SUPPLY MEANS COMPRISING A CHOPPER, REGULATED AGAINST VARIATIONS OF INPUT VOLTAGE AND OUTPUT POWER, PARTICULARLY FOR A TELEVISION RECEIVER

Abstract: 1. Switching supply unit regulated against input voltage and output power variations, of the type comprising a direct voltage source feeding in series a transformer primary (LP1 ), a switching transistor (T) and a measurement resistor (R0 ), a control circuit (41) allowing to supply recurring enabling pulses to the base of the switching transistor (T), a first transformer secondary (LP2 ) allowing to supply a first voltage (V2 ) for measurement of the value of the output voltage (Vs ) of the supply unit, means (Z) allowing to supply a second voltage (V0 ) of predetermined value, means (42) allowing to compare the first voltage (V2 ) and the second voltage (V0 ) and to deliver a reference voltage (Vr ) as a function of this comparison, means (43) allowing to determine the difference between this reference voltage (Vr ) and a measurement voltage (R0 IM ) appearing at the terminals of the measurement resistor (R0 ) when the transistor (T) is enabled, and to deliver a blocking signal for a determined value of this difference, and an interruptor (45) allowing to short-circuit the base of the switching transistor (T) under the action of this blocking signal to block the transistor again, characterized in that it further comprises means (LP3 , 46, 47) allowing to measure the conduction duration of the switching transistor (T or T1 ) and to modify the reference voltage (Vr ) as a function of this measurement for maintaining this duration constant from one cycle to another for each pair of determined values of input voltage and output power ; the device thus being adapted to pass from a complete transformer discharge mode to an incomplete transformer discharge mode maintaining a fixed operating frequency.

Description: DISPOSITIF D'ALIMENTATION A DECOUPAGE REGULE CONTRE LES VARIATIONS DE TENSION D'ENTREE ET DE PUISSANCE DE SORTIE, NOTAMMENT POUR RECEPTEUR DE TELEVISION. La présente invention se rapporte aux dispositifs d'alimentation à découpage régulés contre les variations de tension d'entrée et de puissance de sortie et qui permettent d'obtenir par hachage d'une tension continue d'entrée une tension de sortie régulée en amplitude en dépit des variations séparées ou conjointes de cette tension d'entrée ét de la puissance de sortie. La technique du découpage permet de limiter les pertes à un strict minimum. On économise ainsi une énergie importante, ce qui est précieux dans des applications telles que, par exemple, l'alimentation des téléviseurs. De telles alimentations sont connues et ont éte décrites notamment dans les publications antérieures DE - A - 26 13 896 (voir préambule de la revendication 1), DE - A - 23 36 110 ou FR - A - 2 345 762. On a représenté sur la figure 1, le schéma très simplifié d'une telle alimentation. Entre les bornes + et - d'une source de tension continue, sont mises en série une inductance L et un transistor hacheur T. Un générateur de.commande 101 connecté à la base du transistor T permet de bloquer ou de saturer celui-ci de manière cyclique. Lorsque le transistor T est saturé, le point commun à 1'inductance L et au collecteur du transistor T est porté au potentiel négatif de la source d'alimentation et le courant traverse cette inductance L depuis le pôle + jusqu'au pole -. Lorsque le transistor se bloque, la tension aux bornes de l'inductance L s inverse et une diode D reliée par son anode au point commun entre l'inductance L et le transistor T permet de redresser la tension qui apparaît alors aux bornes de l'i'nductance. Cette tension redressée sert à charger un condensateur de filtrage C connecté entre la cathode de la diode D et l'autre borne de l'inductance L. La tension ainsi redressée, présente aux bornes du condensateur C, permet d'alimenter une charge symbolisée sur la figure l,par une résistance R. Le générateur de commande 101 permet de commander la base du transistor T de telle manière que la tension aux bornes du condensateur C soit constante en dépit des variations de la tension d'alimentation et des variations de la résistance R. On sait actuellement réaliser une telle alimentation pour la faire fonctionner de deux manières dif-férentes Pour un premier mode de fonctionnement, dit à décharge complète de l'inductance, on a représenté sur la figure 2 le courant IC dans le collecteur du transistor, le courant ID dans la diode D, et le courant IL dans l'inductance L pendant une période complète de commande du transistor T par le générateur 101. A 11 instant to on sature le transistor T qui était préalablement bloqué. Le courant IL dans 1 'in- ductance se met alors à croltre linéairement en partant d'une valeur nulle et par Conséquent le courant dans le collecteur du transistor fait de même. La diode D est alors bloquée. A l'instant tl on bloque le transistor, et par conséquent la tension aux bornes de l'inductance s'inverse. La diode D entre alors en conduction et le courant dans l'inductance décroît de manière linéaire jusqu'à s'annuler à un instant t2. Le courant qui traverse cette inductance est égal alors à celui qui traverse la diode D. A l'instant t2 le courant dans l'inductance et dans la diode D s'annule, et cette dernière se bloque. Le système reste alors en repos avec un courant dans l'inductance nul jusqu'à l'instant t3 correspondant à la période ultérieure où le transistor est de nouveau saturé. Dans ce mode de fonctionnement toute l'énergie stockée dans l'inductance entre les instants t et tl est transférée au circuit de sortie RG entre les ins tants tl et t2 ce qui justifie l'appelation de mode décharge complète de l'î.nductance. Pour une puissance de sortie déterminée et une tension minimale de la source de courant continue, la valeur de l'inductance ne peut etre supérieure à une valeur maximale pour que la décharge soit complète. La régulation vis-à-vis du secteur et de la puissance demandée en sortie est assurée par une variation du temps de conduction du transistor entre t et tel . Dans un deuxième mode de fonctionnement d'une telle alimentation, dit à décharge incomplète de l'in- ductance, on remet en conduction le transistor T avant que l'énergie stockée dans l'inductance soit complètement transférée dans le circuit d'utilisation. Les courants dans les éléments du dispositif sont représentés sur la figure 3 de manière corrélative à la figure 2. On remarque sur cette figure 3 qu'à l'instant de la remise en conduction, c1est-à-dire à 11 instant t2 le courant 1o dans l'inductance n'est plus nul et donc que les instants t2 et t3 sont confondus. Dans ce mode de fonctxonnement, la régulation vis-à-vis des variations de tensions de la source continue dont on part est essentiellement assurée par la variation de temps de conduction du transistor entre les instants to et tl. La régulation par rapport à la puissance absor bée dans la charge R est elIe.#assurée uniquement par une variation du courant. résiduel 10. Pour une puissancé#de sortie déterminée, et pour une tension de la source continue maximale, la valeur de l'inductance L doit être supérieure à une valeur minimale pour que sa décharge reste incomplète. Les circuits des générateurs de commande actuellement utilisés dans les alimentations connues ne permettent pas de passer du mode de fonctionnement en décharge complète au mode de fonctionnement en décharge incomplète selon les variations de tension de la source continue et les variations de puissance absorbée dans la charge. En effet, quand on cherche à décrire une large plage de tension et de puissance, l'alimentation tend spontanément à passer du mode en décharge com plète au mode en décharge incomplète, mais elle présente à ce moment des irrégularités de fonctionnement qui nuisent gravement à la stabilité de la tension régulée fournie et à la fiabilité du dispositif en raison de l'augmentation des pertes qui se traduit par un échauffement excessif. L'objet de l'invention est un dispositif d'alimentation à découpage régulé contre les variations de tension d'entrée et de puissance de sortie, du type comprenant une source de tension continue alimentant en série un primaire de#transformateur,un transistor hacheur et une résistance de mesure, un' circuit de commande permettant d'appliquer sur la base du transistor hacheur des impulsions récurrentes de déblocage, un premier secondaire de transformateur permettant de délivrer une première tension destinée à mesurer la valeur de la tension de sortie de l'alimentation, des moyens permettant de délivrer une deuxième tension de valeur déterminée, des moyens permettant de comparer la première et la deuxième tension et de délivrer en fonction de cette comparaison une tension de référence, des moyens permettant de déterminer la différence entre cette tension de référence et une tension de mesure apparaissant aux bornes de la résistance de mesure pendant le déblocage du transistor et de délivrer un signal de blocage pour une valeur déterminée de cette différence, et un interrupteur permettant sous l'action de ce signal de blocage de court-circuiter la base du transistor hacheur pour le rebloquer, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens permettant de mesurer la durée de conduction du transistor hacheur et de modifier la tension de référence en fonction de cette mesure pour maintenir constante cette durée d'un cycle à l'autre pour chaque couple de valeurs déterminées de la tension d'entrée et de la pui-ssance de sortie, le dispositif pouvant ainsi passer du mode de fonctionnement à décharge complète du transformateur au mode de fonctionnement à décharge incomplète de celui-ci en conservant une fréquence fixe de fonctionnement. D'autres particularités: et avantages de l'invention apparaîtront clairement dans la description suivante, présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures annexées suivantes - la figure 1, qui représente un schéma de principe d'une alimentation à découpage connue - les figures 2 et 3, qui représentent des disgrammes des courants dans deux modes de fonctionnement distincts de l'alimentation représentée en figure 1 - la figure 4, qui représente un schéma plus détaillé d'une alimentation à découpage - les figures 5 et 6, qui représentent des diagrammes de tensionset de courants dans l'alimentation de la figure 4 - la figure 7, qui représente le schéma de la figure 4,modifié selon 1 invention - les figures 8 et 9, qui représentent des diagrammes de tensions et de courants dans l'alimentation de la figure 7 ; ; - les figures 10 et 11, qui représentent deux modes de réalisation d'une alimentation à découpage selon l'invention - la figure 12, qui représente le mode de réalisation de l'organe 46 des figures 11 et 10 ; et - la figure 13, qui représente des diagrammes du courant 1L dans divers modes de fonctionnement d'une alimentation selon l'invention. Le schéma simplifié de la figure 1 ne donne pas de détails sur les organes de régulation. Dans le schéma plus détaillé de la figure 4, on.retrouve en série entre les bornes + et -.d'une source de tension continue un enroulement LP1 mis en série avec un transistor T. Un circuit de commande 41 connecté à la base du transistor T assure les fonctions suivantes - il fixe la fréquence de fonctionnement du dispositif d'alimentation ; - il assure au début de chaque période la mise en saturation du transistor T - il maintient ce transistor saturé pendant tout le-temps où un interrupteur 45 connecté entre la base du transistor T et le pôle négatif de l'alimentation reste ouvert -i.il cesse d'alimenter la base de T lorsque l'interrupteur 45 se ferme. Une source de tension 44 est connectée en série entre l'interrupteur 45 et la base de T avec son pale négatif relié à cette base ; elle permet d'assurer un blocage franc du transistor T lorsque l'interrupteur 45 se ferme et que le dispositif de commande 41 cesse d'alimenter la base. Une résistance R, de valeur faible est connectée en série entre l'émetteur du transistor T et le pôle négatif de la source d'alimentation. Elle permet de mesurer le courant qui traverse l'enroulement LP1 et la transistor T en délivrant à ses bornes une tension dont la valeur est égale au produit de Ro par ce courant. Un comparateur de tension 43 dont l'une des entrées est reliée au pôle négatif de la source de tension continue, et l'autre entrée à ltémetteur du transistor T par l'intermédiaire d'un circuit qui sera décrit plus loin et qui délivre une tension de référence Vr, permet de comparer la tension développée aux borne-s de la résistance Ro à cette tension de référence V. Lorsque le courant qui traverse le bobinage LP1 atteint une valeur 1M maximum fonction de V , la ten r sion aux bornes de Ro atteint une valeur ROIM ; le comparateur 43 bascule alors et commande la fermeture de l'interrupteur 45. Dans une réalisation courante, on réalise le comparateur 43 de manière à ce que ce basculement se produise lorsque la tension ROIM est égale à la tension Vr. Dans ce cas, la valeur de IM est donnée par la relation EMI7.1 Lorsque l'interrupteur 45 se ferme, le transistor T se bloque et l'énergie stockée dans l'enroulement LP, est transférée par une diode D5 à un circuit de sortie comprenant un condensateur C5 et une résistance de charge Rs. La régulation se fait en contrôlant l'instant de fonctionnement de l'interrupteur 45 par l'intermé diaire de la valeur de la tension de référence VZr et de la tension développée aux bornes de Ro Pour cela, l'enroulement LP1 n'eSt pas une inductance simple mais constitue le primaire d'un transformateur comportant un deuxième enroulement LP2. Celui-ci est bobiné dans un sens tel que, l'une de ses extrémités étant reliée à l'émetteur du transistor T, l'autre extrémité alimente une diode D2 qui est conductrice en même temps que la diode Ds Cette diode D2 charge un condensateur C2 relié à l'émetteur du transistor T et comportant en parallèle une résistance de charge R2. Ce circuit R2C2 est tel que 1'énergie qui y est dissipée est négligeable devant celle dissipée dans le circuit de sortie ROCS. La tension V2 développée aux bornes de la résistance R2 pendant la conduction de la diode D2 est ainsi proportionnelle à la tension de sortie Vs, et l'on a V2 K K1 VS Un amplificateur différentiel 42 dont l'une des-entrées est reliée à la cathode de la diode D2 et l'autre entrée à l'émetteur du transistor T par l'intermédiaire d'une diode Zenerr Z, permet de comparer cette tension V2 à une tension fixe VO fournie par la diode Zener Z. Cet amplificateur différentiel délivre sur sa sortie la tension de référence Vr, laquelle est alors une fonction de VO et de V2. En prenant pour origine des potentiels l1émet- teur du transistor T, la tension à l'autre extrémité de la résistance Ro décroît lorsque le courant crolt dans cette résistance. Pour que le comparateur 43 bascule dans les conditions définies plus haut, la tension Vr doit être négative, et pour que la régulation agisse effectivement il faut avoir V = V1 + K2 (V2 - Vo) Dans cette expression V est négatif et fonction uniquement de VO et K2 positifs. En regardant uniquement les valeurs moyennes de ces tensions lorsque V2 = VO, Vs prend une valeur Vs1 pour laquelle EMI9.1 Lorsque Vs tend à augmenter, on voit apparaître une tension d'erreur V2 - VO qui est amplifiée par l'amplificateur 42 ce qui fait diminuer en valeur absolue la tension Vr Sous 11 effet de cette diminution, le temps de conduction t1 se raccourcit ce qui diminue 1M et tend à ramener Vs à sa valeur initiale Vsl. Un mécanisme de régulation analogue se produit lorsque Vs tend à diminuer. La valeur moyenne de Vs sera donc sensiblement égale à celle de Vsl avec une tension d'erreur Vs - Vs1 d'autant plus faible que K2 est plus grand. Cette analyse ne rend compte que de la stabilité à long#terme de la tension de sortie et ne permet pas de prendre en compte les fluctuations de celle-ci au niveau de la périodicité du découpage. Les principaux courants et tensions nécessaires pour étudier cette régulation pendant la durée d'une période sont représentés sur la figure 5. On remarque notamment que la tension de sortie Vs n'est pas rigoureusement constante mais présente des fluctuations autour de la valeur moyenne Vsm pendant la durée d'un cycle de l'alimentation. On peut pendant un tel cycle diviser cette tension en 2 périodes - tout d'abord une période de charge, allant de l'instant tl à l'instant tel 1 suivie d'un début de décharge entre les instants tel 1 et t2. Cette période de charge et le début de décharge correspond à la conduction de la diode de sortie D5 et au passage d'un courant décroissant TCs dans le condensateur de sortie Cs. - une deuxième période de décharge entre les instants t2 et tl + T. Cette période correspond au moment où la diode D5 est bloquée et où le condensateur C5 se décharge dans la résistance de sortie Rs. La décharge du condensateur C2 dans la résistance R2 reproduit à un facteur multiplicatif près cette décharge de C5 et le circuit de régulation reçoit ainsi une image de la décharge de Cs. Ainsi le circuit de régulation reçoit une information sur l'évolution de la tension de sortie Vs tout au long d'une période du découpage et le condensateur C5 reçoit l'énergie stockée dans le bobinage LP1 pendant la première partie du cycle de la période et en cède une certaine quantité pendant la deuxième partie de cette période. Dans cette optique, le mécanisme de régulation est le suivant Selon la valeur de lténergie fournie par le condensateur Cs à la charge Rs durant un cycle, le circuit de régulation modifie l'énergie accumulée dans le bobinage LP, pendant le cycle.suivant en modifiant 11 instant d'ouverture du transistor T afin de compenser la décharge du condensateur C5 et de maintenir la valeur moyenne de la tension Vs constante. Dans le cas de la figure 5, l'alimentation fonctionne dans un mode de décharge complète du bobinage LP1 à chaque cycle et le circuit de régulation peut ainsi fonctionner correctement. En effet, comme il y a une plage de repos, le système peut modifier le temps de conduction du transistor, et donc la valeur crête du courant dans le bobinage, ctest-à-dire en fait l'énergie stockée, sans que le mode de fonctionnement de ce système change. Ceci se déroule tout aussi bien en fonction des modifications de la tension d'entrée qu'en fonction des modification-s de la puissance dissipée en sortie. Lorsque, par suite du fonctionnement de cette régulation, on en arrive à ce que le temps de repos entre deux périodes successives soit nul, le fonctionnement tel que décrit plus haut change lorsque l'on passe dans le mode de décharge incomplète. En effet, la remise en conduction du transistor s'effectue prématurément avant que le bobinage LP1 soit entièrement déchargé dans le circuit de sortie et de ce fait le fonctionnement devient irrégulier d'un cycle à l'auf.tre. En se référant au diagramme des principaux courants qui est représenté sur la figure 6, à 1 'ins- tant t le transistor T est rendu conducteur par le o circuit de commande alors que le courant I dans LPl le bobinage LP1 est nul. Ce courant croît donc linéairement depuis cette valeur nulle jusqu'à-une première valeur EMI11.1 qui est fixée par le circuit de régulation pour maintenir la tension de sortie constante. Cette valeur EMI11.2 est atteinte à l'instant tl. A cet instant tl le transistor T se bloque sous la commande du circuit de régulation et la diode de sortie D5 se met à conduire. A partir de cet instant, le bobinage LP1 se décharge mais le temps nécessaire pour le décharger complètement est trop long par rapport à l'instant où le transistor est remis en conduction par le circuit de commande. Le transistor T se resature donc à l'instant t + T alors que le courant I a à ce moment une valeur Io non nulle. 1 Comme le transistor se sature, la tension aux bornes de la diode D change de sens et celle-ci se bloque ; s en meme temps, le courant I recommence à croître LP1 linéairement, mais à partir d'une valeur de départ non nulle. Le circuit de régulation bloque de nouveau le transistor T à l'instant tel 1 pour une valeur du courant dans le bobinage .LP1 égale à EMI12.1 étant très peu différente de EMI12.2 Le transistor T se bloque alors de nouveau et la diode D5 se met à conduire. Comme la durée tel 1 - (to + T) est plus petite que la durée tl - to, cette fois-ci le bobinage LP1 a le temps de se décharger complètement dans le circuit de sortie avant que le circuit de commande ne remette le transistor T en saturation. Le courant EMI12.3 revient à une valeur nulle et le système reste au repos pendant un court intervalle de temps entre les moments tl et t + 2T ce qui lui permet de repartir lors du cycle suivant à partir du même état qu'en to. La période de récurrence du système est donc deux fois plus longue que dans le mode de décharge complète. Ceci revient à dire que la fréquence de fonctionnement du système est deux fois plus faible ; de ce fait, le bobinage, qui fonctionne à une fréquence inférieure de moitié à celle pour laquelle il est conçu, présente des pertes bien plus importantes d'où des risques d'échauffement et même de destruction. Pour pouvoir fonctionner en décharge incomplète à la même fréquence qu'en décharge complète, on modifie le schéma de la figure 4 pour obtenir le schéma de la figure 7. Dans le schéma ainsi modifié, un enroulement supplémentaire Lp3 est magnétiquemént couplé au premier enroulement LP1. Il est réuni par une extrémité à l'émetteur du transistor T et délivre ainsi sur son autre extrémité une tension EMI13.1 qui représente l'image de la tension aux bornes de LP1. Cette tension aux bornes de LP1 dépend elle-même de la tension collec-teur-émetteur du transistor T. Cette tension V est représentée sur la figure LP3 8 par rapport au courant dans le transistor T, et on remarque#que,comme ce transistor T fonctionne entre les états saturés et bloqués,la tension à ses bornes est rectangulaire. Les flancs des transitions entre les parties négatives et positives de la tension EMI13.2 permettent ainsi de définir avec précision les temps de conduction et de bloquage du transistor. A partir de cette tension EMI13.3 ,un circuit de correction 46 élabore une tension de correction V3 qui peut avoir une forme en dents de scie telle que représentée sur la figure 8, et dont la valeur maximale diminue si le temps de conduction du transistor diminue. Ainsi dans le cas où l'alimentation passe en mode de décharge incomplète sans correction, on constate que d'une période à la suivante la valeur crête de la ten sion V3 présente une variation ss V. Cette variation caractérise la différence de temps de conduction entre ces deux périodes successives. En deux ajoutant cette tension V3 dans une proportion définie à la tension de référence V r décrite plus haut et fournie par le circuit de régulation, on peut ainsi contrôler en permanence le temps de conduction du transistor T. Si ce temps de conduction tend à augmenter, la tension V3 croit ce qui décale ainsi tension de référence Vr, et par un mécanisme de contre-réaction tend à limiter le temps de conduction du transistor et donc le temps de charge du bobinage LP1. De manière inverse, si la durée de conduction du transistor tend à diminuer, V3 diminue et la tension de référence V r tend à augmenter la durée de conduction du transistor. Pour cela, on procède à une addition des tensions V r et V3 dans un circuit 47 qui délivre la tension corrigée résultante au comparateur 43. Dans ces conditions, lorsque l'on passe du mode à décharge complète dans le mode à décharge incomplète, la fréquence de fonctionnement ne varie pas et le courant de repos Io dans le bobinage LP1 prend une valeur non nulle constante ainsi que représentée sur la figure 9. On a représenté sur les figures 10 et 11, deux exemples concrets de réalisation d'alimentation à découpage selon l'invention. Le schéma de la figure 10 dérive de celui d'une alimentation décrite dans la publication FR - A - 2 345 762 précitée. Le schéma de la figure 11 dérive du schéma d'une alimentation à découpage décrite dans la demande de brevet français n0 79.01642 déposée par la demanderesse le 23 janvier 1979 sous le titre : Alimentation à découpage régulée. Dans ces deux schémas, un bobinage primaire LP1 mis en série avec un transistor de découpage NON T et une résistance de mesure Ro est alimenté par une source de tension continue prise entre ses sorties + et -. Entre le collecteur du transistor T1 et le bobinage LP1 on trouve en série une cellule de protection composée d'une diode D1 en parallèle avec une résistance R1. Le circuit dlutilisation est séparé du bobinage primaire LP1 et comporte un bobinage secondaire LPS alimentant une diode D5 qui permet de.charger un con densateur C sur lequel se trouve la charge R en s s parallèle. Un deuxième circuit de protection comprenant un condensateur C1 en série avec une cellule parallèle composée d'une diode D5 et d'une résistance R5 est connecté entre le collecteur et l'émetteur du transistor T1. Un oscillateur 41 connecté à la base du transistor T1 permet d'initialiser la mise en conduction de celui-ci. Un troisième bobinage LP3:,couplé au bobinage LP permet de délivrer une tension de réaction qui est appliquée à la base du transistor T1 et qui continue la mise en conduction initialisée par l'oscillateur 41. Un thyristor TH connecté entre la base du transistor T1 et le pôle négatif de la source de tension continue permet de court-circuiter cette base de manière à bloquer le transistor T1 à l'instant désiré pour obtenir la régulation de la tension de sortie. Dans le schéma de la figure 10, le bobinage LP3 est relié à la base du transistor T1 par une diode D4 en série avec une résistance R4 et un générateur de tension continue 44 dont le pôle négatif est relié à cette base. L'anode du thyristor TH est reliée à la base du transistor T1 par l'intermédiaire de ce même générateur de tension 44. Dans le schéma de la figure 11 par contre, le bobinage LP3 est relié à la base du transistor T1 par l'intermédiaire d'un interrupteur I en série avec un dipôle Z. L'anode du thyristor TH est reliée à la base du transistor T1 par l'intermédiaire d'un générateur de tension continue 44 dont le pôle négatif est relié à cette base. Le système de régulation de tension est commun aux deux schémas. Il comprend un transistorPNP T2jouant le rôle d'amplificateur différentiel. Le collecteur de ce transistor T2 est alimenté en courant continu par l'intermédiaire d'une résistance Rg et d'une résistance R7 mises en série à partir d'un condensateur C3 chargé par une diode D3 alimentée par le bobinage LP3. Un quatrième enroule.ment-LP2 couplé à LPS permet de mesurer la tension de sortie Vs. Pour cela il charge un condensateur. C2 par une diode D2. La tension aux bornes de C2 est appliquée par l'intermédiaire d'un diviseur résistif formé par les résistances R3 et R2 sur la base du transistor T2. . La tension VO est obtenue par une diode Zener D6 alimentée à partir de l'émetteur du transistor T1 par une résistance R6 et connectée de l'autre côté au point commun à la diode D2 et au condensateur C2. Cette diode D6 délivre la tension VO qui est appliquée à I'émetteuvdu transistor T2. , Ainsi la tension sur le collecteur du transistor T2 sera une fonction de la différence entre la tension VO fournie par la diode Zener D6 et une fraction de la tension Vs fournie par le pont R2-R3. La gâchette du thyristor TH est reliée d'une part au point milieu des résistances R7 - Rg et d'autre part à une résistance R8 elle-même connectée à l'émetteur du transistor T1. Ainsi le thyristor TH reçoit par l'intermédiaire de R8 entre sa gâchette et sa cathode la tension développée dans la résistance Ro par le courant qui passe dans le primaire LP1, et cette tension est comparée à la tension qui se développe au point commun entre les résistances R7 et Rg sous l'action du circuit de régulation. Le thyristor joue donc le rôle de comparateur entre la.tension de mesure du courant maximum et la tension de référence. Lorsque la différence de tension entre la cathode et la gâchette du thyristor dépasse la tension de déclenchement de celui-ci, il se déclenche et court-circuite la base du transistor T1 ce qui bloque ce dernier. Ce thyristor joue donc à la fois le rôle du comparateur 43 et de l'interrupteur 45 des figures 4 et 7. Comme on le remarque, l'enroulement LP, nécessaire pour mettre en oeuvre l'invention existe déjà dans un tel schéma et c'est celui qui permet d'assurer la saturation du transistor après le déclenchement par l'oscillateur 41. Pour obtenir la tension de correction V3 et l'ajouter à la tension de référence V on connecte un circuit de mise en forme 46 à l'ex r trématé du bobinage LP3 connecté à la cathode de la diode D3. La tension V3 obtenue par ce circuit 46 est ramenée sur le collecteur du transistor T2 ce qui réalise le mélange de V3 et de V r Un exemple de réalisation du circuit de mise en forme 46 est représenté sur la figure 12. La tension provenant de LP, est intégrée dans une cellule d'intégration composée de la résistance R10 et du condensateur C4. Comme la tension VLp est formée de signaux rectan glaires, cette intégratkon donne des signaux ayant sensiblement la forme de dents de scie comme représenté sur la figure 8. Cette tension est ensuite appliquée au collecteur du transistor T2 par l'intermédiaire d'une résistance R1 et d'un condensateur C5. La ré 1l sistance R11 permet en liaison avec la résistance R7, de régler les valeurs relatives de la tension V3 et de la tension V . Le condensateur C5 supprime la com r posante continue, ce qui permet de ne pas modifier le point de repos du transistor T. Dans une réalisation concrète, on a pris pour valeur de Rlo - 680 ohms.; pour.valeur de C4 - 22 nanofarads pour valeur de R11 - 470 ohms ; et pour valeur de C5 - 0,1 microfarad. Une telle alimentation permettra de fournir à une charge variable une tension continue constante en dépit de larges variations de la tension de la source continue dont on part et de la puissance consommée dans la charge. Le courant dans le bobinage primaire LP1 a été représenté sur la figure 13 pendant un peu plus d'une période pour un certain nombre de valeurs typiques de la tension de départ et de la puissance consommée. Dans les diagrammes de gauche, la tension de la source continue dont on part, c'està-dire en fait le plus souvent #a tension du secteur redressée, est forte. En prenant une série de puissances consommées P1 à P4 croissantes on constate que dans ces conditions, la durée de conduction croît et que le courant Io reste toujours nul. Dans la série de dia O grammes de droite par contre, pour les mêmes valeurs P1 àP4 de la puissance consommée mais avec une tension de source faible on constate que la durée de conduction croit et que le courant 1o est tout d'abord nul puis se met à prendre une valeur de plus en plus importante à partir de la puissance P2.

Claims: REVENDICATIONS 1. Dispositif d'alimentation à découpage régulé contre les variations de tension d'entrée et de puis- sance de sortie, du type comprenant'une source de tension continue alimentant en série un primaire de transformateur, un transistor hacheur et une résistance de mesure, un circuit de commande permettant d'appliquer sur la base du transistor hacheur des impulsions récurrentes de déblocage, un premier secondaire de transformateur permettant de délivrer une première tension destinée à mesurer la valeur de la tension de sortie de l'alimentation, des moyens permettant de délivrer une deuxième tension de valeur déterminée, des moyens permettant de comparer la première et la deuxième tension et de délivrer en fonction de cette comparaison une tension de référence, des moyens permettant de déterminer la différence entre cette tension de référence et une tension de mesure apparaissant aux bornes de la résistance de mesure pendant le déblocage du transistor et de délivrer un signal de blocage pour une valeur déterminée de cette différence, et un interrupteur permettant sous l'action de ce signal de blocage de court-circuiter la base du transistor hacheur pour le rebloquer, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens permettant de mesurer la durée de conduction du transistor hacheur et de modifier la tension de référence en fonction de cette mesure pour maintenir constante cette durée d'un cycle à l'autre pour chaque couple de valeurs déterminées de la tension d'entrée et de la puissance de sortie le dispositif pouvant ainsi passer du mode de fonctionnement à décharge complète du transformateur au mode de fonctionnement à décharge incomplète de celuici, en conservant une fréquence fixe de foncti#nnement. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'interrupteur est un thyristor permettant également de comparer par son circuit gÅachette- cathode la tension de référence et la tension de mesure. 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens de mesure de la durée de conduction du transistor hacheur comprennent un deuxième secondaire du transformateur permettant de délivrer une tension formée de créneaux rectangulaires dont la durée est égale à la durée de conduction du transistor hacheur. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le deuxième secondaire transformateur permet également de délivrer à la base du transistor ha cheur, après chaque impulsion de déblocage,#une tension de réaction destinée à prolonger l'action de l'impulsion de déblocage. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 et 4, caractérisé en ce que les moyens de mesure de la durée de conduction du transistor hacheur comprennent en outre une cellule d'intégration permettant d'intégrer les créneaux rectangulaires formant la tension délivrée par le deuxième secon dairè ; la tension de crête de ces signaux intégrés mesurant la durée de conduction du transistor hacheur. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que la cellule d'intégration est suivie d'une résistance permettant de régler la contribution du signal intégré à la tension de référence et d'un condensateur permettant de supprimer la composante continue comprise dans le signal intégré.

Inventors: LAURET, PHILIPPE, RILLY, GERARD, Rilly, Gérard
Applicants: THOMSON-BRANDT
Application year: 1980
Main classification: H02M3
IPC codes: H02M3