VOLTAGE REGULATOR DEVICE, IN PARTICULAR FOR PORTABLE TELEVISION RECEIVER

Abstract: 1. DC voltage regulator device of the type comprising a regulating member (100) comprising a first transistor (11) mounted in common collector and series-connected between a first input terminal (1) and a first output terminal (3) of the same polarity and the impedance of which is controlled by means of a comparator amplifier including a third transistor (13) the emitter of which is connected through a resistor (14) to the second terminals (2, 4) of the member (100) and biassed by a zener diode (15) connecting it to the first output terminal (3), at a constant reference voltage, and the base of which receives a fraction of the output voltage (V34 ) of the device (10), to supply a collector current (IC13 ) dependent on the difference of the reference voltage and the said fraction, and which feeds the input of this regulating member (100) so that the voltage drop (VCE11 ) between the first terminals (1, 3) will vary in a manner to compensate for the input voltage (V12 ) variations, the regulating member (100) further comprising a second transistor (12) of a type complementary to the first (11), the emitter of which is connected to the collector thereof and the collector thereof being connected to the base of the first (11), and its base being connected to the collector of the third transistor (13), a first resistor (101) connecting the collector with the base of the first transistor (11) and allowing the conductive state thereof to be assured at the beginning of operation and to limit its maximum emitter current in case of short circuit, characterized by the fact that a second resistor (102) connects the collector of the first transistor (11) to the emitter of the second (12) to limit the collector current (IC12 ) thereof which feeds the base (IB11 ) of the first transistor (11), so that the power dissipation of the first transistor (11) equal to the product of its overload collector-emitter-voltage and its collector current limited by its base current, will not exceed a predetermined value.

Description: DISPOSITIF REGULATEUR DE TENSION, NOTAMMENT POUR RECEPTEUR DE TELEVISION PORTABLE La présente invention concerne un dispositif régulateur de tension avec protection contre des surcharges et court-circuits pour récepteur de télévision portable, notamment du type alimenté par une basse tension continue provenant soit d'une batterie d'accumulateurs ou de piles, soit d'un montage redresseur précédé d'un transformateur et suivi d'un filtre pour éliminer le ronflement. Les récepteurs de télévision qui peuvent être alimentés en énergie électrique par des batteries fournissant des basses tensions continues, posent le problème de la protection contre les court-circuits et les surcharges et de l'obtention d'une tension de déchet minimal entre le collecteur et l'émetteur du transistor de régulation série (ballast). Le régulateur de tension série du type dans lequel un transistor ou l'étage de sortie d'un montage comprenant plusieurs transistors directement couplés en cascade, du genre d'un circuit dit de "Darlington" multiple ou d'une paire de transistors complémentaires, est inséré en série dans la ligne d'alimentation continue entre la source primaire (batterie ou redresseur filtré) et la charge, en formant un montage du type à collecteur commun dont l'électrode commande (base) est alimente par une tension de commande provenant d'une boucle de régulation munie d'un comparateur de tension qui compare une fraction de la tension de sortie aux bornes de la charge à une tension de référence stabilisée (recueillie aux bornes d'une diode Zener). Des circuits de ce type sont bien connus et décrits, par exemple, dans l'ouvrage de MILLMAN et HALKIAS intitulé "ELECTROM C DEVICES AND CIRCUITS", publié par Mc GRAW-HILL Book CO. en 1967 ou dans l'ouvrage de PASCOE intitulé "FUNDAMENTALS OF SOLID-STATE ELECTRONICS", publié par JOHN WILEY & SONS en 1976. Un tel circuit doit comprendre un dispositif de protection du transistor de régulation série contre des surcharges et dès court-circuits du côté de la charge, qui provoqueraient des courants et des tensions collecteur-émetteur tels que sa dissipation dépasserait les limites permises définies par l'aire de sécurité (appelée "safe operating area" ou "SOAR" dans la littérature anglo-américaine) en entraînant sa destruction. Dans la technique antérieure, telle que mentionnée dans les ouvrages précités, on a utilisé un fusible en série dans la ligne d'alimentation du circuit qui disjonctait (par fusion), lorsque le courant dépassait la valeur calibrée et dont la rapidité pouvait s'avérer insuffisante. On y a également décrit un circuit de limitation de courant dans lequel une résistance série R5 est insérée entre l'émetteur du transistor de régulation et la charge, et la base de ce transistor est réunie a' la jonction de cette résistance avec la charge par deux ou plus sieurs diodes en série orientées dans le même sens que sa jonction base-émetteur. Lorsque la somme de la tension base-emetteur VBE et de la chute de tension RS1L provoquée aux bornes de la résistance R5 par le courant dans la charge IL, c'est-à-dire (v BE + RS.IL), est suffisant pour polariser les diodes positivement, celles-ci se mettent à conduire de façon a' réduire le courant de base 1B du transistor et, par conséquent, également son courant émetteur 1E alimentant la charge. Toutefois, cette résistance série ajoute une chute de tension supplémentaire à la tension de déchet entre le collecteur de l'émetteur à puissance nominale, qui est déjà trop importante pour des appareils alimentés par batterie. Un régulateur de tension correspondant sensiblement, au préambule de la revendication 1 est déjà connu de l'article de SCIDMORE intitulé "JUNCTION DIODE REGULATES LOW-VOLTAGE SUPPLY", aux pages 55 et 56 dans la revue américaine "ELECTRONICS", NO. 27 du volume 37, daté du 19 octobre 1964, dans lequel un premier transistor de ballast du type NPN est connecté en collecteur commun entre l'entrée et la sortie positives du régulateur, dont le collecteur est réuni à sa base, d'une part, par une première résistance et, d'autre part, par le trajet émetteurcollecteur d'un second transistor du type NPN en série avec une diode. La base du second transistor est reliée, d'une part, par une seconde résistance à l'entrée positive du régulateur et, d'autre part, au collecteur d'un troisième transistor comparateur monté en base commune, dont la base est reliée à la jonction d'une troisième résistance et d'un montage stabilisateur de tension composé de deux diodes en série dont les bornes libres sont respectivement connectées aux bornes de sortie du régulateur et dont l'émetteur est relié au point milieu d'un diviseur de tension résistif branché entre ces mêmes bornes de sortie. Le circuit de régulation série, objet de la présente invention, permet de fournir une protection contre les surcharges et court-circuits au transistor de régulation, une limitation de son fonctionnement à l'aire de sécurité (SOAR), l'augmentation et le maintien constant du gain du circuit avec boucle de régulation ouverte et de réduire sa tension de déchet collecteur-émetteur VCE Suivant l'invention, un dispositif régulateur de tension continue du type comprenant un élément de régulation qui comporte un premier transistor monté en collecteur commun, inséré en série entre une borne d'entrée et une borne de sortie de même polarité et dont l'impédance est commandée à l'aide d'un amplificateur-comparateur comportant un troisième transistor dont l'émetteur est polarisé à l'aide d'une diode Zener à une tension de référence constante et dont la base reçoit une fraction de la tension de sortie du dispositif, afin de fournir un courant collecteur qui est fonction de la différence entre la tension de référence et cette fraction et qui alimente l'entrée de cet élément de régulation de sorte que la chute de tension entre ces bornes varie de manière à compenser les variations de la tension d'entrée, l'élément de régulation comportant, en outre, un second transistor de type complémentaire au premier, dont l'émetteur est relié au collecteur de celui-ci, dont le collecteur est relié à la base du premier et dont la base est reliée au collecteur du troisième transistor, et une première résistance réunissant le collecteur et la base du premier transistor et permettant d'assurer sa conduction au démarrage et de limiter son courant émetteur maximal en cas de court-circuit, est remarquable notamment par le fait qu'il comporte, en outre, une seconde résistance réunissant le collecteur du premier transistor à l'émetteur du second et permettant de limiter le courant collecteur de celui-ci qui constitue le courant de base du premier transistor, afin que la puissance dissipée par le premier transistor, égale au produit de sa tension collecteur-émetteur de surcharge et de son courant collecteur limité à l'aide de son courant de base, ne dépasse pas une valeur prédéterminée, l'émetteur du troisième transistor étant réuni à celui du premier par l'intermédiaire de la diode Zener et à l'autre borne de sortie du dispositif à travers une résistance. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caractéristiques et avantages apparaîtront de la description ci-après et des dessins annexés s'y rapportant, donnés à titre d'exemple, sur lesquels - la figure 1 montre un schéma de principe d'un circuit de régulation de tension de la technique antérieure, utilisable avec une batterie d'accumulateurs, par exemple - la figure 2 est un schéma de principe partiel montrant une première modification du circuit de la figure 1 ; et - la figure 3 est un schéma de principe du mode de réalisation préféré du circuit de régulation de tension suivant l'invention, utilisé dans un récepteur de télévision portable pouvant être alimente' par batterie ou redresseur. Sur toutes les figures, les mêmes éléments ont été désignés par le meme nombre de repère. Sur la figure 1 on a représenté le schéma de principe d'un dispositif régulateur de tension 10 de l'art antérieur (classique) du type utilisant la régulation série à l'aide d'une paire de transistors complémentaires. Ce circuit de régulation 10 comporte une première borne d'entrée 1 devant etre reliée au pôle positif d'une source de tension continue non stabilisée dont le pole négatif est relié à une seconde borne d'entrée 2 de ce circuit. Cette source de tension peut être constituée soit par une batterie 5 d'accumulateurs ou de piles, rechargeables ou non, soit par un montage redresseur 6 alimenté par un transformateur abaisseur de tension 7 dont l'enroulement secondaire alimente une diode 8 connectée en série avec un condensateur de filtrage 9 dont les armatures constituent les pôles de la source. Le redresseur mono-alternance illustré peut évidemment etré remplacé par un redresseur à deux alternances à deux diodes ou à quatre diodes en pont et le filtre peut comprendre également un ou plusieurs inducteurs et des condensateurs supplémentaires pour obtenir une meilleure atténuation du ronflement. La commutation des deux sources 5 et 6 est effectuée à l'aide d'un inverseur 21 dont le contact mobile est relié à la borne 1. Le circuit de régulation 10 comporte également deux bornes de sortie 3 et 4 fournissant une tension continue stabilisée V34, la première borne de sortie 3 étant réunie à la première borne d'entrée 1 par l'intermédiaire d'un élément de régulation 100 à semiconducteurs qui comporte ici un montage de deux transistors complémentaires à couplage direct, généralement appelé "paire complémentaire" (une paire de transistors de même type à couplage direct émetteurbase étant appelée .circuit de "Darlington"). Le premier transistor 11 est du type NPN et le second transistor 12 est du type PNP ; ils sont tous les deux des transistors de puissance. Le collecteur du premier transistor Il et l'émetteur du second transistor 12 sont reliés ensemble à la première borne d'entrée 1 du circuit de régulation 10. Le collecteur du second transistor 12 est relié à la base du premier transistor 11 dont l'émetteur6est relié à la première borne de sortie 3. On dispose donc d'un amplificateur de puissance à deux étages en cascade dont celui comprenant le transistor PNP 12 monté en émetteur commun commande celui comprenant le transistor NPN Il monté en collecteur commun, qui fonctionnent ensemble comme un transistor NPN unique, monté en collecteur commun et dont le rapport de transfert direct de courant entre la base et le collecteur relie a l'émetteur hFE ou le gain de courant direct P serait égal au produit de ceux de ces deux transistors. La base du second transistor 12 est reliée au collecteur d'un troisième transistor 13 du type NPN qui constitue un étage comparateur de tension, dont l'émetteur est relié au point commun d'un montage série d'une diode Zener 15 et d'une résistance 14, connecté entre les bornes de sortie 3 et 4 du circuit 10 et dont la base est alimentée par une fraction réglable de la tension de sortie V34 recueillie sur le curseur d'un potentiomètre 17 formant avec deux résistances 16 et 18, respectivement reliées à ses bornes un montage série connecté entre les bornes de sortie 3 et 4. Dans le circuit 10 de la figure 1, la diode Zener 15 est connecté entre la première borne de sortie 3 et l'émetteur du troisième transistor 13, et la résistance 14 entre celui-ci et la seconde borne de sortie 4 afin de polariser l'émetteur à une tension VE fixe par rapport à la première borne (v E = V3 - où Vz est la tension Z Zener de la diode 15). Dans les circuits de régulation à transistors classiques, notamment ceux des ouvrages précités, la diode Zener 15 est généralement connectée entre l'émetteur du transistor 13 et les secondes bornes d'entrée 2 et de sortie 4 et on peut alors, éventuellement, soit omettre la résistance 14, soit la brancher entre cet émetteur et la première borne d'entrée 1. Sans cette résistance 14, la diode Zener 15 reste bloquée jusqu'a ce que la tension à ses bornes dépasse sa tension Zener Vz, le transistor comparateur 13 restant bloqué jusqu'alors. Si la résistance 14 réunit l'émetteur aux secondes bornes 2 et 4, le transistor 13 conduira dès que sa tension base-émetteur a dépassée 0,7 volts en amenant le second transistor 12 à la conduction. Dès l'amorçage de la diode Zener 15, le potentiel de l'émetteur VE est fixe par rapport à l'une des bornes de sortie 3 ou 4, tandis que celui de la base VB varie proportionnellement à la variation de la tension de sortie V34. On obtient alors une tension base-émetteur VBE13 du troisième transistor 13 égale à la différence entre ces potentiels, c'est-à-dire à VBl3 - Vol3, de façon à engendrer dans ce transistor un courant collecteur IC13 proportionnel à cette différence. Le courant collecteur IC13 constitue le courant de base IB12 du second transistor 12 dont le courant collecteur IC12 constitue à son tour le courant de base IB11 du premier l1 qui forme alors une impédance variable insérée entre les premières bornes d'entrée 1 et de sortie 3 agissant de façon à compenser, par la chute de tension à ces bornes, les variations de la tension d'entrée V12 alimentant le circuit 10. Une résistance 19 pouvant dissiper une puissance élevée (de l'ordre de 10 watts) est connectée ici entre le collecteur et l'émetteur du premier transistor ll, c'est--dire entre les premières bornes d'entrée 1 et de sortie 3, en série avec un fusible de protection (thermique) à fusion rapide 20. Cette résistance sert à réduire la dissipation du premier transistor 11 en conduisant en dérivation une partie du courant continu alimentant la charge 22 et également au démarrage du circuit de régulation. Cette résistance 19 a toutefois un effet négatif sur la régulation (limitation de la gamme de variations admissible de la tension d'entrée) et transmet direc tement la tension de ronflement (ondulation résiduelle du redresseur) à la charge 22 qui nécessite alors un condensateur de filtrage de capacité élevée, pouvant être volumineux et pesant. Le circuit de la figure l présente encore d'autres inconvénients, tels que : l'impossibilité de saturer le premier transistor 11 de sorte que la valeur minimale de la tension de déchet entre son émetteur et son collecteur, VCElî min VCEl2 sat + VBEll' ne peut jamais etre inférieure à l volt ; la réduction du gain de la boucle de régulation pour des tensions de régulation (VcEl) inférieures à 2 volts, du fait que le second transistor 12 s'approche alors de la saturation ; et l'absence de protection efficace contre les court-circuits et surcharges. Sur la figure 2, on a représenté une modification de l'élément de régulation 100 du circuit de la figure 1 permettant d'éliminer la résistance de demarrage 19 et d'assurer en outre une protection efficace contre les court-circuits et surcharges. Le remplacement de la résistance de démarrage 19 est obtenu à l'aide d'une résistance 101 polarisant positivement la base du transistor l1 au démarrage du circuit 10. Lors de la mise sous tension du circuit 10, un courant de base de démarrage IBllD s'établit à travers la résistance de base 101 qui est égale à (VCEll VBEll)/Rlol' oU VCEll est initialement égale à la tension d'entrée V12 fournie par la source 5 ou 6 et VBEll est initialement nulle. Si l'on met V12 = 16 V et l'on choisit R101 = 4,7 on obtient un courant de base de démarrage IBllD de 3,4 mA. Ce courant de base IBllD provoque un courant émetteur IEllD dans le premier transistor 11 qui pour un gain de courant tll = 40 typique donne un courant de démarrage IEllD = 130 mA environ. En l'absence de court-circuit dans le circuit émetteur du premier transistor 11 le courant 1EllD chargera les condensateurs de filtrage et de découplage du circuit de charge 22 (non représentés sur la figure 1) à une tension légèrement supérieure à 2 volts environ. Dès que le transistor comparateur 13 (figure 1), dont l'émetteur réuni par la résistance 14 aux secondes bornes 2 et 4 du circuit 10, est à un potentiel nul avant l'amorçage de la diode Zener 15 par une tension de sortie dépassant sa tension Zener Vzr reçoit une tension base-émetteur VBE supérieure à 0,7 volt environ, il commencera à conduire un courant collecteur ICl3 en fournissant un courant de base IB12 = IC13 au second transistor 12. Par conséquent, le second transistor 12 fournit un courant collecteur 1Cl2 qui s'ajoutera au courant de base de démarrage IB11D = I101 parcourant la résistance de base 101. Ceci aura pour effet d'augmenter le courant de 1B11 = ICl2.+ Ilol du premier transistor 1l et, par conséquent, également le courant émetteur IE11 de celui-ci de façon à augmenter la tension de sortie V34 du circuit 10 (figure 1) jusqu'à l'amorçage susmentionné de la diode Zener 15 qui signifie l'établissement de la régulation. Une résistance 102 insérée dans le circuit émetteur du second transistor 12, c'est-àdire entre la première borne d'entrée 1 et l'émetteur de celui-ci, a pour effet de limiter les courants émetteur IE12 et collecteur IC12 du second transistor 11 en assurant, d'une part, un démarrage graduel de l'alimentation régulée et, d'autre part, une protection en cas de surcharge (absence de court-circuit franc) du premier transistor ll en limitant son courant de base IBll et, de ce fait, son courant émetteur 1Ell Pour illustrer un cas de surcharge du circuit régulateur 10, considérons que le: :transistor interrupteur du balayage horizontal (voir figure 3, élément 37) dans un récepteur de télévision 22 formant la charge, reste conducteur après l'établissement de la tension d'alimentation V34 donc avec le transistor comparateur 13 déjà en fonctionnement. La tension V34 se réduira alors à 2 V environ, constituée par la somme de la tension de saturation collecteur-émetteur du transi sa tor 37 (VCE37 sat) et de la tension directe anodecathode (VF32) de la diode élévatrice de tension 31 ou de récupération série (appelée "booster" dans la littérature anglo-américaine). Le courant maximal dans la base IBllM avec le second transistor saturé peut alors etre calculé de la façon suivante : 1BllM = I101 + IC12 = (VCEllS)-VBEll)/R101+(VCEllS-VBEll-VCE12 sat)/R102, ce qui donne pour VCEllS - V12 - V34 = 14 V, VBEll - 0,7 V, R101 = 4,7 k#, R102 = 1 k 52 VCE12 sat = 0,1 V, un courant IBllM de 16 milliampères, d'où l'on calcule le courant émetteur de surcharge IEllS = IBllB.hFEll = 16.40 = 640 mA. Cet exemple représente le cas le plus défavorable de la surcharge du premier transistor Il de régulation série. La puissance dissipée dans ce cas sera alors PMS = VCEllS (IEllS - IBll) = 14 V.0,6 A = 8,4 W. Ces considérations valent également au démarrage du circuit régulateur 10, car pour un court-circuit non franc à travers des éléments semiconducteurs, le transistor comparateur 13 se met à conduire pour une tension de sortie V34 de l'ordre de 2 V. Lorsqu'il y a un court-circuit franc entre les bornes 3 et 4 (V34 = O) le processus décrit ci-dessus ne peut pas avoir lieu du fait que la tension base-émetteur VEBl3 du transistor comparateur 13 reste nulle en le maintenant bloqué. Le premier transistor ll continue alors à conduire un courant dit de court-circuit 1EllK qui est égal au courant émetteur de démarrage 1EllD de 130 hilliampères. Sa dissipation en cas de court-circuit sera alors égale CEllK.IEllK = Vl2.IEllD = 16 V.0,13 A = 2 watts environ, qui est nettement inférieure à la dissipation en cas de surcharge PMS. En choisissant pour le premier transistor 11, un transistor de puissance NPN ayant une tension collecteur-émetteur maximale VCEO max supérieure Åa la tension d'entrée maximale Vl2 max' un courant collecteur maximal IC max égal au courant maximal consommé par la charge 22 et une dissipation totale admissible Ptot supérieure ou égale au produit de ce courant maximal avec la différence entre la tension maximale d'entrée et la tension de sortie nominale, on est sur de fonctionner, avec un circuit de régulation de ce genre (élément 100 de la figure 2), a l'intérieur de l'aire de sécurité de celui-ci, même en cas de surcharge ou de court-circuit. Sur la figure 3, on a illustré schématiquement le mode de réalisation préféré d'un dispositif régulateur ae tension 10 alimentant un récepteur de télévision transistorisé qui constitue la charge 22 de celui-ci. Un récepteur de télévision de ce genre comporte généralement un circuit de balayage-ligne dont l'étage de sortie 30 comporte un interrupteur bidirectionnel commandé, formé par un transistor de commutation 38 et une diode de récupération parallèle 37, connectés en parallèle et orientés de façon à conduire en des directions opposées. Cet étage de sortie 30 comporte, en outre, connectés en parallèle avec l'interrupteur 37, 38, un montage en série composé des bobines de déviation 34 et d'un condensateur 35, dit "d'aller" ou "d'effet S", qui alimente les bobines de déviation 34 pendant les périodes de l'aller du balayage et un condensateur de retour 36 formant avec les bobines 34 un circuit résonnant parallèle pendant les périodes de retour du balayage où l'interrupteur est ouvert et l'on y observe des impulsions de tension demi-sinusoldales d'amplitude élevée, qui peuvent être utilisées pour engendrer la très haute tension devant alimenter le tube à rayons cathodiques (non représenté) et éventuellement d'autres tensions, après leur redresserment A cette fin, le point commun du collecteur du transistor 38 et de la cathode de la diode 37 est reliée à l'une des bornes de l'enroulement primaire 320 d'un transformateur 32, dit de ligne, qui comprend un enroulement secondaire 322 de très-haute tension alimentant un redresseur très-haute tension 28 (non représenté) et également d'autres enroulements secondaires dont l'un 321 est utilisé ici de manière indiquée plus loin. L'autre borne de l'enroulement primaire 320 est relié, par l'intermédiaire d'un condensateur 33, dit "réservoir" ou "d'alimentation", à la première borne de sortie 3 du circuit régulation 10 qui est, d'autre part, reliée à une dérivation ou prise intermédiaire de cet enroulement primaire 320 à travers une diode élévatrice (ou récupération série) 31 qui permet d'augmenter la tension d'alimentation de l'étage de sortie 30 en chargeant le condensateur réservoir 33 pendant le retour du balayage. L'enroulement secondaire 321, dont l'une des bornes est reliée à la seconde borne de sortie 4 du régulateur 10, alimente par son autre borne un montage redresseur comportant une diode 25 de redressement qui redresse les impulsions de retour transformées et un condensateur de filtrage 26 branché entre la cathode de la diode 25 et la seconde borne de sortie 4 et chargé par cette diode 25. Le nombre de spires de cet enroulement secondaire 321 et leur sens d'enroulement par rapport à celui de l'enroulement primaire 320 est choisie de façon à faire apparaître aux bornes du condensateur 26 une tension continue d'alimentation V26 auxiliaire, supérieure à la tension d'entrée V12 du régulateur 10. L'enroulement secondaire 321, la diode 25 et le condensateur 26 forment donc ensemble une source de tension d'alimentation auxiliaire. Dans le cas présent, on a choisie une tension auxiliaire V26 de 26 volts, lorsque le régulateur fournit sa tension nominale V34 de 10,8 volts et lorsque l'oscillateur du circuit de balayage-ligne (non-représenté) est asservi à la fréquence FH des impulsions de synchronisationligne transmises dans le signal video-complexe, D'où il ressort que la tension auxiliaire V26 est égale à 2,4 fois la tension nominale régulée V34. L'oscillateur de ligne et le circuit d'attaque (non représentés) de l'étage de sortie 30 sont également alimentés par le circuit de régulation 10. Si il n'y a pas de surcharge ni de court-circuit entre les bornes de sortie 3 et 4 du circuit régulateur de tension 10, le circuit de balayage-ligne du récep- teur se met en route et l'oscillateur de ligne commande l'étage d'attaque qui à son tour commande l'étage de sortie 30 dès que la tension de sortie V34 du circuit 10 atteint la valeur de 6 volts environ avec un courant émetteur IE11 du premier transistor Il de l'ordre de 300 milliampères. Les impulsions de retour transformées et redressées fournissent alors une tension d'alimentation auxiliaire V26 de 14,4 volts qui est appliquée à une entrée d'alimentation auxiliaire 27 du circuit de régulation lO. Cette entrée auxiliaire 27 est réunie à l'émetteur du second transistor PNP 12 par l'intermédiaire d'une autre résistance émetteur 103 (de quelques centaines d'ohms). La tension d'alimentation auxiliaire V26 fournira alors, à travers l'autre résistance émetteur 103, un courant émetteur supplémentaire I103 = IEX2S du second transistor L2, qui permet a au circuit de régulation lO de travailler pleinement, car le courant emetteur IE12 = + + du second 103 102 transistor 12 n'est alors limité et commandé que par son courant de base IB12 qui est constitué par le courant collecteur ICl3 du troisième transistor 13 comparateur. La tension d'alimentation auxiliaire V26 alimentant, à travers l'autre résistance émetteur 103, l'émetteur du second transistor 13 permet, à partir de la mise en route du circuit de balayage-ligne pour une tension de sortie V34 de ltordre de 6 volts, une montée rapide de la tension de sortie V34, tout en conservant, en deçà de ce seuil, c'est-à-dire en cas de surcharge (2 V) ou de court-circuit (O V), la protection précédemment décrite du premier transistor 11. On peut voir aisément que pour un fonctionneent à la tension de sortie nominale V34 = 10,8 V avec une tension d'entrée V12 = 16 V et une tension auxiliaire V26 = 26 V, le courant 1101 alimentant la base du premier transistor 11 à partir de la première borne d'entrée 1 est négligeable par rapport à celui fourni par le collecteur du second transistor 12. Par conséquent, la composante alternative du courant de base, qui est provoquée par la tension de ronflement du redresseur filtrée sera également négligeable. La tension d'alimentation auxiliaire V26 permet, d'autre part, d'amener le premier transistor ll à la saturation de façon à réduire au minimum la tension de déchet entre son collecteur et son émetteur, car c'est elle qui fournit alors le courant émetteur IE12 du second transistor 12 dont le courant collecteur IC12 alimente la base du premier 11. L'autre résistance émetteur 103 sera donc calculée de manière à obtenir, avec 1B11 max = ICl2 = 50 mA une tension VE12 min minimale à l'émetteur du second transistor 12 de 15 volts, d où R103 = (V26 - VEl2)/IE12 donnera 220 ohms. On obtient alors une tension émetteurcollecteur minimale du second transistor 12 VEUF2 min = VEl2 min - (V34 + VBE11) de l'ordre de 4 volts indiquant que celui-ci ne saturera pas, de sorte que le gain du circuit de régulation à boucle ouverte n'est pas réduit pour des tensions d'entrée V12 faibles. On pourra alors réguler la tension de sortie V34 de 10,8 volts jusqu'à une tension d'entrée de 11,3 volts, car la tension de déchet collecteur-émetteur du premier transistor Il VCEll min sera alors de 0,3 volts environ au lieu de 2 volts avec le circuit classique (figures 1 ou 2). Le mode de réalisation préféré du circuit de régulation 10 combiné avec le circuit de balayageligne d'un récepteur de télévision qui lui fournit une tension d'alimentation auxiliaire V26 supérieure à sa tension d'entrée V12 de la manière décrite ci-dessus et illustrée sur la figure 3, permet d'assurer simultanément a) une protection contre les court-circuits, b) une protection contre les surcharges, c) le maintien du fonctionnement du transistor régulateur dans les limites de son aire de sécurité (SOAR), d) une augmentation et le maintien constant du gain à boucle de régulation ouverte, et e) l'extension de la limite inférieure de la gamme de régulation du fait de la réduction de la tension de déchet VCEll min en satura tion, permettant de maintenir constante la largeur de l'image (l'amplitude du courant de balayage horizontal) jusqu'à une tension d'accumulateur de 11,3 volts (la tension nominale étant de 16 volts). L'invention est par ailleurs appliquable à tout circuit de charge 22 comportant une alimentation à découpage (appelé "switch mode power supply") ou un convertisseur continu-alternatif permettant de disposer d'une tension d'alimentation auxiliaire supérieure à la tension d'entrée du dispositif régulateur de tension.

Claims: REVENDICATIONS 1. Dispositif régulateur de tension continue du type comprenant un élément de régulation (100) qui comporte un premier transistor (11) monté en collecteur commun, inséré en série entre une première borne d'entrée (1) et une première borne de sortie (3) de même polarité et dont l'impédance est commandée à l'aide d'un amplificateur-comparateur comportant un troisième transistor (13) dont l'émetteur relié par une résistance (14) aux secondes bornes (2, 4) de l'élément (lot), est polarisé, au moyen d'une diode Zener (15) qui le réunit à la première borne de sortie (3), à une tension de référence constante et dont la base reçoit une fraction de la tension de sortie (V34) du dispositif (lu), afin de fournir un courant collecteur (ici3) qui est fonction de la différence entre la tension de référence et cette fraction et qui alimente l'entrée de cet élément de régulation (lot) de sorte que la chute de tension (VCEll) entre les premières bornes (l, 3) varie de manière à compenser les variations de la tension d'entrée (vu2), élément de régulation (100) comportant, en outre, un second transistor (12) de type complémentaire au premier (11), dont l'émetteur est réuni au collecteur de celui-ci, dont le collecteur est relié à la base du premier (11), et dont la base est reliée au collecteur du troisième transistor (13), une première résistance (101) réunissant le collecteur et la base du premier transistor (11) et permettant d'assurer sa conduction au démarrage et de limiter son courant émetteur maximal en cas de court-circuit, caractérisé par le fait qu'une seconde résistance (102) réunit le collecteur du premier transistor (11) à l'émetteur du second (12) afin de limiter le courant collecteur (IC12) de celui-ci qui alimente la base (IBll) du premier transistor (11) eFic r. que la puissance dissipée par le premier transistor (11), égale au produit de sa tension collecteur-émetteur de surcharge et de son courant collecteur limité à l'aide de son courant de base, ne dépasse pas une valeur prédéterminée. 2. Dispositif régulateur de tension suivant la revendication 1, combiné à un circuit de balayageligne (22) de récepteur de télévision, alimenté par la tension qu'il fournit et dont le fonctionnement autonome démarre à partir d'une tension de sortie (V34) prédéterminée de ce dispositif (10), le circuit de balayage-ligne (22) comportant un transformateurligne- (32) dont l'enroulement primaire (320) est périodiquement alimenté par la tension de sortie du régulateur (V34) à travers un interrupteur électronique (38, 37) périodiquement ouvert et fermé et dont un enroulement secondaire (321) alimente un montage redresseur (25, 26) fournissant une tension d'alimentation auxiliaire (V26), au moins légèrement supérieure à la tension d'entrée (V12) du dispositif (le), caractérisé par le fait que cette tension auxiliaire (V26) est appliquée à une entrée supplémentaire (27) du dispositif (10) qui est réunie à l'émetteur du second transistor (12) par l'intermédiaire d'une troisième résistance (103) de façon à lui fournir un courant émetteur (IE12) suffisant pour amener le premier transistor (11) à la saturation sans le saturer lui-même, en vue d'augmenter et de maintenir constant le gain de régulation à boucle ouverte et de réduire la tension de déchet entre le collecteur et l'émetteur du premier transistor à une valeur minimale. 3. Récepteur de télévision portable pouvant etre alimenté par un accumulateur ou, à travers un redresseur filtré, par le secteur alternatif, caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif de régulation suivant la revendication 2, dont l'entrée supplémentaire (27) est alimentée à travers le montage redresseur (25, 26) par un enroulement secondaire (321) du transformateur-ligne (32) dont l'enroulement primaire (320), relié à l'une des bornes de l'interrupteur bidirectionnel (38, 39), de l'étage de sortie (30) du balayage-ligne, est alimenté par la sortie du dispositif de régulation

Inventors: GEIGER, ERICH
Applicants: THOMSON-BRANDT
Application year: 1979
Main classification: G05F1
IPC codes: G05F1