CURRENT WEIGHTING CIRCUIT

Abstract: In a current mirror circuit (19) the input current (i-) is multiplied by a factor K governed by the ratio of the values of two resistors (62,66) in the emitter circuits of a NPN transistor (60) and Darlington composite transistor (64,65). In a broadly similar circuit (16) weighting coeffts. are determined by the relative values of two resistors (51,52) in the emitter circuit of a PNP transistor (70) and of a third resistor (73) in that of a Darlington pair (71,72).. The weighting coeffts. are easily controllable and independent of the input currents and of semiconductor characteristics.

Description: 0029823 CIRCUIT DE PONDERATION DE COURANTS. L'invention concerne un circuit destiné à pondérer un courant d'entrée par un coefficient déterminé et plus généralement un circuit destiné à pondérer des courants d'entrée par des coefficients déterminés et à former la somme de ces courants d'entrée pondérés. De tels circuits sont utilisables par exemple dans un joncteur d'abonné (circuit d'interface de ligne d'abonné dans lequel on a besoin de former un courant résultant de la somme pondérée des courants entrant dans la ligne d'abonné et sortant de la ligne d'abonné. Un circuit servant à former un courant de sortie par pondération d'un courant d'entrée avec un coefficient déterminé est souvent appelé miroir de courant. Les miroirs de courant connus (par exemple le circuit de ilson décrit dans le brevet américain 3 588 672) sont souvent formés à partir d'un circuit comportant deux transistors dont les émetteurs d'une part et les bases d'autre part sont interconnectés, l'un de ces transistors ayant son collecteur qui est relié à sa base pour fonctionner comme sa diode base-émetteur. Dans ce circuit, le rapport entre les courants de collecteur des deux transistors, c'est-à-dire le coefficient de pondération de l'un des courants, ne dépend pratiquement que des caractéristiques des diodes base-émetteur des deux transistors ; lorsque ces deux transistors sont intégrés sur un même corps semi-conducteur, ce rapport de courants ne dépend pratiquement, pour une valeur d'un des courants, que du rapport des surfaces d'émetteur des transistors. Or dans certains cas, on peut avoir besoin de miroirs de courant aisément ajustables pour obtenir des valeurs déterminées et pré 2 0029823 cises de leurs rapports de courants. On peut aussi avoir besoin de réaliser des miroirs de courant à rapports de courants pratiquement égaux. Mais il est clair pour l'homme de l'art que les miroirs de courant connus ne permettent ni d'obtenir par construction des valeurs précises de rapports de courant, ni de réaliser un réglage de ces rapports. D'autre part, ces miroirs de courant connus ont aussi l'inconvénient que le domaine de courants dans lequel le rapport de courants reste pratiquement constant, est assez limité, - Les miroirs de courant connus sont donc mal adaptés à des applications dans lesquelles on a besoin de réaliser des rapports de courants précis et réglables dans un large domaine de courant. Des problèmes de pondération précise et réglable de courants dans un large domaine de courant se posent par exemple dans un joncteur d'abonné décrit dans la demande de brevet déposée par la demanderesse le 26 juin 1978 sous le n[deg.] 78 18 960 et dans le certificat d'addition déposé le 28 septembre 1978 sous le n[deg.] 78 27 762. Un joncteur de ce type comporte un amplificateur de puissance symétrique muni de deux bornes d'alimentation à relier aux deux bornes d'une source continue d'alimentation, et de deux bornes de sortie à relier aux deux extrémités de la ligne d'abonné, ce joncteur étant muni en outre de moyens pour former un courant de somme pondérée des courants entrant dans la ligne d'abonné et sortant de la ligne d'abonné avec des coefficients de pondération substantiellement égaux, de moyens de déphasage et d'aiguillage pour former deux tensions en phase et en opposition de phase avec la tension aux bornes d'une impédance de charge traversée par ledit courant de somme pondérée et pour appliquer ces deux tensions de façon contreréactive sur les deux bornes d'entrée de l'amplificateur. On sait qu'un joncteur d'abonné est un dispositif destiné à raccorder chaque ligne d'abonné à un central téléphonique et devant remplir à cet effet un certain nombre de fonctions, parmi lesquelles l'alimentation de la ligne d'abonné en courant continu dans un sens ou dans l'autre, la transmission des signaux de conversation entre la ligne d'abonné et le central téléphonique et enfin la transmission des signaux de taxation vers l'abonné. Pour remplir ces fonctions, on doit respecter un certain nombre d'exigences telles qu'un courant dans la ligne d'abon 3 0029823 né pouvant varier dans un large domaine, une résistance minimum de pont d'alimentation (par exemple 300 fi) avec une égale répartition de cette résistance sur chaque borne de la source d'alimentation, une valeur spécifiée de l'impédance du joncteur pour les courants de conversation (par exemple 600 fi) avec une parfaite symétrie de cette impédance par rapport à la masse, un rendement élevé en ce qui concerne la transmission des signaux de conversation. Dans le joncteur d'abonné du type précité, pour tenir les caractéristiques de symétrie de résistance de pont d'alimentation et d'impédance pour les courants de conversation, il est très important que dans le courant de somme pondérée le courant entrant dans la ligne d'abonné et le courant sortant de la ligne d'abonné interviennent avec des courants de pondération pratiquement égaux. D'autre part pour amener lesdites résistance et impédance à des valeurs déterminées spécifiées, il est très utile d'avoir un moyen simple de régler le courant de somme pondérée en conservant des coefficients de pondération égaux. Enfin, la valeur de ces coefficients de pondération doit être indépendante du courant dans la ligne d'abonné, qui peut prendre des valeurs diverses dans un large domaine. Ces exigences sont difficiles à satisfaire si l'on utilise des miroirs de courant classiques pour former le courant de somme pondérée des courants entrant dans la ligne d'abonné et sortant de la ligne d'abonné. La présente invention vise donc à fournir un circuit servant à pondérer un courant d'entrée et plus généralement un circuit servant à pondérer des courants d'entrée et à en former la somme, avec des coefficients réglables de façon précise pour amener ces coefficients à des valeurs déterminées, ces coefficients de pondération étant également indépendants des courants d'entrée. Pour pondérer un courant d'entrée par un coefficient déterminé, un circuit conforme à l'invention comporte un premier transistor dont l'émetteur est couplé à une borne d'alimentation à travers une première résistance ayant une borne connectée à la borne d'entrée dudit circuit et l'autre borne connectée à ladite borne d'alimentation, ce premier transistor ayant son collecteur alimenté par une source de courant et sa base est connectée à une source de courant et à une diode reliée à l'émetteur d'un deuxième transistor simple ou composite, ce deuxième 0029823 transistor ayant son émetteur relié à ladite borne d'alimentation à travers une deuxième résistance, sa base reliée au collecteur du premier transistor et enfin son collecteur relié à la borne de sortie dudit circuit, le coefficient de pondération du courant d'entrée étant déterminé par le rapport entre les valeurs de la première et de la deuxième résistance. Un tel circuit qui remplit le rôle d'un miroir présente l'avantage que le rapport entre les courants de sortie et d'entrée ou coefficient de pondération du courant d'entrée ne dépend que du rapport de deux résistances et ne dépend pas des caractéristiques des semi-conducteurs du circuit. Ce rapport peut être réglé aisément avec la précision que l'on désire. Pour pondérer plusieurs courants d'entrée par des coefficients déterminés et pour former la somme de ces courants d'entrée pondérés, un circuit conforme à l'invention comporte un premier transistor dont l'émetteur est couplé à une borne d'alimentation à travers des premières résistances montées en série et dont chacune a une borne connectée à une borne d'entrée recevant un courant d'entrée, ce premier transistor ayant son collecteur alimenté par une source de courant et sa base- connectée à une source de courant et à une diode reliée à l'émetteur d'un deuxième transistor simple ou composite, ce deuxième transistor ayant son émetteur relié à ladite borne d'alimentation à travers une deuxième résistance, sa base reliée au collecteur du premier transistor et enfin son collecteur relié à la borne de sortie dudit circuit, les coefficients de pondération des courants d'entrée étant déterminés chacun par le rapport entre la valeur des premières résistances présentes entre une borne d'entrée et la borne d'alimentation et la valeur de la deuxième résistance. Ce circuit présente les mêmes avantages que le circuit précédent, en ce qui concerne la facilité de réglage des coefficients de pondération et l'indépendance vis à vis des caractéristiques des semiconducteurs. Pour former la somme d'un premier courant et d'un deuxième courant pondérés par le même coefficient de pondération il peut être intéressant d'utiliser un arrangement de circuits comportant un circuit de sommation de deux courants d'entrée pondérés conforme à l'invention, 0029823 muni de deux premières résistances en série entre l'émetteur dudit premier transistor et ladite borne d'alimentation, l'émetteur de ce premier transistor étant relié à une première borne d'entrée et la borne commune entre lesdites premières résistances étant reliée à une deuxième borne d'entrée, la première borne d'entrée étant reliée à la sortie d'un circuit conforme à l'invention, pondérant le premier courant par un coefficient et la deuxième borne d'entrée recevant le deuxième courant, le rapport entre la valeur de la première résistance qui est reliée à la borne d'alimentation et la somme des valeurs desdites deux premières résistances étant réglé pour être égal audit coefficient k, ledit circuit de sommation de deux courants pondérés fournissant le courant de somme désiré dans lequel le coefficient de pondération commun au premier courant et au deuxième courant est déterminé par le rapport entre les valeurs de la première résistance qui est connectée à la borne d'alimentation et de ladite deuxième résistance. La description suivante en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 représente un arrangement de deux circuits de pondération de courants conforme à l'invention. La figure 2 représente un joncteur d'abonné dans lequel, pour former un courant de somme pondérée des courants entrant et sortant de la ligne d'abonné, on peut utiliser l'arrangement de circuits de la figure 1. La figure 3 représente un circuit de pondération conforme à l'invention, selon un mode d.e réalisation convenant pour un joncteur d'abonné et permettant une réduction du courant dans la ligne d'abonné en cas de faux appel et une limitation de ce courant en cas de ligne courte. Sur la figure 1 on a représenté un agencement de deux circuits conformes à l'invention. Le circuit 19 représenté en bas de la figure est un circuit à fonction de 0029823 miroir de courant qui est destiné à pondérer un courant d'entrée par un coefficient et le circuit 16 représenté en haut de la figure est destiné à pondérer plusieurs courants d'entrée par des coefficients et à former la somme de ces courants d'entrée pondérés. On va d'abord décrire chacun des circuits 19 et 16 qui peuvent parfaitement être utilisés séparément, puis on décrira leur agencement suivant la figure 1, qui peut être utilisé par exemple dans le joncteur d'abonné dont le schéma est donné à la figure 2. Le circuit à fonction de miroir de courant 19 comporte une borne d'entrée 17 sur laquelle apparaît le courant d'entrée i-, une borne d'alimentation 18 qui est reliée à la borne négative 3 d'une source d'ali entation continue, cette borne 3 étant au potentiel - E. La borne positive 2 de cette source d'alimentation est au potentiel zéro de la masse. Ce circuit 19 a pour but de faire apparaître sur sa borne de sortie 21 un courant de sortie J ' = ki , résultant de la pondération du courant i<">par un coefficient de pondération k inférieur ou égal à 1. Les courants d'entrée et de sortie i¯ et J' ont le même sens vis à vis des bornes d'entréeet de sortie 17 et 21. 0029823 Le circuit 19 est constitué par un premier transistor npn 60 dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 18 à travers les résistances en série 61 et 62 de valeurs respectives p' et r', la résistance 62 ayant sa borne 63 reliée à la borne d'entrée 17 et son autre borne reliée à la borne d'alimentation 18. Le collecteur du transistor 60 est relié à une borne de la source de courant 68 fournissant le courant I'o*La base du transistor 60 est connectée à une borne de la source de courant 69 fournissant le courant J'0. L'autre borne des sources de courant 68 et 69 est au potentiel zéro. La base du transistor 60 est également reliée à travers la diode 67 à l'émetteur du transistor 65. Les transistors npn 64 et 65 sont montés ensemble selon le montage connu de Darlington pour former un transistor composite de très fort gain. L'émetteur de ce transistor composite 64,65, qui est l'émetteur du transistor 65 est relié à la borne d'alimentation 18 à travers la résistance 66 de valeur q'. La base du transistor co[phi]posite qui est la base du transistor 64 est reliée au collecteur du transistor 60. Enfin les collecteurs interconnectés des deux transistors 64 et 65 sont reliés à la borne de sortie 21 du circuit 19. Le fonctionnement de ce circuit 19 peut être décrit de façon suivante. En négligeant les courants de base du transistor 60 et du transistor 64, on voit, en tenant compte des sens de courant indiqués, que la résistance p* est parcourue par le courant I'0et la résistance r' par le courant I'o + i<¯>. En faisant la même approximation, on voit aussi que la résistance q' est parcourue par J' + J'o. Les chutes de tension à travers la diode 67 et la diode base-émetteur du transistor 60 étant très voisines, les tensions sur les émetteurs des transistors 60 et 65 sont pratiquement les mêmes ce qui se traduit par la relation : p' I'o + r'(I'o + i<¯>) = q'(J' + J'o) ou J' =I.0ri_[mu]l.J.o] Les courants I'o et J'o fournis par les sources de courants 68 et 69 sont des courants de polarisation faibles (de l'ordre de quelques dizaines de,uA) et peuvent d'ailleurs être égaux. Le terme de différence entre crochets dans l'expression de J<1>ci-dessus est très fai 80029823 ble et peut être complètement annulé si on le" désire. Par exemple si I'o = J'o, ce terme de différence est annulé si r' + p' = q'. On obtient alors : J' µ ^-i- (1) Le circuit 19 se comporte donc comme un miroir de courant fournissant un courant de sortie J' résultant de la pondération du courant d'entrée i - par un coefficient k = -r'rne dépendant que du rapport r' ^ des deux résistances -[gamma]. Ce coefficient de pondération k est indépendant des caractéristiques des transistors et diodes du circuit et par conséquent indépendant du courant d'entrée i<¯>. Il peut être aisément réglé, de façon aussi précise que l'on veut, en réglant une résistance, par exemple la résistance q', sans que le terme de différence entre crochets de l'expression de J' s'éloigne pratiquement de zéro. Le circuit 16 de pondération de courants d'entrée et de sommation de ces courants d'entrée pondérés est construit de façon ressemblant beaucoup au circuit 19. Ce circuit 16 comporte une borne d'alientation 15 qui est reliée à la borne positive 2 de la source d'alimentation. Dans l'exemple représenté, le circuit 16 reçoit deux courants d'entrée, un courant d'entrée i apparaît sur sa borne d'entrée 14 et un courant d'entrée J' apparaît sur sa borne d'entrée 20 que l'on suppose pour l'instant non connectée au circuit miroir de courant 19. Le circuit 16 a pour but de faire apparaître sur sa borne de sortie 22 un courant de sortie J résultant de la pondération des courants d'entrée i et J' par des coefficients de pondération inférieurs ou égaux à 1. Les courants d'entrée i<+>, J' et de sortie J ont le même sens vis à vis des bornes 14, 20, 22. Le circuit 16 est constitué par un premier transistor pnp 70 dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 15 à travers les résistances en série 51 et 52 de valeurs respectives p et r. La borne de la résistance 51 reliée à l'émetteur du transistor 70 est reliée à la borne d'entrée 20 et la borne 53 interconnectant les résistances 51 et 52 est reliée à la borne d'entrée 14. Le collecteur du transistor 70 est relié à une borne de la source de courant 75 fournissant le courant I . La base du transistor 70 est reliée à une borne de la source de courant 76 fournissant le courant Jo. L'autre borne des sources de courant 75 et 76 est au potentiel - E. La base du transistor 70 est également reliée à 90029823 travers la diode 74 à l'émetteur du transistor 72. Les transistors pnp 71 et 72 sont montés ensemble selon le montage de Darlington pour former un transistor composite de très fort gain. L'émetteur de ce transistor composite 71,72, qui est l'émetteur du transistor 72 est relié à la borne d'alimentation 15 à travers la résistance 73 de valeur q. La base du transistor composite qui est la base du transistor 71 est reliée au collecteur du transistor 70. Enfin les collecteurs interconnectés des deux transistors 71 et 72 sont reliés à la borne de sortie 22 du circuit 16. On peut décrire comme suit le fonctionnement de ce circuit 16. En négligeant les courants de base des transistors 70 et 71, on voit que la résistance p est parcourue par le courant J' + Io, la résistance r est parcourue par le courant J' + Io + i et enfin la résistance q est parcourue par le courant J + Jo. Les chutes de tension à travers la diode 74 et la diode base-émetteur du transistor 70 sont très voisinés de sorte que les tensions sur les émetteurs des transistors 70 et 72 sont pratiquement les mêmes. Il en résulte la relation : p(J' + Io) + r(J' + Io + i<+>) = q(J + Jo) ou q<q>Les courants Io et Jo sont des courants de polarisation faibles et le terme de différence entre crochets dans l'expression de J est très faible et peut être complètement annulé si on le désire. On obtient alors pratiquement : J = - i + J' (2) q q Le circuit 16 permet de pondérer les courants d'entrée i et J<1>par les coefficients de pondération respectifs - et et de<v v>q q former le courant de sortie J, comme la somme de ces courants d'entrée pondérés. Ces coefficients de pondération ne dépendent pas des transistors et diodes du circuit et peuvent être ajustés par réglage de valeurs de résistances. On remarque d'après la formule (2) que dans l'expression du courant de sortie J les deux courants d'entrée i et J' du circuit 16 sont pondérés avec des coefficients de pondération différents. Si l'on J =i + r + - Io Jo<q>J 10 0029823 désire pondérer deux courants avec les mêmes coefficients de pondération et former la somme de ces deux courants pondérés, il est avantageux d'associer au circuit 16, un circuit miroir de courant. Il est particulièrement avantageux d'associer au circuit 16 le circuit miroir de courant 19, comme l'indique la figure 1. On voit sur cette figure que la sortie 21 du circuit 19 est reliée à l'entrée 20 du circuit 16. On considère que l'un des courants à pondérer est le courant i<">appliqué à l'entrée 17 du circuit miroir de courant 19 et que l'autre courant à pondérer est le courant i appliqué à l'entrée 14 du circuit 16. Comme le circuit 19 pondère le courant i¯ avec un coefficient k, le courant J' appliqué à l'entrée 20 du circuit 16 vaut<1>= ki¯. Le courant J fourni par le circuit 16 peut alors s'écrire d'après la formule (2) : 3 =L i<+>+J +-_kiq q Si dans le circuit 16, les résistances r et p sont réglées de telle façon que r + p on a : 3 = (i<+>+) (3) q On a donc obtenu en réglant les résistances r et p de façon que = k, que dans le courant de sortie J du circuit 16, les deux courants i et i soient pondérés par le même coefficient de ponderation -. En réglant ensuite la résistance q, on peut modifier ce coefficient de pondération, c'est-à-dire changer l'amplitude du courant de sortie J, sans retoucher la condition d'égalité des coefficients de pondération. On pourrait bien entendu utiliser aussi, dans l'association de la figure 1, à la place du circuit 19 décrit, un circuit miroir de courant connu, n'ayant toutefois pas les mêmes avantages. Les circuits 16 et 19 décrits à la figure 1 sont construits respectivement à l'aide de transistors pnp et npn et sont alimentés par des tensions de polarités correspondantes. Il est évident qu'ils pourraient être construits avec des transistors de type opposé avec des tensions d'alimentation de polarité opposée. il 0029823 Les circuits de pondération de courant de l'invention, que l'on vient de décrire sont particulièrement avantageux à utiliser dans un joncteur d'abonné où l'on doit former la somme des courants entrant dans la ligne d'abonné et sortant de la ligne d'abonné, avec des coefficients de pondération égaux. On va d'abord décrire un tel joncteur, puis montrer comment peuvent y être utilisés les circuits de pondération de l'invention. Le schéma de ce joncteur d'abonné est représenté à la figure 2. Une fonction de ce joncteur est d'assurer l'alimentation en courant continu de la ligne d'abonné 1, à partir d'une source d'alimentation continue dont la borne positive 2 est au potentiel zéro de la masse et dont la borne négative 3 est au potentiel - E (- 48 V par exemple). Ce joncteur comporte un amplificateur de puissance symétrique formé par deux paires de transistors complémentaires (T., T2) et (T,, T.). Chacun de ces transistors peut être un transistor composite suivant le montage de Darlington. Les collecteurs des transistors npn T, et T, sont interconnectés et reliés à une borne d'alimentation 47 de l'amplificateur et les collecteurs des transistors pnp T" et T. sont interconnectés et reliés à l'autre borne d'alimentation 48 de l'amplificateur. Les bases des transistors de chaque paire (T,, T") et (T,, T.) sont interconnectées et reliées respectivement aux bornes d'entrée 4 et 5 de l'amplificateur. Ces bornes d'entrée 4 et 5 sont reliées aux bornes d'alimentation 2 et 3 travers les résistances 8 et 9 et les circuits commutateurs 10 et 11 établis sur des positions inverses t_ et r_. En outre les deux bornes d'entrée 4 et 5 sont reliées à la masse par l'intermédiaire des condensateurs 12 et 13. Les émetteurs des transistors (T,, T") et (T , T.) sont également interconnectés et reliés respectivement aux bornes de sortie 6 et 7 de l'amplificateur symétrique. Ces bornes de sortie 6 et 7 sont connectées aux deux extrémités de la ligne d'abonné 1. La borne d'alimentation 47 de l'amplificateur symétrique est reliée à la borne positive 2 de la source d'alimentation, par l'intermédiaire des bornes 14 et 15 d'un circuit 16 que l'on décrira par la suite. L'autre borne d'alimentation 48 de l'amplificateur est reliée à la borne négative 3 de la source d'alimentation par l'intermédiaire des 12 0029823 bornes 17 et 18 d'un circuit 19 que l'on décrira par la suite. Les circuits 16 et 19 sont reliés par leurs bornes respectives 20 et 21 et coopèrent comme on l'expliquera par la suite pour former un mode de réalisation conforme à l'invention du dispositif qui engendre le courant de somme pondérée du courant entrant dans la ligne d'abonné 1 et du courant sortant de cette ligne d'abonné. On envisage sur le schéma de la figure 2 un couplage en quatre fils avec le central et ce couplage peut être avantageusement réalisé, comme on l'expliquera par la suite, en appliquant le courant de somme pondérée J qui apparaît sur la borne 22 du circuit 16, à un montage de trois résistances en série 23, 24, 25, relié à la borne d'alimentation 3. L'accès quatre fils du joncteur avec le central est formé de la façon suivante. Le point d'interconnexion 28 des résistances 24 et 25 est relié à la borne 27 à travers le condensateur de liaison 29, les [epsilon]ignaux en provenance du central étant appliqués entre la borne d'entrée 27 du joncteur et la borne 26 reliée à la masse. D'autre part, l'extrémité 30 de la résistance 23 est reliée à la borne 31 à travers le condensateur de liaison 32, les signaux à transmettre au central étant disponibles entre la borne de sortie 31 du joncteur et la borne 26 reliée à la masse. Les condensateurs de liaison 29 et 32 ont une impédance très faible pour les signaux de conversation transmis. Par ailleurs, le point d'interconnexion 33 des résistances 23 et 24 est relié à l'entrée 34 d'un circuit de déphasage et d'aiguillage 35. Ce circuit 35 comporte un transistor npn 36 dont la base est reliée à l'entrée 34 et dont le collecteur et l'émetteur sont reliés à une extrémité des résistances de même valeur 37 et 38 dont l'autre extrémité est au potentiel 0 et - E des bornes d'alimentation 2 et 3. Le collecteur du transistor 36 est relié à la base du transistor pnp 39 dont le collecteur est porté au potentiel d'alimentation - E et dont l'émetteur est relié aux bornes de sortie 40 et 41 du circuit 35 à travers les diodes 42 et 43 montées dans le même sens que la diode émetteur-base dudit transistor 39. L'émetteur du transistor 36 est relié à la base du transistor npn 44 dont le collecteur est porté au potentiel 0 et dont l'émetteur est relié aux bornes 40 et 41 à travers les diodes 45 et 46 montées dans le même sens que la diode base-émetteur dudit transistor 44. Les bornes de sortie 40 et! 41 du circuit 35 sont connectées respective 130029823 ment aux bornes d'entrée 4 et 5 de l'amplificateur de puissance symétrique. En l'absence de ce circuit 35, c'est-à-dire en supposant par exemple coupées les liaisons entre les bornes 40, 4 et 41, 5, les tensions appliquées sur les bornes d'entrée 4 et 5 de l 'amplificateur symétrique sont respectivement 0 et - E lorsque les circuits commutateurs 10 et 11 sont établis en permanence dans la position indiquée sur la figure. Les transistors T, et T. sont alors passants et les transistors T" et T, sont bloqués. En négligeant les chutes de tension dans les diodes émetteur-base des transistors T. et T. , ces tensions 0 et - E se retrouvent sur les bornes de sortie 6 et 7 de l'amplificateur symétrique de sorte que la ligne d'abonné 1 est alimentée par une tension d'amplitude E, y faisant circuler le courant continu dans le sens de la borne 6 à la borne 7. On va maintenant expliquer la fonction du circuit de déphasage et d'aiguillage 35 que l'on suppose maintenant connecté. On appelle u la tension aux bornes des deux résistances en série 24 et 25, cette tension u résultant de la circulation du courant de somme pondérée J et résultant aussi de l'application sur la borne 27 des signaux de conversation provenant du central. La tension (par rapport à la masse) appliquée à l'entrée 34 du circuit 35 est donc - E + u. Sur l'émetteur du transistor 36, apparaît la tension - E + u et sur son collecteur apparaît la tension - u. A travers la diode base-émetteur du transistor 39, la diode 42 et la borne 40, cette tension - u est transmise sur la borne d'entrée 4 de l'amplificateur symétrique et à travers la diode baseémetteur du transistor 44, la diode 46 et la borne 41, la tension - E + u est transmise sur la borne d'entrée 5 de l'amplificateur symétrique. Ainsi, aux tensions 0 et - E qui apparaissaient sur les deux bornes d'entrée 4 et 5 de l'amplificateur symétrique, on a ajouté grâce au circuit 35, deux tensions de contreréaction - u et + u. Via les diodes base-émetteur des transistors T.. et T, , les tensions - u et - E + u apparaissant sur les bornes d'entrée 4 et 5, sont transmises respectivement sur les bornes de sortie 6 et 7 de l'amplificateur symétrique. La ligne d'abonné est maintenant alimentée par une tension d'amplitude E - 2u, faisant circu1er le courant continu dans le sens de la borne 6 à la borne 7. Si les circuits commutateurs 10 et 11 sont établis dans la position inversé de celle indiquée sur la figure, les tensions sur 14 0029823 les bornes d'entrée 4 et 5 de l'amplificateur symétrique sont respectivement - E et 0 en l'absence du circuit 35 et le courant continu dans la ligne d'abonné circule dans le sens de la borne 7 à la borne 6. Avec le circuit 35, il est aisé de voir que l'on applique sur les deux bornes d'entrée 4 et 5 de l'amplificateur symétrique les deux tensions de contreréaction + u et - u et que la ligne d'abonné est alimentée par une tension d'amplitude E - 2u, faisant circuler le courant continu dans le sens de la borne 7 à la borne 6. On va maintenant décrire le fonctionnement du joncteur, d'abord en ce qui concerne l'alimentation en courant continu de la ligne d'abonné. On ne considère pour cela que les composantes continues des courants et tensions. Pour respecter les spécifications, le joncteur doit se comporter dans les conditions normales comme un pont d'alimentation ayant une résistance Ro, également répartie sur les deux bornes de la source d'alimentation. Puisque le joncteur permet d'appliquer sur la ligne d'abonné la tension d'amplitude E - 2u, il se comporte comme un pont d'alimentation de résistance totale Ro = --, i étant le courant de boucle, de nature transversale, fourni par le joncteur à la ligne d'abonné. Cette résistance de pont d'alimentation se répartit en deux valeurs égales -^[deg.]- = ^ sur les deux bornes de la source d'alimentation. En appelant respectivement R et S les valeurs des résistances 24 et 25 traversées par le courant de somme pondérée J, on a : u = (R + S)J et donc : Ro =Z(R r<S)J>(4) 1 En appelant i le courant entrant dans la ligne d'abonné (par la borne 6 dans le cas de la figure) et i¯ le courant sortant de la ligne d'abonné (par la borne 7), le courant J résultant de la somme pondérée des courants i et i¯ avec les coefficients de pondération respectifs [lambda]<+>et [lambda]<">, s'écrit : J = [lambda] 1 + [lambda] 1 Si les deux coefficients de pondération [lambda] et [lambda]¯ ont la même valeur = on peut écrire : 15 0029823 = (i<+>+ i¯) Il est aisé de se rendre compte qu'un courant de somme pondérée J formé de cette manière ne dépend que du courant transversal i fourni par le joncteur à la ligne d'abonné et est indépendant d'un courant longitudinal i qui peut être créé intempestivement dans la ligne d'abonné. En effet les courants i et i peuvent s'écrire respectivement : <{> = 1 + 1. 1 = 1 - 1 La somme i + i¯ = 2i ne dépend que du courant transversal i et est indépendante du courant longitudinal i . Le courant J formé par la somme pondérée des courants i et i<¯>avec le même coefficient de pondération<>=;, peut donc s'écrire : J = [lambda]i (5) Avec cette valeur de J, la résistance totale Ro du pont d'alimentation auquel est équivalent le joncteur s'écrit d'après la formule (4) ci-dessus : Ro = 2[lambda] (R + S) (6) Cette résistance de pont d'alimentation Ro est répartie en deux valeurs Ro égales -=- = [lambda](R + S) sur les deux bornes de la source d'alimentation. Mais on doit bien noter que ceci n'est vrai que si le courant de somme pondérée J est formé avec le même coefficient de pondération -¯ pour les courants i et i¯. Si cette condition est respectée, la formule (6) montre qu'en agissant sur le coefficient [lambda] et/ou les résistances R ou S, on peut régler la résistance de pont d'alimentation Ro du joncteur, en conservant une parfaite répartition de cette résistance. On va maintenant expliquer comment s'opère la transmission des signaux de conversation entre le central et la ligne d'abonné, l'accès quatre fils avec le central étant constitué par les bornes 26, 27 et 31, l'accès deux fils avec la ligne d'abonné étant constitué par les bornes 6 et 7. Dans cette explication, les diverses grandeurs utilisées (tensions, courants, impédances etc..) ne se rapportent qu'aux signaux variables de conversation. 16 0029823 On examine d'abord le cas de la transmission des signaux de conversation du central vers la ligne d'[beta]bonné et l'on suppose qu'aucune tension variable n'est engendrée par le poste d'abonné. Le courant de somme pondérée J est supposé formé toujours de la même manière, avec le même coefficient de pondération -=<>pour les courants entrant dans la ligne d'abonné et sortant de la ligne d'abonné. Ce courant de somme pondérée J a donc toujours la forme J = [lambda]i et circule à travers les résistances 23, 24, le condensateur de liaison 29 de forte valeur et le circuit du central à basse impédance (non représenté) qui est branché entre la borne d'entrée 27 du joncteur et la borne de masse 26. e étant la tension provenant du central et appliquée entre ces deux dernières bornes, u étant la tension appliquée à l'entrée 34 du déphaseur 35, R la valeur de la résistance 24, on peut écrire : u = ec + [lambda]Ri Grâce au circuit de déphasage et d'aiguillage 35, on obtient entre les deux bornes 6 et 7 de la ligne d'abonné la tension u telle que : u = - 2u s W étant l'impédance de la ligne d'abonné, on a aussi : u = Wi s On déduit facilement de ces formules : 2<u>s<" ">W + 2[lambda]R<e>c Cette dernière formule fait apparaître que pour les signaux de conversation le joncteur se comporte comme une impédance Z telle que : Z = 2[lambda]R (7) Cette impédance Z est parfaitement équilibrée par rapport à la masse, si le courant de somme pondérée J a bien la forme J = [lambda]i et l'on peut régler sa valeur en agissant sur le coefficient [lambda] et/ou la résistance R, sans modifier son équilibrage par rapport à la masse. Si l'on s'arrange en particulier pour réaliser l'adaptation d'impédance entre la ligne et le joncteur, ce qui se traduit par 17 0029823 W = 2[lambda]R, on obtient u S = -.. e c . La tension eC . appliquée à l 'entrée quatre fils du joncteur se retrouve intégralement aux bornes de la ligne d'abonné. Par ailleurs, pour ce sens de transmission, on doit vérifier la possibilité de réalisation de l'effet différentiel, c'est-à-dire qu'aucune tension ne doit apparaître à la sortie quatre fils du joncteur (entre les bornes 31 et 26) sous l'effet de la tension e . En appelant Wo la valeur de la résistance 23, la tension v à la sortie quatre fils du joncteur peut s'écrire : vs= u + [lambda] o i Pour le sens de transmission envisagé, on a, d'après les formules déjà données : Wi<U>=<¯>T 2e c i = - W + 2[lambda]R On en déduit que la tension v peut s'écrire pour ce sens de transmission : <2e>W<V>s = +-! R<C>2<" [lambda]W[theta])> Cette tension s'annule quelle que soit la tension e et l'effet différentiel est parfaitement réalisé si la résistance Wo que l'on peut appeler impédance d'équilibrage est telle que : <W>[deg.]<=>2[lambda] On examine maintenant le fonctionnement du joncteur pour l'autre sens de transmission, de la ligne d'abonné vers le central. On suppose qu'aucune tension provenant du central n'est appliquée à l'entrée quatre fils du joncteur (ec = 0) et qu'une tension va est engendrée dans le poste d'abonné. On peut alors écrire avec les notations déjà données : u = [lambda]R i - u = Wi + v 18- 0029823 On en déduit que le courant dans la ligne d'abonné sous l'effet de la tension v , s'écrit : [upsilon] a i = - W + 2[lambda]R Cette expression montre encore que le joncteur se comporte comme une impédance Z = 2[lambda]R. On peut en déduire aisément que pour le sens de transmission envisagé la tension recueillie sur la sortie quatre fils du joncteur s'écrit : [lambda] (R + WQ)<v>s<=>¯ W + .2[lambda]R<[upsilon]>a Si l'impédance d'équilibrage Wo est choisie pour réaliser W l'effet différentiel et est donc telle que Wo = -µ r, on vérifie que v = w -.[lambda] s - -y. On recueille donc à la sortie de l'accès quatre fils du joncteur, la moitié de la tension va engendrée dans le poste d'abonné, ce qui correspond à une transmission sans pertes. Finalement, entre l'accès deux fils du joncteur relié à la ligne d'abonné et l'accès quatre fils relié au central, on obtient<[upsilon]>a une transmission sans pertes (u S = - e , vS = - - L=.r), en même temps qu'un effet différentiel parfait, en choisissant les valeurs de [lambda] et R de façon que : W = 2[lambda]R . Wuo = ^<w> Avec un joncteur d'abonné du genre que l'on vient de décrire, on a vu qu'il est important que le courant de somme pondérée J du courant i<+>entrant dans la ligne d'abonné et du courant i¯ sortant de la ligne d'abonné, soit formé avec des coefficients de pondération [lambda] et [lambda]<¯>de même valeur -= De cette manière la résistance Ro du pont d'alimentation auquel le joncteur est équivalent prend la forme Ro = 2[lambda](R + S) et reste également répartie sur les bornes de la source d'alimentation, quelles que soient les valeurs données à [lambda], R et S, pour obtenir une valeur de Ro déterminée. De cette manière également, l'impédance Z du joncteur pour les signaux de conversation prend la forme Z = 2[lambda]R et reste parfaitement équilibrée par rapport à la masse, quelles que soient les valeurs 19 0029823 données à [lambda] et R pour obtenir une valeur déterminée de Z. On conçoit par ailleurs qu'il soit très utile dans ce joncteur de pouvoir régler la valeur commune<>=<>des deux coefficients de pondération [lambda]<+>et [lambda]¯. Un dispositif permettant de former le courant de somme pondérée J pourrait être constitué par l'association des circuits 16 et 19 ayant chacun la structure montrée dans le schéma du joncteur de la figure 2. Quel que soit le sens du courant continu dans la ligne d'abonné, il apparaît sur la borne 14 du circuit 16 un courant circulant toujours dans le même sens et pratiquement égal au courant i .entrant dans la ligne d'abonné ; de même sur la borne 17 du circuit 16, il apparaît un courant circulant toujours dans le même sens et pratiquement égal au courant i- sortant de la ligne d'abonné. Le circuit 19 est un circuit miroir de courant connu qui comporte une borne d'entrée 17 sur laquelle apparaît le courant i¯, une borne d'alimentation 18 reliée à la borne négative 3 de la source d'alimentation et une borne de sortie 21. Sous la forme représentée, le miroir de courant 19 est constitué par un transistor npn 49 et une diode 50, connectés aux bornes 17, 18 et 21 comme l'indique la figure. Ce miroir de courant fournit sur sa borne de sortie 21 un courant k i¯ proportionnel au courant i¯ sur sa borne d'entrée 17, le coefficient k ne dépendant dans l'exemple de réalisation envisagé que des caractéristiques géométriques du transistor 49 et de la diode 50, si ceux-ci sont intégrés sur le même corps semi-conducteur. Le circuit 16 comporte une borne d'entrée 14 sur laquelle apparaît le courant i , une autre borne d'entrée 20 sur laquelle apparaît le courant k i fourni par le circuit miroir de courant 19, une borne d'alimentation 15 reliée à la borne positive 2 de la source d'alimentation et une borne de sortie 21 sur laquelle doit apparaître le courant J de somme pondérée. Entre la borne<'>20 et la borne 15 sont disposées deux résistances en série 511 et 521 ayant respectivement les valeurs p, et r,. La borne d'entrée 14 est reliée à la borne 531 interconnectant les résistances 511 et 521. L'autre borne d'entrée 20 est reliée à la base du transistor pnp 55 dont le collecteur est relié à la borne de sortie 22 et dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 15 à travers la résistance 56 de valeur^s. Le fonctionnement de ce circuit 16 peut se décrire comme suit : la tension v entre la base du transistor 55 et la borne d'alimen 20 0029823 tation 15 peut s'écrire : .+ [upsilon] = r^ . + (r. + p^)k i<"> Si les deux résistances r. et p. sont réglées de telle sorte que :<r>l = k la tension v s'écrit : v = r^i* + i<">) Le transistor 55 est monté comme un suiveur de tension qui fournit aux bornes de sa résistance d'émetteur 56, la tension v appliquée sur sa base, diminuée de la tension aux bornes de sa diode baseémetteur. Si l'on néglige cette tension de diode base-émetteur et le courant de base du transistor 55, le courant de collecteur du transistor 55, c'est-à-dire le courant de sortie J du circuit 16, peut s'écrire 3 - - soit : r, J = -sr (i<+>+ i<">) Ainsi on obtient que dans le courant de somme pondérée J, les courants i et i<¯>sont pondérés avec le même coefficient de pondération -<r>l-, ce coefficient de pondération commun pouvant être réglé par réglage de la valeur s de la résistance de réglage 56, sans remettre en cause l'égalité des coefficients de pondération qui est obtenue en res<r>l pectant la condition ---- = k.<r>l<+ p>l Les deux circuits 16 et 19 ayant la structure de la figure 2 et associés comme on vient de le décrire présentent toutefois certains inconvénients dans le joncteur. Ainsi, avec le circuit miroir de courant 19 représenté, le coefficient de pondération k dépend dans une certaine mesure, des chutes de tension dans la diode 50 et dans la diode base-émetteur du transistor 49 et dépend donc du courant d'entrée i¯. Il<r>l en résulte que la condition - = k à respecter pour l'égalité des ^ ri + pi coefficients de pondération dépend du courant dans la ligne d'abonné. Il serait intéressant de plus que le coefficient de pondération k soit ré 21 0029823 glable. D'autre part, avec le circuit 19 représenté, la formule J = -<r>l (i+ + i ) donnant le courant de somme pondérée n'est valable que dans la mesure où l'on néglige la tension de diode base-émetteur du transistor 55. En fait cette tension de diode n'est pas tout à fait négligeable et varie avec le courant J, donc avec le courant dans la ligne d'abonné. Les circuits de l'invention 16 et 19 de la figure 1 ne présentent pas ces inconvénients, comme on l'a montré plus haut et il est particulièrement avantageux d'utiliser dans le joncteur d'abonné de la figure 2, la combinaison des deux circuits 16 et 19 de l'invention telle qu'elle est représentée à la figure 1. On pourrait aussi dans le joncteur d'abonné, combiner un circuit miroir de courant connu tel que celui de la figure 2, avec le circuit de l'invention 19 conforme à la figure 1 et également combiner un circuit 19 selon la figure 2 avec le circuit miroir de courant de l'invention conforme à la figure 1. On suppose maintenant que dans le joncteur d'abonné, on utilise la combinaison des circuits de l'invention 16 et 19, conformément à la figure 1, de sorte que suivant la formule (3) le courant de somme pondérée s'écrit J = -(i + i ). En faisant apparaître le courant transversal i fourni par le joncteur, le courant J peut aussi s'écrire J = [lambda]i, le courant [lambda] ayant l'expression : x . >= . ([beta]) D'après les formules (6) et (7) ci-dessus, la résistance Ro de pont d'alimentation du joncteur et l'impédance Z du joncteur pour les courants de conversation peuvent être réglées en agissant sur le coefficient [lambda]. Or, avec les moyens utilisés suivant l'invention pour former le courant de somme pondérée J = [lambda]i, on peut obtenir de façon très simple des valeurs de [lambda] différentes et réglables séparément pour le courant continu et pour les courants variables de conversation de façon à obtenir des réglages indépendants pour la résistance Ro et pour l'impédance Z. Ce résultat peut être obtenu en modifiant le circuit 16 comme l'indique la figure 3. Ce circuit 16 modifié comporte tous les éléments du circuit correspondant de la figure 1, l'impédance 73 étant toutefois réalisée de la manière suivante. Elle est formée par deux rési[epsilon]tances en série 77 et 78, de valeurs respectives q, et q2>la résistance 220029823 77 étant [epsilon]huntée par un condensateur 79 de capacité C élevée pour constituer pratiquement un court-circuit pour les courants variables de conversation. En application de la formule (8), on voit aisément que le 2r coefficient [lambda] prend la valeur [tau]¯[tau]r- P<ou>r le courant continu et la va- 2r- qi<+>2 leur - pour les courants variables de conversation. Il en résulte que q2les valeurs de Ro et Z données par les formules (6) et (7) peuvent s'écrire : Z = - R (10)<q>2 II ressort clairement de ces dernières formules que la résistance q" étant réglée pour obtenir la valeur d'impédance Z désirée pour les courants de conversation, on peut agir sur la résistance q, pour obtenir la valeur désirée pour la résistance de pont d'alimentation Ro. Cette possibilité peut être exploitée pour réaliser de façon particulièrement simple une fonction qui est généralement requise dans un joncteur. Cette fonction consiste en une augmentation de la résistance de pont d'alimentation Ro pour diminuer le courant de boucle, lorsque le central a détecté un faux appel provenant par exemple d'un décrochage intempestif et prolongé du combiné de l'abonné. Dans ce cas, sur un ordre provenant du central, la résistance q. peut être commutée de sa valeur normale à une valeur plus faible correspondant à une valeur plus élevée de Ro. En adjoignant au circuit 16 représenté sur la figure 3, un transistor 80 connecté par des traits pointillés, on peut en outre limiter le courant de boucle à une valeur donnée, en cas de ligne très courte. Ce transistor 80 de type pnp a son émetteur relié à la borne d'alimentation positive 2, son collecteur relié à la borne de sortie 22 du circuit 16 ; par ailleurs on considère maintenant que la résistance 77 est un potentiomètre dont le curseur est relié à la base du transistor 80. Tant que la tension entre la base et l'émetteur du transistor 80 est inférieure à la tension de seuil (de l'ordre de 0,6 V) permettant le déblocage du transistor 80, ce dernier ne conduit pas et le joncteur se 23 0029823 comporte comme on l'a expliqué ci-dessus ; notamment le courant de boucle est limité par la résistance de pont d'alimentation Ro du joncteur, donnée par la formule (9). Conformément à ce qui a été déjà expliqué, il revient au même de dire que le courant de boucle i, résulte de l'application à la ligne d'abonné de la tension e - 2u, u étant la chute de tension produite par la circulation du courant J = [lambda]i à travers les deux résistances en série 24 et 25 de valeur R et S. Au-delà d'une certaine valeur du courant de boucle i, la circulation du courant J = [lambda]i à travers la résistance 77 détermine entre la base et l'émetteur du transistor 80 une tension suffisante pour faire conduire celui-ci. Le courant fourni par le transistor 80 tend à faire augmenter la chute de tension u, à faire diminuer la tension E - 2u appliquée à la ligne d'abonné et donc à faire diminuer le courant de boucle i. Finalement, lorsque la ligne d'abonné devient trop courte, le courant de boucle se stabilise à une valeur i que l'on peut régler en agissant sur le curseur du potentiomètre 77. Ce réglage n'agit en aucune manière sur les caractéristiques du joncteur pour les lignes de longueur normale. Tout ce qu'on vient de décrire et d'expliquer à propos du circuit 16 de la figure 3, s'applique bien entendu au circuit 16 réalisé suivant la figure 2. Il suffit de modifier la résistance 56 de valeur [epsilon], comme on a modifié la résistance 73 de valeur q.

Claims: 24 0029823 REVENDICATIONS 1. Circuit destiné à pondérer un courant- d'entrée par un coefficient déterminé, caractérisé en ce qu'il comporte un premier transistor dont l'émetteur est couplé à une borne d'alimentation à travers une première résistance ayant une borne connectée à la borne d'entrée dudit circuit et l'autre borne connectée à ladite borne d'alimentation, ce premier transistor ayant son collecteur alimenté par une source de courant et sa base est connectée à une source de courant et à une diode reliée à l'émetteur d'un deuxième transistor simple ou composite, ce deuxième transistor ayant son émetteur relié à ladite borne d'alimentation à travers une deuxième résistance, sa base reliée au collecteur du premier transistor et enfin son collecteur relié à la borne de sortie dudit circuit, le coefficient de pondération du courant d'entrée étant déterminé par le rapport entre les valeurs de la première et de la deuxième résistance. 2. Circuit destiné à pondérer plusieurs courants d'entrée par des coefficients déterminés et à former la somme de ces courants d'entrée pondérés, caractérisé en ce qu'il comporte un premier transistor dont l'émetteur est couplé à une borne d'alimentation à travers des premières résistances montées en série et dont chacune a une borne connectée à une borne d'entrée recevant un courant d'entrée, ce premier transistor ayant son collecteur alimenté par une source de courant et sa base connectée à une source de courant et à une diode reliée à l'émetteur d'un deuxième transistor simple ou composite, ce deuxième transistor ayant son émetteur relié à ladite borne d'alimentation à travers une deuxième résistance, sa base reliée au collecteur du premier transistor et enfin son collecteur relié à la borne de sortie dudit circuit, les coefficients de pondération des courants d'entrée étant déterminés chacun par le rapport entre la valeur des premières résistances présentes entre une borne d'entrée et la borne d'alimentation et la valeur de la deuxième résistance. 3. Arrangement de circuits destiné à former la somme d'un premier courant et d'un deuxième courant pondérés par le même coefficient, cet arrangement comportant un circuit de sommation de deux courants d'entrée pondérés selon la revendication 2?muni de deux premières résistances en série entre l'émetteur dudit premier transistor et ladite 25 0029823 borne d'alimentation, l'émetteur de ce premier transistor étant relié à une première borne d'entrée et la borne commune entre lesdites premières résistances étant reliée à une deuxième borne d'entrée, caractérisé en ce que la première borne d'entrée est reliée à la sortie d'un circuit pondérant le premier courant par un coefficient k et la deuxième borne d'entrée reçoit le deuxième courant, le rapport entre la valeur de la première résistance qui est reliée à la borne d'alimentation et la somme des valeurs desdites deux premières résistances étant réglé pour être égal audit coefficient k, ledit circuit de sommation de deux courants pondérés fournissant le courant de somme désiré dans lequel le coefficient de pondération commun au premier courant et au deuxième courant est déterminé par le rapport entre les valeurs de la première résistance qui est connectée à la borne d'alimentation et de ladite deuxième résistance. .' Arrangement selon la revendication 3 dans lequel le circuit pondérant le premier courant par un coefficient k est réalisé au moyen du circuit selon la revendication 1. 5. Arrangement de circuits destiné à former la somme d'un premier courant et d'un deuxième courant pondérés par le même coefficient, cet arrangement comportant un circuit selon la revendication 1 pondérant le premier courant par un coefficient k, cet arrangement étant caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de sommation de deux courants d'entrée pondérés comportant une première entrée recevant le premier courant pondéré par un coefficient k, une deuxième entrée recevant le deuxième courant, deux premières résistances en série entre la première entrée et une borne d'alimentation, la deuxième entrée étant connectée entre ces deux premières résistances, ledit circuit de sommation comportant enfin un transistor suiveur de tension dont la base est connectée à la première borne d'entrée, dont l'émetteur est connecté à la borne d'alimentation à travers une deuxième résistance et dont enfin le collecteur est relié à la sortie du circuit de sommation, le rapport entre la valeur de la première résistance reliée à la borne d'alimentation et la somme des valeurs desdites deux premières résistances étant réglé pour être égal audit coefficient k, ledit circuit de sommation fournissant le courant de somme désiré dans lequel le coefficient de pondération commun au premier courant et au deuxième courant est déterminé par le rapport entre les valeurs de la première résistance qui est connectée à la borne d'alimentation et de ladite deuxième résistance.

Inventors: FERRIEU, GILBERT MARIE MARCEL
Applicants: TELECOMMUNICATIONS RADIOELECTRIQUES ET TELEPHONIQUES T.R.T.
Application year: 1980
Main classification: G05F3
IPC codes: H04M19