FILTER DEVICE WITH LOW PHASE DISTORTION AND CIRCUIT COMPRISING SUCH A DEVICE FOR TREATING COLOUR TELEVISION SIGNALS

Abstract: 1. Analog signal filtering device comprising a delay line (3) having a characteristic impedance Z and an input E, a main output So and intermediate outputs staggered from this output So towards the input E, and a computing device (4) connected to the outputs of the delay line, characterized in that the filtering device has its input connected to the input of a separator (2) the output of which has an internal impedance of Z and is connected to the input E of the delay line, this line being open on its end, in that the number of intermediate output taps S1 to S2n is an even number, the delays introduced between two successive taps being equal to the delay introduced between the last output tap S2n and the input E, and in that the computing device (4) has inputs having an infinite internal impedance and which are connected to the output So , to the outputs of odd orders S1 , S3 ... S2n-1 and to the input E, respectively, these inputs being connected to multipliers Aj multiplying by coefficients Ko and Kj = (-1)**j+1/pi (2j-1), for j varying from 1 to n+1, the outputs of the multipliers being connected to an algebraic summer (41, 42, 43) having an output (5) coupled to the output of the filtering device (25).

Description: DISPOSITIF DE FILTRAGE A FAIBLE DISTORSION DE PHASE ET CIRCUIT DE TRAITEMENT DE SIGNAUX DE TÉLÉVISION COULEUR COMPORTANT UN TEL DISPOSITIF La présente invention concerne les dispositifs de filtrage à faible distorsion de phase de signaux analogiques et en particulier ceux qui sont utilisés dans les circuits de traitement de signaux de télévision couleur realisant la séparation de la luminance et de la chrominance. I1 est nécessaire de séparer la luminance de la chrominance dans diverses applications. Certaines, telles que le décodage des signaux de couleurs primaires, tolèrent un résidu non négligeable de chrominance. D'autres,telles que letrnnsco0aged\n système dans un autre, sont beaucoup plus exigeantes, il est alors nécessaire de laisser dans la luminance moins de quelques pour cent de chrominance afin de réduire les défauts résultant , en particulier, des interférences entre ces résidus et la nouvelle chrominance. DC plus, le dispositif de filtrage ne doit introduire qu'un minimum de défauts sur les signaux de luminance, en particulier une distorsion de phase minimale. I1 est connu d'effectuer cette séparation à l'aide d'un filtre en peigne qui met à profit la relation de phase existant entre les signaux de chrominance d'une ligne à l'autre pour annuler ceux-ci par sommation de plusieurs lignes successives de signal vidéofréquence. Cette méthode presente divers inconvénients : elle ne s'applique qu'aux signaux vidéofréquence couleur de certains systèmes, dans lesquels les signaux de chrominance sont en relation de phase définie d'une ligne sur l'autre comme le PAL ou le NTSC ; elle est inapplicable sur le SECAM. De plus, elle suppose une invariance suffisante d'une ligne à l'autre des signaux de lumi nance et de chrominance, ce qui est obtenu sur les signaux de test, alors fidèlement réstitués, mais non en exploitation, où sont observées des dégradations statistiques de la qualité des images. Une autre solution connue, beaucoup plus générale applicable au SECAM et à d'autres opérations de traitement consiste dans un filtrage des signaux. Compte tenu que la partie du spectre de luminance dont les fréquences sont plus élevées que celles de la chrominance s'avère quasiment inefficace pour la défintion de l'image avec les moyens de restitution connus, un simple filtre passe bas suffit. Mais la frontière inférieure du spectre ae la chrominance étant relativement basse , environ 3,2 MEIz par exemple pour les procédés PAL et SECAM 625 lignes, ce filtre doit présenter une frontière très raide, ce qui est difficilement compatible avec une faible distorsion de phase dans la bande passante. Les dispositifs de filtrage connus réalisent un compromis de qualité insuffisante. L'objet de 11 invention est de pallier ces inconvénients. Selon l'invention, un dispositif de filtrage de signaux analogiques, comportant une ligne à retard d'im- pedance caractéristique Z ayant une entrée E, une sortie principale S , et 2n sorties intermédiaires (n entier o positif) S1 à S2n échelonnées de cette sortie S vers 11 entrée E, est caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif de calcul ayant au moins n + 2 entrées E0,E1,E2...En+1, d'impédance interne infinie, respectivement connectées àla sortie S , aux sorties S1,S3,S5...S2n-1 et à l'entrée E, et une sortie couplée à la sortie du dispositif de filtrage, et en ce qu'il comporte également un circuit séparateur ayant une sortie d'impédance interne égale à Z couplée à l'entrée du filtre et une entrée constituant l'entrée du dispositif de filtrage, la position des sorties S à S2n-1 étant telle que, si la phase du signal à la sortie S0 est prise pour origine, celle #m d'une sortie intermédiaire quelconque 5m (m choisi parmi 1 à 2n) est donée par #i=m# et celle #E de l'entrée E par çE = (2n+1)# , # étant le déphasage introduit par le filtre entre ses sorties S0 et L'invention a également pour objet un circuit de traitement de signaux de télévision couleur comportant un tel dispositif de filtrage L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins s'y rapportant sur lesquels - la figure i est un schéma de principe du dispositif de filtrage selon <RTI ID=3.9> l'invention - la figure 2 est un schéma d'un circuit de traitement de signaux de télévision couleur réalisant la séparation de la luminance et de la chrominance et comportant un dispositif de filtrage selon l'invention. Sur la figure t, une borne d'entrée 1 destinée à recevoir des signaux analogiques à filtrer est connectée à travers un générateur 2, à l'entrée E d'une ligne à retard 3, d'impédance caractéristique Z, ayant une sortie principale S , et 2n sorties intermédiaires o dont sont seules représentées les trois premières, S2' S3 et la dernière S2n. Un dispositif de calcul 4 comporte 2n + 2 entrées respectivement connectées à l'entrée E, aux sortie S0 et S1 à S2n, et une sortie 5 constituant la sortie du dispositif de filtrage. Les 2n + 2 entrées du dispositif 5 ont une impédance très élevée vis-a-vis de l'impédance Z de la ligne, de sorte qu'elles n'interviennent pas sur le fonctionnement de cette dernière. C'est-à-dire que, si la dissipation de la ligne est négligeable, tout signal appliqué à l'entrée E de la ligne y retournera avec la même amplitude Le séparateur 2 présente une impédance interne apériodique -égale à Z à entrée E, quelle que soit l'impédance interne de la source générant les signaux appliqués à la borne 1, de sorte que les signaux réfléchis retournant en E sont dissipés dans l'impédance interne du séparateur et qu'il n'est accompli qu'un aller et retour sur la ligne. Si ç représente la différence de phase d'un signal entre la première sortie intermédiaire S1 et la sortie S , où la phase est prise comme référence, toutes les o autres sorties intermédiaires sont connectées sur la ligne de manière que cette meme différence de phase p existe entre deux sorties consécutives ou entre la dernière sortie intermédiaire 52n et l'entrée E. Il en résulte qu'à une sortie intermédiaire quelconque Sm r (m choisi quelconque entre 1 et 2n), un signal d'amplitude U dont la phase en S0 est prise pour origine sera en S un signal U résultant des signaux aller et retour, et donné par U=U(ejm#+ejm#)=2U cos m# De même à l'entrée E on aura UE = 2U cos (2n + 1) # Le dispositif de calcul 4 comporte 2n + 2 circuits multiplicateurs à savoir un circuit de coefficient K appliqué au signal U0 délivré par la sortie S0 , 2n circuits de coefficient K c'est-à-dire RI , R2 .. R2n respevtivement appliqués aux signaux U1,U2...U2n des sortie correspondantes S1,S2...S2n et un circuit de coefficient K2n+1 appliqué au signal U2n+1 présent à l'entrée de E. Enfin il comporte un sommateur de l'ensemble des signaux de sortie des circuits multiplicateurs. Si les coefficients K0,Km et K2n+1 ont les valeurs suivantes K0=k, Km=#######, K2n+1=############# avec 0 < k < 1, le sommateur du dispositif 4 délivrera un signal résul tant R tel que UR = Uk + 2U sinkn cos # + 2U ####### cos 2(p ... ...+2U sin(2n+1)k# cos (2n+1) # (2n+1) # EMI5.1 <tb> soit <SEP> UR=U#k+2/# <SEP> <SEP> (sin <SEP> k# <SEP> <SEP> cos <SEP> # <SEP> +####### <SEP> <SEP> cos <SEP> 2# <SEP> <SEP> ... <tb> <SEP> ...+ <SEP> ############ <SEP> cos <SEP> (2n+1) <SEP> #)# <SEP> <SEP> (1) <tb> Si n##, cette équation exprime la décomposition en série de Fourier d'un signal périodique constitué d'impulsions rectangulaires d'amplitude U et de largeur 2k# . C'est-à-dire que UR = U sera obtenu en sortie du dispositif de filtrage pour tout signal sinusoïdal d'amplitude U et de fréquence F inférieure à celle correspondant à une différence de phase ç = k# , et UR = 0 sera obtenu pour les signaux de fréquence correspondant à k# < # < (2-k)# , UR étant de nouveau égal à U si (2-k)# < # < (2+k)# et ainsi de suite. Ainsi un filtre passe bas de frontière F sera réalisé si la fréquence maximale à éliminer introduit un déphasage g inférieur à (2-k)# . Mais il peut être transformé en filtre passe haut en remplaçant K par un coefficient de polarité inverse o K' = -k , lequel passe haut devenant un passe bande si o la fréquence des signaux appliqués au dispositif est telle que la valeur de # dépasse (2+k)# tout en étant inférieure à (4-k)# . La figure suivante montre un exemple dlapplication en filtre passe bas dans le cas particulier où k=1/2, ce qui permet impaires S1,S3,S5,S7 et S9 de la série de Fourier et les sorties intermédiaires correspondantes de la ligne à retard 3. Sur la figure 2, où les memes repères désignent les memes organes que sur la figure 1, la ligne à retard 3 est représentée sous forme d'un filtre passe bas à 22 cellules identiques en X comportant chacune une self inductance L en série et deux condensateurs C en dérivation. Les sorties intermédiaires S sont éche m lonnées toutes les deux cellules, mais seules les sorties intermédiaires impaires S1, S3, S5, S7 et S9 sont utilisées et représentées, elles se trouvent donc espacées par 4 cellules, ét sont respectivement connectées aux entrées E1 à E5 du dispositif 4, les entrées E0 et E6 étant respectivement relisées à la sortie S0 et à l'entrée E de la ligne 3. Le dispositif 4 comporte : un premier sommateur 41 ayant quatre entrées reliées respectivement aux entrées E0, E1, E3 et E5 du dispositif à travers les atténuateurs correspondants A0, A1, A3 et A5, un deuxième sommateur 42 ayant trois entrées respective ment connectées aux entrées E2 t E4 et E à travers les 6 atténuateurs correspondants A2 , A4 et A , et un amplificateur opérationnel 43 dont les entrées (+) et (-) sont respectivement connectées aux sorties des sommateurs 41 et 42, et dont la sortie 5 est couplée à la sortie 25 du circuit de traitement à travers le contact a d'un inverseur 26, un filtre complémentaire 27 et un circuit correcteur de phase et d'amplitude 28 montés en série. Le contact b de l'inverseur 26, relie l'entrée du filtre 27 à travers un séparateur 24 la sortie So qui est chargée sur une impédance Z à travers le contact b d'un inverseur 23 et ouverte à travers le contact a . Le séparateur 24 présente une impédance d'entrée très élevée afin de ne pas perturber la réflexion totale des signaux parvenant à la sortie So du filtre 3. Le fonctionnement sera d'abord décrit en supposant fermés les circuits a des inverseurs 23 et 26. Puisque k = 2 Z l'équation (1), limitée aux ter mes présents aux entrées E et E1 à E6 du dispositif 4, o s'écrit alors UR=U/2+2/# (cos#-1/3cos3#+1/5...-##cos11#) (2) et les coefficients de pondération deviennent respectivement K0=1/2, K1=1/#, K2=- ##, K3= ##...K6=- ### qui représentent les coefficients d'atténtion à donner en valeur absolue, aux atténuateurs correspondants, A0 et A1 à A6 , la valeur algébrique étant donnée par leur répartition devant les 2 entrées de l'amplificateur 43. Pour #=#/2 où l'éuation (2) se résume à UR=U/2 quel que soit le nombre de termes considérés, le dispositif de filtrage présente donc une perte d'insertion de 6dB. A cette valeur de phase particulière il est associé une fréquence de coupure F = 3,4 MHz du dispositif de filtrage,dans l'exemple particulier décrit, destiné à effectuer la séparation de la luminance et de la chrominance d'un signal de télévision couleur. Ce déphasage de 2 étant donné par deux cellules en 2 série, chacune d'elles présente un déphasage de 4 à la fréquence F d'où la fréquence de coupure du filtre seul Fc donnée par #/4=2 arc sin ## d'où Fc=8,88 MHz ce qui permet de déterminer entièrement les éléments de base du filtre, L et C en fonction de Z. A un déphasage de #/8 correspond une fréquence FM donnée par 2 arc sin F = 8 c soit F M = 1,733 MHz . Ainsi, il a été vu que le dispositif présente une bonne linéarité de phase en fonction de la fréquence puisqu'à un déphasage moitié correspond une fréquence qui n est qu'a 2 % environ de la fréquence centrale de la bande passante (1,7 MHz). Il est à noter que cette distorsion de phase n'a d'autre inconvénient que de nécessiter l'emploi comme il vient d'en être fait, d'une relation non linéaire entre ç et F pour faire coïncider la fréquence de coupure souhaitée avec un déphasage égal à 2t de chaque cellule élémentaire Le nombre limité de cellules du filtre 3, résulte d'un compromis entre une apsroximation de la formule the- orique (1) d'autant meilleure que ce nombre est grand,et les effets de la dissipation parasite dans le filtre, qui augmentent avec ce nombre.Ainsi, il existe des ondulations dans les bandes passante et atténuée du dispostif ainsi qu'une pente de la caractéristique -au voisinage de la fréquence de coupure. Ces effets, connus sous le nom de phénomènes de Gibbs, ou effet de troncature, sont atténués en donnant, expérimentalement, aux derniers atténuateurs, A4 Åa A6 des valeurs d'atténuation un peu plus élevées que celles qui résulteraient des termes correspondants de la série de Fourier. De plus le filtrage est complété par le filtre complémentaire 27 à trappes de réjection de chrominance, suivi du correcteur de phase et d'amplitude 28 qui font partie tous deux des dispositifs classiques de séparation luminance/chrominance dans les applications courantes, où ils resteront seuls utilisés en positionnant les inverseurs 23 et 26 sur leur circuit b , le filtre 3 étant alors normalement adapté et n'étant plus qu'un filtre passe bas des composantes parasites hors bande qui peuvent eAtre mélangées au signal utile.

Claims: REVENDICATIONS 1. Dispositif de filtrage de signaux analogiques, comportant une ligne à retard (3) d'impédance caractéristique Z ayant une entrée E, une sortie principale SO, et 2n sorties intermédiaires (n entier positif) S1 à 52n échelonnées de cette sortie S vers entrée E, carac o térisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif de calcul (4) ayant au moins n+2 entrées E0 , E1 E2.. En+1 d'impédance interne infinie respectivement connectées à la sortie S0 r aux sorties S1, S3 S5...S2n-1 -1 et à l'entrée E, et une sortie couplée à la sortie du dispositif de filtrage, et en ce qu'il comporte également un circuit séparateur (24) ayant une sortie d'impédance interne égale à Z couplée à l'entrée du filtre et une entrée constituant l'entrée du dispositif de filtrage, la position des sorties S1 à S2n-1 étant telle que, si la phase du signal à la sortie S0 est prise pour origine, celle m d'une sortie intermédiaire quelconque S (m choisi parmi 1 à 2n) est donnée m par #i=m# et celle #E de l'entrée E par #E= ç étant le déphasage introduit par le filtre entre ses sorties S et S o 1 2. Dispositif de filtrage selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif de calcul comporte un sommateur (41, 42, 43) algébrique du signal appliqué sur une de ses entrées E0 avec un coefficient de pondération K = +1/2, avec les signaux appliques o - sur ses n+1 autres entrées E1 , E2 t E3 ...E En+î respectivement affectés de n+1 coefficients de pondération égaux à ####### où j varie respectivement de 1 à n+1. 3. Dispositif de filtrage selon la revendication 2, caractérisé en ce que K = -1, le dispositif étant o un filtre passe bande pour toutes les fréquences telles que m < 2 4. Dispositif de filtrage selon la revendication 2, caractérisé en ce que k2 = 1/2, le dispositif étant un filtre passe bas pour toutes les fréquences pour lesquelles ç est compris entre O et 5. Dispositif de filtrage selon la revendication 4, caractérisé en ce que la ligne à retard (3) est un filtre passe bas à K constant comportant 2n+1 cellules en X identiques, à savoir deux entre les sorties S et S et quatre entre deux sorties intermédiaires impaires consécutives ainsi qu'entre 11 entrée E et la sortie intermédiaire adjacente. 6. Circuit de traitement de signaux de télévision en couleur destiné à séparer les signaux de luminance des signaux de chrominance, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de filtrage selon l'une des revendications 4 et 5.

Inventors: PHAM VAN CANG, LUC
Applicants: THOMSON-CSF
Application year: 1980
Main classification: H03H15
IPC codes: H03H15, H04N9