Method and device to accurately regulate the input symmetry of a push-pull converter by large variations of the input voltage

Abstract: 1. Method for maintaining the input symmetry of a push-pull inverter subject to large fluctuations of the input voltage as well as the output load, whereby the deviation from norm is formed from the output voltage or the output current as the actual value of the norm size and the desired value and the actual value is held constant by varying the switching times of transistors periodically switched on and off, which alternately control the flow of primary currents in a transformer of the push-pull inverter and whereby the current carrying periods of the transistors are measured and differences are derived from the measuring values, especially from the amplitudes of the currents flowing over the transistors (34, 36), said differences corresponding to the asymmetry of the primary currents and acting upon servo components for the setting of the same primary currents characterised in that the current amplitudes or the voltage time surfaces of the currents or voltages present in the transistors (34, 36) in every current carrying period are measured and that when the voltage time surfaces or current amplitude in one current carrying period of the first transistor (34) has been ascertained, the difference is formed by use of the voltage time surface or current amplitude of the directly previous current carrying period of the second transistor and the deviation from norm, until a further difference can be given at the measuring of the following amplitude or voltage time surface, is switched up in this sense to influence the length of the current carrying period of the first transistor (34), that the period is lengthened when the voltage time surface or the current amplitude on the second transistor (36) exceeds that of the first transistor and is shortened in the reverse case.

Description: Verfahren und Vorrichtung zur Aufrechterhaltung einer genauen Regelung der Ausgangsspannung beziehungsweise des Ausgangsstroms eines Gegentakt-Wandlers bei grossen Änderungen der Eingangsspannung Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Aufrechterhaltung einer genauen Regelung der Ausgangsspannung beziehungsweise des Ausgangsstroms eines Gegentaktwandlers bei grossen Schwankungen der Eingangsspannung, wobei aus der Ausgangsspannung oder dem Ausgangsstrom als dem Istwert der Regelgrösse und einem Sollwert die Regelabweichung gebildet wird, die durch Änderung der Schaltzeiten von periodischen ein- und ausgeschalteten Transistoren vermindert wird, von denen abwechselnd der Fluss von Primärströmen in einem Transformator des Gegentakt-Wandlers gesteuert wird.. Für die Umwandlung von Gleichspannungen einer vorgegebenen Grösse in Gleichspannungen einer anderen Höhe werden Eintaktzerhacker oder Gegentaktzerhacker verwendet, die auch als Eintakt oder Gegentaktwandler bezeichnet werden. Diese Zerhacker enthalten Transformatoren, zu deren Primärwicklungen Schalter in Reihe gelegt sind, für die vorwiegend Transistoren verwendet werden. Die Transistoren dienen zur Unterbrechung des in der Primärwicklung jeweils fliessenden Stroms. Gegentaktzerhacker haben gegenüber Eintaktzerhackern verschiedene Vorteile, zum Beispiel die Erzeugung einer symmetrischen Sekundärspannung am Transformator, eine geringere Sperrspannung an den ausgeschalteten Transistoren, einen gleichmässigeren und geringeren Stromfluss in den Transistoren und einen höheren Wirkungsgrad. Die Höhe der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms der Zerhacker kann durch die Änderung der Dauer des Stromflusses auf der Primärseite des Transformators beeinflusst werden. Diese Eigenschaft lässt sich für die Regelung der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms ausnutzen. Ausgangsspannung oder -strom werden als Istwert der Regelgrösse mit einem einstellbaren Sollwert verglichen. Die durch den Vergleich gewonnene Regelabweichung beeinflusst einen Impulsbreitenmodulator, der die Ansteuersignale für die Transistoren erzeugt. (Wenn eine derartige Regelung in Verbindung mit einem Gegentaktzerhacker verwendet wird, hängt die einwandfreie Arbeitsweise von einer Symmetrie der Ströme und Spannungen in den beiden Stromkreisen ab, in denen die Transistoren und die Primärwicklungen be ziehungsweise Primärwicklungshälften in Reihe geschaltet sind. Die Symmetrie wird durch Änderungen der Eingangsspannung der Ausgangslast am Gegentaktzerhacker gestört. Eine über einen gewissen Zeitraum einseitig an einem der Stromkreise auftretende Spannungs oder Stromunsymmetrie ruft einen über die Primärwicklung beziehungsweise Primär wicklungshälfte fliessenden mittleren Gleichstrom hervor, der eine allmähliche Sättigung des Transformators bewirkt. Bei gesättigtem Transformator ist nur noch eine sehr geringe Impedanz mit dem Transistor in Reihe geschaltet. Der Transistor wird daher durch zu hohe Ströme überlastet. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Aufrechterhaltung einer genauen Regelung der Ausgangsspannung beziehungsweise des Ausgangsstroms eines Gegentaktwandlers zu entwickeln bei denen Störgrössenschwankungen nicht zur Bildung von auf der Primärseite des Transformators des Gegentaktwandlers fliessenden unsymmetrischen Gleichströmen führen. Die Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass die Spannungszeitflächen der in jeder stromführenden Periode an den Transistor anstehenden Spannungen oder die Amplituden der über die Transistoren fliessenden Ströme festgestellt werden, dass aus den Spannungszeitflächen oder Stromamplituden von zwei in der Stromübernahme aufeinanderfolgenden Perioden der Transistoren Differenzen gebildet werden, und dass die Differenzen jeweils der Regelabweichung als Störgrösse aufgeschaltet werden. Mit diesem Verfahren ist es möglich, bei Änderungen der Eingangsspannung im Verhältnis von mehr als eins zu fünf noch eine genaue Regelung des Ausgangsstroms beziehungsweise der Ausgangsspannung zu erhalten. Ausserdem wird die Entstehung unzulässig hoher unsymmetrischer Ströme in den Transistoren vermieden. Das vorstehend erläuterte Verfahren erlaubt daher die Verwendung von Gegentaktwandlern bei Regelung des Ausgangsstroms oder der Ausgangsspannung und die Ausnutzung der eingangs erwähnten Vorteile der Gegentaktwandler. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist vorgesehen, dass zwei Differenzen erzeugt werden, die aus den in benachbarten stromführenden Perioden der Transistoren festgestellten Spannungszeitflächen oder Stromamplituden durch die jeweilige Vertauschung von Minuend und Subtrahend abgeleitet werden, dass als Störgrösse jeweils diejenige Differenz verwendet wird, deren in der gerade ablaufenden Periode festgestellte Spannungszeitfläche oder Stromamplitude den Minuend bildet, dass bei der Beaufschlagung der ersten Differenz als Störgrösse die Ansteuerzeit des zweiten Transistors vergrössert wird, wenn die Spannungszeitfläche oder Stromamplitude des ersten Transistors diejenige des zweiten Transistors übersteigt oder die Ansteuerzeit des zweiten Transistors verkürzt wird, wenn die Spannungszeitfläche oder Stromamplitude des ersten Transistors diejenige des zweiten Transistors unterschreitet und dass bei der zweiten Differenz als aufgeschaltete Störgrösse die Ansteuerzeit des ersten Transistors verlängert wird, wenn die Spannungszeitfläche oder Stromamplitude des zweiten Transistors diejenige des ersten Transistors übersteigt oder die Ansteuerzeit des ersten Transistors verkürzt wird, wenn die Spannungszeitfläche oder Stromamplitude des zweiten Transistors diejenige des ersten Transistors unterschreitet. Bei diesem Verfahren wird die Zeitkonstante des Strom oder Spannungsregelkreises nur unwesentlich verändert. Durch die nahezu gleichbleibende Regelzeitkonstante werden von Lastschwankungen hervorgerufene Abweichungen der Regelgrösse vom Sollwert in kurzer Zeit wieder beseitigt. Dieser Vorteil wird durch die taktweise Anpassung des aus der Unsymmetrie der beiden Primärstromkreise abgeleiteten Signals erhalten. Insbesondere werden dadurch die Vorteile erzielt, dass zur Regelung und Erkennung eine halbe Periode ausreicht; die Erkennung von Fehlern erfolgt nach der Ansteuerphase der Transistoren. Eine Anordnung mit einem Gegentaktwandler, der einen Transformator mit zwei gleichen Primärwicklungen oder eine mit einer Mittelanzapfung versehene Primärwicklung enthält, wobei die Primärwicklungen oder die Primärwicklungshälften beiderseits der Mittelanzapfung jeweils in Reihe mit Transistoren angeordnet ist zur Durchführung des oben beschriebenen Verfahrens derart ausgebildet, dass mit den die Primärwicklungen oder Primärwicklungshälften und die Transistoren enthaltenden Stromkreisen jeweils Spannungszeitflächenmesseinrichtungen oder ein Stromwandler nebst Bürden verbunden sind, denen Speicher nachgeschaltet sind, die entsprechend zu Beginn eines Ansteuersignals für den entsprechenden Transistor auf Null zurückstellbar sind, dass die Speicher in Form von Spitzenwertspeichern mit Eingängen einer Subtraktionsschaltung verbunden sind, die zwei Differenzen erzeugt, bei denen jeweils Minuend und Subtrahend vertauscht sind, dass die beiden Differenzen verschiedenen Speichern zuführbar sind, die abwechselnd durch die Ansteuersignale auf Null zurückstellbar sind, und dass die Speicher an Eingänge eines Verstärkers angeschlossen sind, dem ein Summierglied für die Störgrössenaufschaltung mit der Regelabweichung nachgeschaltet ist, wobei das Summierglied einen Impulsbreitenmodulator speist, der zwei, mit je einem der Transistoren verbundene Ausgänge aufweist. Es genügt bei dieser Anordnung der Einsatz einer einfach aufgebauten Regelschaltung, um die einwandfreie Arbeitsweise des Gegentaktwandlers im Falle grosser Eingangsspannungsschwankungen und Last schwankungen zu erzielen. Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist vorgesehen, dass zu den Speichern Schalter parallel gelegt sind, die von Ausgangssignalen monostabiler Kippstufen einschaltbar sind, die jeweils von einer Anstiegsflanke des Ansteuersignals für die Ansteuerung der Transistoren anstossbar sind. Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden anhand eines in einer Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert, aus dem sich weitere Merkmale sowie Vorteile ergeben. Es zeigen: Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur Aufrechterhaltung einer genauen Regelung der Ausgangsspannung beziehungsweise des Ausgangsstroms eines Gegentakt wandlers bei grossen Schwankungen der Eingangs spannung und Ausgangslast in einem Blockschaltbild, Fig. 2 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs von Span nungen an verschiedenen Stellen der Anordnung gemäss Fig. 1. Der in Fig. 1 dargestellte Gegentakt-Spannungswandler enthält einen Transformator mit zwei über eine Mittelanzapfung 10 miteinander verbundenen Primärwicklungshälften 12, 14 und mit einer Sekundärwicklung 16, die eine an Massepotential gelegte, nicht näher bezeichnete Mittelanzapfung aufweist. Die Enden der Sekundärwicklung 16 sind an einen Doppelweggleichrichter 18 angeschlossen, dem ein Filter zur Bildung des Spannungzeitflächenintegrals 20 nachgeschaltet ist, das aus einem Kondensator und einer Induktivität besteht, die nicht näher bezeichnet sind. An den Ausgang des Filters 20 können nicht dargestellte Stromverbraucher angeschlossen sein. Der Ausgang des Filters 20, das die vom Gleichrichter 18 abgegebene pulsierende Gleichspannung glättet, ist weiterhin mit einem Eingang einer Subtraktionsschaltung 22 verbunden, die zugleich als Verstärker arbeitet. Der zweite Eingang der Subtraktionsschaltung 22, bei der es sich um einen Differenzverstärker handeln kann, ist an eine einstellbare Gleichspannungsquelle 24 angeschlossen. Die Ausgangsspannung des Filters 20 stellt den Istwert der Regelgrösse dar, während die von der Gleichspannungsquelle 24, zum Beispiel einem Potentiometer, abgegriffene Spannung den Sollwert bildet. Die Subtraktionsschaltung 22 erzeugt aus dem Sollwert und dem Istwert die Regelabweichung, die einem Eingang einer Summierschaltung 26 zugeführt wird. An den Ausgang der Summierschaltung 26 ist ein Impulsbreitenmodulator 28 angeschlossen, der zwei Ausgänge 30 und 32 hat. An den Ausgängen 30 und 32 stehen zwei in ihrer Periode um 1800 gegeneinander phasenverschobene impulsbreitenmodulierte Signale zur Verfügung, die jeweils an die Basen von Transistoren 36 und 34 gelegt sind. Der Transistor 34 ist mit der Primärwicklungshälfte 12 des Transformators in Reihe geschaltet. Ebenso ist der Transistor 36 in Reihe mit der Primärwicklungshälfte 14 angeordnet. Die Emitter der Transistoren 34, 36 sind gemeinsam an den negativen Pol 38 einer Gleichspannungsquelle gelegt, deren positiver Pol 40 die Anzapfung 10 speist. An die Verbindungsstelle zwischen der Primärwicklungshälfte 12 und dem Kollektor des Transistors 34 beziehungsweise zwischen der Primärwicklungshälfte 14 und dem Kollektor des Transistors 36 kann je eine Anordnung zur Messung des Zeitintegrals der anstehenden Spannung während einer Periode des impulsbreitenmodulierten Signals angeschlossen sein. An Stelle einer solchen Spannungszeitflächenmessanordnung können auch Stromwandler für die über die jeweiligen Transistoren 34, 36 fliessenden Ströme verwendet werden. Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung sind schematisch dargestellte Stromwandler 42, 44 in die Primärstromkreise des Transformators eingefügt. Die nicht näher dargestellten Primärwicklungen der Stromwandler liegen zum Beispiel in Reihe mit den Primärwicklungshälften 12 und 14. Den nicht dargestellten Sekundärwicklungen der Stromwandler 42, 44 sind Bürden parallel geschaltet, an denen Spannungen abgegriffen werden, die den über die Transistoren 34, 36 fliessenden Strömen proportional sind. Die Bürden sind jeweils über einen Verstärker -46 beziehungsweise 48 und einen Gleichrichter 50 beziehungsweise 52 an einen Analogspeicher 54 beziehungsweise 56 angeschlossen. Die Kombination von Verstärker 46 beziehungsweise 48, Diode 50, 52 und Speicher 54, 56 bildet einen Spitzenwertspeicher. Bei den Analogspeichern 54, 56 kann es sich um Kondensatoren handeln, deren zweite Anschlüsse an Massepotential gelegt sind. Parallel zu den Analogspeichern 54, 56 sind jeweils Schalter 58, 60 angeordnet, die Schalttransistoren sein können. Die Analogspeicher 54, 56 sind mit je einem Eingang einer Subtraktionsschaltung 62 verbunden, die zwei Differenzsignale erzeugt. Das erste Differenzsignal, das an einem Ausgangsteil 64 verfügbar ist, ist aus dem Speicherwert des Analogspeichers 54 als Minuenden und dem Wert des Analogspeichers 56 als Subtrahenden gebildet. Beim zweiten, an einem Ausgangssignal 66 anstehenden Differenzsignal verhält es sich umgekehrt, das heisst Minuend ist der Inhalt des Analogspeichers 56, während der Inhalt des Analogspeichers 54 als Subtrahend verwendet ist. Mit dem Ausgangsteil 64 ist ein Schalter 68 verbunden, an den ein weiterer Analogspeicher 70 angeschlossen ist. Parallel zum Analogspeicher 70 ist wiederum ein Schalter 72 gelegt. Das Ausgangssteil 66 speist einen Stromkreis, der gleiche Elemente enthält wie der dem Ausgangssteil 64 nachgeschaltete Stromkreis. Dem Ausgangssignal 64 ist ein Schalter 74 nachgeordnet, an den sich ein Analogspeicher 76 angeschliesst, zu dem ein Schalter 78 parallel angeordnet ist. Die Schalter 68, 72, 74 und 78 können Schalttransistoren sein. Bei den Analogspeichern 70 und 76 kann es sich um Kondensatoren handeln. Die Analogspeicher 70, 76 speisen je einen Eingang eines Verstärkers 80, dessen Ausgang an den zweiten Eingang der Summierschaltung 26 angeschlossen ist. Mit dem Ausgang 32 des Impulsbreitenmodulators 28 sind zwei monostabile Kippstufen 82 und 84 verbunden. Die Kippstufe 82 wird durch den Beginn der vorzugsweise ansteigenden Flanke des am Ausgang 32 erzeugten impulsbreitenmodulierten Signals angeregt. Im Gegensatz dazu wird die Kippstufe 84 durch die Beendigung der dann abfallenden Flanke des impulsbreitenmodulierten gleichen Signals angestossen. Der Ausgang 30 speist ebenfalls zwei monostabile Kippstufen 86 und 88. Während die Kippstufe 86 von der ansteigenden Flanke des am Ausgang 30 auftretenden impulsbreitenmodulierten Signals angestossen wird, bringt die abfallende Flanke dieses Signals die Kippstufe 88 zum Ansprechen. Der Schalter 58 wird vom Ausgangssignal der Kippstufe 82 gesteuert. Beim Auftreten des von der Kippstufe erzeugten kurzzeitigen Ausgangssignals wird der Schalter 58 geschlossen. Die Dauer des Signals ist so bemessen, dass der Analogspeicher 54 entladen wird. Das kurzzeitige Ausgangssignal der Kippstufe 84 schliesst die Schalter 72 und 74. Die Dauer des Ausgangssignals der Kippstufe 84 ist an die Entladezeit beziehungsweise Aufladezeit für die Analogspeicher 73 beziehungsweise 78 angepasst. Das Ausgangssignal der Kippstufe 86 steuert den Schalter 60, über den sich der Analogspeicher 56 während der Dauer des Ausgangssignals entlädt. Vom Ausgangssignal der Kippstufe 88 werden die Schalter 68 und 78 geschlossen, wobei die Dauer des Ausgangssignals der Entladezeit beziehungsweise Aufladezeit des Analogspeichers 76 beziehungsweise 70 angepasst ist. Im Diagramm der Fig. 2 sind die beiden, an den Ausgängen 30 beziehungsweise 32 auftretenden Spannungen mit 90 beziehungsweise 92 bezeichnet. (Selbstverständlich können die an den Ausgängen 30 und 32 auftretenden Signale auch von einem fremden Taktgeber T stammen.) Beide Spannungen bestehen aus Rechtecksignalen mit einer vorgegebenen Periode. Die beiden Spannungen 90, 92 sind um 1800 gegeneinander phasenverschoben. Während der Impulsdauer der beiden Rechteckspannungen 90, 92 werden die Transistoren 34, 36 mit Basisströmen versorgt und dadurch in die Sättigung gesteuert. Es fliessen dann Ströme über die Primärwicklungshälften 12 beziehungsweise 14 und die Transistoren 34 beziehungsweise 36. An den Bürden der Stromwandler 42 und 44 stehen den Strömen über die Transistoren 34 und 36 proportionale Spannungen 94 und 96 an. Über die Verstärker 46 beziehungsweise 48 und die Gleichrichter 50 beziehungsweise 52 gelangen diese Spannungen zu den Analogspeichern 54 und 56 , in denen die Spitzenwerte der Spannungen 98 und 100 gespeichert werden. Die Kippstufe 82 erzeugt die Impulse 102, von denen der Schalter 58 geschlossen wird. Die Kippstufe 86 gibt die Impulse 106 ab. Von der Kippstufe 84 werden die Impulse 104 erzeugt, die die Schalter 72 und 74 betätigen. Schliesslich gibt die Kippstufe 88 die Impulse 108 für die Steuerung der Schalter 68 und 78 ab. Ein Impuls 102 tritt beispielsweise zum Zeitpunkt t auf. Dadurch wird der Analogspeicher 54 entladen und die Spannung 98 auf den Wert Null zurückgesetzt. Nach Beendigung des Impulses 102 springt die Spannung 98 auf den Wert der Spannung 94. Es sei angenommen, dass bereits vor einem Zeitpunkt t1 der Transformator infolge einer Zunahme der Eingangsspannung die Sättigung erreicht hat. Die Sättigung ruft eine niedrige Impedanz im Stromkreis mit der Primärhalbwicklung 12 hervor. Deshalb steigt der Strom in der Wicklung und im Transistor 34 an. Die Anstiegsflanke der dem Strom proportionalen Spannung an der Bürde des Stromwandlers 42 ist in Fig. 2 mit 110 bezeichnet. Da der Strom in der Primärhalbwicklung 14 zum Zeitpunkt t1 Null ist, steht auch am Ausgang der Bürde des Stromwandlers 44 die Spannung Null an. Die Spannung des Analogspeichers 54 folgt dem Anstieg der Spannung 94 bis der Spitzenwert erreicht ist. Im Analogspeicher 56 ist noch ein Wert enthalten, der zu einem Zeitpunkt eingegeben wurde, der vor dem in Fig. 2 eingetragenen Zeitpunkt t0 liegt. Dieser Wert entspricht dem über den Transistor 36 ohne Sättigung des Transformators fliessenden Strom. Die Differenz der beiden Spannungen 98 und 100 ergibt ein Signal, das in Fig. 2 mit 112 bezeichnet ist und den Wert Null hat, solange die in den Analogspeichern 54 und 56 enthaltenen Werte den ohne Sättigung des Transformators fliessenden symmetrischen Strömen entsprechen. Es ist dann sowohl die Differenz zwischen der Spannung 98 als Minuend und der Spannung 100 als Subtrahend als auch die Differenz mit der Spannung 100 als Minuend und der Spannung 98 als Subtrahend Null. Die letzere Differenzspannung ist in Fig. 2 mit 114 bezeichnet. Zum Zeitpunkt t1 ist die Spannung 94 bereits geringfügig grösser als die den Nennwerten der Ströme bei ungesättigtem Transformator entsprechende Spannung. Diese geringfügige Erhöhung ist auch im Verlauf der Spannung 98 vorhanden. Da zum Zeitpunkt t1 ein Impuls 104 auftritt, wird der Analogspeicher 70 auf Null zurückgestellt und die Differenzspannung am Ausgangsteil 66 in den Analogspeicher 76 eingegeben. Durch die Zurückstellung des Speichers 70 bleibt die Spannung 112 zum Zeitpunkt t1 auf dem Wert Null stehen. Die Spannung 114 wird dagegen um die Erhöhung der Spannung 98 gegenüber dem normalen Wert negativer. Den gleichen Sprung auf einen negativen Wert führt die Spannung am Ausgang des Verstärkers 80 aus. Diese Spannung ist in Fig. 2 mit 116 bezeichnet. Zum Zeitpunkt t2 hört der Stromfluss über den Transistor 34 auf. Der Maximalwert der Spannung 98 zum Zeitpunkt t2 wird zunächst noch gespeichert. Die übrigen Spannungen behalten ihre zum Zeitpunkt t1 angenommenen Werte bei. Zum Zeitpunkt t3 wird die Basis des Transistors 36 mit Strom versorgt und der Transistor 36 wird leitend. Durch den unsymmetrischen Stromfluss im Transistor 34 ist eine Vorsättigung des Transformators eingetreten, so dass der Strom im Transistor 36 und damit die Spannung 96 nur langsam auf ihren, dem normalen Betrieb entsprechenden Wert ansteigt. Zum Zeitpunkt t3 gibt die Kippstufe 86 einen Impuls 106 ab, durch den der Analogspeicher 56 auf Null zurückgestellt wird. Der Speicher 56 wird nach Beendigung des Impulses 106 mit einer Spannung aufgeladen, die dem Anstieg der Spannung 96 proportional ist. An den Spannungen 112 und 114 ändert sich dabei nichts. Da die Spannung 116 einen geringfügigen negativen Wert hat, wird die Rechteckspannung 92 geringfügig verlängert. Dadurch entsteht auch ein längerer über den Transistor 36 fliessender Strom, der der Symmetrierung des Übertragers entgegenkommt. Da jedoch die Verlängerung der Impulse einer Erhöhung der Ausgangsspannung entspricht, werden über die Abnahme der Regelgrösse beide Signale gleichmässig zurückgenommen. Zum Zeitpunkt t4 ist die Ansteuerung des Transistors 36 beendet. Der von der Kippstufe 88 erzeugte Impuls 108 setzt den Analogspeicher 76 auf den Wert Null zurück, das heisst die Spannung 114 wird Null. Gleichzeitig wird der Analogspeicher 70 auf die Differenz der Spannungen 98 und 100 aufgeladen. Diese Differenzspannung entspricht der bei üblichem Betrieb ohne gesättigten Transformator an den Bürden der Stromwandler 42 und 44 herrschenden Spannung. Die Spannung 116 springt deshalb ebenfalls auf diesen Wert und wirkt auf den Impulsbreitenmodulator 28 durch ihre Erhöhung des Werts der Regelabweichung im Sinne einer Verkürzung der Dauer der Ansteuerung des Transistors 34 ein. Die Ansteuerung des Transistors 34 beginnt zum Zeitpunkt t5. Da der Transformator zu diesem Zeitpunkt nicht in der Sättigung ist, steigt der Strom im Transistor 34 und damit die Spannung 94 rasch auf ihren im Normalbetrieb herrschenden Wert. Die Kippstufe 82 erzeugt wiederum einen Impuls 102, durch den der Analogspeicher 54 entladen wird. Der Analogspeicher 54 wird aber nach dem Ende des Impulses 102 sofort wieder auf den Wert der Spannung 94 aufgeladen. Die übrigen Spannungen 100, 112, 114, 116 behalten ihre Werte über den Zeitpunkt t5 hinaus bei. Zum Zeitpunkt t6 fällt die Rechteckspannung 92 auf den Wert Null zurück. Hierdurch entsteht wiederum ein Impuls 104 der Kippstufe 84. Durch diesen Impuls 104 wird der Analogspeicher 70 auf den Wert Null zurückgesetzt, das heisst, die Spannung 112 wird Null. Der Analogspeicher 75 wird auf die Differenz der Spannungen 93 und 100 aufgeladen. Diese Differenz hat ebenfalls den Wert Null, so dass der von der Subtraktionsschaltung 22 erzeugten Regelabweichung kein Störgrössensignal aufgeschaltet wird. Nach dem Zeitpunkt t6 arbeitet die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung unbeeinflusst von Störgrössen, das heisst die Impulsdauern der Rechtecksignale 90 und 92 stimmen miteinander überein. Es sei angenommen, dass zum Zeitpunkt t7 durch die Einwirkung einer Störgrösse, zum Beispiel einer Änderung der Eingangsspannung, der Strom im Kreis mit der Primärhalbwicklung 14 und dem Transistor 36 anzusteigen beginnt. Dadurch entsteht eine Unsymmetrie hinsichtlich des Stromverlaufs in den beiden Zweigen der Primärseite des Gegen takt-Wand#ers. Nach dem Zeitpunkt t7 laufen daher in bezug auf den Stromkreis mit der Halbwicklung 14 und dem Transistor 36 ebensolche Ausgleichsvorgänge ab, wie sie bereits den für eine Unsymmetrie des Kreises mit der Halbwicklung 12 und dem Transistor 34 beschrieben wurden. Durch die oben erläuterte Steuerung der Schalter 72 und 74 beziehJngsweise 68 und 78 mittels der monostabilen Kippstufen 84 und 88 wird erreicht, dass am Verstärker 80 immer nur eine der Differenzspannungen der Ausgangsteile 64, 66 ansteht. Die Spannung am Verstärker 80 entspricht also entweder der Unsymmetrie des Kreises mit der Halbwicklung 12 und dem Transistor 34 oder derjenigen des Kreises mit der Halbwicklung 14 und dem Transistor 36. Entspricht die festgestellte Störgrössenspannung 116 der Differenz zwischen einer unsymmetrischen Spannung 94 und der zeitlich davor gemessenen Spannung 96, dann wird aufgrund des Vorzeichens der Spannung 11E die Rechtecksignal dauer des Signals 90 vergrössert, wenn die Spannung 94 die Spannung 96 übersteigt. Andererseits wird die Rechtecksfgnaldauer des Signals 90 verkürzt, wenn die Spannung 94 kleiner als die Spannung 96 ist. Hierdurch lässt sich erreichen, dass zwischen der Erfassung einer Unsymmetrie und dem Einsetzen der Gegenmassnahmen nur eine halbe Periode der Rechteckspannungen 90, 92 liegt. Ein einfacherer Schaltungsaufbau entsteht dann, wenn einer der Zweige mit den Elementen 68, 70, 72 oder 74, 76, 78 weggelassen wird. Die Anordnung hält auch in diesem Fall bei grossen Störgrössenänderungen eine genaue Regelung der Ausgangsspannung aufrecht. Es wird dann jedoch nur die Rechtecksignaldauer der Spannung 92 be ziehungsweise 90 durch den Impulsbreitenmodulator 28 beeinflusst wenn Störgrössenänderungen auftreten. Wenn die Störgrössenspannung 116 aus der Differenz des unsymmetrischen Signals 96 und dem zeitlich davor gemessenen Signal 94 erhalten wurde, wird sofort auf die Rechtecksignaldauer der Spannung 92 so eingewirkt, dass bei grösserer Spannung 96 und kleinerer Spannung 94 die Rechtecksignaldauer verlängert wird und bei kleinerer Spannung 96 und grösserer Spannung 94 die Rechtecksignaldauer verkürzt wird. Der einfachere Schaltungsaufbau bewirkt jedoch, dass zwischen der Erfassung einer Unsymmetrie und dem Einsetzen der Gegenmassnahmen eine gesamte Periode der Rechteckspannungen 90 beziehungsweise 92 vergeht. Besonders sei noch hervorgehoben, dass unter Berücksichtigung der zuvor aufgezeigten Massnahmen bei einer Stör grössenaufschaltung Miuend und Subtrahend wechselnd als Sollwert und Istwert verglichen werden, um eine schnellere Stromregelung zu erzielen.

Claims: Patentansprüche: 1. Verfahren zur Aufrechterhaltung einer genauen Regelung der Ausgangsspannung beziehungsweise des Ausgangs stroms eines Gegentaktwandlers bei grossen Schwankungen der Eingangsspannung sowie der Ausgangslast, wobei aus der Ausgangsspannung oder dem Ausgangsstrom als dem Istwert der Regelgrösse und einem Sollwert die Regel abweichung gebildet wird und der Istwert durch Ände rung der Schaltzeiten von periodischen ein- und aus geschalteten Transistoren konstant gehalten wird, von denen abwechselnd der Fluss von Primärströmen in einem Transformator des Gegentaktwandlers gesteuert wird, d a d u r c h g e k e n n z e i ch n e t, dass die Spannungszeitflächen der in jeder strom führenden Periode an den Transistoren (34, 36) an stehenden Spannungen oder die Amplituden der über die Transistoren (34, 36) fliessenden Ströme festgestellt werden, dass aus den Spannungszeitflächen der Strom amplituden von zwei in der Stromübernahme aufeinander folgenden Perioden der Transistoren (34, 36) Differenzen gebildet werden und dass die Differenzen jeweils der Regelabweichung als Störgrösse aufgeschal tet werden. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass nach Beendigung der Feststellung der Spannungszeit fläche oder Stromamplitude in einer stromführenden Periode des einen Transistors (34) die Differenz unter Verwendung der Spannungszeitfläche oder Stromamplitude der unmittelbar vorausgegangenen stromführenden Periode des anderen Transistors gebildet wird und dass die Amplitude des ersten Transistors (34) verlängert wird, wenn die Spannungszeitfläche oder Stromamplitude am zweiten Transistor (36) diejenige des ersten Transistors (34) übersteigt und im umgekehrten Fall verkürzt wird. 3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwei Differenzen erzeugt werden, die aus den in benachbarten stromführenden Perioden der Transistoren (34, 36) festgestellten Spannungszeitflächen oder Stromamplituden durch die jeweilige Vertauschung von Minuend und Subtrahend abgeleitet werden, dass als Stör grösse jeweils diejenige Differenz verwendet wird, deren in der gerade ablaufenden Periode festgestellte Spannungszeitfläche oder Stromamplitude den Subtrahend bildet, dass bei der Beaufschlagung der ersten Dif ferenz als Störgrösse die Ansteuerzeit des zweiten Transistors (36) vergrössert wird, wenn die Spannungs zeitfläche oder Stromamplitude des ersten Transistors (34) diejenige des zweiten Transistors übersteigt oder die Ansteuerzeit des zweiten Transistors (36) verkürzt wird, wenn die Spannungszeitfläche oder Stromamplitude des ersten Transistors (34) diejenige des zweiten Transistors (36) unterschreitet und dass bei der zweiten Differenz als aufgeschaltete Störgrösse die An steuerzeit des ersten Transistors verlängert wird, wenn die Spannungszeitfläche oder Stromamplitude des zweiten Transistors (36) diejenige des ersten Transistors (34) übersteigt oder die Ansteuerzeit des ersten Transistors verkürzt wird, wenn die Spannungs zeitfläche oder Stromamplitude des zweiten Transistors diejenige des ersten Transistors (34) unterschreitet. 4. Anordnung mit einem Gegentaktwandler, der einen Trans formator mit zwei gleichen Primärwicklungen oder eine mit einer Mittelanzapfung versehene Primärwicklung ent hält, -wobei die Primärwicklungen oder die Primär wicklungshälften beiderseits der Mittelanzapfung jeweils in Reihe mit Transistoren angeordnet sind, zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mit den die Primärwicklungen oder Primärwicklungs hälften (12, 14) und die Transistoren (34, 36) enthal tenden Stromkreisen jeweils Spannungszeitflächenmessein richtungen oder ein Stromwandler (42, 44) nebst Bürden verbunden sind, denen Speicher (54, 56) nachgeschaltet sind, die jeweils zu Beginn eines Ansteuersignals (90, 92) für die Transistoren (34, 36) auf Null zurückstell- bar sind, dass die Speicher (54, 56) mit Eingängen einer Subtraktionsschaltung (62, 62) verbunden sind, die zwei Differenzen erzeugt, bei denen jeweils Minuend und Subtrahend vertauscht sind, dass die beiden Differenzen verschiedenen Speichern (70, 76) zuführbar sind, die abwechselnd durch die Ansteuersignale (90, 92) auf Null zurückstellbar sind, und dass die Speicher (70, 76) an Eingänge eines Verstärkers (80) angeschlos sen sind, dem ein Summierglied (26) für die Störgrössen aufschaltung mit der Regelabweichung nachgeschaltet ist, wobei das Summierglied (26) einen Impulsbreiten modulator (28) speist, der zwei, mit je einem der Transistoren (34, 36) verbundene Ausgänge (30, 32) aufweist. 5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zu den Speichern (54, 56) Schalter (58, 60) parallel gelegt sind, die von Ausgangssignalen mono stabiler Kippstufen (82, 86) einschaltbar sind, die jeweils von einer Anstiegsflanke des Ansteuersignals (90, 92) oder dem Grundtakt T für die Transistoren (34, 36) anstossbar sind. 6. Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Speicher (70, 76) eingangsseitig je an einen Schalter (68, 74) angeschlossen sind, von denen jeder von einem Ausgang (64, 66) der Subtraktionsschaltung (62) gespeist ist, dass parallel zu den Speichern (70, 76) je ein Schalter (77, 78) gelegt ist und dass jeweils der Schalter (68 beziehungsweise 74) am Ein gang des einen Speichers (70 beziehungsweise 76) und der Schalter (78 beziehungsweise 72) parallel zum anderen Speicher (76 beziehungsweise 70) durch das Ausgangssignal einer gemeinsamen monostabilen Kipp stufe (88 beziehungsweise 84) einschaltbar sind, wobei die Kippstufen (88 beziehungsweise 84) je von einer der abfallenden Flanken der Ansteuersignale (92, 90) der Transistoren (34, 36) anstossbar sind. 7. Vorrichtung nach Anspruch 4 zur Durchführung des Ver fahrens nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Subtraktionsschaltung (62) nur einen Ausgang (64) aufweist, der einen Kreis mit einem Schalter (68) einem Speicher (70) und einem parallel zum Speicher (70) liegenden Schalter (72) speist, dass der Speicher (70) mit einem Verstärker (80) verbunden ist, der die Störgrösse über ein Summierglied (26) einem Impuls breitenmodulator (28) für die Ansteuerung der Transistoren (34, 36) zuführt, und dass die Schalter (68, 72) je von einer monostabilen Kippstufe (84, 88) einschaltbar sind, die von einer abfallenden Flanke eines Ansteuersignals anstossbar sind. 8. Verfahren vorzugsweise nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass bei einer Störgrössenaufschaltung Minuend und Subtrahend zur schnelleren Stromregelung wechselnd als Sollwert und Istwert verglichen werden.

Inventors: KALFHAUS, REINHARD
Applicants: KALFHAUS, REINHARD
Application year: 1980
Main classification: H02M3
IPC codes: H02M3