignal F gemäss Fig. 9f ist in der Fig. 9g dargestellt. Auf den Schal tungs ausgang gelangt auch über die Diode D4 das Eingangssteuersignal A, das dann bei höheren Drehzahlen alleine den Primärstrom in der Zündspule bestimmt. Bei diesen höheren Drehzahlen, beispielsweise bei Drehzahlen über 1000 U/min, ist das Ausgangssignal F immer auf Low, da der Transistor T16 in der Fig. 8 ab dieser Drehzahl ständig durchgesteuert wird. Der der Kompensation dienende Schaltungsteil beeinflusst somit ab einer definierten Schwell-Drehzahl nicht mehr den Stromfluss in der Primärspule. Fig. lo zeigt noch ein Ausführungsbeispiel über die Abschaltmöglichkeiten des Korrektursignals. Das elektronisch geregelte Zündsystem 1 für eine Brennkraftmaschine erhält an seinem Eingang 2 ein mäanderförmiges Steuersignal A. Dieses Steuersignal A wird einerseits direkt über die Diode D4 auf den Ausgang 4 des Zündsystems 1 geführt. Dort wird es vom Korrektursignal F überlagert, das in der Korrekturschaltung 5 aus dem Steuersignal A in der beschriebenen Weise gewonnen wird. In der Zuführung 6 des Steuersignals A zur Korrekturschaltung 5 sind in Reihe drei Schalter S7, S8 und Sg angeordnet, mit aenen die Korrekturschaltung 5 und damit das Korrektursignal F abgeschaltet werden können. Der Schalter S7 arbeitet motortemperaturabhängig und ist nur bis zu einer Temperatur von z.B. 60"C geschlossen. Oberhalb dieser Temperatur ist er geöffnet und macht unabhängig vom Schaltzustand der Schalter S8 und Sg das Korrektursignal F unwirksam. Der Schalter S8 ist nur während des Anlassvorgangs der Brennkraftmaschine geschlossen. Er wird beispielsweise vom Zünd-/AnlaBschalter oder vom Ausgang D+ des Fahrzeuggenerators gesteuert. Nach Beendigung des Anlassvorgangs ist der Schalter 8 geöffnet und schaltet ebenfalls das Korrektursignal F ab. Mit Hilfe des Schalters Sg lässt sich das Korrektursignal F generell unwirksam schalten. Abhängig vom jeweiligen Fahrzeug- bzw. Motormodell ist der Schalter Sg geschlossen bzw. geöffnet. Im letzteren Fall wird das Korrektursignal F nicht erzeugt. Zum Ausgang 4 des Zündsystems gelangt lediglich das Steuersignal A. Auf diese Weise kann das Zündsystem 1 auch bei Fahrzeugen verwendet werden, bei denen der Zündwinkel allein durch das Steuersignal A vorgegeben wird. Anstelle der dargestellten Möglichkeiten, das Korrektursignal mit Hilfe der Schalter S7 und S9 zu unterdrücken, können entsprechend den jeweiligen Erfordernissen nur einer der Schalter S7 bis Sg oder beliebige Kombinationen von zweien dieser Schalter vorgesehen sein. Ferner ist es möglich, weiteren Einsatzerfordernissen durch zusätzliche Schalter entsprechend diesen Schaltern S7 bis Sg Rechnung zu tragen.

Claims: Patentansprüche 1) Elektronisch geregeltes Zündsystem für eine Brennkraftmaschine, bei dem aus einem direkt von einem Zündimpulsgeber abgeleiteten Steuersignal ein die Zündung korrigierendes Signal abgeleitet wird, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb jeweils einer Periode des mäanderförmigen Steuersignals (A) aus nur einer Flanke (X) dieses Steuersignals ein sägezahnförmiges Signal (B) mit einer ansteigenden Flanke (B1) und einer abfallenden Flanke (B2) erzeugt wird, wobei das Verhältnis der Steilheiten beider Flanken ein Mass für die Veränderung des Korrektursignals (F) gegenüber dem Steuersignal (A) ist. 2) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerflanke (X) des Steuersignals (A) innerhalb einer Periode die abfallende Flanke (B2) des sägezahnförmigen Signals (B) auslöst, die beim Erreichen eines vorgebbaren WErtes (UF) unter Auslösung der ansteigenden Flanke (B1) endet und dass die ansteigende Flanke (B1) beim Auftreten der Steuerflanke (X) in der nachfolgenden Periode des Steuersignals (A) wiederum durch die abfallende Flanke (B2) des sägezahnförmigen Signals abgelöst wird. 3) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerflanke (X) jeweils die High-Low-Flanke des mäanderförmigen Steuersignals (A) ist. 4) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal (F) gegenüber dem Steuersignal (A) um die von der abfallenden Flanke (B2) des sägezahnförmigen Signals (B) bestimmte Zeit verlängert ist. 5) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal (F) gegenüber dem Steuersignal (A) nur durch einen sich mit der Drehzahl des Rotors ändernden Teil (ist') der Zeit verlängert wird, die durch die abfallende Flanke (B2) des sägezahnförmigen Signals (B) bestimmt ist. 6) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das sägezahnförmige Signal (B) durch den Spannungsverlauf an einem Kondensator (C) gegeben ist, der mit den die Steilheiten der Signalflanken (B1,B2) bestimmenden Strömen bis zum Auftreten einer Steuerflanke (X) des Stuersignals (A) aufgeladen und danach bis zum Erreichen einer vorgebbaren Referenzspannung (UF) entladen wird. 7) Verwendung eines elektronisch geregelten Zündsystems nach einem der vorangehenden Ansprüche zur Kompensation bzw. Überkompensation der durch einen Induktionsgeber bedingten Voreilung des Zündzeitpunktes gegenüber der mechanischen Stellung des Rotors bei niedrigen Drehzahlen. 8) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel zur Abschaltung des Korrektursignals (F) vorgesehen sind. 9) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal (F) nur während des Anlassvoryangs der Brennkraftmaschine wirksam ist (Schalter S8). 10) Zündsystem nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal (F) in Abhängigkeit von der Brennkraftmaschinen-Temperatur schaltbar ist (Schalter 87). 11) Zündsystem nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal (F) in Abhängigkeit vom jeweiligen Fahrzeugmodell bzw. der jeweiligen Motorausführung schaltbar ist (Schalter S9). 12) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die abfallende Flanke (B2) des sägezahnförmigen Signals (B) mit einer Festspannung (U8) verglichen wird, die grösser ist als die Referenzspannung (UF) und dass das Korrektursignal (F) gegenüber dem Steuersignal (A) um ein Zeitintervall (hat ) verlängert bzw. das Auftreten einer Flanke des Korrektursignals gegenüber der entsprechenden Steuerflanke (X) des Steuersignals verzögert wird, wobei dieses Zeitintervall (ast') durch die Zeitdauer der abfallenden Flanke (B2) bis zum Erreichen der Festspannung (uns) gegeben ist. 13) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die High-Low-Flanke des Korrektursignals (F) den Zündzeitpunkt bestimmt. 14) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 12 und 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Potentialabstand (aU) zwischen der Festspannung (U5) und der Referenzspannung (UF) SO gewählt wird, dass beim Erreichen einer be stimmten Schwelldrehzahl des Rotors das sägezahnförmige Signal in seinem Maximum den Festspannungswert (uns) gerade nicht mehr erreicht, so dass ab dieser Schwelldrehzahl das Steuersignal (A) nicht mehr verlängert bzw. die Steuerflanke (X) nicht mehr verzögert wird, während unterhalb dieser Schwelldrehzahl die Verlängerung des Korrektursignals (F) bzw. die Verzögerung der die Zündung auslösenden Flanke mit abnehmender Drehzahl zunimmt. 15) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steilheiten der Flanken (B1,B2) des sägezahnförmigen Signals (B) sowie die Festspannung (U8) und die Referenzspannung (UF) so gewählt sind, dass bei der kleinsten Drehzahl des Rotors das Korrektursignals (F) um einen definierten maximalen Wert (Ao) gegenüber dem Steuersignal (A) verlängert bzw. die die Zündung verursachende Flanke des Korrektursignals gegenüber der Steuerflanke (X) verzögert wird und dass dieser Wert linear bis zum Erreichen des Wertes "Null" bei der Schwelldrehzahl abnimmt. 16) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Verlängerung des Korrektursignals (F) gegenüber dem Steuersignal (A) bei ca. 50 U/min ca. 6 % der Periodendauer beträgt, und dass die Schwelldrehzahl, ab der das Steuersignal (A) nicht mehr korrigiert wird, bei ca. 1000 U/min liegt. 17) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Stromquellen vorgesehen sind, über die ein Kondensator (C) zur Erzeugung des sägezahnförmigen Signals (B) aufund entladen wird, dass ein 1. Komparator (K1) vorgesehen ist, an dem die Kondensatorspannung (Uc + UBE) mit der Referenzspannung (UF) verglichen wird und dass ein 2. Komperator (K2) vorgesehen ist, an dem die Kondensator spannung (UC + UBE) mit der Festspannung (uns) verglichen C BE wird. 18) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass eine bistabile Kippstufe (FF) vorgesehen ist, die über den Ausgang des 1. Komparators (K1) in den einen stabilen Zustand und von der Low-High Flanke des Steuersignals (A) in den anderen stabilen Zustand überführt wird. 19) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 18, oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass ein NOR-Gatter (G) vorgesehen ist, dessen einem Eingang das Ausgangssignal (D) der Kippstufe (FF) und dessen anderem Eingang das Ausgangssignal (E) des 2. Komparators (K2) zugeführt wird, und an dessen Ausgang das Korrektursignal (F) abgegriffen wird. 20) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Ladestrom (IL) des Kondensator (C) ständig fliesst und der Entladestrom (IE) des Kondensators nur zwischen dem Auftreten einer Steuerflanke (X) des Steuersignals und dem Zeitpunkt, wo die Kondensatorspannung die Referenzspannung (UF) erreicht, fliesst. 21) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die den Entladestrom (IE) liefernde Stromquelle sowohl durch das High-Potential des Steuerstignals (A) als auch durch das High-Potential des Ausgangsignals (D) der bistabilen Kippstufe (FF) blockiert wird. 22) Elektronisch geregeltes Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die den Lade- und Entladestrom des Kondensators liefernden Stromquellen nach Art eines Stromspiegel verstärkers (T4,T5) miteinander verknüpft sind, wobei das Verhältnis der aktiven Flächen der den Stromspiegel verstärker bildenden Transistoren das Verhältnis zwischen Lade- und Entladestrom bestimmt.

Inventors: GUGGENMOS, JOHANNES, KRAPPEL, ALFRED, MINNER, WILLY
Applicants: BAYERISCHE MOTOREN WERKE AKTIENGESELLSCHAFT, TELEFUNKEN ELECTRONIC GMBH
Application year: 1982
Main classification: F02P5
IPC codes: F02P5