CIRCUIT FOR MEASURING THE RECEPTION QUALITY OF AN FM RECEIVER

Abstract: The signal-quality monitor has a filter (7) connected to the output of the FM demodulator (4). The filter has a relatively narrow bandwidth above the stereo-multiplexed signal inside the IF band. The filter's output is passed to an integrator whose own output is connected to the input of a level comparator (10). The comparator's output is coupled to a control (2) that tunes the receiver or performs other functions. The FM demodulator's output also passes via a bandpass filter (11) and a rectifier (12) to give a dc control signal that operates a switch (8) between the output of the first filter (7) and the rectifier (9) at the comparator's input. The switch acts as a gate and is only active when an LF signal is present. It opens when noise is excessive.

Description: Stand der Technik Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zur Ermittlung der Empfangsqualität für einen FM-Empfänger nach der Gattung des Hauptanspruchs. Bei Sendersuchlaufanordnungen oder Antennen-Diver sity-Empfang ist es erforderlich, den jeweils eingestellten Sender/Antenne auf Empfangsqualität zu prüfen. Als Messgrösse für die Empfangsqualität wird bei den bekannten Schaltungsanordnungen der HF-Eingangspegel des Empfängers herangezogen. Dabei ist es völlig belanglos, ob es sich um einen üblichen Sendersuchlauf oder um einen Sendersuchlauf mit abgespeicherten Sender frequenzen handelt, bei dem der HF-Eingangspegel des empfangenen Senders mit zuvor gespeicherten HF-Pegelwerten anderer Senderstationen verglichen wird. Aus der DE-PS 15 91 144 ist eine Empfangseinrichtung mit zwei Empfängerzügen und einer automatischen Umschalteinrichtung bekannt, durch die immer derjenige der auf Sender gleichen Modulationsinhaltes abgestimmten Emfängerzüge durchgeschaltet wird, der die bessere Empfangsqualität bietet. Dabei wird eine Umschalteinrichtung über eine die Hochfrequenzeingangspegel vergleichende Pegelvergleichseinrichtung sowie über eine Modulationsvergleichseinrichtung derart gesteuert, dass abwechselnd immer der die bessere Empfangsqualität bietende Empfängerzug abgestimmt und sein Niederfrequenzausgang durchgeschaltet ist, während der andere Empfängerzug Suchläufe durchführen kann. Bei diesen bekannten Schaltungsanordnungen wird davon ausgegangen, dass die Empfangsqualität der Feldstärke und damit dem HF-Pegel proportional ist. Dieses trifft aber nur dann zu, wenn ideale Empfangsverhältnisse vorliegen. Beispielsweise macht sich beim Autoradio der Mehrwegeempfang oder der während der Fahrt auftretende, durch Reflexionen hervorgerufene, sogenannte Lattenzaun effekt sehr störend bemerkbar. Die Qualität eines solchen Empfangssignals ist nicht mehr an dem HF-Eingangspegel messbar, insbesondere, wenn dieser so hoch liegt, dass der Begrenzer im UKW-Teil wirksam ist. Es ist durchaus möglich, dass ein Signal mit hohem HF-Eingangspegel völlig empfangsunwürdig ist, während ein Signal mit geringem HF-Eingangspegel durchaus empfangswürdig sein kann. Insbesondere bei Autoradios ist daher eine befriedigende Beurteilung der Qualität eines empfangenen Signals aufgrund des HF-Eingangspegels kaum möglich. Vorteile der Erfindung Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung zur Ermittlung der Empfangsqualität mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, dass völlig unabhängig von der HF-Eingangsspannung Signalstörungen sehr schnell erkannt und ausgewertet werden können. Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Massnahmen sind vorteilhafte Ausgestaltungen der Schaltungsanordnung möglich. Durch eine Anordnung nach den Ansprüche 2 und 7 wird erreicht, dass während einer Modulationspause keine Fehlmessung bei Mehrwegeempfang erfolgen kann. Durch eine Bemessung des selektiven Filters nach einem der Ansprüche 3 oder 4 wird eine hohe Selektion gegenüber weiteren, oberhalb des Multiplexsignals angeordneten Hilfsträgern, wie sie beispielsweise beim Verkehrsfunk (57 kHz) und/oder bei einer sogenannten Hintergrundmusik (67 kHz) verwendet werden, hergestellt. Eine besonders zuverlässige Erkennung auf vorhandene Modulation wird mit einer Auslegung des NF-Bandpasses nach Anspruch 5 erzielt. Durch die Ausbildung des Filters 7 nach Anspruch 6 werden Störimpulse mit einer für eine Gleichrichtung vorteilhaft hohen Amplitude gewonnen. Mit einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 lässt sich in einer Pegelvergleichsstufe der Gesamtwert der Störungen und damit der Wert der Empfangsqualität abfragen bzw. entnehmen. Der in der Pegelvergleichsstufe ermittelte Wert kann einem Rechner und/oder eine Steuerschaltung für einen Sendersuchlauf sowie einer Umschalteinrichtung für unterschiedliche Empfangswege, Antennen usw. zugeführt werden. ¯zeichnung Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Figur 1 ein Blockschaltbild und Figur 2 ein weiteres Schaltbild einer Schaltungsanordnung zur Ermittlung der Empfangsqualität. Beschreibung der -Erfindung Ein in der Figur 1 als Blockschaltbild dargestellter, für Stereoemp- fang eingerichteter UKW-Suchlauf-Empfänger weist ein UKW-Abstimmteil 1, eine Steuerschaltung 2 für einen Sendersuchlauf, einen ZF-Verstärker 3, einen FM-Demodulator 4, einen Stereodecoder 5 sowie einen NF-Verstärker 6 in an sich bekannter Weise auf. Der Ausgang des FM-Demodulators 4 ist über ein selektives Filter 7, dessen Durchlassfrequenz oberhalb des Stereo-Multiplex-Signals und innerhalb der ZF-Bandbreite liegt, und über einen elektrischen Torschalter 8 mit einer ersten Gleichrichterstufe 9 verbunden, der eine Pegelvergleichsstufe 10 nachgeschaltet ist. Der Ausgang des FM-Demodulators 4 ist ausserdem über einen NF-Bandpass 11 mit einer als Spitzengleichrichter ausgebildeten zweiten Gleichrichterstufe 12 verbunden, welche mit ihrem Ausgangssignal den elektrischen Torschalter 8 betätigt. Der Ausgang und ein weiterer Eingang der Pegelvergleichsstufe 10 sind über Leitungen A und B mit der Steuerschaltung 2 für den Sendersuchlauf verbunden. Weitere Einzelheiten eines erfindungsgemässen Ausführungsbeispiels nach Figur 1 sind aus der Figur 2 ersichtlich. Die Bezugszeichen der Figur 1 wurden beibehalten. Als selektives Filter ist ein aus Widerständen R1 bis R6, Kondensatoren C1 bis C3, Transistoren T1, T2 und einer Induktivität L aufgebauter selektiver Verstärker vorgesehen, dessen Schwingkreis C2/L bei einer Güte von etwa Q = 10 auf eine Frequenz von ca. 150 kHz abgestimmt ist. Der Ausgang des als selektives Filter 7 dienenden Verstärkers ist über einen Kondensator C4 mit dem über einen Widerstand R7 an einer positiven Referenzspannungsquelle Uref liegenden invertierenden Eingang eines ersten Operationsverstärkers V1 verbunden. Der Ausgang des zusätzlich als Torschaltung 8 dienenden Operationsverstärkers V1 ist mit der Anode einer Diode D1 verbunden, deren Katode über einen Widerstand R8 mit einem an Masse liegenden Ladekondensator C5, dem ein Widerstand R9 parallel geschaltet ist, verbunden. Der mit den Widerständen R8, R9 verbundene Anschluss des ein Integrationsglied bildenden Kondensators C5 ist mit dem invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers V2 verbunden, welcher zusammen mit einem nachgeschalteten Transistor T3, einer Anzeigelampe La und einem einstellbaren Spannungsteiler Rx, dessen Abgriff über einen Widerstand R10 mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers V2 verbunden ist, die Pegelvergleichsstufe 10 bildet. Den NF-Bandpass 11 bildende Kondensatoren C6, C7 und Widerstände Rll, R12 sind derart bemessen, dass der NF-Bandpass 11 einen Durchlassbereich von ca. 200 bis 5 000 Hz aufweist. Die Ausgangsklemmen des NF-Bandpasses sind mit den Eingängen eines dritten Operationsverstärkers V3 verbunden, wobei der invertierende Eingang mit der Referenzspannungsquelle Uref verbunden ist. Der Ausgang des dritten Operationsverstärkers V3 ist über einen Kondensator C8 mit dem über einen Widerstand R13 an Masse liegenden nicht-invertierenden Eingang eines vierten Operationsverstärkers V4 verbunden, dessen invertierender Eingang mit dem Kollektor eines mit dem Emitter an Masse liegenden Transistors T4 verbunden ist. Der Ausgang des vierten Operationsverstärkers V4 ist mit der Anode einer mit ihrer Katode ebenfalls am invertierenden Eingang liegenden Diode D2 verbunden. Die über einen Kondensator C9 an Masse liegende Katode der Diode C2 ist über einen Widerstand R14 mit dem über einen Widerstand R15 an Masse liegenden nicht-invertierenden Eingang des als Torschalter 8 vorgesehenen ersten Operationsverstärkers V1 verbunden. An den Ausgang des als Verstärker ausgebildeten selektiven Filters 7 ist eine als Spannungsverdopplerschaltung ausgelegte Gleichrichteranordnung, welche aus Dioden D3, D4, Kondensatoren C10, Cll und einem Widerstand R16 besteht angeschlossen. Die Dioden D3, D4 der Gleichrichteranordnung sind derart gepolt, dass eine an ihrem Ausgang entstehende Spannung negativ gerichtet ist. Der Ausgang der Gleichrichteranordnung ist über den Widerstand R16 mit dem über einen Widerstand R17 mit einer posiviten Betriebsspannungsquelle +UB verbundenen nicht-invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers V2 verbunden. Wird mit dem vorgenannten Empfänger ein in Folge von Mehrwegeempfang, Abschattung, Seitenbandstörungen durch Nachbarsender, Zündstörung usw. gestörtes Signal empfangen, so treten am Ausgang des FM-Demodulators 4 auch oberhalb des Multiplexsignalbereiches, also oberhalb von 53 kHz, Störimpulse auf. Mit dem einen Verstärker aufweisenden selektiven Filter 7 werden vorzugsweise die Störanteile im Bereich von 150 kHz erkannt und verstärkt. Die Störanteile gelangen nun über den Kondensator C4, den ersten Operationverstärker V1 zur ersten Gleichrichterstufe 9, welche den Ladekondensator C5 auflädt. Die Höhe der Spannung an diesem Kondensator C5 ist bereits ein Mass für die Grösse der Störanteile sowie für die Empfangsqualität des empfangenen Signals. Durch Mehrwegeempfang verursachte Störungen sind völlig unabhängig von der Feldstärke des Empfangssignals und treten nur dann störend auf, wenn eine NF-Modulation des Trägers vorhanden ist. Es ist daher zweckmässig, bei Modulationspausen keine Messungen vorzunehmen. Hierzu wird ein NF-Frequenzanteil des am Ausgang des FM-Demodulators anstehenden Signals über den NF-Bandpass 11 und den dritten Operationsverstärker V3 der als Spitzengleichrichter ausgebildeten zweiten Gleichrichterstufe 12 zugeführt Das am Kondensator C9 anstehende Gleichspannungssignal gibt Aufschluss darüber, ob ein NF-Modulationssignal vorliegt oder nicht. Die Rückstellzeitkonstante für einen Ausfall der NF-Modulation wird durch die Dimensionierung der Widerstände R14, R15 und des Kondensators C9 bestimmt. Uber den Steuereingang des Transistors T4 kann zu Beginn jeder Messung durch einen Reset-Impuls auf aktuelle NF-Wiedergabe abgefragt werden. Bei vorhandenem Modulationssignal gelangt von der Diode D2 eine positive Spannung an den nicht-invertierenden Eingang dés Operationsverstärkers V1, wodurch dieser die ihm über den Kondensator C4 zugeführten Störsignal verstärkt. Die verstärkten und mittels der Diode D1 gleichgerichteten Störsignale werden dem Ladekondensator C5 zugeführt und nach Frequenz, Häufigkeit und Amplitude integriert. Durch den resultierenden Widerstandswert der parallel wirkenden Widerstände R9, R10 wird die für die Messzeit ausschlaggende Integrationsdauer bestimmt. Je häufiger bzw. anhaltender Störsigale auftreten, desto höher ist die Gleichspannung am Kondensator C5. Die Ladespannung von C5 sowie die am einstellbaren Spannungsteiler Rx abgegriffene Gleichspannung werden dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers V2 zugeführt. Bei einem hohen Störgrad des empfangenen Signals ist der Ladekondensator C5 maximal aufgeladen, über den Spannungsteiler Rx ist eine kleine Gleichspannung zum Störvergleich einzuregeln, um ein Umkippen des Ausgangsstatus vom Operationsverstärker V2 und somit ein Durchschalten des Transistors T3 und ein Aufleuchten der Anzeigelampe La zu erreichen. Bei fehlenden Störungen ist der Ladekondenstor C5 ungeladen. Om wiederum eine Anzeige zu erhalten, muss der Spannungsteiler Rx auf eine maximale Gleichspannung geregelt werden. Hierdurch ist es nun möglich, den Grad der Störungen durch eine Auswertung der mit dem Spannungsteiler Rx eingestellten Vergleichsspannung zu bewerten. Treten nun länger anhaltende, insbesondere durch Nachbarsender, mangelnde Selektion, Zündfunken usw., hervorgerufene Störungen auf, so wird durch ein Trägergleichrichtung mittels der Dioden D3, D4 eine negative Gleichspannung erzeugt, welche im Fusspunkt des aus den Widerständen R16, R17 gebildeten Spannungsteilers eingespeist wird. Hierdurch verschiebt sich der Arbeitspunkt des zweiten Operationsverstärkers V2 und somit wird eine Addition der unterschiedlichen Störgrössen möglich, welche ebenfalls über die Grösse der am Spannungsteiler Rx eingestellten Spannung bewertbar ist. Für die richtige Bewertung der Qualität eines Empfangssignales werden der Pegelvergleichsstufe 10 über die Leitung A von der Steuerschaltung für Sendersuchlauf 2 unterschiedliche Pegelwerte vorgegeben. Das Unter- bzw. Überschreiten eines vorgegebenen Pegels durch einen Pegel des Ist-Wertes wird der Steuerschaltung 2 über die Leitung B mitgeteilt. Somit ist es möglich, nicht nur die Störpegel zweier mit getrennten Empfängerzügen gleichzeitig empfanger Sender miteinander zu vergleichen, sondern auch die Störpegelwerte zuvor empfangener Sender zu speichern und diese als Sollwerte für einen Pegelvergleich beim Empfang eines Senders zu verwenden. Es ist jedoch auch ohne weiteres möglich, lediglich die an den Kondensatoren C5 und/oder Cli auftretenden Spannungen für die Beurteilungen einer Störung zu verwenden.

Claims: FM station-finding receivers equipped for stereo reception in motor vehicles, comprising a control circuit (2) for switching between transmitters having the same programme content, characterized in that a signal path from the output of the FM demodulator (4) to the input of the station-finding circuit in the control circuit (2) comprises a selective band filter (7) having a bandwidth, which is narrow in comparison with the IF bandwidth of the receiver, above the stereo multiplex signal within the IF bandwidth for filtering out, in particular, interference signals caused by multipath reception, a gate switch (8), a rectifier arrangement (D1), an integration stage (C5, R8, R9) and a level comparison stage (10) which compares the output signal of the integration stage, which corresponds to the current interference level, with a level value predetermined by the control circuit (2), and in that the control input of the gate switch (8) is connected via an AF bandpass filter (11) and a rectifier stage (12) to the output of the FM demodulator (4), and that the level comparison stage (10) emits a signal for switching to a different transmitter to the control circuit (2) when a predetermined level value is exceeded by the interference level. FM receivers equipped for stereo reception in motor vehicles, comprising several aerials and a control circuit (2) for switching between the aerials, characterized in that a signal path from the output of the FM demodulator (4) to the input of the change-over switch for the aerial configuration in the control circuit (2) comprises a selective bandpass filter (7) having a bandwidth, which is narrow in comparison with the IF bandwidth of the receiver, above the stereo multiplex signal within the IF bandwidth for filtering out, in particular, interference signals caused by multipath reception, a gate switch (8), a rectifier arrangement (D1), an integration stage (C5, R8, R9) and a level comparison stage (10) which compares the output signal of the integration stage, which corresponds to the current interference level, with a level value predetermined by the control circuit (2), and in that the control input of the gate switch (8) is connected via an AF bandpass filter (11) and a rectifier stage (12) to the output of the FM demodulator (4), and in that the level comparison stage (10) emits a signal for switching to a different aerial to the control circuit (2) when a predetermined level value is exceeded by the interference level. Circuit arrangement according to Claim 1 or 2, characterized in that the centre frequency of the selective bandpass filter (7) is higher than 70 kHz. Circuit arrangement according to Claim 1 or 2, characterized in that the selective bandpass filter (7) is designed for a centre frequency of about 150 kHz and has a bandwidth of about 15 kHz. Circuit arrangement according to Claim 1 or 2, characterized in that the AF bandpass filter (11) has a passband of about 200 Hz to 5,000 Hz. Circuit arrangement according to Claim 1 or 2, characterized in that the selective bandpass filter (7) consists of a selective amplifier. Circuit arrangement according to Claim 1 or 2, characterized in that the signal taken from the AF bandpass filter (11) is supplied to a rectifier stage (12) constructed as peak rectifier, the output signal of which is supplied to an input of a first operational amplifier (V1) provided as gate switch (8). Circuit arrangement according to Claim 7, characterized in that the integration section (C5, R8, R9) is connected to one input of a second operational amplifier (V2) and via a resistor (R10) to an output of an adjustable voltage divider (Rx) connected to an operating voltage source (UB) and in that the operational amplifier (V2) is followed by an indicating device (La), the operating point of which can be determined by means of the adjustable voltage divider (Rx).

Inventors: SCHINDLER, HANS-JOACHIM, WIEDEMANN, KURT
Applicants: BLAUPUNKT-WERKE GMBH
Application year: 1982
Main classification: H03J7
IPC codes: H04H5, H03G3, H04B1, H04B17, H03J1