ISSN (e): 2459-9638

## Rancang Bangun Band Pass Filter Frekuensi 1.27 GHz untuk Teknologi Synthetic Aperture Radar
RIFAN FITRIANTO 1 , YUYUN SITI ROHMAH 2 , EFA MAYDHONA SAPUTRA 3
1,2. Universitas Telkom
3. Institut Teknologi Sumatera Email: Rivand2503@gmail.com

## ABSTRAK
Synthetic  Apertur  Radar  (SAR)  adalah  teknologi  radar  yang  digunakan  untuk pengambilan gambar suatu objek dalam bentuk 2 atau 3 dimensi (penginderaan jarak  jauh).  Sistem  tersebut    bekerja  pada  rentang  frekuensi  1.265  sampai dengan 1.275 GHZ dengan frekuensi tengahnya 1.27 GHz. Agar sistem SAR ini dapat  bekerja  dengan  optimal,  dibutuhkan  suatu  perangkat  filter  yang  dapat meloloskan  frekuensi  yang  diinginkan.  Sebelumnya  sudah  ada  penelitian  yang membuat  perangkat  ini  di  band  frekuensi  yang  sama  namun  menggunakan bahan  duroid  5880  dan  resonator  berbentuk  kotak.  Bandpass  filter  Pada penelitian  ini  dirancang  dengan  menggunakan  metode  Hairpin  line  dan  bahan epoxy FR4. Hasil pengukuran menunjukkan nilai Return Loss masih cukup besar yaitu -9.33 dB dan nilai Insertion Loss minimal sebesar -13.51 dB.
Kata kunci : Syntethic Aperture Radar, Band Pass Filter, Hairpin-line

## ABSTRACT
Synthetic  Aperture  Radar  (SAR)  is  a  radar  technology  that  used  for  taking  an object  in  the  form  of  2  or  3  dimensions  (remote  sensing).  It  works  in  the frequency range 1.265 to 1.275 GHZ with a middle frequency of 1.27 GHz. SAR system can work optimally if it support  a filter device that can pass the desired frequency. Previously there has been research that makes this device in the same frequency band but using 5885 duroid material and square resonator. Bandpass filter In this study designed using Hairpin line method and FR4 epoxy material. The  measurement  results  of  Return  Loss  values are  still  quite  large    arround  - 9.33 dB and Insertion Loss minimum at -13.51 dB.
Keywords :  Syntethic  Aperture  Radar,  Band  Pass  Filter,  Hairpin  line

## 1. PENDAHULUAN
Synthetic  Aperture  Radar  (SAR)  merupakan  suatu  teknologi  sistem  radar  yang  aplikasinya digunakan  untuk  penginderaan  permukaan  bumi  ( remote  sensing).  Sistem  SAR  ini  bekerja pada  frekuensi  1265-1275  MHz  dengan  frekuensi  tengah  1270  MHz.  Perangkat  sistem  ini tidak  lepas  dari  pengaruh noise  dan  interferensi.  Oleh  karena  itu  agar  sistem  SAR  dapat bekerja dengan baik maka dibutuhkan band pass filter (BPF) untuk bisa meloloskan frekuensi yang  diinginkan.  Filter  yang  baik  harus  memiliki  tingkat  akurasi slope  yang  tajam  untuk mengurangi  derau  pada  frekuensi  tersebut  yang  bisa  mengganggu  kinerja  sensor  SAR. Beberapa  penelitian  sebelumnya (T.Jayanthy,  2011) merancang  suatu  BPF  Haipin menggunakan  Struktur Defected  Ground  dan  metode  stub  terbuka. (Jiejin  Wu,  2008) mendesain transisi Band Pass Filter pada frekuensi Ka Band  dari bentuk waveguide menjadi mikrostrip ,  (Zalabsky,  2013) membuat  suatu microwave  filter  pada  range  S  band  untuk aplikasi  Radar, (Edwar,  2016) merancang  suatu band  pass  filter  mikrostrip  yang  terbuat dari square loop resonator untuk radar cuaca pada frekuensi x-band. (Budi Syihabuddin, 2017) merancang  BPF  untuk  aplikasi  radar  frekuensi L-band dengan menggunakan bahan duroid  5880  dan  resonator  kotak.  Selain  itu  penelitian  lain  tentang  simulasi  pada perancangan filter analog dengan respon chebychev (Rustamaji, 2013).
Pada  penelitian  ini  merancang  dan  merealisasikan  suatu Band  Pass  Filter  pada  Synthetic Aperture Radar (SAR) dengan Frekuensi 1.27 GHz dengan menggunakan metode Hairpin dan substrat epoxy FR4. Pada bagian transmitter, Band pass filter digunakan untuk mengurangi noise  dan  menghilangkan  sinyal  harmonik  yang  dihasilkan  oleh  mixer  dan  juga  untuk meloloskan sinyal frekuensi RF yang dihasilkan oleh up-converter pada range frekuensi 1265- 1275  MHz  dan  1.27  GHz  sebagai  frekuensi  tengahnya.  Kemudian  di receiver,  filter  ini berfungsi  untuk  memperkuat  sinyal  yang  diterima  dan  meloloskan  sinyal  tersebut  dengan memberikan perbedaan maksimum antara echo yang diinginkan dan interferensi yang tidak diinginkan.  Tujuan  dari  penelitian  ini  adalah  menghasilkan prototype  bandpass  filter sederhana yang dapat bekerja pada frekuensi 1.27 GHz dengan nilai return loss dan insertion loss yang kecil sehingga filter tersebut  dapat diaplikasikan di sistem SAR.

## Filter
Filter merupakan rangkaian yang meloloskan  suatu band  frekuensi tertentu yang diinginkan dan meredam band frekuensi lainnya (Sulaeman, Darlis, & Dewi, 2013). Filter dapat dibagi berdasarkan daerah passband dan stopband nya. Berdasarkan daerah passband dan stopband nya filter dapat dibagi menjadi 4, yaitu:LPF, HPF, BPF dan BSF.

## Respon Frekuensi pada Filter (Pozar, 1998)
Ada dua spesifikasi perbandingan rugi-rugi daya ( Power Loss Ratio/P LR ) yang sangat berguna pada perancangan filter frekuensi tinggi, yaitu P LR yang memiliki respon frekuensi yang rata pada daerah passband nya yang dikenal dengan Maximally Flat atau respon Butterworth dan yang kedua adalah respon passband  mempunyai ripple yang sama (equal ripple) yang terdiri dari respon Chebyshev dan Elliptic.
Prototipe Lowpass Filter Chebyshev  (Lancaster, 2001) Pada respon Chebyshev, bentuk respon frekuensi tergantung dari jumlah elemen atau orde filter.  Semakin  banyak  jumlah  elemen  filter,  maka  bentuk  respon  antara  daerah passband dan stopband  semakin curam dan sebaliknya apabila jumlah elemen sedikit, bentuk respon menjadi landai.
Kemudian  untuk  mencari  nilai  setiap  elemen  yang  digunakan  pada prototype  Chebyshev dapat menggunakan persamaan berikut:
g 0 = 1.0 (1)
g 1 = 2 γ sin ( π 2n ) (2)
g 𝑖 = 1 g 𝑖−1 4 sin[ (2𝑖−1)𝜋 2𝑛 ] sin[ 2𝑖−3 2𝑛 ] 𝛾 2 + 𝑠𝑖𝑛 2 [ 𝑖−1 𝑛 ] (3)
untuk i = 2, 3, … n
dengan :
𝛾 = sinh ( 𝛽 2𝑛 ) (4)
𝛽 = ln[𝑐𝑜𝑡ℎ  ( 𝐿 𝐴𝑟 17.73 ) (5)
Keterangan :
n   : urutan elemen ke-
L Ar : nilai ripple yang ditentukan

## Inverter  (Lancaster, 2001)
Untuk  merealisasikan  sebuah  rangkaian  filter  pada  saluran  mikrostrip  dibutuhkan  suatu inverter  untuk  mengubah  rangkaian  menjadi  jalur  mikrostrip.  Terdapat  dua  jenis  inverter yang  biasa  digunakan  pada  rangkaian  filter  mikrostrip,  yaitu K-Inverter  dan  J-Inverter. K-Inverter  digunakan  untuk  mengubah  rangkaian  filter  menjadi  rangkaian  yang  terdiri  dari rangkaian  induktor  seri.  Sedangkan J-Inverter  digunakan  untuk  mengubah  rangkaian  filter menjadi rangkaian yang terdiri dari kapasitor paralel.
(a)

## (b)
Gambar 1. (a) Rangkaian K-Inverter (b) Rangkaian J-Inverter
Inverter  ideal  adalah  transformator  seperempat  panjang  gelombang.  Impedansi  dan admitansi  pada  satu  ujung  transformator  akan  diubah  ke  impedansi  dan  admitansi  ujung yang  lain,  sebanding  dengan  kuadrat  impedansi  dan  admitansi  karakteristik  transformator. Bila impedansi beban berupa kapasitor, maka akan diubah menjadi induktor dan sebaliknya.
(a) (b)
Gambar 2. Lowpass Filter Prototype dengan Inverter. (a) Rangkaian induktor seri (b) Rangkaian kapasitor paralel
𝐽 𝑗,𝑗+1 𝑌 0 = 𝜋𝐹𝐵𝑊 2 1 √g j g j+1 𝑢𝑛𝑡𝑢𝑘  𝑗 = 1 𝑡𝑜 𝑛 − 1 (6)
dimana : g 0 , g 1 …g n : elemen lowpass prototype dengan normalisasi cut-off Ω c = 1 𝐽 𝑗 𝑗+1
: admintansi karakteristik dari J-Inverter
Y 0
: admitansi karakteristik dari saluran terminasi
Dan  untuk  merealisasikan J-Inverter  diatas  terdapat  impedansi  karakteristik  mode  genap  dan  mode ganjil, dengan persamaan sebagai berikut:
(𝑍 0𝑒 ) 𝑗,𝑗+1 = 1 𝑌 0 [ 1 + 𝐽 𝑗,𝑗+1 𝑌 0 + ( 𝐽 𝑗,𝑗+1 𝑌 0 ) 2 ]          𝑗 = 0 𝑡𝑜 𝑛 (7)
(𝑍 0𝑜 ) 𝑗,𝑗+1 = 1 𝑌 0 [ 1 − 𝐽 𝑗,𝑗+1 𝑌 0 + ( 𝐽 𝑗,𝑗+1 𝑌 0 ) 2 ]          𝑗 = 0 𝑡𝑜 𝑛 (8)

## Saluran Transmisi Mikrostrip (Pozar, 1998)
Mikrostrip  merupakan  media  transmisi  yang  digunakan  di  dalam  rangkaian microwave. Mikrostrip  terdiri  dari  saluran  strip  (konduktor)  dan  sebuah  konduktor ground  plane  yang dipisahkan  oleh  medium  dielektrik  dengan  konstanta  dielektrik  (ε r ).  Sebagian  medan elektromagnetik  yang  berada  di  udara  (ε r =1),  akan  meradiasi rangkaian  apabila tidak  ada shielding  diatas  medium  dielektrik.  Jadi,  saluran  mikrostrip  merupakan  sebuah  saluran dengan  dielektrik homogen  yang  lebih  besar  dari  satu,  tapi  lebih  kecil  dari  konstanta dielektrik  bahan  (ε r ).  Konstanta  dielektrik  ini  disebut  konstanta  dielektrik  efektif  (ε rff ).  Ini merupakan  saluran  transmis  sederhana  dengan  kecepatan  fase  (v p =  c)  dan  konstanta propagasi (β = k 0 ).
𝑣 𝑝 = 𝑐 √𝜖 𝑒 (9)
𝛽 =   𝑘 𝑜 √𝜖 𝑒 (10)

## Gambar 3. Saluran Mikrostrip
Hubungan  antara  konstanta  dielektrik  efektik  ( 𝜖 𝑒 ),  impedansi  karakteristik (𝑍 0 ) dengan ( 𝑊/ℎ ) dapat diperoleh dari konstanta dielektrik efektif dengan persamaan:
𝜖 𝑒 = 𝜀 𝑟 + 1 2 + 𝜀 𝑟 − 1 2 1 √1 + 12 𝑑/𝑊 (11)
Dengan  nilai  dimensi  W/d  yang  diketahui,  kita  dapat  menghitung  impedansi  karakteristik dengan persamaan berikut:
𝑍 0 = { 60 √𝜖 𝑒 ln ( 8𝑑 𝑊 + 𝑊 4𝑑 ) 120 𝜋 √𝜖 𝑒 [ 𝑊 𝑑 + 1.393 + 0.667 ln ( 𝑊 𝑑 + 1.444)] W/d ≤ 1 (12a) W/d ≥ 1 (12b)
Dan  untuk  nilai  Z 0 dan  ϵ e yang  sudah  diketahui,  rasio  W/d  dapat  dicari  menggunakan persamaan berikut:
𝑊 𝑑 = { 8𝑒 𝐴 𝑒 2𝐴 − 2 2 𝜋 [ 𝐵 − 1 − ln(2𝐵 − 1) {ln(𝐵 − 1) + 0.39 − 0.61 𝜖 𝑟 }] W/d < 2 (13a)
W/d > 2 (13b)
dengan:
𝐴 = 𝑍 0 60 √ 𝜀 𝑟 + 1 2 + 𝜀 𝑟 − 1 2 (0.23  + 0.11 𝜖 𝑟 ) (14)
𝐵 = 377 𝜋 2 𝑍 0 √𝜖 𝑒 (15)
Sementara itu untuk mengetahui nilai panjang saluran mikrostrip (L) apabila telah diketahui nilai W/d, maka panjang mikrostrip dapat diitung menggunakan persamaan:
𝐿 = ( 𝜋 180 0 ) √𝜖 𝑒 𝑘 𝑜 (16)
dengan :
𝑘 𝑜 = 2𝜋𝑓 𝑐 (17)
Hairpin-Line  (Lancaster, 2001)
Hairpin-line  bandpass  filters  adalah  filter  yang  mempunyai  struktur  tersusun  rapi.  Filter tersebut  mempunyai  konsep  yang  didapat  dengan  lipatan  resonator  dari parallel-coupled, half-wavelength resonator filters, dan mempunyai bentuk “U”.

## Gambar 4. Konfigurasi Hairpin-Line Band Pass Filters
Saluran  dilipat  berbentuk  “U”  dan  disusun  dalam  model  sehingga  seluruh  filter  dapat  lebih ringkas. Untuk mendisain filter Hairpin dapat  dengan teknik kopling dimana koefisien kopling dapat ditentukan oleh persamaan:
𝑀 𝑖,𝑖+1 = 𝐹𝐵𝑊 √g i g i+1 𝑓𝑜𝑟 𝑖 = 1 𝑡𝑜 𝑛 − 1 (18)
dimana: FBW  = fractional bandwidth g n = parameter lowpass chebyshev
Kemudian dari nilai koefisien kopling digunakan untuk menentukan jarak antar resonator (s) dari  koling  resonator.  Hubungan  koefisien  kopling  dengan  s  dapat  dilihat  pada  gambar  di bawah ini.

## Gambar 5. Hubungan koefisien kopling dengan separation
Faktor  kualitas  eksternal  resonator  pada  input  Q e1 dan  pada  output  Q en diberikan  oleh persamaan di bawah ini:
𝑄 𝑒𝑛 = g n g n+1 𝐹𝐵𝑊 (19)
Pada filter Hairpin terdapat saluran terkopel dan tidak terkopel.  Untuk menentukan saluran yang terkopel terpengaruh dari impedansi mode genap dan mode ganjil, yang diberikan oleh persamaan berikut:
𝑙 𝑗 = λ g 4(√(𝜖 𝑟𝑒 𝑒 ) 𝑗 𝑥(𝜖 𝑟𝑒 𝑜 ) 𝑗 ) 1/2 (20)
Sedangkan  untuk  saluran  tidak  terkopel  atau  sering  disebut  dengan slide  factor,  panjang slide  factor  yang  berlebih  akan  mengakibatkan  redaman  filter  menjadi  bertambah,  namun jika terlalu pendek akan mengakibatkan adanya self-coupling yaitu kopling diantara saluran yang sama. Untuk panjang slide factor pada umumnya 1 sampai 3 kali lebar resonator atau 2-2.5  kali  dari  jarak  antar  resonator  itu  sendiri.  Persamaan  untuk  mencari  panjang slide factor dapat dilihat pada persamaan berikut:
𝑏 = λ g 4 − (𝜃 𝑐 + 𝑊) (21)
dengan: 𝜃 𝑐 = electrical length = 90 0
Untuk menentukan posisi tapping (t) dengan menggunakan persamaan  berikut:
𝑡 = 2𝐿 𝜋 sin −1 (√ 2 𝜋 𝑍 0 𝑍 𝑟 ⁄ 𝑄 𝑒 ) (22)
dengan : L
= panjang resonator λ/4
Z 0 = impedansi terminasi
Z r = impedansi karakteristik saluran

## 2. MODEL SISTEM

## 2.1 Spesifikasi Alat
Perancangan  dimulai  dengan  menentukan  spesifikasi bandpass  filter  kemudian  data spesifikasi  dihitung  menggunakan  persamaan  sesuai  dengan  teori,  dari  perhitungan didapatkan  hasil  perancangan.  Setelah  itu  tahap  selanjutnya  adalah  simulasi  menggunakan software CST Microwave Studio Suite untuk mengevaluasi dari hasil perancangan. Jika dari hasil simulasi belum didapatkan hasil yang sesuai dengan spesifikasi maka dilakukan tunning atau optimasi sampai didapatkan hasil yang diharapkan. Spesifikasi alat yang akan dirancang harus sesuai dengan penerapan fungsi filter tersebut. Adapun spesifikasi bandpass filter yang dirancang sesuai dengan Synthetic Aperture Radar (SAR) pada penelitian ini adalah sebagai berikut (J. T. Sri Sumantyo, 2009) .
1. Frekuensi : 1.265-1.275 MHz 2. Bandwidth : 10 MHz 3. Frekuensi tengah : 1.270 MHz 4. Return Loss : < -14 dB 5. Respon Frekuensi : Chebyshev dengan ripple 0.1 dB
6. Impedansi output : 50 Ω
7. Ketajaman slope : -120 dB/ decade (-36 dB/oktaf) 8. Tipe Mikrostrip : Hairpin-Line
Bahan  dielektrik  yang  digunakan  pada  perancangan bandpass  filter  ini  adalah  epoxy  FR4, dengan karakteristik substrat sebagai berikut :
1. Permitivitas dielektrik bahan (ε r ) : 4.4
2. Tebal dielektrik (d)  : 1.6 mm
3. Tebal konduktor (t)  : 0.035 mm

## 2.2 Tahap Perancangan
Blok Sistem secara umum dari Shyntetic Aperture radar (SAR) terdiri dari bagian antena, blok transmisi  yang  di  dalamnya  termasuk  bagian  sensor,  blok digital signal processor dan data recording. Sedangkan filter terdapat pada sisi transmisi baik transmitter ataupun receiver.
SENSOR SAR PROCESSING SAR IMAGE TARGET SCENE RESULTING IMAGE Gambar 6. Synthetic Aperture Radar (SAR) LNA BPF DIGITAL SIGNAL PROCESSOR ANTENA
Gambar 7. Blok Transmisi (Penerima) untuk aplikasi Synthetic Aperture Radar (SAR) Gambar 8. Diagram Alir Perancangan Prototype lowpass filter chebyshev Menentukan
parameter saluran terkopel Transformasi ke bentuk Hairpin Evaluasi hasil perancangan
Mulai
Selesai
Perancangan BPF pada penelitian ini dilakukan dengan menggunakan teknik kopling. Desain filter  dimulai  dengan  beberapa  tahap  yaitu  menentukan  nilai  prototype lowpass  filter chebyshev,  menentukan  parameter  saluran  terkopel,  dan  transformasi  ke  bentuk  Hairpin. Alur perancangan filter diperlihatkan pada gambar 8.

## 2.2.1 Prototype Lowpass Filter Chebyshev
Tahapan  ini  untuk  menentukan  nilai fractional  bandwidth  (FBW)  dan  jumlah  elemen  filter (orde) minimal fo = 1.27 GHz. Didapatkan Fractional Bandwidth (FBW) :
𝐹𝐵𝑊 = 𝐵𝑊 𝑓𝑜 = 10 𝑥 10 6
1.27 𝑥 10 9 = 0.0079 (23)
| 𝜔 𝜔 𝑐 | = 2 𝐹𝐵𝑊 𝑥  ( 𝜔 − 𝜔 0 𝜔 0 ) = 2 0.0079 𝑥  ( 1.27 − 1.255 1.255 ) = 3.0339 (24)
Ω = Ω 𝑠
𝑛  ≥ cosh −1 √ 10 0.1 𝐿𝐴𝑟 −1 10 0.1 𝐿𝐴𝑠 −1 cosh −1 Ω 𝑠 ≥ cosh −1 √ 10 0.1𝑥70 −1 10 0.1𝑥0.1 −1 cosh −1 3.0339 ≥ 5.9911 ≈ 6 (25)
Dari  perhitungan  diatas  didapatkan  jumlah  elemen  filter  dengan  frekuensi stopband  1.255 GHz dengan redaman minimum > 70 dB adalah orde 6 (n = 6).
Tabel 1. Nilai prototype lowpass chebyshev orde 6 dengan ripple 0.1 dB (Chris Bowick, 1997 ) n g 1 g 2 g 3 g 4 g 5 g 6 g 7 6 1.1681 1.4039 2.0562 1.5170 1.9029 0.8618 1.3554

## 2.2.2 Menetukan Parameter Saluran Terkopel
(Lancaster, 2001) Tabel 2. Nilai J-Inverter Kode J-Inverter Nilai J-Inverter J_01 0.1029 J_45 0.0073 J_12 0.0097 J_56 0.0097 J_23 0.0073 J_67 0.1029 J_34 0.0070
Setelah mendapatkan nilai elemen untuk prototype lowpass filter, tahap selanjutnya adalah menentukan  nilai J-Inverter  untuk  mengkonversi  menjadi  elemen  mikrostrip.  Kemudian untuk perhitungannya dapat menggunakan persamaan (6). Hasil perhitungan nilai J-Inverter diperlihatkan pada tabel 2.
2.2.3 Impedansi Karakterikstik (Z 0 )
Nilai  impedansi  karakteristik  mode  genap  dan  mode  ganjil  pada  setiap  resonator  dengan menggunakan persamaan (2.4a).
Tabel 3. Nilai impedansi karakteristik mode genap dan mode ganjil pada setiap resonator
Mode Genap (Ω) Mode Ganjil (Ω) (z 0e ) 01 =55.6729 (Z 0o ) 01 = 45.3854 (z 0e ) 12 =50.4873 (Z 0o ) 12 =49.5220 (z 0e ) 23 =50.3664 (Z 0o ) 23 =49.6388 (z 0e ) 34 =50.3524 (Z 0o ) 34 =49.6525 (z 0e ) 45 =50.3664 (Z 0o ) 45 =49.6388 (z 0e ) 56 =50.4873 (Z 0o ) 56 =49.5220 (z 0e ) 67 =55.6729 (Z 0o ) 67 =45.3854

## 2.2.4 Dimensi Resonator Mikrostrip (Pozar, 1998)
Setelah  mendapatkan  nilai  elemen-elemen  mikrostrip  dan  impedansi  karakteristik  tiap resonator,  selanjutnya  dengan  menggunakan  persamaan  (7)  dan  (8)  nilai  konstanta dielektrik efektif ( 𝜖 𝑒 ) dan impedansi karakteristik saluran (Z r ) dapat dihitung sebagai berikut (εr = 4.3 ; w= 2mm ;d = 1.6 mm) :
𝐴 = 50 60 √ 4.3 + 1 2 + 4.3 − 1 4.3 + 1 (0.23 + 0.11 4.3 ) = 1.5157 𝑊 𝑑 = 8𝑒 1.5157 𝑒 2 ( 1.5157 ) − 2 = 1.5014
𝑊 𝑐 = 1.9449 𝑥 1.6 = 3.1666 𝑚𝑚
Nilai W c merupakan lebar dari saluran coupled input dan output yaitu 3.1666 mm. Panjang saluran transmisi ( transmission line) didapat dari :
𝜖 𝑒 = 4.3 + 1 2 + 4.3 − 1 2 ( 1 + 12 𝑥 1.6 3.1118 ) −0.5 = 3.2662
𝑘 𝑜 = 2 𝜋 1.27 𝑥 10 9 3 𝑥 10 8 = 26.5853 𝑚 −1
Panjang  resonator transmission  line  dapat  ditentukan  berdasarkan  persamaan  diatas, sehingga:
𝐿 = ( 𝜋 180 0 ) √3.2662 𝑥 26.5853 𝑚 −1 𝑥 3.1666 =  1.1238 𝑚𝑚
𝜖 𝑒 = 4.3 + 1 2 + 4.3 − 1 2 ( 1 + 12 𝑥 1.6 2 ) −0.5
= 3.0914 𝑍 𝑟 = 120𝜋 √3.1567 [ 2 1.6 + 1.393 + 0.677 𝐿𝑛  ( 2 1.6 + 1.444 )] = 67.3653 Ω
Koefisien Kopling Faktor Kualitas 𝑀 0,1 = 0.0079 √1 𝑥 1.1681 = 0.0073 𝑄 0,1 = 1 𝑥 1.1681 0.0079 = 148.3487 Tabel 4. Nilai Koefisien Kopling dan Faktor Kualitas Koefisien Kopling Faktor Kualitas M 0,1 =0.0073 Q 0,1 =148.3487 M 1,2 =0.0061 Q 1,2 =208.2667 M 2,3 = 0.0046 Q 2,3 =366.6108 M 3,4 = 0.0045 Q 3,4 =396.1454 M 4,5 = 0.0046 Q 4,5 =366.6108 M 5,6 = 0.0061 Q 5,6 =208.2667 M 6,7 = 0.0073 Q 6,7 =148.3487 Tabel 5. Nilai Resonator Resonator Jarak Resonator (mm) 𝑠 01 0.1500 𝑠 12 0.8000 𝑠 23 2.0000 𝑠 34 3.0000 𝑠 45 2.0000 𝑠 56 0.8000 𝑠 67 0.1500

## 2.2.5 Panjang saluran tiap resonator
Untuk  menentukan  panjang  gelombang  terbimbing  (λ g )  setiap  resonator  terlebih  dahulu mencari  nilai  konstanta  dielektrik  mode  genap  dan  mode  ganjil  pada  masing-masing resonator.
Tabel 6. Konstanta Dielektrik Efektif tiap Resonator Resonator 𝝐 𝒆 𝝐 𝒓𝒆 𝒆 𝝐 𝒓𝒆 𝒐 01 3.2294 3.0941 2.7275 12 3.3122 3.1421 2.7407 23 3.3936 3.1925 2.7572 34 3.5285 3.2802 2.7952 45 3.4241 3.2120 2.7644 56 3.5039 3.2640 2.7870 67 3.1302 3.0402 2.7155
Tabel 7. Panjang gelombang terbimbing tiap resonator
(𝛌 𝐠 ) 𝟎𝟏 (𝛌 𝐠 /𝟒) 𝟎𝟏
(λ g ) 01 = 81.3141 (λ g /4) 01 = 20.3285 (λ g ) 12 = 80.4964 (λ g /4) 12 = 20.1241 (λ g ) 23 = 79.6195 (λ g /4) 23 = 19.9049 (λ g ) 34 = 78.0120 (λ g /4) 34 = 19.5030 (λ g ) 45 = 79.2733 (λ g /4) 45 = 19.8183
(λ g ) 56 = 78.3203 (λ g /4) 56 = 19.5801
(λ g ) 67 = 82.2133 (λ g /4) 67 = 20.5533

## 2.2.6 Transformasi ke bentuk Hairpin
Slide factor dan panjang saluran terkopel Untuk menentukan panjang slide factor, terlebih dahulu harus menentukan panjang saluran dengan menggunakan persamaan (22). Didapatkan hasil perhitungan sebagai berikut:
𝑙 01 = 81.3147 (√3.0941 x 2.7275) 1/2 = 47.7078 𝑚𝑚
Dari  perhitungan  diatas  didapatkan  nilai  panjang  saluran  terkopel  tiap  resonator  seperti berikut:
Tabel 8. Panjang gelombang terbimbing tiap resonator
Panjang Saluran terkopel resonator ke- Panjang Saluran terkopel resonator 𝑙 01 47.7078 mm 𝑙 12 46.9901 mm 𝑙 23 46.2243 mm 𝑙 34 44.8315 mm 𝑙 45 45.9232 mm 𝑙 56 45.0975 mm 𝑙 67 48.5014 mm
Setelah  panjang  saluran  terkopel  diketahui  kita  dapat  menentukan  panjang slide  factor dengan persamaan (23). Berikut perhitungan untuk mencari nilai slide factor :
Hasil  perhitungan  dari  persamaan  diatas,  didapatkan  panjang slide  factor  tiap  resonator adalah sebagai berikut:
Tabel 9. Nilai Slide Factor tiap resonator
Pada  perancangan  filter Hairpin  ini  menggunakan  teknik  pencatuan  Tap-line.  Untuk menentukan jarak tapping pada resonator dapat dihitung  menggunakan persamaan (24).
Hasil perhitungan tapping adalah sebagai berikut:
𝑡 𝑖𝑛𝑝𝑢𝑡 = 0.8790 𝑚𝑚
𝑡 𝑜𝑢𝑡𝑝𝑢𝑡 = 0.8943 𝑚𝑚
𝑏 01 =  20.3285 − (90 0 + 2) = 17.5435 𝑚𝑚
Slide factor resonator ke- Slide factor resonator 𝑏 01 17.5435 mm 𝑏 12 17.3391 mm 𝑏 23 17.1199 mm 𝑏 34 16.7180 mm 𝑏 45 17.0333 mm 𝑏 56 16.7951 mm 𝑏 67 17.7683 mm
Tabel 10. Parameter-Parameter pada Resonator Resonator ke- Lebar Resonator (W) Jarak Resonator (s) Panjang Resonator (l) Slide Factor (b) 1 2 mm 0.1394 mm 47.7078 mm 17.5435 mm 2 2 mm 0.8000 mm 46.9901 mm 17.3391 mm 3 2 mm 2.0000 mm 46.2243 mm 17.1199 mm 4 2 mm 3.0000 mm 44.8315 mm 16.7180 mm 5 2 mm 2.0000 mm 45.9232 mm 17.0333 mm 6 2 mm 0.8000 mm 45.0975 mm 16.7951 mm 7 2 mm 0.1271 mm 48.5014 mm 17.7683 mm
Dari perancangan hairpin band pass filter diatas didapatkan layout gambar rangkaian sebagai berikut:

## Gambar 9. Layout Hairpin Band Pass Filter

## 2.3 Tahap Simulasi
Sebelum ke tahap pabrikasi, langkah selanjutnya yang dilakukan adalah melakukan simulasi menggunakan  bantuan  simulator.  Pada  tahap  simulasi  ini  menggunakan  simulator CST Studio Suite. Untuk langkah-langkah simulasi bisa dilihat pada bagian lampiran. Gambar di bawah ini menunjukkan respon frekuensi dari hasil simulasi.

## Gambar 10. Respon Frekuensi Hasil simulasi
Dari gambar 10 diatas dapat dilihat bahwa respon frekuensi berada pada rentang 1.34 GHz – 1.46 GHz, sehingga perlu dilakukan tunning atau optimasi agar didapatkan respon frekuensi yang diharapkan yaitu pada rentang 1.265 GHz – 1.275 GHz.

## 2.4 Tahap Optimasi
Karena  pada  hasil  perhitungan  dengan  hasil  simulasi  akan  ada  perbedaan  maka  dilakukan optimasi yang menghasilkan ukuran layout yang berbeda dengan hasil perhitungan. Layout PCB yang sudah dioptimasi sebagai berikut:
Gambar 11. Layout Hairpin Band Pass filter Setelah Optimasi
Gambar 12. Hasil Optimasi menggunakan CST Suite Studio
Nilai parameter-parameter resonator Hairpin menjadi berubah setelah melakukan optimasi, berikut adalah nilai parameter-parameternya:
Tabel 11. Parameter-parameter pada resonator Hairpin setelah optimasi
Resonator ke- Lebar Resonator (W) Jarak Resonator (s) Panjang Resonator (l) Slide Factor (b) 1 2 mm 0.1394 mm 54 mm 5 mm 2 2 mm 1 mm 54 mm 5 mm 3 2 mm 2.5 mm 54 mm 5.5 mm 4 2 mm 5 mm 54 mm 8.5 mm 5 2 mm 2.5 mm 54 mm 5.5 mm 6 2 mm 1 mm 54 mm 5 mm 7 2 mm 0.1271 mm 54 mm 5 mm 3. HASIL PENGUKURAN DAN ANALISIS 3.1   Hasil Pengukuran 3.1.1   Hasil Pengukuran Return Loss
Pengukuran Return Loss (S11) menunjukkan karakteristik sinyal yang dipantulkan kembali ke sumber.  Semakin  kecil  nilai  R eturn  Loss  maka  semakin  kecil  pula  daya  yang  dikembalikan menuju sumber, sehingga daya bisa tersalurkan secara maksimal atau terjadi transfer daya maksimum.  Hasil  pengukuran  dapat  dilihat  pada  Gambar  13.  Pada  Gambar  13  marker  1
berada di frekuensi 1252 MHz dengan nilai Return Loss sebesar -6.671 dB, marker 2 berada di frekuensi 1270 MHz dengan nilai Return Loss sebesar – 9.337 dB, dan marker 3 berada frekuensi  1290  MHz  dengan  nilai Return  Loss  s  -6.640  dB.  Marker  1  dan  marker  3 menunjukkan  nilai Return Loss untuk nilai  bandwidth pada daerah passband  dan marker 2 menunjukkan nilai Return Loss untuk frekuensi tengahnya.

## Gambar 13. Hasil Pengukuran Return Loss

## 3.1.2   Hasil Pengukuran Insertion Loss
Insertion Loss menunjukkan karakteristik sinyal yang ditransmisikan dari port  input ke port output.  Insertion  Loss  ini  disebut  juga  dengan  Scattering  Coefficient  (S21).  Idealnya  nilai Insertion Loss adalah 0 dB, namun karena banyak terdapat rugi-rugi dalam filter maka nilai tersebut  sulit  untuk  dicapai.  Kemudian  untuk  hasil  pengukuran Insertion Loss dapat dilihat pada Gambar 14.

## Gambar 14. Hasil Pengukuran Insertion Loss
Pada  hasil  pengukuran  dapat  dilihat  bahwa  nilai Insertion  Loss  pada  marker  2  atau  ketika pada frekuensi tengah 1270 MHz adalah -13.512 dB, artinya saat frekuensi 1270 MHz daya pancar  yang  keluar  dari  filter  adalah  sebesar  1/20  kali  dari  daya  yang  masuk  ke  filter. Sedangkan  pada  marker  1  dengan  frekuensi  1252  MHz  nilai Insertion  Loss  nya  adalah  - 18.022 dB dan pada marker 3 dengan frekuensi 1290 MHz nilai Insertion Loss nya adalah - 17.103 dB.

## 3.1.3   Hasil Pengukuran Respon Fasa
Respon  fasa  menunjukkan  tingkat  linieritas  filter  yang  akan  memperngaruhi  besar  kecilnya delay  pada  sistem.  Berdasarkan  hasil  pengukuran,  tingkat  ke  linieritas  filter  dapat  dilihat pada gambar berikut ini.

## Gambar 15. Hasil Pengukuran Respon Fasa
Pada hasil pengukuran fasa di atas didapatkan hasil pada marker 1 dengan frekuensi 1252 MHz  didapatkan  nilai  14.14 0 ,  kemudian  pada  marker  2  dengan  frekuensi  1270  MHz didapatkan  nilai  -61.43 0 ,  dan  pada  marker  3  dengan  frekuensi  1290  MHz  didapatkan  nilai fasa -144.87 0 .

## 3.2 Analisis Hasil Pengukuran 3.2.1 Analisis Hasil Pengukuran Return Loss
Berdasarkan hasil pengukuran Return Loss, nilai VSWR pada filter Hairpin dengan frekuensi 1270 MHz adalah 2.044 atau dengan kata lain lebih besar dibandingkan dengan VSWR ideal Persamaan untuk menghitung nilai VSWR dapat dilihat pada persamaan (26) dan (27).
𝑅𝐿 = −20 log | Γ | (26) 𝑉𝑆𝑊𝑅 = 1 + | Γ | 1 − | Γ | (27)
VSWR  menunjukkan  tingkat  kesesuaian  impedansi  ( matching  impedance)  antara  saluran filter dengan saluran sumber. Semakin besar nilai VSWR, maka kualitas filter akan semakin jelek karena banyak daya yang dipantulkan kembali menuju sumber.
VSWR  ideal  mempunyai  nilai  1,  namun  sangat  sulit  untuk  mendapatkan  nilai  VSWR  =  1 dalam  realisasinya  karena  terdapat  banyak  faktor-faktor  yang  dapat  mengakibatkan ketidaksesuaian impedansi antara saluran filter dengan sumber. Beberapa faktornya antara lain:
1. Impedansi Tap-Line tidak tepat 50 Ω dan tidak match dengan impedansi konektor yang digunakan.
2. Proses  penyolderan  konektor  ke  saluran  akan  berpengaruh  terhadap  nilai  impedansi pada Tap-Line.
Dari hasil pengukuran filter menunjukkan banyak daya yang dipantulkan kembali ke sumber, sehingga  dalam  penerapan  filter Hairpin  dalam  Synthetic  Aperture  Radar  akan mengakibatkan kerugian karena akan banyak daya yang ke sumber.

## Gambar 17. Grafik Perbandingan pada spesifikasi, Simulasi dan Pengkuran
3.2.2   Analisis Hasil Pengukuran Insertion Loss Berdasarkan hasil pengukuran Insertion Loss (S21), daerah passband mempunyai frekuensi 1252 MHz sampai 1290 MHz. Kemudian nilai Insertion Loss pada frekunsi tengah 1270 MHz berada  pada  level  -13.512  dB.  Karena  nilai Insertion  Loss  sangat  kecil  maka  daya  output yang dihasilkan oleh filter Hairpin juga kecil, sehingga penggunaan daya pada filter ini tidak efisien.  Padahal  dalam  kebutuhan Synthetic  Aperture  Radar  kebutuhan  penggunaan  daya harus  seefisien  mungkin.  Idealnya  nilai Insertion  Loss  adalah  sebesar  0  dB  namun  pada realisasinya sulit untuk dapat tercapai karena beberapa faktor yang mempengaruhi besarnya nilai Insertion Loss, diantaranya adalah Loss Dielektrik (rugi-rugi bahan), dan Loss Pabrikasi (proses etching dan penyolderan konektor).

## 1. Loss Dielektrik
Setiap bahan dielektrik memiliki rugi-rugi bahan (tan δ) yang terakumulasi di setiap     luas bahan. Nilai rugi-rugi bahan dielektrik dapat dihitung dengan persamaan  (28) (Lancaster, 2001) :
𝛼 𝑑 = 8.686 𝜋  ( 𝜀 𝑟𝑒 − 1 𝜀 𝑟 − 1 ) 𝜀 𝑟 𝜀 𝑟𝑒 tan 𝛿 𝜆 g (28)
Dengan tan δ = 0.02 didapatkan redaman dielektrik sebesar 0.006078 ~ 0.0061 dB/cm. Dan untuk  dimensi  dielektrik  dengn  ukuran  panjang  x  lebar  =  13.5  x  7.5  cm  maka  redaman
dielektrik  total  dapat  dihitung  dengan  mengkalikan  nilai  luas  bahan  dengan  niai  redaman dielektrik/satuan panjang. Kemudian didapatkan persamaan 13.5 x 7.5 x 0.02 sehingga nilai redaman dielektrik total sebesar 0.62 dB. Nilai redaman dielektrik total ini akan mengurangi fungsionalitas kerja filter Hairpin dengan menambah redaman sebesar 0.62 dB.

## 2. Loss Pabrikasi
Loss pabrikasi diantaranya adalah ketidakpastian pada saat pencetakan jalur patch ke dalam papan  PCB  karena  dalam  pabrikasi  filter  mikrostrip  selisih  nilai  sedikit  saja  sangat mempengaruhi  hasil  pengukuran. Loss  pabrikasi  juga  timbul  akibat  penyolderan  konektor yang kurang baik. Jika penyolderan konektor kurang baik akan mengakibatkan redaman filter semakin  besar.  Sehingga  kedua  hal  tersebut  harus  sangat  diperhatikan  agar  hasil pengukuran mendekati dengan nilai perancangan.

## Gambar 18. Grafik Perbandingan Insertion Loss pada Spesifikasi, Simulasi dan Pengukuran
3.2.3   Analisis Hasil Pengukuran Respon Fasa Respon  fasa  menunjukkan  tingkat  linieritas  dari rangkaian  yang  memiliki  daerah passband. Pada  proses  komunikasi,  sinyal  yang  tidak  linier  akan  mengakibatkan  terjadinya delay. Berdasarkan hasil pengukuran, respon fasa filter Hairpin memiliki linieritas yang baik namun masih  kurang  akurat  karena  hasil  nya  dipengaruhi  oleh  nilai ripple  yang  dipakai  dalam perancangan.  Pada  filter Hairpin  ini  karena  dalam  metode  pembuatannya  menggunakan respon chevbyshev yang memiliki selektivitas yang baik namun memiliki linieritas fasa yang kurang baik dengan nilai ripple 0.1 dB.
Gambar 19. Grafik Pengukuran Respon Fasa Passband 0 50 100 150 200 250 300 350 400 1 2 5 0 1 2 5 2 1 2 5 5 1 2 6 0 1 2 6 5 1 2 7 0 1 2 8 0 1 2 8 5 1 2 9 0 Fas a (d er aja t)
Frekuensi (MHz)

## 3.3   Analisis Kerja Sistem
Analisis  kerja  sistem  menunjukkan  fungsional  filter Hairpin  hasil  dari  perancangan  dengan membandingkan hasil pengukuran dengan spesifikasi awal yang direncanakan dan dari hasil simulasi.  Berikut  perbandingan  spesifikasi  awal,  simulasi  dan  hasil  pengukuran. Fungsionalitas  filter Hairpin  dalam  melewatkan  frekuensi  yang  aplikasinya  terdapat  dalam sistem Synthetic  Aperture  Radar  dan  meredam  frekuensi  lain  yang  tidak  dibutuhkan  oleh sistem karena dapat mengganggu kerja sistem .
Tabel 12. Perbadingan Spesifikasi, Hasil simulasi dan Hasil Pengukuran
Parameter Daerah Passband Spesifikasi Simulasi Pengukuran Range Frekuensi 1265-1275 MHz 1265-1275 MHz 1252-1290 MHz Bandwidth 10 MHz 10 MHz 38 MHz Frekuensi Tengah 1270 MHz 1270 MHz 1270.625 MHz Return Loss < -14 dB -40 dB -9.337 dB Insertion Loss -3 dB -7 dB -13.512 dB
Dari  perbandingan  hasil  spesifikasi,  simulasi  dan  hasil  pengukuran  di  atas  terdapat pergesaran range frekuensi dan bandwidth, pada hasil pengukuran menunjukkan lebih besar dbandingankan  dengan  spesifikasi  dan  hasil  simulasi.  Hal  ini  akan  mempengaruhi  kerja sistem Synthetic Aperture Radar yang seharusnya hanya mempunyai bandwidth sebesar 10 MHz.  Pada  hasil  pengukuran  menunjukkan  hasil  38  MHz,  hal  ini  disebabkan  karena ketidakakuratan software  yang  digunakan  saat  simulasi  terhadap  hasil  pengukuran. Kemudian  pada  hasil  pengukuran  juga  terlihat  nilai Return  Loss  masih  lebih  besar  jika dibandingkan dengan hasil perancangan, artinya masih bayak daya yang dipantulkan kembali ke sumber. Sehingga dalam penggunaan daya kurang efisien. Dan untuk Insertion Loss hasil pengukuran  nilai  nya  masih  terlalu  kecil  jika  dibandingkan  dengan  hasil  pengukuran, akibatnya  di port  output  juga  daya  yang  keluar  akan  kecil  karena  filter  Hairpin ini  bekerja saat nilai -13.512 dB yang seharusnya nilai idealnya adalah 0 dB.
Kemudian  pada  respon  fasa,  hasil  ini  akan  berpengaruh  terhadap  nilai delay  yang  dapat mengganggu  kerja  sistem Synthetic  Aperture  Radar.  Respon  Chebyshev  ini  memiliki selektifitas yang baik, namun tingkat linieritas fasa tergantung pada nilai ripple yang dipakai pada perancangan yaitu sebesar 0.1 dB.

## 4. KESIMPULAN
Setelah  dilakukan  pengukuran  terhadap  filter  yang  sudah  dirancang,  dapat  diambil kesimpulan sebagai berikut:
1. Bandpass  Filter  berhasil  direalisasikan  menggunakan  metode  Hairpin-Line  dengan elemen mikrostrip.
2. Proses  perancangan Bandpass  Filter  menggunakan  meetode  Hairpin-Line  berhasil disimulasikan menggunakan software CST Studio Suite 2010.
3. Bandpass  Filter  dapat  melewatkan frekuensi  yang  dibutuhkan oleh  sistem  Synthetic Aperture Radar namun belum sesuai dengan spesifikasi awal pada perancangan. Nilai bandwidth yang dihasilkan masih terlalu lebar yaitu 38 MHz.
4. Bandpass  Filter  dapat  meredam  sumber  interferensi  di  luar  range  frekuensi  namun belum sesuai dengan spesifikasi awal pada perancangan.
5. Return Loss  yang dihasilkan oleh  Bandpass Filter dengan metode Hairpin-Line pada daerah passband adalah -9.337 dB.
6. Insertion Loss yang dihasilkan oleh Bandpass Filter dengan metode Hairpin-Line pada daerah passband adalah -13.512 dB.
7. Respon fasa Bandpass Filter pada daerah passband menunjukkan respon yang linier.

## DAFTAR RUJUKAN
Budi Syihabuddin, D. A. (2017). Perancangan Bandpass Filter Pita Sempit pada Frekuensi L- Band untuk Aplikasi Synthetic Aperture Radar (SAR). JURNAL INFOTEL.
Edwar,  M.  A.  (  2016). Microstrip  BPF  made  of  square  loop  resonator  for  X-band  weather radar.  2nd  International  Conference  on Wireless  and  Telematics  (ICWT)  (pp.  10  -  13). IEEE.
J.  T.  Sri  Sumantyo,  H.  W.  (2009). Development  of  Circularly  Polarized  Synthetic  Aperture Radar Onboard Microsatellite (µSAT CP-SAR). PIERS Proceedings. Beijing China.
Jiejin Wu, W. C. (2008). Design of band-pass Filters at Ka-band with waveguide to microstrip transition.  8th  International  Symposium  on  Antennas,  Propagation  and  EM  Theory. Kunming, China: IEEE.
Lancaster,  J.-S.  H.  (2001). Microstrip  Filters  for  RF/Microwave  Applications  :  John  Wiley  & Sons, Inc.
Pozar, D. M. (1998). Microwave Engineering Second Edition : John Wiley & Sons ,Inc.
Rustamaji,  A.  R.  (2013). Simulasi  Perancangan  Filter  Analog  dengan  Respon  Chebyshev. Jurnal Elkomika, 1(2): 106–116.
Sulaeman, E., Darlis, A.R. & Dewi, R.H.A. (2013). Perancangan dan Implementasi Duplexer Mikrostrip untuk Frekuensi LTE pada band ke-7. Jurnal Elkomika, 1(2): 68–78.
T.Jayanthy,  K.  a.  (2011). Design  of  Microstrip  Hairpin  BAnd  Pass  Filter  Using  Ground Structure  and  Open  Stubs.  International  Conference  on  Information  and  Electronics Engineering.
Zalabsky, T. (2013). Design and Modeling of an Output Microwave Filter for S Band Primary Radar Transmitter. 13th Conference on Microwave Techniques COMITE 2013. Pardubice, Czech Republic: IEEE.