Perancangan Quadband BPF dengan Komponen
Lumped untuk Sistem m-BWA

## Design of Quadband BPFUsing Lumped Components for m- BWA System
Gunawan Wibisono * , Daniel Simanjuntak, dan Taufiq Alif Kurniawan
Departemen Teknik Elektro, Fakultas Teknik Universitas Indonesia Kampus Baru UI, Depok 16424,  Indonesia

## Abstrak
Ada  banyak  teknologi mobile  broadband  wireless  access (m-BWA)  yang  saat  ini  digunakan,  agar  bisa  mencakup  seluruh teknologi m-BWA  yang ada dalam sebuah perangkat  maka diperlukan teknologi multiband . Salah satu komponen penting yang mendukung perkembangan teknologi m-BWA adalah bandpass filter (BPF), yang berfungsi untuk memilah-milah dan mengisolasi band yang spesifik dari interferensi pada transceiver radio frequency (RF). Pada penelitian ini akan dirancang quadband BPF yang beroperasi pada frekuensi tengah 950 MHz dan 1,85 GHz untuk aplikasi GSM, 2,35 GHz untuk aplikasi WiMAX, dan 2,65 GHz untuk  aplikasi  LTE  secara simultan.  Rangkaian quadband BPF dibangun  dan dikembangkan dari  konsep dualband BPF dengan menambahkan  sejumlah cross  coupling pada inductive  coupling BPF  tersebut  untuk  menghasilkan  zero  pada  frekuensi  tertentu yang  diharapkan  menggunakan  komponen lumped .    BPF  yang  dirancang  memiliki  spesifikasi, input  return  loss (S 11 )  <  -10  dB, insertion loss (S 21 ) > -3 dB, dan voltage standing wave ratio (VSWR) antara 1 – 2,  dan group delay kurang dari 10 ns. Perancangan dilakukan menggunakan perangkat lunak Advance Design System (ADS) dan kemudian difabrikasi berbasis printed circuit board (PCB).  Hasil  simulasi  BPF  menunjukkan  kinerja quadband BPF  memenuhi  kriteria  perancangan  sedangkan  hasil  fabrikasi mengalami pergeseran.
Kata kunci: quadband BPF, m-BWA, komponen lumped , insertion loss , return loss , VSWR, group delay.

## Abstract
Nowadays, many technology of mobile broadband wireless access (m-BWA)are using by users, in order to develop all m-BWA technologies into one device, multiband technology is proposed. One of important component which support m-BWA technology is bandpass filter (BPF).  BPF has function to enable band selecting in RF transceiver and isolate a specific band from interferers. In this research,  a quadband BPF is design to operate at four specific center frequencies of  950 MHz and 1.85 GHz for GSM, 2.35 GHz for WiMAX, and 2.65 GHz for LTE applications, simultaneously. The quadband BPF circuit is designed based on dualband BPF by adding some cross coupling at inductive coupling BPF to produce zero at certain frequencies using lumped components. The design of filter must meet some requirements such as input return loss (S 11 ) < -10 dB, insertion loss (S 21 ) > -3 dB, and VSWR between  1 – 2 with group delay < 10 ns.  The design  is  simulated  with Advanced  Design  System  (ADS)  software and fabricated using printed circuit based (PCB). The simulation results show that the performances of proposed quadband    BPF   are satisfied to the design requirements, while the measurement results are shifted from the requirements.
Keywords: quadband BPF, m-BWA, lumped component, insertion loss, return loss, VSWR, group delay.

## I. P ENDAHULUAN
Saat  ini  ada  banyak  teknologi mobile  broadband wireless  access (m-BWA)  yang  digunakan  seperti Global  System  for  Mobile  Communications (GSM), Wide-band  Code  Division  Multiple  Access (WCDMA), Worldwide  Interoperability  for  Microwave  Access (WiMAX), dan Long  Term Evolution (LTE). Kemajuan teknologi  m-BWA  menarik  minat  para  peneliti  untuk mengembangkan radio frequency (RF ) transceivers yang mampu bekerja pada beberapa pita frekuensi ( multiband ) secara bersamaan [1]-[6]. Teknologi GSM menggunakan frekuensi  900  MHz  dan  1,8  GHz,  WCDMA  pada
frekuensi 1.9 GHz dan 2,1 GHz, WiMAX pada frekuensi 2,3 GHz dan 3,3 GHz, serta LTE bekerja pada frekuensi 2,6 GHz. Semua teknologi m-BWA dimungkinkan dapat beroperasi  pada  satu  perangkat  untuk  memberikan kemudahan bagi pengguna dan operator. Pada teknologi m-BWA, ukuran dan jumlah divais adalah pertimbangan penting  dalam  perancangan  perangkat,  saat  ini  divais SMD dengan ukuran yang lebih kecil dengan kehandalan tinggi  banyak  digunakan  dalam  perancangan  perangkat m-BWA. Komponen lumped berupa induktor, kapasitor dan  resistor  dalam  rangkaian microwave adalah komponen  pasif  dengan  ukuran  yang  lebih  kecil  dari panjang  gelombang  operasi  sehingga  tidak  ada pergeseran fasa yang besar antara terminal masukan dan keluaran [1].
Bandpass  fiter (BPF)  adalah  komponen  pada teknologi  m-BWA  yang  berguna  untuk  memilih  pita frekuensi  pada  RF transceiver dan  mengisolasi  pita frekuensi yang diinginkan dari sinyal yang diterima [7], [8].  Untuk  memenuhi  kebutuhan  akan  perangkat  yang
gunawan@eng.ui.ac.id
bekerja  pada  multi-frekuensi,  teknik concurrent banyak digunakan  dalam  membangun  sistem transceiver m- BWA.  Himanshu  [1]  dan  Yong-Xin  dkk.  [2] menunjukkan  penggunaan  lumped  komponen  sebagai resonator  untuk  menghasilkan dualband BPF  yang dapat  bekerja  dengan  baik  pada  frekuensi  2,4  GHz  dan 5,2  GHz  untuk  aplikasi  Wi-Fi.  Yong-Xin  dkk.  [2] memperkenalkan dualband BPFsebagai  penggabungan dua singleband  BPF .  Kedua singleband BPF  tersebut didesain  ulang  sehingga  salah  satu  BPF  mempunyai karakteristik lowpass sedangkan  yang  lainnya highpass , sehingga satu filter akan open pada passband band filter lainnya.  Ukuran  filter  ini  relatif  besar  dan rangkaiannya yang sangat kompleks. Himanshu [1] juga memperkenalkan dualband BPF  yang  berbeda  dengan Yong-Xin  dkk.  [2],  di  mana  filter  didesain  dengan komponen lumped yang  tersusun  lebih  padat  untuk menghasilkan  respon dualband dengan  kedua  frekuensi tengah setiap band dapat dikontrol secara mandiri. Pada  penelitian  ini  akan  dirancang quadband BPF yang  dikembangkan  dari  konsep dualband BPFyang diusulkan  oleh  Himanshu  [1],  dengan  menambahkan sejumlah cross  coupling pada inductive  coupling BPF tersebut untuk menghasilkan zero pada frekuensi tertentu yang  diharapkan  [9],  [10].  Rangkaian quadband BPF dirancang  dengan  menggunakan  komponen lumped , dengan  teknik concurrent  multiband yang  bekerja  pada frekuensi  tengah  950  MHz,  1,85  GHz,  2,35  GHz,  dan 2,65 GHz. Filter ini memiliki nilai input return loss (S 11 ) < -10 dB, insertion loss (S 21 ) > -3 dB, dan VSWR antara 1 – 2 dengan group delay < 10 ns.
Perancangan  filter  ini  disimulasikan  dengan menggunakan perangkat lunak Advanced Design System (ADS).  Parameter-parameter  filter  yang  akan  dievaluasi meliputi  frekuensi  kerja, return  loss , insertion  loss , VSWR, bandwidth ,  dan group  delay .  Selain  itu dilakukan  juga  pabrikasi  dan  hasilnya  dibandingkan dengan  hasil  simulasi.  Hasil  akhir  perancangan  adalah rangkaian quadband BPF dengan menggunakan komponen lumped pada printed circuit board (PCB).

## II. P ERANCANGAN Q UADBAND BPF
Spesifikasi quadband BPF  yang  dirancang  dapat dilihat pada Tabel 1.
T ABEL I S PESIFIKASI Q UADBAND BPF Y ANG D IRANCANG Parameter Spesifikasi Aplikasi GSM GSM WiMAX LTE Frekuensi tengah (GHz) 0,95 1,85 2,35 2,65 Bandwidth (MHz) 100 100 100 100 Return Loss (dB) < -10 < -10 < -10 < -10 Insertion Loss (dB)
> -3 > -3 > -3 > -3 VSWR 1 - 2 1 - 2 1 - 2 1 - 2 Group Delay (ns) < 10 < 10 < 10 < 10
Quadband    BPF yang  dirancang  dalam  penelitian merupakan  pengembangan dualband    BPF yang diusulkan  Himanshu  [1]  menggunakan  pendekatan inductive coupling BPF dengan menambahkan sejumlah cross  coupling pada inductive  coupling BPF  untuk menghasilkan zero pada  frekuensi  tertentu.  Konfigurasi
dualband BPF  [1]  yang  digunakan  sebagai  dasar perancangan quadband BPFditunjukkan pada Gambar 1.
L r L a L c L c C r C f L t C i C i C c C c L r C r Port1 Port2
Gambar 1. Skematik Dualband BPF yang Diusulkan Himanshu [1].
Quadband BPFyang  diusulkan  dapat  bekerja  pada frekuensi  tengah  950  MHz,  1,85  GHz,  2,35  GHz,  dan 2,65  GHz.    Seperti  dijelaskan  Himanshu  [1],  resonator paralel  yang  dibentuk  oleh  L r dan  C r dengan  kopling antar resonator L t akan menghasilkan frekuensi resonansi pada pita frekuensi yang lebih rendah sebagai passband pertama.  Dengan  nilai  yang  sesuai,  inductor,  L t ,  dapat pula  digunakan  untuk  menghasilkan passband pada frekuensi  yang  lebih  tinggi,  sebagai passband kedua. Konsep  ini  digunakan  untuk  merancang  BPF  yang bekerja  pada  frekuensi  tengah  950  MHz dan 2,35  GHz. Rangkaian quadband BPFyang  bekerja  pada  frekuensi tengah 950 dan 2350 MHz dapat dilihat pada Gambar 2.
L1 C2 L2 L4 L3 C3 C1 Term 1 Term 2 Gambar 2. Rangkaian quadband BPFpada frekuensi 950 MHz dan 2,35 GHz.
Dengan  menggunakan  pendekatan  seperti  yang dilakukan Fabricio dkk. [11] dan asumsi bahwa L 1 = L 4 , C 1 =  C 3 ,  dan  L 2 =  L3  maka  nilai  impedansi  rangkaian pada  Gambar  1.,  Z 1 ,  Z 2 ,  Z 3 ,  dan  Z 4 dapat  dinyatakan sebagai
1 1 1 1 2 1 1 1 1 1 4 1      C L s sL sC sL sC sL Z Z (1)
  1 1 1 2 2 1 1 2 1 3 2 1 3 2        C L s L L s C L L s sL Z Z Z (2)
di  mana  Z 1 adalah  impedansi  L 1 dan  C 1 ,  Z 2 adalah impedansi  L 1 ,  L 2 ,  dan  C 1 ,  Z 3 adalah  impedansi  L 3 ,  L 4 , dan  C 3 ,  dan  Z 4 adalah  impedansi  L 4 dan  C 3 .  Besarnya
impedansi  total,  Z950MHz,  2350MHz  dinyatakan  oleh
    2 2 2 2 1 1 1 1 1 2 2 2 1 2 2 1 2 1 4 2 1 1 2 1 2 2 2 2 2 3 2 2350 , 950             C L C L C L s C C L L s L L C L L s s Z C Z C C Z Z Z MHz MHz (3)
Kondisi short terjadi apabila Z 950MHz,  2350MHz bernilai nol  yaitu  pada  saat zero bernilai  nol  (pembilang  pada pers  (3)  bernilai  0),  sedangkan  kondisi open terjadi apabila  Z 950MHz,  2350MHz bernilai  tak  hingga  yaitu  ketika pole bernilai nol (penyebut pada Persamaan 3 bernilai 0). Rangkaian  pada  Gambar  1  memiliki  sebuah zero yang akan  beresonansi  pada  tiga  frekuensi,  yaitu  ω a ,  ω b ,  dan ω c . Untuk nilai ω b dimisalkan resonansi saat zero bernilai nol, sehingga Persamaan 3 dapat dinyatakan sebagai   1 2 1 2 1 2 2 1 1 2 1 2 0 C L L L L s L L C L L s s
      (4)
Bila
 j s  ,  untuk  kasus  ω b maka  Persamaan  4 dapat dinyatakan sebagai
1 2 1 2 1 2 C L L L L b     (5)
Sedangkan  ω a dan  ω c beresonansi  pada  saat  pole bernilai nol terjadi, di mana dari Persamaan 3 didapat
  0 2 2 1 1 2 2 2 1 2 2 1 2 1 4      C L C L C L s C C L L s (6)
Dengan  menggunakan  persamaan  kuadrat,  maka didapatkan

  
    2 1 2 1 2 1 2 1 2 1 1 2 2 2 1 1 1 2 2 2 1 2 2 1 2 1 2 1 2 1 2 1 1 2 2 2 1 1 1 2 2 2 1 2 2 8 2 2 2 8 2 2 C C L L C C L L C L C L C L C L C L C L C C L L C C L L C L C L C L C L C L C L c a              
  (7)
Dengan  persyaratan  bahwa  ω a <  ω b <  ω c ,  maka  ω a diatur  sedemikian  sehingga  beresonansi  pada  frekuensi 950 MHz  dan ω c beresonansi  pada  frekuensi  2,35  GHz sedangkan ω b diatur beresonansi pada frekuensi di antara 950  MHz  dan  2,35  GHz.  Hasil  simulasi  return  loss  S 11 yang  menyatakan  frekuensi  resonansi  untuk  ω a dan  ω c dapat ditunjukkan pada Gambar 3.
Gambar 3. Hasil Simulasi S 11 pada Frekuensi 950 MHz dan 2,35 GHz.
Hasil  simulasi  S 11 dapat  diperoleh  dengan  nilai komponen  BPF  yang  digunakan,  diberikan  pada  Tabel 2.
T ABEL II
K OMPONEN BPF U NTUK F REKUENSI 950 MH Z DAN 2,35 GH Z Komponen Nilai (nH) Komponen Nilai (pF) L 1 0,76 C 1 15,6 L 2 0,80 C 2 26,7 L 3 0,80 C 3 15,6 L 4 0,76
Dari  Gambar  3  terlihat  bahwa  frekuensi  resonansi ω b (m2  pada  Gambar  3)  dari  nilai  zero  tidak  mudah diatur  untuk  beresonansi  pada  frekuensi  tertentu  tanpa mempengaruhi frekuensi resonansi ω a (m1 pada Gambar 3)  dan  ω c (m3  pada  Gambar  3).  Tetapi  bila  diinginkan menggeser  frekuensi  resonansi  ω a dan  ω c tanpa mengganggu  frekuensi  resonansi  ω b ,  dapat  dilakukan dengan  mengubah  nilai  C 2 .  Jika  ω b diinginkan  sebagai passband kedua  yang  bekerja  pada  frekuensi  1,85  GHz tanpa  mempengaruhi  ω a dan  ω c ,  maka  untuk mencapainya, konfigurasi rangkaian BPF yang digunakan terlihat pada Gambar 4.
C4 L5 L1 L2 L4 L3 C3 C1 Term 1 Term 2 Gambar 4. Rangkaian Quadband BPF pada Frekuensi 1,85 GHz.
Jika diasumsikan L1=L4, C1=C3, dan L2=L3 maka nilai  impedansi  total  untuk  beresonansi  pada  frekuensi 1,850  GHz  pada  dari  rangkaian  pada  Gambar  3  dapat dinyatakan sebagai
   
      2 5 2 5 1 1 4 5 2 3 5 2 1 4 1 5 2 1 5 1 5 2 4 5 2 1 5 2 1 1 2 2 85 , 1 2 2 2 4 2 4 2 4 L L S L L C L C L L s L L L C C s L L L L L L C L L L L L C L s s Z GHz           (8)
Bila  diharapkan  resonansi  pada  frekuensi  1,85  GHz terjadi, maka dari Persamaan 8 didapat
4 5 2 1 5 2 1 1 2 1 5 1 5 2 2 85 , 1 2 4 2 4 C L L L L L C L L L L L L L GHz      (9)
Untuk  membuat  resonansi  pada  1,85  GHz,  maka dilakukan  penggeseran  frekuensi  resonansi  yang dihasilkan  dari zero tersebut,  dilakukan  dengan penambahan  induktor  dan  kapasitor  sebagai cross coupling terhadap  kopling  utama.  Di  mana  induktor digunakan  untuk  mengubah  nilai zero .  Penambahan cross  coupling ini  tidak  memindahkan  frekuensi resonansi  yang  dihasilkan  dari pole karena cross
coupling ini hanya berfungsi untuk  mengunci zero pada sumbu jω ( real  frequency ).  Apabila  induktor  L 5 dan  C 4 pada  Gambar  4  diubah-ubah  nilainya  maka  frekuensi resonansi  yang  dihasilkan  dari zero akan  bergeser sedangkan  frekuensi  resonansi  lainnya  tidak  berubah. Demikian  juga  sebaliknya,  apabila  komponen  yang sudah  ada  sebelum  penambahan cross  coupling ini diubah-ubah nilainya maka frekuensi resonansi dari zero tidak  akan  berubah  karena cross  coupling sudah mengunci  frekuensi  resonansi  tersebut  pada  posisinya. BPF yang bekerja pada frekuensi tengah 950 MHz, 1,85 GHz  dan  2,35  GHz  dihasilkan  dengan  pemilihan  nilai komponen  L 5 dan  C 4 yang  sesuai,  dengan  sedikit penyesuaian  pada  nilai  komponen  yang  terdapat  pada Tabel  2  maka  diperoleh  nilai  komponen  seperti  pada Tabel 3. Hasil simulasi S 11 diperlihatkan oleh Gambar 5. untuk frekuensi 1,85 GHz.
T ABEL III
K OMPONEN BPF UNTUK F REKUENSI 1,85 GH Z Komponen Nilai (nH) Komponen Nilai (pF) L 1 0,75 C 1 15,5 L 2 0,75 C 3 15,5 L 3 0,85 C 4 3,71 L 4 0,82 L 5 3,14
Passband ketiga  dihasilkan  dengan  penambahan kapasitor di  antara  resonator paralel  yang  dibentuk  oleh L r dan C r pada Gambar 4. Untuk mengontrol pergerakan zero  yang  dihasilkan  pada  quadband  BPF  dapat dilakukan  dengan  menambahkan cross  copling lainnya menggunakan  induktor  maupun  kapasitor  di  antara  dua resonator tersebut [9], [10].
Gambar 5. Hasil Simulasi S 11 pada Frekuensi 1,85 GHz.
Untuk  realisasi passband keempat,  dilakukan dengan  memindahkan zero dari  tak  hingga  ke  frekuensi 2,65  GHz  dengan  menggunakan  induktor  L 6 yang dipasang  secara  seri  terhadap cross  coupling yang terdapat  pada  Gambar  4.Pada  kondisi  ini,  induktor  L 6 juga  berfungsi  sebagai cross  coupling bersama-sama dengan  induktor  L 5 dan  kapasitor  C 4 .  Konfigurasi rangkaian untuk memperoleh passband kedua pada 1,85
GHz  dan passband keempat  pada  2,65  GHz diperlihatkan pada Gambar 6.
C4 L1 L2 L4 L3 C3 C1 Term 1 Term 2 L5 L6 Gambar 6. Rangkaian Quadband BPF pada Frekuensi 1,85 GHz dan 2,65 GHz.
Untuk  menggeser  frekuensi  resonansi  kedua menjadi  1,85  GHz  dapat  dilakukan  dengan  mengubah- ubah  nilai  L 5 dan  C 4 sedangkan  untuk  menggeser frekuensi  resonansi  keempat  menjadi  2,65  GHz  dapat dilakukan  dengan  mengubah-ubah  nilai  L 6 tanpa menggeser  frekuensi  resonansi  kedua  secara  signifikan. Hal  ini  bisa  dicapai  dengan  mengatur  L 5 ,  L 6 ,  dan  C 4 mempunyai  sifat  impedansi  yang  berbeda  pada  kedua frekuensi  tersebut.  Untuk  penelitian  ini,  L 5 ,  L 6 ,  dan  C 4 diatur  agar  lebih  bersifat  kapasitif  pada  frekuensi  1,85 GHz  dan  lebih  bersifat  induktif  pada  frekuensi  2,65 GHz.  Dengan  pemilihan  komponen  yang  sesuai  seperti yang  terdapat  pada  Tabel  4,  dapat  dihasilkan  BPF  yang bekerja pada frekuensi 1,85 GHz dan 2,65 GHz.
T ABEL IV
K OMPONEN BPF P ADA F REKUENSI 1,85 GH Z DAN 2,65 GH Z Komponen Nilai (nH) Komponen Nilai (pF) L1 0,75 C1 15,50 L2 0,85 C3 15,50 L3 0,82 C4 3,725 L4 0,75 L5 2,64 L6 2,64
Hasil  simulasi  S 11 pada  frekuensi  1,85  GHz  dan  2,65 diperlihatkan oleh Gambar 7.
Gambar 7. Hasil Simulasi S 11 pada Frekuensi 1,85 GHz dan 2,65 GHz.
Untuk  realisasi quadband BPF  dapat  dilakukan dengan memasukkan nilai-nilai komponen yang terdapat
pada Tabel 3 dan Tabel 4.pada rangkaian quadband BPF yang  terdapat  pada  Gambar  6.,  kapasitor  C 5 dan  C 6 berfungsi sebagai kopling antara port masukan dan port keluaran  dengan quadband BPF  dan  sekaligus  sebagai DC block dengan  nilai  10  pF.  Kapasitor  ini  tidak memberikan pengaruh yang signifikan terhadap frekuensi  resonansi  filter.  Tabel  5  memperlihatkan  nilai komponen untuk quadband BPF dari Gambar 6.
T ABEL V K OMPONEN BPF U NTUK K EEMPAT P ASSBAND
Hasil simulasi S 11 untuk keempat passband diperlihatkan oleh Gambar 8.
Gambar 8.Hasil Simulasi S 11 untuk Keempat Passband.

## III. H ASIL DAN A NALISA

## A. Simulasi
1) Return Loss
Hasil  simulasi  output return  loss (S 22 )  rangkaian quadband BPFdiperlihatkan  pada  Gambar  9.  Hasil simulasi  menunjukkan  bahwa  rangkaian quadband BPF mampu  beroperasi  pada  empat  frekuensi  yang  berbeda. Nilai  output return  loss yang  kecil  mengakibatkan transmissi power ke quadband BPF dari sumber berjalan lebih  optimal.  Pada  Gambar  9  dapat  dilihat  bahwa  S 22 memiliki nilai yang  yang  mendekati nilai terendah pada frekuensi  tengahnya,  yaitu  pada  950  MHz,  1,85  GHz, 2,35  GHz,  dan  2,65  GHz.  Dari  hasil  simulasi,  dapat disimpulkan  bahwa quadband BPF  dapat  bekerja  pada keempat frekuensi yang diinginkan.
Gambar 9. Hasil Simulasi Output Return Loss (S 22 ).
2) Insertion Loss (S 21 )
Hasil  simulasi insertion  loss (S 21 )  rangkaian quadband BPF  diperlihatkan  pada  Gambar  10.  Hasil simulasi  menunjukkan  bahwa  rangkaian quadband BPF mampu  beroperasi  pada  empat  frekuensi  yang  berbeda. Nilai insertion  loss yang  mendekati  nol  menunjukkan semakin  kecil  daya  yang  hilang  akibat  penyisipan  filter di  antara  kedua port .  Pada  Gambar  10.  dapat  dilihat bahwa S21 memiliki nilai yang yang mendekati nol pada frekuensi  tengahnya,  yaitu  pada  950  MHz,  1,85  GHz, 2,35  GHz,  dan  2,65  GHz.    Dari  hasil  simulasi  tersebut, dapat  disimpulkan  bahwa quadband BPF  dapat  bekerja pada keempat frekuensi yang diinginkan.
Gambar 10. Hasil Simulasi Insertion Loss (S 21 ).
Untuk quadband BPF  ini,  dengan  menggunakan nilai insertion  loss pada  Gambar  3.  lebih  besar  dari  -3 dB, bandwidth yang  diperoleh  adalah  sebesar  56  MHz dan  96  MHz  masing-masing  pada  950  dan  1800  MHz, 162 MHz pada 2,35 GHz, dan 127 MHz pada 2,65 GHz.

## 3) VSWR
Nilai  VSWR  masing-masing  frekuensi  telah mencapai  kondisi  yang  diharapkan,  yaitu  memiliki  nilai antara 1 – 2 pada semua frekuensi kerja quadband BPF tersebut.  Dari  Gambar  11.  tampak  bahwa  hasil  simulasi VSWR  mendekati  nilai  1  pada  frekuensi  tengah  950 MHz, 1,85 GHz¸ 2,35 GHz, dan 2,65 GHz.
Komponen Nilai (nH) Komponen Nilai (pF) L1 0,75 C1 15,5 L2 0,85 C2 26,0 L3 0,82 C3 15,5 L4 0,75 C4 3,7 L5 2,74 C5 10,0
L6
2,57 C6 10,0

## Gambar 11. Hasil Simulasi VSWR.
4) Group Delay
Gambar  12.  menunjukkan group delay yang  terjadi pada  keempat passband yang  diinginkan,  yaitu  950 MHz,  1,85  GHz,  2,35  GHz,  dan  2,65  GHz.  Pada  950 MHz  terjadi group  delay sebesar  5,627  ns,  pada  1,85 GHz  terjadi group  delay sebesar  3,445  ns,  pada  2,35 GHz terjadi group delay sebesar 2,420 ns, dan pada 2,65 GHz  terjadi group  delay sebesar  3,088  ns.  Hal  ini menunjukkan  bahwa group  delay yang  terjadi  kurang dari  10  ns. Group  delay yang  dihasilkan  tidak  akan menyebabkan  perubahan  fasa  yang  signifikan  sehingga tidak  menyebabkan  terjadinya  distorsi  pada  sinyal  yang dilewatkan.
Gambar 12. Hasil Simulasi Group Delay.

## B. Pabrikasi
Hasil pabrikasi quadband BPF yang dirancangd apat dilihat pada Gambar 13.
1) Input Return Loss (S
11 )
Hasil  simulasi input return  loss S 11 rangkaian quadband BPF  tampak  pada  Gambar  14.  Hasil pengukuran  menunjukkan  bahwa  rangkaian quadband BPF hasil pabrikasi sebenarnya mampu beroperasi pada empat  frekuensi  yang  berbeda,  tetapi  tidak  beroperasi pada frekuensi kerja yang diinginkan.
2) Insertion Loss (S 21 )
Hasil  pengukuran insertion  loss (S 21 )  rangkaian quadband BPF  tampak  pada  Gambar  15.  Hasil menunjukkan  bahwa  rangkaian quadband BPF  hasil pabrikasi  tidak  beroperasi  pada  empat  frekuensi  yang diharapkan. Di mana nilai insertion loss yang diharapkan berada  di  atas  -3  dB  tidak  tercapai  seperti  yang diperlihatkan Gambar 15.
Gambar 15. Insertion Loss Hasil Fabrikasi.

## 3) VSWR
Dari  Gambar  16  tampak  bahwa  hasil  simulasi VSWR  pada  frekuensi  yang  diharapkan  tidak  tercapai. Nilai  VSWR  yang  seharusnya  berada  di  bawah  2  pada frekuensi kerja 950 MHz, 1,85 GHz, 2,35 GHz, dan 2,65 GHz belum terpenuhi.
Gambar 16. VSWR Hasil Pabrikasi
Gambar 17. Group Delay Hasil Pabrikasi.

## 4) Group Delay
Gambar  17  menunjukkan group  delay yang  terjadi pada quadband BPF hasil pabrikasi. Seperti yang terlihat pada gambar tersebut group delay yang terjadi di bawah 10  ns  sehingga  tidak  akan  terjadi  distorsi  pada  sinyal yang dilewatkan.
Hasil  fabrikasi  belum  sesuai  dengan  kriteria perancangan  dikarenakan  antara  lain  adalah  nilai komponen  yang  digunakan  tidak  sesuai  dengan  hasil perhitungan,  fabrikasi  PCB  yang  kurang  presisi,  dan proses penyolderan yang kurang baik.

## K ESIMPULAN
Quadband BPF  yang  dikembangkan  dari  konsep dualband BPF  dengan  menambahkan  sejumlah cross
coupling pada inductive coupling BPF untuk menghasilkan zero pada  frekuensi  tertentu  yang diharapkan  telah  berhasil  dirancang  dan  dipabrikasi. Kinerja quadband BPF  yang  dinyatakan  dengan insertion  loss , return  loss ,  VSWR,  dan group  delay disimulasikan,  diukur,  dan  dibandingkan.  Rangkaian quadband BPF  dirancang  menggunakan  komponen lumped dengan  teknik concurrent  multiband yang bekerja pada frekuensi tengah 950 MHz, 1,85 GHz, 2,35 GHz,  dan  2,65  GHz. Quadband BPF  yang  dirancang memiliki bandwidth sebesar  56  MHz  dan  96  MHz masing-masing pada frekuensi 950 MHz dan 1,80 GHz, 162 MHz pada frekuensi 2,35 GHz, dan 127 MHz untuk frekuensi  2,65  GHz  pada insertion  loss >  -3  dB. Quadband BPF  ini  memiliki  nilai return  loss S 11 <  -10
dB, insertion  loss S 21 >  -3  dB, dan  VSWR  antara 1  – 2 dengan group  delay kurang  dari  10  ns  untuk  keempat frekuensi.  Kinerja quadband BPF  hasil  pabrikasi menunjukkan  belum  sesuai  dengan  hasil  simulasi dikarenakan  oleh  antara  lain  toleransi  komponen  yang tinggi,  fabrikasi  yang  kurang  presisi,  dan  proses penyolderan yang kurang baik.

## U CAPAN T ERIMA K ASIH
Penelitian  ini  didanai  oleh  Hibah  Riset  Strategi Nasional Dikti Tahun  2013 dengan nomor kontrak No. 2502/H2.R12/HKAP.05.00/2013.

## D AFTAR P USTAKA
[1] H.  Joshi,  “Multiband RF  Bandpass  Filter  Design”,  Dissertation, Purdue University, Indiana, Mei, 2010.
[2] Y. X. Guo,  L.C. Ong, M. Y. W. Chia, dan B. Luo, “Dual-band bandpass  filter  in  LTCC”, Microwave  Symposium  Digest , 2005 IEEE MTT-S International , 2005, pp. 2219 - 2222.
[3] M.  Steer, Microwave  and  RF  Design  :  A  Systems  Approach , North Carolina, USA: SciTech Publishing, Inc., 2010.
[4] A. B. Fathoni, “Rancang Bangun Multiband dengan Folded Dual Cross  Open  Stub”,  Thesis,  Universitas  Indonesia,  Depok, Indonesia, 2012.
[5] H. Xie, L. He, P. Shen, J. Gan, L. Li, Y. Huang, L. Huang, and W.  Zhang,  “A  novel  dual-band  power  amplifier  for  wireless communication”, IEEE  2009 International  Conference  on Communication Software and Networks , 2009, pp. 332 – 335.
[6] C.  W  Sayre, Complete  Wireless  Design, 2nd  ed.,  New  York, USA: The McGraw-Hill Companies Inc.,  2008.
[7] I.  Bahl, Lumped  Elements  for  RF  and  Microwave  Circuits, Boston, USA: Artech House, 2003.
[8] D.  M.  Pozar, Microwave  Engineering  Third  Edition ,  New Jersey, USA: John Wiley & Son, Inc., 2005
[9] R.  J.  Wenzel,  “Understanding  transmission  zero  movement  in cross-coupled  filters”. Microwave  Symposium  Digest,  2003 IEEE MTT-S International , 2003, pp. 1459 – 1462.
[10] C.  W.  Tang,  Y.  C.  Lin,  and  C.  Y.  Chen,  “Realization  of transmission  zeros  in  combine  filters  using  an  auxiliary inductively  coupled  ground  plane”, IEEE  Transactions  on Microwave  Theory  and  Techniques ,  vol.  51,  pp.  2112  –  2118,
October 2003.
[11] F.  G.  S.  Silva,  R.  N.  de  Lima,  and  R.  C.  S.  Freire,  “A  design methodology  for  concurrent  impedance  matching  networks based  on  multiresonant  circuits”, New  Circuits  and  Systems Conference  (NEWCAS),  2011  IEEE  9th  International ,  Jun  22- 29, 2011 , pp. 386 – 389.