CIRCUIT FOR CONTROLLING THE OUTPUT VOLTAGE OF A SWITCHING CONVERTER

Abstract: 1. A circuit arrangement for regulating the output voltage of a single pulse flow converter having a free-running diode (D2) and a choke (L) connected thereto in the main circuit, and comprising an electronic switch (Ts) whose switching path is arranged between the input and output of the converter, and comprising a control device connected preceding the control path of the electronic switch (Ts), contains a bistable fli-flop (K) and serves to control the pulse width, where the bistable flip-flop (K) can be set by timing pulses (T) of a pulse generator and reset by disconnecting pulses which are transmitted by a threshold switch (S) which is controlled by measured variables and contains a comparison voltage source (UREF ), characterized in that the capacitor (Cv ) of a series capacitor-resistor combination (Cv , Rv ) connected at the output (a, b) of the converter, and a comparison voltage source (UREF ) are connected to the same terminal of the output (a, b), (a in Figure 1 ; b in Figure 2), which forms a reference point, that the terminal of the capacitor (Cv ) carrying voltage in comparison to the reference point is coupled to the measured variable input (-) by means of a voltage divider (RT1 , RT2 ) and the terminal of the chocke (L) connected to the free-running diode (D2) is led to the measured variable input (-) of the threshold switch (S) by means of a further resistor (RD ), that the resistance (RT2 ) of the voltage divider (RT1 , RT2 ) arranged between the voltage-carrying terminal of the capacitor (Cv ) and the threshold switch (S) is brigged by a capacitor (CD ) whose capacitance is dimensioned so as to be considerably smaller than the capacitance of the capacitor (C) of the series capacitor-resistor combination, and that the value of the resistance (Rv ) of the series capacitor-resistor combination (Cv , Rv ) is dimensioned to be essentially smaller, in particular by at least one order of magnitude, than the value of the resistance (RT1 , RT2 ) of the voltage divider.

Description: Schaltungsanordnung zur Regelung der Ausgangsspannung eines Eintakt-Durchflussumrichters Die Erfindung bezieht sich 2uf eine Schaltungsanordnung zur Regelung der Ausgangsspannung eines Eintakt-Durch- flussumrichters, mit einem mit seiner Schaltstrecke zwischen Eingang und Ausgang des Umrichters angeordneten elektronischen Schalter, mit einer der Steuerstrecke des eiektronischen Schalters vorgeschalteten Steuereinrichtung zur Impulsreitensteuerung. . Dabei ist unter einem Durchflussumrichter ein Umrichter zu verstehen, der bei stromführendem Schalter Energie zum Ausgang überträgt. Aufgabe der Erfindung ist es, eine derartige Schaltungs- anordnung derart auszubilden, dass eine möglichst hohe Stabilität des Regelkreises gewährleistet ist. Tnsbeson dere soll dabei eine hohe Genauigkeit erzielbar sein, wobei die Regelung sowohl den dynamischen Lastäderung- gen als auch den Änderungen der Versorgunsspannung Schnell entgegenwirken soll. Gemäss der Erfindung wird die Schaltungsanordnung zur Lösung dieser Aufgabe derart ausgebildet, dass ein messgrössengesteuerter Schwellwertschalter vorgesehen ist und dass die Steuereinrichtung eine bistabile Kippstufe enthält, die durch Taktimpulse eines Taktgebers setzbar und durch vom Schwellwerter abgegebene Abschaltimpulse rücksetzbar ist. Durch diese Massnahmen ergibt sich der Vorteil, dass durch die Speicherung der Schaltzustände mittels der bista bilen Kippstufe die Spannungsregelung besonders stör- sicher ist. Darüberhinaus lassen sich in Geräten mit galvanischer Trennung auf besonders einfach realisierbare Weise sowohl die Ausgangsspannung direkt regeln als auch die Störgrösse Versorgungsspannung dynamisch auswerten. Vorteilhafte weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die Erfindung wird anhand der in den Figuren dargestell ten Ausführungsbeispielel näher erläutert. Die Figuren zeigen je eine Schaltungsanordnung zur Span- nungsregelung von fremdgetakteten Durchflussumrichtern mit Gewinnung von Abschaltsignalen für die Pulsbreitenregelung mit Hilfe eines R-C-Netzwerks, und zwar Fig. 1 mit Potentialtrennung und mit dem positiven Aus gangsanschluss als Bezugspunkt für die Referenz- Spannung und Fig. 2 mit Potentialtrennung und mit dem negativen Aus gangsanschluss als Bezugspunkt für die Referenz spannung, Fig. 3 chne Potentialtrennung und mit dem positiven Aus AusgangsanschluB als Bezugspunkt und Fig. 4 den zeitlichen Verlauf der Messspannung tür ein bevorzugtes Bemessungsbeispiel. Bei dem Eintakt-Durchflussumrichter nach Fig. 1 ist die Quelle B der Eingangsspannung Ue über die Emitter-Kol Lektorstrecke des Schalttransistors T an die Primärwicklung des Transformators Tr geführt. An die Sekundärwicklung des Transformators ist die Gleichrichterdiode D1 angeschlossen, die in dem einen Längszweig zwischen Transiormator Tr und Ausgangsanschluss a angeordnet ist. Das andere Ende der Sekundärwicklung ist über die Drossel L an den anderen Ausgangsanschluss b geführt. Die Diode D1 ist so gepolt, dass sie bei leitend gesteuertem Transistor T eenfalls Stromführt. Im Anschluss an die Gleichrichterdiode D1 und vor der Drossel L ist in einem Querzeig die Freilaufdiode D2 angeordnet, so dass der durch die Drossel L fliessende Strom auch bei gesperrter Gleichrichterdiode D1 weiter fliessen kann. Parallel zum Ausgang a, b liegt der Siebkondensator Ca, an dem die Ausgangsspannung fJ Ua anliegt. Ausserdem ist die Serienschaltung, bestehend aus dem Kondensator Cv und dem Widerstand Rv an den Ausgang a, b angeschlossen. Parallel zum Kondensator Cv liegt die aus den Widerständen RT1 und RT2 bestehende Serienschaltung.Parallel zum Widerstand RT2 liegt der Kondensator CD. Der Kondensator Cv und die Vergleichsspannungsquelle, die die Referenzspannung URef liefert, liegen jeweils mit einem Anschluss am Ausgangsanschluss a. Der andere Anschluss der Vergleichsspannungsquelle ist mit dem Pluseingang @ des als Operationsverstärker ausgebildeten Schwellwertschalters S verbunden. Der Minuseingang - des Schwellwertschalters S ist sowohl an den Vertin- dungspunkt der Nriderstände RT1 und RT2 angeschlossen als auch über den Widerstand RD an den Verbindungspunkt von Freilaufdiode D2 und Drossel L geführt. Der Ausgang des Schwellwertschalters S ist über den Optokoppler 0, der gegebenenfalls entfallen kann, an den Rücksetzeingang der bistabilen Kippstufe K geführt. Die potentialgetrennte Ubertragung der Regelsignale mittels des Optokopplers ist möglich, da die Regelsignale nach dem Schwellwertschalter S bereits digital sind. Der Setzeingang S der bistabilen Kippstufe K wird mit Taktimpulsen T eines in der Figur nicht näher dargestellten Taktgebers beaufschlagt. Der Ausgang Q der Kippstufe K ist an die Basis des Schalttransistors geführt. Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist die Drossel L in der zum Anschluss b führenden Minusleitung angeordnet. Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei der die Drossel L in der zum Anschluss a führenden Plusleitung angeordnet ist. In diesem Fall sind die Vergleichsspannungsquelle für die Referenzspannung URef und der Kondensator Cv an die zum Anschluss b führende Minusleitung angeschlossen. Bei der in Fig. 3 gezeigten Schaltungsanordnung ist keine Potentialtrennung zwischen Ein- und Ausgang vorgesehen. Die Schaltungsanordnung ergibt sich aus der nach Fig. 1 dadurch, dass der Transformator Tr durch eine zweiadrige Durchverbindung ersetzt wird und an die Stelle der Gleichrichterdiode Die eine Durchverbindung tritt. Für die Bemessung gilt jeweils Rv # RT1 ; Rv # RT2; CD # Cv Für die in den Figuren 1 bis 3 gezeigten Ausführungs beispiele ergibt sich die folgende Wirkungsweise: Der Schalttransistor T wird periodisch über den S-Eingang eines R-S-Flip-Flops vom Taktgeber eingeschaltet. Das Abschaltsignal wird mit Hilfe eines R-C-Netzwerkes gewonnen und durch den Anstieg der Mess spannung Uke über den Wert der Referenzspannung URef ausgelöst. Dabei wird der Regelkreis im wesentlichen von der Eingangsspannung und von Laständerungen als Störgrössen beeinflusst. Diese beiden Störgrössen wirken sowohl statisch als auch dynamisch. Die Messspannung uke besteht aus zwei Komponenten U'e und u'D, die einander Serlagert sind. Die Kondensator- Widerstad-Serienschaltung Cv, Rv dent zur hochfre quenzmässigen Trennung der Messspannung von der Ausgangsspannung UA. Die beiden Komponenten lassen sich wie folgt einzeln bestimmen: Die von der Ausgangsspannung Ua herrührende Gleichspannungskomponente ergibt sich aus der Annahme, dass der Widerstand RD gegen # geht. Für diesen Fall gilt für die am Widerstand Rt1 liegende Spannung EMI5.1 Die an der gesperrten Freilaufdiode D2 liegende Spannung Ud ist der Eingangsspannung proportional. Aus dieser Spannung wird mit Hilfe der Schaltmittel RD, CD, RT1 und RT2 am Kondensator CD eine aus e-Funktionen zusammengesetzte Dreieckspannung u1D erzeugt, deren zeitlicher Verlauf von derSpannung uD und vom Tastgrad # abhängt. Untersuchungen im Rahmen der Erfindung haben ergeben, dass das aus Stabilitätsgründen maximal zulässige Tastverhältnis durch den Quotienten T/# bestimmt wird. Dabei ergibt sich für den Grenzfall folgendes Tastverhältnis EMI6.1 Für den Hub der Dreieckspannung ergibt sich EMI6.2 mit # = Rp . CD EMI6.3 -wobei fT die Taktfrequenz ist. Im folgenden wird ein vorteilhaftes Bemessungsbeispiel angegeben. Zunächst wird nach Gleichung (2) des Verhältnis T/# = 3,33 gewählt. Dadurch ist bei vorgegebener -Kapazität CD der Innenwiderstand Rp des Teilers RT1, RT2 bestimmt. Die Amplitude der am Kondensator CD auftretenden Wechselspannungskomponente u'DSS lässt sich mit dem Widerstand RD einstellen. Da diese Amplitude im Betrieb durch die Höhe der Eingangsspannung Ue bestimmt wird, können die Spannungsschwankungen am Eingang schnell ausgeregelt werden. Es ergeben sich z.B. für Ua = 12 V Ue max = 48 V 'min = 0,25 UDSS max = 79 mV Ue min = 24 V #max = 0,5 uDSS min = 50 mV T@ = 3,333 Rp = 150 # RD = 4,1 k# fT = 20 kHz; CD = 0,1 uF Cv = 1 Die Wahl des Widerstandes Rv wird durch die gewünschte Eckfrequenz des Rv-Cv-Siebs bestimmt. Mit Rv = 6,8 # liegt sie bei 23 kHz. In Fig. 4 ist der qualitative Verlauf der Messspannung für #= 0,5 und # = 0,25 dargestellt. Der Kondensator CD spielt eine wichtige Rolle nicht nur bei der Gewinnung der Dreieckspannung, sondern wirkt zusammen mit dem Widerstand RT2 als Differenzierglied. Dadurch wird der Phasenrand vergrössert und die Stabilität allgemein erhöht. Bei dem in den Figuren 1 bis 3 gezeigten Durchflussum- richtern wird die Ausgangsspannung eines Eintakt-Durch- flussumrichters mit besonders hoher Genauigkeit gerege't. Die Regelung wirkt sowohl den dynamischen Laständerungen als auch den Änderungen der Versorgungsspannung schnell entgegen. Bei den Umrichtern nach Fig. 1 zuia 2, die eine galvanische Trennung aufweisen, haben alle Komponenten rur die Bildung des Messwertes ihr Bezugspotential am Ausgang des Gerätes. Ferner erfolgt die Anpassung an den Leistungsteil ohne Eingriff in denselben. Das Abschaltsignal in digitaler Form für die Pulsbreitensteuerung wird mit Hilfe des Schwellwertschalters direkt aus einem R-C-Netzwerk gewonnen. Die in den Figuren 1 bis 3 gezeigten Schaltungsanorldnun- gen haben in vorteilhafter Weise eine hohe statische Genauigkeit der Ausgangsspannung. Ferner ergeben sich eine schnelle Ausregelung dynamischer Laständerungen und eine schnelle Ausregelung von Eingangsspannungsschwankun- gen. Die Stabilität im Bereich der Taktfrequenz ist auch für einen Tastgrad # > 0,5 gegeben. Ausserdem ergibt sich eine besonders geringe Störempfindlichkeit gegen hochfrequente Störungen. 10 P a t e n t a n s p r ü c h e 4 Figuren

Claims: Patentanstrüche 1. Schaltungsanordnung zur Regelung der Ausgangsspannung eines Eintakt-Durchflussumrichters, mit einem mit seiner Schaltstrecke zwischen Eingang und Ausgang des Umrichters angeordneten elektronischen Schalter, mit einer der Steuerstrecke des elektronischen Schalters vorgeschalteten Steuereinrichtung zur Impulsbreitensteuerung, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t dass ein messgrössengesteuerter Schwellwertschalter (S) vorgesehen ist und dass die Steuereinrichtung eine bistabile Kippstufe (K) enthält, die durch Taktimpulse (T) eines Taktgebers setzbar und durch vom Schwellwertschalter (S) abgegebene Abschaltimpulse rücksetzbar ist. 2. schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Messgrösseneingang (-) des Schwellwertschalters (S) an den Kondensatcr (Cv) einer am Ausgang (a, b) des Umrichters liegenden Kondensator-Widerstand-Serienschaltung (Cv, Rv) angeschlossen ist. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k enn z e i c h n e t , dass der Messgrösseneingang (-) über einen weiteren Widerstand mit einer der Eingangsspannung (Ue) proportionalen Spannung beaufschlagt ist. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Kondensator (Cv) der Kondensator-Widerstand-Serienschaltung (Cv, Rv) und eine Vergleichsspannungsquelle (URef) mit ein und demselben, einen Bezugspunkt bildenden Anschluss (a in Fig. 1; b in Fig. 2) des Ausgangs (a, b) verbunden sind und dass ein Anschluss des Kondenstors (Cv), der gegenüber dem Bezugspunkt Spannuing Führende Anschluss des Kondlensators (Cv) an den Messgrösseneingang (-) des Schwellwertschalters (S) geführt ist 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass zwischen dem Konden- sator (Cv) und dem Schwellwertschalter (S) ein Spannungsteiler (RT1, RT2) angeordnet ist und dass der eingangsseitige Anschluss einer Drossel (L) als Quelle für die der Eingangsspannung (UTe) proportionale Spannung dient. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, d a d u r C h g e k e n n z e 1 c h n e t t, dass der zwischen Spannung führendem Anschluss des Kondensators (CvY und Schwellwertschalter (S) liegende Widerstand (RT2) des Spannungsteilers (RT1, RT2) durch einen Kondensator (CD) überbrückt ist. 7. Schaltungsanodnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass zwischen dem Schwellwertschalter (S) und der bistabilen Kippstufe (K) ein Optokoppler (0) angeordnet ist. 8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Wert des Widerstandes (Rv) der Kondensator-Widerstand- Serienschaltung (Cv, Rv) mindestens um eine Grössenordnung kleiner bemessen ist als der Wert der Widerstände (RT1, RT2) des Spannungsteilers. 9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Kapazität des den einen Widerstand (RT2) des Spannungs- teilers (RT1, RT2) überbrückenden Kondensators (CD) wesentlich kleiner bemessen ist als die Kapazität des Kondensators (Cv) der Kondlensator-Widerstand-Serienschaltung. 10. Schaltungsanordnungnach einem der Ansprüche 1 bis 6 und 8 und 9, d a d u r c h g e k e n n z e 1 c h n e t , dass der maximale Tastgrad des Umrichters EMI11.1 ist.

Inventors: BRAKUS, BOGDAN, DIPL.-ING.
Applicants: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT
Application year: 1980
Main classification: H02P13
IPC codes: H02M3, G05F1