RECEIVING ARRANGEMENT FOR AT LEAST TWO RADIONAVIGATION SYSTEMS

Abstract: 1. Receiver device of at least two radio-navigation systems comprising means (11, 12, 13) for the reception of the radio-navigation signal, a selector (14) having a plurality of positions, an automatic gain control circuit (2), a digital sampling circuit (3) receiving sampling control pulses, a clock (6), a microprocessor (4) receiving the sampling signals from said digital sampling circuit (3) and arranged to perform a processing of the signals and computations of positions in accordance with said radio-navigation systems, characterized in that said reception means are constituted by a plurality of reception filters (11, 12, 13) corresponding to said radio-navigation systems and switched by the selector (14), that the output of the selector (14) is connected to the sampling circuit (3) through the automatic gain control circuit (2), that a time base (5) receiving the signals of said clock (6) divides the latter in a ratio permitting a plurality of samplings during a transmission interval of the radio-navigation system comprising the longest transmission interval, to supply said digital sampling control pulses, and in that the microprocessor (4) is arranged for the sequential switching of said selector (14) and modifying the ratio of division of the time base (5) in a manner to synchronize the sampling with the other radio-navigation system so that a time multiplexing of the reception of said systems is obtained.

Description: DISPOSITIF RECEPTEUR D'AU MOINS DEUX SYSTEMES DE RADIO-NAVIGATION La présente invention a pour objet un dispositif récepteur d'au moins deux systèmes de radio-navigation. On connaît déjà des dispositifs récepteurs de radio-navigation destinés à déterminer la position d'un mobile à partir des émissions d'au moins deux systèmes de radio-navigation. De tels récepteurs permettent en effet une vérification par comparaison des mesures effectuées selon au moins deux systèmes. Il s'agit de récepteurs coûteux car ils résultent de la mise sous un même boîtier de deux récepteurs indépendants. La présente invention a pour objet un dispositif récepteur de structure améliorée conduisant à un coût réduit. L'invention concerne ainsi un dispositif récepteur d'au moins deux systèmes de radio-navigation caractérisé en ce qu'il comporte une pluralité de filtres de réception correspondant auxdits systèmes de radio-navigation, un sélecteur à plusieurs positions destiné à la commutation desdits filtres et dont la sortie est reliée par l'intermédiaire d'un circuit de contrôle automatique de gain à un circuit d'échantillonnage numérique recevant également des impulsions de commande d'échantillonnage, un micro-processeur recevant les signaux d'échantillonnage dudit circuit d'échantillonnage numérique, et agencé pour effectuer des calculs de position suivant lesdits systèmes de radio-navigation, et une base de temps recevant les signaux d'une horloge locale et divisant ceux-ci dahs un rapport donné pour délivrer lesdites irnpulsions de commande d'échantillonnage, et en ce que le micro-processeur est agencé pour séquentiellement commuter ledit sélecteur et modifier le rapport de division de la base de temps en sorte de réaliser un multiplexage temporel de la réception desdits systèmes. Le micro-processeur peut être également agencé pour modifier séquentiellement le gain du circuit de contrôle automatique de gain. Selon un mode de réalisation; le dispositif comporte, pour la réception d'un système de radio-navigation avec changement de fréquence, un mélangeur recevant le signal d'un oscillateur local et le micro-processeur est agencé pour commuter le sélecteur de telle sorte que le mélangeur reçoive également les signaux en sortie du filtre de réception du système à recevoir avec changement de fréquence, et qu'un filtre d'un autre système reçoive la sortie du mélangeur et que la sortie de ce dernier filtre constitue la sortie du sélecteur. Le système de radio-navigation à recevoir avec changement de fréquence peut être le système LORAN en phase de détection des interférences, l'oscillateur local étant accordable. Le dispositif peut être adapté pour recevoir au moins trois systèmes de radio-navigation et comporter, pour la réception d'un premier système avec double changement de fréquence, deux mélangeurs de fréquence recevant chacun un signal d'un oscillateur local, et le micro-processeur être agencé pour commuter ledit sélecteur de telle sorte que le premier mélangeur reçoive également les signaux de sortie du filtre de réception du premier système, qu'un filtre d'un deuxième système reçoive les signaux de sortie du premier mélangeur, que le deuxième mélangeur reçoive également les signaux de sortie dudit filtre du deuxième système, qu'un filtre d'un troisième système reçoive les signaux de sortie du deuxième mélangeur, et que la sortie de ce dernier filtre constitue la sortie du sélecteur. Le premier système peut être ainsi choisi parmi le groupe comprenant les radio-balises, les radiophares et les émetteurs de radio-goniométrie, le deuxième système être le LORAN, et le troisième l'OMEGA, et au moins le premier oscillateur local correspondant au premier mélangeur être accordable. Le premier système peut être, selon un mode préféré, l'OMEGA différentiel émis à partir de radio-balises ou de radio-phares. Selon une variante avantageuse, un mélangeur est un inter rupteur commandé par l'oscillateur local correspondant, au moins en présence d'un signal d'autorisation représentant la configuration du récepteur. Selon un mode de réalisation, le micro-processeur est agencé de manière à cumuler les intervalles de temps programmés et à déterminer itérativement des temps morts entre la fin d'une période d'échantillonnage selon un système et le début d'une période d'échantillonnage selon un autre système, de telle sorte que chaque temps mort ne soit pas inférieur à une valeur donnée et pas supérieur à celle-ci augmentée de l'inverse de la fréquence d'échantillonnage d'un des deux systèmes, et que la reprise de synchronisation soit positionnée de manière stationnaire. L'invention sera mieux comprise dans la description qui va suivre donnée à titre d'exemple non limitatif, en se reportant aux dessins ci-annexés où - la figure 1 représente un dispositif récepteur selon l'inven- tion, mettant en oeuvre un multiplexage temporel, - les figures 2a et 2b illustrent les échantillonnages OMEGA et LORAN, - la figure 3 illustre la gestion de passage entre les échantillonnages OMEGA et LORAN, - les figures 4 et 5 représentent des variantes préférées où on utilise au moins un filtre OMEGA pour un changement de fréquence intéressant la réception d'un autre système de radio-navigation, - la figure 6 est une variante de la figure 4. A la figure 1, un récepteur combiné selon les systèmes OMEGA et LORAN C comporte un circuit 1 de filtrage et de commutation qui comprend des filtres OMEGA 11, un filtre LORAN C 12 et un sélecteur 14. Les filtres OMEGA comprennent classi quement un filtre Fg (10,2 KHz), un filtre F1-(11 > 3 KHz), et un filtre F2 (13,6 KHz) qui sont donc accordés sur les trois fréquences habituellement utilisées pour la déterrnination de la position du mobile. Chacun de ces filtres pcut avoir entre + 10 et + 500 Hz de bande passante. Le filtre LORAN C 12 a une fréquence nominale de 100 KHz et une bande passante de + 10 KHz environ. Le sélecteur 14 commande, sous l'action d'une commande, les différents filtres cidessus pour relier tour à tour leur sortie à l'entrée d'un circuit 2 de contrôle automatique de gain qui attaque un circuit d'échantillonnage numérique 3 composé d'un échantillonneur 31 et d'un conavertisseur numérique-analogique 32. L'échantillonneur 31 est commandé par une base de temps 5 qui reçoit des impulsions d'une horloge locale 6. La position du sélecteur 14, ainsi que le rapport de division de la base de temps 5 sont commandés par un micro-processeur 4 de telle sorte qu'on réalise un multiplexage temporel de la réception des systèmes OMEGA et LORAN C. Le circuit 2 de contrôle automatique de gain peut être autonome ou bien commandé par le micro-processeur 4, de telle sorte que son gain corresponde à un maximum de bits significatifs lors de la numérisation en 32. Le circuit 2 peut être ainsi un amplificateur à gain programmable par pas. Plus spécifiquement, la valeur du gain nécessaire dans l'amplificateur à gain programmable est liée à tout moment à la station en cours de réception, elle-même connue grâce d'une part au filtre d'entrée commuté (fréquence de réception) et à la synchronisation du système (station active à l'instant donnée sur la fréquence reçue). Pour le système OMEGA, on a 3 fréquences et 8 stations soit 24 valeurs de gain possibles stockées, et pour le système LORAN C, on a une fréquence et 5 stations au maximum soit 5 valeurs possibles stockées. Ces valeurs sont déterminées en examinant la sortie du convertisseur anale gique-numérique 32 et en augmentant le gain de l'amplificateur 2 jusqu'à obtenir un pourcentage d'échantiflons écrêtés dans le convertisseur 32 égal par exemple à 10%. Ces boucles de contrôle automatique de gain, individuelles pour chaque station, sont stabilisées lentement à partir d'une valeur initiale moyenne. Le microprocesseur dispose ainsi en mémoire des valeurs de gain à affecter à chaque station, et commande l'étage CAG 2 simultanément avec le filtre à utiliser et l'instant d'échantillonnage. La commande peut ainsi s'effectuer en faisant varier les gains dans un rapport ff à chaque changement de valeur et avec 4 bits, soit 16 valeurs de gain possibles, ce qui suffit à couvrir la dynamique de réception. La base de temps 5 peut être un générateur d'intervalles programmables de temps (par exemple circuit 6840 de MOTOROLA), permettant de réaliser un échantillonnage aux instants donnés par le programme du micro-processeur 4. Comme le système OMECA utilise des créneaux temporels regroupés par 8 en formats de 10 secondes, alors que le système LORAN C travaille en régime impulsionnel à une cadence de répétition bien plus rapide (40 à 100 ms), on choisira avantageusement 10 secondes comme unité de temps pour le multiplexage entre les deux systèmes, avec synchronisation sur les créneaux OMEGA de manière à correspondre à 8 créneaux consécutifs, de préférence de même format OMEGA. On va maintenant décrire une séquence de fonctionnement à partir de la mise en service. La première étape consiste à acquérir la synchronisation sur les formats OMEGA. On fait fonctionner le dispositif comme un récepteur OMEGA, avec commutation entre les filtres Fg, F1 et F2 jusqu'à ce qu'on acquière la synchronisation sur les formats OMEGA, de manière à caler les périodes de multiplexage sur les formats OMEGA. La seconde étape consiste à acquérir la synchronisation par les deux systèmes. A la condition que l'horloge locale 6 soit suffisamment stable, au moins statistiquement, cette opération peut être réalisée avec un fonctionnement multiplexé. On effectue une accumulation statistique sur un certain nombre de formats OMEGA, par exemple 5 à 10 pour chacun des systèmes, de manière à retrouver une information de position. Lors du multiplexage, le micro-processeur 4 garde en mémoire le cumul des impulsions de l'horloge locale 6, en tenant à jour les instructions données à la base de temps 5, ainsi que les informations des échantillonnages précédents. Les instructions données à la base de temps 5 consistent à lui ordonner de produire une irnpulsion d'échantillonnage après un nornbre programmable de sauts d'impulsions de l'horloge locale 6. Dans ces conditions, le cumul de ces ordres de saut est représentatif du cumul du nombre d'impulsions de l'horloge locale 6. Le dispositif peut alors fonctionner continûment en multiplexage, à savoir alternativement comme un récepteur OMEGA pendant un format OMEGA, et comme un récepteur LORAN C pendant le format suivant. Le cumul des impulsions de l'horloge locale 6 est utilisé pour commander le multiplexage et pour effectuer la reprise de synchronisation qui est pratiquement immédiate lors de la commutation d'un système à l'autre. Selon la figure 2a, le traitement OMEGA est réalisé par échantillonnage sur les trois fréquences 10,2, 11,3 et 13,6 KHz à l'aide d'impulsions regroupées par paires en quadrature, c'est-à-dire espacées de t/2 (respectivement de 24, 22 et 18 micro-secondes), modulo 2 t. La fréquence d'échantillonnage FE choisie est une fréquence sous-multiple des trois fréquences OMEGA précitées, par exemple 188,88 Hz. Soient Tg, T1 et T2 les périodes correspondantes des fréquences Fg, F1 et F2, et Kg, K1 et K2 des nombres entiers # 0. Pendant une période 1 , le micro-processeur 4 produit une FE séquence de 3 paires d'impulsions d'échantillonnage avec des espacements respectivement de T0 (1/4 + Ko) T1 (1/4 + K1) et T2 (1/4 + K2), les premières impulsions des paires successives étant de préfé rence espacées de 1 . Les valeurs de K0, K1 et K2 sont choisies 3 FE de manière à répartir de manière homogène les impulsions d'échantillonnage pendant la période TE, égale à environ 5,29 ms pour l'exemple donné. Ces échantillonnages n'ont bien entendu d'utilité que dans les parties utiles des créneaux, lesquelles ont une durée variant de 0,9 à 1,2 seconde selon les créneaux. Ainsi, chaque format OMEGA commence et se terrnine par un temps mort, la partie utile du premier et du dernier créneau étant en effet respectivement de 0,9 et de 1 seconde. Il suffit donc de commuter toutes les dix secondes les filtres entre le système OMEGA et le système LORAN C et de générer les cadences d'échantillonnages correspondantes. La tenue à jour du cumul des impulsions de l'horloge locale permet de ne pas prendre la synchronisation d'un système lorsque le dispositif fonctionne selon l'autre système. Selon la figure 2b, le système LORAN C comporte des émissions de trains d'impulsions à partir de 4 stations locales, une station maître et trois stations esclaves X, Y et Z, à une cadence de répétition TG qui peut valoir de 40 à 100 ms environ suivant les groupes de stations locales. Chaque station émet tour à tour 8 impulsions. Pour chaque impulsion, on réalise trois échantillons, soit 96 échantillons par intervalle TG. La figure 3 montre donc la succession de quatre périodes de 10 secondes synchronisées sur les formats OMEGA destinés à la réception multiplexée de 1'OMEGA et du LORAN C, à savoir les périodes correspondant au (N - l)ième et au Nième fonctionnement suivant le système LORAN C, ainsi qu'au Nième et au (N + 1)ième fonctionnement suivant le système OMEGA. La synchronisation sur les formats OMEGA donne l'instant tl à une cadence de 10 secondes. La transition entre l'échantillonnage OMEGA et l'échantillonnage LORAN C est alors réalisé de la manière suivante. Par cumul des intervalles programmés par le micro-processeur au niveau de la base de temps 5, la date exacte de la fin de la Nième période OMEGA est connue. Si on suppose que la Noème période OMEGA est celle pour laquelle la synchronisation OMEGA est réputée acquise, on choisit arbitrairement un intervalle ou temps mort AtN choisi de manière appropriée, par exemple compris entre 0,5 et 1,5 TG et l'échantillonnage LORAN C est déclenché à partir du temps t2 situé à la fin de cet intervalle. Comme indiqué à la figure 2b, ce temps t2 est positionné de manière quelconque par rapport aux périodes d'émissions LORAN C. A partir de ce temps t2, le micro-processeur prévoit quel sera l'instant t0 situé dans la Nie me période correspondant à l'échantillonnage LORAN C le plus favorable pour arrêter l'échantillonnage. Cet instant t0 est d'une part séparé de t2 par un intervalle K'N T G avec K'N entier, et d'autre part séparé de l'instant t'1 début de la (N + me période correspondant à un échantillonnage OMEGA, par un temps CH2 AtwN inférieur ou égal à Tç N Pour la (N + 1)même période d'échantillonnage LORAN, le micro-processeur calcule l'intervalle KN+1 T G séparant l'instant t0 de la N période d'échantillonnage LORAN, de l'instant t2 de la (N + 1)ième période d'échantilonnage LORAN. D'une part, KN+1 est un nombre entier et d'autre part tN doit être aussi petit que possible, avec toutefois une valeur inférieure imposée, par exemple 0,5 TG, pour que le micro-processeur ait le temps de réaliser les commutations nécessaires. Dans ces conditions, A tN fluctuera entre 0,5 et 1,5 TG, pour les périodes d'échantillonnages suivantes, le cyde se poursuivant tant que le dispositif est maintenu en service. La figure 4 représente un récepteur OMECA-LORAN C -Bande 285-425 KHz selon un mode préféré de réalisation de l'invention. On retrouve les filtres Il et 12 de la figure 1 ainsi que le circuit de commutation 14 sous la forme de commutateurs Ag, A1, A2 et D disposés en sortie des filtres respectivement Fg, F1, F2 et 12. Dans ce mode de réalisation, le circuit de commutation est plus élaboré, étant donné qu'il se voit adjoindre les commutateurs permettant d'utiliser le filtre LORAN C- et un filtre OMEGA, par exemple F2, pour réaliser un double changement de fréquence destiné à la réception des émissions de radiogoniométrie, des radio-phares ou des radiobalises. Plus spécifiquement, un filtre 1 est associé à une antenne pouvant recevoir les trois systèmes. Le filtre 13 a une bande passante s'étendant de 285 à 425 KHz de telle sorte qu'il convienne aussi bien à la radiogoniométrie qu'aux radio-phares et aux radiobalises, notamment pour la réception des émissions des corrections OMEGA différentiel. Le filtre 13 est relié à un mélangeur 15. Le mélangeur 15 reçoit également les signaux d'un oscillateur local OLl et sa sortie est reliée à ventrée du filtre LORAN C 12 à travers un commutateur G. La sortie du filtre LORAN C 12 est reliée, en amont du commutateur D, à un mélangeur 14' qui reçoit également les signaux d'un oscillateur local OL2 et dont la sortie est reliée à l'entrée du filtre F2 par l'intermédiaire d'un commutateur E. Le fonctionnement en multiplexage permet alors les trois types de réception suivants: a) réception OMEGA : les commutateurs D, G et E sont ouverts; un commutateur B2 disposé en amont de F2 est fermé et les commutateurs Ag, A1 et A2 sont commandés tour à tour à la fermeture pour permettre la réception échantillonné des trois fréquences OMEGA habituelles. b) réception LORAN C: les commutateurs Ag, A1, A2 et G sont ouverts, et un commutateur C disposé en amont du filtre LORAN C 12 est fermé ainsi que le commutateur D. c) réception de la bande 285425 KHz: les commutateurs Ag > A1, B2, C et D sont ouverts, et les commutateurs A2, E et G sont fermés. Les signaux sortants du filtre 13 sont alors introduits dans le filtre LORAN C 12 après passage dans le mélangeur 15, puis dans le filtre F2 après passage dans le mélangeur 14. Les filtres LORAN C et F2 font alors fonction de filtres de fréquence intermédiaire pour la réception 285-425 KHz. Le fonctionnement en réception dans la bande 285-425 KHz va maintenant être explicité de manière plus détaillée. Le filtre F2 ayant une fréquence de 13,6 KHz, et si on choisit un oscillateur local OL2 de fréquence fixe F02, la première fréquence intermé- du aire FI1 aura alors pour valeur, exprimée en KHz: 1 = F02 - 13,6 FI1 doit se situer dans la bande passante du filtre LORAN C 12. Si on prend F02 = 125 KHz, on aura FI1 = 111,4 KHz qui est situé en bord de bande du filtre LORAN C 12. Ce choix permet cependant d'éloigner le plus possible la fréquence image du deuxième changement de fréquence, à savoir Fll + 2 F2 soit dans le cas d'espèce 138,6 KHz. L'accord sur la bande 285 à 425 KHz est réalisé par l'oscillateur local OL1, en l'occurence un synthétiseur dont la fréquence varie entre 285 + Fll et 425 + FI1, soit dans le cas d'espèce entre 396,4 et 536,4 KHz. La fréquence image du premier changement de fréquence évolue entre 285 + 2 Fll et 425 + 2 Full, soit dans le cas espèce entre 507,8 et 647,8 KHz. En pratique, on utilisera avantageusement un synthétiseur OL1 dont la fréquence de sortie varie par pas de 100 ou 200 Hz et un filtre F2 de bande passante 300 Hz. Ces paramètres sont particu lièrement bien adaptés aussi bien à la réception OMEGA, qu'à la réception dans la bande 285425 KHz, et tout particulièrement dans le cas de la réception d'émissions OMEGA différentiel obtenues par modulation de phase d'un radio-phare ou d'une radio-balise. On peut également utiliser un synthétiseur pour l'oscillateur local OL2 pour réaliser un réglage fin de la fréquence. La figure 5 représente un récepteur OMEGA-LORAN C dans lequel on utilise un filtre OMEGA, par exemple F2, pour réaliser des mesures d'interférence LORAN C, afin de détecter les émissions se situant au voisinage de la bande 90-110 KHz utile pour le système LORAN C, et de mesurer leur fréquence. I1 suffira alors raccorder un ou plusieurs réjecteurs appropriés pour supprimer toute interférence. A titre d'émission susceptible de provoquer des interférences, on peut citer les fréquences 85 KHz et 112 KHz du système DECCA. Plus spécifiquement, la figure 5 comporte des éléments déjà décrits dans la figure 4, à savoir les filtres FoX F1, F2 et 12, et les commutateurs Ag, A1, A2, B2, D et E ainsi que le mélangeur 14 recevant les signaux de l'oscillateur local OL2. Pour la détection des interférences, le filtre LORAN C 12 reçoit les signaux de la bande LORAN C 90-110 KHz et des bandes latérales 70-90 KHz et 110-130 KHz, les bandes latérales étant bien entendu atténuées par le filtre 12. L'oscillateur local OL2 est un synthétiseur de fréquence variable choisi de telle manière que les bandes latérales 70-90 KHz et 110-130 KHz sont amenées par changement de fréquence à la fréquence de 13,6 KHz. Pour la bande 70-90 KHz, la fréquence F02 de l'oscillateur local OL2, peut varier entre 70-13,6 et 90-13,6 KHz soit entre 57,4 et 77,4 KHz; avec une fréquence image égale à F02 - 13,6, soit variant entre 43,8 et 63,8 KHz. Pour la bande 110-130 KHz, la fréquence FO2 du synthétiseur OL2 peut varier entre 110 + 13,6 et 130 + 13,6 KHz, soit entre 123,6 et 143,6 KHz, avec une fréquence image égale à F02 + 13,6, soit variant entre 137,2 et 157,2 KHz. On utilisera avantageusement un synthétiseur OL2 dont la fréquence varie par pas de 200 Hz ou 500 Hz avec un ou plusieurs réjecteurs, de bande passante I KHz. On a ainsi représenté à la figure 1 deux réjecteurs, REJ1 et RE32 accordables par un condensateur variable, (en variante, on peut également utiliser une diode à capacité variable commandée en tension par le micro-processeur), et que l'on peut régler chacun sur une émission reçue sur une bande latérale. La figure 6 est une variante de l'invention suivant le mode de réalisation de la figure 4. On utilise les commutateurs E et G comme mélangeurs. Pour ce faire, les commutateurs OL1 et OL2 reçoivent la sortie d'une porte ET respectivement 41 et 42. Une des entrées de chacune des portes ET 41 et 42 reçoit un signal S représentant la configuration du récepteur, à savoir un 1 logique quand le multiplexage fait intervenir la réception dans la bande 285425 KHz. L'autre entrée des portes ET 41 et 42 reçoit des signaux en provenant de l'horloge locale correspondante, à savoir respectivement OL1 et OL2,- convenablement mis en forme, c'est-à-dire qu'ils commutent de 0 à 1 à la fréquence désirée. On obtient ainsi un changement de fréquence avec un minimum de composants. Lorsque le dispositif de réception est dans la configuration de réception OMEGA ou LORAN C, le signal S est au niveau logique 0, et donc les sorties des portes ET 41 et 42. Les commutateurs E et G sont alors ouverts.

Claims: REVENDICATIONS 1. Dispositif récepteur d'au moins deux systèmes de radio navigation caractérisé en ce qu'il comporte une pluralité de filtres de réception (11, 12, 13) correspondant auxdits systèmes de radionavigation, un sélecteur (14) à plusieurs positions destiné à la commutation desdits filtres et dont la sortie est reliée par l'inter médiaire d'un circuit (2) de contrôle automatique de gain à un circuit d'échantillonnage numérique recevant également des impulsions de commande d'échantillonnage, un micro-processeur (4) recevant les signaux d'échantillonnage dudit circuit d'échantillonnage numérique (3) et agencé pour effectuer un traitement des signaux et des calculs de position suivant lesdits systèmes de radio-navigation, et une base de temps (5) recevant les signaux d'une horloge locale (6) et divisant ceuxwi dans un rapport donné pour délivrer lesdites impulsions de commande d'échantillonnage, et en ce que le microprocesseur (4) est agencé pour séquentiellement commuter ledit sélecteur (14) et modifier le rapport de division de la base de temps (5) en sorte de réaliser un multiplexage temporel de la réception desdits systèmes. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le micro-processeur (4) est agencé pour modifier séquentiellement également le gain du circuit (2) de contrôle automatique de gain. 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que, pour la réception d'un système de radio-navigation avec changement de fréquence, il comporte un mélangeur (14) recevant un signal d'un oscillateur local (OL2), en ce que le micro-processeur est agencé pour commuter le sélecteur (14) de telle sorte que le mélangeur (14) reçoive également les signaux en sortie du filtre de réception du système à recevoir avec changement de fréquence, qu'un filtre d'un autre système reçoive la sortie du mélangeur (14) et que la sortie de ce dernier filtre constitue la sortie du sélecteur. 4. Dispositif selon l'une des revendications I à 3, caractérisé en ce que le récepteur est adapté pour recevoir au moins trois systèmes de radio-navigation, en ce que, pour la réception d'un premier système avec double changement de fréquence, il comporte deux mélangeurs de fréquence (14, 15) recevant chacun un signal d'un oscillateur local (OL1, OL2), et en ce que le micro-processeur (4) est agencé pour commuter ledit sélecteur de telle sorte que le premier mélangeur (15) reçoive également les signaux de sortie du filtre de réception du premier système, qu'un filtre d'un deuxième système reçoive les signaux de sortie du premier mélangeur (15), que le deuxième mélangeur (14) reçoive également les signaux de sortie dudit filtre du deuxième système, qu'un filtre d'un troisième système reçoive les signaux de sortie du deuxième mélangeur (14), et que la sortie de ce dernier filtre constitue la sortie du sélecteur (14). 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le premier système est choisi parmi le groupe comprenant les radiobalises, les radio-phares et les émetteurs de radio-goniométrie, que le deuxième système est le système LORAN, en ce que le troisième système est le système OMEGA, et en ce que au moins le premier oscillateur local (OL1) correspondant au premier mélangeur (15) est accordable. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le premier système est le système OMEGA différentiel émis à partir de radio-balises ou de radio-phares. 7. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le système de radio-navigation à recevoir avec changement de fréquence est le système LORAN en phase de détection des interférences et en ce que ledit oscillateur local (OL2) est accordable. 8. Dispositif selon l'une des revendications 3 à J, caractérisé en ce qu'un oscillateur local (OL1, OL2) est un synthétiseur. 9. Dispositif selon l'une des revendications 3 à 8, caractérisé en ce qu'un mélangeur (14, 15) est un interrupteur (E, G) commandé par l'oscilateur local correspondant (OL1, OL2), au moins en présence d'un signal d'autorisation (S) représentant la configuration du récepteur. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que ledit interrupteur (E, G) reçoit le signal de sortie d'une porte ET (41, 42), qui reçoit à une entrée le signal de l'oscillateur local correspondant (OL1, OL2) et à son autre entrée ledit signal logique d'autorisation (S). 11. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le micro-processeur (4) est agencé de manière à cumuler les intervalles de temps programmés et à déterminer itérativement des temps morts ( t tNs a tlN) entre la fin d'une période d'échantillonnage selon un système et le début d'une période d'échantillonnage selon un autre système, de telle sorte que chaque temps mort ne soit pas inférieur à une valeur donnée et pas supérieur à celle-ci augmentée de l'inverse de la fréquence d'échantillonnage d'un des deux systèmes, et que la reprise de synchronisation soit positionnée de manière stationnaire.

Inventors: COLLOMBY, MICHEL
Applicants: THOMSON-CSF
Application year: 1982
Main classification: G01S1
IPC codes: G01S1, G01S5