CIRCUIT FOR GENERATING A SYNCHRONISABLE SAWTOOTH VOLTAGE

Abstract: 1. A circuit arrangement for generating a sawtooth-shaped voltage across a capacitor which is charged by a first current until a first threshold voltage is reached, and discharged by a second current until a second threshold voltage is reached, the direction and, possibly, the intensity of the current applied to the capacitor being charged-over at the instant a threshold voltage is reached, the difference between the first and the second threshold voltage as well as the charging and the discharging currents determining the free-running frequency of the sawtooth voltage produced, at least one of the change-over instants of the capacitor charging operation being determinable by means of applied synchronizing signals having a subtantially constant nominal repetition freqency and the sawtooth voltage consequently being synchronisable by means of the synchronizing signals, characterized in that the free-running frequency of the generated sawtooth voltage (VC ) is switchable under the influence of an automatic synchronizing signal detector (36 ; 36 ; 54 ; 105), which detects the presence and/or the frequency of the synchronizing signal.

Description: Schar tungsanordnung zum Erzeugen einer synchronisierbaren Sägezahnspannung Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Sägezahnspannung an einem Konden sator3 der durch einen ersten Strom aufgeladen wird, bi eine erste Schwellenspannung erreicht ist, und der durch einen zweiten Strom entladen wird, bis eine zweite Schwe- lenspannung erreicht ist, wobei im Zeitpunkt des Erreichens einer Schwellenspannung die Richtung und gegebenenfalls die Stärke des dem Kondensator zugeführten Stromes umgeschaltet wird und wobei der Unterschied zwischen der ersten und der zweiten Schwellenspannung sowie der Auflade- und der Entladestrom die Eigenfrequenz der erzeugten Sägezahnspannung bestimmen. Eine derartige Schaltungsanordnung, die aus der DE-OS 19 21 035 bekannt ist, bietet den Vorteil,dass sie ausser dem Kondensator kein frequenzbestimmendes Element enthält, so dass die Integration derselben in einem Halb- leiterkörper möglich ist, wobei eine Standardschaltung erhalten werden kann, die für verschiedene Frequenzen brauchbar ist und wenig Eingangs- und Ausgangsklemmen braucht. So können z.B. identische Schaltungsanordnungen in einem Fernsehempfänger verwendet werden zum Erzeugen einer vertikalfrequenten sägezahnförmigen Spannung, d. für die Vertikal-Ablenkung, sowie zum Erzeugen einer horizontalfrequenten sägezahnförn: ±ren Spannung, d.h. für die Horizontal-Ablenkung und zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung für die Steuerung des Schalters einer geschalteten Speisespannungsschaltung. Dabei sind die Frequenzen der erzeugten Spannungen z.B. 50 Hz, 15.625 Hz (europäische Norm) und 18 kllz. Diese drei Sägezahnpszilla toren können auf vorteilhafte Weise in ein und demselben Halbleiterkörper integriert werden. Bei der bekannten Schaltungsanordnung ist eine H stellung der Frequenz der erzeugten @@@@ Einfach: bei konstantem Auflade- und Entladsstrom wird Differenz zwischen der ersten und der zweiten Schwellenspan- nung auf einen bestimmten Wert eingestellt. Damit erhält die Sägezahnform eine bestimmte Amplitude und es dürfte einleuchten, dass dadurch die Frequenz bestimmt wird. Auch dürfte es einleuchten, dass eine Regelung der Frequenz Dadurch eine Regelung dieser Amplitude möglich ist. Eine der Artige Regelung kann in einer Schleife für eine indirekte Synchronisationsschaltung verwendet werden, worin ein Phasendiskriminator einen Phasenunterschied zwischen der vom Oszillator erzeugten Sägezahnform und eintreffenden Synchronimpulsen in eine Regelspannung umwandelt, welche Regelspannung die Amplitude der Sägezahnform derart beeinflusst, dass der genannte Phasenunterschied kleiner wird. Dies kann z.B. dadurch erfolgen, dass einer der Schwellenpegel unter dem Einfluss der Regelspannung verschiebbar ist, während der andere Schwellenpegel konstant bleibt. Auf ähnliche Weise kann bei konstanter Amplitude der Sägezahnfcrm der Auflade- bzw. Entladestrom geregelt werden. Eine Frequenzregelung, wie diese obenstehend beschrieben ist, weist immer eine gewisse Trägheit auf und verursacht immer einen geringen -Phasenunterschied, der sich nicht völlig ausschalten lässt. Bei relativ niedrigen Frequenzen lässt sich ausserdem eine Regelung schwer verwirklichen. Bei einer Vertikal-Frequenz von z.B. 50 Hz müsste die Regelspannung während 20 ms konstant bleiben. Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, einen Sägezahnoszillator der eingangs erwähnten Art zu schaffen, der durch direk è Synchronisation in der Frequenz beeinflusst werden kann und dabei keinen kritischen Anforderungen zu entsprechen braucht. Dazu weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass die Eigenfrequenz unter dem Einflusse eines Synchronsignaldetektors, der das Vorhandensein und/oder die Frequenz eines Synchronsignals prüft, umschaltbar ist und dass wenigstens eincr der beiden Umschaltzeitpunkte der Konden satorladung durch zugeführte Synchronsignale mit einer nahezu konstanten Nennwiederholungsfrequenz bestimmbar und damit die Säge zahnspannung durch die Synchronsignale synchronisierbar ist. In einer vorteilhaften Ausführung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung weist diese das Kennzeichen auf, dass durch den SynchronsiXnaldetektor das Vorhandensein der Synchronsignale festgestellt wird, und dass beim Fehlen des Synchronsignals ein erster Schaltzustand, in dem die Eigenfrequenz der Sägezahnspannung der Nennwiederholungsfrequenz des Synchronsignals nahezu entspricht, und beim Vorbandensein des Synchronsignals ein zweiter Schaltzustand, in dem die Eigenfrequenz der Sägezahnspannung niedriger ist als die genannte Nennwiederholungsfrequenz, hergestellt wird Unter Nennfrequenz wird diejenige Frequenz verstanden, die die Impulse des Synchronsignals, z.B. entsprechend einer Norm aufweisen sollen, obschon sie in der Praxis infolge von Toleranzen davon etwas abweichen können. Die genannte Massnahme bietet den Vorteil, dass der Oszillator auf einfache Weise eingestellt werden kann, da die Frequenz desselben ohne SyncJironsignal dieselbe ist wie die Frequenz mit Synchronsignal im synchronisierten Zustand. Ausserdem behält, wenn das Synchronsignal aus irgendeinem Grund vorübergehend fortfällt, der Oszillator nahezu die Nenr- frequenz dieses Signals nach wie vor bei, so dass vermieden wird im Falle der Ablenkung, dass das Bild schnell durchläuft und nicht mehr erkennbar ist. Andert jedoch die Eigenfrequenz des Oszillators beim Fellen des Synchronsignals, z.B. infolge von Toleranzen, Alterung von Elementen oder infolge von Temperatureffekten auf derartige Weise, dass die Eigenfrequenz einen Wert annimmt, der höher ist als der Nennwert, so wäre der Oszillator ohne weitere Massnahme nicht mehr synchronisier bar. Die Periode der Sägezalifonn ist nun ja kürzer als das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Synchronimpulsen. Durch die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung wird ein direktes Synchronisieren, auch wenn die Eigenfrequenz der erzeugten sägezahnförmigen Spannung höher ist als die der Synchronimpulse, ermöglicht. Wenn jedoch Synchronimpulse auftreten, kann die Eigenfrequenz erniedrigt und dann direkte Synchronisierung vorgenommen werden, so dass ein exakt stehendes Bild erhalten Für eine derartige Umschaltung können die Amplitude oder der Energieinhalt oder die Gleichstromkomponente der abgetrennten Synchronimpulse ausgenutzt werden. Verschiedene Fernsehnormen haben unterschiedliche Ablenkfrequenzen, insbesondere in der Vertikalablenkung; so arbeitet z.B. die europäische Fernsehnorm mit 50 Hz, also einer Periode von 20 ms, während die US-Fernsehnorm 60 Hz, entsprechend einer Periode von 16,67 ms, benutzt. Für Empfänger, die sowohl in dem einen wie in dem anderen Fernsehempfangsgebiet benutzt werden sollen, ist daher eine Umschaltung erforderlich. Z.B. können in Süddeutschland Fernsehsignale beider Normen am gleichen Ort empfangen werden, weil dort von den amerikanischen Truppen auch Sender betrieben werden, die nach dem NTSC-System mit 60 Hz Bildablenkung arbeiten. Hinsichtlich der Ablenkfrequenz ist daher für übliche Fernsehempfänger keine besondere Schaltungsanordnung erforderlich, weil die Zeilenfrequenz beider Normen fast gleich ist und bei Direktsynchronisierung der 60 Hz-Bildwechselimpuls zwar etwas früher eintrifft, aber einen normalen Rückschlag einleitet. Da jedoch diese Synchronisierung auf einer ansteigenden Sägezanhflanke zu einem früheren Zeitpunkt und damit bei einer niedrigeren Amplitude erfolgt, ist dadurch die Amplitude der Vertikalablenkung im Verhältnis der Perioden, also um etwa 17% vermindert, so dass die Bildgeometrie entsprechend verzerrt ist. Es ist eine weitere Erkenntnis der Erfindung, dass der Synchronisignaldetektor auch derart benutzt werden kann, dass bei einer anderen Frequenz des Synchronsignals der Sägezahngenerator so umgeschaltet werden kann, dass die Sägezahnamplitude annähernd gleich bleibt. Dazu weist die Schal tungsanordnun nach der Erfindung das Kennzeichen aul, dass mittels des SyncllJollsignaldetektors festgestellt wird, ob die Frequenz der Synohronimpulse einem ersten niedrigeren oder einem zweiten höheren Wert entspricht Ilnd das beim zweiten Frequenzwert der Aufladestrom un(l gegebenenfalls der Entladestrom des Sägezahnkondensator einen <RTI ID=5.1> widerstan 26 mit einem Potentialpunkt P verbunden. Der Kollektor des Transistors 25 ist über einen Widerstand 27 ebenfalls an den Potentialpunkt P angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 25 ist weiter mit einem andererseits an Masse angeschlossenen Widerstand 28 und mit der Basis eines Transistors 29 verbunden, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Kollektor über einen Widerstand 30 die Ausgangsklemme 1 angeschlossen ist. An den Emitter des Transistors 17 ist auch ein Widerstand 33 angeschlossen, dessen anderes Ende mit dem Kollektor eines Tiansistors 32 verbunden ist, dessen Emitter an Erde liegt. Die Basis des Transistors 32 ist über einen Widerstand 31 an den Punkt P angeschlossen. Am Potentialpunkt P liegt auch der Kollektor eines Transistors 34, dessen Emitter an Masse angeschlossen ist und dessen Basis einerseits über einen Widerstand 35 an den Potentialpunkt Q und andererseits an den Kollektor eines Transistors 36 angeschlossen ist, dessen Emitter 36 ebenso wie der Emitter eines Transistors 40 an Masse liegt. Die Basen der Transis ten 36 und 40 sind über Widerstände 38 bzw. 39 mit einem Potentialpunkt M verbunden, der über einen Widerstand 37 an den Potentialpunkt Q und über einen Widerstand 42 an eine Klemme 43 angeschlossen ist, an der über einen Koppel Kondensator 44 die andererseits geerdete Quelle eines Synchronsignals 45, die auch ein Teil desselben Halbleiterkörpers wie der beschriebene Oszillator sein kann, angeschlossen werden kann. Der Kollektor des Transistors 40 ist über einen Widerstand 41 1 nilt deni Verbindungspunkt der Widerstände 18 und 19 verbunden. liii Betrieb ist an der Xloimiie 1 eine sägezahnförmige Spannung vc verfügbar. Dazu wird der Kondensator C durch einen über den Widerstand R zufliessenden Strom aufgeladen, wobei die Spannung vc etwa linear ansteigt; dies gilt jedenfalls dann, wenn der Strom durch den Widerstand R als nahezu konstant angenommen werden kann und wenn der widerstandswert relativ hoch ist, so dass der Spannungsabfall Widerstand R gross ist gegenüber der Spannungsänderung der Spannung vc am Kondensator C. Schante die Spannung X e @ @ : sind die Transistoren 4 und 5 gespertt und der @@@ der 6 ist leitend. Wie noch dargetan wird, sind dabei Transistoren 32 und 40 gesperrt, der Transistor 16 @ als Emitterfolger derart, dass an seinem Emitter die @ gung V1-vbe auftritt und über die einen kleinen Spannung abfall verursachenden Widerstände 18 und 19 auf die Basis des Transistors 6 übertragen wird, wobei vbe die nahezu konstante Schwellenspannung einer leifenden Basis-Emitter. Diode, in diesem Fall der des Transistors 16, ist. Der Emitter des Transistors 16 liefert somit den Basisstrom für den Transistor 6, der erforderlich ist, um den dem Stromquellentransistor 7 gelieferten Emitterstrom durch den Transistor 6 zu führen. Dann sind auch die Transistors 20, 21 leitend, so dass ein Strom nach dem Transistor 24 fliesst derart, dass auch dieser Transistor letiend gesteuert wird, und zwar derart, dass seine Kollektor-Emitter Spannung nur wenige Zahntel Volt beträgt und damit kleiner ist als die Öffnungsspannung vbe des Transistors 25, so dass dieser gesperrt ist. Da der Transistor 5 nichtleitend ist, führen auch die Transistoren 22 und 23 keinen Strom. Durch den Widerstand 27 fliesst kein Strom, so dass die Transistoren 29 und 32 gesperrt sind. Solange über die Klemme 43 Signal zugeführt wird, ist dasd Potential am Punkt M niedrig und die Transistoren 34, 36 und 40 sind gesperrt. Der Transistor 17, dessen Emittespannung höher ist als die Basisspannung, @ gesperrt. Zu einem Zeitpunkt, der gegenüber dem Anfangszeitpunkt des Aufladeprozesses durch den dem Kondensator C über den Widerstand R zufliessenden Laderstrom bzw. dann die Zeitkonstante des durch die Elemente R und C gebildet. netzworkes bestimmt ist, erreicht die Spannung vc den be V1. Das bedeutet, dass die Spannung an der Basis des Transisitors 5 gleich V1-Vbe ist und daher gleich des Spann an der Basis des Transistors 6. Unter diesem und über gangen die Transistoren 4 und 5 zu leiten an must dass auch die Transistoren 22 und 23 bei @@@@ die Widerstände 26, 27 und 28 Strom zugeleitet wird. Dann nimmt das Potential an den Punkten Q, P und M zu derart, dass die Transistoren 32, 36 und 40 leitend werden. Der Kollektorstrom des Transistors 36, der über den Widerstand 35 vom Punkt Q aufgenommen wird, ist viel grösser als der Strom, der zur Basis des Transistors 34 fliessen würde, wenn dieser Transistor zu dem genannten Zeitpunkt in den leitenden Zustand geraten wäre, so dass der Transistor 34 weiter gesperrt bleibt und das Leitendwerden des Transistors 32 nicht vermeidet. Da die Transistoren 5 und 6 eine Differenzverstärker Schaltung bilden und die Summe ihrer Emitterströme durch den Stromquellentransistor 7 konstant gehalten wird, nimmt der Emitterstrom des Transistors 6 ab, wenn der Transistor 5 leitend wird. Die Kollektorströme der Transistoren 20, 21 und 24 nehmen ab, wodurch der Transistor 25 leitend wird und den Transistor 29 gesperrt hält. Infolge des leitend gewordenen Transistors 32 fliesst durch den Widerstand 33 ein Strom und zwar derart, dass die Spannung an der Basis des Transistors 6 abnimmt. Die Widerstände 18, 19 und 33 sind derart gewählt worden, dass diese Spannung bei leitendem Zustand des Transistors 32 den Wert \72 - vbe unter schreitet würde. Weil der Transistor 17 dann in den leitenden Zustand gerät, kann jedoch die genannte Spannung nicht weiter sinken. Die weitere Abnahme des Emitterstromes des Transistors 6 geht einher mit einer weiteren Zunahme des Emitterstromes des Transistors 5; es ergibt sich somit ein selbstverstärkender Effekt, der zu einem sehr schnellen Sperren des Transistors 6 und damit auch der Transistoren 20, 21, 2' und 25 führt. Durch einen vom Punkt P über den Widerstand 27 zufliessenden Strom wird dann der Transistor 29 leitend, so dass über den Widerstand 30 ein Entlade strom vom Kondensator C fliesst. Die Spannung vc nimmt somit etwa linear ab mit einer Zeitkonstante, die von den Werten der Elemente R, C und 30 abhängig ist. Dabei ist Bedingung, dass der durch den Wider. tand R fliessende Ladc- strom kleiner ist als der Kollektorstrom des Transistors 29. Schliesslicll wird der Transistor 40 durch einen über die Widerstände 37 und 39 zugeführten Basisstrom soweit leitend, dass sein- den Widerstand 41 fliessender Kollektorstrom eine weitere V < erringerung der Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 18 und 19 verursacht'.VWeil die Spannung an der Basis des Transistors 6 durch den als Emitterfolger wirkenden Transistor 17 auf den Wert V2 - vbe geklemmt wird, hat der leitende Zustand des Transistors 40 darauf keinen Einfluss. Die beschriebene Situation der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird während des Entladens des Kondensators C beibehalten. Ein in diesem Zeitintervall auftretender positiv gerichteter Synchronimpuls an der Klemme 43 hätte keinen Einfluss, weil er lediglich das bereits positive Potential am Punkt M etwas erhöhen würde, wodurch sich jedoch am Schaltzustand der angeschlossenen Transistoren nichts ändert. Zu dem Zeitpunkt, da die Spannung vc durch Entladung des kondensators C den niedrigeren Wert V2 angenommen hat, werden die Spannungen an den Basiselektroden der Transistoren 5 und 6 gleich. Der Transistor 6 und daher auch die Transistoren 20, 21 und 25 fangen zu leiten an, während der Emitterstrom des Transistors 5 abnimmt. Wenn der Transistor 25 leitend ist derart, dass seine Kollektor Emitter-Spannung kleiner ist als die Spannung vbe, gerät der Transistor 29 in den gesperrten Zustand, wodurch das Entladen des Kondensators C aufhört und die Spannung v c wieder ansteigt. Dadurch, dass der Transistor 5 weniger leitend ist, sind auch die Transistoren 22 und 23 weniger leitend, so dass die Spannungen am Punkt Q und am Punkt P abnehmen, was eine Verringerung des Kollektorstromes des Transistors 32 und daher ein Ansteigen der Spannung an der Basis des Transistors 6 verursacht mit der Folge, dass der Emitterstrom des Transistors 6 noch weiter zunimmt. Dieser Effekt ist folglich selbstverstärkend und verur- sacht ein sehr schnelles Sperren der Transistoren 4, 5, 22, 23, 25 und 32. Wegen des Anstieges der Spannung an der Basis des Transistors 6 wird auch der Transistor 17 gesperrt, wodurch die Basisspannung am Transistor 6 wieder etwa den Wert V1 - vbe annimmt. Auch die Transistoren 36 und 40 kommen von der Spannung am Punkt Q her wieder in den ge sperren Zustand. Aus dem obenstehenden geht hervor, dass die Schaltungsanordnung aus Fig. 1 sich beim Fehlen eines Synchron signals als freilaufender Sägezahnoszillator verhält, der eine sägezahnförmige Spannung VC an der Klemme 1 erzeugt. Diese Spannung, die in Fig. 2a als Punktion der Zeit aufgetragen ist, variiert zwischen nahezu zwei konstanten Werten V1 und V2. Die Periode T der freien Schwingung und daher die Freilauffrequenz f=1/T wird durch die Werte der Spannungen V1 und V2 bestimmt sowie durch die der oben erwähnten Zeitkonstanten bzw. durch die Grösse des Kondensators sowie den Lade- und den Entladestrom. Als Freilauffrequenz (Eigenfrequenz) wird die Nennfrequenz der Synchronimpulse gewählt, was die eingangs erwähnten Vorteile bietet. Ist z.B. der Oszillator aus Fig. 1 der Vertikal-Oszillator in einem Fernsehempfänger, dann ist f = 50 Hz (europäische Norm) gewählt. Für den Horizontal-Oszillator kann dieselbe Schaltungsanordnung gewählt werden, wobei die Elemente für f = 15.625 Hz (europäische Norm) bemessen sind. In der Praxis können die beiden Schaltungsanordnungen identisch oder nahezu identisch ausgebildet werden, mit Ausnahme jedoch der äusseren Elemente R und C. Trotz der Tatsache, dass der Oszillator die Nennfrequenz hat, muss nachsynchronisiert werden können. Dies ist ja beim Anlaufen des Empfängers nach dem Einschalten desselben notwendig. Auch können Frequenzänderungen auftreten sowohl senderseitig, z.B. beim Umschalten des Empfängers auf einen anderen Sender, sowie empfängerseitig, z.B. infolge von Toleranzen, Alterung von Elementen und dergl. Ausserdem könnte der Oszillator, wenn seine Freilauffrequenz höher wird als die Nennfrequenz, z.B. weil der Aufladestrom des Kondensators C grösser und daher die an-- steigende Flanke der Sägezahnform in Fig. 2a steiler geworden ist, nicht synchronisiert werden, da ein Synchron- impuls erst nach dem Umkippen der Sägezùnform auftreten würde und daher keinen Einfluss mehr ausüben könnte. Wenn an der Klemme 43 ein Synchronsignal vorhanden ist, wird durch dieses die Spannung am Punkt M bestimmt. Das Synchronsignal kann üblicherweise aus einer Reihe von Impulsen bestehen, die kurzzeitig einen positiven Wert von einigen Volt annehmen. Uber den Koppelkondensator 44 wird die Gleichstromkomponente nicht übertragen. Wenn die positiven Impulse auftreten, werden die Transistoren 36 und 40 leitend. Dadurch werden die Scheitel der zugeführten Synchronimpulse auf einen Wert geklemmt, der etwas oberhalb der Offnungsspannung +vbe liegt. Zwischen den Impulsen ist dann die Spannung am Punkt 43 um die Amplitudenhöhe der Impulse niedriger und vorzugsweise negativ. Die Amplitude der Synchronimpulse sowie die Werte der Widerstände 38, 39 und 42 werden derart gewählt, dass der Zustand der Transistoren 34, 36 und 40 durch den niedrigeren Wert der Spannung am Punkt M nicht und durch den höheren Wert derselben wohl beeinflusst wird. Während der ansteigenden Flanke der Sägezahnform aus Fig. 2a sind die genannten Transistoren zunächst nach wie vor gesperrt. Tritt ein Synchronimpuls auf, während die Spannung Vc den Wert V1 noch nicht erreicht hat, nimmt die Spannung am Punkt M ihren höheren Wert an, durch den der Transistor 40 in den leitenden Zustand gebracht wird. Weil die Spannungen an den Punkten P und Q Null sind, führen die Transistoren 34 und 36 keinen Kollektorstrom. Infolge des durch die Widerstände 41 und 18 fliessenden Kollektorstromes des Transistors 40 wird der Spannungsabfall am Widerstand 18 höher, so dass die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 18 und 19 binnen kurzer Zeit ver ringert wird, und zwar bis auf einen Wert V , der durch das Verhältnis der Werte der Widerstände 18 und 41 bestimmt wird und der zwischen V1 - vbe und V2 - vbe liegt. Ist dieser Wert niedriger als oder gleich dem Wert, den die Spannung v zu demselben Zeitpunkt hat, verringert um 0 be, so werden die Transistoren 4 und 5, die bislang gesperrt waren, leitend, wodurch die abfallende Flanke der Sägezahnform sehy schnell eingeleitet wird. Ist dagegen die Spannung V1 > höher als der ausgenblickliche Wert von vc - vbe, so hat der Synchronimpuls keinen Einfluss, und die spannung vc steigt nach wie vor an. Der Wert v1' be stimmt folglich das Zeitintervall t1 t1 nach dem Anfangszeit- punkt der ansteigenden Flanke, von dem ab der Oszillator aus Fig. 1 von einem Synchronimpuls synchronisiert werden kann. In Fig. 2b wird der Fall dargestellt, dass der durch einen Pfeil angegebene Impuls nach dem Intervall t1, jedoch bevor die Spannung vc den Wert V1 erreicht hat, auftritt. In diesem Fall ist die Wiederholungsfrequenz der Synchronimpulse höher als die-eigene Freilauffrequenz des Oszillators, d.h. die Periode der Synchronimpulse ist kürzer als die Periode des freilaufenden Oszillators. Wenn ein Synchronsignal auftritt, nimmt zwischen den Synchronimpulsen der Punkt M ein niedriges Potential an. Ist nach dem Intervall t1 noch kein Impuls aufgetreten bis zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung v c den Wert V1 erreicht, so werden, wie bereits erwähnt, die Transistoren 4, 5, 22, 23 und 25 leitend. Die Spannung am Punkt M hat infolge der Steuerung von der Klemme 43 noch immer einen niedrigen Wert, so dass die Transistoren 36 und 40, die beim Fehlen des Synchronsignals durch einen durch den Widerstand 37 fliessenden Strom in den leitenden Zustand gebracht und in diesem Zustand gehalten würden, nun gesperrt bleiben. Durch den Widerstand 35 fliesst jedoch von dem höheren Potentialwert des Punktes Q ein Strom zur Basis des Transistors 34, so dass dieser leitend wird. Der Widerstand 26 liegt als Kollektorwiderstand des Transistors 34 an der positiven Spannung am Punkt Q, so dass sich am Widerstand 26 ein Spannungsabfall ergibt derart, dass die Spannung am Punkt P nahezu Null wird. Die Transistoren 25, 29 und 32 bleiben daher gesperrt mit der Folge einerseits, dass die Spannung v c über den Wert V1 hinaus steigt und andererseits, dass die Spannung an der Basis des Transistors 6 weiterhin den Wert V1 - vbe beibehält. Zu dem Zeitpunkt, da ein Syncvhronimpuls auftritt, steigt die Spannung am Punkt M iiber den AisprecJiwert, d.h. etwa Vbe der Transistoren 36 und 40, die dann zu leiten anfanges. Die I(ollektor-Enii tter-Spannung des Transistors 3G wird nahezu Null, wodurch der Transistor 34 gesperrt wird. Die Spannung am Punkt P wird positiv, und die Transistoren 29 und 32 werden auch leitend, was das Entladen des Kondensators C einleitet, während die Spannung an der Basis des Transistors 6 den Wert V2 - vbe annimmt. Es sei bemerkt, dass die Spannung an dem Verbindungspunkt der Widerstände 18 und 19 vorübergehend den Wert V1 annimmt, doch dies ist nicht von Bedeutung, da die Spannung an der Basis des Transistors 6 den Wert V2 - vbe nach wie vor beibehält während der ganzen Entladung des Kondensators C. Der vorstehend beschriebene Fall ist in Fig. 2c dargestellt; dabei ist die Frequenz der Synchronimpulse niedriger als die Freilauffrequenz des Oszillators, d.h., ihre Periode ist grösser als die des Oszillators. Dasselbe kann auch auftreten, wenn nur ein Synchronimpuls innerhalb des Zeitintervalls t1 und einer, nachdem die Spannung VC den Wert V1 angenommen hat, aufgetreten ist, während die Frequenz der Impulse nicht niedriger ist als die Eigenfrequenz des Oszillators. Tritt kein Synchronimpuls auf, nachdem die Spannung v den Wert V überschritten hat, so steigt die Spannung v c 1 c nach wie vor. Dies ist in Fig. 2c gestrichelt dargestellt. Der Endwert der Spannung v c wäre die Spannung VB, und das freie Umkippen des Oszillators würde nicht erfolgen. Dies kann für viele Anwendungsbereiche, z.B. in der Fernseh- technik, wobei die Ablenkung aufhören würde, unerwünscht sein. Um dies zu vermeiden, ist, wie in Fig. 1 angegeben, ein Kondensator 44 vorgesehen zwischen der Quelle 45 des Synchronsignals und der Klemme 43. Uber den Kondensator wird kein Dauergleichstrorn übertragen. An der Klemme 43 ist eine Gleicllspannung vorhanden, die dem mittleren Wert des impulsförmigen Signals entspricht und daher beim Fehlen dieses Signals Null ist. Diese Gleichspannung ist zu nied -rig um die Transistoren 36 und 4-0 in den leitenden Zustand zu bringen. Zu dem Zeitpunkt, wo die Spannung vc den Wert V1 erreicht, fängt der Transistor 23 zu leiten an und fliesst über die Widerstände 37 und 42 ein Ladestrom zum Kondensator 4-4. Dadurch steigt die Spannung an der Klemme 43 und zwar bis der Transistor 36 in den leitenden Zustand gerät, was das Umkippen des Oszillators verursacht. Die Wahl der Zeitkonstante des von den Widerständen 37 und 42 und dem Kondensator 44 gebildeten Netzwerkes bestimmt den Zeitpunkt und daher den Schwellenwert über V1, an dem dieses Umkippen erfolgt, wonach der Kondensator sich über die Widerstände 38 und 39 entlädt bis zum mittleren Wert des Synchronsignals. Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 ist eine Kopplung der Quelle 45 über einen auf die vorstehend erläuterte Weise bemessenen Kondensator 44 nicht erforderlich. Gegenüber Fig. 1 ist ein grosser Teil der Schaltungsanordnung in Fig. 3 nicht geändert, und dieselben Elemente tragen entsprechende Bezugszeichen. In Fig. 3 ist gegenüber Fig. 1 der Widerstand 13 durch die Reihenschaltung aus zwei Widerständen 13' und 13" ersetzt worden , an deren Verbindungspunkt im Betrieb eine Spannung V3 vorhanden ist, die höher ist als die Spannung V1, die am Verbindungspunkt der Widerstände 13" und 14 vorhanden ist. Der erstgenannte Verbindungspunkt ist mit der Basis eines Transistors 46 verbunden, dessen Kollektor an der Spannung VB liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 47 mit der Basis eines Transistors 48 verbunden ist. Mit einem weiteren Transistor 49 bildet der Transistor 148 eine Vergleichsstufe. Dazu sind die Emitter miteinander und mit einer Stromquelle 50 verbunden. Der Kollektor des Transistors 49 liegt an der Spannung VB, während der des Transistors 48 mit den Basen zweier npn-Transistoren 51 und 52 verbunden sind, deren Emitter an der Spannung VB liegen. Der Kollektor des Transistors 51 ist mit der Basis desselben und der des Transistors 52 ist mit einem Widerstand 53 und der Basis eines Transistors 5 verbunden. Der andere Anschluss des Widerstandes 53 und der Emitter des Transistors 5 liegen an Masse, während der Kollektor desselben mit den Emittern der Transistoren 34 und 35, die nicht an Masse liegen, wie in Fig. 1 der Fall ist, verbunden ist. Zum Schluss enthält der Oszillator aus Fig. 3 einen Transistor 55, dessen Emitter an Masse liegt, während der Kollektor über einen Widerstand 56 mit der Basis des Transistors 48 und die Basis über einen Widerstand 57 mit dem Punkt M verbunden ist. Solange die Spannung v c niedriger ist als die Spannung V1, ist der Transistor 48 leitend, während die Transistoren 49 und 55 gesperrt sind, so dass auch die Transistoren 51, 52 und 54 leitend sind. Die Emitter der Transistoren 34 und 36 haben nahezu Massepotential. Dies ist der bereits beschriebene Zustand, in dem die Spannung VC nach wie vor ansteigt. Beim Fehlen des Synchronsignals wird zu dem Zeitpunkt, wo die Spannung vc den Pegel V1 erreicht, der Transistor 55 durch einen über die Widerstände 37 und 57 fliessenden Strom leitend, wodurch die Spannung an der Basis des Transistors 48, die nahezu den Wert V3 - vbe hatte, verringert wird. Die Werte der Widerstände 47 und 56 sind derart gewählt worden, dass der neue Wert der genannten Spannung niedriger ist als der Wert V1 vbe, so dass die Trr,nsistoren 48, 51, 52 und 54 auf die bereits beschriebene Selbstverstärkende Mt und Weise aus dem leitenden Zustand geraten, mit der Folge, dass die Emitter der Transistoren 34 und 36 nicht mehr an Masse liegen und dass diese Transistoren ebenfalls gesperrt werden. Die Spannung am Punkt P wird positiv, was das Leitendwerden der Transistoren 29 und 32 verursacht und daher das Entladen des Kondensators C zur Spannung V2 einleitet und dies auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1 der Fall ist. Gibt es an der Klemme 3 ein Synchronsignal, so verursacht ein Impuls, der nach einem auf dieselbe Art und Weise wie t1 in Fig. 2b bestimmten Intervall und bevor die Spannung v dem Wert V1 entspricht, auftritt, das Umkippen des Oszillators auf dieselbe Art und Weise wie die obenstehend beschriebene. Ist der Impuls noch nicht zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung v dem Wert V1 gleich wird, c 1 aufgetreten, so bleiben die Transistoren 36 und 55 gesperrt, weil die Spannung am Punkt N niedrig ist, während der Transistor 34 wegen eines durch den Widerstand 35 fliessenden Basisstromes leitend wird. Die Spannung am Punkt P ist Null, was die Transistoren 29 und 32 gesperrt hält. Die Spannung Vc steigt nach wie vor, bis ein Synchronimpuls auftritt oder bis der Wert V erreicht wird. In diesem letzteren 3 Fall werden die Spannungen an den Basen der Transistoren 48 und 49 einander gleich, wodurch der Transistor 49 zu leiten anfängt, was zu dem Umkippen des Oszillators führt. Weil die Abwandlung der Fig. 3 keinen Koppelkondensator zwischen der Quelle 45 und der Klemme 43 braucht, kann die Klemme 43 völlig fortfallen in dem Fall, dass auch die Quelle 45, z.B. ein Aniplitudensieb, einen Teil des Halbleiterkörpers bildet, in dem der beschriebene Sägezahnoszillator integriert ist. In Fig. 1 hat der Transistor 36 zur Aufgabe, das Leiten des Transistors 34, der das Nicht-Umkippen des Oszillators bei v = V1 verursachen würde, zu vermeiden, und dies beim Fehlen des Synchronsignals oder beim Vorhandels sein desselben, wenn ein Synchronimpuls bei VC = V1 noch nicht aufgetreten ist. In Fig. 3 haben die Transistoren 36 und 54 die genannte Aufgabe. Der Transistor 36 bzw. die Transistoren 36 und 54 bilden also einen Synchronimpuls Detektor zum Detektieren des Vorhandenseins des Synchronsignals und sie sorgen ebenfalls dafür, dass der Pegel V1 nötigenfalls überschritten werden kann. Wenn kein Synchronsignal an der Klemme 43 vorhanden ist, wird der Kondensator C aufgeladen und die Spannung vc steigt entsprechend Fig. 2a zum Wert V1. bleibt das Signal zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung v den genannten Wert V1 erreicht, noch immer c weg, so kippt der Oszillator um. Ist dagegen vorher ein Synchron signal angelangt und tritt ein Impuls auf, so kippt der Oszillator nach Fig. 2b um. Im Nennzustand des Oszillators sowie der Synchronimpulse, in dem die Eigenfrequenz des Oszillators und die Wiederholungsfrequenz der Impulse gleich einander sind, wird das nachfolgende Umkippen des Oszillators entsprechend Fig. 2a, d.h. nach einer Zeit T erfolgen. In der Praxis wird von diesem Zustand abgewichen, so dass das nachfolgende Umkippen erfolgt entweder wieder entsprechend Fig. 2b, oder entsprechend Fig. 2c, in welchem Fall der Wert V1 von der Spannung vc überschritten wird. Bei der Ausführungsform nach Fig. 1 wird die längste Eigenperiode dadurch begrenzt, dass bei Auftreten eines Synchronsignals zwischen den Impulsen eine niedrigere Spannung am Punkt M wirksam wird. Wenn das Synchronsignal wegfällt, wird diese Spannung, da durch den Kondensator 44 eine Gleichstromtrennung bewirkt wird, nach einer durch die Zeitkonstante des Kondensatornetzwerkes bedingten Zeit abgebaut, so dass sich dann wieder die etwa dem Nennwert entsprechende Eigenfrequenz einstellt. Bei der Ausführungsform nach Figq 3 wird ein weiterer Schwellwert V3 oberhalb der die Freilauffrequenz bedingen den Spannung V2 eingeführt, der auch dann wirksam ist, wenn die Schwellenspannung V2 durch die Wirkung des Synchron detektors unwirksam gemacht ist. Genauer gesagt, wird im zweiten Zustand mittels des leitend gesteuerten Transistors 34 verhindert, dass der Rücklauf beginnt, wenn die Spannung Vc den Wert V1 überschreitet, Durch eine dritte Schwellwert- schaltung mit den Transistoren 48 und 49 wird jedoch der Stromkreis des Transistors 34 mittels des Transistors 54 unterbrochen, wenn die Spannung VC den höheren Wert v3 überschreitet. Dann ist also die Blockierung behoben und der Rücklauf setzt ein. Obenstehend ist gleichsam eine der Schwellenspannungen auf einen anderen Wert verlegt in dem Fall, dass ein Synchronimpuls von einem bestimmten Zeitpunkt ab erwartet werden konnte, jedoch nicht aufgetreten ist zu dem Zeitpunkt, an dem v = V1 ist. Dadurch wird die Amplitude der Sägezahnform vergrössert und folglich die Eigenfrequenz des Oszillators verringert. Diese Verringerung kann auf die Art und Weise, die in Fig. 2d dargestellt ist, erhalten werden. Dabei bleibt die genannte Amplitude, d.h. die Differenz zwischen den Spannungen V1 und V2, unter allen Umständen nahezu konstant, während eine der Neigungen, vorzugsweise diejenige der ansteigenden Flanke der Sägezahnform eine Anderung erfahren kann. Wenn zu dem An fangs- zeitpunkt einer Aufladezeit kein Snchronsignal vorhanden ist, wird der Kondensator C von einem Strom mit einem bestimmten Wert aufgeladen. Wird beim Aufladen das Vorhanden sein eines Synchronsignals, z.B. auf die anlässlich Fig. 1 und 3 beschriebene Weise detektiert, so erhält der Ladestrom zu demselben Zeitpunkt einen niedrigeren Wert, wodurch die ansteiegende Flanke der Sägezahnform weniger steil wird. Dies entspricht einer niedrigeren Eigenfrequenz des Oszillators. Beim Auftritt des Synchronimpulses kippt der Oszillator auf die bereits beschriebene Art und Weise um, wonach eine neue Aufladezeit anfängt, wobei der Aufladestrom seinen niedrigeren Wert hat, wenn das Synchronsignal noch immer vorhanden ist. Obenstehendes kann dadurch durchgeführt werden, dass der Widerstand R durch z.B. die Reihenschaltung aus zwei Widerständen erzetzt wird, von denen der eine durch einen Transistor in dem Zustand, wo es kein Synchronsignal gibt, kurzgeschlossen werden kann. Auch kann der Widerstand R durch eine richtige mit Transistoren und Widerständen aufgebaute Stromquelle ersetzt werden, die zwei Werte annehmen kann. Es dürfte einleuchten, dass in dem Fall der Fig. 2d die Aufladeanordnung des Kondensators C vorzugsweise in den Halbleiterkörper aufgenommen werden wird. Es sei bemerkt, dass mit der weiterhin nicht detailliert beschriebenen Ausbildung nach Fig. 2d eine Sägezahnform entsteht, die mindestens einmal einen Knick aufweist. Dies braucht jedoch kein Nacllteil zu sein; bei manchen Anwendung bereichen kann nämlich eine derartige Verformung zulässig sein. Ein Beispiel davon ist die Vertikal-Ablenkung in Fernsehempfängern, wobei der eigentliche Vertikal-Oszillator, dessen Signal eine konstante Amplitude hat und von einem Leistungsverstärker verstärkt wird, bevor es einer Ablenli- spule abgegeben wird, das Signal zugeführt bekommt, das von einem durch Synchronimpulse synclironisierbaren Sägezahngenerator herrührt, welcher Generator der der Erfindung sein kann. Fig. 4 zeigt in grossen Zügen eine andere Anwendungsmöglichkeit der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung. Die Figur bezieht sich auf eine Schal tungsan ordnung zur indirekten Horizontal-Synchroniswierung in einem Fernsehempfänger, in dem empfangene Horizontal-Synchronimpul 5 e und Impulse, die von einem Horizontal-Oszillator ASC 1 erzeugt sind, in einem Phasendiskriminator 1 verglichen werden. Der Diskriminator 1 verwandelt einen ermittelten Phasenunterschied in eine Regelspannung, die nach Glättung ein Tiefpassfilter F1 dem Oszillator OSC1 zugeführt . Die Impulse desselben, die nahezu die richtige Frequenz und die richtige Phase gegenüber den Horizontal Synchronimpulsen aufweisen, werden einem zweiten Phasendiskriminator 2 zugeführt, in dem sie mit von der Horizontal-Endstufe H herrührenden Impulsen verzichten werden. Die Ausgangsspannung des Diskriminators t2 erreicht nach Glättung durch ein zweites Tiefpassfilter F2 einen Impulsformer IMP, der die Impulse vom OSC1 zugeführt bekommt. Die Impulse des Impulsformers IMP synchronisieren einen Sägezahnoszillator OSC2, der nach Fig. 1 oder Fig. 3 ausgebildet ist und die dadurch erzeugte Sägezahnspannung wird der Stufe H zugeführt, in der sie in ein Schaltsignal umgewandelt wird, das einem Horizontal-Ausgangstransformator zugeführt wird. An diesen Transformator ist eine nicht dargestellte Ablenkspule für die Horizontal-Ablenkung angeschlossen. Das Prinzip einer derartigen doppelten Schleife zur indirekten Horizontal-Synchronisation und die Wirkungsweise derselben sind in der DE-PS 22 til 00 eingehend beschrieben worden. In der genannten PS beeinflusst die Ausgangsspannung des zweiten Phasendiskriminators den zweiten Oszillator direkt, während ein Impulsformer, dem Signale des ersten Oszillators zugeführt sein würden, völlig fehlt. Durch die wirkung der zweiten Schleife wird dafür gesorgt, dass der Einfluss von Änderungen der Belastung auf die Stufe H zum grossen Teil aufgehoben wird. Während der erste Oszillator abhängig von der Frequenz und von der Phase der Synchronimpulse geregelt wird, wird der zweite Oszillator abhängig von der Phase der horizontal-frequenten Impulse, die in der Stufe H entstehen, geregelt. Die zweite Schleife introduzicrt von sich aus einen kleinen Phasenfehler, der der Tatsache zuzuschreiben ist, dass ihre Verstärkung nicht unendlich ist. Wird nun die zweite Synchronisationsschleife ausge bildet, wie in Fig. 4 angegeben ist, so wird dieser Fehler verringert, ohne dass die Schleifenverstärkung erhöht zu werden braucht, was ja zu Unstabilität führen könnte. Dazu erzeugt der Impulsformer IMP Impulse, die dieselbe Frequenz aufweisen, wie die vom Oszillator OSC1 erzeugten Impulse, wobei die Phasenlage nur einer Flanke, z.B. der Vorderflanke, jedes Impulses der Stufe IMP durch die vom Filter , herrührende Regelspannung geregelt wird. Diese Flanke syn- chronisiert daraufhin den Oszillator OSC. Auf diese Weise wird gewährleistet, dass die vom Oszillator OSC2 erzeugte Sägezahnform immer die richtige Frequcnz hat, und zwar die des Oszillators OSCi > und die von der zweiten Schleife bestimmte Phase. Der einzige Fehler, der dann noch übrigbleibt, wird durch die nicht unendliche Empfindlichkeit des Diskriminators # 2 verursacht, während der Oszillator OSC2, der ja nicht geregelt sondern durch eine Impulsflanke synchronisiert wird, keinen Phasenfehler einführt. Fig. 5 zeigt eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Sägezahnspannung v am mit der Ausgangsklemme 1 ver c bundenen Kondensator C, dem von einer Ladeschaltung 102 ein Ladestrom oder ein, vorzugsweise merklich grösserer, Entladestrom abwechselnd zugeführt wird. Dadurch entsteht am Kondensator C ein Spannungsverlauf nach der ausgezogenen Kurve 111, die in Fig. 6 die Kondensatorspannung vc über der Zeit t darstellt. Dabei beginnt der Hinlaufteil bci einem unteren Spannungswert V2 in einem Zeitpunkt t und 0 steigt zeitproportional an. Wenn in einem Zeitpunkt t2 in der Schaltung nach Fig. 5 von einer Klemme 103 ein Synchronimpuls S mit der Nennfrequenz von z.B. 50 Hz der Ladeschaltung 102 zugeführt wird, wird, z.B. ebenfalls von der Schaltung 102 deni hondensator C ein Entlade strom zugeleitet, so dass Bei einer Spannung V1 der Rücklauf 112 beginnt. Dieser endet bei der Spannung V2 in einem Zeitpunkt t3, der dem Zeitpunkt t entspricht und in dem ein neuer einlauf be 0 ginnt. Wenn dagegen die Frequenz der Synchronsignale einen zweiten höheren Wert von z.B. 60 llz aufweist, würde ein Synchronimpuls - auf den gleichen Hinlaufanfang t und gleiche Steilheit des Spannungsanstieges bezogen - in einem früheren Zeitpunkt t4 eintreffen und den an der Kurve 111 in diesem Zeitpunkt strichpunktiert angedeuteten Rücklauf 113 zur Spannung V2 einleiten. Der Sägezahn erreicht dabei eine Amplitude V6, die gegenüber dem bei der ersten niedrigeren Frequenz erreichten Wert V1 merklich niedriger ist. Die Synchronimpulse S werden nach der Erfindung von der Klemme 103 auch einem (zweiten) Synohronsignaldetektor 105 zugeführt, und ausserdem ist eine zweite Ladeschaltung 106 vorgesehen, deren Ausgang ebenso wie der Ausgang der Ladeschaltung 102 an eine Umschaltstufe 107 angeschlossen ist. Diese enthält einen Umsehalter, mit dem der Kondensator C und die Ausgangsklemme 1 entweder an die Ladeschaltung 102 oder an die Ladeschaltung 106 angeschlossen werden abhängig davon, ob durch den Synchronsignaldetektor 105 festgestellt wird, dass Synchronimpulse S des niedrigeren oder des höheren Frequenzwertes auftreten. Dadurch wird beim ersten niedrigeren Synchronsignal-Frequenzwert der niedrigere Lade- und ggf. Entladestrom der Stufe 102 dem Kondenstaor C zugeführt oder beim zweiten höheren Synchronsignal-Frequenzwert der höhere Lade- und ggf. Entladestrom von der Stufe 106 derart, dass bei beiden Frequenzen die Amplitude der Sägezahnspannung v zwischen den Spannungswerten V2 und V1 verläuft und wenigstens annähernd gleich ist. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 kann einen anderen (ersten) Synehronsignaldetektor 104 entllalten, wobei die nachfolgende Ladestufe (102 bzw. 106) so ausgelegt ist, dass sie auch ohne Synchronisierung durch Impulse S periodisch etwa mit Nennfrequenz die Aufladung und Entladung des Kondensators C bewirkt. Durch die erwähnte Ausbildung des ersten Synchronsignaldetektors 104 wird das Vorhandensein bzw. das Fehlen des Synchronsignals S festgestellt, uid beim Fehlen des Synchronsignals wird ein erster Schaltzustand der nachfolgenden Ladestufe (102 bzw. 106) hergestellt, in dem die Eigenfrequenz wenigstens annähernd der zugeordneten Nennwiederholungsfrequenz des Synchronsignals entspricht, während beim Vorhandensein des SSrnchl-olisiCnal.s der zweite Schaltzustand hergestellt wird, in dem die Eigenfrequenz der Schaltungsanordnung gegenüber dem erwähnten ersten Zustand niedriger ist. Ohne Synchronsignal schwingt die betreffende Schaltstufe dann etwa auf der vorgesehenen Nennfrequenz, während ihre Periode bei fehlender Synchronsignalen grösser ist derart, dass eine direkte Synchronisierung möglich ist auch dann, wenn die von aussen zugeführten Synchronimpulse S gegenüber dem erwarteten Wert (Nennwert) eine etwas längere Periode aufweisen. Wenn beim Empfang von 60 Hz-Synchronsignalen die Sägezahnerzeugungs-Schaltung, z.B. mittels der Stufe 107, so umgeschaltet ist, dass für den Kondensator C die Ladebzw. Entladeschaltung 106 wirksam ist, verläuft die Säge zahn spannung v vom Zeitpunkt t ab gemäss der in Fig. 2 0 0 gestrichelt dargestellten Kurve 114, und die Rücklaufflanlse 115 setzt infolge der Eigenfrequenz oder durch äussere Synchronisierung im Zeitpunkt t4 ein, so dass ein 60 Hz Sägezahn entsteht. Wenn durch den (ersten) Synchronsignal- detektor 104 das Vorhandensein von Synchronimpulsen festgestellt ist, kann die Eigenfrequenz soweit vergrössert sein, dass der Rücklauf beim Erreichen einer Spannung V3 einsetzen würde, wobei jedoch durch die Synchronimpulse S vorher die Rücklaufflanke 115 eingeleitet wird. Bei einer Schaltungsanordnung nach Fig. 5 kann der Sylachronsignaldetektor 105 und ggf. 104 von den Ladeschaltungen 102 und 106 getrennt sein und z.B. mit einem besonderen Sägczahnkondensator arbeiten. Es ist aber auch möglich, die am Kondensator C auftretende Sägezallnspannung v entsprechend der in Fig. 5 gestrichelt eingetragenen c Linie 108 an den Synchronsignal-Frequenzdetektor 105 und ggf. den Detektor 101 zurückzuführen und auszuwerten; dann ist z.B. bei einer integrierten Schaltung nur eine Klemme 1 fiir das Anschliessen eines aussen angeordneten Kondensators C erforderlich. Dazu kann die Schaltung so ausgebildet sein, dass sie beim Einschalten des Gerätes und noch fehlenden Synchron- impulsen am Kondensator C eine Sägezahnspannung mit der niedriegeren Frequenz von 50 Hz in Selbs ±-steuerung erzeugt. Wenn dann 50 Hz-Synchronimpulse S an der Eingangsklemme 103 auftreten, wird die Ladeschaltung 102 durch den ersten Synchronimpulsdetektor 104 in der beschriebenen Weise umgeschaltet derart, dass, wie der Kurve 111 in Fig. 6 zu entnehmen ist, die Periode der Eigenfrequenz bis zum Erreichen der Spannung V3 verlängert wird und der Rücklauf 112 vor her durch den Synchronimpuls S ausgelöst wird. Dabei wird der erzeugte Sägezahn mittels einer Vergleichsschaltung gegenüber einer Spannung V4 geprüft, die etwa in der Mitte liegt zwischen der Spannung V1, die bei 50 lIz-Synchron- impulsen erreicht wird, und der Spannung V6, bei der die Sägezahnflanke 111 durch den Rücklauf 113 vorzeitig beendet wird, wenn Synchronimpulse der anderen Frequenz von 60 Hz empfangen werden. Wenn diese Schwellenspannung, vorzugsweise mehrmals, z.B. 5- bis 20-mal hintereinander, eine Synchronisierung vor Erreichen der Spannung Vh festgestellt hat, wird, z.B. mittels des Schalters 107, der zweite Betriebszustand für die Synchronsignale höherer Frequenz von 60 Hz und damit der Übergang auf die Kurve 114, 115 in Fig. 6 hergestellt, in dem der Kondensator C einen entsprechend dem Frequenzverhältnis höheren Ladeund ggf. Entladestrom erhält. Wenn in der zweiten Schaltlage für 60 lIz vom Benutzer auf einen anderen Sender mit 50-Hz-Ablenkung umgeschaltet wird, ergibt sich, dass der Synchronimpuls auf der Kurve 114 erst im Zeitpunkt t2, also etwa bei einer Spannung V7, den Rücklauf einleitet. In diesem zweiten Betriebszustand ist im zweiten Synehronsignaldetektor 105 eine Vergleichsschaltung wirksam, in der die Sägezahn- spannung mit einer Bezugsspannung verglichen wird, die zwischen dem für den Rücklauf vorgesehenen Wert V1 und dem bei unrichtiger Synchronisierung erreichten Wert V7 7 etwa in der Mitte bei einer Spannung V5 liegt. Wird diese Spannung mehrmals, z.B. S- bis 20-mal hintereinander, überschritten, bedeutet das, dass ein 50 Hz-Signal empfangen wird. Dann wird, z.B. mittels der 1)mschaltstufe 107, wieder die Ladeschaltung 102 wirksam gemacht. Die Zahl der Uberschreitungen kann mit einem Zähler festgestellt werden, der zurückgesetzt wird, wenn mehrmals keine Uberschreitung erfolgt. Wenn nach einem normalen Empfang die Synchronimpulse wegfallen, z.B. beim Umschalten auf einen anderen Sender, bleibt die Schaltung, insbesondere der Umschalter 107, zweckmässig in der bisherigen Lage, bis ein neuer Sender empfangen wird. Da ohne Synehronsignale ohnehin kein brauchbares Bild wiedergegeben werden kann, kann es auch zweckmässig sein, in diesem Zustand stets wieder auf die niedrigere Frequenz zurückzuschalten, so dass z.B. eine Eigenfrequenzumstellung für die 60 Hz-Ladeschaltung nicht erforderlich ist. Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem der Synchronsignaldetektor für die Feststellung der Frequenz mit einer Sägezahnspannung arbeitet, die an einem zweiten Kondensator C2 von 470 nF erzeugt wird. Der Kondensator C, an dem die Sägezahnspannung mit frequenzabhängig eingestellter Amplitude auftritt, ist zwischen Masse (Erde) und einer Ausgangsklemme 121 angeschlossen, der über eine erste Stromquelle 122 von der Batteriespannung +B von 9 Volt ein konstanter Strom zugeführt wird, mit dem für die niedrigere Frequenz von 50 Hz der Spannungsanstieg während des Hinlaufes erzeugt wird. Für den Hinlaufanstieg bei der höheren Frequenz von 60 Hz ist eine zweite Stromquelle 123 von der Speisequelle +B über eine Diode 124- der ersten Stromquelle 122 parallel geschaltet, wenn ein zwischen der Stromquelle 123 und Masse ei))ge- schalteter npn-Transistor 125 nichtleitend ist. Der Rücklauf der Sägezahnspannung wird mix teils einer Entladescllaltung 126 hervorgerufen, die dem liondensator C parallel liegt und an einer Klemme 127 von SBrncllronimpulsen gesteuert wird. Eine dritte Stromquelle 128 ist zwischen der Speisequelle +B und dem andererseits geerdeten Kondensator C2 eingeschaltet. Dadurch wird wäiirend des Hinlaufes am Kondensator C2 eine Spannung erzeugt, die von einem unteren Wert V12 1 linear ansteigt. Parallel zum Kondensator C2 liegt die Reihenschaltung einer vierten Stromquelle 129 und der Kollektor-Emitter-Strecke eines npn-Transistors 130, dessen Basis mit der Basis eines weiteren npn-Transistors 131 und über einen Widerstand 132 mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 133 verbunden ist. Die Emitter der Transistoren 130 und 131 liegen an Masse. Zwischen Masse und +B liegt ein Spannungsteiler aus den Widerständen 135, 136, 137 und 138 von 2,2, 2,6, 1,5 und 2,75 kOhm parallel. Dem Widerstand 135 liegt die Kollektor-Emitter-Strecke eines npn Transistors 140 parallel, dessen Basis von einer Klemme 141 Synehronsignale S zugeführt werden, die z.B. aus Impulsen bestehen, die mit einem Innenwiderstand von 10 kOhm zugeführt werden von einer nicht dargestellten Quelle, deren Spannung im Hinlaufintervall +01 Volt und im Impulsintervall +1 Volt oder mehr beträgt. An den Abgriff zwischen den Widerständen 136 und 137 ist der Kollektor des Transistors 131 und an den Abgriff zwischen den Widerständen 137 und 138 der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 133 angeschlossen. Der andere (direkte) Eingang des Ver- stärkers 133 steht über die Emitter-Kollektor-Strecke eines npn-Transistors 142 mit der Speisequelle +B in Verbindung, wobei die Basis des Transistors 132 an die Spannung führende Elektrode des Kondensators C2 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors 1.42, der als Emitterfolger etwa die Kondensatorspannung überträgt, ist ausserdem an die Basis eines Transistors 144 angeschlossen, der mit einem Transistor 145 einen Differenzverstärker mit verbundenen Emittern bildet. In den Kollektorzweigen der Transistoren 144 und t1ss5 liegt eine aus zwei pnp-Transistoren 146 und 147 mit an der Speisequelle +B liegenden Emittern aufgebaute Stromspiegelschaltung, durch die der Leitungszustand des Transistors 144 auf den als Ausgangswiderstand des Transistors 145 wirkenden Transistor 147 übertragen wird. Der Kollektor des Transistors 145 ist mit der Basis eines, emitterseitig an +B liegenden pnp-Transistors 148 veflunden, dessen Kollektor über einen Widerstand 149 von 45 kOhm an die Basis eines emitterseitig an Masse liegenden npn-Tran.ristors 150 und eines andererseits ebenfalls an Masse liegenden Widerstandes 151 von 20 kqnn angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 150 liegt an der Basis eines emitterseitig an Masse angeschlossenen npn-Transistors 152, dessen Kollektor mit der Basis eines npn-Transistors 153 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 153 liegt, ebenso wie der Emitter eines weiteren npn-Transistors 154, an Masse. Die Kollektoren der Transistoren 153 und 154 sind über Widerstände 155 bzw. 156 von je 45 k0hm an die verbundenen Emitter der Transistoren 144 und 145 und ausserdem über Widerstände 157 von 17 kOhm bzw. 158 von 15 kOhm mit der Basis des jeweils anderen Transistors verbunden. Die Transistoren 144 und 145 bzw. 153 und 154 in den Alternativstufen führen gemeinsam etwa den gleichen Strom, so dass sie trotz unabhängiger Steuerung in Reihe geschaltet werden können. Die Basis des Transistors 145 liegt am Abgriff eines Spannungsteilens, der zwischen Masse und +B eingeschaltet ist und aus den Widerständen 161 von 5,95 kOhm und 162 von 3,1 kOhm besteht und eine Spannung von 5,8 Volt führt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 133 ist einerseits mit einer Ausgangsklemme 164 und andererseits über einen Widerstand 165 von 33 kOhm mit der Basis des Transistors 152 verbunden. An der Klemme 164 tritt, ggf. über einen Verstärker, ein während des Rücklaufes positiver Impuls auf, der¯z.B. zur Dunkelsteuerung einer Bildröhre während des Bildrücklaufes benutzt werden kann. Die Schaltung nach Fig. 7 arbeitet wie folgt: Durch die Stromquelle 128 wird dem Kondensator C2 ein konstanter Ladestrom zugeführt derart, dass die Spannung von einem unteren Wert V12 zeitproportional ansteigt. Der Verlauf der Spannung entspricht dann etwa dein der Kurve 111 in Fig. G, wobei ii folgenden Spannullgswerte angegeben werden, die denen in Fig. 5 etwa entsprechen und mit um 10 erhöhter Iiidezahl bezeichnet werden, so dass V2 in Fig. 6 nun einer Spannung 12 entspricht. Diese Spannung wird über den als Emitterfolger wirkendell Transistor 1142 auf den direkten Eingang des Verstärkers 133 übertragen. Wenn die Spannung am Kondensator C2 etwa den am Abgriff des zwischen den Widerständen 137 und 138 liegenden Wert V - Vbe er 13 reicht, wird der Verstärker 133 leitend, und die Transistoren 130 und 131 führen Strom. vb ist die bei leitendem Transistor zwischen Basis und Emitter stehende Spannung von etwa 0,7 Volt. Durch den Transistor 130 wird so die Stromquelle 129 eingeschaltet, die einen entsprechend der höheren Rücklaufsteilheit grösseren Strom zur Entladung von dem Kondensator C, 2 ableitet. Durch den Transistor 131 werden die Widerstände 135 und 136 kurzgeschlossen derart, dass die Spannung am Abgriff zwischen den Widerständen 137 und 138 von zunächst 6,3 Volt etwa auf den Wert V12 - vb von 3,2 Volt absinkt. Wenn die Spannung am Kondensator C2 den Wert V12 erreicht hat, werden der Verstärker 133 und die Transistoren 130 und 131 gesperrt, der Rücklauf endet, und ein neuer Hinlauf wird eingeleitet. Die Spannung V13 wird nur dann erreicht, wenn keine Synchronisierung erfolgt. Mittels eines von der Klemme 141 zugeführten Synchronimpulses S, durch den der Transistor 140 vom nichtleitenden in den leitenden Zustand gebracht wird, wird der Widerstand 135 überbrückt. Dadurch sinkt die Spannung zwischen den Widerständen 137 und 138 ab. Am Ende des Hinlaufes hat die Spannung am Kondensator C2 bereits einen höheren Wert erreicht derart, dass beim Schalten mittels des Synchronimpulses S die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärker6 133 soweit abge senkt wird, dass der Verstärker 133 leitet und der bereits beschriebene Rücklauf einsetzt. Der Synchronimpuls S ist normalerweise kürzer als die durch die Entladung mittels der Stromquelle 129 bedingte Rücklaufzeit. Auch bei längeren Synchronimpulsen wird am Ende des Rücklaufes der Hinlauf wieder eingeschaltet. Am Anfang der Rücklaufzeit wird von einer Klemme 170, die auch eine Verbindung zu einem anderen, auf dem gleichen IIalbleiterkörper integrierten Schaltungsteil darstellen kann, über einen Widerstand 1G6 von 12 kOhm ein schmaler, z.B. 2/us dauernder, positiver Setzimpuls zugeführt, der z.B. der Vertikalablenkung entnommen ist, dessen Breite klein ist gegenüber der normalen Rücklaufdawler und der z.B. einen Scheiteiwert von 5,2 Vo3t gegenüber einem Basiswert von 0,2 Volt besitzt.Die Transistoren 153 und 154 bilden eine selbsthaltende Schaltstufe derart, dass bei einer Offnung des Transistors 153 durch den erwähnten Setzimpuls vom Schaltungspunkt 170 der Transistor 154 gesperrt wird und am Kollektor des Transistors 153 und damit der Basis des Transistors 125 eine z.B. +0,3 Volt betragende Spannung auftritt, durch die auch der Transistor 125 gesperrt gehalten wird. Dann fliesst der Strom von der Stromquelle 123 über die Diode 124 gemeinsam mit dem Strom der Quelle 122 zum Kondensator C, und es erfolgt ein schneller Spannungsanstieg, wie er für den 60 Hz-Betrieb erwünscht ist. Der Strom der Quelle 123 beträgt etwa 1/5 des Stromes der Quelle 122, so dass sich der Strom der Quelle 122 zum Summenstrom der Quellen 122 und 123 verhält wie 5 : 6. Am Abgriff des Spannungsteilers 161, 162 steht eine Spannung V14 - be, die zwischen der niedrigeren Spannung V16, bei der der Rücklauf der Spannung des Kondensators C2 bei 60 Hz eingeleitet wird, und dem Wert V11 liegt, bei dem der Rücklauf am Kondensator C2 bei 50 Hz-Betrieb beginnt. Solange die Spannung am Kondensator C2 niedriger als V14 ist, ist der Transistor 144 gesperrt, und am Kollektor des Transistors 145 steht eine niedrige Spannung, durch die die Transistoren 148 und 150 geöffnet werden, so dass der Transistor 152 keinen Strom führt, auch wenn während des Rücklaufes vom Ausgang des Verstärkers 133 über den Widerstand 165 ein positiv Strom zum Verbindungspunkt des Kollektors des Transistors 150 mit der Basis des Transistors 152 fliesst. Die Schaltstufe mit den Transistoren 153 und 154 kann somit in der 60 11z-Lage stehen bleiben, bzw. sie wird von dem oben beschriebenen Setzimpuls in diose Lage geschaltet. Wenn jedoch der Synchroniinpils infolge eines 50-Hz- Betriebes erst auftritt, wenn infolge der Spannung am Kondensator C2 über den Emitterfolger 142 der Transistor 144 leitend geworden ist, werden die Transistoren 145, 148 und 150 gesperrt. Der bei Syncllronisierllng von der Klemme 141 her am Ausgang des Verstärkers 133 auftretende Spannungsanstieg öffnet dann über den Widerstand 165 während der Rücklaufzeit den Transistor 152, wodurch die Wirkung des 60 Hz-Setzimpulses 170 aufgehoben und der Transistor 153 gesperrt wird. Infolgedessen steigt die Kollektorspannung des Transistors 153 an, und der Transistor 125 wird ge öffnet derart,. dass nunmehr der für den 60 Hz-Betrieb erforderliche Ladestrom der Quelle 123 abgeleitet wird und nur der für den 50 Hz-Betrieb erforderliche Strom der Quelle 122 zum Kondensator C fliesst. In dieser Schaltung wird in jedem einzelnen Intervall durch den Setzimpuls vom Schaltungspunkt 170 her versucht, den 60 Hz-Betrieb herzustellen. Mittels des Differenzverstärkers 144, 145 wird jedoch, solange die Spannung des Kondensators C2 den durch den Spannungsteiler 160, 161 bedingten Umschaltwert V14 übersteigt, diese Zurücksetzung verhindert und durch die Steuerung über den Widerstand 165 der 50 Hz-Betrieb eingestellt, der dann durch die selbst haltende Ausführung des Schalters mit den Transistoren 153, 154 weiter besteht. Wenn die Synchronimpulse mit einer Frequenz von 60 Hz erscheinen, wird der Transistor 144 nicht geöffnet, die Transistoren 145, 148 und 150 führen Strom derart, dass der Transistor 152 gesperrt ist und der Setzimpuls über den Widerstand 166 die Schaltstufe 153, 154 in die 60 Hz-Lage bringen kann, wo sie dann stehen bleibt. Auch die in Fig. 7 dargestellte Schaltung kann vorzugsweise überwiegend in integrierter Technik ausgeführt sein.

Claims: PATENTANSPRUCHE 1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Sägezahnspannung an einem Kondensator, der durch einen ersten Strom aufgeladen wird, bis eine erste Schwellenspannung erreicht ist, und der durch einen zweiten Strom entladen wird, bis eine zweite Schwellenspannung erreicht ist, wobei im Zeitpunkt des Erreichens einer Schwellenspannung die Richtung und ggf. die Stärke des dem Kondensator zugeführten Stromes umgeschaltet wird und wobei der Unterschied zwischen der ersten und der zweiten Schwellenspannung sowie der Auflade- und der Entladestrom die Eigenfrequenz der erzeugten Sägezahnspannung bestimmen, dadurch gekennzeichnet, dass die Eigenfrequenz unter dem Einfluss eines Synchronsignaldetektors (36; 36, 54; 105), der das Vorhandensein und/oder die Frequenz eines Synchronsignals prüft, umschaltbar ist und dass wenigstens einer der beiden Umschaltzeitpunkte der Kondensatorladung durch zugeführte Synchronsignale mit einer nahezu konstanten Nenviederholungsfrequenz bestimmbar und damit die Sägezahnspannung (vc) durch die Synchronsignale synehronierbar ist. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass durch den Synehronsignaldetektor (36; 36,5) das Vorhandensein des Synchronsignals festgestellt wird, und dass beim Fehlen des Synchronsignals ein erster Schaltzustand,in dem die Eigenfrequenz der Sägezahnspannung der Nennwiederholungsfrequenz des Synchronsignals nahezu entspricht, und beim Vorhandensein des Synchronsignals ein zweiter Schaltzustand in dem die Eigenfrequenz der Säge zahn spanning niedriger ist als die genannte Nennwieder- holungsfleqllenz, hergestellt wird. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Sägezahnspannung c) mit einer Bezugsspannung verglichen wird, wobei im ersten Schaltzustand die Entladung des Kondensators (C) eingeleitet und die Bezugs spannung zur zweiten Schwellenspannung (V2) umgeschaltet wird wenn die Sägezahnspannung die erste Schwellenspannung (V1) erreicht und die Aufladung des Kondensators eingeleitet und die Bezugs spannung zur ersten Schwellenspannung umgeschaltet wird wenn die Sägezahnspannung die zweite Schwellenspannung erreicht. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Auflade- bzw. Entladestrom nahezu konstant ist und dass die Differenz zwischen der ersten und der zweiten Schwellenspannung grösser ist im zweiten Schaltzustand als im ersten Schaltzustand. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass im zweiten Schaltzustand der Kondensator beim Erreichen der ersten Schwellenspannung (V1) durch die Sägezahnspannung auf einen neuen Wert der ersten Schwellenspannung, die dritte Schwellenspannung (V3) weiter aufgeladen wird, wobei die Differenz zwischen der dritten und der zweiten Schwellenspannung grösser ist als die Differenz zwischen der ersten und der zweiten Schwellenspannung. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen ersten Transistor (29) zum Entladen des Kondensators (C) und durch einen zweiten Transistor (32) zum Umschalten der Bezugsspannung, wobei der erste und der zweite Transistor unter dem Einfluss des Synchronsignal-- detektors (36; 36, 54) im zweiten Zustand in demselben Leitungszustand bleiben wenn die Sägezahnspannung (vc) die erste Schwellenspannung (V1) erreicht. 7. Schaltungsanordnualg nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der erste (29) und der zweite (32) Transistor vor dem Zeitpunkt der Erreichung der ersten Schwellen- spannung (V1) durch die Sägezahnspannullg (vc) gesperrt sind und dass ein durch den Synehronsignaldetektor gesteuerter dritter Transistor (34) im zweiten Zustand den ersten und den zweiten Transistor nach dem genannten Zeitpunkt gesperrt hält. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3-und 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Synehronsignaldetektor - einen vierten Transistor (36) enthält, der beim Erreichen der ersten Schwellenspannung (V1) durch die Sägezahnspannung (v im ersten Schaltzustand den dritten Transistor (34) verhindert, den ersten (29) und den zweiten (32) Transistor zu sperren. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass. der vierte Transistor (36) beim Auftritt des Synchronsignals den dritten Transistor °34) verhindert, den ersten (29) und den zweiten Transistor (32) zu sperren. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen in eine Steuerleitung des vierten Transistors (36) aufgenommenen weiteren Kondensator (44), der im zweiten Schaltzustand aufgeladen wird wenn die Sägezahnspannung (vc) die erste Schwellenspannung (V1) erreicht, wobei die Spannung am weiteren Kondensator das Schalten des vierten Transistors verursacht, wenn die Sägezahnspannung die dritte Schwellenspannung (V3) erreicht. 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Sägezahnspannung (vc) mit einer zweiten Bezugs spannung verglichen wird, die im zeiten Schaltzustand der dritten Schwellenspannung (V3:) entspricht, wenn die Sägezahnspannung die erste Schwellenspannung (V1 erreicht. 12. Schaltungsanordnung-nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz zwischen der ersten und der zweiten Schwellen spannung (V1, V2) nahezu konstant ist und dass der Auflade- bzw. Entladestrom eine geringere Stärke aufweist im zweiten Schaltzustand der Schaltung anordnung als im ersten Schaltzustand derselben. 13. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die das Synchronsignal erzeugende Quelle (45) in eine Steuerleitung des vierten Transistors (36) aufgenomen ist. 14 Schal tungsan ordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeicllnet, dass die erste bzw. zweite Bezugspannung beim Auftritt der Synchroainlpulse einen zwischen der ersten (V1) und der zweiten Schwellen- spannung (V2) liegenden Wert (V1) annimmt. 15. Schal tungsan ordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Synchronsignalquelle ein Impulsformer (IMP) ist, der das von einem einen Teil einer indirekten Synchronisationsschleife bildenden Oszillator (OSC1) erzeugte Signal in Impulse umwandelt, von denen jeder Impuls eine phasengeregelte Flanke hat und zwar abhängig von der Belastung an einer Stufe H, die die erzeugte Sägezahnspannung zugeführt bekommt, welche Flanke die Schaltungsanordnung direkt synchronisiert. 16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet dass mittels des Synchronsignaldetektors (105) festgestellt wird, ob die Frequenz der Synchronimpulse (S) einem ersten niedrigeren oder einem zweiten höheren Wert entspricht und dass beim zweiten Frequenzwert der Aufladestrom und ggf. der Entladestrom des Sägezahnkondensators (C) erhöht wird derart, dass bei beiden Frequenzen die Amplitude der Sägezahnspannung (vc) etwa gleich gross ist. 17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Aufladestrom entsprechend dem Verhältnis der Frequenzen erhöht wird. 18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass für den Synchronsignal-Detektor (105) ein Sägezahn konstanter Steigung erzeugt wird, dessen Rücklauf, vorzugsweise mit konstanter Neigung, durch die Synchronsignale (S) eingeleitet wird derart, dass der Sägezahn bei der zweiten Frequenz mit kürzerer Periode einen ersten Amplitudenwert bzw. bei der zweiten Frequenz mit grösserer Periode einen höheren Amplitudenwert erreicht und dass eine Umschaltstufe (107) den Betrieb bei der höheren Frequenz einstellt, wenn der Grenzwert nicht überschritten wird und dass die Umschaltstufe den Betrieb bei niedrigerer Frequenz einstellt, wenn der Grenzwert überschritten wird. 19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass in dem zwischen Ende des HinlauSes und dem Anfang des Rücklaufes liegenden Intervall (V1)() in jeder Periode die Frequenzeinstellung erfolgt. 20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 oder 1 9, dadllrcll gekennzeichnet, dass Impulse zur Frequenzein stellung am Anfang des Rücklaufes zugeführt werden , und dass am Anfang des Rücklaufes ein schmaler, z.B. 2- bis 3 uns betragender, Setzimpuls für die Umschaltung in den Betrieb bei höherer Frequenz auftritt. 21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass ein während der Rücklaufzeit auftretender Impuls (an (164) zur Umschaltung in den Betrieb bei niedrigerer Frequenz benutzt wird, wobei der kürzere Setzimpuls (von 70) bei Auftreten des längeren Setzimpulses (an 64) durch letzteren unterdrückt wird. 22. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 oder 16 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass die für den höheren Ladestrom erforderliche Stromquelle (123) über eine Diode (124) mit dem Kondensator (C) verbunden ist und dass zwischen dem Verbindungspunkt der Stromquelle (123) und der Diode (12) einerseits und dem anderen, z,B. an Masse liegenden, Anschluss des Kondensators (C) andererseits ein Schalter 125 liegt, der stromleitend ist, wenn dem Kondensator (C) der niedrigere Strom (von 122) zugeführt werden soll. 23. Schal tungs an ordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass zur Frequenzumsehaltung eine bistabile Kippstufe (153 bis 158) dient. 24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass das erzeugte Signal für den Frequenzdetektor ausgenutzt wird dadurch, dass bei Einstellung auf die niedrigere Frequenz der Umschaltsehwell wert bei einer Sägezahnamplitude (V4) liegt, die unterhalb des bei der niedrigeren Frequenz normalweise auf tretenden Vertes liegt, und dass die Umschaltung bei der Einstellung auf den höheren Frequenzwert erfolgt, wenn die Sägezahnamplitude am Rücklaufanfang einen Wert (V5) erreicht, der merklich oberhalb des bei der höheren Frequenz normalerweise auftrei.enden Wertes liegt (Fig. G).

Inventors: DUIJKERS, PETER ANTOON, SONNENBERGER, PAUL
Applicants: N.V. PHILIPS' GLOEILAMPENFABRIEKEN, PHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH
Application year: 1979
Main classification: H03K4
IPC codes: H03K4