标题：非线性失真
非线性失真定义
在双端口网络或传输线上，输入与输出之间为非线性关系时出现的信号失真。
非线性失真危害
失真对音质的影响极大。当音响设备存在非线性失真时，会造成声音浑浊，发毛、发沙、发破、发炸或者发硬，真实感变差。音响系统的非线性失真包括削波失真、谐波失真、互调失真以及瞬态失真等，音箱过载时，也同样会声音产生非线性失真。非线性失真存在于音响系统的各个环节中，无论采取何种技术措施，想要完全消除它是不可能的。
非线性失真解析
一个理想的放大器，其输出信号应当如实的反映输入信号，即他们尽管在幅度上不同，时间上也可能有延迟，但波形应当是相同的。但是，在实际放大器中，由于种种原因，输出信号不可能与输入信号的波形完全相同，这种现象叫做失真。放大器产生失真的原因主要有2个：
①放大器件的工作点进入了特性曲线的非线性区，使输入信号和输出信号不再保持线性关系，这样产生的失真称为非线性失真。  放大电路中的非线性失真②放大器的频率特性不好，对输入信号中不同频率成分的增益不同或延时不同，这样产生的失真成为线性失真。
非线性失真产生的主要原因来自两个方面
①晶体管等特性的非线性；
②静态工作等位置设置的不合适或输入信号过大. 由于放大器件工作在非线性区而产生的非线性失真有4 种：饱和失真、截止失真、交越失真和不对称失真。
在共发射极放大电路中，设输入信号V i 为正弦波，并且工作点选择在输入特性曲线的直线部分，这样它的输入电流ib 也将是正弦波。  阻性非线性失真如果由于电路元件参数选择不当，使静态工作点( Q 点) 电流ICQ比较高，则对输入电流的负半周，基极总电流iB 和集电极总电流iC 都减小，使集电极电压V C 升高，形成输出电压的正半周,这个输出电压仍然是正弦波，没有失真。但是在输入电流的正半周中，当iB 由iBQ = 30μA 增加到40μA 时，iCQ随之由ICQ 增大到iCmax ，这样形成的输出电压的负半周的底部被削，不再是正弦波，产生了失真。 这种由于放大器件工作到特性曲线的饱和区产生的失真，称为饱和失真。
相反地,如果静态工作点电流ICQ 选择的比较低，在输入电流正半周时，输出电压无失真。但是，在输入电流的负半周，晶体管将工作到截止区，从而使输出电压的正半周的顶部被削，产生了失真。这种失真是由于放大器工作到特性曲线的截止区产生的，称为截止失真。
如果所使用的放大器件是PNP 型的，则饱和失真时将出现削顶，而截止失真将出现削底。若输入信号幅度过大，有可能同时出现饱和失真和截止失真。不难看出，为避免产生这2种失真，静态工作点Q 应位于交流负载线的中点,并要求输入信号幅度不要过大。
交越失真是乙类推挽放大器所特有的失真。在推挽放大器中，由2 只晶体管分别在输入信号的正、负半周导通，对正、负半周信号进行放大。而乙类放大器的特点是不给晶体管建立静态偏置，使其导通的时间恰好为信号的半个周期。但是，由于晶体管的输入特性曲线在V B E较小时是弯曲的，晶体管基本上不导通，即存在死区电压V r。当输入信号电压小于死区电压时， 2 只晶体管基本上都不导通。这样，当输入信号为正弦波时，输出信号将不再是正弦波，即产生了失真. 这种失真是由于2 只晶体管在交替工作时“交接”不好而产生的,称为交越失真. 消除交越失真的办法是给晶体管建立起始静态偏置，使它的基极电压始终不小于死区电压。为了不使电路的效率明显降低,起始静态偏置电流不应太大。 这样就把乙类推挽放大器变成了经常使用的甲乙类推挽放大器。不对称失真也是推挽放大器所特有的失真，它是由于推挽管特性不对称，而使输入信号的正、负半周不对称，这种失真称为不对称失真。消除办法是选用特性对称的推挽管。尤其是在O TL 与OCL 电路中，互补管应选用同一种材料的，就是说都选用锗管，或者都选用硅管，以保证其输入特性的对称。
当电路有非线性失真时，输入正弦信号，输出将变成非正弦信号。而该非正弦信号是由基波和一系列谐波组成的，这就是非线性失真的特点。一个电路非线性失真的大小，常用非线性失真系数r 来衡量. r 的定义为：输出信号中谐波电压幅度与基波电压幅度的百分比。 显然r 的值越小，电路的性能也就越好。
减小非线性失真
当放大器输入一个正弦信号时，由于放大器本身的非线性以及静态工作点选择不适当就会使输出变为一个非正弦信号，产生了非线性失真。使正负半周不对称。引入负反馈以后可减小放大器的非线性失真。
放大电路中，由于晶体管等器件的非线性，当输入信号幅度较大时，放大电路的输出波形将产生失真。输入信号Ui为正弦波，输出信号Uo变成了上大下小的失真波形。  减小非线性失真引人负反馈后，输出波形有所改善，如图中Uof所示。以电压串联负反馈为例，由于反馈网络是线性网络，所以，反馈电压波形与输出电压波形一样，也是上大下小。该波形与原输入波形（正弦波）迭加，结果使净输入电压波形产生了"预失真"即Ube变成了上小下大。“预失真”正好抵消了部分因晶体管特性引起的非线性失真，从而使输出波形比较接近正弦波并得到改善。
需要指出的是，由于负反馈的引入，在减小非线性失真的同时，降低了输出幅度，而且对输入信号的固有失真，负反馈是无能为力的。
非线性失真产生的主要原因来自2方面：①晶体管等特性的非线性；②静态工作等位置设置的不合适或输入信号过大．由于放大器件工作在非线性区而产生的非线性失真有4种：饱和失真、截止失真、交越失真和不对称失真。
当电路有非线性失真时，输入正弦信号，输出将变成非正弦信号．而该非正弦信号是由基波和一系列谐波组成的，这就是非线性失真的特点．一个电路非线性失真的大小，常用非线性失真系数r来衡量．r的定义为：输出信号中谐波电压幅度与基波电压幅度的百分比．显然r的值越小，电路的性能也就越好．
其次，由于放大电路中有隔直流电容、射极旁路电容、结电容和各种寄生电容，使得它对不同频率的输入信号所产生的增益及相移是不同的．这样，当输入信号是非正弦波时，即使电路工作在线性区，也会产生失真，称为线性失真。[1]
另外一种说法：
通常放大器的输入信号是多频信号，如果放大电路对信号的不同频率分量具有不同的增益幅值或者相对相移发生变化，就使输出波形发生失真，前者称为幅度失真，后者称为相位失真，两者统称频率失真。频率失真是由电路的线性电抗元件引起的，故称线性失真，其特征是输出信号中不产生输入信号没有的新的频率分量。
非线性失真：是由放大器件的非线性或者负载的非线性而引起的波形失真称为非线性失真。非线性失真的特征是产生新的频率分量，即产生输入信号的单频分量为基波分量的高次谐波分量
输出电压的最大幅度与非线性失真分析
放大电路输出信号电压的幅度受到饱和区和截止区的限制。在给定电路参数的条件下，输出电压不产生明显失真时的幅值称为最大输出幅度，常用峰值或峰～峰值来表示。
受饱和区的限制，输出电压的最大幅度只能达到（UCEQ -UCES），受截止区的限制，最大输出电压幅度只能达到IC。因此，实际能达到的输出电压的最大幅度只能为（UCEQ - UCES）与IC 中较小值的二倍（峰-峰值）。
静态工作点的设置对最大输出幅度有很大的影响。，要想获得较大的输出幅度，应把Q点设置在交流负载线的中点附近。
放大电路中的非线性失真
晶体管工作在非线性区所引起的失真称为非线性失真。产生非线性失真的原因来自两个方面：一是晶体管特性的非线性；二是Q点设置不合适或输入信号过大。
表明因Q点选择的过高或过低而导致在输入信号部分时间内，晶体管进入饱和区或截止区而产生的失真，分别称为饱和失真和截止失真。
为了避免瞬时工作点进入截止区而引起截止失真，则应使：
IC≥ICm +ICEO 　 GS0218
为了避免瞬时工作点进入饱和区而引起饱和失真，则应使：
UCE≥Uom+ UCES 　 GS021
OFDM系统非线性失真自适应补偿技术
摘要：提出了一种将部分传输序列与递归最小二乘法相结合的0FDM非线性失真自适应补偿技术。利用部分传输序列降低OFDM信号的峰均比；使用递归最小二乘法拟合高功率放大器的幅度/幅度和幅度，相位特性曲线，对0FDM信号进行预失真处理，以补偿系统的非线性失真。仿真结果表明，所提出的方法收敛速度快，能对高功率放大器引入的非线性失真进行有效的补偿。
正交频分复用非线性失真部分
无线通信业务的多媒体化是其未来发展的方向之一，而多媒体业务要求有高速的数据传输来支撑，因此宽带传输是无线通信发展的必然趋势。正交频分复用OFDM(0rthogonM Frequency Division Multiplexing)技术可以有效地对抗信号波形间干扰，具有优异的抗噪声性能和抗多径衰落的能力，频谱利用率高，适合于存在多径传播和多普勒频移的无线移动信道中高速传输数据。目前，OFDM技术凭借其固有的对抗时延扩展的能力和较高的频谱利用率迅速成为研究的焦点．成为下一代无线通信的核心技术。
众所周知，OFDM信号具有很高的峰均功率比，对高功率放大器HPA(High Power Amplifier)的线性度要求很高，否则就会产生非线性失真，造成频谱扩展以及带内信号畸变，使系统的性能恶化，因此必须对系统的非线性失真进行抑制。
本文提出了一种将部分传输序列PTS(Partial Transmlt Sequences)与递归最小二乘法RLS(Recursive Least Squares)相结合的失真补偿技术，可以有效地减小高功率放大器的非线性失真。1 传输系统结构OFDM的基本思想是将高速率的数据流变换成多路数据子流，然后用相互正交的子载波对数据子流分别进行调制。本文讨论的发射系统框图如图l所示。由于重点分析OFDM信号的基带自适应补偿技术，为简单起见，系统省略了加入保护间隔和上变频部分。2 自适应补偿技术2．1 部分传输序列
部分传输序列（PTS）先将每个OFDM符号分为V个子块，给每个子块乘上一个相位因子，再对X′(k)进行IFFT运算，得到x′(n)。相位因子bi的选取应使x′(n)的峰均功率比最低。
2．2 自适应补偿
因此，幅度预失真通过对HPA的AM/AM特性曲线求逆实现，相位预失真则通过从原始信号的相位中减去HPA的AM/PM响应实现。3 仿真结果分析考虑子载波数N=256的OFDM系统，子载波采用16QAM调制，PTS分块数V=4，相邻分割方式，采用4倍过采样产生OFDM时域信号，δ=0．004，λ=l，ωA(O)=0，ωP(0)=0。在通信系统中，预失真性能通常与多径衰落无关，因此假设信道为理想的加性高斯白噪声信道，不存在符号间干扰，收发端时钟精确同步。
其中，Pmax表示放大器的最大输出功率，Po表示放大器输出信号的平均功率。图2给出了不同的输出功率回退条件下，无预失真和有预失真时接收端的信号星座图。从中可以看出，预失真可以有效地补偿功率放大器引起的非线性失真(图2(a)、(b))。同时也可看到，随着输出功率回退的减小，高功率放大器进入了限幅区，这时，即使预失真也无法完全消除功率放大器引入的非线性失真(图2(c)、(d))。
在OBO=4．5dB时，有，无预失真系统的误比特率曲线如图3所示。要使高功率放大器最有效地工作，需要在放大器最大输出功率与OFDM信号最小非线性失真之间进行折中，为此，定义系统的总退化TD(TotalDegTadation)为：
其中，Eb/No（HPA）表示在特定的误码率条件下，使用非线性功率放大器时所需的摄低Eb/No；Eb/No(AWGN)表示在相同的误码率条件下，不使用菲线性功率放大器对所需的最低Eb/No。系统总退化随输出功率回退的改变而改变，存在一个最小值，对应的OBO值称为最优功率回退，其值通常用来评估失真补偿算法性能的好坏。
其它
本文提出了一种将部分传输序列与预失真相结合来补偿OFDM系统非线性失真的方法。首先利用部分传输序列对OFDM信号的峰均功率比进行控制，降低大峰值功率出现的概率，然后利用RLS算法对HPA的AM/AM和AM/PM特性进行拟合。仿真结果表明，在误比特率为10-3时，无预失真系统的最优回退为10．3dB，总退化为11．8dB，经过前置PTS自适应预失真后，最优回退为4．3dB，总退化为5．2dB。最优回退减小了6dB．总退化减小了6．6dB．验证了该方法能有效地补偿高功率放大器引入的非线性失真。