CIRCUIT FOR CLOCK RECOVERY IN REGENERATORS FOR DIGITAL SIGNALS

Abstract: 1. A circuit arrangement for the clock pulse production in re-generators for digital signals of high pulse repetition frequency, comprising a relatively high quality factor phase control loop which contains a voltagecontrolled oscillator (VCO) and a phase discriminator (T8-T10) and which is connected to an amplitude selector (T1-T3) linked to a distortion corrector, and an oscillating circuit having a relatively low quality factor (L, C8, C9), tuned to the clock pulse frequency of the digital signals and inserted into the connection between the phase control loop and the amplitude selector, characterised in that the phase discriminator is formed by the cascade connection of a fixed (T10) and a variable current source in a manner which is known per se, the variable current source comprises two difference amplifiers (T6, T7; T8, T9) which are connected in cascade, of which one is controlled by the output voltage of the voltage-controlled oscillator (VCO) and the other is controlled by the voltages occurring at the oscillating circuit (L, C8, C9), the control input of the voltage-controlled oscillator (VCO) is connected to the connection point (P) of the fixed and the variable current source, and the fixed current source (T10) is connected to the component (T9) of the different amplifier (T, T9) which is controlled by the output signal (TA) of the voltage-controlled oscillator (VCO) and which is not used for the cascade formation, on the lines of a current reflector circuit.

Description: Schaltungsanordnung zur Taktrückgewinnung in Regeneratoren für digitale Signale Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung ar Taktrückgewinnung in Regeneratoren für digitale Signale hoher Impulsfolgefrequenz mit einer, einen spannungs gesteuerten Oszillator und einen Phasendiskriminator enthaltenden Phasenregelschlefe, die mit einem an einen Entzerrer angeschlossenen Amplitudenentscheider verbunden ist. Übertragungensstrecken für digitale Signale, insbesondere für PCM-Signale, enthalten in bestimmten Abständen in die Strecke eingesetzte Zwischenregeneratoren, in denen das übertragene digitale Signal hinsichtlich Amplitude und Form der Impulse regeneriert wird. Zur zeitmässigen Regenerierung dienen dabei besondere Zeitentscheiderstufen, denen ein Taktsignal zugeführt werden muss. Das Tastsignal wird in üblicher Weise aus den empfangenen digitalen Signalen entweder mittels einer einen Phasendiskriminator und einen Spannungs. gesteuerten Oszillator enthaltenden Phaseflregelschlei- fe oder mittels eines auf die Taktfrequenz der digitalen Signale abgestimmten Schwingkreises, eines sogenannten Schwungradkreises gewonnen. Derartige Schwungradkreise haben den Vorteil eines vergleichsweise niedrigen Aufwandes, während Phasenregelschleifen als aktive Elemente unmittelbar mach dq Einschalten der Übertragungsstrecke und unabhängig vom Empfang eines Übertragungssignals schon ein Taktsignal erzeugen und deshalb beispielsweise nach Übertragungsstörungen eine wesentlich kleinere Synchronisierzeit bentigen. Besonders günstig sind in diese Fall Phasenregelschlei- fen, die einen spannungsgesteuerten Quarzoszillator enthalten. Bei Taktrückgewinnungsschaltungen für derartige PCM Regeneratoren besteht das Problem, dass die digitalen Signale in einem Code auftreten können, bei dem meh- rere unmittelbar aufeinanderfolgende unipolare Impulse moglich sind, ein derartiger Code ist beispielsweise der 4B3T-Code. In diesem Falle kann !r nehrere auf- einanderfolgende Taktperioden die Taktinformation ausbleiben und dadurch die Erzeugung des Taktsignales bei Verwendung eines Schwungkreises gestört werden, bei Verwendung einer Phasenregelschleife kann sich eine Verstimmung dieser Pbasenregelschleife ergeben, die beim Wiederauftauchen der Taktinformation zu Phasensprüngen führt. Die Aufgabe der Erfindung besteht also darin, eine Taktrückgewinnungsschaltung der eingangs genannten Art zu finden, die bei der Übertragung vorgenannter PCM-Signale verwendet werden kann. Erfindungsgemäss wird die Aufgabe dadurch gelöst, dass eine Phasenregelschleife mit vergleichsweise hoher Güte vorgesehen ist und dass in die Verbindung zwischen Phasenregelschleife und Amplitudenentscheider ein auf die Taktfrequenz der digitalen Signale abgestimmter Schwingkreis vergleichsweise niedriger Güte eingeschaltet ist. Die erfindungsgemässe Lösung benötigt einen vorteilhaft geringen Aufwand, bei dem ausserdem gegen über bekannten Taktrückgewinnungsschaltungen, die Phasenregelschleifen mit mittels Flipflops aufgebau- ten Phasendiskriminatoren enthalten, eine geringere Speiseleistung benötigen. Ausserdem wird der bei der Amplitudenentscheidung auftretende Phasenjitter des empfangenen digitalen Signals durch den Schwingkreis so weit reduziert, dass der Proportionalitätsbereich des Phasendiskriminators in der Phasenregelschleife nicht überschritten wird, auch wird bei Verstimmung des Schwingkreises der statische Phasenfehler klein gehalten und etwaige Überhöhungen der Jitter-Übertragungsfunktion bei Fehlabstimmung des Schwingkreises durch die schmale Bandbreite der nachgeschalteten Phasenregelschleife praktisch vollständig unterdrückt. Eine bevorzugte Weiterbildung der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung ergibt sich dadurch, dass die Phasenregelschleife einem Phasendiskriminator ent- hält, der durch die Kaskadenschaltung einer festen und einer veränderlichen Stromquelle gebildet wird und dass deLbai die veränderliche Stromquelle zwei in Kaskade geschaltete Differenzverstärker enthält, von dener dem eine durch die Ausgangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators und der andere durch die am Schwingkreis auftretenden Spannungen gesteuert ist und dass der Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators am Verbindungspunkt der festen und der ver änderlichen Stromquelle angeschlossen ist. Eine weitere vorteilhafte Ausbildung dieser Schaltungsanordnung ergibt sich dadurch, dass die feste Stromquelle mit dem durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators gesteuerten Differenzverstärker, der nicht zar Kaskadenbildung verwendet wird, nach Art einer Stromspiegelschaltung verbunden ist. Durch diese Weiterbildungen der Erfindung ist sichergestellt, dass auch beim Auftreten von mehr als 1000 aufeinanderfolgenden Taktzeiten ohne Taktinformation die Phase des spannungsgesteuerten Oszillators nicht unzulässig verschoben wird. Weitere gunstige Ausbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 4 bis 7 enthalten. Die Erfindung soll im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert werden. In der Zeichnung zeigt die einzige Figur eine Taktrückgewinnungs schaltung nach der Erfindung für einen PCM-Regenerator. Inder Figur sind mit El, E2 die beiden Eingänge der Schaltungsanordnung bezeichnet, die beispielsweise an den Entzerrerausgang des PCM-Regenerators angeschlossen sein können, es ist auch ein Anschluss an den Amplituden entscheider des PCM-Regenerators möglich. Im vorliegenden Falle wurde zusätzlich zum Amplitudenentscheider des Regenerators ein weiterer Amplitudenentscheider verwendet, der zwar ähnlich dem Amplitudenentscheider des Regenerators aufgebaut ist, dessen Arbeits- punkt jedoch anders eingestellt ist. Von den beiden Ein- gangsanschlüssen gelangen die ternären oder pseudoter nären Signale über den Übertrager E zu dessen Sekundärwicklung, die beiden +usseren Anschlüsse der Sekundär wickung sind mit den Basisanschlüssen eines ersten bzw. zweiten Transistors T1, T2 verbunden, deren Emitteranschlüsse miteinander nach Art eines Differenzverstarkes verbunden sind. Diese Emitteranschlüsse sind ausserdem mit dem Emitteranschluss eines dritten npn Transistors T3 und mit dem Kollektoranschluss eines vierten npn-Transistors T4 verbunden. Den Differenz- verstärkertransistoren T1 und T2 wird in bekannter Weise die benütigte Basisvorspannung über eine Mittel anzapfung der Sekundärwicklung zugeführt. Dazu ist mit dem positiven Betriebsspannungsanschluss +Ub ein erster Widerstand R1 verbunden, dessem anderer An schluss ist mit dem Basisanschluss des dritten Transistors T3, über einen zweiten Kondensator C2 mit Masse und über einen einstellbaren Widerstand R2 mit des Mittelanschluss der Sekundärwicklung des ingang$- übertragers Ü und ausserdem über einen ersten Kondenstator C1 und einen dritten Widerstand R3 mit Masse verbunden. Durch den zweiten Widerstand R2 kann die Vorspannung für die Differenzverstärkertransistoren T1 und T2 so eingestellt werden, dass sich die Eintscheiderschwelle für diesen Amplitudenenscheider im oberen Teil des Auges des PCM-Signals befindet und sich dadurch eine maximale Taktinformation ergibt. Diese Taktinformation wird vom Kollektoranschluss des Transistors T3 abgenommen unu dem Phasendiskriminator der Phasenregelschleife zugeführt. Der Kollektoranschluss dieses Transistors ist auferdem über einen siebenten Widerstand R7 mit dem positiven Betriebsspannungsanschluss +Ub verbunden. Der Emitterstrom für den ersten Differenzverstärker wird durch eine mittels des Transistor T4 gebildete Stromquelle festgelegt, die einen mit der positiven Betriebsspannung verbundenen vierten Widerstand R4 enthält, an den der Basisanschluss des vierten npn-Transistors T4 und eines -fünften npn-Transistors T5 und der Xollektoranschluss dieses Transistors angeschlossen sind. Der Emitteranschluss des fünften Transistors T5 ist dabei ausserdem über einen fünften Widerstand R5 mit Masse und der Emitteranschluss des vierten Transistors T4 ist über einen sechsten Widerstand R6 mit Masse verbunden. Von den Transistoren Ti, T2 oder T3 ist jeweils der Transistor eingeschaltet, an dessen Basis die positivste Vorspannung liegt. Dies ist nach dem Einschalten der Transistor T3, während die Transistoren T1 und T2 gesperrt sind. Mit dem Eintreffen von PCM Signalen wird entweder der Transistor T1 oder der Transistor T2 geöffnet und der Transistor T3 gesperrt. Uber den Koliektoranschluss des Transistors T3 fliesst damit ein vom Ditsuster unmittelbar abhngiger nahezu rechteckförmiger Strom mit einer Amplitude, die dem vom Stromquellentransistor T4 eingeprägten Strom entspricht. Die Transistoren T4 und T5 bilden dabei zusammen mit den angeschlossenen Widerständen eine temperaturkompensierte Stromquelle. Mit dem Ausgang des Amplitndenentscheiaers ist der Ein- gang der Phasenregelschleife verbunden, der durch den einen Vergleichssignaleingang des Phasendiskriminators gebildet wird. Mit diesem Eingang sind die Anschlüsse eines achten und eines neunten Kondensators C8, C9 verbunden, deren andere Anschlüsse über eine abgleich- bare Induktivität L miteinander und ausserdem jeweils getrennt mit den Basisanschlüssen eines sechsten bzw. eines siebenten Transistors T6, T7 verbunden sind. Der Basisanschluss des sechsten Transistors ist ausserdem noch mit dem Anschluss eines Spannungsteilers ver- bunden, der die negative Betriebsspannung - Ub auf die fur die Transistoren T6, T7 bzw. T8, T9 benötigte Basisvorspannung herabsetzt. Die Emitteranschlüsse der beiden Transistoren T6 und T7 sind miteinander verbunden, so dass sich ein Differenzverstärker ergibt. Ausserdem sind diese Emitteranschlüsse mit dem Kollektoran- schluss eines achten npn-Transistors T8 verbunden, der zusammen mit einem neunten npn-Transistor T9 einen weiteren Differenzverstärker bildet. Die Emitteran schlüsse der Transistoren T8 und T9 sind über den zehnten Widerstand R10 mit der negativen Betriebsspannung -Ub verbunden. Der Basisanschluss des schten Transistors T8 ist direkt an einen Anschluss des mit der negativen Betriebsspannung verbundenen 3asisspa=un.gs- teilers angeschlossen, der Basisanschluss des transistors T9 ist über einen Widerstand R11 mit dem Basisanschluss des achten Transistors T8 und ausser dem über einen siebenten Kondensator C7 mit dem Ausgangsanschluss des spannungsgestenerten Oszillators VCO verbunden. Der Kollektoranschluss des neunten Transistors T9 ist über den zehnten kondensator C10 und die Reihenschaltung aus einer Diode D und einem achten Widerstand R8 an die positive Betriebsspannung +Ub angeschlossen, ausserdem ist er mit dem Basisanschluss eines zennten Transistors T10 vom pnp-Typ verbunden. Der Emitteranschluss dieses Transistors ist über einen neunten Widerstand R9 mit der positiven Betriebsspannung +Ub verbunden, während der Kollektoranschluss dieses Transistors mit dem Kollektoranschluss des sechsten npn-Transistors T6 an Verbindungspunkt P zusammengeführt ist. An diesen Verbindungspunkt ist ausserdem ein RC-Netzwerk zur Speicherung der Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator angeschlossen, das eine mit Masse verbundene Reihenschaltung aus einem fünfzehnten Widerstand R15 und einem elften Kondensator C11 und ausserdem einen mit Masse verbundenen Kondensator C12 enthalt. An dem Ver bindungspunkt P entsteht das Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator, dass diesem über den angeschlossenen Steuereingang zugeführt wird. Die mit dem Amplitudenentscheider verbundene Taktrückge- winnungsschaltung enthält somit als wesentliche Bauteile den auf die Impulsfolgefrequenz der digitalen Signale abgestimmten Schwingkreis, der als Schwungradkreis wirkt, und eine Kaskadenschaltung aus einer festen Stromquelle, die durch den Transistor T10, die Diode D und die Widerstände R8 und ES gebildet wird una einer variablen Stromquelle. Diese variable Stromquelle wird durch zwei in Kaskade geschaltete Differenzverstärker gebildet, wobei der eine Differenzverstärker mit den Transistoren T6 und T7 durch die Schwingkreisspannung umgeschaltet wird, während der andere Differenzverstärker durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO umgeschaltet wird. Die Gute des Schwingkreises ist so gering dimensioniert, dass er mit Sicherheit gerade noch die im Code vorhandenen taktinformationslosen Zeiten überbrücken kann, dass also nach diesen Zeiten die Schwingspannung noch für das Durchschanten der Transistoren T6 und T7 ausreicht. Es ergibt sich hier eine typische Güte von etwa 20 beim Ausführungsbeispiel. Durch die Verwendung eines derartigen Schwingkreises mit niedriger Güte wird der Phasenjitter des vom Amplitudenentscheider abgegebenen Taktsignals so weit reduziert, dass der Proportionali tätsbereich des angeschlossenen Phasendiskriminators nicht überschritten wird. Durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators werden die Transistoren T8 bzw. T9 Seteils umgeschaltet, wobei der Wert des Widerstandes Ril so gross gewahlt ist, dass die Transistoren T8 und T9 symmetrisch umgeschaltet werden. Dieser praktisch reckteckformige Kollektorstrom des Transistors T8 fliesst durch den aus den Transistoren T6 und T7 gebildeten Differenzverstärker, wobei es dort in Abhängigkeit von der Spannung am Schwingkreis zu einer weiteren symmetrischen Umschaltung kommt. Der entstehende Gleichstrommittelwert des Kollektorstroms des Transistors T6 ist dadurch von der Phasenlage zwischen der Schwingkreis- spannung und der Ausgangs spannung des spannungsgesteuer- ten Oszillators abhängig. Der Zusammenhang zwischen Fnasendifferenz dieser Spannungen und dem Gleichstrom- mittelwert ist annähernd dreiecksförmig mit der Periode von 360 . Die Mitte des Proportionalbereichs des Phasendiskriminators wird dabei erreicht, wenn das vom Schwingkreis abgegebene PCM-Signal 900 nach der ansteigenden Flanke des vom spannungsgesteuerten Oszillator erzeugten Taktes auftritt. Damit bei dieser Phasenlage der resultierende Ausgangs strom des Phasendiskriminators zu Null wird und dadurch keine weitere Verstimmung des spannungsgesteuer- ten Oszillators entsteht, muss der zehnte Transistor T10 e-n Viertel des durch den zehnten Widerstand R10 fliessenden Stromes liefern. Aus diesem Grunde ist der zehnte Transistor T10 in Stromspiegelschaltung zu den Transistoren T9 und T8 angeordnet. Dadurch wird der vom Bitmuster und von der Phasenlage unabhängige Gleich strommittelwert des Transistors T9 durch die Stromspiegeschaltung mit dem Transistor T10 mit dem Faktor 0,5 multipliziert. bei Ausfall der digitalen Signale verschwindet die Schwingkreisspannung, der Kollektorstrom des Transistors T8 fliesst dann zu gleichen Teilen durch die Transistoren T6 und T7. Der Ausgangsstrom vom Verbindungspunkt P zum spannungsgesteuerten Oszillator wird dadurch =i NullX die Phasenlage des Oszillators wird nur noch die in dem Tiefpass aus dem Widerstand R15, dem Kondensator C11 und dem Kondensator C12 gespeicherte Ladung bestimmt. Da der Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators recht hochohmig ist, bleibt diese Ladung für vergleichsweise lange Zeit, also er wenigstens 1000 Taktzeiten mmserandert. 7 Patentansprüche 1 Figur

Claims: Patentansprüche 1. Schaltungsanordnung zur Taktrückgewinnung n Regeneratoren für digitale Signale hoher Impulsfolgefrequenz mit einer, einen spannungsgesteuerten Oszillator und einen Phasendiskriminator enthaltenden Phasenregeischlei- te, die mit einem, an einen Entzerrer angeschlossenen Amplitudenentscheider verbunden ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass eine Phasenregelschleife mit vergleichsweise hoher Güte vorgesehen ist und dass in die Verbindung zwischen Phasenregelschleife und Amplitudenentscheider ein auf die Taktfrequenz der digitalen Signale abgestimmter Schwingkreis vergleichsweise niedriger Gute eingeschaltet ist. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Phasen.-egel- schleife einen Phasendiskriminator enthält, der durch die Kaskadenschaltung einer festen und einer vernder- lichemiStroniquelle (T10) gebildet wird und dass dabei die veränderliche Stromquelle zwei in Kaskade geschaltete Differenzverstärker (T6, T7; T8, T9) enthält, von denen der eine durch die Ausgangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators und der andere durch die am Schwingkreis auftretenden Spannungen gesteuert ist und dass der Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) am Verbindungspunkt (P) der festen und der veränderlichen Stromquelle angeschlossen ist. 3. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die feste Stromquelle mit dem durch das Ausgangs signal des spannungsgesteuerten Oszillators gesteuerten Differenz- verstärker (T9), der nicht zur Kaskadenbildung verwendet wird, nach Art einer Stromspiegelschaltung verbunden ist. 1. Schaltungsordnung nach Patentanspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass zur Verarbeitung binären Signals als Amplitudenentscheider ein Differenzverstärker vorgesehen ist, dessen Summenstrom eine Stromquelle durchfliesst, bei dem der eine Eingang mit einer Referenzspannungsquelle und der andere mit der Signaleingang verbunden ist und bei dem das Ausgangssignal von dem mit der Referenzspannungsquelle verbundenen Verstärkerteil abgekoppelt wird. 5. Schaltungsordnung nach Patentaspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass zur Verarbeitung ternären und pseudoternärer Signals ein Amplitudenenscheider vorgesehen ist, der einen ersten auf zwei npn-Transistoren (T1, T2) gebildeten Differenzverstärker enthält, bei dem die Emitteranschlüsse der beiden Transistoren miteinander, mit dem Emitteranschluss einen dritten npn-Transistors (T3) und dem Kollektoranschluss eines vierter npn-Transistors (T4) verbunden sind bei den die Kollektoranschlüsse der beidem erster Transistoren (T1, T2) mit der Betriebsspannung @@@, verbunden sind, bei dem die Basisanschlusse der beiden ersten Transistoren jeweils getrennt nur der ausseren Anschlüssen einer mittelangezapften Sekundärwicklung eines Übertragers (Ü) verbunden sind bei dem Basisanschluss des dritten Transistors (T3) über einen ersten Widerstand (R1) mit der positiven Betriebsspannung (+Ub), über einen veränderlichen zweiten Widerstand (R2) mit der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung und mit dem einen Anschluss eines ersten Kondensators (C1) und eines dritten Widerstandes (R5) verbunden ist, deren andere Anschlüsse zur @@@@ verbunden sind dass der Basisanschluss des dritten Transistors ausserdem über einen zweiter Kondensator (C2) mit Messe verbunden ist, dass der Basisanschluss des vierten Transitors (T4) mit dem Kollektoranschlun und dem Basisanschluss eines fünften Transistors (T5) und über einen vierten Widerstand (R4) mit der positiven 3etriebsspannung (tut) verbunden ist, dass der Emitteranschluss des fünften npn Transistors (T5) ueber einen fünften Widerstand mit Masse und der Emitteranschluss des vierten Transistors (T4) über einen sechsten Widerstand (R6) mit Masse verbunden sind und dass der Kollektoranschluss des dritten Transistors (T3) über einen siebenten Widerstand (R7) mit der positiven Betriebsspannung (+Ub) und ausserdem mit dem Ausgangsanschluss des Amplitudenentscheiders verbunden ist. 6. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass mit dem Ausgangsanschluss des Amplitudenentscheiders der eine Anschluss eines achten und eines neunten Konden sators (C8, c?) verbunden sind, deren andere Anschlüsse über eine Induktivität (L) miteinander verbunden und ausserdem jeweils getrennt mit den Basisan schlossen eines sechsten und eines siebenten npn Transistors (T6, T7) verbunden sind, dass der Basis- anschluss des sechsten Transistors ausserdem mit einem Spannungsteiler für die negative Betriebsspannung (-Ub) verbunden ist, dass die Emitteranschlüsse des sechsten und des siebenten Transistors miteinander und mit dem Kollektoranschluss eines achten npn-Tran- sistors (T8) verbunden sind, dass der Emitteranschluss des achten Transistors (T8) mit dem Emitteranschluss des neunten npn-Transistors (T9) und über einen zehnten Widerstand (R10) mit der negativen Betriebs spannung (-Ub) verbunden istt dass der Basisanschluss des achten Transistors (T8) mit einem Anschluss des Spannungsteilers für die negative Betriebsspannung und aussberdem über einen für die symmetrische Umschaltung des achter und des neunten Transistors (T8, T9) bemessenen elften Widerstand (R11) mit dem Basisanschluss des neunten npn-Transistors (T9) verbunden ist, der über einen siebenten Kondensator (C7) mit dem Aus gangsanscbluss des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) verbunden ist, dass der Kollektoranschluss des neunten Transistors (T9) über einen zehnten Kondensator (C10) und ausserdem über eine Reihenschaltung aus einer Diode (D) und einem achten Widerstand (R8) mit der positiven Betriebsspannung (+Ub) und ausser- dem mit dem Basisanschluss eines zehnten Transistors (T10) vom pnp-Typ verbunden ist, dass der Emitteranschluss dieses Transistors über einen neunten Widerstand (R9) mit der positiven Betriebsspannung verbunden ist, dass der Kollektoranschluss dieses Transistors em Verbindungspunkt (P) mit dem Kollektoranschluss des sechsten Transistors (T6) und ausserdem über die Reihenschaltung eines elften Kondensators (C11) und eines fünzizehnten Widerstandes (R15) sowie über einen zwölften Kondensator (C12) mit Masse verbunden ist dass der Kollektoranschluss des zehnten Transistors ausserdem mit dem Steueringang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) und dass dessen Ausgangsanschluss mit dem Taktausgang verbunden ist. 7. Schaltungsanordnung nach Patentansprüchen 1, 2 oder 6, d a d a r c h g e k e n n ze l c h n e t, dass die Güte des Schwingkreises so gewählt ist, dass die Schwingspannung während der taktinformationslosen Übertragungszeiten über einen vorgewählten Wert bleibt.

Inventors: DOMER, JOSEF, KAHN, KLAUS-DIETER, DIPL.-ING., THANHAUSER, GERHARD, DIPL.-ING., Dömer, Josef, Thanhäuser, Gerhard, Dipl.-Ing.
Applicants: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT
Application year: 1980
Main classification: H04L25
IPC codes: H04L7, H04L25