© Jurnal Nasional Teknik Elektro dan Teknologi Informasi Karya ini berada di bawah Lisensi Creative Commons Atribusi-BerbagiSerupa 4.0 Internasional Terjemahan dari 10.22146/jnteti.v13i1.6876

## Modulasi Single-Phase Shift Untuk Konverter DAB Pada Simulasi Typhoon HIL
Yohan Fajar Sidik 1 , F. Danang Wijaya 1 , Roni Irnawan 1 , Muhammad Ridwan 2 , Kevin Gausultan 2 , and Sriyono 2
1 Departemen Teknik Elektro dan Teknologi Informasi, Fakultas Teknik, Universitas Gadjah Mada, Yogyakarta, Indonesia
2 Pusat Penelitian dan Pengembangan Ketenagalistrikan, Jakarta, Indonesia
[Diserahkan: 5 Februari 2023, Direvisi: 27 Juli 2023, Diterima: 5 Desember 2023] Penulis Korespondensi: Yohan Fajar Sidik (email: yohanfajarsidik@ugm.ac.id)
INTISARI — Solid-state transformer (SST) dapat menjadi sebuah solusi untuk sistem distribusi masa depan yang mampu mengintegrasikan berbagai macam sumber energi terbarukan. SST terdiri atas konverter dual-active bridge (DAB) satu fase yang berfungsi untuk menurunkan level tegangan dc. Tujuan sistem kendali pada konverter DAB yang digunakan pada SST ini  adalah  untuk  mengendalikan  tegangan  pada  sisi  keluaran.  Strategi  kendali  pada  konverter  DAB  terdiri  atas  kendali proporsional integral (PI) dan modulasi single-phase shift (SPS). Banyak literatur menyebutkan tentang modulasi SPS untuk konverter DAB. Namun, literatur-literatur tersebut tidak memberikan prosedur dalam mengimplementasikan modulasi SPS pada  pengendali  riil.  Paper  ini  bertujuan  untuk  mengembangkan  modulasi  SPS  pada  pengendali  riil  yang  berupa mikrokontroler  STM32F446RE.  Modulasi  SPS  yang  diusulkan  berdasarkan  fitur master-slave  timer yang  tersedia  pada mikrokontroler STM32. Proses pengembangan dan pengujian untuk strategi kendali dari konverter DAB dilakukan dengan menggunakan  simulasi hardware  in  the  loop (HIL)  pada  Typhoon  HIL.  Skema  ini  dapat  mengurangi  waktu  dan  biaya pengembangan.  Eksperimen  pada  lingkungan  HIL  menunjukkan  bahwa  strategi  kendali  untuk  konverter  DAB  yang diusulkan,  yang  terdiri  atas  kendali  PI  dan  modulasi  SPS,  telah  sukses  diimplementasikan  pada  mikrokontroler STM32F446RE.  Strategi  kendali  yang  diusulkan  ini  mampu  mengalirkan  daya  dalam  dua  arah  yang  berguna  untuk mengintegrasikan  pembangkit  tersebar  pada  sisi  beban.  Selain  itu,  sistem  kendali  ini  mampu  mengatasi  gangguan  yang disebabkan oleh beban.

## KATA KUNCI
— Konverter DAB, Typhoon HIL, Kendali PI, Modulasi SPS.

## I. PENDAHULUAN
Sistem  distribusi  masa  depan  akan  mengalami  perubahan konfigurasi dengan kehadiran solid-state transformer (SST) [1], [2]. SST muncul disebabkan oleh perkembangan pada bidang elektronika  daya,  khususnya  komponen  semikonduktor  daya yang  merupakan  komponen  utama  penyusun  konverter  daya [3]. SST dapat menggantikan transformator konvensional yang beroperasi pada frekuensi rendah sebesar 50 Hz. Transformator konvensional  ini  tidak  dapat  mengompensasi  secara  fleksibel gangguan-gangguan  pada  sistem  distribusi  [4].  Contoh gangguan-gangguan  tersebut  adalah  distorsi  harmonik, tegangan sag ,  dan  tegangan swell [5],  [6].  SST  juga  dapat digunakan  sebagai  konverter fast  charging untuk  kendaraan listrik [7]. Fitur aliran daya dua arah pada SST memungkinkan aplikasi vehicle-to-grid (V2G) atau grid-to-vehicle (G2V) [8]. Selain  itu,  makin  banyak  sumber  energi  terbarukan  seperti matahari  dan  angin  dapat  diintegrasikan  dengan  mudah  ke dalam sistem SST [9].
SST  memiliki  banyak  kelebihan  dibandingkan  dengan transformator  konvensional.  Pertama,  SST  dapat  mengatasi permasalahan  pada  jaringan  listrik  karena  tegangan  dan  arus SST dapat dikendalikan secara fleksibel. Ini bertolak belakang dengan  transformator  frekuensi  rendah  (50  Hz)  yang merespons  secara  pasif  gangguan-gangguan,  sehingga tegangan sag / swell dapat  terjadi  pada  jaringan.  Kedua, integrasi  sumber  energi  terbarukan  pada  SST  dapat  dengan mudah  dilakukan  karena  tersedianya medium-voltace  dc (MVDC) atau low-voltage dc (LVDC) [10]. Ketiga, aliran daya dua arah pada SST dapat terjadi dengan menggunakan strategi kendali.  Keempat,  dibandingkan  dengan  transformator
konvensional  (50  Hz),  dimensi  keseluruhan  SST  dapat  jauh lebih kecil [11].
SST  terdiri  atas  tiga  buah  konverter,  yaitu penyearah, konverter  dc-dc,  dan inverter [12],  [13],  seperti  ditunjukkan pada  Gambar  1.  Struktur  konverter  ini  disebut  dengan three- stage SST , yang menyediakan MVDC dan LVDC [10]. Setiap konverter pada SST memiliki fungsi yang spesifik. Penyearah berfungsi  untuk  mengubah medium-voltage  ac (MVAC) menjadi MVDC. Level tegangan MVDC kemudian diturunkan ke level LVDC oleh konverter dc-dc. LVDC kemudian diubah ke low-voltage  ac (LVAC)  menggunakan inverter .  Sebagai sebuah  kesatuan,  SST  mengonversi  tegangan  ac  ke  ac  yang secara fleksibel dikendalikan [14].
Pada makalah ini, topologi konverter dc-dc yang digunakan adalah konverter dual-active bridge (DAB) satu fase. Konversi tegangan menggunakan konverter DAB dapat lebih tinggi atau lebih  rendah,  bergantung  pada  kebutuhan  aplikasi.  Konverter DAB  memiliki  beberapa  kelebihan,  yaitu  efisiensinya  tinggi, memiliki  isolasi  galvanis,  dan  aliran  dayanya  dua  arah  [15]. Fitur-fitur  ini  membuat  konverter  DAB  merupakan  pilihan yang tepat untuk SST.
Arsitektur  konverter  DAB  yang  dipertimbangkan  untuk SST adalah struktur modular. Pada struktur modular, konverter dc-dc  disusun  oleh  beberapa  konverter  DAB  yang  disebut dengan  submodul [16]. Arsitektur  ini cocok digunakan untuk menyesuaikan  level  tegangan.  Pada  aplikasi  SST,  konverter DAB  menurunkan  tegangan  masukan.  Oleh  karenanya, konverter  DAB  disusun  secara  seri  paralel  [17].  Dengan menggunakan arsitektur modular, rasio tegangan masukan dan keluaran dari setiap konverter DAB dapat dipilih 1:1. Rasio ini dapat  disebut  juga unity  transformation .  Pada  kondisi unity
transformation ,  konverter  DAB  dapat  bekerja  lebih  efisien karena  terjadi soft-switching secara  natural,  baik  pada  beban rendah maupun pada beban tinggi [18].
Ukuran dan berat komponen-komponen pasif pada sebuah konverter  DAB,  seperti  kapasitor  dan  transformator,  dapat diperkecil dengan meningkatkan frekuensi switching komponen semikonduktor. Dengan demikian, ukuran total dari konverter DAB menjadi lebih kecil. Namun, efisiensi konverter DAB  menjadi  lebih  rendah  jika  dioperasikan  pada  frekuensi yang  tinggi  [19].  Untuk silicon  insulated-gate  bipolar transistors (Si  IGBT)  dengan  kelas  1.700  V,  frekuensi switching tidak dapat lebih tinggi dari 5 kHz karena rugi-rugi menjadi besar yang menyebabkan suhu junction tinggi pada Si IGBT [20]. Penelitian ini menggunakan Si IGBT dengan kelas 1.700 V.
Kendali  dari  konverter  DAB  pada  SST  digunakan  untuk mengendalikan  tegangan  pada  sisi  keluaran  konverter  DAB [21],  [22],  sedangkan  tegangan  masukan  dikendalikan  oleh penyearah  [23].  Strategi  kendali  yang  umum  digunakan  pada konverter  DAB  terdiri  atas  sebuah  kendali  proporsional integral (PI) dan modulasi single-phase shift (SPS). Modulasi SPS  adalah  teknik  modulasi  dasar  untuk  mengoperasikan komponen  semikonduktor  pada  konverter  DAB  [24],  [25]. Modulasi  SPS  ini  bekerja  dengan  baik  ketika  rasio transformasinya adalah unity transformation [26]. Pengoperasiaan di luar unity transformation dapat menggunakan teknik modulasi lain [27]-[31]. Pada penelitian ini,  konverter  DAB  yang  diaplikasikan  pada  SST  bekerja dengan unity  transformation ,  sehingga  teknik  modulasi  yang dipilih adalah modulasi SPS.
Konsep  dari  modulasi  SPS  dapat  ditemukan  pada  banyak literatur. Pada sebuah penelitian, modulasi SPS dibandingkan dengan  teknik  modulasi  yang  lain  dalam  hal  efisiensi  dan kemampuan aliran daya dua arah [25]. Evaluasi modulasi SPS ini  dilakukan  secara  penuh  dalam  lingkungan  simulasi menggunakan  perangkat  lunak  PLECS.  Selanjutnya,  kinerja modulasi SPS  ditingkatkan dengan  menambahkan pergeseran fase antara leg-leg pada konverter DAB [32]. Pergeseran fase ini  bertujuan  untuk  meningkatkan  efisiensi  konverter  DAB. Modulasi  SPS  telah  diimplementasikan  ke  dalam  perangkat keras,  tetapi  tidak  diketahui  cara  untuk  membangkitkan modulasi  SPS  pada  mikrokontroler.  Pada  penelitian  lain, modulasi  SPS  telah  dievaluasi  pada  lingkungan  simulasi hardware  in  the  loop (HIL)  menggunakan  OPAL-RT  yang berguna  untuk  memverifikasi  algoritma  kendali  tanpa  risiko kerusakan  komponen  [33].  Modulasi  SPS  yang  digunakan dijalankan  menggunakan  pengendali  riil.  Namun,  realisasi modulasi  SPS  pada  pengendali  riil  tersebut  tidak  diketahui. Lalu,  modulasi  SPS  dari  konverter  DAB  untuk charger kendaraan  listrik  diuji  menggunakan  Typhoon  HIL  [34]. Modulasi  SPS  diimplementasikan  ke  dalam  mikrokontroler STM32F4.  Akan  tetapi,  tidak  ada  informasi  tentang  cara implementasi modulasi SPS pada mikrokontroler STM32F4.
Makalah  ini  bertujuan  untuk  memberikan  sebuah  metode dalam  implementasi  modulasi  SPS  pada  pengendali  riil menggunakan  mikrokontroler  STM32F446RE.  Pembangkitan modulasi  SPS  pada  mikrokontroler  STM32F446RE  ini berbasis  fitur master-slave  timer yang  tersedia  pada
mikrokontroler  STM32.  Modulasi  SPS  yang  dikembangkan dapat digunakan untuk aliran daya dua arah. Ini artinya sudut pergeseran  fase  dapat  bertanda  positif  ataupun  negatif, bergantung pada arah aliran daya. Dengan adanya aliran daya dua arah ini, pembangkit tersebar yang lokasinya dekat dengan pusat  beban  dapat  dihubungkan  ke  jaringan  [23].  Konverter DAB pada makalah ini merupakan bagian dari SST, sehingga konverter ini harus mampu mengendalikan tegangan pada sisi keluaran.  Untuk  tujuan  ini,  modulasi  SPS  diintegrasikan dengan kendali PI. Strategi kendali yang berisi modulasi SPS dan  kendali  PI  ini  dapat  mengatasi  gangguan-gangguan  yang disebabkan  oleh  beban  atau  injeksi  daya  dari  sisi  beban. Verifikasi  dari  strategi  kendali  untuk  konverter  DAB  yang diusulkan dilakukan menggunakan simulasi HIL, seperti pada penelitian  sebelumnya  [33].  Namun,  platform  simulasi  HIL pada  penelitian  tersebut  berbeda  dengan  platform  pada makalah ini. Pada makalah ini, platform HIL yang digunakan adalah  Typhoon  HIL.  Typhoon  HIL  berguna  untuk memvalidasi  modulasi  SPS.  Referensi  [34]  menggunakan Typhoon HIL untuk memvalidasi modulasi SPS. Akan tetapi, implementasi modulasi SPS tidak dijelaskan. Pada makalah ini, implementasi  modulasi  SPS  pada  sebuah  mikrokontroler dijelaskan.  Simulasi  HIL  memberikan  metode  yang  cepat, adaptif, dan andal untuk memvalidasi algoritma kendali [34]. Simulasi HIL juga memberikan akurasi yang bagus [35]. Pada skema simulasi HIL ini, rangkaian daya yang berupa konverter DAB  dimodelkan  menggunakan  aplikasi  Typhoon  HIL  dan strategi  kendali  diimplementasikan  ke  dalam  mikrokontroler STM32F446RE.
Makalah  ini  disusun  dengan  sistematika  sebagai  berikut. Pertama, pemodelan dan strategi kendali dari konverter DAB satu  fase  diuraikan.  Kedua,  konsep  simulasi  HIL  dijelaskan untuk  memberikan  gambaran  terhadap  prosedur  dalam melakukan  pengujian  algoritma  yang  diimplementasikan  ke dalam mikrokontroler. Ketiga, makalah ini menjelaskan secara detail cara implementasi metode kendali pada STM32F446RE. Diagram alir dari strategi kendali untuk konverter DAB sebagai bagian dari SST juga disediakan. Selanjutnya, hasil eksperimen didiskusikan. Terakhir, kesimpulan diberikan untuk menyimpulkan semua penemuan dari penelitian.

## II. PEMODELAN DAN STRATEGI KENDALI

## A. PEMODELAN KONVERTER DAB SATU FASE
Gambar 2 menunjukkan rangkaian konverter DAB satu fase yang  disusun  oleh  dua  buah  konverter full  bridge [36],  yaitu bridge primer  dan bridge sekunder.  Kedua  buah bridge ini dihubungkan  oleh  induktans  bocor 𝐿 σ dari  transformator berfrekuensi tinggi. Konverter DAB ini memiliki kemampuan soft switching secara natural [37], sehingga efisiensinya tinggi. Selain  itu, konverter  DAB  ini  dapat mengalirkan  daya  dalam dua arah [38].
Konsep  aliran  daya  pada  konverter  DAB  adalah  dengan cara  menggeser  fase  tegangan  sekunder 𝑣 s relatif  terhadap
Gambar 1 . Solid-state transformer disusun oleh tiga buah konverter.
Gambar 2 . Rangkaian konverter DAB satu fase.
tegangan  primer 𝑣 p . Arah  pergeseran  fase  tegangan 𝑣 s menentukan arah daya, yaitu dikirimkan dari sisi masukan ke sisi keluaran atau sebaliknya, seperti ditunjukkan pada Gambar 3.  Besar  daya  yang  dikirimkan  ditentukan  berdasarkan  besar sudut pergeseran fase 𝜑 antara tegangan masukan dan keluaran transformator.  Besar 𝜑 ini  dapat  dikendalikan  menggunakan modulasi SPS [26]. Kinerja modulasi SPS baik jika modulasi ini bekerja pada unity transformation [26].
Persamaan  diferensial  dari  arus  transformator 𝑖 L ditunjukkan pada (1) [39].
𝑑𝑖 L 𝑑𝑡 = 𝑣 p −𝑣 s 𝐿 σ (1)
dengan 𝑣 p dan 𝑣 s adalah  tegangan  masukan  dan  keluaran. Gambar  3  menunjukkan  bentuk  gelombang  arus  ac  dari transformator  pada  kondisi unity  transformation .  Bentuk gelombang ac tersebut dihasilkan berdasarkan (1).
Daya 𝑃 yang ditransfer oleh konverter DAB dapat dihitung menggunakan (2) [40], [41].
𝑃 = 𝑛𝑉 in 𝑉 out 𝜑(𝜋−|𝜑|)
2𝜋 2 𝑓 sw 𝐿 𝜎 ,        − 𝜋 2 < 𝜑 < 𝜋 2 (2)
dengan n adalah  rasio  transformasi  dari  transformator, 𝑉 out adalah tegangan keluaran, 𝜑 adalah sudut pergeseran fase atau load angle , 𝑉 in adalah tegangan masukan, 𝐿 σ adalah induktans bocor  dari  transformator,  dan 𝑓 sw adalah  frekuensi switching untuk komponen semikonduktor.
Parameter 𝜑 dapat  bernilai  positif  atau  negatif.  Sudut 𝜑 yang  positif  berarti  daya  dikirimkan  dari  konverter  DAB  ke beban,  sedangkan 𝜑 yang  negatif  berarti  daya  diserap  oleh konverter  DAB.  Dengan  demikian,  tanda  positif  atau  negatif dari 𝜑 menentukan  arah  aliran  daya.  Berdasarkan  (2),  nilai maksimal 𝜑 adalah  ±90⁰.  Nilai  ini  berkorelasi  dengan  beban maksimum  yang  diberikan  konverter  DAB  atau  daya maksimum  yang  diserap  oleh  konverter  DAB.  Besar 𝜑 diturunkan dari (2), yaitu [42]
𝜑 𝜋 = 1 2 − √ 1 4 − 2𝐼 out 𝐿 σ 𝑓 sw 𝑛𝑉 out (3)
dengan 𝐼 out adalah  arus  dc  pada  sisi  keluaran.  Karakteristik dinamis  konverter  DAB  dapat  ditingkatkan  dengan  cara menambahkan  kendali  umpan  maju  yang  menggunakan  (3) untuk menghitung 𝜑 yang dibutuhkan untuk mengirim ataupun menyerap daya [43].
Induktans  bocor 𝐿 σ berasal  dari  transformator  frekuensi tinggi,  tetapi 𝐿 σ juga  dapat  diperoleh  dengan  menambahkan komponen  induktor  [44].  Persamaan  untuk  menghitung 𝐿 σ dapat diturunkan dari (2) dengan mengatur nilai 𝜑 sebesar
90⁰.  Besar  sudut  90⁰  ini  merupakan  sudut  maksimal  untuk mendapatkan  daya  maksimal.  Persamaan  tersebut  adalah sebagai berikut [45],
𝐿 σ = 𝑉 in 𝑉 out 8𝑛𝑓 sw 𝑃 . (4)
Nilai 𝐿 σ yang  dihitung  menggunakan  (4)  akan  membatasi daya yang dapat dikirimkan atau diserap oleh konverter DAB. Daya maksimal terjadi pada 𝜑 sebesar 90⁰. Namun, pemilihan 𝜑 sebesar  90⁰  ini  bukanlah  sebuah  keharusan  untuk mendapatkan daya maksimal. Target daya masih dapat dicapai dengan  mengatur 𝜑 kurang  dari  90⁰  dengan  syarat  bahwa  (4) masih  dapat  dipatuhi.  Pemilihan  nilai 𝜑 akan  memengaruhi nilai 𝐿 σ dari  transformator.  Pemilihan  nilai 𝐿 σ dapat berpengaruh  terhadap current  stress dari  komponen semikonduktor  yang  digunakan.  Pemilihan  nilai 𝐿 σ ini  dapat dioptimasi lebih lanjut seperti yang dilakukan pada penelitian sebelumnya [46].

## B. STRUKTUR KENDALI KONVERTER DAB SATU FASE
Konverter DAB yang digunakan pada SST mengendalikan tegangan  pada  sisi  keluaran,  sedangkan  sisi  masukan dikendalikan oleh penyearah, seperti ditunjukkan pada Gambar 4.  Struktur  kendali  tegangan  keluaran  dari  konverter  DAB ditunjukkan pada Gambar 5 [47].  Kendali tersebut terdiri atas kendali PI dan modulasi SPS.
Untuk menentukan parameter kendali PI, sebuah fungsi alih kalang  terbuka 𝐺 ol yang  diberikan  pada  (5)  diturunkan berdasarkan  diagram  blok  kendali  yang  ditunjukkan  pada Gambar  6.  Fungsi  alih  kalang  terbuka  tersebut  terdiri  atas fungsi alih pengendali tegangan 𝐺 c , plant 𝐺 p , dan delay 𝑒 −𝑠𝑇 d . 𝐺 ol = 𝐺 c 𝐺 p 𝑒 −𝑠𝑇 d . (5)
Fungsi  alih  pengendali  tegangan 𝐺 c dinyatakan  pada  (6), sedangkan fungsi alih plant 𝐺 p dinyatakan pada (7) [48]. Delay ditambahkan  pada  fungsi  alih  kalang  terbuka 𝐺 ol yang dinyatakan sebagai 𝑒 −𝑠𝑇 d . Delay ini merepresentasikan waktu tunda pemrosesan yang disebabkan oleh sample dan hold dari implementasi digital pada sebuah mikrokontroler [49].
𝐺 c = 𝐾 p + 𝐾 i 𝑠 . (6)
𝐺 p = 1 𝑠𝐶 out . (7)
Dengan  menggunakan  fungsi  alih  kalang  terbuka 𝐺 ol , parameter  kendali  PI  dapat  dengan  mudah  dihitung  secara
Gambar 3 . Bentuk gelombang tegangan dan arus dari konverter DAB satu fase pada kondisi unity transformation .
Gambar 4. Strategi kendali dari konverter DAB pada solid-state transformer .
Gambar 5. Struktur kendali tegangan dari konverter DAB.
Gambar 6. Diagram blok kendali dari konverter DAB.
analitik  atau  menggunakan  fungsi built-in di  MATLAB. Spesifikasi  desain  kendali  untuk  menentukan  parameter kendali  PI  pada  penelitian  ini  adalah phase  margin (PM) sebesar 60 ° .

## III. SIMULASI HIL KONVERTER DAB DAN IMPLEMENTASI MODULASI SPS

## A. SIMULASI HIL DARI KONVERTER DAB
Simulasi  HIL  adalah  sebuah  metode  untuk  memverifikasi kinerja  algoritma  kendali  yang  berjalan  pada  pengendali  riil [50],  [51].  Simulasi  HIL  dapat  menurunkan  risiko  kerusakan dan  merpercepat  waktu  produksi.  Simulator  HIL  dapat mengemulasi rangkaian daya, sedangkan sinyal kendali dapat berasal  dari  pengendali  riil,  misalnya  dari  mikrokontroler. Mikrokontroler  tersebut  mengirimkan  dan  menerima  sinyal dari  simulasi  HIL  seperti  ditunjukkan  pada  Gambar  7  [52]. Maka,  sistem  kendali  kalang  tertutup  dapat  direalisasikan dengan simulasi HIL.
Pada  penelitian  ini,  Typhoon  HIL  digunakan  sebagai simulator  HIL  dan  mikrokontroler  STM32F446RE  dipilih sebagai  pengendali.  Mikrokontroler  STM32F446RE  adalah ARM Cortex M4 dari STMicroelectronics. Mikrokontroler ini memiliki clock  rate sebesar  180  MHz,  tiga  kanal analog-to- digital converter (ADC), berbagai antarmuka komunikasi, dan 14 buah timer [53].
Antarmuka  penghubung  mikrokontroler  ke  aplikasi perangkat  lunak  Typhoon  HIL  adalah  Typhoon  HIL  604. Rangkaian  daya  dari  konverter  DAB  yang  ditunjukkan  pada Gambar  2  dimodelkan  pada  aplikasi  perangkat  lunak  seperti ditunjukkan  pada  Gambar  8.  Typhoon  HIL  604  memiliki  64 buah keluaran analog dan 64 buah masukan digital [54]. Jumlah tersebut  sudah  lebih  dari  cukup  untuk  digunakan  dalam menguji  sistem  kendali  konverter  DAB  satu  fase,  yang memerlukan sebuah keluaran analog untuk tegangan keluaran 𝑉 out dan  delapan  buah  masukan  digital  untuk  sinyal  PWM, seperti ditunjukkan pada Gambar 8.
Typhoon  HIL  604  dan  STM32F446RE  memiliki  level logika yang berbeda. Pada Typhoon HIL 604, tegangan level logika  untuk  masukan  dan  keluaran  analog  adalah ± 10  V, sedangkan    pada  STM32F446RE  sebesar  3,3  V.  Oleh  karena itu,  diperlukan  penyesuaian  atau  penskalaan  nilai  tegangan, sehingga  tegangan  level  logika  Typhoon  HIL  dapat  dengan aman  dihubungkan  ke  STM32F446RE.  Penskalaan  dapat dengan mudah diatur pada aplikasi perangkat lunak Typhoon HIL.

## B. IMPLEMENTASI DARI MODULASI SPS
Kendali  PI  dan  modulasi  SPS  adalah  algoritma  kendali utama  untuk  konverter  DAB.  Seperti  yang  telah  dijelaskan sebelumnya, target kendali konverter DAB untuk SST adalah menjaga  tegangan  pada  sisi  keluaran  tetap  konstan,  terlepas dari arah aliran daya. Pada konverter DAB ini, daya mengalir dari bridge primer ke bridge sekunder ketika konverter DAB memberikan daya ke beban. Ketika daya diinjeksikan ke dalam jaringan dari sisi beban, daya mengalir dari bridge sekunder ke bridge primer. Kemampuan mengalirkan daya secara dua arah dimungkinkan  oleh  kemampuan  modulasi  SPS  menggeser 𝜑 dalam  dua  arah.  Implementasi  modulasi  SPS  pada mikrokontroler  STM32F446RE  akan  dijelaskan  pada  bagian ini.  Implementasi  modulasi  SPS  pada  mikrokontroler  ini berbasis  fitur master-slave  timer dari  mikrokontroler STM32F446RE.
Sebelum  metode  pembangkitan  modulasi  SPS  dijelaskan, akan dipaparkan  secara  singkat  prinsip kerja konverter DAB. Setiap bridge pada  konverter  DAB  menghasilkan  tegangan keluaran  ac  yang  berbentuk  kotak  dengan duty  cycle sebesar 50%. Pada kasus bridge primer yang ditunjukkan pada Gambar 2,  tegangan  ac  yang  berbentuk  kotak  dapat  diperoleh  dengan mengaktifkan  sakelar  semikonduktor 𝑆 1H dan 𝑆 2L selama setengah  periode,  sedangkan  sakelar  semikonduktor 𝑆 1L dan 𝑆 2H dinonaktifkan.  Pada  setengah  periode  selanjutnya,  status sakelar  semikonduktor  dibalik  dari  status  sebelumnya. Prosedur  pengaktifan  sakelar  semikonduktor  yang  serupa berlaku untuk bridge sekunder, tetapi tegangan ac dari bridge sekunder digeser fasenya terhadap tegangan ac yang dihasilkan oleh bridge primer. Arah pergeseran fase dari bridge sekunder menentukan arah aliran daya.  Secara praktis,  arah pergeseran fase terkait dengan tanda bilangan pada parameter 𝜑 . Tanda 𝜑 dapat  bernilai  positif  atau  negatif.    Dengan  menggeser  fase tegangan ac yang dibangkitkan oleh bridge sekunder terhadap tegangan ac yang dibangkitkan oleh bridge primer, daya dapat dikirimkan  melalui  rangkaian  konverter  DAB.  Hal  ini  terjadi karena pergeseran fase menyebabkan perbedaan tegangan pada induktans bocor dari transformator frekuensi tinggi.
Untuk  sebuah  konverter bridge ,  sakelar  semikonduktor dikategorikan ke dalam sakelar sisi atas dan sakelar sisi bawah. Pada  penelitian  ini,  sakelar  semikonduktor  diberi  label 𝑆 1H , 𝑆 2H , 𝑆 3H , 𝑆 4H untuk  sakelar  sisi  atas  dan 𝑆 1L , 𝑆 2L , 𝑆 3L , 𝑆 4L untuk sakelar sisi bawah. Sinyal PWM untuk sakelar sisi atas dan  sisi  bawah  adalah  sinyal  yang  berkomplemen.  Antara kedua sinyal tersebut perlu diberi deadtime untuk menghindari aktifnya  sakelar  semikonduktor  secara bersamaan  yang  dapat mengakibatkan  hubung  singkat  [55].  Pada  Typhoon  HIL, sakelar  semikonduktor  yang  digunakan  adalah  sakelar  yang ideal.  Secara  teoretis,  sakelar  semikonduktor  tersebut  tidak membutuhkan deadtime .  Akan  tetapi,  galat  numerik  terjadi pada  simulasi.  Hal  ini  terjadi  karena  fungsi  deteksi deadtime violation (DTV) aktif apabila PWM tidak memiliki deadtime . DTV  merupakan  fungsi built-in pada  Typhoon  HIL  untuk
Gambar 7. Blok diagram simulasi HIL.
Gambar  8. Simulasi  HIL  menggunakan  Typhoon  HIL  dan  mikrokontroler STM32F446RE.
mendeteksi deadtime . Fungsi DTV tidak mengizinkan adanya dua  sakelar  semikonduktor  dengan  konfigurasi half-bridge yang  aktif  secara  bersamaan.  Untuk  menghindari  galat, deadtime sebesar  1  μs  ditambahkan    pada  sinyal  PWM  yang berkomplemen  di  Typhoon HIL. Dalam pembangkitan sinyal PWM di Typhoon HIL, fokus utamanya adalah pembangkitan sinyal  pada  sakelar  sisi  atas  karena  sinyal  sisi  bawah merupakan komplemen dari sakelar sisi atas.
Perbedaan  fase  tegangan  pada bridge primer  dan bridge sekunder  terjadi  karena  semua  sinyal  PWM  untuk bridge sekunder digeser fasenya dengan nilai sudut tertentu terhadap bridge primer.  Besar  pergeseran  fase  ditentukan  oleh  besar daya  yang  akan  dikirimkan,  sedangkan  tanda  positif  atau negatif pada 𝜑 menentukan arah aliran daya.
Pada  mikrokontroler  STM32F446RE,  sinyal  PWM diperoleh dengan membandingkan nilai counter register ( CNT ) terhadap  nilai CCRx . CNT adalah  register  untuk  menyimpan pencacah waktu dan CCRx adalah nilai duty cycle . Variabel x menunjukkan nomor kanal pada modul timer di mikrokontroler. Nilai maksimum pencacah waktu menentukan periode PWM. Nilai  ini  disimpan  pada auto  reload  register ( ARR )  seperti ditunjukkan  pada  Gambar  9  dan  Gambar  10.  Pada  mode pencacah  naik,  sinyal  PWM  dapat  aktif  atau  tidak  aktif  jika nilai CNT kurang dari CCRx . Pada sinyal yang ditunjukkan di Gambar 9(a) dan Gambar 9(b), sinyal PWM tidak aktif ketika
CNT kurang  dari CCRx yang  memiliki  nilai  setengah  dari periode switching atau 50% dari ARR . Mode operasi ini disebut PWM mode 2.
Nilai periode, yang menentukan besar frekuensi switching sinyal  PWM,  disimpan  sebagai ARR .  Nilai ARR dihitung sebagai berikut [56],
𝐴𝑅𝑅 = 𝑇𝐼𝑀_𝐶𝐿𝐾 (𝑃𝑆𝐶+1) ∙ 𝑓 𝑠𝑤 − 1 , (8)
dengan PSC adalah  register  untuk  menyimpan prescaler sebesar 16 bit, TIM_CLK adalah masukan timer clock , dan 𝑓 𝑠𝑤 adalah  frekuensi  PWM  yang diinginkan.  Secara default ,  nilai PSC adalah nol. Nilai PSC ini harus ditingkatkan jika nilai ARR melebihi 16 bit.
Dua  jenis timer dari  STM32F446RE  digunakan  untuk konsep master-slave timer . Master timer merupakan general- purpose  timer yang  tidak  memiliki  keluaran  PWM  yang berkomplemen.  Namun, master  timer dapat  mengaktifkan sebuah  sinyal  untuk  memicu slave  timer .  Pada  penelitian  ini, TIM2 dan TIM4 adalah general-purpose timer . Sementara itu, slave  timer merupakan advanced  timer yang  memiliki  fitur lebih  banyak  dibandingkan  dengan general-purpose  timer . Advanced timer dapat membangkitkan PWM yang berkomplemen dan dapat memiliki deadtime antara sinyal yang berkomplemen tersebut. Pada penelitian ini, TIM1 dan TIM8 adalah advanced  timer .  Mikrokontroler  STM32F446RE memiliki  tiga  pasang advanced  timer .  Pada  konverter  DAB satu  fase,  dua  pasang  sinyal  PWM  dibutuhkan  untuk mengoperasikan setiap bridge .
Gambar 9 menunjukkan konsep pembangkitan PWM untuk modulasi SPS dengan sudut positif. Konsep ini menggunakan master-slave  timer . Slave  timer dapat  mulai  bekerja  apabila mendapatkan  sinyal  picu  ( trigger )  dari master  timer .  Sinyal picu  aktif  ketika  nilai CNT sama  dengan  nilai CCRx ,  seperti ditunjukkan  pada  Gambar 9(a)  dan  Gambar  9(c).  Sinyal  picu tersebut  bernama internal  trigger  connection (ITR x ). Master timer dan slave timer dihubungkan menggunakan ITR x . Notasi x pada  ITR x menandakan  nomor  koneksi  yang  sudah didefinisikan  di  dalam  mikrokontroler.  Pada  penelitian  ini, master  timer adalah  TIM2  dan  TIM4,  sedangkan slave  timer adalah TIM1 dan TIM8 seperti yang ditunjukkan pada Gambar 9.  TIM2  sebagai master  timer dan  TIM1  sebagai slave  timer dihubungkan  oleh  ITR1.  TIM2  membangkitkan  sinyal  picu ITR1  agar  TIM1  dapat  mulai  beroperasi.  TIM1  kemudian membangkitkan empat buah sinyal PWM untuk bridge primer dari  konverter  DAB.  Sinyal  PWM  untuk bridge sekunder dibangkitkan dengan konsep yang  sama,  tetapi menggunakan kanal timer yang berbeda. Master timer -nya adalah TIM4 dan slave  timer -nya  adalah  TIM8.  Kedua timer tersebut menggunakan  ITR2.  TIM4  membangkitkan  ITR2  untuk mengaktifkan TIM8. Kemudian, TIM8 membangkitkan empat sinyal PWM untuk bridge sekunder dari konverter DAB. TIM2 dan TIM1 adalah timer untuk membangkitkan sinyal PWM untuk bridge primer dari konverter DAB. Seperti yang telah dijelaskan sebelumnya, sinyal PWM untuk bridge primer ini bersifat statis. Sinyal PWM ini menjadi acuan untuk sinyal PWM yang digunakan untuk mengoperasikan bridge sekunder. TIM2 sebagai master timer diatur untuk beroperasi pada PWM mode  2.  Mode  ini  menghasilkan  sinyal  PWM  seperti  yang ditunjukkan  pada  Gambar  9(a).  Sinyal  PWM  akan  aktif high ketika nilai CNT sama dengan nilai CCRx , yaitu sebesar ½ ARR . Nilai CNT akan reset setelah mencapai nilai ARR . Pada waktu nilai CNT mencapai nilai CCRx , ITR x akan aktif untuk memicu
Gambar  9. Konsep  pembangkitan  PWM  untuk  modulasi  SPS  dengan  nilai 𝜑 yang positif.
Gambar  10. Konsep  pembangkitan  PWM  untuk  modulasi  SPS  dengan  nilai 𝜑 yang negatif.
TIM1.  Sinyal  PWM  yang  dibangkitkan  oleh  TIM1  memiliki duty cycle sebesar 50%. Nilai duty cycle ini telah didefinisikan pada  tahap  inisialisasi  program  mikrokontroler.  TIM1  hanya menunggu  diaktifkan  oleh  ITR1,  seperti  ditunjukkan  pada Gambar 9(c).
TIM4 dan TIM8 adalah timer untuk membangkitkan sinyal PWM  untuk bridge sekunder  dari  konverter  DAB.  TIM4 adalah master timer dan TIM8 adalah slave timer . Sinyal PWM untuk bridge sekunder  harus  dapat  bergeser  dengan  sudut positif atau negatif. Untuk kasus sudut positif, nilai CCRx akan bertambah sesuai dengan (9).
𝐶𝐶𝑅𝑥 = 1 2 𝐴𝑅𝑅 + 𝜑, 1 2 𝐴𝑅𝑅 ≤ 𝜑 ≤ 3 4 𝐴𝑅𝑅 . (9)
Dengan meningkatnya nilai CCRx dari TIM4 seperti yang diberikan  pada  (9), duty  cycle sinyal  PWM  dari  TIM4  akan berkurang.  Hal  ini  terjadi  karena  digunakan  PWM  mode  2, yaitu  sinyal  PWM  akan  aktif high ketika  nilai CNT sama dengan  nilai CCRx .  Saat  kondisi  ini  terjadi,  ITR2  akan diaktifkan.  ITR2  kemudian  mengaktifkan  TIM8  untuk membangkitkan PWM mode 1 dengan duty cycle sebesar 50%.
Dengan  menggunakan  metode  ini,  sinyal  PWM  yang dibangkitkan oleh TIM8 dan TIM1 dapat memiliki perbedaan fase  sebesar 𝜑, seperti  ditunjukkan  pada  Gambar  9(c)  dan Gambar  9(d).  Sinyal  PWM  yang  dibangkitkan  oleh  TIM8 bergeser ke arah kanan dari sinyal PWM yang dihasilkan oleh TIM1.  Ini  artinya  daya  dikirimkan  dari  sisi  primer  ke  sisi sekunder.
Pembangkitan  sinyal  PWM  dengan 𝜑 negatif  serupa dengan  pembangkitan  sinyal  PWM  dengan 𝜑 positif.  Untuk kasus 𝜑 negatif, nilai CCRx berkurang seperti yang diberikan pada (10).
𝐶𝐶𝑅𝑥 = 1 2 𝐴𝑅𝑅 − 𝜑, 1 4 𝐴𝑅𝑅 ≤ 𝜑 ≤ 1 2 𝐴𝑅𝑅 . (10)
Sinyal PWM yang dibangkitkan oleh TIM2 tidak berubah, seperti yang ditunjukkan pada Gambar 10(a). Ini sama seperti pembangkitan dengan 𝜑 yang positif, seperti yang ditunjukkan pada  Gambar  9(a).  Dengan  demikian,  pembangkitan  sinyal PWM oleh TIM1 sama dengan konsep pembangkitan dengan 𝜑 yang  positif,  seperti  ditunjukkan  pada  Gambar  9(c)  dan Gambar 10(c). Perbedaan pembangkitan sinyal PWM untuk 𝜑
Gambar 11. Diagram alir strategi kendali dari konverter dual-active bridge .
yang negatif adalah nilai CCRx pada TIM4 dikurangi sebesar 𝜑 yang diinginkan, seperti pada (10). Pengurangan nilai CCRx menyebabkan duty cycle sinyal PWM yang dibangkitkan TIM4 lebih  besar,  seperti  ditunjukkan  pada  Gambar  10(b).  Hal  ini disebabkan oleh penggunaan PWM mode 2. Rising edge sinyal PWM  yang  dibangkitkan  oleh  TIM4,  yang  berfungsi  sebagai master  timer ,  akan  mengaktifkan  ITR2,  yang  selanjutnya mengaktifkan  TIM8,  seperti  pada  Gambar  10(d).  Mekanisme ini  membuat  sinyal  PWM  yang  dibangkitkan  oleh  TIM8 bergeser  ke  sebelah  kiri.  Pergeseran  fase  sinyal  PWM  ke sebelah  kiri  ini  menyebabkan  daya  dikirimkan  dari  sisi sekunder ke sisi primer.
Strategi kendali yang lengkap untuk konverter DAB, yang meliputi  kendali  PI  dan  modulasi  SPS,  ditunjukkan  pada diagram  alir  dalam  Gambar  11.  Program  mikrokontroler dimulai  dengan  inisialisasi timer  clock TIM_CLK, prescaler PSC,  dan  frekuensi  PWM  yang  diinginkan.  Parameter- parameter  tersebut  digunakan  untuk  menghitung  nilai ARR , yang  merupakan  sebuah  register  untuk  menyimpan  nilai periode PWM. Kalkulasi nilai ARR dilakukan berdasarkan (8). Pada  tahap  inisialisasi  ini, timer dari  mikrokontroler  yang disebut  dengan  TIM x juga  diatur.  TIM2  dan  TIM4  diatur sebagai master  timer .  Sementara  TIM1  dan  TIM8  diatur sebagai slave timer . Setiap master timer hanya membangkitkan sebuah sinyal PWM dan sebuah sinyal picu ITR x . Sinyal PWM yang  dibangkitkan  oleh master  timer tidak  terhubung  ke pin keluaran  mikrokontroler.  Sinyal  ini  hanya  berfungsi  sebagai sinyal  referensi  untuk  sinyal  PWM  yang  dibangkitkan  oleh slave  timer .  Setiap slave  timer akan  dipicu  oleh  ITR x yang dibangkitkan oleh master timer yang bersesuaian. Setiap slave timer membangkitkan  empat  buah  sinyal  PWM  atau  dua pasang  sinyal  PWM  yang  berkomplemen  dan  memiliki deadtime . Duty  cycle dari  sinyal  PWM  yang  dibangkitkan diatur  sebesar  50%.  Setelah slave  timer mendapatkan  sinyal picu  ITR x ,  sinyal  PWM  dengan duty  cycle 50%  akan dibangkitkan.  Setelah  inisialisasi  parameter,  nilai CNT yang berfungsi  sebagai  pencacah  waktu  diatur  nol.  Pada  siklus selanjutnya,  nilai CNT akan  naik  sebesar  1  nilai  sampai mencapai nilai maksimum sebesar nilai ARR . Setelah mencapai nilai maksimum, nilai CNT akan direset. Setelah mengatur CNT , program  akan  menghitung  galat.  Galat  ini  merupakan  selisih nilai  referensi  tegangan  keluaran 𝑉 out ref dan  tegangan  keluaran 𝑉 out yang diperoleh dari pembacaan sensor tegangan. Galat ini kemudian  dikompensasi  oleh  kendali  PI.  Kendali  PI  bekerja untuk  meminimalkan  galat,  sehingga  tegangan  keluaran konverter  DAB  dapat  dijaga  konstan,  walaupun  terdapat pembebanan atau injeksi daya dari sisi beban. Keluaran kendali PI  adalah 𝜑 ,  yang  dibutuhkan  untuk  menerima  atau mengirimkan daya dari/ke beban. Nilai 𝜑 dapat bernilai positif atau  negatif,  bergantung  pada  arah  aliran  daya.  Selanjutnya, duty  cycle dari master  timer TIM2  diatur  sebesar  ½ ARR . Sementara itu, duty cycle dari master timer TIM4 diatur sebesar ½ ARR ± 𝜑 , seperti pada (9) dan (10). Pada tahap selanjutnya, jika nilai CNT sama dengan nilai duty cycle dari TIM2, sinyal picu ITR1 akan diaktifkan. Sinyal ITR1 ini akan memicu slave timer TIM1 untuk mulai menghitung naik, dengan bertambah 1 nilai setiap siklus. TIM1 yang merupakan slave timer ini juga akan  membangkitkan  empat  buah  sinyal  PWM  dengan duty cycle 50%.  Pada  proses  selanjutnya,  jika  nilai CNT sama dengan duty  cycle dari  TIM4,  sinyal trigger ITR2  akan diaktifkan.  ITR2  kemudian  memicu slave  timer TIM8  untuk mulai  menghitung  waktu.  TIM4  akan  menghasilkan  empat buah sinyal PWM dengan duty cycle sebesar 50%. Nilai CNT
akan  terus  meningkat  setiap  siklusnya  sampai  mencapai  nilai maksimum,  yaitu  sebessar  nilai ARR .  Setelah  itu,  nilai CNT akan  direset  ke  nol.  Proses  ini  akan  terus-menerus  berlanjut tanpa henti.

## IV. HASIL DAN DISKUSI
Testbench untuk  simulasi  HIL  berdasarkan  konsep  yang diilustrasikan  pada  Gambar  8  ditunjukkan  pada  Gambar  12. Mikrokontroler  STM32F446RE  dihubungkan  pada  HIL  604 yang  mengemulasikan  rangkaian  daya  dari  konverter  DAB yang  ditunjukkan  pada  Gambar  2.  Beban  konverter  DAB dimodelkan  sebagai  sumber  arus  yang  dapat  bernilai  positif atau negatif, bergantung pada arah aliran daya yang diinginkan. Sinyal  dari  dan  ke  STM32F446RE  diamati  menggunakan sebuah  osiloskop.  Sinyal  lainnya,  terutama  yang  berasal  dari rangkaian  daya,  diamati  menggunakan scope yang  berada  di perangkat lunak Typhoon HIL. Sinyal-sinyal hasil eksperimen kemudian  diekspor  ke  dalam  bentuk  CSV  untuk  analisis. Parameter simulasi disajikan pada Tabel I.

## A. MODULASI SINGLE-PHASE SHIFT (SPS)
Metode  untuk  membangkitkan  modulasi  SPS  telah dijelaskan  pada  subbagian  III.B.  Sebuah bridge untuk konverter  DAB  memerlukan  empat  buah  sinyal  PWM  untuk mengoperasikan  sakelar  semikonduktor.  Secara  keseluruhan, konverter DAB memerlukan delapan buah sinyal PWM yang berasal dari mikrokontroler STM32F446RE. Penamaan sakelar semikonduktor ditunjukkan pada Gambar 2. Setiap bridge yang dioperasikan  oleh  sinyal  PWM  dengan duty  cyle 50%  akan menghasilkan tegangan ac berbentuk kotak seperti ditunjukkan pada  Gambar  3.  Besar  pergeseran  fase  antara  tegangan  yang dihasilkan  oleh  kedua bridge menentukan  besar  daya  yang dapat  dikirimkan.  Sementara  itu,  tanda  bilangan  pada 𝜑 menandakan  arah  aliran  daya.  Seperti  yang  telah  dijelaskan pada  bagian  I,    aliran  daya  dua  arah  pada  SST  mengizinkan pembangkit tersebar pada sisi beban untuk dapat menginjeksikan  daya.  Ini  adalah  keuntungan  utama  dari  SST dibandingkan dengan transformator konvensional.
Gambar 12. Testbench untuk simulasi hardware in the loop (HIL).
T ABEL I P ARAMETER DARI KONVERTER DAB. Item Deskripsi Nilai 𝑃 Kapasitas daya 25 kW 𝑉 in Tegangan masukan dc 1 kV 𝐶 in Kapasitor masukan 1 mF 𝑉 out Tegangan keluaran dc 1 kV 𝐶 out Kapasitor keluaran 1 mF 𝑓 sw Frekuensi penyaklaran 5 kHz 𝐿 σ Induktor bocor 1 mH
𝐼 out Arus keluaran dc
-25 A to 25 A
Dalam pengamatan modulasi SPS, hanya dua sinyal PWM yang  dibutuhkan.  Satu  sinyal  berasal  dari bridge primer  dan satu  sinyal  dari bridge sekunder.  Pada  penelitian  ini,  kedua sinyal  PWM  tersebut  adalah 𝑆 1H dan 𝑆 3H . 𝑆 1H berasal  dari bridge primer  dan 𝑆 3H berasal  dari bridge sekunder,  seperti tampak  pada  Gambar  2.  Sinyal-sinyal  PWM  tersebut  diatur sebagai sinyal referensi untuk sinyal PWM dalam satu bridge yang  sama.  Perbedaan  fase  antara  dua  sinyal  PWM  tersebut menentukan  perbedaan  fase  antara  tegangan  masukan  dan keluaran  dari  transformator  frekuensi  tinggi.  Pada  kasus  ini, sinyal  PWM 𝑆 1H merupakan  sinyal  referensi  untuk  sinyal PWM 𝑆 3H .  Sinyal 𝑆 1H aktif high ketika  nilai CNT adalah  ½ ARR ,  sedangkan  sinyal 𝑆 3H dibangkitkan  dengan  nilai CCRx yang ditambah atau dikurangi sebesar 𝜑 .
Gambar  13  menunjukkan  perbedaan  fase  antara 𝑆 1H dan 𝑆 3H .  Besar  pergeseran  fase  adalah  90⁰.  Pergeseran  fase  ini disebabkan oleh beban maksimal sebesar 25 A. Pergeseran fase sebesar 90⁰ untuk beban maksimal sesuai dengan (2) [40]. Pada kasus ini, konverter DAB mentransfer daya ke beban. Gambar 14 menunjukkan respons sistem kendali pada sinyal PWM 𝑆 1H dan 𝑆 3H dengan  injeksi  daya  maksimal  sebesar  -25  A.  Hasil tersebut  menunjukkan  bahwa 𝑆 3H bergeser  ke  sebelah  kiri, yang  menandakan  bahwa  aliran  daya  mengalir  dari  sisi keluaran ke sisi masukan dari konverter DAB.
Hasil  pengamatan  ini  menunjukkan  bahwa  modulasi  SPS telah berhasil diimplementasikan dengan menggunakan konsep
master-slave  timer pada  STM32F446RE.  Gambar  13  dan Gambar  14  menunjukkan  bahwa  modulasi  SPS  yang diimplementasikan pada penelitian ini mampu mengendalikan aliran daya dua arah.

## B. ARUS PRIMER PADA TRANSFORMATOR
Pada  bagian  ini,  konverter  DAB  yang  dimodelkan  pada perangkat lunak Typhoon HIL diberi beban resistif sebesar 40 ohm. Beban ini merepresentasikan beban maksimal yang dapat dihubungkan  ke  konverter  DAB.  Sistem  kendali  untuk konverter DAB ini datang dari pengendali riil STM32F446RE. Arus  ac  dari  transformator  frekuensi  tinggi 𝑖 L diamati  pada scope di Typhoon HIL.
Gambar  15  menunjukkan  arus  ac  dari  transformator frekuensi  tinggi  pada  sisi  masukan.  Bentuk  gelombang  arus yang  dihasilkan  sama  dengan  gelombang  tipikal  seperti  yang ditunjukkan  pada  Gambar  3.  Konverter  DAB  bekerja  dengan unity transformation ratio dengan indikator berupa arus yang mendatar  pada  bagian  atas  gelombang.  Dalam  kenyataannya, pada kondisi unity transformation ratio , arus pada bagian atas tersebut akan sedikit turun karena adanya rugi-rugi.

## C. TEGANGAN KONVERTER DAB
Pada bagian ini, kendali tegangan keluaran konverter DAB yang  ditunjukkan  pada  Gambar  5  akan  dievaluasi.  Kendali tersebut  terdiri  atas  modulasi  SPS  dan  kendali  PI  untuk mengendalikan  tegangan  keluaran  konverter  DAB.  Diagram alir program kendali terdapat pada Gambar 11. Strategi kendali ini  berjalan  pada  mikrokontroler  STM32F446RE,  sedangkan rangkaian  daya  dari  konverter  DAB  berjalan  pada  perangkat lunak Typhoon HIL. Konverter DAB harus menjaga tegangan pada  sisi  keluaran 𝑉 out sebesar  1.000  V.  Pada  kondisi  awal, konverter  DAB  tidak  berbeban.  Hal  ini  dapat  dilihat  pada Gambar  16,  yang  menunjukkan  bahwa 𝑉 out sebesar  1.000  V, sebelum terhubung ke beban pada waktu kurang dari 1 s. Tepat
Gambar 13. Phase shift angle yang positif sebesar 90°.
Gambar 14. Phase shift angle yang negatif sebesar 90°.
Gambar 15. Arus primer transformator MF.
Gambar 16. Tegangan keluaran 𝑉 out dari konverter dual-active bridge .
pada  waktu  1  s,  beban  maksimal  sebesar  25  A  dihubungkan. Beban  tersebut  termasuk  gangguan  terhadap  konverter  DAB, sehingga 𝑉 out mengalami penurunan. Sistem kendali konverter DAB  yang  diimplementasikan  pada  STM32F446RE  dapat mengendalikan V out , sehingga  dapat  kembali  stabil  pada tegangan  1.000  V.  Berdasarkan  hasil  ini,  strategi  kendali konverter DAB yang diimplementasikan pada mikrokontroler STM32F446RE  telah  berhasil  diuji  pada  simulasi  HIL. Simulasi  HIL  ini  dapat  meningkatkan  proses  pengembangan dari mikrokonroler karena dapat mengurangi risiko kerusakan komponen  semikonduktor  dari  konverter  DAB  saat  proses pengembangan sistem kendali.

## V. KESIMPULAN
Makalah  ini  mengusulkan sebuah  metode  untuk mengimplementasikan  modulasi  SPS  untuk  konverter  DAB pada mikrokontroler STM32F446RE. Metode ini berbasis fitur master-slave timer yang tersedia pada mikrokontroler STM32. Modulasi  SPS  yang  dikembangkan  diintegrasikan  dengan kendali  PI  untuk  mengendalikan  tegangan  keluaran  dari konverter DAB. Strategi kendali yang lengkap ini dibutuhkan oleh konverter DAB sebagai bagian dari SST. Diagram alir dari strategi kendali yang diusulkan juga dijelaskan pada penelitian ini. Strategi kendali yang diimplementasikan pada mikrokontroler  dievaluasi  menggunakan  simulasi  HIL menggunakan Typhoon HIL. Platform ini memberikan metode yang  efektif  dalam  pengembangan  dan  pengujian  pengendali riil  pada  mikrokontroler  STM32F446RE.  Keberhasilan implementasi strategi kendali konverter DAB yang diimplementasikan pada pengendali riil dapat dilihat dari hasil eksperimen. Hasil pertama menunjukkan bahwa modulasi SPS mampu mengoperasikan aliran daya dua arah. Pada skema ini, 𝜑 dapat  bernilai  positif  atau  negatif,  bergantung  pada  arah aliran  daya.  Hasil  kedua  menunjukkan  bahwa  arus  ac  pada transformator sama dengan  bentuk  gelombang  arus  ac  tipikal dari  konverter  DAB  pada unity  transformation  ratio .  Hasil ketiga  menunjukkan  bahwa  strategi  kendali  mampu mengendalikan  tegangan  keluaran  dari  konverter  DAB. Kendali ini mampu menghalau gangguan yang disebabkan oleh perubahan  beban  yang  mendadak.  Makalah  ini  juga menunjukkan kemampuan  simulasi HIL  untuk memverifikasi strategi  kendali  tanpa  risiko  kerusakan  komponen,  sehingga pengembangan strategi kendali dapat lebih efisien.

## KONFLIK KEPENTINGAN
Penulis  menyatakan  bahwa  tidak  terdapat  konflik kepentingan.

## KONTRIBUSI PENULIS
Metodologi,  Yohan  Fajar  Sidik;  perangkat  lunak,  Roni Irnawan;  validasi,  F.  Danang  Wijaya;  analisis  formal,  Yohan Fajar  Sidik;  investigasi,  Yohan  Fajar  Sidik,  Muhammad Ridwan, dan Kevin Gausultan; pengumpulan data, Yohan Fajar Sidik;  penulisan—persiapan,  Yohan  Fajar  Sidik;  visualisasi, Yohan Fajar Sidik; penulisan—penelaahan dan penyuntingan, Yohan Fajar Sidik; supervisi, F. Danang Wijaya dan Sriyono.

## REFERENSI
[1]  A.  Rehman  dan  M.  Ashraf,  “Design  and  analysis  of  PWM  inverter  for 100KVA solid state transformer in a distribution system,” IEEE Access ,
vol. 7, hal. 140152–140168, Sep. 2019, doi: 10.1109/ACCESS.2019.2942422.
[2]  D.K. Mishra dkk., “A review on solid-state transformer: A breakthrough technology  for  future  smart  distribution  grids,” Int.  J.  Elect.  Power
Energy Syst. , vol. 133, hal. 1-15, Des. 2021, doi: 10.1016/j.ijepes.2021.107255.
[3]  S.M.S.H.  Rafin,  R.  Ahmed,  dan  O.  A.  Mohammed,  “Wide  band  gap semiconductor  devices  for  power  electronic  converters,” 2023  4th  Int. Symp. 3D Power Electron. Integr. Manuf. (3D-PEIM) , 2023, hal. 1–8, doi: 10.1109/3D-PEIM55914.2023.10052586.
[4]  J.E. Huber dan J.W. Kolar, “Volume/weight/cost comparison of a 1MVA 10  kV/400  V  solid-state  against  a  conventional  low-frequency distribution  transformer,” 2014  IEEE  Energy  Convers.  Congr.  Expo. (ECCE) , 2014, hal. 4545–4552, doi: 10.1109/ECCE.2014.6954023.
[5]  W.A.  Rodrigues  dkk.,  “Integration  of  solid  state  transformer  with  DC microgrid system,” 2016 IEEE 2nd Annu. South. Power Electron. Conf. (SPEC) , 2016, hal. 1–6, doi: 10.1109/SPEC.2016.7846176.
[6]  X. She, A.Q. Huang, dan R. Burgos, “Review of solid-state transformer technologies and their application in power distribution systems,” IEEE J.  Emerg.  Sel.  Top.  Power  Electron. ,  vol.  1,  no.  3,  hal.  186–198,  Sep. 2013, doi: 10.1109/JESTPE.2013.2277917.
[7]  A.C.  Nair  dan  B.G.  Fernandes,  “Solid-state  transformer  based  fast charging station for various categories of electric vehicles with batteries of vastly different ratings,” IEEE Trans. Ind. Electron. , vol. 68, no. 11, hal. 10400–10411, Nov. 2021, doi: 10.1109/TIE.2020.3038091.
[8]  X. Wang dkk., “A 25kW SiC universal power converter building block for G2V, V2G, and V2L applications,” 2018 IEEE Int. Power Electron. Appl. Conf. Expo. (PEAC) , 2018, hal. 1–6, doi: 10.1109/PEAC.2018.8590435.
[9]  S. Dutta dan S.R.S. Bhattacharya, “Integration of multi-terminal DC to DC  hub  architecture  with  solid  state  transformer  for  renewable  energy integration,” 2013 IEEE Energy Convers. Congr. Expo. , 2013, hal. 4793– 4800, doi: 10.1109/ECCE.2013.6647345.
[10]   A.  Shojaei  dan  G.  Joos,  “A  topology  for  three-stage  solid  state transformer,” 2013 IEEE Power Energy Soc. Gen. Meet. , 2013, hal. 1–5, doi: 10.1109/PESMG.2013.6672781.
[11]  M. Leibl, G. Ortiz, dan J.W. Kolar, “Design and experimental analysis of a medium-frequency transformer for solid-state transformer applications,” IEEE J. Emerg. Sel. Top. Power Electron. , vol. 5, no. 1, hal. 110–123, Mar. 2017, doi: 10.1109/JESTPE.2016.2623679.
[12]  J.W. Kolar dan G. Ortiz, “Solid-state-transformers: Key components of future traction and smart grid systems,” Proc. Int. Power Electron. Conf.- ECCE Asia (IPEC 2014) , 2014, hal. 1–14.
[13]  C.  Busada  dkk.,  “Control  of  a  three-stage  medium  voltage  solid-state transformer,” Adv. Sci. Technol. Eng. Syst. J. , vol. 2, no. 6, hal. 119–129, Des. 2017, doi: 10.25046/aj020615.
[14]  M.A. Hannan dkk., “State of the art of solid-state transformers: Advanced topologies, implementation issues, recent progress and improvements,” IEEE  Access ,  vol.  8,  hal.  19113–19132,  Jan.  2020,  doi: 10.1109/ACCESS.2020.2967345.
[15]  M.N.  Kheraluwala,  R.W.  Gascoigne,  D.M.  Divan,  dan  E.D.  Baumann, “Performance characterization of a high-power dual active bridge DC-to- DC converter,” IEEE Trans. Ind. Appl. , vol. 28, no. 6, hal. 1294–1301, Nov./Des. 1992, doi: 10.1109/28.175280.
[16]  P.  Zumel  dkk.,  “Modular  dual-active  bridge  converter  architecture,” IEEE Trans. Ind. Appl. , vol. 52, no. 3, hal. 2444–2455, Mei./Jun. 2016, doi: 10.1109/TIA.2016.2527723.
[17]  J. Liu dkk., “Voltage balance control based on dual active bridge dc/dc converters  in  a  power  electronic  traction  transformer,” IEEE  Trans. Power  Electron. ,  vol.  33,  no.  2,  hal.  1696–1714,  Feb.  2018,  doi: 10.1109/TPEL.2017.2679489.
[18]  P. Joebges, J. Hu, dan R.W. de Doncker, “Design method and efficiency analysis of a DAB converter for PV integration in dc grids,” 2016 IEEE 2nd  Annu.  South.  Power  Electron.  Conf.  (SPEC) ,  2016,  hal.  1–6,  doi: 10.1109/SPEC.2016.7846076.
[19]  H. Zhang dan L.M. Tolbert, “Efficiency impact of silicon carbide power electronics for modern wind turbine full scale frequency converter,” IEEE Trans.  Ind.  Electron. ,  vol.  58,  no.  1,  hal.  21–28,  Jan.  2011,  doi: 10.1109/TIE.2010.2048292.
[20]  J. Rabkowski dan T. Platek, “Comparison of the power losses in 1700V Si IGBT and SiC MOSFET modules including reverse conduction,” 2015 17th Eur. Conf. Power Electron. Appl. (EPE’15 ECCE-Europe) ,  2015, hal. 1–10, doi: 10.1109/EPE.2015.7309444.
[21]  S.P. Engel, N. Soltau, H. Stagge, dan R.W. de Doncker, “Dynamic and balanced  control  of  three-phase  high-power  dual-active  bridge  dc–dc converters in dc-grid applications,” IEEE Trans. Power Electron. , vol. 28, no. 4, hal. 1880–1889, Apr. 2013, doi: 10.1109/TPEL.2012.2209461.
[22]  J.A. Mueller dan J.W. Kimball, “Modeling dual active bridge converters in dc distribution systems,” IEEE Trans. Power Electron. , vol. 34, no. 6, hal. 5867–5879, Jun. 2019, doi: 10.1109/TPEL.2018.2867434.
[23]  F. Ruiz dkk., “Surveying solid-state transformer structures and controls:
Providing  highly  efficient  and  controllable  power  flow  in  distribution grids,” IEEE Ind. Electron. Mag., vol. 14, no. 1, hal. 56–70, Mar. 2020, doi: 10.1109/MIE.2019.2950436.
[24]  M.M. Haque, P. Wolfs, dan S. Alahakoon, “Harmonic based analysis of DAB converters for ZVS operation and reactive power minimization,”
2020  IEEE  Int.  Conf.  Power  Electron.  Smart  Grid  Renew.  Energy
(PESGRE2020) , 2020, hal. 1–6, doi: 10.1109/PESGRE45664.2020.9070462.
[25]  N.  Noroozi,  A.  Emadi,  dan  M.  Narimani,  “Performance  evaluation  of modulation  techniques  in  single-phase  dual  active  bridge  converters,” IEEE  Open  J.  Ind.  Electron.  Soc. ,  vol.  2,  hal.  410–427,  2021,  doi: 10.1109/OJIES.2021.3087418.
[26]  N.  Hou  dan  Y.W.  Li,  “Overview  and  comparison  of  modulation  and control strategies for a nonresonant single-phase dual-active-bridge dc– dc converter,” IEEE Trans. Power Electron. , vol. 35, no. 3,  hal. 3148– 3172, Mar. 2020, doi: 10.1109/TPEL.2019.2927930.
[27]  R.T. Naayagi, A.J. Forsyth, dan R. Shuttleworth, “Performance analysis of  extended  phase-shift  control  of  DAB  dc-dc  converter  for  aerospace energy storage system,” 2015 IEEE 11th Int. Conf. Power Electron. Drive Syst. , 2015, hal. 514–517, doi: 10.1109/PEDS.2015.7203567.
[28]  S. Chi dkk., “A novel dual phase shift modulation for dual-active-bridge converter,” 2019 IEEE Energy Convers. Congr. Expo. (ECCE) , 2019, hal. 1556–1561, doi: 10.1109/ECCE.2019.8912591.
[29]  H. Wen dan W. Xiao, “Bidirectional dual-active-bridge dc-dc converter with  triple-phase-shift  control,” 2013  28th  Annu.  IEEE  Appl.  Power Electron.  Conf.  Expo.  (APEC) ,  2013,  hal.  1972–1978,  doi:
10.1109/APEC.2013.6520565.
[30]  S.S.  Muthuraj,  V.K.  Kanakesh,  P.  Das,  dan  S.K.  Panda,  “Triple  phase shift  control  of  an  LLL  tank  based  bidirectional  dual  active  bridge converter,” IEEE Trans. Power Electron. , vol. 32, no. 10, hal. 8035–8053, Okt. 2017, doi: 10.1109/TPEL.2016.2637506.
[31]  S.J. Ríos, D.J. Pagano, dan K.E. Lucas, “Bidirectional power sharing for dc microgrid enabled by dual active bridge  dc-dc converter,” Energies , vol. 14, no. 2, hal. 1-24, Jan. 2021, doi: 10.3390/en14020404.
[32]  C. Nan dan R. Ayyanar, “Dual active bridge converter with PWM control for  solid  state  transformer  application,” 2013  IEEE  Energy  Convers. Congr. Expo , 2013, hal. 4747–4753, doi: 10.1109/ECCE.2013.6647338.
[33]  M. Stevic dan R. Venugopal, “High-fidelity real-time simulation of dual- active  bridge  converters,” PCIM  Eur.  2022;  Int.  Exhib.  Conf.  Power Electron. Intell. Motion Renew. Energy Energy Manag. , 2022, hal. 1-6, doi: 10.30420/565822174.
[34]  A. Khan dkk., “Dual active full bridge implementation on Typhoon HIL for G2V and V2G applications,” 2017 IEEE Veh. Power  Propuls. Conf.
(VPPC) , 2017, hal. 1–6, doi: 10.1109/VPPC.2017.8331023.
[35]  M.O.O. Faruque dan V. Dinavahi, “Hardware-in-the-loop simulation of power electronic systems using adaptive discretization,” IEEE Trans. Ind. Electron. ,  vol.  57,  no.  4,  hal.  1146–1158,  Apr.  2010,  doi: 10.1109/TIE.2009.2036647.
[36]  N.D. Weise, G. Castelino, K. Basu, dan N. Mohan, “A single-stage dual- active-bridge-based soft switched ac–dc converter with open-loop power factor  correction  and  other  advanced  features,” IEEE  Trans.  Power Electron. ,  vol.  29,  no.  8,  hal.  4007–4016,  Agu.  2014,  doi:
10.1109/TPEL.2013.2293112.
[37]  Z.  Shen,  R.  Burgos,  D.  Boroyevich,  dan  F.  Wang,  “Soft-switching capability analysis of a dual active bridge dc-dc converter,” 2009 IEEE Elect. Ship Technol. Symp. , 2009, hal. 334–339, doi: 10.1109/ESTS.2009.4906533.
[38]  L.M.  Miranda  dkk.,  “Power  flow  control  with  bidirectional  dual  active bridge battery charger in low-voltage microgrids,” 2013 15th Eur. Conf.
Power Electron. Appl. (EPE) , 2013, hal. 1–10, doi: 10.1109/EPE.2013.6634668.
[39]  G.G. Oggier, G.O. GarcÍa, dan A.R. Oliva, “Switching control strategy to minimize  dual  active  bridge  converter  losses,” IEEE  Trans.  Power
Electron. ,  vol.  24,  no.  7,  hal.  1826–1838,  Jul.  2009,  doi: 10.1109/TPEL.2009.2020902.
[40]  F. Krismer dan J.W. Kolar, “Accurate small-signal model for the digital control of an automotive bidirectional dual active bridge,” IEEE Trans. Power  Electron. ,  vol.  24,  no.  12,  hal.  2756–2768,  Des.  2009,  doi: 10.1109/TPEL.2009.2027904.
[41]  S.S.  Shah  dan  S.  Bhattacharya,  “A  simple  unified  model  for  generic operation of dual active bridge converter,” IEEE Trans. Ind. Electron. , vol. 66, no. 5, hal. 3486–3495, Mei 2019, doi: 10.1109/TIE.2018.2850012.
[42]  Z.  Shan,  J.  Jatskevich,  H.H.-C.  Iu,  dan  T.  Fernando,  “Simplified  load- feedforward  control  design  for  dual-active-bridge  converters  with current-mode  modulation,” IEEE  J.  Emerg.  Sel.  Top.  Power  Electron. , vol. 6, no. 4, hal. 2073–2085, Des. 2018, doi: 10.1109/JESTPE.2018.2797998.
[43]  A. Bhattacharjee dan I. Batarseh, “Improved response of closed loop dual active  bridge  converter  using  combined  feedback  and  feed-forward control,” 2019  IEEE  Conf.  Power  Electron.  Renew.  Energy  (CPERE) , 2019, hal. 425–430, doi: 10.1109/CPERE45374.2019.8980044.
[44]  B.  Cougo  dan  J.W.  Kolar,  “Integration  of  leakage  inductance  in  tape wound core transformers for dual active bridge converters,” 2012 7th Int. Conf. Integr. Power Electron. Syst. (CIPS) , 2012, hal. 1–6.
[45]  F. Yazdani dan M. Zolghadri, “Design of dual active bridge isolated bi- directional DC converter based on current stress optimization,” 2017 8th Power Electron. Drive Syst. Technol. Conf. (PEDSTC) , 2017, hal. 247– 252, doi: 10.1109/PEDSTC.2017.7910331.
[46]  K.D.  Hoang  dan  J.  Wang,  “Design  optimization  of  high  frequency transformer for dual active bridge dc-dc converter,” 2012 20th Int. Conf. Elect.
Mach. , 2012, hal. 2311–2317, doi:
10.1109/ICElMach.2012.6350205.
[47]  N.  Soltau,  H.A.B.  Siddique,  dan  R.W.  de  Doncker,  “Comprehensive modeling  and  control  strategies  for  a  three-phase  dual-active  bridge,” 2012 Int. Conf. Renew. Energy Res. Appl. (ICRERA) , 2012, hal. 1–6, doi: 10.1109/ICRERA.2012.6477408.
[48]  J. Hu, P. Joebges, dan R.W. de Doncker, “Maximum power point tracking control  of  a  high  power  dc-dc  converter  for  PV  integration  in  MVDC distribution  grids,” 2017  IEEE  Appl.  Power  Electron.  Conf.  Expo. (APEC) , 2017, hal. 1259–1266, doi: 10.1109/APEC.2017.7930857.
[49]  H.  Qin  dan  J.W.  Kimball,  “Closed-loop  control  of  dc–dc  dual-active- bridge  converters  driving  single-phase  inverters,” IEEE  Trans.  Power Electron. ,  vol.  29,  no.  2,  hal.  1006–1017,  Feb.  2014,  doi: 10.1109/TPEL.2013.2257859.
[50]  G.  Li  dkk.,  “Design  of  MMC  hardware-in-the-loop  platform  and controller test scheme,” CPSS Trans. Power Electron. Appl. , vol. 4, no. 2, hal. 143–151, Jun. 2019, doi: 10.24295/CPSSTPEA.2019.00014.
[51]  S. Aidrus, P. Ghosh, P. Joebges, dan R.W. de Doncker, “Control and fault monitoring  of  modular  dual  active  bridge  converters,” 2021  23rd  Eur. Conf. Power Electron. Appl. (EPE’21 ECCE Eur.) , 2021, hal. P.1-P.10, doi: 10.23919/EPE21ECCEEurope50061.2021.9570446.
[52]  C.  Graf,  J.  Maas,  T.  Schulte,  dan  J.  Weise-Emden,  “Real-time  HIL- simulation  of  power  electronics,” 2008  34th  Annu.  Conf.  IEEE  Ind. Electron. , 2008, hal. 2829–2834, doi: 10.1109/IECON.2008.4758407.
[53]  STMicroelectronics,  “Arm®  Cortex®-M4  32-bit  MCU+FPU,  225 DMIPS,  up  to  512  KB  Flash/128+4  KB  RAM,    USB  OTG  HS/FS, seventeen  TIMs,  three  ADCs  and  twenty  communication  interfaces,” STM32F446xC/E datasheet, Jan. 2021.
[54]  (2023) “6-series HIL” [Online], https://www.typhoon- hil.com/products/6-series/, access date: 08-Feb-2023.
[55]  A.  Zhao,  A.A.  Fomani,  dan  W.T.  Ng,  “One-step  digital  dead-time correction  for  dc-dc  converters,” 2010  25th  Annu.  IEEE  Appl.  Power Electron. Conf. Expo. (APEC) , 2010, hal. 132–137, doi: 10.1109/APEC.2010.5433682.
[56]  STmicroelectronics,  “STM32   cross-series  timer  overview,”  AN4013 Application Note, Jan. 2023.