## Studi Transisi Saluran Transmisi Planar – Substrate Integrated Waveguide

## Mudrik Alaydrus
Universitas Mercu Buana, Jakarta mudrikalaydrus@mercubuana.ac.id

## Abstrak
Perkembangan  sistim  komunikasi  wireless  mendorong  dipergunakannya spectrum frekuensi yang tinggi untuk mendapatkan peluang memberikan sistim  dengan  kecepatan  transfer  data  yang  tinggi.  Substrate  Integrated Waveguide (SIW) adalah saluran transmisi yang mampu menghantarkan sinyal  frekuensi  tinggi  dengan  kerugian  yang  kecil,  tetapi  memiliki kemampuan  mengintegrasikan  banyak  komponen.  Untuk  melewatkan sinyal  dari  saluran  planar  ke  SIW  diperlukan  struktur  transisi  yang memiliki  factor  refleksi  yang  kecil.  Di  penelitian  ini  pertama-tama dilakukan  studi  dasar  struktur  SIW  dengan  variasi  besaran  pentingnya, yaitu efek dari diameter  silinder metal d dan jarak pitch antar silinder p dan  studi  terhadap  macam-macam  jenis  dan  bentuk  transisi  yang  telah diperkenalkan  berbagai  publikasi  dan  dilakukan  telaah  terhadap realibilitasnya dan kemungkinan pengembangannya.
Kata Kunci : coaxial, microstrip, millimeter wave, SIW

## Abstract
The development of wireless communication systems encourages the use of high  frequency  spectrums  to  get  the  opportunity  to  provide  systems  with high  data  transfer  rates.  Substrate  Integrated  Waveguide  (SIW)  is  a transmission  line  capable  of  delivering  high  frequency  signals  with  small losses, but has the ability to integrate many components. To pass the signal from the planar channel to the SIW transitional structure is required that has a small reflection factor. In this study, the first study of SIW structure with variations  in  magnitude,  the  effect  of  metal  d  metal  diameter  and  pitch distance between cylinders p and the study of the various types and forms of transition that have been introduced various publications and conducted a review of the reliability and Possible development.

## Keywords : coaxial, microstrip, millimeter wave, SIW
Received 21 November 2016 Accepted for Publication 13 Desember 2016 DOI: 10.22441/incomtech.v7i2.1170

## 1. PENDAHULUAN
Tuntutan  akan  kecepatan  transfer  data  yang  tinggi  pada  sistim  komunikasi wireless  mendorong  berbagai  perkembangan  teknik  pengolahan  data  seperti penggunaan modulasi ordo tinggi atau modifikasi sinyal secara jalur parallel Multiple
Input Multiple Output (MIMO) [1] ataupun pengelolaan spectrum frekuensi yang tak terpakai  dalam  teknik  cognitive  radio  [1,  2].  Tidak  cukup  dengan  memanfaatkan wilayah  spectrum  secara  efisien,  peluang  menambah  kecepatan  transfer  data  ( data rate )  dilakukan  dengan  cara  membuka  wilayah  frekuensi  baru  untuk  mendapatkan lebar pita frekuensi yang belum terpakai ( bandwidth ). Wilayah frekuensi yang secara intensif  dibuka  adalah  frekuensi  >  10  GHz,  khususnya  frekuensi  gelombang millimeter yang memiliki panjang gelombang 1 mm sampai 10 mm (30 GHz – 300 GHz)  [3].  Terutama  rentang  frekuensi  60-94  GHz  mendapatkan  perhatian  khusus untuk  aplikasi  jaringan  wireless,  radar  pada  kendaraan,  sensor  penginderaan  dan piranti biomedis [4].
Faktor  penting  dari  kesuksesan  suatu  teknologi  adalah  penguasaan  teknologi secara  efektif sehingga bisa dimiliki kemampuan  untuk  membuat  sistim  pendukung dengan  mudah  dan  murah  untuk  diproduksi  secara  massal.  Sistim  komunikasi  data pendukung  ini  terdiri  dari  berbagai  komponen  yang  bisa  dikategorikan  dalam komponen  aktif,  seperti  osilator,  penguat,  mixer  dan  lainnya,  dan  komponen  aktif seperti  filter,  pembagi  daya,  antenna,  saluran  penghubung  dan  lainnya.  Dalam pengembangannya,  banyak  sekali  komponen  telekomunikasi  ini  disusun  dengan bantuan saluran penghubung, yang dinamakan saluran transmisi [5, 6, 7]. Modifikasi saluran  transmisi,  yang  menghasilkan  komponen  yang  memenuhi  spesifikasi  yang dituntut  ini  bisa  dilakukan  jika  penguasaan  akan  tingkah  laku  dan  karakteristik pentingnya  dimiliki.  Saluran  transmisi  planar,  yang  memiliki  bahan  dasar  substrate dielektrika  dengan  lapisan  metal  merupakan  saluran  transmisi  penting  dan  sering digunakan  pada  sistim  komunikasi  modern  [6].  Saluran  mikrostrip  dan  koplanar sering  digunakan  pada  aplikasi  dengan  frekuensi  rendah  dan  menengah,  tetapi keduanya tidak efisien jika digunakan untuk aplikasi lebih besar dari 30 GHz, karena kerugian  transmisi  dan  radiasi  membesar  [4].  Sementara  itu,  saluran  transmisi waveguide memiliki kelebihan pada kerugiannya yang minimal juga pada frekuensi yang tinggi [6].
Substrate  Integrated  Waveguide (SIW),  yang  pertama  kali  diperkenalkan  tahun 1998  [4],  adalah  waveguide  yang  dibentuk  dengan  menggunakan  substrate. Kombinasi  waveguide  dan  saluran  transmisi  planar  ini  menghasilkan  saluran transmisi  baru,  yang  mempertahankan  kelebihan  dari  kedua  saluran  transmisi pembentuknya  [8,  9,  10].  SIW  adalah  saluran  transmisi  planar  yang  memiliki frekuensi  cut-off,  sehingga  dipakai  pada  aplikasi  yang  bekerja  mulai  frekuensi tersebut.
Dalam  penggunaannya  SIW  akan  dihubungkan  ke  konektor  koaksial,  yang biasanya  melalui  saluran  transmisi  mikrostrip,  yang  telah  lama  dikenal.  Sehingga transisi dari mikrostrip ke SIW menjadi suatu yang perlu untuk dikuasai [11-31], atau dari  koplanar  ke  SIW  [32-39],  ataupun  transisi  langsung  dari  koaksial  ke  SIW  [40- 44].
Di  publikasi  ini  akan  dilakukan  simulasi  beberapa  model  transisi  dengan  HFSS untuk  menguji  model  yang  dirancang  dan  dibandingkan  dengan  beberapa  publikasi di atas.

## 2. SUBSTRATE INTEGRATED WAVEGUIDE
Struktur dasar dari Substrate Integrated Waveguide (SIW) ditampilkan di gambar 1 [4]. Bahan dasar SIW adalah sebuah substrate dielektrika dengan ketebalan h dan permitivitas relatif ε r . Bagian atas dan bawah substrate adalah lapisan metal dengan ketebalan yang biasanya diabaikan. Struktur seperti ini secara teoretis mampu untuk melewatkan sinyal pada frekuensi berapapun, bahkan juga sinyal DC. Pada struktur SIW  ditambahkan  dua  baris  silinder  metal  (tiang  metal, metallic  posts ),  yang menghubungkan  lapisan  metal  sebelah  atas  dengan  lapisan  metal  sebelah  bawah ( ground ).  Diameter  dari  silinder  metal  ini d dan  jarak  dari  titik  tengah  dua  silinder sebaris adalah p ( pitch ), sedangkan jarak dari titik tengah barisan silinder parallel ini adalah a .  Keberadaaan  dua  baris  silinder  metal  ini  menyebabkan  sinyal  yang berfrekuensi  rendah  tidak  bisa  merambat  di  dalam  SIW,  struktur  SIW  memberikan suatu  nilai  frekuensi  cut-off  tertentu,  jika  sinyal  yang  dilewatkan  melaluinya memiliki  frekuensi  yang  lebih  rendah  dari  frekuensi  cut-off  tersebut,  sinyal  akan ditolak.
Silinder  metal  bertugas  untuk  „menutup‟  sisi  samping  dari  saluran  transmisi, sehingga  SIW  bisa  menjadi  dipandang  sebagai  model  dari  sebuah  waveguide  [6]. SIW memiliki suatu nilai frekuensi cut-off untuk mode gelombang yang merambat di dalamnya,  yang  nilainya  tergantung  dari  besar a dan  kedua  besaran  untuk  silinder metal.  Selain  itu  diameter d dan  jarak  antara  silinder  sebaris p bertanggung  jawab terhadap gelombang yang menyelinap keluar („leakage‟) yang berkontribusi terhadap kerugian (loss). Nilai keduanya biasanya dipilih dengan p / d < 2.5 [4].
Gambar 1 Struktur dasar SIW [4]
Di dalam SIW merambat gelombang dengan mode transversal elektris (TE), tetapi mode transversal magnetis (TM) tidak, karena adanya „celah‟ di antara silinder metal yang  menghindari  mengalirnya  arus  permukaan  di  sisi  samping  dari  waveguide  ini [4].
Dua  barisan  silinder  metal  yang  berjarak a ini  adalah  penutup  sisi  samping waveguide  yang tidak ideal,  karena masih adanya gelombang elektromagnetik  yang bocor keluar. Dengan kondisi ini, lebar efektif dari waveguide menjadi a e . Publikasi [10] menggunakan pendekatan metoda boundary integral resonance mode expansion (BI-RME)  yang  dikombinasikan  dengan  teorema  Floquet  untuk  memodelkan periodisitas  dari  silinder  metal  ini.  Pendekatan  teroretis  ini  divalidasi  dengan pengukuran,  yang didapatkan hubungan lebar efektif waveguide sebagai  fungsi  dari jarak barisan silinder metal, diameter dan jarak pitch-nya,
(1)
Xu  et  al  [8]  dengan  menggunakan  software  HFSS  memberikan  revisi  pada persamaan (1) untuk nilai d yang besar, yaitu
(2)
Dari kedua persamaan ini, terlihat nilai lebar efektif SIW a e selalu lebih kecil dari a . Tetapi dari pemikiran fisika, jika  celah dari silinder metal  cukup besar, sehingga gelombang  elektromagnetik  yang  menyelinap  keluar,  membentuk  distribusi gelombang cukup lebar  di  sisi luar SIW, bisa jadi nilai a e lebih besar dibandingkan nilai jarak antar silinder ini a (atau a e > a ). Seperti yang terjadi pada [9].
Di  [9],  Deslandes  dan  Wu  menggunakan  kombinasi  metoda  moment  dan transverse  resonance  untuk  membahas  konstanta  propagasi  (faktor  atenuasi  dan konstanta  phasa)  di  SIW,  dan  diberikan  dalam  suatu  kurva  parametris,  seperti ditampilkan  di  gambar  2  untuk  mendapatkan  hubungan  antara a e dan a , d dan p . Dengan  bantuan  kurva  ini,  jika  diberikan  (di-set)  frekuensi  cut-off  yang  diinginkan dan nilai-nilai d dan p , maka bisa didapatkan perbandingan κ = a e /a. Di gambar 2 ter lihat  perancangan  diperuntukan  bagi  nilai
.  Jika didapatkan
nilai  κ  >  1.0,  yang  artinya  a e >  a.  Hal  ini  terjadi  karena  jarak pitch p yang  cukup besar, sehingga  gelombang nyelinap (leakage) mencapai  bagian luar dari SIW  yang cukup jauh, sehingga lebar efektifnya lebih besar dibandingkan lebar geometrisnya.
Gambar 2 Hubungan diameter d, pitch p , panjang gelombang cut-off λ c , jarak barisan silinder metal a dan lebar efektif waveguide a e [9].
Gambar  3  menunjukkan  pengaruh  dari  jarak  antara  silinder  metal p .  Dirancang sebuah  SIW  dengan  material  penyusun  alumina,  dengan    permitivitas  relative  9.9, kerugian  tangen  (tangent  loss)  0.001  dan  ketebalan h =  0.254  mm.  Panjang  SIW  4
mm, diameter  dari  silinder  metal d =0.254  mm  dan  jarak  antar  grounding  sejajar (pitch) p =0.5 mm atau p =1.0 mm. Sedangkan jarak dua baris silinder metal a = 3.55 mm. Dengan menggunakan persamaan (1) atau (2), didapatkan lebar efektif SIW a e = 3.41  mm  untuk p =  0.5  mm.  Besaran  ini  digunakan  sebagai  lebar  waveguide pengumpan di sisi gerbang 1 dan 2.
Jika  aturan p/d <  2.5  ditaati,  dalam  hal  ini  dengan p =0.5  mm ,  maka  gelombang elektromagnetika  akan  terkurung  di  dalam  saluran  transmisi  dengan  sangat  efektif (gambar  3,  tengah).  Sedangkan  jika  besar  pitch  dinaikkan,  kasus p =1.0  mm,  maka ada  sebagian  gelombang  akan  keluar  lewat  celah  yang  sudah  membesar  ini,  seperti yang  ditampilkan  di  gambar  3,  kanan.  Dengan  mengamati  kondisi  fisika  ini,  bisa ditebak,  lebar  efektif  dari  waveguide  menjadi  membesar,  seperti  yang  juga ditunjukkan pada persamaan (1) dan (2), jika p membesar, maka a e akan membesar, yaitu menjadi a e = 3.41 mm untuk p = 0.5 mm.
Gambar 3 Distribusi medan magnet untuk p=0.5 mm (tengah) dan p=1.0 mm (kanan)
Konsekuensi dari perubahan lebar efektif dari SIW adalah frekuensi cut-off yang dimilikinya juga akan berubah. Dengan lebar bidang horizontal sebesar a=3.55 mm, dan permitivitas relative 9.9, maka bisa diaproksimasikan nilai frekuensi cut-off dari waveguide konvensional untuk mode fundamental sebesar
√
.
Sedangkan  untuk  SIW  dengan  nilai a e =  3.41  mm  ( p =0.5  mm)  didapatkan dan a e =  3.48  mm  ( p =1.0  mm)  didapatkan
.  Gambar  4 menampilkan  parameter  scattering  dari  SIW  untuk  kedua  nilai  pitch  yang disimulasikan  dengan  HFSS  v.16.  Terjadi  pergeseran  kurva  ke  arah  frekuensi  yang lebih  rendah,  jika  jarak  pitch  diubah  dari  0.5  mm  ke  1.0  mm.  Dari  besaran  factor transmisi  (S 21 ),  tampaknya  pembesaran  celah  ini  tidak  terlalu  berpengaruh  terhadap kerugian yang diderita SIW.

## 3. TRANSISI KE SIW

## 3.1 Transisi Mikrostrip-SIW
Penelitian  yang  dilakukan  Deslandes  dan  Wu  [11]  barangkali  yang  pertama memperkenalkan  transisi  mikrostrip-SIW,  yaitu  dalam  bentuk  taper,  membesar  dari ukuran lebar mikrostrip ke suatu lebar  yang mendekati lebar efektif dari SIW, yang diinspirasi oleh bentuk gelombang quasi-TEM dari mikrostrip ke gelombang TE10 di
waveguide.  Besaran  parameter  yang  diberikan  secara  acak  sepertinya  melalui  studi parameter. Konsep transisi ini diaplikasikan untuk merancang filter [12].
Gambar 4 Parameter scattering untuk kasus p =0.5 mm (solid) dan p =1.0 mm (putus-putus)
Gambar 5 Transisi Mikrostrip – SIW dan parameter scattering-nya [11].
Deslandes  [20]  memberikan  cara  untuk  merancang  transisi  dari  mikrostrip  ke Substrate  Integrated  Waveguide  (SIW).  Menggunakan  sebuah  substrate  dengan permitivitas relative ε r dan ketebalan h , dirancangkan mikrostrip dengan lebar strip w untuk  menghasilkan  impedansi  karakteristik  50  ohm  [6].  Dengan  metoda  yang dikembangkan di [20] dirancang sebuah SIW dengan diameter tiang metal grounding d yang berjarak p satu dengan lainnya dan berbaris secara parallel dengan jarak sisi a r .  Kedua  parameter d dan p diatur  supaya  kerugian  akibat  gelombang  keluar (leakage  loss)  minimal,  sedangkan a r diatur  untuk  mendapatkan  nilai  frekuensi  cut- off yang diinginkan. Di [20] dirancang cara untuk mendapatkan transisi yang efektif dengan mendapatkan nilai w t dan l t .
Perancangan  yang  dilakukan  adalah  dengan  melakukan  pendekatan  pada waveguide  WG42  dengan  dimensi  waveguide 10.668  mm  x  4.318  mm  dan  bekerja pada  frekuensi  18  GHz  sampai  26.5  GHz.  Frekuensi  cut-off  untuk  mode  ordo terendah adalah 14.051 GHz (dan frekuensi cut-off ordo berikutnya 2x14.051 GHz = 28.102  GHz),  sehingga  dengan  dielektrika  ε r =9.9  didapatkan  λ c = √ √ . Lebar equivalen dari waveguide adalah a e = λ c /2 = 3.39 mm. Untuk merancang  SIW digunakan parameter diameter dari  grounding d =0.254 mm  dan  jarak  antar  grounding  sejajar  (pitch) p =0.5  mm.  Dengan  menggunakan grafik di  gambar 6, didapatkan hasil κ ≈ 0.955, yang menghasilkan  a r =  a e /κ = 3.55 mm. Dengan menggunakan metoda yang dikembangkan di [20] didapatkan hasil w t = 1.08 mm, yang berbeda dengan yang didapatkan di [20], di sana angkanya 1.44 mm. Di penelitian ini digunakan panjang SIW 5 mm.
Gambar 6 Penentuan factor pembanding κ [20].
Gambar 7 dan 8 menampilkan parameter scattering untuk transisi yang berbentuk taper dengan lebar sisi yang menyentuh SIW dengan w t =1.08 mm dan variasi l t dari nilai 2 mm sampai 5 mm. Hasilnya dibandingkan dengan tanpa transisi.
Sedangkan  gambar  9  dan  10  menampilkan  parameter  scattering  kasus w t =1.44 mm, sebagai nilai yang diberikan di publikasi [20].
Gambar 7 Faktor refleksi dari struktur transisi mikrostrip-SIW dengan w t = 1.08 mm dan variasi l t .
Gambar 8 Faktor transmisi dari struktur transisi mikrostrip-SIW dengan w t = 1.08 mm dan variasi l t .
Gambar 9 Faktor refleksi dari struktur transisi mikrostrip-SIW dengan w t = 1.44 mm dan variasi l t .
Gambar 10 Faktor transmisi dari struktur transisi mikrostrip-SIW dengan w t = 1.44 mm dan variasi l t .
Secara  umum,  factor  refleksi  dari  struktur  membaik  dengan  ditambahkannya taper.  Untuk  frekuensi  18  GHz  –  26.5  GHz,  struktur  dengan  wt=1.08  mm  dan  lt=2 mm  dan  4  mm  memberikan  nilai  factor  refleksi  yang  lebih  baik  dari  -12,5  dB,
sedangkan dengan wt=1.44 mm, hanya mendapatkan factor refleksi  yang lebih baik dari -10 dB. Sedangkan kerugian transmisi (insertion loss) untuk wt=1.08 mm lt= 2 mm lebih kecil dari 0.6 dB dan untuk wt=1.08 mm, lt=4 mm lebih kecil dari 0.4 dB. Sedangkan  dengan  wt=1.44mm,  untuk  panjang  taper  lt=3  mm  dan  lt=5  mm didapatkan  nilai  kerugian  transmisi  yang  lebih  kecil  dari  0.5  dB  sedangkan  untuk lt=4 mm didapatkan lebih kecil dari 0.4 dB.

## 3.2 Transisi Langsung Koaksial-SIW
Pengumpanan  langsung  dari  konektor  koaksial  ke  SIW  juga  bisa  dilakukan, seperti pada publikasi [40-44]. Hal ini dipengaruhi oleh berbagai cara pengumpanan konektor  koaksial  ke  waveguide  yang  telah  dikenal  sejak  puluhan  tahun  [45].  Pada waveguide  yang  berisi  udara  dan  memiliki  ketebalan  yang  cukup  besar  (misalnya λ/4) bisa didapatkan kebebasan dalam merancang ujung feeding dari inner line kabel koaksial yang masuk ke waveguide, seperti di [44]. Tetapi kebebasan akan berkurang jika digunakan sebuah substrate yang sangat tipis.
Gambar  11  sebelah  kiri  menampilkan  suatu  cara  untuk  koneksi  langsung  kabel koaksial  ke  SIW.  Dalam  hal  ini  sebagai  konektor  digunakan  tipe  SMA.  Inner  line dari konektor ini diteruskan dan disambungkan ke sisi atas dari SIW.

## Gambar 11 kiri:Transisi langsung konektor koaksial-SIW
Kanan: distribusi medan magnet untuk frekuensi 21 GHz (tak ada transmisi) dan 18 GHz (ada transmisi).
Gambar  11  sebelah  kanan  menampilkan  distribusi  medan  magnet  pada  frekuensi 18 GHz dan 21 GHz. Pada frekuensi 18 GHz terjadi transmisi gelombang dari input menuju  output  secara  efektif  (S21  =  -0.3  dB),  sedangkan  pada  frekuensi  21  GHz tidak terjadi transmisi, sehingga didapatkan nilai S21 yang sangat kecil.
Gambar 12 Faktor refleksi (solid) dan transmisi (dashed) transisi koaks-SIW
Gambar  12  menampilkan  factor  refleksi  dan  transmisi  struktur  transisi  langsung konektor  koaksial  dan  SIW.  Dengan  setting  parameter  yang  diberikan  didapatkan nilai  factor  refleksi  yang  kecil  pada  frekuensi  18  GHz  dan  dengan  factor  transmisi sekitar   -0.3 dB.

## 4. KESIMPULAN
Jika  perbandingan  pitch  terhadap  diameter  silinder  metal  p/d  diperbesar,  maka gelombang  elektromagnetik  yang  menyelinap  (leakage)  akan  membesar,  sehingga lebar  efektif  dari  SIW  akan  membesar.  Konsekuensinya  frekuensi  cut-off  akan bergeser ke nilai yang lebih kecil.
Penggunaan taper pada transisi  mikrostrip  –  SIW diperlukan untuk  mendapatkan factor  refleksi  yang  baik  pada  frekuensi  kerja  struktur  SIW  yang  diinginkan.  Nilai frekuensi yang memiliki factor refleksi yang kecil tergantung dari pemilihan besaran taper ini, yaitu panjang dan lebarnya pada sisi SIW.
Transisi  langsung  konektor  koaksial  –  SIW  secara  sederhana,  tidak  memberikan hasil yang baik, karena dari simulasi di pembahasan, hanya didapatkan factor refleksi yang bernilai sekitar -14 dB.

## REFERENCES
[1]   S.K.Wilson,  S.  Wilson,  E.  Biglieri, Transmission  Techniques  for  Digital Communications , Academic Press, 2016.
[2]   M. Alaydrus, Cognitive Radio: Sistim Radio Cerdas, Incomtech , Vol. 1, No.2, 2010, p. 130-143
[3]   K. Khalaf,  V.  Vidojkovic, P.  Wambacq, J.R.  Long, Data  Transmission  at  Millimeter Waves , Springer, 2015.
[4]   M.  Bozzi,  A.  Georgiadis,  K.  Wu,  Review  of  substrate-integrated  waveguide  circuits and antennas, IET Microwaves, Antennas & Propagation , 2011, Vol. 5, Iss. 8, pp. 909- 920.
[5]   P.A. Rizzi, Microwave Engineering: Passive Circuits , Pearson, 1987.
[6]   M. Alaydrus, Saluran Transmisi Telekomunikasi, Graha Ilmu, Jogjakarta, 2009.
[7]   M. Alaydrus, Antena: Prinsip dan Aplikasi , Graha Ilmu, Jogjakarta, 2011.
[8]   Xu,  F.,  Wu,  K.:  „Guided-wave  and  leakage  characteristics  of  substrate  integrated waveguide‟, IEEE Trans. Microw. Theory Tech ., vol. 53, no.1, 2005, pp. 66–73.
[9] D.  Deslandes  and  K.  Wu,  “Accurate  Modeling,  Wave  Mechanisms,  and  Design Considerations  of  a  Substrate  Integrated  Waveguide,” IEEE  Trans.  Microw.  Theory Tech. , vol. 54, no. 6, pp. 2516–2526, 2006.
[10]   Cassivi,  Y.,  Perregrini,  L.,  Arcioni,  P.,  Bressan,  M.,  Wu,  K.,  Conciauro,  G.: „Dispersion  characteristics  of  substrate  integrated  rectangular  waveguide‟,  IEEE Microw. Wirel. Compon. Lett., 2002, 12, (9), pp. 333–335.
[11]  D. Deslandes and K. Wu, “Integrated Microstrip and Rectangular Waveguide in Planar Form,” IEEE Microw. Wirel. Components Lett. , vol. 11, no. 2, 2001, p. 68-70.
[12]  D.  Deslandes  and K. Wu, “Single-Substrate  Integration  Technique  of  Planar  Circuits and Waveguide Filters,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech. , vol. 51, no. 2, pp. 593- 596, Feb. 2003.
[13]   H.  Nam,  T.-S.  Yun,  K.-B.  Kim,  K.-C.  Yoon, J.-C.  Lee,  “Ku-band  transition  between microstrip  and  substrate  integrated  waveguide  (SIW),” Asia-Pacific  Microwave Conference Proceedings (APMC) , vol. 1, 1–4, 2005.
[14]   T.  H.  Yang,  C.  F.  Chen,  T.  Y.  Huang,  C.  L.  Wang,  R.  B.  Wu,  “A  60GHz  LTCC transition  between  microstrip  line  and  substrate  integrated  waveguide,” Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings (APMC ), vol. 1, 4–7, 2005.
[15]  M.  Abdolhamidi,  A.  Enayati,  M.  Shahabadi,  and  R.  Faraji-dana,  “Wideband  Single- Layer  DC-Decoupled  Substrate  Integrated  Waveguide  (  SIW  )  -  to  -  Microstrip Transition  Using  an  Interdigital  Configuration,”  in Proceeding  of  Asia-Pacific Microwave Conference , 2007, pp. 7–10.
[16]  C.  Yau,  T.  Huang,  T.  Shen,  H.  Chien,  and  R.  Wu,  “Design  of  30GHz  Transition between  Microstrip  Line  and  Substrate  Integrated  Waveguide  Z-d,”  in Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings, APMC , 2007, pp. 0–3.
[17]   Y. Ding, K. Wu, “Substrate integrated waveguide-to-microstrip transition in multilayer substrate,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques , vol. 55, no. 12, 2839–2844, 2007.
[18]  D.  Hammou,  E.  Moldovan,  and  S.  O.  Tatu,  “V-Band  Microstrip  to  Standard Rectangular Waveguide Transition Using a Substrate Integrated Waveguide (SIW),” J. Electromagn. Waves Appl. , vol. 23, pp. 221–230, 2009.
[19]  S.  Georgakopoulos  and  S.  Ogurtsov,  “An  S-parameter  Extraction  Technique  for Broad-Band  Characterization  of  Microstrip-to-SIW  Transitions,”  in Antennas  and Propagation Society International Symposium, 2009. APSURSI ’09. IEEE , 2009, pp. 7–10.
[20]  D.  Deslandes,  “Design  Equations  for  Tapered  Microstrip-to-Substrate  Integrated Waveguide Transitions,” IEEE MTT-S International , 2010, pp. 704–707.
[21]   F. Bauer, W. Menzel, “A wideband transition from substrate integrated waveguide to differential  microstrip  lines  in  multilayer  substrates,” 40th  European  Microwave Conference (EuMC) , 811–813, 2010.
[22]  E.  Miralles,  H.  Esteban,  C.  Bachiller,  A.  Belenguer,  and  V.  E.  Boria,  “Improvement for  the  Design  Equations  for  Tapered  Microstrip-to-Substrate  Integrated  Waveguide Transitions,”  in Electromagnetics  in  Advanced  Applications  (ICEAA),  2011
International Conference on , 2011, no. 1, pp. 652–655.
[23]     D.-K.  Cho,  H.-Y.  Lee,  “A  new  broadband  microstrip-to-SIW  transition  using parallel HMSIW,” Journal of Electromagnetic Engineering and Science , vol. 12, no. 2, 171–175, 2012.
[24]  F.  Taringou,  J.  Bornemann,  T.  Weiland,  “Wideband  Transitions  from  Substrate- Integrated Waveguide to Coupled Microstrip Lines and Their Applications to Power Dividers,” in 4A2-05  Proceedings  of  APMC  2012,  Kaohsiung,  Taiwan ,  2012, no.  c, pp. 857–859.
[25]   E. D. Caballero, A. B. Martinez, H. E. Gonzalez, O. M. Belda, V. B. Esbert, “A novel transition  from  microstrip  to  a  substrate  integrated  waveguide  with  higher characteristic  impedance,” IEEE  MTT-S  International  Microwave  Symposium  Digest (IMS) , 1–4, 2013.
[26]  M. I. Nawaz,  Z. Huiling, and M. Kashif, “Substrate Integrated Waveguide (SIW ) to Microstrip  Transition  at  X-Band,”  in Proceedings  of  the  2014  International Conference on Circuits, Systems and Control , 2014, pp. 61–63.
[27]   Z. Kordiboroujeni and J. Bornemann, “New wideband transition from  microstrip line to  substrate  integrated  waveguide,” IEEE  Transactions  on  Microwave  Theory  and Techniques , vol. 62, no.12, 2983-2989, 2014.
[28]  P. Wu, J. Liu, and Q. Xue, “Wideband Excitation Technology of TE20 Mode Substrate Integrated Waveguide and its Applications,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech. , vol. 63, no. 6, pp. 1863–1874, 2015.
[29]  R.  C.  Caleffo,  “New  Design  Procedure  to  Determine  the  Taper  Transition  for Impedance  Matching  Between  Microstrip  Line  and  SIW  Component,” J. Microwaves, Optoelectron. Electromagn. Appl. , vol. 15, no. 3, pp. 247–260, 2016.
[30]  D.  Eom  and  H.  Lee,  “Substrate  Integrated  Waveguide  Transitions  to  Planar Transmission Lines Using Lumped Elements and Their Applications,” IEEE  Trans. Microw. Theory Tech. , vol. 64, no. 12, pp. 4352–4361, 2016.
[31]  F. Grine, M. T. Benhabiles, and M. L. Riabi, “Ku - band Transition with not Metalized Air  -  Vias  between  Microstrip  Line  and  Substrate  Integrated  Waveguide,” J. Microwaves, Optoelectron. Electromagn. Appl. , vol. 16, no. 1, pp. 50–58, 2017.
[32]  D.  Deslandes  and  K.  Wu,  “Integrated  Transition  of  Coplanar  to  Rectangular Waveguides,” IEEE MTT-S International , 2001, pp. 3–6.
[33]  F.  Taringou  and  J.  Bornemann,  “New  Substrate-Integrated  to  Coplanar  Waveguide Transition,” in Proceedings  of the 41st  European Microwave  Conference ,  2011,  no. October, pp. 428–431.
[34]  F.  Taringou  and  J.  Bornemann,  “New  Interface  Design  from  Substrate-Integrated  to Regular  Coplanar  Waveguide,”  in Proceedings  of  the  Asia-Pacific  Microwave Conference 2011 , 2011, no. c, pp. 403–406.
[35]  F.  Taringou,  J.  Bornemann,  and  K.  Wu,  “Experimental  Verification  of  Coplanar-to- Substrate-Integrated-  Waveguide  Interconnect  on  Low-Permittivity  Substrate,”  in 2013 Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings , 2013, pp. 1–3.
[36]  F.  Taringou,  J.  Bornemann,  K.  Wu,  T.  Weiland,  “Broadband  Interconnects  Between Coplanar  Waveguide  and  Substrate  Integrated  Waveguide  for  Dense  Packaging  and Integration,” in Microwave Symposium (IMS), 2014 IEEE MTT-S International , 2014, pp. 8–10.
[37]  F. Taringou, D. Dousset, J. Bornemann, and K. Wu, “Substrate-Integrated Waveguide Transitions  To  Planar  Transmission-Line  Technologies,”  in Microwave  Symposium Digest (MTT), 2012 IEEE MTT-S International , 2012, pp. 11–13.
[38]  F.  Taringou,  T.  Weiland,  J.  Bornemann,“Broadband  Design  of  Substrate  Integrated Waveguide  to  Stripline  Interconnect,”  in Numerical  Electromagnetic  Modeling  and Optimization  for  RF,  Microwave,  and  Terahertz  Applications  (NEMO),  2014 International Conference on , 2014, pp. 9–12.
[39]  T.  Jaschke,  B.  Rohrdantz,  W.  M.  Gitzel,  and  A.  F.  Jacob,  “Modeling  and  Design  of Stepped Transitions for Substrate-Integrated Waveguides,” in GeMiC 2016 , 2016, no. 1, pp. 124–127.
[40]   A.Morini,  M.  Farina,  C.  Cellini,  T.  Rozzi,  and  G.  Venanzoni,  “Design  of  low-cost non-radiative SMA-SIW launchers,” in Proc. 36th Eur. Microw. Conf., Sep. 2006, pp. 526–529.
[41] E.  Arnieri,  G.  Amendola,  L.  Boccia,  and  G.  D.  Massa,  “Coaxially  fed  substrate integrated  radiating  waveguides,”  in  Proc.  IEEE  Antennas  Propag.  Soc.  Int.  Symp., Jun. 2007, pp. 2718–2721.
[42]   S. Mukherjee, P. Chongder, K. V. Srivastava, and A. Biswas, “Design of a broadband coaxial  to  substrate  integrated  waveguide  (SIW)  transition,”  in  Proc.  Asia-Pasific. Microw. Conf., Nov. 2013, pp. 896–898.
[43]   A.  A.  Khan,  M.  K.  Mandal,  and  R.  Shaw,  “A  compact  and  wide-  band  SMA connector to empty substrate integrated waveguide (ESIW) transition,” in Proc. IEEE MTT-S Int. Microw. RF Conf. (IMaRc), Dec. 2015, pp. 246–248.
[44]  A.  A.  Khan,  M.  K.  Mandal,  and  S.  Member,  “A  Compact  Broadband  Direct  Coaxial Line to SIW Transition,” IEEE Microw. Wirel. Components Lett. , vol. 26, no. 11, pp. 894–896, 2016.
[45]  N. Marcuvitz, Waveguide Handbook, IEE Electromagnetic Waves Series, 1985