REGENERATOR FOR DIGITAL SIGNALS WITH QUANTIZED FEEDBACK

Abstract: 1. A regenerator for digital signals with quantized feedback to restore signal components which are suppressed in the transmission of the digital signals, with a decision device (E) which can contain a time decision device in addition to an amplitude decision device, and whose amplification cut-off frequency corresponds approximately to the highest signal frequency, and with a connection from the decision device output to a first adder circuit (S1) which precedes the decision device in the signal path, in particular for multi-stage digital signals, characterised in that the output of the decision device (E) is connected to the first input of a second adder circuit (S2) whose second input is connected to the output of a delay stage (VS) with a delay time which corresponds approximately to the signal transit time through the decision device (E), and with a phase rotation of 180 degrees, and that the input of the delay stage (VS) is connected in parallel with the input of the first adder circuit (S1) for the signals which are to be regenerated.

Description: Regenerator für digitale Signale mit quantisierter Rückkopplung Die Erfindung betrifft einen Regenerator für digitale Signale mit quantisierter Rückkopplung zur Wiedergewinnung der bei der Übertragung der digitalen Signale unterdrückten Signalanteile, mit einem Entscheider, der neben einem Amplitudenentscheider auch einen Zeitentscheider enthalten kann und dessen Verstärkungsgrenzfrequenz etwa der höchsten Signalfrequenz entspricht und mit einer Verbindung vom Entscheiderausgang auf eine dem Entscheider im Signalweg vorgeschaltete erste Summierschaltung, insbesondere für mehrstufige digitale Signale. Bei der Übertragung von digitalen Signalen über grössere Entfernungen mittels Koaxialkabeln kommt es durch die in den Zwischengeneratoren enthaltenen Fernspeiseweichen und die Blitzschutzeinrichtungen zu einer Unterdrückung der tiefen Frequenzen der Übertragungssignale. Auch bei der Übertragung digitalen Signale über Lichtwellenleileitersysteme erfolgt eine Unterdrückung der tieffrequenten Signalanteile durch die im Empfängerverstär ker im Hinblick auf hohe Temperaturstabilität und einfachen Aufbau verwendete Wechselstromkopplung. In allen Fällen ergibt sich eine Hochpasswirkung, die zu Signalverformungen führt. Derartige Signalformungen und damit auch Übertragungsstörungen können durch die Verwendung sog. gleichstromfreier Codes vermieden werden, dabei ergibt sich aber eine zusätzliche Redundanz im Übertragungssignal und insgesamt ein höherer Aufwand bei'der Signalübertragung. In den Zwischenregeneratoren kommt es im Amplitudenund Zeitentscheider bei der Regenerierung der digitalen Signale auch zum Auftreten der vorher unterdrückten tiefen Frequenzen. Es ist nun aus IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-22, Nr. 1, Jan. 1974, Seiten 1 bis 5 bekannt, mittels einer quantisierten Rückkopplung vom Entscheiderausgang auf den Entscheidereingang die bei der Übertragung unterdrückten tieffrequenten Signalanteile zurückzugewinnen. Dazu wird das regenerierte digitale Signal am Entscheiderausgang abgenommen und über einen Tiefpass auf den Entscheidereingang zurückgekoppelt. Die Bemessung des Tiefpasses ergibt sich dabei aus seiner Übertragungsfunktion dadurch, dass die Summe aus der Über tragungsiunktion dieses Tiefpasses und des - beispielsweise als Fernspeiseweiche - vorgeschalteten Hochpasses gleich Eins sein muss. Wegen der Toleranzen in der Übertragungsfunktion des Hochpasses aufgrund von Bauelementestreuungen müsste bei einer hochwertigen Kompensation jeder Tiefpass auf den gerade vorgeschalteten Hochpass abgestimmt werden. Aus diesem Grunde wird in der vorgenannten Literaturstelle ein weiterer, zusätzlicher Hochpass mit höherer unterer Grenzfrequenz vor dem Entscheidereingang in den Signalweg eingefügt. Die Übertragungsfunktion dieses Hochpasses bestimmt wesentlich die Übertragungsfunktion der Kettenschaltung beider Hochpässe, wobei insgesamt geringere Toleranzen auftreten und damit der im Rückkopplungsweg angeordnete Tiefpass ieichter abstimmbar ist. Auch bei dieser Anordnung mit zwei Hochpässen ist aber immer noch eine Abstimmung des vorgesehenen Tiefpasses notwendig. Besondere Schwierigkeiten bei der Abstimmung können sich dabei dadurch ergeben, dass der Abstand der Grenzfrequenzen der beiden Hochpässe voneinander nicht ausreichend gross gewählt werden kann, weil beispielsweise die Nutzbandbreite im Hinblick auf den auftretenden Störabstand nicht unnötig eingeengt werden soll. Es ist dann ein TiefpaR höheren Grades erforderlich, der schwieriger abzugleichen ist. Auch aus IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-27, Nr. 1, Januar 1979, Seiten 134 bis 142, ist die Anwendung der quantisierten Rückkopplung in einem PCM Regenerator für eine Schrittgeschwindigkeit von 600 MBaud bekannt. Aus IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-28, Nr. 5, Mai 1980, Seiten 764 bis 771, ist ein Regenerator für vierstufige digitale Signale mit einer Bitrate von 800 Mbit/s bekannt, bei dem ebenfalls eine quantisierte Rückkopplung Anwendung findet. Bei diesen Regeneratoren mit quantisierter Rückkopplung nach dem Stand der Technik werden die im Ubertragungs- signal aufgetretenen Hochpassverformungen der Ubertra- gungssignale ebenfalls dadurch beseitigt, daR die im Übertragungskanal unterdrückten tiefen Frequenzen mit Hilfe der Nichtlinearität des verwendeten Amplituden- und Zeitentscheiders aus dem übertragenen Signale wiedererzeugt und über einen abzustimmenden Tiefpass vom Entscheiderausgang auf den Entscheidereingang rückgekoppelt werden. Die Aufgabe der Erfindung besteht also darin, einen Regenerator für digitale Signale mit quantisierter Rückkopplung zu schaffen, für dessen Aufbau kein Abgleich eines Tiefpasses erforderlich ist. Die Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass an einen Ausgang des Entscheiders der erste Eingang einer zweiten Summierschaltung angeschlossen ist, deren zwei ter Eingang an den Ausgang einer Verzögerungsstufe mit einer Verzögerungszeit etwa entsprechend der Signal laufzeit durch den Entscheider und mit einer Phasendre hung von 1800 angeschlossen ist und dass der Eingang der Verzögerungsstufe dem Eingang der ersten SummierschaQtung für die zu regenerierenden Signal parallelgeschaltet ist. Von besonderem Vorteil bei der erfindungsgemässen Lösung ist, dass sich gleichzeitig der Aufwand deutlich verrin gert hat und dass die quantisierte Rückkopplung sich nicht auf die Wiedergewinnung unterdrückter tieffrequenter Si gnalanteile beschränk-Wsondern auch zur Wiedergewinnung eines oberen, bei der Übertragung unterdrückten Frequenz standes verwendet werden kann. Im Hinblick auf eine leichte Integrierbarkeit des Rück kopplungsweges zusammen mit den Entscheideranordnungen ist eine Weiterbildung des erfindungsgemässen Regenera tors so ausgebildet, dass als Verzögerungsstufe eine Tran sistorverstärkerstufe vorgesehen ist, so dass sich die /Möglichkeit ergibt diese Verzögerungsstufe sowie erste und zweite Summierschaltung zu einem einzigen Baustein zusammenzufassen, wobei die erste Summierschaltung einen Verstärker mit niedriger Grenzfrequenz für die rückge koppelten Signale enthält. Im Patentanspruch 5 ist eine detailliertere Schaltung ei nes erfindungsgemässen Regenerators angegeben. Die Erfindung soll im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert werden. In der Zeichnung zeigt Fig. 1 das Prinzipschaltbild und Fig. 2 die detallierte Schaltung eines erfindungsgemässen Regenerators mit quantisierter Rückkopplung. Die in der Fig. 1 dargestellte Prinzipschaltung besitzt einen Eingang EO, an dem die übertragenen digitalen Signale anstehen. An diesen Eingang schliesst sich eine Fernspeiseweiche an, die als Hochpass HP dargestellt ist. Wegen der Abtrennung des Versorgungsgleichstroms werden an dieser Stelle die niedrigen Frequenzanteile des Ubertra- gungssignals unterdrückt, die Übertragungsfunktion des Hochpasses HP ist als F(p) bezeichnet. An den Ausgang des Hochpasses HP ist der eine Eingang einer als Verzögerungsleitung dargestellten Verzögerungsstufe VS angeschlossen. Die Summierschaltung ist ausgangsseitig an den Entscheider E angeschlossen, in dem eine Amplitudenentschei dung und ggf. auch eine Zeitentscheidung erfolgt. Der Entscheider ist dabei in bekannter Weise so aufgebaut, dass seine Verstärkungsgrenzfrequenz etwa der höchsten Signalfrequenz entspricht. Durch die nichtlineare Amplitudenentscheidung werden im Entscheider mit einem auch die niedrigen Signalfrequenzen wieder erzeugt. Von einem Ausgang des Entscheiders E, der nicht mit dem Signalausgang für die emplituden- und zeitregenerierten Signale übereinstimmen muss, werden zumindest teilregenerierte Signale abgenommen und einem Eingang einer zweiten Summierstufe S2 zugeführt. Dem anderen Eingang dieser zweiten Summierstufe wird das Ausgangssignal der Verzögerungsstufe VS zugeführt, die Verzögerungsstufe besitzt eine Laufzeit gleich der des Entscheiders E, ausserdem wird das verzögerte Signal einer Phasendrehung von 1800 unterworfen. In der Summierschaltung S2 kommt es durch die Phasendrehung um 1800 zur Differenzbildung zwischen dem Ausgangssignal des Hochpasses HP und dem Ausgangssignal des Entscheiders E, als Differenz erscheinen die im Entscheider E teilweise wiedergewonnenen niederfrequenten Signalanteile entsprechend der Übertragungsfunktion 1- F(p), die einem zweiten Eingang der ersten Summierschaltung zugeführt werden und dort ggf. nach Verstärkung zum Eingangssignal dieser Summierschaltung addiert werden. Die auch am Entscheidereingang benötigten tiefen Frequenzanteile des regenerierbaren Signals werden bei der er findungsgemässen Regeneratoranordnung also nicht über einen Tiefpass sondern durch Differenzbildung wiedergewonnen. Durch die Rückkopplung des Differenzsignals zum Entscheidereingang wird diesem immer genau die im vorgeschalteten Übertragungskanal unterdrückten tiefen Frequenzen amplituden- und phasenrichtig zugeführt, wobei das Mass der Unterdrückung der tiefen Frequenzen und durch Bauteile toleranzen bedingte Streuungen keine wesentliche Rolle mehr spielen. Beim Abgleich der quantisierten Rückkopplung entfällt die Abstimmung des Tiefpass-Frequenzganges, so dass der Abgleich wesentlich erleichtert ist. Fig. 2 zeigt einen Regenerator für ternäre digitale Signale, wobei im Vergleich zur Fig. 1 auf die Darstellung des eingangsseitigen Hochpasses HP verzichtet wurde. An den Eingang El ist der BasisanschluR eines ersten Transistors T7 angeschlossen, dessen Emitteranschluss mit dem Basisanschluss eines zweiten Transistors T2 sowie über einen ersten Widerstand R1 mit Betriebsspannung -Ub verbunden ist. Der Kollektoranschluss des ersten Transistors T1 ist über einen ¯ zweiten Widerstand R2 mit Bezugspotential verbunden. Der Emitteranschluss des zweiten Transistors T2 ist über ein erstes Potentiometer P1 mit Betriebsspannung -Ub verbunden, der Schleifer des Potentiometers P1 ist über einen ersten Kondensator C1 mit Bezugspotential verbunden. Der Kollektoranschluss des Transistors T1 stellt den Ausgang der Summierschaltung S1 dar, mit diesem Kollektoranschluss sind die Eingangsanschlüsse zweier Entscheiderelemente EE7, EE2 verbunden. Die beiden Entscheiderelemente sind identisch aufgebaut, sie enthalten jeweils einen eingangsseitigen Differenzverstärker und ein ausgangsseitiges getaktetes D-Flip- Flop El bzw. E2. Die erste Stufe des eingangsseitigen Differenzverstärkers enthält jeweils einen Transistor, dessen Basisanschluss mit dem Eingang des Entscheiderelementes und dessen Kollektoranschluss mit dem Kollektoranschluss des zweiten Transistors T2 über einen dritten Widerstand R3 mit Bezugspotential verbunden ist. Die zweite Stufe des Differenzverstärkers ist über einen gemeinsamen Emitterwiderstand an die erste Stufe angekoppelt, der Basisanschluss der zweiten Stufe ist mit einer Referenzspannung U1 bzw. U2 verbunden, die einer der beiden Schwellen der ternären Signale entspricht. Die Funktion der Entscheiderelemente ist in der älteren Anmeldung P 31 19 485.0 ausführlich dargestellt. Der Kollektoranschluss des zweiten Transistors T2 ist über eine durch einen dritten Kondensator C3 überbrückte Zenerdiode ZD mit dem Basisanschluss eines dritten Transistors T3 und über einen Widerstand R4 mit Betriebsspannung -Ub verbunden. Der Emitteranschluss des dritten Transistors T3 ist über ein zweites Potentiometer P2 mit Betriebsspannung -Ub und der Mittelabgriff des Potentiometers P2 ist über einen zweiten Kondensator C2 mit Bezugspotential verbunden. Der Kollektoranschluss des dritten Transistors T3 ist an den Kollektoranschluss des ersten Transistors T1 angeschlossen. Die Eingangsverstärkerstufe. mit dem Transistor T1 stellt einen Teil der Summierschaltung S1 und ausserdem der Verzögerungsstufe VS dar, die ausserdem durch die Verstärkerstufe mit dem Transistor T2 gebildet wird. Durch den Transistor T2 ergibt sich neben der gewünschten Laufzeit auch eine Phasendrehung um 1800 die für die Bildung der Differenz in der zweiten Summierschaltung S2 benötigt wird. Zur Verringerung der Laufzeiten werden für die Erzeugung des Rückkopplungssignals nicht die Entscheiderausgangssignale sondern vom Amplitudenvorentscheider abgenommene Signale verwendet. Die zweite Summierschaltung S2 ist also hier durch die Verbindung der Kollektoranschlüsse des Transistors T2 und der Eingangstransistoren der Diffe renzYerstarker in den Entscheiderelementen gebildet. Durch das Potentiometer P1 ist eine Regelung des von der Verzögerungsstufe VS abgegebenen Signals hinsichtlich dessen Amplitude möglich. Durch die Verstärkerstufe mit dem Transistor T3, die zur ersten Summierschaltung Si gehört, erfolgt eine Verstärkung des rückgekoppelten Differenzsignals auf einen Pegel entsprechend dem der durch die Eingangs verstärke rstufe T 1 verstärkten Eingangsignale. Die Verstärkung in der Eingangsverstärkerstufe T1 erfolgt auf eine solche Amplitude, dass die einzelnen Amplitudenstufen einen zur Amplitudenentscheidung in den Entscheiderelemementen ausreichenden Abstand voneinander haben. Durch das Potentiometer P2 ist ein zusätzlicher Amplitudenabgleich des rückgekoppelten Signals möglich. Die im Rückkopplungsweg dem Transistor T3 vorgeschaltete kapazitiv überbrücke Zenerdiode. dient zum Ausgleich zwischen dem Potential am Basisanschluss des Transistors T3 und an den Kollektoranschlüssen des Transistors T2 bzw. der Eingangstransistoren der Entscheiderelemente. 5 Patentansprüche 2 Figuren

Claims: Patentansprüche 1. Regenerator für digitale Signal mit quantisierter Rückkopplung zur Wiedergewinnung der bei der Übertragung der digitalen Signale unterdrückten Signalanteile, mit einem Entscheider, der neben einem Amplitudenentscheider auch einen Zeitentscheider enthalten kann und dessen Verstärkungsgrenzfrequenz etwa der höchsten Signalfrequenz entspricht und mit einer Verbindung vom Entscheiderausgang auf eine dem Entscheider im Signalweg vorgeschaltete erste Summierschaltung, insbesondere für. mehrstufige digitale Signale, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t dass an einen Ausgang des Entscheiders (E) der erste Eingang einer zweiten Summierschaltung (S2) angeschlossen ist, deren zweiter Eingang an den Ausgang einer Verzögerungsstufe (VS) mit einer Verzögerungszeit etwa entsprechend der Signallaufzeit durch den Entscheider (E) und mit einer Phasendrehung von 1800 angeschlossen ist und dass der Eingang der Verzögerungsstufe (VS) dem Eingang der ersten Summierschaltung (S1) für die zu regenerierenden Signale parallelgeschaltet ist. 2. Regenerator nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass als VerzögerungsstuSe eine Transistorverstärkerstufe vorgesehen ist. 3. Regenerator nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass für die Wiedergewinnung tieffrequenter Signalanteile die erste Summierschaltung (S13 einen Verstärker mit niedriger Grenzfrequenz enthält, der in den Signalweg für die rückgekoppelten Signale eingeschaltet ist. 4. Regenerator nach den Ansprüche t bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Verzögerungsstufe (VS) sowie die erste und zweite Summierschaltung (S1, S2) zu einem einzigen Baustein zusammengefasst sind. 5. Regenerator nach den Ansprüchen 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass für die Wiedergewinnung tieffrequenter Signalanteile eines n-stufigen digitalen Signals mit einem Eingangsanschluss (El) der Basisanschluss eines ersten Transistors (T1) verbunden ist, dessen Emitterabnschluss mit dem Basisanschluss eines zweiten Transstors T2 und über einen ersten Widerstand mit Betriebsspannung -Ub verbunden ist, dass der Emitteranschluss des zweiten Transistors (T2) über einen erstes Potentiometer (Pl) mit Betriebsspannung (-Ub) verbunden ist und dabei der Schleiferanschluss des Potentiometers (-P1) über einen ersten Kondensator (C1) mit Bezugspotential verbunden ist, dass eine gegenüber der Anzahl n der Amplitudenstufen um 1 verringerte Anzahl an Entscheiderelementen (EE1, EE2) vorgesehen ist, dass die Entscheiderelemente jeweils einen eingangsseitigen Differenzverstärker mit nachgeschaltetem getaktetem D-Flip-Flop enthalten und dabei die Referenzspannung bzw. die Schaltschwelle des getakteten D-Flip-Flops einer der Schwellen des zu regenerierenden digitalen Signals entsprechen, dass der Kollektoranschluss des zweiten Transistors (T2) und die Kollektoranschlüsse der Eingangsstufen der Differenzverstärker der Entscheiderelemente miteinander, über eine durch einen dritten Kondensator (C3) überbrückte Zenerdiode (ZD) mit dem Basisanschluss eines dritten Transistors (T3) sowie über einen dritten Widerstand (R3) mit Bezugspotential verbunden sind, dass der Basisanschluss des dritten Transistors (T3) über einen vierten Widerstand (R4) und der Emitteranschluss dieses Transistors über einen zweiten Potentiometer (P2) mit Betriebsspannung (-Ub) verbunden sind, dass der Mittelab griff des zweiten Potentiometers (P2) über einen zweiten Kondensator (C2) mit Bezugspotential verbunden ist und dass der Kollektoranschluss des dritten Transistors (T3) mit dem Kollektoranschluss des ersten Transistors (T1) mit den Eingangsanschlüssen der Entscheiderelemente (EE1, EE2) und über einen zweiten Widerstand (R2) mit Bezugspotential verbunden ist.

Inventors: MEYER, FRITZ, DR.-ING.
Applicants: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT
Application year: 1982
Main classification: H04B3
IPC codes: H04L25