在电信工业和微波电路设计领域,普遍使用MOS管控制冲击电流的方达到电流缓启动的目的。MOS管有导通阻抗Rds_on低和驱动简单的特点,在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。虽然电路比较简单,但只有吃透MOS管的相关开关特性后才能对这个电路有深入的理解。 本文首先从MOSFET的开通过程进行叙述: 尽管MOSFET在开关电源、电机控制等一些电子系统中得到广泛的应用,但是许多电子工程师并没有十分清楚的理解MOSFET开关过程,以及MOSFET在开关过程中所处的状态一般来说,电子工程师通常基于栅极电荷理解MOSFET的开通的过程,如图1所示此图在MOSFET数据表中可以查到 图 1 AOT460 栅极电荷特性 MOSFET的D和S极加电压为VDD,当驱动开通脉冲加到MOSFET的G和S极时,输入电容Ciss充电,G和S极电压Vgs线性上升并到达门槛电压VGS(th),Vgs上升到VGS(th)之前漏极电流Id≈0A,没有漏极电流流过,Vds的电压保持VDD不变。 当Vgs到达VGS(th)时,漏极开始流过电流Id,然后Vgs继续上升,Id也逐渐上升,Vds仍然保持VDD当Vgs到达米勒平台电压VGS(pl)时,Id也上升到负载电流最大值ID,Vds的电压开始从VDD下降。 米勒平台期间,Id电流维持ID,Vds电压不断降低。 米勒平台结束时刻,Id电流仍然维持ID,Vds电压降低到一个较低的值米勒平台结束后,Id电流仍然维持ID,Vds电压继续降低,但此时降低的斜率很小,因此降低的幅度也很小,最后稳定在Vds=Id×Rds(on)因此通常可以认为米勒平台结束后MOSFET基本上已经导通。 对于上述的过程,理解难点在于为什么在米勒平台区,Vgs的电压恒定?驱动电路仍然对栅极提供驱动电流,仍然对栅极电容充电,为什么栅极的电压不上升?而且栅极电荷特性对于形象的理解MOSFET的开通过程并不直观因此,下面将基于漏极导通特性理解MOSFET开通过程。 MOSFET的漏极导通特性与开关过程。 MOSFET的漏极导通特性如图2所示MOSFET与三极管一样,当MOSFET应用于放大电路时,通常要使用此曲线研究其放大特性只是三极管使用的基极电流、集电极电流和放大倍数,而MOSFET使用栅极电压、漏极电流和跨导。 图 2 AOT460 的漏极导通特性 三极管有三个工作区:截止区、放大区和饱和区,MOSFET对应是关断区、恒流区和可变电阻区注意:MOSFET恒流区有时也称饱和区或放大区当驱动开通脉冲加到MOSFET的G和S极时,Vgs的电压逐渐升高时,MOSFET的开通轨迹A-B-C-D如图3中的路线所示 图 3 AOT460 的开通轨迹 开通前,MOSFET起始工作点位于图3的右下角A点,AOT460的VDD电压为48V,Vgs的电压逐渐升高,Id电流为0,Vgs的电压达到VGS(th),Id电流从0开始逐渐增大 A-B就是Vgs的电压从VGS(th)增加到VGS(pl)的过程从A到B点的过程中,可以非常直观的发现,此过程工作于MOSFET的恒流区,也就是Vgs电压和Id电流自动找平衡的过程,即Vgs电压的变化伴随着Id电流相应的变化,其变化关系就是MOSFET的跨导:Gfs=Id/Vgs,跨导可以在MOSFET数据表中查到 当Id电流达到负载的最大允许电流ID时,此时对应的栅级电压Vgs(pl)=Id/gFS由于此时Id电流恒定,因此栅极Vgs电压也恒定不变,见图3中的B-C,此时MOSFET处于相对稳定的恒流区,工作于放大器的状态 开通前,Vgd的电压为Vgs-Vds,为负压,进入米勒平台,Vgd的负电压绝对值不断下降,过0后转为正电压驱动电路的电流绝大部分流过CGD,以扫除米勒电容的电荷,因此栅极的电压基本维持不变Vds电压降低到很低的值后,米勒电容的电荷基本上被扫除,即图3中的C点,于是,栅极的电压在驱动电流的充电下又开始升高,如图3中的C-D,使MOSFET进一步完全导通 C-D为可变电阻区,相应的Vgs电压对应着一定的Vds电压Vgs电压达到最大值,Vds电压达到最小值,由于Id电流为ID恒定,因此Vds的电压即为ID和MOSFET的导通电阻的乘积 基于MOSFET的漏极导通特性曲线可以直观的理解MOSFET开通时,跨越关断区、恒流区和可变电阻区的过程米勒平台即为恒流区,MOSFET工作于放大状态,Id电流为Vgs电压和跨导乘积 电路原理详细说明: MOS管是电压控制器件,其极间电容等效电路如图4所示。 图 4. 带外接电容 C2 的 N 型 MOS 管极间电容等效电路 MOS管的极间电容栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs、漏源电容Cds可以由以下公式确定: 公式中MOS管的反馈电容Crss,输入电容Ciss和输出电容Coss的数值在MOS管的手册上可以查到。 电容充放电快慢决定MOS管开通和关断的快慢,Vgs首先给Cgs 充电,随着Vgs的上升,使得MOS管从截止区进入可变电阻区。进入可变电阻区后,Ids电流增大,但是Vds电压不变。随着Vgs的持续增大,MOS管进入米勒平台区,在米勒平台区,Vgs维持不变,电荷都给Cgd 充电,Ids不变,Vds持续降低。在米勒平台后期,MOS管Vds非常小,MOS进入了饱和导通期。为确保MOS管状态间转换是线性的和可预知的,外接电容C2并联在Cgd上,如果外接电容C2比MOS管内部栅漏电容Cgd大很多,就会减小MOS管内部非线性栅漏电容Cgd在状态间转换时的作用,另外可以达到增大米勒平台时间,减缓电压下降的速度的目的。外接电容C2被用来作为积分器对MOS管的开关特性进行精确控制。控制了漏极电压线性度就能精确控制冲击电流。 电路描述: 图5所示为基于MOS管的自启动有源冲击电流限制法电路。