SUB-BAND PERMUTATION METHOD

Abstract: 1. Method for the interchanging of equally wide partial bands of a signal frequency band by means of modulators (X), behind which are connected like band pass filters (BP 1 to BP 5) as well as further modulators (X), wherein certain carrier frequencies (f 1 to f 4) are fixedly associated with the modulators (X) and a coupling matrix (scrambling matrix), which is controllable by a random generator, for the scrambling of the partial bands is provided between the band pass filters (BP 1 to BP 5) and the modulators (X) connected therebehind, characterised thereby, that the carrier frequencies display the values fnu = (nnu - i/l) . B with nu = 1, 2 ... partial bands of the bandwith B and i, l and nnu epsilon ¦ N = 1, 2 ... (elements epsilon from the mass of natural numbers) as freely selectable parameters, wherein i and nnu can also assume the value 0, and that the modulators (X) operate discretely in time and the relationship fS = 2m nu . fnu , mnu epsilon ¦ N = 1, 2 ... applies for the scanning frequency of the carrier oscillations.

Description: Teilbandvertauschungsverfahren Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Vertauschung von gleich breiten Teilbändern eines Signalfrequenzbandes ge mäss Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Solche Verfahren sind bekannt, beispielsweise durch die DE-PS 24 26 451, in der eine Schaltungsanordnung zur Erzielung vertauschungsunabhängiger Frequenzraster für die Oberwellen von Sprach-Grundfrequenzen bei Einrichtungen zur Teilbandvertauschung, bei denen auf der Sendeseite eine Aufteilung eines Sprachsignalbandes in gleich breite Teilbänder vorgenommen und durch eine Vertauschung der Teilbänder ein übertragungsband gebildet wird, bei dem darin enthaltene Teilbänder invertiert sein können, wobei auf der Empfangsseite die vorgenommene Vertauschung rückgängig gemacht wird, beschrieben wird, die dadurch gekennzeichnet ist, dass die Frequenz an der unteren Grenze des Sprachbandes und die halbe Teilbandbreite im Verhältnis zweier gan zen Zahlen zueinander stehen. Diese Schaltungsanordnung weist fünf Modulatoren auf, die mittels geeignet gewählten oberen Trägerfrequenzen an den Ausgängen der nachgeschalteten Einheitsfilter das Sprachband in fünf Teilbänder zerlegen. Die so gewonnenen Teilbänder werden mit Hilfe weiterer fünf nachgeschalteter Modulatoren in die ursprüngliche Frequenzlage des Sprachbandes zurück umgesetzt, wobei eine Vertauschung der Teilbänder dadurch erzielt wird, dass die Modulatoren mit einer wählbaren Auswahl von fünf aus zehn Trägerfrequenzen versorgt werden. Die bekannten Bandpassverfahren benötigen einen relativ hohen Schaltungsaufwand. Aufgabe der vorliegenden Erfindung war es deshalb, ein Verfahren für die Teilbandvertauschung der obigen Art zu geben, das weniger Schaltungsaufwand benötigt und eine zeitdiskrete oder digitale Signalverarbeitung gestattet. Die Lösung erfolgt mit den in den Patentansprüchen angegebenen Mitteln. Das erfindungsgemässe Verfahren weist die Vorteile auf, dass zwischen den den Modulatoren zugeführten Trägerfrequenzen nicht umgeschaltet zu werden braucht, was eine Einsparung an Schaltungsaufwand erbringt. In einer Weiterbildung der Erfindung wird das Durchlassband des Bandpassfilters auf eines der Teilbänder gelegt, wodurch zwei Modulatoren und eine Trägerfrequenzerzeugung eingespart werden kann. In weiteren Ausbildungen der Erfindung werden Angaben darüber gemacht, wie die Frequenzwerte für die Trägerschwingungen in Abhängigkeit von der Aufteilung in Teilbänder sowie der Abtastfrequenz zu wählen sind, so dass eine zeitdiskrete bzw. digitale Signalverarbeitung in vorteilhafter Weise durchgeführt werden kann. Dabei können sowohl rechteckals auch sinusförmige Träger bei relativ niedrigen Abtastfrequenzen und einfacher Modulatorschaltung verwendet werden. In weiteren Ausgestaltungen der Erfindung werden günstige Werte zur Verschleierung eines CCITT-Sprachkanals angegeben, der in fünf Teilbänder aufgeteilt wird. Es folgt nun die Beschreibung der Erfindung anhand der Figuren: Fig. 1 zeigt die Blockstruktur eines erfindungsgemässen Sprach verschleierungssystems mittels Fünfbandvertauschung. Fig. 2 zeigt Spektren nach der Frequenzumsetzung mit vier Sinus-Trägerschwingungen bei zeitdiskreter Signal verarbeitung. Fig. 3 zeigt ein Beispiel einer Modulatorrealisierung. Fig. 4 zeigt Spektren nach der Frequenzumsetzung mit einer Rechteck-Trägerschwingung bei zeitkontinuierlicher Signalverarbeitung. Das prinzipielle Blockschaltbild eines Sprachverschleierungssystems auf der Basis der Fünfbandvertauschung ist in Fig. 1 wiedergegeben. Das Eingangsspektrum des zu verschleiernden Sprachsignals Xin (f) kann mit unerwünschten höherfrequenten Spektralanteilen behaftet sein, die gegebenenfalls durch einen eingangsseitigen Tiefpass TP1 unterdrückt werden müssen, um beispielsweise bei zeitdiskreter Signalverarbeitung mit vorgegebener Abtastfrequenz fS das Abtasttheorem einhalten zu können. Das resultierende bandbegrenzte Spektrum X (f) wird im nächsten Schritt mit Hilfe von gleichen Bandpässen in fünf Teilbänder aufgeteilt. Dazu ist eine vorherige Modulation mit entsprechenden Trägerfrequenzen X 2 usw. notwendig. Die eigentliche Verwürfelung findet im nächsten Schritt durch eine Koppelmatrix M, die durch einen Zufalls generator gesteuert wird, statt, wobei die Teilbänder X (f) v y = 1, 2 ... 5 in kurzen Zeitabständen zufällig umgeord- net werden nach (i, j, k, l, m}C{1, 2, 3, 4, 51 Anschliessend werden die Teilbänder (X (f) für v = i, j, k, 1, m j mit denselben Frequenzen der eingangsseitigen Modulatoren nochmals umgesetzt und kommen so in verwürfelter Reihenfolge in den ursprünglichen Frequenzbereich des Sprachspektrums X (f) zu liegen. Eventuelle Oberschwingungen des Ausgangsspektrums wie z. B. unerwünschte Modulationsprodukte oder periodisch wiederkehrende Spektralanteile bei zeitdiskreter Signalverarbeitung werden durch den Tiefpass TP2 eliminiert. Y (f) ist das Spektrum des verschleierten kontinuierlichen Ausgangssignals. Das System zur Entschlüsselung verschleierter Sprachsignale weist ebenfalls die in Fig. 1 wiedergegebene Blockstruktur auf, wobei zur richtigen Entschlüsselung der empfangsseitige Zufallsgenerator ZG dieselbe Zufallsfolge wie der Sender und auf diesen synchronisiert zu liefern hat. Das erfindungsgemässe Verfahren erbringt weiterhin die Einsparung zweier Modulatoren, wenn das Durchlassband des Einheitsbandpassfilters BP1 bis BP5 auf eines der fünf Teilbänder gelegt und eine der Trägerfrequenzen auf der Eingangs- und Ausgangsseite den Wert 0 erhält. Die Fig. 2a zeigt das Spektrum des Sprachsignals (Telefonqualität), wobei die Regellage das zeitkontinuierliche Signal vollständig repräsentiert und die zusätzlichen Spektralanteile symmetrisch zu ganzzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz fS (hier ist die Kehrlage unterhalb fS gezeichnet) bei zeitdiskreter Verarbeitung auftreten. Der CCITT-Sprachkanal ist durch die Grenzen 0,3 bis 3,4 kHz festgelegt, wodurch bei einer Aufteilung in fünf Teilbänder die Teilbandbreite B = 620 Hz beträgt. Die arithmetischen Mittenfrequenzen der Teilbänder liegen dann bei fM ' = (2v - 1) B + t 300 Hz 9 2 für v = 1 bis 5. Für eine einfache Trägerfrequenzerzeugung und für eine zeitdiskrete Signalverarbeitung ist es günstig, die Mittenfrequenzen mit fN = 9 . B geringfügig zu modifizieren. Damit erstreckt sich das zu B B verwürfelnde Sprachspektrum von 2 bis 112 (0,31 bis 3,41 kHz). Zur Umsetzung der Teilbänder des zum zeitkontinuierlichen Signal gehörenden Spektrums gemäss Fig. 2a in dasselbe Frequenzband mittels Rechteckträgerschwingungen sind die Grundfrequenzen v für v = 1 bis 5 äquidistant im Abstand B anzuordnen. Nach der Formel fv = (n9 - 1) . B (4) für n9 = O, 1, 2 usw. v = 1 bis 5, 1 = E zu und i = 0, 1, 1 - 1 als frei wählbare Parameter. Im einfachsten Fall für 1 = 1 und i = 0 erhält man f = nv . B. Der Mindestwert der Rechteckträgerfrequenzen darf dabei 4B nicht unterschreiten, da sonst aufgrund der Hermitezität der Spektren reeller Signale störende spektrale überlappungen auftreten. Diese Bedingung ergibt sich in gleicher Weise auch aufgrund des Linienspektrums der Rechteckträgerschwingung nach Fourier. Für = = entsprechend f = 0 gilt vorgegebene Einschränkung nicht, da hierbei keine Frequenzumsetzung vorgenommen wird. In Fig. 4 sind im einzelnen die spektralen Beziehungen für eine zeitkontinuierliche Signalverarbeitung dargestellt. Dieselben spektralen Verhältnisse lassen sich in dem in Fig. 4 wiedergegebenen Frequenzbereich auch mit einem zeitdiskreten System realisieren, wenn die Abtastfrequenz fs geeignet gewählt wird. Dabei ist fs so festzulegen, dass sämtliche Oberschwingungen aller Rechteckträger f für v = 1 bis 5 symmetrisch zur halben Abtastfrequenz zu liegen kommen. Dadurch ist sichergestellt, dass zu den ohnehin vorhandenen Linien des Rechteckträgerspektrums aufgrund der Periodizität zeitdiskreter Signale keine weiteren unerwünschten Linien hinzukommen. Die Bedingung hierfür lautet fv = Vfs/2 für m # |N = 1, 2 ... (5) Bezogen auf die halbe Abtastfrequenz treten dann Spektrallinien der abgetasteten Rechteckträgerschwingungen bei folgenden Frequenzen auf: für m ungerade 2 't für mm gerade fts --(2g + 1) . f, 2 jeweils für ein Element aus der Menge der ganzen Zahlen Z = {... -1, 0, +1 ... j. Die Abtastfrequenz ergibt sich damit zu fs = 2n . m . B = k . B. v Aufwandsgünstige Werte für k, der zugehörigen Abtastfrequenz fs und für n sind in Tabelle 1 zusammengestellt, wobei in den ersten vier Zeilen Lösungen mit Nicht umsetzung der Teilbänder 3, 4 bzw. 5 und damit Einsparung von Modulatoren dargestellt sind. Neben der Aufwandsminderung ergibt sich jeweils eine niedrigere Abtastfrequenz. Erfindungsgemäss lassen sich die Abtastfrequenzen noch weiter erniedrigen, wenn zur Umsetzung sinusförmige Trägerschwingungen verwendet werden, die sich aus nur wenigen betragsmässig unterschiedlichen Abtastwerten zu entsprechenden Folgen zusammensetzen lassen. Auch hier gelten die Beziehungen (4) bzw. (5). Für die Abtastfrequenz gilt fs = KGV fl. n# - i} . l, v = 1, ... 5 oder fs = k. B k # [N. Wegen des Abtasttheorems muss jedoch k/l > 11 eingehalten werden, um störende spektrale überfaltungen zu vermeiden. In der folgenden Tabelle 4 sind für die Werte k/l = 15, 20, 24, 30 und 36 in entsprechenden fünf Spalten mögliche Trägerfrequenzen relativ zur Abtastfrequenz fs und in Abhängigkeit von n sowie für günstige Werte von i und 1 dargestellt: Tabelle 4 n f f#/fs f#/fs f#/fs f#/fs = 1 . n - i k 00 0 0 0 0 01 02 1/10 1/10 1/12 03 1/6 1/8 1/10 1/12 04 1/5 1/6 05 3/10 1/4 1/6 06 3/10 1/4 1/5 1/6 07 08 1/2 2/5 1/3 09 3/8 3/10 1/4 10 1/2 5/12 1/3 12 1/2 2/5 1/3 15 1/2 5/12 18 1/2 k/l 15 20 24 30 36 i 1 0 0 0 o 1 2 1 1 1 1 Der Tabelle 4 kann entnommen werden, dass sich im Fall k/l = 15 mit 1 = 2 und i = 1 nur vier der zulässigen Trägerfrequenzen ergeben. Ebenso ist das letzte dort wiedergegebene Ergebnis für k/l = 36 mit i = 0 unbrauchbar, da in beliebigen Frequenzintervallen der Breite 10B jeweils nur maximal vier der zulässigen Träger frequenzen zu liegen kommen, so dass höchstens vier Teilbänder mit gleichen Filtern separiert werden können. Die Spektren nach der Frequenzumsetzung sind für k/l = 24 in der Fig. 2 wiedergegeben. Für die Werte k/l = 24 und 30 sind die für eine Realisierung günstigen Daten für die Trägerfrequenzen, wiederum relativ zur Abtastfrequenz für die einzelnen Teilbänder sowie die Mittenfrequenz des Bandpassfilters in Tabelle 2 aufgelistet. Hinsichtlich der zeitdiskreten Signalverarbeitung ergibt sich der aufwandsgünstigste Fall mit der Wahl der Bandmittenfrequenz der Bandpassfilter zu fM = 5 B, da hierbei ein Teilbandsignal ohne Frequenzumsetzung gewonnen werden kann.

Claims: Patentansprüche 1. Verfahren zur Vertauschung von gleichbreiten Teilbän dern eines Signalfrequenzbandes mittels Modulatoren, denen gleiche Bandpassfilter sowie weitere Modulatoren nachgeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, dass den Modulatoren bestimmte Trägerfrequenzen fest zugeordnet sind, und dass zwischen den Bandpassfiltern (BP) und den nachgeschalteten Modulatoren (M1...) eine Koppelmatrix (M) zur Verwürfelung der Teilbänder vorgesehen ist. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Koppelmatrix durch einen Zufallsgenerator (ZG) steuer bar ist. 3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Durchlassband des Bandpassfilters gleich einem der Teilbänder ist und dass eine der Trägerfrequenzen zu Null gewählt wird. 4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, dass die Trägerfrequenzen die Werte f = (n - l) . B v (n v 11) 1 B mit v = 1, 2 ... Teilbändern der Bandbreite B und i, 1 und nv E IN = 1, 2 ... (Elemente t aus der Menge der na türlichen Zahlen N) als freiwählbare Parameter aufweisen. 5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Träger frequenzen die Werte f = nv B aufweisen. 6. Verfahren nach Anspruch, 4 oder 5, dadurch gekennzeich net, dass die Modulatoren zeitdiskret arbeiten und für die Abtastfrequenz der Trägerschwingungen die Beziehung fs = 2mV . f,, m 9 LN = 1, 2 gilt. 7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Träger sinusförmig sind und die Abtastfrequenz zu fs = KGV(1 . nv - i}. B/1 mit KGV gleich dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen oder zu fs = k B mit k E IN gewählt wird. 8. Verfahren nach Anspruch 6, wobei das Signalfrequenzband der CCITT-Sprachkanal ist, dadurch gekennzeichnet, dass n = 5 Teilbänder mit der Bandbreite B = 620 Hz gebildet werden und dass die Frequenzumsetzung mit Rechteckträ gern nach einer der folgenden Möglichkeiten der Tabelle 1 erfolgt: Tabelle 1 k fs/kHz n1 n2 n3 n4 n5 560 347,2 4 5 - 7 8 1260 781,2 5 6 7 - 9 1008 624,96 4 7 8 9 1008 624,96 6 7 8 9 1680 1041,6 4 5 6 7 8 9. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass n = 5 Teilbänder mit der Bandbreite B = 620 Hz ge bildet werden und dass die Frequenzumsetzung mit Sinusträ gern nach einer der folgenden Möglichkeiten der Tabelle 2 erfolgt: Tabelle 2 Teil band f /fs f /fs f /fs fv/fs Nr. 1 1/4, 1/6 1/3, 1/4 1/5 3/10 2 1/8 3/8 1/6, 3/10 1/3, 1/5 3 1/3 1/6 1/3 1/6 4 3/8 1/8 1/10 2/5 5 0 , 5/12 1/2, 1/12 2/5 1/10 fM 5 . B 7B 7B 8B k/l 24 24 30 30 10. Verfahren nach Anspruch 7 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulatoren aus einer Multiplizierschaltung be stehen, die im Takte der Abtastfrequenz das Signal für f /fs oder ganzzahligen Vielfachen davon laut folgender Tabelle 3 mit den dort angegebenen Faktoren multiplizieren: Tabelle 3 f #/fs 1/2 1/3 1/4 1/5 1/6 1/8 1/10 1/12 1 -1 +1 0 +1 0 0 Faktoren -1 0.5 0 1 +-0.5 +1 +1 +0.268 +0.618 + +0.618 +0.732

Inventors: GOCKLER, HEINZ, DIPL.-ING., Göckler, Heinz, Dipl.-Ing.
Applicants: ANT NACHRICHTENTECHNIK GMBH
Application year: 1982
Main classification: H04K1
IPC codes: H04K1