DIGITAL-ANALOG CONVERSION CIRCUIT WITH A SINUSOIDAL CHARACTERISTIC

Abstract: 1. A digital-analog conversion circuit having a sinusoidal characteristic, of the type comprising : - a terminal for receiving a reference voltage U defining the analog conversion scale, - digital input terminals for receiving a series (b1 to bn-2 ) of numbers representing, in a predetermined weight order, the numerical value of an angle at least in fractions of a quadrant, - an amplifier-inverter, - a first set of resistors which are arranged to form a potential divider, one end terminal of which is connected to the output of the amplifier-inverter, and the middle terminal is connected to the inverting input of the amplifier-inverter, - a second set of resistors forming a digital-analog converter network, and - a switching assembly capable of interconnecting selectively, under the effect of switching control means as a function of the input numbers, the first and second set of resistors so as to provide at the analog output of the amplifier-inverter an approximation by straight-line segments of a sinusoidal function of the numerical value of the input, characterised in that the first set of resistors comprises a resistance (Rpo ) connected on one side to the output of the amplifier-inverter, and a number m greater than or equal to 1, of resistive dividers (Rsc , Rpc ) mounted between the reference voltage terminal and the output of the amplifier-inverter, the switching assembly comprises a first switching device having at least two contacts (Sd ) connected on the one hand to the other side of the first mentioned resistor (Rpo ) and to the centre point of the resistive divider or dividers (Rsc , Rpc ) respectively, and on the other hand, in common to the input of the amplifier-inverter, the second set of resistors arranged in parallel between the reference voltage terminal and the input of the amplifier-inverter comprises further resistors (R1 to R8 ) arranged in series with respective contacts (S1 to S8 ) forming a second switching device in the switching assembly, and switching control means act on the condition of the contacts of the first and second switches respectively as a function of at least one greater weight and the other lesser weights of the numerical value applied to the input terminals, one and one alone of the contacts of the first switch being closed each time, and with K designating a predetermined factor, epsilon designating a small approximation quantity selected in advance, and Rmin representing the resistor equivalent to the parallel assembly of the resistors (R1 to R8 ) of said second set, - the resistor Rpo is substantially equal to : K/U . Rmin . sin(pi/2 . 1/m+1+epsilon/2) the resistor or resistors Rpc , according to the value of their index c, are substantially equal to : K/U . Rmin . [sin(pi/2 . c+1/m+1+epsilon/2)- sin(pi/2 . c/m+1+epsilon/2)] - and the resistor or resistors Rsc , according to the value of their index c, are substantially equal to U/K . 1/sin(pi/2 . c/m+1+epsilon/2) . Rpc , the analog output of the amplifier then forming an approximation by straight line segments over a quadrant of a sinusoidal function of the numerical value of the input.

Description: Circuit pour conversion entre numérique et analogique à caractéristiaue sinusoidale. L'invention concerne généralement la conversion numérique analogique non linéaire, qui s'applique aux machines convertissant des informations numériques en des signaux identiques à ceux que produisent des syncbromachines électromécaniques, et réciproquement. Jusqu'à présent, on utilise à cet effet soit des appareils du type dit "à oscillation harmo nique", qui consistent principalement en deux intégrateurs bouclés, soit des convertisseurs numériquesanalogiques classiques, que lton rend non linéaires en réinjectant sur leur entrée une fraction de la tension de sortie. les solutions antérieures conduisent à des dispositifs de précision moyenne, de souplesse assez faible, et généralement complexes. La présente invention permet au contraire d'obtenir un circuit électronique simple, d'une grande souplesse, et d'une bonne précision. La présente invention propose tout d'abord un circuit pour conversion entre numérique et analogique à caractéristique sinusoidale qu; comporte - une borne destinée à recevoir'une tension de réfé rence-U continue, sinusoidale ou variable d'une autre manière, définissant ltéchelle analogique de conver sion, - des bornes d'entrée numérique destinées à recevoir une série de chiffres (b1 à bn-2) représentant, dans un ordre de poids préétabli, la valeur numérique d'un angle au moins en fractions de quart de cercle, - un amplificateur-inverseur, - une résistance (Rpo) reliée d'un coté à la sortie de cet amplificateur-inverseur, ainsi qu'un nombre m supérieur ou égal à 1 de diviseurs résistifs (Rsc, Rpc) montés entre la borne de tension de référence et la sortie de l'amplificateur-inverseur, - un premier commutateur comprenant au moins deux con tacts (Sd) connectés d'une part respectivement à l'autre côté de la résistance première nommée (Rpo) ainsi qu'au point milieu du ou des diviseurs résis tifs (RSC, Rpc), et d'autre part en commun à l'entrée de 1' amplificateur-inverseur, - un jeu autres résistances (R1 à R8) mises en série sur des contacts respectifs (S1 à s8) ) formant un se- cond commutateur, l'ensemble étant monté en parallèle entre la borne de tension de référence et l'entrée de l'amplificateur-inverseur, et - des moyens pour commander l'état des contacts du premier et du second commutateur respectivement en fonction d'au moins un poids supérieur et des autres poids inférieurs de la valeur numérique appliquée aux bornes d'entrée; E désignant un facteur prédéterminé, ± une petite quantité d'approximation choisie à l'avance, et Rmin représentant la résistance équivalente à l'ensemble parallèle des résistances (R1 à R8) dudit jeu, la résistance Rpo est sensiblement egale à EMI2.1 la ou les résistances RPc sont, d'après la valeur de leur indice c, sensiblement égales à EMI3.1 et la ou les resistances Rs c sont, d'après la valeur de leur indice c, sensiblement égales à EMI3.2 La sortie analogique de l'amplificateur constitue alors une approximation par segments de droite sur un quadrant d'une fonction sinusoidale de la valeur numérique d'entrée. Par fonction sinusoidale, on entend ici la fonction sinus la fonction cosinus ainsi que leurs combi- naisons linéaires. Selon une autre caractéristique de I lin- vention, les résistances dudit jeu sont entre elles comme les puissances successives de deux, et le nombre m est égal à 3 ou 7. Dans un mode de réalisation pré férentiel, les moyens de commande agissent directement sur les contacts (S1 à S8) du second commutateur, et par l'intermédiaire d'un décodeur sur les contacts (Sd) du premier commutateur, un et un seul de ces contacts étant fermé, en fonction du ou des poids supérieurs de la valeur numérique d'entrée. Selon un autre aspect de 11invention, le circuit proposé comporte un second amplificateur inverseur connecté à la sortie du premier, et agencé pour délivrer une sortie de même amplitude que lui, mais de signe opposé. On notera qu'en complémentant les chiffres b1 à bon 2 constituant la grandeur numérique d'entrée, on obtient la fonction cosinus au lieu de la fonction sinus. Jusqu a présent, on obtient une caractéris tique sinusoidale seulement sur le premier quadrant du cercle trigonométrique. Très avantageusement, la quantité numérique d'entrée à convertir comporte encore deux poids supérieurs à tous les autres, indiquant dans quel quadrant du cercle trigonométrique se situe la grandeur d'entrée. le circuit proposé se complète alors par des moyens aptes à complémenter tous les autres poids de la grandeur numérique d'entrée, et par des moyens de sélection capables de choisir d'effectuer ou non cette complémentation, ainsi que de prendre la sortie de l'un ou l'autre des deux amplificateurs-inverseurs en fonction des deux poids les plus importants qui définissent le quadrant. Dans une première application préféren- tielle, le circuit comporte donc un second circuit semblable au premier, mais connecté à la sortie des moyens qui sont aptes à complémenter tous les autres poids, et les moyens de sélection sont connectés aux deux circuits semblables, ce qui permet de fournir en même temps le sinus et le cosinus de la grandeur d'entrée. On obtient ainsi un dispositif convertisseur numérique résolveur. Avantageusement, en ajoutant à la sortie de ce convertisseur numérique-résolveur un transformateur de Scott, on obtient un convertisseur de numérique aux trois grandeurs d'entrée utilisées dans une synchromachine triphasée. Une autre application de l'invention vise un convertisseur résolveur-numérique, qui réalise donc la convertion inverse, à partir de deux tensions analogiques d'entrée respectivement représentatives du sinus et du cosinus d'un angle f . Cette application fait usage de deux circuits du type proposé, dont l'un est équipé en outre d'un moyen pour complémenter sa grandeur numérique d'entrée. Il s'y ajoute un compteur décompteur apte à fournir en parallèle n chiffres b1 à b n de poids croissants, destinés à représenter la valeur numérique d'un angle e , ainsi qu'un circuit d'aiguillage d'entrée qui réagit aux poids supérieurs de cet angle numérique e en appliquant selon une loi de commutation préétablie l'un et l'autre des signaux d'entrée à l'un et l'autre des premier et second circuits numériques-analogiques, comme tension de réfé rence.les deux circuits en question reçoivent les autres poids du compteur-décompteur comme entrée numérique, l'un directement, et l'autre à travers la com plémentation qui lui est associée. Un circuit d'addi tlon analogique combine les sorties des deux circuits numériques-analogiques, le circuit d'aiguillage et ce circuit d'addition analogique étant agencés avec des polarités telles que la sortie additive soit de la forme sin 'f cos e - sin e cos w = sin ('p - e). Enfin, un moyen de servo-commande fait évoluer le compteur-décompteur de manière à annuler la sortie additive analogique, ce qui fournit finalement une valeur numérique e représentative de l'angle d'entrée # Dans la plupart des cas, les deux tensions analogiques d'entrée sont constituées respectivement par une même fréquence porteuse modulée en amplitude suivant le sinus et le cosinus de l'angle ç . Le moyen de ssrvo-commande comprend alors un démodulateur synchrone piloté par cette fréquence porteuse. Dans un mode de réalisation particulier, le moyen de servo-commande comprend un détecteur de polarité qui de finit si le compteur-décompteur est commandé en comptage ou en décomptage, ainsi qu'un convertisseur tensio-fréquence, de préférence à caractéristique non linéaire, qui définit la fréquence d'horloge appliquée à ce même compteur-décompteur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparattront à la lecture de la description détaillée qui va suivre, faite en référence aux dessins annexés, donnés uniquement pour illustrer à titre non limitatif un mode de réalisation préférentiel et différent de l'application de l'invention, et sur lesquels - la figure 1 illustre le schéma électrique de principe du circuit de base proposé; - la figure 2 est un diagramme illustrant comment le circuit proposé réalise une approximation par segments de droite de la fonction sinus e sur un quart de cercle; - la figure 3 illustre un convertisseur numérique-résolveur faisant usage de deux circuits selon la figure 1; ; - la figure 4 illustre le schéma électrique détaillé du sélecteur de quadrant SQl de la figure 3, tandis que la figure 5 illustre la table de vérité de ce même sélecteur; - la figure 6 illustre un convertisseur résolveur-numérique faisant usage des deux circuits du type proposé sur la figure 1; et - la figure 7 illustre le schéma électrique détaillé du sélecteur de quadrant SQ2 de la figure 6, tandis que la figure 8 en donne la table de vérité. La conversion de numérique à analogique sinusoidal s'effectue à partir d'une tension de référence notée U les huit bits les moins significatifs du nombre à convertir, notés b1 à b8, commandent l'état de huit interrupteurs S1 à Sa, respectivement mis en série sur des résistances R1 à R8. Pour la fonction sinus, chaque interrupteur est ouvert lorsque le bit correspondant vaut zéro, et fermé lorsqu'il vaut un. De leur côté, les résistances valent ici r pour R8, 2.r pour R7 et ainsi de suite jusqu'à 128.r pour R1, formant un convertisseur numérique-analogique à résistances pondérées en puissance de deux. Ces résistances sont d'un côté reliées à la borne de tension de référence U, et de l'autre à l'entrée inverseuse d'un amplificateur différentiel Al , dont l'entrée non- inverseuse est reliée à la masse à travers une résistance Ra. On note Rmin la résistance équivalente à l'ensemble des résistances R1 à R8 mises en parallèle. Deux bits plus significatifs b9 et b10 du nombre à convertir sont appliqués à un décodeur DCR, capable d'en déduire quatre états différents pour fermer un et un seul de quatre interrupteurs Sdoo à Sd11. La table de vérité du décodeur est la suivante EMI7.1 <tb> bn-1 <SEP> (b10) <SEP> bn-2 <SEP> (b9) <SEP> Interrupteur <SEP> fermé <tb> <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> Sd00 <tb> <SEP> O <SEP> 1 <SEP> Sd, <SEP> <tb> <SEP> 1 <SEP> | <SEP> 0 <SEP> | <SEP> Sd10 <tb> <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> <SEP> Sd11 <SEP> <tb> L'interrupteur Sd00, lorsqu'il est fermé, vient brancher une résistance Rp0 entre la sortie et l'entrée inverseuse de 1'amplificateur A1. Entre la sortie du même amplificateur et la borne de tension de référence sont également montés trois diviseurs de tension, avec chacun une résistance Rp c côté sortie de l'amplificateur et une résistance Rsc côté tension-de référence, l'indice c variant ici de 1 à 3 (avec m = 3)o Lorsqu'il est fermé, l'interrupteur Sd01 vient relier l'entrée inverseuse de l'amplificateur A1 au point milieu du diviseur Rs1 - Rp1. Il en est de même pour les interrupteurs Sdl 0 et Sd11, respective- ment avec les diviseurs Rs2 - Rp2 et Rs3 - Rp3. On observera que la résistance Rp0 joue le même rôle que les résistances Rpc, si l'on admet qu'elle forme diviseur de tension avec une résistance RsO (non câblée) de valeur infinie. La résistance Rp0 est donc l'une des résistances Rpc, , avec c = 0. La valeur des résistances RPC (c variant de zéro à m, avec ici m = 3) est donnée par l'expression suivante EMI8.1 d'où, pour Rp0 EMI8.2 Dans ces expressions, K désigne un facteur prédéterminé, et # une petite quantité d'approximation choisie à l'avance. La quantité # est reliée à le résolution angulaire minimum désirée par la relation # = # où n est le nombre de bits d'entrée avec 2n ici n = 12. On notera que cette quantité 2 est ici répartie en deux moitiés - qui interviennent également sur les deux termes en sinus dans l'expression de Rpc. il est bien entendu possible d'adopter une répartiti on différente. Les résistances RW > c seront choisies avec des tolérances telles que celles indiquées par la relation suivante, en fonction de la valeur de c EMI8.3 De leur côté, les résistances Rsc sont définies par l'expression suivante, avec c variant de 0 à m et ici m = 3 : EMI9.1 On retrouve bien une résistance RsO infinie. La tolérance sur les résistances Rsc s' écrit EMI9.2 Avec la disposition qui vient d'être décrite, on obtient en sortie de l'amplificateur A1 une tension analogique représentative de + sin 0, e étant un angle variable sur un quart de cercle (de O à #/2 = 90 ). L'approximation par segments de droite est illustrée sur la figure 2, pour m = 3. Sur la figure 1, la sortie de l'amplificateur 4 est reliée par une résistance Rb à l'entrée inverseuse d'un autre amplificateur A2, elle-même reliée à sa sortie par une autre résistance de valeur Rb, ce qui lui donne un gain - 1. L'entrée non-inverseuse de l'amplificateur A2 est reliée à la masse à travers une résistance Rc. Cet amplificateur A2 délivre en sortie - sin #, avec # variable de 0 à #/2 = 90 . Dans un mode de réalisation particulier, les éléments du circuit sont les suivants R8 = R(n-4) = 50 k# # 1%. R7 = R(n-5) = 100 k# # 1%. R6 = R(n-6) = 200 k# # 2%. R5 = R(n-7) = 400 k# # 5%. R4 = R(n-8) = 800 k# # 1% R3 = R(n-9) = 1,6 M# # 2% R2 = R(n-10) = 3,2 M# # 5% R1 = R(n-11) = 6,4 M# #10% Rp0 = 9,6220 k# # 0,5%. Rp1 = 8,1381 k# # 0,5%. Rp2 = 5,4377 k# # 0,2%. Rp3 = 1,9032 k# # 0,2%. RsO = infinie Rs1 = 21,2275 k# # 0,2%. Rs2 = 7,6802 k# t 0,20 RS3 = 2,0593 k# # 0,2%. S1 à à S4 quadruple interrupteur DG 201 Siliconix et et double S6 DG 182 S7 et S8 " " DG 180 Sd00 à Sd11 quadruple " DG 509 décodeur DM 54 . 155 NS A1 et A2 modèle lM 101 À Sescosem Ra = 2,2 k# ; 5 % Rb = 10 k ; 0,2 %. Rc = 4,7 ksi ; 5 % Ce mode de réalisation particulier utilise une approximation de la fonction sinus par quatre segments de droite sur 900 = 2 (avec m = 3). Bien entendu, on peut facilement améliorer la précision en utilisant huit segments de droite, donc avec m = 7. Par ailleurs, en complémentant les bits b1 à bn-2 , on obtient cos # au lieu de sin # . On observera qu'un saul à la fois des commutateurs Sd00 à Sd11 - qui sont du type à transistor effet de champ, de préférence métal-oxyde-semiconduc- teur ou analogues, vient en série dans la maille d'en trée de l'amplificateur-inverseur. En ajoutant en série sur chaque interrupteur une résistance de faible valeur choisie on peut compenser aisément les tolérances de fabrication quant à la résistance résiduelle des interrupteurs à effet de champ - et même effectuer une compensation de température en prenant une faible résistance dont l'évolution en fonction de la température équilibre les variations en température de la résistance résiduelle des interrupteurs. Le circuit de base de la figure 1 est susceptible de nombreuses applications, dont on décrira maintenant des exemples. Pour ceux-ci, on tiendra compte des éléments inclus dans le cadre À en trait d'axe de la figure 1. Lorsqu'il s'y ajoute le second amplificateur A2, le circuit sera noté B. La figure 3 illustre un circuit convertisseur numérique-résolveur (à sortie en sinue et cosinus), capable de convertir un angle de numérique à analogique sinusoïdal sur une circonférence complète (O à 3600, ou O à 2 rr radians). les bits d'entrée b1 à bn 2 sont appliqués directement à un premier circuit 31 selon la figure 1. Après complémentation individuelle dans un inverseur 20, ils sont appliqués à un second circuit 32 selon la figure 1. Ces bits b1 à bn-2 désignant un angle # compris entre 0 et 900, la sortie du circuit 31 est + sin e ou - sin &commat; ç , et celle du circuit 32 est + cos e ou - cos 6* Ces quatre signaux sont appliqués à un sélecteur de quadrant SQ1, qui en déduit les grandeurs de sortie R sin e et R cos e, en fonction de bn-1 = b11 et b n = b12 f bits de quadrant de la grandeur numé- rique d'entrée, de poids encore supérieur à tous les autres bits. Maintenant e est variable sur un tour complet, exprimé en binaire par 100 000 000 000, en degrés par 360 ou en radians par 2#. Le schéma détaillé du sélecteur SQî est donné par la figure 4, et sa table de vérité par la figure 5. Les bits bn-1 sont appliqués à un décodeur DCR2 dont les quatre sorties 00 à Il (en binaire) commandent des interrupteurs Ss et Sc de même indice. - Si Ùn bn-1 = 00, l'angle e est compris dans le pre mier quadrant, Ss00 et Sc00 sont fermés, les sorties de SQ1 étant sin e et cos e - Si b n b 1 = 01, l'angle e est compris dans le second quadrant, Ss01 et Sc01 sont fermés, les sorties de SQ1 étant sin e = cos (6 - #/2) et cos e = - sin (e - - Si b n b 1 = 10, l'angle e est compris dans le troi sième quadrant, Ss10 et Sc10 sont fermés, les sorties de SQî étant sin # = - sin (# -#) et cos # = - cos ( # - #); - Si b n b n-1 = 11, l'angle e est compris dans le qua trième quadrant, Ss11 et S c11 sont fermés, les sorties de SQ1 étant sin e = - cos (e - ##) et cos e = sin (O - ##) On voit donc que deux circuits selon l'inveu- tion permettent d'obtenir, ensemble ou séparément les deux grandeurs sin e et cos e, 1 l'angle e variant sur toute la circonférence. En obtenant simultanément les deux sorties R sin e et R cos e, on réalise un convertisseur numerique-résolveur, utilisable pour la commande numérique de machines à deux phases en sinus et cosinus. En branchant un transformateur de Scott aux sorties sin # et cos #, on passe en triphasé, ce qui permet la commande d'une synchromachine triphasée. L'invention permet aussi la conversion inverse de résolveur à numérique, à l'aide du circuit illustré sur la figure 6. Les entrées analogiques R sin # et R cos # sont données par un résolveur. Elles sont appliquées à un sélecteur de quadrant SQ2 dont le schéma détaillé est donné sur la figure 7. Dans ce sélecteur de quadrant, deux amplificateursinverseurs 61 et 62 fournissent respectivement - sin w et - cos # à partir de + sin # et + cosf à côté de cela, un décodeur DCR3 reçoit deux bits de poids supérieur b n et b 1 venant d'un compteur- décompteur 60. Les quatre sorties 00 à Il du décodeur commandent respectivement des interrupteurs SaOO et Sb00, Sa01 et Sb01, Sa10 et Sb10, Sa11 et Sb11. La table de vérité de la figure 8 donne la valeur de chacune des deux sorties du sélecteur SQ2, vers deux circuits 71 et 72 semblables au circuit A de la figure 1 (sans l'amplificateur de sortie A2). Le compteur-décompteur 60 déjà cité fournit des bits b1 à bn, dont b1 à bn-2 sont appliqués directement comme entrée numérique d'angle au circuit 71, et après complémentation en 65 au circuit 72. L'ensemble des bits b1 à b n définit numériquement un angle &commat;, dont les deux bits de poids supérieur ont été appliqués au sélecteur de quadrant ou circuit d'aiguillage SQ2. Enfin, un additionneur (ou soustracteur, en variante) analogique 66 vient ajouter les deux sorties analogiques des circuits 71 et 72. On vérifie aisément que la sortie du circuit 66 est : sin # cos - sin &commat; cos # = sin (# - #) Cette sortie est ici appliquée à un démodulateur synchrone 67 piloté par un signal local à 400 Hz, représentant la fréquence porteuse des signaux résolveurs sin w et cos # appliqués à 11 entrée. Si ceux-ci ne sont pas introduits sous forme de modulation, mais directement en grandeur analogique, le démodulateur 67 peut être supprimé. la sortie du circuit 67 (ou 66, le cas échéant) est appliquée d'une part à un détecteur de polarité 68, qui commande le comptage ou le décomptage par le compteur-décompteur 60, et d'autre part à un convertisseur tension fréquence 69 (de préférence non linéaire avec un gain supérieur aux faibles tensions d'entrée), oui définit la fréquence appliquée au comp- teur 60. Cet ensemble constitue une boucle de servocommande qui fait évoluer le compteur-décompteur de manière à annuler la sortie du circuit 66, obtenant donc &commat; = w # . La valeur numérique de &commat;, b1 à bn repré- sente donc l'angle introduit sous forme analogique. Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation ni application décrits, et s'étend à toute variante conforme à son esprit. En particulier, la tension de référence U peut etre variable, par exemple sinusoïdale, plut8t que continue.

Claims: - REVvNDICATICNS 1 - Circuit pour conversion entre numérique et analogique à caractéristique sinusoidale, du type comprenant - une borne destinée à recevoir une tension de réfé rence U définissant ltéchelle analogique de conver sion, - des bornes d'entrée numérique destinées à recevoir une série (b1 à bn-2) de chiffres représentant, dans un ordre de poids préétabli, la valeur numérique d'un angle au moins en fractions de quart de cercle, - un amplificateur-inverseur, - un premier jeu de résistances montées pour former un diviseur de tension dont une borne extrême est reliée à la sortie de l'anplificateur-inverseur et la borne intermédiaire est reliée à l'entrée inverseuse de 1' amplificateur-inverseur, - un second jeu de résistances formant un réseau con vertisseur numérique-analogique et - un ensemble de commutation capable d'interconnecter sélectivement, sous l'effet de moyens de commande de commutation en fonction des chiffres d'entrée, le premier et le second jeu de résistances, de manière à fournir sur la sortie analogique de l'amplifica- teur - inverseur une approximation par segments de droite dgune fonction sinusoidale de la valeur numé rique d'entrée, caractérisé par le fait que le premier Jeu de résistancss comprend une résistance (Rpo) reliée d'un côté à la sortie de l'amplificateur-inverseur, ainsi qu'un nombre m supérieur ou égal à 1 de diviseurs résistifs (RSc, Rp) montés entre la borne de tension de référence et la sortie de l'amplificateur-inverseur, que l'ensemble de commutation comprend un premier dispositif commutateur comprenant au moins deux contacts (Sd) connectés d'une part respectivement à l'autre côté de la résistance première nommée (Rpo) ainsi qu'au point milieu du ou des diviseurs résistifs (Rsc, Rpc), et d'autre part en commun à l'entrée de l'amplificateur-inverseur, que le second jeu de résistances, monté en parallèle entre la borne de tension de référence et l'entrée de l'amplificateur inverseur, comprend d'autres résistances (R1 à R8) mises en série sur des contacts respectifs (s, à S8) formant un second dispositif commutateur au sein de l'ensemble de commutation, et que les moyens de commande de commutation agissent sur l'état des contacts du premier et du second commutateur respectivement en fonction d'au moins un poids supérieur et des autres poids inférieurs de la valeur numérique appliquée aux bornes d'entrée, un et un seul des contacts du premier commutateur étant fermé à chaque fois, et par le fait que, K désignant un facteur prédéterminé, ± une petite quantité d'approximation choisie à l'avance, et E in représentant la résistance équiva- lente à l'ensemble parallèle des résistances (R1 à 28) dudit jeu, - la résistance Rpo est sensiblement égale à 1 K/U . Rmin . sin (#/2 . + #/2) m+1 - la ou les résistances Rpc sont, d'après la valeur de leur indice c, sensiblement égales à EMI16.1 - et la ou les résistances Rsc sont, d'après la valeur de leur indice c, sensiblement égales à EMI17.1 la sortie analogique de l'amplificateur constituant alors une approximation par segments de droite sur un quadrant d'une fonction sinusoidale de la valeur numérique d'entrée. 2 - Circuit selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les résistances (R1 à R8) dudit jeu sont entre elles comme les puissances successives de deux, et que le nombre m est égal à 3 ou 7. 3 - Circuit selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé par le fait- que les moyens de commande agissent directement sur les contacts (S1 à du second commutateur, et par l'intermédiaire d'un dé codeur sur les contacts (Sd) ) du premier commutateur, en fonctiondu ou des poids supérieurs de la valeur numérique d'entrée. 4 - Circuit selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait qu'il comporte un second amplificateur-inverseur connecté à la sortie du premier, et agencé pour délivrer une sortie de même amplitude que lui, mais de signe opposé. 5 - Circuit selon la revendication 4, dans lequel la quantité numérique à convertir comporte deux poids encore supérieurs indiquant dans quel quadrant du cercle trigonométrique se situe la grandeur d'entrée, caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens aptes à complémenter tous les autres poids de la grandeur numérique d'entrée, et des moyens de sélection capables de choisir d'effectwer ou non cette com- plémentation ainsi que de prendre la sortie de l'un ou l'autre des deux amplificateurs-inverseurs en fonction desdits deux poids encore supérieurs. 6 - Circuit selon la revendication 5, caractérisé par le fait Qu'il comporte un second circuit selon la revendication 4 connecté à la sortie des moyens aptes à complémenter tous les autres poids, et que les moyens de sélection sont connectés aux deux circuits semblables, et agencés pour fournir en même temps le sinus et le cosinus de la grandeur d'entrée, ce qui fournit un convertisseur numérique-résolveur. 7 - Circuit selon la revendication 6, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un transformateur de Scott, ce qui fournit un convertisseur numérique-synchromachine triphasée. 8 - Circuit selon la revendication 4, destiné à servir de convertisseur résolveur-numérique, à partir de deux tensions analogiques d'entrée respectivement représentatives du sinus et du cosinus d'un angle q , caractérisé par le fait qu'il comporte un second circuit selon la revendication 4, équipé en outre d'un moyen pour complémenter sa grandeur numérique d'entrée, un compteur-décompteur apte à fournir en parallèle n chiffres b1 à bn de poids croissants, destinés à représenter la valeur numérique d'un angle e, circuit d'aiguillage d'entrée qui réagit aux poids supérieurs de celle-ci en appliquant selon une loi de commutation préétablie l'un et l'autre des signaux d'entrée à l'un et l'autre des premier et second circuits numériquesanalogiques, comme tension de référence, ces deux circuits recevant les autres poids du compteur-décompteur comme entrée numérique, l'un directement, l'autre à travers la complémentation à lui associée, un circuit d'addition analogique des sorties des deux circuits numériques-analogiques, le circuit d'aiguillage et ce circuit d'addition analogique étant agencés avec des polarités telles que la sortie additive soit de la forme sin # cos - sin &commat; cos w = sin ( et un moyen de servo-commande qui fait évoluer le compteur-décompteur de manière à annuler la sortie additive analogique. 9 - Circuit selon la revendication 8, dans lequel les deux tensions analogiques d'entrée sont constituées respectivement par une fréquence porteuse modulée en amplitude suivant le sinus et le cosinus de l'angle w , caractérisé par le fait que le moyen de servo-commande comprend un démodulateur synchrone piloté par cette fréquence porteuse. 10 - Circuit selon l'une des revendications 8 et 9, caractérisé par le fait que le moyen de servocommande comprend un détecteur de polarité qui commande le comptage ou le décomptage dans le compteur-décompteur, et un convertisseur tensio-fréquence qui définit la fréquence d'horloge appliquée à ce même compteur déc ompteur.

Inventors: BURNEL, YVES A.P.M.
Applicants: CENTRE NATIONAL D'ETUDES SPATIALES
Application year: 1980
Main classification: H03K13
IPC codes: H03M1